説明

インバータ電源装置

【課題】 従来の位相シフト制御方式のインバータ電源装置において、インバータ回路のターンオフ時はハードスイッチングを行い大きな電力損失が発生する。
【解決手段】 直流電圧を出力する直流電源回路とブリッジを形成するインバータ回路と、第1導通、第1循環、第2導通及び第2循環からなる位相シフト期間を設け位相シフト制御を行って出力を制御する位相シフト制御回路と負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを具備したインバータ電源装置において、直流電源回路とインバータ回路との間に第5のスイッチング素子とインバータ回路の入力側に並列に設けた補助コンデンサと、第1導通期間中は記第5のスイッチング素子を導通させ、第2導通期間中は第1導通期間と同一長さま導通させる電力開閉駆動回路と、補助コンデンサが相当に放電した時点で第1導通及び第2導通を終了することを特徴とするインバータ電源装置。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、負荷に電力を供給する高周波電源のインバータ電源装置であって、位相シフトを用いてインバータ部のスイッチング素子を制御する位相シフト制御方式において、インバータ部のスイッチング損失値を低減するソフトスイッチング技術に関するものである。
【背景技術】
【0002】
図12は、位相シフト制御方式を採用した従来技術のアーク加工用電源装置のブロック図である。同図において、三相交流商用電源ACの出力を整流して直流電圧に変換する1次整流回路DR1と、上記1次整流回路DR1で直流に変換した電力を平滑する平滑コンデンサC1とから直流電源回路が形成されている。
【0003】
図12に示すブリッジ接続されたインバータ回路は、第1のスイッチング素子TR1乃至第4のスイッチング素子TR4によって形成され、相対向する辺を形成する第1のスイッチング素子TR1及び第4のスイッチング素子TR4と、第2のスイッチング素子TR2及び第3のスイッチング素子TR3とに、後述する位相シフト回路PSによって位相シフト制御を行い直流電圧を高周波交流電圧に変換する。
【0004】
第1の逆導通ダイオードD1乃至第4の逆導通ダイオードD4は、第1のスイッチング素子TR1乃至第4のスイッチング素子TR4にそれぞれ逆極性で並列に接続されている。
【0005】
主変圧器INTは、1次側の高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する。二次整流回路DR2は、上記主変圧器INTの出力を整流してアーク加工用直流電圧に変換し直流リアクトルDCLを通じてトーチ1と被溶接物2との間に直流電圧を供給する。
【0006】
出力電流検出回路IDは、出力電流検出信号Idを出力する。誤差増幅回路ERは、出力電流設定回路IRの出力電流設定信号Irと出力電流検出回路IDの出力電流検出信号Idとを比較演算して、誤差増幅信号Er=Ir−Idの値を出力する。
【0007】
フィードバック制御回路FSは、三角波発振器OSCと比較回路CPとで形成され、上記誤差増幅信号Erと基準三角波信号Oscとの比較により生成されるパルス信号のフィードバック制御信号Fsを出力する。
【0008】
位相シフト回路PSは、上記フィードバック制御回路FSからのフィードバック制御信号Fsに応じて、第1のスイッチング素子駆動信号Ps1及び第3のスイッチング素子駆動信号Ps3並びに第2のスイッチング素子駆動信号Ps2及び第4のスイッチング素子駆動信号Ps4の位相を180度ずらし、上記第1のスイッチング素子駆動信号Ps1及び第2のスイッチング素子駆動信号Ps2の位相を調整して出力を制御する。
【0009】
図13は、図12に示す従来技術のアーク加工用電源装置の動作モードを説明するための図であり、図14は動作を説明するための波形図である。
【0010】
図14に示す(A)の波形は第1のスイッチング素子駆動信号Ps1の波形を示し、同図(B)の波形は第2のスイッチング素子駆動信号Ps2の波形を示し、同図(C)の波形は第3のスイッチング素子駆動信号Ps3の波形を示し、同図(D)の波形は第4のスイッチング素子駆動信号Ps4の波形を示す。同図(E)の波形は、主変圧器INTの1次巻線の1次電圧Vtを示し、同図(F)の波形は、主変圧器INTの1次巻線の1次電流Itを示す。
【0011】
図14に示す位相シフト期間は、前半周期(t1〜t3)と後半周期(t3〜t5)とで形成される。前半周期は第1導通期間T1(t1〜t2)と第1循環期間T2(t2〜t22)と第1回生期間(t22〜t3)とで形成される。第1循環期間T2には第1のデッドタイム期間(t2〜t21)が含まれている。また、後半周期は第2導通期間T3(t3〜t4)と第2循環期間T4(t4〜t42)と第2回生期間(t42〜t5)とで形成される。第2循環期間T4には第2のデッドタイム期間(t4〜t42)が含まれている。
【0012】
(1)第1導通期間T1
図14に示す時刻t=t1において、位相シフト回路PSは第1のスイッチング素子TR1を導通して第1導通期間T1を開始する。そして、誤差増幅信号Erと基準三角波信号との比較により生成されるフィードバック制御信号によって定まる時刻t2において、第1導通期間T1が終了する。この第1導通期間T1中は、第1のスイッチング素子TR1及び第4のスイッチング素子TR4は導通状態にあるので、主変圧器INTの1次巻線に図13(1)の点線で示す1次電流Itが通電し、1次巻線の両端に図14(E)に示す1次電圧Vtが印加し、2次巻線に2次電圧が発生して電圧が変圧される。
【0013】
(2)第1循環期間T2
時刻t=t2において第1循環期間T2が開始する。それから予め定めた第1のデッドタイム期間が経過した時刻t21において、第2のスイッチング素子TR2が導通状態に変化する。このデッドタイム期間は、第4のスイッチング素子TR4の遮断と第2のスイッチング素子TR2の導通とが交錯してアーム短絡が発生するのを防止するために設けられている。この第1のデッドタイム期間中は、図13(2)に示すように、主変圧器INTの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが第2の逆導通ダイオードD2を通って放電され、図14(F)に示す1次電流Itが継続して通電する。このとき主変圧器INTの1次側は短絡状態になり、図14(E)に示す1次電圧Vtは印加しない。
【0014】
時刻t=t21の第1のデットタイム期間終了時点で、第2のスイッチング素子TR2を導通状態に変化させる。このとき、図132(2)に示すように、第2の逆導通ダイオードD2に1次電流が流れ、上記第2のスイッチング素子TR2は短絡状態で導通するので零電圧でターンオンでき、ターンオン時の損失が発生しない。
【0015】
時刻t=t22は位相シフト期間の前半周期の経過する時点(t3)から予め定めた第1回生期間だけ手前の時点であり、第1のスイッチング素子TR1を遮断状態に変化させて第1循環期間T2が終了する。この時刻t21〜t22の期間中は、図13(2)に示すように、第1のスイッチング素子TR1及び第2のスイッチング素子TR2は導通状態にあり、1次電流Itは第1のスイッチング素子TR1、主変圧器INT及び第2の逆導通ダイオードD2を循環する。このとき、主変圧器INTの1次電圧Vtは第1のスイッチング素子TR1及び第2のスイッチング素子TR2により図14(E)に示すように零電圧付近にクランプされる。
【0016】
時刻t=t22において、第1回生期間が開始して、第1のスイッチング素子TR1が遮断状態に変化する。第1のスイッチング素子TR1が遮断すると漏れインダクタンスに蓄えられていたエネルギーを第2の逆導通ダイオードD2と第3の逆導通ダイオードD3を通して電源に回生する。このときに第3スイッチング素子TR3を導通すると零電圧でスイッチングできる。そして、第1回生期間が経過して位相シフト期間の前半周期が終了すると、第3のスイッチング素子TR3が導通状態に変化する。この第1回生期間は、アーム短絡を防止すると共に主変圧器INTの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが、第2の逆導通ダイオードD2及び第3の逆導通ダイオードD3を通って直流電源回路へ回生され、主変圧器INTの1次巻線の両端に図14(E)に示す1次電圧Vtが印加する。
【0017】
(3)第2導通期間T3
図14に示す時刻t=t3において、位相シフト回路PSは第3のスイッチング素子TR1を導通して第2導通期間T2を開始する。そして、誤差増幅信号Erと基準三角波信号との比較により生成されるフィードバック制御信号によって定まる時刻t4において、第2導通期間T2が終了する。この第2導通期間T3中は、第2のスイッチング素子TR2及び第3のスイッチング素子TR3は導通状態にあるので、主変圧器INTの1次巻線に図13(1)の点線で示す1次電流Itが通電し、1次巻線の両端に図14(E)に示す1次電圧Vtが印加し、2次巻線に2次電圧が発生して電圧が変圧される。
【0018】
(4)第2循環期間T4
時刻t=t4において第2循環期間T4が開始する。それから予め定めた第2のデッドタイム期間が経過した時刻t41において、第4のスイッチング素子TR4が導通状態に変化する。このデッドタイム期間は、第2のスイッチング素子TR2の遮断と第4のスイッチング素子TR4の導通とが交錯してアーム短絡が発生するのを防止するために設けられている。この第2のデッドタイム期間中は、図13(2)に示すように、主変圧器INTの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが第4の逆導通ダイオードD4を通って放電され、図14(F)に示す1次電流Itが継続して通電する。このとき主変圧器INTの1次側は短絡状態になり、図14(E)に示す1次電圧Vtは印加しない。
【0019】
時刻t=t41の第2のデットタイム期間終了時点で、第4のスイッチング素子TR4を導通状態に変化させる。このとき、図13(2)に示すように、第4の逆導通ダイオードD4に1次電流が流れ、上記第4のスイッチング素子TR4は短絡状態で導通するので零電圧でターンオンでき、ターンオン時の損失が発生しない。
【0020】
時刻t=t42は位相シフト期間の後半周期の経過する時点(t5)から予め定めた第2回生期間だけ手前の時点であり、第3のスイッチング素子TR3を遮断状態に変化させる。この時刻t41〜t42の期間中は、図13(2)に示すように、第3のスイッチング素子TR3及び第4のスイッチング素子TR4は導通状態にあり、1次電流Itは第3のスイッチング素子TR3、主変圧器INT及び第4の逆導通ダイオードD4を循環する。このとき、主変圧器INTの1次電圧Vtは第3のスイッチング素子TR3及び第4のスイッチング素子TR4により図13(E)に示すように零電圧付近にクランプされる。
【0021】
時刻t=t42において、第2回生期間が開始して、第3のスイッチング素子TR3が遮断状態に変化する。そして、第2回生期間が経過して位相シフト期間の後半周期が終了すると、第1のスイッチング素子TR1が導通状態に変化する。この回生期間は、アーム短絡を防止するために設けられている。この第2回生期間中は、主変圧器INTの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが、第1の逆導通ダイオードD1及び第4の逆導通ダイオードD4を通って直流電源回路へ回生され、主変圧器INTの1次巻線の両端に図14(E)に示す1次電圧Vtが印加する。(特許文献1)
【0022】
また、従来技術2の特許文献2に示す、PWM制御方式のアーク加工用電源装置では、 直流電圧を出力する直流電源回路と、第1のスイッチング素子TR1と第1のスイッチング素子TR1に相対向する第4のスイッチング素子TR4と、第2のスイッチング素子TR2と第2のスイッチング素子TR2に相対向する第3のスイッチング素子TR3とからブリッジを形成し上記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、上記高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と、上記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する整流回路と、上記直流電源回路と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電源回路の出力を開閉する第5のスイッチング素子TR5(電力開閉用スイッチング素子)と、上記インバータ回路の入力側に並列に設けて上記第5のスイッチング素子TR5の入力電圧と出力電圧とを略同一電圧でターンオンさせる補助コンデンサC2と、アーク加工用電源装置の出力をフィードバック制御するための互いに半周期ずれた第1の出力制御信号及び第2の出力制御信号を出力する出力制御回路と、上記第1の出力制御信号又は第2の出力制御信号がHighレベルに変化すると上記第5のスイッチング素子TR5を導通させ上記第1の出力制御信号又は第2の出力制御信号がLowレベルに変化すると上記第5のスイッチング素子TR5を遮断させる電力開閉用駆動回路と、上記第1の出力制御信号がHighレベルに変化すると上記第1のスイッチング素子TR1及び上記第4のスイッチング素子TR4を導通させ上記第1の出力制御信号がLowレベルに変化して上記補助コンデンサC2が相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第1のスイッチング素子TR1及び上記第4のスイッチング素子TR4を遮断させ、続いて上記第2の出力制御信号がHighレベルに変化すると上記第2のスイッチング素子TR2及び上記第3のスイッチング素子TR3を導通させ上記第2の出力制御信号がLowレベルに変化して上記補助コンデンサC2が相当に放電する補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第2のスイッチング素子TR2及び上記第3のスイッチング素子TR3を遮断させるインバータ駆動回路とを具備したアーク加工用電源装置であり、上記に示すアーク加工用電源装置では、上記インバータ回路のターンオフ時の損失を減少させるソフトスイッチング技術が開示されている。(特許文献2)
【0023】
【特許文献1】特開2004−74258号公報
【特許文献2】特開2003−311408号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0024】
上述に示す、位相シフト制御方式のアーク加工用電源装置では、インバータ回路の各スイッチング素子のターンオン時は零電圧でターンオンを行うためにターンオン損失は生じない。しかし、ターンオフ時は零電圧でターンオフができずターンオフ時に大きな損失が発生する。上記よりターンオフ時の損失が発生した状態でインバータ回路の周波数を高くしていくと単位時間あたりのスイッチング回数が増加し、単位時間あたりの損失が大きくなり、インバータ回路の高周波化の実現が難しくなる。無理に高周波化を行うと冷却機構等を強化する必要があり、電源装置が大きくなってしまう。
【0025】
従来技術2では、ソフトスイッチング方式の採用によってインバータ回路の各スイッチング素子のターンオフ時は零電圧でターンオフを行うためにターンオフ損失が生じないが、逆にターンオン時は零電圧でターンオンができずターンオン損失が発生する。このターンオン損失によってインバータ回路の高周波化が難しくなる。
【0026】
そこで、上記の課題を解決するインバータ電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0027】
上述した課題を解決するために、第1の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と、上記直流電源回路のプラス側出力に接続される第1のスイッチング素子及び第2のスイッチング素子と上記第1のスイッチング素子に相対向する第4のスイッチング素子と上記第2のスイッチング素子に相対向する第3のスイッチング素子とからブリッジを形成し上記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、第1導通期間、第1循環期間、第1回生期間、第2導通期間、第2循環期間及び第2回生期間を1周期とする位相シフト期間を設け、負荷の電圧又は電流と予め定めた電圧又は電流設定信号とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、上記フィードバック制御信号を入力として、上記第1導通期間の開始時点では上記第4のスイッチング素子は前周期から導通状態にあり上記第1のスイッチング素子を導通状態に変化させ、上記フィードバック制御信号によって定まる時点で上記第4のスイッチング素子を遮断状態に変化させて上記第1導通期間を終了し、続いて上記第1循環期間の開始時点から予め定めた第1のデットタイム期間が経過した時点で上記第2のスイッチング素子を導通状態に変化させ、上記位相シフト期間の前半周期が経過する時点から予め定めた第1回生期間だけ手前の時点で上記第1のスイッチング素子を遮断状態に変化させて上記第1循環期間を終了し、上記前半周期が経過した時点で上記第1回生期間を終了し、続いて上記第2導通期間の開始時点で上記第3のスイッチング素子を導通状態に変化させ、上記フィードバック制御信号によって定まる時点で上記第2のスイッチング素子を遮断状態に変化させて上記第2導通期間を終了し、続いて上記第2循環期間の開始時点から予め定めた第2のデットタイム期間が経過した時点で上記第4のスイッチング素子を導通状態に変化させ、上記位相シフト期間の後半周期が経過する時点から予め定めた第2回生期間だけ手前の時点で上記第3のスイッチング素子を遮断状態に変化させて上記第2循環期間を終了し、上記後半周期が経過した時点で上記第2回生期間を終了して位相シフト制御を行う位相シフト制御回路と、上記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを具備したインバータ電源装置において、上記直流電源回路と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電圧を開閉する第5のスイッチング素子と、上記インバータ回路の入力側に並列に設けた補助コンデンサと、上記第1導通期間の開始時点から上記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間及び上記第2導通期間の開始時点から上記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間中は上記第5のスイッチング素子を導通状態にする電力開閉駆動回路と、上記第2回生期間の開始時に充電された上記補助コンデンサが上記第5のスイッチング素子の遮断によって相当に放電した時点及び上記第1回生期間の開始時に充電された上記補助コンデンサが相当に放電した時点で補助コンデンサ時限信号を出力する補助コンデンサ時限出力回路とを設け、上記位相シフト制御回路の入力信号である上記フィードバック制御信号を上記補助コンデンサ時限信号に置換することを特徴とするインバータ電源装置である。
【0028】
第2の発明は、上記第2回生期間の開始時点から上記補助コンデンサが上記回生期間内に相当に充電した第1充電時点及び上記第1回生期間の開始時点から上記補助コンデンサが上記回生期間内に相当に充電した第2充電時点で補助コンデンサ時限信号を出力する充電対応補助コンデンサ時限回路を設け、上記電力開閉駆動回路が上記補助コンデンサ時限信号の第1充電時点から上記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間及び上記補助コンデンサ時限信号の第2充電時点から上記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間中は上記第5のスイッチング素子を導通状態にする電力開閉駆動回路であることを特徴とする請求項1記載のインバータ電源装置である。
【0029】
第3の発明は、上記補助コンデンサが相当に放電又は充電したことを、上記補助コンデンサの電圧又は電流を検出して判別することを特徴とする請求項1又は請求項2記載のインバータ電源装置である。
【0030】
第4の発明は、上記出力変換回路が、上記高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と上記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する2次整流回路から成り、アーク加工に使用することを特徴とする請求項1又は請求項2又は求項3記載のインバータ電源装置である。
【0031】
第5の発明は、上記出力変換回路が、上記高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と上記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する2次整流回路と2次整流回路の出力を低周波交流出力に変換して出力する2次インバータ回路とから成り、交流アーク加工に使用することを特徴とする請求項1又は請求項2又は求項3記載のインバータ電源装置である。
【発明の効果】
【0032】
第1の発明によれば、位相シフト制御方式において、第2のスイッチング素子TR2及び第4のスイッチング素子TR4を導通から遮断する前に、第5のスイッチング素子(電力開閉用スイッチング素子)を遮断することによって、直流電源回路からの直流電圧の供給を停止させるので、上記インバータ回路の第2のスイッチング素子TR2及び第4のスイッチング素子TR4が零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失の値を大幅に減少できる。よって、インバータ回路のスイッチング損失値を低減でき高周波化が可能となり、結果として電源装置の小型軽量化にもつながる。
【0033】
第2の発明によれば、補助コンデンサが相当に充電した時点で上記第5のスイッチング素子(電力開閉用スイッチング素子)を導通するので零電圧でターンオンができ、上記インバータ回路と同様に、上記第5のスイッチング素子のターンオン損失は発生しない。
【0034】
第3の発明によれば、補助コンデンサの放電電圧又は充電電圧を検出して予め定めた基準値以下又は基準値以上になったときに補助コンデンサ放電時間又は補助コンデンサ充電時間とするために、インバータ回路の各素子を零電圧で正確に遮断すると共に第5のスイッチング素子を零電圧で正確に導通できる。
【0035】
第4の発明によれば、インバータ電源装置の電力変換回路を、アーク加工に適した高周波電圧に変換する主変圧器と主変圧器の出力を整流する2次整流回路とに置換すると、アーク加工に使用するアーク加工用直流電源装置として使用できる。
【0036】
第5の発明によれば、インバータ電源装置の電力変換回路を、アーク加工に適した高周波電圧に変換する主変圧器と主変圧器の出力を整流する2次整流回路と2次整流回路を低周波交流出力に変換する2次インバータ回路とに置換すると、交流アーク加工に使用するアーク加工用交流電源装置として使用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0037】
[実施の形態1]
本発明の実施の形態1について、図面を参照して説明する。図1は、本発明のインバータ電源装置の代表的なスイッチング・レギュレータの電気接続図であり、同図を用いて位相シフト制御のソフトスイッチング方式の動作について説明する。同図において、従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する動作について説明する。
【0038】
第5のスイッチング素子TR5は、図1に示す平滑コンデンサC1と補助コンデンサC2との間に直列に接続された電力開閉用スイッチング素子であり、直流電源回路からの直流電圧の供給を制御する。また、上記補助コンデンサC2は、配線及び主変圧器INTの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生し上記補助コンデンサC2を充電する。このとき第5のスイッチング素子TR5の定格電圧以上になると素子の破壊につながる。しかし、第5の逆導通ダイオードD5は漏れインダクタンスのエネルギーを平滑コンデンサC1にバイパスさせて高電圧の発生を防止する。
【0039】
インバータ回路の入力側に並列に接続された補助コンデンサC2は、第5のスイッチング素子TR5の入力電圧と出力電圧を略同一電圧(零電圧)でスイッチングし、この補助コンデンサC2があることでブリッジ接続したインバータ回路の各スイッチング素子も零電圧でターンオフできる。
【0040】
出力変換回路は、1次側の高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変換器と上記高周波交流電圧を整流して直流電圧に変換する二次整流回路DR2と、上記直流電圧を整流及び平滑してリップル成分を減衰させて負荷に供給する直流リアクトルDCL及び2次平滑コンデンサC3とで形成されている。
【0041】
出力電圧検出回路VDは出力電圧を検出する。誤差増幅回路ERは、出力電圧設定器VRの出力電圧設定信号Vrと出力電圧検出回路VDの出力電圧検出信号Vdとを誤差増幅して、誤差増幅信号Erを出力する。
【0042】
フィードバック制御回路FSは、三角波発振器OSCと比較回路CPとで形成され、上記誤差増幅信号Erと基準三角波信号Oscとの比較により生成されるパルスのフィードバック制御信号Fsを出力する。
【0043】
電力開閉用駆動回路CRは、上記フィードバック制御信号Fsに応じてHighレベルになると電力開閉用駆動信号CrをHighレベルにし、Lowレベルになると上記電力開閉用駆動信号CrをLowレベルにして出力する。
【0044】
補助コンデンサ時限出力回路DDは図2に示すように、第1のオアゲートOR1及び第1の時限回路TI1によって形成されている。第1の時限回路TI1は、電力開閉用駆動信号CrがLowレベルになると動作を開始し、補助コンデンサC2の電圧が相当に放電する予め定めた時限の第1の時限信号Taを出力する。上第1のオアゲートOR1は、上記電力開閉用駆動信号Crと第1の時限信号Taとのオア論理を行って補助コンデンサ時限信号Ddとして出力する。
【0045】
位相シフト制御回路PSAは、第1のスイッチング素子駆動信号Pa1と第4のスイッチング素子駆動信号Pa4との間に位相シフトを設け、第2のスイッチング素子駆動信号Pa2と第3のスイッチング素子駆動信号Pa3との間に位相シフトを設け、上記補助コンデンサ時限信号Ddに応じて上記位相シフト制御回路PSAは第1導通期間及び第2導通期間を決定する。
【0046】
図5は、図1に示す本発明の実施形態1のインバータ電源装置(代表例 スイッチング・レギュレータ)の電気接続図の動作を説明する波形タイミング図である。同図(A)の波形は第1のスイッチング素子駆動信号Pa1の波形を示し、同図(B)の波形は第2のスイッチング素子駆動信号Pa2の波形を示し、同図(C)の波形は第3のスイッチング素子駆動信号Pa3の波形を示し、同図(D)の波形は第4のスイッチング素子駆動信号Pa4の波形を示し、同図(E)の波形は電力開閉用駆動信号Crの波形を示す。同図(F)の波形は補助コンデンサの端子電圧Vc2を示し、同図(G)の波形は補助コンデンサ時限信号Ddを示し、同図(H)の波形は第1のスイッチング素子TR1のコレクタ・エミッタ間電圧V2を示し、同図(I)の波形は第1のスイッチング素子TR1のコレクタ電流I1を示し、同図(J)の波形は第2のスイッチング素子TR2のコレクタ・エミッタ間電圧V2を示し、同図(K)の波形は第2のスイッチング素子TR2のコレクタ電流I2を示す。同図(L)の波形は第5のスイッチング素子TR5のコレクタ電流I5を示し、同図(M)の波形は第5のスイッチング素子TR5のコレクタ・エミッタ間電圧V5を示す。
【0047】
図5に示す位相シフト期間は、前半周期(t1〜t3)と後半周期(t3〜t5)とで形成される。前半周期は第1導通期間T1(t1〜t2)と第1循環期間T2(t2〜t22)と第1回生期間(t22〜t3)とで形成される。第1導通期間T1には補助コンデンサ時限期間(t12〜t2)を含み、第1循環期間T2には第1のデッドタイム期間(t2〜t21)が含まれている。また、後半周期は第2導通期間T3(t3〜t4)と第2循環期間T4(t4〜t5)と第2回生期間(t42〜t5)で形成される。第2導通期間T3には補助コンデンサ時限期間(t32〜t4)を含み、第2循環期間T4には第2のデッドタイム期間(t41〜t42)が含まれている。
【0048】
(1)第1導通期間T1
図5に示す時刻t=t1において、位相シフト制御回路PSAは第1のスイッチング素子TR1を導通して第1導通期間T1を開始する共に電力開閉用駆動回路CRは第5のスイッチング素子TR5の導通を開始する。そして、誤差増幅信号Erと基準三角波信号との比較により生成されるフィードバック制御信号によって定まる時刻t12において、第5のスイッチング素子TR5を遮断する。この第1導通期間のt1〜t12の期間中は、第1のスイッチング素子TR1及び第4のスイッチング素子TR4は導通状態にあるので、主変圧器INTの1次巻線に図3(1)の点線で示す1次電流Itが通電し、1次巻線の両端に1次電圧Vtが印加され、2次巻線に2次電圧が発生して電圧が変圧される。
【0049】
時刻t=t12において第5のスイッチング素子TR5は遮断すると、電力の供給が絶たれ補助コンデンサC2は放電を開始し、図5(F)に示すように補助コンデンサ端子電圧VC2の電圧は零電圧へと減少していく。このとき時刻t=t12において、上記第5のスイッチング素子TR5は同一電位で遮断されターンオフ損失は発生しない。続いて、補助コンデンサ時限出力回路DDは、上記第5のスイッチング素子TR5の遮断によって相当に放電した時点t=t2で、図5(G)に示す補助コンデンサ時限信号DdをLowレベルにして位相シフト制御回路PSAに入力する。上記位相シフト制御回路PSAは時刻t=t2において、上記補助コンデンサ時限信号DdをLowレベルになると上記補助コンデンサC2が相当に放電したと判別として第4のスイッチング素子TR4を遮断し第1導通期間T1が終了する。このとき、上記補助コンデンサは略零に放電されているので、上記第4のスイッチング素子TR4は零電圧で遮断されターンオフ損失は発生しない。
【0050】
(2)第1循環期間T2
時刻t=t2において第1循環期間T2が開始する。それから予め定めた第1のデッドタイム期間が経過した時刻t21において、第2のスイッチング素子TR2が導通状態に変化する。このデッドタイム期間は、第4のスイッチング素子TR4の遮断と第2のスイッチング素子TR2の導通とが交錯してアーム短絡が発生するのを防止するために設けられている。この第1のデッドタイム期間中は、図4(2)に示すように、主変圧器INTの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが第2の逆導通ダイオードD2を通って放電され1次電流Itが継続して通電する。このとき主変圧器INTの1次側は短絡状態になり1次電圧Vtは印加しない。
【0051】
時刻t=t21の第1のデットタイム期間終了時点で、第2のスイッチング素子TR2を導通状態に変化させる。このとき、図3(2)に示すように、第2の逆導通ダイオードD2に1次電流が流れ、上記第2のスイッチング素子TR2は短絡状態で導通するので零電圧でターンオンでき、ターンオン時の損失が発生しない。
【0052】
時刻t=t22は位相シフト期間の前半周期の経過する時点(t3)から予め定めた第1回生期間だけ手前の時点であり、第1のスイッチング素子TR1を遮断状態に変化させて第1循環期間を終了する。この時刻t21〜t22の期間中は、図3(2)に示すように、第1のスイッチング素子TR1及び第2のスイッチング素子TR2は導通状態にあり、1次電流Itは第1のスイッチング素子TR1、主変圧器INT及び第2の逆導通ダイオードD2を循環する。このとき、主変圧器INTの1次電圧Vtは第1のスイッチング素子TR1及び第2のスイッチング素子TR2により零電圧付近にクランプされる。
【0053】
時刻t=t22において、第1回生期間が開始して、第1のスイッチング素子TR1が遮断状態に変化する。このとき補助コンデンサの端子電圧は図5(F)に示すように略零電圧のため、上記第1のスイッチング素子TR1は零電圧で遮断できターンオフ損失は発生しない。そして、第1回生期間が経過して位相シフト期間の前半周期が終了すると、第3のスイッチング素子TR3が導通状態に変化する。この第1回生期間は、アーム短絡を防止すると共に主変圧器INTの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが、第2の逆導通ダイオードD2及び第3の逆導通ダイオードD3を通って直流電源回路へ回生され、上記補助コンデンサC2は図5(F)に示すように電荷が充電される。
【0054】
(3)第2導通期間T3
図5に示す時刻t=t3において、位相シフト制御回路PSAは第3のスイッチング素子TR3を導通して第2導通期間T3を開始する共に電力開閉用駆動回路CRは第5のスイッチング素子TR5の導通を開始する。そして、誤差増幅信号Erと基準三角波信号との比較により生成されるフィードバック制御信号によって定まる時刻t32において、第5のスイッチング素子TR5を遮断する。この第2導通期間のt3〜t32の期間中は、第2のスイッチング素子TR2及び第3のスイッチング素子TR3は導通状態にあるので、主変圧器INTの1次巻線に図3(4)の点線で示す1次電流Itが通電し、1次巻線の両端に1次電圧Vtが印加され、2次巻線に2次電圧が発生して電圧が変圧される。
【0055】
時刻t=32において第5のスイッチング素子TR5を遮断すると、電力の供給が絶たれ補助コンデンサC2は放電を開始し、図5(F)に示すように補助コンデンサ端子電圧VC2の電圧は零電圧へと減少していく。このとき時刻t=t32において、上記第5のスイッチング素子TR5は同一電位で遮断されターンオフ損失は発生しない。続いて、補助コンデンサ時限出力回路DDは、上記第5のスイッチング素子TR5の遮断によって相当に放電した時点t=t4で図5(G)に示す補助コンデンサ時限DdをLowレベルにして位相シフト制御回路PSAに入力する。上記位相シフト制御回路PSAは時刻t=t4において、上記補助コンデンサ時限信号DdをLowレベルになると上記補助コンデンサC2が相当に放電したと判別として第2のスイッチング素子TR2を遮断し第2導通期間T3が終了する。このとき、上記補助コンデンサは略零に放電されているので、上記第3のスイッチング素子TR3は零電圧で遮断されターンオフ損失は発生しない。
【0056】
(4)第2循環期間T4
時刻t=t4において第2循環期間T4が開始する。そして、予め定めた第2のデッドタイム期間が経過した時刻t41において、第4のスイッチング素子TR4が導通状態に変化する。このデッドタイム期間は、第2のスイッチング素子TR2の遮断と第4のスイッチング素子TR4の導通とが交錯してアーム短絡が発生するのを防止するために設けられている。この第2のデッドタイム期間中は、図4(5)に示すように、主変圧器INTの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが第4の逆導通ダイオードD4を通って放電され1次電流Itが継続して通電する。このとき主変圧器INTの1次側は短絡状態になり1次電圧Vtは印加しない。
【0057】
時刻t=t41の第2のデットタイム期間終了時点で、第4のスイッチング素子TR4を導通状態に変化させる。このとき、図4(5)に示すように、第4の逆導通ダイオードD4に1次電流が流れ、上記第4のスイッチング素子TR4は短絡状態で導通するので零電圧でターンオンでき、ターンオン時の損失が発生しない。
【0058】
時刻t=t42は位相シフト期間の後半周期の経過する時点t5から予め定めた第2回生期間だけ手前の時点であり、第3のスイッチング素子TR3を遮断状態に変化させる。この時刻t41〜t42の期間中は、図4(5)に示すように、第3のスイッチング素子TR3及び第4のスイッチング素子TR4は導通状態にあり、1次電流Itは第3のスイッチング素子TR3、主変圧器INT及び第4の逆導通ダイオードD4を循環する。このとき、主変圧器INTの1次電圧Vtは第3のスイッチング素子TR3及び第4のスイッチング素子TR4により零電圧付近にクランプされる。
【0059】
時刻t=t42において、第2回生期間が開始して、第3のスイッチング素子TR3が遮断状態に変化する。このとき補助コンデンサの端子電圧は図5(F)に示すように略零電圧のため、上記第3のスイッチング素子TR3は零電圧で遮断できターンオフ損失は発生しない。そして、第2回生期間が経過して位相シフト期間の後半周期が終了すると、第1のスイッチング素子TR1が導通状態に変化する。この回生期間は、アーム短絡を防止すると共に主変圧器INTの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーが、第1の逆導通ダイオードD1及び第4の逆導通ダイオードD4を通って直流電源回路へ回生され、上記補助コンデンサC2は図5(F)に示すように電荷が充電される。
【0060】
[実施の形態2]
本発明の実施の形態2は、図1に示す電力開閉駆動回路CRを図6に示す充電対応電力開閉駆動回路CRVに置換したものであり、上記図1に示す電気接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する動作について説明する。
【0061】
図6に示す充電対応電力開閉駆動回路CRVは、充電対応補助コンデンサ時限回路と電力開閉駆動回路とで形成され、上記充電対応補助コンデンサ時限回路は第2のオア回路OR2、第2の時限回路TI2及び反転回路NOT2で形成され、上記電力開閉駆動回路は反転回路NOT1及びフリップフロップ回路FFによって形成されている。第2のオア回路OR2は、第1のスイッチング素子駆動信号Pa1と第3のスイッチング素子駆動信号Pa3とのオア論理を行い、第2の時限回路TI2は、上記オア信号Or2がLowレベルになると動作を開始し、補助コンデンサC2の電圧が相当に充電する予め定めた期間の補助コンデンサ充電信号Tbを出力する。上記フリップフロップ回路FFは、上記補助コンデンサ充電信号Tbの反転信号がHighレベルになると出力をHighレベルにし、上記フィードバック制御信号Fsの反転信号がHighレベルになると出力をLowレベルにして、充電対応電力開閉駆動信号Crvとして出力する。
【0062】
次に、図7に示す波形図を用いて実施の形態2の動作を説明する。第3のスイッチング素子駆動信号Pa3がLowレベルになると、上記補助コンデンサC2は、主変圧器INTの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生し、図7(F)に示すように上記補助コンデンサC2の充電を開始する。そして、上記充電対応補助コンデンサ時限回路は、図7(F)に示す時刻t=t11の第1充電時点を求めて、図7(H)に示す充電対応電力開閉駆動信号CrvをHighレベルにして第5のスイッチング素子TR5を導通する。続いて、フィードバック制御信号Fsが時刻t=t12でLowレベルになると、上記充電対応電力開閉駆動信号CrvをLowレベルにして上記第5のスイッチング素子TR5を遮断する。このとき上記補助コンデンサC2の電圧は放電を開始する。また、上記第5のスイッチング素子TR5を導通と共に第1のスイッチング素子TR1を導通してもよい。
【0063】
続いて、第1のスイッチング素子駆動信号Pa1がLowレベルになると、上記補助コンデンサC2は、主変圧器INTの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生し、図7(F)に示すように上記補助コンデンサC2の充電を開始する。そして、上記充電対応補助コンデンサ時限回路は、図7(F)に示す時刻t=t31の第2充電時点を求めて、図7(H)に示す充電対応電力開閉駆動信号CrvをHighレベルにして第5のスイッチング素子TR5を導通する。続いて、フィードバック制御信号Fsが時刻t=t32でLowレベルになると、上記充電対応電力開閉駆動信号CrvをLowレベルにして上記第5のスイッチング素子TR5を遮断する。このとき上記補助コンデンサC2の電圧は放電を開始する。また、上記第5のスイッチング素子TR5を導通と共に第3のスイッチング素子TR3を導通してもよい。
【0064】
[実施の形態3]
図8は、本発明の実施の形態3の電気接続図である。同図のおいて図1に示す実施の形態1に示す接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する動作について説明する。
【0065】
1次電圧検出回路CVは、補助コンデンサC2の両端に並列に接続され、上記補助コンデンサの端子電圧の充電電圧及び放電電圧を検出して1次電圧検出信号Cvとして出力する。
【0066】
図9は、図1に示す電力開閉用駆動回路CRと補助コンデンサ時限DDとを図9に示す充放電対応電力開閉駆動回路CDVに置換したものである。
【0067】
図9に示す充放電対応電力開閉駆動回路CDVは、NOT回路1、フリップフロップ回路FF、オア回路OR2、1次電圧対応第2の時限回路TV2、NOT回路2第1の比較回路CP1及び第1の基準電圧設定回路VR1の回路構成によって、上記補助コンデンサC2の充電電圧を検出して充電検出対応電力開閉駆動信号Cdvを出力し、第2の比較回路CP2、第2の基準電圧設定回路VR2、1次電圧対応第1の時限回路TV1及びオア回路OR3の回路構成によって放電検出対応補助コンデンサ放電信号Ddvを出力する。
【0068】
第1の比較回路CP1は、1次電圧検出信号Cvの値と第1の基準電圧設定回路VR1によって設定された予め定めた第1の基準電圧設定信号Vr1の値とを比較し、上記第1の基準電圧設定信号Vr1より大きいとき第1の比較信号Cp1をLowレベルにする。この時点で補助コンデンサC2の端子電圧は所定の値まで充電されている。1次電圧対応第2の時限回路TV2は、第2のオア回路2の出力がLowレベルになると動作を開始して出力をHighレベルにし、第1の比較信号Cp1がLowレベルになると動作を停止して出力をLowレベルにする。上記フリップフロップ回路FFは、上記時限信号Tv2の反転信号がHighレベルになると出力をHighレベルにし、上記電力開閉用駆動信号Crの反転信号がHighレベルになると出力をLowレベルにして、充電検出対応電力開閉駆動信号Cdvを出力する。
【0069】
第2の比較回路CP2は、1次電圧検出信号Cvの値と第2の基準電圧設定回路VR2によって設定された予め定めた第2の基準電圧設定信号Vr2の値とを比較し、上記第2の基準電圧設定信号Vr2より小さいとき第2の比較信号Cp2をLowレベルにする。この時点で補助コンデンサC2の端子電圧は所定の値まで放電されている。1次電圧対応第1の時限回路TV1はフィードバック制御信号FsがLowレベルになると動作を開始して出力をHighレベルにし、第2の比較信号CpがLowレベルになると動作を停止して出力をLowレベルにする。第3のオア回路3はフィードバック制御信号Fsと上記時限信号Tv2とのオア論理を行って放電検出対応補助コンデンサ放電信号Ddvとして出力する。また、上記の1次電圧検出回路CVのかわりに図示省略の1次電流検出回路CTを第1のスイッチング素子と第3のスイッチング素子との接点と変圧器INTとの間に設け、1次電流検出信号Ctを1次電圧検出信号Cvのかわりに使用してもよい。
【0070】
次に、図10に示す波形図を用いて実施の形態3の動作を説明する。第3のスイッチング素子駆動信号Pa3がLowレベルになると、上記補助コンデンサC2は、主変圧器INTの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生し、図10(F)に示すように上記補助コンデンサC2の充電を開始する。続いて、第1の比較回路CP1は、1次電圧検出信号Cvの値と第1の基準電圧設定信号Vr1の値とを比較し、上記第1の基準電圧設定信号Vr1より大きいとき第1の比較信号Cp1をLowレベルにする。この時点で補助コンデンサC2の端子電圧は所定の値まで充電されている判別し、時刻t=t11において上記充電検出対応電力開閉駆動信号CdvをHighレベルにして第5のスイッチング素子TR5を導通する。続いて、フィードバック制御信号Fsが時刻t=t12でLowレベルになると、上記充電検出対応電力開閉駆動信号CdvをLowレベルにして上記第5のスイッチング素子TR5を遮断する。このとき上記補助コンデンサC2の電圧は放電を開始する。また、上記第5のスイッチング素子TR5を導通と共に第1のスイッチング素子TR1を導通してもよい。
【0071】
時刻t=t12で上記補助コンデンサC2の電圧は放電を開始し、第2の比較回路CP2は1次電圧検出信号Cvの値と第2の基準電圧設定信号Vr2の値とを比較し、上記第2の基準電圧設定信号Vr2より小さいとき第2の比較信号Cp2をLowレベルにする。この時点で補助コンデンサC2の端子電圧は所定の値まで放電されていると判別し。時刻t=13において放電検出対応補助コンデンサ放電信号DdvをLowレベルにして位相シフト制御回路PSAに入力する。上記位相シフト制御回路PSAは放電検出対応補助コンデンサ放電信号Ddvに応じて第4のスイッチング素子駆動信号Pa4をLowレベルにする。
【0072】
[実施の形態4及び5]
図11は、本発明の実施の形態4及び実施の形態5の電気接続図である。同図のおいて図1に示す電気接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する点について説明する。
【0073】
図1に示す2次側の出力変換回路を、図11に示す1次側の高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と上記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する2次整流回路と上記直流電圧を整流及び平滑してリップル成分を減衰させて負荷に供給する直流リアクトルとに置換すると、アーク加工に使用するアーク加工用直流電源装置が構成でき直流アーク溶接を行うことが可能となる。
【0074】
また、上記の2次側の電力変換回路を、上記主変圧器、2次整流回路、直流リアクトル及びアーク加工に適した低周波交流出力に変換する2次インバータ回路とに置換すると、交流アーク加工に使用するアーク加工用交流電源装置が構成でき交流アーク溶接を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0075】
【図1】本発明の実施形態1のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図2】図1に示す補助コンデンサ放電検出回路の詳細図である。
【図3】インバータ電源装置の動作モードを説明する1/2図である。
【図4】インバータ電源装置の動作モードを説明する2/2図である。
【図5】インバータ電源装置の動作を説明する波形図である。
【図6】実施形態2の充電対応電力開閉駆動回路の詳細図である。
【図7】実施形態2の動作を説明する波形図である。
【図8】実施形態3のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図9】実施形態3の充放電対応電力開閉駆動回路の詳細図である。
【図10】実施形態3の動作を説明する波形図である。
【図11】実施の形態4及び実施の形態5の電気接続図である。
【図12】従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【図13】アーク加工用電源装置の動作モードを説明する図である。
【図14】アーク加工用電源装置の動作モードを説明する波形図である。
【符号の説明】
【0076】
C1 平滑コンデンサ
C2 補助コンデンサ
C3 2次平滑コンデンサ
CR 電力開閉用駆動回路
CV 1次電圧検出回路
CDV 充放電対応電力開閉駆動回路
CRV 充電対応電力開閉駆動回路
CP1 第1の比較回路
CP2 第2の比較回路
DD 補助コンデンサ時限回路
D1 第1の逆導通ダイオード
D2 第2の逆導通ダイオード
D3 第3の逆導通ダイオード
D4 第4の逆導通ダイオード
D5 第5の逆導通ダイオード
DCL 直流リアクトル
DR1 1次整流回路
DR2 2次整流回路
ER 誤差増幅回路
FS フィードバック制御回路
FF フリップフロップ回路
ID 出力電流検出回路
IR 出力電流設定回路
IN2 2次インバータ回路
INT 主変圧器
NOT1 第1のNOT回路
NOT2 第2のNOT回路
OR1 第1のオア回路
OR2 第2のオア回路
OR3 第3のオア回路
PS 位相シフト回路
PSA 位相シフト制御回路
TS 起動スイッチ
TI1 第1の時限回路
TI2 第2の時限回路
TR1 第1のスイッチング素子
TR2 第2のスイッチング素子
TR3 第3のスイッチング素子
TR4 第4のスイッチング素子
TR5 第5のスイッチング素子
TV1 1次電圧対応第1の時限回路
TV2 1次電圧対応第2の時限回路
VD 出力電圧検出回路
VR 出力電圧設定回路
VR1 第1の基準電圧設定回路
VR2 第2の基準電圧設定回路

Cr 電力開閉用駆動信号
Cv 1次電圧検出信号
Crv 充電対応電力開閉駆動信号
Cdv 充電検出対応電力開閉駆動信号
Dd 補助コンデンサ時限信号
Ddv 放電検出対応補助コンデンサ放電信号
Er 誤差増幅信号
Id 出力電流検出信号
Ir 出力電流設定信号
Pa1 第1のスイッチング素子駆動信号
Pa2 第2のスイッチング素子駆動信号
Pa3 第3のスイッチング素子駆動信号
Pa4 第4のスイッチング素子駆動信号
Vd 出力電圧検出信号
Vr 出力電圧設定信号









【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に接続される第1のスイッチング素子及び第2のスイッチング素子と前記第1のスイッチング素子に相対向する第4のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子に相対向する第3のスイッチング素子とからブリッジを形成し前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、第1導通期間、第1循環期間、第1回生期間、第2導通期間、第2循環期間及び第2回生期間を1周期とする位相シフト期間を設け、負荷の電圧又は電流と予め定めた電圧又は電流設定信号とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記フィードバック制御信号を入力として、前記第1導通期間の開始時点では前記第4のスイッチング素子は前周期から導通状態にあり前記第1のスイッチング素子を導通状態に変化させ、前記フィードバック制御信号によって定まる時点で前記第4のスイッチング素子を遮断状態に変化させて前記第1導通期間を終了し、続いて前記第1循環期間の開始時点から予め定めた第1のデットタイム期間が経過した時点で前記第2のスイッチング素子を導通状態に変化させ、前記位相シフト期間の前半周期が経過する時点から予め定めた第1回生期間だけ手前の時点で前記第1のスイッチング素子を遮断状態に変化させて前記第1循環期間を終了し、前記前半周期が経過した時点で前記第1回生期間を終了し、続いて前記第2導通期間の開始時点で前記第3のスイッチング素子を導通状態に変化させ、前記フィードバック制御信号によって定まる時点で前記第2のスイッチング素子を遮断状態に変化させて前記第2導通期間を終了し、続いて前記第2循環期間の開始時点から予め定めた第2のデットタイム期間が経過した時点で前記第4のスイッチング素子を導通状態に変化させ、前記位相シフト期間の後半周期が経過する時点から予め定めた第2回生期間だけ手前の時点で前記第3のスイッチング素子を遮断状態に変化させて前記第2循環期間を終了し、前記後半周期が経過した時点で前記第2回生期間を終了して位相シフト制御を行う位相シフト制御回路と、前記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを具備したインバータ電源装置において、
前記直流電源回路と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電圧を開閉する第5のスイッチング素子と、前記インバータ回路の入力側に並列に設けた補助コンデンサと、前記第1導通期間の開始時点から前記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間及び前記第2導通期間の開始時点から前記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間中は前記第5のスイッチング素子を導通状態にする電力開閉駆動回路と、前記第2回生期間の開始時に充電された前記補助コンデンサが前記第5のスイッチング素子の遮断によって相当に放電した時点及び前記第1回生期間の開始時に充電された前記補助コンデンサが相当に放電した時点で補助コンデンサ時限信号を出力する補助コンデンサ時限出力回路とを設け、前記位相シフト制御回路の入力信号である前記フィードバック制御信号を前記補助コンデンサ時限信号に置換することを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項2】
前記第2回生期間の開始時点から前記補助コンデンサが前記回生期間内に相当に充電した第1充電時点及び前記第1回生期間の開始時点から前記補助コンデンサが前記回生期間内に相当に充電した第2充電時点で補助コンデンサ時限信号を出力する充電対応補助コンデンサ時限回路を設け、前記電力開閉駆動回路が前記補助コンデンサ時限信号の第1充電時点から前記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間及び前記補助コンデンサ時限信号の第2充電時点から前記フィードバック制御信号によって定まる時点までの期間中は前記第5のスイッチング素子を導通状態にする電力開閉駆動回路であることを特徴とする請求項1記載のインバータ電源装置。
【請求項3】
前記補助コンデンサが相当に放電又は充電したことを、前記補助コンデンサの電圧又は電流を検出して判別することを特徴とする請求項1又は請求項2記載のインバータ電源装置。
【請求項4】
前記出力変換回路が、前記高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と前記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する2次整流回路から成り、アーク加工に使用することを特徴とする請求項1又は請求項2又は求項3記載のインバータ電源装置。
【請求項5】
前記出力変換回路が、前記高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する主変圧器と前記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する2次整流回路と2次整流回路の出力を低周波交流出力に変換して出力する2次インバータ回路とから成り、交流アーク加工に使用することを特徴とする請求項1又は請求項2又は求項3記載のインバータ電源装置。
































【図1】
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【図2】
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【図3】
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【図4】
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【図5】
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【図6】
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【図7】
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【図8】
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【図9】
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【図10】
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【図11】
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【図12】
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【図13】
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【図14】
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【公開番号】特開2006−280120(P2006−280120A)
【公開日】平成18年10月12日(2006.10.12)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2005−96621(P2005−96621)
【出願日】平成17年3月30日(2005.3.30)
【出願人】(000000262)株式会社ダイヘン (990)
【Fターム(参考)】