インバータ装置
【課題】
パワーモジュールに大きな電流を流すインバータ装置であっても、高電位側ＩＧＢＴを駆動する信号の基準電位端子とゲート駆動ＩＣの基準電位端子間の逆サージを効果的に回避する。
【解決手段】
高電位側のＩＧＢＴ１２１及び低電位側のＩＧＢＴ１２３を有するＩＧＢＴモジュール１１３と、高電位側ＩＧＢＴ１２１及びＩＧＢＴ１２３を駆動する信号を出力するゲート駆動ＩＣ１０１と、ゲート駆動ＩＣ１０１の高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用基準電位端子１０６と低電位側のＩＧＢＴ１２３のコレクタ端子１１７との間に設けられた容量１２８と、ゲート駆動ＩＣ１０１の高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用基準電位端子１０６と高電位側ＩＧＢＴ１２１のエミッタ端子１１６との間に設けられた抵抗１２７と、を有するインバータ装置。
パワーモジュールに大きな電流を流すインバータ装置であっても、高電位側ＩＧＢＴを駆動する信号の基準電位端子とゲート駆動ＩＣの基準電位端子間の逆サージを効果的に回避する。
【解決手段】
高電位側のＩＧＢＴ１２１及び低電位側のＩＧＢＴ１２３を有するＩＧＢＴモジュール１１３と、高電位側ＩＧＢＴ１２１及びＩＧＢＴ１２３を駆動する信号を出力するゲート駆動ＩＣ１０１と、ゲート駆動ＩＣ１０１の高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用基準電位端子１０６と低電位側のＩＧＢＴ１２３のコレクタ端子１１７との間に設けられた容量１２８と、ゲート駆動ＩＣ１０１の高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用基準電位端子１０６と高電位側ＩＧＢＴ１２１のエミッタ端子１１６との間に設けられた抵抗１２７と、を有するインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般にハイブリッド自動車のモータ駆動用などのインバータ装置にはＩＧＢＴモジュールなどのパワーモジュールが用いられ、４２Ｖ〜６００Ｖの主回路電圧が印加されている。このパワーモジュールの駆動回路は「ゲート駆動回路」と呼ばれ、ＩＧＢＴのソース端子やエミッタ端子のパワーグランド電位を基準として、高電位側（Ｐ側）と低電位側（Ｎ側）の駆動回路にはそれぞれ独立に絶縁された駆動電源が供給されている。
【０００３】
パワーモジュールのゲート駆動回路にはゲート駆動ＩＣを用いることが知られている（例えば特許文献１参照）。ゲート駆動ＩＣはプリント基板上に搭載され、その基準電位はパワーモジュールの低電位側トランジスタの基準電位と同じになっている。
【０００４】
ゲート駆動ＩＣを動作させると、ＩＧＢＴモジュール内の寄生インダクタンスなどの影響で、ゲート駆動ＩＣの高電位側ＩＧＢＴを駆動する信号の基準電位端子の電位が、ゲート駆動ＩＣの基準電位端子の電位よりも低くなる逆サージ現象（アンダーシュート）が起こる場合がある。このとき、サージ量が大きい（〜３０Ｖ）とゲート駆動ＩＣが誤動作してしまう場合があり、この問題を解決するために、ゲート駆動ＩＣの高電位側信号の基準電位端子とゲート駆動ＩＣの基準電位端子間にクランプダイオードを挿入するものが知られている。
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−３０４９２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記従来技術のクランプダイオードで逆サージを完全にクランプするには、ダイオードの通電能力としてＩＧＢＴと同程度の通電能力が必要であり、プリント基板上に搭載できる一般的なダイオードでは電流は数Ａしか流せず、ハイブリッド自動車などを用途とするインバータのようにＩＧＢＴに数１００Ａの電流を流すような場合にはクランプの効果は不充分であった。
【０００７】
本発明の目的は、パワーモジュールに大きな電流を流すインバータ装置であっても、高電位側ＩＧＢＴを駆動する信号の基準電位端子とゲート駆動ＩＣの基準電位端子間の逆サージを効果的に回避することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタを有するパワーモジュールと、高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタを駆動する信号を出力するゲート駆動ＩＣと、ゲート駆動ＩＣの高電位側トランジスタ駆動信号用基準電位端子と低電位側トランジスタのコレクタ端子との間に設けられた容量と、ゲート駆動ＩＣの高電位側トランジスタ駆動信号用基準電位端子と高電位側トランジスタのエミッタ端子との間に設けられたインピーダンスと、を有するインバータ装置である。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、パワーモジュールに大きな電流を流すインバータ装置であっても、高電位側ＩＧＢＴを駆動する信号の基準電位端子とゲート駆動ＩＣの基準電位端子間の逆サージを回避することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１は、本発明の一実施形態をなすインバータ装置のゲート駆動回路を示す。
【００１１】
ゲート駆動ＩＣ１０１が外部バッファ１０９及び１１１を介してＩＧＢＴモジュール１１３を駆動する。ゲート駆動ＩＣ１０１には電源端子ＶＣＣ１０３，ＧＮＤ１０８間及びＶＰ１０４，ＰＧＮＤ１０６間に電源電圧１５Ｖがかけられている。電源端子ＶＣＣ１０３，ＧＮＤ１０８はＩＣの電源／グランド端子かつ低電位側ＩＧＢＴ駆動信号用電源／基準電位端子である。また電源端子ＶＰ１０４，ＰＧＮＤ１０６は高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用電源／基準電位端子である。これら電源／基準電位端子ＶＣＣ１０３，ＧＮＤ１０８とＶＰ１０４，ＰＧＮＤ１０６は絶縁されている。
【００１２】
ゲート駆動ＩＣ１０１の入力信号端子ＩＮ１０２に入力信号を与えると高電位側ＩＧＢＴ駆動信号が端子ＰＧ１０５，ＰＧＮＤ１０６間に出力され、低電位側ＩＧＢＴ駆動信号が端子ＮＧ１０７，ＧＮＤ１０８間に出力される。
【００１３】
高電位側ＩＧＢＴ駆動信号は外部バッファ１０９を介してＩＧＢＴモジュール１１３の高電位側ＩＧＢＴのゲート端子ＰＧ１１５とエミッタ端子ＰＥ１１６間に入力される。外部バッファ１０９の電源端子１１０はゲート駆動ＩＣ１０１の電源端子ＶＰ１０４と接続されており、グランド端子は高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用基準電位端子ＰＧＮＤ１０６に接続されている。
【００１４】
また低電位側ＩＧＢＴ駆動信号は外部バッファ１１１を介してＩＧＢＴモジュール１１３の低電位側ＩＧＢＴのゲート端子ＮＧ１１８とエミッタ端子ＮＥ１１９間に入力される。外部バッファ１１１の電源端子１１２はゲート駆動ＩＣ１０１の電源端子ＶＣＣ１０３と接続されており、グランド端子はゲート駆動ＩＣのグランド端子ＧＮＤ１０８に接続されている。
【００１５】
ＩＧＢＴモジュール１１３は高電位側電源端子ＶＣＣ３００端子１２０とＧＮＤ端子１２１間に３００Ｖがかけられている。ＩＧＢＴモジュール１１３に駆動信号が入力されるとＩＧＢＴ１２１及び１２３が駆動され、出力端子ＯＵＴ１２０に電力が出力される。
【００１６】
ＩＧＢＴモジュール１１３のＩＧＢＴ１２１及び１２３のコレクタ−エミッタ間にはそれぞれダイオード１２２及び１２４が設置されている。これはモータなどの誘導負荷を有するインバータにおいて、通電時に誘導負荷に蓄えられたエネルギーをＩＧＢＴがターン・オフしたときに電流として放出させるためのもので、フリー・ホイール・ダイオード（ＦＷＤ）と呼ばれるものである。
【００１７】
従来、ゲート駆動ＩＣの高電位側基準電位端子ＰＧＮＤ１０６と低電位側基準電位端子ＧＮＤ１０８の間にクランプダイオード２００を入れていた。これは次の理由による。ゲート駆動ＩＣ１０１を動作させると、ＩＧＢＴモジュール１１３内の寄生インダクタンス１２５，１２６などの影響で、ゲート駆動ＩＣ１０１の高電位側ＩＧＢＴを駆動する信号の基準電位端子ＰＧＮＤ１０６の電位が基準電位端子ＧＮＤ１０８の電位よりも低くなる逆サージ現象（アンダーシュート）が起こる場合がある。このとき、サージ量が大きい（〜３０Ｖ）とゲート駆動ＩＣ１０１が誤動作してしまう場合がある。この問題を対策するためにゲート駆動ＩＣの高電位側信号の基準電位端子ＰＧＮＤとＩＣの基準電位端子ＧＮＤ間にクランプダイオードを挿入していた。
【００１８】
しかし、逆サージを完全にクランプするにはダイオードの通電能力としてＩＧＢＴと同程度の通電能力が必要となり、プリント基板上に搭載できる一般的なダイオードでは電流は数Ａしか流せず、ハイブリッド自動車用途のインバータのようにＩＧＢＴに数１００Ａの電流を流すような場合にはクランプの効果は不充分であった。
【００１９】
ここで従来例にあったダイオードを無くし、ゲート駆動ＩＣ１０１のＰＧＮＤ端子１０６とＩＧＢＴモジュール１１３の低電位側ＩＧＢＴ１２３のコレクタ端子ＮＣ１１７との間に容量（Ｃ１）１２８を設け、ゲート駆動ＩＣのＰＧＮＤ端子１０６と高電位側ＩＧＢＴのエミッタ端子ＰＥ１１６との間にインピーダンスとしての抵抗（Ｒ１）１２７を設けた。そして、高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用外部バッファ１０９の基準電位（グランド）はゲート駆動ＩＣ１０１のＰＧＮＤ端子１０６と接続した。
【００２０】
なお、Ｒ１及びＣ１は式１を満足するように設定されている。
【００２１】
Ｒ１×Ｃ１≫√（Ｌec×Ｃ１） （式１）
ただしＬecは前記ＰＥ端子１１６と前記ＮＣ端子１１７との間のインダクタンスである。ここでＬecは１０ｎＨ、Ｃ１は６８ｎＦ、抵抗Ｒ１は５.８Ωとする。ＬecとＣ１による共振が起こる周波数は１／２π√（Ｌec・Ｃ１）、Ｒ１とＣ１でフィルタリングできる周波数は１／２πＲ１・Ｃ１なので、（式１）が成り立つ時、１／２πＲ１・Ｃ１≪１／２π√（Ｌec・Ｃ１）となり、共振周波数をフィルタリングする事ができる。
【００２２】
以上により、高電位側ＩＧＢＴ１２１のエミッタ端子ＰＥ１１６と低電位側ＩＧＢＴ１２３のコレクタ端子ＮＣ１１７の間において容量（Ｃ１）１２８によってＰＧＮＤはＮＣとＡＣ的にカップリングされ、抵抗（Ｒ１）１２７によってＰＧＮＤ端子１０６とＰＥ端子１１６間の接続が弱まる。これによりＰＥ−ＮＣ間の逆サージがＰＧＮＤ−ＮＣ間に伝わりにくくなる。なお、逆サージが現れるゲート駆動ＩＣの高電位側ＩＧＢＴ１２１を駆動する信号の基準電位端子ＰＧＮＤ１０６とゲート駆動ＩＣ１０１の基準電位端子ＧＮＤ１０８の区間のうち、低電位側ＩＧＢＴ１２３のコレクタ端子ＮＣ１１７とゲート駆動ＩＣ１０１の基準電位端子ＧＮＤ１０８の区間は既にＩＧＢＴモジュール１１３内においてフリー・ホイール・ダイオード１２４が入っておりクランプされる。そこで残りの高電位側ＩＧＢＴのエミッタ端子ＰＥと低電位側ＩＧＢＴのコレクタ端子ＮＣの間に着眼する。容量によってＰＧＮＤはＮＣとＡＣ的にカップリングされる。そしてインピーダンスによってＰＧＮＤとＰＥ間の接続が弱まるとともにインピーダンスに抵抗成分を含ませた場合には寄生インダクタンスと前記容量によるＬＣ発振が防止（ダンピング）される。これによりＰＥ−ＮＣ間の逆サージが伝わりにくくなり、ＰＧＮＤ−ＧＮＤ間の逆サージが回避される。
【００２３】
図２は本実施形態において逆サージをシミュレーションした結果波形である。また図３は従来例において逆サージをシミュレーションした結果波形である。図３ではＰＧＮＤ−ＧＮＤ間逆サージが−２５Ｖ程度出ているのに対して、図２ではＰＧＮＤ−ＧＮＤ間逆サージがほとんど出ていない。
【００２４】
また図４は本実施形態の外部バッファ回路を示す図である。図４の外部バッファ回路１０９はバイポーラトランジスタによるエミッタフォロア型のプッシュプル回路となっている。ｎｐｎトランジスタ５０５のコレクタに電源端子５０１が接続され、エミッタは抵抗５０６の一方の端子に接続されている。抵抗５０６の他方の端子は抵抗５０８の一方に接続され、他方はｐｎｐトランジスタ５０７のエミッタに接続されている。ｐｎｐトランジスタ５０７のコレクタは外部バッファ回路のグランド端子５０２に接続されている。ｎｐｎトランジスタ５０５及びｐｎｐトランジスタ５０７のベースは外部バッファ回路１０９の入力端子５０３に接続されている。また抵抗５０６と抵抗５０８の接点は外部バッファ回路１０９の出力端子５０４に接続されている。入力端子５０３に入った信号はバッファリングされて出力端子５０４に出力される。また容量５０９はバイパスコンデンサで、外部バッファ１０９の電源５０１／グランド５０２間の電源環境を安定化させている。
【００２５】
図５は、本発明の他の実施形態をなすインバータ装置のゲート駆動回路を示す。以下に示す事項以外は、図１の実施形態と同様である。
【００２６】
図１のゲート駆動回路にゲートクランプ回路６０１及び６０４が装備されている。ゲートクランプ回路６０１はＮＯＲゲート６０２とＮ型ＭＯＳＦＥＴ６０３から構成されている。このＮＯＲゲート６０２の２つの入力のうち、一つはゲート駆動ＩＣ１０１の高電位側駆動信号端子１０５に、そして他方は高電位側ＩＧＢＴ１２１のゲート端子１１５に接続され、出力はＮ型ＭＯＳＦＥＴ６０３のゲート端子に接続されている。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０３のドレイン端子は高電位側ＩＧＢＴ１２１のゲート端子１１５に、そしてソース端子は高電位側ＩＧＢＴ１２１のエミッタ端子１１６に接続されている。
【００２７】
そしてゲート駆動ＩＣ１０１の高電位側駆動信号と高電位側ＩＧＢＴ１２１のゲート電圧の両方がＬレベルになるとＮＯＲゲート６０２はＨレベルを出力し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０３をオンさせて高電位側ＩＧＢＴ１２１のゲート端子１１５とエミッタ端子１１６を短絡する。これにより高電位側ＩＧＢＴ１２１のゲート端子をＬレベルにしている間にコレクタ−エミッタ間電圧が変動しても、ゲート−コレクタ間寄生容量によるゲート電圧のカップリングノイズを小さく抑える事ができる。
【００２８】
なお、ゲートクランプ回路６０４は、高電位側１ＧＢＴ１２１に対するゲートクランプ回路６０１と同様に、低電位側ＩＧＢＴ１２３に対して作用するものである。
【００２９】
以上の実施形態においては、ゲート駆動ＩＣの高電位側駆動信号の基準電位端子ＰＧＮＤとＩＧＢＴモジュールの低電位側ＩＧＢＴのコレクタ端子ＮＣ端子間に容量を設け、またＩＧＢＴモジュールの高電位側ＩＧＢＴのエミッタ端子ＰＥとＰＧＮＤの間にインピーダンスを設けるので、ＰＧＮＤは容量によってＮＣとＡＣ的にカップリングされ、インピーダンスによってＰＧＮＤとＰＥ間の接続が弱まるとともにインピーダンスに抵抗成分を含ませた場合には寄生インダクタンスと前記容量によるＬＣ発振が防止（ダンピング）される。これによりＰＥ−ＮＣ間の逆サージが伝わりにくくなり、ＰＧＮＤ−ＧＮＤ間の逆サージを回避する事ができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の一実施形態をなすインバータ装置のゲート駆動回路を示す。
【図２】本発明による逆サージをシミュレーションした波形を示す。
【図３】従来技術による逆サージをシミュレーションした波形を示す。
【図４】図１の外部バッファ回路を示す。
【図５】本発明の他の実施形態をなすインバータ装置のゲート駆動回路を示す。
【符号の説明】
【００３１】
１０１ ゲート駆動ＩＣ
１０６ 高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用基準電位端子
１１３ ＩＧＢＴモジュール
１２１，１２３ ＩＧＢＴ
１２７ 抵抗
１２８ 容量
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般にハイブリッド自動車のモータ駆動用などのインバータ装置にはＩＧＢＴモジュールなどのパワーモジュールが用いられ、４２Ｖ〜６００Ｖの主回路電圧が印加されている。このパワーモジュールの駆動回路は「ゲート駆動回路」と呼ばれ、ＩＧＢＴのソース端子やエミッタ端子のパワーグランド電位を基準として、高電位側（Ｐ側）と低電位側（Ｎ側）の駆動回路にはそれぞれ独立に絶縁された駆動電源が供給されている。
【０００３】
パワーモジュールのゲート駆動回路にはゲート駆動ＩＣを用いることが知られている（例えば特許文献１参照）。ゲート駆動ＩＣはプリント基板上に搭載され、その基準電位はパワーモジュールの低電位側トランジスタの基準電位と同じになっている。
【０００４】
ゲート駆動ＩＣを動作させると、ＩＧＢＴモジュール内の寄生インダクタンスなどの影響で、ゲート駆動ＩＣの高電位側ＩＧＢＴを駆動する信号の基準電位端子の電位が、ゲート駆動ＩＣの基準電位端子の電位よりも低くなる逆サージ現象（アンダーシュート）が起こる場合がある。このとき、サージ量が大きい（〜３０Ｖ）とゲート駆動ＩＣが誤動作してしまう場合があり、この問題を解決するために、ゲート駆動ＩＣの高電位側信号の基準電位端子とゲート駆動ＩＣの基準電位端子間にクランプダイオードを挿入するものが知られている。
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−３０４９２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記従来技術のクランプダイオードで逆サージを完全にクランプするには、ダイオードの通電能力としてＩＧＢＴと同程度の通電能力が必要であり、プリント基板上に搭載できる一般的なダイオードでは電流は数Ａしか流せず、ハイブリッド自動車などを用途とするインバータのようにＩＧＢＴに数１００Ａの電流を流すような場合にはクランプの効果は不充分であった。
【０００７】
本発明の目的は、パワーモジュールに大きな電流を流すインバータ装置であっても、高電位側ＩＧＢＴを駆動する信号の基準電位端子とゲート駆動ＩＣの基準電位端子間の逆サージを効果的に回避することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタを有するパワーモジュールと、高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタを駆動する信号を出力するゲート駆動ＩＣと、ゲート駆動ＩＣの高電位側トランジスタ駆動信号用基準電位端子と低電位側トランジスタのコレクタ端子との間に設けられた容量と、ゲート駆動ＩＣの高電位側トランジスタ駆動信号用基準電位端子と高電位側トランジスタのエミッタ端子との間に設けられたインピーダンスと、を有するインバータ装置である。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、パワーモジュールに大きな電流を流すインバータ装置であっても、高電位側ＩＧＢＴを駆動する信号の基準電位端子とゲート駆動ＩＣの基準電位端子間の逆サージを回避することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１は、本発明の一実施形態をなすインバータ装置のゲート駆動回路を示す。
【００１１】
ゲート駆動ＩＣ１０１が外部バッファ１０９及び１１１を介してＩＧＢＴモジュール１１３を駆動する。ゲート駆動ＩＣ１０１には電源端子ＶＣＣ１０３，ＧＮＤ１０８間及びＶＰ１０４，ＰＧＮＤ１０６間に電源電圧１５Ｖがかけられている。電源端子ＶＣＣ１０３，ＧＮＤ１０８はＩＣの電源／グランド端子かつ低電位側ＩＧＢＴ駆動信号用電源／基準電位端子である。また電源端子ＶＰ１０４，ＰＧＮＤ１０６は高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用電源／基準電位端子である。これら電源／基準電位端子ＶＣＣ１０３，ＧＮＤ１０８とＶＰ１０４，ＰＧＮＤ１０６は絶縁されている。
【００１２】
ゲート駆動ＩＣ１０１の入力信号端子ＩＮ１０２に入力信号を与えると高電位側ＩＧＢＴ駆動信号が端子ＰＧ１０５，ＰＧＮＤ１０６間に出力され、低電位側ＩＧＢＴ駆動信号が端子ＮＧ１０７，ＧＮＤ１０８間に出力される。
【００１３】
高電位側ＩＧＢＴ駆動信号は外部バッファ１０９を介してＩＧＢＴモジュール１１３の高電位側ＩＧＢＴのゲート端子ＰＧ１１５とエミッタ端子ＰＥ１１６間に入力される。外部バッファ１０９の電源端子１１０はゲート駆動ＩＣ１０１の電源端子ＶＰ１０４と接続されており、グランド端子は高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用基準電位端子ＰＧＮＤ１０６に接続されている。
【００１４】
また低電位側ＩＧＢＴ駆動信号は外部バッファ１１１を介してＩＧＢＴモジュール１１３の低電位側ＩＧＢＴのゲート端子ＮＧ１１８とエミッタ端子ＮＥ１１９間に入力される。外部バッファ１１１の電源端子１１２はゲート駆動ＩＣ１０１の電源端子ＶＣＣ１０３と接続されており、グランド端子はゲート駆動ＩＣのグランド端子ＧＮＤ１０８に接続されている。
【００１５】
ＩＧＢＴモジュール１１３は高電位側電源端子ＶＣＣ３００端子１２０とＧＮＤ端子１２１間に３００Ｖがかけられている。ＩＧＢＴモジュール１１３に駆動信号が入力されるとＩＧＢＴ１２１及び１２３が駆動され、出力端子ＯＵＴ１２０に電力が出力される。
【００１６】
ＩＧＢＴモジュール１１３のＩＧＢＴ１２１及び１２３のコレクタ−エミッタ間にはそれぞれダイオード１２２及び１２４が設置されている。これはモータなどの誘導負荷を有するインバータにおいて、通電時に誘導負荷に蓄えられたエネルギーをＩＧＢＴがターン・オフしたときに電流として放出させるためのもので、フリー・ホイール・ダイオード（ＦＷＤ）と呼ばれるものである。
【００１７】
従来、ゲート駆動ＩＣの高電位側基準電位端子ＰＧＮＤ１０６と低電位側基準電位端子ＧＮＤ１０８の間にクランプダイオード２００を入れていた。これは次の理由による。ゲート駆動ＩＣ１０１を動作させると、ＩＧＢＴモジュール１１３内の寄生インダクタンス１２５，１２６などの影響で、ゲート駆動ＩＣ１０１の高電位側ＩＧＢＴを駆動する信号の基準電位端子ＰＧＮＤ１０６の電位が基準電位端子ＧＮＤ１０８の電位よりも低くなる逆サージ現象（アンダーシュート）が起こる場合がある。このとき、サージ量が大きい（〜３０Ｖ）とゲート駆動ＩＣ１０１が誤動作してしまう場合がある。この問題を対策するためにゲート駆動ＩＣの高電位側信号の基準電位端子ＰＧＮＤとＩＣの基準電位端子ＧＮＤ間にクランプダイオードを挿入していた。
【００１８】
しかし、逆サージを完全にクランプするにはダイオードの通電能力としてＩＧＢＴと同程度の通電能力が必要となり、プリント基板上に搭載できる一般的なダイオードでは電流は数Ａしか流せず、ハイブリッド自動車用途のインバータのようにＩＧＢＴに数１００Ａの電流を流すような場合にはクランプの効果は不充分であった。
【００１９】
ここで従来例にあったダイオードを無くし、ゲート駆動ＩＣ１０１のＰＧＮＤ端子１０６とＩＧＢＴモジュール１１３の低電位側ＩＧＢＴ１２３のコレクタ端子ＮＣ１１７との間に容量（Ｃ１）１２８を設け、ゲート駆動ＩＣのＰＧＮＤ端子１０６と高電位側ＩＧＢＴのエミッタ端子ＰＥ１１６との間にインピーダンスとしての抵抗（Ｒ１）１２７を設けた。そして、高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用外部バッファ１０９の基準電位（グランド）はゲート駆動ＩＣ１０１のＰＧＮＤ端子１０６と接続した。
【００２０】
なお、Ｒ１及びＣ１は式１を満足するように設定されている。
【００２１】
Ｒ１×Ｃ１≫√（Ｌec×Ｃ１） （式１）
ただしＬecは前記ＰＥ端子１１６と前記ＮＣ端子１１７との間のインダクタンスである。ここでＬecは１０ｎＨ、Ｃ１は６８ｎＦ、抵抗Ｒ１は５.８Ωとする。ＬecとＣ１による共振が起こる周波数は１／２π√（Ｌec・Ｃ１）、Ｒ１とＣ１でフィルタリングできる周波数は１／２πＲ１・Ｃ１なので、（式１）が成り立つ時、１／２πＲ１・Ｃ１≪１／２π√（Ｌec・Ｃ１）となり、共振周波数をフィルタリングする事ができる。
【００２２】
以上により、高電位側ＩＧＢＴ１２１のエミッタ端子ＰＥ１１６と低電位側ＩＧＢＴ１２３のコレクタ端子ＮＣ１１７の間において容量（Ｃ１）１２８によってＰＧＮＤはＮＣとＡＣ的にカップリングされ、抵抗（Ｒ１）１２７によってＰＧＮＤ端子１０６とＰＥ端子１１６間の接続が弱まる。これによりＰＥ−ＮＣ間の逆サージがＰＧＮＤ−ＮＣ間に伝わりにくくなる。なお、逆サージが現れるゲート駆動ＩＣの高電位側ＩＧＢＴ１２１を駆動する信号の基準電位端子ＰＧＮＤ１０６とゲート駆動ＩＣ１０１の基準電位端子ＧＮＤ１０８の区間のうち、低電位側ＩＧＢＴ１２３のコレクタ端子ＮＣ１１７とゲート駆動ＩＣ１０１の基準電位端子ＧＮＤ１０８の区間は既にＩＧＢＴモジュール１１３内においてフリー・ホイール・ダイオード１２４が入っておりクランプされる。そこで残りの高電位側ＩＧＢＴのエミッタ端子ＰＥと低電位側ＩＧＢＴのコレクタ端子ＮＣの間に着眼する。容量によってＰＧＮＤはＮＣとＡＣ的にカップリングされる。そしてインピーダンスによってＰＧＮＤとＰＥ間の接続が弱まるとともにインピーダンスに抵抗成分を含ませた場合には寄生インダクタンスと前記容量によるＬＣ発振が防止（ダンピング）される。これによりＰＥ−ＮＣ間の逆サージが伝わりにくくなり、ＰＧＮＤ−ＧＮＤ間の逆サージが回避される。
【００２３】
図２は本実施形態において逆サージをシミュレーションした結果波形である。また図３は従来例において逆サージをシミュレーションした結果波形である。図３ではＰＧＮＤ−ＧＮＤ間逆サージが−２５Ｖ程度出ているのに対して、図２ではＰＧＮＤ−ＧＮＤ間逆サージがほとんど出ていない。
【００２４】
また図４は本実施形態の外部バッファ回路を示す図である。図４の外部バッファ回路１０９はバイポーラトランジスタによるエミッタフォロア型のプッシュプル回路となっている。ｎｐｎトランジスタ５０５のコレクタに電源端子５０１が接続され、エミッタは抵抗５０６の一方の端子に接続されている。抵抗５０６の他方の端子は抵抗５０８の一方に接続され、他方はｐｎｐトランジスタ５０７のエミッタに接続されている。ｐｎｐトランジスタ５０７のコレクタは外部バッファ回路のグランド端子５０２に接続されている。ｎｐｎトランジスタ５０５及びｐｎｐトランジスタ５０７のベースは外部バッファ回路１０９の入力端子５０３に接続されている。また抵抗５０６と抵抗５０８の接点は外部バッファ回路１０９の出力端子５０４に接続されている。入力端子５０３に入った信号はバッファリングされて出力端子５０４に出力される。また容量５０９はバイパスコンデンサで、外部バッファ１０９の電源５０１／グランド５０２間の電源環境を安定化させている。
【００２５】
図５は、本発明の他の実施形態をなすインバータ装置のゲート駆動回路を示す。以下に示す事項以外は、図１の実施形態と同様である。
【００２６】
図１のゲート駆動回路にゲートクランプ回路６０１及び６０４が装備されている。ゲートクランプ回路６０１はＮＯＲゲート６０２とＮ型ＭＯＳＦＥＴ６０３から構成されている。このＮＯＲゲート６０２の２つの入力のうち、一つはゲート駆動ＩＣ１０１の高電位側駆動信号端子１０５に、そして他方は高電位側ＩＧＢＴ１２１のゲート端子１１５に接続され、出力はＮ型ＭＯＳＦＥＴ６０３のゲート端子に接続されている。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０３のドレイン端子は高電位側ＩＧＢＴ１２１のゲート端子１１５に、そしてソース端子は高電位側ＩＧＢＴ１２１のエミッタ端子１１６に接続されている。
【００２７】
そしてゲート駆動ＩＣ１０１の高電位側駆動信号と高電位側ＩＧＢＴ１２１のゲート電圧の両方がＬレベルになるとＮＯＲゲート６０２はＨレベルを出力し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６０３をオンさせて高電位側ＩＧＢＴ１２１のゲート端子１１５とエミッタ端子１１６を短絡する。これにより高電位側ＩＧＢＴ１２１のゲート端子をＬレベルにしている間にコレクタ−エミッタ間電圧が変動しても、ゲート−コレクタ間寄生容量によるゲート電圧のカップリングノイズを小さく抑える事ができる。
【００２８】
なお、ゲートクランプ回路６０４は、高電位側１ＧＢＴ１２１に対するゲートクランプ回路６０１と同様に、低電位側ＩＧＢＴ１２３に対して作用するものである。
【００２９】
以上の実施形態においては、ゲート駆動ＩＣの高電位側駆動信号の基準電位端子ＰＧＮＤとＩＧＢＴモジュールの低電位側ＩＧＢＴのコレクタ端子ＮＣ端子間に容量を設け、またＩＧＢＴモジュールの高電位側ＩＧＢＴのエミッタ端子ＰＥとＰＧＮＤの間にインピーダンスを設けるので、ＰＧＮＤは容量によってＮＣとＡＣ的にカップリングされ、インピーダンスによってＰＧＮＤとＰＥ間の接続が弱まるとともにインピーダンスに抵抗成分を含ませた場合には寄生インダクタンスと前記容量によるＬＣ発振が防止（ダンピング）される。これによりＰＥ−ＮＣ間の逆サージが伝わりにくくなり、ＰＧＮＤ−ＧＮＤ間の逆サージを回避する事ができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の一実施形態をなすインバータ装置のゲート駆動回路を示す。
【図２】本発明による逆サージをシミュレーションした波形を示す。
【図３】従来技術による逆サージをシミュレーションした波形を示す。
【図４】図１の外部バッファ回路を示す。
【図５】本発明の他の実施形態をなすインバータ装置のゲート駆動回路を示す。
【符号の説明】
【００３１】
１０１ ゲート駆動ＩＣ
１０６ 高電位側ＩＧＢＴ駆動信号用基準電位端子
１１３ ＩＧＢＴモジュール
１２１，１２３ ＩＧＢＴ
１２７ 抵抗
１２８ 容量
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタを有するパワーモジュールと、
前記高電位側トランジスタ及び前記低電位側トランジスタを駆動する信号を出力するゲート駆動ＩＣと、
前記ゲート駆動ＩＣの高電位側トランジスタ駆動信号用基準電位端子と前記低電位側トランジスタのコレクタ端子との間に設けられた容量と、
前記ゲート駆動ＩＣの高電位側トランジスタ駆動信号用基準電位端子と前記高電位側トランジスタのエミッタ端子との間に設けられたインピーダンスと、
を有するインバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のインバータ装置であって、
前記パワーモジュールの前記高電位側トランジスタまたは前記低電位側トランジスタをそれぞれ駆動するバッファ回路を有し、
前記バッファ回路の基準電位端子は前記ゲート駆動ＩＣの前記高電位側トランジスタ駆動信号用基準電位端子と接続されているインバータ装置。
【請求項３】
請求項１記載のインバータ装置であって、
前記ゲート駆動回路の高電位側トランジスタ駆動信号がオフ信号かつ前記パワーモジュールの前記高電位側トランジスタがオフとなっている時にそのゲート端子とエミッタ端子を短絡するゲートクランプ回路を有し、
前記ゲートクランプ回路の基準電位端子は前記エミッタ端子と接続されているインバータ装置。
【請求項４】
請求項１記載のインバータ装置であって、
前記インピーダンスは抵抗であるインバータ装置。
【請求項５】
請求項４記載のインバータ装置であって、
前記容量をＲ、前記抵抗をＣ、前記パワーモジュールの前記高電位側トランジスタのエミッタ端子と前記低電位側トランジスタのコレクタ端子との間のインダクタンスをＬec、前記高電位側トランジスタのゲート端子とエミッタ端子との間の容量をＣpgとしたとき、
ＲＣ＞√ＬecＣpg
であるインバータ装置。
【請求項１】
高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタを有するパワーモジュールと、
前記高電位側トランジスタ及び前記低電位側トランジスタを駆動する信号を出力するゲート駆動ＩＣと、
前記ゲート駆動ＩＣの高電位側トランジスタ駆動信号用基準電位端子と前記低電位側トランジスタのコレクタ端子との間に設けられた容量と、
前記ゲート駆動ＩＣの高電位側トランジスタ駆動信号用基準電位端子と前記高電位側トランジスタのエミッタ端子との間に設けられたインピーダンスと、
を有するインバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のインバータ装置であって、
前記パワーモジュールの前記高電位側トランジスタまたは前記低電位側トランジスタをそれぞれ駆動するバッファ回路を有し、
前記バッファ回路の基準電位端子は前記ゲート駆動ＩＣの前記高電位側トランジスタ駆動信号用基準電位端子と接続されているインバータ装置。
【請求項３】
請求項１記載のインバータ装置であって、
前記ゲート駆動回路の高電位側トランジスタ駆動信号がオフ信号かつ前記パワーモジュールの前記高電位側トランジスタがオフとなっている時にそのゲート端子とエミッタ端子を短絡するゲートクランプ回路を有し、
前記ゲートクランプ回路の基準電位端子は前記エミッタ端子と接続されているインバータ装置。
【請求項４】
請求項１記載のインバータ装置であって、
前記インピーダンスは抵抗であるインバータ装置。
【請求項５】
請求項４記載のインバータ装置であって、
前記容量をＲ、前記抵抗をＣ、前記パワーモジュールの前記高電位側トランジスタのエミッタ端子と前記低電位側トランジスタのコレクタ端子との間のインダクタンスをＬec、前記高電位側トランジスタのゲート端子とエミッタ端子との間の容量をＣpgとしたとき、
ＲＣ＞√ＬecＣpg
であるインバータ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００９−２５４０５６（Ｐ２００９−２５４０５６Ａ）
【公開日】平成２１年１０月２９日（２００９．１０．２９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−９６６９８（Ｐ２００８−９６６９８）
【出願日】平成２０年４月３日（２００８．４．３）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１０月２９日（２００９．１０．２９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年４月３日（２００８．４．３）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]