ステップモータの制御装置
【目的】 構成が簡素なステップモータの制御装置を提供する。
【構成】 処理器５３は検出器５２からの速度・位置検出信号を処理して電気角度検出信号、機械角度検出信号、および機械角速度検出信号を出力する。電流指令生成回路５４，５５，５６および５７は機械角度指令信号に応答して機械角度検出信号と機械角速度検出信号とに基づいてｑ軸電流指令信号を出力する。三角関数発生器５８は電気角度検出信号を三角関数信号に変換する。座標変換器５９はｑ軸電流指令信号を三角関数信号に基づいて相電流指令信号に変換する。電流検出器６０はステータコイルに流れる相電流を検出して相電流検出信号を出力する。減算器６１，６２は相電流指令信号から相電流検出信号を減算して相電流偏差信号を出力する。電流制御回路６３，６４，６５は相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号を発生する。インバータ６６は相電圧指令信号に基づいて相電圧をステータコイルに印加する。
【構成】 処理器５３は検出器５２からの速度・位置検出信号を処理して電気角度検出信号、機械角度検出信号、および機械角速度検出信号を出力する。電流指令生成回路５４，５５，５６および５７は機械角度指令信号に応答して機械角度検出信号と機械角速度検出信号とに基づいてｑ軸電流指令信号を出力する。三角関数発生器５８は電気角度検出信号を三角関数信号に変換する。座標変換器５９はｑ軸電流指令信号を三角関数信号に基づいて相電流指令信号に変換する。電流検出器６０はステータコイルに流れる相電流を検出して相電流検出信号を出力する。減算器６１，６２は相電流指令信号から相電流検出信号を減算して相電流偏差信号を出力する。電流制御回路６３，６４，６５は相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号を発生する。インバータ６６は相電圧指令信号に基づいて相電圧をステータコイルに印加する。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ステップモータの制御装置に関し、特に、ハイブリッド（ＨＢ）形ステップモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、ステップモータは電気パルスを入力としてパルス数に対応した機械角度を出力とするモータである。このステップモータには種々のものがあるが、その１つにハイブリッド形ステップモータがある。
【０００３】図２を参照して、ステップモータの動作原理について可変レラクタンス（ＶＲ）形ステップモータを例にとって説明する。図示のステップモータは、筒状のステータ１０と、このステータ１０内に回転軸ＲＡの回りに回転可能に収容されたロータ２０とからなる。図示のステータ１０は、周方向に（π／３）ラジアン（６０°）の間隔をおいて配置されて半径方向内側に突出した６個のステータ歯１２を有する。図示はしていないが、各ステータ歯１２にはステータコイルが巻回されている。ここでは、互いに対向する対のステータ歯１２の３組を、それぞれ、Ｕ１−Ｕ２、Ｖ１−Ｖ２、およびＷ１−Ｗ２と呼び、それらに巻回されたステータコイルを、それぞれ、Ｕ−Ｕ´相、Ｖ−Ｖ´相、およびＷ−Ｗ´相と呼ぶことにする。一方、図示のロータ２０は、周方向に（π／２）ラジアン（９０°）の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２を有する。
【０００４】このような構造を有するステップモータにおいて、図２（１）に示す如く、Ｕ１−Ｕ２のステータ歯１２がそれぞれＮ極およびＳ極となるように、ステータコイル（Ｕ−Ｕ´相）を励磁したとする。この場合、Ｕ１−Ｕ２のステータ歯１２とロータ歯２２とが対面する位置でロータ２０が停止する（図２（１）参照）。この状態で、図２（２）に示されるように、Ｕ−Ｕ´相の励磁を切り、Ｖ−Ｖ´相を励磁したとする。この場合、ロータ２０が反時計方向（ＣＣＷ）に（π／６）ラジアン（３０°）回転する（図２（３）参照）。すなわち、このステップモータのステップ角は３０°である。さらに、Ｖ−Ｖ´相からＷ−Ｗ´相に励磁を切り変えると再び反時計方向に３０°回転する。
【０００５】このように、ステップモータは、通常、ステータ歯１２に巻かれたステータコイルの励磁を切り換えることにより、位置・速度検出器を持たずに歩進動作を行なう。しかしながら、このような構造を有するステップモータには以下に述べるような欠点がある。
【０００６】ａ．励磁されたステータ歯とロータ歯との間に働く保持トルク以上の負荷がかかると、“脱調”を生じてステップモータを制御することが不可能になる。
【０００７】ｂ．励磁切り換えのみの運転では、ステップモータを正確にトルク制御することが不可能となる。
【０００８】ｃ．トルク脈動が大きい。
【０００９】これらの欠点を解決するために、従来から、マイクロステップ駆動法とフィードバック制御法とが採用されている。ここで、マイクロステップ駆動法とは、ステップモータの励磁切り換えを正弦波状に切り換えることで、トルク脈動を抑制する制御方法である。一方、フィードバック制御法とは、ステップモータに位置・速度検出器を取り付け、その検出器からの検出信号をフィードバックすることで脱調等を防ぐ制御方法である。
【００１０】しかしながら、上述した制御法のいずれも、ステップモータの理論的な電気回路モデルに基づいていないため、下記の問題を有する。
【００１１】Ａ．最適制御条件がわからないため、制御条件の設定があやふやとなる。
【００１２】Ｂ．ステップモータの速度起電力、変圧器起電力、インピーダンス降下等の性能抑制要因が考慮されていないので、精密な制御ができない。
【００１３】Ｃ．上記Ａ、Ｂより、ステップモータの“中身”がわからず、ブラックボックスとして扱うため、制御設計ができない。
【００１４】Ｄ．上記ＡとＣより、制御性向上が望めず、またその限界点も把握できない。
【００１５】ところで、１９８７年２月１４日付けで社団法人電気学会から発行した「電気学会研究会資料 半導体電力変換研究会 ＳＰＣ−８７−１４〜２５」中のＳＰＣ−８７−１７，頁３１〜４０に「ステップモータによるブラシレスモータとその脈動トルクの考察」という題で、山中 広之、百目鬼 英雄、および本発明者の一人である松井 信行共著による論文が発表されている。この論文では、ｄ−ｑ軸モデルで電圧方程式を導出し、永久磁石型同期モータ、すなわち、ブラシレスモータと同じ形のブロック図と制御方法を提案している。しかしながら、この論文のモデル化の基本的な考えが、励磁方法とその駆動形態のみからステップモータが二相同期モータと同じとしており、論文には何故そうなるのかが理論的に説明されていない。
【００１６】そこで、本発明者らは以下に詳細に説明するように、ステップモータ（特に、３相ＨＢ形ステップモータ）が一般のブラシレスＤＣモータと同一の形で表わされることを理論的に証明した。
【００１７】図３を参照して、ステップモータの理論的な電気回路モデルについて、３相ＨＢ形ステップモータを例にとって説明する。３相ＨＢ形ステップモータは、筒状のステータ１０と、このステータ１０内に回転軸ＲＡの回りに回転可能に収容されたロータ２０とからなる。図示のステータ１０はステータコア１１を含む。ステータコア１１は、周方向に６０°の間隔をおいて配置されて半径方向内側に突出した６個のステータ歯１２を有する。互いに対向する対のステータ歯１２の３組を、それぞれ、Ｕ１−Ｕ２、Ｖ１−Ｖ２、およびＷ１−Ｗ２と呼ぶ。各ステータ歯１２にはステータコイル１３が巻回されている。
【００１８】ステータコイル１３には、図３（ｂ）および（ｃ）に示すように、Ｕ−Ｕ´相コイル、Ｖ−Ｖ´相コイル、およびＷ−Ｗ´相コイルの３種類のコイルがある。Ｕ−Ｕ´相コイルはステータ歯Ｕ１およびＵ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。同様に、Ｖ−Ｖ´相コイルはステータ歯Ｖ１およびＶ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。Ｗ−Ｗ´相コイルはステータ歯Ｗ１およびＷ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。
【００１９】一方、ロータ２０は、間に軸方向にＮ極、Ｓ極をもつ永久磁石２３を介して配置された一対のロータコア２１Ａおよび２１Ｂを含む。図示の如く、回転軸ＲＡと直交する中心面ＣＰを境にして、ロータコア２１Ａ側を区間Ａと呼び、ロータコア２１Ｂ側を区間Ｂと呼ぶことにする。ロータコア２１Ａおよび２１Ｂはステータコア１１と対向している。図３（ｂ）に示すように、ロータコア２１Ａは、周方向に９０°の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２Ａを有する。同様に、図３（ｃ）に示すように、ロータコア２１Ｂは、周方向に９０°の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２Ｂを有する。図３（ｂ）および（ｃ）から明らかなように、ロータ歯２２Ａとロータ歯２２Ｂとは互いにピッチが半分ピッチ、即ち、電気角度で位相がπラジアン（１８０°）ずれている。ここで、ステップモータの技術分野では、ロータ歯の１ピッチを３６０°としてこれを電気角度と呼んでいる。従って、図３に示すステップモータでは、ロータ歯が４つあるので、ロータ２０が機械的に１回転すると、電気角度で４回転したことになる。また、電気角度θr はステータ歯Ｕ１を基準として反時計方向（ＣＣＷ）を正とする。図３（ｂ）に示すように、４個のロータ歯２２Ａを、ステータ歯Ｕ１に対向したものを１とした場合に、時計方向に、それぞれ、１、２、３および４と呼ぶことにする。同様に、図３（ｃ）に示すように、４個のロータ歯２２Ｂを、ステータ歯Ｕ１より時計方向に、それぞれ、１´、２´、３´および４´と呼ぶことにする。
【００２０】図３（ｂ）に示すように、ステータ歯Ｕ１，Ｕ２がロータ歯１，３と一致しているとすると、ステータ歯Ｖ１，Ｗ１とロータ歯２及びステータ歯Ｖ２，Ｗ２とロータ歯４は、ロータ歯ピッチで１／３ピッチ（電気角度で１２０°）ずれている。尚、各ステータ歯に巻かれたステータコイル１３のコイル巻数は全てＮｓとする。
【００２１】３相ＨＢ形ステップモータのロータ２０とステータ歯１２との間の磁気の通りやすさ、すなわち、パーミアンスＰを抵抗の形で表現し、永久磁石２３と各ステータコイル１３を磁力線の発生源として電源の形で表現すると、３相ＨＢ形ステップモータを図４に示す電気回路（磁気回路）で表現できる。ここで、ＨU1はステータ歯Ｕ１に巻かれたＵ相コイルによる起磁力で、ＰU はＵ相のパーミアンスとする。その他の記号も同様である。ステータ歯Ｕ１とステータ歯Ｕ２、ステータ歯Ｖ１とステータ歯Ｖ２、およびステータ歯Ｗ１とステータ歯Ｗ２のパーミアンスは常に同一である。
【００２２】図４の電気回路を解き、３相ＨＢ形ステップモータのモデル化を行う。図４中、パーミアンスＰU ，ＰV ，ＰW ，ＰU'，ＰV'，およびＰW'について説明する。これらは、それぞれ、ステータ歯Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，およびＷ２の磁力線（以下、磁束と呼ぶ）の通りやすさを示すもので、ロータ２０とステータ１０の位置関係が変わると、これらの値も変化する。これらは電気角度θによる周期関数で、パーミアンスＰU 〜ＰW'は、一般に下記の数式１で与えられる。
【００２３】
【数１】
ここで、Ｐバー（Ｐの上にバーが付いている）は平均パーミアンス値、Ｐｏはパーミアンスの振幅を示し、これらの値はモータの寸法及び構造によって決まる定数で、単位は［Ｈ］である。また、下記の数式２が成り立つとする。
【００２４】
【数２】
ここで、ｉU 、ｉV およびｉW は、それぞれ、Ｕ−Ｕ´相コイル、Ｖ−Ｖ´相コイルおよびＷ−Ｗ´相コイルに流れる相電流である。
【００２５】ステップモータのモデル化は、図４に示す電気回路を下記の手順で解くこで実現される。
【００２６】i）図４に示す電気回路をコイル鎖交磁束＝パーミアンス×起磁力、すなわち、下記の数式３の形で表わす。
【００２７】
【数３】
各相及びロータ、ステータ間は干渉しているので、行列形式となる。
【００２８】ii）次に、電圧ベクトルＶ、電流ベクトルｉ、磁束ベクトルλを、下記の数式４で求め、図３に示すステップモータを電圧方程式の形で表現する。
【００２９】
【数４】
ここで、Ｒはコイル抵抗行列を表わす。図４に示す電気回路に、上記数式１および数式２を代入して、磁束ベクトルλを求める。その結果は、下記の数式５となる。
【００３０】
【数５】
ここでは、電流ｉU 、ｉV およびｉW を電流ベクトルとして解いた。尚、磁束ベクトルλは、λU （＝λU1＋λU2）、λV （＝λV1＋λV2）およびλW （＝λW1＋λW2）とおいた。ここで、ロータ２０にはコイルがなく、永久磁石２３のみなので、ロータ側の要素は存在せず、Ｈｍによって等価的に示される。
【００３１】次に、ステータコイル１個分のコイル抵抗をＲｓとして、コイル抵抗行列Ｒを作り、モータの電圧方程式を導く。その結果は、下記の数式６となる。
【００３２】
【数６】
【００３３】上記数式６中、ＰバーＮｓ2 （パーミアンス平均値とコイル巻数の２乗）の項は、モータのインダクタンス成分を表わし、一般に対角成分（＝（８／３）ＰバーＮｓ2 ）は自己インダクタンスＬｓと呼ばれ、それ以外の成分（＝（−４／３）ＰバーＮｓ2 ）は相互インダクタンスＭｓと呼ばれている。
【００３４】また、数式６の右辺、最終項のＰｏＮｓcos θr ・Ｍｍの要素は、電気角度θr の変動によって発生する電圧の項であり、永久磁石形同期電動機（以後、ブラシレスＤＣモータと呼ぶ）の誘起電圧項と同一である。ここで、ＰｏＮｓＭｍ＝ＭｒＩｍであり、Ｉｍはロータ側磁石の等価起磁力電流を表わし、Ｍｒは相互インダクタンスを表わす。上記の表現を用いて、数式６を書き表わすと、下記の数式７が得られる。
【００３５】
【数７】
【００３６】上記数式７から、３相ＨＢ形ステップモータが、図５に示すような、一般のブラシレスＤＣモータと同一の形で表わされることが分かる。
【００３７】周知のように、モータ制御の分野においては、３相−２相変換やｄ−ｑ変換が用いられる。ここで、３相−２相変換とは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相からα、βの２相に変換することをいう。また、ｄ−ｑ変換とは、α、βの静止座標系からロータ側に同期して回転する、ｄ、ｑ座標系に変換することをいう。
【００３８】ステップモータにおいてｄ軸とは、図６に示すように、ロータ歯の中心軸を意味し、ｑ軸とはｄ軸から電気角度でπ／２（９０°）進んだところに位置する。（通常のステップモータでは、ロータ歯は複数個あるので、ｄ軸も複数本存在する。）上記数式７に、３相−２相変換およびｄ−ｑ変換を施すと、下記の数式８が得られる。
【００３９】
【数８】
【００４０】上記数式８を状態方程式の形に表現し直すと、下記の数式９が得られる。
【００４１】
【数９】
【００４２】上記数式９をラプラス演算子ｓを用い、ラプラス変換を行った上でブロック線図を描くと、図７が得られる。ここで、ステップモータの負荷を１／（Ｊｓ＋Ｄ）で表現し、負荷トルクをＴL で表現する。図７より、本ステップモータのトルクＴｅは下記の数式１０で与えられる。
【００４３】
【数１０】
【００４４】ここで、ｐ・Ｍｒ´・Ｉｍは永久磁石による磁束であるので、一定値として扱える。したがって、ｑ軸電流ｉq をコントロールすることで、ステップモータをトルク制御することができる。また、ｄ軸電流ｉd は、モータ出力に寄与しないので、常に零に制御すればよい。以上述べたことを纏めると、下記の数式１１が得られる。
【００４５】
【数１１】
【００４６】しかしながら、図７のブロック線図より、モータ入力電圧ｖd ．ｖq からｑ軸電流ｉq へ辿る行程には干渉要素（図７の点線で囲んだ部分）が存在している。この結果、モータ入力電圧ｖd ．ｖq からｄ軸電流ｉd およびｑ軸電流ｉq を直接制御することはできない。これを解決するために、以下に詳細に説明する手順に従って、制御系の非干渉化を行う。
【００４７】■ステップモータのインピーダンス項に入力する電圧ｖ´d ，ｖ´q は、図７に示すように、下記の数式１２および数式１３で与えられる。
【００４８】
【数１２】
【００４９】
【数１３】
【００５０】■ステップモータの電気角速度ωr 、ｄ軸電流ｉd およびｑ軸電流ｉq はリアルタイムで検出可能な値であり、ＬｓとＭｒ´・Ｉｍはモータ定数で既知である。
【００５１】■したがって、数式１２の右辺第２項｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝と、数式１３の右辺第２項｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とは演算可能であり、以下、それぞれ、ｄ軸干渉成分及びｑ軸干渉成分と呼ぶ。したがって、モータ入力端子への印加電圧ｖd ，ｖq が下記の数式１４および数式１５となるように制御する。
【００５２】
【数１４】
【００５３】
【数１５】
【００５４】■上記数式１４および数式１５で表わされる電圧を印加電圧ｖd ，ｖq として与えることで、図７に示すブロック線図の干渉項は打ち消され、図８に示すように簡素化される。
【００５５】■ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝と、ｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とを電圧指令値に盛り込むことは、一種のフィードフォワード制御であり、かつ予測制御となる。すなわち、過去の電気角速度ωr 、ｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉq の値で、未来のｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝およびｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝の値を求めることに相当する。従って、厳密には図８に示す非干渉化が成立しない。しかしながら、信号処理のスピード、すなわち、ｄ軸電流ｉd およびｑ軸電流ｉq の検出と、ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝とｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝の計算等が、モータスピード（機械角速度）各ωrmの変化に対して十分（１００倍以上）に速いので、図８に示す非干渉化が成り立つ。
【００５６】なお、図８に示す非干渉化は、定常状態のときに成り立つもので、過渡状態のときには成り立たない。しかし、実際の制御システムでは、過渡状態の整定は、瞬時（電気的時定数の１／１０以下）に行われるので、影響は少ない。
【００５７】■次に、ステップモータのインピーダンス項に入力する電圧ｖ´d ，ｖ´q に関しては、ｄ軸電流ｉd およびｑ軸電流ｉq の電流値をフィードバックした電流制御器を用いる。制御系の構成は、図９に示すようになる。図９中、伝達関数Ｇid（ｓ），Ｇiq（ｓ）で表わされる電流制御器としては、一般に、比例制御器（Ｐ制御器）や比例−積分制御器（ＰＩ制御器）が使用される。
【００５８】■以上、上記■〜■で述べたことをブロック線図で表わすと、図１０が得られる。
【００５９】なお、本制御方法を採用する場合は、ステップモータのロータに同期して回転する座標系（＝モータの磁極中心と同期して回転する座標系）である、ｄ，ｑ軸を用いるため、磁極位置検出装置は不可欠である。
【００６０】以上の議論より得られる３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を図１１に示す。図３に示したような３相ＨＢ形ステップモータ３１の回転軸には速度・位置検出器３２が取り付けらており、その速度・位置検出器３２からの速度・位置検出信号は速度・位置信号処理器３３に送出される。なお、速度・位置検出器３２としては、レゾルバあるいはエンコーダが用いられる。速度・位置信号処理器３３は速度・位置検出信号を処理して、電気角度検出信号θr ，電気角速度検出信号ωr 、機械角度検出信号θrmおよび機械角速度検出信号ωrmを出力する。電気角度検出信号θr は角度／正弦・余弦変換器３４によって正弦関数信号sinθr および余弦関数信号cos θr に変換される。
【００６１】一方、ＨＢ形ステップモータ３１のステータコイル（図３の１３）にはＵ相電圧ｖu 、Ｖ相電圧ｖv およびＷ相電圧ｖw が供給される。ＨＢ形ステップモータ３１の入力側には電流検出器３５が設けられ、ここでＵ相電流ｉu とＶ相電流ｉv が検出される。これらＵ相電流検出信号ｉu およびＶ相電流検出信号ｉv は３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６に供給される。この３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６には角度／正弦・余弦変換器３４から正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr も供給される。３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６は、正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr に基づいてＵ相電流検出信号ｉu およびＶ相電流検出信号ｉv をｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq に変換する。
【００６２】機械角度検出信号θrmは第１の減算器３７に供給され、第１の減算器３７は機械角度指令信号θ＊rmから機械角度検出信号θrmを減算してその機械角度偏差信号を位置制御器３８に送出する。位置制御器３８は機械角度偏差信号に基づいて機械角速度指令信号ω＊rmを発生する。この機械角速度指令信号ω＊rmは第２の減算器３９に供給される。この第２の減算器３９には機械角速度検出信号ωrmも供給され、第２の減算器３９は機械角速度指令信号ω＊rmから機械角速度検出信号ωrmを減算して機械角速度偏差信号を速度制御器４０に送出する。速度制御器４０は機械角速度偏差信号に基づいてｑ軸電流指令信号ｉ＊q を発生する。
【００６３】３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６から出力されたｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq はそれぞれ第３および第４の減算器４１および４２に供給される。第３の減算器４１は零に等しいｄ軸電流指令信号ｉ＊d からｄ軸電流検出信号ｉd を減算してｄ軸電流偏差信号Δｉd を出力する。第４の減算器４２には速度制御器４０からｑ軸電流指令信号ｉ＊q が供給される。第４の減算器４２はｑ軸電流指令信号ｉ＊q からｑ軸電流検出信号ｉq を減算してｑ軸電流偏差信号Δｉq を出力する。ｄ軸電流偏差信号Δｉd およびｑ軸電流偏差信号Δｉq は、それぞれ、第１および第２の電流制御器４３および４４に供給される。第１および第２の電流制御器４３および４４は、それぞれ、図９又は図１０中の伝達関数Ｇid（ｓ）およびＧiq（ｓ）で表わされる伝達特性を有する。
【００６４】第１の電流制御器４３はｄ軸電流偏差信号Δｉd に基づいてｄ軸電圧指令信号ｖ'*d を発生する。同様に、第２の電流制御器４４はｑ軸電流偏差信号Δｉq に基づいてｑ軸電圧指令信号ｖ'*q を発生する。３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６から出力されたｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq は非干渉化制御器４５にも供給される。非干渉化制御器４５には速度・位置信号処理器３３から電気角速度検出信号ωr が供給される。非干渉化制御器４５は、図１０に示す非干渉制御（フィードフォワード）と記したブロックの部分に対応する。非干渉化制御器４５は、ｄ軸電流検出信号ｉd 、ｑ軸電流検出信号ｉq および電気角速度検出信号ωr に基づいて、ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝とｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とを計算する。ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝は減算器４６に供給され、ｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝は加算器４７に供給される。減算器４６には第１の電流制御器４３からｄ軸電圧指令信号ｖ'*d が供給され、加算器４７には第２の電流制御器４４からｑ軸電圧指令信号ｖ'*q が供給されている。減算器４６は、上記数式１４に示すように、ｄ軸電圧指令信号ｖ'*d からｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝を減算して、非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d を出力する。同様に、加算器４７は、上記数式１５に示すように、ｑ軸電圧指令信号ｖ'*q とｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とを加算して、非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q を出力する。
【００６５】これら非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d と非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q とはｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８に供給される。このｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８には、角度／正弦・余弦変換器３４から正弦関数信号sin θrおよび余弦関数信号cos θr も供給される。ｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８は、正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr に基づいて、非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d および非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q をＵ相電圧指令信号ｖ＊u ，Ｖ相電圧指令信号ｖ＊v ，およびＷ相電圧指令信号ｖ＊w に変換する。これらＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v ，およびｖ＊w はＰＷＭインバータ４９に供給される。ＰＷＭインバータ４９は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v ，およびｖ＊w に基づいて、それぞれ、上述したＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧ｖu 、ｖv およびｖw を３相ＨＢ形ステップモータ３１に供給する。
【００６６】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の３相ＨＢ形ステップモータの制御装置は、ｄ−ｑ軸上での制御システムなので、Ｕ相およびＶ相電流検出信号ｉu およびｉv をｄ軸およびｑ軸電流検出信号ｉd およびｉq に変換するための３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６や非干渉演算のための非干渉化制御器４５が必要になり、構成が複雑となる欠点がある。
【００６７】したがって、本発明の目的は、構成が簡素なステップモータの制御装置を提供することにある。
【００６８】
【課題を解決するための手段】本発明に係るステップモータの制御装置は、ステータと、このステータと対向して回転軸の回りに回転可能に配置されたロータとからなるステップモータの制御装置であって、ステータは、周方向に間隔をおいて配置されて半径方向に突出した第１の個数のステータ歯をもつステータコアと、ステータ歯の各々に巻回されたステータコイルとを有し、ロータは、周方向に間隔をおいて配置されてステータ歯と対向するように半径方向に突出し、かつ第１の個数より少ない第２の個数のロータ歯をもつロータコアを有する。
【００６９】本発明によれば、上記ステップモータの制御装置は、ステップモータの速度・位置を検出して、速度・位置検出信号を出力する検出手段と、速度・位置検出信号を処理して、電気角度検出信号、機械角度検出信号、および機械角速度検出信号を出力する処理手段と、機械角度指令信号に応答して、機械角度検出信号と機械角速度検出信号とに基づいてｑ軸電流指令信号を出力する電流指令生成手段と、電気角度検出信号を三角関数信号に変換する三角関数発生手段と、ｑ軸電流指令信号を三角関数信号に基づいて相電流指令信号に変換する座標変換手段と、ステータコイルに流れる相電流を検出して、相電流検出信号を出力する電流検出手段と、相電流指令信号から相電流検出信号を減算して、相電流偏差信号を出力する減算手段と、相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号を発生する電流制御手段と、相電圧指令信号に基づいて相電圧をステータコイルに印加する駆動手段とを有することを特徴とする。
【００７０】上記電流指令生成手段は、機械角度指令信号から機械角度検出信号を減算して機械角度偏差信号を出力する第１の減算器と、機械角度偏差信号に基づいて機械角速度指令信号を発生する位置制御器と、機械角速度指令信号から機械角速度検出信号を減算して機械角速度偏差信号を出力する第２の減算器と、機械角速度偏差信号に基づいてｑ軸電流指令信号を発生する速度制御器とを有することが好ましい。
【００７１】上記ステップモータが３相ステップモータの場合、上記電流検出手段は、相電流検出信号としてＵ相およびＶ相電流検出信号を出力し、上記三角関数発生手段は、三角関数信号としてＵ相およびＶ相に対応する互いに（２π／３）ラジアンだけ相違する第１及び第２の三角関数信号を出力し、上記座標変換手段は、ｑ軸電流指令信号を第１及び第２の三角関数信号に基づいて相電流指令信号としてＵ相およびＶ相電流指令信号に変換し、上記減算手段は、Ｕ相電流指令信号からＵ相電流検出信号を減算して、Ｕ相電流偏差信号を出力するＵ相用減算器と、Ｖ相電流指令信号からＶ相電流検出信号を減算して、Ｖ相電流偏差信号を出力するＶ相用減算器とを有し、上記電流制御手段は、Ｕ相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号の１つとしてＵ相電圧指令信号を発生するＵ相用電流制御器と、Ｖ相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号の他の１つとしてＶ相電圧指令信号を発生するＶ相用電流制御器と、Ｕ相電圧指令信号の極性反転信号とＶ相電圧指令信号の極性反転信号とを加算して相電圧指令信号のさらに他の１つとしてＷ相電圧指令信号を出力する加算器とを有し、上記駆動手段は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号に基づいて相電圧としてＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧を３相ステップモータのステータコイルに印加するＰＷＭインバータである、ことが好ましい。
【００７２】
【作用】従来のステップモータの制御装置に比較して、本発明のステップモータの制御装置は、精度や応答性の点では若干劣るとはいうものの、３相交流／ｄ−ｑ座標変換演算や非干渉化演算が不要なので、構成が簡素となる。
【００７３】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
【００７４】図１に本発明の一実施例による３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を示す。図示の制御装置は、図３に示したような３相ＨＢ形ステップモータ５１のトルク制御を行うためのものである。
【００７５】３相ＨＢ形ステップモータ５１の回転軸には速度・位置検出器５２が取り付けらており、その速度・位置検出器５２からの速度・位置検出信号は速度・位置信号処理器５３に送出される。なお、速度・位置検出器５２としては、レゾルバあるいはエンコーダが用いられる。速度・位置信号処理器５３は速度・位置検出信号を処理して、電気角度検出信号θr ，機械角度検出信号θrmおよび機械角速度検出信号ωrmを出力する。
【００７６】機械角度検出信号θrmは第１の減算器５４に供給され、第１の減算器５４は機械角度指令信号θ＊rmから機械角度検出信号θrmを減算して機械角度偏差信号を位置制御器５５に送出する。位置制御器５５は機械角度偏差信号に基づいて機械角速度指令信号ω＊rmを発生する。この機械角速度指令信号ω＊rmは第２の減算器５６に供給される。この第２の減算器５６には機械角速度検出信号ωrmも供給され、第２の減算器５６は機械角速度指令信号ω＊rmから機械角速度検出信号ωrmを減算して機械角速度偏差信号を速度制御器５７に送出する。速度制御器５７は機械角速度偏差信号に基づいてｑ軸電流指令信号ｉ＊q を発生する。したがって、第１の減算器５４、位置制御器５５、第２の減算器５６および速度制御器５７の組み合わせは、機械角度指令信号θ＊rmに応答して、機械角度検出信号θrmと機械角速度検出信号ω＊rmとに基づいてｑ軸電流指令信号ｉ＊q を出力する電流指令生成回路として働く。
【００７７】電気角度検出信号θr は三角関数発生器５８によってＵ相およびＶ相に対応する互いに（２π／３）ラジアンだけ相違する第１及び第２の三角関数信号sin θr およびsin （θr −２π／３）に変換される。これら第１及び第２の三角関数信号sin θr およびsin （θr −２π／３）はｄ−ｑ／３相交流座標変換器５９に供給される。このｄ−ｑ／３相交流座標変換器５９には、速度制御器５７からｑ軸電流指令信号ｉ＊q が供給される。ｄ−ｑ／３相交流座標変換器５９は、第１及び第２の三角関数信号sin θr およびsin （θr −２π／３）に基づいて、ｑ軸電流指令信号ｉ＊q をＵ相およびＶ相電流指令信号ｉ＊u およびｉ＊v に変換する。
【００７８】一方、ＨＢ形ステップモータ５１にはＵ相電圧ｖu 、Ｖ相電圧ｖv およびＷ相電圧ｖw が供給される。ＨＢ形ステップモータ５１の入力側には電流検出器６０が設けられ、ここでＵ相電流ｉu とＶ相電流ｉv が検出される。これらＵ相電流検出信号ｉu およびＶ相電流検出信号ｉv は、それぞれ、Ｕ相用およびＶ相用減算器６１および６２に供給される。Ｕ相用およびＶ相用減算器６１および６２には、それぞれ、ｄ−ｑ／３相交流座標変換器５９からＵ相およびＶ相電流指令信号ｉ＊u およびｉ＊v が供給される。Ｕ相用減算器６１は、Ｕ相電流指令信号ｉ＊u からＵ相電流検出信号ｉu を減算して、Ｕ相電流偏差信号を出力する。同様に、Ｖ相用減算器６２は、Ｖ相電流指令信号ｉ＊v からＶ相電流検出信号ｉv を減算して、Ｖ相電流偏差信号を出力する。
【００７９】Ｕ相およびＶ相電流偏差信号は、それぞれ、Ｕ相用およびＶ相用電流制御器６３および６４に供給される。Ｕ相用電流制御器６３は、Ｕ相電流偏差信号に基づいてＵ相電圧指令信号ｖ＊u を発生する。同様に、Ｖ相用電流制御器６４は、Ｖ相電流偏差信号に基づいてＶ相電圧指令信号ｖ＊v を発生する。Ｕ相およびＶ相電圧指令信号ｖ＊u およびｖ＊v は加算器６５に供給される。加算器６５は、Ｕ相電圧指令信号ｖ＊u の極性反転信号−ｖ＊u とＶ相電圧指令信号ｖ＊v の極性反転信号−ｖ＊v とを加算してＷ相電圧指令信号ｖ＊w を出力する。したがって、Ｕ相用およびＶ相用電流制御器６３および６４と加算器６５との組み合わせは、相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号を発生する電流制御回路として働く。これらＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v およびｖ＊w は、ＰＷＭインバータ６６に供給される。ＰＷＭインバータ６６は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v およびｖ＊w に基づいてＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧ｖu ，ｖv およびｖw を３相ＨＢ形ステップモータ５２のステータコイル（図３の１３）に印加する。すなわち、ＰＷＭインバータ６６は、相電圧指令信号に基づいて相電圧をステータコイルに印加する駆動回路として作用する。
【００８０】上述したように、本実施例のステップモータの制御装置は、図１１に示した従来のものに比較して、３相交流ｄ−ｑ座標変換器３６と非干渉化制御器４５とを省略することができる。したがって、本実施例のステップモータの制御装置は構成が簡易であるという利点がある。一方、上述した回路を省略した分だけ、本実施例のものの方が従来のものに比較して、精度や応答性の点で若干劣る。しかしながら、電流及びトルクの整定時間について高速サーボ並みの性能が要求されなければ、本実施例のステップモータの制御装置は、十分に実用に供する。
【００８１】なお、上記実施例の制御装置のさらに外側に、速度・位置制御ループを設けても良いのは言うまでもない。また、上記実施例の制御装置は、連続値制御を行なうアナログ回路や、離散値制御を行なうディジタル回路で実現できる。
【００８２】また、上記実施例では、ステップモータとして３相ＨＢ形ステップモータを例として説明したが、本発明は、一般によく使用されている、２相ステップモータもしくは５相ステップモータにも同様に適用できる。但し、この場合には、相変換演算が必要となる。さらに、上記実施例では、ステップモータとしてインナーロータ形を例として説明したが、本発明は、アウタロータ形にも同様に適用できる。また、本発明は、ステータ側にコイルと磁石とを具備したステップモータにも適用できる。
【００８３】
【発明の効果】以上説明したように本発明のステップモータの制御装置は、従来のものと比較して、精度や応答性の点では若干劣るとはいうものの、３相交流／ｄ−ｑ座標変換演算や非干渉化演算が不要なので、構成が簡素となる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ステップモータの動作原理を説明するための図である。
【図３】本発明が適用される３相ＨＢ形ステップモータの構造を示す図で、（ａ）は縦断面図、（ｂ）は（ａ）のＡ−Ａ´線から見た断面図、（ｃ）は（ａ）のＢ−Ｂ´線から見た断面図である。
【図４】３相ＨＢ形ステップモータの電気回路モデルを示す回路図である。
【図５】ブラシレスＤＣモータの等価回路モデルを示す回路図である。
【図６】ステップモータのｄ軸およびｑ軸を説明するための図である。
【図７】３相ＨＢ形ステップモータのブロック線図である。
【図８】非干渉化後のブロック線図である。
【図９】ｄ軸およびｑ軸電流をフィードバックした電流制御器を用いた制御系の構成を示すブロック線図である。
【図１０】非干渉化を行なう制御システムを示すブロック線図である。
【図１１】従来の３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
５１ ３相ＨＢ形ステップモータ
５２ 検出器
５３ 速度・位置信号処理器
５４ 減算器
５５ 位置制御器
５６ 減算器
５７ 速度制御器
５８ 三角関数発生器
５９ ｄ−ｑ／３相交流座標変換器
６０ 電流検出器
６１ 減算器
６２ 減算器
６３ 電流制御器
６４ 電流制御器
６５ 加算器
６６ ＰＷＭインバータ
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ステップモータの制御装置に関し、特に、ハイブリッド（ＨＢ）形ステップモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、ステップモータは電気パルスを入力としてパルス数に対応した機械角度を出力とするモータである。このステップモータには種々のものがあるが、その１つにハイブリッド形ステップモータがある。
【０００３】図２を参照して、ステップモータの動作原理について可変レラクタンス（ＶＲ）形ステップモータを例にとって説明する。図示のステップモータは、筒状のステータ１０と、このステータ１０内に回転軸ＲＡの回りに回転可能に収容されたロータ２０とからなる。図示のステータ１０は、周方向に（π／３）ラジアン（６０°）の間隔をおいて配置されて半径方向内側に突出した６個のステータ歯１２を有する。図示はしていないが、各ステータ歯１２にはステータコイルが巻回されている。ここでは、互いに対向する対のステータ歯１２の３組を、それぞれ、Ｕ１−Ｕ２、Ｖ１−Ｖ２、およびＷ１−Ｗ２と呼び、それらに巻回されたステータコイルを、それぞれ、Ｕ−Ｕ´相、Ｖ−Ｖ´相、およびＷ−Ｗ´相と呼ぶことにする。一方、図示のロータ２０は、周方向に（π／２）ラジアン（９０°）の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２を有する。
【０００４】このような構造を有するステップモータにおいて、図２（１）に示す如く、Ｕ１−Ｕ２のステータ歯１２がそれぞれＮ極およびＳ極となるように、ステータコイル（Ｕ−Ｕ´相）を励磁したとする。この場合、Ｕ１−Ｕ２のステータ歯１２とロータ歯２２とが対面する位置でロータ２０が停止する（図２（１）参照）。この状態で、図２（２）に示されるように、Ｕ−Ｕ´相の励磁を切り、Ｖ−Ｖ´相を励磁したとする。この場合、ロータ２０が反時計方向（ＣＣＷ）に（π／６）ラジアン（３０°）回転する（図２（３）参照）。すなわち、このステップモータのステップ角は３０°である。さらに、Ｖ−Ｖ´相からＷ−Ｗ´相に励磁を切り変えると再び反時計方向に３０°回転する。
【０００５】このように、ステップモータは、通常、ステータ歯１２に巻かれたステータコイルの励磁を切り換えることにより、位置・速度検出器を持たずに歩進動作を行なう。しかしながら、このような構造を有するステップモータには以下に述べるような欠点がある。
【０００６】ａ．励磁されたステータ歯とロータ歯との間に働く保持トルク以上の負荷がかかると、“脱調”を生じてステップモータを制御することが不可能になる。
【０００７】ｂ．励磁切り換えのみの運転では、ステップモータを正確にトルク制御することが不可能となる。
【０００８】ｃ．トルク脈動が大きい。
【０００９】これらの欠点を解決するために、従来から、マイクロステップ駆動法とフィードバック制御法とが採用されている。ここで、マイクロステップ駆動法とは、ステップモータの励磁切り換えを正弦波状に切り換えることで、トルク脈動を抑制する制御方法である。一方、フィードバック制御法とは、ステップモータに位置・速度検出器を取り付け、その検出器からの検出信号をフィードバックすることで脱調等を防ぐ制御方法である。
【００１０】しかしながら、上述した制御法のいずれも、ステップモータの理論的な電気回路モデルに基づいていないため、下記の問題を有する。
【００１１】Ａ．最適制御条件がわからないため、制御条件の設定があやふやとなる。
【００１２】Ｂ．ステップモータの速度起電力、変圧器起電力、インピーダンス降下等の性能抑制要因が考慮されていないので、精密な制御ができない。
【００１３】Ｃ．上記Ａ、Ｂより、ステップモータの“中身”がわからず、ブラックボックスとして扱うため、制御設計ができない。
【００１４】Ｄ．上記ＡとＣより、制御性向上が望めず、またその限界点も把握できない。
【００１５】ところで、１９８７年２月１４日付けで社団法人電気学会から発行した「電気学会研究会資料 半導体電力変換研究会 ＳＰＣ−８７−１４〜２５」中のＳＰＣ−８７−１７，頁３１〜４０に「ステップモータによるブラシレスモータとその脈動トルクの考察」という題で、山中 広之、百目鬼 英雄、および本発明者の一人である松井 信行共著による論文が発表されている。この論文では、ｄ−ｑ軸モデルで電圧方程式を導出し、永久磁石型同期モータ、すなわち、ブラシレスモータと同じ形のブロック図と制御方法を提案している。しかしながら、この論文のモデル化の基本的な考えが、励磁方法とその駆動形態のみからステップモータが二相同期モータと同じとしており、論文には何故そうなるのかが理論的に説明されていない。
【００１６】そこで、本発明者らは以下に詳細に説明するように、ステップモータ（特に、３相ＨＢ形ステップモータ）が一般のブラシレスＤＣモータと同一の形で表わされることを理論的に証明した。
【００１７】図３を参照して、ステップモータの理論的な電気回路モデルについて、３相ＨＢ形ステップモータを例にとって説明する。３相ＨＢ形ステップモータは、筒状のステータ１０と、このステータ１０内に回転軸ＲＡの回りに回転可能に収容されたロータ２０とからなる。図示のステータ１０はステータコア１１を含む。ステータコア１１は、周方向に６０°の間隔をおいて配置されて半径方向内側に突出した６個のステータ歯１２を有する。互いに対向する対のステータ歯１２の３組を、それぞれ、Ｕ１−Ｕ２、Ｖ１−Ｖ２、およびＷ１−Ｗ２と呼ぶ。各ステータ歯１２にはステータコイル１３が巻回されている。
【００１８】ステータコイル１３には、図３（ｂ）および（ｃ）に示すように、Ｕ−Ｕ´相コイル、Ｖ−Ｖ´相コイル、およびＷ−Ｗ´相コイルの３種類のコイルがある。Ｕ−Ｕ´相コイルはステータ歯Ｕ１およびＵ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。同様に、Ｖ−Ｖ´相コイルはステータ歯Ｖ１およびＶ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。Ｗ−Ｗ´相コイルはステータ歯Ｗ１およびＷ２に巻かれており、同一方向に磁力線を発生するように直列に接続されている。
【００１９】一方、ロータ２０は、間に軸方向にＮ極、Ｓ極をもつ永久磁石２３を介して配置された一対のロータコア２１Ａおよび２１Ｂを含む。図示の如く、回転軸ＲＡと直交する中心面ＣＰを境にして、ロータコア２１Ａ側を区間Ａと呼び、ロータコア２１Ｂ側を区間Ｂと呼ぶことにする。ロータコア２１Ａおよび２１Ｂはステータコア１１と対向している。図３（ｂ）に示すように、ロータコア２１Ａは、周方向に９０°の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２Ａを有する。同様に、図３（ｃ）に示すように、ロータコア２１Ｂは、周方向に９０°の間隔をおいて配置されて半径方向外側に突出した４個のロータ歯２２Ｂを有する。図３（ｂ）および（ｃ）から明らかなように、ロータ歯２２Ａとロータ歯２２Ｂとは互いにピッチが半分ピッチ、即ち、電気角度で位相がπラジアン（１８０°）ずれている。ここで、ステップモータの技術分野では、ロータ歯の１ピッチを３６０°としてこれを電気角度と呼んでいる。従って、図３に示すステップモータでは、ロータ歯が４つあるので、ロータ２０が機械的に１回転すると、電気角度で４回転したことになる。また、電気角度θr はステータ歯Ｕ１を基準として反時計方向（ＣＣＷ）を正とする。図３（ｂ）に示すように、４個のロータ歯２２Ａを、ステータ歯Ｕ１に対向したものを１とした場合に、時計方向に、それぞれ、１、２、３および４と呼ぶことにする。同様に、図３（ｃ）に示すように、４個のロータ歯２２Ｂを、ステータ歯Ｕ１より時計方向に、それぞれ、１´、２´、３´および４´と呼ぶことにする。
【００２０】図３（ｂ）に示すように、ステータ歯Ｕ１，Ｕ２がロータ歯１，３と一致しているとすると、ステータ歯Ｖ１，Ｗ１とロータ歯２及びステータ歯Ｖ２，Ｗ２とロータ歯４は、ロータ歯ピッチで１／３ピッチ（電気角度で１２０°）ずれている。尚、各ステータ歯に巻かれたステータコイル１３のコイル巻数は全てＮｓとする。
【００２１】３相ＨＢ形ステップモータのロータ２０とステータ歯１２との間の磁気の通りやすさ、すなわち、パーミアンスＰを抵抗の形で表現し、永久磁石２３と各ステータコイル１３を磁力線の発生源として電源の形で表現すると、３相ＨＢ形ステップモータを図４に示す電気回路（磁気回路）で表現できる。ここで、ＨU1はステータ歯Ｕ１に巻かれたＵ相コイルによる起磁力で、ＰU はＵ相のパーミアンスとする。その他の記号も同様である。ステータ歯Ｕ１とステータ歯Ｕ２、ステータ歯Ｖ１とステータ歯Ｖ２、およびステータ歯Ｗ１とステータ歯Ｗ２のパーミアンスは常に同一である。
【００２２】図４の電気回路を解き、３相ＨＢ形ステップモータのモデル化を行う。図４中、パーミアンスＰU ，ＰV ，ＰW ，ＰU'，ＰV'，およびＰW'について説明する。これらは、それぞれ、ステータ歯Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，およびＷ２の磁力線（以下、磁束と呼ぶ）の通りやすさを示すもので、ロータ２０とステータ１０の位置関係が変わると、これらの値も変化する。これらは電気角度θによる周期関数で、パーミアンスＰU 〜ＰW'は、一般に下記の数式１で与えられる。
【００２３】
【数１】
ここで、Ｐバー（Ｐの上にバーが付いている）は平均パーミアンス値、Ｐｏはパーミアンスの振幅を示し、これらの値はモータの寸法及び構造によって決まる定数で、単位は［Ｈ］である。また、下記の数式２が成り立つとする。
【００２４】
【数２】
ここで、ｉU 、ｉV およびｉW は、それぞれ、Ｕ−Ｕ´相コイル、Ｖ−Ｖ´相コイルおよびＷ−Ｗ´相コイルに流れる相電流である。
【００２５】ステップモータのモデル化は、図４に示す電気回路を下記の手順で解くこで実現される。
【００２６】i）図４に示す電気回路をコイル鎖交磁束＝パーミアンス×起磁力、すなわち、下記の数式３の形で表わす。
【００２７】
【数３】
各相及びロータ、ステータ間は干渉しているので、行列形式となる。
【００２８】ii）次に、電圧ベクトルＶ、電流ベクトルｉ、磁束ベクトルλを、下記の数式４で求め、図３に示すステップモータを電圧方程式の形で表現する。
【００２９】
【数４】
ここで、Ｒはコイル抵抗行列を表わす。図４に示す電気回路に、上記数式１および数式２を代入して、磁束ベクトルλを求める。その結果は、下記の数式５となる。
【００３０】
【数５】
ここでは、電流ｉU 、ｉV およびｉW を電流ベクトルとして解いた。尚、磁束ベクトルλは、λU （＝λU1＋λU2）、λV （＝λV1＋λV2）およびλW （＝λW1＋λW2）とおいた。ここで、ロータ２０にはコイルがなく、永久磁石２３のみなので、ロータ側の要素は存在せず、Ｈｍによって等価的に示される。
【００３１】次に、ステータコイル１個分のコイル抵抗をＲｓとして、コイル抵抗行列Ｒを作り、モータの電圧方程式を導く。その結果は、下記の数式６となる。
【００３２】
【数６】
【００３３】上記数式６中、ＰバーＮｓ2 （パーミアンス平均値とコイル巻数の２乗）の項は、モータのインダクタンス成分を表わし、一般に対角成分（＝（８／３）ＰバーＮｓ2 ）は自己インダクタンスＬｓと呼ばれ、それ以外の成分（＝（−４／３）ＰバーＮｓ2 ）は相互インダクタンスＭｓと呼ばれている。
【００３４】また、数式６の右辺、最終項のＰｏＮｓcos θr ・Ｍｍの要素は、電気角度θr の変動によって発生する電圧の項であり、永久磁石形同期電動機（以後、ブラシレスＤＣモータと呼ぶ）の誘起電圧項と同一である。ここで、ＰｏＮｓＭｍ＝ＭｒＩｍであり、Ｉｍはロータ側磁石の等価起磁力電流を表わし、Ｍｒは相互インダクタンスを表わす。上記の表現を用いて、数式６を書き表わすと、下記の数式７が得られる。
【００３５】
【数７】
【００３６】上記数式７から、３相ＨＢ形ステップモータが、図５に示すような、一般のブラシレスＤＣモータと同一の形で表わされることが分かる。
【００３７】周知のように、モータ制御の分野においては、３相−２相変換やｄ−ｑ変換が用いられる。ここで、３相−２相変換とは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相からα、βの２相に変換することをいう。また、ｄ−ｑ変換とは、α、βの静止座標系からロータ側に同期して回転する、ｄ、ｑ座標系に変換することをいう。
【００３８】ステップモータにおいてｄ軸とは、図６に示すように、ロータ歯の中心軸を意味し、ｑ軸とはｄ軸から電気角度でπ／２（９０°）進んだところに位置する。（通常のステップモータでは、ロータ歯は複数個あるので、ｄ軸も複数本存在する。）上記数式７に、３相−２相変換およびｄ−ｑ変換を施すと、下記の数式８が得られる。
【００３９】
【数８】
【００４０】上記数式８を状態方程式の形に表現し直すと、下記の数式９が得られる。
【００４１】
【数９】
【００４２】上記数式９をラプラス演算子ｓを用い、ラプラス変換を行った上でブロック線図を描くと、図７が得られる。ここで、ステップモータの負荷を１／（Ｊｓ＋Ｄ）で表現し、負荷トルクをＴL で表現する。図７より、本ステップモータのトルクＴｅは下記の数式１０で与えられる。
【００４３】
【数１０】
【００４４】ここで、ｐ・Ｍｒ´・Ｉｍは永久磁石による磁束であるので、一定値として扱える。したがって、ｑ軸電流ｉq をコントロールすることで、ステップモータをトルク制御することができる。また、ｄ軸電流ｉd は、モータ出力に寄与しないので、常に零に制御すればよい。以上述べたことを纏めると、下記の数式１１が得られる。
【００４５】
【数１１】
【００４６】しかしながら、図７のブロック線図より、モータ入力電圧ｖd ．ｖq からｑ軸電流ｉq へ辿る行程には干渉要素（図７の点線で囲んだ部分）が存在している。この結果、モータ入力電圧ｖd ．ｖq からｄ軸電流ｉd およびｑ軸電流ｉq を直接制御することはできない。これを解決するために、以下に詳細に説明する手順に従って、制御系の非干渉化を行う。
【００４７】
【００４８】
【数１２】
【００４９】
【数１３】
【００５０】
【００５１】
【００５２】
【数１４】
【００５３】
【数１５】
【００５４】
【００５５】
【００５６】なお、図８に示す非干渉化は、定常状態のときに成り立つもので、過渡状態のときには成り立たない。しかし、実際の制御システムでは、過渡状態の整定は、瞬時（電気的時定数の１／１０以下）に行われるので、影響は少ない。
【００５７】
【００５８】
【００５９】なお、本制御方法を採用する場合は、ステップモータのロータに同期して回転する座標系（＝モータの磁極中心と同期して回転する座標系）である、ｄ，ｑ軸を用いるため、磁極位置検出装置は不可欠である。
【００６０】以上の議論より得られる３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を図１１に示す。図３に示したような３相ＨＢ形ステップモータ３１の回転軸には速度・位置検出器３２が取り付けらており、その速度・位置検出器３２からの速度・位置検出信号は速度・位置信号処理器３３に送出される。なお、速度・位置検出器３２としては、レゾルバあるいはエンコーダが用いられる。速度・位置信号処理器３３は速度・位置検出信号を処理して、電気角度検出信号θr ，電気角速度検出信号ωr 、機械角度検出信号θrmおよび機械角速度検出信号ωrmを出力する。電気角度検出信号θr は角度／正弦・余弦変換器３４によって正弦関数信号sinθr および余弦関数信号cos θr に変換される。
【００６１】一方、ＨＢ形ステップモータ３１のステータコイル（図３の１３）にはＵ相電圧ｖu 、Ｖ相電圧ｖv およびＷ相電圧ｖw が供給される。ＨＢ形ステップモータ３１の入力側には電流検出器３５が設けられ、ここでＵ相電流ｉu とＶ相電流ｉv が検出される。これらＵ相電流検出信号ｉu およびＶ相電流検出信号ｉv は３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６に供給される。この３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６には角度／正弦・余弦変換器３４から正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr も供給される。３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６は、正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr に基づいてＵ相電流検出信号ｉu およびＶ相電流検出信号ｉv をｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq に変換する。
【００６２】機械角度検出信号θrmは第１の減算器３７に供給され、第１の減算器３７は機械角度指令信号θ＊rmから機械角度検出信号θrmを減算してその機械角度偏差信号を位置制御器３８に送出する。位置制御器３８は機械角度偏差信号に基づいて機械角速度指令信号ω＊rmを発生する。この機械角速度指令信号ω＊rmは第２の減算器３９に供給される。この第２の減算器３９には機械角速度検出信号ωrmも供給され、第２の減算器３９は機械角速度指令信号ω＊rmから機械角速度検出信号ωrmを減算して機械角速度偏差信号を速度制御器４０に送出する。速度制御器４０は機械角速度偏差信号に基づいてｑ軸電流指令信号ｉ＊q を発生する。
【００６３】３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６から出力されたｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq はそれぞれ第３および第４の減算器４１および４２に供給される。第３の減算器４１は零に等しいｄ軸電流指令信号ｉ＊d からｄ軸電流検出信号ｉd を減算してｄ軸電流偏差信号Δｉd を出力する。第４の減算器４２には速度制御器４０からｑ軸電流指令信号ｉ＊q が供給される。第４の減算器４２はｑ軸電流指令信号ｉ＊q からｑ軸電流検出信号ｉq を減算してｑ軸電流偏差信号Δｉq を出力する。ｄ軸電流偏差信号Δｉd およびｑ軸電流偏差信号Δｉq は、それぞれ、第１および第２の電流制御器４３および４４に供給される。第１および第２の電流制御器４３および４４は、それぞれ、図９又は図１０中の伝達関数Ｇid（ｓ）およびＧiq（ｓ）で表わされる伝達特性を有する。
【００６４】第１の電流制御器４３はｄ軸電流偏差信号Δｉd に基づいてｄ軸電圧指令信号ｖ'*d を発生する。同様に、第２の電流制御器４４はｑ軸電流偏差信号Δｉq に基づいてｑ軸電圧指令信号ｖ'*q を発生する。３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６から出力されたｄ軸電流検出信号ｉd およびｑ軸電流検出信号ｉq は非干渉化制御器４５にも供給される。非干渉化制御器４５には速度・位置信号処理器３３から電気角速度検出信号ωr が供給される。非干渉化制御器４５は、図１０に示す非干渉制御（フィードフォワード）と記したブロックの部分に対応する。非干渉化制御器４５は、ｄ軸電流検出信号ｉd 、ｑ軸電流検出信号ｉq および電気角速度検出信号ωr に基づいて、ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝とｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とを計算する。ｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝は減算器４６に供給され、ｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝は加算器４７に供給される。減算器４６には第１の電流制御器４３からｄ軸電圧指令信号ｖ'*d が供給され、加算器４７には第２の電流制御器４４からｑ軸電圧指令信号ｖ'*q が供給されている。減算器４６は、上記数式１４に示すように、ｄ軸電圧指令信号ｖ'*d からｄ軸干渉成分｛ωr Ｌｓ・ｉq ｝を減算して、非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d を出力する。同様に、加算器４７は、上記数式１５に示すように、ｑ軸電圧指令信号ｖ'*q とｑ軸干渉成分｛ωr （Ｌｓ・ｉd ＋Ｍｒ´Ｉｍ）｝とを加算して、非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q を出力する。
【００６５】これら非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d と非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q とはｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８に供給される。このｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８には、角度／正弦・余弦変換器３４から正弦関数信号sin θrおよび余弦関数信号cos θr も供給される。ｄ−ｑ／３相交流座標変換器４８は、正弦関数信号sin θr および余弦関数信号cos θr に基づいて、非干渉化したｄ軸電圧指令信号ｖ＊d および非干渉化したｑ軸電圧指令信号ｖ＊q をＵ相電圧指令信号ｖ＊u ，Ｖ相電圧指令信号ｖ＊v ，およびＷ相電圧指令信号ｖ＊w に変換する。これらＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v ，およびｖ＊w はＰＷＭインバータ４９に供給される。ＰＷＭインバータ４９は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v ，およびｖ＊w に基づいて、それぞれ、上述したＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧ｖu 、ｖv およびｖw を３相ＨＢ形ステップモータ３１に供給する。
【００６６】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の３相ＨＢ形ステップモータの制御装置は、ｄ−ｑ軸上での制御システムなので、Ｕ相およびＶ相電流検出信号ｉu およびｉv をｄ軸およびｑ軸電流検出信号ｉd およびｉq に変換するための３相交流／ｄ−ｑ座標変換器３６や非干渉演算のための非干渉化制御器４５が必要になり、構成が複雑となる欠点がある。
【００６７】したがって、本発明の目的は、構成が簡素なステップモータの制御装置を提供することにある。
【００６８】
【課題を解決するための手段】本発明に係るステップモータの制御装置は、ステータと、このステータと対向して回転軸の回りに回転可能に配置されたロータとからなるステップモータの制御装置であって、ステータは、周方向に間隔をおいて配置されて半径方向に突出した第１の個数のステータ歯をもつステータコアと、ステータ歯の各々に巻回されたステータコイルとを有し、ロータは、周方向に間隔をおいて配置されてステータ歯と対向するように半径方向に突出し、かつ第１の個数より少ない第２の個数のロータ歯をもつロータコアを有する。
【００６９】本発明によれば、上記ステップモータの制御装置は、ステップモータの速度・位置を検出して、速度・位置検出信号を出力する検出手段と、速度・位置検出信号を処理して、電気角度検出信号、機械角度検出信号、および機械角速度検出信号を出力する処理手段と、機械角度指令信号に応答して、機械角度検出信号と機械角速度検出信号とに基づいてｑ軸電流指令信号を出力する電流指令生成手段と、電気角度検出信号を三角関数信号に変換する三角関数発生手段と、ｑ軸電流指令信号を三角関数信号に基づいて相電流指令信号に変換する座標変換手段と、ステータコイルに流れる相電流を検出して、相電流検出信号を出力する電流検出手段と、相電流指令信号から相電流検出信号を減算して、相電流偏差信号を出力する減算手段と、相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号を発生する電流制御手段と、相電圧指令信号に基づいて相電圧をステータコイルに印加する駆動手段とを有することを特徴とする。
【００７０】上記電流指令生成手段は、機械角度指令信号から機械角度検出信号を減算して機械角度偏差信号を出力する第１の減算器と、機械角度偏差信号に基づいて機械角速度指令信号を発生する位置制御器と、機械角速度指令信号から機械角速度検出信号を減算して機械角速度偏差信号を出力する第２の減算器と、機械角速度偏差信号に基づいてｑ軸電流指令信号を発生する速度制御器とを有することが好ましい。
【００７１】上記ステップモータが３相ステップモータの場合、上記電流検出手段は、相電流検出信号としてＵ相およびＶ相電流検出信号を出力し、上記三角関数発生手段は、三角関数信号としてＵ相およびＶ相に対応する互いに（２π／３）ラジアンだけ相違する第１及び第２の三角関数信号を出力し、上記座標変換手段は、ｑ軸電流指令信号を第１及び第２の三角関数信号に基づいて相電流指令信号としてＵ相およびＶ相電流指令信号に変換し、上記減算手段は、Ｕ相電流指令信号からＵ相電流検出信号を減算して、Ｕ相電流偏差信号を出力するＵ相用減算器と、Ｖ相電流指令信号からＶ相電流検出信号を減算して、Ｖ相電流偏差信号を出力するＶ相用減算器とを有し、上記電流制御手段は、Ｕ相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号の１つとしてＵ相電圧指令信号を発生するＵ相用電流制御器と、Ｖ相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号の他の１つとしてＶ相電圧指令信号を発生するＶ相用電流制御器と、Ｕ相電圧指令信号の極性反転信号とＶ相電圧指令信号の極性反転信号とを加算して相電圧指令信号のさらに他の１つとしてＷ相電圧指令信号を出力する加算器とを有し、上記駆動手段は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号に基づいて相電圧としてＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧を３相ステップモータのステータコイルに印加するＰＷＭインバータである、ことが好ましい。
【００７２】
【作用】従来のステップモータの制御装置に比較して、本発明のステップモータの制御装置は、精度や応答性の点では若干劣るとはいうものの、３相交流／ｄ−ｑ座標変換演算や非干渉化演算が不要なので、構成が簡素となる。
【００７３】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
【００７４】図１に本発明の一実施例による３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を示す。図示の制御装置は、図３に示したような３相ＨＢ形ステップモータ５１のトルク制御を行うためのものである。
【００７５】３相ＨＢ形ステップモータ５１の回転軸には速度・位置検出器５２が取り付けらており、その速度・位置検出器５２からの速度・位置検出信号は速度・位置信号処理器５３に送出される。なお、速度・位置検出器５２としては、レゾルバあるいはエンコーダが用いられる。速度・位置信号処理器５３は速度・位置検出信号を処理して、電気角度検出信号θr ，機械角度検出信号θrmおよび機械角速度検出信号ωrmを出力する。
【００７６】機械角度検出信号θrmは第１の減算器５４に供給され、第１の減算器５４は機械角度指令信号θ＊rmから機械角度検出信号θrmを減算して機械角度偏差信号を位置制御器５５に送出する。位置制御器５５は機械角度偏差信号に基づいて機械角速度指令信号ω＊rmを発生する。この機械角速度指令信号ω＊rmは第２の減算器５６に供給される。この第２の減算器５６には機械角速度検出信号ωrmも供給され、第２の減算器５６は機械角速度指令信号ω＊rmから機械角速度検出信号ωrmを減算して機械角速度偏差信号を速度制御器５７に送出する。速度制御器５７は機械角速度偏差信号に基づいてｑ軸電流指令信号ｉ＊q を発生する。したがって、第１の減算器５４、位置制御器５５、第２の減算器５６および速度制御器５７の組み合わせは、機械角度指令信号θ＊rmに応答して、機械角度検出信号θrmと機械角速度検出信号ω＊rmとに基づいてｑ軸電流指令信号ｉ＊q を出力する電流指令生成回路として働く。
【００７７】電気角度検出信号θr は三角関数発生器５８によってＵ相およびＶ相に対応する互いに（２π／３）ラジアンだけ相違する第１及び第２の三角関数信号sin θr およびsin （θr −２π／３）に変換される。これら第１及び第２の三角関数信号sin θr およびsin （θr −２π／３）はｄ−ｑ／３相交流座標変換器５９に供給される。このｄ−ｑ／３相交流座標変換器５９には、速度制御器５７からｑ軸電流指令信号ｉ＊q が供給される。ｄ−ｑ／３相交流座標変換器５９は、第１及び第２の三角関数信号sin θr およびsin （θr −２π／３）に基づいて、ｑ軸電流指令信号ｉ＊q をＵ相およびＶ相電流指令信号ｉ＊u およびｉ＊v に変換する。
【００７８】一方、ＨＢ形ステップモータ５１にはＵ相電圧ｖu 、Ｖ相電圧ｖv およびＷ相電圧ｖw が供給される。ＨＢ形ステップモータ５１の入力側には電流検出器６０が設けられ、ここでＵ相電流ｉu とＶ相電流ｉv が検出される。これらＵ相電流検出信号ｉu およびＶ相電流検出信号ｉv は、それぞれ、Ｕ相用およびＶ相用減算器６１および６２に供給される。Ｕ相用およびＶ相用減算器６１および６２には、それぞれ、ｄ−ｑ／３相交流座標変換器５９からＵ相およびＶ相電流指令信号ｉ＊u およびｉ＊v が供給される。Ｕ相用減算器６１は、Ｕ相電流指令信号ｉ＊u からＵ相電流検出信号ｉu を減算して、Ｕ相電流偏差信号を出力する。同様に、Ｖ相用減算器６２は、Ｖ相電流指令信号ｉ＊v からＶ相電流検出信号ｉv を減算して、Ｖ相電流偏差信号を出力する。
【００７９】Ｕ相およびＶ相電流偏差信号は、それぞれ、Ｕ相用およびＶ相用電流制御器６３および６４に供給される。Ｕ相用電流制御器６３は、Ｕ相電流偏差信号に基づいてＵ相電圧指令信号ｖ＊u を発生する。同様に、Ｖ相用電流制御器６４は、Ｖ相電流偏差信号に基づいてＶ相電圧指令信号ｖ＊v を発生する。Ｕ相およびＶ相電圧指令信号ｖ＊u およびｖ＊v は加算器６５に供給される。加算器６５は、Ｕ相電圧指令信号ｖ＊u の極性反転信号−ｖ＊u とＶ相電圧指令信号ｖ＊v の極性反転信号−ｖ＊v とを加算してＷ相電圧指令信号ｖ＊w を出力する。したがって、Ｕ相用およびＶ相用電流制御器６３および６４と加算器６５との組み合わせは、相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号を発生する電流制御回路として働く。これらＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v およびｖ＊w は、ＰＷＭインバータ６６に供給される。ＰＷＭインバータ６６は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号ｖ＊u ，ｖ＊v およびｖ＊w に基づいてＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧ｖu ，ｖv およびｖw を３相ＨＢ形ステップモータ５２のステータコイル（図３の１３）に印加する。すなわち、ＰＷＭインバータ６６は、相電圧指令信号に基づいて相電圧をステータコイルに印加する駆動回路として作用する。
【００８０】上述したように、本実施例のステップモータの制御装置は、図１１に示した従来のものに比較して、３相交流ｄ−ｑ座標変換器３６と非干渉化制御器４５とを省略することができる。したがって、本実施例のステップモータの制御装置は構成が簡易であるという利点がある。一方、上述した回路を省略した分だけ、本実施例のものの方が従来のものに比較して、精度や応答性の点で若干劣る。しかしながら、電流及びトルクの整定時間について高速サーボ並みの性能が要求されなければ、本実施例のステップモータの制御装置は、十分に実用に供する。
【００８１】なお、上記実施例の制御装置のさらに外側に、速度・位置制御ループを設けても良いのは言うまでもない。また、上記実施例の制御装置は、連続値制御を行なうアナログ回路や、離散値制御を行なうディジタル回路で実現できる。
【００８２】また、上記実施例では、ステップモータとして３相ＨＢ形ステップモータを例として説明したが、本発明は、一般によく使用されている、２相ステップモータもしくは５相ステップモータにも同様に適用できる。但し、この場合には、相変換演算が必要となる。さらに、上記実施例では、ステップモータとしてインナーロータ形を例として説明したが、本発明は、アウタロータ形にも同様に適用できる。また、本発明は、ステータ側にコイルと磁石とを具備したステップモータにも適用できる。
【００８３】
【発明の効果】以上説明したように本発明のステップモータの制御装置は、従来のものと比較して、精度や応答性の点では若干劣るとはいうものの、３相交流／ｄ−ｑ座標変換演算や非干渉化演算が不要なので、構成が簡素となる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ステップモータの動作原理を説明するための図である。
【図３】本発明が適用される３相ＨＢ形ステップモータの構造を示す図で、（ａ）は縦断面図、（ｂ）は（ａ）のＡ−Ａ´線から見た断面図、（ｃ）は（ａ）のＢ−Ｂ´線から見た断面図である。
【図４】３相ＨＢ形ステップモータの電気回路モデルを示す回路図である。
【図５】ブラシレスＤＣモータの等価回路モデルを示す回路図である。
【図６】ステップモータのｄ軸およびｑ軸を説明するための図である。
【図７】３相ＨＢ形ステップモータのブロック線図である。
【図８】非干渉化後のブロック線図である。
【図９】ｄ軸およびｑ軸電流をフィードバックした電流制御器を用いた制御系の構成を示すブロック線図である。
【図１０】非干渉化を行なう制御システムを示すブロック線図である。
【図１１】従来の３相ＨＢ形ステップモータの制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
５１ ３相ＨＢ形ステップモータ
５２ 検出器
５３ 速度・位置信号処理器
５４ 減算器
５５ 位置制御器
５６ 減算器
５７ 速度制御器
５８ 三角関数発生器
５９ ｄ−ｑ／３相交流座標変換器
６０ 電流検出器
６１ 減算器
６２ 減算器
６３ 電流制御器
６４ 電流制御器
６５ 加算器
６６ ＰＷＭインバータ
【特許請求の範囲】
【請求項１】 ステータと、該ステータと対向して回転軸の回りに回転可能に配置されたロータとからなるステップモータの制御装置であって、前記ステータは、周方向に間隔をおいて配置されて半径方向に突出した第１の個数のステータ歯をもつステータコアと、前記ステータ歯の各々に巻回されたステータコイルとを有し、前記ロータは、周方向に間隔をおいて配置されて前記ステータ歯と対向するように半径方向に突出し、かつ前記第１の個数より少ない第２の個数のロータ歯をもつロータコアを有する、ステップモータの制御装置において、前記ステップモータの速度・位置を検出して、速度・位置検出信号を出力する検出手段と、前記速度・位置検出信号を処理して、電気角度検出信号、機械角度検出信号、および機械角速度検出信号を出力する処理手段と、機械角度指令信号に応答して、前記機械角度検出信号と前記機械角速度検出信号とに基づいてｑ軸電流指令信号を出力する電流指令生成手段と、前記電気角度検出信号を三角関数信号に変換する三角関数発生手段と、前記ｑ軸電流指令信号を前記三角関数信号に基づいて相電流指令信号に変換する座標変換手段と、前記ステータコイルに流れる相電流を検出して、相電流検出信号を出力する電流検出手段と、前記相電流指令信号から前記相電流検出信号を減算して、相電流偏差信号を出力する減算手段と、前記相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号を発生する電流制御手段と、前記相電圧指令信号に基づいて相電圧を前記ステータコイルに印加する駆動手段とを有することを特徴とするステップモータの制御装置。
【請求項２】 前記電流指令生成手段は、前記機械角度指令信号から前記機械角度検出信号を減算して機械角度偏差信号を出力する第１の減算器と、前記機械角度偏差信号に基づいて機械角速度指令信号を発生する位置制御器と、前記機械角速度指令信号から前記機械角速度検出信号を減算して角速度偏差信号を出力する第２の減算器と、前記機械角速度偏差信号に基づいて前記ｑ軸電流指令信号を発生する速度制御器とを有することを特徴とする請求項１記載のステップモータの制御装置。
【請求項３】 前記ステップモータは３相ステップモータであり、前記電流検出手段は、前記相電流検出信号としてＵ相およびＶ相電流検出信号を出力し、前記三角関数発生手段は、前記三角関数信号としてＵ相およびＶ相に対応する互いに（２π／３）ラジアンだけ相違する第１及び第２の三角関数信号を出力し、前記座標変換手段は、前記ｑ軸電流指令信号を前記第１及び第２の三角関数信号に基づいて前記相電流指令信号としてＵ相およびＶ相電流指令信号に変換し、前記減算手段は、Ｕ相電流指令信号から前記Ｕ相電流検出信号を減算して、Ｕ相電流偏差信号を出力するＵ相用減算器と、Ｖ相電流指令信号から前記Ｖ相電流検出信号を減算して、Ｖ相電流偏差信号を出力するＶ相用減算器とを有し、前記電流制御手段は、前記Ｕ相電流偏差信号に基づいて前記相電圧指令信号の１つとしてＵ相電圧指令信号を発生するＵ相用電流制御器と、前記Ｖ相電流偏差信号に基づいて前記相電圧指令信号の他の１つとしてＶ相電圧指令信号を発生するＶ相用電流制御器と、前記Ｕ相電圧指令信号の極性反転信号と前記Ｖ相電圧指令信号の極性反転信号とを加算して前記相電圧指令信号のさらに他の１つとしてＷ相電圧指令信号を出力する加算器とを有し、前記駆動手段は、前記Ｕ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号に基づいて前記相電圧としてＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧を前記３相ステップモータのステータコイルに印加するＰＷＭインバータである、請求項１記載のステップモータの制御装置。
【請求項１】 ステータと、該ステータと対向して回転軸の回りに回転可能に配置されたロータとからなるステップモータの制御装置であって、前記ステータは、周方向に間隔をおいて配置されて半径方向に突出した第１の個数のステータ歯をもつステータコアと、前記ステータ歯の各々に巻回されたステータコイルとを有し、前記ロータは、周方向に間隔をおいて配置されて前記ステータ歯と対向するように半径方向に突出し、かつ前記第１の個数より少ない第２の個数のロータ歯をもつロータコアを有する、ステップモータの制御装置において、前記ステップモータの速度・位置を検出して、速度・位置検出信号を出力する検出手段と、前記速度・位置検出信号を処理して、電気角度検出信号、機械角度検出信号、および機械角速度検出信号を出力する処理手段と、機械角度指令信号に応答して、前記機械角度検出信号と前記機械角速度検出信号とに基づいてｑ軸電流指令信号を出力する電流指令生成手段と、前記電気角度検出信号を三角関数信号に変換する三角関数発生手段と、前記ｑ軸電流指令信号を前記三角関数信号に基づいて相電流指令信号に変換する座標変換手段と、前記ステータコイルに流れる相電流を検出して、相電流検出信号を出力する電流検出手段と、前記相電流指令信号から前記相電流検出信号を減算して、相電流偏差信号を出力する減算手段と、前記相電流偏差信号に基づいて相電圧指令信号を発生する電流制御手段と、前記相電圧指令信号に基づいて相電圧を前記ステータコイルに印加する駆動手段とを有することを特徴とするステップモータの制御装置。
【請求項２】 前記電流指令生成手段は、前記機械角度指令信号から前記機械角度検出信号を減算して機械角度偏差信号を出力する第１の減算器と、前記機械角度偏差信号に基づいて機械角速度指令信号を発生する位置制御器と、前記機械角速度指令信号から前記機械角速度検出信号を減算して角速度偏差信号を出力する第２の減算器と、前記機械角速度偏差信号に基づいて前記ｑ軸電流指令信号を発生する速度制御器とを有することを特徴とする請求項１記載のステップモータの制御装置。
【請求項３】 前記ステップモータは３相ステップモータであり、前記電流検出手段は、前記相電流検出信号としてＵ相およびＶ相電流検出信号を出力し、前記三角関数発生手段は、前記三角関数信号としてＵ相およびＶ相に対応する互いに（２π／３）ラジアンだけ相違する第１及び第２の三角関数信号を出力し、前記座標変換手段は、前記ｑ軸電流指令信号を前記第１及び第２の三角関数信号に基づいて前記相電流指令信号としてＵ相およびＶ相電流指令信号に変換し、前記減算手段は、Ｕ相電流指令信号から前記Ｕ相電流検出信号を減算して、Ｕ相電流偏差信号を出力するＵ相用減算器と、Ｖ相電流指令信号から前記Ｖ相電流検出信号を減算して、Ｖ相電流偏差信号を出力するＶ相用減算器とを有し、前記電流制御手段は、前記Ｕ相電流偏差信号に基づいて前記相電圧指令信号の１つとしてＵ相電圧指令信号を発生するＵ相用電流制御器と、前記Ｖ相電流偏差信号に基づいて前記相電圧指令信号の他の１つとしてＶ相電圧指令信号を発生するＶ相用電流制御器と、前記Ｕ相電圧指令信号の極性反転信号と前記Ｖ相電圧指令信号の極性反転信号とを加算して前記相電圧指令信号のさらに他の１つとしてＷ相電圧指令信号を出力する加算器とを有し、前記駆動手段は、前記Ｕ相、Ｖ相およびＷ相電圧指令信号に基づいて前記相電圧としてＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧を前記３相ステップモータのステータコイルに印加するＰＷＭインバータである、請求項１記載のステップモータの制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図５】
【図６】
【図４】
【図８】
【図７】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図５】
【図６】
【図４】
【図８】
【図７】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開平６−２２５５９５
【公開日】平成６年（１９９４）８月１２日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平５−１０９３６
【出願日】平成５年（１９９３）１月２６日
【出願人】（０００００２１０７）住友重機械工業株式会社 (2,241)
【公開日】平成６年（１９９４）８月１２日
【国際特許分類】
【出願日】平成５年（１９９３）１月２６日
【出願人】（０００００２１０７）住友重機械工業株式会社 (2,241)
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