ステップモータの制御装置
【目的】 脈動トルクを抑制して高精度にステップモータの制御を行う。
【構成】 ｄ軸電流指令値として零が与えられ、このｄ軸電流指令値とｄ軸検出電流値との偏差（ｄ軸偏差）に基づいてｄ軸電流をフィードバック制御する。一方、電気角θによる脈動トルクを防止するため、検出電気角を変数とする関数とＦｑ（θｒ）と検出ｑ軸電流ｉｑとの積が一定になるように脈動補償器５０はｑ軸電流指令値を補償制御して、この補償ｑ軸電流指令値に基づいてｑ軸電流を制御する。上述のようにして、ｄ軸及びｑ軸電流を制御することによって脈動トルクを抑制してステップモータを高精度に制御することができる。
【構成】 ｄ軸電流指令値として零が与えられ、このｄ軸電流指令値とｄ軸検出電流値との偏差（ｄ軸偏差）に基づいてｄ軸電流をフィードバック制御する。一方、電気角θによる脈動トルクを防止するため、検出電気角を変数とする関数とＦｑ（θｒ）と検出ｑ軸電流ｉｑとの積が一定になるように脈動補償器５０はｑ軸電流指令値を補償制御して、この補償ｑ軸電流指令値に基づいてｑ軸電流を制御する。上述のようにして、ｄ軸及びｑ軸電流を制御することによって脈動トルクを抑制してステップモータを高精度に制御することができる。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はステップモータの制御装置に関し、特に、ステップモータ駆動時に生じるトルク脈動を抑制するための制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ステップモータは電気パルスを入力としてパルス数に対応した機械角度を出力とするモータである。このステップモータには種々のものがあるが、その１つにハイブリッド形ステップモータがある。
【０００３】ここで図４を参照して、ステップモータの動作について可変レラクタンス（ＶＲ）形ステップモータを例にとって説明する。
【０００４】図示のステップモータは、筒状のステータ１０と、このステータ１０内に収容され回転軸ＲＡの回りに回転可能なロータ２０とを備えている。ステータ１０は、周方向に（π／３）ラジアン（６０°）の間隔をおいて配置されて半径方向内側に突出した６個のステータ歯１２を有する。図示はしていないが、各ステータ歯１２にはステータコイルが巻回されている。ここでは、互いに対向する対のステータ歯１２の３組を、それぞれ、Ｕ１−Ｕ２、Ｖ１−Ｖ２、およびＷ１−Ｗ２と呼び、それらに巻回されたステータコイルを、それぞれ、Ｕ−Ｕ´相、Ｖ−Ｖ´相、およびＷ−Ｗ´相と呼ぶことにする。一方、ロータ２０は、周方向に（π／２）ラジアン（９０°）の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２を有する。
【０００５】上述のステップモータにおいて、図４（１）に示す如く、Ｕ１−Ｕ２のステータ歯１２がそれぞれＮ極およびＳ極となるように、ステータコイル（Ｕ−Ｕ´相）を励磁したとする。この場合、Ｕ１−Ｕ２のステータ歯１２とロータ歯２２とが対面する位置でロータ２０が停止する（図４（１）参照）。この状態で、図４R>４（２）に示されるように、Ｕ−Ｕ´相の励磁を切り、Ｖ−Ｖ´相を励磁したとする。この場合、ロータ２０が反時計方向（ＣＣＷ）に（π／６）ラジアン（３０°）回転する（図４（３）参照）。すなわち、このステップモータのステップ角は３０°である。さらに、Ｖ−Ｖ´相からＷ−Ｗ´相に励磁を切り変えると再び反時計方向に３０°回転する。
【０００６】このように、ステップモータは、通常、ステータ歯１２に巻かれたステータコイルの励磁を切り換えることにより、位置・速度検出器を持たずに歩進動作を行なう。しかしながら、このような構造を有するステップモータには以下に述べるような欠点がある。
【０００７】ａ．励磁されたステータ歯とロータ歯との間に働く保持トルク以上の負荷がかかると、“脱調”を生じてステップモータを制御することが不可能になる。
【０００８】ｂ．励磁切り換えのみの運転では、ステップモータを正確にトルク制御することが不可能となる。
【０００９】ｃ．トルク脈動が大きい。
【００１０】これらの欠点を解決するために、従来から、マイクロステップ駆動法とフィードバック制御法とが採用されている。ここで、マイクロステップ駆動法とは、ステップモータの励磁切り換えを正弦波状に切り換えることで、トルク脈動を抑制する制御方法である。一方、フィードバック制御法とは、ステップモータに位置・速度検出器を取り付け、その検出器からの検出信号をフィードバックすることで脱調等を防ぐ制御方法である。
【００１１】しかしながら、上述した制御法のいずれも、ステップモータの理論的な電気回路モデルに基づいていないため、下記の問題を有する。
【００１２】Ａ．最適制御条件がわからないため、制御条件の設定があやふやとなる。
【００１３】Ｂ．ステップモータの速度起電力、変圧器起電力、インピーダンス降下等の性能抑制要因が考慮されていないので、精密な制御ができない。
【００１４】Ｃ．上記Ａ、Ｂより、ステップモータの“中身”がわからず、ブラックボックスとして扱うため、制御設計ができない。
【００１５】Ｄ．上記ＡとＣより、制御性向上が望めず、またその限界点も把握できない。
【００１６】ところで、１９８７年２月１４日付けで社団法人電気学会から発行した「電気学会研究会資料 半導体電力変換研究会 ＳＰＣ−８７−１４〜２５」中のＳＰＣ−８７−１７，頁３１〜４０に「ステップモータによるブラシレスモータとその脈動トルクの考察」という題で、山中 広之、百目鬼 英雄、および本発明者の一人である松井 信行共著による論文が発表されている。この論文では、ｄ−ｑ軸モデルで電圧方程式を導出し、永久磁石型同期モータ、すなわち、ブラシレスモータと同じ形のブロック図と制御方法を提案している。しかしながら、この論文のモデル化の基本的な考えが、励磁方法とその駆動形態のみからステップモータが二相同期モータと同じとしており、論文には何故そうなるのかが理論的に説明されていない。
【００１７】そこで、本発明者らは以下に詳細に説明するように、ステップモータ（特に、３相ＨＢ形ステップモータ）が一般のブラシレスＤＣモータと同一の形で表わされることを理論的に証明した。
【００１８】図５を参照して、ステップモータの理論的な電気回路モデルについて、３相ＨＢ形ステップモータを例にとって説明する。３相ＨＢ形ステップモータは、筒状のステータ１０と、このステータ１０内に回転軸ＲＡの回りに回転可能に収容されたロータ２０とからなる。図示のステータ１０はステータコア１１を含む。ステータコア１１は、周方向に６０°の間隔をおいて配置されて半径方向内側に突出した６個のステータ歯１２を有する。互いに対向する対のステータ歯１２の３組を、それぞれ、Ｕ１−Ｕ２、Ｖ１−Ｖ２、およびＷ１−Ｗ２と呼ぶ。各ステータ歯１２にはステータコイル１３が巻回されている。
【００１９】ステータコイル１３には、図５（ｂ）および（ｃ）に示すように、Ｕ−Ｕ´相コイル、Ｖ−Ｖ´相コイル、およびＷ−Ｗ´相コイルの３種類のコイルがある。Ｕ−Ｕ´相コイルはステータ歯Ｕ１およびＵ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。同様に、Ｖ−Ｖ´相コイルはステータ歯Ｖ１およびＶ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。Ｗ−Ｗ´相コイルはステータ歯Ｗ１およびＷ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。
【００２０】一方、ロータ２０は、間に軸方向にＮ極、Ｓ極をもつ永久磁石２３を介して配置された一対のロータコア２１Ａおよび２１Ｂを含む。図示の如く、回転軸ＲＡと直交する中心面ＣＰを境にして、ロータコア２１Ａ側を区間Ａと呼び、ロータコア２１Ｂ側を区間Ｂと呼ぶことにする。ロータコア２１Ａおよび２１Ｂはステータコア１１と対向している。図５（ｂ）に示すように、ロータコア２１Ａは、周方向に９０°の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２Ａを有する。同様に、図５（ｃ）に示すように、ロータコア２１Ｂは、周方向に９０°の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２Ｂを有する。図５（ｂ）および（ｃ）から明らかなように、ロータ歯２２Ａとロータ歯２２Ｂとは互いにピッチが半分ピッチ、即ち、電気角で位相がπラジアン（１８０°）ずれている。ここで、ステップモータの技術分野では、ロータ歯の１ピッチを３６０°としてこれを電気角と呼んでいる。従って、図５に示すステップモータでは、ロータ歯が４つあるので、ロータ２０が機械的に１回転すると、電気角で４回転したことになる。また、電気角θｒはステータ歯Ｕ１を基準として時計方向（ＣＷ）を正とする。図５（ｂ）に示すように、４個のロータ歯２２Ａを、ステータ歯Ｕ１に対向したものを１とした場合に、時計方向に、それぞれ、１、２、３および４と呼ぶことにする。同様に、図５（ｃ）に示すように、４個のロータ歯２２Ｂを、ステータ歯Ｕ１より時計方向に、それぞれ、１´、２´、３´および４´と呼ぶことにする。
【００２１】図５（ｂ）に示すように、ステータ歯Ｕ１，Ｕ２がロータ歯１，３と一致しているとすると、ステータ歯Ｖ１，Ｗ１とロータ歯２及びステータ歯Ｖ２，Ｗ２とロータ歯４は、ロータ歯ピッチで１／３ピッチ（電気角で１２０°）ずれている。尚、各ステータ歯に巻かれたステータコイル１３のコイル巻数は全てＮｓとする。
【００２２】３相ＨＢ形ステップモータのロータ２０とステータ歯１２との間の磁気の通りやすさ、すなわち、パーミアンスＰを抵抗の形で表現し、永久磁石２３と各ステータコイル１３を磁力線の発生源として電源の形で表現すると、３相ＨＢ形ステップモータを図４に示す電気回路（磁気回路）で表現できる。ここで、ＨU1はステータ歯Ｕ１に巻かれたＵ相コイルによる起磁力で、ＰU はＵ相のパーミアンスとする。その他の記号も同様である。ステータ歯Ｕ１とステータ歯Ｕ２、ステータ歯Ｖ１とステータ歯Ｖ２、およびステータ歯Ｗ１とステータ歯Ｗ２のパーミアンスは常に同一である。
【００２３】図６の電気回路を解き、３相ＨＢ形ステップモータのモデル化を行う。図６中、パーミアンスＰU ，ＰV ，ＰW ，ＰU'，ＰV'，およびＰW'について説明する。これらは、それぞれ、ステータ歯Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，およびＷ２の磁力線（以下、磁束と呼ぶ）の通りやすさを示すもので、ロータ２０とステータ１０の位置関係が変わると、これらの値も変化する。これらは電気角θｒによる周期関数で、パーミアンスＰU 〜ＰW'は、一般に下記の数式１で与えられる。
【００２４】
【数１】
【００２５】ここで、Ｐバー（Ｐの上にバーが付いている）は平均パーミアンス値、Ｐｏはパーミアンスの振幅を示し、これらの値はモータの寸法及び構造によって決まる定数で、単位は［Ｈ］である。また、下記の数式２が成り立つとする。
【００２６】
【数２】
【００２７】ここで、ｉU 、ｉV およびｉW は、それぞれ、Ｕ−Ｕ´相コイル、Ｖ−Ｖ´相コイルおよびＷ−Ｗ´相コイルに流れる相電流である。
【００２８】ステップモータのモデル化は、図６に示す電気回路を下記の手順で解くこで実現される。
【００２９】i）図６に示す電気回路をコイル鎖交磁束＝パーミアンス×起磁力、すなわち、下記の数式３の形で表わす。
【００３０】
【数３】
【００３１】各相及びロータ、ステータ間は干渉しているので、行列形式となる。
【００３２】ii）次に、電圧ベクトルＶ、電流ベクトルｉ、磁束ベクトルλを、下記の数式４で求め、図５に示すステップモータを電圧方程式の形で表現する。
【００３３】
【数４】
【００３４】ここで、Ｒはコイル抵抗行列を表わす。図６R>６に示す電気回路に、上記数式１および数式２を代入して、磁束ベクトルλを求める。その結果は、下記の数式５となる。
【００３５】
【数５】
【００３６】ここでは、電流ｉU 、ｉV およびｉW を電流ベクトルとして解いた。尚、磁束ベクトルλは、λU （＝λU1＋λU2）、λV （＝λV1＋λV2）およびλW （＝λW1＋λW2）とおいた。ここで、ロータ２０にはコイルがなく、永久磁石２３のみなので、ロータ側の要素は存在せず、Ｈｍによって等価的に示される。
【００３７】次に、ステータコイル１個分のコイル抵抗をＲｓとして、コイル抵抗行列Ｒを作り、モータの電圧方程式を導く。その結果は、下記の数式６となる。
【００３８】
【数６】
【００３９】上記数式６中、ＰバーＮｓ2 （パーミアンス平均値とコイル巻数の２乗）の項は、モータのインダクタンス成分を表わし、一般に対角成分（＝（８／３）ＰバーＮｓ2 ）は自己インダクタンスＬｓと呼ばれ、それ以外の成分（＝（−４／３）ＰバーＮｓ2 ）は相互インダクタンスＭｓと呼ばれている。
【００４０】また、数式６の右辺、最終項のＰｏＮｓcos θｒ・Ｍｍの要素は、電気角θの変動によって発生する電圧の項であり、永久磁石形同期電動機（以後、ブラシレスＤＣモータと呼ぶ）の誘起電圧項と同一である。ここで、ＰｏＮｓＭｍ＝ＭｒＩｍであり、Ｉｍはロータ側磁石の等価起磁力電流を表わし、Ｍｒは相互インダクタンスを表わす。上記の表現を用いて、数式６を書き表わすと、下記の数式７が得られる。
【００４１】
【数７】
【００４２】上記数式７から、３相ＨＢ形ステップモータが、図７に示すような、一般のブラシレスＤＣモータと同一の形で表わされることが分かる。
【００４３】周知のように、モータ制御の分野においては、３相−２相変換やｄ−ｑ変換が用いられる。ここで、３相−２相変換とは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相からα、βの２相に変換することをいう。また、ｄ−ｑ変換とは、α、βの静止座標系からロータ側に同期して回転する、ｄ、ｑ座標系に変換することをいう。
【００４４】図８に示すように、ステップモータにおいてｄ軸とは、ロータ歯の中心軸を意味し、ｑ軸とはｄ軸から電気角でπ／２（９０°）進んだところに位置する（通常のステップモータではロータ歯は複数個あるのでｄ軸も複数本存在することになる）。
【００４５】上記数式７に、３相−２相変換およびｄ−ｑ変換を施すと、下記の数式８が得られる。
【００４６】
【数８】
【００４７】上記数式８を状態方程式の形に表現し直すと、下記の数式９が得られる。
【００４８】
【数９】
【００４９】上記数式９をラプラス演算子ｓを用い、ラプラス変換を行った上でブロック線図を描くと、図９が得られる。ここで、ステップモータの負荷を１／（Ｊｓ＋Ｄ）で表現し、負荷トルクをＴL で表現する。図９より、本ステップモータのトルクＴｅは下記の数式１０で与えられる。
【００５０】
【数１０】
【００５１】ここで、ｐ・Ｍｒ´・Ｉｍは永久磁石による磁束であるので、一定値として扱える。したがって、ｑ軸電流ｉq をコントロールすることで、ステップモータをトルク制御することができる。また、ｄ軸電流ｉd は、モータ出力に寄与しないので、常に零に制御すればよい。以上述べたことを纏めると、下記の数式１１が得られる。
【００５２】
【数１１】
【００５３】しかしながら、図９のブロック線図より、モータ入力電圧ｖd ．ｖq からｑ軸電流ｉq へ辿る行程には干渉要素（図９の点線で囲んだ部分）が存在している。この結果、モータ入力電圧ｖd ．ｖq からｄ軸電流ｉd およびｑ軸電流ｉq を直接制御することはできない。これを解決するために、以下に詳細に説明する手順に従って、制御系の非干渉化を行う。
【００５４】■ステップモータのインピーダンス項に入力する電圧ｖ´d ，ｖ´q は、図９に示すように、下記の数式１２および数式１３で与えられる。
【００５５】
【数１２】
【００５６】
【数１３】
【００５７】■ステップモータの電気角速度ωr 、ｄ軸電流ｉd およびｑ軸電流ｉq はリアルタイムで検出可能な値であり、ＬｓとＭｒ´・Ｉｍはモータ定数で既知である。
【００５８】■したがって、数式１２の右辺第２項｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝と、数式１３の右辺第２項｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とは演算可能であり、以下、それぞれ、ｄ軸干渉成分及びｑ軸干渉成分と呼ぶ。したがって、モータ入力端子への印加電圧ｖd ，ｖq が下記の数式１４および数式１５となるように制御する。
【００５９】
【数１４】
【００６０】
【数１５】
【００６１】■上記数式１４および数式１５で表わされる電圧を印加電圧ｖd ，ｖq として与えることで、図９に示すブロック線図の干渉項は打ち消され、図１０に示すように簡素化される。
【００６２】■ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝と、ｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とを電圧指令値に盛り込むことは、一種のフィードフォワード制御であり、かつ予測制御となる。すなわち、過去の電気角速度ωr 、ｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉq の値で、未来のｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝およびｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝の値を求めることに相当する。従って、厳密には図１０に示す非干渉化が成立しない。しかしながら、信号処理のスピード、すなわち、ｄ軸電流ｉd およびｑ軸電流ｉq の検出と、ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝とｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝の計算等が、モータスピード（機械角速度）各ωrmの変化に対して十分（１００倍以上）に速いので、図１０に示す非干渉化が成り立つ。
【００６３】なお、図１０に示す非干渉化は、定常状態のときに成り立つもので、過渡状態のときには成り立たない。しかし、実際の制御システムでは、過渡状態の整定は、瞬時（電気的時定数の１／１０以下）に行われるので、影響は少ない。
【００６４】■次に、ステップモータのインピーダンス項に入力する電圧ｖ´d ，ｖ´q に関しては、ｄ軸電流ｉd およびｑ軸電流ｉq の電流値をフィードバックした電流制御器を用いる。制御系の構成は、図１１に示すようになる。図１１中、伝達関数Ｇid（ｓ），Ｇiq（ｓ）で表わされる電流制御器としては、一般に、比例制御器（Ｐ制御器）や比例−積分制御器（ＰＩ制御器）が使用される。
【００６５】■以上、上記■〜■で述べたことをブロック線図で表わすと、図１２が得られる。
【００６６】なお、本制御方法を採用する場合は、ステップモータのロータに同期して回転する座標系（＝モータの磁極中心と同期して回転する座標系）である、ｄ，ｑ軸を用いるため、磁極位置検出装置は不可欠である。
【００６７】以上の議論より得られる３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を図１３に示す。図５に示したような３相ＨＢ形ステップモータ３１の回転軸には速度・位置検出器３２が取り付けらており、その速度・位置検出器３２からの速度・位置検出信号は速度・位置信号処理器３３に送出される。なお、速度・位置検出器３２としては、レゾルバあるいはエンコーダが用いられる。速度・位置信号処理器３３は速度・位置検出信号を処理して、電気角度検出信号θr ，電気角速度検出信号ωr 、機械角度検出信号θrmおよび機械角速度検出信号ωrmを出力する。電気角度検出信号θr は角度／正弦・余弦変換器３４によって正弦関数信号sinθr および余弦関数信号cos θr に変換される。
【００６８】一方、ＨＢ形ステップモータ３１のステータコイル（図５の１３）にはＵ相電圧ｖu 、Ｖ相電圧ｖv およびＷ相電圧ｖw が供給される。ＨＢ形ステップモータ３１の入力側には電流検出器３５が設けられ、ここでＵ相電流ｉu とＶ相電流ｉv が検出される。これらＵ相電流検出信号ｉu およびＶ相電流検出信号ｉv は３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６に供給される。この３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６には角度／正弦・余弦変換器３４から正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr も供給される。３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６は、正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr に基づいてＵ相電流検出信号ｉu およびＶ相電流検出信号ｉv をｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq に変換する。
【００６９】機械角度検出信号θrmは第１の減算器３７に供給され、第１の減算器３７は機械角度指令信号θ＊rmから機械角度検出信号θrmを減算してその機械角度偏差信号を位置制御器３８に送出する。位置制御器３８は機械角度偏差信号に基づいて機械角速度指令信号ω＊rmを発生する。この機械角速度指令信号ω＊rmは第２の減算器３９に供給される。この第２の減算器３９には機械角速度検出信号ωrmも供給され、第２の減算器３９は機械角速度指令信号ω＊rmから機械角速度検出信号ωrmを減算して機械角速度偏差信号を速度制御器４０に送出する。速度制御器４０は機械角速度偏差信号に基づいてｑ軸電流指令信号ｉ＊q を発生する。
【００７０】３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６から出力されたｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq はそれぞれ第３および第４の減算器４１および４２に供給される。第３の減算器４１は零に等しいｄ軸電流指令信号ｉ＊d からｄ軸電流検出信号ｉd を減算してｄ軸電流偏差信号Δｉd を出力する。第４の減算器４２には速度制御器４０からｑ軸電流指令信号ｉ＊q が供給される。第４の減算器４２はｑ軸電流指令信号ｉ＊q からｑ軸電流検出信号ｉq を減算してｑ軸電流偏差信号Δｉq を出力する。ｄ軸電流偏差信号Δｉd およびｑ軸電流偏差信号Δｉq は、それぞれ、第１および第２の電流制御器４３および４４に供給される。第１および第２の電流制御器４３および４４は、それぞれ、図１１又は図１２中の伝達関数Ｇid（ｓ）およびＧiq（ｓ）で表わされる伝達特性を有する。
【００７１】第１の電流制御器４３はｄ軸電流偏差信号Δｉd に基づいてｄ軸電圧指令信号ｖ'*d を発生する。同様に、第２の電流制御器４４はｑ軸電流偏差信号Δｉq に基づいてｑ軸電圧指令信号ｖ'*q を発生する。３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６から出力されたｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq は非干渉化制御器４５にも供給される。非干渉化制御器４５には速度・位置信号処理器３３から電気角速度検出信号ωr が供給される。非干渉化制御器４５は、図１２に示す非干渉制御（フィードフォワード）と記したブロックの部分に対応する。非干渉化制御器４５は、ｄ軸電流検出信号ｉd 、ｑ軸電流検出信号ｉq および電気角速度検出信号ωr に基づいて、ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝とｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とを計算する。ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝は減算器４６に供給され、ｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝は加算器４７に供給される。減算器４６には第１の電流制御器４３からｄ軸電圧指令信号ｖ'*d が供給され、加算器４７には第２の電流制御器４４からｑ軸電圧指令信号ｖ'*q が供給されている。減算器４６は、上記数式１４に示すように、ｄ軸電圧指令信号ｖ'*d からｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝を減算して、非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d を出力する。同様に、加算器４７は、上記数式１５に示すように、ｑ軸電圧指令信号ｖ'*q とｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とを加算して、非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q を出力する。
【００７２】これら非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d と非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q とはｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８に供給される。このｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８には、角度／正弦・余弦変換器３４から正弦関数信号sin θrおよび余弦関数信号cos θr も供給される。ｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８は、正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr に基づいて、非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d および非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q をＵ相電圧指令信号ｖ＊u ，Ｖ相電圧指令信号ｖ＊v ，およびＷ相電圧指令信号ｖ＊w に変換する。これらＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v ，およびｖ＊w はＰＷＭインバータ４９に供給される。ＰＷＭインバータ４９は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v ，およびｖ＊w に基づいて、それぞれ、上述したＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧ｖu 、ｖv およびｖw を３相ＨＢ形ステップモータ３１に供給する。
【００７３】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、３相ＨＢ形ステップモータの解析を行った結果、従来のようにマイクロステップ駆動法を用いた際には、トルク脈動の発生とマイクロステップとの整合を正確にとる必要があり、一般にこのような整合をとることは極めて難しく、この結果、トルク脈動を抑制できないという問題点がある。
【００７４】本発明の目的は高精度にトルク制御を行うことのできる制御装置を提供することにある。
【００７５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ステータと、該ステータに対向して回転可能に配置されたロータとを備え、前記ステータは周方向に間隔をおいて配置され径方向に突出した第１の個数のステータ歯を有するステータコアと、前記ステータ歯の各々に巻回されたステータコイルとを備え、前記ロータは周方向に間隔をおいて配置され前記ステータ歯と対向するように径方向に突出し、かつ前記第１の個数より少ない第２の個数のロータ歯を有するロータコアを備えるステップモータに用いられ、前記ステップモータが駆動された際、該ステップモータに関する電気角検出信号、電気角速度検出信号、及び機械角速度検出信号を出力する検出処理手段と、機械角速度指令信号に応答して該機械角速度指令信号と前記機械角速度検出信号に応じてｑ軸電流指令信号を出力するｑ軸電流指令生成手段と、該ｑ軸電流指令信号を補償制御して補償ｑ軸電流指令信号とする補償手段と、前記電気角検出信号を三角関数信号に変換する三角関数変換手段と、前記ステータコイルに流れる相電流を検出して相電流検出信号を出力する電流検出手段と、前記三角関数信号に基づいて前記相電流検出信号をｄ軸電流検出信号及びｑ軸電流検出信号に変換するｄ−ｑ座標変換手段と、前記電気角速度検出信号に応答して前記ｄ軸電流検出信号の干渉成分及びｑ軸電流検出信号の干渉成分をそれぞれｄ軸干渉成分及びｑ軸干渉成分として求める非干渉化制御手段と、予め定められたｄ軸指令値のｄ軸電流指令信号が与えられ該ｄ軸電流指令信号と前記ｄ軸電流検出信号とに基づいてｄ軸電流偏差信号を出力する第１の減算手段と、前記補償ｑ軸電流指令信号と前記ｑ軸電流検出信号とに基づいてｑ軸電流偏差信号を出力する第２の減算手段と、前記ｄ軸電流偏差信号に応じてｄ軸制御電流信号を生成する第１の電流制御手段と、前記ｑ軸電流偏差信号に応じてｑ軸制御電流信号を生成する第２の電流制御手段と、前記ｄ軸制御電流信号から前記ｄ軸干渉成分を除去してｄ軸非干渉電流信号を生成する第３の減算手段と、前記ｑ軸制御電流信号から前記ｑ軸干渉成分を除去してｑ軸非干渉電流信号を生成する第４の減算手段と、前記三角関数信号に応答して前記ｄ軸非干渉電流信号及び前記ｑ軸非干渉電流信号から相制御電流を求める相座標変換手段とを有することを特徴とするステップモータの制御装置が得られる。ここでは、予め定められたｄ軸指令値として零が与えられ、補償手段はｑ軸電流検出信号と電気角検出信号で示される電気角を変数とする関数との積が一定値となるようにｑ軸電流指令信号を補償制御する。
【００７６】
【作用】本発明では、ｄ軸電流指令値として零を与え、ｄ軸に関してフィードバック制御を行い、ｑ軸に関してはｑ軸電流検出信号と電気角検出信号で示される電気角を変数とする関数との積が一定値となるようにｑ軸電流指令信号を補償制御するしているから、トルク脈動成分を抑制することができ、高精度にステップモータの制御を行うことができる。
【００７７】
【実施例】以下本発明について実施例によって説明する。
【００７８】図１を参照して、この実施例では図１２に示す構成要素と同一の構成要素については同一に参照番号を付し説明を省略する。図１においては、減算器３７及び位置制御器３８は省略されている。この実施例では速度制御器４０と減算器４２との間に脈動補償器５０が挿入されている。
【００７９】ところで、従来の制御においては数１で示すようにパーミアンスを定義したが、実際には、歯移動に伴うハーミアンス変化は数１のような正弦波関数ではなく、高調波成分を含む関数で表わされる。
【００８０】従って、高調波成分を考慮すると、数１は区間Ａ及びＢにおいて数１６で表わされる。一例としてパーミアンスの変化は図２で示すように変化することになる。
【００８１】
【数１６】
【００８２】数１６を用いて数７を書き改めると電圧方程式は数１７で表わされる。
【００８３】
【数１７】
【００８４】上記の数１７を３相−２相変換して、モータのロータに同期して回転するｄ−ｑ軸上での電圧方程式を導くと、この電圧方程式は数１８で表わされる。
【００８５】
【数１８】
【００８６】上記の数１８をみると、公知の永久磁石形同期モータ（ブラシレスＤＣモータ）の電圧方程式と比べて右辺第２項目が異なる。通常の場合、この項（右辺第２項目）は定数になるが、数１８ではθｒの関数となっており、この項がトルク脈動の原因となっている。
【００８７】数１８に基づいてｄ−ｑ軸上におけるブロック線図を描くと、図３に示すブロック線図となる。図３R>３において、ωｒＭｒＩｍ・Ｆｄ（θｒ）及びωｒＭｒＩｍ・Ｆｑ（θｒ）のブロックが存在するから、トルク（Ｔｅ）発生は数１９で与えられる。
【００８８】
【数１９】
【００８９】数１９において、Ｆｄ（θｒ）・ｉｄはｄ軸（磁極と同一の向きの軸）に関して発生するトルクであり、このトルクはモータを回転させるための主トルクとはならず、全てが脈動トルクとなる。
【００９０】従って脈動トルクを抑制するためには、Ｆｄ（θｒ）・ｉｄを零にするようにｉｄを制御すればよい。つまり、ｉｄ＝０とすればよい。また、Ｆｑ（θｒ）・ｉｑはモータ主トルクを発生する項であるが、モータ角θによって変動する部分が存在し、この部分によって脈動トルクが発生することになる。従って、Ｆｑ（θ）・ｉｑが一定になるようにｉｑを制御すればよい。つまり、数２０に示す形でｉｑを制御すればよいことになる。
【００９１】
【数２０】
【００９２】脈動補償器５０では数２０に基づいてｉｑを制御してトルク脈動を制御している。具体的には、ステップモータを予め試験して、予め定められた間隔をおいて電気角（θｒ）を変数とする関数Ｆｑ（θｒ）を求めておく。つまり、電気角θｒ１，θｒ２，…，θｒｎに関して関数Ｆｑ（θｒ１），Ｆｑ（θｒ２），…，Ｆｑ（θｒｎ）を求めておく。そして、これら関数Ｆｑ（θｒ１），Ｆｑ（θｒ２），…，Ｆｑ（θｒｎ）は脈動補償器５０に補償量として予め設定される。脈動補償器５０には電気角検出信号θｒが与えられるとともにｑ軸電流指令信号ｉ＊ｑが与えられる。脈動補償器５０では電気角検出信号θｒから検出電気角に対応する補償量Ｆｑ（θｒ）を選択して、ｉ＊ｑ・（１／Ｆｑ（θｒ））を補償ｑ軸電流指令値として求める。
【００９３】このようにして、補償ｑ軸電流指令値に基づいてステップモータを制御することによって、電気角による脈動成分を抑制することができる。
【００９４】なお、上述の実施例では３相ＨＢ形ステップモータを制御する場合について説明したが、２相ＨＢ形ステップモータ及び５相ステップモータについても同様にして制御を行うことができる（この場合には、相変換演算を行う必要があることはいうまでもない）。また、上述の実施例では所謂インナーロータ形ステップモータについて説明したが、アウターロータ形においても同様に制御することができ、加えて、ステータ側にコイル及び磁石が備えられているタイプのステップモータについても同様に制御することができる。
【００９５】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、本発明では、ｄ軸電流指令値として零を与え、ｄ軸に関してフィードバック制御を行い、ｑ軸に関してはｑ軸電流検出信号と電気角検出信号で示される電気角を変数とする関数との積が一定値となるようにｑ軸電流指令信号を補償制御するしているから、トルク脈動成分を抑制することができ、高精度にステップモータの制御を行うことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による制御装置の一実施例を説明するためのブロック図である。
【図２】ステップモータの電気角とパーミアンスとの関係を示す図である。
【図３】本発明によるステップモータ制御を説明するためのブロック線図である。
【図４】ステップモータの動作原理を説明するための図である。
【図５】本発明が適用される３相ＨＢ形ステップモータの構造を示す図であり、（ａ）は縦断面図、（ｂ）は（ａ）のＡ−Ａ´線からみた断面図、（ｃ）は（ａ）のＢ−Ｂ´線からみた断面図である。
【図６】３相ＨＢ形ステップモータの電気回路モデルを示す回路図である。
【図７】ブラシレスＤＣモータの等価回路モデルを示す回路図である。
【図８】ステップモータにおけるｄ−ｑ軸を説明するための図である。
【図９】３相ＨＢステップモータのブロック線図である。
【図１０】非干渉後のブロック線図である。
【図１１】ｄ軸及びｑ軸電流をフィードバックした電流制御器を用いた制御系の構成を示すブロック図である。
【図１２】非干渉化を行う制御システムを示すブロック図である。
【図１３】従来の３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
３１ ３相ＨＢ形ステップモータ
３２ 速度・位置検出器
３３ 速度・位置信号処理器
３４ 角度／正弦・余弦変換器
３５ 電流検出器
３６ ３相交流／ｄ−ｑ座標変換器
３７，３９，４１，４２，４６ 減算器
３８ 位置制御器
３９ 減算器
４０ 速度制御器
４３，４４ 電流制御器
４５ 非干渉化制御器
４７ 加算器
４８ ｄ−ｑ／３相交流座標変換器
４９ ＰＷＭインバータ
５０ 脈動補償器
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はステップモータの制御装置に関し、特に、ステップモータ駆動時に生じるトルク脈動を抑制するための制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ステップモータは電気パルスを入力としてパルス数に対応した機械角度を出力とするモータである。このステップモータには種々のものがあるが、その１つにハイブリッド形ステップモータがある。
【０００３】ここで図４を参照して、ステップモータの動作について可変レラクタンス（ＶＲ）形ステップモータを例にとって説明する。
【０００４】図示のステップモータは、筒状のステータ１０と、このステータ１０内に収容され回転軸ＲＡの回りに回転可能なロータ２０とを備えている。ステータ１０は、周方向に（π／３）ラジアン（６０°）の間隔をおいて配置されて半径方向内側に突出した６個のステータ歯１２を有する。図示はしていないが、各ステータ歯１２にはステータコイルが巻回されている。ここでは、互いに対向する対のステータ歯１２の３組を、それぞれ、Ｕ１−Ｕ２、Ｖ１−Ｖ２、およびＷ１−Ｗ２と呼び、それらに巻回されたステータコイルを、それぞれ、Ｕ−Ｕ´相、Ｖ−Ｖ´相、およびＷ−Ｗ´相と呼ぶことにする。一方、ロータ２０は、周方向に（π／２）ラジアン（９０°）の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２を有する。
【０００５】上述のステップモータにおいて、図４（１）に示す如く、Ｕ１−Ｕ２のステータ歯１２がそれぞれＮ極およびＳ極となるように、ステータコイル（Ｕ−Ｕ´相）を励磁したとする。この場合、Ｕ１−Ｕ２のステータ歯１２とロータ歯２２とが対面する位置でロータ２０が停止する（図４（１）参照）。この状態で、図４R>４（２）に示されるように、Ｕ−Ｕ´相の励磁を切り、Ｖ−Ｖ´相を励磁したとする。この場合、ロータ２０が反時計方向（ＣＣＷ）に（π／６）ラジアン（３０°）回転する（図４（３）参照）。すなわち、このステップモータのステップ角は３０°である。さらに、Ｖ−Ｖ´相からＷ−Ｗ´相に励磁を切り変えると再び反時計方向に３０°回転する。
【０００６】このように、ステップモータは、通常、ステータ歯１２に巻かれたステータコイルの励磁を切り換えることにより、位置・速度検出器を持たずに歩進動作を行なう。しかしながら、このような構造を有するステップモータには以下に述べるような欠点がある。
【０００７】ａ．励磁されたステータ歯とロータ歯との間に働く保持トルク以上の負荷がかかると、“脱調”を生じてステップモータを制御することが不可能になる。
【０００８】ｂ．励磁切り換えのみの運転では、ステップモータを正確にトルク制御することが不可能となる。
【０００９】ｃ．トルク脈動が大きい。
【００１０】これらの欠点を解決するために、従来から、マイクロステップ駆動法とフィードバック制御法とが採用されている。ここで、マイクロステップ駆動法とは、ステップモータの励磁切り換えを正弦波状に切り換えることで、トルク脈動を抑制する制御方法である。一方、フィードバック制御法とは、ステップモータに位置・速度検出器を取り付け、その検出器からの検出信号をフィードバックすることで脱調等を防ぐ制御方法である。
【００１１】しかしながら、上述した制御法のいずれも、ステップモータの理論的な電気回路モデルに基づいていないため、下記の問題を有する。
【００１２】Ａ．最適制御条件がわからないため、制御条件の設定があやふやとなる。
【００１３】Ｂ．ステップモータの速度起電力、変圧器起電力、インピーダンス降下等の性能抑制要因が考慮されていないので、精密な制御ができない。
【００１４】Ｃ．上記Ａ、Ｂより、ステップモータの“中身”がわからず、ブラックボックスとして扱うため、制御設計ができない。
【００１５】Ｄ．上記ＡとＣより、制御性向上が望めず、またその限界点も把握できない。
【００１６】ところで、１９８７年２月１４日付けで社団法人電気学会から発行した「電気学会研究会資料 半導体電力変換研究会 ＳＰＣ−８７−１４〜２５」中のＳＰＣ−８７−１７，頁３１〜４０に「ステップモータによるブラシレスモータとその脈動トルクの考察」という題で、山中 広之、百目鬼 英雄、および本発明者の一人である松井 信行共著による論文が発表されている。この論文では、ｄ−ｑ軸モデルで電圧方程式を導出し、永久磁石型同期モータ、すなわち、ブラシレスモータと同じ形のブロック図と制御方法を提案している。しかしながら、この論文のモデル化の基本的な考えが、励磁方法とその駆動形態のみからステップモータが二相同期モータと同じとしており、論文には何故そうなるのかが理論的に説明されていない。
【００１７】そこで、本発明者らは以下に詳細に説明するように、ステップモータ（特に、３相ＨＢ形ステップモータ）が一般のブラシレスＤＣモータと同一の形で表わされることを理論的に証明した。
【００１８】図５を参照して、ステップモータの理論的な電気回路モデルについて、３相ＨＢ形ステップモータを例にとって説明する。３相ＨＢ形ステップモータは、筒状のステータ１０と、このステータ１０内に回転軸ＲＡの回りに回転可能に収容されたロータ２０とからなる。図示のステータ１０はステータコア１１を含む。ステータコア１１は、周方向に６０°の間隔をおいて配置されて半径方向内側に突出した６個のステータ歯１２を有する。互いに対向する対のステータ歯１２の３組を、それぞれ、Ｕ１−Ｕ２、Ｖ１−Ｖ２、およびＷ１−Ｗ２と呼ぶ。各ステータ歯１２にはステータコイル１３が巻回されている。
【００１９】ステータコイル１３には、図５（ｂ）および（ｃ）に示すように、Ｕ−Ｕ´相コイル、Ｖ−Ｖ´相コイル、およびＷ−Ｗ´相コイルの３種類のコイルがある。Ｕ−Ｕ´相コイルはステータ歯Ｕ１およびＵ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。同様に、Ｖ−Ｖ´相コイルはステータ歯Ｖ１およびＶ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。Ｗ−Ｗ´相コイルはステータ歯Ｗ１およびＷ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。
【００２０】一方、ロータ２０は、間に軸方向にＮ極、Ｓ極をもつ永久磁石２３を介して配置された一対のロータコア２１Ａおよび２１Ｂを含む。図示の如く、回転軸ＲＡと直交する中心面ＣＰを境にして、ロータコア２１Ａ側を区間Ａと呼び、ロータコア２１Ｂ側を区間Ｂと呼ぶことにする。ロータコア２１Ａおよび２１Ｂはステータコア１１と対向している。図５（ｂ）に示すように、ロータコア２１Ａは、周方向に９０°の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２Ａを有する。同様に、図５（ｃ）に示すように、ロータコア２１Ｂは、周方向に９０°の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２Ｂを有する。図５（ｂ）および（ｃ）から明らかなように、ロータ歯２２Ａとロータ歯２２Ｂとは互いにピッチが半分ピッチ、即ち、電気角で位相がπラジアン（１８０°）ずれている。ここで、ステップモータの技術分野では、ロータ歯の１ピッチを３６０°としてこれを電気角と呼んでいる。従って、図５に示すステップモータでは、ロータ歯が４つあるので、ロータ２０が機械的に１回転すると、電気角で４回転したことになる。また、電気角θｒはステータ歯Ｕ１を基準として時計方向（ＣＷ）を正とする。図５（ｂ）に示すように、４個のロータ歯２２Ａを、ステータ歯Ｕ１に対向したものを１とした場合に、時計方向に、それぞれ、１、２、３および４と呼ぶことにする。同様に、図５（ｃ）に示すように、４個のロータ歯２２Ｂを、ステータ歯Ｕ１より時計方向に、それぞれ、１´、２´、３´および４´と呼ぶことにする。
【００２１】図５（ｂ）に示すように、ステータ歯Ｕ１，Ｕ２がロータ歯１，３と一致しているとすると、ステータ歯Ｖ１，Ｗ１とロータ歯２及びステータ歯Ｖ２，Ｗ２とロータ歯４は、ロータ歯ピッチで１／３ピッチ（電気角で１２０°）ずれている。尚、各ステータ歯に巻かれたステータコイル１３のコイル巻数は全てＮｓとする。
【００２２】３相ＨＢ形ステップモータのロータ２０とステータ歯１２との間の磁気の通りやすさ、すなわち、パーミアンスＰを抵抗の形で表現し、永久磁石２３と各ステータコイル１３を磁力線の発生源として電源の形で表現すると、３相ＨＢ形ステップモータを図４に示す電気回路（磁気回路）で表現できる。ここで、ＨU1はステータ歯Ｕ１に巻かれたＵ相コイルによる起磁力で、ＰU はＵ相のパーミアンスとする。その他の記号も同様である。ステータ歯Ｕ１とステータ歯Ｕ２、ステータ歯Ｖ１とステータ歯Ｖ２、およびステータ歯Ｗ１とステータ歯Ｗ２のパーミアンスは常に同一である。
【００２３】図６の電気回路を解き、３相ＨＢ形ステップモータのモデル化を行う。図６中、パーミアンスＰU ，ＰV ，ＰW ，ＰU'，ＰV'，およびＰW'について説明する。これらは、それぞれ、ステータ歯Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，およびＷ２の磁力線（以下、磁束と呼ぶ）の通りやすさを示すもので、ロータ２０とステータ１０の位置関係が変わると、これらの値も変化する。これらは電気角θｒによる周期関数で、パーミアンスＰU 〜ＰW'は、一般に下記の数式１で与えられる。
【００２４】
【数１】
【００２５】ここで、Ｐバー（Ｐの上にバーが付いている）は平均パーミアンス値、Ｐｏはパーミアンスの振幅を示し、これらの値はモータの寸法及び構造によって決まる定数で、単位は［Ｈ］である。また、下記の数式２が成り立つとする。
【００２６】
【数２】
【００２７】ここで、ｉU 、ｉV およびｉW は、それぞれ、Ｕ−Ｕ´相コイル、Ｖ−Ｖ´相コイルおよびＷ−Ｗ´相コイルに流れる相電流である。
【００２８】ステップモータのモデル化は、図６に示す電気回路を下記の手順で解くこで実現される。
【００２９】i）図６に示す電気回路をコイル鎖交磁束＝パーミアンス×起磁力、すなわち、下記の数式３の形で表わす。
【００３０】
【数３】
【００３１】各相及びロータ、ステータ間は干渉しているので、行列形式となる。
【００３２】ii）次に、電圧ベクトルＶ、電流ベクトルｉ、磁束ベクトルλを、下記の数式４で求め、図５に示すステップモータを電圧方程式の形で表現する。
【００３３】
【数４】
【００３４】ここで、Ｒはコイル抵抗行列を表わす。図６R>６に示す電気回路に、上記数式１および数式２を代入して、磁束ベクトルλを求める。その結果は、下記の数式５となる。
【００３５】
【数５】
【００３６】ここでは、電流ｉU 、ｉV およびｉW を電流ベクトルとして解いた。尚、磁束ベクトルλは、λU （＝λU1＋λU2）、λV （＝λV1＋λV2）およびλW （＝λW1＋λW2）とおいた。ここで、ロータ２０にはコイルがなく、永久磁石２３のみなので、ロータ側の要素は存在せず、Ｈｍによって等価的に示される。
【００３７】次に、ステータコイル１個分のコイル抵抗をＲｓとして、コイル抵抗行列Ｒを作り、モータの電圧方程式を導く。その結果は、下記の数式６となる。
【００３８】
【数６】
【００３９】上記数式６中、ＰバーＮｓ2 （パーミアンス平均値とコイル巻数の２乗）の項は、モータのインダクタンス成分を表わし、一般に対角成分（＝（８／３）ＰバーＮｓ2 ）は自己インダクタンスＬｓと呼ばれ、それ以外の成分（＝（−４／３）ＰバーＮｓ2 ）は相互インダクタンスＭｓと呼ばれている。
【００４０】また、数式６の右辺、最終項のＰｏＮｓcos θｒ・Ｍｍの要素は、電気角θの変動によって発生する電圧の項であり、永久磁石形同期電動機（以後、ブラシレスＤＣモータと呼ぶ）の誘起電圧項と同一である。ここで、ＰｏＮｓＭｍ＝ＭｒＩｍであり、Ｉｍはロータ側磁石の等価起磁力電流を表わし、Ｍｒは相互インダクタンスを表わす。上記の表現を用いて、数式６を書き表わすと、下記の数式７が得られる。
【００４１】
【数７】
【００４２】上記数式７から、３相ＨＢ形ステップモータが、図７に示すような、一般のブラシレスＤＣモータと同一の形で表わされることが分かる。
【００４３】周知のように、モータ制御の分野においては、３相−２相変換やｄ−ｑ変換が用いられる。ここで、３相−２相変換とは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相からα、βの２相に変換することをいう。また、ｄ−ｑ変換とは、α、βの静止座標系からロータ側に同期して回転する、ｄ、ｑ座標系に変換することをいう。
【００４４】図８に示すように、ステップモータにおいてｄ軸とは、ロータ歯の中心軸を意味し、ｑ軸とはｄ軸から電気角でπ／２（９０°）進んだところに位置する（通常のステップモータではロータ歯は複数個あるのでｄ軸も複数本存在することになる）。
【００４５】上記数式７に、３相−２相変換およびｄ−ｑ変換を施すと、下記の数式８が得られる。
【００４６】
【数８】
【００４７】上記数式８を状態方程式の形に表現し直すと、下記の数式９が得られる。
【００４８】
【数９】
【００４９】上記数式９をラプラス演算子ｓを用い、ラプラス変換を行った上でブロック線図を描くと、図９が得られる。ここで、ステップモータの負荷を１／（Ｊｓ＋Ｄ）で表現し、負荷トルクをＴL で表現する。図９より、本ステップモータのトルクＴｅは下記の数式１０で与えられる。
【００５０】
【数１０】
【００５１】ここで、ｐ・Ｍｒ´・Ｉｍは永久磁石による磁束であるので、一定値として扱える。したがって、ｑ軸電流ｉq をコントロールすることで、ステップモータをトルク制御することができる。また、ｄ軸電流ｉd は、モータ出力に寄与しないので、常に零に制御すればよい。以上述べたことを纏めると、下記の数式１１が得られる。
【００５２】
【数１１】
【００５３】しかしながら、図９のブロック線図より、モータ入力電圧ｖd ．ｖq からｑ軸電流ｉq へ辿る行程には干渉要素（図９の点線で囲んだ部分）が存在している。この結果、モータ入力電圧ｖd ．ｖq からｄ軸電流ｉd およびｑ軸電流ｉq を直接制御することはできない。これを解決するために、以下に詳細に説明する手順に従って、制御系の非干渉化を行う。
【００５４】
【００５５】
【数１２】
【００５６】
【数１３】
【００５７】
【００５８】
【００５９】
【数１４】
【００６０】
【数１５】
【００６１】
【００６２】
【００６３】なお、図１０に示す非干渉化は、定常状態のときに成り立つもので、過渡状態のときには成り立たない。しかし、実際の制御システムでは、過渡状態の整定は、瞬時（電気的時定数の１／１０以下）に行われるので、影響は少ない。
【００６４】
【００６５】
【００６６】なお、本制御方法を採用する場合は、ステップモータのロータに同期して回転する座標系（＝モータの磁極中心と同期して回転する座標系）である、ｄ，ｑ軸を用いるため、磁極位置検出装置は不可欠である。
【００６７】以上の議論より得られる３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を図１３に示す。図５に示したような３相ＨＢ形ステップモータ３１の回転軸には速度・位置検出器３２が取り付けらており、その速度・位置検出器３２からの速度・位置検出信号は速度・位置信号処理器３３に送出される。なお、速度・位置検出器３２としては、レゾルバあるいはエンコーダが用いられる。速度・位置信号処理器３３は速度・位置検出信号を処理して、電気角度検出信号θr ，電気角速度検出信号ωr 、機械角度検出信号θrmおよび機械角速度検出信号ωrmを出力する。電気角度検出信号θr は角度／正弦・余弦変換器３４によって正弦関数信号sinθr および余弦関数信号cos θr に変換される。
【００６８】一方、ＨＢ形ステップモータ３１のステータコイル（図５の１３）にはＵ相電圧ｖu 、Ｖ相電圧ｖv およびＷ相電圧ｖw が供給される。ＨＢ形ステップモータ３１の入力側には電流検出器３５が設けられ、ここでＵ相電流ｉu とＶ相電流ｉv が検出される。これらＵ相電流検出信号ｉu およびＶ相電流検出信号ｉv は３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６に供給される。この３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６には角度／正弦・余弦変換器３４から正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr も供給される。３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６は、正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr に基づいてＵ相電流検出信号ｉu およびＶ相電流検出信号ｉv をｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq に変換する。
【００６９】機械角度検出信号θrmは第１の減算器３７に供給され、第１の減算器３７は機械角度指令信号θ＊rmから機械角度検出信号θrmを減算してその機械角度偏差信号を位置制御器３８に送出する。位置制御器３８は機械角度偏差信号に基づいて機械角速度指令信号ω＊rmを発生する。この機械角速度指令信号ω＊rmは第２の減算器３９に供給される。この第２の減算器３９には機械角速度検出信号ωrmも供給され、第２の減算器３９は機械角速度指令信号ω＊rmから機械角速度検出信号ωrmを減算して機械角速度偏差信号を速度制御器４０に送出する。速度制御器４０は機械角速度偏差信号に基づいてｑ軸電流指令信号ｉ＊q を発生する。
【００７０】３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６から出力されたｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq はそれぞれ第３および第４の減算器４１および４２に供給される。第３の減算器４１は零に等しいｄ軸電流指令信号ｉ＊d からｄ軸電流検出信号ｉd を減算してｄ軸電流偏差信号Δｉd を出力する。第４の減算器４２には速度制御器４０からｑ軸電流指令信号ｉ＊q が供給される。第４の減算器４２はｑ軸電流指令信号ｉ＊q からｑ軸電流検出信号ｉq を減算してｑ軸電流偏差信号Δｉq を出力する。ｄ軸電流偏差信号Δｉd およびｑ軸電流偏差信号Δｉq は、それぞれ、第１および第２の電流制御器４３および４４に供給される。第１および第２の電流制御器４３および４４は、それぞれ、図１１又は図１２中の伝達関数Ｇid（ｓ）およびＧiq（ｓ）で表わされる伝達特性を有する。
【００７１】第１の電流制御器４３はｄ軸電流偏差信号Δｉd に基づいてｄ軸電圧指令信号ｖ'*d を発生する。同様に、第２の電流制御器４４はｑ軸電流偏差信号Δｉq に基づいてｑ軸電圧指令信号ｖ'*q を発生する。３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６から出力されたｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq は非干渉化制御器４５にも供給される。非干渉化制御器４５には速度・位置信号処理器３３から電気角速度検出信号ωr が供給される。非干渉化制御器４５は、図１２に示す非干渉制御（フィードフォワード）と記したブロックの部分に対応する。非干渉化制御器４５は、ｄ軸電流検出信号ｉd 、ｑ軸電流検出信号ｉq および電気角速度検出信号ωr に基づいて、ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝とｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とを計算する。ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝は減算器４６に供給され、ｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝は加算器４７に供給される。減算器４６には第１の電流制御器４３からｄ軸電圧指令信号ｖ'*d が供給され、加算器４７には第２の電流制御器４４からｑ軸電圧指令信号ｖ'*q が供給されている。減算器４６は、上記数式１４に示すように、ｄ軸電圧指令信号ｖ'*d からｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝を減算して、非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d を出力する。同様に、加算器４７は、上記数式１５に示すように、ｑ軸電圧指令信号ｖ'*q とｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とを加算して、非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q を出力する。
【００７２】これら非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d と非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q とはｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８に供給される。このｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８には、角度／正弦・余弦変換器３４から正弦関数信号sin θrおよび余弦関数信号cos θr も供給される。ｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８は、正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr に基づいて、非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d および非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q をＵ相電圧指令信号ｖ＊u ，Ｖ相電圧指令信号ｖ＊v ，およびＷ相電圧指令信号ｖ＊w に変換する。これらＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v ，およびｖ＊w はＰＷＭインバータ４９に供給される。ＰＷＭインバータ４９は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v ，およびｖ＊w に基づいて、それぞれ、上述したＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧ｖu 、ｖv およびｖw を３相ＨＢ形ステップモータ３１に供給する。
【００７３】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、３相ＨＢ形ステップモータの解析を行った結果、従来のようにマイクロステップ駆動法を用いた際には、トルク脈動の発生とマイクロステップとの整合を正確にとる必要があり、一般にこのような整合をとることは極めて難しく、この結果、トルク脈動を抑制できないという問題点がある。
【００７４】本発明の目的は高精度にトルク制御を行うことのできる制御装置を提供することにある。
【００７５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ステータと、該ステータに対向して回転可能に配置されたロータとを備え、前記ステータは周方向に間隔をおいて配置され径方向に突出した第１の個数のステータ歯を有するステータコアと、前記ステータ歯の各々に巻回されたステータコイルとを備え、前記ロータは周方向に間隔をおいて配置され前記ステータ歯と対向するように径方向に突出し、かつ前記第１の個数より少ない第２の個数のロータ歯を有するロータコアを備えるステップモータに用いられ、前記ステップモータが駆動された際、該ステップモータに関する電気角検出信号、電気角速度検出信号、及び機械角速度検出信号を出力する検出処理手段と、機械角速度指令信号に応答して該機械角速度指令信号と前記機械角速度検出信号に応じてｑ軸電流指令信号を出力するｑ軸電流指令生成手段と、該ｑ軸電流指令信号を補償制御して補償ｑ軸電流指令信号とする補償手段と、前記電気角検出信号を三角関数信号に変換する三角関数変換手段と、前記ステータコイルに流れる相電流を検出して相電流検出信号を出力する電流検出手段と、前記三角関数信号に基づいて前記相電流検出信号をｄ軸電流検出信号及びｑ軸電流検出信号に変換するｄ−ｑ座標変換手段と、前記電気角速度検出信号に応答して前記ｄ軸電流検出信号の干渉成分及びｑ軸電流検出信号の干渉成分をそれぞれｄ軸干渉成分及びｑ軸干渉成分として求める非干渉化制御手段と、予め定められたｄ軸指令値のｄ軸電流指令信号が与えられ該ｄ軸電流指令信号と前記ｄ軸電流検出信号とに基づいてｄ軸電流偏差信号を出力する第１の減算手段と、前記補償ｑ軸電流指令信号と前記ｑ軸電流検出信号とに基づいてｑ軸電流偏差信号を出力する第２の減算手段と、前記ｄ軸電流偏差信号に応じてｄ軸制御電流信号を生成する第１の電流制御手段と、前記ｑ軸電流偏差信号に応じてｑ軸制御電流信号を生成する第２の電流制御手段と、前記ｄ軸制御電流信号から前記ｄ軸干渉成分を除去してｄ軸非干渉電流信号を生成する第３の減算手段と、前記ｑ軸制御電流信号から前記ｑ軸干渉成分を除去してｑ軸非干渉電流信号を生成する第４の減算手段と、前記三角関数信号に応答して前記ｄ軸非干渉電流信号及び前記ｑ軸非干渉電流信号から相制御電流を求める相座標変換手段とを有することを特徴とするステップモータの制御装置が得られる。ここでは、予め定められたｄ軸指令値として零が与えられ、補償手段はｑ軸電流検出信号と電気角検出信号で示される電気角を変数とする関数との積が一定値となるようにｑ軸電流指令信号を補償制御する。
【００７６】
【作用】本発明では、ｄ軸電流指令値として零を与え、ｄ軸に関してフィードバック制御を行い、ｑ軸に関してはｑ軸電流検出信号と電気角検出信号で示される電気角を変数とする関数との積が一定値となるようにｑ軸電流指令信号を補償制御するしているから、トルク脈動成分を抑制することができ、高精度にステップモータの制御を行うことができる。
【００７７】
【実施例】以下本発明について実施例によって説明する。
【００７８】図１を参照して、この実施例では図１２に示す構成要素と同一の構成要素については同一に参照番号を付し説明を省略する。図１においては、減算器３７及び位置制御器３８は省略されている。この実施例では速度制御器４０と減算器４２との間に脈動補償器５０が挿入されている。
【００７９】ところで、従来の制御においては数１で示すようにパーミアンスを定義したが、実際には、歯移動に伴うハーミアンス変化は数１のような正弦波関数ではなく、高調波成分を含む関数で表わされる。
【００８０】従って、高調波成分を考慮すると、数１は区間Ａ及びＢにおいて数１６で表わされる。一例としてパーミアンスの変化は図２で示すように変化することになる。
【００８１】
【数１６】
【００８２】数１６を用いて数７を書き改めると電圧方程式は数１７で表わされる。
【００８３】
【数１７】
【００８４】上記の数１７を３相−２相変換して、モータのロータに同期して回転するｄ−ｑ軸上での電圧方程式を導くと、この電圧方程式は数１８で表わされる。
【００８５】
【数１８】
【００８６】上記の数１８をみると、公知の永久磁石形同期モータ（ブラシレスＤＣモータ）の電圧方程式と比べて右辺第２項目が異なる。通常の場合、この項（右辺第２項目）は定数になるが、数１８ではθｒの関数となっており、この項がトルク脈動の原因となっている。
【００８７】数１８に基づいてｄ−ｑ軸上におけるブロック線図を描くと、図３に示すブロック線図となる。図３R>３において、ωｒＭｒＩｍ・Ｆｄ（θｒ）及びωｒＭｒＩｍ・Ｆｑ（θｒ）のブロックが存在するから、トルク（Ｔｅ）発生は数１９で与えられる。
【００８８】
【数１９】
【００８９】数１９において、Ｆｄ（θｒ）・ｉｄはｄ軸（磁極と同一の向きの軸）に関して発生するトルクであり、このトルクはモータを回転させるための主トルクとはならず、全てが脈動トルクとなる。
【００９０】従って脈動トルクを抑制するためには、Ｆｄ（θｒ）・ｉｄを零にするようにｉｄを制御すればよい。つまり、ｉｄ＝０とすればよい。また、Ｆｑ（θｒ）・ｉｑはモータ主トルクを発生する項であるが、モータ角θによって変動する部分が存在し、この部分によって脈動トルクが発生することになる。従って、Ｆｑ（θ）・ｉｑが一定になるようにｉｑを制御すればよい。つまり、数２０に示す形でｉｑを制御すればよいことになる。
【００９１】
【数２０】
【００９２】脈動補償器５０では数２０に基づいてｉｑを制御してトルク脈動を制御している。具体的には、ステップモータを予め試験して、予め定められた間隔をおいて電気角（θｒ）を変数とする関数Ｆｑ（θｒ）を求めておく。つまり、電気角θｒ１，θｒ２，…，θｒｎに関して関数Ｆｑ（θｒ１），Ｆｑ（θｒ２），…，Ｆｑ（θｒｎ）を求めておく。そして、これら関数Ｆｑ（θｒ１），Ｆｑ（θｒ２），…，Ｆｑ（θｒｎ）は脈動補償器５０に補償量として予め設定される。脈動補償器５０には電気角検出信号θｒが与えられるとともにｑ軸電流指令信号ｉ＊ｑが与えられる。脈動補償器５０では電気角検出信号θｒから検出電気角に対応する補償量Ｆｑ（θｒ）を選択して、ｉ＊ｑ・（１／Ｆｑ（θｒ））を補償ｑ軸電流指令値として求める。
【００９３】このようにして、補償ｑ軸電流指令値に基づいてステップモータを制御することによって、電気角による脈動成分を抑制することができる。
【００９４】なお、上述の実施例では３相ＨＢ形ステップモータを制御する場合について説明したが、２相ＨＢ形ステップモータ及び５相ステップモータについても同様にして制御を行うことができる（この場合には、相変換演算を行う必要があることはいうまでもない）。また、上述の実施例では所謂インナーロータ形ステップモータについて説明したが、アウターロータ形においても同様に制御することができ、加えて、ステータ側にコイル及び磁石が備えられているタイプのステップモータについても同様に制御することができる。
【００９５】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、本発明では、ｄ軸電流指令値として零を与え、ｄ軸に関してフィードバック制御を行い、ｑ軸に関してはｑ軸電流検出信号と電気角検出信号で示される電気角を変数とする関数との積が一定値となるようにｑ軸電流指令信号を補償制御するしているから、トルク脈動成分を抑制することができ、高精度にステップモータの制御を行うことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による制御装置の一実施例を説明するためのブロック図である。
【図２】ステップモータの電気角とパーミアンスとの関係を示す図である。
【図３】本発明によるステップモータ制御を説明するためのブロック線図である。
【図４】ステップモータの動作原理を説明するための図である。
【図５】本発明が適用される３相ＨＢ形ステップモータの構造を示す図であり、（ａ）は縦断面図、（ｂ）は（ａ）のＡ−Ａ´線からみた断面図、（ｃ）は（ａ）のＢ−Ｂ´線からみた断面図である。
【図６】３相ＨＢ形ステップモータの電気回路モデルを示す回路図である。
【図７】ブラシレスＤＣモータの等価回路モデルを示す回路図である。
【図８】ステップモータにおけるｄ−ｑ軸を説明するための図である。
【図９】３相ＨＢステップモータのブロック線図である。
【図１０】非干渉後のブロック線図である。
【図１１】ｄ軸及びｑ軸電流をフィードバックした電流制御器を用いた制御系の構成を示すブロック図である。
【図１２】非干渉化を行う制御システムを示すブロック図である。
【図１３】従来の３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
３１ ３相ＨＢ形ステップモータ
３２ 速度・位置検出器
３３ 速度・位置信号処理器
３４ 角度／正弦・余弦変換器
３５ 電流検出器
３６ ３相交流／ｄ−ｑ座標変換器
３７，３９，４１，４２，４６ 減算器
３８ 位置制御器
３９ 減算器
４０ 速度制御器
４３，４４ 電流制御器
４５ 非干渉化制御器
４７ 加算器
４８ ｄ−ｑ／３相交流座標変換器
４９ ＰＷＭインバータ
５０ 脈動補償器
【特許請求の範囲】
【請求項１】 ステータと、該ステータに対向して回転可能に配置されたロータとを備え、前記ステータは周方向に間隔をおいて配置され径方向に突出した第１の個数のステータ歯を有するステータコアと、前記ステータ歯の各々に巻回されたステータコイルとを備え、前記ロータは周方向に間隔をおいて配置され前記ステータ歯と対向するように径方向に突出し、かつ前記第１の個数より少ない第２の個数のロータ歯を有するロータコアを備えるステップモータに用いられ、前記ステップモータが駆動された際、該ステップモータに関する電気角検出信号、電気角速度検出信号、及び機械角速度検出信号を出力する検出処理手段と、機械角速度指令信号に応答して該機械角速度指令信号と前記機械角速度検出信号に応じてｑ軸電流指令信号を出力するｑ軸電流指令生成手段と、該ｑ軸電流指令信号を補償制御して補償ｑ軸電流指令信号とする補償手段と、前記電気角検出信号を三角関数信号に変換する三角関数変換手段と、前記ステータコイルに流れる相電流を検出して相電流検出信号を出力する電流検出手段と、前記三角関数信号に基づいて前記相電流検出信号をｄ軸電流検出信号及びｑ軸電流検出信号に変換するｄ−ｑ座標変換手段と、前記電気角速度検出信号に応答して前記ｄ軸電流検出信号の干渉成分及びｑ軸電流検出信号の干渉成分をそれぞれｄ軸干渉成分及びｑ軸干渉成分として求める非干渉化制御手段と、予め定められたｄ軸指令値のｄ軸電流指令信号が与えられ該ｄ軸電流指令信号と前記ｄ軸電流検出信号とに基づいてｄ軸電流偏差信号を出力する第１の減算手段と、前記補償ｑ軸電流指令信号と前記ｑ軸電流検出信号とに基づいてｑ軸電流偏差信号を出力する第２の減算手段と、前記ｄ軸電流偏差信号に応じてｄ軸制御電流信号を生成する第１の電流制御手段と、前記ｑ軸電流偏差信号に応じてｑ軸制御電流信号を生成する第２の電流制御手段と、前記ｄ軸制御電流信号から前記ｄ軸干渉成分を除去してｄ軸非干渉電流信号を生成する第３の減算手段と、前記ｑ軸制御電流信号から前記ｑ軸干渉成分を除去してｑ軸非干渉電流信号を生成する第４の減算手段と、前記三角関数信号に応答して前記ｄ軸非干渉電流信号及び前記ｑ軸非干渉電流信号から相制御電流を求める相座標変換手段とを有することを特徴とするステップモータの制御装置。
【請求項２】 請求項１に記載されたステップモータの制御装置において、前記予め定められたｄ軸指令値は零であることを特徴とするステップモータの制御装置。
【請求項３】 請求項２に記載されたステップモータの制御装置において、前記補償手段は前記ｑ軸電流検出信号と前記電気角検出信号で示される電気角をを変数とする関数との積が一定値となるように前記ｑ軸電流指令信号を補償制御することを特徴とするステップモータの制御装置。
【請求項１】 ステータと、該ステータに対向して回転可能に配置されたロータとを備え、前記ステータは周方向に間隔をおいて配置され径方向に突出した第１の個数のステータ歯を有するステータコアと、前記ステータ歯の各々に巻回されたステータコイルとを備え、前記ロータは周方向に間隔をおいて配置され前記ステータ歯と対向するように径方向に突出し、かつ前記第１の個数より少ない第２の個数のロータ歯を有するロータコアを備えるステップモータに用いられ、前記ステップモータが駆動された際、該ステップモータに関する電気角検出信号、電気角速度検出信号、及び機械角速度検出信号を出力する検出処理手段と、機械角速度指令信号に応答して該機械角速度指令信号と前記機械角速度検出信号に応じてｑ軸電流指令信号を出力するｑ軸電流指令生成手段と、該ｑ軸電流指令信号を補償制御して補償ｑ軸電流指令信号とする補償手段と、前記電気角検出信号を三角関数信号に変換する三角関数変換手段と、前記ステータコイルに流れる相電流を検出して相電流検出信号を出力する電流検出手段と、前記三角関数信号に基づいて前記相電流検出信号をｄ軸電流検出信号及びｑ軸電流検出信号に変換するｄ−ｑ座標変換手段と、前記電気角速度検出信号に応答して前記ｄ軸電流検出信号の干渉成分及びｑ軸電流検出信号の干渉成分をそれぞれｄ軸干渉成分及びｑ軸干渉成分として求める非干渉化制御手段と、予め定められたｄ軸指令値のｄ軸電流指令信号が与えられ該ｄ軸電流指令信号と前記ｄ軸電流検出信号とに基づいてｄ軸電流偏差信号を出力する第１の減算手段と、前記補償ｑ軸電流指令信号と前記ｑ軸電流検出信号とに基づいてｑ軸電流偏差信号を出力する第２の減算手段と、前記ｄ軸電流偏差信号に応じてｄ軸制御電流信号を生成する第１の電流制御手段と、前記ｑ軸電流偏差信号に応じてｑ軸制御電流信号を生成する第２の電流制御手段と、前記ｄ軸制御電流信号から前記ｄ軸干渉成分を除去してｄ軸非干渉電流信号を生成する第３の減算手段と、前記ｑ軸制御電流信号から前記ｑ軸干渉成分を除去してｑ軸非干渉電流信号を生成する第４の減算手段と、前記三角関数信号に応答して前記ｄ軸非干渉電流信号及び前記ｑ軸非干渉電流信号から相制御電流を求める相座標変換手段とを有することを特徴とするステップモータの制御装置。
【請求項２】 請求項１に記載されたステップモータの制御装置において、前記予め定められたｄ軸指令値は零であることを特徴とするステップモータの制御装置。
【請求項３】 請求項２に記載されたステップモータの制御装置において、前記補償手段は前記ｑ軸電流検出信号と前記電気角検出信号で示される電気角をを変数とする関数との積が一定値となるように前記ｑ軸電流指令信号を補償制御することを特徴とするステップモータの制御装置。
【図２】
【図８】
【図１】
【図３】
【図４】
【図７】
【図５】
【図６】
【図１０】
【図９】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図８】
【図１】
【図３】
【図４】
【図７】
【図５】
【図６】
【図１０】
【図９】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開平６−２２５５９０
【公開日】平成６年（１９９４）８月１２日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平５−１２０４２
【出願日】平成５年（１９９３）１月２７日
【出願人】（０００００２１０７）住友重機械工業株式会社 (2,241)
【公開日】平成６年（１９９４）８月１２日
【国際特許分類】
【出願日】平成５年（１９９３）１月２７日
【出願人】（０００００２１０７）住友重機械工業株式会社 (2,241)
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