ダイバーシチ受信機
【課題】周波数復調器の出力Ｓ／Ｎに基づき重み付け係数を決定することができるダイバーシチ受信機を提供する。
【解決手段】ブランチ１の周波数復調部出力を、ＢＰＦ部２０２−１を通過させることでｆmax〜Ｂ／２の帯域の全部または一部を得る。つまり、ＢＰＦ部２０２−１を通過させることでＳ（信号成分）とＮ（雑音成分）を算出する。Ｓ（信号成分）とＮ（雑音成分）を２乗演算部２０３−１、平均化部２０４−１、及びブランチ逆数演算部２０５−１を通過させることで、ＢＰＦ部２０２−１の出力電力の逆数となるブランチ１の周波数復調部出力のＳ／Ｎが得られ、このＳ／Ｎがブランチ１の重み付け係数となる。また、ブランチ２からブランチＭの周波数復調部出力についても、同様にブランチ１からブランチＭの重み付け係数が得られる。
【解決手段】ブランチ１の周波数復調部出力を、ＢＰＦ部２０２−１を通過させることでｆmax〜Ｂ／２の帯域の全部または一部を得る。つまり、ＢＰＦ部２０２−１を通過させることでＳ（信号成分）とＮ（雑音成分）を算出する。Ｓ（信号成分）とＮ（雑音成分）を２乗演算部２０３−１、平均化部２０４−１、及びブランチ逆数演算部２０５−１を通過させることで、ＢＰＦ部２０２−１の出力電力の逆数となるブランチ１の周波数復調部出力のＳ／Ｎが得られ、このＳ／Ｎがブランチ１の重み付け係数となる。また、ブランチ２からブランチＭの周波数復調部出力についても、同様にブランチ１からブランチＭの重み付け係数が得られる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信で用いられる受信機に係り、特に複数のアンテナで受信した信号を線形合成するダイバーシチ受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
フェージング対策技術の一つとして、ダイバーシチ受信技術が知られており、ダイバーシチ受信機の構成によって、空間、周波数、時間、偏波などのダイバーシチ方式がある。その中でも、空間ダイバーシチ方式は、送信信号を変更する必要がなく、また標準規格も変更せずにそのまま適用できるため、多くのダイバーシチ受信機に使用されている。空間ダイバーシチ方式では、複数のアンテナで受信した信号を線形合成する方法として選択合成方法、等利得合成方法、及び最大比合成方法の３種類の合成法が知られている。選択合成方法は、複数のアンテナで受信した信号について、受信感度のよいアンテナを選択し、選択したアンテナから信号を受信する方法である。等利得合成方法は、複数のアンテナから受信した信号を同相で合成し受信信号の品質を改善する方法である。最大比合成方法は、複数のアンテナから受信した信号の品質に応じた重みづけして信号を合成することにより合成後の受信信号の品質を改善する方法である。例えば、特許文献１に開示の技術では、復調回路から出力される復調信号の位相誤差に基づく重み、及び検出された受信信号レベルに基づく重みから合成重みを計算する最大比合成方法により、受信信号レベルのみならず受信信号の品質である位相誤差をも考慮した重み付けを行うことができるダイバーシチ受信機を提供している。また、非特許文献１に開示の技術では、最大比合成方法により受信信号を復調する前に中間周波（ＩＦ）帯で受信信号を合成する構成とし、各アンテナにより受信された信号ルート（以下、ブランチという）の重み付け係数の大きさを各々のブランチの包絡線レベルに比例させている。つまり、ブランチの重み付け係数の大きさをＳ／Ｎ(信号対雑音電力比)の平方根に比例させている。また、各々のブランチの受信信号について位相を合わせるために、移相器を設けている。更に、各々のブランチの受信信号による合成は、復調後のベースバンド帯で行うこともできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１１−６８６４７号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】斉藤洋一著、「ディジタル無線通信の変復調」P.189〜191、 電子情報通信学会、1996
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１では、復調回路から出力される復調信号の位相誤差に基づく重みと検出された受信信号レベルに基づく重みから合成重みを計算するようにしたので、受信信号レベルのみならず受信信号の品質である位相誤差をも考慮した重み付けを行うことができるが、Ｓ／Ｎについては考慮されていない。また、非特許文献１では、最大比合成法の多値（例えば４値など）ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）変調方式に適用する場合において、決定した各ブランチの重み付け係数の大きさによっては、合成後の受信信号の振幅が元の受信信号と異なり、符号判定しきい値を合成後の振幅レベルに追従させないと、符号判定の誤りを起こすことがある。また、位相合わせが難しいため、受信信号の合成は周波数復調後のベースバンド帯で行うことになる。しかし、スレッショルド領域（周波数復調器の入力Ｓ／Ｎが低いＳ／Ｎの領域で、出力Ｓ／Ｎが入力Ｓ／Ｎに比例しないＳ／Ｎの領域）では受信電界強度と周波数復調器出力のＳ／Ｎが比例しないため、受信電界強度を用いて各ブランチの重み付け係数を決定すると最適な重み付け係数が算出できず、合成後のＳ／Ｎが劣化する。上記の課題を整理すると下記となる。
（１） 受信電界強度を用いて各ブランチの重み付け係数を決定する場合、スレッショルド領域では受信電界強度と周波数復調器出力のＳ／Ｎが比例しないため、最適な重み付け係数が算出できないので合成後のＳ／Ｎが劣化する。このため、周波数復調器の出力Ｓ／Ｎに基づき重み付け係数を決定する必要がある。
（２） 決定した各ブランチの重み付け係数の大きさによっては、合成後の受信信号の振幅が元の受信信号の振幅と異なり、符号判定しきい値を合成後の振幅レベルに追従させないと判定誤りを起こす。このため、符号判定しきい値を一定にできるように、合成後の振幅が合成前の振幅と異ならず変動しないようにする必要がある。
【０００６】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、上記課題を解決できるダイバーシチ受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のダイバーシチ受信機は、複数のブランチを有し、各ブランチの受信信号を各々周波数復調し、各々の周波数復調出力を合成するダイバーシチ機能を有する受信機において、各ブランチの周波数復調器の出力には帯域通過フィルタが設けられ、各ブランチの帯域通過フィルタの出力電力をpk（k=1,2,…,M、Mはブランチの数）とし、各ブランチの前記周波数復調器出力を(1/pk)/{(1/p1)+(1/p2)+…+(1/pM)}倍して合成することを特徴としている。
また、本発明のダイバーシチ受信機は、前記周波数復調前の受信フィルタの帯域幅をＢ、変調信号に含まれる信号の最高周波数をｆmaxとし、前記帯域通過フィルタは、通過帯域の最低周波数がｆmax以上で、通過帯域の最高周波数がＢ／２以下であることを特徴としている。
【発明の効果】
【０００８】
本発明のダイバーシチ受信機は、受信信号を周波数に復調し最大比合成方法により合成する場合において、各ブランチの合成後のＳ／Ｎが、各ブランチの周波数復調器が出力するＳ／Ｎに比べて改善し、また前段の回路の特性によらず各ブランチの合成後のＳ／Ｎは劣化せず、更に、各ブランチの合成後の信号成分における振幅が各ブランチの周波数復調器が出力する信号成分における振幅と等しく変動しないので、高品質なダイバーシチ受信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施形態に係るダイバーシチ受信機の機能構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る重み係数算出部の機能構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態に係る周波数復調部の入力と出力の周波数スペクトルを示す図である。
【図４】従来の受信電界強度に対する周波数復調による信号成分と雑音成分の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という）について図面を参照して説明する。
【００１１】
図１は、本発明の実施形態に係るダイバーシチ受信機１００の機能構成を示すブロック図である。図１に示すダイバーシチ受信機１００は、Ｍ個のブランチ１からブランチＭ、加算部１０６、受信ＢＢ（ベースバンド）フィルタ部１０７、ＢＢ（ベースバンド）部１０８、重み付け係数算出部１０９、及び出力端子１１０から構成されている。また、ブランチ１には、アンテナ１０１−１、ＲＦ／ＩＦ（Radio Frequency：高周波／Intermediate Frequency：中間周波数）１０２−１、受信ＩＦフィルタ部１０３−１、周波数復調部１０４−１、及び乗算部１０５−１が設けられている。ブランチ２には、アンテナ１０１−２、ＲＦ／ＩＦ部１０２−２、受信ＩＦフィルタ部１０３−２、周波数復調部１０４−２、及び乗算部１０５−２が設けられている。同様に、ブランチＭは、アンテナ１０１−Ｍ、ＲＦ／ＩＦ部１０２−Ｍ、受信ＩＦフィルタ部１０３−Ｍ、周波数復調部１０４−Ｍ、及び乗算部１０５−Ｍが設けられている。このように、ブランチ１からブランチＭについては同じ機能を備えているので、ブランチが備える機能については、代表としてブランチ１の機能についてのみ説明する。
【００１２】
次に、ダイバーシチ受信機１００を構成する各部位の機能について説明する。アンテナ１０１−１は、空中からの電波を受信信号に変換してＲＦ／ＩＦ１０２−１に出力する。ＲＦ／ＩＦ１０２−１は、アンテナ１０１−１から受信信号を入力すると、受信信号の電力増幅と周波数変換を行い、ＩＦ信号として受信ＩＦフィルタ部１０３−１に出力する。受信ＩＦフィルタ部１０３−１は、ＲＦ／ＩＦ１０２−１からＩＦ信号を入力すると、ルート１の自チャネルの周波数成分のみ通過させ、それ以外の周波数成分を除去し、周波数復調部１０４−１に出力する。周波数復調部１０４−１は、受信ＩＦフィルタ部１０３−１から自チャネルの周波数成分を入力すると、受信信号の周波数成分から周波数を復調し、復調した信号であるベースバンド信号を乗算部１０５−１と重み付け係数算出部１０９に出力する。乗算部１０５−１は、周波数復調部１０４−１からベースバンド信号を入力すると、重み付け係数算出部１０９から重み付け係数を入力し、ベースバンド信号に重み付け係数を乗算して加算部１０６に出力する。重み付け係数算出部１０９の機能については、後述する。加算部１０６は、重み付け係数が乗算されたブランチ１からブランチＭのベースバンド信号を加算することで、ブランチ１からブランチＭのダイバーシチ合成を行い、受信ＢＢフィルタ部１０７に出力する。受信ＢＢフィルタ部１０７は、加算部１０６からダイバーシチ合成されたベースバンド信号を入力すると、多値ＦＳＫの場合には符号間干渉が起こらないようにベースバンド信号に波形整形する。また、受信ＢＢフィルタ部１０７は、アナログのＦＭの場合にはベースバンド信号に音声帯域の帯域制限を行い、ＢＢ部１０８に出力する。ＢＢ部１０８は、受信ＢＢフィルタ部１０７から波形整形されたベースバンド信号を入力すると、多値ＦＳＫの場合にはシンボルタイミング同期及び符号判定などを行い変調されているビット情報を復調し、受信信号出力端子１１０に出力する。また、ＢＢ部１０８は、アナログＦＭの場合には高音域のレベルを元に戻すディエンファシスなどの処理を行うことで音声信号に復調し、受信信号出力端子１１０に出力する。
【００１３】
図２は、本発明の実施形態に係る重み係数算出部１０９の機能構成を示すブロック図である。図２に示す重み付け係数算出部１０９は、Ｍ個のブランチ１からブランチＭ、加算部２０６、逆数演算部２０７から構成されている。また、重み付け係数算出部１０９におけるブランチ１には、入力端子２０１−１、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）部２０２−１、２乗演算部２０３−１、平均化部２０４−１、ブランチ逆数演算部２０５−１、乗算部２０８−１、及び出力端子２０９−１が設けられている。重み付け係数算出部１０９におけるブランチ２には、入力端子２０１−２、ＢＰＦ部２０２−２、２乗演算部２０３−２、平均化部２０４−２、ブランチ逆数演算部２０５−２、乗算部２０８−２、及び出力端子２０９−２が設けられている。同様に、重み付け係数算出部１０９におけるブランチＭには、入力端子２０１−Ｍ、ＢＰＦ部２０２−Ｍ、２乗演算部２０３−Ｍ、平均化部２０４−Ｍ、ブランチ逆数演算部２０５−Ｍ、乗算部２０８−Ｍ、及び出力端子２０９−Ｍが設けられている。このように、重み付け係数算出部１０９におけるブランチ１からブランチＭについては同じ機能を備えているので、重み付け係数算出部１０９におけるブランチが備える機能については、代表としてブランチ１の機能についてのみ説明する。
【００１４】
入力端子２０１−１は、図１に示すブランチ１の周波数復調部１０４−１と接続されている端子であり、ブランチ１の周波数復調部１０４−１から出力されるベースバンド信号は、入力端子２０１−１を介してＢＰＦ部２０２−１に出力される。ＢＰＦ部２０２−１は、入力端子２０１−１からベースバンド信号を入力するとｆmax〜Ｂ／２の帯域の全部または一部の周波数成分のみを通過させ、２乗演算部２０３−１に出力する。２乗演算部２０３−１は、ＢＰＦ部２０２−１からｆmax〜Ｂ／２の帯域の全部または一部の周波数成分のベースバンド信号を入力すると、このベースバンド信号から瞬時電力を演算し、平均化部２０４−１に出力する。平均化部２０４−１は、２乗演算部２０３−１から瞬時電力を入力すると、瞬時電力を平均化し、平均化した瞬時電力（以下、平均電力という）をブランチ逆数演算部２０５−１に出力する。このときに、平均化部２０４−１の時定数は、ｆmaxの逆数より十分長い時間とする。ブランチ逆数演算部２０５−１は、平均化部２０４−１から平均電力を入力すると、平均電力の逆数（以下、重み付け係数という）を演算し、加算部２０６と乗算部２０８−１に出力する。加算部２０６は、ブランチ逆数演算部２０５−１からブランチ逆数演算部２０５−Ｍの重み付け係数を入力すると、各ブランチの重み付け係数の総和を演算し、逆数演算部２０７に出力する。逆数演算部２０７は、加算部２０６から各ブランチの重み付け係数の総和を入力すると、各ブランチの重み付け係数の総和の逆数を演算し、ブランチ１の乗算部２０８−１からブランチＭの乗算部２０８−Ｍに出力する。乗算部２０８−１は、ブランチ逆数演算部２０５−１からブランチ１の重み付け係数を入力し、また逆数演算部２０７から各ブランチの重み付け係数の総和の逆数を入力すると、これらの値を乗算することで重み付け係数の正規化を行い、正規化された重み付け係数を出力端子２０９−１に出力する。出力端子２０９−１は、図１に示す乗算部１０５−１に接続されている端子であり、乗算部２０８−１から出力された重み付け係数は、出力端子２０９−１を介して乗算部１０５−１に出力される。
【００１５】
以上により、例えば、ブランチｋ（ｋ＝１、２、・・・Ｍ）における周波数復調部１０４−kの出力をＢＰＦ部２０２−ｋが入力し、ＢＰＦ部２０２−ｋの出力電力をＰｋとすると、合成比算出部１０９では、ブランチｋの周波数復調部１０４−ｋの出力を(1/pk)/{(1/p1)+(1/p2)+…+(1/pM)}倍に合成する。
【００１６】
次に、このような機能構成のダイバーシチ受信機１００における前述した課題の（１）と（２）を解決する方法について、図１から図４を用いて説明する。図３は、本発明の実施形態に係る周波数復調部１０４−１の入力と出力の周波数スペクトルを示し、図３（ａ）が周波数復調部１０４−１の入力周波数スペクトルを示し、図３（ｂ）が周波数復調部１０４−１の出力周波数スペクトルを示している。図４は、従来の受信電界強度に対する周波数復調によるＳ（信号成分）とＮ（雑音成分）の関係を示した図である。
【００１７】
まず、課題の（１）である周波数復調器の出力Ｓ／Ｎに基づき重み付け係数を決定する手順について説明する。図１に示す周波数復調部１０４−１には、図３（ａ）に示すように周波数変調されたＳ（信号成分）と、周波数復調部１０４−１の前段の受信ＩＦフィルタ部１０３−１により帯域幅Ｂに帯域制限されたＮ（雑音成分）とが入力される。このようなＳ（信号成分）とＮ（雑音成分）が入力された場合に、周波数復調部１０４−１は、図３（ｂ）に示すようにそのｒｍｓ値(root mean square value)が周波数に比例（電力が周波数の2乗に比例）するいわゆる三角雑音となるＮ（雑音成分）と、周波数復調されたＳ（信号成分）を出力する。三角雑音となるＮ（雑音成分）の最高周波数は受信ＩＦフィルタ部１０３−１の帯域幅Ｂに依存しＢ／２となる。また、復調されるＳ（信号成分）の最高周波数をｆmaxとすると、ｆmax〜Ｂ／２の周波数帯域にはＳ（信号成分）がなく、Ｓ（信号成分）の帯域内（０〜ｆmax）の雑音に比例した電力のＮ（雑音成分）のみがｆmax〜Ｂ／２の周波数帯域に存在するため、ｆmax〜Ｂ／２の周波数帯域の全部または一部を図２に示すＢＰＦ部(帯域通過フィルタ)２０２−１により抽出すれば、周波数復調部１０４−１が出力する信号のＳ／Ｎを算出でき、またこのＳ／Ｎを用いて重み付け係数を決定することができる。
【００１８】
また、従来は、図４に示すように、周波数復調器が出力するＳ（信号成分）は受信電界強度によらず一定で、周波数復調器が出力するＮ（雑音成分）だけが受信電界強度によって変化していた。これに対し、非特許文献１では周波数復調する前に合成を行うとＮ（雑音成分）は受信機内部で発生する熱雑音により一定となり、また受信するＳ（信号成分）のレベルのみが変化するので、各ブランチに入力される受信信号は、受信電界強度の変化によってＳ（信号成分）が変化し、Ｎ（雑音成分）が一定となるとしている。このため、実施形態では図１に示す周波数復調部１０４−１の出力に対して最大比合成法を適用する前に、Ｎ（雑音成分）がブランチ１からブランチＭで等しくなるように、周波数復調部１０４−１の出力に、周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎの平方根を乗じる。つまり、周波数復調部１０４−１の出力に周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎを乗じることで、最大比合成法を実現する。周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎは、図３（ｂ）に示すように、周波数復調部１０４−１の出力のｆmax〜Ｂ／２の帯域の全部または一部の電力により得ることができる。具体的には、周波数復調部１０４−１の出力を、ＢＰＦ部２０２−１を通過させることでｆmax〜Ｂ／２の帯域の全部または一部を得る。つまり、ＢＰＦ部２０２−１を通過させることでＳ（信号成分）とＮ（雑音成分）を算出する。そして、Ｓ（信号成分）とＮ（雑音成分）を図２に示す２乗演算部２０３−１、平均化部２０４−１、及びブランチ逆数演算部２０５−１を通過させることで、ＢＰＦ部２０２−１の出力電力の逆数となる周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎが得られ、この周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎがブランチ１の重み付け係数となる。また、周波数復調部１０４−２から周波数復調部１０４−Ｍについても、同様にブランチ２からブランチＭの重み付け係数が得られる。以上のような手順により、周波数復調器の出力Ｓ／Ｎに基づき重み付け係数を決定することができる。
【００１９】
次に、課題の（２）である合成後の振幅が合成前の振幅と異ならず変動しないようにする手順について説明する。上記により周波数復調器の出力Ｓ／Ｎに基づき重み付け係数を決定することができるが、このまま合成を行うと、各ブランチの重み付け係数はＢＰＦ部２０２−１の出力電力の逆数すなわち周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎである。しかし、周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎは、受信電界強度により重み付け係数の大きさが変化し、合成後の信号の振幅も受信電界強度により変化する。そこで、各ブランチに重み付けを行うときに、図２に示す加算部２０６により全てのブランチのＳ／Ｎ（周波数復調部１０４−１から周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎ）を加算してＳ／Ｎの和を算出する。そして、加算部２０６で算出されたＳ／Ｎの和を逆数演算部２０７により逆数にし、乗算部２０８−１に出力する。乗算部２０８−１は、ブランチ逆数演算部２０５−１から周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎと、逆数演算部２０７からＳ／Ｎの和の逆数とを入力すると、これらを乗算する。このように周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎとブランチ１からブランチＭのＳ／Ｎの和の逆数を乗算することで、ブランチ１の重み付け係数を正規化する。
【００２０】
次に、全てのブランチ（１〜Ｍ）における周波数復調部１０４−１〜周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎが等しい場合と、ブランチ１における周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎが他のブランチ（２〜Ｍ）より１０ｄＢ高い場合における合成後のＳ／Ｎについて説明する。
【００２１】
まず、全てのブランチ（１〜Ｍ）の周波数復調器出力のＳ／Ｎが等しい場合について説明する。例えば、全てのブランチ（１〜Ｍ）の周波数復調部部１０４−１〜周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎが等しい場合において、
ブランチ１〜Ｍの信号成分振幅：sk=s (k=1,2,…,M)
ブランチ１〜Ｍの雑音成分電力：Nk=N (k=1,2,…,M)
とすると、各ブランチの重み付け係数は
wk=1/M
となる。合成後の信号成分電力は（数１）により求められ、雑音成分電力は（数２）により求められる。
【００２２】
【数１】
【００２３】
【数２】
【００２４】
信号成分電力（数１）と雑音成分電力（数２）により、合成後のＳ／Ｎは（数３）により求められる。
【００２５】
【数３】
【００２６】
等利得合成法と比較した場合は同じ結果となるが、選択合成法を適用した場合は、合成後のＳ／Ｎは各ブランチのS/N γkと変わらないため、選択合成法と比べ本実施形態の場合は10 log10 M (dB)だけＳ／Ｎが改善する。
また、本実施形態の合成後の信号成分電力は(1/2)|s|2となり、各ブランチの周波数復調器出力の信号成分電力と等しく、合成によって信号成分の振幅が変化しない。
【００２７】
次に、ブランチ１の周波数復調器出力のＳ／Ｎが他のブランチ（１〜Ｍ）の周波数復調器出力のＳ／Ｎより高く、また他のブランチ（２〜Ｍ）の周波数復調器出力のＳ／Ｎが等しい場合について説明する。例えば、ブランチ１における周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎが、他のブランチ（２〜Ｍ）における周波数復調部部１０４−２〜周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎより10dB高く、また他のブランチ（２〜Ｍ）における周波数復調部部１０４−２〜周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎが等しい場合において、
ブランチ１〜Ｍの信号成分振幅：sk=s (k=1,2,…,M)
ブランチ１の雑音成分電力：N1=N/10
ブランチ２〜Ｍの雑音成分電力：Nk=N (k=2,3,…,M)
とすると、ブランチ１の重み付け係数は（数４）、ブランチ２〜Ｍの重み付け係数は（数５）となる。
【００２８】
【数４】
【００２９】
【数５】
【００３０】
ブランチ１の重み付け係数（数４）と、ブランチ２〜Ｍの重み付け係数（数５）により、合成後の信号成分電力は(数６)により求められ、雑音成分電力は（数７）により求められる。
【００３１】
【数６】
【００３２】
【数７】
【００３３】
そして、信号成分電力（数６）と雑音成分電力（数７）により、合成後のＳ／Ｎは（数８）により求められる。
【００３４】
【数８】
【００３５】
以上により、M=2ならばγ=(11/10)γ1つまり0.4dB改善し、M=10ならばγ=(19/10)γ1つまり2.8dB改善する。
【００３６】
また、等利得合成法を適用した場合は、合成後の信号成分電力は(数９)により求められ、雑音成分電力は（数１０）により求められる。
【００３７】
【数９】
【００３８】
【数１０】
【００３９】
そして、信号電力成分（数９）と雑音電力成分（数１０）により、合成後のＳ／Ｎは（数１１）により求められる。
【００４０】
【数１１】
【００４１】
以上により、等利得合成法を適用した場合は、合成後のＳ／Ｎは、M=2ならばγ=(2/11)γ1つまり7.4dB劣化し、M=10ならばγ=(10/91)γ1つまり9.6dB劣化するので、合成前のＳ／Ｎより劣化するが、本実施例の場合は改善する。また、選択合成法を適用した場合、合成後のＳ／Ｎはブランチ１のS/N γ1と等しくなるが、本実施例の場合はこれよりも改善する。また、本実施形態の合成後の信号成分電力は(1/2)|s|2となり、各ブランチの周波数復調器出力の信号成分電力と等しく、合成によって信号成分の振幅が変化しない。
【００４２】
更に、本実施例の場合は、周波数復調部１０４−１〜周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎがスレッショルド領域の場合であり、また、ＲＦ／ＩＦ部１０２−１〜ＲＦ／ＩＦ部１０２−Ｍ、受信ＩＦフィルタ部１０３−１〜受信ＩＦフィルタ部１０３−Ｍ、及び周波数復調部１０４−１〜周波数復調部１０４−Ｍがブランチ毎に特性の個体差があっても、周波数復調部１０４−１〜周波数復調部１０４−ＭのＳ／Ｎで重み付け係数が決定されるため、合成後のＳ／Ｎが劣化することがない。
【００４３】
以上のような本発明のダイバーシチ受信機によれば、合成後のＳ／Ｎが各ブランチの周波数復調器出力のＳ／Ｎより改善し、周波数復調器を含みそれよりも前段の回路の特性によらず合成後のＳ／Ｎが劣化することなく、また、合成後の信号成分における振幅が、各ブランチの周波数復調器出力の信号成分における振幅と等しく変動しないようにすることができる。また、合成後のＳ／Ｎが、選択合成法、等利得合成法より改善する。また、合成後の信号成分の振幅が各ブランチの周波数復調器出力の信号成分振幅と等しく変動しないため、多値ＦＳＫ変調方式の場合は符号判定振幅レベルを一定にでき、アナログのＦＭの場合は受信音声の大きさが変動しない。このように、本発明は高品質なダイバーシチ受信機を提供することができる。
【００４４】
具体的な実施の形態により本発明を説明したが、上記実施の形態は本発明の例示であり、この実施の形態に限定されないことは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明は、ダイバーシチ受信機に好適であるが、ダイバーシチ受信機に限られるものではなく、電界強度を測定するシステム一般に適用可能である。
【符号の説明】
【００４６】
１００・・・・・・・・・ダイバーシチ受信機
１０１−１〜Ｍ・・・・・アンテナ
１０２−１〜Ｍ・・・・・ＲＦ(Radio Frequency)/IF(Inter Frequency)部
１０３−１〜Ｍ・・・・・受信ＩＦフィルタ部
１０４−１〜Ｍ・・・・・周波数復調部
１０５−１〜Ｍ・・・・・乗算部
１０６・・・・・・・・・加算部
１０７・・・・・・・・・受信ＢＢ（ベースバンド）フィルタ部
１０８・・・・・・・・・ＢＢ（ベースバンド）部
１０９・・・・・・・・・重み付け係数算出部
１１０・・・・・・・・・出力端子
２０１−１〜Ｍ・・・・・入力端子
２０２−１〜Ｍ・・・・・ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）部
２０３−１〜Ｍ・・・・・２乗演算部
２０４−１〜Ｍ・・・・・平均化部
２０５−１〜Ｍ・・・・・ブランチ逆数演算部
２０６・・・・・・・・・加算部
２０７・・・・・・・・・逆数演算部
２０８−１〜Ｍ・・・・・乗算部
２０９−１〜Ｍ・・・・・出力端子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信で用いられる受信機に係り、特に複数のアンテナで受信した信号を線形合成するダイバーシチ受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
フェージング対策技術の一つとして、ダイバーシチ受信技術が知られており、ダイバーシチ受信機の構成によって、空間、周波数、時間、偏波などのダイバーシチ方式がある。その中でも、空間ダイバーシチ方式は、送信信号を変更する必要がなく、また標準規格も変更せずにそのまま適用できるため、多くのダイバーシチ受信機に使用されている。空間ダイバーシチ方式では、複数のアンテナで受信した信号を線形合成する方法として選択合成方法、等利得合成方法、及び最大比合成方法の３種類の合成法が知られている。選択合成方法は、複数のアンテナで受信した信号について、受信感度のよいアンテナを選択し、選択したアンテナから信号を受信する方法である。等利得合成方法は、複数のアンテナから受信した信号を同相で合成し受信信号の品質を改善する方法である。最大比合成方法は、複数のアンテナから受信した信号の品質に応じた重みづけして信号を合成することにより合成後の受信信号の品質を改善する方法である。例えば、特許文献１に開示の技術では、復調回路から出力される復調信号の位相誤差に基づく重み、及び検出された受信信号レベルに基づく重みから合成重みを計算する最大比合成方法により、受信信号レベルのみならず受信信号の品質である位相誤差をも考慮した重み付けを行うことができるダイバーシチ受信機を提供している。また、非特許文献１に開示の技術では、最大比合成方法により受信信号を復調する前に中間周波（ＩＦ）帯で受信信号を合成する構成とし、各アンテナにより受信された信号ルート（以下、ブランチという）の重み付け係数の大きさを各々のブランチの包絡線レベルに比例させている。つまり、ブランチの重み付け係数の大きさをＳ／Ｎ(信号対雑音電力比)の平方根に比例させている。また、各々のブランチの受信信号について位相を合わせるために、移相器を設けている。更に、各々のブランチの受信信号による合成は、復調後のベースバンド帯で行うこともできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１１−６８６４７号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】斉藤洋一著、「ディジタル無線通信の変復調」P.189〜191、 電子情報通信学会、1996
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１では、復調回路から出力される復調信号の位相誤差に基づく重みと検出された受信信号レベルに基づく重みから合成重みを計算するようにしたので、受信信号レベルのみならず受信信号の品質である位相誤差をも考慮した重み付けを行うことができるが、Ｓ／Ｎについては考慮されていない。また、非特許文献１では、最大比合成法の多値（例えば４値など）ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）変調方式に適用する場合において、決定した各ブランチの重み付け係数の大きさによっては、合成後の受信信号の振幅が元の受信信号と異なり、符号判定しきい値を合成後の振幅レベルに追従させないと、符号判定の誤りを起こすことがある。また、位相合わせが難しいため、受信信号の合成は周波数復調後のベースバンド帯で行うことになる。しかし、スレッショルド領域（周波数復調器の入力Ｓ／Ｎが低いＳ／Ｎの領域で、出力Ｓ／Ｎが入力Ｓ／Ｎに比例しないＳ／Ｎの領域）では受信電界強度と周波数復調器出力のＳ／Ｎが比例しないため、受信電界強度を用いて各ブランチの重み付け係数を決定すると最適な重み付け係数が算出できず、合成後のＳ／Ｎが劣化する。上記の課題を整理すると下記となる。
（１） 受信電界強度を用いて各ブランチの重み付け係数を決定する場合、スレッショルド領域では受信電界強度と周波数復調器出力のＳ／Ｎが比例しないため、最適な重み付け係数が算出できないので合成後のＳ／Ｎが劣化する。このため、周波数復調器の出力Ｓ／Ｎに基づき重み付け係数を決定する必要がある。
（２） 決定した各ブランチの重み付け係数の大きさによっては、合成後の受信信号の振幅が元の受信信号の振幅と異なり、符号判定しきい値を合成後の振幅レベルに追従させないと判定誤りを起こす。このため、符号判定しきい値を一定にできるように、合成後の振幅が合成前の振幅と異ならず変動しないようにする必要がある。
【０００６】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、上記課題を解決できるダイバーシチ受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のダイバーシチ受信機は、複数のブランチを有し、各ブランチの受信信号を各々周波数復調し、各々の周波数復調出力を合成するダイバーシチ機能を有する受信機において、各ブランチの周波数復調器の出力には帯域通過フィルタが設けられ、各ブランチの帯域通過フィルタの出力電力をpk（k=1,2,…,M、Mはブランチの数）とし、各ブランチの前記周波数復調器出力を(1/pk)/{(1/p1)+(1/p2)+…+(1/pM)}倍して合成することを特徴としている。
また、本発明のダイバーシチ受信機は、前記周波数復調前の受信フィルタの帯域幅をＢ、変調信号に含まれる信号の最高周波数をｆmaxとし、前記帯域通過フィルタは、通過帯域の最低周波数がｆmax以上で、通過帯域の最高周波数がＢ／２以下であることを特徴としている。
【発明の効果】
【０００８】
本発明のダイバーシチ受信機は、受信信号を周波数に復調し最大比合成方法により合成する場合において、各ブランチの合成後のＳ／Ｎが、各ブランチの周波数復調器が出力するＳ／Ｎに比べて改善し、また前段の回路の特性によらず各ブランチの合成後のＳ／Ｎは劣化せず、更に、各ブランチの合成後の信号成分における振幅が各ブランチの周波数復調器が出力する信号成分における振幅と等しく変動しないので、高品質なダイバーシチ受信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施形態に係るダイバーシチ受信機の機能構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る重み係数算出部の機能構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態に係る周波数復調部の入力と出力の周波数スペクトルを示す図である。
【図４】従来の受信電界強度に対する周波数復調による信号成分と雑音成分の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という）について図面を参照して説明する。
【００１１】
図１は、本発明の実施形態に係るダイバーシチ受信機１００の機能構成を示すブロック図である。図１に示すダイバーシチ受信機１００は、Ｍ個のブランチ１からブランチＭ、加算部１０６、受信ＢＢ（ベースバンド）フィルタ部１０７、ＢＢ（ベースバンド）部１０８、重み付け係数算出部１０９、及び出力端子１１０から構成されている。また、ブランチ１には、アンテナ１０１−１、ＲＦ／ＩＦ（Radio Frequency：高周波／Intermediate Frequency：中間周波数）１０２−１、受信ＩＦフィルタ部１０３−１、周波数復調部１０４−１、及び乗算部１０５−１が設けられている。ブランチ２には、アンテナ１０１−２、ＲＦ／ＩＦ部１０２−２、受信ＩＦフィルタ部１０３−２、周波数復調部１０４−２、及び乗算部１０５−２が設けられている。同様に、ブランチＭは、アンテナ１０１−Ｍ、ＲＦ／ＩＦ部１０２−Ｍ、受信ＩＦフィルタ部１０３−Ｍ、周波数復調部１０４−Ｍ、及び乗算部１０５−Ｍが設けられている。このように、ブランチ１からブランチＭについては同じ機能を備えているので、ブランチが備える機能については、代表としてブランチ１の機能についてのみ説明する。
【００１２】
次に、ダイバーシチ受信機１００を構成する各部位の機能について説明する。アンテナ１０１−１は、空中からの電波を受信信号に変換してＲＦ／ＩＦ１０２−１に出力する。ＲＦ／ＩＦ１０２−１は、アンテナ１０１−１から受信信号を入力すると、受信信号の電力増幅と周波数変換を行い、ＩＦ信号として受信ＩＦフィルタ部１０３−１に出力する。受信ＩＦフィルタ部１０３−１は、ＲＦ／ＩＦ１０２−１からＩＦ信号を入力すると、ルート１の自チャネルの周波数成分のみ通過させ、それ以外の周波数成分を除去し、周波数復調部１０４−１に出力する。周波数復調部１０４−１は、受信ＩＦフィルタ部１０３−１から自チャネルの周波数成分を入力すると、受信信号の周波数成分から周波数を復調し、復調した信号であるベースバンド信号を乗算部１０５−１と重み付け係数算出部１０９に出力する。乗算部１０５−１は、周波数復調部１０４−１からベースバンド信号を入力すると、重み付け係数算出部１０９から重み付け係数を入力し、ベースバンド信号に重み付け係数を乗算して加算部１０６に出力する。重み付け係数算出部１０９の機能については、後述する。加算部１０６は、重み付け係数が乗算されたブランチ１からブランチＭのベースバンド信号を加算することで、ブランチ１からブランチＭのダイバーシチ合成を行い、受信ＢＢフィルタ部１０７に出力する。受信ＢＢフィルタ部１０７は、加算部１０６からダイバーシチ合成されたベースバンド信号を入力すると、多値ＦＳＫの場合には符号間干渉が起こらないようにベースバンド信号に波形整形する。また、受信ＢＢフィルタ部１０７は、アナログのＦＭの場合にはベースバンド信号に音声帯域の帯域制限を行い、ＢＢ部１０８に出力する。ＢＢ部１０８は、受信ＢＢフィルタ部１０７から波形整形されたベースバンド信号を入力すると、多値ＦＳＫの場合にはシンボルタイミング同期及び符号判定などを行い変調されているビット情報を復調し、受信信号出力端子１１０に出力する。また、ＢＢ部１０８は、アナログＦＭの場合には高音域のレベルを元に戻すディエンファシスなどの処理を行うことで音声信号に復調し、受信信号出力端子１１０に出力する。
【００１３】
図２は、本発明の実施形態に係る重み係数算出部１０９の機能構成を示すブロック図である。図２に示す重み付け係数算出部１０９は、Ｍ個のブランチ１からブランチＭ、加算部２０６、逆数演算部２０７から構成されている。また、重み付け係数算出部１０９におけるブランチ１には、入力端子２０１−１、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）部２０２−１、２乗演算部２０３−１、平均化部２０４−１、ブランチ逆数演算部２０５−１、乗算部２０８−１、及び出力端子２０９−１が設けられている。重み付け係数算出部１０９におけるブランチ２には、入力端子２０１−２、ＢＰＦ部２０２−２、２乗演算部２０３−２、平均化部２０４−２、ブランチ逆数演算部２０５−２、乗算部２０８−２、及び出力端子２０９−２が設けられている。同様に、重み付け係数算出部１０９におけるブランチＭには、入力端子２０１−Ｍ、ＢＰＦ部２０２−Ｍ、２乗演算部２０３−Ｍ、平均化部２０４−Ｍ、ブランチ逆数演算部２０５−Ｍ、乗算部２０８−Ｍ、及び出力端子２０９−Ｍが設けられている。このように、重み付け係数算出部１０９におけるブランチ１からブランチＭについては同じ機能を備えているので、重み付け係数算出部１０９におけるブランチが備える機能については、代表としてブランチ１の機能についてのみ説明する。
【００１４】
入力端子２０１−１は、図１に示すブランチ１の周波数復調部１０４−１と接続されている端子であり、ブランチ１の周波数復調部１０４−１から出力されるベースバンド信号は、入力端子２０１−１を介してＢＰＦ部２０２−１に出力される。ＢＰＦ部２０２−１は、入力端子２０１−１からベースバンド信号を入力するとｆmax〜Ｂ／２の帯域の全部または一部の周波数成分のみを通過させ、２乗演算部２０３−１に出力する。２乗演算部２０３−１は、ＢＰＦ部２０２−１からｆmax〜Ｂ／２の帯域の全部または一部の周波数成分のベースバンド信号を入力すると、このベースバンド信号から瞬時電力を演算し、平均化部２０４−１に出力する。平均化部２０４−１は、２乗演算部２０３−１から瞬時電力を入力すると、瞬時電力を平均化し、平均化した瞬時電力（以下、平均電力という）をブランチ逆数演算部２０５−１に出力する。このときに、平均化部２０４−１の時定数は、ｆmaxの逆数より十分長い時間とする。ブランチ逆数演算部２０５−１は、平均化部２０４−１から平均電力を入力すると、平均電力の逆数（以下、重み付け係数という）を演算し、加算部２０６と乗算部２０８−１に出力する。加算部２０６は、ブランチ逆数演算部２０５−１からブランチ逆数演算部２０５−Ｍの重み付け係数を入力すると、各ブランチの重み付け係数の総和を演算し、逆数演算部２０７に出力する。逆数演算部２０７は、加算部２０６から各ブランチの重み付け係数の総和を入力すると、各ブランチの重み付け係数の総和の逆数を演算し、ブランチ１の乗算部２０８−１からブランチＭの乗算部２０８−Ｍに出力する。乗算部２０８−１は、ブランチ逆数演算部２０５−１からブランチ１の重み付け係数を入力し、また逆数演算部２０７から各ブランチの重み付け係数の総和の逆数を入力すると、これらの値を乗算することで重み付け係数の正規化を行い、正規化された重み付け係数を出力端子２０９−１に出力する。出力端子２０９−１は、図１に示す乗算部１０５−１に接続されている端子であり、乗算部２０８−１から出力された重み付け係数は、出力端子２０９−１を介して乗算部１０５−１に出力される。
【００１５】
以上により、例えば、ブランチｋ（ｋ＝１、２、・・・Ｍ）における周波数復調部１０４−kの出力をＢＰＦ部２０２−ｋが入力し、ＢＰＦ部２０２−ｋの出力電力をＰｋとすると、合成比算出部１０９では、ブランチｋの周波数復調部１０４−ｋの出力を(1/pk)/{(1/p1)+(1/p2)+…+(1/pM)}倍に合成する。
【００１６】
次に、このような機能構成のダイバーシチ受信機１００における前述した課題の（１）と（２）を解決する方法について、図１から図４を用いて説明する。図３は、本発明の実施形態に係る周波数復調部１０４−１の入力と出力の周波数スペクトルを示し、図３（ａ）が周波数復調部１０４−１の入力周波数スペクトルを示し、図３（ｂ）が周波数復調部１０４−１の出力周波数スペクトルを示している。図４は、従来の受信電界強度に対する周波数復調によるＳ（信号成分）とＮ（雑音成分）の関係を示した図である。
【００１７】
まず、課題の（１）である周波数復調器の出力Ｓ／Ｎに基づき重み付け係数を決定する手順について説明する。図１に示す周波数復調部１０４−１には、図３（ａ）に示すように周波数変調されたＳ（信号成分）と、周波数復調部１０４−１の前段の受信ＩＦフィルタ部１０３−１により帯域幅Ｂに帯域制限されたＮ（雑音成分）とが入力される。このようなＳ（信号成分）とＮ（雑音成分）が入力された場合に、周波数復調部１０４−１は、図３（ｂ）に示すようにそのｒｍｓ値(root mean square value)が周波数に比例（電力が周波数の2乗に比例）するいわゆる三角雑音となるＮ（雑音成分）と、周波数復調されたＳ（信号成分）を出力する。三角雑音となるＮ（雑音成分）の最高周波数は受信ＩＦフィルタ部１０３−１の帯域幅Ｂに依存しＢ／２となる。また、復調されるＳ（信号成分）の最高周波数をｆmaxとすると、ｆmax〜Ｂ／２の周波数帯域にはＳ（信号成分）がなく、Ｓ（信号成分）の帯域内（０〜ｆmax）の雑音に比例した電力のＮ（雑音成分）のみがｆmax〜Ｂ／２の周波数帯域に存在するため、ｆmax〜Ｂ／２の周波数帯域の全部または一部を図２に示すＢＰＦ部(帯域通過フィルタ)２０２−１により抽出すれば、周波数復調部１０４−１が出力する信号のＳ／Ｎを算出でき、またこのＳ／Ｎを用いて重み付け係数を決定することができる。
【００１８】
また、従来は、図４に示すように、周波数復調器が出力するＳ（信号成分）は受信電界強度によらず一定で、周波数復調器が出力するＮ（雑音成分）だけが受信電界強度によって変化していた。これに対し、非特許文献１では周波数復調する前に合成を行うとＮ（雑音成分）は受信機内部で発生する熱雑音により一定となり、また受信するＳ（信号成分）のレベルのみが変化するので、各ブランチに入力される受信信号は、受信電界強度の変化によってＳ（信号成分）が変化し、Ｎ（雑音成分）が一定となるとしている。このため、実施形態では図１に示す周波数復調部１０４−１の出力に対して最大比合成法を適用する前に、Ｎ（雑音成分）がブランチ１からブランチＭで等しくなるように、周波数復調部１０４−１の出力に、周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎの平方根を乗じる。つまり、周波数復調部１０４−１の出力に周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎを乗じることで、最大比合成法を実現する。周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎは、図３（ｂ）に示すように、周波数復調部１０４−１の出力のｆmax〜Ｂ／２の帯域の全部または一部の電力により得ることができる。具体的には、周波数復調部１０４−１の出力を、ＢＰＦ部２０２−１を通過させることでｆmax〜Ｂ／２の帯域の全部または一部を得る。つまり、ＢＰＦ部２０２−１を通過させることでＳ（信号成分）とＮ（雑音成分）を算出する。そして、Ｓ（信号成分）とＮ（雑音成分）を図２に示す２乗演算部２０３−１、平均化部２０４−１、及びブランチ逆数演算部２０５−１を通過させることで、ＢＰＦ部２０２−１の出力電力の逆数となる周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎが得られ、この周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎがブランチ１の重み付け係数となる。また、周波数復調部１０４−２から周波数復調部１０４−Ｍについても、同様にブランチ２からブランチＭの重み付け係数が得られる。以上のような手順により、周波数復調器の出力Ｓ／Ｎに基づき重み付け係数を決定することができる。
【００１９】
次に、課題の（２）である合成後の振幅が合成前の振幅と異ならず変動しないようにする手順について説明する。上記により周波数復調器の出力Ｓ／Ｎに基づき重み付け係数を決定することができるが、このまま合成を行うと、各ブランチの重み付け係数はＢＰＦ部２０２−１の出力電力の逆数すなわち周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎである。しかし、周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎは、受信電界強度により重み付け係数の大きさが変化し、合成後の信号の振幅も受信電界強度により変化する。そこで、各ブランチに重み付けを行うときに、図２に示す加算部２０６により全てのブランチのＳ／Ｎ（周波数復調部１０４−１から周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎ）を加算してＳ／Ｎの和を算出する。そして、加算部２０６で算出されたＳ／Ｎの和を逆数演算部２０７により逆数にし、乗算部２０８−１に出力する。乗算部２０８−１は、ブランチ逆数演算部２０５−１から周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎと、逆数演算部２０７からＳ／Ｎの和の逆数とを入力すると、これらを乗算する。このように周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎとブランチ１からブランチＭのＳ／Ｎの和の逆数を乗算することで、ブランチ１の重み付け係数を正規化する。
【００２０】
次に、全てのブランチ（１〜Ｍ）における周波数復調部１０４−１〜周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎが等しい場合と、ブランチ１における周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎが他のブランチ（２〜Ｍ）より１０ｄＢ高い場合における合成後のＳ／Ｎについて説明する。
【００２１】
まず、全てのブランチ（１〜Ｍ）の周波数復調器出力のＳ／Ｎが等しい場合について説明する。例えば、全てのブランチ（１〜Ｍ）の周波数復調部部１０４−１〜周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎが等しい場合において、
ブランチ１〜Ｍの信号成分振幅：sk=s (k=1,2,…,M)
ブランチ１〜Ｍの雑音成分電力：Nk=N (k=1,2,…,M)
とすると、各ブランチの重み付け係数は
wk=1/M
となる。合成後の信号成分電力は（数１）により求められ、雑音成分電力は（数２）により求められる。
【００２２】
【数１】
【００２３】
【数２】
【００２４】
信号成分電力（数１）と雑音成分電力（数２）により、合成後のＳ／Ｎは（数３）により求められる。
【００２５】
【数３】
【００２６】
等利得合成法と比較した場合は同じ結果となるが、選択合成法を適用した場合は、合成後のＳ／Ｎは各ブランチのS/N γkと変わらないため、選択合成法と比べ本実施形態の場合は10 log10 M (dB)だけＳ／Ｎが改善する。
また、本実施形態の合成後の信号成分電力は(1/2)|s|2となり、各ブランチの周波数復調器出力の信号成分電力と等しく、合成によって信号成分の振幅が変化しない。
【００２７】
次に、ブランチ１の周波数復調器出力のＳ／Ｎが他のブランチ（１〜Ｍ）の周波数復調器出力のＳ／Ｎより高く、また他のブランチ（２〜Ｍ）の周波数復調器出力のＳ／Ｎが等しい場合について説明する。例えば、ブランチ１における周波数復調部１０４−１の出力のＳ／Ｎが、他のブランチ（２〜Ｍ）における周波数復調部部１０４−２〜周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎより10dB高く、また他のブランチ（２〜Ｍ）における周波数復調部部１０４−２〜周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎが等しい場合において、
ブランチ１〜Ｍの信号成分振幅：sk=s (k=1,2,…,M)
ブランチ１の雑音成分電力：N1=N/10
ブランチ２〜Ｍの雑音成分電力：Nk=N (k=2,3,…,M)
とすると、ブランチ１の重み付け係数は（数４）、ブランチ２〜Ｍの重み付け係数は（数５）となる。
【００２８】
【数４】
【００２９】
【数５】
【００３０】
ブランチ１の重み付け係数（数４）と、ブランチ２〜Ｍの重み付け係数（数５）により、合成後の信号成分電力は(数６)により求められ、雑音成分電力は（数７）により求められる。
【００３１】
【数６】
【００３２】
【数７】
【００３３】
そして、信号成分電力（数６）と雑音成分電力（数７）により、合成後のＳ／Ｎは（数８）により求められる。
【００３４】
【数８】
【００３５】
以上により、M=2ならばγ=(11/10)γ1つまり0.4dB改善し、M=10ならばγ=(19/10)γ1つまり2.8dB改善する。
【００３６】
また、等利得合成法を適用した場合は、合成後の信号成分電力は(数９)により求められ、雑音成分電力は（数１０）により求められる。
【００３７】
【数９】
【００３８】
【数１０】
【００３９】
そして、信号電力成分（数９）と雑音電力成分（数１０）により、合成後のＳ／Ｎは（数１１）により求められる。
【００４０】
【数１１】
【００４１】
以上により、等利得合成法を適用した場合は、合成後のＳ／Ｎは、M=2ならばγ=(2/11)γ1つまり7.4dB劣化し、M=10ならばγ=(10/91)γ1つまり9.6dB劣化するので、合成前のＳ／Ｎより劣化するが、本実施例の場合は改善する。また、選択合成法を適用した場合、合成後のＳ／Ｎはブランチ１のS/N γ1と等しくなるが、本実施例の場合はこれよりも改善する。また、本実施形態の合成後の信号成分電力は(1/2)|s|2となり、各ブランチの周波数復調器出力の信号成分電力と等しく、合成によって信号成分の振幅が変化しない。
【００４２】
更に、本実施例の場合は、周波数復調部１０４−１〜周波数復調部１０４−Ｍの出力のＳ／Ｎがスレッショルド領域の場合であり、また、ＲＦ／ＩＦ部１０２−１〜ＲＦ／ＩＦ部１０２−Ｍ、受信ＩＦフィルタ部１０３−１〜受信ＩＦフィルタ部１０３−Ｍ、及び周波数復調部１０４−１〜周波数復調部１０４−Ｍがブランチ毎に特性の個体差があっても、周波数復調部１０４−１〜周波数復調部１０４−ＭのＳ／Ｎで重み付け係数が決定されるため、合成後のＳ／Ｎが劣化することがない。
【００４３】
以上のような本発明のダイバーシチ受信機によれば、合成後のＳ／Ｎが各ブランチの周波数復調器出力のＳ／Ｎより改善し、周波数復調器を含みそれよりも前段の回路の特性によらず合成後のＳ／Ｎが劣化することなく、また、合成後の信号成分における振幅が、各ブランチの周波数復調器出力の信号成分における振幅と等しく変動しないようにすることができる。また、合成後のＳ／Ｎが、選択合成法、等利得合成法より改善する。また、合成後の信号成分の振幅が各ブランチの周波数復調器出力の信号成分振幅と等しく変動しないため、多値ＦＳＫ変調方式の場合は符号判定振幅レベルを一定にでき、アナログのＦＭの場合は受信音声の大きさが変動しない。このように、本発明は高品質なダイバーシチ受信機を提供することができる。
【００４４】
具体的な実施の形態により本発明を説明したが、上記実施の形態は本発明の例示であり、この実施の形態に限定されないことは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明は、ダイバーシチ受信機に好適であるが、ダイバーシチ受信機に限られるものではなく、電界強度を測定するシステム一般に適用可能である。
【符号の説明】
【００４６】
１００・・・・・・・・・ダイバーシチ受信機
１０１−１〜Ｍ・・・・・アンテナ
１０２−１〜Ｍ・・・・・ＲＦ(Radio Frequency)/IF(Inter Frequency)部
１０３−１〜Ｍ・・・・・受信ＩＦフィルタ部
１０４−１〜Ｍ・・・・・周波数復調部
１０５−１〜Ｍ・・・・・乗算部
１０６・・・・・・・・・加算部
１０７・・・・・・・・・受信ＢＢ（ベースバンド）フィルタ部
１０８・・・・・・・・・ＢＢ（ベースバンド）部
１０９・・・・・・・・・重み付け係数算出部
１１０・・・・・・・・・出力端子
２０１−１〜Ｍ・・・・・入力端子
２０２−１〜Ｍ・・・・・ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）部
２０３−１〜Ｍ・・・・・２乗演算部
２０４−１〜Ｍ・・・・・平均化部
２０５−１〜Ｍ・・・・・ブランチ逆数演算部
２０６・・・・・・・・・加算部
２０７・・・・・・・・・逆数演算部
２０８−１〜Ｍ・・・・・乗算部
２０９−１〜Ｍ・・・・・出力端子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のブランチを有し、各ブランチの受信信号を各々周波数復調し、各々の周波数復調出力を合成するダイバーシチ機能を有する受信機において、
各ブランチの周波数復調器の出力には帯域通過フィルタが設けられ、各ブランチの帯域通過フィルタの出力電力をpk（k=1,2,…,M、Mはブランチの数）とし、各ブランチの前記周波数復調器出力を(1/pk)/{(1/p1)+(1/p2)+…+(1/pM)}倍して合成することを特徴とするダイバーシチ受信機。
【請求項２】
前記周波数復調前の受信フィルタの帯域幅をＢ、変調信号に含まれる信号の最高周波数をfmaxとし、前記帯域通過フィルタは、通過帯域の最低周波数がfmax以上で、通過帯域の最高周波数がＢ／２以下であることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信機。
【請求項１】
複数のブランチを有し、各ブランチの受信信号を各々周波数復調し、各々の周波数復調出力を合成するダイバーシチ機能を有する受信機において、
各ブランチの周波数復調器の出力には帯域通過フィルタが設けられ、各ブランチの帯域通過フィルタの出力電力をpk（k=1,2,…,M、Mはブランチの数）とし、各ブランチの前記周波数復調器出力を(1/pk)/{(1/p1)+(1/p2)+…+(1/pM)}倍して合成することを特徴とするダイバーシチ受信機。
【請求項２】
前記周波数復調前の受信フィルタの帯域幅をＢ、変調信号に含まれる信号の最高周波数をfmaxとし、前記帯域通過フィルタは、通過帯域の最低周波数がfmax以上で、通過帯域の最高周波数がＢ／２以下であることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１３−５１５５０（Ｐ２０１３−５１５５０Ａ）
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８８２９７（Ｐ２０１１−１８８２９７）
【出願日】平成２３年８月３１日（２０１１．８．３１）
【出願人】（０００００１１２２）株式会社日立国際電気 (5,007)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月３１日（２０１１．８．３１）
【出願人】（０００００１１２２）株式会社日立国際電気 (5,007)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]