スイッチング電源回路
【課題】スイッチング用のパルス信号の周波数を拡散させ、周波数を拡散させることによるリップル電圧の増加を抑制するできるスイッチング電源回路の提供。
【解決手段】定電圧を印加した第１抵抗Ｒ２を通流する電流値に応じた周波数により、スイッチング素子１がスイッチングして電圧変換するスイッチング電源回路。第１抵抗Ｒ２の一端及び接地端子間に接続され、第２抵抗、結合コンデンサ及び電圧制御コンデンサからなる直列回路（５）と、スイッチング素子１に直列接続された第３抵抗Ｒ１の両端電圧を変換して整流する電圧変換整流回路３，４と、その整流した直流電圧で電圧制御コンデンサを充電する充電抵抗（５）と、前記直流電圧を電源として与えられ、直流電圧の分圧が非反転入力端子に、電圧制御コンデンサ（５）の端子電圧が反転入力端子に印加され、出力が各抵抗を通じて両入力端子に与えられる演算増幅器（５）とを備えている。
【解決手段】定電圧を印加した第１抵抗Ｒ２を通流する電流値に応じた周波数により、スイッチング素子１がスイッチングして電圧変換するスイッチング電源回路。第１抵抗Ｒ２の一端及び接地端子間に接続され、第２抵抗、結合コンデンサ及び電圧制御コンデンサからなる直列回路（５）と、スイッチング素子１に直列接続された第３抵抗Ｒ１の両端電圧を変換して整流する電圧変換整流回路３，４と、その整流した直流電圧で電圧制御コンデンサを充電する充電抵抗（５）と、前記直流電圧を電源として与えられ、直流電圧の分圧が非反転入力端子に、電圧制御コンデンサ（５）の端子電圧が反転入力端子に印加され、出力が各抵抗を通じて両入力端子に与えられる演算増幅器（５）とを備えている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、定電圧を印加した抵抗を通流する電流に応じた周波数でスイッチングすることにより電圧変換すると共に、その周波数を拡散させるスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源回路は、スイッチング素子をオン／オフすることにより、直流電力を降圧又は昇圧する電源回路であり、断続する直流電力がトランス及び平滑回路、又は平滑回路のみを通流することにより電圧変換される。また、チョークコイルを使用し、回路を断続的に短絡させることにより昇圧するものもある。
スイッチング電源回路では、その変圧比は、スイッチング素子をオン／オフするパルス信号の周波数には関係せず、そのパルス信号のデューティ比により定められる。
【０００３】
その為、スイッチング電源回路では、スイッチング素子をオン／オフするパルス信号を、オペアンプを用いた三角波発生回路によりＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して作成している。つまり、三角波発生回路が発生させた三角波と、所要電圧値に関連する電圧信号との大小を比較し、その比較結果に応じてパルス信号（ＰＷＭ信号）のデューティ比が定まる。
【０００４】
パルス信号の周波数は、三角波発生回路を構成する積分回路に通流する電流値で定まり、スイッチング用のパルス信号を作成するスイッチングＩＣでは、その積分回路に通流する電流値を定める為の抵抗が外付けされるようになっている。
スイッチング電源回路では、スイッチング素子をオン／オフすることにより電磁ノイズが発生するので、図３に示すように、その電磁ノイズが特定の周波数に集中しないように、スイッチング用のパルス信号の周波数を時系列的に拡散（変調）させ、電磁ノイズのレベルを下げる様々な技術が提案され実用化されている。
【０００５】
特許文献１には、スイッチング素子をスイッチングさせることによって、入力された電圧を異なる電圧に変換して出力する、出力が共通接続された複数の電圧変換回路と、複数の電圧変換回路のそれぞれのスイッチング素子に接続され、それぞれのスイッチング素子に対してスイッチングするための所定周波数の駆動信号を出力する駆動回路とを備えた電源装置が開示されている。
【０００６】
電圧変換回路は、２つを１組として１組以上設けられ、前記駆動信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性がオンデューティ比０．５に対して対称な、互いに同一の特性を有する。駆動回路は、各組毎に、各組の一方の電圧変換回路に対して、オンデューティ比Ｄ（０＜Ｄ＜１）の前記駆動信号を出力する。また、各組の他方の電圧変換回路に対して、オンデューティ比（１−Ｄ）の前記駆動信号を、そのオン期間及びオフ期間がオンデューティ比Ｄの前記駆動信号のオフ期間及びオン期間とそれぞれ一致するように位相を調整して出力する。
【０００７】
特許文献２には、パワースイッチング素子のオン操作及びオフ操作を繰り返すスイッチング制御を行なうスイッチング装置が開示されている。オン操作及びオフ操作のいずれか一方の開始タイミングを、基本となる周期に対し互いに異なるものを含む複数のシフト量にてシフトさせつつ行なう。また、いずれか一方の開始タイミング間の間隔の作るスイッチング周波数及びそれらの高調波の少なくとも一方が当該スイッチング装置に対するノイズ対策の所望される所定の周波数と断続的に重なりを生じるときに、重なりから次の重なりまでの間の周期の逆数が、可聴周波数帯内に入らないように設定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０１０−２４６１８３号公報
【特許文献２】特開２００６−２８８１０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
前述したように、スイッチング用のパルス信号の周波数を時系列的に拡散させるスイッチング電源回路では、スイッチングによる電磁ノイズは減少するが、周波数を増減して拡散させることにより、リップル電圧が増加するという問題がある。
本発明は、上述したような事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング用のパルス信号の周波数を時系列的に拡散させることができ、周波数を増減して拡散させることによるリップル電圧の増加を抑制することができるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
第１発明に係るスイッチング電源回路は、定電圧を第１抵抗の一端に印加し、該第１抵抗を通流する電流値に応じた周波数によるスイッチング素子のスイッチングにより電圧変換するスイッチング電源回路において、前記第１抵抗の一端及び固定電位端子間に接続され、第２抵抗、結合コンデンサ及び電圧制御コンデンサからなる直列回路と、前記スイッチング素子に直列接続された第３抵抗と、該第３抵抗の両端電圧を変換して整流する電圧変換整流回路と、該電圧変換整流回路が整流した直流電圧により前記電圧制御コンデンサを充電する為の充電抵抗と、前記直流電圧を電源として与えられ、該直流電圧の分圧が非反転入力端子に、前記電圧制御コンデンサの端子電圧が反転入力端子にそれぞれ印加され、出力信号がそれぞれに抵抗を通じて反転入力端子及び非反転入力端子に与えられる演算増幅器とを備えることを特徴とする。
【００１１】
このスイッチング電源回路では、定電圧を第１抵抗の一端に印加し、第１抵抗を通流する電流値に応じた周波数によるスイッチング素子のスイッチングにより電圧変換する。第２抵抗、結合コンデンサ及び電圧制御コンデンサからなる直列回路が、第１抵抗の一端及び固定電位端子間に接続され、第３抵抗が、スイッチング素子に直列接続されている。電圧変換整流回路が、第３抵抗の両端電圧を変換して整流し、充電抵抗が、電圧変換整流回路が整流した直流電圧により電圧制御コンデンサを充電する。演算増幅器は、電圧変換整流回路が整流した直流電圧を電源として与えられ、その直流電圧の分圧が非反転入力端子に、電圧制御コンデンサの端子電圧が反転入力端子にそれぞれ印加され、出力信号がそれぞれに抵抗を通じて反転入力端子及び非反転入力端子に与えられる。
【００１２】
第２発明に係るスイッチング電源回路は、その出力電流値を検出する電流検出手段と、前記電圧制御コンデンサ及び結合コンデンサ間をオン／オフするスイッチとを更に備え、前記電流検出手段が検出した電流値が所定値以下であるときは、前記スイッチをオフにするように構成してあることを特徴とする。
【００１３】
このスイッチング電源回路では、電流検出手段が出力電流値を検出し、スイッチが、電圧制御コンデンサ及び結合コンデンサ間をオン／オフする。電流検出手段が検出した電流値が所定値以下であるときは、スイッチをオフにする。これにより、スイッチング用のパルス信号の周波数を拡散させる必要がない程度に、電磁ノイズが低い場合は、周波数の拡散を停止させることができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係るスイッチング電源回路によれば、スイッチング用のパルス信号の周波数を時系列的に拡散させることができ、周波数を増減して拡散させることによるリップル電圧の増加を抑制することができるスイッチング電源回路を実現できる。
スイッチング電源回路では、負荷電流及び入力電圧の大きさに比例して、電磁ノイズが増加するが、本発明に係るスイッチング電源回路では、負荷電流及び入力電圧の大きさによって周波数の拡散量をコントロールすることで、リップル電圧の増加量をコントロールすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係るスイッチング電源回路の実施の形態の要部構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す発振回路の構成例を示す回路図である。
【図３】スイッチング電源回路のスイッチング周波数の拡散（変調）と電磁ノイズとの関係の例を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下に、本発明をその実施の形態を示す図面に基づき説明する。
図１は、本発明に係るスイッチング電源回路の実施の形態の要部構成を示すブロック図である。
このスイッチング電源回路は、車両に搭載され、車載バッテリＢからの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ１２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２が内蔵するスイッチング素子１を、ＰＷＭ制御によりスイッチングするＰＷＭコントローラ６と、ＰＷＭコントローラ６のスイッチング周波数を拡散させる為の増幅器３、整流回路４及び発振回路５とを備えている。
【００１７】
ＰＷＭコントローラ６は、図示しないオペアンプを用いた三角波発生回路を備えている。ＰＷＭコントローラ６は、所要電圧値と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧を抵抗Ｒ９，Ｒ１０で分圧し、フィードバックした電圧値との差に関連する電圧信号と、三角波発生回路が発生させた三角波との大小を比較して、その比較結果に応じたデューティ比のパルス信号（ＰＷＭ信号）を出力し、スイッチング素子１をスイッチングする。
【００１８】
ＰＷＭコントローラ６が出力するパルス信号の周波数は、三角波発生回路を構成する積分回路に通流する電流値で定まり、その積分回路に通流する電流値を定める為の抵抗（第１抵抗）Ｒ２が外付けされている。ＰＷＭコントローラ６は、例えば２Ｖの定電圧を抵抗Ｒ２に印加している。また、ＰＷＭコントローラ６の端子ＣＴには、位相補償する（周波数を変化させる）為のコンデンサＣ２が外付けされている。
【００１９】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、ＮチャネルＦＥＴ（スイッチング素子）１をオン／オフすることにより、車載バッテリＢからの直流電圧を昇圧するものであり、車載バッテリＢの正電極がチョークコイルＬの一方の端子に接続され、チョークコイルＬの他方の端子がＦＥＴ１のドレインに接続されている。ＦＥＴ１のソースは、抵抗（第３抵抗）Ｒ１を通じて接地されている。
チョークコイルＬの他方の端子は、また、ダイオードＤのアノードに接続され、ダイオードＤのカソードは、平滑コンデンサＣ１の一方の端子に接続され、平滑コンデンサＣ１の他方の端子は接地されている。
【００２０】
平滑コンデンサＣ１の両端電圧は、前述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧として抵抗Ｒ９，Ｒ１０により分圧されて、ＰＷＭコントローラ６が内蔵する電圧検出手段１１により検出される。
平滑コンデンサＣ１で平滑されたＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧は、１又は複数の負荷２に与えられ、負荷２を通流するＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電流値は、電流検出器１０により検出されて、制御部７に与えられる。
抵抗Ｒ１の両端電圧は、増幅器３及び整流回路４（電圧変換整流回路）により増幅及び整流されて、発振回路５に与えられ、発振回路５の出力端子は、ＰＷＭコントローラ６の抵抗Ｒ２が外付けされている端子ＲＴに接続されている。発振回路５及びＰＷＭコントローラ６には、制御部７からそれぞれの制御信号が与えられる。
【００２１】
図２は、図１に示す発振回路５の構成例を示す回路図である。
発振回路５は、ＰＷＭコントローラ６の端子ＲＴが、抵抗（第２抵抗）Ｒ６、結合コンデンサＣ４及びスイッチ９を介して、電圧制御コンデンサＣ３の一方の端子に接続され、電圧制御コンデンサＣ３の他方の端子は接地されている。
電圧制御コンデンサＣ３の一方の端子は、また、増幅器３及び整流回路４が増幅及び整流した直流電圧Ｖｄが充電抵抗Ｒ４を通じて与えられる。
【００２２】
直流電圧Ｖｄは、電源として演算増幅器８に与えられ、直流電圧Ｖｄの抵抗Ｒ３，Ｒ８による分圧が演算増幅器８の非反転入力端子に与えられ、電圧制御コンデンサＣ３の端子電圧が演算増幅器８の反転入力端子に与えられる。
演算増幅器８は、出力信号が抵抗Ｒ５を通じて反転入力端子に、抵抗Ｒ７を通じて非反転入力端子に与えられる。
制御部７は、イグニッションキーの操作信号等、昇圧開始を指示する信号を受信し、昇圧開始を指示する信号を受信すると、ＰＷＭコントローラ６へ昇圧開始を命令する信号を送信する。
【００２３】
以下に、このような構成のスイッチング電源回路の動作を説明する。
制御部７は、イグニッションキーの操作信号等、昇圧開始を指示する信号を受信すると、ＰＷＭコントローラ６を起動させる。
ＰＷＭコントローラ６は、所要電圧値と、抵抗Ｒ９，Ｒ１０で分圧してフィードバックしたＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧値との差に応じた電圧信号を作成する。ＰＷＭコントローラ６は、次いで、作成した電圧信号と三角波発生回路が発生させた三角波との大小を比較し、三角波の方が大のときにオンとするデューティ比のパルス信号（ＰＷＭ信号）を出力し、ＦＥＴ１をスイッチングする。
【００２４】
ＰＷＭコントローラ６が起動する際、発振回路５は電源を与えられていないので、電圧制御コンデンサＣ３の端子電圧は略０Ｖであり、これにより、ＰＷＭコントローラ６の端子ＲＴを通流する電流は最大となり、三角波発生回路が発生させる三角波の周波数は最高値となる。
ＦＥＴ１がスイッチングすることにより、抵抗Ｒ１の両端電圧が立ち上り、立ち上った電圧は、増幅器３で増幅され、整流回路４で整流されて、直流電圧Ｖｄとなって発振回路５に与えられる。
【００２５】
発振回路５は、与えられた直流電圧Ｖｄにより、演算増幅器８が起動すると、電圧制御コンデンサＣ３の端子電圧（反転入力端子電圧）は略０Ｖであり、演算増幅器８の非反転入力端子電圧はＶｄ（Ｒ８／（Ｒ８＋Ｒ３））となって、出力電圧はＶｄとなる。
演算増幅器８の出力電圧がＶｄとなると、非反転入力端子電圧はＶｄ（Ｒ８（Ｒ７＋Ｒ３）／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））となり、電圧制御コンデンサＣ３は、電圧Ｖｄにより充電抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５を通じて充電され始める。
【００２６】
電圧制御コンデンサＣ３が充電され、その端子電圧がＶｄ（Ｒ８（Ｒ７＋Ｒ３）／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））に達すると、演算増幅器８の出力電圧は０となる。
演算増幅器８の出力電圧が０となると、非反転入力端子電圧はＶｄ（Ｒ８Ｒ７／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））に下降し、電圧制御コンデンサＣ３は、抵抗Ｒ５を通じて放電し始める。
【００２７】
電圧制御コンデンサＣ３が放電し、その端子電圧がＶｄ（Ｒ８Ｒ７／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））迄下降すると、演算増幅器８の出力電圧はＶｄとなる。
演算増幅器８の出力電圧がＶｄとなると、非反転入力端子電圧はＶｄ（Ｒ８（Ｒ７＋Ｒ３）／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））に上昇し、電圧制御コンデンサＣ３は、電圧Ｖｄにより充電抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５を通じて充電され始める。
【００２８】
以下、同様に、電圧制御コンデンサＣ３は、端子電圧Ｖｄ（Ｒ８Ｒ７／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））及びＶｄ（Ｒ８（Ｒ７＋Ｒ３）／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））間で周期的に充放電を繰り返し、発振回路５が継続的に発振する。
電圧制御コンデンサＣ３が周期的に充放電を繰り返すことにより、コンデンサＣ３の端子電圧が周期的に変化し、抵抗Ｒ６の結合コンデンサＣ４側の端子電圧も同様に変化する。この端子電圧の変化により、抵抗Ｒ６を通流する電流値が変化し、ＰＷＭコントローラ６の端子ＲＴを通流する電流値も変化するので、この変化に応じて、ＰＷＭコントローラ６が出力するパルス信号の周波数が拡散される。
【００２９】
制御部７は、電流検出器１０が検出したＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電流値と所定値とを比較し、出力電流値が所定値より小さいときは、スイッチ９をオフにして、ＰＷＭコントローラ６が出力するパルス信号の周波数を低下させ、周波数の拡散を停止させる。
これにより、周波数の拡散が必要でない程に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電流が小さく、電磁ノイズが小さいときは、周波数の拡散を停止させることができ、リップル電圧を抑止することができる。
【００３０】
スイッチング電源回路では、負荷電流及び入力電圧の大きさに比例して、電磁ノイズが増加するが、このスイッチング電源回路では、負荷電流の大きさ及び入力電圧の高さによって周波数の拡散量をコントロールすることで、リップル電圧の増加量をコントロールすることができる。
これらにより、電磁ノイズが小さいときのリップル電圧を増加させることなく、高負荷時の電磁ノイズを低減することが可能となる。
【００３１】
尚、発振回路５の発振周波数は数百Ｈｚ程度、ＰＷＭコントローラ６が出力するパルス信号の周波数は数十ｋＨｚ程度である。
ＰＷＭコントローラ６は、抵抗Ｒ９，Ｒ１０の分圧を一定に保持するので、抵抗Ｒ１の両端電圧、及び整流回路４が出力する直流電圧Ｖｄも略一定に保持される。
尚、本実施の形態では、昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータに適用した例について記載したが、本発明に係るスイッチング電源回路は、降圧するＤＣ／ＤＣコンバータに適用することも可能である。
【符号の説明】
【００３２】
１ ＮチャネルＦＥＴ（スイッチング素子）
３ 増幅器（電圧変換整流回路）
４ 整流回路（電圧変換整流回路）
５ 発振回路
６ ＰＷＭコントローラ
７ 制御部
８ 演算増幅器
９ スイッチ
１０ 電流検出器
１１ 電圧検出手段
１２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｂ 車載バッテリ
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ 電圧制御コンデンサ
Ｃ４ 結合コンデンサ
Ｌ チョークコイル
Ｒ１ 抵抗（第３抵抗）
Ｒ２ 抵抗（第１抵抗）
Ｒ３，Ｒ５，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０ 抵抗
Ｒ４ 充電抵抗
Ｒ６ 抵抗（第２抵抗）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、定電圧を印加した抵抗を通流する電流に応じた周波数でスイッチングすることにより電圧変換すると共に、その周波数を拡散させるスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源回路は、スイッチング素子をオン／オフすることにより、直流電力を降圧又は昇圧する電源回路であり、断続する直流電力がトランス及び平滑回路、又は平滑回路のみを通流することにより電圧変換される。また、チョークコイルを使用し、回路を断続的に短絡させることにより昇圧するものもある。
スイッチング電源回路では、その変圧比は、スイッチング素子をオン／オフするパルス信号の周波数には関係せず、そのパルス信号のデューティ比により定められる。
【０００３】
その為、スイッチング電源回路では、スイッチング素子をオン／オフするパルス信号を、オペアンプを用いた三角波発生回路によりＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して作成している。つまり、三角波発生回路が発生させた三角波と、所要電圧値に関連する電圧信号との大小を比較し、その比較結果に応じてパルス信号（ＰＷＭ信号）のデューティ比が定まる。
【０００４】
パルス信号の周波数は、三角波発生回路を構成する積分回路に通流する電流値で定まり、スイッチング用のパルス信号を作成するスイッチングＩＣでは、その積分回路に通流する電流値を定める為の抵抗が外付けされるようになっている。
スイッチング電源回路では、スイッチング素子をオン／オフすることにより電磁ノイズが発生するので、図３に示すように、その電磁ノイズが特定の周波数に集中しないように、スイッチング用のパルス信号の周波数を時系列的に拡散（変調）させ、電磁ノイズのレベルを下げる様々な技術が提案され実用化されている。
【０００５】
特許文献１には、スイッチング素子をスイッチングさせることによって、入力された電圧を異なる電圧に変換して出力する、出力が共通接続された複数の電圧変換回路と、複数の電圧変換回路のそれぞれのスイッチング素子に接続され、それぞれのスイッチング素子に対してスイッチングするための所定周波数の駆動信号を出力する駆動回路とを備えた電源装置が開示されている。
【０００６】
電圧変換回路は、２つを１組として１組以上設けられ、前記駆動信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性がオンデューティ比０．５に対して対称な、互いに同一の特性を有する。駆動回路は、各組毎に、各組の一方の電圧変換回路に対して、オンデューティ比Ｄ（０＜Ｄ＜１）の前記駆動信号を出力する。また、各組の他方の電圧変換回路に対して、オンデューティ比（１−Ｄ）の前記駆動信号を、そのオン期間及びオフ期間がオンデューティ比Ｄの前記駆動信号のオフ期間及びオン期間とそれぞれ一致するように位相を調整して出力する。
【０００７】
特許文献２には、パワースイッチング素子のオン操作及びオフ操作を繰り返すスイッチング制御を行なうスイッチング装置が開示されている。オン操作及びオフ操作のいずれか一方の開始タイミングを、基本となる周期に対し互いに異なるものを含む複数のシフト量にてシフトさせつつ行なう。また、いずれか一方の開始タイミング間の間隔の作るスイッチング周波数及びそれらの高調波の少なくとも一方が当該スイッチング装置に対するノイズ対策の所望される所定の周波数と断続的に重なりを生じるときに、重なりから次の重なりまでの間の周期の逆数が、可聴周波数帯内に入らないように設定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０１０−２４６１８３号公報
【特許文献２】特開２００６−２８８１０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
前述したように、スイッチング用のパルス信号の周波数を時系列的に拡散させるスイッチング電源回路では、スイッチングによる電磁ノイズは減少するが、周波数を増減して拡散させることにより、リップル電圧が増加するという問題がある。
本発明は、上述したような事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング用のパルス信号の周波数を時系列的に拡散させることができ、周波数を増減して拡散させることによるリップル電圧の増加を抑制することができるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
第１発明に係るスイッチング電源回路は、定電圧を第１抵抗の一端に印加し、該第１抵抗を通流する電流値に応じた周波数によるスイッチング素子のスイッチングにより電圧変換するスイッチング電源回路において、前記第１抵抗の一端及び固定電位端子間に接続され、第２抵抗、結合コンデンサ及び電圧制御コンデンサからなる直列回路と、前記スイッチング素子に直列接続された第３抵抗と、該第３抵抗の両端電圧を変換して整流する電圧変換整流回路と、該電圧変換整流回路が整流した直流電圧により前記電圧制御コンデンサを充電する為の充電抵抗と、前記直流電圧を電源として与えられ、該直流電圧の分圧が非反転入力端子に、前記電圧制御コンデンサの端子電圧が反転入力端子にそれぞれ印加され、出力信号がそれぞれに抵抗を通じて反転入力端子及び非反転入力端子に与えられる演算増幅器とを備えることを特徴とする。
【００１１】
このスイッチング電源回路では、定電圧を第１抵抗の一端に印加し、第１抵抗を通流する電流値に応じた周波数によるスイッチング素子のスイッチングにより電圧変換する。第２抵抗、結合コンデンサ及び電圧制御コンデンサからなる直列回路が、第１抵抗の一端及び固定電位端子間に接続され、第３抵抗が、スイッチング素子に直列接続されている。電圧変換整流回路が、第３抵抗の両端電圧を変換して整流し、充電抵抗が、電圧変換整流回路が整流した直流電圧により電圧制御コンデンサを充電する。演算増幅器は、電圧変換整流回路が整流した直流電圧を電源として与えられ、その直流電圧の分圧が非反転入力端子に、電圧制御コンデンサの端子電圧が反転入力端子にそれぞれ印加され、出力信号がそれぞれに抵抗を通じて反転入力端子及び非反転入力端子に与えられる。
【００１２】
第２発明に係るスイッチング電源回路は、その出力電流値を検出する電流検出手段と、前記電圧制御コンデンサ及び結合コンデンサ間をオン／オフするスイッチとを更に備え、前記電流検出手段が検出した電流値が所定値以下であるときは、前記スイッチをオフにするように構成してあることを特徴とする。
【００１３】
このスイッチング電源回路では、電流検出手段が出力電流値を検出し、スイッチが、電圧制御コンデンサ及び結合コンデンサ間をオン／オフする。電流検出手段が検出した電流値が所定値以下であるときは、スイッチをオフにする。これにより、スイッチング用のパルス信号の周波数を拡散させる必要がない程度に、電磁ノイズが低い場合は、周波数の拡散を停止させることができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係るスイッチング電源回路によれば、スイッチング用のパルス信号の周波数を時系列的に拡散させることができ、周波数を増減して拡散させることによるリップル電圧の増加を抑制することができるスイッチング電源回路を実現できる。
スイッチング電源回路では、負荷電流及び入力電圧の大きさに比例して、電磁ノイズが増加するが、本発明に係るスイッチング電源回路では、負荷電流及び入力電圧の大きさによって周波数の拡散量をコントロールすることで、リップル電圧の増加量をコントロールすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係るスイッチング電源回路の実施の形態の要部構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す発振回路の構成例を示す回路図である。
【図３】スイッチング電源回路のスイッチング周波数の拡散（変調）と電磁ノイズとの関係の例を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下に、本発明をその実施の形態を示す図面に基づき説明する。
図１は、本発明に係るスイッチング電源回路の実施の形態の要部構成を示すブロック図である。
このスイッチング電源回路は、車両に搭載され、車載バッテリＢからの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ１２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２が内蔵するスイッチング素子１を、ＰＷＭ制御によりスイッチングするＰＷＭコントローラ６と、ＰＷＭコントローラ６のスイッチング周波数を拡散させる為の増幅器３、整流回路４及び発振回路５とを備えている。
【００１７】
ＰＷＭコントローラ６は、図示しないオペアンプを用いた三角波発生回路を備えている。ＰＷＭコントローラ６は、所要電圧値と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧を抵抗Ｒ９，Ｒ１０で分圧し、フィードバックした電圧値との差に関連する電圧信号と、三角波発生回路が発生させた三角波との大小を比較して、その比較結果に応じたデューティ比のパルス信号（ＰＷＭ信号）を出力し、スイッチング素子１をスイッチングする。
【００１８】
ＰＷＭコントローラ６が出力するパルス信号の周波数は、三角波発生回路を構成する積分回路に通流する電流値で定まり、その積分回路に通流する電流値を定める為の抵抗（第１抵抗）Ｒ２が外付けされている。ＰＷＭコントローラ６は、例えば２Ｖの定電圧を抵抗Ｒ２に印加している。また、ＰＷＭコントローラ６の端子ＣＴには、位相補償する（周波数を変化させる）為のコンデンサＣ２が外付けされている。
【００１９】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、ＮチャネルＦＥＴ（スイッチング素子）１をオン／オフすることにより、車載バッテリＢからの直流電圧を昇圧するものであり、車載バッテリＢの正電極がチョークコイルＬの一方の端子に接続され、チョークコイルＬの他方の端子がＦＥＴ１のドレインに接続されている。ＦＥＴ１のソースは、抵抗（第３抵抗）Ｒ１を通じて接地されている。
チョークコイルＬの他方の端子は、また、ダイオードＤのアノードに接続され、ダイオードＤのカソードは、平滑コンデンサＣ１の一方の端子に接続され、平滑コンデンサＣ１の他方の端子は接地されている。
【００２０】
平滑コンデンサＣ１の両端電圧は、前述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧として抵抗Ｒ９，Ｒ１０により分圧されて、ＰＷＭコントローラ６が内蔵する電圧検出手段１１により検出される。
平滑コンデンサＣ１で平滑されたＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧は、１又は複数の負荷２に与えられ、負荷２を通流するＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電流値は、電流検出器１０により検出されて、制御部７に与えられる。
抵抗Ｒ１の両端電圧は、増幅器３及び整流回路４（電圧変換整流回路）により増幅及び整流されて、発振回路５に与えられ、発振回路５の出力端子は、ＰＷＭコントローラ６の抵抗Ｒ２が外付けされている端子ＲＴに接続されている。発振回路５及びＰＷＭコントローラ６には、制御部７からそれぞれの制御信号が与えられる。
【００２１】
図２は、図１に示す発振回路５の構成例を示す回路図である。
発振回路５は、ＰＷＭコントローラ６の端子ＲＴが、抵抗（第２抵抗）Ｒ６、結合コンデンサＣ４及びスイッチ９を介して、電圧制御コンデンサＣ３の一方の端子に接続され、電圧制御コンデンサＣ３の他方の端子は接地されている。
電圧制御コンデンサＣ３の一方の端子は、また、増幅器３及び整流回路４が増幅及び整流した直流電圧Ｖｄが充電抵抗Ｒ４を通じて与えられる。
【００２２】
直流電圧Ｖｄは、電源として演算増幅器８に与えられ、直流電圧Ｖｄの抵抗Ｒ３，Ｒ８による分圧が演算増幅器８の非反転入力端子に与えられ、電圧制御コンデンサＣ３の端子電圧が演算増幅器８の反転入力端子に与えられる。
演算増幅器８は、出力信号が抵抗Ｒ５を通じて反転入力端子に、抵抗Ｒ７を通じて非反転入力端子に与えられる。
制御部７は、イグニッションキーの操作信号等、昇圧開始を指示する信号を受信し、昇圧開始を指示する信号を受信すると、ＰＷＭコントローラ６へ昇圧開始を命令する信号を送信する。
【００２３】
以下に、このような構成のスイッチング電源回路の動作を説明する。
制御部７は、イグニッションキーの操作信号等、昇圧開始を指示する信号を受信すると、ＰＷＭコントローラ６を起動させる。
ＰＷＭコントローラ６は、所要電圧値と、抵抗Ｒ９，Ｒ１０で分圧してフィードバックしたＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧値との差に応じた電圧信号を作成する。ＰＷＭコントローラ６は、次いで、作成した電圧信号と三角波発生回路が発生させた三角波との大小を比較し、三角波の方が大のときにオンとするデューティ比のパルス信号（ＰＷＭ信号）を出力し、ＦＥＴ１をスイッチングする。
【００２４】
ＰＷＭコントローラ６が起動する際、発振回路５は電源を与えられていないので、電圧制御コンデンサＣ３の端子電圧は略０Ｖであり、これにより、ＰＷＭコントローラ６の端子ＲＴを通流する電流は最大となり、三角波発生回路が発生させる三角波の周波数は最高値となる。
ＦＥＴ１がスイッチングすることにより、抵抗Ｒ１の両端電圧が立ち上り、立ち上った電圧は、増幅器３で増幅され、整流回路４で整流されて、直流電圧Ｖｄとなって発振回路５に与えられる。
【００２５】
発振回路５は、与えられた直流電圧Ｖｄにより、演算増幅器８が起動すると、電圧制御コンデンサＣ３の端子電圧（反転入力端子電圧）は略０Ｖであり、演算増幅器８の非反転入力端子電圧はＶｄ（Ｒ８／（Ｒ８＋Ｒ３））となって、出力電圧はＶｄとなる。
演算増幅器８の出力電圧がＶｄとなると、非反転入力端子電圧はＶｄ（Ｒ８（Ｒ７＋Ｒ３）／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））となり、電圧制御コンデンサＣ３は、電圧Ｖｄにより充電抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５を通じて充電され始める。
【００２６】
電圧制御コンデンサＣ３が充電され、その端子電圧がＶｄ（Ｒ８（Ｒ７＋Ｒ３）／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））に達すると、演算増幅器８の出力電圧は０となる。
演算増幅器８の出力電圧が０となると、非反転入力端子電圧はＶｄ（Ｒ８Ｒ７／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））に下降し、電圧制御コンデンサＣ３は、抵抗Ｒ５を通じて放電し始める。
【００２７】
電圧制御コンデンサＣ３が放電し、その端子電圧がＶｄ（Ｒ８Ｒ７／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））迄下降すると、演算増幅器８の出力電圧はＶｄとなる。
演算増幅器８の出力電圧がＶｄとなると、非反転入力端子電圧はＶｄ（Ｒ８（Ｒ７＋Ｒ３）／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））に上昇し、電圧制御コンデンサＣ３は、電圧Ｖｄにより充電抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５を通じて充電され始める。
【００２８】
以下、同様に、電圧制御コンデンサＣ３は、端子電圧Ｖｄ（Ｒ８Ｒ７／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））及びＶｄ（Ｒ８（Ｒ７＋Ｒ３）／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ７Ｒ３＋Ｒ８Ｒ３））間で周期的に充放電を繰り返し、発振回路５が継続的に発振する。
電圧制御コンデンサＣ３が周期的に充放電を繰り返すことにより、コンデンサＣ３の端子電圧が周期的に変化し、抵抗Ｒ６の結合コンデンサＣ４側の端子電圧も同様に変化する。この端子電圧の変化により、抵抗Ｒ６を通流する電流値が変化し、ＰＷＭコントローラ６の端子ＲＴを通流する電流値も変化するので、この変化に応じて、ＰＷＭコントローラ６が出力するパルス信号の周波数が拡散される。
【００２９】
制御部７は、電流検出器１０が検出したＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電流値と所定値とを比較し、出力電流値が所定値より小さいときは、スイッチ９をオフにして、ＰＷＭコントローラ６が出力するパルス信号の周波数を低下させ、周波数の拡散を停止させる。
これにより、周波数の拡散が必要でない程に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電流が小さく、電磁ノイズが小さいときは、周波数の拡散を停止させることができ、リップル電圧を抑止することができる。
【００３０】
スイッチング電源回路では、負荷電流及び入力電圧の大きさに比例して、電磁ノイズが増加するが、このスイッチング電源回路では、負荷電流の大きさ及び入力電圧の高さによって周波数の拡散量をコントロールすることで、リップル電圧の増加量をコントロールすることができる。
これらにより、電磁ノイズが小さいときのリップル電圧を増加させることなく、高負荷時の電磁ノイズを低減することが可能となる。
【００３１】
尚、発振回路５の発振周波数は数百Ｈｚ程度、ＰＷＭコントローラ６が出力するパルス信号の周波数は数十ｋＨｚ程度である。
ＰＷＭコントローラ６は、抵抗Ｒ９，Ｒ１０の分圧を一定に保持するので、抵抗Ｒ１の両端電圧、及び整流回路４が出力する直流電圧Ｖｄも略一定に保持される。
尚、本実施の形態では、昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータに適用した例について記載したが、本発明に係るスイッチング電源回路は、降圧するＤＣ／ＤＣコンバータに適用することも可能である。
【符号の説明】
【００３２】
１ ＮチャネルＦＥＴ（スイッチング素子）
３ 増幅器（電圧変換整流回路）
４ 整流回路（電圧変換整流回路）
５ 発振回路
６ ＰＷＭコントローラ
７ 制御部
８ 演算増幅器
９ スイッチ
１０ 電流検出器
１１ 電圧検出手段
１２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｂ 車載バッテリ
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ 電圧制御コンデンサ
Ｃ４ 結合コンデンサ
Ｌ チョークコイル
Ｒ１ 抵抗（第３抵抗）
Ｒ２ 抵抗（第１抵抗）
Ｒ３，Ｒ５，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０ 抵抗
Ｒ４ 充電抵抗
Ｒ６ 抵抗（第２抵抗）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電圧を第１抵抗の一端に印加し、該第１抵抗を通流する電流値に応じた周波数によるスイッチング素子のスイッチングにより電圧変換するスイッチング電源回路において、
前記第１抵抗の一端及び固定電位端子間に接続され、第２抵抗、結合コンデンサ及び電圧制御コンデンサからなる直列回路と、前記スイッチング素子に直列接続された第３抵抗と、該第３抵抗の両端電圧を変換して整流する電圧変換整流回路と、該電圧変換整流回路が整流した直流電圧により前記電圧制御コンデンサを充電する為の充電抵抗と、前記直流電圧を電源として与えられ、該直流電圧の分圧が非反転入力端子に、前記電圧制御コンデンサの端子電圧が反転入力端子にそれぞれ印加され、出力信号がそれぞれに抵抗を通じて反転入力端子及び非反転入力端子に与えられる演算増幅器とを備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
その出力電流値を検出する電流検出手段と、前記電圧制御コンデンサ及び結合コンデンサ間をオン／オフするスイッチとを更に備え、前記電流検出手段が検出した電流値が所定値以下であるときは、前記スイッチをオフにするように構成してある請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項１】
定電圧を第１抵抗の一端に印加し、該第１抵抗を通流する電流値に応じた周波数によるスイッチング素子のスイッチングにより電圧変換するスイッチング電源回路において、
前記第１抵抗の一端及び固定電位端子間に接続され、第２抵抗、結合コンデンサ及び電圧制御コンデンサからなる直列回路と、前記スイッチング素子に直列接続された第３抵抗と、該第３抵抗の両端電圧を変換して整流する電圧変換整流回路と、該電圧変換整流回路が整流した直流電圧により前記電圧制御コンデンサを充電する為の充電抵抗と、前記直流電圧を電源として与えられ、該直流電圧の分圧が非反転入力端子に、前記電圧制御コンデンサの端子電圧が反転入力端子にそれぞれ印加され、出力信号がそれぞれに抵抗を通じて反転入力端子及び非反転入力端子に与えられる演算増幅器とを備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
その出力電流値を検出する電流検出手段と、前記電圧制御コンデンサ及び結合コンデンサ間をオン／オフするスイッチとを更に備え、前記電流検出手段が検出した電流値が所定値以下であるときは、前記スイッチをオフにするように構成してある請求項１記載のスイッチング電源回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２０１３−１１５８７４（Ｐ２０１３−１１５８７４Ａ）
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２５７９２２（Ｐ２０１１−２５７９２２）
【出願日】平成２３年１１月２５日（２０１１．１１．２５）
【出願人】（３９５０１１６６５）株式会社オートネットワーク技術研究所 (2,668)
【出願人】（０００１８３４０６）住友電装株式会社 (6,135)
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月２５日（２０１１．１１．２５）
【出願人】（３９５０１１６６５）株式会社オートネットワーク技術研究所 (2,668)
【出願人】（０００１８３４０６）住友電装株式会社 (6,135)
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
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