アンテナ選択ダイバーシチ受信システム
【目的】 速い変化のフェーディングに対応出来るアンテナ選択ダイバーシチ受信システムを提供することを目的とする。
【構成】 ＴＤＭ信号を対象とし、アンテナ（１，２）をバースト毎に切換えて、各バーストの予測される信号品質に従って最良の受信信号品質が得られるようにする。信号品質の予測は、各バースト信号の直前の、アンテナ毎の受信レベル及びその傾斜にもとづいて行なわれる。信号品質としては、自局バーストタイミングにおける平均符号誤り率、自局バーストタイミングの中央部での受信レベル、又は自局バーストタイミングにおける最低受信レベルを用いる。予測は直線予測ばかりでなく、非直線予測も可能である。自局バースト信号の直前の情報を用いて受信信号品質の予測を行ない、バースト毎にアンテナを切換えるので、早いフェーディング変化に対してもダイバーシチ効果が得られ優れた受信信号品質が得られる。
【構成】 ＴＤＭ信号を対象とし、アンテナ（１，２）をバースト毎に切換えて、各バーストの予測される信号品質に従って最良の受信信号品質が得られるようにする。信号品質の予測は、各バースト信号の直前の、アンテナ毎の受信レベル及びその傾斜にもとづいて行なわれる。信号品質としては、自局バーストタイミングにおける平均符号誤り率、自局バーストタイミングの中央部での受信レベル、又は自局バーストタイミングにおける最低受信レベルを用いる。予測は直線予測ばかりでなく、非直線予測も可能である。自局バースト信号の直前の情報を用いて受信信号品質の予測を行ない、バースト毎にアンテナを切換えるので、早いフェーディング変化に対してもダイバーシチ効果が得られ優れた受信信号品質が得られる。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無線通信において発生するフェージングを克服し、安定かつ高品質な情報の伝達を可能とするためのアンテナ選択ダイバーシチ受信方法及びその方法による受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】無線通信では電波を伝送媒体として用いているため、多重波伝搬によって受信信号の強度が著しく変動し、伝送品質の劣化を生じることがある。このような劣化を防ぎ、安定かつ高品質な情報の伝達を可能とするために、様々なダイバーシチ受信技術が考えられてきた。特にアンテナ選択ダイバーシチ受信方法は、受信機が１台で済み、ダイバーシチのための回路の追加が比較的少ないことから、無線機の小型化・低消費電力化が重視される携帯電話に適した方法といえる。
【０００３】従来のアンテナ選択ダイバーシチ受信法を、３ＣＨの時分割多重（ＴＤＭ）伝送方式を例にとって以下で説明する。
【０００４】図１０は従来のアンテナ選択ダイバーシチ受信機の構成例を示す図である。同図において、１及び２は受信アンテナ、３は選択スイッチ、４は受信・復調部、５はフレーム同期回路、６はアンテナ選択回路、６−１はタイミング回路、６−２はスイッチ制御回路、６−３は受信信号強度測定回路、６−４及び６−５はサンプルホールド回路、６−６は大小比較回路である。
【０００５】この従来例の構成ではアンテナ１または２からの信号Ａ１またはＡ２を選択スイッチ３を介して受信・復調部４で受信し、復調された信号をフレーム同期回路５へ入力してフレーム同期を行う。アンテナ選択回路６ではフレーム同期回路５から得たフレームタイミングからの自局向けの信号バーストの受信時刻を判定し、その時刻の直前に選択スイッチ３を切換えて２つのアンテナによる受信信号強度の比較を行う。ここで図１１は図１０の従来例における処理手順を示す図である。同図（ａ）は受信信号のフレーム構成であり、３チャネル／フレームのＴＤＭ方式である。この例では自局向け信号はフレーム内の第３バーストに割当られている。タイミング回路６−１は、先ず自局向け信号バーストの受信時刻の直前の時刻ｔ1 に受信信号強度測定回路６−３にトリガ信号を送り、今選択されているアンテナ１による受信信号強度Ｒ1 をサンプルホールド回路６−４で保持する。この後直ちにスイッチ制御回路６−２により、選択スイッチ３をもう一つのアンテナ２へ切換え、時刻ｔ2 にアンテナ２による受信信号強度Ｒ2 をサンプルホールド回路６−５で保持する。大小比較回路６−６はこの２つの受信信号強度Ｒ1 、Ｒ2 の大きさを比較する。スイッチ制御回路６−２は大小比較回路６−６の比較結果に基づき、受信信号強度の高い方のアンテナを選択し、そのまま自局向け信号バーストを受信する。例えばアンテナ１及び２による受信信号強度が同図（ｂ）のＣ１及びＣ２のように変化する場合、スイッチ制御回路６−２からのスイッチ選択信号は同図（ｃ）のようになり、Ｒ1 ＞Ｒ2 であるから、自局向け信号バーストはアンテナ１で受信される。このようにして、フレーム毎にＲ1 とＲ2 を比較し、受信信号強度の高い方のアンテナを選択することにより、受信・復調部４に加えられる自局向け信号の平均強度を高く保って誤りの発生を抑え、ダイバーシチ効果を得ることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従来の方法では、受信信号強度の変化速度、即ちフェージング速度が速い場合には十分なダイバーシチ効果を得ることができないという欠点を有していた。この原因は、Ｒ1 とＲ2 を測定した後で受信信号強度が変化し、必ずしも選択したアンテナによる受信信号強度が高いとは限らない場合が発生するからである。この例を図１１（ｄ）及び（ｅ）に示す。アンテナ１及び２による受信信号強度が同図（ｄ）のＣ１及びＣ２のように変化すると、時刻ｔ1 、ｔ2 においてＲ1 ＞Ｒ2 であるから自局向け信号バーストはアンテナ１で受信される。ところが、受信信号強度はその直後逆転し、自局向け信号バーストは結果的に低い受信信号強度アンテナで受信され、誤り率が劣化する。このため、フェージング速度が速い場合には上記従来の方法は適用できなかった。
【０００７】本発明はこれらの問題点を解決するためのもので、フェージング速度が速い場合にもダイバーシチ効果の得られるアンテナ選択ダイバーシチ受信方式を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するための本発明の特徴は、次の構成を有するアンテナ選択ダイバーシチ受信システムにある；
（ａ）複数のアンテナ、（ｂ）アンテナを切換える選択スイッチ、（ｃ）選択スイッチを介してアンテナに接続され、復調信号と受信レベルを与える受信復調部、（ｄ）受信復調部の出力に接続され、時分割信号のフレーム同期を行なうためのフレーム同期回路、（ｅ）受信復調部の出力に結合して前記受信レベルを受信し、前記選択スイッチを制御する次の構成を有するアンテナ選択回路、（ｅ−１）前記フレーム同期回路に結合し、自局バーストスロットの始点をみつけるタイミング回路、（ｅ−２）自局バーストスロットの直前の各アンテナの受信レベルを蓄積する第１蓄積手段、（ｅ−３）各アンテナの受信レベルの傾斜を与える傾斜手段、（ｅ−４）傾斜手段の出力を蓄積する第２蓄積手段、（ｅ−５）第１及び第２蓄積手段の出力を用いて、前記受信レベルと前記傾斜に従って、自局バーストスロットにおける信号受信品質を予測す予測手段、及び、（ｅ−６）前記タイミング回路と前記予測手段に結合し、バースト毎に自局バーストスロットの始点の直前で前記選択スイッチを切換え、自局バーストスロットで最良の受信信号品質を与えるアンテナを選択するスイッチ制御回路。
【０００９】
【作用】以上のような構成を有する本発明によれば、各アンテナで受信された受信信号強度と各受信信号強度の時間微分係数とから受信時刻における各アンテナの受信信号品質を推定し、最も高い信号品質を得るアンテナを選択する。また、各アンテナに対する受信信号強度の測定を２回づつ行い、各アンテナに対する２回の測定値の差分と各アンテナに対する受信信号強度とから受信時刻における各アンテナの信号品質を推定し、最も高い信号品質を得るアンテナを選択する。
【００１０】よって、従来のアンテナ選択ダイバーシチ受信方式ではアンテナを選択するための判断情報として、受信信号強度のみを用いていたので、フェージング速度が速い場合には判断後に受信信号強度がアンテナ間で逆転し、結果としてアンテナ選択誤りを生じることが多かった。これに対し、本発明では受信信号強度に加えて受信信号強度の時間微分係数を用いて各アンテナの信号強度を求め、受信時刻における各アンテナの信号品質を推定する。これによって、フェージング速度が速い場合にもアンテナ選択誤りを生じる確率が減少して信号品質を改善でき、大きなダイバーシチ効果が得られる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１は本発明の第１の実施例の動作を示すフローチャート、図２は本実施例の構成を示すブロック図である。図２において、図１０と同一の参照番号は同一の構成要素を示す。異なる構成要素として、７はアンテナ選択回路、７−１はタイミング回路、７−２はスイッチ制御回路、７−３は受信信号強度測定回路、７−４は受信信号強度微分係数測定回路、７−５、７−６、７−８及び７−９はサンプルホールド回路、７−７は微分回路、７−１０は誤り率推定回路である。本実施例ではアンテナ１または２からの信号を選択スイッチ３を介して受信・復調部４で受信し、復調された信号をフレーム同期回路５へ入力してフレーム同期を行なう。アンテナ選択回路７ではフレーム同期回路５から得たフレームタイミングから自局向けの信号バーストの受信時刻を判定し、その時刻の直前に選択スイッチ３を切換えて２つのアンテナによる受信信号強度および各受信信号強度の時間微分係数の測定を行なう。
【００１２】ここで図３Ａは本実施例の処理手順を示す図である。同図（ａ）は受信信号のフレーム構成で、図１１１１（ａ）と同一である。Ｓ１，Ｓ２は他局向バースト、Ｓ３は自局向けバーストである。タイミング回路７−１は、先ず自局向け信号バーストの受信時刻の直前の時刻ｔ1 に受信信号強度測定回路７−３にトリガ信号を送り、今選択されているアンテナ１による受信信号強度Ｒ1 をサンプルホールド回路７−５で保持する（図１の１０２）。トリガ信号はこれと同時に受信信号強度微分係数測定回路７−４にも送られ、アンテナ１による受信信号強度を微分回路７−７で微分して得た微分係数ｄＲ1 をサンプルホールド回路７−８で保持する（図１の１０２）。この後直ちにスイッチ制御回路７−２により、選択スイッチ３をもう一つのアンテナ２へ切換え、時刻ｔ2 にアンテナ２による受信信号強度Ｒ2 及びその微分係数ｄＲ2 をサンプルホールド回路７−６及び７−９で保持する。このようにしてえられた４つのパラメータＲ1 、Ｒ2 、ｄＲ1 、ｄＲ2 は誤り率推定回路７−１０へ入力される。誤り率推定回路７−１０では、４つのパラメータＲ1 、Ｒ2 、ｄＲ1 、ｄＲ2 を用いて自局向け信号バーストの受信時刻における各アンテナの受信信号強度を求め、この値から受信誤り率を推定する（図１の１０６）。例えばアンテナ１及び２による受信信号強度が同図（ｂ）のＣ１及びＣ２のように変化する場合、Ｃ１及びＣ２に対する微分係数Ｄ１及びＤ２は同図（ｃ）のようになる。このとき得られたＲ1 、Ｒ2 、ｄＲ1 、ｄＲ2 を用いて、自局向け信号バーストの受信時刻ｔにおける各アンテナの受信信号強度ｒ1 、ｒ2 及び平均受信誤り率Ｅ1 、Ｅ2 は以下の式で推定できる。
【数１】
【００１３】ただしｔs ，ｔf は自局向け信号バーストの受信開始時刻及び終了時刻である。Ｐe ［ｒ］は受信信号強度ｒに対する誤り率を表わす。一例として、差動符号化ＱＰＳＫ信号を遅延検波する場合の理論計算式は
【数２】
となる。ただしｒo は、検波器入力での規格化Ｓ／Ｎ比（Ｅb ／Ｎo ）が１となる受信信号強度、Ｅb は信号１ビット当りの受信電力、Ｎo は雑音電力密度を表わす。上式によってｒ1 、ｒ2 及びＥ1 、Ｅ2 を推定する、と図３Ａの（ｄ）及び（ｅ）のようになり、Ｅ1 ＞Ｅ2 となる（図１の１０８）。この情報はスイッチ制御回路７−２に伝えられ、スイッチ制御回路７−２では同図（ｆ）に示すように誤り率の低いアンテナ２を選択する（図１の１１２）。この結果、自局向け信号バーストを受信する際の平均誤り率を低く保つことができる。図３Ａの例（ｂ）における受信信号強度の変化Ｃ１及びＣ２は、従来例の動作の説明に用いた図１１の（ｄ）におけるＣ１及びＣ２と同じであり、従来例では同図（ｅ）に示したようにアンテナ１を選択してしまい、結果として受信誤り率が高くなっていたが、本実施例によればアンテナ２を選択するので、平均受信誤り率を低く保つことができる。
【００１４】このように、本実施例では、受信信号強度とその時間微分係数から受信時刻における各アンテナの平均受信誤り率を推定・比較してアンテナを選択するので、従来例のようにアンテナを選択した後で受信信号強度が逆転し、選択誤りをおこすような状況でも、絶えず誤り率の低いアンテナを選択することが可能になり、大きなダイバーシチ効果を得ることができる。
【００１５】図３Ｂは図３Ａの変形例で、図３Ａと同じ参照番号は同じものを示す。図３Ｂの特徴は自局タイムスロットの中央での受信レベルが高い方のアンテナを選択することにある。
【００１６】自局タイムスロットの中央での受信レベル（Ｍ1 、Ｍ2 ）は次式で求められる。
【数３】
【００１７】上記（２Ａ）式を（２）式の代りにアンテナ選択のために用いる。図３Ｂでは、受信レベルＭ1 、Ｍ2 は、受信レベルが直線的に変化するものと仮定している。
【００１８】図３Ｃは図３Ａの別の変形例で図３Ａと同じ参照番号は同じものを示す。図３Ｃの特徴は、自局バーストにおける最低受信レベルが高い方のアンテナを選択することにある。
【００１９】アンテナ１の最低受信レベルＬ1 と、アンテナ２の最低受信レベルＬ2 は次式により推定される。
【数４】
【００２０】上記３つの例（図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃ）のいずれも、自局タイムスロットＳ３でアンテナ２を選択する。
【００２１】さて、実際に本発明を実施するにあたって、微分回路の過渡応答のため正しい微分係数が得られないことがある。この問題点と解決策を以下に示す。
【００２２】図４は図３Ａ（ｂ）のように受信信号強度が変化した場合についての手順を示す図であって、図２の受信・復調部４からの受信信号強度出力波形を同図（ａ）に、これを微分回路７−７で微分して得た信号波形を同図（ｂ）に、それぞれ太い線で示す。時刻ｔ1 からｔ2 の間にアンテナが１から２へと切換えられるが、この瞬間、受信信号強度は（Ｒ2 −Ｒ1 ）程度ジャンプし、出力波形が不連続となる。このため微分信号波形には、切換えの瞬間、負のインパルス状の過渡応答Ｉが発生する。この応答は徐々に定常値に収束するが、切換え直後に測定した微分係数ｄＲ2'は、本来の微分係数ｄＲ2 にこの過渡応答分の誤差が加わった値となる。この誤差が大きいと、式（１）、（２）で算出されるｒ2 及びＥ2 に大きな誤差を与え、正しいアンテナの選択が不可能になる。この誤差は（Ｒ2 −Ｒ1）が大きいほど大きくなる。また切換えから測定時刻ｔ2 までの時間が長いほど小さくなるのでこの誤差を小さくするにはｔ1 とｔ2 の間隔を離すことが有効である。しかしながら、あまり間隔を離すと、今度は微分係数ｄＲ1 が受信開始時刻ｔs までに大きく変化し、時刻ｔ1 で測定したｄＲ1 を用いて推定したＥ1 に大きな誤差を含むことになるので好ましくない。
【００２３】このような問題を解決する本発明の第２の実施例を動作フロー及び構成のブロック図を示す図５及び図６に基づいて以下に示す。図６において、７−２、７−３、７−５、７−６は図２と全く同一である。７−１１はタイミング回路、７−１２は受信信号強度差分測定回路である。７−１３及び７−１４はサンプルホールド回路、７−１５及び７−１６は減算器、７−１７は誤り率推定回路である。本実施例の特徴は、微分回路を用いず、その代わりに受信信号強度を各アンテナについて２回づつ測定し、２回の測定値の差分を微分係数の代わりにして平均受信信号強度を求めることである。ここで第２の実施例による測定手順を図７Ａに示す。同図（ａ）は受信信号のフレーム構成である、図３Ａと同一である。タイミング回路７−１１は、先ず自局向け信号バーストの受信時刻の少し前の時刻ｔ3 に受信信号強度差分測定回路７−１２にトリガ信号を送り、今選択されているアンテナ１による受信信号強度Ｒ3 をサンプルホールド回路７−１３で保持する。この後直ちにスイッチ制御回路７−２により、選択スイッチ３をもう一つのアンテナ２へ切換え、時刻ｔ4 にアンテナ２による受信信号強度Ｒ4 をサンプルホールド回路７−１４で保持する。さらにアンテナを１に戻した後、時刻ｔ1 にアンテナ１による受信信号強度Ｒ1 をサンプルホールド回路７−５で保持する。最後にもう一度アンテナを２へ切換え、時刻ｔ2 にアンテナ２による受信信号強度Ｒ2 をサンプルホールド回路７−６で保持する。このようにして、同図（ｂ）に示す４個の受信信号強度Ｒ1 〜Ｒ4 が得られる（図５の１５２）。
【００２４】さらに受信信号強度差分測定回路７−１２では、減算器７−１５及び７−１６を用いて各アンテナに対する受信信号強度の差分値ΔＲ1 （＝Ｒ1 −Ｒ3 ）、ΔＲ2 （＝Ｒ2 −Ｒ4 ）を算出する（図５の１５４）。誤り率推定回路７−１７では、４つのパラメータＲ1 、Ｒ2 、ΔＲ1 、ΔＲ2 を用いて自局向け信号バーストの受信時刻ｔにおける各アンテナの受信信号強度ｒ1 、ｒ2 を以下の式で推定する（図５の１５６）。
【数５】
【００２５】上式によって求めたｒ1 、ｒ2 （図７Ａ（ｃ）に示す）を式（２）へ代入してＥ1 、Ｅ2 を推定すると、図７Ａの（ｄ）のようになりＥ1 ＞Ｅ2 となる（図５の１５８）。この情報はスイッチ制御回路７−２に伝えられ、スイッチ制御回路７−２では同図（ｅ）のようにアンテナ２を選択する（図５の１６２）。この結果、自局向け信号バーストを受信する際の平均誤り率を低く保つことができる。図７Ａの、微分回路の代りに、減算回路を用いる技術は、バースト中央レベルを用いる図３Ｂの技術、又はバーストの最低受信レベルを用いる図３Ｃの技術と組合せることができる。
【００２６】図７Ａの技術を図３Ｂの技術と組合せるとき、スロット中央での受信レベルＭi （ｉ＝１又は２）は次式で求まる。
【数６】
【００２７】図７Ａの技術を図３Ｃの技術と組合せるとき、スロットでの最近受信レベルＬi は次式で求まる。
【数７】
【００２８】図７Ｂは図７Ａの変形例で、その特徴は、アンテナ毎に受信レベルを３回以上測定し、自局バーストでの受信レベルの推定を非直線的に行なうことにある。
【００２９】図７Ｂの実施例では、アンテナ毎に３回の受信レベルの測定が行なわれ、アンテナ１の受信レベルＲ3 、Ｒ5 、Ｒ1 と、アンテナ２の受信レベルＲ4 、Ｒ6 、Ｒ2 が得られる。自局タイムスロットでのアンテナ１の受信レベルｒ1 と、アンテナ２の受信レベルｒ2 は上述の測定された受信レベルを用いて予測される。測定値が３つの場合には、予測曲線は２次曲線である。次に平均誤り率が式（２）により計算され、誤り率が低くなるようにアンテナ選択が行なわれる。
【００３０】図７Ｂの技術を、図３Ｂ又は図３Ｃの技術と組合せることは当然可能である。つまり、アンテナ選択の基準は、３以上の測定値を用いて推定した自局タイムスロットの中央の受信レベル、又は、３以上の測定値を用いて推定した自局バーストでの最低受信レベルとすることができる。
【００３１】図８は本発明の第３の実施例を示す図である。同図の実施例は図６に示す第２の実施例の構成をディジタル回路で実現した例である。図６では受信信号強度Ｒ1 〜Ｒ4 を４つのサンプルホールド回路で測定していたが、第３の実施例ではこの代わりにＡ／Ｄ変換器７−１９で時刻ｔ1 〜ｔ4 に４回の測定を行ない、このときの測定値を４個のレジスタ７−２０〜７−２３に格納する。受信信号強度Ｒ1 及びＲ2 はレジスタ７−２０及び７−２１から出力され、受信信号強度の差分ΔＲ1 、ΔＲ2 はディジタル減算器７−２４及び７−２５で算出される。この結果、図６の受信信号強度測定回路７−３及び受信信号強度差分測定回路７−１２に相当する受信信号強度測定回路７−１８からは図６のＲ1 、Ｒ2 、ΔＲ1 、ΔＲ2 に対応するディジタル値が出力されるので、以降、図６と同様にして平均受信誤り率Ｅ1 、Ｅ2 を推定し、この低い方のアンテナを選択することができる。この場合、誤り率推定回路７−１７にはＲ1 、Ｒ2 、ΔＲ1 、ΔＲ2 があるビット数ｎで量子化されたディジタル値で入力される。例えば４ｎビットのアドレス入力端子を持つＲＯＭを誤り率推定回路７−１７として用い、これらの入力値に対応するＥ1 、Ｅ2 の値を予め計算して大小比較した結果をＲＯＭに書き込んでおけば、誤り率推定回路７−１７は１個のＲＯＭで実現できる。このように、本実施例ではＲ1 〜Ｒ4 、Ｅ1 、Ｅ2 の処理をすべてディジタル回路で実現できるので、ＩＣ化が容易である。
【００３２】なお、図８において、ディジタル減算器７−２４及び７−２５の機能は誤り率推定回路７−１７に含めることもできる。この場合、誤り率推定回路７−１７にはＲ1 、Ｒ2 、Ｒ3 、Ｒ4 が入力され、誤り率推定回路７−１７ではこれらの値から式（２）のＥ1 、Ｅ2 を比較することになる。例えば、それぞれあるビット数ｎで表わされたＲ1 〜Ｒ4 を、４ｎビットのアドレス入力端子を持つＲＯＭへ入力し、これらの入力に対応するＥ1 、Ｅ2 の値を予め計算して大小比較した結果をＲＯＭに書き込んでおけば、誤り率推定回路７−１７はディジタル減算器７−２４及び７−２５の機能を含めて１個のＲＯＭで実現できる。
【００３３】以上本発明の第１、２及び３の実施例においては、２つのアンテナから１つを選択する場合の構成を取り上げて説明を行ったが、３個以上のアンテナから１つを選択する場合に本発明を実施することが可能なこと、及びこの場合にも同様の結果が得られることは容易に類推できる。このためには、第１の実施例に対しては、各アンテナに対する受信信号強度と各受信信号強度の時間微分係数とから、式（１），（２）の計算を各アンテナに対して行ない、もっとも平均誤り率が低いと推定されるアンテナを選択すればよい。また第２、３の実施例に対しては、各アンテナに対する受信信号強度の測定を２回づつ行い、各アンテナに対する２回の測定値の差分と各アンテナに対する受信信号強度とから、式（４）の計算を各アンテナに対して行ない、これで得られた受信信号強度推定値を式（２）へ代入してもっとも平均誤り率が低いと推定されるアンテナを選択すればよい。
【００３４】図９は本発明の効果を示すシミュレーション結果で、横軸はフェージング周波数（Ｈｚ）、たて軸はダイバーシチ利得（ｄＢ）を示す。ダイバーシチ利得は、誤り率１％のときの、ダイバーシチ受信機の入力レベルと、通常の受信機（ダイバーシチではない）の入力レベルの差である。図９の実線は本発明の特性で、点線は図１０の従来技術の特性である。図９から明らかなように、ダイバーシチ利得は、各フェージング周波数で、従来の技術よりも優れている。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、フェージング速度が速い場合にもダイバーシチ効果の得られるアンテナ選択ダイバーシチ受信が可能になり、例えば低速の自動車等で使用される場合にもダイバーシチ効果が得られるため、より多くの移動通信機器に使用することが可能となる。これによって、これらの受信機器の受信能力を著しく向上することが可能となる。
【００３６】また、従来、２台の受信機を使用して検波後選択ダイバーシチ受信により受信能力を向上していた移動通信機器を、本発明のアンテナ選択ダイバーシチ受信法を適用して、受信機１台の構成にすれば、無線器の小型化、低消費電力化、経済化に大きく寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施例の動作を示すフローチャートである。
【図２】第１の実施例のブロック図である。
【図３Ａ】第１の実施例のアンテナ選択の処理手順を示す図である。
【図３Ｂ】図３Ａの変形例である。
【図３Ｃ】図３Ａの別の変形例である。
【図４】微分回路の過渡応答の影響を示す図である。
【図５】第２の実施例の動作を示すフローチャートである。
【図６】第２の実施例のブロック図である。
【図７Ａ】第２の実施例のアンテナ選択の処理手順を示す図である。
【図７Ｂ】図７Ａの変形例である。
【図８】第３の実施例のブロック図である。
【図９】本発明の実験結果を示す図である。
【図１０】従来の技術のブロック図である。
【図１１】従来の技術のアンテナ選択の処理手順を示す図である。
【符号の説明】
１，２ 受信アンテナ
３ 選択スイッチ
４ 受信・復調部
５ フレーム同期回路
７ アンテナ選択回路
７−１，７−１１ タイミング回路
７−２ スイッチ制御回路
７−３，７−１２，７−１８ 受信信号強度測定回路
７−４ 受信信号強度微分係数測定回路
７−５〜７−９，７−１３，７−１４ サンプルホールド回路
７−１０，７−１７ 誤り率推定回路
７−１５，７−１６ 減算器
７−１９ Ａ／Ｄ変換器
７−２０〜７−２３ レジスタ
７−２４，７−２５ デイジタル減算器
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無線通信において発生するフェージングを克服し、安定かつ高品質な情報の伝達を可能とするためのアンテナ選択ダイバーシチ受信方法及びその方法による受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】無線通信では電波を伝送媒体として用いているため、多重波伝搬によって受信信号の強度が著しく変動し、伝送品質の劣化を生じることがある。このような劣化を防ぎ、安定かつ高品質な情報の伝達を可能とするために、様々なダイバーシチ受信技術が考えられてきた。特にアンテナ選択ダイバーシチ受信方法は、受信機が１台で済み、ダイバーシチのための回路の追加が比較的少ないことから、無線機の小型化・低消費電力化が重視される携帯電話に適した方法といえる。
【０００３】従来のアンテナ選択ダイバーシチ受信法を、３ＣＨの時分割多重（ＴＤＭ）伝送方式を例にとって以下で説明する。
【０００４】図１０は従来のアンテナ選択ダイバーシチ受信機の構成例を示す図である。同図において、１及び２は受信アンテナ、３は選択スイッチ、４は受信・復調部、５はフレーム同期回路、６はアンテナ選択回路、６−１はタイミング回路、６−２はスイッチ制御回路、６−３は受信信号強度測定回路、６−４及び６−５はサンプルホールド回路、６−６は大小比較回路である。
【０００５】この従来例の構成ではアンテナ１または２からの信号Ａ１またはＡ２を選択スイッチ３を介して受信・復調部４で受信し、復調された信号をフレーム同期回路５へ入力してフレーム同期を行う。アンテナ選択回路６ではフレーム同期回路５から得たフレームタイミングからの自局向けの信号バーストの受信時刻を判定し、その時刻の直前に選択スイッチ３を切換えて２つのアンテナによる受信信号強度の比較を行う。ここで図１１は図１０の従来例における処理手順を示す図である。同図（ａ）は受信信号のフレーム構成であり、３チャネル／フレームのＴＤＭ方式である。この例では自局向け信号はフレーム内の第３バーストに割当られている。タイミング回路６−１は、先ず自局向け信号バーストの受信時刻の直前の時刻ｔ1 に受信信号強度測定回路６−３にトリガ信号を送り、今選択されているアンテナ１による受信信号強度Ｒ1 をサンプルホールド回路６−４で保持する。この後直ちにスイッチ制御回路６−２により、選択スイッチ３をもう一つのアンテナ２へ切換え、時刻ｔ2 にアンテナ２による受信信号強度Ｒ2 をサンプルホールド回路６−５で保持する。大小比較回路６−６はこの２つの受信信号強度Ｒ1 、Ｒ2 の大きさを比較する。スイッチ制御回路６−２は大小比較回路６−６の比較結果に基づき、受信信号強度の高い方のアンテナを選択し、そのまま自局向け信号バーストを受信する。例えばアンテナ１及び２による受信信号強度が同図（ｂ）のＣ１及びＣ２のように変化する場合、スイッチ制御回路６−２からのスイッチ選択信号は同図（ｃ）のようになり、Ｒ1 ＞Ｒ2 であるから、自局向け信号バーストはアンテナ１で受信される。このようにして、フレーム毎にＲ1 とＲ2 を比較し、受信信号強度の高い方のアンテナを選択することにより、受信・復調部４に加えられる自局向け信号の平均強度を高く保って誤りの発生を抑え、ダイバーシチ効果を得ることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従来の方法では、受信信号強度の変化速度、即ちフェージング速度が速い場合には十分なダイバーシチ効果を得ることができないという欠点を有していた。この原因は、Ｒ1 とＲ2 を測定した後で受信信号強度が変化し、必ずしも選択したアンテナによる受信信号強度が高いとは限らない場合が発生するからである。この例を図１１（ｄ）及び（ｅ）に示す。アンテナ１及び２による受信信号強度が同図（ｄ）のＣ１及びＣ２のように変化すると、時刻ｔ1 、ｔ2 においてＲ1 ＞Ｒ2 であるから自局向け信号バーストはアンテナ１で受信される。ところが、受信信号強度はその直後逆転し、自局向け信号バーストは結果的に低い受信信号強度アンテナで受信され、誤り率が劣化する。このため、フェージング速度が速い場合には上記従来の方法は適用できなかった。
【０００７】本発明はこれらの問題点を解決するためのもので、フェージング速度が速い場合にもダイバーシチ効果の得られるアンテナ選択ダイバーシチ受信方式を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するための本発明の特徴は、次の構成を有するアンテナ選択ダイバーシチ受信システムにある；
（ａ）複数のアンテナ、（ｂ）アンテナを切換える選択スイッチ、（ｃ）選択スイッチを介してアンテナに接続され、復調信号と受信レベルを与える受信復調部、（ｄ）受信復調部の出力に接続され、時分割信号のフレーム同期を行なうためのフレーム同期回路、（ｅ）受信復調部の出力に結合して前記受信レベルを受信し、前記選択スイッチを制御する次の構成を有するアンテナ選択回路、（ｅ−１）前記フレーム同期回路に結合し、自局バーストスロットの始点をみつけるタイミング回路、（ｅ−２）自局バーストスロットの直前の各アンテナの受信レベルを蓄積する第１蓄積手段、（ｅ−３）各アンテナの受信レベルの傾斜を与える傾斜手段、（ｅ−４）傾斜手段の出力を蓄積する第２蓄積手段、（ｅ−５）第１及び第２蓄積手段の出力を用いて、前記受信レベルと前記傾斜に従って、自局バーストスロットにおける信号受信品質を予測す予測手段、及び、（ｅ−６）前記タイミング回路と前記予測手段に結合し、バースト毎に自局バーストスロットの始点の直前で前記選択スイッチを切換え、自局バーストスロットで最良の受信信号品質を与えるアンテナを選択するスイッチ制御回路。
【０００９】
【作用】以上のような構成を有する本発明によれば、各アンテナで受信された受信信号強度と各受信信号強度の時間微分係数とから受信時刻における各アンテナの受信信号品質を推定し、最も高い信号品質を得るアンテナを選択する。また、各アンテナに対する受信信号強度の測定を２回づつ行い、各アンテナに対する２回の測定値の差分と各アンテナに対する受信信号強度とから受信時刻における各アンテナの信号品質を推定し、最も高い信号品質を得るアンテナを選択する。
【００１０】よって、従来のアンテナ選択ダイバーシチ受信方式ではアンテナを選択するための判断情報として、受信信号強度のみを用いていたので、フェージング速度が速い場合には判断後に受信信号強度がアンテナ間で逆転し、結果としてアンテナ選択誤りを生じることが多かった。これに対し、本発明では受信信号強度に加えて受信信号強度の時間微分係数を用いて各アンテナの信号強度を求め、受信時刻における各アンテナの信号品質を推定する。これによって、フェージング速度が速い場合にもアンテナ選択誤りを生じる確率が減少して信号品質を改善でき、大きなダイバーシチ効果が得られる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１は本発明の第１の実施例の動作を示すフローチャート、図２は本実施例の構成を示すブロック図である。図２において、図１０と同一の参照番号は同一の構成要素を示す。異なる構成要素として、７はアンテナ選択回路、７−１はタイミング回路、７−２はスイッチ制御回路、７−３は受信信号強度測定回路、７−４は受信信号強度微分係数測定回路、７−５、７−６、７−８及び７−９はサンプルホールド回路、７−７は微分回路、７−１０は誤り率推定回路である。本実施例ではアンテナ１または２からの信号を選択スイッチ３を介して受信・復調部４で受信し、復調された信号をフレーム同期回路５へ入力してフレーム同期を行なう。アンテナ選択回路７ではフレーム同期回路５から得たフレームタイミングから自局向けの信号バーストの受信時刻を判定し、その時刻の直前に選択スイッチ３を切換えて２つのアンテナによる受信信号強度および各受信信号強度の時間微分係数の測定を行なう。
【００１２】ここで図３Ａは本実施例の処理手順を示す図である。同図（ａ）は受信信号のフレーム構成で、図１１１１（ａ）と同一である。Ｓ１，Ｓ２は他局向バースト、Ｓ３は自局向けバーストである。タイミング回路７−１は、先ず自局向け信号バーストの受信時刻の直前の時刻ｔ1 に受信信号強度測定回路７−３にトリガ信号を送り、今選択されているアンテナ１による受信信号強度Ｒ1 をサンプルホールド回路７−５で保持する（図１の１０２）。トリガ信号はこれと同時に受信信号強度微分係数測定回路７−４にも送られ、アンテナ１による受信信号強度を微分回路７−７で微分して得た微分係数ｄＲ1 をサンプルホールド回路７−８で保持する（図１の１０２）。この後直ちにスイッチ制御回路７−２により、選択スイッチ３をもう一つのアンテナ２へ切換え、時刻ｔ2 にアンテナ２による受信信号強度Ｒ2 及びその微分係数ｄＲ2 をサンプルホールド回路７−６及び７−９で保持する。このようにしてえられた４つのパラメータＲ1 、Ｒ2 、ｄＲ1 、ｄＲ2 は誤り率推定回路７−１０へ入力される。誤り率推定回路７−１０では、４つのパラメータＲ1 、Ｒ2 、ｄＲ1 、ｄＲ2 を用いて自局向け信号バーストの受信時刻における各アンテナの受信信号強度を求め、この値から受信誤り率を推定する（図１の１０６）。例えばアンテナ１及び２による受信信号強度が同図（ｂ）のＣ１及びＣ２のように変化する場合、Ｃ１及びＣ２に対する微分係数Ｄ１及びＤ２は同図（ｃ）のようになる。このとき得られたＲ1 、Ｒ2 、ｄＲ1 、ｄＲ2 を用いて、自局向け信号バーストの受信時刻ｔにおける各アンテナの受信信号強度ｒ1 、ｒ2 及び平均受信誤り率Ｅ1 、Ｅ2 は以下の式で推定できる。
【数１】
【００１３】ただしｔs ，ｔf は自局向け信号バーストの受信開始時刻及び終了時刻である。Ｐe ［ｒ］は受信信号強度ｒに対する誤り率を表わす。一例として、差動符号化ＱＰＳＫ信号を遅延検波する場合の理論計算式は
【数２】
となる。ただしｒo は、検波器入力での規格化Ｓ／Ｎ比（Ｅb ／Ｎo ）が１となる受信信号強度、Ｅb は信号１ビット当りの受信電力、Ｎo は雑音電力密度を表わす。上式によってｒ1 、ｒ2 及びＥ1 、Ｅ2 を推定する、と図３Ａの（ｄ）及び（ｅ）のようになり、Ｅ1 ＞Ｅ2 となる（図１の１０８）。この情報はスイッチ制御回路７−２に伝えられ、スイッチ制御回路７−２では同図（ｆ）に示すように誤り率の低いアンテナ２を選択する（図１の１１２）。この結果、自局向け信号バーストを受信する際の平均誤り率を低く保つことができる。図３Ａの例（ｂ）における受信信号強度の変化Ｃ１及びＣ２は、従来例の動作の説明に用いた図１１の（ｄ）におけるＣ１及びＣ２と同じであり、従来例では同図（ｅ）に示したようにアンテナ１を選択してしまい、結果として受信誤り率が高くなっていたが、本実施例によればアンテナ２を選択するので、平均受信誤り率を低く保つことができる。
【００１４】このように、本実施例では、受信信号強度とその時間微分係数から受信時刻における各アンテナの平均受信誤り率を推定・比較してアンテナを選択するので、従来例のようにアンテナを選択した後で受信信号強度が逆転し、選択誤りをおこすような状況でも、絶えず誤り率の低いアンテナを選択することが可能になり、大きなダイバーシチ効果を得ることができる。
【００１５】図３Ｂは図３Ａの変形例で、図３Ａと同じ参照番号は同じものを示す。図３Ｂの特徴は自局タイムスロットの中央での受信レベルが高い方のアンテナを選択することにある。
【００１６】自局タイムスロットの中央での受信レベル（Ｍ1 、Ｍ2 ）は次式で求められる。
【数３】
【００１７】上記（２Ａ）式を（２）式の代りにアンテナ選択のために用いる。図３Ｂでは、受信レベルＭ1 、Ｍ2 は、受信レベルが直線的に変化するものと仮定している。
【００１８】図３Ｃは図３Ａの別の変形例で図３Ａと同じ参照番号は同じものを示す。図３Ｃの特徴は、自局バーストにおける最低受信レベルが高い方のアンテナを選択することにある。
【００１９】アンテナ１の最低受信レベルＬ1 と、アンテナ２の最低受信レベルＬ2 は次式により推定される。
【数４】
【００２０】上記３つの例（図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃ）のいずれも、自局タイムスロットＳ３でアンテナ２を選択する。
【００２１】さて、実際に本発明を実施するにあたって、微分回路の過渡応答のため正しい微分係数が得られないことがある。この問題点と解決策を以下に示す。
【００２２】図４は図３Ａ（ｂ）のように受信信号強度が変化した場合についての手順を示す図であって、図２の受信・復調部４からの受信信号強度出力波形を同図（ａ）に、これを微分回路７−７で微分して得た信号波形を同図（ｂ）に、それぞれ太い線で示す。時刻ｔ1 からｔ2 の間にアンテナが１から２へと切換えられるが、この瞬間、受信信号強度は（Ｒ2 −Ｒ1 ）程度ジャンプし、出力波形が不連続となる。このため微分信号波形には、切換えの瞬間、負のインパルス状の過渡応答Ｉが発生する。この応答は徐々に定常値に収束するが、切換え直後に測定した微分係数ｄＲ2'は、本来の微分係数ｄＲ2 にこの過渡応答分の誤差が加わった値となる。この誤差が大きいと、式（１）、（２）で算出されるｒ2 及びＥ2 に大きな誤差を与え、正しいアンテナの選択が不可能になる。この誤差は（Ｒ2 −Ｒ1）が大きいほど大きくなる。また切換えから測定時刻ｔ2 までの時間が長いほど小さくなるのでこの誤差を小さくするにはｔ1 とｔ2 の間隔を離すことが有効である。しかしながら、あまり間隔を離すと、今度は微分係数ｄＲ1 が受信開始時刻ｔs までに大きく変化し、時刻ｔ1 で測定したｄＲ1 を用いて推定したＥ1 に大きな誤差を含むことになるので好ましくない。
【００２３】このような問題を解決する本発明の第２の実施例を動作フロー及び構成のブロック図を示す図５及び図６に基づいて以下に示す。図６において、７−２、７−３、７−５、７−６は図２と全く同一である。７−１１はタイミング回路、７−１２は受信信号強度差分測定回路である。７−１３及び７−１４はサンプルホールド回路、７−１５及び７−１６は減算器、７−１７は誤り率推定回路である。本実施例の特徴は、微分回路を用いず、その代わりに受信信号強度を各アンテナについて２回づつ測定し、２回の測定値の差分を微分係数の代わりにして平均受信信号強度を求めることである。ここで第２の実施例による測定手順を図７Ａに示す。同図（ａ）は受信信号のフレーム構成である、図３Ａと同一である。タイミング回路７−１１は、先ず自局向け信号バーストの受信時刻の少し前の時刻ｔ3 に受信信号強度差分測定回路７−１２にトリガ信号を送り、今選択されているアンテナ１による受信信号強度Ｒ3 をサンプルホールド回路７−１３で保持する。この後直ちにスイッチ制御回路７−２により、選択スイッチ３をもう一つのアンテナ２へ切換え、時刻ｔ4 にアンテナ２による受信信号強度Ｒ4 をサンプルホールド回路７−１４で保持する。さらにアンテナを１に戻した後、時刻ｔ1 にアンテナ１による受信信号強度Ｒ1 をサンプルホールド回路７−５で保持する。最後にもう一度アンテナを２へ切換え、時刻ｔ2 にアンテナ２による受信信号強度Ｒ2 をサンプルホールド回路７−６で保持する。このようにして、同図（ｂ）に示す４個の受信信号強度Ｒ1 〜Ｒ4 が得られる（図５の１５２）。
【００２４】さらに受信信号強度差分測定回路７−１２では、減算器７−１５及び７−１６を用いて各アンテナに対する受信信号強度の差分値ΔＲ1 （＝Ｒ1 −Ｒ3 ）、ΔＲ2 （＝Ｒ2 −Ｒ4 ）を算出する（図５の１５４）。誤り率推定回路７−１７では、４つのパラメータＲ1 、Ｒ2 、ΔＲ1 、ΔＲ2 を用いて自局向け信号バーストの受信時刻ｔにおける各アンテナの受信信号強度ｒ1 、ｒ2 を以下の式で推定する（図５の１５６）。
【数５】
【００２５】上式によって求めたｒ1 、ｒ2 （図７Ａ（ｃ）に示す）を式（２）へ代入してＥ1 、Ｅ2 を推定すると、図７Ａの（ｄ）のようになりＥ1 ＞Ｅ2 となる（図５の１５８）。この情報はスイッチ制御回路７−２に伝えられ、スイッチ制御回路７−２では同図（ｅ）のようにアンテナ２を選択する（図５の１６２）。この結果、自局向け信号バーストを受信する際の平均誤り率を低く保つことができる。図７Ａの、微分回路の代りに、減算回路を用いる技術は、バースト中央レベルを用いる図３Ｂの技術、又はバーストの最低受信レベルを用いる図３Ｃの技術と組合せることができる。
【００２６】図７Ａの技術を図３Ｂの技術と組合せるとき、スロット中央での受信レベルＭi （ｉ＝１又は２）は次式で求まる。
【数６】
【００２７】図７Ａの技術を図３Ｃの技術と組合せるとき、スロットでの最近受信レベルＬi は次式で求まる。
【数７】
【００２８】図７Ｂは図７Ａの変形例で、その特徴は、アンテナ毎に受信レベルを３回以上測定し、自局バーストでの受信レベルの推定を非直線的に行なうことにある。
【００２９】図７Ｂの実施例では、アンテナ毎に３回の受信レベルの測定が行なわれ、アンテナ１の受信レベルＲ3 、Ｒ5 、Ｒ1 と、アンテナ２の受信レベルＲ4 、Ｒ6 、Ｒ2 が得られる。自局タイムスロットでのアンテナ１の受信レベルｒ1 と、アンテナ２の受信レベルｒ2 は上述の測定された受信レベルを用いて予測される。測定値が３つの場合には、予測曲線は２次曲線である。次に平均誤り率が式（２）により計算され、誤り率が低くなるようにアンテナ選択が行なわれる。
【００３０】図７Ｂの技術を、図３Ｂ又は図３Ｃの技術と組合せることは当然可能である。つまり、アンテナ選択の基準は、３以上の測定値を用いて推定した自局タイムスロットの中央の受信レベル、又は、３以上の測定値を用いて推定した自局バーストでの最低受信レベルとすることができる。
【００３１】図８は本発明の第３の実施例を示す図である。同図の実施例は図６に示す第２の実施例の構成をディジタル回路で実現した例である。図６では受信信号強度Ｒ1 〜Ｒ4 を４つのサンプルホールド回路で測定していたが、第３の実施例ではこの代わりにＡ／Ｄ変換器７−１９で時刻ｔ1 〜ｔ4 に４回の測定を行ない、このときの測定値を４個のレジスタ７−２０〜７−２３に格納する。受信信号強度Ｒ1 及びＲ2 はレジスタ７−２０及び７−２１から出力され、受信信号強度の差分ΔＲ1 、ΔＲ2 はディジタル減算器７−２４及び７−２５で算出される。この結果、図６の受信信号強度測定回路７−３及び受信信号強度差分測定回路７−１２に相当する受信信号強度測定回路７−１８からは図６のＲ1 、Ｒ2 、ΔＲ1 、ΔＲ2 に対応するディジタル値が出力されるので、以降、図６と同様にして平均受信誤り率Ｅ1 、Ｅ2 を推定し、この低い方のアンテナを選択することができる。この場合、誤り率推定回路７−１７にはＲ1 、Ｒ2 、ΔＲ1 、ΔＲ2 があるビット数ｎで量子化されたディジタル値で入力される。例えば４ｎビットのアドレス入力端子を持つＲＯＭを誤り率推定回路７−１７として用い、これらの入力値に対応するＥ1 、Ｅ2 の値を予め計算して大小比較した結果をＲＯＭに書き込んでおけば、誤り率推定回路７−１７は１個のＲＯＭで実現できる。このように、本実施例ではＲ1 〜Ｒ4 、Ｅ1 、Ｅ2 の処理をすべてディジタル回路で実現できるので、ＩＣ化が容易である。
【００３２】なお、図８において、ディジタル減算器７−２４及び７−２５の機能は誤り率推定回路７−１７に含めることもできる。この場合、誤り率推定回路７−１７にはＲ1 、Ｒ2 、Ｒ3 、Ｒ4 が入力され、誤り率推定回路７−１７ではこれらの値から式（２）のＥ1 、Ｅ2 を比較することになる。例えば、それぞれあるビット数ｎで表わされたＲ1 〜Ｒ4 を、４ｎビットのアドレス入力端子を持つＲＯＭへ入力し、これらの入力に対応するＥ1 、Ｅ2 の値を予め計算して大小比較した結果をＲＯＭに書き込んでおけば、誤り率推定回路７−１７はディジタル減算器７−２４及び７−２５の機能を含めて１個のＲＯＭで実現できる。
【００３３】以上本発明の第１、２及び３の実施例においては、２つのアンテナから１つを選択する場合の構成を取り上げて説明を行ったが、３個以上のアンテナから１つを選択する場合に本発明を実施することが可能なこと、及びこの場合にも同様の結果が得られることは容易に類推できる。このためには、第１の実施例に対しては、各アンテナに対する受信信号強度と各受信信号強度の時間微分係数とから、式（１），（２）の計算を各アンテナに対して行ない、もっとも平均誤り率が低いと推定されるアンテナを選択すればよい。また第２、３の実施例に対しては、各アンテナに対する受信信号強度の測定を２回づつ行い、各アンテナに対する２回の測定値の差分と各アンテナに対する受信信号強度とから、式（４）の計算を各アンテナに対して行ない、これで得られた受信信号強度推定値を式（２）へ代入してもっとも平均誤り率が低いと推定されるアンテナを選択すればよい。
【００３４】図９は本発明の効果を示すシミュレーション結果で、横軸はフェージング周波数（Ｈｚ）、たて軸はダイバーシチ利得（ｄＢ）を示す。ダイバーシチ利得は、誤り率１％のときの、ダイバーシチ受信機の入力レベルと、通常の受信機（ダイバーシチではない）の入力レベルの差である。図９の実線は本発明の特性で、点線は図１０の従来技術の特性である。図９から明らかなように、ダイバーシチ利得は、各フェージング周波数で、従来の技術よりも優れている。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、フェージング速度が速い場合にもダイバーシチ効果の得られるアンテナ選択ダイバーシチ受信が可能になり、例えば低速の自動車等で使用される場合にもダイバーシチ効果が得られるため、より多くの移動通信機器に使用することが可能となる。これによって、これらの受信機器の受信能力を著しく向上することが可能となる。
【００３６】また、従来、２台の受信機を使用して検波後選択ダイバーシチ受信により受信能力を向上していた移動通信機器を、本発明のアンテナ選択ダイバーシチ受信法を適用して、受信機１台の構成にすれば、無線器の小型化、低消費電力化、経済化に大きく寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施例の動作を示すフローチャートである。
【図２】第１の実施例のブロック図である。
【図３Ａ】第１の実施例のアンテナ選択の処理手順を示す図である。
【図３Ｂ】図３Ａの変形例である。
【図３Ｃ】図３Ａの別の変形例である。
【図４】微分回路の過渡応答の影響を示す図である。
【図５】第２の実施例の動作を示すフローチャートである。
【図６】第２の実施例のブロック図である。
【図７Ａ】第２の実施例のアンテナ選択の処理手順を示す図である。
【図７Ｂ】図７Ａの変形例である。
【図８】第３の実施例のブロック図である。
【図９】本発明の実験結果を示す図である。
【図１０】従来の技術のブロック図である。
【図１１】従来の技術のアンテナ選択の処理手順を示す図である。
【符号の説明】
１，２ 受信アンテナ
３ 選択スイッチ
４ 受信・復調部
５ フレーム同期回路
７ アンテナ選択回路
７−１，７−１１ タイミング回路
７−２ スイッチ制御回路
７−３，７−１２，７−１８ 受信信号強度測定回路
７−４ 受信信号強度微分係数測定回路
７−５〜７−９，７−１３，７−１４ サンプルホールド回路
７−１０，７−１７ 誤り率推定回路
７−１５，７−１６ 減算器
７−１９ Ａ／Ｄ変換器
７−２０〜７−２３ レジスタ
７−２４，７−２５ デイジタル減算器
【特許請求の範囲】
【請求項１】 次の構成を有することを特徴とするアンテナ選択ダイバーシチ受信システム；
（ａ）複数のアンテナ、（ｂ）アンテナを切換える選択スイッチ、（ｃ）選択スイッチを介してアンテナに接続され、復調信号と受信レベルを与える受信復調部、（ｄ）受信復調部の出力に接続され、時分割信号のフレーム同期を行なうためのフレーム同期回路、（ｅ）受信復調部の出力に結合して前記受信レベルを受信し、前記選択スイッチを制御する次の構成を有するアンテナ選択回路、（ｅ−１）前記フレーム同期回路に結合し、自局バーストスロットの始点をみつけるタイミング回路、（ｅ−２）自局バーストスロットの直前の各アンテナの受信レベルを蓄積する第１蓄積手段、（ｅ−３）各アンテナの受信レベルの傾斜を与える傾斜手段、（ｅ−４）傾斜手段の出力を蓄積する第２蓄積手段、（ｅ−５）第１及び第２蓄積手段の出力を用いて、前記受信レベルと前記傾斜に従って、自局バーストスロットにおける信号受信品質を予測す予測手段、及び、（ｅ−６）前記タイミング回路と前記予測手段に結合し、バースト毎に自局バーストスロットの始点の直前で前記選択スイッチを切換え、自局バーストスロットで最良の受信信号品質を与えるアンテナを選択するスイッチ制御回路。
【請求項２】 前記傾斜手段が微分回路であることを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項３】 前記傾斜手段が各アンテナ毎の異なる時点の２つの受信レベルの差を与える減算器を有することを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項４】 前記第１蓄積手段と第２蓄積手段が、ディジタルレジスタで構成され、前記傾斜手段と予測手段がＲＯＭで構成されることを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項５】 予測手段が、受信信号品質として、自局バーストスロットにおける各アンテナの平均誤り率を予測することを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項６】 予測手段が、受信信号品質として、自局バーストスロットの中心での各アンテナの受信レベルを予測することを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項７】 予測手段が、受信信号品質として、自局バーストスロットにおける各アンテナの最低受信レベルを予測することを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項８】 受信レベルの測定をアンテナ毎に異なる時点で３回以上行なうことを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項１】 次の構成を有することを特徴とするアンテナ選択ダイバーシチ受信システム；
（ａ）複数のアンテナ、（ｂ）アンテナを切換える選択スイッチ、（ｃ）選択スイッチを介してアンテナに接続され、復調信号と受信レベルを与える受信復調部、（ｄ）受信復調部の出力に接続され、時分割信号のフレーム同期を行なうためのフレーム同期回路、（ｅ）受信復調部の出力に結合して前記受信レベルを受信し、前記選択スイッチを制御する次の構成を有するアンテナ選択回路、（ｅ−１）前記フレーム同期回路に結合し、自局バーストスロットの始点をみつけるタイミング回路、（ｅ−２）自局バーストスロットの直前の各アンテナの受信レベルを蓄積する第１蓄積手段、（ｅ−３）各アンテナの受信レベルの傾斜を与える傾斜手段、（ｅ−４）傾斜手段の出力を蓄積する第２蓄積手段、（ｅ−５）第１及び第２蓄積手段の出力を用いて、前記受信レベルと前記傾斜に従って、自局バーストスロットにおける信号受信品質を予測す予測手段、及び、（ｅ−６）前記タイミング回路と前記予測手段に結合し、バースト毎に自局バーストスロットの始点の直前で前記選択スイッチを切換え、自局バーストスロットで最良の受信信号品質を与えるアンテナを選択するスイッチ制御回路。
【請求項２】 前記傾斜手段が微分回路であることを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項３】 前記傾斜手段が各アンテナ毎の異なる時点の２つの受信レベルの差を与える減算器を有することを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項４】 前記第１蓄積手段と第２蓄積手段が、ディジタルレジスタで構成され、前記傾斜手段と予測手段がＲＯＭで構成されることを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項５】 予測手段が、受信信号品質として、自局バーストスロットにおける各アンテナの平均誤り率を予測することを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項６】 予測手段が、受信信号品質として、自局バーストスロットの中心での各アンテナの受信レベルを予測することを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項７】 予測手段が、受信信号品質として、自局バーストスロットにおける各アンテナの最低受信レベルを予測することを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【請求項８】 受信レベルの測定をアンテナ毎に異なる時点で３回以上行なうことを特徴とする請求項１記載のアンテナ選択ダイバーシチ受信システム。
【図３Ｂ】
【図３Ｃ】
【図１】
【図３Ａ】
【図４】
【図７Ａ】
【図２】
【図９】
【図５】
【図６】
【図７Ｂ】
【図１１】
【図８】
【図１０】
【図３Ｃ】
【図１】
【図３Ａ】
【図４】
【図７Ａ】
【図２】
【図９】
【図５】
【図６】
【図７Ｂ】
【図１１】
【図８】
【図１０】
【公開番号】特開平６−４５９７０
【公開日】平成６年（１９９４）２月１８日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平３−１２２９６７
【出願日】平成３年（１９９１）４月２６日
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【上記１名の代理人】
【弁理士】
【氏名又は名称】山本 恵一
【出願人】（３９２０２６６９３）エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 (5,876)
【公開日】平成６年（１９９４）２月１８日
【国際特許分類】
【出願日】平成３年（１９９１）４月２６日
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【上記１名の代理人】
【弁理士】
【氏名又は名称】山本 恵一
【出願人】（３９２０２６６９３）エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 (5,876)
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