チャージポンプ、周波数シンセサイザ、及び、制御方法
【課題】出力電圧が変化したときでも、電流値の変化を抑制できるチャージポンプを提供する。
【解決手段】電流源１０１は、出力端子１５７に向けて電流を流し、電流源１０２は、出力端子１５７から電流を引き抜く。電流調整回路１０８は、電流源１０１及び１０２の電流を制御する。電流調整回路１０８は、電流源１０２を所定の電流が流れるように制御しつつ電流源１０１を電流源１０２を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、電流源１０１を所定の電流が流れるように制御しつつ電流源１０２を電流源１０１を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを切り替え可能である。判定回路１０５は、出力端子１５７の電圧に応じて、第１のモードと第２のモードとを切り替える。
【解決手段】電流源１０１は、出力端子１５７に向けて電流を流し、電流源１０２は、出力端子１５７から電流を引き抜く。電流調整回路１０８は、電流源１０１及び１０２の電流を制御する。電流調整回路１０８は、電流源１０２を所定の電流が流れるように制御しつつ電流源１０１を電流源１０２を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、電流源１０１を所定の電流が流れるように制御しつつ電流源１０２を電流源１０１を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを切り替え可能である。判定回路１０５は、出力端子１５７の電圧に応じて、第１のモードと第２のモードとを切り替える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、チャージポンプ及びその制御方法に関し、更に詳しくは、注ぎ込み側の電流源と引き抜き側の電流源とを含むチャージポンプ及びその制御方法に関する。また、本発明は、そのようなチャージポンプを含む周波数シンセサイザ及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数シンセサイザなどに用いられるチャージポンプがある。周波数シンセサイザでは、チャージポンプは、位相比較器の後段に設けられる。チャージポンプは、位相比較器が出力する位相差情報を有する入力パルスを、電荷へ変換する。チャージポンプは、例えば、特許文献１や特許文献２に記載されている。周波数シンセサイザでは、チャージポンプで変換された電荷をフィルタなどで電圧へ変換し、この電圧を、電圧制御発振器の制御電圧として用いる。周波数シンセサイザの出力位相は、電圧制御発振器の制御電圧に従って調整される。
【０００３】
一般に、チャージポンプは、出力端子に電荷を注入する注ぎ込み側の電流源と、出力端子から電荷を引き抜く引き抜き側の電流源とを有する。チャージポンプでは、注ぎ込み側の電流源の電流と、引き抜き側の電流源の電流とが一致していることが好ましい。しかし、実際には、両電流源の電流を完全に一致させることは困難である。そこで、両電流源の電流を一致させるために、電流調整手段を用いる。特許文献１では、電流調整手段を用いて引き抜き側の電流源の電流を調整し、注ぎ込み側の電流源の電流と一致させている。
【０００４】
図２３に、特許文献１に記載のチャージポンプを示す。チャージポンプは、注ぎ込み側（吐き出し側）の電流源５１１、引き抜き側（吸い込み側）の電流源５１２、スイッチ５０１〜５０４、及び、電流調整手段５１３を有する。電流源５１１と電流源５１２は、それぞれ、スイッチ５０３及び５０４を介して出力端子ＯＵＴに接続されている。スイッチ５０３及び５０４は、位相差情報を有するパルスに基づいてオン／オフする。電流源５１１は、スイッチ５０３がオンのとき、出力端子ＯＵＴに向けて電流（電荷）を流す。一方、電流源５１２は、スイッチ５０４がオンのとき、出力端子ＯＵＴから電荷を引き抜く。
【０００５】
電流源５１１の電流は、一定である。これに対し、電流源５１２の電流は、可変に制御可能である。電流調整手段５１３は、電流源５１２を構成するトランジスタのゲート電圧を変化させ、電流源５１２の電流を制御する。特許文献１では、チャージポンプ出力を含まない別途の経路を設けている。電流調整手段５１３は、スイッチ５０１、５０２間の電圧に応じて電流源５１２を制御し、引き抜き電流を調整する。注ぎ込み側と引き抜き側との電流量を一致させることで、周波数シンセサイザで発生するスプリアス電力を低減できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−１０１０４３号公報
【特許文献２】特開２００１−２７４６８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１では、電流源５１１の電流と電流源５１２の電流とを一致させることはできるものの、その電流値を、チャージポンプの出力電圧の変動に対して一定に保つことはできないという問題がある。すなわち、電流源に用いられるＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタは、ソース・ドレイン間電圧に依存して流れる電流が変化する。特に、ソース・ドレイン間電圧が低く、トランジスタが飽和領域ではなく線形領域で動作する電圧範囲では、電流源の電流が、出力電圧の変動に依存して大きく変化する。電流源の電流の変動は、周波数シンセサイザのループ特性を変動させ、しばしば位相雑音或いはジッタ特性の劣化を招く。
【０００８】
一方で、電流源の電流を一定に維持しようとすると、利用できるチャージポンプの出力電圧の範囲が制限されることになる。その結果、後段に用いられる電圧制御発振器の入力電圧範囲が制限され、電圧制御発振器の可変周波数範囲を有効に利用することができなくなる。とくに、ＣＭＯＳ（Complementary MOS）プロセスの微細化に伴い、電源電圧は低く設定されてきているため、今後、この問題はより重大になってくる。
【０００９】
本発明は、出力電圧が変化したときでも、電流値の変化を抑制できるチャージポンプ、周波数シンセサイザ、及び、それらの制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明は、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源と、前記第１及び第２の電流源の電流を制御する電流調整回路であって、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを切り替え可能な電流調整回路と、前記出力端子の電圧に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとを切り替える切替回路とを備えるチャージポンプを提供する。
【００１１】
本発明は、本発明のチャージポンプと、前記チャージポンプの出力端子の電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力信号と基準信号との位相差を検出し、該検出した位相差に応じた位相差信号を前記チャージポンプに出力する位相比較器とを有する周波数シンセサイザを提供する。
【００１２】
本発明は、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有するチャージポンプにて、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを、前記出力端子の電圧に応じて切り替えるチャージポンプの制御方法を提供する。
【００１３】
本発明は、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを、前記出力端子の電圧に応じて切り替え、周波数同期動作を行う周波数シンセサイザの制御方法を提供する。
【００１４】
本発明は、入力電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器に所定の参照電圧を入力した状態で、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数が所望の周波数に近づくように前記電圧制御発振器の粗調整を行い、前記粗調整後、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数と所定の基準周波数とを比較し、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを前記比較結果に基づいて決定し、
前記電圧制御発振器に前記チャージポンプの出力端子の電圧に応じた電圧を入力して周波数同期動作を行う周波数シンセサイザの制御方法を提供する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明のチャージポンプ、周波数シンセサイザ、及び、その制御方法は、出力電圧が変化したときでも、電流値の変化を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１実施形態のチャージポンプを示すブロック図。
【図２】電流源を示す回路図。
【図３】適応バイアス発生回路とセクレタ部分を示す回路図。
【図４】固定バイアス発生回路を示す回路図。
【図５】（ａ）及び（ｂ）は、モードを固定した際の出力電圧と電流源の電流との関係を示すグラフ。
【図６】第１実施形態のチャージポンプにおける出力電圧と電流源の電流との関係を示すグラフ。
【図７】第１実施形態の動作手順を示すフローチャート。
【図８】（ａ）及び（ｂ）は、シミュレーション結果を示すグラフ。
【図９】電流源の第１の変形例を示す回路図。
【図１０】電流源の第２の変形例を示す回路図。
【図１１】適応バイアス発生回路とセクレタ部分の変形例を示す回路図。
【図１２】本発明の第２実施形態のチャージポンプにおける適応バイアス発生回路とスイッチ部分を示す回路。
【図１３】（ａ）は、出力電流と電流源の電流との関係を示すグラフ、（ｂ）は、電源の状態を示す図。
【図１４】本発明の第３実施形態のチャージポンプを示すブロック図。
【図１５】（ａ）及び（ｂ）は、参照電圧発生回路及びセレクタ部分を示す回路図。
【図１６】電圧制御発振器を示す回路図。
【図１７】周波数判定回路を示すブロック図。
【図１８】周波数シンセサイザを示すブロック図。
【図１９】第３実施形態における動作手順を示すフローチャート。
【図２０】電圧制御発振器の出力信号周波数と入力電圧との関係を示すグラフ。
【図２１】複数の電流経路を持つ電流源を示す回路図。
【図２２】図２１の電流源に使用する適応バイアス発生回路及びスイッチ部分を示す回路図。
【図２３】特許文献１に記載のチャージポンプを示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明の第１実施形態のチャージポンプを示している。チャージポンプ１００は、電流源１０１、１０２、適応バイアス発生回路１０３、固定バイアス発生回路１０４、判定回路１０５、及び、セレクタ１０６、１０７を有する。電流源（第１の電流源）１０１は、出力端子１５７に向けて電流を流す注ぎ込み側の電流源である。電流源（第２の電流源）１０２は、出力端子１５７から電流を引き抜く引き抜き側の電流源である。電流源１０１及び１０２は、それぞれ内部にスイッチを有する。電流源１０１内のスイッチは、端子１５１から入力される信号に基づいてオン／オフが制御される。電流源１０２内のスイッチは、端子１５２から入力される信号に基づいてオン／オフが制御される。
【００１８】
適応バイアス発生回路１０３、固定バイアス発生回路１０４、及び、セレクタ１０６、１０７は、電流調整回路１０８を構成する。電流調整回路１０８は、電流源１０１及び１０２の電流を制御する。電流調整回路１０８は、２つのモード（第１のモードと第２のモード）を切替え可能である。第１のモード（モードＨ）は、引き抜き側の電流源１０２を所定電流に制御しつつ、注ぎ込み側の電流源１０１の電流を、引き抜き側の電流源１０２の電流とバランスさせるように制御するモードである。第２のモード（モードＬ）は、注ぎ込み側の電流源１０１を所定電流に制御しつつ、引き抜き側の電流源１０２の電流を、注ぎ込み側の電流源１０１の電流とバランスさせるように制御するモードである。
【００１９】
固定バイアス発生回路１０４は、電流源１０１及び電流源１０２に所定の電流が流れるように制御するバイアス信号（固定バイアス信号）を生成する。適応バイアス発生回路１０３は、電流源１０１及び１０２の一方に固定バイアス信号が供給されるときに、他方の電流源の電流を、固定バイアス信号が供給される電流源の電流とバランスするように制御する適応バイアス信号を生成する。適応バイアス発生回路１０３は、出力端子１５７に接続されており、出力端子１５７から出力される電圧（チャージポンプの出力電圧）に応じて、注ぎ込み側と引き抜き側とで電流のバランスを維持するような適応バイアス信号を発生する。
【００２０】
セレクタ１０６及び１０７は、２入力１出力のセレクタである。セレクタ１０６の入力端子は、適応バイアス発生回路１０３の出力（適応バイアス信号）１５５及び固定バイアス発生回路１０４の出力（固定バイアス信号）１５６に接続される。セレクタ１０６は、入力された適応バイアス信号又は固定バイアス信号の何れかを選択し、出力する。セレクタ１０６の出力端子１５３は、電流源１０１のバイアス端子に接続される。言い換えれば、セレクタ１０６は、適応バイアス信号又は固定バイアス信号の何れかを、電流源１０１のバイアス端子に入力する。
【００２１】
セレクタ１０７の入力端子は、適応バイアス発生回路１０３の出力１５５及び固定バイアス発生回路１０４の出力１５６に接続される。セレクタ１０７は、適応バイアス信号又は固定バイアス信号の何れかを選択し、出力する。セレクタ１０７の出力端子１５４は、電流源１０２のバイアス端子に接続されている。言い換えれば、セレクタ１０７は、適応バイアス信号又は固定バイアス信号の何れかを、電流源１０２のバイアス端子に入力する。
【００２２】
ここで、セレクタ１０６及び１０７は、相補動作を行う。すなわち、セレクタ１０６が適応バイアス発生回路１０３の出力１５５側の信号（適応バイアス信号）を選択するとき、セレクタ１０７は、固定バイアス発生回路１０４の出力１５６側の信号（固定バイアス信号）信号を選択する。また、セレクタ１０６が固定バイアス信号を選択するとき、セレクタ１０７は適応バイアス信号を選択する。セレクタ１０６及び１０７が相補動作を行うことで、電流源１０１と電流源１０２の何れか一方に適応バイアス信号が供給され、他方には固定バイアス信号が供給される。
【００２３】
判定回路１０５は、出力端子１５７の電圧に応じて、電流調整回路１０８の動作モードを切り替える切替回路に相当する。判定回路１０５は、出力電圧と、所定の基準電圧とを比較し、比較結果を出力する。判定回路１０５の出力１５８は、セレクタ１０６及び１０７の制御端子に接続されている。セレクタ１０６及び１０７は、制御端子に入力される信号に応じて、適応バイアス信号又は固定バイアス信号を選択する。セレクタ１０６及び１０７の選択が切り替わることで、モードＨとモードＬとが切り替わる。すなわち、判定回路１０５は、出力端子１５７の電圧と基準電圧との大小関係に応じて、モードＨとモードＬとの切替えを行う。
【００２４】
図２は、電流源の具体的な回路例を示している。電流源１０１は、トランジスタ２０１とスイッチ２０３とを有する。トランジスタ２０１は、ｐ型のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタである。トランジスタ２０１のソース電位は、ＶＤＤ電位に設定される。トランジスタ２０１のゲートは、セレクタ１０６（図１）の出力端子（バイアス端子）１５３に接続されており、トランジスタ２０１を流れる電流は、バイアス端子１５３から入力されるバイアス信号で制御される。スイッチ２０３は、トランジスタ２０１と出力端子１５７との間に挿入されている。スイッチ２０３は、入力端子１５１に入力される信号に応じて、オン／オフが制御される。
【００２５】
電流源１０２は、トランジスタ２０２とスイッチ２０４とを有する。トランジスタ２０２は、ｎ型のＭＯＳトランジスタである。トランジスタ２０２のソース電位は、ＧＮＤ電位に設定されている。トランジスタ２０２のゲートは、セレクタ１０７（図１）の出力端子（バイアス端子）１５４に接続されており、トランジスタ２０２を流れる電流は、バイアス端子１５４から入力されるバイアス信号で制御される。スイッチ２０４は、トランジスタ２０２と出力端子１５７との間に挿入される。スイッチ２０４は、入力端子１５２に入力される信号に応じて、オン／オフが制御される。
【００２６】
図３は、適応バイアス発生回路１０３とセレクタ１０６、１０７部分の具体的な回路例を示している。適応バイアス発生回路１０３は、トランジスタ３０１、３０２、スイッチ３０３、３０４、及び、オペアンプ３０５を有する。トランジスタ３０１、３０２、スイッチ３０３、３０４は、電流源１０１、１０２（図２）を模擬した部分である。トランジスタ３０１及び３０２は、それぞれ図２のトランジスタ２０１及び２０２に対応する。また、スイッチ３０３及び３０４は、それぞれ図２のスイッチ２０３及び２０４に対応する。模擬スイッチであるスイッチ３０３及び３０４は、常時オンで使用する。スイッチ３０３とスイッチ３０４の接続ノード３５３は、模擬回路の出力端子（模擬チャージポンプの出力端子）に相当する。
【００２７】
オペアンプ３０５は、レールトゥーレールアンプ（Rail-to-Rail）で構成される。オペアンプ３０５には、チャージポンプの出力端子１５７の電圧と、模擬チャージポンプの出力端子に相当する接続ノード３５３の電圧とが入力される。
【００２８】
セレクタ１０６の入力端子の一方（入力端子３５１）には、固定バイアス発生回路１０４（図１）が出力する、電流源１０１を構成するトランジスタ２０１に入力すべき固定バイアス信号が入力される。セレクタ１０６の入力端子の他方は、オペアンプ３０５の出力３５４に接続される。セレクタ１０６が選択する信号（電圧）は、トランジスタ３０１のゲートに供給されると共に、出力端子１５３から出力される。
【００２９】
セレクタ１０７の入力端子の一方（入力端子３５２）には、固定バイアス発生回路１０４が出力する、電流源１０２を構成するトランジスタ２０２に入力すべき固定バイアス信号が入力される。セレクタ１０７の入力端子の他方は、オペアンプ３０５の出力３５４に出力される。セレクタ１０７が選択する信号（電圧）は、トランジスタ３０２のゲートに供給されると共に、出力端子１５４から出力される。
【００３０】
セレクタ１０６とセレクタ１０７とは、相補動作を行う。従って、トランジスタ３０１のゲートに固定バイアス信号が供給されるとき、トランジスタ３０２のゲートにはオペアンプ３０５の出力３５４が供給される。逆に、トランジスタ３０１のゲートにオペアンプ３０５の出力３５４が供給されるとき、トランジスタ３０２のゲートには固定バイアス信号が供給される。オペアンプ３０５の出力３５４は、適応バイアス信号に相当する。
【００３１】
適応バイアス発生回路１０３は、モードＨでは、引き抜き側の電流源の模擬回路に相当するトランジスタ３０２に、セレクタ１０７を介して固定バイアス信号を供給した状態で、オペアンプ３０５の出力３５４を、セレクタ１０６を介して注ぎ込み側の電流源の模擬回路に相当するトランジスタ３０１に供給する。適応バイアス発生回路１０３は、トランジスタ３０１に供給するオペアンプ３０５の出力３５４を、端子１５３から、電流源１０１（図１）に供給すべき適応バイアス信号として出力する。
【００３２】
適応バイアス発生回路１０３は、モードＬでは、注ぎ込み側の電流源の模擬回路に相当するトランジスタ３０１に、セレクタ１０６を介して固定バイアス信号を供給した状態で、オペアンプ３０５の出力３５４を、セレクタ１０７を介して引く抜き側の電流源の模擬回路に相当するトランジスタ３０２に供給する。適応バイアス発生回路１０３は、トランジスタ３０２に供給するオペアンプ３０５の出力３５４を、端子１５４から、電流源１０２に供給すべき適応バイアス信号として出力する。
【００３３】
例えば、セレクタ１０７が固定バイアス信号側を選択しているとする（モードＨ）。セレクタ１０７は、入力端子３５２から入力される固定バイアス信号をトランジスタ３０２に供給する。このとき、セレクタ１０６は、オペアンプ３０５の出力３５４である適応バイアス信号をトランジスタ３０１のゲートに印加する。オペアンプ３０５は、入力電圧差が０になるように動作し、模擬チャージポンプ出力である接続ノード３５３の電圧が、チャージポンプの出力端子１５７の電圧と等しくなるような適応バイアス信号を発生する。このような動作で、適応バイアス発生回路１０３は、トランジスタ３０１を流れる電流と、トランジスタ３０２を流れる電流との釣り合い（バランス）を保つような適応バイアス信号を発生する。この適応バイアス信号を電流源１０１のトランジスタに供給することで、チャージポンプの出力電圧が変動しても、注ぎ込み側と引き抜き側とで電流バランスを維持できる。
【００３４】
図４は、固定バイアス発生回路１０４の具体的な回路例を示している。固定バイアス発生回路１０４は、トランジスタ４０１、４０２、４０５と、スイッチ４０３、４０４と、抵抗４０６とを有する。トランジスタ４０１、４０２とスイッチ４０３、４０４とは、チャージポンプの電流源１０１、１０２（図２）を模擬した部分である。スイッチ４０３、４０４は、常時オンで使用される。スイッチ４０３、４０４は、オン状態のスイッチ２０３、２０４のオン抵抗を疑似するために用いられる。
【００３５】
トランジスタ４０５と抵抗４０６とは、高電位側の電源（ＶＤＤ）と低電位側の電源（ＧＮＤ）との間に直列に接続される。トランジスタ４０５のゲートは、ドレインに接続されている。抵抗４０６の抵抗値は、トランジスタ４０５を流れる電流が所望の電流値となるように選定されている。トランジスタ４０５のゲートは、トランジスタ４０２のゲートに接続されており、トランジスタ４０５を流れる電流は、トランジスタ４０２にミラー化される。また、トランジスタ４０２のゲートは、端子３５２に接続されている。このトランジスタ４０２（４０５）のゲート電圧が、電流源１０２のトランジスタ２０２に供給すべき固定バイアス信号に該当する。
【００３６】
トランジスタ４０１のゲートは、ドレインに接続されている。トランジスタ４０１には、トランジスタ４０２に流れる電流と同じ量の電流が流れる。固定バイアス発生回路１０４は、このときのトランジスタ４０１のゲート電圧を、端子３５１に出力する。トランジスタ４０１のゲート電圧が、電流源１０１のトランジスタ２０１に供給すべき固定バイアス信号に該当する。
【００３７】
図５（ａ）は、引き抜き側の電流源１０２に固定バイアスを供給し、注ぎ込み側の電流源１０１に適応バイアスを供給したときの、出力電圧と２つの電流源の電流との関係を示している。注ぎ込み側の電流源１０１の電流をＩＵＰとし、引き抜き側の電流源１０２の電流をＩＤＮとする。また、チャージポンプの出力電圧はＶＣＴＲＬとする。なお、図５（ａ）のグラフでは、ＩＵＰとＩＤＮとをずらして図示しているが、電流ＩＵＰは、電流ＩＤＮとバランスする（一致する）ように制御されるので、理論上、両者は、グラフ上で重なることになる。
【００３８】
引き抜き側の電流源には、通常、ｎ型のＭＯＳトランジスタが用いられる。このｎＭＯＳトランジスタは、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが高い領域では飽和領域で動作し、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが変化しても、電流ＩＤＮはほぼ一定に保たれる。しかし、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが低い領域では線形領域で動作し、ゲート電圧が一定でも、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが低下すると電流ＩＤＮが大きく変動（減少）する。注ぎ込み側の電流源は、適応バイアス信号を用いて、電流ＩＵＰが、引き抜き側の電流ＩＤＮとバランスするように制御されるので、電流ＩＵＰも同様の傾向となる。つまり、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬの変化に伴って、双方の電流源の電流値が大きく変動する。
【００３９】
図５（ｂ）は、上記とは逆に、注ぎ込み側の電流源１０１に固定バイアスを供給し、引き抜き側の電流源１０２に適応バイアスを供給したときの、出力電圧と２つの電流源の電流との関係を示している。注ぎ込み側の電流源には、通常、ｐ型のＭＯＳトランジスタが用いられる。このｐＭＯＳトランジスタは、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが低い領域では飽和領域で動作し、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが変化しても、電流ＩＵＰはほぼ一定に保たれる。しかし、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが高い領域では線形領域で動作し、ゲート電圧が一定でも、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが上昇すると電流ＩＵＰが大きく変動（減少）する。引き抜き側の電流源は、適応バイアス信号を用いて、電流ＩＤＮが、注ぎ込み側の電流ＩＵＰとバランスするように制御されるので、電流ＩＤＮも同様の傾向となる。つまり、チャージポンプ電圧ＶＴＣＲＬの変化に伴って、双方の電流源の電流値が大きく変動する。
【００４０】
そこで、本実施形態では、所定の基準電圧を境に、引き抜き側の電流源に固定バイアスを供給し、注ぎ込み側の電流源に適応バイアスを供給するモード（モードＨ）と、注ぎ込み側の電流源に固定バイアスを供給し、引き抜き側の電流源に適応バイアスを供給するモード（モードＬ）とを切り替える。チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも低いときは、モードＬとすることで、電流ＩＵＰがチャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬの変化に対してほとんど変化しない領域で電流源１０１を動作させることができる。電流源１０２は、電流ＩＵＰとバランスするように制御されるので、結果として、電流ＩＤＮも、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬの変化に対してほとんど変動しない。
【００４１】
また、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも高いときは、モードＨとする。この場合、電流ＩＤＮがチャージポンプＶＣＴＲＬの変化に対してほとんど変化しない領域で電流源１０２を動作させることができる。電流源１０１は、電流ＩＤＮとバランスするように制御されるので、結果として、電流ＩＵＰも、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬの変化に対してほとんど変動しない。
【００４２】
図６は、本実施形態のチャージポンプ１００の出力電圧と２つの電流源１０１、１０２の電流との関係を示している。所定の基準電圧は、例えば電源電圧（ＶＤＤ）の半分とし、ＶＤＤ／２を境に、モードＬとモードＨとを切り替える。チャージポンプ１００は、出力電圧ＶＣＴＲＬが０からＶＤＤ／２の電圧範囲では、モードＬで動作する。この電圧範囲における出力電圧と電流源の電流との関係は、図５（ｂ）に示すグラフにおける、出力電圧ＶＣＴＲＬが０からＶＤＤ／２までの電圧範囲の出力電圧と電流との関係と同じである。また、チャージポンプは、出力電圧ＶＣＴＲＬがＶＤＤ／２よりも高い電圧範囲では、モードＨで動作する。この電圧範囲における出力電圧と電流源の電流との関係は、図５（ａ）に示すグラフにおける、出力電圧ＶＣＴＲＬがＶＤＤ／２よりも高い電圧範囲の出力電圧と電流との関係と同じである。
【００４３】
電圧範囲がＶＤＤ／２よりも低いとき、注ぎ込み側の電流源１０１に固定バイアス信号を供給し、電流源１０１の電流を所定の電流に固定する。電流源１０１を構成するトランジスタ２０１は、飽和領域で動作するので、電流源１０１の電流は、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬに依存せず、一定の値となる。また、電圧範囲がＶＤＤ／２よりも高いとき、引き抜き側の電流源１０２に固定バイアス信号を供給し、電流源１０２の電流を所定の電流に固定する。電流源１０２を構成するトランジスタ２０２は、飽和領域で動作するので、電流源１０２の電流は、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬに依存せず、一定の値いとなる。従って、広いチャージポンプ出力電圧範囲で、電流バランスを維持しながら、電流量を一定にできる。
【００４４】
図７は、チャージポンプ１００を用いた周波数シンセサイザの動作手順を示している。動作開始時、セレクタ１０７は固定バイアス信号を選択し、セレクタ１０６は適応バイアス信号を選択する（ステップＡ１）。すなわち、動作開始時のモードは、モードＨとする。初期モードは、モードＬでもよい。チャージポンプを含む周波数シンセサイザ（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）が動作を開始し（ステップＡ２）、入力端子１５１、１５２に、位相差に応じた位相差信号が入力される。チャージポンプの出力電圧ＶＣＴＲＬは、ある電圧に収束していく。
【００４５】
判定回路１０５は、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬと所定の基準電圧とを比較し、チャージポンプ出力電圧が基準電圧よりも高いか否かを判断する（ステップＡ３）。この比較は、ハンチング防止の観点から、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬがある程度収束した後に行うことが好ましい。例えば、判定回路１０５は、周波数シンセサイザが動作を開始してから、所定時間の経過後に、電圧の比較を行う。或いは、判定回路１０５は、周波数シンセサイザのロックを検出し、ロック検出後に電圧の比較を行ってもよい。
【００４６】
判定回路１０５は、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも低いと判断すると、セレクタ１０６、１０７の制御端子に入力する信号を変化させ、セレクタ１０６に固定バイアス信号を選択させ、セレクタ１０７に適応バイアス信号を選択させる（ステップＡ４）。セレクタ１０６、１０７の選択が切り替わることで、チャージポンプの動作モードは、モードＨからモードＬへと切り替わる。以後、チャージポンプは、モードＬで動作を継続する。チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも高いときは、モードの切り替えは行わず、チャージポンプは、引き続き、モードＨで動作する。
【００４７】
ここで、判定回路１０５には、チャージポンプの出力電圧と基準電圧とが入力される単純な１段のオペアンプを用いればよい。これは、判定回路１０５には、高ゲイン、高精度な判定は必要ないためである。すなわち、例えば、基準電圧が電源電圧の半分であるとすれば、チャージポンプ出力電圧が基準電圧付近の電圧のとき、固定バイアス信号が供給される電流源は、飽和領域で動作している。このため、出力電圧が少し変化したとしても、電流源の電流はほとんど変化しない。従って、仮に、チャージポンプ出力電圧が基準電圧よりも少し低いときに、出力電圧が基準電圧よりも高いと判定したとしても問題にはならい。
【００４８】
図８（ａ）及び（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。図８（ａ）に示すグラフでは、モードＨで動作させたときの電流源１０１の電流ＩＵＰと電流源１０２の電流ＩＤＮとを実線で示し、モードＬで動作させたときの電流ＩＵＰと電流ＩＤＮとを破線で示している。出力電圧ＶＣＴＲＬが低い電圧範囲を見ると、実線で示すモードＨでは、出力電圧が２００ｍＶのとき電流ＩＤＮが１５０μＡ程度まで低下している。これに対し、破線で示すモードＬでは、出力電圧が２００ｍＶのとき、出力電圧が６００ｍＶのときと同様に、電流ＩＤＮは１６０μＡ程度に維持されている。図８（ａ）を参照することで、出力電圧が低い電圧範囲では、チャージポンプをモードＬで動作させることで、出力電圧の変化に対する電流源の電流の変化を抑えることができることがわかる。
【００４９】
一方、出力電圧ＶＣＴＲＬが高い電圧範囲を見ると、実線で示すモードＨでは、出力電圧の増加に伴って電流ＩＵＰ、ＩＤＮが低下し始める電圧が、破線で示すモードＬに比して、少し高電位側に移動している。出力電圧が高い電圧範囲では、チャージポンプをモードＨで動作させることで、電流変動が少ない電圧範囲を、モードＬで動作させる場合に比して、広げることができることがわかる。つまり、出力電圧が低い電圧範囲と高い電圧範囲とでモードを切り替えることで、広く電圧範囲で電流変動を抑えることができていることがわかる。
【００５０】
図８（ｂ）は、出力電圧と電流アンバランスとの関係を示している。電流アンバランスは、電流ＩＵＰと電流ＩＤＮとの差で与えられる。本実施形態では、基準電圧を境にモードＨとモードＬとを切り替えて使用しており、モードを何れか一方に固定する場合に比して、電流アンバランスが劣化することはない。すなわち、出力電圧に応じてモードを切り替えることで、出力電圧の変化に対して、電流ＩＵＰと電流ＩＤＮとのアンバランスが、モードを固定する場合に比して増加することはない。
【００５１】
本実施形態では、チャージポンプ出力電圧に応じて、モードＨとモードＬとを切り替える。例えば、基準電圧を電源電圧の半分とする。チャージポンプ出力電圧が基準電圧よりも高い領域では、引き抜き側の電流源１０２に固定バイアス信号を供給すると（モードＨ）、電流源１０２を構成するｎＭＯＳトランジス２０２（図２）は飽和領域で動作し、出力電圧変動に対する電流量の変動が少なくなる。逆に、チャージポンプ出力電圧が基準電圧よりも低い領域では、固定バイアス信号を供給する電流源を入れ替え、注ぎ込み側の電流源１０１に固定バイアス信号を供給する（モードＬ）。このようにする場合、電流源１０１を構成するｐＭＯＳトランジスタ２０１は飽和領域で動作し、出力電圧変動に対する電流量の変動を抑えることができる。このように、チャージポンプ出力電圧に応じて、モードＨとモードＬとを切り替えて使用することで、広い電圧範囲で、電流量の変動が少ないチャージポンプを提供できる。
【００５２】
なお、特許文献２には、出力電圧の大小判定に代えて、基準周波数と電圧制御発振器の周波数とを比較し、電流を調整する構成が記載されている。しかし、特許文献２の構成は、チャージポンプオン出力電圧が変動しても、電流を一定することができる構成ではない。その理由は、特許文献３では、周波数差が大きければ電流を増やし、逆に周波数差が小さければ電流を減らしているに過ぎないからである。
【００５３】
ここで、電流源１０１、１０２の構成は、図２に示すものには限定されない。図９は、電流源の別の構成例（第１の変形例）を示している。電流源１０１ａは、図２に示す電流源１０１にて、トランジスタ２０１とスイッチ２０３の位置を入れ替えた構成である。また、電流源１０２ａは、図２に示す電流源１０２にて、トランジスタ２０２とスイッチ２０４の位置を入れ替えた構成である。図２に示す構成では、スイッチとトランジスタとがカスコード接続されており、電流変動量が少ないという利点がある。また、高速なスイッチング動作も可能である。一方で、カスコード接続であるため、飽和領域動作範囲は狭くなる。また、スイッチングノイズがカップリングして、出力に現れやすいというデメリットもある。図９に示す構成は、図２に示す利点と同様な利点があると共に、スイッチングノイズの出力へのカップリング量を低減できるという利点がある。
【００５４】
図１０は、電流源の更に別の構成例（第２の変形例）を示している。電流源１０１ｂは、トランジスタ２０１のゲート側にスイッチ２０３を有している。スイッチ２０３は、セレクタとして機能し、端子１５１からの信号に応じて、バイアス端子１５３又は電源電圧ＶＤＤを、トランジスタ２０１のゲートに接続する。トランジスタ２０１は、スイッチ２０３がバイアス端子１５３を選択するとき、出力端子１５７に向けてバイアス信号に応じた電流を流す。また、トランジスタ２０１は、スイッチ２０３が電源電圧ＶＤＤを選択するときは、出力端子１５７に向けて電流を流さない。
【００５５】
電流源１０２ｂは、トランジスタ２０２のゲート側にスイッチ２０４を有している。スイッチ２０４は、セレクタとして機能し、端子１５２からの信号に応じて、バイアス端子１５４又はＧＮＤ電位を、トランジスタ２０２のゲートに接続する。トランジスタ２０２は、スイッチ２０４がバイアス端子１５４を選択するとき、出力端子１５７からバイアス信号に応じた電流を流す。また、トランジスタ２０２は、スイッチ２０４がＧＮＤ電位を選択するときは、出力端子１５７から電流を流さない。電流源の構成を図１０に示す構成とすることで、図２や図９に示す構成を採用する場合に比して、より広い出力電圧範囲で、電流源を飽和領域で動作させることができる。一方で、カスコード接続の効果が得られないので、電流量の変動が大きくなるというデメリットがある。
【００５６】
電流源の構成を図９や図１０に示す構成とする場合、適応バイアス発生回路１０３及び固定バイアス発生回路１０４内の電流源を模擬した部分は、電流源の構成に合わせた構成とすればよい。例えば、電流源を図９に示す構成とした場合は、図３に示す適応バイアス発生回路１０３にて、トランジスタ３０１とスイッチ３０３の位置を入れ替え、トランジスタ３０２とスイッチ３０４の位置を入れ替えればよい。また、図４に示す固定バイアス発生回路１０４にて、トランジスタ４０１とスイッチ４０３の位置を入れ替え、トランジスタ４０２とスイッチ４０４の位置を入れ替えればよい。
【００５７】
図１１は、適応バイアス発生回路とセレクタ部分の変形例を示している。図３では、オペアンプ３０５が、注ぎ込み側と引き抜き側の双方の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成した。変形例の適応バイアス発生回路１０３ａは、注ぎ込み側の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成するオペアンプ（第１のオペアンプ）１１０１と、引き抜き側の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成するオペアンプ１１０２とを有する。オペアンプ１１０１の出力１１５１は、セレクタ１０６を介して、出力端子１５３から出力される。オペアンプ１１０２の出力１１５２は、セレクタ１０７を介して、出力端子１５４から出力される。
【００５８】
図３に示す構成では、オペアンプの入力電圧範囲はＧＮＤからＶＤＤと非常に広いため、オペアンプ３０５には、構成が複雑なRail-to-Railオペアンプを用意する必要がある。これに対し図１１に示す構成では、オペアンプ１１０１、１１０２の入力電圧範囲を約半分にできるので、オペアンプ１１０１、１１０２に、単純なｐＭＯＳトランジスタ或いはｎＭＯＳトランジスタ差動入力段のオペアンプを用いることができる。従って、図１１に示す構成を採用する場合、オペアンプの設計が容易であるという利点がある。
【００５９】
続いて、本発明の第２実施形態について説明する。第２実施形態のチャージポンプの構成は、図１に示す第１実施形態の構成と同様である。本実施形態のチャージポンプは、適応バイアス発生回路１０４内の回路構成が、第１実施形態と相違する。図１２は、本実施形態で用いる適応バイアス発生回路とセレクタ１０６、１０７部分の具体的回路構成を示している。図１２に示す適応バイアス発生回路１０３ｂは、図１１に示す構成に、スイッチ１２０１とスイッチ１２０２とを追加した構成である。スイッチ１２０１は、オペアンプ１１０１の電源スイッチに相当する。スイッチ１２０２は、オペアンプ１１０２の電源スイッチに相当する。
【００６０】
スイッチ１２０１、１２０２の制御端子１２５１は、判定回路１０５の出力１５８に接続される。スイッチ１２０１、１２０２は、判定回路１０５の出力１５８に応じて、オン／オフが制御される。スイッチ１２０１、１２０２は、相補動作を行う。つまり、スイッチ１２０１がオンのときスイッチ１２０２はオフで、スイッチ１２０１がオフのときスイッチ１２０２はオンになる。スイッチ１２０１は、セレクタ１０６がオペアンプ１１０１の出力１１５１を選択するとき、オンになる。スイッチ１２０２は、セレクタ１０７がオペアンプ１１０２の出力１１５２を選択するとき、オンになる。
【００６１】
図１３（ａ）は、チャージポンプの出力電圧と電流源の電流との関係を示し、（ｂ）は、オペアンプ１１０１、１１０２の電源供給状態を示している。図１３（ａ）に示すグラフは、第１実施形態で説明した図６に示すグラフと同様である。すなわち、チャージポンプは、判定回路１０５がチャージポンプの出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも低いと判断する電圧範囲ではモードＨで動作し、判定回路１０５がチャージポンプの出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも高いと判断する電圧範囲ではモードＬで動作する。
【００６２】
スイッチ１２０１は、モードＬ動作時、つまり、判定回路１０５の出力１５８が、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも低いと判断した旨を示す信号であるとき、オフになる。このとき、スイッチ１２０２はオンする。スイッチ１２０１がオフすることで、オペアンプ１１０１への電源供給が遮断される。モードＬ動作時は、セレクタ１０６は固定バイアス信号側を選択するので、オペアンプ１１０１は動作する必要がない。本実施形態では、モードＬ動作時にオペアンプ１１０１への電源供給を遮断するので、不要な電力消費を抑えることができる。
【００６３】
スイッチ１２０２は、モードＨ動作時、つまり、判定回路１０５の出力１５８が、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも高いと判断した旨を示す信号であるとき、オフになる。このとき、スイッチ１２０１はオンする。スイッチ１２０２がオフすることで、オペアンプ１１０２への電源供給が遮断される。モードＨ動作時は、セレクタ１０７は固定バイアス信号側を選択するので、オペアンプ１１０２は、動作する必要がない。本実施形態では、モードＨ動作時にオペアンプ１１０２への電源供給を遮断するので、不要な電力消費を抑えることができる。動作モードと、オペアンプ１１０１、１１０２の電源供給状態との対応は、図１３（ｂ）に示すようになる。
【００６４】
本実施形態では、モードＨでは、スイッチ１２０２を用いて、引き抜き側の電流源１０２に供給すべき適応バイアス信号の生成を行うオペアンプ１１０２の電源供給を停止する。また、モードＬでは、スイッチ１２０１を用いて、注ぎ込み側の電流源１０１に供給すべき適応バイアス信号の生成を行うオペアンプ１１０１の電源供給を停止する。モードＨでは、電流源１０２には固定バイアス信号を供給するので、電流源１０２に供給すべき適応バイアス信号を生成する必要はない。また、モードＬでは、電流源１０１には固定バイアス信号を供給するので、電流源１０１に供給すべき適応バイアス信号を生成する必要はない。本実施形態では、使用されない側の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成する回路の電源を停止するので、不要な電力消費を抑えることができ、低消費電力化が可能である。その他の効果は、第１実施形態と同様である。
【００６５】
本発明の第３実施形態について説明する。図１４は、本発明の第３実施形態のチャージポンプを示している。図１４に示す構成は、本実施形態のチャージポンプを含む周波数シンセサイザの一部の構成に相当する。本実施形態のチャージポンプ１００ａは、図１に示す構成に加えて、セレクタ１４０１、参照信号発生回路１４０２、及び、周波数判定回路１４０４を備える。周波数シンセサイザは、まずオープンループで電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数の粗調整を行い、粗調整後に、クローズドループで電圧制御発振器１４０３の出力信号の微調整を行う。
【００６６】
参照信号発生回路１４０２は、所定の参照電圧を発生する。セレクタ１４０１は、入力電圧切替回路に相当する。セレクタ１４０１は、参照信号発生回路１４０２が生成する参照電圧１４５１、又は、チャージポンプの出力端子１５７から出力される電圧を、出力端子１４５２から、チャージポンプの後段の電圧制御発振器１４０３に出力する。周波数判定回路１４０４は、モードＨとモードＬの切り替えを行う切り替え手段に相当する。周波数判定回路１４０４は、電圧制御発振器１４０３の出力信号１４５３の周波数と、所定の周波数とを比較し、出力端子１４５４から比較結果を出力する。周波数判定回路１４０４は、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数と基準周波数との大小関係（高低）に応じて、モードＨとモードＬとの切替えを行う。
【００６７】
図１５（ａ）及び（ｂ）は、参照電圧発生回路１４０２とセレクタ１４０１部分の具体的な回路例を示している。参照電圧発生回路１４０２は、ダイオード接続されたＭＯＳトランジスタを２段積みした構成である。参照電圧発生回路１４０２は、参照電圧として、電源電圧の半分の電圧を生成する。セクレタ１４０１は、参照電圧発生回路１４０２と電源との間、及び、参照電圧発生回路１４０２の出力と電圧制御発振器１４０３の入力端子との間の接続を制御する。なお、図１５では、チャージポンプ１００ａの電流源部分を、等価回路１５０１で示している。
【００６８】
図１５（ａ）は、クローズドループで周波数シンセサイザを動作させるときの状態を示している。クローズドループで使用する場合、チャージポンプ１５０１の電流源（図１４の電流源１０１、１０２）は、所定の電流値に制御されると共に、セレクタ１４０１が、オフに設定される。セレクタ１４０１がオフすることで、参照電圧発生回路１４０２の出力端子は電圧制御発振器１４０３の入力端子から切り離され、電圧制御発振器１４０３（図１４）への入力電圧は、チャージポンプ１５０１の電流で決まる。このとき、セレクタ１４０４が、参照電圧発生回路１４０２への電源供給も停止することで、参照電圧発生回路で不要に電流が消費されることを防ぐことができる。
【００６９】
図１５（ｂ）は、オープンループで周波数シンセサイザを動作させるときの状態を示している。オープンループ動作時、チャージポンプ１５０１の電流は０に設定し、チャージポンプ１５０１の出力電圧が電圧制御発振器１４０３に入力されないようにする。また、オープンループ動作時は、セレクタ１４０１をオンにする。セレクタ１４０１がオンすることで、参照電圧発生回路１４０２は参照電圧生成を行い、生成した参照電圧を電圧制御発振器１４０３に入力する。電圧制御発振器１４０３は、参照電圧に応じた周期（周波数）の出力信号を出力する。
【００７０】
図１６は、電圧制御発振器１４０３の具体的な回路例を示している。この電圧制御発振器１４０３は、容量を調整することで、発振周波数が制御される。電圧制御発振器１４０３は、周波数粗調整部１６０１と周波数微調整部１６０２とを有する。周波数粗調整部１６０１の入力端子には、１ビット以上の２進数で表される粗調整コードが入力される。図１６では、粗調整コードを２ビットとしている。周波数粗調整部１６０１は、粗調整コードに応じて、容量を変化させる。周波数微調整部１６０２の入力端子は、セレクタ１４０１（図１４）の出力に接続される。周波数微調整部１６０２は、セレクタ１４０１から入力する電圧に応じて容量を変化させる。
【００７１】
図１７は、周波数判定回路１４０４の具体的な回路例を示している。周波数判定回路１４０４は、カウンタ１７０１、１７０２と、コンパレータ１７０３とを有する。カウンタ１７０２は、タイミング生成用のカウンタである。カウンタ１７０２の入力端子１７５１には、例えば水晶発振器が出力する所定周期の周期信号が入力される。カウンタ１７０２は、周期信号をカウントする。カウンタ１７０２は、周期信号のカウント数が所定の値になると、タイミング信号１７５２を出力する。カウンタ１７０２がカウントする周期信号は一定周期の信号なので、カウンタ１７０２は、一定時間ごとに、タイミング信号１７５２をカウンタ１７０１に入力する。
【００７２】
カウンタ１７０１の入力端子には、電圧制御発振器１４０３の出力１４５３が入力される。カウンタ１７０１は、電圧制御発振器１４０３の出力信号をカウントする。カウンタ１７０１は、タイミング信号１７５２が入力されるごとに、カウント値をリセットする。カウンタ１７０１は、タイミング信号１７５２が入力されてから、次のタイミング信号１７５２が入力されるまでのカウント値を、コンパレータ１７０３に出力する。
【００７３】
コンパレータ１７０３は、カウンタ１７０１から入力するカウント値と、入力端子１７５３から入力する基準カウント値とを比較する。基準カウント値は、周波数シンセサイザが所望の周波数に制御された状態で電圧制御発振器１４０３の出力信号をカウンタ１７０１でカウントしたときのカウント値に対応した値である。コンパレータ１７０３は、比較結果を、出力端子１４５４から出力する。
【００７４】
図１８に、周波数シンセサイザを示す。周波数シンセサイザは、位相比較器１８０１、チャージポンプ１８０２、ローパスフィルタ１８０３、電圧制御発振器１８０４、及び、分周器１８０５を有する。位相比較器１８０１は、基準信号（ＲＥＦ）と分周器１８０５の出力との位相誤差を検出し、チャージポンプ１８０２に位相誤差信号を出力する。チャージポンプ１８０２には、図１４のチャージポンプ１００ａを用いることができる。チャージポンプ１８０２は、位相誤差信号に基づいて、出力電圧を制御する。
【００７５】
電圧制御発振器１８０４は、図１４の電圧制御発振器１４０３に相当する。電圧制御発振器１８０４は、ローパスフィルタ１８０３を介してチャージポンプ出力を入力し、入力電圧に応じた周期の出力信号を出力する。分周器１８０５は、電圧制御発振器１８０４の出力信号を所定の分周比で分周し、分周信号を位相比較器にループバックする。なお、図１４では、電圧制御発振器１４０３の出力信号を周波数判定器１４０４に入力しているが、電圧制御発振器１４０３の出力信号を分周器１８０５で分周した信号を周波数判定器１４０４に入力してもよい。また、電圧制御発振器１８０４の出力信号の周波数と基準信号の周波数とが等しい場合などは、分周器１８０５を省いてもよい。
【００７６】
図１９は、周波数シンセサイザを動作させる際の動作手順を示している。はじめ、セレクタ１４０１は参照信号発生回路１４０２側を選択する。チャージポンプを構成する電流源１０１及び１０２の電流値は０にしておく。参照信号発生回路１４０２は、参照電圧を電圧制御発振器１４０３に出力する（ステップＢ１）。参照電圧は、例えば、電源電圧の１／２とする。電圧制御発振器１４０３は、参照電圧に応じた周期で発振する。
【００７７】
図示しない周波数粗調整手段は、電圧制御発振器１４０３の周波数粗調整部１６０１に、粗調整コードを入力する（ステップＢ２）。粗調整コードが入力されることで、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数が変化する。周波数判定回路１４０４は、電圧制御発振器１４０３の出力信号をカウントし、出力信号周波数（ｆＶＣＯ）と基準周波数（ｆ０）とを比較する（ステップＢ３）。周波数粗調整手段は、出力信号周波数と基準周波数との差が最小になったか否かを判断する（ステップＢ４）。周波数差が最小になっていないときは、粗調整コードを変更し（ステップＢ５）、ステップＢ３に戻る。ステップＢ３〜Ｂ５を実行することで、電圧制御発振器１４０３に参照電圧が入力されるときの出力信号周波数が、基準周波数に近づくように粗調整される。
【００７８】
粗調整後、周波数判定回路１４０４は、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数と基準周波数とを比較し、出力信号周波数ｆＶＣＯが基準周波数ｆ０よりも大きいか否かを判断する（ステップＢ６）。周波数判定回路１４０４は、出力信号周波数ｆＶＣＯが基準周波数ｆ０よりも高いときは、電流調整回路１０８をモードＬに設定する（ステップＢ７）。周波数判定回路１４０４は、出力信号周波数ｆＶＣＯが基準周波数ｆ０よりも低いときは、電流調整回路１０８にモードＨを設定する（ステップＢ８）。
【００７９】
モード設定後、セレクタ１４０１は、チャージポンプの出力電圧を電圧制御発振器１４０３に入力し、周波数シンセサイザは、クローズドループで周波数同期動作を行う（ステップＢ９）。電圧制御発振器１４０３の周波数微調整部１６０２の入力端子し、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが供給されることで、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数ｆＶＣＯは、所望の周波数ｆ０になるように制御される。
【００８０】
図２０は、電圧制御発振器１４０３の入力電圧と出力信号周波数ｆＶＣＯとの関係を示している。出力信号周波数ｆＶＣＯは、入力電圧に対して単調に増加するものとする。電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数ｆＶＣＯ、ステップＢ１〜Ｂ５までの周波数粗調整で、入力電圧が参照電圧（例えばＶＤＤ／２）のときに、所望の周波数ｆ０に近い周波数となるように調整される。
【００８１】
出力信号周波数ｆＶＣＯが所望の周波数ｆ０よりも高い場合、出力信号周波数ｆＶＣＯが所望の周波数ｆ０に等しくなるときのチャージポンプ１００ａ（図１４）の出力電圧は、参照電圧よりも低い電圧となる。これは、第１実施形態で、電圧収束時のチャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも低い場合に相当する。このような場合は、チャージポンプをモードＬで動作させることで、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬの変化に対する電流源１０１、１０２の電流変動を抑制した状態で、チャージポンプを動作させることができる。
【００８２】
また、出力信号周波数ｆＶＣＯが所望の周波数ｆ０よりも低い場合、出力信号周波数ｆＶＣＯが所望の周波数ｆ０に等しくなるときのチャージポンプ１００ａの出力電圧は、参照電圧よりも高い電圧となる。これは、第１実施形態で、電圧収束時のチャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも高い場合に相当する。このような場合は、チャージポンプをモードＨで動作させることで、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬの変化に対する電流源１０１、１０２の電流変動を抑制した状態で、チャージポンプを動作させることができる。
【００８３】
なお、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数ｆＶＣＯの入力電圧特性が図２０とは逆の特性、つまり、出力信号周波数ｆＶＣＯが入力電圧の増加に対して単調に減少していく特性の場合は、上記とは逆の動作となる。すなわち、出力信号周波数ｆＶＣＯが基準周波数ｆ０がよりも高いときはモードＨに設定し、低いときはモードＬに設定すればよい。そのようにすることで、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬのへ変化に対する電流源１０１、１０２の変動を抑制した状態で、チャージポンプを動作させることができる。
【００８４】
本実施形態では、参照電圧を電圧制御発振器１４０３に入力した状態で出力信号周波数の粗調整を行い、出力信号周波数を、所望の周波数（基準周波数）に近付ける。周波数判定回路１４０４は、出力信号周波数の粗調整後、参照電圧入力時の電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数が、基準周波数よりも高いか低いかに応じて、動作モードを、モードＨ又はモードＬに設定する。
【００８５】
電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数の電圧特性が入力電圧の増加に対して単調増加すると仮定すれば、出力信号周波数が基準周波数よりも高いとき、所望の出力信号周波数が得られるときのチャージポンプ出力電圧は、参照電圧よりも低くなる。逆に、出力信号周波数が基準周波数よりも低いとき、所望の出力信号周波数が得られるときのチャージポンプ出力電圧は、参照電圧よりも高くなる。従って、周波数の大小関係に応じてモードＨとモードＬとを切り替えて使用することで、第１実施形態と同様に、広い電圧範囲で、電流量の変動が少ないチャージポンプを提供できる。また、チャージポンプを電流変動が少ない状態で使用することで、周波数シンセサイザにて、ループ特性を安定させることができ、位相雑音或いはジッタ特性の劣化を抑制できる。
【００８６】
本実施形態では、周波数判定回路１４０４を用いて、所望の出力信号周波数が得られるときのチャージポンプ出力電圧が、参照電圧（基準電圧）よりも高くなるか、低くなるかを判断している。周波数判定回路１４０４は、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数の粗調整で用いられる。本実施形態では、その周波数判定回路１４０４を用いてモードＨとモードＬとの切替えを行う。つまり、周波数判定回路１４０４を、出力信号周波数の粗調整とモード切り替えとで共用する。本実施形態では、別途、チャージポンプ出力電圧と基準電圧とを比較する判定回路１０５（図１）を設ける必要がないという利点がある。
【００８７】
本発明の第４実施形態について説明する。本発明の第４実施形態のチャージポンプの構成は、図１４に示す第３実施形態の構成と同様である。本実施形態では、第２実施形態と同様に、適応バイアス回路が、電源スイッチ１２０１、１２０２（図１２）を有する。その他の点は、第３実施形態と同様である。適応バイアス発生回路は、図１９のステップＢ７でモードＬに設定すると、スイッチ１２０１をオフにし、オペアンプ１１０１への電源供給を停止する。また、適応バイアス発生回路は、図１９のステップＢ８でモードＨに設定すると、スイッチ１２０２をオフにし、オペアンプ１１０２への電源供給を停止する。このように制御することで、不要な電力消費を抑えることができる。
【００８８】
なお、電流源１０１、１０２が、並列に接続された複数の電流経路を持ち、複数の電流経路のうちの何れを用いるかを、バイナリコードで決定する構成としてもよい。図２１は、複数の電流経路を持つ電流源を示している。ベースとなる構成は、図１０に示す構成である。図２１では、×１、×２、×４の３つの電流経路を設けている。トランジスタ２０１ａ〜２０１ｃは、図１０のトランジスタ２０１に対応する。トランジスタ２０２ａ〜２０２ｃは、トランジスタ２０２に対応する。トランジスタ２０３ａ及び２０３ｂは、スイッチ２０３に対応する。トランジスタ２０４ａ及び２０４ｂは、スイッチ２０４に対応する。図２１では、スイッチがオンしたときのチャージシェアを防止するために、相補動作する疑似スイッチと、ユニティゲインバッファ２１０７とを用いている。
【００８９】
トランジスタ２０１ａ〜２０１ｃは、サイズが異なる。トランジスタ２０１ｂは、同じゲート電圧で、トランジスタ２０１ａの２倍の電流が流れるサイズである。トランジスタ２０１ｃは、同じゲート電圧で、トランジスタ２０１ａの４倍の電流が流れるサイズである。トランジスタ２０２ａ〜２０２ｃは、サイズが異なる。トランジスタ２０２ｂは、同じゲート電圧で、トランジスタ２０２ａの２倍の電流が流れるサイズである。トランジスタ２０２ｃは、同じゲート電圧で、トランジスタ２０２ａの４倍の電流が流れるサイズである。
【００９０】
スイッチ２１０１〜２１０３は、トランジスタ２０１ａ〜２０１ｃの使用／不使用を制御するスイッチである。スイッチ２１０４〜スイッチ２１０６は、トランジスタ２０２ａ〜２０２ｃの使用／不使用を制御するスイッチである。スイッチ２１０１〜２１０３及びスイッチ２１０４〜２１０６は、３ビットのバイナリコードで制御される。バイナリコードは、“１”が使用に対応し、“０”が不使用に対応する。例えば、バイナリコードが“０１１”であれば、スイッチ２１０３及び２１０６がオフになり、その他のスイッチはオンになる。この場合、電流源の電流は、×３となる。バイナリコードを“０００”〜“１１１”まで変化させることで、電流源の電流を、×０〜×７までの８通りに制御できる。×０は、チャージポンプ停止状態を意味する。
【００９１】
図２２は、図２１に示す電流源に使用する適応バイアス発生回路及びスイッチ部分を示している。ベースとなる構成は、図１２に示す適応バイアス発生回路１０３ｂである。トランジスタ３０１ａ〜３０１ｃは、図２１のトランジスタ２０１ａ〜２０１ｃを模擬した部分であり、トランジスタ３０２ａ〜３０２ｃは、トランジスタ２０２ａ〜２０２ｃを模擬した部分である。また、スイッチ２２０１〜２２０３は、図２１のスイッチ２１０１〜２１０３を模擬した部分であり、スイッチ２２０４〜２２０６は、スイッチ２１０４〜２１０６を模擬した部分である。
【００９２】
スイッチ２２０１〜２２０６は、適応バイアス発生回路と同じバイナリコードで制御される。従って、適応バイアス発生回路内の模擬電流源を流れる電流は、電流源と同様に、×０〜×７までの８通りに制御される。その他の動作は、図１２に示す適応バイアス発生回路１０３ｂと同様である。すなわち、適応バイアス発生回路は、オペアンプ１１０１からスイッチ２２０１〜２２０３を介してトランジスタ３０１ａ〜３０1ｃのゲートに供給する電圧を、電流源１０１に供給すべき適応バイアス信号として生成する。また、適応バイアス発生回路は、オペアンプ１１０２からスイッチ２２０４〜２２０６を介してトランジスタ３０２ａ〜３０２ｃのゲートに供給する電圧を、電流源１０２に供給すべき適応バイアス信号として生成する。
【００９３】
図１４では、周波数判定回路１４０４を用いて粗調整を行ったが、粗調整を行わずに、チャージポンプ出力電圧と基準電圧との大小関係を、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数で判断し、モードＨとモードＬとの切替えを行ってもよい。例えば、コンパレータ１７０３（図１７）で比較する基準カウント値を、電圧制御発振器に基準電圧（ＶＤＤ／２）が入力されているときの出力信号周波数（基準周波数）に対応したカウント値に設定しておく。周波数同期動作を開始した後に、周波数判定回路１４０４で、基準カウント値と、電圧制御発振器の出力信号周波数のカウント値とを比較する。出力信号周波数が基準カウント値よりも高ければ、チャージポンプの出力電圧が基準電圧よりも高いと判断できる（電圧制御発振器の出力周波数特性が単調増加の場合）。
【００９４】
図１８では、チャージポンプ１８０２は、図１４に示すチャージポンプ１００ａであるとして説明したが、チャージポンプ１８０２は、第３実施形態のチャージポンプ１００ａには限定されない。チャージポンプ１８０２は、第１実施形態のチャージポンプ（図１）でも、第２実施形態のチャージポンプでも、第４実施形態のチャージポンプでもよい。
【００９５】
上記各実施形態では、基準電圧及び参照電圧を電源電圧の半分としたが、これには限定されない。基準電圧は、固定バイアス信号を供給する電流源が飽和領域で動作する電圧範囲内の任意の電圧とすることができる。また、基準電圧にヒステリシスを持たせてもよい。つまり、モードＨとモードＬとの切替えを同一の基準電圧を境に行うのではなく、モードＨからモードＬへの切替えの際の基準電圧と、モードＬからモードＨへの切替えの際の基準電圧とを、異なる電圧にしてもよい。例えば、モードＨで動作しているとき、チャージポンプ出力電圧がＶＤＤ／２よりもΔＶ（ΔＶ＞０）低い電圧になったときに、モードＨからモードＬへの切替えを行う。また、モードＬで動作しているときは、チャージポンプ出力電圧がＶＤＤ／２よりもΔＶ高い電圧になったときに、モードＬからモードＨへの切替えを行う。ヒステリシスを持たせない場合、チャージポンプ出力電圧がＶＤＤ／２の近傍で変化すると、モード切替えが頻発することも考えられる。基準電圧にヒステリシスを持たせることで、ハンチング防止の効果がある。
【００９６】
以上、本発明をその好適な実施形態に基づいて説明したが、本発明のチャージポンプ、周波数シンセサイザ、及び、それらの制御方法は、上記実施形態にのみ限定されるものではなく、上記実施形態の構成から種々の修正及び変更を施したものも、本発明の範囲に含まれる。
【００９７】
最後に、本発明の最小構成について説明する。本発明のチャージポンプは、最小構成として、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、出力端子から電流を引き抜く第２の電流源と、第１及び第２の電流源の電流を制御する電流調整回路であって、第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第１の電流源を第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第２の電流源を第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを切り替え可能な電流調整回路と、出力端子の電圧に応じて、第１のモードと第２のモードとを切り替える切替回路とを備える。
【００９８】
本発明の周波数シンセサイザは、最小構成として、本発明のチャージポンプと、チャージポンプの出力端子の電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器と、電圧制御発振器の出力信号と基準信号との位相差を検出し、検出した位相差に応じた位相差信号をチャージポンプに出力する位相比較器とを有する。
【００９９】
本発明のチャージポンプの制御方法の最小構成は、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有するチャージポンプにて、第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第１の電流源を第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第２の電流源を第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを、出力端子の電圧に応じて切り替えるという構成である。
【０１００】
本発明のチャージポンプ、周波数シンセサイザ、及び、チャージポンプの制御方法では、チャージポンプの出力電圧に応じて、チャージポンプの動作モードを、第１モード又は第２のモードに切り替える。チャージポンプの動作モードを、所定電流が流れるように制御する側の電流源が飽和領域で動作するように切り替えることで、その電流源を流れる電流の、出力端子の電圧の変化に対する変動を抑えることができる。電流源の他方は、所定電流が流れるように制御する電流源の電流とバランスするように制御されるので、他方の電流源についても、その電流源の電流の、出力電圧の変化に対する変動を抑えることができる。つまり、本発明では、チャージポンプの出力電圧の変化に対して、第１及び第２の電流源の電流値の変化を抑制することができる。
【０１０１】
本発明の第１の周波数シンセサイザの制御方法の最小構成は、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第１の電流源を第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第２の電流源を第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを、出力端子の電圧に応じて切り替え、周波数同期動作を行うという構成である。
【０１０２】
本発明の第１の周波数シンセサイザの制御方法では、チャージポンプの出力電圧に応じて、チャージポンプの動作モードを、第１モード又は第２のモードに切り替え、周波数同期動作を行う。チャージポンプの動作モードを、所定電流が流れるように制御する側の電流源が飽和領域で動作するように切り替えることで、その電流源を流れる電流の、出力端子の電圧の変化に対する変動を抑えることができる。電流源の他方は、所定電流が流れるように制御する電流源の電流とバランスするように制御されるので、他方の電流源についても、その電流源の電流の、出力電圧の変化に対する変動を抑えることができる。つまり、本発明では、チャージポンプの出力電圧の変化に対して、第１及び第２の電流源の電流値の変化を抑制することができる。その結果として、周波数シンセサイザのループ特性を安定させることができ、位相雑音或いはジッタ特性の劣化を抑制できる。
【０１０３】
本発明の第２の周波数シンセサイザの制御方法の最小構成は、入力電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器に所定の参照電圧を入力した状態で、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数が所望の周波数に近づくように前記電圧制御発振器の粗調整を行い、前記粗調整後、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数と所定の基準周波数とを比較し、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを前記比較結果に基づいて決定し、前記電圧制御発振器に前記チャージポンプの出力端子の電圧に応じた電圧を入力して周波数同期動作を行うという構成である。
【０１０４】
本発明の第２の周波数シンセサイザの制御方法では、クローズループで周波数シンセサイザを動作させる前に、所定の参照電圧を電圧制御発振器に入力し、出力信号周波数の粗調整を行っておく。次いで、粗調整で調整した周波数と所望の周波数とを比較する。周波数を比較することで、粗調整後にクローズドループで周波数同期動作を行ったときに、チャージポンプの出力電圧が、参照電圧よりも高い電圧となるか、低い電圧となるかがわかる。それに応じて、チャージポンプの動作モードを決定し、所定の電流となるように制御する側の電流源が飽和領域で動作するようにすることで、チャージポンプの出力電圧の変化に対して、第１及び第２の電流源の電流値の変化を抑制することができる。また、その結果として、周波数シンセサイザのループ特性を安定させることができ、位相雑音或いはジッタ特性の劣化を抑制できる。
【符号の説明】
【０１０５】
１００：チャージポンプ
１０１、１０２：電流源
１０３：適応バイアス発生回路
１０４：固定バイアス発生回路
１０５：判定回路
１０６、１０７：セクレタ
１０８：電流調整回路
２０１、２０２：トランジスタ
２０３、２０４：スイッチ
３０１、３０２：トランジスタ
３０３、３０４：スイッチ
３０５：オペアンプ
４０１、４０２、４０５：トランジスタ
４０３、４０４：スイッチ
４０６：抵抗
１１０１、１１０２：オペアンプ
１２０１、１２０２：スイッチ
１４０１：セレクタ
１４０２：参照信号発生回路
１４０３：電圧制御発振器
１４０４：周波数判定回路
１６０１：周波数粗調整部
１６０２：周波数微調整部
１７０１、１７０２：カウンタ
１７０３：コンパレータ
１８０１：位相比較器
１８０２：チャージポンプ
１８０３：ローパスフィルタ
１８０４：電圧制御発振器
１８０５：分周器
２１０１〜２１０６：スイッチ
２１０７：ユニティゲインバッファ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、チャージポンプ及びその制御方法に関し、更に詳しくは、注ぎ込み側の電流源と引き抜き側の電流源とを含むチャージポンプ及びその制御方法に関する。また、本発明は、そのようなチャージポンプを含む周波数シンセサイザ及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数シンセサイザなどに用いられるチャージポンプがある。周波数シンセサイザでは、チャージポンプは、位相比較器の後段に設けられる。チャージポンプは、位相比較器が出力する位相差情報を有する入力パルスを、電荷へ変換する。チャージポンプは、例えば、特許文献１や特許文献２に記載されている。周波数シンセサイザでは、チャージポンプで変換された電荷をフィルタなどで電圧へ変換し、この電圧を、電圧制御発振器の制御電圧として用いる。周波数シンセサイザの出力位相は、電圧制御発振器の制御電圧に従って調整される。
【０００３】
一般に、チャージポンプは、出力端子に電荷を注入する注ぎ込み側の電流源と、出力端子から電荷を引き抜く引き抜き側の電流源とを有する。チャージポンプでは、注ぎ込み側の電流源の電流と、引き抜き側の電流源の電流とが一致していることが好ましい。しかし、実際には、両電流源の電流を完全に一致させることは困難である。そこで、両電流源の電流を一致させるために、電流調整手段を用いる。特許文献１では、電流調整手段を用いて引き抜き側の電流源の電流を調整し、注ぎ込み側の電流源の電流と一致させている。
【０００４】
図２３に、特許文献１に記載のチャージポンプを示す。チャージポンプは、注ぎ込み側（吐き出し側）の電流源５１１、引き抜き側（吸い込み側）の電流源５１２、スイッチ５０１〜５０４、及び、電流調整手段５１３を有する。電流源５１１と電流源５１２は、それぞれ、スイッチ５０３及び５０４を介して出力端子ＯＵＴに接続されている。スイッチ５０３及び５０４は、位相差情報を有するパルスに基づいてオン／オフする。電流源５１１は、スイッチ５０３がオンのとき、出力端子ＯＵＴに向けて電流（電荷）を流す。一方、電流源５１２は、スイッチ５０４がオンのとき、出力端子ＯＵＴから電荷を引き抜く。
【０００５】
電流源５１１の電流は、一定である。これに対し、電流源５１２の電流は、可変に制御可能である。電流調整手段５１３は、電流源５１２を構成するトランジスタのゲート電圧を変化させ、電流源５１２の電流を制御する。特許文献１では、チャージポンプ出力を含まない別途の経路を設けている。電流調整手段５１３は、スイッチ５０１、５０２間の電圧に応じて電流源５１２を制御し、引き抜き電流を調整する。注ぎ込み側と引き抜き側との電流量を一致させることで、周波数シンセサイザで発生するスプリアス電力を低減できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−１０１０４３号公報
【特許文献２】特開２００１−２７４６８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１では、電流源５１１の電流と電流源５１２の電流とを一致させることはできるものの、その電流値を、チャージポンプの出力電圧の変動に対して一定に保つことはできないという問題がある。すなわち、電流源に用いられるＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタは、ソース・ドレイン間電圧に依存して流れる電流が変化する。特に、ソース・ドレイン間電圧が低く、トランジスタが飽和領域ではなく線形領域で動作する電圧範囲では、電流源の電流が、出力電圧の変動に依存して大きく変化する。電流源の電流の変動は、周波数シンセサイザのループ特性を変動させ、しばしば位相雑音或いはジッタ特性の劣化を招く。
【０００８】
一方で、電流源の電流を一定に維持しようとすると、利用できるチャージポンプの出力電圧の範囲が制限されることになる。その結果、後段に用いられる電圧制御発振器の入力電圧範囲が制限され、電圧制御発振器の可変周波数範囲を有効に利用することができなくなる。とくに、ＣＭＯＳ（Complementary MOS）プロセスの微細化に伴い、電源電圧は低く設定されてきているため、今後、この問題はより重大になってくる。
【０００９】
本発明は、出力電圧が変化したときでも、電流値の変化を抑制できるチャージポンプ、周波数シンセサイザ、及び、それらの制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明は、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源と、前記第１及び第２の電流源の電流を制御する電流調整回路であって、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを切り替え可能な電流調整回路と、前記出力端子の電圧に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとを切り替える切替回路とを備えるチャージポンプを提供する。
【００１１】
本発明は、本発明のチャージポンプと、前記チャージポンプの出力端子の電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力信号と基準信号との位相差を検出し、該検出した位相差に応じた位相差信号を前記チャージポンプに出力する位相比較器とを有する周波数シンセサイザを提供する。
【００１２】
本発明は、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有するチャージポンプにて、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを、前記出力端子の電圧に応じて切り替えるチャージポンプの制御方法を提供する。
【００１３】
本発明は、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを、前記出力端子の電圧に応じて切り替え、周波数同期動作を行う周波数シンセサイザの制御方法を提供する。
【００１４】
本発明は、入力電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器に所定の参照電圧を入力した状態で、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数が所望の周波数に近づくように前記電圧制御発振器の粗調整を行い、前記粗調整後、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数と所定の基準周波数とを比較し、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを前記比較結果に基づいて決定し、
前記電圧制御発振器に前記チャージポンプの出力端子の電圧に応じた電圧を入力して周波数同期動作を行う周波数シンセサイザの制御方法を提供する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明のチャージポンプ、周波数シンセサイザ、及び、その制御方法は、出力電圧が変化したときでも、電流値の変化を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１実施形態のチャージポンプを示すブロック図。
【図２】電流源を示す回路図。
【図３】適応バイアス発生回路とセクレタ部分を示す回路図。
【図４】固定バイアス発生回路を示す回路図。
【図５】（ａ）及び（ｂ）は、モードを固定した際の出力電圧と電流源の電流との関係を示すグラフ。
【図６】第１実施形態のチャージポンプにおける出力電圧と電流源の電流との関係を示すグラフ。
【図７】第１実施形態の動作手順を示すフローチャート。
【図８】（ａ）及び（ｂ）は、シミュレーション結果を示すグラフ。
【図９】電流源の第１の変形例を示す回路図。
【図１０】電流源の第２の変形例を示す回路図。
【図１１】適応バイアス発生回路とセクレタ部分の変形例を示す回路図。
【図１２】本発明の第２実施形態のチャージポンプにおける適応バイアス発生回路とスイッチ部分を示す回路。
【図１３】（ａ）は、出力電流と電流源の電流との関係を示すグラフ、（ｂ）は、電源の状態を示す図。
【図１４】本発明の第３実施形態のチャージポンプを示すブロック図。
【図１５】（ａ）及び（ｂ）は、参照電圧発生回路及びセレクタ部分を示す回路図。
【図１６】電圧制御発振器を示す回路図。
【図１７】周波数判定回路を示すブロック図。
【図１８】周波数シンセサイザを示すブロック図。
【図１９】第３実施形態における動作手順を示すフローチャート。
【図２０】電圧制御発振器の出力信号周波数と入力電圧との関係を示すグラフ。
【図２１】複数の電流経路を持つ電流源を示す回路図。
【図２２】図２１の電流源に使用する適応バイアス発生回路及びスイッチ部分を示す回路図。
【図２３】特許文献１に記載のチャージポンプを示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明の第１実施形態のチャージポンプを示している。チャージポンプ１００は、電流源１０１、１０２、適応バイアス発生回路１０３、固定バイアス発生回路１０４、判定回路１０５、及び、セレクタ１０６、１０７を有する。電流源（第１の電流源）１０１は、出力端子１５７に向けて電流を流す注ぎ込み側の電流源である。電流源（第２の電流源）１０２は、出力端子１５７から電流を引き抜く引き抜き側の電流源である。電流源１０１及び１０２は、それぞれ内部にスイッチを有する。電流源１０１内のスイッチは、端子１５１から入力される信号に基づいてオン／オフが制御される。電流源１０２内のスイッチは、端子１５２から入力される信号に基づいてオン／オフが制御される。
【００１８】
適応バイアス発生回路１０３、固定バイアス発生回路１０４、及び、セレクタ１０６、１０７は、電流調整回路１０８を構成する。電流調整回路１０８は、電流源１０１及び１０２の電流を制御する。電流調整回路１０８は、２つのモード（第１のモードと第２のモード）を切替え可能である。第１のモード（モードＨ）は、引き抜き側の電流源１０２を所定電流に制御しつつ、注ぎ込み側の電流源１０１の電流を、引き抜き側の電流源１０２の電流とバランスさせるように制御するモードである。第２のモード（モードＬ）は、注ぎ込み側の電流源１０１を所定電流に制御しつつ、引き抜き側の電流源１０２の電流を、注ぎ込み側の電流源１０１の電流とバランスさせるように制御するモードである。
【００１９】
固定バイアス発生回路１０４は、電流源１０１及び電流源１０２に所定の電流が流れるように制御するバイアス信号（固定バイアス信号）を生成する。適応バイアス発生回路１０３は、電流源１０１及び１０２の一方に固定バイアス信号が供給されるときに、他方の電流源の電流を、固定バイアス信号が供給される電流源の電流とバランスするように制御する適応バイアス信号を生成する。適応バイアス発生回路１０３は、出力端子１５７に接続されており、出力端子１５７から出力される電圧（チャージポンプの出力電圧）に応じて、注ぎ込み側と引き抜き側とで電流のバランスを維持するような適応バイアス信号を発生する。
【００２０】
セレクタ１０６及び１０７は、２入力１出力のセレクタである。セレクタ１０６の入力端子は、適応バイアス発生回路１０３の出力（適応バイアス信号）１５５及び固定バイアス発生回路１０４の出力（固定バイアス信号）１５６に接続される。セレクタ１０６は、入力された適応バイアス信号又は固定バイアス信号の何れかを選択し、出力する。セレクタ１０６の出力端子１５３は、電流源１０１のバイアス端子に接続される。言い換えれば、セレクタ１０６は、適応バイアス信号又は固定バイアス信号の何れかを、電流源１０１のバイアス端子に入力する。
【００２１】
セレクタ１０７の入力端子は、適応バイアス発生回路１０３の出力１５５及び固定バイアス発生回路１０４の出力１５６に接続される。セレクタ１０７は、適応バイアス信号又は固定バイアス信号の何れかを選択し、出力する。セレクタ１０７の出力端子１５４は、電流源１０２のバイアス端子に接続されている。言い換えれば、セレクタ１０７は、適応バイアス信号又は固定バイアス信号の何れかを、電流源１０２のバイアス端子に入力する。
【００２２】
ここで、セレクタ１０６及び１０７は、相補動作を行う。すなわち、セレクタ１０６が適応バイアス発生回路１０３の出力１５５側の信号（適応バイアス信号）を選択するとき、セレクタ１０７は、固定バイアス発生回路１０４の出力１５６側の信号（固定バイアス信号）信号を選択する。また、セレクタ１０６が固定バイアス信号を選択するとき、セレクタ１０７は適応バイアス信号を選択する。セレクタ１０６及び１０７が相補動作を行うことで、電流源１０１と電流源１０２の何れか一方に適応バイアス信号が供給され、他方には固定バイアス信号が供給される。
【００２３】
判定回路１０５は、出力端子１５７の電圧に応じて、電流調整回路１０８の動作モードを切り替える切替回路に相当する。判定回路１０５は、出力電圧と、所定の基準電圧とを比較し、比較結果を出力する。判定回路１０５の出力１５８は、セレクタ１０６及び１０７の制御端子に接続されている。セレクタ１０６及び１０７は、制御端子に入力される信号に応じて、適応バイアス信号又は固定バイアス信号を選択する。セレクタ１０６及び１０７の選択が切り替わることで、モードＨとモードＬとが切り替わる。すなわち、判定回路１０５は、出力端子１５７の電圧と基準電圧との大小関係に応じて、モードＨとモードＬとの切替えを行う。
【００２４】
図２は、電流源の具体的な回路例を示している。電流源１０１は、トランジスタ２０１とスイッチ２０３とを有する。トランジスタ２０１は、ｐ型のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタである。トランジスタ２０１のソース電位は、ＶＤＤ電位に設定される。トランジスタ２０１のゲートは、セレクタ１０６（図１）の出力端子（バイアス端子）１５３に接続されており、トランジスタ２０１を流れる電流は、バイアス端子１５３から入力されるバイアス信号で制御される。スイッチ２０３は、トランジスタ２０１と出力端子１５７との間に挿入されている。スイッチ２０３は、入力端子１５１に入力される信号に応じて、オン／オフが制御される。
【００２５】
電流源１０２は、トランジスタ２０２とスイッチ２０４とを有する。トランジスタ２０２は、ｎ型のＭＯＳトランジスタである。トランジスタ２０２のソース電位は、ＧＮＤ電位に設定されている。トランジスタ２０２のゲートは、セレクタ１０７（図１）の出力端子（バイアス端子）１５４に接続されており、トランジスタ２０２を流れる電流は、バイアス端子１５４から入力されるバイアス信号で制御される。スイッチ２０４は、トランジスタ２０２と出力端子１５７との間に挿入される。スイッチ２０４は、入力端子１５２に入力される信号に応じて、オン／オフが制御される。
【００２６】
図３は、適応バイアス発生回路１０３とセレクタ１０６、１０７部分の具体的な回路例を示している。適応バイアス発生回路１０３は、トランジスタ３０１、３０２、スイッチ３０３、３０４、及び、オペアンプ３０５を有する。トランジスタ３０１、３０２、スイッチ３０３、３０４は、電流源１０１、１０２（図２）を模擬した部分である。トランジスタ３０１及び３０２は、それぞれ図２のトランジスタ２０１及び２０２に対応する。また、スイッチ３０３及び３０４は、それぞれ図２のスイッチ２０３及び２０４に対応する。模擬スイッチであるスイッチ３０３及び３０４は、常時オンで使用する。スイッチ３０３とスイッチ３０４の接続ノード３５３は、模擬回路の出力端子（模擬チャージポンプの出力端子）に相当する。
【００２７】
オペアンプ３０５は、レールトゥーレールアンプ（Rail-to-Rail）で構成される。オペアンプ３０５には、チャージポンプの出力端子１５７の電圧と、模擬チャージポンプの出力端子に相当する接続ノード３５３の電圧とが入力される。
【００２８】
セレクタ１０６の入力端子の一方（入力端子３５１）には、固定バイアス発生回路１０４（図１）が出力する、電流源１０１を構成するトランジスタ２０１に入力すべき固定バイアス信号が入力される。セレクタ１０６の入力端子の他方は、オペアンプ３０５の出力３５４に接続される。セレクタ１０６が選択する信号（電圧）は、トランジスタ３０１のゲートに供給されると共に、出力端子１５３から出力される。
【００２９】
セレクタ１０７の入力端子の一方（入力端子３５２）には、固定バイアス発生回路１０４が出力する、電流源１０２を構成するトランジスタ２０２に入力すべき固定バイアス信号が入力される。セレクタ１０７の入力端子の他方は、オペアンプ３０５の出力３５４に出力される。セレクタ１０７が選択する信号（電圧）は、トランジスタ３０２のゲートに供給されると共に、出力端子１５４から出力される。
【００３０】
セレクタ１０６とセレクタ１０７とは、相補動作を行う。従って、トランジスタ３０１のゲートに固定バイアス信号が供給されるとき、トランジスタ３０２のゲートにはオペアンプ３０５の出力３５４が供給される。逆に、トランジスタ３０１のゲートにオペアンプ３０５の出力３５４が供給されるとき、トランジスタ３０２のゲートには固定バイアス信号が供給される。オペアンプ３０５の出力３５４は、適応バイアス信号に相当する。
【００３１】
適応バイアス発生回路１０３は、モードＨでは、引き抜き側の電流源の模擬回路に相当するトランジスタ３０２に、セレクタ１０７を介して固定バイアス信号を供給した状態で、オペアンプ３０５の出力３５４を、セレクタ１０６を介して注ぎ込み側の電流源の模擬回路に相当するトランジスタ３０１に供給する。適応バイアス発生回路１０３は、トランジスタ３０１に供給するオペアンプ３０５の出力３５４を、端子１５３から、電流源１０１（図１）に供給すべき適応バイアス信号として出力する。
【００３２】
適応バイアス発生回路１０３は、モードＬでは、注ぎ込み側の電流源の模擬回路に相当するトランジスタ３０１に、セレクタ１０６を介して固定バイアス信号を供給した状態で、オペアンプ３０５の出力３５４を、セレクタ１０７を介して引く抜き側の電流源の模擬回路に相当するトランジスタ３０２に供給する。適応バイアス発生回路１０３は、トランジスタ３０２に供給するオペアンプ３０５の出力３５４を、端子１５４から、電流源１０２に供給すべき適応バイアス信号として出力する。
【００３３】
例えば、セレクタ１０７が固定バイアス信号側を選択しているとする（モードＨ）。セレクタ１０７は、入力端子３５２から入力される固定バイアス信号をトランジスタ３０２に供給する。このとき、セレクタ１０６は、オペアンプ３０５の出力３５４である適応バイアス信号をトランジスタ３０１のゲートに印加する。オペアンプ３０５は、入力電圧差が０になるように動作し、模擬チャージポンプ出力である接続ノード３５３の電圧が、チャージポンプの出力端子１５７の電圧と等しくなるような適応バイアス信号を発生する。このような動作で、適応バイアス発生回路１０３は、トランジスタ３０１を流れる電流と、トランジスタ３０２を流れる電流との釣り合い（バランス）を保つような適応バイアス信号を発生する。この適応バイアス信号を電流源１０１のトランジスタに供給することで、チャージポンプの出力電圧が変動しても、注ぎ込み側と引き抜き側とで電流バランスを維持できる。
【００３４】
図４は、固定バイアス発生回路１０４の具体的な回路例を示している。固定バイアス発生回路１０４は、トランジスタ４０１、４０２、４０５と、スイッチ４０３、４０４と、抵抗４０６とを有する。トランジスタ４０１、４０２とスイッチ４０３、４０４とは、チャージポンプの電流源１０１、１０２（図２）を模擬した部分である。スイッチ４０３、４０４は、常時オンで使用される。スイッチ４０３、４０４は、オン状態のスイッチ２０３、２０４のオン抵抗を疑似するために用いられる。
【００３５】
トランジスタ４０５と抵抗４０６とは、高電位側の電源（ＶＤＤ）と低電位側の電源（ＧＮＤ）との間に直列に接続される。トランジスタ４０５のゲートは、ドレインに接続されている。抵抗４０６の抵抗値は、トランジスタ４０５を流れる電流が所望の電流値となるように選定されている。トランジスタ４０５のゲートは、トランジスタ４０２のゲートに接続されており、トランジスタ４０５を流れる電流は、トランジスタ４０２にミラー化される。また、トランジスタ４０２のゲートは、端子３５２に接続されている。このトランジスタ４０２（４０５）のゲート電圧が、電流源１０２のトランジスタ２０２に供給すべき固定バイアス信号に該当する。
【００３６】
トランジスタ４０１のゲートは、ドレインに接続されている。トランジスタ４０１には、トランジスタ４０２に流れる電流と同じ量の電流が流れる。固定バイアス発生回路１０４は、このときのトランジスタ４０１のゲート電圧を、端子３５１に出力する。トランジスタ４０１のゲート電圧が、電流源１０１のトランジスタ２０１に供給すべき固定バイアス信号に該当する。
【００３７】
図５（ａ）は、引き抜き側の電流源１０２に固定バイアスを供給し、注ぎ込み側の電流源１０１に適応バイアスを供給したときの、出力電圧と２つの電流源の電流との関係を示している。注ぎ込み側の電流源１０１の電流をＩＵＰとし、引き抜き側の電流源１０２の電流をＩＤＮとする。また、チャージポンプの出力電圧はＶＣＴＲＬとする。なお、図５（ａ）のグラフでは、ＩＵＰとＩＤＮとをずらして図示しているが、電流ＩＵＰは、電流ＩＤＮとバランスする（一致する）ように制御されるので、理論上、両者は、グラフ上で重なることになる。
【００３８】
引き抜き側の電流源には、通常、ｎ型のＭＯＳトランジスタが用いられる。このｎＭＯＳトランジスタは、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが高い領域では飽和領域で動作し、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが変化しても、電流ＩＤＮはほぼ一定に保たれる。しかし、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが低い領域では線形領域で動作し、ゲート電圧が一定でも、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが低下すると電流ＩＤＮが大きく変動（減少）する。注ぎ込み側の電流源は、適応バイアス信号を用いて、電流ＩＵＰが、引き抜き側の電流ＩＤＮとバランスするように制御されるので、電流ＩＵＰも同様の傾向となる。つまり、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬの変化に伴って、双方の電流源の電流値が大きく変動する。
【００３９】
図５（ｂ）は、上記とは逆に、注ぎ込み側の電流源１０１に固定バイアスを供給し、引き抜き側の電流源１０２に適応バイアスを供給したときの、出力電圧と２つの電流源の電流との関係を示している。注ぎ込み側の電流源には、通常、ｐ型のＭＯＳトランジスタが用いられる。このｐＭＯＳトランジスタは、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが低い領域では飽和領域で動作し、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが変化しても、電流ＩＵＰはほぼ一定に保たれる。しかし、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが高い領域では線形領域で動作し、ゲート電圧が一定でも、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが上昇すると電流ＩＵＰが大きく変動（減少）する。引き抜き側の電流源は、適応バイアス信号を用いて、電流ＩＤＮが、注ぎ込み側の電流ＩＵＰとバランスするように制御されるので、電流ＩＤＮも同様の傾向となる。つまり、チャージポンプ電圧ＶＴＣＲＬの変化に伴って、双方の電流源の電流値が大きく変動する。
【００４０】
そこで、本実施形態では、所定の基準電圧を境に、引き抜き側の電流源に固定バイアスを供給し、注ぎ込み側の電流源に適応バイアスを供給するモード（モードＨ）と、注ぎ込み側の電流源に固定バイアスを供給し、引き抜き側の電流源に適応バイアスを供給するモード（モードＬ）とを切り替える。チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも低いときは、モードＬとすることで、電流ＩＵＰがチャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬの変化に対してほとんど変化しない領域で電流源１０１を動作させることができる。電流源１０２は、電流ＩＵＰとバランスするように制御されるので、結果として、電流ＩＤＮも、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬの変化に対してほとんど変動しない。
【００４１】
また、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも高いときは、モードＨとする。この場合、電流ＩＤＮがチャージポンプＶＣＴＲＬの変化に対してほとんど変化しない領域で電流源１０２を動作させることができる。電流源１０１は、電流ＩＤＮとバランスするように制御されるので、結果として、電流ＩＵＰも、チャージポンプ電圧ＶＣＴＲＬの変化に対してほとんど変動しない。
【００４２】
図６は、本実施形態のチャージポンプ１００の出力電圧と２つの電流源１０１、１０２の電流との関係を示している。所定の基準電圧は、例えば電源電圧（ＶＤＤ）の半分とし、ＶＤＤ／２を境に、モードＬとモードＨとを切り替える。チャージポンプ１００は、出力電圧ＶＣＴＲＬが０からＶＤＤ／２の電圧範囲では、モードＬで動作する。この電圧範囲における出力電圧と電流源の電流との関係は、図５（ｂ）に示すグラフにおける、出力電圧ＶＣＴＲＬが０からＶＤＤ／２までの電圧範囲の出力電圧と電流との関係と同じである。また、チャージポンプは、出力電圧ＶＣＴＲＬがＶＤＤ／２よりも高い電圧範囲では、モードＨで動作する。この電圧範囲における出力電圧と電流源の電流との関係は、図５（ａ）に示すグラフにおける、出力電圧ＶＣＴＲＬがＶＤＤ／２よりも高い電圧範囲の出力電圧と電流との関係と同じである。
【００４３】
電圧範囲がＶＤＤ／２よりも低いとき、注ぎ込み側の電流源１０１に固定バイアス信号を供給し、電流源１０１の電流を所定の電流に固定する。電流源１０１を構成するトランジスタ２０１は、飽和領域で動作するので、電流源１０１の電流は、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬに依存せず、一定の値となる。また、電圧範囲がＶＤＤ／２よりも高いとき、引き抜き側の電流源１０２に固定バイアス信号を供給し、電流源１０２の電流を所定の電流に固定する。電流源１０２を構成するトランジスタ２０２は、飽和領域で動作するので、電流源１０２の電流は、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬに依存せず、一定の値いとなる。従って、広いチャージポンプ出力電圧範囲で、電流バランスを維持しながら、電流量を一定にできる。
【００４４】
図７は、チャージポンプ１００を用いた周波数シンセサイザの動作手順を示している。動作開始時、セレクタ１０７は固定バイアス信号を選択し、セレクタ１０６は適応バイアス信号を選択する（ステップＡ１）。すなわち、動作開始時のモードは、モードＨとする。初期モードは、モードＬでもよい。チャージポンプを含む周波数シンセサイザ（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）が動作を開始し（ステップＡ２）、入力端子１５１、１５２に、位相差に応じた位相差信号が入力される。チャージポンプの出力電圧ＶＣＴＲＬは、ある電圧に収束していく。
【００４５】
判定回路１０５は、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬと所定の基準電圧とを比較し、チャージポンプ出力電圧が基準電圧よりも高いか否かを判断する（ステップＡ３）。この比較は、ハンチング防止の観点から、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬがある程度収束した後に行うことが好ましい。例えば、判定回路１０５は、周波数シンセサイザが動作を開始してから、所定時間の経過後に、電圧の比較を行う。或いは、判定回路１０５は、周波数シンセサイザのロックを検出し、ロック検出後に電圧の比較を行ってもよい。
【００４６】
判定回路１０５は、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも低いと判断すると、セレクタ１０６、１０７の制御端子に入力する信号を変化させ、セレクタ１０６に固定バイアス信号を選択させ、セレクタ１０７に適応バイアス信号を選択させる（ステップＡ４）。セレクタ１０６、１０７の選択が切り替わることで、チャージポンプの動作モードは、モードＨからモードＬへと切り替わる。以後、チャージポンプは、モードＬで動作を継続する。チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも高いときは、モードの切り替えは行わず、チャージポンプは、引き続き、モードＨで動作する。
【００４７】
ここで、判定回路１０５には、チャージポンプの出力電圧と基準電圧とが入力される単純な１段のオペアンプを用いればよい。これは、判定回路１０５には、高ゲイン、高精度な判定は必要ないためである。すなわち、例えば、基準電圧が電源電圧の半分であるとすれば、チャージポンプ出力電圧が基準電圧付近の電圧のとき、固定バイアス信号が供給される電流源は、飽和領域で動作している。このため、出力電圧が少し変化したとしても、電流源の電流はほとんど変化しない。従って、仮に、チャージポンプ出力電圧が基準電圧よりも少し低いときに、出力電圧が基準電圧よりも高いと判定したとしても問題にはならい。
【００４８】
図８（ａ）及び（ｂ）は、シミュレーション結果を示している。図８（ａ）に示すグラフでは、モードＨで動作させたときの電流源１０１の電流ＩＵＰと電流源１０２の電流ＩＤＮとを実線で示し、モードＬで動作させたときの電流ＩＵＰと電流ＩＤＮとを破線で示している。出力電圧ＶＣＴＲＬが低い電圧範囲を見ると、実線で示すモードＨでは、出力電圧が２００ｍＶのとき電流ＩＤＮが１５０μＡ程度まで低下している。これに対し、破線で示すモードＬでは、出力電圧が２００ｍＶのとき、出力電圧が６００ｍＶのときと同様に、電流ＩＤＮは１６０μＡ程度に維持されている。図８（ａ）を参照することで、出力電圧が低い電圧範囲では、チャージポンプをモードＬで動作させることで、出力電圧の変化に対する電流源の電流の変化を抑えることができることがわかる。
【００４９】
一方、出力電圧ＶＣＴＲＬが高い電圧範囲を見ると、実線で示すモードＨでは、出力電圧の増加に伴って電流ＩＵＰ、ＩＤＮが低下し始める電圧が、破線で示すモードＬに比して、少し高電位側に移動している。出力電圧が高い電圧範囲では、チャージポンプをモードＨで動作させることで、電流変動が少ない電圧範囲を、モードＬで動作させる場合に比して、広げることができることがわかる。つまり、出力電圧が低い電圧範囲と高い電圧範囲とでモードを切り替えることで、広く電圧範囲で電流変動を抑えることができていることがわかる。
【００５０】
図８（ｂ）は、出力電圧と電流アンバランスとの関係を示している。電流アンバランスは、電流ＩＵＰと電流ＩＤＮとの差で与えられる。本実施形態では、基準電圧を境にモードＨとモードＬとを切り替えて使用しており、モードを何れか一方に固定する場合に比して、電流アンバランスが劣化することはない。すなわち、出力電圧に応じてモードを切り替えることで、出力電圧の変化に対して、電流ＩＵＰと電流ＩＤＮとのアンバランスが、モードを固定する場合に比して増加することはない。
【００５１】
本実施形態では、チャージポンプ出力電圧に応じて、モードＨとモードＬとを切り替える。例えば、基準電圧を電源電圧の半分とする。チャージポンプ出力電圧が基準電圧よりも高い領域では、引き抜き側の電流源１０２に固定バイアス信号を供給すると（モードＨ）、電流源１０２を構成するｎＭＯＳトランジス２０２（図２）は飽和領域で動作し、出力電圧変動に対する電流量の変動が少なくなる。逆に、チャージポンプ出力電圧が基準電圧よりも低い領域では、固定バイアス信号を供給する電流源を入れ替え、注ぎ込み側の電流源１０１に固定バイアス信号を供給する（モードＬ）。このようにする場合、電流源１０１を構成するｐＭＯＳトランジスタ２０１は飽和領域で動作し、出力電圧変動に対する電流量の変動を抑えることができる。このように、チャージポンプ出力電圧に応じて、モードＨとモードＬとを切り替えて使用することで、広い電圧範囲で、電流量の変動が少ないチャージポンプを提供できる。
【００５２】
なお、特許文献２には、出力電圧の大小判定に代えて、基準周波数と電圧制御発振器の周波数とを比較し、電流を調整する構成が記載されている。しかし、特許文献２の構成は、チャージポンプオン出力電圧が変動しても、電流を一定することができる構成ではない。その理由は、特許文献３では、周波数差が大きければ電流を増やし、逆に周波数差が小さければ電流を減らしているに過ぎないからである。
【００５３】
ここで、電流源１０１、１０２の構成は、図２に示すものには限定されない。図９は、電流源の別の構成例（第１の変形例）を示している。電流源１０１ａは、図２に示す電流源１０１にて、トランジスタ２０１とスイッチ２０３の位置を入れ替えた構成である。また、電流源１０２ａは、図２に示す電流源１０２にて、トランジスタ２０２とスイッチ２０４の位置を入れ替えた構成である。図２に示す構成では、スイッチとトランジスタとがカスコード接続されており、電流変動量が少ないという利点がある。また、高速なスイッチング動作も可能である。一方で、カスコード接続であるため、飽和領域動作範囲は狭くなる。また、スイッチングノイズがカップリングして、出力に現れやすいというデメリットもある。図９に示す構成は、図２に示す利点と同様な利点があると共に、スイッチングノイズの出力へのカップリング量を低減できるという利点がある。
【００５４】
図１０は、電流源の更に別の構成例（第２の変形例）を示している。電流源１０１ｂは、トランジスタ２０１のゲート側にスイッチ２０３を有している。スイッチ２０３は、セレクタとして機能し、端子１５１からの信号に応じて、バイアス端子１５３又は電源電圧ＶＤＤを、トランジスタ２０１のゲートに接続する。トランジスタ２０１は、スイッチ２０３がバイアス端子１５３を選択するとき、出力端子１５７に向けてバイアス信号に応じた電流を流す。また、トランジスタ２０１は、スイッチ２０３が電源電圧ＶＤＤを選択するときは、出力端子１５７に向けて電流を流さない。
【００５５】
電流源１０２ｂは、トランジスタ２０２のゲート側にスイッチ２０４を有している。スイッチ２０４は、セレクタとして機能し、端子１５２からの信号に応じて、バイアス端子１５４又はＧＮＤ電位を、トランジスタ２０２のゲートに接続する。トランジスタ２０２は、スイッチ２０４がバイアス端子１５４を選択するとき、出力端子１５７からバイアス信号に応じた電流を流す。また、トランジスタ２０２は、スイッチ２０４がＧＮＤ電位を選択するときは、出力端子１５７から電流を流さない。電流源の構成を図１０に示す構成とすることで、図２や図９に示す構成を採用する場合に比して、より広い出力電圧範囲で、電流源を飽和領域で動作させることができる。一方で、カスコード接続の効果が得られないので、電流量の変動が大きくなるというデメリットがある。
【００５６】
電流源の構成を図９や図１０に示す構成とする場合、適応バイアス発生回路１０３及び固定バイアス発生回路１０４内の電流源を模擬した部分は、電流源の構成に合わせた構成とすればよい。例えば、電流源を図９に示す構成とした場合は、図３に示す適応バイアス発生回路１０３にて、トランジスタ３０１とスイッチ３０３の位置を入れ替え、トランジスタ３０２とスイッチ３０４の位置を入れ替えればよい。また、図４に示す固定バイアス発生回路１０４にて、トランジスタ４０１とスイッチ４０３の位置を入れ替え、トランジスタ４０２とスイッチ４０４の位置を入れ替えればよい。
【００５７】
図１１は、適応バイアス発生回路とセレクタ部分の変形例を示している。図３では、オペアンプ３０５が、注ぎ込み側と引き抜き側の双方の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成した。変形例の適応バイアス発生回路１０３ａは、注ぎ込み側の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成するオペアンプ（第１のオペアンプ）１１０１と、引き抜き側の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成するオペアンプ１１０２とを有する。オペアンプ１１０１の出力１１５１は、セレクタ１０６を介して、出力端子１５３から出力される。オペアンプ１１０２の出力１１５２は、セレクタ１０７を介して、出力端子１５４から出力される。
【００５８】
図３に示す構成では、オペアンプの入力電圧範囲はＧＮＤからＶＤＤと非常に広いため、オペアンプ３０５には、構成が複雑なRail-to-Railオペアンプを用意する必要がある。これに対し図１１に示す構成では、オペアンプ１１０１、１１０２の入力電圧範囲を約半分にできるので、オペアンプ１１０１、１１０２に、単純なｐＭＯＳトランジスタ或いはｎＭＯＳトランジスタ差動入力段のオペアンプを用いることができる。従って、図１１に示す構成を採用する場合、オペアンプの設計が容易であるという利点がある。
【００５９】
続いて、本発明の第２実施形態について説明する。第２実施形態のチャージポンプの構成は、図１に示す第１実施形態の構成と同様である。本実施形態のチャージポンプは、適応バイアス発生回路１０４内の回路構成が、第１実施形態と相違する。図１２は、本実施形態で用いる適応バイアス発生回路とセレクタ１０６、１０７部分の具体的回路構成を示している。図１２に示す適応バイアス発生回路１０３ｂは、図１１に示す構成に、スイッチ１２０１とスイッチ１２０２とを追加した構成である。スイッチ１２０１は、オペアンプ１１０１の電源スイッチに相当する。スイッチ１２０２は、オペアンプ１１０２の電源スイッチに相当する。
【００６０】
スイッチ１２０１、１２０２の制御端子１２５１は、判定回路１０５の出力１５８に接続される。スイッチ１２０１、１２０２は、判定回路１０５の出力１５８に応じて、オン／オフが制御される。スイッチ１２０１、１２０２は、相補動作を行う。つまり、スイッチ１２０１がオンのときスイッチ１２０２はオフで、スイッチ１２０１がオフのときスイッチ１２０２はオンになる。スイッチ１２０１は、セレクタ１０６がオペアンプ１１０１の出力１１５１を選択するとき、オンになる。スイッチ１２０２は、セレクタ１０７がオペアンプ１１０２の出力１１５２を選択するとき、オンになる。
【００６１】
図１３（ａ）は、チャージポンプの出力電圧と電流源の電流との関係を示し、（ｂ）は、オペアンプ１１０１、１１０２の電源供給状態を示している。図１３（ａ）に示すグラフは、第１実施形態で説明した図６に示すグラフと同様である。すなわち、チャージポンプは、判定回路１０５がチャージポンプの出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも低いと判断する電圧範囲ではモードＨで動作し、判定回路１０５がチャージポンプの出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも高いと判断する電圧範囲ではモードＬで動作する。
【００６２】
スイッチ１２０１は、モードＬ動作時、つまり、判定回路１０５の出力１５８が、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも低いと判断した旨を示す信号であるとき、オフになる。このとき、スイッチ１２０２はオンする。スイッチ１２０１がオフすることで、オペアンプ１１０１への電源供給が遮断される。モードＬ動作時は、セレクタ１０６は固定バイアス信号側を選択するので、オペアンプ１１０１は動作する必要がない。本実施形態では、モードＬ動作時にオペアンプ１１０１への電源供給を遮断するので、不要な電力消費を抑えることができる。
【００６３】
スイッチ１２０２は、モードＨ動作時、つまり、判定回路１０５の出力１５８が、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも高いと判断した旨を示す信号であるとき、オフになる。このとき、スイッチ１２０１はオンする。スイッチ１２０２がオフすることで、オペアンプ１１０２への電源供給が遮断される。モードＨ動作時は、セレクタ１０７は固定バイアス信号側を選択するので、オペアンプ１１０２は、動作する必要がない。本実施形態では、モードＨ動作時にオペアンプ１１０２への電源供給を遮断するので、不要な電力消費を抑えることができる。動作モードと、オペアンプ１１０１、１１０２の電源供給状態との対応は、図１３（ｂ）に示すようになる。
【００６４】
本実施形態では、モードＨでは、スイッチ１２０２を用いて、引き抜き側の電流源１０２に供給すべき適応バイアス信号の生成を行うオペアンプ１１０２の電源供給を停止する。また、モードＬでは、スイッチ１２０１を用いて、注ぎ込み側の電流源１０１に供給すべき適応バイアス信号の生成を行うオペアンプ１１０１の電源供給を停止する。モードＨでは、電流源１０２には固定バイアス信号を供給するので、電流源１０２に供給すべき適応バイアス信号を生成する必要はない。また、モードＬでは、電流源１０１には固定バイアス信号を供給するので、電流源１０１に供給すべき適応バイアス信号を生成する必要はない。本実施形態では、使用されない側の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成する回路の電源を停止するので、不要な電力消費を抑えることができ、低消費電力化が可能である。その他の効果は、第１実施形態と同様である。
【００６５】
本発明の第３実施形態について説明する。図１４は、本発明の第３実施形態のチャージポンプを示している。図１４に示す構成は、本実施形態のチャージポンプを含む周波数シンセサイザの一部の構成に相当する。本実施形態のチャージポンプ１００ａは、図１に示す構成に加えて、セレクタ１４０１、参照信号発生回路１４０２、及び、周波数判定回路１４０４を備える。周波数シンセサイザは、まずオープンループで電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数の粗調整を行い、粗調整後に、クローズドループで電圧制御発振器１４０３の出力信号の微調整を行う。
【００６６】
参照信号発生回路１４０２は、所定の参照電圧を発生する。セレクタ１４０１は、入力電圧切替回路に相当する。セレクタ１４０１は、参照信号発生回路１４０２が生成する参照電圧１４５１、又は、チャージポンプの出力端子１５７から出力される電圧を、出力端子１４５２から、チャージポンプの後段の電圧制御発振器１４０３に出力する。周波数判定回路１４０４は、モードＨとモードＬの切り替えを行う切り替え手段に相当する。周波数判定回路１４０４は、電圧制御発振器１４０３の出力信号１４５３の周波数と、所定の周波数とを比較し、出力端子１４５４から比較結果を出力する。周波数判定回路１４０４は、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数と基準周波数との大小関係（高低）に応じて、モードＨとモードＬとの切替えを行う。
【００６７】
図１５（ａ）及び（ｂ）は、参照電圧発生回路１４０２とセレクタ１４０１部分の具体的な回路例を示している。参照電圧発生回路１４０２は、ダイオード接続されたＭＯＳトランジスタを２段積みした構成である。参照電圧発生回路１４０２は、参照電圧として、電源電圧の半分の電圧を生成する。セクレタ１４０１は、参照電圧発生回路１４０２と電源との間、及び、参照電圧発生回路１４０２の出力と電圧制御発振器１４０３の入力端子との間の接続を制御する。なお、図１５では、チャージポンプ１００ａの電流源部分を、等価回路１５０１で示している。
【００６８】
図１５（ａ）は、クローズドループで周波数シンセサイザを動作させるときの状態を示している。クローズドループで使用する場合、チャージポンプ１５０１の電流源（図１４の電流源１０１、１０２）は、所定の電流値に制御されると共に、セレクタ１４０１が、オフに設定される。セレクタ１４０１がオフすることで、参照電圧発生回路１４０２の出力端子は電圧制御発振器１４０３の入力端子から切り離され、電圧制御発振器１４０３（図１４）への入力電圧は、チャージポンプ１５０１の電流で決まる。このとき、セレクタ１４０４が、参照電圧発生回路１４０２への電源供給も停止することで、参照電圧発生回路で不要に電流が消費されることを防ぐことができる。
【００６９】
図１５（ｂ）は、オープンループで周波数シンセサイザを動作させるときの状態を示している。オープンループ動作時、チャージポンプ１５０１の電流は０に設定し、チャージポンプ１５０１の出力電圧が電圧制御発振器１４０３に入力されないようにする。また、オープンループ動作時は、セレクタ１４０１をオンにする。セレクタ１４０１がオンすることで、参照電圧発生回路１４０２は参照電圧生成を行い、生成した参照電圧を電圧制御発振器１４０３に入力する。電圧制御発振器１４０３は、参照電圧に応じた周期（周波数）の出力信号を出力する。
【００７０】
図１６は、電圧制御発振器１４０３の具体的な回路例を示している。この電圧制御発振器１４０３は、容量を調整することで、発振周波数が制御される。電圧制御発振器１４０３は、周波数粗調整部１６０１と周波数微調整部１６０２とを有する。周波数粗調整部１６０１の入力端子には、１ビット以上の２進数で表される粗調整コードが入力される。図１６では、粗調整コードを２ビットとしている。周波数粗調整部１６０１は、粗調整コードに応じて、容量を変化させる。周波数微調整部１６０２の入力端子は、セレクタ１４０１（図１４）の出力に接続される。周波数微調整部１６０２は、セレクタ１４０１から入力する電圧に応じて容量を変化させる。
【００７１】
図１７は、周波数判定回路１４０４の具体的な回路例を示している。周波数判定回路１４０４は、カウンタ１７０１、１７０２と、コンパレータ１７０３とを有する。カウンタ１７０２は、タイミング生成用のカウンタである。カウンタ１７０２の入力端子１７５１には、例えば水晶発振器が出力する所定周期の周期信号が入力される。カウンタ１７０２は、周期信号をカウントする。カウンタ１７０２は、周期信号のカウント数が所定の値になると、タイミング信号１７５２を出力する。カウンタ１７０２がカウントする周期信号は一定周期の信号なので、カウンタ１７０２は、一定時間ごとに、タイミング信号１７５２をカウンタ１７０１に入力する。
【００７２】
カウンタ１７０１の入力端子には、電圧制御発振器１４０３の出力１４５３が入力される。カウンタ１７０１は、電圧制御発振器１４０３の出力信号をカウントする。カウンタ１７０１は、タイミング信号１７５２が入力されるごとに、カウント値をリセットする。カウンタ１７０１は、タイミング信号１７５２が入力されてから、次のタイミング信号１７５２が入力されるまでのカウント値を、コンパレータ１７０３に出力する。
【００７３】
コンパレータ１７０３は、カウンタ１７０１から入力するカウント値と、入力端子１７５３から入力する基準カウント値とを比較する。基準カウント値は、周波数シンセサイザが所望の周波数に制御された状態で電圧制御発振器１４０３の出力信号をカウンタ１７０１でカウントしたときのカウント値に対応した値である。コンパレータ１７０３は、比較結果を、出力端子１４５４から出力する。
【００７４】
図１８に、周波数シンセサイザを示す。周波数シンセサイザは、位相比較器１８０１、チャージポンプ１８０２、ローパスフィルタ１８０３、電圧制御発振器１８０４、及び、分周器１８０５を有する。位相比較器１８０１は、基準信号（ＲＥＦ）と分周器１８０５の出力との位相誤差を検出し、チャージポンプ１８０２に位相誤差信号を出力する。チャージポンプ１８０２には、図１４のチャージポンプ１００ａを用いることができる。チャージポンプ１８０２は、位相誤差信号に基づいて、出力電圧を制御する。
【００７５】
電圧制御発振器１８０４は、図１４の電圧制御発振器１４０３に相当する。電圧制御発振器１８０４は、ローパスフィルタ１８０３を介してチャージポンプ出力を入力し、入力電圧に応じた周期の出力信号を出力する。分周器１８０５は、電圧制御発振器１８０４の出力信号を所定の分周比で分周し、分周信号を位相比較器にループバックする。なお、図１４では、電圧制御発振器１４０３の出力信号を周波数判定器１４０４に入力しているが、電圧制御発振器１４０３の出力信号を分周器１８０５で分周した信号を周波数判定器１４０４に入力してもよい。また、電圧制御発振器１８０４の出力信号の周波数と基準信号の周波数とが等しい場合などは、分周器１８０５を省いてもよい。
【００７６】
図１９は、周波数シンセサイザを動作させる際の動作手順を示している。はじめ、セレクタ１４０１は参照信号発生回路１４０２側を選択する。チャージポンプを構成する電流源１０１及び１０２の電流値は０にしておく。参照信号発生回路１４０２は、参照電圧を電圧制御発振器１４０３に出力する（ステップＢ１）。参照電圧は、例えば、電源電圧の１／２とする。電圧制御発振器１４０３は、参照電圧に応じた周期で発振する。
【００７７】
図示しない周波数粗調整手段は、電圧制御発振器１４０３の周波数粗調整部１６０１に、粗調整コードを入力する（ステップＢ２）。粗調整コードが入力されることで、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数が変化する。周波数判定回路１４０４は、電圧制御発振器１４０３の出力信号をカウントし、出力信号周波数（ｆＶＣＯ）と基準周波数（ｆ０）とを比較する（ステップＢ３）。周波数粗調整手段は、出力信号周波数と基準周波数との差が最小になったか否かを判断する（ステップＢ４）。周波数差が最小になっていないときは、粗調整コードを変更し（ステップＢ５）、ステップＢ３に戻る。ステップＢ３〜Ｂ５を実行することで、電圧制御発振器１４０３に参照電圧が入力されるときの出力信号周波数が、基準周波数に近づくように粗調整される。
【００７８】
粗調整後、周波数判定回路１４０４は、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数と基準周波数とを比較し、出力信号周波数ｆＶＣＯが基準周波数ｆ０よりも大きいか否かを判断する（ステップＢ６）。周波数判定回路１４０４は、出力信号周波数ｆＶＣＯが基準周波数ｆ０よりも高いときは、電流調整回路１０８をモードＬに設定する（ステップＢ７）。周波数判定回路１４０４は、出力信号周波数ｆＶＣＯが基準周波数ｆ０よりも低いときは、電流調整回路１０８にモードＨを設定する（ステップＢ８）。
【００７９】
モード設定後、セレクタ１４０１は、チャージポンプの出力電圧を電圧制御発振器１４０３に入力し、周波数シンセサイザは、クローズドループで周波数同期動作を行う（ステップＢ９）。電圧制御発振器１４０３の周波数微調整部１６０２の入力端子し、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが供給されることで、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数ｆＶＣＯは、所望の周波数ｆ０になるように制御される。
【００８０】
図２０は、電圧制御発振器１４０３の入力電圧と出力信号周波数ｆＶＣＯとの関係を示している。出力信号周波数ｆＶＣＯは、入力電圧に対して単調に増加するものとする。電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数ｆＶＣＯ、ステップＢ１〜Ｂ５までの周波数粗調整で、入力電圧が参照電圧（例えばＶＤＤ／２）のときに、所望の周波数ｆ０に近い周波数となるように調整される。
【００８１】
出力信号周波数ｆＶＣＯが所望の周波数ｆ０よりも高い場合、出力信号周波数ｆＶＣＯが所望の周波数ｆ０に等しくなるときのチャージポンプ１００ａ（図１４）の出力電圧は、参照電圧よりも低い電圧となる。これは、第１実施形態で、電圧収束時のチャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも低い場合に相当する。このような場合は、チャージポンプをモードＬで動作させることで、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬの変化に対する電流源１０１、１０２の電流変動を抑制した状態で、チャージポンプを動作させることができる。
【００８２】
また、出力信号周波数ｆＶＣＯが所望の周波数ｆ０よりも低い場合、出力信号周波数ｆＶＣＯが所望の周波数ｆ０に等しくなるときのチャージポンプ１００ａの出力電圧は、参照電圧よりも高い電圧となる。これは、第１実施形態で、電圧収束時のチャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬが基準電圧よりも高い場合に相当する。このような場合は、チャージポンプをモードＨで動作させることで、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬの変化に対する電流源１０１、１０２の電流変動を抑制した状態で、チャージポンプを動作させることができる。
【００８３】
なお、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数ｆＶＣＯの入力電圧特性が図２０とは逆の特性、つまり、出力信号周波数ｆＶＣＯが入力電圧の増加に対して単調に減少していく特性の場合は、上記とは逆の動作となる。すなわち、出力信号周波数ｆＶＣＯが基準周波数ｆ０がよりも高いときはモードＨに設定し、低いときはモードＬに設定すればよい。そのようにすることで、チャージポンプ出力電圧ＶＣＴＲＬのへ変化に対する電流源１０１、１０２の変動を抑制した状態で、チャージポンプを動作させることができる。
【００８４】
本実施形態では、参照電圧を電圧制御発振器１４０３に入力した状態で出力信号周波数の粗調整を行い、出力信号周波数を、所望の周波数（基準周波数）に近付ける。周波数判定回路１４０４は、出力信号周波数の粗調整後、参照電圧入力時の電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数が、基準周波数よりも高いか低いかに応じて、動作モードを、モードＨ又はモードＬに設定する。
【００８５】
電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数の電圧特性が入力電圧の増加に対して単調増加すると仮定すれば、出力信号周波数が基準周波数よりも高いとき、所望の出力信号周波数が得られるときのチャージポンプ出力電圧は、参照電圧よりも低くなる。逆に、出力信号周波数が基準周波数よりも低いとき、所望の出力信号周波数が得られるときのチャージポンプ出力電圧は、参照電圧よりも高くなる。従って、周波数の大小関係に応じてモードＨとモードＬとを切り替えて使用することで、第１実施形態と同様に、広い電圧範囲で、電流量の変動が少ないチャージポンプを提供できる。また、チャージポンプを電流変動が少ない状態で使用することで、周波数シンセサイザにて、ループ特性を安定させることができ、位相雑音或いはジッタ特性の劣化を抑制できる。
【００８６】
本実施形態では、周波数判定回路１４０４を用いて、所望の出力信号周波数が得られるときのチャージポンプ出力電圧が、参照電圧（基準電圧）よりも高くなるか、低くなるかを判断している。周波数判定回路１４０４は、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数の粗調整で用いられる。本実施形態では、その周波数判定回路１４０４を用いてモードＨとモードＬとの切替えを行う。つまり、周波数判定回路１４０４を、出力信号周波数の粗調整とモード切り替えとで共用する。本実施形態では、別途、チャージポンプ出力電圧と基準電圧とを比較する判定回路１０５（図１）を設ける必要がないという利点がある。
【００８７】
本発明の第４実施形態について説明する。本発明の第４実施形態のチャージポンプの構成は、図１４に示す第３実施形態の構成と同様である。本実施形態では、第２実施形態と同様に、適応バイアス回路が、電源スイッチ１２０１、１２０２（図１２）を有する。その他の点は、第３実施形態と同様である。適応バイアス発生回路は、図１９のステップＢ７でモードＬに設定すると、スイッチ１２０１をオフにし、オペアンプ１１０１への電源供給を停止する。また、適応バイアス発生回路は、図１９のステップＢ８でモードＨに設定すると、スイッチ１２０２をオフにし、オペアンプ１１０２への電源供給を停止する。このように制御することで、不要な電力消費を抑えることができる。
【００８８】
なお、電流源１０１、１０２が、並列に接続された複数の電流経路を持ち、複数の電流経路のうちの何れを用いるかを、バイナリコードで決定する構成としてもよい。図２１は、複数の電流経路を持つ電流源を示している。ベースとなる構成は、図１０に示す構成である。図２１では、×１、×２、×４の３つの電流経路を設けている。トランジスタ２０１ａ〜２０１ｃは、図１０のトランジスタ２０１に対応する。トランジスタ２０２ａ〜２０２ｃは、トランジスタ２０２に対応する。トランジスタ２０３ａ及び２０３ｂは、スイッチ２０３に対応する。トランジスタ２０４ａ及び２０４ｂは、スイッチ２０４に対応する。図２１では、スイッチがオンしたときのチャージシェアを防止するために、相補動作する疑似スイッチと、ユニティゲインバッファ２１０７とを用いている。
【００８９】
トランジスタ２０１ａ〜２０１ｃは、サイズが異なる。トランジスタ２０１ｂは、同じゲート電圧で、トランジスタ２０１ａの２倍の電流が流れるサイズである。トランジスタ２０１ｃは、同じゲート電圧で、トランジスタ２０１ａの４倍の電流が流れるサイズである。トランジスタ２０２ａ〜２０２ｃは、サイズが異なる。トランジスタ２０２ｂは、同じゲート電圧で、トランジスタ２０２ａの２倍の電流が流れるサイズである。トランジスタ２０２ｃは、同じゲート電圧で、トランジスタ２０２ａの４倍の電流が流れるサイズである。
【００９０】
スイッチ２１０１〜２１０３は、トランジスタ２０１ａ〜２０１ｃの使用／不使用を制御するスイッチである。スイッチ２１０４〜スイッチ２１０６は、トランジスタ２０２ａ〜２０２ｃの使用／不使用を制御するスイッチである。スイッチ２１０１〜２１０３及びスイッチ２１０４〜２１０６は、３ビットのバイナリコードで制御される。バイナリコードは、“１”が使用に対応し、“０”が不使用に対応する。例えば、バイナリコードが“０１１”であれば、スイッチ２１０３及び２１０６がオフになり、その他のスイッチはオンになる。この場合、電流源の電流は、×３となる。バイナリコードを“０００”〜“１１１”まで変化させることで、電流源の電流を、×０〜×７までの８通りに制御できる。×０は、チャージポンプ停止状態を意味する。
【００９１】
図２２は、図２１に示す電流源に使用する適応バイアス発生回路及びスイッチ部分を示している。ベースとなる構成は、図１２に示す適応バイアス発生回路１０３ｂである。トランジスタ３０１ａ〜３０１ｃは、図２１のトランジスタ２０１ａ〜２０１ｃを模擬した部分であり、トランジスタ３０２ａ〜３０２ｃは、トランジスタ２０２ａ〜２０２ｃを模擬した部分である。また、スイッチ２２０１〜２２０３は、図２１のスイッチ２１０１〜２１０３を模擬した部分であり、スイッチ２２０４〜２２０６は、スイッチ２１０４〜２１０６を模擬した部分である。
【００９２】
スイッチ２２０１〜２２０６は、適応バイアス発生回路と同じバイナリコードで制御される。従って、適応バイアス発生回路内の模擬電流源を流れる電流は、電流源と同様に、×０〜×７までの８通りに制御される。その他の動作は、図１２に示す適応バイアス発生回路１０３ｂと同様である。すなわち、適応バイアス発生回路は、オペアンプ１１０１からスイッチ２２０１〜２２０３を介してトランジスタ３０１ａ〜３０1ｃのゲートに供給する電圧を、電流源１０１に供給すべき適応バイアス信号として生成する。また、適応バイアス発生回路は、オペアンプ１１０２からスイッチ２２０４〜２２０６を介してトランジスタ３０２ａ〜３０２ｃのゲートに供給する電圧を、電流源１０２に供給すべき適応バイアス信号として生成する。
【００９３】
図１４では、周波数判定回路１４０４を用いて粗調整を行ったが、粗調整を行わずに、チャージポンプ出力電圧と基準電圧との大小関係を、電圧制御発振器１４０３の出力信号周波数で判断し、モードＨとモードＬとの切替えを行ってもよい。例えば、コンパレータ１７０３（図１７）で比較する基準カウント値を、電圧制御発振器に基準電圧（ＶＤＤ／２）が入力されているときの出力信号周波数（基準周波数）に対応したカウント値に設定しておく。周波数同期動作を開始した後に、周波数判定回路１４０４で、基準カウント値と、電圧制御発振器の出力信号周波数のカウント値とを比較する。出力信号周波数が基準カウント値よりも高ければ、チャージポンプの出力電圧が基準電圧よりも高いと判断できる（電圧制御発振器の出力周波数特性が単調増加の場合）。
【００９４】
図１８では、チャージポンプ１８０２は、図１４に示すチャージポンプ１００ａであるとして説明したが、チャージポンプ１８０２は、第３実施形態のチャージポンプ１００ａには限定されない。チャージポンプ１８０２は、第１実施形態のチャージポンプ（図１）でも、第２実施形態のチャージポンプでも、第４実施形態のチャージポンプでもよい。
【００９５】
上記各実施形態では、基準電圧及び参照電圧を電源電圧の半分としたが、これには限定されない。基準電圧は、固定バイアス信号を供給する電流源が飽和領域で動作する電圧範囲内の任意の電圧とすることができる。また、基準電圧にヒステリシスを持たせてもよい。つまり、モードＨとモードＬとの切替えを同一の基準電圧を境に行うのではなく、モードＨからモードＬへの切替えの際の基準電圧と、モードＬからモードＨへの切替えの際の基準電圧とを、異なる電圧にしてもよい。例えば、モードＨで動作しているとき、チャージポンプ出力電圧がＶＤＤ／２よりもΔＶ（ΔＶ＞０）低い電圧になったときに、モードＨからモードＬへの切替えを行う。また、モードＬで動作しているときは、チャージポンプ出力電圧がＶＤＤ／２よりもΔＶ高い電圧になったときに、モードＬからモードＨへの切替えを行う。ヒステリシスを持たせない場合、チャージポンプ出力電圧がＶＤＤ／２の近傍で変化すると、モード切替えが頻発することも考えられる。基準電圧にヒステリシスを持たせることで、ハンチング防止の効果がある。
【００９６】
以上、本発明をその好適な実施形態に基づいて説明したが、本発明のチャージポンプ、周波数シンセサイザ、及び、それらの制御方法は、上記実施形態にのみ限定されるものではなく、上記実施形態の構成から種々の修正及び変更を施したものも、本発明の範囲に含まれる。
【００９７】
最後に、本発明の最小構成について説明する。本発明のチャージポンプは、最小構成として、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、出力端子から電流を引き抜く第２の電流源と、第１及び第２の電流源の電流を制御する電流調整回路であって、第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第１の電流源を第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第２の電流源を第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを切り替え可能な電流調整回路と、出力端子の電圧に応じて、第１のモードと第２のモードとを切り替える切替回路とを備える。
【００９８】
本発明の周波数シンセサイザは、最小構成として、本発明のチャージポンプと、チャージポンプの出力端子の電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器と、電圧制御発振器の出力信号と基準信号との位相差を検出し、検出した位相差に応じた位相差信号をチャージポンプに出力する位相比較器とを有する。
【００９９】
本発明のチャージポンプの制御方法の最小構成は、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有するチャージポンプにて、第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第１の電流源を第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第２の電流源を第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを、出力端子の電圧に応じて切り替えるという構成である。
【０１００】
本発明のチャージポンプ、周波数シンセサイザ、及び、チャージポンプの制御方法では、チャージポンプの出力電圧に応じて、チャージポンプの動作モードを、第１モード又は第２のモードに切り替える。チャージポンプの動作モードを、所定電流が流れるように制御する側の電流源が飽和領域で動作するように切り替えることで、その電流源を流れる電流の、出力端子の電圧の変化に対する変動を抑えることができる。電流源の他方は、所定電流が流れるように制御する電流源の電流とバランスするように制御されるので、他方の電流源についても、その電流源の電流の、出力電圧の変化に対する変動を抑えることができる。つまり、本発明では、チャージポンプの出力電圧の変化に対して、第１及び第２の電流源の電流値の変化を抑制することができる。
【０１０１】
本発明の第１の周波数シンセサイザの制御方法の最小構成は、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第１の電流源を第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ第２の電流源を第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを、出力端子の電圧に応じて切り替え、周波数同期動作を行うという構成である。
【０１０２】
本発明の第１の周波数シンセサイザの制御方法では、チャージポンプの出力電圧に応じて、チャージポンプの動作モードを、第１モード又は第２のモードに切り替え、周波数同期動作を行う。チャージポンプの動作モードを、所定電流が流れるように制御する側の電流源が飽和領域で動作するように切り替えることで、その電流源を流れる電流の、出力端子の電圧の変化に対する変動を抑えることができる。電流源の他方は、所定電流が流れるように制御する電流源の電流とバランスするように制御されるので、他方の電流源についても、その電流源の電流の、出力電圧の変化に対する変動を抑えることができる。つまり、本発明では、チャージポンプの出力電圧の変化に対して、第１及び第２の電流源の電流値の変化を抑制することができる。その結果として、周波数シンセサイザのループ特性を安定させることができ、位相雑音或いはジッタ特性の劣化を抑制できる。
【０１０３】
本発明の第２の周波数シンセサイザの制御方法の最小構成は、入力電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器に所定の参照電圧を入力した状態で、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数が所望の周波数に近づくように前記電圧制御発振器の粗調整を行い、前記粗調整後、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数と所定の基準周波数とを比較し、出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを前記比較結果に基づいて決定し、前記電圧制御発振器に前記チャージポンプの出力端子の電圧に応じた電圧を入力して周波数同期動作を行うという構成である。
【０１０４】
本発明の第２の周波数シンセサイザの制御方法では、クローズループで周波数シンセサイザを動作させる前に、所定の参照電圧を電圧制御発振器に入力し、出力信号周波数の粗調整を行っておく。次いで、粗調整で調整した周波数と所望の周波数とを比較する。周波数を比較することで、粗調整後にクローズドループで周波数同期動作を行ったときに、チャージポンプの出力電圧が、参照電圧よりも高い電圧となるか、低い電圧となるかがわかる。それに応じて、チャージポンプの動作モードを決定し、所定の電流となるように制御する側の電流源が飽和領域で動作するようにすることで、チャージポンプの出力電圧の変化に対して、第１及び第２の電流源の電流値の変化を抑制することができる。また、その結果として、周波数シンセサイザのループ特性を安定させることができ、位相雑音或いはジッタ特性の劣化を抑制できる。
【符号の説明】
【０１０５】
１００：チャージポンプ
１０１、１０２：電流源
１０３：適応バイアス発生回路
１０４：固定バイアス発生回路
１０５：判定回路
１０６、１０７：セクレタ
１０８：電流調整回路
２０１、２０２：トランジスタ
２０３、２０４：スイッチ
３０１、３０２：トランジスタ
３０３、３０４：スイッチ
３０５：オペアンプ
４０１、４０２、４０５：トランジスタ
４０３、４０４：スイッチ
４０６：抵抗
１１０１、１１０２：オペアンプ
１２０１、１２０２：スイッチ
１４０１：セレクタ
１４０２：参照信号発生回路
１４０３：電圧制御発振器
１４０４：周波数判定回路
１６０１：周波数粗調整部
１６０２：周波数微調整部
１７０１、１７０２：カウンタ
１７０３：コンパレータ
１８０１：位相比較器
１８０２：チャージポンプ
１８０３：ローパスフィルタ
１８０４：電圧制御発振器
１８０５：分周器
２１０１〜２１０６：スイッチ
２１０７：ユニティゲインバッファ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、
前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源と、
前記第１及び第２の電流源の電流を制御する電流調整回路であって、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを切り替え可能な電流調整回路と、
前記出力端子の電圧に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとを切り替える切替回路とを備えるチャージポンプ。
【請求項２】
前記切替回路は、前記所定の電流が流れるように制御する電流源が飽和領域で動作するように、前記第１のモードと前記第２のモードとを切り替える、請求項１に記載のチャージポンプ。
【請求項３】
前記第１の電流源がｐ型のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタを含み、前記第２の電流源がｎ型のＭＯＳトランジスタを含む、請求項１又は２に記載のチャージポンプ。
【請求項４】
前記電流調整回路は、
前記電流源を所定電流が流れるように制御する固定バイアス信号を生成する固定バイアス信号発生回路と、
前記所定電流が流れるように制御する電流源を流れる電流とバランスするように前記電流源を制御する適応バイアス信号を生成する適応バイアス信号発生回路と、
前記固定バイアス信号と前記適応バイアス信号とを入力し、何れか一方を選択して前記第１の電流源に供給する第１のセレクタと、
前記第１のセレクタと相補動作を行い、前記固定バイアス信号と前記適応バイアス信号とを入力し何れか一方を選択して前記第２の電流源に供給する第２のセレクタとを含む、請求項１乃至３の何れか一に記載のチャージポンプ。
【請求項５】
前記適応バイアス信号発生回路は、前記第１の電流源及び前記第２の電流源を模擬した第１及び第２の模擬電流源と、前記第１及び前記第２の模擬電流源の出力端子に相当する模擬出力端子の電圧と、前記出力端子の電圧とを入力し適応バイアス信号を生成するオペアンプとを含む、請求項４に記載のチャージポンプ。
【請求項６】
前記適応バイアス信号発生回路は、前記第１のモードでは、前記第２の模擬電流源に前記固定バイアス信号を供給した状態で前記オペアンプの出力を前記第１の模擬電流源に供給すると共に、前記オペアンプの出力を前記第１の電流源に供給すべき適応バイアス信号として出力し、前記第２のモードでは、前記第１の模擬電流源に前記固定バイアス信号を供給した状態で前記オペアンプの出力を前記第２の模擬電流源に供給すると共に、前記オペアンプの出力を前記第２の電流源に供給すべき適応バイアス信号として出力する、請求項５に記載のチャージポンプ。
【請求項７】
前記オペアンプが、前記第１の電流源に供給すべき適応バイアス信号を出力する第１のオペアンプと、前記第２の電流源に供給すべき適応バイアス信号を出力する第２のオペアンプとを含む、請求項５又は６に記載のチャージポンプ。
【請求項８】
前記適応バイアス信号発生回路は、前記第２のモード時に、前記第１のオペアンプへの電源供給を停止する第１の電源スイッチと、前記第１のモード時に、前記第２のオペアンプへの電源供給を停止する第２の電源スイッチとを更に有する、請求項７に記載のチャージポンプ。
【請求項９】
前記オペアンプが、レールトゥーレールアンプで構成される、請求項５又は６に記載のチャージポンプ。
【請求項１０】
前記切替回路は、前記出力端子の電圧と所定の基準電圧とを比較する電圧判定回路を含み、前記出力端子の電圧と前記基準電圧との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとの切替えを行う、請求項１乃至９の何れか一に記載のチャージポンプ。
【請求項１１】
前記切替回路は、前記出力端子の電圧が前記基準電圧よりも高いときは前記電流調整回路を前記第１のモードで動作させ、前記出力端子の電圧が前記基準電圧よりも低いとき前記電流調整回路を前記第２のモードで動作させる、請求項１０に記載のチャージポンプ。
【請求項１２】
前記切替回路は、前記出力端子の電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器の出力信号周波数と、所定の基準周波数とを比較する周波数判定回路を含み、前記出力信号周波数と前記基準周波数との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとの切替えを行う、請求項１乃至９の何れか一に記載のチャージポンプ。
【請求項１３】
前記切替回路は、前記電圧制御発振器の出力信号周波数が前記基準周波数よりも高いときは前記電流調整回路を前記第１のモードで動作させ、前記電圧制御発振器の出力信号周波数が前記基準周波数よりも低いときは前記電流調整回路を前記第２のモードで動作させる、請求項１２に記載のチャージポンプ。
【請求項１４】
請求項１乃至９の何れか一に記載のチャージポンプと、
前記チャージポンプの出力端子の電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器の出力信号と基準信号との位相差を検出し、該検出した位相差に応じた位相差信号を前記チャージポンプに出力する位相比較器とを有する周波数シンセサイザ。
【請求項１５】
前記切替回路は、前記出力端子の電圧と所定の基準電圧とを比較する電圧判定回路を含み、前記出力端子の電圧と前記基準電圧との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとの切替えを行う、請求項１４に記載の周波数シンセサイザ。
【請求項１６】
前記切替回路は、前記電圧制御発振器の出力信号周波数と、所定の基準周波数とを比較する周波数判定回路を含み、前記電圧制御発振器の出力信号周波数と前記基準周波数との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとの切替えを行う、請求項１４に記載の周波数シンセサイザ。
【請求項１７】
前記チャージポンプと前記電圧制御発振器との間に、前記電圧制御発振器に入力する電圧を、前記出力端子の電圧と所定の参照電圧との間で切り替える入力電圧切替回路を更に有し、
前記入力電圧切替回路が前記参照電圧を前記電圧制御発振器に入力している状態で、前記電圧制御発振器の出力信号周波数が前記基準周波数に近づくように前記電圧制御発振器を粗調整し、粗調整後、前記入力電圧切替回路は、前記出力端子の電圧を前記電圧制御発振器に入力し、前記切替回路は、前記電圧制御発振器の出力信号周波数と前記基準周波数とを比較し、前記第１のモードと前記第２のモードとの切替えを行う、請求項１６に記載の周波数シンセサイザ。
【請求項１８】
出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有するチャージポンプにて、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを、前記出力端子の電圧に応じて切り替えるチャージポンプの制御方法。
【請求項１９】
前記第１のモードと前記第２のモードとを、前記所定の電流が流れるように制御する電流源が飽和領域で動作するように切り替える、請求項１８に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２０】
前記電流源を所定電流が流れるように制御する固定バイアス信号を生成し、前記所定電流が流れるように制御する電流源を流れる電流とバランスするように前記電流源を制御する適応バイアス信号を生成し、前記第１の電流源に、前記出力端子の電圧に応じて、前記固定バイアス信号及び前記適応バイアス信号の何れか一方を供給し、前記第２の電流源に、前記固定バイアス信号及び前記適応バイアス信号の他方を供給する、請求項１８又は１９に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２１】
前記第１の電流源及び前記第２の電流源を模擬した第１及び第２の模擬電流源の何れか一方に前記固定バイアス信号を供給した状態で、前記第１及び前記第２の模擬電流源の出力端子に相当する模擬出力端子の電圧が前記出力端子の電圧と等しくなるように前記第１及び第２の模擬電流源の他方を制御するときに該他方の模擬電流源に供給する信号を、適応バイアス信号として生成する、請求項２０に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２２】
前記第１のモードでは、前記第２の模擬電流源に前記固定バイアス信号を供給した状態で、前記模擬出力端子の電圧が前記出力端子の電圧と等しくなるように前記第１の模擬電流源を制御するときに前記第１の模擬電流源に供給する信号を前記第１の電流源に供給すべき適応バイアス信号として生成する、請求項２１に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２３】
前記第２のモードでは、前記第１の模擬電流源に前記固定バイアス信号を供給した状態で、前記模擬出力端子の電圧が前記出力端子の電圧と等しくなるように前記第２の模擬電流源を制御するときに前記第２の模擬電流源に供給する信号を前記第２の電流源に供給すべき適応バイアス信号として生成する、請求項２１に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２４】
前記第１のモードでは、前記第２の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成する回路の電源供給を遮断し、前記第２のモードでは、前記第１の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成する回路の電源供給を遮断する、請求項２１乃至２３の何れか位置に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２５】
前記出力端子の電圧と所定の基準電圧とを比較し、前記出力端子の電圧と前記基準電圧との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとを切り替える、請求項１８乃至２４の何れか一に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２６】
前記出力端子の電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器の出力信号周波数と、所定の基準周波数とを比較し、前記出力信号周波数と前記基準周波数との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとを切り替える、請求項１８乃至２４の何れか一に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２７】
出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを、前記出力端子の電圧に応じて切り替え、周波数同期動作を行う周波数シンセサイザの制御方法。
【請求項２８】
前記チャージポンプを前記第１モードと前記第２のモードの何れか一方で動作させて周波数同期動作を開始し、前記出力端子の電圧を所定の基準電圧と比較し、前記出力端子の電圧と前記基準電圧との大小関係に応じて、前記動作モードを、前記第１のモードと前記第２のモードとの他方に切り替え、周波数同期動作を継続する、請求項２７に記載の周波数シンセサイザの制御方法。
【請求項２９】
入力電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器に所定の参照電圧を入力した状態で、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数が所望の周波数に近づくように前記電圧制御発振器の粗調整を行い、
前記粗調整後、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数と所定の基準周波数とを比較し、
出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを前記比較結果に基づいて決定し、
前記電圧制御発振器に前記チャージポンプの出力端子の電圧に応じた電圧を入力して周波数同期動作を行う周波数シンセサイザの制御方法。
【請求項１】
出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、
前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源と、
前記第１及び第２の電流源の電流を制御する電流調整回路であって、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを切り替え可能な電流調整回路と、
前記出力端子の電圧に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとを切り替える切替回路とを備えるチャージポンプ。
【請求項２】
前記切替回路は、前記所定の電流が流れるように制御する電流源が飽和領域で動作するように、前記第１のモードと前記第２のモードとを切り替える、請求項１に記載のチャージポンプ。
【請求項３】
前記第１の電流源がｐ型のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタを含み、前記第２の電流源がｎ型のＭＯＳトランジスタを含む、請求項１又は２に記載のチャージポンプ。
【請求項４】
前記電流調整回路は、
前記電流源を所定電流が流れるように制御する固定バイアス信号を生成する固定バイアス信号発生回路と、
前記所定電流が流れるように制御する電流源を流れる電流とバランスするように前記電流源を制御する適応バイアス信号を生成する適応バイアス信号発生回路と、
前記固定バイアス信号と前記適応バイアス信号とを入力し、何れか一方を選択して前記第１の電流源に供給する第１のセレクタと、
前記第１のセレクタと相補動作を行い、前記固定バイアス信号と前記適応バイアス信号とを入力し何れか一方を選択して前記第２の電流源に供給する第２のセレクタとを含む、請求項１乃至３の何れか一に記載のチャージポンプ。
【請求項５】
前記適応バイアス信号発生回路は、前記第１の電流源及び前記第２の電流源を模擬した第１及び第２の模擬電流源と、前記第１及び前記第２の模擬電流源の出力端子に相当する模擬出力端子の電圧と、前記出力端子の電圧とを入力し適応バイアス信号を生成するオペアンプとを含む、請求項４に記載のチャージポンプ。
【請求項６】
前記適応バイアス信号発生回路は、前記第１のモードでは、前記第２の模擬電流源に前記固定バイアス信号を供給した状態で前記オペアンプの出力を前記第１の模擬電流源に供給すると共に、前記オペアンプの出力を前記第１の電流源に供給すべき適応バイアス信号として出力し、前記第２のモードでは、前記第１の模擬電流源に前記固定バイアス信号を供給した状態で前記オペアンプの出力を前記第２の模擬電流源に供給すると共に、前記オペアンプの出力を前記第２の電流源に供給すべき適応バイアス信号として出力する、請求項５に記載のチャージポンプ。
【請求項７】
前記オペアンプが、前記第１の電流源に供給すべき適応バイアス信号を出力する第１のオペアンプと、前記第２の電流源に供給すべき適応バイアス信号を出力する第２のオペアンプとを含む、請求項５又は６に記載のチャージポンプ。
【請求項８】
前記適応バイアス信号発生回路は、前記第２のモード時に、前記第１のオペアンプへの電源供給を停止する第１の電源スイッチと、前記第１のモード時に、前記第２のオペアンプへの電源供給を停止する第２の電源スイッチとを更に有する、請求項７に記載のチャージポンプ。
【請求項９】
前記オペアンプが、レールトゥーレールアンプで構成される、請求項５又は６に記載のチャージポンプ。
【請求項１０】
前記切替回路は、前記出力端子の電圧と所定の基準電圧とを比較する電圧判定回路を含み、前記出力端子の電圧と前記基準電圧との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとの切替えを行う、請求項１乃至９の何れか一に記載のチャージポンプ。
【請求項１１】
前記切替回路は、前記出力端子の電圧が前記基準電圧よりも高いときは前記電流調整回路を前記第１のモードで動作させ、前記出力端子の電圧が前記基準電圧よりも低いとき前記電流調整回路を前記第２のモードで動作させる、請求項１０に記載のチャージポンプ。
【請求項１２】
前記切替回路は、前記出力端子の電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器の出力信号周波数と、所定の基準周波数とを比較する周波数判定回路を含み、前記出力信号周波数と前記基準周波数との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとの切替えを行う、請求項１乃至９の何れか一に記載のチャージポンプ。
【請求項１３】
前記切替回路は、前記電圧制御発振器の出力信号周波数が前記基準周波数よりも高いときは前記電流調整回路を前記第１のモードで動作させ、前記電圧制御発振器の出力信号周波数が前記基準周波数よりも低いときは前記電流調整回路を前記第２のモードで動作させる、請求項１２に記載のチャージポンプ。
【請求項１４】
請求項１乃至９の何れか一に記載のチャージポンプと、
前記チャージポンプの出力端子の電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器の出力信号と基準信号との位相差を検出し、該検出した位相差に応じた位相差信号を前記チャージポンプに出力する位相比較器とを有する周波数シンセサイザ。
【請求項１５】
前記切替回路は、前記出力端子の電圧と所定の基準電圧とを比較する電圧判定回路を含み、前記出力端子の電圧と前記基準電圧との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとの切替えを行う、請求項１４に記載の周波数シンセサイザ。
【請求項１６】
前記切替回路は、前記電圧制御発振器の出力信号周波数と、所定の基準周波数とを比較する周波数判定回路を含み、前記電圧制御発振器の出力信号周波数と前記基準周波数との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとの切替えを行う、請求項１４に記載の周波数シンセサイザ。
【請求項１７】
前記チャージポンプと前記電圧制御発振器との間に、前記電圧制御発振器に入力する電圧を、前記出力端子の電圧と所定の参照電圧との間で切り替える入力電圧切替回路を更に有し、
前記入力電圧切替回路が前記参照電圧を前記電圧制御発振器に入力している状態で、前記電圧制御発振器の出力信号周波数が前記基準周波数に近づくように前記電圧制御発振器を粗調整し、粗調整後、前記入力電圧切替回路は、前記出力端子の電圧を前記電圧制御発振器に入力し、前記切替回路は、前記電圧制御発振器の出力信号周波数と前記基準周波数とを比較し、前記第１のモードと前記第２のモードとの切替えを行う、請求項１６に記載の周波数シンセサイザ。
【請求項１８】
出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有するチャージポンプにて、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとを、前記出力端子の電圧に応じて切り替えるチャージポンプの制御方法。
【請求項１９】
前記第１のモードと前記第２のモードとを、前記所定の電流が流れるように制御する電流源が飽和領域で動作するように切り替える、請求項１８に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２０】
前記電流源を所定電流が流れるように制御する固定バイアス信号を生成し、前記所定電流が流れるように制御する電流源を流れる電流とバランスするように前記電流源を制御する適応バイアス信号を生成し、前記第１の電流源に、前記出力端子の電圧に応じて、前記固定バイアス信号及び前記適応バイアス信号の何れか一方を供給し、前記第２の電流源に、前記固定バイアス信号及び前記適応バイアス信号の他方を供給する、請求項１８又は１９に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２１】
前記第１の電流源及び前記第２の電流源を模擬した第１及び第２の模擬電流源の何れか一方に前記固定バイアス信号を供給した状態で、前記第１及び前記第２の模擬電流源の出力端子に相当する模擬出力端子の電圧が前記出力端子の電圧と等しくなるように前記第１及び第２の模擬電流源の他方を制御するときに該他方の模擬電流源に供給する信号を、適応バイアス信号として生成する、請求項２０に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２２】
前記第１のモードでは、前記第２の模擬電流源に前記固定バイアス信号を供給した状態で、前記模擬出力端子の電圧が前記出力端子の電圧と等しくなるように前記第１の模擬電流源を制御するときに前記第１の模擬電流源に供給する信号を前記第１の電流源に供給すべき適応バイアス信号として生成する、請求項２１に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２３】
前記第２のモードでは、前記第１の模擬電流源に前記固定バイアス信号を供給した状態で、前記模擬出力端子の電圧が前記出力端子の電圧と等しくなるように前記第２の模擬電流源を制御するときに前記第２の模擬電流源に供給する信号を前記第２の電流源に供給すべき適応バイアス信号として生成する、請求項２１に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２４】
前記第１のモードでは、前記第２の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成する回路の電源供給を遮断し、前記第２のモードでは、前記第１の電流源に供給すべき適応バイアス信号を生成する回路の電源供給を遮断する、請求項２１乃至２３の何れか位置に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２５】
前記出力端子の電圧と所定の基準電圧とを比較し、前記出力端子の電圧と前記基準電圧との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとを切り替える、請求項１８乃至２４の何れか一に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２６】
前記出力端子の電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器の出力信号周波数と、所定の基準周波数とを比較し、前記出力信号周波数と前記基準周波数との大小関係に応じて、前記第１のモードと前記第２のモードとを切り替える、請求項１８乃至２４の何れか一に記載のチャージポンプの制御方法。
【請求項２７】
出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを、前記出力端子の電圧に応じて切り替え、周波数同期動作を行う周波数シンセサイザの制御方法。
【請求項２８】
前記チャージポンプを前記第１モードと前記第２のモードの何れか一方で動作させて周波数同期動作を開始し、前記出力端子の電圧を所定の基準電圧と比較し、前記出力端子の電圧と前記基準電圧との大小関係に応じて、前記動作モードを、前記第１のモードと前記第２のモードとの他方に切り替え、周波数同期動作を継続する、請求項２７に記載の周波数シンセサイザの制御方法。
【請求項２９】
入力電圧に応じた周期で発振する電圧制御発振器に所定の参照電圧を入力した状態で、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数が所望の周波数に近づくように前記電圧制御発振器の粗調整を行い、
前記粗調整後、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数と所定の基準周波数とを比較し、
出力端子に向けて電流を流す第１の電流源と、前記出力端子から電流を引き抜く第２の電流源とを有し、前記第２の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第１の電流源を前記第２の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第１のモードと、前記第１の電流源を所定の電流が流れるように制御しつつ前記第２の電流源を前記第１の電流源を流れる電流とバランスするように制御する第２のモードとの何れかで動作するチャージポンプの動作モードを前記比較結果に基づいて決定し、
前記電圧制御発振器に前記チャージポンプの出力端子の電圧に応じた電圧を入力して周波数同期動作を行う周波数シンセサイザの制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【公開番号】特開２０１０−２３９５５４（Ｐ２０１０−２３９５５４Ａ）
【公開日】平成２２年１０月２１日（２０１０．１０．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−８７４９９（Ｐ２００９−８７４９９）
【出願日】平成２１年３月３１日（２００９．３．３１）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１０月２１日（２０１０．１０．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月３１日（２００９．３．３１）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
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