シンボルタイミングリカバリ回路
【課題】干渉波による精度の悪化を防止することができるシンボルタイミングリカバリ回路を提供することを課題とする。
【解決手段】第１のフィルタを用いて入力デジタル信号のゼロクロス点及び／又はデータ識別点の補間データを生成する補間器（１４）と、第２のフィルタを用いて補間器により生成された補間データを基に入力デジタル信号から前方干渉波を除去し、その除去した信号、第１の識別信号及び第１の誤差信号を出力する前方等化器（２１）と、第３のフィルタを用いて補間器により生成された補間データを基に入力デジタル信号から後方干渉波を除去し、その除去した信号、第２の識別信号及び第２の誤差信号を出力する後方等化器（２３）と、第２のフィルタのタップ係数、第３のフィルタのタップ係数、第１の識別信号、第１の誤差信号、第２の識別信号及び第２の誤差信号を基に第１のフィルタのタップ係数を生成するタイミング再生部（２０）とを有する。
【解決手段】第１のフィルタを用いて入力デジタル信号のゼロクロス点及び／又はデータ識別点の補間データを生成する補間器（１４）と、第２のフィルタを用いて補間器により生成された補間データを基に入力デジタル信号から前方干渉波を除去し、その除去した信号、第１の識別信号及び第１の誤差信号を出力する前方等化器（２１）と、第３のフィルタを用いて補間器により生成された補間データを基に入力デジタル信号から後方干渉波を除去し、その除去した信号、第２の識別信号及び第２の誤差信号を出力する後方等化器（２３）と、第２のフィルタのタップ係数、第３のフィルタのタップ係数、第１の識別信号、第１の誤差信号、第２の識別信号及び第２の誤差信号を基に第１のフィルタのタップ係数を生成するタイミング再生部（２０）とを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シンボルタイミングリカバリ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
受信装置は、受信信号からシンボルタイミングを再生するためのシンボルタイミングリカバリ回路を有し、受信信号を再生する。受信信号の位相を制御してクロックに同期させる形式のシンボルタイミングリカバリ回路が知られている（例えば、特許文献１及び２参照）。
【０００３】
また、トランスバーサルフィルタからなる前方等化器および後方等化器を有する等化器において、予備等化器と等化器制御回路を有する等化器が知られている（例えば、特許文献３参照）。
【０００４】
また、推定したチャネル係数を用い、受信信号から送信信号を推定するビタビ型等化器であって、受信信号の時間軸に沿って等化を行う前方等化と時間軸の逆方向に等化を行う後方等化を行う双方向ビタビ型等化器が知られている（例えば、特許文献４参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−１０１６５９号公報
【特許文献２】特開２００９−３３３００号公報
【特許文献３】特開２０１０−１６１６４０号公報
【特許文献４】特開２００１−２５１２２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、干渉波による精度の悪化を防止することができるシンボルタイミングリカバリ回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
シンボルタイミングリカバリ回路は、第１の有限インパルス応答フィルタを用いて入力デジタル信号のゼロクロス点及び／又はデータ識別点の補間データを生成する補間器と、第２の有限インパルス応答フィルタを用いて前記補間器により生成された補間データを基に前記入力デジタル信号から前方干渉波を除去し、その除去した信号、第１の識別信号及び第１の誤差信号を出力する前方等化器と、第１の無限インパルス応答フィルタを用いて前記補間器により生成された補間データを基に前記入力デジタル信号から後方干渉波を除去し、その除去した信号、第２の識別信号及び第２の誤差信号を出力する後方等化器と、前記補間器により生成された補間データと前記前方等化器及び前記後方等化器により前記前方干渉波及び前記後方干渉波が除去された信号とを基に前記第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を演算する第１のタップ係数演算部と、前記補間器により生成された補間データと前記前方等化器及び前記後方等化器により前記前方干渉波及び前記後方干渉波が除去された信号とを基に前記第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数を演算する第２のタップ係数演算部と、前記第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数、前記第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数、前記第１の識別信号、前記第１の誤差信号、前記第２の識別信号及び前記第２の誤差信号を基に前記第１の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を生成するタイミング再生部とを有する。
【発明の効果】
【０００８】
第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数及び第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数を用いて、第１の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を生成することにより、干渉波による精度の悪化を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１（Ａ）は実施形態によるシンボルタイミングリカバリ回路を有するＱＡＭ復調器の構成例を示す図であり、図１（Ｂ）は中間周波数信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図２】シンボルタイミングリカバリ回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図３】図１（Ａ）の補間器の構成例を示す図である。
【図４】補間器の動作を説明するための図である。
【図５】図１（Ａ）の前方等化器及び後方等化器の構成例を示す図である。
【図６】図１（Ａ）のタイミング再生部の構成例を示す図である。
【図７】図７（Ａ）〜（Ｄ）は第１の位相比較部の動作を説明するための図である。
【図８】本実施形態によるタイミング再生部の構成例を示す図である。
【図９】図９（Ａ）は前方等化器及び後方等化器のタップ係数を示す図であり、図９（Ｂ）は同相タップ係数及び直交タップ係数のベクトルの大きさを示す図である。
【図１０】図１０（Ａ）及び（Ｂ）は図８のコントロール回路の動作を説明するための図である。
【図１１】本実施形態によるコントロール回路の構成例を示す図である。
【図１２】他の実施形態によるコントロール回路の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図１（Ａ）は実施形態によるシンボルタイミングリカバリ回路を有するＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）復調器（受信装置）の構成例を示す図であり、図１（Ｂ）は中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）信号ＩＮの周波数スペクトルを示す図である。ＱＡＭは、互いに独立な２つの搬送波（同相搬送波及び直交搬送波）の振幅及び位相を調整することによりデータを伝達する変調方式である。例えばＱＡＭ復調器は、ＬＳＩ上にハードウェアとして実現される。ＱＡＭ変調されたＩＦ信号ＩＮは、図１（Ｂ）に示すように、帯域伝送された信号であり、ある帯域内で台形の形状を有するスペクトルを持つものである。可変ゲイン増幅器２８は、ＩＦ信号ＩＮを所定のゲインで増幅して出力する。アナログ／デジタル変換器１０は、可変ゲイン増幅器２８の出力信号をアナログからデジタルに変換して出力する。自動ゲインコントローラ１１は、アナログ／デジタル変換器１０の出力信号のパワーが所望の値より大きいか否かを判定し、可変ゲイン増幅器２８のゲインを制御する。乗算器１２は、アナログ／デジタル変換器１０の出力信号に対して信号Ｃｏｓ（ωｔ）を乗算し、同相（Ｉ）チャネル信号を出力する。乗算器１６は、アナログ／デジタル変換器１０の出力信号に対して信号Ｓｉｎ（ωｔ）を乗算し、直交（Ｑ）チャネル信号を出力する。すなわち、アナログ／デジタル変換器１０の出力信号は、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号に分離される。ここで、角周波数ωに対応する周波数として、図１（Ｂ）のＩＦ信号スペクトルの台形の中心周波数ｆｃが用いられる。すなわち、ω＝２×π×ｆｃで表される。ローパスフィルタ１３は、乗算器１２の出力Ｉチャネル信号の高周波数の成分をカットし、Ｉチャネル信号Ｉ１を出力する。ローパスフィルタ１７は、乗算器１６の出力Ｑチャネル信号の高周波数の成分をカットし、Ｑチャネル信号Ｑ１を出力する。補間器１４は、有限インパルス応答（Finite Impulse Response：ＦＩＲ）フィルタを有し、タップ係数ａ０〜ａ４を基にＩチャネル信号Ｉ１を補間してＩチャネル信号Ｉ２を出力し、シンボルタイミングを再生する。補間器１８は、ＦＩＲフィルタを有し、タップ係数ａ０〜ａ４を基にＱチャネル信号Ｑ１を補間してＱチャネル信号Ｑ２を出力し、シンボルタイミングを再生する。
【００１１】
図２は、シンボルタイミングリカバリ回路の動作を説明するためのタイムチャートである。アナログ／デジタル変換器１０のサンプリング周波数は、入力信号ＩＮのシンボルレートの周波数の２倍よりも高い。図２の例では、アナログ／デジタル変換器１０によりサンプリングデジタルデータＳ１〜Ｓ１４が得られている。図２において、白丸印はサンプリング点を示し、黒丸印は入力信号ＩＮのゼロクロス点及びデータ識別点を示している。
【００１２】
図３は、図１（Ａ）の補間器１４の構成例を示す図である。図１（Ａ）の補間器１８も補間器１４と同様の構成を有する。補間器１４は、例えば、４個の遅延器（フリップフロップ）２０１〜２０４、５個の乗算器２１１〜２１５、及び加算器２２１を有する５タップの第１のＦＩＲフィルタを備える。遅延器２０１は、Ｉチャネル信号Ｉ１を遅延して出力する。遅延器２０２は、遅延器２０１の出力信号を遅延して出力する。遅延器２０３は、遅延器２０２の出力信号を遅延して出力する。遅延器２０４は、遅延器２０３の出力信号を遅延して出力する。乗算器２１１は、Ｉチャネル信号Ｉ１及びタップ係数ａ０を乗算して出力する。乗算器２１２は、遅延器２０１の出力信号及びタップ係数ａ１を乗算して出力する。乗算器２１３は、遅延器２０２の出力信号及びタップ係数ａ２を乗算して出力する。乗算器２１４は、遅延器２０３の出力信号及びタップ係数ａ３を乗算して出力する。乗算器２１５は、遅延器２０４の出力信号及びタップ係数ａ４を乗算して出力する。加算器２２１は、乗算器２１１〜２１５の出力信号を加算し、Ｉチャネル信号Ｉ２を出力する。
【００１３】
補間器１４は、第１のＦＩＲフィルタを用いて、入力デジタル信号Ｉ１のサンプリングデータＳ１〜Ｓ１４を用いて補間処理することにより、入力デジタル信号Ｉ１のゼロクロス点Ｋ２，Ｋ４及びデータ識別点Ｋ１，Ｋ３の補間データを生成する。なお、補間器１４は、補間処理によって入力デジタル信号Ｉ１のデータ識別点Ｋ１，Ｋ３及びゼロクロス点Ｋ２，Ｋ４の補間データを生成する場合に限定されず、データ識別点Ｋ１，Ｋ３又はゼロクロス点Ｋ２，Ｋ４のうちの一方（例えば、データ識別点Ｋ１，Ｋ３のみ）の補間データを生成するようにしてもよい。
【００１４】
図４は、補間器（ＦＩＲフィルタ）１４の動作を説明するための図である。以下、補間器１４を例に説明するが、補間器１８も同様である。図４に示す特性４０１は、カットオフ周波数が「２×ｆs 」であるローパスフィルタのインパルス応答に相当する。ここで、周波数ｆｓは、入力信号ＩＮのシンボルレートの周波数である。時間Ｔは、補間器（ＦＩＲフィルタ）１４が備える各遅延器２０１〜２０４の遅延量に相当する。なお、時間Ｔは、アナログ／デジタル変換器１０のサンプリング周波数の１周期（すなわち、２π）に相当する。
【００１５】
補間器１４は、５個のタップ係数ａ０〜ａ４に基づいて、入力信号Ｉ１の位相を調整する。ここで、タップ係数ａ０〜ａ４は、後述する図８のタイミング再生部２０内のタップ係数演算部７０４により位相信号θに応じて決定される。例えば、参照番号４０２で示すように、位相信号θが「ゼロ」であれば、タップ係数ａ２以外のインパルス応答はゼロとなる。この場合、補間器１４は、遅延時間が２Ｔの遅延器として動作する。また、参照番号４０３で示すように、位相信号θが「＋π／２」であるときは、対応する５個のタップ係数ａ０〜ａ４が与えられ、補間器１４における遅延時間は「２Ｔ＋Ｔ／４」となる。この場合、入力信号Ｉ１の位相は、補間器１４を通過することにより、「Ｔ／４（すなわち、π／２）」だけ遅れることになる。一方、参照番号４０４で示すように、位相信号θが「−π／２」であれば、対応する５個のタップ係数ａ０〜ａ４が与えられ、補間器１４における遅延時間は「２Ｔ−Ｔ／４」となる。この場合、入力信号Ｉ１の位相は、補間器１４を通過することにより、「Ｔ／４（すなわち、π／２）」だけ進むことになる。同様に、参照番号４０５で示すように、位相信号θが「−π」であれば、対応する５個のタップ係数ａ０〜ａ４が与えられ、入力信号Ｉ１の位相は、補間器１４を通過することにより、「π」だけ進むことになる。このように、補間器１４は、入力信号Ｉ１の位相を調整することができる。
【００１６】
例えば、図２において、サンプリングデータＳ１の位相は、データ識別点Ｋ１に対して３π／５だけ遅れている。この場合、補間器１４には、入力信号Ｉ１の位相を３π／５だけ進めるためのタップ係数ａ０〜ａ４が与えられる。そうすると、補間器１４は、データ識別点Ｋ１における値を出力する。サンプリングデータＳ２の位相は、ゼロクロス点Ｋ２に対して４π／５だけ遅れている。この場合、補間器１４には、入力信号Ｉ１の位相を４π／５だけ進めるためのタップ係数ａ０〜ａ４が与えられる。そうすると、補間器１４は、ゼロクロス点Ｋ２における値を出力する。サンプリングデータＳ３の位相は、データ識別点Ｋ３に対してπだけ遅れている。この場合、補間器１４には、入力信号Ｉ１の位相をπだけ進めるためのタップ係数ａ０〜ａ４が与えられる。そうすると、補間器１４は、データ識別点Ｋ３における値を出力する。このように、補間器１４は、サンプリングデータを用いて補間処理を行うことにより、入力信号Ｉ１のデータ識別点Ｋ１，Ｋ３及びゼロクロス点Ｋ２，Ｋ４における値を出力する。
【００１７】
図１（Ａ）において、ルートナイキストフィルタ１５は、補間器１４の出力信号Ｉ２をフィルタリングし、Ｉチャネル信号Ｉ３を出力する。ルートナイキストフィルタ１９は、補間器１８の出力信号Ｑ２をフィルタリングし、Ｑチャネル信号Ｑ３を出力する。ルートナイキストフィルタ１５及び１９は、送信装置にも備えられており、送信装置と受信装置とでナイキストフィルタとしての帯域制限を行うものである。
【００１８】
マルチパスでは、図１０（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、送信装置から送信された信号が障害物によって反射・回折し、受信装置が複数の経路（パス）から同じ信号を遅延量が異なる主波（希望波）Ａ１、前方干渉波（先行波）Ａ２及び／又は後方干渉波（遅延波）Ａ３として受信してしまう。主波Ａ１は、マルチパスの中で最も電力が大きいパスの信号波である。前方干渉波Ａ２は、主波Ａ１に対して所定の遅延量進んでいるパスの干渉波である。後方干渉波Ａ３は、主波Ａ１に対して所定の遅延量遅れているパスの干渉波である。
【００１９】
前方等化器２１は、複素ＦＩＲフィルタで構成され、図１０（Ａ）に示すように主波Ａ１の前側に前方干渉波Ａ２が存在する時、前方干渉波Ａ２を除去して出力する。前方等化器２１は、主に、ノンミニマムフェーズ時（前ゴースト時）の前方干渉波Ａ２を除去する。バタフライ演算器２２は、前方等化器２１の出力信号を入力し、キャリア周波数の誤差を補正し、キャリア再生を行うものである。キャリア再生部２４は、復調後のＩチャネル信号ＯＵＴｉ及びＱチャネル信号ＯＵＴｑによるコンスタレーションの回転を基にキャリア周波数のずれを検出し、コンスタレーションの回転を止める方向にバタフライ演算器２２を制御する。後方等化器２３は、複素ＩＩＲ（Infinite Impulse Response：無限インパルス応答）フィルタで構成され、図１０（Ｂ）に示すように主波Ａ１の後ろ側に後方干渉波Ａ３が存在する時、後方干渉波Ａ３を除去し、復調後のＩチャネル信号ＯＵＴｉ及びＱチャネル信号ＯＵＴｑを出力する。後方等化器２３は、主に、ミニマムフェーズ時（後ゴースト時）の後方干渉波Ａ３を除去する。識別、誤差信号生成部２５は、前方等化器２１の入力信号Ｉ３，Ｑ３及び後方等化器２３の出力信号ＯＵＴｉ，ＯＵＴｑを基に識別信号及び誤差信号を生成してタップ係数演算部２６及び２７に出力する。第１のタップ係数演算部２６は、前方干渉波Ａ２を除去するため、上記の識別信号及び誤差信号を基にタップ係数を生成し、前方等化器２１に出力する。前方等化器２１は、そのタップ係数を基に、複素ＦＩＲフィルタを用いて前方干渉波Ａ２を除去する。第２のタップ係数演算部２７は、後方干渉波Ａ３を除去するため、上記の識別信号及び誤差信号を基にタップ係数を生成し、後方等化器２３に出力する。後方等化器２１は、そのタップ係数を基に、複素ＩＩＲフィルタを用いて後方干渉波Ａ３を除去する。
【００２０】
タイミング再生部２０は、前方等化器２１から第１の識別信号ｆｆ＿ｄ及び第１の誤差信号ｆｆ＿ｅを入力し、後方等化器２３から第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅを入力し、第１のタップ係数演算部２６から第１の同相タップ係数ａｍ１及び第１の直交タップ係数ｂｍ１を入力し、第２のタップ係数演算部２７から第１の同相タップ係数ａｐ１及び第１の直交タップ係数ｂｐ１を入力し、同じタップ係数ａ０〜ａ４を補間器１４及び１８に出力する。
【００２１】
図５は、図１（Ａ）の前方等化器２１及び後方等化器２３の構成例を示す図である。前方等化器２１は、遅延器６０５、同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４、直交ＦＩＲフィルタ６０２，６０３、減算器６０６，６０８及び加算器６０７を有する複素ＦＩＲフィルタを備える。遅延器６０５は、Ｉチャネル信号Ｉ３に対して、同相ＦＩＲフィルタ６０１の遅延量と同じ遅延量遅延し、第１の識別信号ｆｆ＿ｄを出力する。
【００２２】
同相ＦＩＲフィルタ６０１は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様の構成を有し、第１のタップ係数演算部２６から入力した同相タップ係数ａ０，ａｍ１〜ａｍｎを基に、Ｉチャネル信号Ｉ３の実部をフィルタリングし、補正後の同相成分信号を出力する。直交ＦＩＲフィルタ６０３は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様の構成を有し、第１のタップ係数演算部２６から入力した直交タップ係数ｂｍ１〜ｂｍｎを基に、Ｉチャネル信号Ｉ３の虚部をフィルタリングし、補正後の直交成分信号を出力する。
【００２３】
同相ＦＩＲフィルタ６０４は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様の構成を有し、第１のタップ係数演算部２６から入力した同相タップ係数ａ０，ａｍ１〜ａｍｎを基に、Ｑチャネル信号Ｑ３の実部をフィルタリングし、補正後の同相成分信号を出力する。直交ＦＩＲフィルタ６０２は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様の構成を有し、第１のタップ係数演算部２６から入力した直交タップ係数ｂｍ１〜ｂｍｎを基に、Ｑチャネル信号Ｑ３の虚部をフィルタリングし、補正後の直交成分信号を出力する。
【００２４】
加算器６０７は、同相ＦＩＲフィルタ６０１により出力される補正後の同相成分信号及び直交ＦＩＲフィルタ６０２により出力される補正後の直交成分信号を加算し、前方干渉波Ａ２が除去されたＩチャネル信号を出力する。減算器６０８は、同相ＦＩＲフィルタ６０４により出力される補正後の同相成分信号から直交ＦＩＲフィルタ６０３により出力される補正後の直交成分信号を減算し、前方干渉波Ａ２が除去されたＱチャネル信号を出力する。減算器６０６は、同相ＦＩＲフィルタ６０１により出力される補正後の同相成分信号から第１の識別信号ｆｆ＿ｄを減算し、第１の誤差信号（同相成分）ｆｆ＿ｅを出力する。第１の誤差信号ｆｆ＿ｅは、時間軸方向の誤差情報である。
【００２５】
バタフライ演算器２２は、加算器６０７により出力されるＩチャネル信号及び減算器６０８により出力されるＱチャネル信号を入力し、バタフライ演算を行い、コンスタレーションの回転を止めるためにキャリア周波数の誤差を補正し、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号を出力する。
【００２６】
後方等化器２３は、同相ＩＩＲフィルタ演算部６１１，６１４、直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２，６１３、加算器６１５、減算器６１６及び識別器６１７，６１８を有する複素ＩＩＲフィルタを備える。
【００２７】
同相ＩＩＲフィルタ演算部６１１は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様のハードウェア構成を有し、第２のタップ係数演算部２７から入力した同相タップ係数ａｐ１〜ａｐｎを基に、識別器６１７により出力されるＩチャネル信号の実部をフィルタリングし、第２の誤差信号（同相成分）ｆｂ＿ｅを出力する。第２の誤差信号ｆｂ＿ｅは、時間軸方向の誤差情報である。また、第２の識別信号ｆｂ＿ｄは、バラフライ演算器２２により出力されるＩチャネル信号と同じ信号である。直交ＩＩＲフィルタ演算部６１３は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様のハードウェア構成を有し、第２のタップ係数演算部２７から入力した直交タップ係数ｂｐ１〜ｂｐｎを基に、識別器６１７により出力されるＩチャネル信号の虚部をフィルタリングし、直交成分の誤差信号を出力する。
【００２８】
同相ＩＩＲフィルタ演算部６１４は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様のハードウェア構成を有し、第２のタップ係数演算部２７から入力した同相タップ係数ａｐ１〜ａｐｎを基に、識別器６１８により出力されるＱチャネル信号の実部をフィルタリングし、同相成分の誤差信号を出力する。直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様のハードウェア構成を有し、第２のタップ係数演算部２７から入力した直交タップ係数ｂｐ１〜ｂｐｎを基に、識別器６１８により出力されるＱチャネル信号の虚部をフィルタリングし、直交成分の誤差信号を出力する。
【００２９】
加算器６１５は、バタフライ演算器２２により出力されるＩチャネル信号、第２の誤差信号ｆｂ＿ｅ及び直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２により出力される直交成分を加算し、後方干渉波Ａ３が除去されたＩチャネル信号ＯＵＴｉを出力する。Ｉチャネル信号ＯＵＴｉは、前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３が除去された主波Ａ１のＩチャネル信号である。識別器６１７は、加算器６１５の出力信号ＯＵＴｉを識別し、識別したＩチャネル信号を出力する。
【００３０】
減算器６１６は、バタフライ演算器２２により出力されるＱチャネル信号及び同相ＩＩＲフィルタ演算部６１４により出力される同相成分を加算し、その加算した信号から直交ＩＩＲフィルタ演算部６１３により出力される直交成分を減算し、後方干渉波Ａ３が除去されたＱチャネル信号ＯＵＴｑを出力する。Ｑチャネル信号ＯＵＴｑは、前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３が除去された主波Ａ１のＱチャネル信号である。識別器６１８は、減算器６１６の出力信号ＯＵＴｑを識別し、識別したＱチャネル信号を出力する。
【００３１】
なお、前方等化器２１を前段に設け、後方等化器２３を後段に設ける場合を例に説明したが、後方等化器２３を前段に設け、前方等化器２１を後段に設けるようにしてもよい。
【００３２】
以上のように、前方等化器２１は、第２のＦＩＲフィルタ６０１〜６０４を用いて補間器１４，１８により生成された補間データを基に入力デジタル信号から前方干渉波Ａ２を除去し、その除去した信号、第１の識別信号ｆｆ＿ｄ及び第１の誤差信号ｆｆ＿ｅを出力する。第１の識別信号ｆｆ＿ｄは、前方干渉波Ａ２の除去前の信号である。第１の誤差信号ｆｆ＿ｅは、前方干渉波Ａ２の除去前の信号と前方干渉波Ａ２の除去後の信号との差分の信号である。第１のタップ係数演算部２６（図１（Ａ））は、補間器１４，１８により生成された補間データＩ３，Ｑ３と前方等化器２１及び後方等化器２３により前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３が除去された信号ＯＵＴｉ，ＯＵＴｑとを基に第２のＦＩＲフィルタ６０１〜６０４のタップ係数ａ０，ａｍ１〜ａｍｎ，ｂｍ１〜ｂｍｎを演算する。
【００３３】
後方等化器２３は、ＩＩＲフィルタ演算部６１１〜６１４を用いて補間器１４，１８により生成された補間データを基に入力デジタル信号から後方干渉波Ａ３を除去し、その除去した信号、第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅを出力する。第２の識別信号ｆｂ＿ｄは、後方干渉波Ａ３の除去前の信号である。第２の誤差信号ｆｂ＿ｅは、後方干渉波Ａ３の除去前の信号と後方干渉波Ａ３の除去後の信号との差分の信号である。第２のタップ係数演算部２７（図１（Ａ））は、補間器１４，１８により生成された補間データＩ３，Ｑ３と前方等化器２１及び後方等化器２３により前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３が除去された信号ＯＵＴｉ，ＯＵＴｑとを基にＩＩＲフィルタ演算部６１１〜６１４のタップ係数ａｐ１〜ａｐｎ，ｂｐ１〜ｂｐｎを演算する。
【００３４】
図６は、第１の識別信号ｆｆ＿ｄ、第１の誤差信号ｆｆ＿ｅ、第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅのみを用いて補間器１４、１８に入力されるタップ係数ａ０〜ａ４を生成するタイミング再生部２０（図１（Ａ））の構成例を示す図である。第１の識別信号ｆｆ＿ｄ、第１の誤差信号ｆｆ＿ｅは、図５の前方等化器２１から入力される信号である。第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅは、図５の後方等化器２３から入力される信号である。タイミング再生部２０は、位相比較部７０１、ループフィルタ７０２、数値制御発振器（Numerically Controlled Oscillator：ＮＣＯ）７０３及び第３のタップ係数演算部７０４を有する。数値制御発振器７０３は、位相信号θを出力する。第３のタップ係数演算部７０４は、位相信号θを基にタップ係数ａ０〜ａ４を演算する。位相比較部７０１は、第１の位相比較部７３１、第２の位相比較部７３２及び加算器７２７を有する。第１の位相比較部７３１は、遅延器７１１〜７１３、比較器７１４、乗算器７１５及びフリップフロップ７１６を有する。第２の位相比較部７３２は、遅延器７２１〜７２３、比較器７２４、乗算器７２５及びフリップフロップ７２６を有する。
【００３５】
図７（Ａ）〜（Ｄ）は、第１の位相比較部７３１の動作を説明するための図である。図７（Ａ）及び（Ｂ）は入力データ５０２が理想サンプリング点５０２に対して進んでいる場合を示し、図７（Ａ）は入力データ５０２が単調減少している場合を示し、図７（Ｂ）は入力データ５０２が単調増加している場合を示す。図７（Ｃ）及び（Ｄ）は入力データ５０２が理想サンプリング点５０２に対して遅れている場合を示し、図７（Ｃ）は入力データ５０２が単調減少している場合を示し、図７（Ｄ）は入力データ５０２が単調増加している場合を示す。入力データ５０２は、第１の識別信号ｆｆ＿ｄに対応する。
【００３６】
第１の位相比較部７３１は、第１の識別信号ｆｆ＿ｄの位相誤差を検出する。遅延器７１１は、第１の識別信号ｆｆ＿ｄのデータＣを遅延し、データＢを出力する。遅延器７１２は、遅延器７１１の出力データＢを遅延し、データＡを出力する。ここで、データＢを現在のデータとすると、データＣは未来のデータ、データＡは過去のデータである。
【００３７】
比較器７１４は、データＡ，Ｂ，Ｃの値を比較した結果、Ｃ＞Ｂ＞Ａの場合には単調増加であると判断して「−１」を出力し、Ｃ＜Ｂ＜Ａの場合には単調減少であると判断して「＋１」を出力し、それ以外の場合には「０」を出力する。
【００３８】
遅延器７１３は、タイミング調整のため、第１の誤差信号ｆｆ＿ｅを遅延して出力する。これにより、比較器７１４の出力データと遅延器７１３の出力データとが同一時刻に調整される。乗算器７１５は、比較器７１４の出力データと遅延器７１３の出力データとを乗算する。フリップフロップ７１６は、比較器７１４の出力データが「−１」又は「＋１」のときには乗算器７１５の出力データをラッチして出力し、比較器７１４の出力データが「０」のときには現在保持している前回と同じデータを出力する。第１の位相比較部７３１は、第１の識別信号ｆｆ＿ｅの時間遷移に応じて第１の誤差信号ｆｆ＿ｅに正負符号を付与する。
【００３９】
このように、入力データ５０２の位相が理想サンプリング点５０１に対して進んでいれば、第１の位相比較部７３１は、位相誤差として正の値を出力する。一方、入力データ５０２の位相が理想サンプリング点５０１に対して遅れていれば、第１の位相比較部７３１は、位相誤差として負の値を出力する。
【００４０】
次に、第２の位相比較部７３２について説明する。第２の位相比較部７３２は、第１の位相比較部７３１と同様に、第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅを入力し、位相誤差を出力する。遅延器７２１は、第２の識別信号ｆｂ＿ｄのデータＣを遅延し、データＢを出力する。遅延器７２２は、遅延器７２１の出力データＢを遅延し、データＡを出力する。ここで、データＢを現在のデータとすると、データＣは未来のデータ、データＡは過去のデータである。比較器７２４は、データＡ，Ｂ，Ｃの比較の結果、Ｃ＞Ｂ＞Ａの場合には単調増加であると判断して「−１」を出力し、Ｃ＜Ｂ＜Ａの場合には単調減少であると判断して「＋１」を出力し、それ以外の場合には「０」を出力する。遅延器７２３は、タイミング調整のため、第２の誤差信号ｆｂ＿ｅを遅延して出力する。これにより、比較器７２４の出力データと遅延器７２３の出力データとが同一時刻に調整される。乗算器７２５は、比較器７２４の出力データと遅延器７２３の出力データとを乗算する。フリップフロップ７２６は、比較器７２４の出力データが「−１」又は「＋１」のときには乗算器７２５の出力データをラッチして出力し、比較器７２４の出力データが「０」のときには現在保持している前回と同じデータを出力する。第２の位相比較部７３２は、第２の識別信号ｆｂ＿ｄの時間遷移に応じて第２の誤差信号ｆｂ＿ｅに正負符号を付与する。
【００４１】
加算器７２７は、フリップフロップ７１６及び７２６が出力する位相誤差データを加算して出力する。
【００４２】
ループフィルタ７０２は、加算器７２７から出力される位相誤差データを平滑化（又は平均化）する。すなわち、ループフィルタ７０２は、ローパスフィルタとして動作する。そして、ループフィルタ７０２により平滑化された位相誤差データは、ほぼ一定の値に収束する。
【００４３】
ＮＣＯ７０３は、無限位相の積分器（又は完全積分器）であり、ループフィルタ７０２から与えられる位相誤差データを累積的に加算する。すなわち、位相誤差データは積分される。ここで、位相誤差データは、基本的に、ほぼ一定である。したがって、ＮＣＯ７０３により出力される位相信号θは、時間経過に対して、ほぼリニアに増加してゆく。また、上述の位相誤差データは、１シンボル当たりの位相誤差を表す。ＮＣＯ７０３には、１組の基準値が設定されている。１組の基準値は、入力信号の位相に換算したときに「＋π」及び「−π」を表すように定義される。そして、ＮＣＯ７０３により得られる位相信号θは、一方の基準値（例えば「＋π」）を超えると、リセットされる。ここで、リセットとは、位相信号θに「２π」を加算する処理（あるいは、位相信号θから「２π」を減算する処理）を意味する。したがって、ＮＣＯ７０３により生成される位相信号θの波形は、ノコギリ波となる。
【００４４】
第３のタップ係数演算部７０４は、ＮＣＯ７０３により生成される位相信号θに基づいてタップ係数ａ０〜ａ４を生成し、図１（Ａ）の補間器１４及び１８に同じタップ係数ａ０〜ａ４を出力する。
【００４５】
ここで、図６のタイミング再生部２０において、主波Ａ１の近傍に大電力の前方干渉波Ａ２又は後方干渉波Ａ３が存在する場合、前方等化器２１及び後方等化器２３から得られる第１の誤差信号ｆｆ＿ｅ又は第２の誤差信号ｆｂ＿ｅの信頼度が落ちる。その結果、タイミング再生部２０の精度が悪化し、干渉波耐力が上げられない問題が生ずる。そこで、主波Ａ１の近傍に大電力の前方干渉波Ａ２又は後方干渉波Ａ３が存在する場合でも、タイミング再生部２０の精度悪化を防止し、干渉波耐力を上げることができるタイミング再生部２０の実施形態を説明する。
【００４６】
図８は、本実施形態によるタイミング再生部２０（図１（Ａ））の構成例を示す図である。タイミング再生部２０は、前方等化器２１のタップ係数ａｍ１，ｂｍ１、後方等化器２３のタップ係数ａｐ１，ｂｐ１、第１の識別信号ｆｆ＿ｄ、第１の誤差信号ｆｆ＿ｅ、第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅを入力し、タップ係数ａ０〜ａ４を出力する。図８のタイミング再生部２０は、図６のタイミング再生部２０に対して、コントロール回路８０１、第１の乗算器８０２及び第２の乗算器８０３を追加したものである。以下、図８のタイミング再生部２０が図６のタイミング再生部２０と異なる点を説明する。
【００４７】
コントロール回路８０１、第１の乗算器８０２及び第２の乗算器８０３は、位相比較部７０１内に設けられる。第１の乗算器８０２は、フリップフロップ７１６及び加算器７２７間に設けられる。第２の乗算器８０３は、フリップフロップ７２６及び加算器７２７間に設けられる。コントロール回路８０１は、前方等化器２１のタップ係数ａｍ１，ｂｍ１及び後方等化器２３のタップ係数ａｐ１，ｂｐ１を基に第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを生成する。第１の乗算器８０２は、フリップフロップ７１６の出力データに対して第１のゲインＦＦｇを乗算して出力する。第２の乗算器８０３は、フリップフロップ７２６の出力データに対して第２のゲインＦＢｇを乗算して出力する。加算器７２７は、第１の乗算器８０２及び第２の乗算器８０３の出力データを加算して出力する。ループフィルタ７０２は、加算器７２７の出力データを平滑化して出力する。ＮＣＯ７０３は、ループフィルタ７０２の出力データを入力し、位相信号θを出力する。第３のタップ係数演算部７０４は、位相信号θを基にタップ係数ａ０〜ａ４を演算し、図１（Ａ）の補間器１４及び１８に同じタップ係数ａ０〜ａ４を出力する。
【００４８】
図９（Ａ）は、前方等化器２１のタップ係数及び後方等化器２３のタップ係数を示す図である。図５に示すように、タップ係数ａ０，ａｍ１〜ａｍｎは、前方等化器２１内の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４のタップ係数である。タップ係数ａ０は、主波Ａ１に対応するセンタータップのタップ係数である。タップ係数ａｍ１〜ａｍｎは、前方干渉波Ａ２に対応する同相タップ係数である。タップ係数ｂｍ１〜ｂｍｎは、前方等化器２１内の直交ＦＩＲフィルタ６０２，６０３のタップ係数であり、前方干渉波Ａ２に対応する直交タップ係数である。
【００４９】
タップ係数ａｐ１〜ａｐｎは、後方等化器２３内の同相ＩＩＲフィルタ演算部６１１，６１４のタップ係数であり、後方干渉波Ａ３に対応する同相タップ係数である。タップ係数ｂｐ１〜ｂｐｎは、後方等化器２３内の直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２，６１３のタップ係数であり、後方干渉波Ａ３に対応する直交タップ係数である。
【００５０】
同相タップ係数ａｍ１〜ａｍｎ及び直交タップ係数ｂｍ１〜ｂｍｎは、センタータップのタップ係数０に対して時間的に前方（過去）のタップ係数である。第１の同相タップ係数ａｍ１は、センタータップ（タップ係数ａ０）に１番目に近い同相タップ係数である。第１の直交タップ係数ｂｍ１は、センタータップ（タップ係数ａ０）に１番目に近い直交タップ係数である。第２の同相タップ係数ａｍ２は、センタータップ（タップ係数ａ０）に２番目に近い同相タップ係数である。第２の直交タップ係数ｂｍ２は、センタータップ（タップ係数ａ０）に２番目に近い直交タップ係数である。
【００５１】
これに対して、同相タップ係数ａｐ１〜ａｐｎ及び直交タップ係数ｂｐ１〜ｂｐｎは、センタータップのタップ係数０に対して時間的に後方（未来）のタップ係数である。第１の同相タップ係数ａｐ１は、センタータップ（タップ係数ａ０）に１番目に近い同相タップ係数である。第１の直交タップ係数ｂｐ１は、センタータップ（タップ係数ａ０）に１番目に近い直交タップ係数である。第２の同相タップ係数ａｐ２は、センタータップ（タップ係数ａ０）に２番目に近い同相タップ係数である。第２の直交タップ係数ｂｐ２は、センタータップ（タップ係数ａ０）に２番目に近い直交タップ係数である。
【００５２】
図９（Ｂ）は、同相タップ係数ａｍ１及び直交タップ係数ｂｍ１のベクトル９０１の大きさを示す図である。位相平面上において、ベクトル９０１の大きさは、√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）で表される。
【００５３】
図１０（Ａ）及び（Ｂ）は、図８のコントロール回路８０１の動作を説明するための図である。図１０（Ａ）は、主波Ａ１の近傍に前方干渉波Ａ２が存在する場合を示す図である。第１の同相タップ係数ａｍ１及び第１の直交タップ係数ｂｍ１のベクトルの大きさは、√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）で表され、主波Ａ１に一番近いタップの前方干渉波Ａ２の電力の大きさに対応する。これに対し、第１の同相タップ係数ａｐ１及び第１の直交タップ係数ｂｐ１のベクトルの大きさは、√（ａｐ１2＋ｂｐ１2）で表され、主波Ａ１に一番近いタップの後方干渉波Ａ３の電力の大きさに対応する。√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）が√（ａｐ１2＋ｂｐ１2）よりある程度大きいときには、主波Ａ１の近傍において前方干渉波Ａ２のみが存在すること、又は主波Ａ１の近傍において前方干渉波Ａ２が後方干渉波Ａ３より大きいことを意味する。その場合、前方等化器２１の第１の誤差信号ｆｆ＿ｅは、後方等化器２３の第２の誤差信号ｆｂ＿ｅより信頼度が低くなる。したがって、コントロール回路８０１は、第１のゲインＦＦｇを小さくし、第２のゲインＦＢｇを大きくする。これにより、主波Ａ１の近傍に大電力の前方干渉波Ａ２が存在する場合にも、タイミング再生部２０は、高精度のタップ係数ａ０〜ａ４を演算することができる。
【００５４】
図１０（Ｂ）は、主波Ａ１の近傍に後方干渉波Ａ３が存在する場合を示す図である。√（ａｐ１2＋ｂｐ１2）が√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）よりある程度大きいときには、主波Ａ１の近傍において後方干渉波Ａ３のみが存在すること、又は主波Ａ１の近傍において後方干渉波Ａ３が前方干渉Ａ２より大きいことを意味する。その場合、後方等化器２３の第２の誤差信号ｆｂ＿ｅは、前方等化器２１の第１の誤差信号ｆｆ＿ｅより信頼度が低くなる。したがって、コントロール回路８０１は、第１のゲインＦＦｇを大きくし、第２のゲインＦＢｇを小さくする。これにより、主波Ａ１の近傍に大電力の後方干渉波Ａ３が存在する場合にも、タイミング再生部２０は、高精度のタップ係数ａ０〜ａ４を演算することができる。
【００５５】
また、√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）と√（ａｐ１2＋ｂｐ１2）とが略同じであるときには、主波Ａ１の近傍において前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３が存在しないこと、又は主波Ａ１の近傍において前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３の大きさが略同じであることを意味する。その場合、前方等化器２１の第１の誤差信号ｆｆ＿ｅと後方等化器２３の第２の誤差信号ｆｂ＿ｅとは、信頼度が略同じである。したがって、コントロール回路８０１は、第１のゲインＦＦｇと第２のゲインＦＢｇとを略同じ値にする。これにより、タイミング再生部２０は、高精度のタップ係数ａ０〜ａ４を演算することができる。
【００５６】
図１１は、本実施形態によるコントロール回路８０１（図８）の構成例を示す図である。乗算器１１０１は、前方等化器２１の第１の同相タップ係数ａｍ１の２乗値ａｍ１2を出力する。乗算器１１０２は、前方等化器２１の第１の直交タップ係数ｂｍ１の２乗値ｂｍ１2を出力する。加算器１１０３は、乗算器１１０１及び１１０２の出力値を加算し、値ａｍ１2＋ｂｍ１2を出力する。値ａｍ１2＋ｂｍ１2は、図１０（Ａ）及び（Ｂ）のベクトルの大きさ√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）に対応する。移動平均部１１０４は、加算器１１０３の出力値に対して移動平均（平滑化）を行って出力する。
【００５７】
乗算器１１１１は、後方等化器２３の第１の同相タップ係数ａｐ１の２乗値ａｐ１2を出力する。乗算器１１１２は、後方等化器２３の第１の直交タップ係数ｂｐ１の２乗値ｂｐ１2を出力する。加算器１１１３は、乗算器１１１１及び１１１２の出力値を加算し、値ａｐ１2＋ｂｐ１2を出力する。値ａｐ１2＋ｂｐ１2は、図１０（Ａ）及び（Ｂ）のベクトルの大きさ√（ａｐ１2＋ｂｐ１2）に対応する。移動平均部１１１４は、加算器１１１３の出力値に対して移動平均（平滑化）を行って出力する。減算器１１２１は、移動平均部１１０４の出力値から移動平均部１１１４の出力値を減算し、Ｃ値を出力する。
【００５８】
変換テーブル１１２２は、Ｃ値に対応する第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇの変換テーブルを有し、加算器１１２１により出力されるＣ値を基に、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを出力する。Ｃ値が正の値を取った場合、前方干渉波Ａ２は後方干渉波Ａ３より大きいことを意味し、Ｃ値が負の値を取った場合、後方干渉波Ａ３は前方干渉波Ａ２より大きいことを意味する。すなわち、Ｃ値が正の値を取った場合、前方干渉波Ａ２が後方干渉波Ａ３より大きいため前方等化器２１からの第１の誤差信号ｆｆ＿ｅの信頼度は低いと判断し、第１のゲインＦＦｇは、「１．００」より小さい値を取り、第２のゲインＦＢｇは、「１．００」より大きな値をとる。逆に、Ｃ値が負の値を取った場合、後方干渉波Ａ３が前方干渉波Ａ２より大きいため後方等化器２３からの第２の誤差信号ｆｂ＿ｅの信頼度は低いと判断し、第１のゲインＦＦｇは、「１．００」より大きい値を取り、第２のゲインＦＢｇは、「１．００」より小さい値をとる。また、Ｃ値が−１０以上かつ＋１０以下であるときには、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを「１．００」の同じ値にする。また、同じＣ値に対して、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇの乗算値ＦＦｇ×ＦＢｇを略一定値（例えば、「１．００））としているのは、図８の位相比較部７０１の出力値が干渉波Ａ２，Ａ３によらず略一定となるようにすることで、タイミングリカバリループの安定化を図るためである。
【００５９】
コントロール回路８０１は、前方等化器２１のタップ係数ａｍ１，ｂｍ１及び後方等化器２３のタップ係数ａｐ１，ｂｐ１をモニタしながら、リアルタイムで動作しているため、干渉波の位置が主波Ａ１に対して前方方向から後方方向（あるいはその逆）に移動した場合も、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇは、それに伴って変化する。
【００６０】
図１２は、他の実施形態によるコントロール回路８０１（図８）の構成例を示す図である。図１２のコントロール回路８０１は、図１１のコントロール回路８０１に対して、乗算器１２０１，１２０２，１２１１，１２１２、加算器１２０３，１２１３、移動平均部１２０４，１２１４及び加算器１２０５，１２１５を追加したものである。以下、図１２の回路が図１１の回路と異なる点を説明する。
【００６１】
乗算器１２０１は、前方等化器２１の第２の同相タップ係数ａｍ２の２乗値ａｍ２2を出力する。乗算器１２０２は、前方等化器２１の第２の直交タップ係数ｂｍ２の２乗値ｂｍ２2を出力する。加算器１２０３は、乗算器１２０１及び１２０２の出力値を加算し、値ａｍ２2＋ｂｍ２2を出力する。移動平均部１２０４は、加算器１２０３の出力値に対して移動平均（平滑化）を行って出力する。加算器１２０５は、移動平均部１１０４及び１２０４の出力値を加算して出力する。
【００６２】
乗算器１２１１は、後方等化器２３の第２の同相タップ係数ａｐ２の２乗値ａｐ２2を出力する。乗算器１２１２は、後方等化器２３の第２の直交タップ係数ｂｐ２の２乗値ｂｐ２2を出力する。加算器１２１３は、乗算器１２１１及び１２１２の出力値を加算し、値ａｐ２2＋ｂｐ２2を出力する。移動平均部１２１４は、加算器１２１３の出力値に対して移動平均（平滑化）を行って出力する。加算器１２１５は、移動平均部１１１４及び１２１４の出力値を加算して出力する。減算器１１２１は、加算器１２０５の出力値から加算器１２１５の出力値を減算し、Ｃ値を出力する。変換テーブル１１２２は、減算器１１２１により出力されるＣ値を基に、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを出力する。
【００６３】
図１２の回路は、図１１の回路に対して、前方等化器２１の第２の同相タップ係数ａｍ２及び第２の直交タップ係数ｂｍ２、並びに後方等化器２３の第２の同相タップ係数ａｐ２及び第２の直交タップ係数ｂｐ２が追加で入力されている点が異なる。これらのタップ係数ａｍ２，ｂｍ２，ａｐ２，ｂｐ２は、センタータップ（タップ係数ａ０）に２番目に近いタップ係数である。図１２の回路は、図１１の回路に対して、より多くのタップ係数を用いることにより、前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３の大きさをより正確に特定することができ、高精度の第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを設定することができる。
【００６４】
以上のように、コントロール回路８０１は、前方干渉波Ａ２が後方干渉波Ａ３より大きいときには第１のゲインＦＦｇを第２のゲインＦＢｇより小さくし、後方干渉波Ａ３が前方干渉波Ａ２より大きいときには第２のゲインＦＢｇを第１のゲインＦＦｇより小さくする。
【００６５】
また、コントロール回路８０１は、図５に示すように、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４、前方等化器２１の直交ＦＩＲフィルタ６０２，６０３、後方等化器２３の同相ＩＩＲフィルタ演算部６１１，６１４及び後方等化器２３の直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２，６１３のタップ係数を基に第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを生成する。
【００６６】
また、コントロール回路８０１は、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４の同相タップ係数ａｍ１等及び前方等化器２１の直交ＦＩＲフィルタ６０２，６０３の直交タップ係数ｂｍ１等のベクトルの大きさが、後方等化器２３の同相ＩＩＲフィルタ演算部６１１，６１４の同相タップ係数ａｐ１等及び後方等化器２３の直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２，６１３の直交タップ係数ｂｐ１等のベクトルの大きさより大きいときには、第１のゲインＦＦｇを第２のゲインＦＢｇより小さくする。
【００６７】
これに対し、コントロール回路８０１は、後方等化器２３の同相ＩＩＲフイルタ演算部６１１，６１４の同相タップ係数ａｐ１等及び後方等化器２３の直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２，６１３の直交タップ係数ｂｐ１等のベクトルの大きさが、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４の同相タップ係数ａｍ１等及び前方等化器２１の直交ＦＩＲフィルタ６０２，６０３の直交タップ係数ｂｍ１等のベクトルの大きさより大きいときには、第２のゲインＦＢｇを第１のゲインＦＦｇより小さくする。
【００６８】
図１１では、コントロール回路８０１は、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４のセンタータップ（タップ係数ａ０）に、時間的に１番目に近い第１の同相タップ係数ａｍ１及び第１の直交タップ係数ｂｍ１のベクトルの大きさと、後方等化器２３の第１の同相タップ係数ａｐ１及び第１の直交タップ係数ｂｐ１のベクトルの大きさとを比較し、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを生成する。
【００６９】
図１２では、コントロール回路８０１は、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４のセンタータップ（タップ係数ａ０）に、時間的に１番目に近い第１の同相タップ係数ａｍ１及び第１の直交タップ係数ｂｍ１のベクトルの大きさと、後方等化器２３の第１の同相タップ係数ａｐ１及び第１の直交タップ係数ｂｐ１のベクトルの大きさと、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４のセンタータップ（タップ係数ａ０）に、時間的に２番目に近い第２の同相タップ係数ａｍ２及び第２の直交タップ係数ｂｍ２のベクトルの大きさと、後方等化器２３の第２の同相タップ係数ａｐ２及び第２の直交タップ係数ｂｐ２のベクトルの大きさを基に、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを生成する。
【００７０】
上記実施形態によれば、前方等化器２１の第１の誤差信号ｆｆ＿ｅ及び後方等化器２３の第２の誤差信号ｆｂ＿ｅの信頼度に応じて、第１のＦＩＲフィルタのタップ係数ａ０〜ａ４を演算するので、主波Ａ１の近傍の干渉波Ａ２，Ａ３に対して、Ｄ／Ｕ比が数ｄＢ改善した効果が得られていることがＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）により確認できた。ここで、Ｄ／Ｕ比は、主波Ａ１の電力短区間平均値Ｄと干渉波Ａ２，Ａ３の電力短区間平均値Ｕとの比を示す。
【００７１】
前方等化器２１のＦＩＲフィルタ６０１〜６０４のタップ係数及び後方等化器２３のＩＩＲフィルタ演算部６１１〜６１４のタップ係数を用いて、補間器（ＦＩＲフィルタ）１４及び１８のタップ係数ａ０〜ａ４を生成することにより、干渉波Ａ２，Ａ３による精度の悪化を防止することができる。
【００７２】
なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【符号の説明】
【００７３】
１０ アナログ／デジタル変換器
１１ 自動ゲインコントローラ
１２，１６ 乗算器
１３，１７ ローパスフィルタ
１４，１８ 補間器
１５，１９ ルートナイキストフィルタ
２０ タイミング再生部
２１ 前方等化器
２２ バタフライ演算器
２３ 後方等化器
２４ キャリア再生部
２５ 識別、誤差信号生成部
２６ 第１のタップ係数演算部
２７ 第２のタップ係数演算部
２８ 可変ゲイン増幅器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シンボルタイミングリカバリ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
受信装置は、受信信号からシンボルタイミングを再生するためのシンボルタイミングリカバリ回路を有し、受信信号を再生する。受信信号の位相を制御してクロックに同期させる形式のシンボルタイミングリカバリ回路が知られている（例えば、特許文献１及び２参照）。
【０００３】
また、トランスバーサルフィルタからなる前方等化器および後方等化器を有する等化器において、予備等化器と等化器制御回路を有する等化器が知られている（例えば、特許文献３参照）。
【０００４】
また、推定したチャネル係数を用い、受信信号から送信信号を推定するビタビ型等化器であって、受信信号の時間軸に沿って等化を行う前方等化と時間軸の逆方向に等化を行う後方等化を行う双方向ビタビ型等化器が知られている（例えば、特許文献４参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−１０１６５９号公報
【特許文献２】特開２００９−３３３００号公報
【特許文献３】特開２０１０−１６１６４０号公報
【特許文献４】特開２００１−２５１２２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、干渉波による精度の悪化を防止することができるシンボルタイミングリカバリ回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
シンボルタイミングリカバリ回路は、第１の有限インパルス応答フィルタを用いて入力デジタル信号のゼロクロス点及び／又はデータ識別点の補間データを生成する補間器と、第２の有限インパルス応答フィルタを用いて前記補間器により生成された補間データを基に前記入力デジタル信号から前方干渉波を除去し、その除去した信号、第１の識別信号及び第１の誤差信号を出力する前方等化器と、第１の無限インパルス応答フィルタを用いて前記補間器により生成された補間データを基に前記入力デジタル信号から後方干渉波を除去し、その除去した信号、第２の識別信号及び第２の誤差信号を出力する後方等化器と、前記補間器により生成された補間データと前記前方等化器及び前記後方等化器により前記前方干渉波及び前記後方干渉波が除去された信号とを基に前記第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を演算する第１のタップ係数演算部と、前記補間器により生成された補間データと前記前方等化器及び前記後方等化器により前記前方干渉波及び前記後方干渉波が除去された信号とを基に前記第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数を演算する第２のタップ係数演算部と、前記第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数、前記第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数、前記第１の識別信号、前記第１の誤差信号、前記第２の識別信号及び前記第２の誤差信号を基に前記第１の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を生成するタイミング再生部とを有する。
【発明の効果】
【０００８】
第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数及び第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数を用いて、第１の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を生成することにより、干渉波による精度の悪化を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１（Ａ）は実施形態によるシンボルタイミングリカバリ回路を有するＱＡＭ復調器の構成例を示す図であり、図１（Ｂ）は中間周波数信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図２】シンボルタイミングリカバリ回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図３】図１（Ａ）の補間器の構成例を示す図である。
【図４】補間器の動作を説明するための図である。
【図５】図１（Ａ）の前方等化器及び後方等化器の構成例を示す図である。
【図６】図１（Ａ）のタイミング再生部の構成例を示す図である。
【図７】図７（Ａ）〜（Ｄ）は第１の位相比較部の動作を説明するための図である。
【図８】本実施形態によるタイミング再生部の構成例を示す図である。
【図９】図９（Ａ）は前方等化器及び後方等化器のタップ係数を示す図であり、図９（Ｂ）は同相タップ係数及び直交タップ係数のベクトルの大きさを示す図である。
【図１０】図１０（Ａ）及び（Ｂ）は図８のコントロール回路の動作を説明するための図である。
【図１１】本実施形態によるコントロール回路の構成例を示す図である。
【図１２】他の実施形態によるコントロール回路の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図１（Ａ）は実施形態によるシンボルタイミングリカバリ回路を有するＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）復調器（受信装置）の構成例を示す図であり、図１（Ｂ）は中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）信号ＩＮの周波数スペクトルを示す図である。ＱＡＭは、互いに独立な２つの搬送波（同相搬送波及び直交搬送波）の振幅及び位相を調整することによりデータを伝達する変調方式である。例えばＱＡＭ復調器は、ＬＳＩ上にハードウェアとして実現される。ＱＡＭ変調されたＩＦ信号ＩＮは、図１（Ｂ）に示すように、帯域伝送された信号であり、ある帯域内で台形の形状を有するスペクトルを持つものである。可変ゲイン増幅器２８は、ＩＦ信号ＩＮを所定のゲインで増幅して出力する。アナログ／デジタル変換器１０は、可変ゲイン増幅器２８の出力信号をアナログからデジタルに変換して出力する。自動ゲインコントローラ１１は、アナログ／デジタル変換器１０の出力信号のパワーが所望の値より大きいか否かを判定し、可変ゲイン増幅器２８のゲインを制御する。乗算器１２は、アナログ／デジタル変換器１０の出力信号に対して信号Ｃｏｓ（ωｔ）を乗算し、同相（Ｉ）チャネル信号を出力する。乗算器１６は、アナログ／デジタル変換器１０の出力信号に対して信号Ｓｉｎ（ωｔ）を乗算し、直交（Ｑ）チャネル信号を出力する。すなわち、アナログ／デジタル変換器１０の出力信号は、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号に分離される。ここで、角周波数ωに対応する周波数として、図１（Ｂ）のＩＦ信号スペクトルの台形の中心周波数ｆｃが用いられる。すなわち、ω＝２×π×ｆｃで表される。ローパスフィルタ１３は、乗算器１２の出力Ｉチャネル信号の高周波数の成分をカットし、Ｉチャネル信号Ｉ１を出力する。ローパスフィルタ１７は、乗算器１６の出力Ｑチャネル信号の高周波数の成分をカットし、Ｑチャネル信号Ｑ１を出力する。補間器１４は、有限インパルス応答（Finite Impulse Response：ＦＩＲ）フィルタを有し、タップ係数ａ０〜ａ４を基にＩチャネル信号Ｉ１を補間してＩチャネル信号Ｉ２を出力し、シンボルタイミングを再生する。補間器１８は、ＦＩＲフィルタを有し、タップ係数ａ０〜ａ４を基にＱチャネル信号Ｑ１を補間してＱチャネル信号Ｑ２を出力し、シンボルタイミングを再生する。
【００１１】
図２は、シンボルタイミングリカバリ回路の動作を説明するためのタイムチャートである。アナログ／デジタル変換器１０のサンプリング周波数は、入力信号ＩＮのシンボルレートの周波数の２倍よりも高い。図２の例では、アナログ／デジタル変換器１０によりサンプリングデジタルデータＳ１〜Ｓ１４が得られている。図２において、白丸印はサンプリング点を示し、黒丸印は入力信号ＩＮのゼロクロス点及びデータ識別点を示している。
【００１２】
図３は、図１（Ａ）の補間器１４の構成例を示す図である。図１（Ａ）の補間器１８も補間器１４と同様の構成を有する。補間器１４は、例えば、４個の遅延器（フリップフロップ）２０１〜２０４、５個の乗算器２１１〜２１５、及び加算器２２１を有する５タップの第１のＦＩＲフィルタを備える。遅延器２０１は、Ｉチャネル信号Ｉ１を遅延して出力する。遅延器２０２は、遅延器２０１の出力信号を遅延して出力する。遅延器２０３は、遅延器２０２の出力信号を遅延して出力する。遅延器２０４は、遅延器２０３の出力信号を遅延して出力する。乗算器２１１は、Ｉチャネル信号Ｉ１及びタップ係数ａ０を乗算して出力する。乗算器２１２は、遅延器２０１の出力信号及びタップ係数ａ１を乗算して出力する。乗算器２１３は、遅延器２０２の出力信号及びタップ係数ａ２を乗算して出力する。乗算器２１４は、遅延器２０３の出力信号及びタップ係数ａ３を乗算して出力する。乗算器２１５は、遅延器２０４の出力信号及びタップ係数ａ４を乗算して出力する。加算器２２１は、乗算器２１１〜２１５の出力信号を加算し、Ｉチャネル信号Ｉ２を出力する。
【００１３】
補間器１４は、第１のＦＩＲフィルタを用いて、入力デジタル信号Ｉ１のサンプリングデータＳ１〜Ｓ１４を用いて補間処理することにより、入力デジタル信号Ｉ１のゼロクロス点Ｋ２，Ｋ４及びデータ識別点Ｋ１，Ｋ３の補間データを生成する。なお、補間器１４は、補間処理によって入力デジタル信号Ｉ１のデータ識別点Ｋ１，Ｋ３及びゼロクロス点Ｋ２，Ｋ４の補間データを生成する場合に限定されず、データ識別点Ｋ１，Ｋ３又はゼロクロス点Ｋ２，Ｋ４のうちの一方（例えば、データ識別点Ｋ１，Ｋ３のみ）の補間データを生成するようにしてもよい。
【００１４】
図４は、補間器（ＦＩＲフィルタ）１４の動作を説明するための図である。以下、補間器１４を例に説明するが、補間器１８も同様である。図４に示す特性４０１は、カットオフ周波数が「２×ｆs 」であるローパスフィルタのインパルス応答に相当する。ここで、周波数ｆｓは、入力信号ＩＮのシンボルレートの周波数である。時間Ｔは、補間器（ＦＩＲフィルタ）１４が備える各遅延器２０１〜２０４の遅延量に相当する。なお、時間Ｔは、アナログ／デジタル変換器１０のサンプリング周波数の１周期（すなわち、２π）に相当する。
【００１５】
補間器１４は、５個のタップ係数ａ０〜ａ４に基づいて、入力信号Ｉ１の位相を調整する。ここで、タップ係数ａ０〜ａ４は、後述する図８のタイミング再生部２０内のタップ係数演算部７０４により位相信号θに応じて決定される。例えば、参照番号４０２で示すように、位相信号θが「ゼロ」であれば、タップ係数ａ２以外のインパルス応答はゼロとなる。この場合、補間器１４は、遅延時間が２Ｔの遅延器として動作する。また、参照番号４０３で示すように、位相信号θが「＋π／２」であるときは、対応する５個のタップ係数ａ０〜ａ４が与えられ、補間器１４における遅延時間は「２Ｔ＋Ｔ／４」となる。この場合、入力信号Ｉ１の位相は、補間器１４を通過することにより、「Ｔ／４（すなわち、π／２）」だけ遅れることになる。一方、参照番号４０４で示すように、位相信号θが「−π／２」であれば、対応する５個のタップ係数ａ０〜ａ４が与えられ、補間器１４における遅延時間は「２Ｔ−Ｔ／４」となる。この場合、入力信号Ｉ１の位相は、補間器１４を通過することにより、「Ｔ／４（すなわち、π／２）」だけ進むことになる。同様に、参照番号４０５で示すように、位相信号θが「−π」であれば、対応する５個のタップ係数ａ０〜ａ４が与えられ、入力信号Ｉ１の位相は、補間器１４を通過することにより、「π」だけ進むことになる。このように、補間器１４は、入力信号Ｉ１の位相を調整することができる。
【００１６】
例えば、図２において、サンプリングデータＳ１の位相は、データ識別点Ｋ１に対して３π／５だけ遅れている。この場合、補間器１４には、入力信号Ｉ１の位相を３π／５だけ進めるためのタップ係数ａ０〜ａ４が与えられる。そうすると、補間器１４は、データ識別点Ｋ１における値を出力する。サンプリングデータＳ２の位相は、ゼロクロス点Ｋ２に対して４π／５だけ遅れている。この場合、補間器１４には、入力信号Ｉ１の位相を４π／５だけ進めるためのタップ係数ａ０〜ａ４が与えられる。そうすると、補間器１４は、ゼロクロス点Ｋ２における値を出力する。サンプリングデータＳ３の位相は、データ識別点Ｋ３に対してπだけ遅れている。この場合、補間器１４には、入力信号Ｉ１の位相をπだけ進めるためのタップ係数ａ０〜ａ４が与えられる。そうすると、補間器１４は、データ識別点Ｋ３における値を出力する。このように、補間器１４は、サンプリングデータを用いて補間処理を行うことにより、入力信号Ｉ１のデータ識別点Ｋ１，Ｋ３及びゼロクロス点Ｋ２，Ｋ４における値を出力する。
【００１７】
図１（Ａ）において、ルートナイキストフィルタ１５は、補間器１４の出力信号Ｉ２をフィルタリングし、Ｉチャネル信号Ｉ３を出力する。ルートナイキストフィルタ１９は、補間器１８の出力信号Ｑ２をフィルタリングし、Ｑチャネル信号Ｑ３を出力する。ルートナイキストフィルタ１５及び１９は、送信装置にも備えられており、送信装置と受信装置とでナイキストフィルタとしての帯域制限を行うものである。
【００１８】
マルチパスでは、図１０（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、送信装置から送信された信号が障害物によって反射・回折し、受信装置が複数の経路（パス）から同じ信号を遅延量が異なる主波（希望波）Ａ１、前方干渉波（先行波）Ａ２及び／又は後方干渉波（遅延波）Ａ３として受信してしまう。主波Ａ１は、マルチパスの中で最も電力が大きいパスの信号波である。前方干渉波Ａ２は、主波Ａ１に対して所定の遅延量進んでいるパスの干渉波である。後方干渉波Ａ３は、主波Ａ１に対して所定の遅延量遅れているパスの干渉波である。
【００１９】
前方等化器２１は、複素ＦＩＲフィルタで構成され、図１０（Ａ）に示すように主波Ａ１の前側に前方干渉波Ａ２が存在する時、前方干渉波Ａ２を除去して出力する。前方等化器２１は、主に、ノンミニマムフェーズ時（前ゴースト時）の前方干渉波Ａ２を除去する。バタフライ演算器２２は、前方等化器２１の出力信号を入力し、キャリア周波数の誤差を補正し、キャリア再生を行うものである。キャリア再生部２４は、復調後のＩチャネル信号ＯＵＴｉ及びＱチャネル信号ＯＵＴｑによるコンスタレーションの回転を基にキャリア周波数のずれを検出し、コンスタレーションの回転を止める方向にバタフライ演算器２２を制御する。後方等化器２３は、複素ＩＩＲ（Infinite Impulse Response：無限インパルス応答）フィルタで構成され、図１０（Ｂ）に示すように主波Ａ１の後ろ側に後方干渉波Ａ３が存在する時、後方干渉波Ａ３を除去し、復調後のＩチャネル信号ＯＵＴｉ及びＱチャネル信号ＯＵＴｑを出力する。後方等化器２３は、主に、ミニマムフェーズ時（後ゴースト時）の後方干渉波Ａ３を除去する。識別、誤差信号生成部２５は、前方等化器２１の入力信号Ｉ３，Ｑ３及び後方等化器２３の出力信号ＯＵＴｉ，ＯＵＴｑを基に識別信号及び誤差信号を生成してタップ係数演算部２６及び２７に出力する。第１のタップ係数演算部２６は、前方干渉波Ａ２を除去するため、上記の識別信号及び誤差信号を基にタップ係数を生成し、前方等化器２１に出力する。前方等化器２１は、そのタップ係数を基に、複素ＦＩＲフィルタを用いて前方干渉波Ａ２を除去する。第２のタップ係数演算部２７は、後方干渉波Ａ３を除去するため、上記の識別信号及び誤差信号を基にタップ係数を生成し、後方等化器２３に出力する。後方等化器２１は、そのタップ係数を基に、複素ＩＩＲフィルタを用いて後方干渉波Ａ３を除去する。
【００２０】
タイミング再生部２０は、前方等化器２１から第１の識別信号ｆｆ＿ｄ及び第１の誤差信号ｆｆ＿ｅを入力し、後方等化器２３から第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅを入力し、第１のタップ係数演算部２６から第１の同相タップ係数ａｍ１及び第１の直交タップ係数ｂｍ１を入力し、第２のタップ係数演算部２７から第１の同相タップ係数ａｐ１及び第１の直交タップ係数ｂｐ１を入力し、同じタップ係数ａ０〜ａ４を補間器１４及び１８に出力する。
【００２１】
図５は、図１（Ａ）の前方等化器２１及び後方等化器２３の構成例を示す図である。前方等化器２１は、遅延器６０５、同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４、直交ＦＩＲフィルタ６０２，６０３、減算器６０６，６０８及び加算器６０７を有する複素ＦＩＲフィルタを備える。遅延器６０５は、Ｉチャネル信号Ｉ３に対して、同相ＦＩＲフィルタ６０１の遅延量と同じ遅延量遅延し、第１の識別信号ｆｆ＿ｄを出力する。
【００２２】
同相ＦＩＲフィルタ６０１は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様の構成を有し、第１のタップ係数演算部２６から入力した同相タップ係数ａ０，ａｍ１〜ａｍｎを基に、Ｉチャネル信号Ｉ３の実部をフィルタリングし、補正後の同相成分信号を出力する。直交ＦＩＲフィルタ６０３は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様の構成を有し、第１のタップ係数演算部２６から入力した直交タップ係数ｂｍ１〜ｂｍｎを基に、Ｉチャネル信号Ｉ３の虚部をフィルタリングし、補正後の直交成分信号を出力する。
【００２３】
同相ＦＩＲフィルタ６０４は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様の構成を有し、第１のタップ係数演算部２６から入力した同相タップ係数ａ０，ａｍ１〜ａｍｎを基に、Ｑチャネル信号Ｑ３の実部をフィルタリングし、補正後の同相成分信号を出力する。直交ＦＩＲフィルタ６０２は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様の構成を有し、第１のタップ係数演算部２６から入力した直交タップ係数ｂｍ１〜ｂｍｎを基に、Ｑチャネル信号Ｑ３の虚部をフィルタリングし、補正後の直交成分信号を出力する。
【００２４】
加算器６０７は、同相ＦＩＲフィルタ６０１により出力される補正後の同相成分信号及び直交ＦＩＲフィルタ６０２により出力される補正後の直交成分信号を加算し、前方干渉波Ａ２が除去されたＩチャネル信号を出力する。減算器６０８は、同相ＦＩＲフィルタ６０４により出力される補正後の同相成分信号から直交ＦＩＲフィルタ６０３により出力される補正後の直交成分信号を減算し、前方干渉波Ａ２が除去されたＱチャネル信号を出力する。減算器６０６は、同相ＦＩＲフィルタ６０１により出力される補正後の同相成分信号から第１の識別信号ｆｆ＿ｄを減算し、第１の誤差信号（同相成分）ｆｆ＿ｅを出力する。第１の誤差信号ｆｆ＿ｅは、時間軸方向の誤差情報である。
【００２５】
バタフライ演算器２２は、加算器６０７により出力されるＩチャネル信号及び減算器６０８により出力されるＱチャネル信号を入力し、バタフライ演算を行い、コンスタレーションの回転を止めるためにキャリア周波数の誤差を補正し、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号を出力する。
【００２６】
後方等化器２３は、同相ＩＩＲフィルタ演算部６１１，６１４、直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２，６１３、加算器６１５、減算器６１６及び識別器６１７，６１８を有する複素ＩＩＲフィルタを備える。
【００２７】
同相ＩＩＲフィルタ演算部６１１は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様のハードウェア構成を有し、第２のタップ係数演算部２７から入力した同相タップ係数ａｐ１〜ａｐｎを基に、識別器６１７により出力されるＩチャネル信号の実部をフィルタリングし、第２の誤差信号（同相成分）ｆｂ＿ｅを出力する。第２の誤差信号ｆｂ＿ｅは、時間軸方向の誤差情報である。また、第２の識別信号ｆｂ＿ｄは、バラフライ演算器２２により出力されるＩチャネル信号と同じ信号である。直交ＩＩＲフィルタ演算部６１３は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様のハードウェア構成を有し、第２のタップ係数演算部２７から入力した直交タップ係数ｂｐ１〜ｂｐｎを基に、識別器６１７により出力されるＩチャネル信号の虚部をフィルタリングし、直交成分の誤差信号を出力する。
【００２８】
同相ＩＩＲフィルタ演算部６１４は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様のハードウェア構成を有し、第２のタップ係数演算部２７から入力した同相タップ係数ａｐ１〜ａｐｎを基に、識別器６１８により出力されるＱチャネル信号の実部をフィルタリングし、同相成分の誤差信号を出力する。直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２は、図３の補間器（ＦＩＲフィルタ）１４と同様のハードウェア構成を有し、第２のタップ係数演算部２７から入力した直交タップ係数ｂｐ１〜ｂｐｎを基に、識別器６１８により出力されるＱチャネル信号の虚部をフィルタリングし、直交成分の誤差信号を出力する。
【００２９】
加算器６１５は、バタフライ演算器２２により出力されるＩチャネル信号、第２の誤差信号ｆｂ＿ｅ及び直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２により出力される直交成分を加算し、後方干渉波Ａ３が除去されたＩチャネル信号ＯＵＴｉを出力する。Ｉチャネル信号ＯＵＴｉは、前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３が除去された主波Ａ１のＩチャネル信号である。識別器６１７は、加算器６１５の出力信号ＯＵＴｉを識別し、識別したＩチャネル信号を出力する。
【００３０】
減算器６１６は、バタフライ演算器２２により出力されるＱチャネル信号及び同相ＩＩＲフィルタ演算部６１４により出力される同相成分を加算し、その加算した信号から直交ＩＩＲフィルタ演算部６１３により出力される直交成分を減算し、後方干渉波Ａ３が除去されたＱチャネル信号ＯＵＴｑを出力する。Ｑチャネル信号ＯＵＴｑは、前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３が除去された主波Ａ１のＱチャネル信号である。識別器６１８は、減算器６１６の出力信号ＯＵＴｑを識別し、識別したＱチャネル信号を出力する。
【００３１】
なお、前方等化器２１を前段に設け、後方等化器２３を後段に設ける場合を例に説明したが、後方等化器２３を前段に設け、前方等化器２１を後段に設けるようにしてもよい。
【００３２】
以上のように、前方等化器２１は、第２のＦＩＲフィルタ６０１〜６０４を用いて補間器１４，１８により生成された補間データを基に入力デジタル信号から前方干渉波Ａ２を除去し、その除去した信号、第１の識別信号ｆｆ＿ｄ及び第１の誤差信号ｆｆ＿ｅを出力する。第１の識別信号ｆｆ＿ｄは、前方干渉波Ａ２の除去前の信号である。第１の誤差信号ｆｆ＿ｅは、前方干渉波Ａ２の除去前の信号と前方干渉波Ａ２の除去後の信号との差分の信号である。第１のタップ係数演算部２６（図１（Ａ））は、補間器１４，１８により生成された補間データＩ３，Ｑ３と前方等化器２１及び後方等化器２３により前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３が除去された信号ＯＵＴｉ，ＯＵＴｑとを基に第２のＦＩＲフィルタ６０１〜６０４のタップ係数ａ０，ａｍ１〜ａｍｎ，ｂｍ１〜ｂｍｎを演算する。
【００３３】
後方等化器２３は、ＩＩＲフィルタ演算部６１１〜６１４を用いて補間器１４，１８により生成された補間データを基に入力デジタル信号から後方干渉波Ａ３を除去し、その除去した信号、第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅを出力する。第２の識別信号ｆｂ＿ｄは、後方干渉波Ａ３の除去前の信号である。第２の誤差信号ｆｂ＿ｅは、後方干渉波Ａ３の除去前の信号と後方干渉波Ａ３の除去後の信号との差分の信号である。第２のタップ係数演算部２７（図１（Ａ））は、補間器１４，１８により生成された補間データＩ３，Ｑ３と前方等化器２１及び後方等化器２３により前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３が除去された信号ＯＵＴｉ，ＯＵＴｑとを基にＩＩＲフィルタ演算部６１１〜６１４のタップ係数ａｐ１〜ａｐｎ，ｂｐ１〜ｂｐｎを演算する。
【００３４】
図６は、第１の識別信号ｆｆ＿ｄ、第１の誤差信号ｆｆ＿ｅ、第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅのみを用いて補間器１４、１８に入力されるタップ係数ａ０〜ａ４を生成するタイミング再生部２０（図１（Ａ））の構成例を示す図である。第１の識別信号ｆｆ＿ｄ、第１の誤差信号ｆｆ＿ｅは、図５の前方等化器２１から入力される信号である。第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅは、図５の後方等化器２３から入力される信号である。タイミング再生部２０は、位相比較部７０１、ループフィルタ７０２、数値制御発振器（Numerically Controlled Oscillator：ＮＣＯ）７０３及び第３のタップ係数演算部７０４を有する。数値制御発振器７０３は、位相信号θを出力する。第３のタップ係数演算部７０４は、位相信号θを基にタップ係数ａ０〜ａ４を演算する。位相比較部７０１は、第１の位相比較部７３１、第２の位相比較部７３２及び加算器７２７を有する。第１の位相比較部７３１は、遅延器７１１〜７１３、比較器７１４、乗算器７１５及びフリップフロップ７１６を有する。第２の位相比較部７３２は、遅延器７２１〜７２３、比較器７２４、乗算器７２５及びフリップフロップ７２６を有する。
【００３５】
図７（Ａ）〜（Ｄ）は、第１の位相比較部７３１の動作を説明するための図である。図７（Ａ）及び（Ｂ）は入力データ５０２が理想サンプリング点５０２に対して進んでいる場合を示し、図７（Ａ）は入力データ５０２が単調減少している場合を示し、図７（Ｂ）は入力データ５０２が単調増加している場合を示す。図７（Ｃ）及び（Ｄ）は入力データ５０２が理想サンプリング点５０２に対して遅れている場合を示し、図７（Ｃ）は入力データ５０２が単調減少している場合を示し、図７（Ｄ）は入力データ５０２が単調増加している場合を示す。入力データ５０２は、第１の識別信号ｆｆ＿ｄに対応する。
【００３６】
第１の位相比較部７３１は、第１の識別信号ｆｆ＿ｄの位相誤差を検出する。遅延器７１１は、第１の識別信号ｆｆ＿ｄのデータＣを遅延し、データＢを出力する。遅延器７１２は、遅延器７１１の出力データＢを遅延し、データＡを出力する。ここで、データＢを現在のデータとすると、データＣは未来のデータ、データＡは過去のデータである。
【００３７】
比較器７１４は、データＡ，Ｂ，Ｃの値を比較した結果、Ｃ＞Ｂ＞Ａの場合には単調増加であると判断して「−１」を出力し、Ｃ＜Ｂ＜Ａの場合には単調減少であると判断して「＋１」を出力し、それ以外の場合には「０」を出力する。
【００３８】
遅延器７１３は、タイミング調整のため、第１の誤差信号ｆｆ＿ｅを遅延して出力する。これにより、比較器７１４の出力データと遅延器７１３の出力データとが同一時刻に調整される。乗算器７１５は、比較器７１４の出力データと遅延器７１３の出力データとを乗算する。フリップフロップ７１６は、比較器７１４の出力データが「−１」又は「＋１」のときには乗算器７１５の出力データをラッチして出力し、比較器７１４の出力データが「０」のときには現在保持している前回と同じデータを出力する。第１の位相比較部７３１は、第１の識別信号ｆｆ＿ｅの時間遷移に応じて第１の誤差信号ｆｆ＿ｅに正負符号を付与する。
【００３９】
このように、入力データ５０２の位相が理想サンプリング点５０１に対して進んでいれば、第１の位相比較部７３１は、位相誤差として正の値を出力する。一方、入力データ５０２の位相が理想サンプリング点５０１に対して遅れていれば、第１の位相比較部７３１は、位相誤差として負の値を出力する。
【００４０】
次に、第２の位相比較部７３２について説明する。第２の位相比較部７３２は、第１の位相比較部７３１と同様に、第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅを入力し、位相誤差を出力する。遅延器７２１は、第２の識別信号ｆｂ＿ｄのデータＣを遅延し、データＢを出力する。遅延器７２２は、遅延器７２１の出力データＢを遅延し、データＡを出力する。ここで、データＢを現在のデータとすると、データＣは未来のデータ、データＡは過去のデータである。比較器７２４は、データＡ，Ｂ，Ｃの比較の結果、Ｃ＞Ｂ＞Ａの場合には単調増加であると判断して「−１」を出力し、Ｃ＜Ｂ＜Ａの場合には単調減少であると判断して「＋１」を出力し、それ以外の場合には「０」を出力する。遅延器７２３は、タイミング調整のため、第２の誤差信号ｆｂ＿ｅを遅延して出力する。これにより、比較器７２４の出力データと遅延器７２３の出力データとが同一時刻に調整される。乗算器７２５は、比較器７２４の出力データと遅延器７２３の出力データとを乗算する。フリップフロップ７２６は、比較器７２４の出力データが「−１」又は「＋１」のときには乗算器７２５の出力データをラッチして出力し、比較器７２４の出力データが「０」のときには現在保持している前回と同じデータを出力する。第２の位相比較部７３２は、第２の識別信号ｆｂ＿ｄの時間遷移に応じて第２の誤差信号ｆｂ＿ｅに正負符号を付与する。
【００４１】
加算器７２７は、フリップフロップ７１６及び７２６が出力する位相誤差データを加算して出力する。
【００４２】
ループフィルタ７０２は、加算器７２７から出力される位相誤差データを平滑化（又は平均化）する。すなわち、ループフィルタ７０２は、ローパスフィルタとして動作する。そして、ループフィルタ７０２により平滑化された位相誤差データは、ほぼ一定の値に収束する。
【００４３】
ＮＣＯ７０３は、無限位相の積分器（又は完全積分器）であり、ループフィルタ７０２から与えられる位相誤差データを累積的に加算する。すなわち、位相誤差データは積分される。ここで、位相誤差データは、基本的に、ほぼ一定である。したがって、ＮＣＯ７０３により出力される位相信号θは、時間経過に対して、ほぼリニアに増加してゆく。また、上述の位相誤差データは、１シンボル当たりの位相誤差を表す。ＮＣＯ７０３には、１組の基準値が設定されている。１組の基準値は、入力信号の位相に換算したときに「＋π」及び「−π」を表すように定義される。そして、ＮＣＯ７０３により得られる位相信号θは、一方の基準値（例えば「＋π」）を超えると、リセットされる。ここで、リセットとは、位相信号θに「２π」を加算する処理（あるいは、位相信号θから「２π」を減算する処理）を意味する。したがって、ＮＣＯ７０３により生成される位相信号θの波形は、ノコギリ波となる。
【００４４】
第３のタップ係数演算部７０４は、ＮＣＯ７０３により生成される位相信号θに基づいてタップ係数ａ０〜ａ４を生成し、図１（Ａ）の補間器１４及び１８に同じタップ係数ａ０〜ａ４を出力する。
【００４５】
ここで、図６のタイミング再生部２０において、主波Ａ１の近傍に大電力の前方干渉波Ａ２又は後方干渉波Ａ３が存在する場合、前方等化器２１及び後方等化器２３から得られる第１の誤差信号ｆｆ＿ｅ又は第２の誤差信号ｆｂ＿ｅの信頼度が落ちる。その結果、タイミング再生部２０の精度が悪化し、干渉波耐力が上げられない問題が生ずる。そこで、主波Ａ１の近傍に大電力の前方干渉波Ａ２又は後方干渉波Ａ３が存在する場合でも、タイミング再生部２０の精度悪化を防止し、干渉波耐力を上げることができるタイミング再生部２０の実施形態を説明する。
【００４６】
図８は、本実施形態によるタイミング再生部２０（図１（Ａ））の構成例を示す図である。タイミング再生部２０は、前方等化器２１のタップ係数ａｍ１，ｂｍ１、後方等化器２３のタップ係数ａｐ１，ｂｐ１、第１の識別信号ｆｆ＿ｄ、第１の誤差信号ｆｆ＿ｅ、第２の識別信号ｆｂ＿ｄ及び第２の誤差信号ｆｂ＿ｅを入力し、タップ係数ａ０〜ａ４を出力する。図８のタイミング再生部２０は、図６のタイミング再生部２０に対して、コントロール回路８０１、第１の乗算器８０２及び第２の乗算器８０３を追加したものである。以下、図８のタイミング再生部２０が図６のタイミング再生部２０と異なる点を説明する。
【００４７】
コントロール回路８０１、第１の乗算器８０２及び第２の乗算器８０３は、位相比較部７０１内に設けられる。第１の乗算器８０２は、フリップフロップ７１６及び加算器７２７間に設けられる。第２の乗算器８０３は、フリップフロップ７２６及び加算器７２７間に設けられる。コントロール回路８０１は、前方等化器２１のタップ係数ａｍ１，ｂｍ１及び後方等化器２３のタップ係数ａｐ１，ｂｐ１を基に第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを生成する。第１の乗算器８０２は、フリップフロップ７１６の出力データに対して第１のゲインＦＦｇを乗算して出力する。第２の乗算器８０３は、フリップフロップ７２６の出力データに対して第２のゲインＦＢｇを乗算して出力する。加算器７２７は、第１の乗算器８０２及び第２の乗算器８０３の出力データを加算して出力する。ループフィルタ７０２は、加算器７２７の出力データを平滑化して出力する。ＮＣＯ７０３は、ループフィルタ７０２の出力データを入力し、位相信号θを出力する。第３のタップ係数演算部７０４は、位相信号θを基にタップ係数ａ０〜ａ４を演算し、図１（Ａ）の補間器１４及び１８に同じタップ係数ａ０〜ａ４を出力する。
【００４８】
図９（Ａ）は、前方等化器２１のタップ係数及び後方等化器２３のタップ係数を示す図である。図５に示すように、タップ係数ａ０，ａｍ１〜ａｍｎは、前方等化器２１内の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４のタップ係数である。タップ係数ａ０は、主波Ａ１に対応するセンタータップのタップ係数である。タップ係数ａｍ１〜ａｍｎは、前方干渉波Ａ２に対応する同相タップ係数である。タップ係数ｂｍ１〜ｂｍｎは、前方等化器２１内の直交ＦＩＲフィルタ６０２，６０３のタップ係数であり、前方干渉波Ａ２に対応する直交タップ係数である。
【００４９】
タップ係数ａｐ１〜ａｐｎは、後方等化器２３内の同相ＩＩＲフィルタ演算部６１１，６１４のタップ係数であり、後方干渉波Ａ３に対応する同相タップ係数である。タップ係数ｂｐ１〜ｂｐｎは、後方等化器２３内の直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２，６１３のタップ係数であり、後方干渉波Ａ３に対応する直交タップ係数である。
【００５０】
同相タップ係数ａｍ１〜ａｍｎ及び直交タップ係数ｂｍ１〜ｂｍｎは、センタータップのタップ係数０に対して時間的に前方（過去）のタップ係数である。第１の同相タップ係数ａｍ１は、センタータップ（タップ係数ａ０）に１番目に近い同相タップ係数である。第１の直交タップ係数ｂｍ１は、センタータップ（タップ係数ａ０）に１番目に近い直交タップ係数である。第２の同相タップ係数ａｍ２は、センタータップ（タップ係数ａ０）に２番目に近い同相タップ係数である。第２の直交タップ係数ｂｍ２は、センタータップ（タップ係数ａ０）に２番目に近い直交タップ係数である。
【００５１】
これに対して、同相タップ係数ａｐ１〜ａｐｎ及び直交タップ係数ｂｐ１〜ｂｐｎは、センタータップのタップ係数０に対して時間的に後方（未来）のタップ係数である。第１の同相タップ係数ａｐ１は、センタータップ（タップ係数ａ０）に１番目に近い同相タップ係数である。第１の直交タップ係数ｂｐ１は、センタータップ（タップ係数ａ０）に１番目に近い直交タップ係数である。第２の同相タップ係数ａｐ２は、センタータップ（タップ係数ａ０）に２番目に近い同相タップ係数である。第２の直交タップ係数ｂｐ２は、センタータップ（タップ係数ａ０）に２番目に近い直交タップ係数である。
【００５２】
図９（Ｂ）は、同相タップ係数ａｍ１及び直交タップ係数ｂｍ１のベクトル９０１の大きさを示す図である。位相平面上において、ベクトル９０１の大きさは、√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）で表される。
【００５３】
図１０（Ａ）及び（Ｂ）は、図８のコントロール回路８０１の動作を説明するための図である。図１０（Ａ）は、主波Ａ１の近傍に前方干渉波Ａ２が存在する場合を示す図である。第１の同相タップ係数ａｍ１及び第１の直交タップ係数ｂｍ１のベクトルの大きさは、√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）で表され、主波Ａ１に一番近いタップの前方干渉波Ａ２の電力の大きさに対応する。これに対し、第１の同相タップ係数ａｐ１及び第１の直交タップ係数ｂｐ１のベクトルの大きさは、√（ａｐ１2＋ｂｐ１2）で表され、主波Ａ１に一番近いタップの後方干渉波Ａ３の電力の大きさに対応する。√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）が√（ａｐ１2＋ｂｐ１2）よりある程度大きいときには、主波Ａ１の近傍において前方干渉波Ａ２のみが存在すること、又は主波Ａ１の近傍において前方干渉波Ａ２が後方干渉波Ａ３より大きいことを意味する。その場合、前方等化器２１の第１の誤差信号ｆｆ＿ｅは、後方等化器２３の第２の誤差信号ｆｂ＿ｅより信頼度が低くなる。したがって、コントロール回路８０１は、第１のゲインＦＦｇを小さくし、第２のゲインＦＢｇを大きくする。これにより、主波Ａ１の近傍に大電力の前方干渉波Ａ２が存在する場合にも、タイミング再生部２０は、高精度のタップ係数ａ０〜ａ４を演算することができる。
【００５４】
図１０（Ｂ）は、主波Ａ１の近傍に後方干渉波Ａ３が存在する場合を示す図である。√（ａｐ１2＋ｂｐ１2）が√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）よりある程度大きいときには、主波Ａ１の近傍において後方干渉波Ａ３のみが存在すること、又は主波Ａ１の近傍において後方干渉波Ａ３が前方干渉Ａ２より大きいことを意味する。その場合、後方等化器２３の第２の誤差信号ｆｂ＿ｅは、前方等化器２１の第１の誤差信号ｆｆ＿ｅより信頼度が低くなる。したがって、コントロール回路８０１は、第１のゲインＦＦｇを大きくし、第２のゲインＦＢｇを小さくする。これにより、主波Ａ１の近傍に大電力の後方干渉波Ａ３が存在する場合にも、タイミング再生部２０は、高精度のタップ係数ａ０〜ａ４を演算することができる。
【００５５】
また、√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）と√（ａｐ１2＋ｂｐ１2）とが略同じであるときには、主波Ａ１の近傍において前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３が存在しないこと、又は主波Ａ１の近傍において前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３の大きさが略同じであることを意味する。その場合、前方等化器２１の第１の誤差信号ｆｆ＿ｅと後方等化器２３の第２の誤差信号ｆｂ＿ｅとは、信頼度が略同じである。したがって、コントロール回路８０１は、第１のゲインＦＦｇと第２のゲインＦＢｇとを略同じ値にする。これにより、タイミング再生部２０は、高精度のタップ係数ａ０〜ａ４を演算することができる。
【００５６】
図１１は、本実施形態によるコントロール回路８０１（図８）の構成例を示す図である。乗算器１１０１は、前方等化器２１の第１の同相タップ係数ａｍ１の２乗値ａｍ１2を出力する。乗算器１１０２は、前方等化器２１の第１の直交タップ係数ｂｍ１の２乗値ｂｍ１2を出力する。加算器１１０３は、乗算器１１０１及び１１０２の出力値を加算し、値ａｍ１2＋ｂｍ１2を出力する。値ａｍ１2＋ｂｍ１2は、図１０（Ａ）及び（Ｂ）のベクトルの大きさ√（ａｍ１2＋ｂｍ１2）に対応する。移動平均部１１０４は、加算器１１０３の出力値に対して移動平均（平滑化）を行って出力する。
【００５７】
乗算器１１１１は、後方等化器２３の第１の同相タップ係数ａｐ１の２乗値ａｐ１2を出力する。乗算器１１１２は、後方等化器２３の第１の直交タップ係数ｂｐ１の２乗値ｂｐ１2を出力する。加算器１１１３は、乗算器１１１１及び１１１２の出力値を加算し、値ａｐ１2＋ｂｐ１2を出力する。値ａｐ１2＋ｂｐ１2は、図１０（Ａ）及び（Ｂ）のベクトルの大きさ√（ａｐ１2＋ｂｐ１2）に対応する。移動平均部１１１４は、加算器１１１３の出力値に対して移動平均（平滑化）を行って出力する。減算器１１２１は、移動平均部１１０４の出力値から移動平均部１１１４の出力値を減算し、Ｃ値を出力する。
【００５８】
変換テーブル１１２２は、Ｃ値に対応する第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇの変換テーブルを有し、加算器１１２１により出力されるＣ値を基に、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを出力する。Ｃ値が正の値を取った場合、前方干渉波Ａ２は後方干渉波Ａ３より大きいことを意味し、Ｃ値が負の値を取った場合、後方干渉波Ａ３は前方干渉波Ａ２より大きいことを意味する。すなわち、Ｃ値が正の値を取った場合、前方干渉波Ａ２が後方干渉波Ａ３より大きいため前方等化器２１からの第１の誤差信号ｆｆ＿ｅの信頼度は低いと判断し、第１のゲインＦＦｇは、「１．００」より小さい値を取り、第２のゲインＦＢｇは、「１．００」より大きな値をとる。逆に、Ｃ値が負の値を取った場合、後方干渉波Ａ３が前方干渉波Ａ２より大きいため後方等化器２３からの第２の誤差信号ｆｂ＿ｅの信頼度は低いと判断し、第１のゲインＦＦｇは、「１．００」より大きい値を取り、第２のゲインＦＢｇは、「１．００」より小さい値をとる。また、Ｃ値が−１０以上かつ＋１０以下であるときには、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを「１．００」の同じ値にする。また、同じＣ値に対して、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇの乗算値ＦＦｇ×ＦＢｇを略一定値（例えば、「１．００））としているのは、図８の位相比較部７０１の出力値が干渉波Ａ２，Ａ３によらず略一定となるようにすることで、タイミングリカバリループの安定化を図るためである。
【００５９】
コントロール回路８０１は、前方等化器２１のタップ係数ａｍ１，ｂｍ１及び後方等化器２３のタップ係数ａｐ１，ｂｐ１をモニタしながら、リアルタイムで動作しているため、干渉波の位置が主波Ａ１に対して前方方向から後方方向（あるいはその逆）に移動した場合も、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇは、それに伴って変化する。
【００６０】
図１２は、他の実施形態によるコントロール回路８０１（図８）の構成例を示す図である。図１２のコントロール回路８０１は、図１１のコントロール回路８０１に対して、乗算器１２０１，１２０２，１２１１，１２１２、加算器１２０３，１２１３、移動平均部１２０４，１２１４及び加算器１２０５，１２１５を追加したものである。以下、図１２の回路が図１１の回路と異なる点を説明する。
【００６１】
乗算器１２０１は、前方等化器２１の第２の同相タップ係数ａｍ２の２乗値ａｍ２2を出力する。乗算器１２０２は、前方等化器２１の第２の直交タップ係数ｂｍ２の２乗値ｂｍ２2を出力する。加算器１２０３は、乗算器１２０１及び１２０２の出力値を加算し、値ａｍ２2＋ｂｍ２2を出力する。移動平均部１２０４は、加算器１２０３の出力値に対して移動平均（平滑化）を行って出力する。加算器１２０５は、移動平均部１１０４及び１２０４の出力値を加算して出力する。
【００６２】
乗算器１２１１は、後方等化器２３の第２の同相タップ係数ａｐ２の２乗値ａｐ２2を出力する。乗算器１２１２は、後方等化器２３の第２の直交タップ係数ｂｐ２の２乗値ｂｐ２2を出力する。加算器１２１３は、乗算器１２１１及び１２１２の出力値を加算し、値ａｐ２2＋ｂｐ２2を出力する。移動平均部１２１４は、加算器１２１３の出力値に対して移動平均（平滑化）を行って出力する。加算器１２１５は、移動平均部１１１４及び１２１４の出力値を加算して出力する。減算器１１２１は、加算器１２０５の出力値から加算器１２１５の出力値を減算し、Ｃ値を出力する。変換テーブル１１２２は、減算器１１２１により出力されるＣ値を基に、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを出力する。
【００６３】
図１２の回路は、図１１の回路に対して、前方等化器２１の第２の同相タップ係数ａｍ２及び第２の直交タップ係数ｂｍ２、並びに後方等化器２３の第２の同相タップ係数ａｐ２及び第２の直交タップ係数ｂｐ２が追加で入力されている点が異なる。これらのタップ係数ａｍ２，ｂｍ２，ａｐ２，ｂｐ２は、センタータップ（タップ係数ａ０）に２番目に近いタップ係数である。図１２の回路は、図１１の回路に対して、より多くのタップ係数を用いることにより、前方干渉波Ａ２及び後方干渉波Ａ３の大きさをより正確に特定することができ、高精度の第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを設定することができる。
【００６４】
以上のように、コントロール回路８０１は、前方干渉波Ａ２が後方干渉波Ａ３より大きいときには第１のゲインＦＦｇを第２のゲインＦＢｇより小さくし、後方干渉波Ａ３が前方干渉波Ａ２より大きいときには第２のゲインＦＢｇを第１のゲインＦＦｇより小さくする。
【００６５】
また、コントロール回路８０１は、図５に示すように、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４、前方等化器２１の直交ＦＩＲフィルタ６０２，６０３、後方等化器２３の同相ＩＩＲフィルタ演算部６１１，６１４及び後方等化器２３の直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２，６１３のタップ係数を基に第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを生成する。
【００６６】
また、コントロール回路８０１は、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４の同相タップ係数ａｍ１等及び前方等化器２１の直交ＦＩＲフィルタ６０２，６０３の直交タップ係数ｂｍ１等のベクトルの大きさが、後方等化器２３の同相ＩＩＲフィルタ演算部６１１，６１４の同相タップ係数ａｐ１等及び後方等化器２３の直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２，６１３の直交タップ係数ｂｐ１等のベクトルの大きさより大きいときには、第１のゲインＦＦｇを第２のゲインＦＢｇより小さくする。
【００６７】
これに対し、コントロール回路８０１は、後方等化器２３の同相ＩＩＲフイルタ演算部６１１，６１４の同相タップ係数ａｐ１等及び後方等化器２３の直交ＩＩＲフィルタ演算部６１２，６１３の直交タップ係数ｂｐ１等のベクトルの大きさが、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４の同相タップ係数ａｍ１等及び前方等化器２１の直交ＦＩＲフィルタ６０２，６０３の直交タップ係数ｂｍ１等のベクトルの大きさより大きいときには、第２のゲインＦＢｇを第１のゲインＦＦｇより小さくする。
【００６８】
図１１では、コントロール回路８０１は、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４のセンタータップ（タップ係数ａ０）に、時間的に１番目に近い第１の同相タップ係数ａｍ１及び第１の直交タップ係数ｂｍ１のベクトルの大きさと、後方等化器２３の第１の同相タップ係数ａｐ１及び第１の直交タップ係数ｂｐ１のベクトルの大きさとを比較し、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを生成する。
【００６９】
図１２では、コントロール回路８０１は、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４のセンタータップ（タップ係数ａ０）に、時間的に１番目に近い第１の同相タップ係数ａｍ１及び第１の直交タップ係数ｂｍ１のベクトルの大きさと、後方等化器２３の第１の同相タップ係数ａｐ１及び第１の直交タップ係数ｂｐ１のベクトルの大きさと、前方等化器２１の同相ＦＩＲフィルタ６０１，６０４のセンタータップ（タップ係数ａ０）に、時間的に２番目に近い第２の同相タップ係数ａｍ２及び第２の直交タップ係数ｂｍ２のベクトルの大きさと、後方等化器２３の第２の同相タップ係数ａｐ２及び第２の直交タップ係数ｂｐ２のベクトルの大きさを基に、第１のゲインＦＦｇ及び第２のゲインＦＢｇを生成する。
【００７０】
上記実施形態によれば、前方等化器２１の第１の誤差信号ｆｆ＿ｅ及び後方等化器２３の第２の誤差信号ｆｂ＿ｅの信頼度に応じて、第１のＦＩＲフィルタのタップ係数ａ０〜ａ４を演算するので、主波Ａ１の近傍の干渉波Ａ２，Ａ３に対して、Ｄ／Ｕ比が数ｄＢ改善した効果が得られていることがＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）により確認できた。ここで、Ｄ／Ｕ比は、主波Ａ１の電力短区間平均値Ｄと干渉波Ａ２，Ａ３の電力短区間平均値Ｕとの比を示す。
【００７１】
前方等化器２１のＦＩＲフィルタ６０１〜６０４のタップ係数及び後方等化器２３のＩＩＲフィルタ演算部６１１〜６１４のタップ係数を用いて、補間器（ＦＩＲフィルタ）１４及び１８のタップ係数ａ０〜ａ４を生成することにより、干渉波Ａ２，Ａ３による精度の悪化を防止することができる。
【００７２】
なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【符号の説明】
【００７３】
１０ アナログ／デジタル変換器
１１ 自動ゲインコントローラ
１２，１６ 乗算器
１３，１７ ローパスフィルタ
１４，１８ 補間器
１５，１９ ルートナイキストフィルタ
２０ タイミング再生部
２１ 前方等化器
２２ バタフライ演算器
２３ 後方等化器
２４ キャリア再生部
２５ 識別、誤差信号生成部
２６ 第１のタップ係数演算部
２７ 第２のタップ係数演算部
２８ 可変ゲイン増幅器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の有限インパルス応答フィルタを用いて入力デジタル信号のゼロクロス点及び／又はデータ識別点の補間データを生成する補間器と、
第２の有限インパルス応答フィルタを用いて前記補間器により生成された補間データを基に前記入力デジタル信号から前方干渉波を除去し、その除去した信号、第１の識別信号及び第１の誤差信号を出力する前方等化器と、
第１の無限インパルス応答フィルタを用いて前記補間器により生成された補間データを基に前記入力デジタル信号から後方干渉波を除去し、その除去した信号、第２の識別信号及び第２の誤差信号を出力する後方等化器と、
前記補間器により生成された補間データと前記前方等化器及び前記後方等化器により前記前方干渉波及び前記後方干渉波が除去された信号とを基に前記第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を演算する第１のタップ係数演算部と、
前記補間器により生成された補間データと前記前方等化器及び前記後方等化器により前記前方干渉波及び前記後方干渉波が除去された信号とを基に前記第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数を演算する第２のタップ係数演算部と、
前記第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数、前記第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数、前記第１の識別信号、前記第１の誤差信号、前記第２の識別信号及び前記第２の誤差信号を基に前記第１の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を生成するタイミング再生部と
を有することを特徴とするシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項２】
前記第１の識別信号は、前記前方干渉波の除去前の信号であり、
前記第１の誤差信号は、前記前方干渉波の除去前の信号と前記前方干渉波の除去後の信号との差分の信号であり、
前記第２の識別信号は、前記後方干渉波の除去前の信号であり、
前記第２の誤差信号は、前記後方干渉波の除去前の信号と前記後方干渉波の除去後の信号との差分の信号であることを特徴とする請求項１記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項３】
前記タイミング再生部は、
前記第１の識別信号の時間遷移に応じて前記第１の誤差信号に正負符号を付与する第１の位相比較部と、
前記第２の識別信号の時間遷移に応じて前記第２の誤差信号に正負符号を付与する第２の位相比較部と、
前記第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数及び前記第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数を基に第１のゲイン及び第２のゲインを生成するコントロール回路と、
前記正負符号が付与された前記第１の誤差信号に対して前記第１のゲインを乗算する第１の乗算器と、
前記正負符号が付与された前記第２の誤差信号に対して前記第２のゲインを乗算する第２の乗算器と、
前記第１の乗算器の出力信号及び前記第２の乗算器の出力信号を基に前記第１の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を演算する第３のタップ係数演算部とを有することを特徴とする請求項１又は２記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項４】
前記コントロール回路は、前記前方干渉波が前記後方干渉波より大きいときには前記第１のゲインを前記第２のゲインより小さくし、前記後方干渉波が前記前方干渉波より大きいときには前記第２のゲインを前記第１のゲインより小さくすることを特徴とする請求項３記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項５】
前記第１のゲイン及び前記第２のゲインの乗算値は、略一定値であることを特徴とする請求項４記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項６】
前記第２の有限インパルス応答フィルタは、第１の同相有限インパルス応答フィルタ及び第１の直交有限インパルス応答フィルタを有し、
前記第１の無限インパルス応答フィルタは、第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部及び第１の直交ＩＩＲフィルタ演算部を有し、
前記コントロール回路は、前記第１の同相有限インパルス応答フィルタ、前記第１の直交有限インパルス応答フィルタ、前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部及び前記第１の直交ＩＩＲフィルタ演算部のタップ係数を基に前記第１のゲイン及び前記第２のゲインを生成することを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項７】
前記コントロール回路は、
前記第１の同相有限インパルス応答フィルタの同相タップ係数及び前記第１の直交有限インパルス応答フィルタの直交タップ係数のベクトルの大きさが、前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部の同相タップ係数及び前記第１の直交ＩＩＲフィルタ演算部の直交タップ係数のベクトルの大きさより大きいときには、前記第１のゲインを前記第２のゲインより小さくし、
前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部の同相タップ係数及び前記第１の直交ＩＩＲフィルタ演算部の直交タップ係数のベクトルの大きさが、前記第１の同相有限インパルス応答フィルタの同相タップ係数及び前記第１の直交有限インパルス応答フィルタの直交タップ係数のベクトルの大きさより大きいときには、前記第２のゲインを前記第１のゲインより小さくすることを特徴とする請求項６記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項８】
前記コントロール回路は、前記第１の同相有限インパルス応答フィルタのセンタータップに１番目に近い第１の同相タップ係数及び第１の直交タップ係数のベクトルの大きさと、前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部の第１の同相タップ係数及び第１の直交タップ係数のベクトルの大きさとを比較し、前記第１のゲイン及び前記第２のゲインを生成することを特徴とする請求項７記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項９】
前記コントロール回路は、前記第１の同相有限インパルス応答フィルタのセンタータップに１番目に近い第１の同相タップ係数及び第１の直交タップ係数のベクトルの大きさと、前記第１の同相有限インパルス応答フィルタのセンタータップに２番目に近い第２の同相タップ係数及び第２の直交タップ係数のベクトルの大きさと、前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部の第１の同相タップ係数及び第１の直交タップ係数のベクトルの大きさと、前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部の第２の同相タップ係数及び第２の直交タップ係数のベクトルの大きさとを基に、前記第１のゲイン及び前記第２のゲインを生成することを特徴とする請求項７記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項１】
第１の有限インパルス応答フィルタを用いて入力デジタル信号のゼロクロス点及び／又はデータ識別点の補間データを生成する補間器と、
第２の有限インパルス応答フィルタを用いて前記補間器により生成された補間データを基に前記入力デジタル信号から前方干渉波を除去し、その除去した信号、第１の識別信号及び第１の誤差信号を出力する前方等化器と、
第１の無限インパルス応答フィルタを用いて前記補間器により生成された補間データを基に前記入力デジタル信号から後方干渉波を除去し、その除去した信号、第２の識別信号及び第２の誤差信号を出力する後方等化器と、
前記補間器により生成された補間データと前記前方等化器及び前記後方等化器により前記前方干渉波及び前記後方干渉波が除去された信号とを基に前記第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を演算する第１のタップ係数演算部と、
前記補間器により生成された補間データと前記前方等化器及び前記後方等化器により前記前方干渉波及び前記後方干渉波が除去された信号とを基に前記第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数を演算する第２のタップ係数演算部と、
前記第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数、前記第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数、前記第１の識別信号、前記第１の誤差信号、前記第２の識別信号及び前記第２の誤差信号を基に前記第１の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を生成するタイミング再生部と
を有することを特徴とするシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項２】
前記第１の識別信号は、前記前方干渉波の除去前の信号であり、
前記第１の誤差信号は、前記前方干渉波の除去前の信号と前記前方干渉波の除去後の信号との差分の信号であり、
前記第２の識別信号は、前記後方干渉波の除去前の信号であり、
前記第２の誤差信号は、前記後方干渉波の除去前の信号と前記後方干渉波の除去後の信号との差分の信号であることを特徴とする請求項１記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項３】
前記タイミング再生部は、
前記第１の識別信号の時間遷移に応じて前記第１の誤差信号に正負符号を付与する第１の位相比較部と、
前記第２の識別信号の時間遷移に応じて前記第２の誤差信号に正負符号を付与する第２の位相比較部と、
前記第２の有限インパルス応答フィルタのタップ係数及び前記第１の無限インパルス応答フィルタのタップ係数を基に第１のゲイン及び第２のゲインを生成するコントロール回路と、
前記正負符号が付与された前記第１の誤差信号に対して前記第１のゲインを乗算する第１の乗算器と、
前記正負符号が付与された前記第２の誤差信号に対して前記第２のゲインを乗算する第２の乗算器と、
前記第１の乗算器の出力信号及び前記第２の乗算器の出力信号を基に前記第１の有限インパルス応答フィルタのタップ係数を演算する第３のタップ係数演算部とを有することを特徴とする請求項１又は２記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項４】
前記コントロール回路は、前記前方干渉波が前記後方干渉波より大きいときには前記第１のゲインを前記第２のゲインより小さくし、前記後方干渉波が前記前方干渉波より大きいときには前記第２のゲインを前記第１のゲインより小さくすることを特徴とする請求項３記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項５】
前記第１のゲイン及び前記第２のゲインの乗算値は、略一定値であることを特徴とする請求項４記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項６】
前記第２の有限インパルス応答フィルタは、第１の同相有限インパルス応答フィルタ及び第１の直交有限インパルス応答フィルタを有し、
前記第１の無限インパルス応答フィルタは、第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部及び第１の直交ＩＩＲフィルタ演算部を有し、
前記コントロール回路は、前記第１の同相有限インパルス応答フィルタ、前記第１の直交有限インパルス応答フィルタ、前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部及び前記第１の直交ＩＩＲフィルタ演算部のタップ係数を基に前記第１のゲイン及び前記第２のゲインを生成することを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項７】
前記コントロール回路は、
前記第１の同相有限インパルス応答フィルタの同相タップ係数及び前記第１の直交有限インパルス応答フィルタの直交タップ係数のベクトルの大きさが、前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部の同相タップ係数及び前記第１の直交ＩＩＲフィルタ演算部の直交タップ係数のベクトルの大きさより大きいときには、前記第１のゲインを前記第２のゲインより小さくし、
前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部の同相タップ係数及び前記第１の直交ＩＩＲフィルタ演算部の直交タップ係数のベクトルの大きさが、前記第１の同相有限インパルス応答フィルタの同相タップ係数及び前記第１の直交有限インパルス応答フィルタの直交タップ係数のベクトルの大きさより大きいときには、前記第２のゲインを前記第１のゲインより小さくすることを特徴とする請求項６記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項８】
前記コントロール回路は、前記第１の同相有限インパルス応答フィルタのセンタータップに１番目に近い第１の同相タップ係数及び第１の直交タップ係数のベクトルの大きさと、前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部の第１の同相タップ係数及び第１の直交タップ係数のベクトルの大きさとを比較し、前記第１のゲイン及び前記第２のゲインを生成することを特徴とする請求項７記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【請求項９】
前記コントロール回路は、前記第１の同相有限インパルス応答フィルタのセンタータップに１番目に近い第１の同相タップ係数及び第１の直交タップ係数のベクトルの大きさと、前記第１の同相有限インパルス応答フィルタのセンタータップに２番目に近い第２の同相タップ係数及び第２の直交タップ係数のベクトルの大きさと、前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部の第１の同相タップ係数及び第１の直交タップ係数のベクトルの大きさと、前記第１の同相ＩＩＲフィルタ演算部の第２の同相タップ係数及び第２の直交タップ係数のベクトルの大きさとを基に、前記第１のゲイン及び前記第２のゲインを生成することを特徴とする請求項７記載のシンボルタイミングリカバリ回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１３−３８５０５（Ｐ２０１３−３８５０５Ａ）
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１７１０５６（Ｐ２０１１−１７１０５６）
【出願日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通セミコンダクター株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通セミコンダクター株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
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