スイッチング電源回路
【課題】電力効率の高いスイッチング電源を実現する。
【解決手段】スイッチング電源回路において、直流電源に対して直列接続される第１及び第２のスイッチング素子と、共振回路と、１次側巻線と第１及び第２の２次側巻線とを有するトランスと、第１の２次側巻線の電圧を整流平滑し外部負荷に供給するための出力端子と、１次側巻線と共振回路とに共振電流を流すために第１及び第２のスイッチング素子を交互に開閉するためのパルスを生成するパルス生成手段と、出力端子に接続された外部負荷における消費電力レベルが所定の電力レベル以上であるか否かを検知する検知手段と、所定の電力レベル以上であることが検知された場合に所定の電圧をパルス生成手段に入力し、所定の電力レベル未満であることが検知された場合に第２の２次側巻線の電圧を整流平滑した電圧をパルス生成手段に入力する切替手段と、を備える。
【解決手段】スイッチング電源回路において、直流電源に対して直列接続される第１及び第２のスイッチング素子と、共振回路と、１次側巻線と第１及び第２の２次側巻線とを有するトランスと、第１の２次側巻線の電圧を整流平滑し外部負荷に供給するための出力端子と、１次側巻線と共振回路とに共振電流を流すために第１及び第２のスイッチング素子を交互に開閉するためのパルスを生成するパルス生成手段と、出力端子に接続された外部負荷における消費電力レベルが所定の電力レベル以上であるか否かを検知する検知手段と、所定の電力レベル以上であることが検知された場合に所定の電圧をパルス生成手段に入力し、所定の電力レベル未満であることが検知された場合に第２の２次側巻線の電圧を整流平滑した電圧をパルス生成手段に入力する切替手段と、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
パルス幅を制御することにより出力電圧を調節するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御型のスイッチング電源がある（例えば特許文献１や特許文献２）。更に、電流共振を利用し、損失改善、ノイズ低減を図ったスイッチング電源がある。図９は、パルス幅制御に加えて、電流共振を利用した電源回路（以下、電流共振型ＰＷＭ電源と呼ぶ）の代表的な回路構成図である。図９において、直流電源１，２は、通常、商用ＡＣ電源を整流平滑し構成される。直流電源は、スイッチング素子３，４に接続され、２つのスイッチング素子３，４は、交互にＯＮ／ＯＦＦし、トランス７の１次側巻線に正および負方向の電流を交互に流す動作をおこなう。スイッチング素子３，４をＯＮ／ＯＦＦ制御するパルス信号は、パルス幅制御部１５から供給される。
【０００３】
パルス幅制御部１５は、例えば専用ＩＣにより実現され、発振、基準電圧生成、誤差アンプ、パルス幅制御を行う回路を有する。トランス７に流れる電流は、インダクタンス６、コンデンサ５を介して、直流電源１，２に戻る。コンデンサ５の容量は、インダクタンス６との組み合わせで決定される直列共振周波数が、パルス周波数より若干高めになるように選定される。ここで、インダクタンス６は、独立素子またはトランス７の１次側巻線の漏れインダクタンスである。トランス７の１次側巻線８に流れる電流によって誘起されるアンプ出力用巻線９の交流出力は、ブリッジダイオード１１、平滑コンデンサ１２により整流平滑され直流電圧が得られる。直流出力電圧は、電力の供給先である外部負荷１４に印加される。なお、図９における外部負荷１４は、任意の負荷回路（例えばアンプなど）の入力インピーダンスを等価的に表現したものである。
【０００４】
また、直流出力には、誤差検出抵抗１３が接続されており、負荷に加わる電圧を分圧し、分圧電圧をパルス幅制御部１５に送る。パルス幅制御部内の誤差アンプは分圧電圧と基準電圧の誤差を増幅し、パルス幅制御回路は当該誤差に基づいて出力するパルス幅を制御する。具体的には、分圧電圧が基準電圧より高い場合は、パルス幅を狭くし、分圧電圧が基準電圧より低い場合は、パルス幅を広くするように動作する。このようにして、負荷抵抗１４に加わる直流電圧が一定に維持される。すなわち、外部負荷１４の抵抗値が小さな値に変化した場合は、負荷電流が増加し直流出力電圧が低下するため、パルス幅が広くなるように（電圧が高くなるように）フィードバックがかかり、出力電圧が一定になるように制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開昭６１−２２７６０号公報
【特許文献２】特開２００７−０２０３９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、電力を供給する外部負荷として高出力オーディオアンプを想定する場合、アンプ出力用（増幅動作用）の直流電圧（例えば９０Ｖ）と音声信号処理用の直流電圧（例えば１２Ｖ）とでは、たとえば、７．５倍もの差がある。そこで、効率の観点から、図１０に示すように、２次側アンプ出力用巻線９、信号系用巻線（図示せず）をそれぞれに別々の２次側巻線として用意する。また、パルス幅制御部１５は、低電圧（例えば１２Ｖ）で動作するため、同様に、パルス幅制御部１５用の制御用直流電圧を取り出す制御巻線１０を用意することを考える。制御巻線１０の交流出力を整流平滑回路１７を介して制御用直流電圧とし、パルス幅制御部１５に入力することにより、整流平滑回路１７の出力電圧が一定となるように制御することが出来る。なお、ここでは、電源のスイッチングノイズが音声信号処理系に悪影響するのを防ぐため、制御巻線１０を信号系用巻線（図示せず）とは別の巻線として用意することを想定している。
【０００７】
しかしながら、図１０に示す回路においては、アンプ出力段の直流電圧および音声信号処理用の直流電圧の方は、一定電圧に制御されない可能性がある。具体的には、アンプの音声入力信号が小さくアンプ出力が小さい場合、負荷インピーダンス値が大きい値となる。そのため、シンク電流が小さく、平滑コンデンサ１２での放電による電圧降下の応答速度が遅くなり、結果として定電圧制御が正しく行われず高めの電圧になるという問題が生じ得る。
【０００８】
また、アンプの音声入力信号が大きくアンプ出力が大きい場合、トランスのコアサイズの制限（巻き数制限）から漏れインダクタンスの影響が相対的に大きくなる。例えば、制御巻線の巻き数は４ターンであり、アンプ出力用巻線の巻き数は３０ターンである。定電圧制御される制御用の直流電圧は、漏れインダクタンスと本来の巻線部分のインダクタンスとに現れる交流電圧が整流平滑されたもので、本来の巻線部分の交流電圧は低めである。つまり、本来の巻線部分の交流電圧がアンプ出力用巻線９の交流電圧に反映されるため、アンプ出力段電圧は低めになる。特に、高出力時には、この影響が顕著に現れることになる。さらに、高出力時には、共振回路に流れる電流が大きく、共振回路のＱ値の影響によりパルス幅の変化が抑えられる。そのため、制御巻線１０に対する定電圧制御の精度が下がりアンプ出力段電圧が低下するとも考えられる。つまり、高負荷時に定格出力が得られないという問題が生じ得る。
【０００９】
本発明は、上述の１以上の問題点を解決し、高出力時の出力低下を低減しつつ電力効率の高いスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述の１以上の問題点を解決するため、本発明のスイッチング電源回路は以下の構成を備える。すなわち、スイッチング電源回路において、直流電源に対して直列接続される、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、インダクタンスとコンデンサとを含む共振回路と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点及び前記共振回路に接続された１次側巻線と、第１の２次側巻線と、第２の２次側巻線と、を有するトランスと、前記第１の２次側巻線に誘起する誘起電圧を整流平滑し外部負荷に供給するための出力端子と、前記１次側巻線と前記共振回路とに共振電流を流すために、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互に開閉するためのパルスを生成するパルス生成手段と、前記出力端子に接続された前記外部負荷における消費電力レベルが所定の電力レベル以上であるか否かを検知する検知手段と、前記検知手段により前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル以上であることが検知された場合に、所定の定電圧を前記パルス生成手段に入力し、前記検知手段により前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル未満であることが検知された場合に、前記第２の２次側巻線に誘起する誘起電圧を整流平滑した電圧を前記パルス生成手段に入力する切替手段と、を備え、前記パルス生成手段は、前記切替手段から入力される電圧が基準電圧より高い場合は生成するパルスのパルス幅を狭くし、前記切替手段から入力される電圧が前記基準電圧より低い場合は生成するパルスのパルス幅を広くするよう構成されており、前記所定の定電圧は前記基準電圧より低く設定されている。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、高出力時の出力低下を低減しつつ電力効率の高いスイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第１実施形態に係る電源回路の回路図である。
【図２】変形例１に係る電源回路の回路図である。
【図３】変形例２に係る電源回路の回路図である。
【図４】第２実施形態に係るオーディオアンプ装置の主要部の回路図である。
【図５】第３実施形態に係るオーディオアンプ装置の主要部の回路図である。
【図６】他の検知部を使用する電源回路の回路図である。
【図７】更に他の検知部を使用する電源回路の回路図である。
【図８】パルス幅制御モード及び電流共振モードにおける損失の比較を示す図である。
【図９】従来の電流共振型ＰＷＭ電源回路の回路図である。
【図１０】制御巻線を用意した電流共振型ＰＷＭ電源回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、図面を参照して、この発明の好適な実施の形態を詳しく説明する。なお、以下の実施の形態はあくまで例示であり、本発明の範囲を限定する趣旨のものではない。
【００１４】
（第１実施形態）
本発明に係る電源回路の第１実施形態として、高出力オーディオアンプへの出力を想定したスイッチング電源回路を例に挙げて以下に説明する。
【００１５】
＜回路構成＞
図１は、第１実施形態に係る電源回路の回路図である。なお、従来の電源回路を示した図９及び図１０と同一の機能部又は素子には同一の参照番号を付している。
【００１６】
図１において、１，２は直流電源であり、これは、例えば、商用交流電源を整流平滑したものが利用される。直流電源は、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子３及び第２のスイッチング素子であるスイッチング素子４に直列接続されている。スイッチング素子３，４は、交互にＯＮ／ＯＦＦし、スイッチング素子３，４の接続点に接続されたトランス７の１次側巻線８に正および負方向の電流を交互に流す動作をおこなう。スイッチング素子３，４をＯＮ／ＯＦＦ（開閉）制御するパルス信号は、パルス幅制御部１５から供給される。パルス生成手段であるパルス幅制御部１５は、発振機能、基準電圧、誤差アンプ、パルス幅制御回路を含む。
【００１７】
トランス７の１次側巻線８に流れる電流は、インダクタンス６、コンデンサ５を介して、直流電源に戻る。コンデンサ５の容量は、インダクタンス６とコンデンサ５で構成される共振回路の共振周波数がパルス周波数より若干高めになるように選定される。ここで、インダクタンス６は、独立した素子により実現してもよいし、少なくとも一部をトランス７の１次側巻線８の漏れインダクタンスにより実現しても良い。
【００１８】
トランス７の１次側巻線８に流れる共振電流によって誘起される２次側のアンプ出力用巻線９（第１の２次側巻線）の誘起電圧である交流出力は、ブリッジダイオード１１、平滑コンデンサ１２により整流平滑され直流出力電圧が得られる。直流出力電圧は出力端子を介して外部負荷１４に供給される。外部負荷１４は、アンプ出力段のインピーダンスを等価的に表現したものである。一方、２次側の制御巻線１０（第２の２次側巻線）に誘起される交流出力からは、整流平滑回路１７を介して、制御用直流出力電圧が得られる。
【００１９】
また、外部負荷１４と並列して電圧降下検知部１６が接続され、電圧降下検知部１６は、直流出力電圧の低下が検知されると検知出力信号を出力する。
【００２０】
検知出力信号は、例えばリトリガラブルタイマにより構成されるタイマ回路１９に送られ、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスに変換される。そして、タイマ回路１９から出力されるパルスに基づいて、後述する切替スイッチ２０は切り替え制御を行う。なお、タイマ回路１９は、外部負荷１４に流れる電流が短時間の間に増減を繰り返した際に、切替スイッチ２０が所定時間以内に切替を行うのを抑止するためのものである。
【００２１】
切替スイッチ２０は、パルス幅制御部１５において基準電圧と比較される対象となる電圧を切り替えるスイッチである。具体的には、制御巻線１０に誘起される交流出力から生成される制御用の直流出力電圧と、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧と、の何れかをパルス幅制御部１５に入力する。なお、共振設定電圧は、パルス幅制御部内の基準電圧より十分低い電圧として設定されている。
【００２２】
＜回路の動作＞
切替スイッチ２０は、タイマ回路１９からパルス信号が入力されている間だけ、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。つまり、外部負荷１４に流れる電流が小さく、電圧降下検知部１６から検知出力信号が出ない間は、制御巻線１０からの直流出力電圧がパルス幅制御部１５に入力される。
【００２３】
パルス幅制御部１５内の誤差アンプは、基準電圧との誤差電圧を増幅し、パルス幅制御回路を制御するよう構成されている。具体的には、パルス幅制御部１５に入力された電圧が基準電圧より高い場合はパルス幅を狭く（短く）するよう制御する。一方、入力された電圧が基準電圧より低い場合は、パルス幅を広く（長く）するように制御する。
【００２４】
そのため、外部負荷１４に流れる負荷電流が小さく、制御巻線１０からの直流出力電圧がパルス幅制御部１５に入力されている間は、図１０で説明した電流共振型ＰＷＭ制御と同様の制御を行う。ここでは、この動作モードを「パルス幅制御モード」と呼ぶ。
【００２５】
一方、外部負荷１４に流れる負荷電流が大きくなると、アンプ出力用巻線９からのアンプ出力用直流電圧は、漏れインダクタンスにより低下する。電圧降下検知部１６は、当該電圧降下を検知し、検知出力信号を出力する。タイマ回路１９は、入力された検知出力信号に応答して、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスを生成する。これにより、切替スイッチ２０は、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。ところで、共振設定電圧は、予め、パルス幅制御部内の基準電圧より十分低く設定されている。つまり、共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力されている間、パルス幅制御部１５内のパルス幅制御回路は、常時最大幅のパルスを出力するように維持される。ここでは、この動作モードを「電流共振モード」と呼ぶ。
【００２６】
電流共振モードにおいては、パルス幅制御部１５から常時最大幅のパルスが出力されるため、結果として、アンプ出力用巻線９からの直流出力電圧は上昇することになる。つまり、直流出力電圧の低下に基づいて、外部負荷１４での消費電力レベルが所定の電力レベル以上であると判定している。そして、この場合に電流共振モードで動作させることにより、従来の電流共振型ＰＷＭ電源（図１０）における高出力時の出力低下という問題を解決することが出来る。一方、直流出力電圧の低下が検知されない場合は、外部負荷１４での消費電力レベルが所定の電力レベル未満であると判定し、パルス幅制御モードで動作させる。
【００２７】
図８は、パルス幅制御モード及び電流共振モードにおける損失の比較の例を示す図である。図から理解されるように、高出力時においては、電流共振モードはパルス幅制御モードに比較し電力損失が小さい。一方、低出力時においては、パルス幅制御モードは電流共振モードに比較し電力損失が小さい。従って、低出力時にはパルス幅制御モードで動作させ、高出力時には電流共振モードで動作させることにより、より広いアンプ出力範囲で高効率なスイッチング電源が実現されることが分かる。
【００２８】
なお、パルス幅制御モードと電流共振モードとの切り替え条件（閾値）は、電圧降下検知部１６に検知させる電圧値（または電圧低下幅）を予め設定することが出来る。この電圧値は、図８に例示されるパルス幅制御モード及び電流共振モードそれぞれにおけるアンプ出力と電力損失との関係に基づいて決定すると良い。
【００２９】
なお、２つのモードを切り替える電圧値は、当該２つのモードにおける電力効率のクロスポイントの電圧値と一致させる必要は無いが、以下の点を考慮することが望ましい。
【００３０】
２つのモードにおける電力効率のクロスポイントの電圧値よりも低い電圧値で切り替える場合、切り替え時の電圧値とクロスポイントの電圧値との間で電力損失が多少大きくなる。しかしながら、低出力から高出力にわたって動作がよりスムーズとなるメリットがある。一方、２つのモードにおける電力効率のクロスポイントの電圧値よりも高い電圧値で切り替える場合、クロスポイントの電圧値と切り替え時の電圧値との間で電力損失が多少大きくなる。しかし、例えば、定常動作状態が、クロスポイントよりも高い出力レベルかつモード切り替えポイントよりも低い出力レベルである場合、モード切り替え動作の発生を抑制可能というメリットがある。これにより、定常動作状態においてより安定した動作が期待できる。なお、定常動作状態とは、例えば外部負荷をスピーカとした場合、連続でその電力値を有する音量で継続的に出力可能な状態を指す。
【００３１】
以上説明したとおり第１実施形態に係る電源回路によれば、電源出力段での電圧降下の検知に基づいて、通常時はパルス幅制御モードで動作させ、電圧降下検知時には電流共振モードで動作させる。これにより、より広いアンプ出力範囲で高効率なスイッチング電源を実現することが可能となる。
【００３２】
（変形例１）
図２は、変形例１に係る電源回路の回路図である。直流電源１が単電源であること、電流共振コンデンサ５は、静電容量が等しい２個のコンデンサで構成される点が第１実施形態（図１）と異なる。ただし、図２の電源回路における制御動作は、図１を参照して説明した制御動作と同様であるため説明は省略する。
【００３３】
（変形例２）
図３は、変形例２に係る電源回路の回路図である。アンプ出力用巻線９が、センタータップを有し、２次側平滑コンデンサが、２個の平滑コンデンサ１２ａ，１２ｂで構成され、両電源出力になっている点が第１実施形態（図１）と異なる。そのため、外部負荷は、両電源に対応した外部負荷１４ａ，１４ｂが接続される。図３の電源回路における制御動作は、図１の動作と同様であるため、詳細な説明は省略する。
【００３４】
（第２実施形態）
本発明に係る電源回路の第２実施形態として、デジタルオーディオアンプ装置を例に挙げて以下に説明する。
【００３５】
＜装置構成＞
図４は、オーディオアンプ装置の主要部の回路図であり、図１の外部負荷１４に相当するＡＭＰ部、商用ＡＣ電源から直流電源を生成する電源部、及びこれらの各部にクロックを供給するクロック部を含んでいる。特に、図４では、ＡＭＰ部において浮動電源方式アンプを使用したものを示している。なお、クロック部を共通としているのは、電源部とＡＭＰ部を接続する際に生じるクロック間干渉を低減するためである。
【００３６】
・ＡＭＰ部の構成
浮動電源方式アンプにおいて、差動アンプ３４に正弦波信号が入力されると、帰還回路５３からの帰還信号との差分が増幅される。コンパレータ（ＣＯＭＰ）３６は、差動アンプ３４の出力と、アンプクロックに同期した三角波生成回路３８からの三角波とを比較する。コンパレータ３７は、反転アンプ３５によって逆相に変換された差動アンプ３４の出力と、アンプクロックに同期した三角波生成回路３８からの三角波とを比較する。
【００３７】
コンパレータ３６、３７からのパルス出力は、フォトカプラ３９、４０により絶縁分離され、ドライバ４３、４４に入力される。ここで、ドライバ４３、４４の正側入力端子には、インバータ４１、４２を介して反転された信号が入力される。
【００３８】
ドライバ４３、４４からの出力パルスは、スイッチング素子４５、４６、４７、４８に入力され各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦが制御させる。スイッチング素子４５と４８がＯＮされると、インダクタンス４９に単電源電圧の正パルスが出力される。一方、スイッチング素子４６と４７がＯＮされると、インダクタンス４９に単電源電圧の負パルスが出力される。これら、正パルス及び負パルスは、インダクタンス４９、コンデンサ５０とでフィルタリングされ、増幅された正弦波が出力される。出力された正弦波は、リレーを介して、スピーカ５２を駆動する。
【００３９】
また、図４の２９はアンプ信号系直流電源、５９はアンプドライバ系直流電源である。これらの直流電源は、電源部のトランス７の対応する２次側巻線から生成される定電圧源である。
【００４０】
・クロック部の構成
分周回路３３は、外部から入力される源クロックからアンプクロックを生成し三角波生成回路３８に入力する。また、同時に、分周回路３３は、外部から入力される源クロックから電源クロックを生成し、フォトカプラ３１及び分周回路３２を介して、パルス幅制御部１５に所定のクロックを供給する。
【００４１】
・電源部の構成
上述の第１実施形態とほぼ同様の構成及び動作であるため、以下では電圧降下検知部１６についてのみ説明する。電圧降下検知部１６からの検知出力信号は、フォトカプラ３０により絶縁分離されてのち、タイマ回路１９に送られる。絶縁分離は、電源クロックのノイズが、ＧＮＤなどを経由して、アンプ側に回りこまないようにする為である。
【００４２】
＜電源部の動作＞
ＡＭＰ部の差動アンプ３４への入力レベルが所定の入力レベル未満である間は、スピーカ５２に流れる電流も所定の範囲に収まり、平滑コンデンサ１２の直流電圧は所定の電圧に維持される。しかしながら、ＡＭＰ部の差動アンプ３４への入力レベルが増大し、スピーカ５２に流れる電流が増加すると、平滑コンデンサ１２の直流電圧が低下する。
【００４３】
電圧降下検知部１６は、平滑コンデンサ１２の直流電圧の低下を検知した場合、検知出力信号を出力する。検知出力信号はフォトカプラ３０を介してタイマ回路１９に入力される。タイマ回路１９は、入力された検知出力信号に応答して、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスを生成する。これにより、切替スイッチ２０は、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。つまり、スピーカ５２に流れる電流が増加し、平滑コンデンサ１２の直流電圧が低下した場合、電源部の動作を電流共振モードに切り替える。
【００４４】
電流共振モードにおいては、パルス幅制御部１５から常時最大幅のパルスが出力されるため、結果として、アンプ出力用巻線９からの直流出力電圧は上昇することになる。つまり、高出力時の直流出力電圧の低下を検知し電流共振モードに切り替えることにより、従来の電流共振型ＰＷＭ電源（図１０）における高出力時の出力低下に伴うスピーカ５２の出力低下を解決することが出来る。
【００４５】
以上説明したとおり第２実施形態に係るオーディオアンプ装置によれば、通常時は電源部をパルス幅制御モードで動作させ、ＡＭＰ部へ印加される入力電圧の降下を検知すると電源部を電流共振モードで動作させる。これにより、より広い出力範囲で安定した高効率なオーディオアンプ装置を実現することが可能となる。
【００４６】
（第３実施形態）
本発明に係る電源回路の第３実施形態として、他のデジタルオーディオアンプ装置を例に挙げて以下に説明する。
【００４７】
＜装置構成＞
図５は、オーディオアンプ装置の主要部の回路図であり、図１の外部負荷１４に相当するＡＭＰ部、商用ＡＣ電源から直流電源を生成する電源部、及びこれらの各部にクロックを供給するクロック部を含んでいる。特に、図５では、ＡＭＰ部においてフルブリッジアンプを使用したものを示している。なお、第２実施形態（図４）との主要な違いは、当該フルブリッジアンプを使用し、両電源を生成している点である。また、クロック部及び電源部の構成については上述の第２実施形態と同様であるため、説明は省略する。
【００４８】
・ＡＭＰ部の構成
フルブリッジアンプは、以下の点で上述の浮動電源方式アンプと異なるが、動作はほぼ同様であるため詳細な説明は省略する。つまり、コンパレータ３６、３７が反転出力を有する（このためインバータ不要）こと、フォトカプラ３９、４０がないこと、入力段ＧＮＤと出力段ＧＮＤが共通であることが異なる。また、２個のインダクタンス４９、コンデンサ５０は差動出力対応であること、帰還（ＦＢ）回路５３が２系統あり差動出力、差動入力対応であることが異なる。
【００４９】
＜電源部の動作＞
ＡＭＰ部の差動アンプ３４への入力レベルが所定の入力レベル未満である間は、スピーカ５２に流れる電流も所定の範囲に収まり、２個の平滑コンデンサ１２の両端間の電圧は所定の電圧に維持される。しかしながら、ＡＭＰ部の差動アンプ３４への入力レベルが増大し、スピーカ５２に流れる電流が増加すると、２個の平滑コンデンサ１２の両端間の電圧が低下する。
【００５０】
電圧降下検知部１６は、２個の平滑コンデンサ１２の両端間の電圧の低下を検知した場合、検知出力信号を出力する。検知出力信号はフォトカプラ３０を介してタイマ回路１９に入力される。タイマ回路１９は、入力された検知出力信号に応答して、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスを生成する。これにより、切替スイッチ２０は、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。つまり、スピーカ５２に流れる電流が増加し、２個の平滑コンデンサ１２の両端間の電圧が低下した場合、電源部の動作を電流共振モードに切り替える。
【００５１】
以上説明したとおり第３実施形態に係るオーディオアンプ装置によれば、ＡＭＰ部においてフルブリッジアンプを使用した場合においても、より広い出力範囲で安定した高効率なオーディオアンプ装置を実現することが可能となる。
【００５２】
（変形例３）
上述の実施形態においては、外部負荷１４（ＡＭＰ部）に印加される電圧の電圧降下を検知し、降下を検知すると電源部を電流共振モードで動作させるよう説明した。しかしながら、他の物理量を検出し切り替えに利用しても良い。
【００５３】
図６は、電圧降下検知部１６の代わりに電流検知抵抗５４を使用する一例を示す図である。つまり、ここでは、スピーカ５２に流れる負荷電流の検知を行う。出力電流検知部５５は、電流検知抵抗５４に所定レベル以上の電流が流れていることを検知すると検知出力信号を出力する。検知出力信号はフォトカプラ３０を介してタイマ回路１９に入力される。タイマ回路１９は、入力された検知出力信号に応答して、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスを生成する。これにより、切替スイッチ２０は、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。
【００５４】
図７は、電圧降下検知部１６の代わりに、ＡＭＰ部への入力信号（音声信号）の電圧レベルを検出する入力電圧検知部５６を使用する一例を示す図である。つまり、入力電圧検知部５６は、ＡＭＰ部への入力信号の電圧レベルが所定レベル以上となったことを検知すると検知出力信号を出力する。検知出力信号はフォトカプラ３０を介してタイマ回路１９に入力される。タイマ回路１９は、入力された検知出力信号に応答して、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスを生成する。これにより、切替スイッチ２０は、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。
【００５５】
このように、外部負荷１４（ＡＭＰ部）で消費される消費電力レベルは様々な物理量により検出可能である。そのため、当該検出した物理量に基づいて、消費電力レベルが所定の電力レベル以上である場合に電流共振モードで動作させることにより、高効率なオーディオアンプ装置を実現することが可能となる。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
パルス幅を制御することにより出力電圧を調節するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御型のスイッチング電源がある（例えば特許文献１や特許文献２）。更に、電流共振を利用し、損失改善、ノイズ低減を図ったスイッチング電源がある。図９は、パルス幅制御に加えて、電流共振を利用した電源回路（以下、電流共振型ＰＷＭ電源と呼ぶ）の代表的な回路構成図である。図９において、直流電源１，２は、通常、商用ＡＣ電源を整流平滑し構成される。直流電源は、スイッチング素子３，４に接続され、２つのスイッチング素子３，４は、交互にＯＮ／ＯＦＦし、トランス７の１次側巻線に正および負方向の電流を交互に流す動作をおこなう。スイッチング素子３，４をＯＮ／ＯＦＦ制御するパルス信号は、パルス幅制御部１５から供給される。
【０００３】
パルス幅制御部１５は、例えば専用ＩＣにより実現され、発振、基準電圧生成、誤差アンプ、パルス幅制御を行う回路を有する。トランス７に流れる電流は、インダクタンス６、コンデンサ５を介して、直流電源１，２に戻る。コンデンサ５の容量は、インダクタンス６との組み合わせで決定される直列共振周波数が、パルス周波数より若干高めになるように選定される。ここで、インダクタンス６は、独立素子またはトランス７の１次側巻線の漏れインダクタンスである。トランス７の１次側巻線８に流れる電流によって誘起されるアンプ出力用巻線９の交流出力は、ブリッジダイオード１１、平滑コンデンサ１２により整流平滑され直流電圧が得られる。直流出力電圧は、電力の供給先である外部負荷１４に印加される。なお、図９における外部負荷１４は、任意の負荷回路（例えばアンプなど）の入力インピーダンスを等価的に表現したものである。
【０００４】
また、直流出力には、誤差検出抵抗１３が接続されており、負荷に加わる電圧を分圧し、分圧電圧をパルス幅制御部１５に送る。パルス幅制御部内の誤差アンプは分圧電圧と基準電圧の誤差を増幅し、パルス幅制御回路は当該誤差に基づいて出力するパルス幅を制御する。具体的には、分圧電圧が基準電圧より高い場合は、パルス幅を狭くし、分圧電圧が基準電圧より低い場合は、パルス幅を広くするように動作する。このようにして、負荷抵抗１４に加わる直流電圧が一定に維持される。すなわち、外部負荷１４の抵抗値が小さな値に変化した場合は、負荷電流が増加し直流出力電圧が低下するため、パルス幅が広くなるように（電圧が高くなるように）フィードバックがかかり、出力電圧が一定になるように制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開昭６１−２２７６０号公報
【特許文献２】特開２００７−０２０３９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、電力を供給する外部負荷として高出力オーディオアンプを想定する場合、アンプ出力用（増幅動作用）の直流電圧（例えば９０Ｖ）と音声信号処理用の直流電圧（例えば１２Ｖ）とでは、たとえば、７．５倍もの差がある。そこで、効率の観点から、図１０に示すように、２次側アンプ出力用巻線９、信号系用巻線（図示せず）をそれぞれに別々の２次側巻線として用意する。また、パルス幅制御部１５は、低電圧（例えば１２Ｖ）で動作するため、同様に、パルス幅制御部１５用の制御用直流電圧を取り出す制御巻線１０を用意することを考える。制御巻線１０の交流出力を整流平滑回路１７を介して制御用直流電圧とし、パルス幅制御部１５に入力することにより、整流平滑回路１７の出力電圧が一定となるように制御することが出来る。なお、ここでは、電源のスイッチングノイズが音声信号処理系に悪影響するのを防ぐため、制御巻線１０を信号系用巻線（図示せず）とは別の巻線として用意することを想定している。
【０００７】
しかしながら、図１０に示す回路においては、アンプ出力段の直流電圧および音声信号処理用の直流電圧の方は、一定電圧に制御されない可能性がある。具体的には、アンプの音声入力信号が小さくアンプ出力が小さい場合、負荷インピーダンス値が大きい値となる。そのため、シンク電流が小さく、平滑コンデンサ１２での放電による電圧降下の応答速度が遅くなり、結果として定電圧制御が正しく行われず高めの電圧になるという問題が生じ得る。
【０００８】
また、アンプの音声入力信号が大きくアンプ出力が大きい場合、トランスのコアサイズの制限（巻き数制限）から漏れインダクタンスの影響が相対的に大きくなる。例えば、制御巻線の巻き数は４ターンであり、アンプ出力用巻線の巻き数は３０ターンである。定電圧制御される制御用の直流電圧は、漏れインダクタンスと本来の巻線部分のインダクタンスとに現れる交流電圧が整流平滑されたもので、本来の巻線部分の交流電圧は低めである。つまり、本来の巻線部分の交流電圧がアンプ出力用巻線９の交流電圧に反映されるため、アンプ出力段電圧は低めになる。特に、高出力時には、この影響が顕著に現れることになる。さらに、高出力時には、共振回路に流れる電流が大きく、共振回路のＱ値の影響によりパルス幅の変化が抑えられる。そのため、制御巻線１０に対する定電圧制御の精度が下がりアンプ出力段電圧が低下するとも考えられる。つまり、高負荷時に定格出力が得られないという問題が生じ得る。
【０００９】
本発明は、上述の１以上の問題点を解決し、高出力時の出力低下を低減しつつ電力効率の高いスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述の１以上の問題点を解決するため、本発明のスイッチング電源回路は以下の構成を備える。すなわち、スイッチング電源回路において、直流電源に対して直列接続される、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、インダクタンスとコンデンサとを含む共振回路と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点及び前記共振回路に接続された１次側巻線と、第１の２次側巻線と、第２の２次側巻線と、を有するトランスと、前記第１の２次側巻線に誘起する誘起電圧を整流平滑し外部負荷に供給するための出力端子と、前記１次側巻線と前記共振回路とに共振電流を流すために、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互に開閉するためのパルスを生成するパルス生成手段と、前記出力端子に接続された前記外部負荷における消費電力レベルが所定の電力レベル以上であるか否かを検知する検知手段と、前記検知手段により前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル以上であることが検知された場合に、所定の定電圧を前記パルス生成手段に入力し、前記検知手段により前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル未満であることが検知された場合に、前記第２の２次側巻線に誘起する誘起電圧を整流平滑した電圧を前記パルス生成手段に入力する切替手段と、を備え、前記パルス生成手段は、前記切替手段から入力される電圧が基準電圧より高い場合は生成するパルスのパルス幅を狭くし、前記切替手段から入力される電圧が前記基準電圧より低い場合は生成するパルスのパルス幅を広くするよう構成されており、前記所定の定電圧は前記基準電圧より低く設定されている。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、高出力時の出力低下を低減しつつ電力効率の高いスイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第１実施形態に係る電源回路の回路図である。
【図２】変形例１に係る電源回路の回路図である。
【図３】変形例２に係る電源回路の回路図である。
【図４】第２実施形態に係るオーディオアンプ装置の主要部の回路図である。
【図５】第３実施形態に係るオーディオアンプ装置の主要部の回路図である。
【図６】他の検知部を使用する電源回路の回路図である。
【図７】更に他の検知部を使用する電源回路の回路図である。
【図８】パルス幅制御モード及び電流共振モードにおける損失の比較を示す図である。
【図９】従来の電流共振型ＰＷＭ電源回路の回路図である。
【図１０】制御巻線を用意した電流共振型ＰＷＭ電源回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、図面を参照して、この発明の好適な実施の形態を詳しく説明する。なお、以下の実施の形態はあくまで例示であり、本発明の範囲を限定する趣旨のものではない。
【００１４】
（第１実施形態）
本発明に係る電源回路の第１実施形態として、高出力オーディオアンプへの出力を想定したスイッチング電源回路を例に挙げて以下に説明する。
【００１５】
＜回路構成＞
図１は、第１実施形態に係る電源回路の回路図である。なお、従来の電源回路を示した図９及び図１０と同一の機能部又は素子には同一の参照番号を付している。
【００１６】
図１において、１，２は直流電源であり、これは、例えば、商用交流電源を整流平滑したものが利用される。直流電源は、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子３及び第２のスイッチング素子であるスイッチング素子４に直列接続されている。スイッチング素子３，４は、交互にＯＮ／ＯＦＦし、スイッチング素子３，４の接続点に接続されたトランス７の１次側巻線８に正および負方向の電流を交互に流す動作をおこなう。スイッチング素子３，４をＯＮ／ＯＦＦ（開閉）制御するパルス信号は、パルス幅制御部１５から供給される。パルス生成手段であるパルス幅制御部１５は、発振機能、基準電圧、誤差アンプ、パルス幅制御回路を含む。
【００１７】
トランス７の１次側巻線８に流れる電流は、インダクタンス６、コンデンサ５を介して、直流電源に戻る。コンデンサ５の容量は、インダクタンス６とコンデンサ５で構成される共振回路の共振周波数がパルス周波数より若干高めになるように選定される。ここで、インダクタンス６は、独立した素子により実現してもよいし、少なくとも一部をトランス７の１次側巻線８の漏れインダクタンスにより実現しても良い。
【００１８】
トランス７の１次側巻線８に流れる共振電流によって誘起される２次側のアンプ出力用巻線９（第１の２次側巻線）の誘起電圧である交流出力は、ブリッジダイオード１１、平滑コンデンサ１２により整流平滑され直流出力電圧が得られる。直流出力電圧は出力端子を介して外部負荷１４に供給される。外部負荷１４は、アンプ出力段のインピーダンスを等価的に表現したものである。一方、２次側の制御巻線１０（第２の２次側巻線）に誘起される交流出力からは、整流平滑回路１７を介して、制御用直流出力電圧が得られる。
【００１９】
また、外部負荷１４と並列して電圧降下検知部１６が接続され、電圧降下検知部１６は、直流出力電圧の低下が検知されると検知出力信号を出力する。
【００２０】
検知出力信号は、例えばリトリガラブルタイマにより構成されるタイマ回路１９に送られ、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスに変換される。そして、タイマ回路１９から出力されるパルスに基づいて、後述する切替スイッチ２０は切り替え制御を行う。なお、タイマ回路１９は、外部負荷１４に流れる電流が短時間の間に増減を繰り返した際に、切替スイッチ２０が所定時間以内に切替を行うのを抑止するためのものである。
【００２１】
切替スイッチ２０は、パルス幅制御部１５において基準電圧と比較される対象となる電圧を切り替えるスイッチである。具体的には、制御巻線１０に誘起される交流出力から生成される制御用の直流出力電圧と、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧と、の何れかをパルス幅制御部１５に入力する。なお、共振設定電圧は、パルス幅制御部内の基準電圧より十分低い電圧として設定されている。
【００２２】
＜回路の動作＞
切替スイッチ２０は、タイマ回路１９からパルス信号が入力されている間だけ、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。つまり、外部負荷１４に流れる電流が小さく、電圧降下検知部１６から検知出力信号が出ない間は、制御巻線１０からの直流出力電圧がパルス幅制御部１５に入力される。
【００２３】
パルス幅制御部１５内の誤差アンプは、基準電圧との誤差電圧を増幅し、パルス幅制御回路を制御するよう構成されている。具体的には、パルス幅制御部１５に入力された電圧が基準電圧より高い場合はパルス幅を狭く（短く）するよう制御する。一方、入力された電圧が基準電圧より低い場合は、パルス幅を広く（長く）するように制御する。
【００２４】
そのため、外部負荷１４に流れる負荷電流が小さく、制御巻線１０からの直流出力電圧がパルス幅制御部１５に入力されている間は、図１０で説明した電流共振型ＰＷＭ制御と同様の制御を行う。ここでは、この動作モードを「パルス幅制御モード」と呼ぶ。
【００２５】
一方、外部負荷１４に流れる負荷電流が大きくなると、アンプ出力用巻線９からのアンプ出力用直流電圧は、漏れインダクタンスにより低下する。電圧降下検知部１６は、当該電圧降下を検知し、検知出力信号を出力する。タイマ回路１９は、入力された検知出力信号に応答して、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスを生成する。これにより、切替スイッチ２０は、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。ところで、共振設定電圧は、予め、パルス幅制御部内の基準電圧より十分低く設定されている。つまり、共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力されている間、パルス幅制御部１５内のパルス幅制御回路は、常時最大幅のパルスを出力するように維持される。ここでは、この動作モードを「電流共振モード」と呼ぶ。
【００２６】
電流共振モードにおいては、パルス幅制御部１５から常時最大幅のパルスが出力されるため、結果として、アンプ出力用巻線９からの直流出力電圧は上昇することになる。つまり、直流出力電圧の低下に基づいて、外部負荷１４での消費電力レベルが所定の電力レベル以上であると判定している。そして、この場合に電流共振モードで動作させることにより、従来の電流共振型ＰＷＭ電源（図１０）における高出力時の出力低下という問題を解決することが出来る。一方、直流出力電圧の低下が検知されない場合は、外部負荷１４での消費電力レベルが所定の電力レベル未満であると判定し、パルス幅制御モードで動作させる。
【００２７】
図８は、パルス幅制御モード及び電流共振モードにおける損失の比較の例を示す図である。図から理解されるように、高出力時においては、電流共振モードはパルス幅制御モードに比較し電力損失が小さい。一方、低出力時においては、パルス幅制御モードは電流共振モードに比較し電力損失が小さい。従って、低出力時にはパルス幅制御モードで動作させ、高出力時には電流共振モードで動作させることにより、より広いアンプ出力範囲で高効率なスイッチング電源が実現されることが分かる。
【００２８】
なお、パルス幅制御モードと電流共振モードとの切り替え条件（閾値）は、電圧降下検知部１６に検知させる電圧値（または電圧低下幅）を予め設定することが出来る。この電圧値は、図８に例示されるパルス幅制御モード及び電流共振モードそれぞれにおけるアンプ出力と電力損失との関係に基づいて決定すると良い。
【００２９】
なお、２つのモードを切り替える電圧値は、当該２つのモードにおける電力効率のクロスポイントの電圧値と一致させる必要は無いが、以下の点を考慮することが望ましい。
【００３０】
２つのモードにおける電力効率のクロスポイントの電圧値よりも低い電圧値で切り替える場合、切り替え時の電圧値とクロスポイントの電圧値との間で電力損失が多少大きくなる。しかしながら、低出力から高出力にわたって動作がよりスムーズとなるメリットがある。一方、２つのモードにおける電力効率のクロスポイントの電圧値よりも高い電圧値で切り替える場合、クロスポイントの電圧値と切り替え時の電圧値との間で電力損失が多少大きくなる。しかし、例えば、定常動作状態が、クロスポイントよりも高い出力レベルかつモード切り替えポイントよりも低い出力レベルである場合、モード切り替え動作の発生を抑制可能というメリットがある。これにより、定常動作状態においてより安定した動作が期待できる。なお、定常動作状態とは、例えば外部負荷をスピーカとした場合、連続でその電力値を有する音量で継続的に出力可能な状態を指す。
【００３１】
以上説明したとおり第１実施形態に係る電源回路によれば、電源出力段での電圧降下の検知に基づいて、通常時はパルス幅制御モードで動作させ、電圧降下検知時には電流共振モードで動作させる。これにより、より広いアンプ出力範囲で高効率なスイッチング電源を実現することが可能となる。
【００３２】
（変形例１）
図２は、変形例１に係る電源回路の回路図である。直流電源１が単電源であること、電流共振コンデンサ５は、静電容量が等しい２個のコンデンサで構成される点が第１実施形態（図１）と異なる。ただし、図２の電源回路における制御動作は、図１を参照して説明した制御動作と同様であるため説明は省略する。
【００３３】
（変形例２）
図３は、変形例２に係る電源回路の回路図である。アンプ出力用巻線９が、センタータップを有し、２次側平滑コンデンサが、２個の平滑コンデンサ１２ａ，１２ｂで構成され、両電源出力になっている点が第１実施形態（図１）と異なる。そのため、外部負荷は、両電源に対応した外部負荷１４ａ，１４ｂが接続される。図３の電源回路における制御動作は、図１の動作と同様であるため、詳細な説明は省略する。
【００３４】
（第２実施形態）
本発明に係る電源回路の第２実施形態として、デジタルオーディオアンプ装置を例に挙げて以下に説明する。
【００３５】
＜装置構成＞
図４は、オーディオアンプ装置の主要部の回路図であり、図１の外部負荷１４に相当するＡＭＰ部、商用ＡＣ電源から直流電源を生成する電源部、及びこれらの各部にクロックを供給するクロック部を含んでいる。特に、図４では、ＡＭＰ部において浮動電源方式アンプを使用したものを示している。なお、クロック部を共通としているのは、電源部とＡＭＰ部を接続する際に生じるクロック間干渉を低減するためである。
【００３６】
・ＡＭＰ部の構成
浮動電源方式アンプにおいて、差動アンプ３４に正弦波信号が入力されると、帰還回路５３からの帰還信号との差分が増幅される。コンパレータ（ＣＯＭＰ）３６は、差動アンプ３４の出力と、アンプクロックに同期した三角波生成回路３８からの三角波とを比較する。コンパレータ３７は、反転アンプ３５によって逆相に変換された差動アンプ３４の出力と、アンプクロックに同期した三角波生成回路３８からの三角波とを比較する。
【００３７】
コンパレータ３６、３７からのパルス出力は、フォトカプラ３９、４０により絶縁分離され、ドライバ４３、４４に入力される。ここで、ドライバ４３、４４の正側入力端子には、インバータ４１、４２を介して反転された信号が入力される。
【００３８】
ドライバ４３、４４からの出力パルスは、スイッチング素子４５、４６、４７、４８に入力され各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦが制御させる。スイッチング素子４５と４８がＯＮされると、インダクタンス４９に単電源電圧の正パルスが出力される。一方、スイッチング素子４６と４７がＯＮされると、インダクタンス４９に単電源電圧の負パルスが出力される。これら、正パルス及び負パルスは、インダクタンス４９、コンデンサ５０とでフィルタリングされ、増幅された正弦波が出力される。出力された正弦波は、リレーを介して、スピーカ５２を駆動する。
【００３９】
また、図４の２９はアンプ信号系直流電源、５９はアンプドライバ系直流電源である。これらの直流電源は、電源部のトランス７の対応する２次側巻線から生成される定電圧源である。
【００４０】
・クロック部の構成
分周回路３３は、外部から入力される源クロックからアンプクロックを生成し三角波生成回路３８に入力する。また、同時に、分周回路３３は、外部から入力される源クロックから電源クロックを生成し、フォトカプラ３１及び分周回路３２を介して、パルス幅制御部１５に所定のクロックを供給する。
【００４１】
・電源部の構成
上述の第１実施形態とほぼ同様の構成及び動作であるため、以下では電圧降下検知部１６についてのみ説明する。電圧降下検知部１６からの検知出力信号は、フォトカプラ３０により絶縁分離されてのち、タイマ回路１９に送られる。絶縁分離は、電源クロックのノイズが、ＧＮＤなどを経由して、アンプ側に回りこまないようにする為である。
【００４２】
＜電源部の動作＞
ＡＭＰ部の差動アンプ３４への入力レベルが所定の入力レベル未満である間は、スピーカ５２に流れる電流も所定の範囲に収まり、平滑コンデンサ１２の直流電圧は所定の電圧に維持される。しかしながら、ＡＭＰ部の差動アンプ３４への入力レベルが増大し、スピーカ５２に流れる電流が増加すると、平滑コンデンサ１２の直流電圧が低下する。
【００４３】
電圧降下検知部１６は、平滑コンデンサ１２の直流電圧の低下を検知した場合、検知出力信号を出力する。検知出力信号はフォトカプラ３０を介してタイマ回路１９に入力される。タイマ回路１９は、入力された検知出力信号に応答して、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスを生成する。これにより、切替スイッチ２０は、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。つまり、スピーカ５２に流れる電流が増加し、平滑コンデンサ１２の直流電圧が低下した場合、電源部の動作を電流共振モードに切り替える。
【００４４】
電流共振モードにおいては、パルス幅制御部１５から常時最大幅のパルスが出力されるため、結果として、アンプ出力用巻線９からの直流出力電圧は上昇することになる。つまり、高出力時の直流出力電圧の低下を検知し電流共振モードに切り替えることにより、従来の電流共振型ＰＷＭ電源（図１０）における高出力時の出力低下に伴うスピーカ５２の出力低下を解決することが出来る。
【００４５】
以上説明したとおり第２実施形態に係るオーディオアンプ装置によれば、通常時は電源部をパルス幅制御モードで動作させ、ＡＭＰ部へ印加される入力電圧の降下を検知すると電源部を電流共振モードで動作させる。これにより、より広い出力範囲で安定した高効率なオーディオアンプ装置を実現することが可能となる。
【００４６】
（第３実施形態）
本発明に係る電源回路の第３実施形態として、他のデジタルオーディオアンプ装置を例に挙げて以下に説明する。
【００４７】
＜装置構成＞
図５は、オーディオアンプ装置の主要部の回路図であり、図１の外部負荷１４に相当するＡＭＰ部、商用ＡＣ電源から直流電源を生成する電源部、及びこれらの各部にクロックを供給するクロック部を含んでいる。特に、図５では、ＡＭＰ部においてフルブリッジアンプを使用したものを示している。なお、第２実施形態（図４）との主要な違いは、当該フルブリッジアンプを使用し、両電源を生成している点である。また、クロック部及び電源部の構成については上述の第２実施形態と同様であるため、説明は省略する。
【００４８】
・ＡＭＰ部の構成
フルブリッジアンプは、以下の点で上述の浮動電源方式アンプと異なるが、動作はほぼ同様であるため詳細な説明は省略する。つまり、コンパレータ３６、３７が反転出力を有する（このためインバータ不要）こと、フォトカプラ３９、４０がないこと、入力段ＧＮＤと出力段ＧＮＤが共通であることが異なる。また、２個のインダクタンス４９、コンデンサ５０は差動出力対応であること、帰還（ＦＢ）回路５３が２系統あり差動出力、差動入力対応であることが異なる。
【００４９】
＜電源部の動作＞
ＡＭＰ部の差動アンプ３４への入力レベルが所定の入力レベル未満である間は、スピーカ５２に流れる電流も所定の範囲に収まり、２個の平滑コンデンサ１２の両端間の電圧は所定の電圧に維持される。しかしながら、ＡＭＰ部の差動アンプ３４への入力レベルが増大し、スピーカ５２に流れる電流が増加すると、２個の平滑コンデンサ１２の両端間の電圧が低下する。
【００５０】
電圧降下検知部１６は、２個の平滑コンデンサ１２の両端間の電圧の低下を検知した場合、検知出力信号を出力する。検知出力信号はフォトカプラ３０を介してタイマ回路１９に入力される。タイマ回路１９は、入力された検知出力信号に応答して、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスを生成する。これにより、切替スイッチ２０は、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。つまり、スピーカ５２に流れる電流が増加し、２個の平滑コンデンサ１２の両端間の電圧が低下した場合、電源部の動作を電流共振モードに切り替える。
【００５１】
以上説明したとおり第３実施形態に係るオーディオアンプ装置によれば、ＡＭＰ部においてフルブリッジアンプを使用した場合においても、より広い出力範囲で安定した高効率なオーディオアンプ装置を実現することが可能となる。
【００５２】
（変形例３）
上述の実施形態においては、外部負荷１４（ＡＭＰ部）に印加される電圧の電圧降下を検知し、降下を検知すると電源部を電流共振モードで動作させるよう説明した。しかしながら、他の物理量を検出し切り替えに利用しても良い。
【００５３】
図６は、電圧降下検知部１６の代わりに電流検知抵抗５４を使用する一例を示す図である。つまり、ここでは、スピーカ５２に流れる負荷電流の検知を行う。出力電流検知部５５は、電流検知抵抗５４に所定レベル以上の電流が流れていることを検知すると検知出力信号を出力する。検知出力信号はフォトカプラ３０を介してタイマ回路１９に入力される。タイマ回路１９は、入力された検知出力信号に応答して、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスを生成する。これにより、切替スイッチ２０は、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。
【００５４】
図７は、電圧降下検知部１６の代わりに、ＡＭＰ部への入力信号（音声信号）の電圧レベルを検出する入力電圧検知部５６を使用する一例を示す図である。つまり、入力電圧検知部５６は、ＡＭＰ部への入力信号の電圧レベルが所定レベル以上となったことを検知すると検知出力信号を出力する。検知出力信号はフォトカプラ３０を介してタイマ回路１９に入力される。タイマ回路１９は、入力された検知出力信号に応答して、一定時間幅（たとえば１秒）のパルスを生成する。これにより、切替スイッチ２０は、共振設定電圧生成部２１から供給される共振設定電圧をパルス幅制御部１５に入力するよう切り替える。
【００５５】
このように、外部負荷１４（ＡＭＰ部）で消費される消費電力レベルは様々な物理量により検出可能である。そのため、当該検出した物理量に基づいて、消費電力レベルが所定の電力レベル以上である場合に電流共振モードで動作させることにより、高効率なオーディオアンプ装置を実現することが可能となる。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源回路であって、
直流電源に対して直列接続される、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、
インダクタンスとコンデンサとを含む共振回路と、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点及び前記共振回路に接続された１次側巻線と、第１の２次側巻線と、第２の２次側巻線と、を有するトランスと、
前記第１の２次側巻線に誘起する誘起電圧を整流平滑し外部負荷に供給するための出力端子と、
前記１次側巻線と前記共振回路とに共振電流を流すために、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互に開閉するためのパルスを生成するパルス生成手段と、
前記出力端子に接続された前記外部負荷における消費電力レベルが所定の電力レベル以上であるか否かを検知する検知手段と、
前記検知手段により前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル以上であることが検知された場合に、所定の定電圧を前記パルス生成手段に入力し、前記検知手段により前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル未満であることが検知された場合に、前記第２の２次側巻線に誘起する誘起電圧を整流平滑した電圧を前記パルス生成手段に入力する切替手段と、
を備え、
前記パルス生成手段は、前記切替手段から入力される電圧が基準電圧より高い場合は生成するパルスのパルス幅を狭くし、前記切替手段から入力される電圧が前記基準電圧より低い場合は生成するパルスのパルス幅を広くするよう構成されており、前記所定の定電圧は前記基準電圧より低く設定されている
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記検知手段は、前記外部負荷に印加される電圧及び前記外部負荷に流れる電流の少なくとも一方に基づいて、前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル以上であるか否かを検知することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記インダクタンスの少なくとも一部が、前記１次側巻線の漏れインダクタンスであることを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記切替手段は、所定時間以内での前記パルス生成手段に入力する電圧の切替を抑止するタイマ回路を含むことを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記外部負荷はデジタルオーディオアンプであることを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記検知手段は、前記デジタルオーディオアンプへ入力される音声信号の入力レベルに基づいて、前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル以上であるか否かを検知することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源。
【請求項１】
スイッチング電源回路であって、
直流電源に対して直列接続される、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、
インダクタンスとコンデンサとを含む共振回路と、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点及び前記共振回路に接続された１次側巻線と、第１の２次側巻線と、第２の２次側巻線と、を有するトランスと、
前記第１の２次側巻線に誘起する誘起電圧を整流平滑し外部負荷に供給するための出力端子と、
前記１次側巻線と前記共振回路とに共振電流を流すために、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互に開閉するためのパルスを生成するパルス生成手段と、
前記出力端子に接続された前記外部負荷における消費電力レベルが所定の電力レベル以上であるか否かを検知する検知手段と、
前記検知手段により前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル以上であることが検知された場合に、所定の定電圧を前記パルス生成手段に入力し、前記検知手段により前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル未満であることが検知された場合に、前記第２の２次側巻線に誘起する誘起電圧を整流平滑した電圧を前記パルス生成手段に入力する切替手段と、
を備え、
前記パルス生成手段は、前記切替手段から入力される電圧が基準電圧より高い場合は生成するパルスのパルス幅を狭くし、前記切替手段から入力される電圧が前記基準電圧より低い場合は生成するパルスのパルス幅を広くするよう構成されており、前記所定の定電圧は前記基準電圧より低く設定されている
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記検知手段は、前記外部負荷に印加される電圧及び前記外部負荷に流れる電流の少なくとも一方に基づいて、前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル以上であるか否かを検知することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記インダクタンスの少なくとも一部が、前記１次側巻線の漏れインダクタンスであることを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記切替手段は、所定時間以内での前記パルス生成手段に入力する電圧の切替を抑止するタイマ回路を含むことを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記外部負荷はデジタルオーディオアンプであることを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記検知手段は、前記デジタルオーディオアンプへ入力される音声信号の入力レベルに基づいて、前記外部負荷における消費電力レベルが前記所定の電力レベル以上であるか否かを検知することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１３−１１５９１６（Ｐ２０１３−１１５９１６Ａ）
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２５９５０８（Ｐ２０１１−２５９５０８）
【出願日】平成２３年１１月２８日（２０１１．１１．２８）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月２８日（２０１１．１１．２８）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
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