クローズドループ方式光干渉角速度計
【課題】受光器の出力に含まれるノイズに起因する出力誤差の低減を実現するクローズドループ方式光干渉角速度計を提供する。
【解決手段】受光器６からの電気信号は、復調部１０で復調される。この復調信号がＡ／Ｄ変換されて、ディジタル信号処理装置３０に入力される。復調部１０は、受光器６からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第一サンプルホールド部１１と、第一サンプルホールド部１１の出力を入力とする第一ローパスフィルタ１３と、上記電気信号についてサンプルホールド処理を行う第二サンプルホールド部１２と、第二サンプルホールド部１２の出力を入力とする第二ローパスフィルタ１４とを備える。ディジタル信号処理装置３０は減算器３１を備えており、第一ローパスフィルタ１３の出力から第二ローパスフィルタ１４の出力を減算する処理を行う。
【解決手段】受光器６からの電気信号は、復調部１０で復調される。この復調信号がＡ／Ｄ変換されて、ディジタル信号処理装置３０に入力される。復調部１０は、受光器６からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第一サンプルホールド部１１と、第一サンプルホールド部１１の出力を入力とする第一ローパスフィルタ１３と、上記電気信号についてサンプルホールド処理を行う第二サンプルホールド部１２と、第二サンプルホールド部１２の出力を入力とする第二ローパスフィルタ１４とを備える。ディジタル信号処理装置３０は減算器３１を備えており、第一ローパスフィルタ１３の出力から第二ローパスフィルタ１４の出力を減算する処理を行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、クローズドループ方式光干渉角速度計に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７に、標準的なクローズドループ方式光干渉角速度計の構成例を示し、その動作について概説する。
光源駆動回路１によって制御された光源２から一定強度の光が照射される。この光は光ファイバで伝送され、光カプラ３を経由して、光学素子４に入射する。光学素子４として、例えば、ニオブ酸リチウム（LiNbO3）の光学結晶に導波路を形成し、光分岐結合器９、位相変調器７、位相変調器８を集積化した光集積回路を用いる。入射した光は、光分岐結合器９によって二つのルートに分岐され、一方がＣＷ（clockwise）光として光ファイバコイル５の一端に入射し光ファイバコイル５を周回して他端に至り、他方がＣＣＷ（counter-clockwise）光として光ファイバコイル５の他端に入射し光ファイバコイル５を周回して一端に至ることになる。なお、この明細書では、「時計回り」と「反時計回り」を図面を正面に見たときの時計回りと反時計回りとして説明する。
【０００３】
この際、ＣＷ光およびＣＣＷ光に対して位相変調が行われる。即ち、角速度入力が無い状態でＣＷ光あるいはＣＣＷ光が光ファイバコイル５を通過する時間をτとすると、光学素子４の上で二つのルートのうち一方に設けられた位相変調器７は、タイミング信号発生回路５０によって発生するタイミング信号を入力として位相変調駆動回路６０が発生したパルス幅をτ、デューティ比を１／２とする矩形波（図８参照）によって、ＣＷ光とＣＣＷ光に対して＋π／４と−π／４の位相変調を交互に行う。
図７に示す構成では、ＣＷ光は、光ファイバコイル５を周回する前に、位相変調器７によって位相変調を受け、ＣＣＷ光は、光ファイバコイル５を周回した後に、位相変調器７によって位相変調を受ける。従って、同一時点で分岐されたＣＷ光とＣＣＷ光とで位相変調を受ける時点がτだけずれているため、ＣＷ光とＣＣＷ光とでは相対的に＋π／２と−π／２の位相差が与えられることになる。
【０００４】
ところで、ＣＷ光とＣＣＷ光は、光ファイバコイル５を周回した後、光学素子４の光分岐結合器９によって光学的に結合し、干渉する。角速度の入力が無い状態でＣＷ光とＣＣＷ光との間にΔφの位相差があるとすると、ＣＷ光とＣＣＷ光とが干渉した光の強度（干渉光強度Ｉ０）はその最大強度をＰ０として、式（１）で与えられる（図９（ａ）で示す実線で描かれた曲線を参照のこと）。
【数１】
【０００５】
位相変調器７によって、ＣＷ光とＣＣＷ光に対して相対的に＋π／２と−π／２の位相差が与えられると、式（１）に従い、Δφ＝＋π／２の場合でもΔφ＝−π／２の場合でも干渉光強度Ｉ０はＰ０／２となる（図９（ｂ）参照）。なお、図８に示す矩形波の立上り又は立下りの遷移時に、干渉光強度Ｉ０は最大強度Ｐ０となる点を通過するため図９（ｂ）、図１０（ｂ）に示すスパイクノイズを生じる。
【０００６】
さて、クローズドループ方式光干渉角速度計に時計回りに角速度Ω[rad/s]が加わったとする。正確には光ファイバコイル５に時計回りに入力角速度Ωが加わることであり、この結果、ＣＷ光とＣＣＷ光とで光路長が異なり、ＣＷ光とＣＣＷ光との間に入力角速度Ωに基づく位相差が生じる（サニャック効果）。
【０００７】
サニャック効果によるＣＷ光とＣＣＷ光の位相差（サニャック位相差）をΔφｓとする。時計回りの入力角速度Ωが加わった場合、ＣＣＷ光の位相に対してＣＷ光の位相はΔφｓだけ進む。このサニャック位相差Δφｓが加わったときの干渉光強度Ｉ０は式（２）で与えられる（図１０（ａ）で示す実線で描かれた曲線を参照のこと。破線で示す曲線は式（１）で与えられるものである）。
【数２】
【０００８】
入力角速度Ωが加わった場合も、位相変調器７により＋π／２と−π／２の位相差が与えられることは変わらないので、ＣＷ光とＣＣＷ光とでは、位相変調器７による位相変調Δφ＝±π／２とサニャック位相差Δφｓが合わさった＋π／２＋Δφｓと−π／２＋Δφｓの位相差が生じる。よって、ＣＷ光とＣＣＷ光の位相差が＋π／２＋Δφｓの場合に干渉光強度Ｉ０はＰ１となり、−π／２＋Δφｓの場合に干渉光強度Ｉ０はＰ２となる（図１０（ｂ）参照）。Ｐ１は式（３）で与えられ、Ｐ２は式（４）で与えられる。また、干渉光強度Ｐ１と干渉光強度Ｐ２との差である干渉光強度差ΔＩは式（５）で定義される。干渉光強度差ΔＩの極性により、入力角速度Ωの向き（時計回り又は反時計回り）を知ることができる。
【数３】
【０００９】
式（５）は、干渉光強度差ΔＩを観測すればサニャック位相差Δφｓを知ることができることを意味する。
サニャック位相差Δφｓは、式（６）で与えられる。Ｒは、光ファイバコイル５の半径[m]、Ｌは光ファイバコイル５の光ファイバ長[m]、ｃは光速[m/s]、λは光源波長[m]、ｎは光ファイバコイル５のコア部の屈折率を表す。
【数４】
【００１０】
クローズドループ方式光干渉角速度計では、干渉光強度差ΔＩを０とするように、つまり、サニャック位相差Δφｓを打ち消すように負帰還制御を行う。このことを図７を参照して説明する。
光学素子４の光分岐結合器９によってＣＷ光とＣＣＷ光が光学的に結合した干渉光は、光カプラ３に入射して分岐される。分岐されて光カプラ３の出力となった干渉光は、受光器６に入射して光電変換される。光電変換されて生成されたアナログの電気信号は、Ａ／Ｄ変換器２５に入力され、ディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、ディジタル信号処理装置３５に入力される。
【００１１】
ディジタル信号処理装置３５は、同期検波回路３６、積分器３７、フィードバック信号発生回路３８、ランプ波高値制御部３９を含む。
Ａ／Ｄ変換器２５の出力であるディジタル信号は、同期検波回路３６に入力される。同期検波回路３６は、このディジタル信号に対して同期検波を行い、干渉光強度差ΔＩつまりサニャック位相差Δφｓに対応した信号を出力する。そして、積分器３７は、同期検波回路３６の出力信号を入力とし、この入力を時間積分した積分値（ディジタル値の累積加算値）を出力する。
【００１２】
積分器３７の出力は、フィードバック信号発生回路３８に入力される。フィードバック信号発生回路３８は、時間τにつきフィードバック信号の振幅をΔφｓだけ増大（減少）させ、この振幅が±２ｍπ（ｍは整数）を超える時点で２ｍπだけ振幅を減少（増大）させるフライバック制御を繰り返し、階段状鋸歯状のフィードバック信号を発生する。なお、クローズドループ方式光干渉角速度計では負帰還制御を行うので、フィードバック信号の極性は、サニャック位相差Δφｓを打ち消すように設定される。フィードバック信号の繰り返し周波数によって入力角速度を検出することができるが、このことは後述する。
【００１３】
ディジタル信号処理装置３５のランプ波高値制御部３９は、同期検波回路３６の出力とフィードバック信号発生回路３８のフライバック信号に基づき、フィードバック信号発生回路３８が発生するフィードバック信号の最大位相偏位φＲが＋２ｍπまたは−２ｍπとなるように制御を行う。
【００１４】
フィードバック信号発生回路３８の出力は、Ｄ／Ａ変換器４０に入力され、アナログ信号に変換される。このアナログ信号は、光学素子４の上で二つのルートのうち他方に設けられた位相変調器８に入力される。なお、Ａ／Ｄ変換器２５、同期検波回路３６、積分器３７、フィードバック信号発生回路３８、Ｄ／Ａ変換器４０は、タイミング信号発生回路５０が発生するタイミング信号によって信号処理の同期が保たれている。
【００１５】
図７に示す構成では、ＣＷ光は、光ファイバコイル５を周回した後に、位相変調器８によって位相変調を受け、ＣＣＷ光は、光ファイバコイル５を周回する前に、位相変調器８によって位相変調を受ける。
【００１６】
図１１に、階段状鋸歯状波とされたフィードバック信号による位相変調を受けたＣＷ光およびＣＣＷ光について、変調分の位相（変調位相）と時間との関係を例示する。両光はフライバック制御の階段状鋸歯状波とされたフィードバック信号による位相変調を受けるため、両光の変調位相は階段状鋸歯状波となる。ここで、フィードバック信号は振幅が±２ｍπを超える時点で２ｍπだけ振幅を減少（増大）させるフライバック制御を受けているため、ＣＷ光とＣＣＷ光の各変調位相は周期Ｔで繰り返す。
ＣＷ光の変調位相（図１１（ａ）で実線で示されている）と、ＣＣＷ光の変調位相（図１１（ａ）で破線で示されている）とでは、位相変調を受ける時点がτだけずれているため、時間軸方向にτだけずれが生じる。ここでフィードバック信号である階段状鋸歯状波の階段の幅は時間τに設定されており、ＣＷ光の変調位相とＣＣＷ光の変調位相との位相差は、図１１（ｂ）に示されるとおりとなる。つまり、ＣＷ光とＣＣＷ光との間に−ΔφｓあるいはφＲ（２ｍπ）−Δφｓの位相差が与えられ、サニャック位相差Δφｓ（図１１（ａ）で破線で示されている）が打ち消される。
【００１７】
フィードバック信号の繰り返し周波数による入力角速度の検出について説明する。フィードバック信号の繰り返し周波数ｆ（周期Ｔ）と入力角速度Ωとの関係は、周期Ｔ＝２ｍπτ／Δφｓに式（６）を用いることで式（７）で与えられる。
【数５】
【００１８】
すなわち、フィードバック信号の繰り返し周波数ｆを計測すれば与えられた入力角速度Ωを知ることができる。そこで、フィードバック信号発生回路３８からのフィードバック信号を角速度出力部７０に入力し、この角速度出力部７０でフィードバック信号の繰り返し周波数ｆを求め、この繰り返し周波数ｆに対応した正パルス出力及び負パルス出力を生成する。正パルス出力は例えば時計回りの角速度が入力された場合の出力を示し、負パルス出力は例えば反時計回りの角速度が入力された場合の出力を示す。
【００１９】
なお、位相変調器７が、上述の矩形波によってＣＷ光とＣＣＷ光に対して＋π／４と−π／４の位相変調を交互に行い、ＣＷ光とＣＣＷ光との間に相対的に＋π／２と−π／２の位相差を与える理由は、Δφ＝±π／２のとき、式（８）の干渉光強度の変化率が最大となり、サニャック位相差Δφｓに対する感度が最大となるからである。
【数６】
【００２０】
このようなクローズドループ方式光干渉角速度計として、特許文献１−４などを例示できる。
【特許文献１】特開２００６−１７７８９３号公報
【特許文献２】特開２００１−７４４７１号公報
【特許文献３】特開２００１−２１３６３号公報
【特許文献４】特開平１０−３１８７６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
従来、クローズドループ方式光干渉角速度計では、上述したように受光器６の出力（アナログ信号）をＡ／Ｄ変換器２５でＡ／Ｄ変換を行った後に、Ａ／Ｄ変換器２５が出力したディジタル信号に対して復調処理（同期検波）を行っていた。
【００２２】
このような構成では、受光器６の出力にランダムノイズやディジタルクロックが電気的に結合した高周波ノイズなどが重畳しており、このままＡ／Ｄ変換を行うため、ランダムノイズや高周波ノイズやＡ／Ｄ変換時のサンプリングに伴うエイリアスノイズが復調信号に含まれる。このようなノイズが、クローズドループ方式光干渉角速度計の出力誤差要因となっている。
【００２３】
上記ノイズを除去するために、受光器６とＡ／Ｄ変換器２５との間にローパスフィルタを挿入することが考えられるが、この方法は、入力角速度Ωに基づく信号の周波数成分と上記ノイズの周波数成分とが近接しているため、上記ノイズを十分に減衰できず、上記誤差要因を完全に除去できるというものではない。また、上記ノイズを十分に除去できるような周波数特性の急峻なフィルタは受光器出力に波形歪みを齎すため、この波形歪に基づく復調誤差が生じるという新たな問題が惹起する。従って、受光器６とＡ／Ｄ変換器２５との間にローパスフィルタを挿入することは、有効な手段ではない。
【００２４】
本発明の目的は、このような問題点に鑑み、受光器の出力に含まれるノイズに起因する出力誤差の低減を実現するクローズドループ方式光干渉角速度計を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
上記課題を解決するために、本発明は、光源と、光ファイバコイルと、光源からの光を分岐して光ファイバコイルの両端に入射し両回り光とすると共に光ファイバコイルを伝播して回帰した当該両回り光を結合干渉させる光分岐結合器と、周期的な位相変調信号による位相差を両回り光間に与える第一の位相変調器と、光分岐結合器によって結合干渉した干渉光を分岐する光カプラと、光カプラからの干渉光の強度を電気信号に変換する受光器と、受光器からの電気信号を復調する復調部と、復調部の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換部の出力に基づき、両回り光間のサニャック位相差をゼロとするようなフィードバック信号を発生するディジタル信号処理装置と、ディジタル信号処理装置からのフィードバック信号をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器の出力により位相差を両回り光間に与える第二の位相変調器とを備えており、復調部は、受光器からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第一サンプルホールド部と、第一サンプルホールド部の出力を入力とする第一ローパスフィルタと、受光器からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第二サンプルホールド部と、第二サンプルホールド部の出力を入力とする第二ローパスフィルタとを備え、第一サンプルホールド部がサンプル処理を行うとき第二サンプルホールド部はホールド処理を行うとされ、第二サンプルホールド部がサンプル処理を行うとき第一サンプルホールド部はホールド処理を行うとされ、位相変調信号の周期の半分毎に、第一サンプルホールド部のサンプル処理と第二サンプルホールド部のサンプル処理とが交互に切り替わることを特徴とするクローズドループ方式光干渉角速度計とされる。
【００２６】
このようなクローズドループ方式光干渉角速度計では、Ａ／Ｄ変換部が、第一ローパスフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する第一Ａ／Ｄ変換器と、第二ローパスフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する第二Ａ／Ｄ変換器とを備え、ディジタル信号処理装置が、第一Ａ／Ｄ変換器の出力から第二Ａ／Ｄ変換器の出力を減算する減算器と、減算器の出力を積分する積分器と、積分器の出力を入力としてフィードバック信号を発生するフィードバック信号生成回路とを備える構成を採用できる。
【００２７】
あるいは、このようなクローズドループ方式光干渉角速度計では、Ａ／Ｄ変換部が、位相変調信号の周期の半分毎に、第一ローパスフィルタの出力と第二ローパスフィルタの出力を交互に選択するマルチプレクサと、マルチプレクサによって選択された出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器とを備え、ディジタル信号処理装置が、Ａ／Ｄ変換器の出力を遅延する遅延器と、Ａ／Ｄ変換器の出力から遅延器の出力を減算する減算器と、減算器の出力を積分する積分器と、積分器の出力を入力としてフィードバック信号を発生するフィードバック信号生成回路とを備える構成を採用できる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、受光器からの電気信号を、二系統（第一サンプルホールド部と第二サンプルホールド部）に分け、第一位相変調器で用いた位相変調信号の周期の半分毎にサンプル処理とホールド処理を交互に切り替えるから、各系統のサンプルホールド部の出力の周波数成分は直流近傍となる。従って、各系統のサンプルホールド部の出力に対して適用する第一ローパスフィルタおよび第二ローパスフィルタは、受光器の出力に含まれるノイズを十分に除去できるような特性のフィルタが可能になる。このため、受光器の出力に含まれるノイズを十分に除去でき、クローズドループ方式光干渉角速度計の出力誤差が低減する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明であるクローズドループ方式光干渉角速度計の一実施形態の構成を示している。図７に示す従来のクローズドループ方式光干渉角速度計の構成要素と同一の構成要素には同じ符号を割り当てて説明を省略する。
【００３０】
受光器６からの電気信号は、復調部１０の入力となる。この復調部１０は、受光器６からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第一サンプルホールド部１１と、第一サンプルホールド部１１の出力を入力とする第一ローパスフィルタ１３と、受光器６からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第二サンプルホールド部１２と、第二サンプルホールド部１２の出力を入力とする第二ローパスフィルタ１４とを含んで構成されている。
【００３１】
第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２は、タイミング信号発生回路５０が発生するタイミング信号によって信号処理の同期が保たれている。
【００３２】
第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２の各処理を図２と図３を参照して説明する。
入力角速度が無い場合、図９（ｂ）に示す干渉光強度に対応した電気信号波形は図２（ａ）に示すとおりとなる。図２（ａ）の縦軸は受光器６からの電気信号の振幅、横軸は時間を表す。第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２に入力されるタイミング信号は、図２（ｂ）に示すように、位相変調器７に入力される位相変調信号に対して位相がπ／２ずれた矩形波とされる。図２（ｂ）の縦軸は振幅、横軸は時間を表す。
【００３３】
そして、第一サンプルホールド部１１はタイミング信号の立上り時点でサンプル処理を行いこの値をホールドし、第二サンプルホールド部１２はタイミング信号の立下り時点でサンプル処理を行いこの値をホールドする。タイミング信号の周期は、位相変調器７に入力される位相変調信号である矩形波の周期と同じであり、第一サンプルホールド部１１によるサンプル処理と第二サンプルホールド部１２によるサンプル処理は、タイミング信号の周期の半分毎に交互に切り替わるようにして行われる。また、第一サンプルホールド部１１がサンプル処理を行うときは、第二サンプルホールド部１２はホールド処理を持続しており、第二サンプルホールド部１２がサンプル処理を行うときは、第一サンプルホールド部１１はホールド処理を持続している。
【００３４】
このため、入力角速度が無い場合、第一サンプルホールド部１１の出力である復調信号Ａと第二サンプルホールド部１２の出力である復調信号Ｂは、図２（ｃ）に示すとおり、同じ大きさとなる。図２（ｃ）の縦軸は復調信号の大きさ、横軸は時間を表す。
【００３５】
入力角速度Ωが有る場合、図１０（ｂ）に示す干渉光強度に対応した電気信号波形は図３（ａ）に示すとおりとなる。第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２に入力されるタイミング信号は、図３（ｂ）に示すように、入力角速度が無い場合と同じである。よって、タイミング信号に従って第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２が動作すると、第一サンプルホールド部１１による復調信号Ａと第二サンプルホールド部１２による復調信号Ｂは、図３（ｃ）に示すとおり、異なる大きさとなる。復調信号Ａの大きさは、図１０（ｂ）に示す干渉光強度Ｐ１に、復調信号Ｂの大きさは、図１０（ｂ）に示す干渉光強度Ｐ２に、それぞれ対応する。
【００３６】
第一サンプルホールド部１１の出力である復調信号Ａは、第一ローパスフィルタ１３の入力となる。また、第二サンプルホールド部１２の出力である復調信号Ｂは、第二ローパスフィルタ１４の入力となる。図２（ｃ）および図３（ｃ）を参照して明らかなように、第一サンプルホールド部１１による復調信号Ａと第二サンプルホールド部１２による復調信号Ｂの各周波数成分は直流近傍であるから、第一ローパスフィルタ１３と第二ローパスフィルタ１４として、受光器６の出力に含まれるノイズを十分に除去できるような特性のローパスフィルタを用いることができる。
【００３７】
第一ローパスフィルタ１３の出力は、Ａ／Ｄ変換部２０に含まれる第一Ａ／Ｄ変換器２１の入力となりＡ／Ｄ変換が行われる。また、第二ローパスフィルタ１４の出力は、Ａ／Ｄ変換部２０に含まれる第二Ａ／Ｄ変換器２２の入力となりＡ／Ｄ変換が行われる。第一Ａ／Ｄ変換器２１と第二Ａ／Ｄ変換器２２は、タイミング信号発生回路５０が発生するタイミング信号によって信号処理の同期が保たれている。
【００３８】
第一Ａ／Ｄ変換器２１と第二Ａ／Ｄ変換器２２の各出力は、ディジタル信号処理装置３０に含まれる減算器３１に入力され、減算器３１は、第一Ａ／Ｄ変換器２１の出力から第二Ａ／Ｄ変換器２２の出力を減算して、この結果を出力する。減算器３１の出力はディジタル信号処理装置３０に含まれる積分器３７に入力される。
積分器３７以降の処理は従来と同様である。
【００３９】
＜変形例＞
既述の実施形態の変形例を説明する。
既述の実施形態では、従来例との対比から、ディジタル信号処理装置３０にランプ波高値制御部３９を含む構成を示した（図１参照）。しかし、フィードバック信号発生回路３８が発生するフィードバック信号の最大振幅を動的に制御することなく一定に設定する場合にはランプ波高値制御部３９を設ける必要が無い。ランプ波高値制御部３９を設けない場合の構成を図４に示す。
【００４０】
また、本発明の要諦をなす既述の構成は、角速度出力部７０が積分器３７の出力から角速度出力を求めてこれを出力する構成にも適用できる（図５参照）。
【００４１】
また、既述の実施形態と同様の作用を齎す構成として、Ａ／Ｄ変換部２０とディジタル信号処理装置３０を図６に示す構成とすることもできる。即ち、Ａ／Ｄ変換部２０を、位相変調信号の周期の半分毎に、第一ローパスフィルタ１３の出力と第二ローパスフィルタ１４の出力を交互に選択するマルチプレクサ２３と、マルチプレクサ２３によって選択された出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器２４とを含む構成とする。マルチプレクサ２３とＡ／Ｄ変換器２４はタイミング信号発生回路５０が発生するタイミング信号によって信号処理の同期が保たれている。また、ディジタル信号処理装置３０は、Ａ／Ｄ変換器２４の出力を遅延する遅延器３３をさらに含んで構成される。この構成では、第一ローパスフィルタ１３の出力と第二ローパスフィルタ１４の出力が交互にＡ／Ｄ変換されてディジタル信号処理装置３０に入力されるから、遅延器３３はいずれか一方（この例では、第二ローパスフィルタ１４の出力である）の出力を遅延させる。遅延時間はτに設定される。
【００４２】
Ａ／Ｄ変換器２４の出力と遅延器３３の出力は、ディジタル信号処理装置３０に含まれる減算器３１に入力され、減算器３１は、Ａ／Ｄ変換器２４の出力から遅延器３３の出力を減算して、この結果を出力する。減算器３１の出力はディジタル信号処理装置３０に含まれる積分器３７に入力される。
積分器３７以降の処理は従来と同様である。
【００４３】
以上の実施形態の他、本発明であるクローズドループ方式光干渉角速度計は上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明のクローズドループ方式光干渉角速度計の実施形態を示す図。
【図２】入力角速度が無い場合の、第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２の信号処理を示す図。（ａ）受光器からの電気信号を示す図。（ｂ）タイミング信号を示す図。（ｃ）復調信号Ａおよび復調信号Ｂを示す図。
【図３】入力角速度が有る場合の、第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２の信号処理を示す図。（ａ）受光器からの電気信号を示す図。（ｂ）タイミング信号を示す図。（ｃ）復調信号Ａおよび復調信号Ｂを示す図。
【図４】図１に示す実施形態の変形例を示す図。
【図５】図１に示す実施形態の変形例を示す図。
【図６】図１に示す実施形態の変形例を示す図。
【図７】従来のクローズドループ方式光干渉角速度計の構成を示す図。
【図８】位相変調器７で用いる位相変調信号の例。
【図９】（ａ）サニャック位相差が無い場合の、位相変調と干渉光強度の関係を説明する図。（ｂ）サニャック位相差が無い場合の、干渉光強度と時間との関係を示す図。
【図１０】（ａ）サニャック位相差が有る場合の、位相変調と干渉光強度の関係を説明する図。（ｂ）サニャック位相差が有る場合の、干渉光強度と時間との関係を示す図。
【図１１】（ａ）フィードバック信号による位相変調を受けたＣＷ光の変調位相およびフィードバック信号による位相変調を受けたＣＣＷ光の変調位相と時間との関係を示す図。（ｂ）フィードバック信号による位相変調を受けたＣＷ光の変調位相とフィードバック信号による位相変調を受けたＣＣＷ光の変調位相との位相差と関係を示す図。
【符号の説明】
【００４５】
２ 光源
３ 光カプラ
４ 光学素子
５ 光ファイバコイル
６ 受光器
７ 位相変調器
８ 位相変調器
９ 光分岐結合器
１０ 復調部
１１ 第一サンプルホールド部
１２ 第二サンプルホールド部
１３ 第一ローパスフィルタ
１４ 第二ローパスフィルタ
２０ Ａ／Ｄ変換部
２１ 第一Ａ／Ｄ変換器
２２ 第二Ａ／Ｄ変換器
２３ マルチプレクサ
２４ Ａ／Ｄ変換器
３０ ディジタル信号処理装置
３１ 減算器
３７ 積分器
３８ フィードバック信号発生器
３９ ランプ波高値制御部
４０ Ｄ／Ａ変換器
５０ タイミング信号発生回路
６０ 位相変調駆動回路
７０ 角速度出力部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、クローズドループ方式光干渉角速度計に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７に、標準的なクローズドループ方式光干渉角速度計の構成例を示し、その動作について概説する。
光源駆動回路１によって制御された光源２から一定強度の光が照射される。この光は光ファイバで伝送され、光カプラ３を経由して、光学素子４に入射する。光学素子４として、例えば、ニオブ酸リチウム（LiNbO3）の光学結晶に導波路を形成し、光分岐結合器９、位相変調器７、位相変調器８を集積化した光集積回路を用いる。入射した光は、光分岐結合器９によって二つのルートに分岐され、一方がＣＷ（clockwise）光として光ファイバコイル５の一端に入射し光ファイバコイル５を周回して他端に至り、他方がＣＣＷ（counter-clockwise）光として光ファイバコイル５の他端に入射し光ファイバコイル５を周回して一端に至ることになる。なお、この明細書では、「時計回り」と「反時計回り」を図面を正面に見たときの時計回りと反時計回りとして説明する。
【０００３】
この際、ＣＷ光およびＣＣＷ光に対して位相変調が行われる。即ち、角速度入力が無い状態でＣＷ光あるいはＣＣＷ光が光ファイバコイル５を通過する時間をτとすると、光学素子４の上で二つのルートのうち一方に設けられた位相変調器７は、タイミング信号発生回路５０によって発生するタイミング信号を入力として位相変調駆動回路６０が発生したパルス幅をτ、デューティ比を１／２とする矩形波（図８参照）によって、ＣＷ光とＣＣＷ光に対して＋π／４と−π／４の位相変調を交互に行う。
図７に示す構成では、ＣＷ光は、光ファイバコイル５を周回する前に、位相変調器７によって位相変調を受け、ＣＣＷ光は、光ファイバコイル５を周回した後に、位相変調器７によって位相変調を受ける。従って、同一時点で分岐されたＣＷ光とＣＣＷ光とで位相変調を受ける時点がτだけずれているため、ＣＷ光とＣＣＷ光とでは相対的に＋π／２と−π／２の位相差が与えられることになる。
【０００４】
ところで、ＣＷ光とＣＣＷ光は、光ファイバコイル５を周回した後、光学素子４の光分岐結合器９によって光学的に結合し、干渉する。角速度の入力が無い状態でＣＷ光とＣＣＷ光との間にΔφの位相差があるとすると、ＣＷ光とＣＣＷ光とが干渉した光の強度（干渉光強度Ｉ０）はその最大強度をＰ０として、式（１）で与えられる（図９（ａ）で示す実線で描かれた曲線を参照のこと）。
【数１】
【０００５】
位相変調器７によって、ＣＷ光とＣＣＷ光に対して相対的に＋π／２と−π／２の位相差が与えられると、式（１）に従い、Δφ＝＋π／２の場合でもΔφ＝−π／２の場合でも干渉光強度Ｉ０はＰ０／２となる（図９（ｂ）参照）。なお、図８に示す矩形波の立上り又は立下りの遷移時に、干渉光強度Ｉ０は最大強度Ｐ０となる点を通過するため図９（ｂ）、図１０（ｂ）に示すスパイクノイズを生じる。
【０００６】
さて、クローズドループ方式光干渉角速度計に時計回りに角速度Ω[rad/s]が加わったとする。正確には光ファイバコイル５に時計回りに入力角速度Ωが加わることであり、この結果、ＣＷ光とＣＣＷ光とで光路長が異なり、ＣＷ光とＣＣＷ光との間に入力角速度Ωに基づく位相差が生じる（サニャック効果）。
【０００７】
サニャック効果によるＣＷ光とＣＣＷ光の位相差（サニャック位相差）をΔφｓとする。時計回りの入力角速度Ωが加わった場合、ＣＣＷ光の位相に対してＣＷ光の位相はΔφｓだけ進む。このサニャック位相差Δφｓが加わったときの干渉光強度Ｉ０は式（２）で与えられる（図１０（ａ）で示す実線で描かれた曲線を参照のこと。破線で示す曲線は式（１）で与えられるものである）。
【数２】
【０００８】
入力角速度Ωが加わった場合も、位相変調器７により＋π／２と−π／２の位相差が与えられることは変わらないので、ＣＷ光とＣＣＷ光とでは、位相変調器７による位相変調Δφ＝±π／２とサニャック位相差Δφｓが合わさった＋π／２＋Δφｓと−π／２＋Δφｓの位相差が生じる。よって、ＣＷ光とＣＣＷ光の位相差が＋π／２＋Δφｓの場合に干渉光強度Ｉ０はＰ１となり、−π／２＋Δφｓの場合に干渉光強度Ｉ０はＰ２となる（図１０（ｂ）参照）。Ｐ１は式（３）で与えられ、Ｐ２は式（４）で与えられる。また、干渉光強度Ｐ１と干渉光強度Ｐ２との差である干渉光強度差ΔＩは式（５）で定義される。干渉光強度差ΔＩの極性により、入力角速度Ωの向き（時計回り又は反時計回り）を知ることができる。
【数３】
【０００９】
式（５）は、干渉光強度差ΔＩを観測すればサニャック位相差Δφｓを知ることができることを意味する。
サニャック位相差Δφｓは、式（６）で与えられる。Ｒは、光ファイバコイル５の半径[m]、Ｌは光ファイバコイル５の光ファイバ長[m]、ｃは光速[m/s]、λは光源波長[m]、ｎは光ファイバコイル５のコア部の屈折率を表す。
【数４】
【００１０】
クローズドループ方式光干渉角速度計では、干渉光強度差ΔＩを０とするように、つまり、サニャック位相差Δφｓを打ち消すように負帰還制御を行う。このことを図７を参照して説明する。
光学素子４の光分岐結合器９によってＣＷ光とＣＣＷ光が光学的に結合した干渉光は、光カプラ３に入射して分岐される。分岐されて光カプラ３の出力となった干渉光は、受光器６に入射して光電変換される。光電変換されて生成されたアナログの電気信号は、Ａ／Ｄ変換器２５に入力され、ディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、ディジタル信号処理装置３５に入力される。
【００１１】
ディジタル信号処理装置３５は、同期検波回路３６、積分器３７、フィードバック信号発生回路３８、ランプ波高値制御部３９を含む。
Ａ／Ｄ変換器２５の出力であるディジタル信号は、同期検波回路３６に入力される。同期検波回路３６は、このディジタル信号に対して同期検波を行い、干渉光強度差ΔＩつまりサニャック位相差Δφｓに対応した信号を出力する。そして、積分器３７は、同期検波回路３６の出力信号を入力とし、この入力を時間積分した積分値（ディジタル値の累積加算値）を出力する。
【００１２】
積分器３７の出力は、フィードバック信号発生回路３８に入力される。フィードバック信号発生回路３８は、時間τにつきフィードバック信号の振幅をΔφｓだけ増大（減少）させ、この振幅が±２ｍπ（ｍは整数）を超える時点で２ｍπだけ振幅を減少（増大）させるフライバック制御を繰り返し、階段状鋸歯状のフィードバック信号を発生する。なお、クローズドループ方式光干渉角速度計では負帰還制御を行うので、フィードバック信号の極性は、サニャック位相差Δφｓを打ち消すように設定される。フィードバック信号の繰り返し周波数によって入力角速度を検出することができるが、このことは後述する。
【００１３】
ディジタル信号処理装置３５のランプ波高値制御部３９は、同期検波回路３６の出力とフィードバック信号発生回路３８のフライバック信号に基づき、フィードバック信号発生回路３８が発生するフィードバック信号の最大位相偏位φＲが＋２ｍπまたは−２ｍπとなるように制御を行う。
【００１４】
フィードバック信号発生回路３８の出力は、Ｄ／Ａ変換器４０に入力され、アナログ信号に変換される。このアナログ信号は、光学素子４の上で二つのルートのうち他方に設けられた位相変調器８に入力される。なお、Ａ／Ｄ変換器２５、同期検波回路３６、積分器３７、フィードバック信号発生回路３８、Ｄ／Ａ変換器４０は、タイミング信号発生回路５０が発生するタイミング信号によって信号処理の同期が保たれている。
【００１５】
図７に示す構成では、ＣＷ光は、光ファイバコイル５を周回した後に、位相変調器８によって位相変調を受け、ＣＣＷ光は、光ファイバコイル５を周回する前に、位相変調器８によって位相変調を受ける。
【００１６】
図１１に、階段状鋸歯状波とされたフィードバック信号による位相変調を受けたＣＷ光およびＣＣＷ光について、変調分の位相（変調位相）と時間との関係を例示する。両光はフライバック制御の階段状鋸歯状波とされたフィードバック信号による位相変調を受けるため、両光の変調位相は階段状鋸歯状波となる。ここで、フィードバック信号は振幅が±２ｍπを超える時点で２ｍπだけ振幅を減少（増大）させるフライバック制御を受けているため、ＣＷ光とＣＣＷ光の各変調位相は周期Ｔで繰り返す。
ＣＷ光の変調位相（図１１（ａ）で実線で示されている）と、ＣＣＷ光の変調位相（図１１（ａ）で破線で示されている）とでは、位相変調を受ける時点がτだけずれているため、時間軸方向にτだけずれが生じる。ここでフィードバック信号である階段状鋸歯状波の階段の幅は時間τに設定されており、ＣＷ光の変調位相とＣＣＷ光の変調位相との位相差は、図１１（ｂ）に示されるとおりとなる。つまり、ＣＷ光とＣＣＷ光との間に−ΔφｓあるいはφＲ（２ｍπ）−Δφｓの位相差が与えられ、サニャック位相差Δφｓ（図１１（ａ）で破線で示されている）が打ち消される。
【００１７】
フィードバック信号の繰り返し周波数による入力角速度の検出について説明する。フィードバック信号の繰り返し周波数ｆ（周期Ｔ）と入力角速度Ωとの関係は、周期Ｔ＝２ｍπτ／Δφｓに式（６）を用いることで式（７）で与えられる。
【数５】
【００１８】
すなわち、フィードバック信号の繰り返し周波数ｆを計測すれば与えられた入力角速度Ωを知ることができる。そこで、フィードバック信号発生回路３８からのフィードバック信号を角速度出力部７０に入力し、この角速度出力部７０でフィードバック信号の繰り返し周波数ｆを求め、この繰り返し周波数ｆに対応した正パルス出力及び負パルス出力を生成する。正パルス出力は例えば時計回りの角速度が入力された場合の出力を示し、負パルス出力は例えば反時計回りの角速度が入力された場合の出力を示す。
【００１９】
なお、位相変調器７が、上述の矩形波によってＣＷ光とＣＣＷ光に対して＋π／４と−π／４の位相変調を交互に行い、ＣＷ光とＣＣＷ光との間に相対的に＋π／２と−π／２の位相差を与える理由は、Δφ＝±π／２のとき、式（８）の干渉光強度の変化率が最大となり、サニャック位相差Δφｓに対する感度が最大となるからである。
【数６】
【００２０】
このようなクローズドループ方式光干渉角速度計として、特許文献１−４などを例示できる。
【特許文献１】特開２００６−１７７８９３号公報
【特許文献２】特開２００１−７４４７１号公報
【特許文献３】特開２００１−２１３６３号公報
【特許文献４】特開平１０−３１８７６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
従来、クローズドループ方式光干渉角速度計では、上述したように受光器６の出力（アナログ信号）をＡ／Ｄ変換器２５でＡ／Ｄ変換を行った後に、Ａ／Ｄ変換器２５が出力したディジタル信号に対して復調処理（同期検波）を行っていた。
【００２２】
このような構成では、受光器６の出力にランダムノイズやディジタルクロックが電気的に結合した高周波ノイズなどが重畳しており、このままＡ／Ｄ変換を行うため、ランダムノイズや高周波ノイズやＡ／Ｄ変換時のサンプリングに伴うエイリアスノイズが復調信号に含まれる。このようなノイズが、クローズドループ方式光干渉角速度計の出力誤差要因となっている。
【００２３】
上記ノイズを除去するために、受光器６とＡ／Ｄ変換器２５との間にローパスフィルタを挿入することが考えられるが、この方法は、入力角速度Ωに基づく信号の周波数成分と上記ノイズの周波数成分とが近接しているため、上記ノイズを十分に減衰できず、上記誤差要因を完全に除去できるというものではない。また、上記ノイズを十分に除去できるような周波数特性の急峻なフィルタは受光器出力に波形歪みを齎すため、この波形歪に基づく復調誤差が生じるという新たな問題が惹起する。従って、受光器６とＡ／Ｄ変換器２５との間にローパスフィルタを挿入することは、有効な手段ではない。
【００２４】
本発明の目的は、このような問題点に鑑み、受光器の出力に含まれるノイズに起因する出力誤差の低減を実現するクローズドループ方式光干渉角速度計を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
上記課題を解決するために、本発明は、光源と、光ファイバコイルと、光源からの光を分岐して光ファイバコイルの両端に入射し両回り光とすると共に光ファイバコイルを伝播して回帰した当該両回り光を結合干渉させる光分岐結合器と、周期的な位相変調信号による位相差を両回り光間に与える第一の位相変調器と、光分岐結合器によって結合干渉した干渉光を分岐する光カプラと、光カプラからの干渉光の強度を電気信号に変換する受光器と、受光器からの電気信号を復調する復調部と、復調部の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換部の出力に基づき、両回り光間のサニャック位相差をゼロとするようなフィードバック信号を発生するディジタル信号処理装置と、ディジタル信号処理装置からのフィードバック信号をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器の出力により位相差を両回り光間に与える第二の位相変調器とを備えており、復調部は、受光器からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第一サンプルホールド部と、第一サンプルホールド部の出力を入力とする第一ローパスフィルタと、受光器からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第二サンプルホールド部と、第二サンプルホールド部の出力を入力とする第二ローパスフィルタとを備え、第一サンプルホールド部がサンプル処理を行うとき第二サンプルホールド部はホールド処理を行うとされ、第二サンプルホールド部がサンプル処理を行うとき第一サンプルホールド部はホールド処理を行うとされ、位相変調信号の周期の半分毎に、第一サンプルホールド部のサンプル処理と第二サンプルホールド部のサンプル処理とが交互に切り替わることを特徴とするクローズドループ方式光干渉角速度計とされる。
【００２６】
このようなクローズドループ方式光干渉角速度計では、Ａ／Ｄ変換部が、第一ローパスフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する第一Ａ／Ｄ変換器と、第二ローパスフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する第二Ａ／Ｄ変換器とを備え、ディジタル信号処理装置が、第一Ａ／Ｄ変換器の出力から第二Ａ／Ｄ変換器の出力を減算する減算器と、減算器の出力を積分する積分器と、積分器の出力を入力としてフィードバック信号を発生するフィードバック信号生成回路とを備える構成を採用できる。
【００２７】
あるいは、このようなクローズドループ方式光干渉角速度計では、Ａ／Ｄ変換部が、位相変調信号の周期の半分毎に、第一ローパスフィルタの出力と第二ローパスフィルタの出力を交互に選択するマルチプレクサと、マルチプレクサによって選択された出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器とを備え、ディジタル信号処理装置が、Ａ／Ｄ変換器の出力を遅延する遅延器と、Ａ／Ｄ変換器の出力から遅延器の出力を減算する減算器と、減算器の出力を積分する積分器と、積分器の出力を入力としてフィードバック信号を発生するフィードバック信号生成回路とを備える構成を採用できる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、受光器からの電気信号を、二系統（第一サンプルホールド部と第二サンプルホールド部）に分け、第一位相変調器で用いた位相変調信号の周期の半分毎にサンプル処理とホールド処理を交互に切り替えるから、各系統のサンプルホールド部の出力の周波数成分は直流近傍となる。従って、各系統のサンプルホールド部の出力に対して適用する第一ローパスフィルタおよび第二ローパスフィルタは、受光器の出力に含まれるノイズを十分に除去できるような特性のフィルタが可能になる。このため、受光器の出力に含まれるノイズを十分に除去でき、クローズドループ方式光干渉角速度計の出力誤差が低減する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明であるクローズドループ方式光干渉角速度計の一実施形態の構成を示している。図７に示す従来のクローズドループ方式光干渉角速度計の構成要素と同一の構成要素には同じ符号を割り当てて説明を省略する。
【００３０】
受光器６からの電気信号は、復調部１０の入力となる。この復調部１０は、受光器６からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第一サンプルホールド部１１と、第一サンプルホールド部１１の出力を入力とする第一ローパスフィルタ１３と、受光器６からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第二サンプルホールド部１２と、第二サンプルホールド部１２の出力を入力とする第二ローパスフィルタ１４とを含んで構成されている。
【００３１】
第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２は、タイミング信号発生回路５０が発生するタイミング信号によって信号処理の同期が保たれている。
【００３２】
第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２の各処理を図２と図３を参照して説明する。
入力角速度が無い場合、図９（ｂ）に示す干渉光強度に対応した電気信号波形は図２（ａ）に示すとおりとなる。図２（ａ）の縦軸は受光器６からの電気信号の振幅、横軸は時間を表す。第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２に入力されるタイミング信号は、図２（ｂ）に示すように、位相変調器７に入力される位相変調信号に対して位相がπ／２ずれた矩形波とされる。図２（ｂ）の縦軸は振幅、横軸は時間を表す。
【００３３】
そして、第一サンプルホールド部１１はタイミング信号の立上り時点でサンプル処理を行いこの値をホールドし、第二サンプルホールド部１２はタイミング信号の立下り時点でサンプル処理を行いこの値をホールドする。タイミング信号の周期は、位相変調器７に入力される位相変調信号である矩形波の周期と同じであり、第一サンプルホールド部１１によるサンプル処理と第二サンプルホールド部１２によるサンプル処理は、タイミング信号の周期の半分毎に交互に切り替わるようにして行われる。また、第一サンプルホールド部１１がサンプル処理を行うときは、第二サンプルホールド部１２はホールド処理を持続しており、第二サンプルホールド部１２がサンプル処理を行うときは、第一サンプルホールド部１１はホールド処理を持続している。
【００３４】
このため、入力角速度が無い場合、第一サンプルホールド部１１の出力である復調信号Ａと第二サンプルホールド部１２の出力である復調信号Ｂは、図２（ｃ）に示すとおり、同じ大きさとなる。図２（ｃ）の縦軸は復調信号の大きさ、横軸は時間を表す。
【００３５】
入力角速度Ωが有る場合、図１０（ｂ）に示す干渉光強度に対応した電気信号波形は図３（ａ）に示すとおりとなる。第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２に入力されるタイミング信号は、図３（ｂ）に示すように、入力角速度が無い場合と同じである。よって、タイミング信号に従って第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２が動作すると、第一サンプルホールド部１１による復調信号Ａと第二サンプルホールド部１２による復調信号Ｂは、図３（ｃ）に示すとおり、異なる大きさとなる。復調信号Ａの大きさは、図１０（ｂ）に示す干渉光強度Ｐ１に、復調信号Ｂの大きさは、図１０（ｂ）に示す干渉光強度Ｐ２に、それぞれ対応する。
【００３６】
第一サンプルホールド部１１の出力である復調信号Ａは、第一ローパスフィルタ１３の入力となる。また、第二サンプルホールド部１２の出力である復調信号Ｂは、第二ローパスフィルタ１４の入力となる。図２（ｃ）および図３（ｃ）を参照して明らかなように、第一サンプルホールド部１１による復調信号Ａと第二サンプルホールド部１２による復調信号Ｂの各周波数成分は直流近傍であるから、第一ローパスフィルタ１３と第二ローパスフィルタ１４として、受光器６の出力に含まれるノイズを十分に除去できるような特性のローパスフィルタを用いることができる。
【００３７】
第一ローパスフィルタ１３の出力は、Ａ／Ｄ変換部２０に含まれる第一Ａ／Ｄ変換器２１の入力となりＡ／Ｄ変換が行われる。また、第二ローパスフィルタ１４の出力は、Ａ／Ｄ変換部２０に含まれる第二Ａ／Ｄ変換器２２の入力となりＡ／Ｄ変換が行われる。第一Ａ／Ｄ変換器２１と第二Ａ／Ｄ変換器２２は、タイミング信号発生回路５０が発生するタイミング信号によって信号処理の同期が保たれている。
【００３８】
第一Ａ／Ｄ変換器２１と第二Ａ／Ｄ変換器２２の各出力は、ディジタル信号処理装置３０に含まれる減算器３１に入力され、減算器３１は、第一Ａ／Ｄ変換器２１の出力から第二Ａ／Ｄ変換器２２の出力を減算して、この結果を出力する。減算器３１の出力はディジタル信号処理装置３０に含まれる積分器３７に入力される。
積分器３７以降の処理は従来と同様である。
【００３９】
＜変形例＞
既述の実施形態の変形例を説明する。
既述の実施形態では、従来例との対比から、ディジタル信号処理装置３０にランプ波高値制御部３９を含む構成を示した（図１参照）。しかし、フィードバック信号発生回路３８が発生するフィードバック信号の最大振幅を動的に制御することなく一定に設定する場合にはランプ波高値制御部３９を設ける必要が無い。ランプ波高値制御部３９を設けない場合の構成を図４に示す。
【００４０】
また、本発明の要諦をなす既述の構成は、角速度出力部７０が積分器３７の出力から角速度出力を求めてこれを出力する構成にも適用できる（図５参照）。
【００４１】
また、既述の実施形態と同様の作用を齎す構成として、Ａ／Ｄ変換部２０とディジタル信号処理装置３０を図６に示す構成とすることもできる。即ち、Ａ／Ｄ変換部２０を、位相変調信号の周期の半分毎に、第一ローパスフィルタ１３の出力と第二ローパスフィルタ１４の出力を交互に選択するマルチプレクサ２３と、マルチプレクサ２３によって選択された出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器２４とを含む構成とする。マルチプレクサ２３とＡ／Ｄ変換器２４はタイミング信号発生回路５０が発生するタイミング信号によって信号処理の同期が保たれている。また、ディジタル信号処理装置３０は、Ａ／Ｄ変換器２４の出力を遅延する遅延器３３をさらに含んで構成される。この構成では、第一ローパスフィルタ１３の出力と第二ローパスフィルタ１４の出力が交互にＡ／Ｄ変換されてディジタル信号処理装置３０に入力されるから、遅延器３３はいずれか一方（この例では、第二ローパスフィルタ１４の出力である）の出力を遅延させる。遅延時間はτに設定される。
【００４２】
Ａ／Ｄ変換器２４の出力と遅延器３３の出力は、ディジタル信号処理装置３０に含まれる減算器３１に入力され、減算器３１は、Ａ／Ｄ変換器２４の出力から遅延器３３の出力を減算して、この結果を出力する。減算器３１の出力はディジタル信号処理装置３０に含まれる積分器３７に入力される。
積分器３７以降の処理は従来と同様である。
【００４３】
以上の実施形態の他、本発明であるクローズドループ方式光干渉角速度計は上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明のクローズドループ方式光干渉角速度計の実施形態を示す図。
【図２】入力角速度が無い場合の、第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２の信号処理を示す図。（ａ）受光器からの電気信号を示す図。（ｂ）タイミング信号を示す図。（ｃ）復調信号Ａおよび復調信号Ｂを示す図。
【図３】入力角速度が有る場合の、第一サンプルホールド部１１と第二サンプルホールド部１２の信号処理を示す図。（ａ）受光器からの電気信号を示す図。（ｂ）タイミング信号を示す図。（ｃ）復調信号Ａおよび復調信号Ｂを示す図。
【図４】図１に示す実施形態の変形例を示す図。
【図５】図１に示す実施形態の変形例を示す図。
【図６】図１に示す実施形態の変形例を示す図。
【図７】従来のクローズドループ方式光干渉角速度計の構成を示す図。
【図８】位相変調器７で用いる位相変調信号の例。
【図９】（ａ）サニャック位相差が無い場合の、位相変調と干渉光強度の関係を説明する図。（ｂ）サニャック位相差が無い場合の、干渉光強度と時間との関係を示す図。
【図１０】（ａ）サニャック位相差が有る場合の、位相変調と干渉光強度の関係を説明する図。（ｂ）サニャック位相差が有る場合の、干渉光強度と時間との関係を示す図。
【図１１】（ａ）フィードバック信号による位相変調を受けたＣＷ光の変調位相およびフィードバック信号による位相変調を受けたＣＣＷ光の変調位相と時間との関係を示す図。（ｂ）フィードバック信号による位相変調を受けたＣＷ光の変調位相とフィードバック信号による位相変調を受けたＣＣＷ光の変調位相との位相差と関係を示す図。
【符号の説明】
【００４５】
２ 光源
３ 光カプラ
４ 光学素子
５ 光ファイバコイル
６ 受光器
７ 位相変調器
８ 位相変調器
９ 光分岐結合器
１０ 復調部
１１ 第一サンプルホールド部
１２ 第二サンプルホールド部
１３ 第一ローパスフィルタ
１４ 第二ローパスフィルタ
２０ Ａ／Ｄ変換部
２１ 第一Ａ／Ｄ変換器
２２ 第二Ａ／Ｄ変換器
２３ マルチプレクサ
２４ Ａ／Ｄ変換器
３０ ディジタル信号処理装置
３１ 減算器
３７ 積分器
３８ フィードバック信号発生器
３９ ランプ波高値制御部
４０ Ｄ／Ａ変換器
５０ タイミング信号発生回路
６０ 位相変調駆動回路
７０ 角速度出力部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
角速度により惹起したサニャック効果に基づく光の位相変化（サニャック位相差）をゼロとするようにフィードバック制御を行うことで当該角速度を検出するクローズドループ方式光干渉角速度計において、
光源と、
光ファイバコイルと、
上記光源からの光を分岐して上記光ファイバコイルの両端に入射し両回り光とすると共に上記光ファイバコイルを伝播して回帰した当該両回り光を結合干渉させる光分岐結合器と、
周期的な位相変調信号による位相差を上記両回り光間に与える第一の位相変調器と、
上記光分岐結合器によって結合干渉した干渉光を分岐する光カプラと、
上記光カプラからの干渉光の強度を電気信号に変換する受光器と、
上記受光器からの電気信号を復調する復調部と、
上記復調部の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、
上記Ａ／Ｄ変換部の出力に基づき、上記両回り光間のサニャック位相差をゼロとするようなフィードバック信号を発生するディジタル信号処理装置と、
上記ディジタル信号処理装置からのフィードバック信号をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器と、
上記Ｄ／Ａ変換器の出力により位相差を上記両回り光間に与える第二の位相変調器とを備え、
上記復調部は、
上記受光器からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第一サンプルホールド部と、
上記第一サンプルホールド部の出力を入力とする第一ローパスフィルタと、
上記受光器からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第二サンプルホールド部と、
上記第二サンプルホールド部の出力を入力とする第二ローパスフィルタとを備え、
上記第一サンプルホールド部がサンプル処理を行うとき上記第二サンプルホールド部はホールド処理を行うとされ、上記第二サンプルホールド部がサンプル処理を行うとき上記第一サンプルホールド部はホールド処理を行うとされ、上記位相変調信号の周期の半分毎に、上記第一サンプルホールド部のサンプル処理と上記第二サンプルホールド部のサンプル処理とが交互に切り替わる
ことを特徴とするクローズドループ方式光干渉角速度計。
【請求項２】
上記Ａ／Ｄ変換部は、
上記第一ローパスフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する第一Ａ／Ｄ変換器と、
上記第二ローパスフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する第二Ａ／Ｄ変換器とを備え、
上記ディジタル信号処理装置は、
上記第一Ａ／Ｄ変換器の出力から上記第二Ａ／Ｄ変換器の出力を減算する減算器と、
上記減算器の出力を積分する積分器と、
上記積分器の出力を入力として上記フィードバック信号を発生するフィードバック信号生成回路とを備える
ことを特徴とする請求項１に記載のクローズドループ方式光干渉角速度計。
【請求項３】
上記Ａ／Ｄ変換部は、
上記位相変調信号の周期の半分毎に、上記第一ローパスフィルタの出力と上記第二ローパスフィルタの出力を交互に選択するマルチプレクサと、
上記マルチプレクサによって選択された上記出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器とを備え、
上記ディジタル信号処理装置は、
上記Ａ／Ｄ変換器の出力を遅延する遅延器と、
上記Ａ／Ｄ変換器の出力から上記遅延器の出力を減算する減算器と、
上記減算器の出力を積分する積分器と、
上記積分器の出力を入力として上記フィードバック信号を発生するフィードバック信号生成回路とを備える
ことを特徴とする請求項１に記載のクローズドループ方式光干渉角速度計。
【請求項１】
角速度により惹起したサニャック効果に基づく光の位相変化（サニャック位相差）をゼロとするようにフィードバック制御を行うことで当該角速度を検出するクローズドループ方式光干渉角速度計において、
光源と、
光ファイバコイルと、
上記光源からの光を分岐して上記光ファイバコイルの両端に入射し両回り光とすると共に上記光ファイバコイルを伝播して回帰した当該両回り光を結合干渉させる光分岐結合器と、
周期的な位相変調信号による位相差を上記両回り光間に与える第一の位相変調器と、
上記光分岐結合器によって結合干渉した干渉光を分岐する光カプラと、
上記光カプラからの干渉光の強度を電気信号に変換する受光器と、
上記受光器からの電気信号を復調する復調部と、
上記復調部の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、
上記Ａ／Ｄ変換部の出力に基づき、上記両回り光間のサニャック位相差をゼロとするようなフィードバック信号を発生するディジタル信号処理装置と、
上記ディジタル信号処理装置からのフィードバック信号をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器と、
上記Ｄ／Ａ変換器の出力により位相差を上記両回り光間に与える第二の位相変調器とを備え、
上記復調部は、
上記受光器からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第一サンプルホールド部と、
上記第一サンプルホールド部の出力を入力とする第一ローパスフィルタと、
上記受光器からの電気信号についてサンプルホールド処理を行う第二サンプルホールド部と、
上記第二サンプルホールド部の出力を入力とする第二ローパスフィルタとを備え、
上記第一サンプルホールド部がサンプル処理を行うとき上記第二サンプルホールド部はホールド処理を行うとされ、上記第二サンプルホールド部がサンプル処理を行うとき上記第一サンプルホールド部はホールド処理を行うとされ、上記位相変調信号の周期の半分毎に、上記第一サンプルホールド部のサンプル処理と上記第二サンプルホールド部のサンプル処理とが交互に切り替わる
ことを特徴とするクローズドループ方式光干渉角速度計。
【請求項２】
上記Ａ／Ｄ変換部は、
上記第一ローパスフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する第一Ａ／Ｄ変換器と、
上記第二ローパスフィルタの出力をＡ／Ｄ変換する第二Ａ／Ｄ変換器とを備え、
上記ディジタル信号処理装置は、
上記第一Ａ／Ｄ変換器の出力から上記第二Ａ／Ｄ変換器の出力を減算する減算器と、
上記減算器の出力を積分する積分器と、
上記積分器の出力を入力として上記フィードバック信号を発生するフィードバック信号生成回路とを備える
ことを特徴とする請求項１に記載のクローズドループ方式光干渉角速度計。
【請求項３】
上記Ａ／Ｄ変換部は、
上記位相変調信号の周期の半分毎に、上記第一ローパスフィルタの出力と上記第二ローパスフィルタの出力を交互に選択するマルチプレクサと、
上記マルチプレクサによって選択された上記出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器とを備え、
上記ディジタル信号処理装置は、
上記Ａ／Ｄ変換器の出力を遅延する遅延器と、
上記Ａ／Ｄ変換器の出力から上記遅延器の出力を減算する減算器と、
上記減算器の出力を積分する積分器と、
上記積分器の出力を入力として上記フィードバック信号を発生するフィードバック信号生成回路とを備える
ことを特徴とする請求項１に記載のクローズドループ方式光干渉角速度計。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１０−１９７１７（Ｐ２０１０−１９７１７Ａ）
【公開日】平成２２年１月２８日（２０１０．１．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１８１０４８（Ｐ２００８−１８１０４８）
【出願日】平成２０年７月１１日（２００８．７．１１）
【出願人】（０００２３１０７３）日本航空電子工業株式会社 (1,081)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１月２８日（２０１０．１．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年７月１１日（２００８．７．１１）
【出願人】（０００２３１０７３）日本航空電子工業株式会社 (1,081)
【Ｆターム（参考）】
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