ディテクタシステム
【解決手段】ディテクタシステムは、振幅変調（「ＡＭ」）ノイズを有する第１高周波信号を検出し、少なくとも第１検出ＡＭノイズ信号成分および復調信号成分を有する第１検出信号を生成するよう構成された第１ディテクタと、ＡＭノイズを有する第２高周波信号を検出し、少なくとも第２検出ＡＭノイズ信号成分を有する第２検出信号を生成するよう構成された第２ディテクタと、を備える。代数的合成ネットワークは、第１検出信号と第２検出信号とを合成することで第１検出ＡＭノイズ信号成分を第２検出ＡＭノイズ信号成分で相殺し、復調信号成分を含む出力信号を生成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願へのクロスリファレンス
本願は、米国特許出願第１２／５９０１４５号（出願日：２００９年１１月２日、名称：「Noise Canceling Down-Converting Detector」、発明者：モールトン、グラント、イーおよびスチュワート、クリストファー、イーおよびグディー、スティーブン、エイチ、代理人整理番号：ＩＰ０９０１ＵＳ）の優先権の利益を享受する。その米国特許出願は、共有に係る米国特許出願第１２／５９０１１７号（名称「Method of Down Converting High-frequency Signals」、発明者：モールトン、グラント、イーおよびスチュワート、クリストファー、イーおよびグディー、スティーブン、エイチ、代理人整理番号：ＩＰ０９０２ＵＳ）、および、共有に係る米国特許出願第１２／５９０１１６号（名称「Continuous-Wave Field Disturbance Sensing System」、発明者：モールトン、グラント、イーおよびスチュワート、クリストファー、イーおよびグディー、スティーブン、エイチ、代理人整理番号：ＩＰ０９０３ＵＳ）、および、共有に係る米国デザイン特許出願第２９／３１６８０７号（名称「Hand-Held Radar Device」、発明者：モールトン、グラント、イーおよびパケット、ジョー、エル、ジュニアおよびグディー、スティーブン、エイチおよびスチュワート、クリストファー、イー、代理人整理番号：ＩＰ０９０４ＵＳ）、と共に出願された。
【０００２】
連邦によって後援された研究に関する声明文
なし。
【０００３】
共同研究契約に係る者の名称
なし。
【０００４】
シーケンスリストへのリファレンス
なし。
【０００５】
本技術は主にレーダーシステムなどの電磁場擾乱検知技術に関する。
【背景技術】
【０００６】
連続波（ＣＷ）コヒーレントレーダーは、周波数変換を使用して、伝送される信号の位相とその信号が移動するターゲットによって反射されることで得られる信号の位相とを比較する。ターゲットから反射されてくる波の位相は、そのターゲットまでの距離の関数として変化する。ターゲットの速度が一定の場合、反射信号の位相は一定のレートで変化する。位相の変化の一定のレートは、一定の周波数に対応する。したがって、帰ってくる反射信号は伝送信号からのある周波数オフセットで現れる。その周波数オフセットは、伝送器とターゲットとの相対速度に比例する。
【０００７】
伝送信号と受信信号とを周波数ダウンコンバータで比較することにより、そのコンバータの出力において伝送信号と受信信号との差分周波数を得ることができる。レーダーの実装においては、伝送信号の位相（周波数）と受信信号の位相（周波数）とを比較するために必要な装備のコストおよびサイズの最適化が試みられる。一方で、そのコストおよびサイズで可能な最大のターゲット検出範囲を得る試みも行われる。
【０００８】
多くの従来の可搬型レーダーガンはガン（Ｇｕｎｎ）ダイオードを使用する。ガンダイオードは積分型ダイオードピークディテクタで空洞発振器を駆動する。積分型ダイオードピークディテクタは、周波数ダウンコンバータまたはミキサとして機能し、ひとつまたは複数のディテクタダイオードを使用する。空洞発振器／ミキサはホーンアンテナと結合される。ホーンアンテナは、入来信号を伝送し、反射信号を受けるために使用される。空洞は、伝送器からのローカル発振器（「ＬＯ」）信号でダイオードディテクタを駆動し、受信ＲＦ信号を同じダイオードと結合させる。ダイオードディテクタはＲＦ信号とＬＯ信号とを混合し、それらの差分周波数を有するＩＦ信号を生成する。典型的には、ダイオードディテクタは大抵は数百から高いときには数千オーム程度の比較的高いインピーダンスにマッチし、変換ロスは０ｄＢに到達しうる。ＬＯ信号およびＲＦ信号にマッチさせることは、最適なシステム性能を得るためにカップリングを最適化するために、空洞内でダイオードの場所を動かすことにより達成される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ディテクタダイオードは空洞内のＬＯパワーを整流する。コヒーレントな振幅変調（「ＡＭ」）による、または、ＡＭノイズによる、振幅のどのような変化もＩＦ出力に表れるであろう。この問題のため、設計者は通常、ダイオードバイアスサプライ電圧入力から振幅変動への変換が最小となるよう調整されたガンダイオード発振器を使用する。これにより、ＬＯにおけるＡＭノイズは最小化され、したがってＩＦ出力において検出されるＬＯＡＭノイズも最小化される。その結果、十分に感度の高いＲＦ検出が可能となる。
【００１０】
空洞型レーダーデバイスは、典型的には、１０ＧＨｚまたは２４ＧＨｚＩＳＭバンド（例えば、ＸおよびＫバンド）で動作するために、数インチ長のホーンアンテナおよび少なくとも１立方インチまたはそれ以上のサイズの空洞発振器を要求する。これらの要素の両方は、システムがかなりの重量およびサイズを有することの要因となる。システムがかなりの重量およびサイズを有することは、小型ハンドヘルドアプリケーションにとっては望ましくない。さらに、最適なガンダイオードバイアスポイントは多くの場合かなりの電流引き込みを必要とする。可搬型電池式アプリケーションの場合、これにより、使用可能な動作時間が制限される。あるいはまた、より大きな電池を収容するためにレーダーのサイズを大きくしなければならない。
【００１１】
小型レーダーデバイスへの別の設計アプローチは、平面または「パッチ（patch）」アンテナアレイを使用する。これらのデバイスは、空洞安定型ガン発振器／ディテクタを使用するかまたは従来のスイッチングミキサを使用する。スイッチングミキサでは、ＬＯ信号がＬＯ位相に依存してＲＦ信号位相をスイッチし、ＩＦ出力へ出す。スイッチング型のミキサは多くの場合６ｄＢ以上の変換ロスを示すので、ローカル発振器のＡＭノイズを相殺するためのバランス構成とされなければならない。従来のミキサベースのシステムにおいて使用されるダイオードは、信号経路における開路または閉スイッチを提供するスイッチとして作用する。ＬＯ信号は、約半周期の間ダイオードを「オン」とするまたは低インピーダンスとし、もう半周期の間ダイオードを「オフ」とするまたは高インピーダンスとするよう、ミキサダイオードを駆動する。
【００１２】
バランスされたスイッチングダイオードミキサまたは２倍、３倍バランスされたスイッチングダイオードミキサは、製造時のばらつきに起因する不完全なＡＭノイズ相殺に悩まされており、大抵の発振器のＡＭノイズの影響を受けやすいままとなっている。レーダ経路やミキサ内の経路の往復に必要な時間は短いことに起因してローカル発振器の位相ノイズは相殺される一方、ダウンコンバートされたローカル発振器ＡＭノイズは入来ＲＦ信号をぼやかしてしまう。従来の（インコヒーレントな）受信器では、通常、位相ノイズがＡＭノイズを数十ｄＢ程度上回るので、ＬＯのＡＭノイズは普通見られない。（例えば、ＣＷレーダーで使用されるような）コヒーレントな受信においてのみ、ＬＯの位相ノイズは相殺され、ＡＭノイズが支配的となりうる。
【００１３】
加えて、通常、スイッチングダイオードミキサのＩＦ出力を、大抵は５０オームに等しい低い入力インピーダンスを有する低ノイズＩＦ増幅器で終端することが必要である。ミキサロスが６ｄＢのときのその増幅器のノイズ電圧は、アンテナ入力において測定されるノイズ電圧の２倍に等しい。通常、ダイオードはミキサの入力ノイズに、変換ロスに上積みする形で０．５ｄＢから１ｄＢを加える。これにより、アンテナＲＦポートでの受信信号対ノイズ比はさらに悪化する。通常、このタイプのレーダーはガンおよびホーンアンテナ代替構成と比較して、追加的なアンテナやＲＦ前置増幅器などの他の部材の追加なしでは、良い長距離特性を実現しない。
【００１４】
平面パッチアンテナアレイを使用して構成された他のデバイスは、ガンベースの空洞発振器を伝送源として使用し、ディテクタダイオードを受信ミキサとして使用した。これはガンソースからのＡＭノイズをそれほど高くないものとすることができるが、発振器の共振空洞のサイズによってその小型化には限界がある。
【００１５】
従来技術の欠点を克服するレーダーシステムや他のアプリケーションの部材が望まれている。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
広義には、本書面はディテクタシステムを開示する。
【００１７】
ディテクタシステムは、振幅変調（「ＡＭ」）ノイズを有する第１高周波信号を検出し、少なくとも第１検出ＡＭノイズ信号成分および復調信号成分を有する第１検出信号を生成するよう構成された第１ディテクタと、ＡＭノイズを有する第２高周波信号を検出し、少なくとも第２検出ＡＭノイズ信号成分を有する第２検出信号を生成するよう構成された第２ディテクタと、を備える。代数的合成ネットワークは、第１検出信号と第２検出信号とを合成することで第１検出ＡＭノイズ信号成分を第２検出ＡＭノイズ信号成分で相殺し、復調信号成分を含む出力信号を生成する。
【００１８】
さらなる実施の形態では、第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、復調信号成分はローカル高周波信号と受信高周波信号との差分周波数を有する。ある実施の形態では、第２高周波信号はローカル高周波信号である。代替的な実施の形態では、第２高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、第２検出信号は差分周波数を有する第２復調信号成分をさらに含む。代数的合成ネットワークの出力信号は復調信号成分に足し合わされた第２復調信号成分を含んでもよい。
【００１９】
ある実施の形態では、受信高周波信号はローカル高周波信号の反射信号である。
【００２０】
さらなる実施の形態は、ローカル高周波信号と受信高周波信号とを合成し、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供する高周波代数的合成ネットワークを備える。
【００２１】
ある実施の形態では、代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有し、第１検出信号は非反転入力に提供され、第２検出信号は反転入力に提供される。
【００２２】
ある実施の形態では、第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、出力信号は差分周波数を有する。
【００２３】
ある実施の形態では、ディテクタシステムは、ローカル高周波信号および受信高周波信号を受けるよう構成された高周波代数的合成ネットワークを含む。高周波代数的合成ネットワークは、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供し、ローカル高周波信号および受信高周波信号の反転信号を第２ディテクタに提供する。第２ディテクタは第２検出ＡＭノイズ信号成分および反転された復調信号成分を有する第２検出信号を生成する。
【００２４】
ある実施の形態では、代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有する。第１検出信号が非反転入力に提供されると共に第２検出信号が反転入力に提供されることによって、反転されたＡＭノイズ信号成分および第２復調信号成分が生成される。出力信号は復調信号成分と第２復調信号成分との和であり、反転されたＡＭノイズ信号成分はＡＭノイズ信号成分を相殺する。
【００２５】
ディテクタは例えば、シングルダイオードディテクタ、デュアルダイオードディテクタ、ダイオード電圧増倍器であってもよい。
【００２６】
ある実施の形態では、高周波代数的合成ネットワークは、高周波代数的合成ネットワークを通じた第１受信信号経路と、高周波代数的合成ネットワークを通じた第２受信信号経路と、高周波代数的合成ネットワークを通じた第１ＬＯ信号経路と、高周波代数的合成ネットワークを通じた第２ＬＯ信号経路と、を含む。第１高周波コンバイナは、第１受信信号経路の受信信号と第１ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第１合成信号を第１ディテクタに提供する第２高周波コンバイナは、第２ＲＦ信号経路の受信信号と第２ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第２合成信号を第２ディテクタに提供する。ある実施の形態では、第１合成信号はＬＯ信号と受信信号とを足し合わせたものであり、第２合成信号はＬＯ信号から受信信号を引いたものである。
【００２７】
ある実施の形態では、ディテクタシステムは、第１ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられた第２代数的合成ネットワークを含む。第２代数的合成ネットワークは、代数的合成ネットワークの第１非反転入力と接続された第１正出力と、代数的合成ネットワークの第１反転入力と接続された第１負出力と、を有する。さらなる実施の形態では、第２検出信号は第２復調信号成分を含み、第３代数的合成ネットワークは第２ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられ、第３代数的合成ネットワークは、代数的合成ネットワークの第２反転入力と接続された第２正出力を有する。第２負出力は、代数的合成ネットワークの第２非反転入力と接続される。
【００２８】
さらなる実施の形態では、調整可能利得ステージは、代数的合成ネットワークと第２代数的合成ネットワークおよび第３代数的合成ネットワークのうちのひとつとの間に設けられる。調整可能利得ステージは、第２検出ＡＭノイズ信号成分が第１検出ＡＭノイズ信号と利得係数との積と等しくなるような検出ＡＭノイズ信号のうちのひとつの調整を可能とする。例えば、調整可能利得ステージは第２検出ＡＭノイズ信号成分を利得係数で除す。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのブロック図である。
【００３０】
【図２Ａ】別の実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのブロック図である。
【００３１】
【図２Ｂ】図２Ａのノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのブロック図であり、高周波合成ネットワークおよび検出信号代数的合成ネットワークの追加的な詳細を示す。
【００３２】
【図３Ａ】実施の形態に係るノイズ相殺システムの一部を示す図である。
【００３３】
【図３Ｂ】別の実施の形態に係るノイズ相殺システムの一部を示す図である。
【００３４】
【図４】実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタシステムの一部を示す図である。
【００３５】
【図５Ａ】ある実施の形態において使用されるシングルダイオードディテクタの回路図である。
【００３６】
【図５Ｂ】ある実施の形態において使用されるデュアルダイオードディテクタの回路図である。
【００３７】
【図５Ｃ】ある実施の形態において使用されるダイオード増倍回路の回路図である。
【００３８】
【図５Ｄ】ある実施の形態において使用されるシャント構成のシングルダイオードディテクタの回路図である。
【００３９】
【図６Ａ】実施の形態に係るフィールド擾乱検知システムにおいて使用されるノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのＲＦカプラの平面図である。
【００４０】
【図６Ｂ】実施の形態に係るシングルダイオードディテクタ回路の平面図である。
【００４１】
【図６Ｃ】実施の形態に係るデュアルダイオードディテクタ回路６６０の平面図である。
【００４２】
【図７Ａ】実施の形態に係るＣＷレーダーシステムの回路基板の平面図である。
【００４３】
【図７Ｂ】実施の形態に係るフィールド擾乱測定システムを示す図である。
【００４４】
【図８Ａ】実施の形態に係るダウンコンバーティング方法のフローチャートである。
【００４５】
【図８Ｂ】実施の形態に係る電磁場擾乱の検知方法のフローチャートである。
【００４６】
【図９Ａ】実施の形態に係る、フィールド擾乱検知システムをノイズについて較正する方法のフローチャートである。
【００４７】
【図９Ｂ】実施の形態に係る、フィールド擾乱検知システムのＡＭ信号利得を較正する方法のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００４８】
実施の形態に係るフィールド擾乱検知システム（例えば、レーダーシステム、モーションセンサ、自動ドア開閉器、自動車用センサ、および低いＩＦのＴｘ／Ｒｘシステム）は小型化を達成し、また改善されたレンジ、感度および信号対ノイズ比を達成する。ある実施の形態に係るシステムは、携帯型かつ電池駆動のシステムである。他の実施の形態は、ＡＣ（メイン）電源や外部電源を伴う固定設置型である。実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは、第１信号（信号１でありこれは「ＬＯ信号」と称されるであろう。ちなみに、このＬＯ信号はスイッチングミキサシステムにおけるＬＯ信号とは全く異なる）または伝送信号からＡＭノイズを相殺する。
【００４９】
ディテクタのある実施の形態は、従来のスイッチングミキサベースのシステムと比較して、ディテクタ回路と適切にマッチされた場合にかなりの変換利得を提供する。ある実施の形態では、１０ｄＢ以上の変換電圧利得が測定された。変換利得が改善されたことにより実施の形態はよりよい信号対ノイズ比を達成できる。これにより、従来のスイッチダイオードミキサシステムにおいて使用されるより高価な低ノイズＩＦまたはＲＦ増幅器の代替品として、シンプルで低コストのＩＦ増幅器を使用することが可能となる。ある実施の形態では、低ノイズＩＦ増幅器を使用することで、追加的なノイズを最小化しつつ変換信号をブーストすることができる。本明細書で使用される「ノイズ相殺」は、あるディテクタにおいて検出されるＡＭノイズが別のディテクタにおいて検出される実質的に同じＡＭノイズから減算されることを意味する。
【００５０】
実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは入来（反射されるかまたは他のＲＦ）信号を検出し、一方でローカル（伝送されるかまたはＬＯ）信号のＡＭノイズを相殺する。ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは通常のスイッチングミキサのようには動作しない。すなわち、ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは、スイッチング動作を制御するＬＯ信号でＲＦ信号をスイッチまたはゲートしてＩＦポートに与えることをしない。その代わり、ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは、２以上の別個のエンベロープディテクタとして動作する。
【００５１】
ディテクタは、２つの高周波信号の瞬間値（電圧）を検出する。これらの信号のうちの一方は、平均（定常状態）ＬＯパワー（これは基本的にＤＣの検出出力を生成する）と、瞬間ＲＦパワーと、瞬間ＬＯＡＭノイズパワーと、を含む。瞬間ＲＦパワーは、ＬＯ信号に加わるかそれから引かれることによってビート（ＩＦ）信号を生成する。瞬間ＬＯＡＭノイズパワーは、平均ＬＯパワーに加わるかそれから引かれる。したがって、ピーク検出された電圧に不正確さを導入する（潜在的に検出ＲＦ信号をぼやかすかまたは不確実性を加える）。関心のある信号（例えば、反射信号や伝送器からの受信信号）は復調されて検出信号の成分（「復調成分」）となる。
【００５２】
他方の信号は少なくとも平均ＬＯパワーおよび瞬間ＬＯＡＭノイズパワー（およびオプションでＲＦ信号または他の信号）を含む。検出される定常状態ＬＯ信号はＤＣであり、排斥されるかそうでなければ相殺される（例えば、ＲＣディテクタ負荷に影響を与えない）。検出ＡＭノイズ成分の一方は他方から減算され、したがって、結果として得られる検出（ＩＦ）信号に対するＬＯＡＭノイズの影響は相殺される。ＲＦ信号はある実施の形態では移動する物体から反射された信号である。そのようなＲＦ信号は、ディテクタにおいて、瞬間ＬＯ信号に加わるかそれから引かれ、ピーク電圧したがってディテクタ出力を増加させるかまたは減少させる。簡便に可視化するとすると、反射信号はＬＯ信号を「過去にスライドさせた」ものであり、ディテクタはベースバンドにおいてビート周波数を有するＩＦ信号を生成する。
【００５３】
従来のスイッチングミキサでは、ＩＦ信号は２つの周波数（すなわち、ＲＦ信号およびＬＯ信号）の和または差である。言い換えると、従来のスイッチングミキサは、アップコンバータまたはダウンコンバータとして動作しうる。従来のスイッチングミキサは、典型的には、全てのミキサポートすなわちＬＯ、ＲＦおよびＩＦにおいて、比較的低いインピーダンスシステム（例えば、特性インピーダンスが５０オームのシステム）で動作する。ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは、ＩＦポートにおいてそのような低インピーダンスを有するシステムに限定されない。
【００５４】
図１は、実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタ（「ＮＣＤＤ」）システムのブロック図である。高周波信号（「ＬＯ信号」）１０２は第１ディテクタ１０４および代数的合成ネットワーク１０６に提供される。代数的合成ネットワーク１０６は、高周波信号１０２をＲＦ信号１０８と合成し、ＲＦ＋ＬＯ信号１１０を生成する。このＲＦ＋ＬＯ信号は第２ディテクタ１１２に提供される。ＣＷレーダーなどのアプリケーションでは、高周波信号は伝送信号であり、ＲＦ信号は反射信号であり、例えばターゲットから反射されたＬＯである（例えば、図７Ｂ参照）。他のアプリケーションでは、ＲＦ信号は伝送デバイスによって生成された高周波信号または再生成されたＬＯ信号である。実施の形態の多くのアプリケーションはコヒーレントなＲＦ信号を使用するが、他のアプリケーションはそうではない。
【００５５】
連続波（「ＣＷ」）レーダーシステムでは、高周波（ＬＯ）信号はアンテナに送られターゲットへ伝送される。ターゲットはエネルギの一部を反射し（「反射」信号または「ＲＦ」信号）、そのように反射された信号は同じアンテナまたは第２アンテナによって受信される。ターゲットとアンテナとの相対運動は反射信号と伝送（ＬＯ）信号との間の周波数シフトとして検出される。検出された周波数シフトを処理することにより、相対運動の速さが決定される。通常、ＬＯ信号は反射信号よりもかなり高いパワーを有しており、ＬＯ信号のＡＭノイズはＲＦ成分をぼやかす可能性がある。ディテクタ１０４、１１２からの出力１１４、１１６は、第２代数的合成ネットワーク１１８の非反転入力１１７および反転入力１１５に提供され、検出出力信号１２０が生成される。検出出力信号１２０は、議論を容易とするため、中間周波数（「ＩＦ」）信号と称される。第２代数的合成ネットワーク１１８は、演算増幅器や差動増幅器などの任意のタイプの回路によって、または、アナログデジタルコンバータおよびそれに続くハードウエアまたはソフトウエアによるデジタル信号処理を組み入れたデジタル回路技術によって、実現されうる。第２代数的合成ネットワークは、第１検出信号と第２検出信号とを合成することで、検出ＡＭノイズを相殺する。第１検出信号１１６は、検出ＡＭノイズ成分（ＬＯｄ）および第２検出信号成分（ＲＦｄ）を含む。第２検出信号１１４は検出ＡＭノイズ成分（ＬＯｄ）を含む。この検出ＡＭノイズ成分は基本的に第１検出信号１１６の検出ＡＭノイズ成分と等しい。したがって、検出ＡＭノイズは相殺される。出力信号（ＩＦ）１２０は第２検出信号成分（ＲＦｄ）である。
【００５６】
図１のＩＦ信号は基本的には復調ＲＦ信号であり、原則的にはＲＦ信号の位相がＣＷＬＯ信号に関して進むまたは遅れる際のビートノートである。ＣＷレーダーシステムの場合、物体がＬＯ源に向けてまたはそれから離れるように移動し、物体へのまたはからの経路長が減少または増大する際、ＲＦ信号の位相は、そのＲＦ信号をシステムに向けて反射する物体の速さにしたがって、ＬＯ信号の位相に対して進むまたは遅れる。ビートノートの周期は物体の速さを示す。理想的なシステムでは、検出ＬＯ信号の振幅（検出ＬＯ信号のＤＣ成分）は両方のディテクタ１１２、１０４において同じであり、代数的合成ネットワーク１１８の入力１１５、１１７において相殺される。あるいはまた、ＤＣ成分は等しくなく、しかしながら（例えば容量的に）ブロックされ、排斥され、またはそうでなければＲＦ信号とＬＯ信号との間のビート周波数に影響を与えない。
【００５７】
ＩＦ信号１２０は、入力１１７における検出ＬＯ信号引く入力１１５における検出ＬＯ信号足す入力１１７における検出ＲＦ信号と等しい。ＬＯポート１０２における所与の入力パワーに対して１１４および１１６における出力信号の振幅および位相が等しくなる、したがって信号出力におけるＬＯＡＭノイズが相殺されるように、システムはセットアップ（例えば、マッチ設計または較正）される。あるシステムでは、ＬＯ信号の振幅はＲＦ信号のそれよりもかなり大きく、ＬＯＡＭノイズがＲＦ信号により生じるピーク信号電圧の差を覆い隠す可能性がある。システム１００は、検出ＬＯ信号およびそれに伴うＬＯＡＭノイズをそれと同じ信号の検出複製物から減算することによって、ＬＯＡＭノイズがＲＦ信号を覆い隠すという問題を避ける。
【００５８】
ある実施の形態では、第１ディテクタおよび第２ディテクタはシングルダイオードディテクタである。代替的な実施の形態では、第１ディテクタおよび第２ディテクタは複数ダイオードディテクタまたは他のタイプのディテクタである。ある実施の形態では、第１ディテクタおよび第２ディテクタは実質的に同等である。これにより、検出ＬＯ信号は実質的に同等となり、ＬＯＡＭノイズをより良く相殺することができる。製造公差により軽微な差異が生じうる。ある実施の形態は、図３Ｂを参照して後述される較正技術を含む。代替的な実施の形態では、ディテクタは同等ではないが、バランスされている。言い換えると、各ディテクタは同じ入力信号から実質的に同等の出力信号を生成する。代替的な実施の形態では、部材および回路の多くのバリエーションが使用される。実質的に同等な回路を設計することおよび実質的に同等（すなわち、同じ部品番号およびある場合ではマッチする部品）を使用することは、所望の信号バランスを達成するための多くの方法のうちのひとつに過ぎない。
【００５９】
図２Ａは、別の実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタ２００のブロック図である。ＲＦ信号１０８およびＬＯ信号１０２は両方とも代数的合成ネットワーク２０２に提供される。代数的合成ネットワーク２０２はＬＯ＋ＲＦの第１高周波出力２０４およびＬＯ−ＲＦの第２高周波出力２０６を生成する。第１ディテクタ２０８はＬＯ＋ＲＦ信号を検出し、その検出信号２１６（ＬＯｄ＋ＲＦｄ）は別の代数的合成ネットワーク２１８の非反転入力２１７に提供される。第２ディテクタ２１０からの検出信号２１４（ＬＯｄ−ＲＦｄ）は代数的合成ネットワーク２１８の反転入力２１５に提供される。代数的合成ネットワーク２１８の出力はＩＦ信号であり、このＩＦ信号は、２１７からの検出ＬＯ信号引く２１５からの検出ＬＯ信号足す２１５および２１７に見られる検出ＲＦ信号の大きさの和と等しい。検出ＬＯ信号および検出ＲＦ信号が最適に合成された場合、（検出ＬＯＡＭノイズを含む）検出ＬＯ信号は相殺され、検出ＲＦ信号は２倍となる。これにより、ＩＦ信号の信号対ノイズ比を改善できる。実際は、製造公差や電子部品（例えばディテクタダイオード）から生じる差異によりわずかにバランスが崩れる。このバランスの崩れにより、ＬＯＡＭノイズは残留し、ＲＦパワーは倍増されるとまではいかない。しかしながら、変換処理の性能（電圧の利得）を大きく改善することができる。
【００６０】
図２Ｂは、図２Ａのノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタ２００のブロック図であり、高周波合成ネットワーク２０２および検出信号代数的合成ネットワーク２１８の追加的な詳細を示す。ある実施の形態では、高周波合成ネットワーク２０２はリングカプラを含む（例えば、図６Ａ参照）。代替的な実施の形態では、高周波合成ネットワーク２０２は他の技術を使用する。そのような技術は例えばハイブリッドやバランやトランスや高周波回路設計の分野の当業者に知られている他の合成技術である。
【００６１】
第１ディテクタ２０８へのＲＦ信号経路（「第１ＲＦ経路」）２２０は、関連する第１位相遅延Φ１および第１利得（またはロスであり、そのようなロスは議論上負の利得（−ｄＢ）として表現される）ｇ１を有する。第２ディテクタ２１０へのＲＦ信号経路（「第２ＲＦ経路」）２２２は、関連する第２位相遅延Φ２および第２利得ｇ２を有する。第１ディテクタ２０８へのＬＯ信号経路（「第１ＬＯ経路」）２２４は、関連する位相シフトΦ３および利得ｇ３を有し、第２ディテクタ２１０へのＬＯ信号経路（「第２ＬＯ経路」）２２６は位相シフトΦ４および利得ｇ４を有する。
【００６２】
ＲＦ信号およびＬＯ信号は高周波コンバイナ２２８、２３０において合成され、ディテクタ２０８、２１０と結合される。ディテクタ２０８、２１０は低周波信号を出力２３６、２３８に提供し、したがって検出信号代数的合成ネットワーク２１８に提供する。検出信号は、低周波加算器２４０において合成される前に位相遅延Φ５、Φ６および利得ｇ５、ｇ６の影響を受ける。低周波加算器２４０は検出信号を足し合わせ、合成ＩＦ出力２４２を生成する。
【００６３】
合成ネットワーク２０２の部材のばらつきや製造公差によって、相補的な経路（すなわち、第１および第２ＲＦ経路２２０、２２２ならびに第１および第２ＬＯ経路２２４、２２６）において位相シフトおよび利得の差異が生じうる。そのような差異によって、異なる高周波出力信号２３２、２３４がディテクタ２０８、２１０に供給されるということが生じうる。さらに、たとえ合成高周波信号が等しい場合でも、ディテクタ部材の差異によってディテクタの出力２３６、２３８が異なることも生じうる。ある実施の形態では、高周波合成ネットワーク２０２のひとつ以上の利得値は調整可能である。ある実施の形態では、各ディテクタ２３６、２３８からの検出ＬＯパワーをバランスさせるようにＬＯ信号経路（例えば、ｇ３、ｇ４）の利得値を調整可能である。これにより、検出ＬＯＡＭノイズをほぼ完全に相殺することができる。
【００６４】
図３Ａは、実施の形態に係るノイズ相殺システム３００を示す図である。検出信号ＬＯｄ＋ＲＦｄは代数的合成ネットワーク３０２に提供される。代数的合成ネットワーク３０２は正出力３０６および負（反転）出力３０８を有する。正出力３０６はＬＯｄ＋ＲＦｄを低周波代数的合成ネットワーク３１８の第１非反転入力３１０に結合し、負出力３０８は−（ＬＯｄ＋ＲＦｄ）を低周波代数的合成ネットワーク３１８の第１反転入力３１２に結合する。同様に、ＬＯｄ−ＲＦｄは第２非反転入力３１４に結合され、−（ＬＯｄ−ＲＦｄ）は第２反転入力３１６に結合される。代数的合成ネットワーク３０４は第２ディテクタからのＬＯｄ−ＲＦｄに対して同様に動作する。
【００６５】
差動出力３０６、３０８または差動出力３０７、３０９において加えられたコモンモードノイズは出力３２０において相殺される。電源レールや他の入力から差動出力和にノイズが入りうる。システム３００はコモンモードノイズを相殺する。しかしながら、システム３００は、出力３０６と３０８との間に表れる差動ノイズを相殺せず、また、出力３０７と３０９との間に表れる差動ノイズを相殺しない。
【００６６】
図３Ｂは、別の実施の形態に係るノイズ相殺システム３３０の一部を示す図である。ディテクタ３３２、３３４の出力は異なるＬＯｄのレベルを有する。これは、例えば異なる経路ロスや異なるディテクタ性能に起因しうる。ＲＦｄのレベルもまた等しくないかもしれない。しかしながら、トータルの検出ＲＦ信号がレーダーまたは他のシステムにおいて正当な測定を提供するのに十分な程度である限り、これはあまり重要ではない。レーダーにおける速さの決定は、信頼性の高いビート周波数の検出にのみ依存しており、その信号の絶対振幅には依存しないからである。検出ＬＯ信号が異なる場合、ノイズ信号は等しくなくなるので、不完全なＬＯＡＭノイズ相殺が生じうる。これにより、ＲＦ信号ピークよりも高い検出ＡＭノイズが生じうる。そのような高いノイズはＲＦ信号測定の正確さを低減しうる。ディテクタ３３４からの出力は、ディテクタ３３２からの出力よりもスケーリング（利得）係数Ｋだけ高い。調整可能利得ステージ３３６は、差動出力に１／Ｋを掛け合わせ、２つの検出ＬＯ信号をディテクタ３３２において見られるのと同じレベルになるようにする。これにより、代数的合成ネットワーク３３０の動作によって検出ＬＯＡＭノイズは相殺される。
【数１】
利得制御３３６により、検出ＲＦ信号を約４倍としつつ（２つの検出ＬＯ信号がほぼ等しい、すなわちＫが１に近い場合）、ＬＯＡＭノイズを相殺することが可能となる。
【００６７】
ある実施の形態では、システムの各ＬＯ信号経路にある量のＡＭ信号を加えることによってＬＯＡＭ信号またはノイズの相殺が実現されるように、ダウンコンバーティングシステムは較正される。両方のディテクタ出力において同等レベルの検出ＬＯＡＭ信号が生成されるよう利得Ｋを変えることによって、ＩＦにおいて見られる検出ＡＭ信号またはノイズの振幅を低減できるであろう。ＬＯＡＭ相殺はベースバンド（ＩＦ／可聴）において行われる。これにより、高周波（すなわち、検出前）における較正と比較して、とても正確なＬＯＡＭ較正／相殺が可能となる。高周波では、ミスマッチ誤差が較正の精度を悪化させる。ある実施の形態では、ダウンコンバーティングシステムは、ＡＭ信号やノイズ源（較正標準）やルックアップテーブル（「ＬＵＴ」）や可変利得ステージや可変減衰ステージなどの作り付けの較正源を有する。さらなる実施の形態では、ダウンコンバーティングシステムは、ファームウエアインストラクション（自己較正）にしたがって、自動ＬＯＡＭノイズ較正を実行する。ＬＯＡＭノイズ相殺により信号対ノイズ特性を改善することができる。これにより、レーダーシステムにより優れたレンジを提供することが可能となる。
【００６８】
図４は、実施の形態に係るＮＣＤＤシステム４００の一部を示す図である。ＮＣＤＤシステム４００は図３Ａおよび図３Ｂを参照して説明されたシステムと同様であるから、簡単に説明する。システム４００は４つのディテクタＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を使用し、４つの検出信号（図４Ａにおいて符号が付されている）を差動代数的合成ネットワーク４０２、４０４に提供する。差分回路および等しいＬＯ検出信号およびＲＦ検出信号の場合、結果として得られる合成ＩＦ出力は以下の通りである。
【数２】
ディテクタＤ１−Ｄ４がデュアルダイオードディテクタとして構成される場合、それらのディテクタＤ１−Ｄ４はそれぞれ最大でＮＣＤＤへの入力パワーの半分程度しか見ないであろう。それらのディテクタはピーク電圧を検出し、それらの出力を電圧として加える。それらのディテクタが正のピークディテクタと負のピークディテクタとで対とされる場合、同じパワー入力に対して低周波検出出力電圧はほぼ２倍となるであろう。したがって、４ディテクタシステム４００は検出ＬＯＡＭノイズを相殺する一方、検出ＲＦ信号を、シングルダイオードシステムによって検出されるであろうＲＦ信号の数倍程度に増大させる。無相関でありダイオード生成の（すなわち、ディテクタ生成の）ノイズがパワーとして加わる。シングルダイオードディテクタシステムでは、この無相関のノイズは検出信号に加えられ、レンジ／感度を悪化させる。この４ディテクタシステムでは、４つの検出ＲＦ出力信号は相関のある電圧として足し合わされる一方、４つのノイズ出力は無相関のパワーとして足し合わされる。したがって、信号対ノイズ比を改善でき、反射されるかまたは遠方で生成された微小ＲＦ信号を検出できる低コストの検出システムを提供できる。
【００６９】
図５Ａは、実施の形態に係るダウンコンバーティングシステム（例えば、図１の参照符号１０２参照）で使用されるシングルダイオードディテクタ５００の回路図である。代替的に、他のディテクタ構成が使用される。ダイオード５０２はピークディテクタとして使用される。そこでは、電圧源５０６からの高周波入力電圧ＶＩＮにしたがって、抵抗−容量（「ＲＣ」）ネットワーク５０４に亘って出力電圧ＶＯＵＴが生成される。ダイオード５０２は、正のピーク入力電圧引くディテクタダイオードの順方向降下電圧にほぼ等しい検出出力電圧を生成する。例えば、入力電圧はローカル発振器およびアンテナによって生成されるＬＯ＋ＲＦ電圧（図１の参照符号１１０参照）であり、図６Ａおよび図６Ｂを参照して後述される。ある実施の形態では、抵抗５０８の抵抗値は、余分な抵抗ノイズを加えることなく検出出力電圧を最大化するよう選択され、キャパシタ５１０はローパスフィルタ機能およびエネルギの蓄積機能を提供するよう選択される。ある実施の形態によると、ディテクタの出力はＩＦ増幅器５１０の高インピーダンス入力に接続される。これにより、ディテクタダイオード５０２の負荷を軽くすることができる。その結果、ディテクタダイオード５０２は、従来のスイッチングミキサベースのシステムと比較して、高周波信号の狭い導通角に亘って導通する。従来のスイッチングミキサベースのシステムでは、ミキサダイオードは高周波駆動信号の比較的長い部分に亘って導通する。
【００７０】
スイッチングミキサベースのシステムは、ミキサダイオードを駆動するために比較的高いＬＯパワーを必要とする。ダイオードをミキサとしてではなくディテクタとして使用することにより、システムをより低いＬＯパワーで動作させることが可能となる。これにより、トータルのシステム電力消費を低減し、ＬＯ設計における設計の幅を広げることができる。ディテクタダイオードにおいて要求されるＬＯパワーを低くすることにより、ＬＯパワーを分割して複数のディテクタを駆動し、ＬＯＡＭノイズを相殺することが可能となる。実施の形態に係るノイズ相殺技術は、スイッチングミキサやシングルダイオード検出ミキサと比べて改善された信号対ノイズ性能を有するダウンコンバーティングシステムを提供する。複数のＲＦディテクタを使用することにより、信号対ノイズ性能をさらに改善できる。
【００７１】
図５Ｂは、ある実施の形態において使用されるデュアルダイオードディテクタ５２０の回路図である。電圧源ＶＩＮ５２２は第１ダイオード５２４を駆動し、第１ＲＣネットワーク５２６に亘って第１出力ＶＯＵＴ１を生成する。電圧源ＶＩＮ５２２は第２ダイオード５２８を駆動し、第２ＲＣネットワーク５３０に亘って第２出力ＶＯＵＴ２を生成する。ＶＯＵＴ１は基本的にＶＩＮの正のピーク電圧引くダイオードの順方向降下電圧であり、ＶＯＵＴ２は基本的にＶＩＮの負のピーク電圧引くダイオードの順方向降下電圧である。ある実施の形態によると、ディテクタ出力ＶＯＵＴ１、ＶＯＵＴ２は代数的合成ネットワーク５３２に提供される。
【００７２】
図５Ｃは、ある実施の形態において使用されるダイオード増倍回路５４０の回路図である。回路５４０は４つのダイオード５４４、５４６、５４８、５６０を有し、それらのダイオードは、シングルダイオードディテクタの約４倍の電圧利得を提供するよう接続される。各ダイオードはＡＣ入力電圧によって駆動され、関連するキャパシタを充電する。各ダイオードと関連するキャパシタとはピークディテクタとして接続される。このディテクタ（電圧増倍器）は、電圧利得を生じさせるために、低インピーダンス駆動および高インピーダンス負荷に依存する。これらのダイオードは交互に導通する。すなわち、負の半サイクルにおいて第１および第３ダイオードが導通し、入力信号の正の半サイクルにおいて第２および第４ダイオードが導通する。ある実施の形態によると、検出出力は高インピーダンス回路（例えば、ＩＦ増幅器）５４２に提供される。
【００７３】
図５Ｄは、ある実施の形態において使用されるシャント構成のシングルダイオードディテクタ５６０の回路図である。ある実施の形態によると、ダイオード５６２は直列キャパシタ５６７およびシャント抵抗５６４と協働して、ＩＦ増幅器５６６に検出電圧ＶＤＥＴを提供する。
【００７４】
図６Ａは、実施の形態に係るフィールド擾乱検知システムにおいて使用されるノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのＲＦカプラ６００の平面図である。ＲＦカプラは選択された特性インピーダンス（例えば５０オーム、７５オームまたは３００オーム）を有する伝送線路として製造される。導電トレースの幅は、基板の厚さ（マイクロストリップ伝送線路が使用される場合は典型的には接地面までの厚さ）および基板材料の誘電率および他の特性に応じて、所望の特性インピーダンスが得られるように選択される。これはＲＦ回路の分野では周知である。議論をより容易とするために、リングカプラ６０２のセグメントなどのＲＦ構造の「長さ」は、システムが動作する波長を使用して示される。ある実施の形態では、比較的低い誘電損失（一般に１０ＧＨｚにおける損失正接が約０．００３より小さい）および高い誘電率（一般に１０ＧＨｚにおいて約２よりも大きい）を有する誘電体基板上に、マイクロストリップ伝送線路が製造される。そのような誘電体基板は例えば、ＤＵＲＯＩＤＴＭ基板、ＲＯＧＥＲＳ ＣＯＲＰＯＲＡＴＩＯＮ ｏｆ Ｒｏｇｅｒｓ、ＣＴから取得可能なＲＯＤＧＥＲＳ ＲＴＴＭ ４３５０または４００３基板、ＡＲＬＯＮ−ＭＥＤ ｏｆ Ｒａｎｃｈｏ Ｃｕｃａｍｏｎｇａ、ＣＡから取得可能なＡＲＬＯＮ−ＭＥＤＴＭ ２５Ｎ、２５ＦＲまたはＡＤ３５０Ａ基板、ＴＡＣＯＮＩＣ ｏｆ Ｐｅｔｅｒｓｂｕｒｇｈ、ＮＹから取得可能なＴＡＣＯＮＩＣ ＴＬＸＴＭまたはＲＦ−３５ＡＴＭ基板、またはＩＳＯＬＡ ＧＲＯＵＰ Ｓ．Ａ．Ｒ．Ｌ．ｏｆ Ｃｈａｎｄｌｅｒ、ＡＺから取得可能なＩＳＯＬＡ ＩＳ６４０ＴＭであり、これらはポリ（テトラフルオロエチレン）（「テフロン（登録商標）」）ベースの回路基板であり、金属泊トレースを有する。一般に、マイクロストリップ高周波伝送構造は、導電性接地面（全ての場合ではないが大抵の場合基板の反対側にある）から既知の距離だけ離れたトレースであって選択された幅を有するトレースを有する。代替的な実施の形態では、共平面導波路やストリップラインや片面ストリップラインや同軸伝送線路が使用される。または、高周波伝送線路のタイプを混ぜ合わせてもよく、例えばシステムのある部分ではマイクロストリップ構造を使用し、別の部分では共平面導波路を使用してもよい。代替的な実施の形態は、ＦＲ−４やＧ−１０基板などのエポキシグラスファイバー基板、他のポリマーファイバー基板、セラミック（例えば、アルミナまたはポリシリコン）基板、または単結晶（例えば、サファイアまたはシリコン）基板を使用する。
【００７５】
ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのＲＦカプラ６００は、リングハイブリッドカプラ６０２と、２つのダイオードディテクタ６０４、６０６と、を使用する。ダイオードディテクタ６０４、６０６はシングルダイオードディテクタであってもよいし、複数ダイオードディテクタであってもよい。ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタ６００は、コヒーレント自己復調レーダーに特に適している。このレーダーでは、ＬＯ信号および伝送レーダー信号６１０は同じ周波数で一定の位相差を有する。ＲＦ信号６１２は伝送（ＬＯ）信号６１０の部分であり、その部分は、ターゲット６１４によって反射された部分であって周波数シフト（すなわち、ドップラーシフト）を伴う。周波数シフトは、伝送信号源（伝送信号６１０）に向かうまたはそれから離れるターゲット速度に起因する。したがって、ＲＦ信号６１２はＬＯ周波数から（カブラ帯域幅と比較して）少量シフトするのみであり、伝送信号とほぼ同じ波長したがって同様な位相シフトを有するであろう。システムは、ある既知の周波数について設計されていてもよい。そのような既知の周波数は主に伝送周波数であり、ある実施の形態では、Ｌ−、Ｓ−、Ｃ−、Ｘ−、Ｋ−、Ｋｕ−、Ｋａ−バンドや他の周波数のうちのひとつ以上であってもよい。図６Ａには、レーダー伝送および受信アンテナの詳細は示されていないが、そのようなアンテナは共通アンテナおよびＬＯとＲＦとの合成ネットワークとして実現されてもよいし、ＬＯ信号とＲＦ信号とで別個のアンテナが設けられてもよい。伝送信号６１０および反射信号６１２はアンテナカプラ（例えば、図７Ａの参照符号７０８および図７Ｂの参照符号７５７参照）を通じて導かれる。アンテナカプラは反射（ＲＦ）信号をノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのＲＦカプラ６００へと導く。
【００７６】
リングハイブリッドカプラ６０２は４つのポート６１６、６１８、６２０、６２２を有する。リングハイブリッドカプラ６０２はＬＯポート６１６に到着するＬＯ信号６１５を２つの同等な信号６２４、６２６に分割し、それらのＬＯ信号を、やはり基本的に同等な２つのディテクタポート６１８、６２０に送る。ＬＯ信号はＬＯポートから各ダイオードポートへ（ダイオードポート６２０へは時計回り、ダイオードポート６１８へは反時計回り）、ＬＯ信号の波長の四分の一または四分の一の奇数倍だけ伝播する。ＲＦポート６２２はリングハイブリッドカプラ６０２に設けられ、ＬＯポート６１６からの距離は時計回りに二分の一波長の偶数倍であり、リングハイブリッドカプラ６０２の周りの反時計回り方向にＲＦ信号の二分の一波長の奇数倍である。
【００７７】
ＬＯ信号６２４、６２６はＲＦポート６２２において相殺される。６２４についての最短信号経路は二分の一λ（１８０度）であり、６２６についての最短信号経路はλ（３６０度）であり、したがってＬＯ信号６２４および６２６は１８０度だけ位相がずれて到着するからである。代替的な実施の形態は他の波長の倍数を使用する。ある実施の形態では、ＲＦポート６２２はリングハイブリッドカプラ６０２に設けられており、一方のディテクタ６０４からは反時計回り方向に四分の一波長、時計回り方向に四分の五λだけ離れており、第２ディテクタ６０６からは一方の方向に四分の三波長だけ離れている。したがって、ＲＦ信号は各ディテクタに、リング周りの両方の方向から位相が揃った形で到着する。２つのディテクタポート６１８、６２０の間の最短距離は二分の一λである。したがって、ＲＦポート６２２からの信号は分割され、２つのディテクタ６０４、６０６に１８０度の位相差を伴って到着する。リングを四分の一λの奇数倍でスケーリングしても同じ位相関係を達成することができる。
【００７８】
ＲＦ信号６１２およびＬＯ信号６１５は正確に同じ周波数を有するわけではなく、移動するレーダーターゲットのドップラーシフトの影響により非常に低い周波数だけ分離されている。これは以下のように可視化されうる。大きなＬＯ信号により小さなＲＦ信号が加えられ、そのＲＦ信号は周波数的にはＬＯ信号とほぼ同等であるが、時間の経過とともに位相がゆっくりと移動する。波形のあるサイクルにおいて、一方のディテクタにおけるＲＦ信号およびＬＯ信号は同相で足し合わされ、波形のトータルの振幅を増加させる。差分周波数の二分の一サイクル後、ＲＦ信号およびＬＯ信号は逆相で足し合わされ、ディテクタにおける波形のトータルの振幅を減少させる。これにより、ＲＦとＬＯとの間の差分周波数（ＬＯ−ＲＦまたはＲＦ−ＬＯ）を有するダイオードディテクタからの低周波出力（すなわち、ベースバンドまたは「オーディオ」）が生じる。この差分周波数は、伝送信号と移動するターゲットとの往復経路における位相の変化に起因する。この位相の一定変化（ターゲットの相対速度が一定の場合）は周波数の変化と区別がつかず、ドップラー効果として理解される。
【００７９】
２つのディテクタ６０４、６０６においてはＬＯポートからの信号の位相は同じになるが、第１ディテクタにおいてはＲＦポートからの小信号はＬＯ信号の振幅に加えられる。第２ディテクタにおいてはＲＦポートからの小信号はＬＯ信号の振幅から差し引かれる。差分周波数の二分の一サイクル後、ＲＦ信号の位相はＬＯ信号に対して１８０度だけ変化し、ＲＦの大きさとＬＯの大きさとの加算を見ていた第１ディテクタは今度はＬＯの大きさからのＲＦの大きさの減算を見るであろう。したがって、一方のディテクタがより高い出力を見る場合、他方のディテクタは同じＲＦ信号に起因してより低い出力を見るであろう。ＬＯ信号のコヒーレントＡＭまたはＡＭノイズは各ディテクタにおいて信号の加算または減算として表れるであろう。そのような信号は、両方のディテクタの代数的合成により検出ＲＦ出力レベルが増加し、合成出力における検出ＬＯＡＭノイズが相殺されるように、各ディテクタにおいて同等に（すなわち、同相で）加算または減算されるであろう。
【００８０】
代数的合成ネットワーク（図２Ａの参照符号２１８参照）は２つのディテクタ出力間の差を取り、ＩＦ信号を提供する。したがって、ＬＯ信号のＡＭノイズは相殺され、一方でＲＦ信号の検出振幅は２つの検出ＲＦ信号の合成（和）として表れる。差動ＩＦ増幅器は２つの検出ＲＦ振幅間の差を取る。２つの検出ＲＦ振幅は基本的には互いに１８０度だけ位相がずれている。これは検出出力のうちのひとつにさらに１８０度の位相を加え、かつ、その結果ともう一方の検出出力とを足し合わせることに対応する。また、これは、２つの検出ＲＦ信号の大きさを加算することと等価である。負の値の減算はその値の大きさの加算と等価であるからである。
【００８１】
差動ディテクタおよび差動ＩＦ増幅器は協働して受信ＲＦ信号の高感度性を実現しつつ、ＬＯ信号のＡＭノイズを相殺する。ＡＭノイズは、そのように相殺されない場合、ダウンコンバータの感度を制限する。さらなる実施の形態では、差動ＩＦ増幅器は一方のＩＦ信号の大きさを他方のＩＦ信号に対して調整する機能を提供する（例えば、図３Ｂの参照符号３３６参照）。この機能は、ある実施の形態に係るノイズ較正技術と関連して使用される場合に特に、システムのノイズ相殺特性をさらに改善することができる。
【００８２】
ある実施の形態は、ディテクタ利得の変動および信号経路の損失の差分を補正するためのノイズ較正を含む。ＲＦ伝送回路を正しく設計し、プロセスコントロール（再現性）を適切にすることによって、ＬＯ信号部分とＲＦ信号部分との間の位相をバランス状態に維持することができる。ＲＦ経路がいくらかのインバランスを有する場合でも、ＬＯＡＭノイズは十分に相殺されるので、ＲＦ信号の利得をほんの少し変更するのみでよく、一方で受信信号対ノイズ比を大きく増やすことができる。
【００８３】
ディテクタ６０４、６０６は、典型的なミキサで使用されるダイオードスイッチのように動作するわけではない。ディテクタ６０４、６０６は、それらが狭帯域ダイオードディテクタである場合、スイッチングミキサ回路で使用されるより広帯域のダイオードスイッチと比較して、より高い利得（電圧入力に対する電圧出力）で入力信号電圧を検出することができる。狭帯域ダイオードディテクタは、広帯域ダイオードスイッチよりもマッチングをとるのが簡単である。したがって、検出効率を改善でき、信号対ノイズ比を改善できる。
【００８４】
代替的な実施の形態では、ＲＦ信号部分が２つのディテクタに互いに位相が揃った状態で到着するが、ＬＯ信号部分は互いに１８０度だけ位相がずれた状態で到着するように、ＲＦポートはカプラと接続される。リングカプラの幾何学的形状は、ＬＯ信号のＡＭノイズを相殺する差動構造を生成する。代数的合成ネットワークは、２つの検出ＬＯＡＭノイズ部分を相殺するために、２つのディテクタ出力を互いに差し引く。ＬＯ信号の相対位相によらずに、２つのダイオード出力にＡＭノイズの低周波変動が位相が揃った状態で現れるからである。ＲＦ信号は両方のディテクタに加えられるが、それらのディテクタのＬＯ信号は１８０度だけ互いに位相がずれているので、ＬＯ信号とＲＦ信号とを合成することにより、ディテクタの出力に低周波変動を生成することができる。低周波変動は１８０度だけ位相がずれており、ＬＯ信号とＲＦ信号との差の周波数を有する。代数的合成ネットワークは効果的に２つの検出ＲＦ信号部分の大きさを足し合わせる。この構成は、ＬＯＡＭ信号またはノイズを最大限相殺するために、ディテクタ出力のうちのひとつの振幅調整を要求しうる。実施の形態は、シングルダイオードディテクタや複数ダイオードディテクタを組み入れてもよく、代替的なディテクタ手法を使用してもよい。
【００８５】
ディテクタ出力は加算ネットワーク（不図示、図７Ｂの参照符号７６８参照）と結合される。加算ネットワークの初段はＩＦ増幅器であり、そのＩＦ増幅器は図６Ａのディテクタ６０４、６０６からディテクタ出力を受ける。この増幅器は差動増幅器であり、エミッタ結合トランジスタペアから形成される。差動増幅器を形成する２つのトランジスタのバイアス電流を変えることで利得を変えることができる。一方のディテクタについてのＩＦ増幅器の初段出力は加算増幅器（例えば、演算増幅器）と接続される。正出力は非反転利得を生成する増幅器の入力と結合され、負出力は反転利得を生成する増幅器の入力と結合される。このネットワークは２つのディテクタ間の差を取るので、第２ディテクタの初段出力は増幅器入力と逆極性で結合される。すなわち、第２ディテクタの正出力は反転利得を生成するポートと接続され、第２ディテクタの負出力は非反転利得を生成するポートと接続される。この構成は２つのディテクタ出力間の差を生成し、ＩＦ増幅器の初段における電源電圧や利得制御電圧のコモンモードノイズ変動を相殺する。差動ノイズ相殺ディテクタの差動特性により、増幅器出力までの受信器チェーンのすべての要素におけるノイズの相殺が保たれる。さらなる実施の形態では、増幅器を、差動出力を備える差動増幅器で置き換えてもよい。この場合、コモンモード干渉に対する感度をさらに低減できる。
【００８６】
図６Ｂは、実施の形態に係るシングルダイオードディテクタ回路６３０の平面図である。例えば、ディテクタ回路は図６Ａの第１または第２ディテクタ６０４、６０６として使用される。ダイオード６３２はマッチング構成６３４により、リングカプラ（例えば、図６Ａの参照符号６０２参照）の伝送線路インピーダンスとマッチされる。ダイオード６３２はダイオードチップであり、回路基板の表面に定義された導電性ホイルのパッド６３６上に取り付けられる。このダイオードチップは、インダクタとして表示されているボンドワイヤまたは他の適切なコネクタ６３８によってマッチング構成６３４と接続される。代替的な実施の形態では、パッケージ化されたダイオードが使用される。
【００８７】
ダイオードはＤＣ経路を使用して電流を生成し、入力高周波パワー（すなわち、ＬＯ信号およびＲＦ信号）から検出出力（ＶＯＵＴ）を提供する。高周波ハイブリッドマイクロ回路設計の分野では周知のように、高インピーダンス伝送線路６４４の両端にファンライン６４２、６４６を伴うネットワークを設けることにより、ＬＯ周波数における高インピーダンスを実現でき、かつ、ダイオード電流に対してはＤＣ経路を提供できる。種々の実施の形態では、任意のマッチングおよびバイアス構成が適切であり、ある実施の形態は異なるディテクタ回路に対して異なるマッチングおよびバイアス技術を適用してもよい。したがって、ディテクタ回路６３０は単なる例示である。代替的な実施の形態は、シャント構成を有するひとつ以上のダイオードを伴うディテクタ回路を使用する。一般に、ダイオードインダクタンスとファンライン６４２のキャパシタンスとの共振を生じさせない、ダイオードの出力へのＤＣ接続を提供することが望まれる。多くのミキサ回路は、５０オームシステムのように比較的低特性インピーダンスのシステムにおいて動作する。ある実施の形態におけるディテクタは、より高いインピーダンスの回路において動作する。この場合、共振の発生を回避し、ディテクタからより高い電圧利得を得ることができる。
【００８８】
第２ファンライン６４６はネットワーク６５０と接続される。ネットワーク６５０は直列抵抗６５２とシャントキャパシタ６５４とシャント抵抗６５６とを有する。直列抵抗６５２の抵抗値は、ファン６４６とそれに続くシャントキャパシタ６５４との間を絶縁するのに十分なほど大きく、かつ、出力電圧ＶＯＵＴを過度に減衰させないように接地へのシャント抵抗６５６の抵抗値よりも十分に低くあるべきである。例えば、シャント抵抗６５６が１キロオームから５キロオームの範囲にある場合、直列抵抗６５２は約２０オームから約２００オームの範囲にある。
【００８９】
シャントキャパシタ６５４は、自己共振周波数が期待されるＩＦ周波数の最高値よりも高くかつＬＯ周波数よりも低くなるよう、選択される。ある実施の形態では、ＬＯ周波数が約２４ＧＨｚのとき、シャントキャパシタは自己共振周波数が約２ＧＨｚよりも低くなるよう選択される。これにより、他のレーダーユニットや通信デバイスなどの隣接信号源が出力電圧ＶＯＵＴに影響を与えることに対する耐性を得ることができる。シャントキャパシタ６５４およびシャント抵抗６５６はＶＯＵＴと接続された後段増幅器によって提供される抵抗およびキャパシタンスと共に、ＩＦ帯域幅を決定するであろう。このＩＦ帯域幅は、受信されると予想される最高周波数のＩＦ信号の受信を可能とするのに十分な程度に大きく設定されなければならない。短くされたファンライン６４２、６４６およびダイオードやパッケージやライン６４４や他のリード線の直列インダクタンスは、ＬＯ周波数およびＲＦ周波数における減衰を提供する。当業者には理解されるように、他のネットワークが代替的に使用されうる。
【００９０】
マッチング構成６３４において伝送線路６５８、６６０、６６２を使用することによって、ダイオード／ファンライン共振のインピーダンスとリングカプラのシステムインピーダンスとを整合させることができる。代替的に、他の伝送線路マッチング構成が使用される。例えば、代替的なデザインは、単一の四分の一波長伝送線路を使用し、この伝送線路のインピーダンスはソースインピーダンスと負荷インピーダンスとの幾何平均と等しい。代替的な実施の形態では、マッチング回路においてディスクリートな部品が使用される。
【００９１】
図６Ｃは、実施の形態に係るデュアルダイオードディテクタ回路６６０の平面図である。２つのダイオード６６２、６６４は直列に接続される。ある実施の形態では、２つのダイオードは単一のパッケージ６６６の中に作られ、それによって浮遊キャパシタンスおよびインダクタンスが低減される。２つのダイオードのパッケージはデュアルダイオードを称される。ある実施の形態は、積層ダイオードを使用する。図６Ｂを参照して上述されたように、２つのダイオードのコモンジャンクション６６８は、広い／狭いマッチング構成（例えば、図６Ｂの参照符号６３４参照）を通じて、ディテクタ入力ポート（例えば、図６Ｂの参照符号６１８、６２０参照）と接続される。デュアルダイオードの他の端子はそれぞれ、短くされたファンライン６７０、６７２と接続される。短くされたファンライン６７０、６７２は、ダイオードおよびパッケージリード線のインダクタンスを外し、ＬＯ周波数で共振するようなキャパシタンスを作り出す。各ダイオードおよび短くされたファンラインジャンクションは、ＬＯ周波数において高インピーダンス負荷を提供する回路と接続される。しかしながら、その回路はダイオードとＤＣで接続され、ディテクタ出力およびＤＣ電流経路を提供する。この回路は、図６Ｂを参照して上述されたように、狭いラインおよびファンライン足す直列抵抗およびシャント抵抗およびキャパシタの形態をとりうる。代替的な実施の形態は、ＲＦチョークなどのＬＯ周波数での高インピーダンスネットワークの形態をとる。そのようなネットワークは高インピーダンスを提供する。デュアルダイオードパッケージの一方のダイオードはディテクタ入力信号の正のピークを検出し、デュアルダイオードパッケージの他方のダイオードはディテクタ入力信号の負のピークを検出する（例えば、図５Ｂおよびそれに関連する記載を参照）。
【００９２】
２つのダイオードの出力ＶＯＵＴ１、ＶＯＵＴ２は差動増幅器６７６の入力と接続される。差動増幅器６７６の出力６７８は差動ＩＦ増幅器６８２の入力と接続される。デュアルダイオードディテクタ回路６６０は図６Ｂのシングルダイオードディテクタ回路と同様に動作するが、典型的には、シングルダイオードディテクタよりもかなり高い出力電圧を生成する。この出力電圧はマッチングネットワークの損失および浮遊キャパシタンスおよびインダクタンスに依存する。
【００９３】
図７Ａは、実施の形態に係るＣＷレーダーシステム７００の部分の図である。第１リングカプラ７０８は、ＬＯ信号をローカル発振器７２０からアンテナ７２２へ導く。また、第１リングカプラ７０８は、ＲＦ信号をアンテナ７２２から導く。ある実施の形態では、このアンテナ７２２はリングカプラ７０２、７０８と同じ基板７２３上に形成されたパッチアンテナである。基板７２３は「プリント基板」としてよく知られている。ＣＷレーダーシステム７００において、シングルアンテナ７２２は、ＬＯ信号の伝送（図６Ａの参照符号６１０参照）および反射ＲＦ信号の受信の両方のために使用される。代替的な実施の形態は２つのアンテナを使用し、一方のアンテナは伝送用であり、他方のアンテナは受信用である。この場合、追加的なレシーバ利得を得ることができ、感度およびレンジが向上する。アンテナで受信された信号は、アンテナカプラとではなくＮＣＤＤ入力と直接接続されうるので、利得を増やすことができる。アンテナカプラと接続される場合は典型的には３ｄＢ程度の損失が導入される。アンテナはＬＯ周波数で動作するよう設計される。ＬＯ周波数は、ある実施の形態では、２４ＧＨｚ程度である。ＣＷドップラーレーダーシステムにおいては、ＲＦおよびＬＯは基本的には同じ周波数である。第２リングカプラ７０２は実質的に図６Ａを参照して上述されたように構成され、実質的に図６Ｂを参照して上述された２つのディテクタ７０４、７０６を含む。あるいはまた、ディテクタ７０４、７０６の一方または両方について、複数ダイオードディテクタが使用されてもよい。
【００９４】
システム全体の性能を最良に保てるよう各リングは最適化される。ある実施の形態では、ローカル発振器７２０は誘電体共振器（「ＤＲＯ」、安定誘電体共振器（dielectric resonator stabilized oscillators、「ＤＳＯｓ」）としても知られている）である。ＤＲＯは低コストかつコンパクトであり、比較的省電力である。しかしながら、ＤＲＯは多くの場合高いＡＭノイズを有しており、ノイズ相殺が無い従来のダイオードディテクタＣＷレーダーシステムでは使用できない。ＬＯＡＭノイズを相殺する本発明の実施の形態によると、ＤＲＯを多くの異なるレーダーアプリケーションで使用できる。そのようなアプリケーションは、低消費電力やロングレンジや測定精度が要求されるレーダーアプリケーションを含む。代替的な実施の形態は伝送線路共振器や他の発振器を使用する。
【００９５】
第１リングカプラ７０８は第１ポート（「ＬＯ入力ポート」）７２４においてＬＯ信号を受け、そのＬＯ信号を、ターゲット（不図示）へ伝送するためのアンテナポート７２６およびＬＯポート７２８に分配する。ＬＯポート７２８と結合されたＬＯ信号の部分は、ＬＯ信号を運ぶための伝送線路７３０を通じて、第２リングカプラ７０２のＬＯポート６１６へと伝送される。ＲＦポート７３２はＬＯポート７２８の真向かいにあってＬＯ信号から隔離されている。そのＲＦポート７３２と結合されたＬＯ／ＲＦ信号の部分は、第１リングカプラ７０２のＲＦポート６２２と結合される。レーダーシステム７００の他の詳細はＲＦ回路設計の分野において周知であり、説明をより明確とするために省略される。
【００９６】
ＬＯ入力ポート７２４はＬＯ出力ポート７２８から四分の一λ、アンテナポート７２６から四分の一λ、それぞれ離れている。ＬＯ入力ポート７２４はＲＦ出力ポート７３２から時計回りに二分の一λ、反時計回りに１λ、離れており、１８０度の差分が得られる。これにより、ＬＯ信号を２つの経路に分割して一方をアンテナに向け、他方を差動ディテクタに向けることが可能となる。第２リングハイブリッドカプラは、ＬＯ信号を2つのディテクダイオードへ基本的に位相が揃った状態で送る一方、アンテナからのＲＦ入力信号を基本的に2つのダイオードディテクタにおいて１８０度位相がずれた状態で送る。ある実施の形態では、リングカプラ７０２、７０８やアンテナ７２２が形成される基板の側（「第１側」）の反対側（「第２側」）上にＬＯ７２０が形成される。第１側の接地面７３４は第２側（不図示）のＬＯ回路の上部に横たわる。ＬＯ信号は、それが生成される第２側からメッキビア７３６を通じて第１側に運ばれる。第２側（不図示）の接地面はアンテナ７２２および一般的には第１側のＲＦ回路の下部に横たわる。これはＲＦマイクロストリップ設計の分野では周知である。
【００９７】
図７Ｂは、実施の形態に係るフィールド擾乱測定システム７５０を示す図である。ある実施の形態では、システム７５０は集積ＣＷレーダーシステムである。システム７５０はアンテナ７５２を含む。アンテナ７５２は信号（ＬＯ信号）７５４をターゲット７５５に伝送する。信号７５４は発振器回路７５６によって生成される。ターゲット７５５は破線で示される。ターゲットはシステムの一部ではないからである。システムは、ターゲットがシステムに対して移動していればその速さを測定する。ターゲットが静止しておりシステムが動いていてもよく、あるいはまたターゲットが移動しシステムが静止していてもよく、あるいはまたターゲットおよびシステムの両方が同時に一般的な地表や他の基準フレームに対して動いていてもよい。
【００９８】
アンテナ７５２はターゲット７５５から反射された信号（ＲＦ信号）７５８を受ける。反射信号は合成ネットワーク７５７（例えば、図１−図２Ｂおよび関連する説明を参照）においてＬＯ信号と合成され、ＡＭノイズを相殺する差動ディテクタとして動作する第１ディテクタ７６０および第２ディテクタ７６２に提供される（例えば、図３Ａ−図４Ｂおよび関連する説明を参照）。代替的な実施の形態では、ＬＯ信号を伝送するために第１アンテナが使用され、反射信号を受けるために第２アンテナが使用される。オプションで、反射信号経路におけるアンテナの後段に増幅器（前置増幅器）が設けられてもよい。
【００９９】
第１および第２ディテクタ７６０、７６２の出力は代数的加算ネットワーク７６８に提供される。加算ネットワーク７６８の差動出力は増幅器およびフィルタ７７０と結合される。この増幅器およびフィルタ７７０は、差動入力をシングルエンド信号７７１に変換する。アナログデジタルコンバータ７７２は、検出電圧を示す信号をデジタル値７７３に変換する。このデジタル値７７３はコントローラ７７４によって処理される。コントローラ７７４は測定された（ターゲットとシステムとの間の）速さを液晶ディスプレイスクリーンなどの電子ディスプレイスクリーン７７６に表示する。オプションでシステム７５０はユーザインタフェース７７８を含んでもよい。このユーザインタフェース７７８は、測定された速さなどの情報を外部デバイスに伝達したり、レーダー速さ測定プロセスを開始するためのトリガを受け付けたり、速さを別の単位で報告するようレーダーの機能を変更したり、特定のタイプの対象の速さを報告するようレーダー速さ測定プロセスを最適化したり（すなわち、車両や野球のボールの測定に対して最適化したり）、特定の速さ制限内で測定された速さを報告するようレーダー速さ測定プロセスを最適化するためのものであってもよい。代替的な実施の形態では、システムは一体化されたディスプレイを含まず、コントローラはシステムの外部のデバイス（不図示）に相対速度データを提供する。
【０１００】
ある実施の形態では、システム７５０は電池７８４を電源とする携帯型のシステムである。さらなる実施の形態では、携帯型のシステムは手持ち型のシステムとして扱われることが意図されている。代替的な実施の形態では、システムに電池は含まれておらず、電力は外部電池（例えば、車両電池）などの外部ソースや主電源（例えば、主電源と接続されたトランスから）から供給される。電源回路７８６は電圧調整およびそれと似たような機能を提供し、適切な電圧を生成する。また電源回路７８６は電流を供給することでシステムの部材に電力を供給する。説明を簡単かつ明確とするため、電力を要する各部材への個々の電源ラインは省略される。ある実施の形態では、コントローラ７７４およびＡ／Ｄコンバータ７７２は電源の動作を監視し、必要であれば電源コントロールライン７８７を通じて調整したりオンオフしたりする。
【０１０１】
コントローラ７７４は振幅変調制御信号７８８を発振器回路７５６に提供する。この信号７８８は発振器７５６の振幅変調を生成し、ＮＣＤＤによって検出される発振器７５６のＡＭノイズのレベルを最小化するようなＮＣＤＤの較正を可能とする。ある実施の形態では、コントローラ７７４は較正テーブルなどのメモリを含み、あるいはまたシステム７５０はコントローラと協働する別個のメモリ（不図示）を含む。ある実施の形態では、コントローラ７７４は信号処理ブロックおよびオプションで自動較正ブロックを含む。自動較正ブロックはＡＭ信号生成器（すなわち、ＡＭコントロールライン７８８の信号であって発振器７５６を既知の態様で変調する信号）と協働する。ある実施の形態では、システムはハウジング７９０に収められている。ハウジング７９０は手持ちアプリケーションのための他のシステム要素を含む。ある実施の形態では、ハウジング７９０は矩形のプラスチックハウジングであり、おおよそ２．２５インチ×４．５インチ×１インチの大きさを有する。代替的なシステムは相手先ブランド名製造（original-equipment manufacturer、「ＯＥＭ」）システムとして提供され、他の製品の中に組み入れられる。そこではハウジングは省かれてもよい。
【０１０２】
図８Ａは、実施の形態に係るダウンコンバーティングの方法８００のフローチャートである。高周波信号（例えば、ＬＯ信号）が生成される（ステップ８０２）。高周波信号はアンテナ、第１ディテクタおよびお第２ディテクタに提供される（ステップ８０４）。アンテナはターゲットから反射信号（例えば、ＲＦ信号）を受け（ステップ８０６）、反射信号は少なくとも第１ディテクタに提供される（ステップ８０８）。第１ディテクタは反射信号および高周波信号を第１検出出力に変換し（ステップ８１０）、それと共に第２ディテクタは少なくとも高周波信号を第２検出出力に変換する（ステップ８１２）。第１および第２検出出力は代数的に合成され（例えば、互いに差し引かれ）、検出高周波信号上のＡＭノイズを含む検出高周波信号が相殺される（ステップ８１４）。ＬＯＡＭノイズはディテクタ間で相関する。両方のディテクタについて、ディテクタ出力はより高いＬＯパワーに対しては増大し、より低いＬＯパワーに対しては減少する。これは、ディテクタに送られるＬＯ信号の位相とは無関係である。したがって、ディテクタ出力代数的合成器は、一方のディテクタ出力から他方の出力を減算する。図８Ａの方法の実施の形態は、ドア開閉器や距離測定システムや自動車両用速さまたはレンジセンサや低ＩＦレシーバなどの運動検知システムにおいて使用される。ある実施の形態では、合成された検出反射信号を処理することでレーダーシステムと移動するターゲットとの相対速度が導かれる（ステップ８１６）。
【０１０３】
ある実施の形態では、第２ディテクタは第１ディテクタと同じ位相のＲＦ信号を検出し、また、逆位相の（すなわち、位相が１８０度ずれた）ＬＯ信号を検出する。検出ＲＦ信号の一方はディテクタ出力において反転され、他方の検出ＲＦ信号から減算される。一方、同じ減算により、検出ＬＯＡＭ信号は相殺される。ある実施の形態では、第２ディテクタは第１ディテクタとは逆の位相のＲＦ信号を検出し、また、同位相のＬＯＡＭ信号を検出する。ディテクタ出力のうちの一方は他方から減算され、検出（ダウンコンバートされた）逆位相ＲＦ信号は足し合わされると共に検出同位相（復調された）ＬＯＡＭ信号は相殺される。両方の場合において、ＬＯ信号の復調された振幅変調はディテクタ出力において同位相の状態でディテクタから出てくる。一方、ダウンコンバートされたＲＦ信号はディテクタ出力において逆位相の状態でディテクタから出てくる。
【０１０４】
図８Ｂは、実施の形態に係る電磁場擾乱の検知方法８２０のフローチャートである。高周波信号（例えば、ＬＯ信号）が生成される（ステップ８０２）。高周波信号はアンテナ、第１ディテクタおよびお第２ディテクタに提供される（ステップ８０４）。アンテナはターゲットから反射信号（例えば、ＲＦ信号）を受ける（ステップ８０６）。反射信号は第１ディテクタに提供され、反転された反射信号は第２ディテクタに提供される（ステップ８２２）。第１ディテクタは反射信号および高周波信号を第１検出出力に変換し（ステップ８１０）、それと共に第２ディテクタは反転された反射信号および高周波信号を第２検出出力に変換する（ステップ８２４）。ある実施の形態では、第１検出出力は検出ＬＯ信号および検出ＲＦ信号であり、第２検出出力は基本的には第１検出ＬＯ信号および負の検出ＲＦ信号である。
【０１０５】
第１検出出力は第１代数的合成ネットワークに提供され、それと共に第２検出出力は第２代数的合成ネットワークに提供される（ステップ８２６）。第１代数的合成ネットワークは第１差動信号および反転された第１差動信号を生成し、第２代数的合成ネットワークは第２差動信号および反転された第２差動信号を生成する（ステップ８３２）。第１差動信号は第３代数的合成ネットワークの正入力（すなわち、非反転入力）に提供され、反転された第１差動信号は第３代数的合成ネットワークの負入力（すなわち、反転入力）に提供され、第２差動信号は第３代数的合成ネットワークの第２負入力に提供され、反転された第２差動信号は第３代数的合成ネットワークの第２正入力に提供される。第３代数的合成ネットワークは出力（例えば、ＩＦ出力）を生成する（ステップ８３０）。さらなる実施の形態では、合成された検出反射信号を処理することでレーダーシステムとターゲットとの相対速度が導かれる（ステップ８３２）。
【０１０６】
さらなる実施の形態では、第１ディテクタからの検出ＬＯ信号と第２ディテクタからの検出ＬＯ信号とを釣り合わせるために、第２代数的合成ネットワークの出力に利得（負の利得を含み、その場合は減衰としても知られている）が適用される（ステップ８３４）。これにより、ＬＯ信号上で検出されるＡＭノイズを相殺できる。
【０１０７】
図９Ａは、実施の形態に係る、フィールド擾乱検知システムにおけるノイズを較正する方法９００のフローチャートである。高周波信号（例えば、ＬＯ信号）はフィールド擾乱検知システムのアンテナ、第１ディテクタおよびお第２ディテクタに印加される（ステップ９０２）。第１および第２ディテクタはノイズ相殺ディテクタとして構成される（例えば、図１−図３Ｂ参照）。移動する物体からの反射や他の外部放射を受けないように、アンテナはシールドされる（ステップ９０４）。高周波信号が印加される前または後にそのようなシールドが行われうる。シールドは種々の方法により行われる。例えば、無線周波数を吸収する材料で覆われた空き箱にアンテナを向けてもよいし、反射を生成するターゲットが存在しない領域にアンテナを向けてもよい。
【０１０８】
利得調整は選択された設定範囲を通じて段階的に行われる（例えば、図３Ｂの参照符号３３６参照）。出力レベル（例えば、ＩＦレベル３３８や他の適切な信号レベル）は差動ノイズを示しており、そのような出力レベルが記録される（ステップ９０６）。検出ＡＭノイズレベルの最小値に関連する利得設定が特定され（ステップ９０８）、保存される（ステップ９１０）。動作中、検出ＡＭノイズレベルの最小値に関連する利得設定が適用され、ノイズ相殺フィールド擾乱測定が行われる（ステップ９１２）。
【０１０９】
代替的な実施の形態では、利得は種々の手法で調整される。例えば、検出信号経路のうちの一方に調整可能利得要素を含め、その検出信号の利得を他方の検出信号に対して増大または減少させてもよい。あるいはまた、ひとつ以上のトランジスタへのバイアスレベルなどの要素のバイアスが変えられる。検出経路のうちのひとつにおける利得が変化すると、ノイズレベルは最小値に落ちていく。各バイアス制御ステップについてノイズレベルを観察することにより、バイアス制御が最適領域を離れる（例えば、ノイズが最小になる条件におけるバイアス制御電圧を上回るか下回るようにバイアス制御電圧を増大または減少させる）につれてノイズが増大し始めるときの利得設定を特定することができる。ある実施の形態では、しきい値は最小点からの選択された偏位で定義される。ノイズがしきい値と等しくなる利得設定が決定される（すなわち、最小ノイズは２つのしきい値設定の間にあるであろう。しかしながら、最小ノイズは比較的「平ら」であり、これにより最小ノイズ点の直接測定の正確性は低下する）。上で特定された２つのしきい値に対応する２つの利得設定の間の利得設定を選択することによって、最も良いＬＯノイズ除去に対応する最適点が設定される。２以上のディテクタを使用する実施の形態（例えば、図４参照）では、ＡＭノイズの最小化を達成するために、合成ディテクタ信号（例えば、ネットワーク４０２やネットワーク４０４の出力）の利得を調整してもよい。
【０１１０】
図９Ｂは、実施の形態に係る、ＡＭ生成器を備えるフィールド擾乱検知システムにおけるノイズを較正する方法９２０のフローチャートである。高周波信号（例えば、ＬＯ信号）はフィールド擾乱検知システムのアンテナ、第１ディテクタおよびお第２ディテクタに印加される（ステップ９２２）。第１および第２ディテクタはノイズ相殺ディテクタとして構成される（例えば、図１−図３Ｂ参照）。移動する物体からの反射や他の外部放射を受けないように、アンテナはシールドされる（ステップ９２４）。測定シーケンスが始まる前にシールドが配置される限り、高周波信号が印加される前または後、および、較正信号が印加される前または後、にそのようなシールドが行われうる。
【０１１１】
ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタシステム（例えば、図１、図２Ａ、図３Ｂ参照）の第１ディテクタおよび第２ディテクタに、ＬＯのＡＭノイズを模倣する較正信号または動作周波数（例えば、ＬＯ周波数足す側波帯）を有する信号が印加される。ある実施の形態では、ＬＯは、システムによって生成されるＡＭ信号で変調される（例えば、図７Ｂの参照符号７５６、７８８、７４４参照）（ステップ９２６）。利得調整は選択された設定範囲を通じて段階的に行われる。出力レベル（例えば、ＩＦレベル３３８や他の適切な信号レベル）は差動ノイズを示しており、そのような出力レベルが記録される（ステップ９２８）。検出ＡＭ信号（ＡＭノイズ）レベルの最小値に関連する利得設定が特定され（ステップ９３０）、保存される（ステップ９３２）。動作中、検出ＡＭ信号出力レベルの最小値に関連する利得設定が適用され（ステップ９３４）、ノイズ相殺フィールド擾乱測定が行われる（ステップ９３６）。
【０１１２】
好適な実施の形態を参照して本発明を説明したが、本発明の範囲から逸脱することなく種々の変形を施すことが可能であり、また、要素を等価物で代用することが可能であることは当業者には理解されるであろう。加えて、特定の状況や材料を、本発明の基本的範囲から逸脱することなく本発明の教示に適応させるような多くの変形例が可能であろう。したがって、本発明はそれを実施するために考えられ得る最良の形態として開示される特定の実施の形態に限定されず、本発明は添付の請求項の範囲内に入る全ての実施の形態を含むことが意図されている。
【０１１３】
本明細書で説明される全ての要素、部分およびステップが好適に含まれる。当業者には自明であるが、これらの要素、部分およびステップのうちの任意のものは他の要素、部分およびステップによって置き換えられ得るかまたは削除されうることは理解されるべきである。
【０１１４】
コンセプト
本書面は少なくとも以下のコンセプトを開示する。
コンセプト１
振幅変調（「ＡＭ」）ノイズを有する第１高周波信号を検出し、少なくとも第１検出ＡＭノイズ信号成分および復調信号成分を有する第１検出信号を生成するよう構成された第１ディテクタと、
ＡＭノイズを有する第２高周波信号を検出し、少なくとも第２検出ＡＭノイズ信号成分を有する第２検出信号を生成するよう構成された第２ディテクタと、
第１検出信号と第２検出信号とを合成することで第１検出ＡＭノイズ信号成分を第２検出ＡＭノイズ信号成分で相殺し、復調信号成分を含む出力信号を生成する代数的合成ネットワークと、を備える、ディテクタシステム。
コンセプト２
第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、復調信号成分はローカル高周波信号と受信高周波信号との差分周波数を有する、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト３
第２高周波信号はローカル高周波信号である、コンセプト２に記載のディテクタシステム。
コンセプト４
第２高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、第２検出信号は差分周波数を有する第２復調信号成分をさらに含む、コンセプト２に記載のディテクタシステム。
コンセプト５
代数的合成ネットワークの出力信号は復調信号成分に足し合わされた第２復調信号成分をさらに含む、コンセプト４に記載のディテクタシステム。
コンセプト６
受信高周波信号はローカル高周波信号の反射信号である、コンセプト２に記載のディテクタシステム。
コンセプト７
ローカル高周波信号と受信高周波信号とを合成し、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供する高周波代数的合成ネットワークをさらに備える、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト８
代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有し、第１検出信号は非反転入力に提供され、第２検出信号は反転入力に提供される、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト９
第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、出力信号は差分周波数を有する、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１０
ローカル高周波信号および受信高周波信号を受け、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供し、ローカル高周波信号および受信高周波信号の反転信号を第２ディテクタに提供するよう構成された高周波代数的合成ネットワークをさらに備え、
第２ディテクタは第２検出ＡＭノイズ信号成分および反転された復調信号成分を有する第２検出信号を生成する、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１１
代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有し、第１検出信号が非反転入力に提供されると共に第２検出信号が反転入力に提供されることによって反転されたＡＭノイズ信号成分および第２復調信号成分が生成され、
出力信号は復調信号成分と第２復調信号成分との和であり、
反転されたＡＭノイズ信号成分はＡＭノイズ信号成分を相殺する、コンセプト１０に記載のディテクタシステム。
コンセプト１２
第１ディテクタは第１シングルダイオードディテクタを含み、第２ディテクタは第２シングルダイオードディテクタを含む、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１３
第１ディテクタは第１デュアルダイオードディテクタを含み、第２ディテクタは第２デュアルダイオードディテクタを含む、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１４
第１ディテクタは第１ダイオード電圧増倍器を含み、第２ディテクタは第２ダイオード電圧増倍器を含む、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１５
高周波代数的合成ネットワークは、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第１受信信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第２受信信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第１ＬＯ信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第２ＬＯ信号経路と、
第１受信信号経路の受信信号と第１ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第１合成信号を第１ディテクタに提供する第１高周波コンバイナと、
第２ＲＦ信号経路の受信信号と第２ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第２合成信号を第２ディテクタに提供する第２高周波コンバイナと、
を含む、コンセプト１０に記載のディテクタシステム。
コンセプト１６
第１合成信号はＬＯ信号と受信信号とを足し合わせたものであり、第２合成信号はＬＯ信号から受信信号を引いたものである、コンセプト１５に記載のディテクタシステム。
コンセプト１７
第１ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられた第２代数的合成ネットワークをさらに備え、
第２代数的合成ネットワークは、
代数的合成ネットワークの第１非反転入力と接続された第１正出力と、
代数的合成ネットワークの第１反転入力と接続された第１負出力と、を有する、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１８
第２検出信号は第２復調信号成分をさらに含み、
本ディテクタシステムは、第２ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられた第３代数的合成ネットワークをさらに備え、
第３代数的合成ネットワークは、
代数的合成ネットワークの第２反転入力と接続された第２正出力と、
代数的合成ネットワークの第２非反転入力と接続された第２負出力と、を有する、コンセプト１７に記載のディテクタシステム。
コンセプト１９
代数的合成ネットワークと第２代数的合成ネットワークおよび第３代数的合成ネットワークのうちのひとつとの間に設けられた調整可能利得ステージをさらに備える、コンセプト１８に記載のディテクタシステム。
コンセプト２０
第２検出ＡＭノイズ信号成分は第１検出ＡＭノイズ信号と利得係数との積と等しく、調整可能利得ステージは第２検出ＡＭノイズ信号成分を利得係数で除す、コンセプト１９に記載のディテクタシステム。
【技術分野】
【０００１】
関連出願へのクロスリファレンス
本願は、米国特許出願第１２／５９０１４５号（出願日：２００９年１１月２日、名称：「Noise Canceling Down-Converting Detector」、発明者：モールトン、グラント、イーおよびスチュワート、クリストファー、イーおよびグディー、スティーブン、エイチ、代理人整理番号：ＩＰ０９０１ＵＳ）の優先権の利益を享受する。その米国特許出願は、共有に係る米国特許出願第１２／５９０１１７号（名称「Method of Down Converting High-frequency Signals」、発明者：モールトン、グラント、イーおよびスチュワート、クリストファー、イーおよびグディー、スティーブン、エイチ、代理人整理番号：ＩＰ０９０２ＵＳ）、および、共有に係る米国特許出願第１２／５９０１１６号（名称「Continuous-Wave Field Disturbance Sensing System」、発明者：モールトン、グラント、イーおよびスチュワート、クリストファー、イーおよびグディー、スティーブン、エイチ、代理人整理番号：ＩＰ０９０３ＵＳ）、および、共有に係る米国デザイン特許出願第２９／３１６８０７号（名称「Hand-Held Radar Device」、発明者：モールトン、グラント、イーおよびパケット、ジョー、エル、ジュニアおよびグディー、スティーブン、エイチおよびスチュワート、クリストファー、イー、代理人整理番号：ＩＰ０９０４ＵＳ）、と共に出願された。
【０００２】
連邦によって後援された研究に関する声明文
なし。
【０００３】
共同研究契約に係る者の名称
なし。
【０００４】
シーケンスリストへのリファレンス
なし。
【０００５】
本技術は主にレーダーシステムなどの電磁場擾乱検知技術に関する。
【背景技術】
【０００６】
連続波（ＣＷ）コヒーレントレーダーは、周波数変換を使用して、伝送される信号の位相とその信号が移動するターゲットによって反射されることで得られる信号の位相とを比較する。ターゲットから反射されてくる波の位相は、そのターゲットまでの距離の関数として変化する。ターゲットの速度が一定の場合、反射信号の位相は一定のレートで変化する。位相の変化の一定のレートは、一定の周波数に対応する。したがって、帰ってくる反射信号は伝送信号からのある周波数オフセットで現れる。その周波数オフセットは、伝送器とターゲットとの相対速度に比例する。
【０００７】
伝送信号と受信信号とを周波数ダウンコンバータで比較することにより、そのコンバータの出力において伝送信号と受信信号との差分周波数を得ることができる。レーダーの実装においては、伝送信号の位相（周波数）と受信信号の位相（周波数）とを比較するために必要な装備のコストおよびサイズの最適化が試みられる。一方で、そのコストおよびサイズで可能な最大のターゲット検出範囲を得る試みも行われる。
【０００８】
多くの従来の可搬型レーダーガンはガン（Ｇｕｎｎ）ダイオードを使用する。ガンダイオードは積分型ダイオードピークディテクタで空洞発振器を駆動する。積分型ダイオードピークディテクタは、周波数ダウンコンバータまたはミキサとして機能し、ひとつまたは複数のディテクタダイオードを使用する。空洞発振器／ミキサはホーンアンテナと結合される。ホーンアンテナは、入来信号を伝送し、反射信号を受けるために使用される。空洞は、伝送器からのローカル発振器（「ＬＯ」）信号でダイオードディテクタを駆動し、受信ＲＦ信号を同じダイオードと結合させる。ダイオードディテクタはＲＦ信号とＬＯ信号とを混合し、それらの差分周波数を有するＩＦ信号を生成する。典型的には、ダイオードディテクタは大抵は数百から高いときには数千オーム程度の比較的高いインピーダンスにマッチし、変換ロスは０ｄＢに到達しうる。ＬＯ信号およびＲＦ信号にマッチさせることは、最適なシステム性能を得るためにカップリングを最適化するために、空洞内でダイオードの場所を動かすことにより達成される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ディテクタダイオードは空洞内のＬＯパワーを整流する。コヒーレントな振幅変調（「ＡＭ」）による、または、ＡＭノイズによる、振幅のどのような変化もＩＦ出力に表れるであろう。この問題のため、設計者は通常、ダイオードバイアスサプライ電圧入力から振幅変動への変換が最小となるよう調整されたガンダイオード発振器を使用する。これにより、ＬＯにおけるＡＭノイズは最小化され、したがってＩＦ出力において検出されるＬＯＡＭノイズも最小化される。その結果、十分に感度の高いＲＦ検出が可能となる。
【００１０】
空洞型レーダーデバイスは、典型的には、１０ＧＨｚまたは２４ＧＨｚＩＳＭバンド（例えば、ＸおよびＫバンド）で動作するために、数インチ長のホーンアンテナおよび少なくとも１立方インチまたはそれ以上のサイズの空洞発振器を要求する。これらの要素の両方は、システムがかなりの重量およびサイズを有することの要因となる。システムがかなりの重量およびサイズを有することは、小型ハンドヘルドアプリケーションにとっては望ましくない。さらに、最適なガンダイオードバイアスポイントは多くの場合かなりの電流引き込みを必要とする。可搬型電池式アプリケーションの場合、これにより、使用可能な動作時間が制限される。あるいはまた、より大きな電池を収容するためにレーダーのサイズを大きくしなければならない。
【００１１】
小型レーダーデバイスへの別の設計アプローチは、平面または「パッチ（patch）」アンテナアレイを使用する。これらのデバイスは、空洞安定型ガン発振器／ディテクタを使用するかまたは従来のスイッチングミキサを使用する。スイッチングミキサでは、ＬＯ信号がＬＯ位相に依存してＲＦ信号位相をスイッチし、ＩＦ出力へ出す。スイッチング型のミキサは多くの場合６ｄＢ以上の変換ロスを示すので、ローカル発振器のＡＭノイズを相殺するためのバランス構成とされなければならない。従来のミキサベースのシステムにおいて使用されるダイオードは、信号経路における開路または閉スイッチを提供するスイッチとして作用する。ＬＯ信号は、約半周期の間ダイオードを「オン」とするまたは低インピーダンスとし、もう半周期の間ダイオードを「オフ」とするまたは高インピーダンスとするよう、ミキサダイオードを駆動する。
【００１２】
バランスされたスイッチングダイオードミキサまたは２倍、３倍バランスされたスイッチングダイオードミキサは、製造時のばらつきに起因する不完全なＡＭノイズ相殺に悩まされており、大抵の発振器のＡＭノイズの影響を受けやすいままとなっている。レーダ経路やミキサ内の経路の往復に必要な時間は短いことに起因してローカル発振器の位相ノイズは相殺される一方、ダウンコンバートされたローカル発振器ＡＭノイズは入来ＲＦ信号をぼやかしてしまう。従来の（インコヒーレントな）受信器では、通常、位相ノイズがＡＭノイズを数十ｄＢ程度上回るので、ＬＯのＡＭノイズは普通見られない。（例えば、ＣＷレーダーで使用されるような）コヒーレントな受信においてのみ、ＬＯの位相ノイズは相殺され、ＡＭノイズが支配的となりうる。
【００１３】
加えて、通常、スイッチングダイオードミキサのＩＦ出力を、大抵は５０オームに等しい低い入力インピーダンスを有する低ノイズＩＦ増幅器で終端することが必要である。ミキサロスが６ｄＢのときのその増幅器のノイズ電圧は、アンテナ入力において測定されるノイズ電圧の２倍に等しい。通常、ダイオードはミキサの入力ノイズに、変換ロスに上積みする形で０．５ｄＢから１ｄＢを加える。これにより、アンテナＲＦポートでの受信信号対ノイズ比はさらに悪化する。通常、このタイプのレーダーはガンおよびホーンアンテナ代替構成と比較して、追加的なアンテナやＲＦ前置増幅器などの他の部材の追加なしでは、良い長距離特性を実現しない。
【００１４】
平面パッチアンテナアレイを使用して構成された他のデバイスは、ガンベースの空洞発振器を伝送源として使用し、ディテクタダイオードを受信ミキサとして使用した。これはガンソースからのＡＭノイズをそれほど高くないものとすることができるが、発振器の共振空洞のサイズによってその小型化には限界がある。
【００１５】
従来技術の欠点を克服するレーダーシステムや他のアプリケーションの部材が望まれている。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
広義には、本書面はディテクタシステムを開示する。
【００１７】
ディテクタシステムは、振幅変調（「ＡＭ」）ノイズを有する第１高周波信号を検出し、少なくとも第１検出ＡＭノイズ信号成分および復調信号成分を有する第１検出信号を生成するよう構成された第１ディテクタと、ＡＭノイズを有する第２高周波信号を検出し、少なくとも第２検出ＡＭノイズ信号成分を有する第２検出信号を生成するよう構成された第２ディテクタと、を備える。代数的合成ネットワークは、第１検出信号と第２検出信号とを合成することで第１検出ＡＭノイズ信号成分を第２検出ＡＭノイズ信号成分で相殺し、復調信号成分を含む出力信号を生成する。
【００１８】
さらなる実施の形態では、第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、復調信号成分はローカル高周波信号と受信高周波信号との差分周波数を有する。ある実施の形態では、第２高周波信号はローカル高周波信号である。代替的な実施の形態では、第２高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、第２検出信号は差分周波数を有する第２復調信号成分をさらに含む。代数的合成ネットワークの出力信号は復調信号成分に足し合わされた第２復調信号成分を含んでもよい。
【００１９】
ある実施の形態では、受信高周波信号はローカル高周波信号の反射信号である。
【００２０】
さらなる実施の形態は、ローカル高周波信号と受信高周波信号とを合成し、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供する高周波代数的合成ネットワークを備える。
【００２１】
ある実施の形態では、代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有し、第１検出信号は非反転入力に提供され、第２検出信号は反転入力に提供される。
【００２２】
ある実施の形態では、第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、出力信号は差分周波数を有する。
【００２３】
ある実施の形態では、ディテクタシステムは、ローカル高周波信号および受信高周波信号を受けるよう構成された高周波代数的合成ネットワークを含む。高周波代数的合成ネットワークは、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供し、ローカル高周波信号および受信高周波信号の反転信号を第２ディテクタに提供する。第２ディテクタは第２検出ＡＭノイズ信号成分および反転された復調信号成分を有する第２検出信号を生成する。
【００２４】
ある実施の形態では、代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有する。第１検出信号が非反転入力に提供されると共に第２検出信号が反転入力に提供されることによって、反転されたＡＭノイズ信号成分および第２復調信号成分が生成される。出力信号は復調信号成分と第２復調信号成分との和であり、反転されたＡＭノイズ信号成分はＡＭノイズ信号成分を相殺する。
【００２５】
ディテクタは例えば、シングルダイオードディテクタ、デュアルダイオードディテクタ、ダイオード電圧増倍器であってもよい。
【００２６】
ある実施の形態では、高周波代数的合成ネットワークは、高周波代数的合成ネットワークを通じた第１受信信号経路と、高周波代数的合成ネットワークを通じた第２受信信号経路と、高周波代数的合成ネットワークを通じた第１ＬＯ信号経路と、高周波代数的合成ネットワークを通じた第２ＬＯ信号経路と、を含む。第１高周波コンバイナは、第１受信信号経路の受信信号と第１ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第１合成信号を第１ディテクタに提供する第２高周波コンバイナは、第２ＲＦ信号経路の受信信号と第２ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第２合成信号を第２ディテクタに提供する。ある実施の形態では、第１合成信号はＬＯ信号と受信信号とを足し合わせたものであり、第２合成信号はＬＯ信号から受信信号を引いたものである。
【００２７】
ある実施の形態では、ディテクタシステムは、第１ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられた第２代数的合成ネットワークを含む。第２代数的合成ネットワークは、代数的合成ネットワークの第１非反転入力と接続された第１正出力と、代数的合成ネットワークの第１反転入力と接続された第１負出力と、を有する。さらなる実施の形態では、第２検出信号は第２復調信号成分を含み、第３代数的合成ネットワークは第２ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられ、第３代数的合成ネットワークは、代数的合成ネットワークの第２反転入力と接続された第２正出力を有する。第２負出力は、代数的合成ネットワークの第２非反転入力と接続される。
【００２８】
さらなる実施の形態では、調整可能利得ステージは、代数的合成ネットワークと第２代数的合成ネットワークおよび第３代数的合成ネットワークのうちのひとつとの間に設けられる。調整可能利得ステージは、第２検出ＡＭノイズ信号成分が第１検出ＡＭノイズ信号と利得係数との積と等しくなるような検出ＡＭノイズ信号のうちのひとつの調整を可能とする。例えば、調整可能利得ステージは第２検出ＡＭノイズ信号成分を利得係数で除す。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのブロック図である。
【００３０】
【図２Ａ】別の実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのブロック図である。
【００３１】
【図２Ｂ】図２Ａのノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのブロック図であり、高周波合成ネットワークおよび検出信号代数的合成ネットワークの追加的な詳細を示す。
【００３２】
【図３Ａ】実施の形態に係るノイズ相殺システムの一部を示す図である。
【００３３】
【図３Ｂ】別の実施の形態に係るノイズ相殺システムの一部を示す図である。
【００３４】
【図４】実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタシステムの一部を示す図である。
【００３５】
【図５Ａ】ある実施の形態において使用されるシングルダイオードディテクタの回路図である。
【００３６】
【図５Ｂ】ある実施の形態において使用されるデュアルダイオードディテクタの回路図である。
【００３７】
【図５Ｃ】ある実施の形態において使用されるダイオード増倍回路の回路図である。
【００３８】
【図５Ｄ】ある実施の形態において使用されるシャント構成のシングルダイオードディテクタの回路図である。
【００３９】
【図６Ａ】実施の形態に係るフィールド擾乱検知システムにおいて使用されるノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのＲＦカプラの平面図である。
【００４０】
【図６Ｂ】実施の形態に係るシングルダイオードディテクタ回路の平面図である。
【００４１】
【図６Ｃ】実施の形態に係るデュアルダイオードディテクタ回路６６０の平面図である。
【００４２】
【図７Ａ】実施の形態に係るＣＷレーダーシステムの回路基板の平面図である。
【００４３】
【図７Ｂ】実施の形態に係るフィールド擾乱測定システムを示す図である。
【００４４】
【図８Ａ】実施の形態に係るダウンコンバーティング方法のフローチャートである。
【００４５】
【図８Ｂ】実施の形態に係る電磁場擾乱の検知方法のフローチャートである。
【００４６】
【図９Ａ】実施の形態に係る、フィールド擾乱検知システムをノイズについて較正する方法のフローチャートである。
【００４７】
【図９Ｂ】実施の形態に係る、フィールド擾乱検知システムのＡＭ信号利得を較正する方法のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００４８】
実施の形態に係るフィールド擾乱検知システム（例えば、レーダーシステム、モーションセンサ、自動ドア開閉器、自動車用センサ、および低いＩＦのＴｘ／Ｒｘシステム）は小型化を達成し、また改善されたレンジ、感度および信号対ノイズ比を達成する。ある実施の形態に係るシステムは、携帯型かつ電池駆動のシステムである。他の実施の形態は、ＡＣ（メイン）電源や外部電源を伴う固定設置型である。実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは、第１信号（信号１でありこれは「ＬＯ信号」と称されるであろう。ちなみに、このＬＯ信号はスイッチングミキサシステムにおけるＬＯ信号とは全く異なる）または伝送信号からＡＭノイズを相殺する。
【００４９】
ディテクタのある実施の形態は、従来のスイッチングミキサベースのシステムと比較して、ディテクタ回路と適切にマッチされた場合にかなりの変換利得を提供する。ある実施の形態では、１０ｄＢ以上の変換電圧利得が測定された。変換利得が改善されたことにより実施の形態はよりよい信号対ノイズ比を達成できる。これにより、従来のスイッチダイオードミキサシステムにおいて使用されるより高価な低ノイズＩＦまたはＲＦ増幅器の代替品として、シンプルで低コストのＩＦ増幅器を使用することが可能となる。ある実施の形態では、低ノイズＩＦ増幅器を使用することで、追加的なノイズを最小化しつつ変換信号をブーストすることができる。本明細書で使用される「ノイズ相殺」は、あるディテクタにおいて検出されるＡＭノイズが別のディテクタにおいて検出される実質的に同じＡＭノイズから減算されることを意味する。
【００５０】
実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは入来（反射されるかまたは他のＲＦ）信号を検出し、一方でローカル（伝送されるかまたはＬＯ）信号のＡＭノイズを相殺する。ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは通常のスイッチングミキサのようには動作しない。すなわち、ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは、スイッチング動作を制御するＬＯ信号でＲＦ信号をスイッチまたはゲートしてＩＦポートに与えることをしない。その代わり、ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは、２以上の別個のエンベロープディテクタとして動作する。
【００５１】
ディテクタは、２つの高周波信号の瞬間値（電圧）を検出する。これらの信号のうちの一方は、平均（定常状態）ＬＯパワー（これは基本的にＤＣの検出出力を生成する）と、瞬間ＲＦパワーと、瞬間ＬＯＡＭノイズパワーと、を含む。瞬間ＲＦパワーは、ＬＯ信号に加わるかそれから引かれることによってビート（ＩＦ）信号を生成する。瞬間ＬＯＡＭノイズパワーは、平均ＬＯパワーに加わるかそれから引かれる。したがって、ピーク検出された電圧に不正確さを導入する（潜在的に検出ＲＦ信号をぼやかすかまたは不確実性を加える）。関心のある信号（例えば、反射信号や伝送器からの受信信号）は復調されて検出信号の成分（「復調成分」）となる。
【００５２】
他方の信号は少なくとも平均ＬＯパワーおよび瞬間ＬＯＡＭノイズパワー（およびオプションでＲＦ信号または他の信号）を含む。検出される定常状態ＬＯ信号はＤＣであり、排斥されるかそうでなければ相殺される（例えば、ＲＣディテクタ負荷に影響を与えない）。検出ＡＭノイズ成分の一方は他方から減算され、したがって、結果として得られる検出（ＩＦ）信号に対するＬＯＡＭノイズの影響は相殺される。ＲＦ信号はある実施の形態では移動する物体から反射された信号である。そのようなＲＦ信号は、ディテクタにおいて、瞬間ＬＯ信号に加わるかそれから引かれ、ピーク電圧したがってディテクタ出力を増加させるかまたは減少させる。簡便に可視化するとすると、反射信号はＬＯ信号を「過去にスライドさせた」ものであり、ディテクタはベースバンドにおいてビート周波数を有するＩＦ信号を生成する。
【００５３】
従来のスイッチングミキサでは、ＩＦ信号は２つの周波数（すなわち、ＲＦ信号およびＬＯ信号）の和または差である。言い換えると、従来のスイッチングミキサは、アップコンバータまたはダウンコンバータとして動作しうる。従来のスイッチングミキサは、典型的には、全てのミキサポートすなわちＬＯ、ＲＦおよびＩＦにおいて、比較的低いインピーダンスシステム（例えば、特性インピーダンスが５０オームのシステム）で動作する。ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタは、ＩＦポートにおいてそのような低インピーダンスを有するシステムに限定されない。
【００５４】
図１は、実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタ（「ＮＣＤＤ」）システムのブロック図である。高周波信号（「ＬＯ信号」）１０２は第１ディテクタ１０４および代数的合成ネットワーク１０６に提供される。代数的合成ネットワーク１０６は、高周波信号１０２をＲＦ信号１０８と合成し、ＲＦ＋ＬＯ信号１１０を生成する。このＲＦ＋ＬＯ信号は第２ディテクタ１１２に提供される。ＣＷレーダーなどのアプリケーションでは、高周波信号は伝送信号であり、ＲＦ信号は反射信号であり、例えばターゲットから反射されたＬＯである（例えば、図７Ｂ参照）。他のアプリケーションでは、ＲＦ信号は伝送デバイスによって生成された高周波信号または再生成されたＬＯ信号である。実施の形態の多くのアプリケーションはコヒーレントなＲＦ信号を使用するが、他のアプリケーションはそうではない。
【００５５】
連続波（「ＣＷ」）レーダーシステムでは、高周波（ＬＯ）信号はアンテナに送られターゲットへ伝送される。ターゲットはエネルギの一部を反射し（「反射」信号または「ＲＦ」信号）、そのように反射された信号は同じアンテナまたは第２アンテナによって受信される。ターゲットとアンテナとの相対運動は反射信号と伝送（ＬＯ）信号との間の周波数シフトとして検出される。検出された周波数シフトを処理することにより、相対運動の速さが決定される。通常、ＬＯ信号は反射信号よりもかなり高いパワーを有しており、ＬＯ信号のＡＭノイズはＲＦ成分をぼやかす可能性がある。ディテクタ１０４、１１２からの出力１１４、１１６は、第２代数的合成ネットワーク１１８の非反転入力１１７および反転入力１１５に提供され、検出出力信号１２０が生成される。検出出力信号１２０は、議論を容易とするため、中間周波数（「ＩＦ」）信号と称される。第２代数的合成ネットワーク１１８は、演算増幅器や差動増幅器などの任意のタイプの回路によって、または、アナログデジタルコンバータおよびそれに続くハードウエアまたはソフトウエアによるデジタル信号処理を組み入れたデジタル回路技術によって、実現されうる。第２代数的合成ネットワークは、第１検出信号と第２検出信号とを合成することで、検出ＡＭノイズを相殺する。第１検出信号１１６は、検出ＡＭノイズ成分（ＬＯｄ）および第２検出信号成分（ＲＦｄ）を含む。第２検出信号１１４は検出ＡＭノイズ成分（ＬＯｄ）を含む。この検出ＡＭノイズ成分は基本的に第１検出信号１１６の検出ＡＭノイズ成分と等しい。したがって、検出ＡＭノイズは相殺される。出力信号（ＩＦ）１２０は第２検出信号成分（ＲＦｄ）である。
【００５６】
図１のＩＦ信号は基本的には復調ＲＦ信号であり、原則的にはＲＦ信号の位相がＣＷＬＯ信号に関して進むまたは遅れる際のビートノートである。ＣＷレーダーシステムの場合、物体がＬＯ源に向けてまたはそれから離れるように移動し、物体へのまたはからの経路長が減少または増大する際、ＲＦ信号の位相は、そのＲＦ信号をシステムに向けて反射する物体の速さにしたがって、ＬＯ信号の位相に対して進むまたは遅れる。ビートノートの周期は物体の速さを示す。理想的なシステムでは、検出ＬＯ信号の振幅（検出ＬＯ信号のＤＣ成分）は両方のディテクタ１１２、１０４において同じであり、代数的合成ネットワーク１１８の入力１１５、１１７において相殺される。あるいはまた、ＤＣ成分は等しくなく、しかしながら（例えば容量的に）ブロックされ、排斥され、またはそうでなければＲＦ信号とＬＯ信号との間のビート周波数に影響を与えない。
【００５７】
ＩＦ信号１２０は、入力１１７における検出ＬＯ信号引く入力１１５における検出ＬＯ信号足す入力１１７における検出ＲＦ信号と等しい。ＬＯポート１０２における所与の入力パワーに対して１１４および１１６における出力信号の振幅および位相が等しくなる、したがって信号出力におけるＬＯＡＭノイズが相殺されるように、システムはセットアップ（例えば、マッチ設計または較正）される。あるシステムでは、ＬＯ信号の振幅はＲＦ信号のそれよりもかなり大きく、ＬＯＡＭノイズがＲＦ信号により生じるピーク信号電圧の差を覆い隠す可能性がある。システム１００は、検出ＬＯ信号およびそれに伴うＬＯＡＭノイズをそれと同じ信号の検出複製物から減算することによって、ＬＯＡＭノイズがＲＦ信号を覆い隠すという問題を避ける。
【００５８】
ある実施の形態では、第１ディテクタおよび第２ディテクタはシングルダイオードディテクタである。代替的な実施の形態では、第１ディテクタおよび第２ディテクタは複数ダイオードディテクタまたは他のタイプのディテクタである。ある実施の形態では、第１ディテクタおよび第２ディテクタは実質的に同等である。これにより、検出ＬＯ信号は実質的に同等となり、ＬＯＡＭノイズをより良く相殺することができる。製造公差により軽微な差異が生じうる。ある実施の形態は、図３Ｂを参照して後述される較正技術を含む。代替的な実施の形態では、ディテクタは同等ではないが、バランスされている。言い換えると、各ディテクタは同じ入力信号から実質的に同等の出力信号を生成する。代替的な実施の形態では、部材および回路の多くのバリエーションが使用される。実質的に同等な回路を設計することおよび実質的に同等（すなわち、同じ部品番号およびある場合ではマッチする部品）を使用することは、所望の信号バランスを達成するための多くの方法のうちのひとつに過ぎない。
【００５９】
図２Ａは、別の実施の形態に係るノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタ２００のブロック図である。ＲＦ信号１０８およびＬＯ信号１０２は両方とも代数的合成ネットワーク２０２に提供される。代数的合成ネットワーク２０２はＬＯ＋ＲＦの第１高周波出力２０４およびＬＯ−ＲＦの第２高周波出力２０６を生成する。第１ディテクタ２０８はＬＯ＋ＲＦ信号を検出し、その検出信号２１６（ＬＯｄ＋ＲＦｄ）は別の代数的合成ネットワーク２１８の非反転入力２１７に提供される。第２ディテクタ２１０からの検出信号２１４（ＬＯｄ−ＲＦｄ）は代数的合成ネットワーク２１８の反転入力２１５に提供される。代数的合成ネットワーク２１８の出力はＩＦ信号であり、このＩＦ信号は、２１７からの検出ＬＯ信号引く２１５からの検出ＬＯ信号足す２１５および２１７に見られる検出ＲＦ信号の大きさの和と等しい。検出ＬＯ信号および検出ＲＦ信号が最適に合成された場合、（検出ＬＯＡＭノイズを含む）検出ＬＯ信号は相殺され、検出ＲＦ信号は２倍となる。これにより、ＩＦ信号の信号対ノイズ比を改善できる。実際は、製造公差や電子部品（例えばディテクタダイオード）から生じる差異によりわずかにバランスが崩れる。このバランスの崩れにより、ＬＯＡＭノイズは残留し、ＲＦパワーは倍増されるとまではいかない。しかしながら、変換処理の性能（電圧の利得）を大きく改善することができる。
【００６０】
図２Ｂは、図２Ａのノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタ２００のブロック図であり、高周波合成ネットワーク２０２および検出信号代数的合成ネットワーク２１８の追加的な詳細を示す。ある実施の形態では、高周波合成ネットワーク２０２はリングカプラを含む（例えば、図６Ａ参照）。代替的な実施の形態では、高周波合成ネットワーク２０２は他の技術を使用する。そのような技術は例えばハイブリッドやバランやトランスや高周波回路設計の分野の当業者に知られている他の合成技術である。
【００６１】
第１ディテクタ２０８へのＲＦ信号経路（「第１ＲＦ経路」）２２０は、関連する第１位相遅延Φ１および第１利得（またはロスであり、そのようなロスは議論上負の利得（−ｄＢ）として表現される）ｇ１を有する。第２ディテクタ２１０へのＲＦ信号経路（「第２ＲＦ経路」）２２２は、関連する第２位相遅延Φ２および第２利得ｇ２を有する。第１ディテクタ２０８へのＬＯ信号経路（「第１ＬＯ経路」）２２４は、関連する位相シフトΦ３および利得ｇ３を有し、第２ディテクタ２１０へのＬＯ信号経路（「第２ＬＯ経路」）２２６は位相シフトΦ４および利得ｇ４を有する。
【００６２】
ＲＦ信号およびＬＯ信号は高周波コンバイナ２２８、２３０において合成され、ディテクタ２０８、２１０と結合される。ディテクタ２０８、２１０は低周波信号を出力２３６、２３８に提供し、したがって検出信号代数的合成ネットワーク２１８に提供する。検出信号は、低周波加算器２４０において合成される前に位相遅延Φ５、Φ６および利得ｇ５、ｇ６の影響を受ける。低周波加算器２４０は検出信号を足し合わせ、合成ＩＦ出力２４２を生成する。
【００６３】
合成ネットワーク２０２の部材のばらつきや製造公差によって、相補的な経路（すなわち、第１および第２ＲＦ経路２２０、２２２ならびに第１および第２ＬＯ経路２２４、２２６）において位相シフトおよび利得の差異が生じうる。そのような差異によって、異なる高周波出力信号２３２、２３４がディテクタ２０８、２１０に供給されるということが生じうる。さらに、たとえ合成高周波信号が等しい場合でも、ディテクタ部材の差異によってディテクタの出力２３６、２３８が異なることも生じうる。ある実施の形態では、高周波合成ネットワーク２０２のひとつ以上の利得値は調整可能である。ある実施の形態では、各ディテクタ２３６、２３８からの検出ＬＯパワーをバランスさせるようにＬＯ信号経路（例えば、ｇ３、ｇ４）の利得値を調整可能である。これにより、検出ＬＯＡＭノイズをほぼ完全に相殺することができる。
【００６４】
図３Ａは、実施の形態に係るノイズ相殺システム３００を示す図である。検出信号ＬＯｄ＋ＲＦｄは代数的合成ネットワーク３０２に提供される。代数的合成ネットワーク３０２は正出力３０６および負（反転）出力３０８を有する。正出力３０６はＬＯｄ＋ＲＦｄを低周波代数的合成ネットワーク３１８の第１非反転入力３１０に結合し、負出力３０８は−（ＬＯｄ＋ＲＦｄ）を低周波代数的合成ネットワーク３１８の第１反転入力３１２に結合する。同様に、ＬＯｄ−ＲＦｄは第２非反転入力３１４に結合され、−（ＬＯｄ−ＲＦｄ）は第２反転入力３１６に結合される。代数的合成ネットワーク３０４は第２ディテクタからのＬＯｄ−ＲＦｄに対して同様に動作する。
【００６５】
差動出力３０６、３０８または差動出力３０７、３０９において加えられたコモンモードノイズは出力３２０において相殺される。電源レールや他の入力から差動出力和にノイズが入りうる。システム３００はコモンモードノイズを相殺する。しかしながら、システム３００は、出力３０６と３０８との間に表れる差動ノイズを相殺せず、また、出力３０７と３０９との間に表れる差動ノイズを相殺しない。
【００６６】
図３Ｂは、別の実施の形態に係るノイズ相殺システム３３０の一部を示す図である。ディテクタ３３２、３３４の出力は異なるＬＯｄのレベルを有する。これは、例えば異なる経路ロスや異なるディテクタ性能に起因しうる。ＲＦｄのレベルもまた等しくないかもしれない。しかしながら、トータルの検出ＲＦ信号がレーダーまたは他のシステムにおいて正当な測定を提供するのに十分な程度である限り、これはあまり重要ではない。レーダーにおける速さの決定は、信頼性の高いビート周波数の検出にのみ依存しており、その信号の絶対振幅には依存しないからである。検出ＬＯ信号が異なる場合、ノイズ信号は等しくなくなるので、不完全なＬＯＡＭノイズ相殺が生じうる。これにより、ＲＦ信号ピークよりも高い検出ＡＭノイズが生じうる。そのような高いノイズはＲＦ信号測定の正確さを低減しうる。ディテクタ３３４からの出力は、ディテクタ３３２からの出力よりもスケーリング（利得）係数Ｋだけ高い。調整可能利得ステージ３３６は、差動出力に１／Ｋを掛け合わせ、２つの検出ＬＯ信号をディテクタ３３２において見られるのと同じレベルになるようにする。これにより、代数的合成ネットワーク３３０の動作によって検出ＬＯＡＭノイズは相殺される。
【数１】
利得制御３３６により、検出ＲＦ信号を約４倍としつつ（２つの検出ＬＯ信号がほぼ等しい、すなわちＫが１に近い場合）、ＬＯＡＭノイズを相殺することが可能となる。
【００６７】
ある実施の形態では、システムの各ＬＯ信号経路にある量のＡＭ信号を加えることによってＬＯＡＭ信号またはノイズの相殺が実現されるように、ダウンコンバーティングシステムは較正される。両方のディテクタ出力において同等レベルの検出ＬＯＡＭ信号が生成されるよう利得Ｋを変えることによって、ＩＦにおいて見られる検出ＡＭ信号またはノイズの振幅を低減できるであろう。ＬＯＡＭ相殺はベースバンド（ＩＦ／可聴）において行われる。これにより、高周波（すなわち、検出前）における較正と比較して、とても正確なＬＯＡＭ較正／相殺が可能となる。高周波では、ミスマッチ誤差が較正の精度を悪化させる。ある実施の形態では、ダウンコンバーティングシステムは、ＡＭ信号やノイズ源（較正標準）やルックアップテーブル（「ＬＵＴ」）や可変利得ステージや可変減衰ステージなどの作り付けの較正源を有する。さらなる実施の形態では、ダウンコンバーティングシステムは、ファームウエアインストラクション（自己較正）にしたがって、自動ＬＯＡＭノイズ較正を実行する。ＬＯＡＭノイズ相殺により信号対ノイズ特性を改善することができる。これにより、レーダーシステムにより優れたレンジを提供することが可能となる。
【００６８】
図４は、実施の形態に係るＮＣＤＤシステム４００の一部を示す図である。ＮＣＤＤシステム４００は図３Ａおよび図３Ｂを参照して説明されたシステムと同様であるから、簡単に説明する。システム４００は４つのディテクタＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を使用し、４つの検出信号（図４Ａにおいて符号が付されている）を差動代数的合成ネットワーク４０２、４０４に提供する。差分回路および等しいＬＯ検出信号およびＲＦ検出信号の場合、結果として得られる合成ＩＦ出力は以下の通りである。
【数２】
ディテクタＤ１−Ｄ４がデュアルダイオードディテクタとして構成される場合、それらのディテクタＤ１−Ｄ４はそれぞれ最大でＮＣＤＤへの入力パワーの半分程度しか見ないであろう。それらのディテクタはピーク電圧を検出し、それらの出力を電圧として加える。それらのディテクタが正のピークディテクタと負のピークディテクタとで対とされる場合、同じパワー入力に対して低周波検出出力電圧はほぼ２倍となるであろう。したがって、４ディテクタシステム４００は検出ＬＯＡＭノイズを相殺する一方、検出ＲＦ信号を、シングルダイオードシステムによって検出されるであろうＲＦ信号の数倍程度に増大させる。無相関でありダイオード生成の（すなわち、ディテクタ生成の）ノイズがパワーとして加わる。シングルダイオードディテクタシステムでは、この無相関のノイズは検出信号に加えられ、レンジ／感度を悪化させる。この４ディテクタシステムでは、４つの検出ＲＦ出力信号は相関のある電圧として足し合わされる一方、４つのノイズ出力は無相関のパワーとして足し合わされる。したがって、信号対ノイズ比を改善でき、反射されるかまたは遠方で生成された微小ＲＦ信号を検出できる低コストの検出システムを提供できる。
【００６９】
図５Ａは、実施の形態に係るダウンコンバーティングシステム（例えば、図１の参照符号１０２参照）で使用されるシングルダイオードディテクタ５００の回路図である。代替的に、他のディテクタ構成が使用される。ダイオード５０２はピークディテクタとして使用される。そこでは、電圧源５０６からの高周波入力電圧ＶＩＮにしたがって、抵抗−容量（「ＲＣ」）ネットワーク５０４に亘って出力電圧ＶＯＵＴが生成される。ダイオード５０２は、正のピーク入力電圧引くディテクタダイオードの順方向降下電圧にほぼ等しい検出出力電圧を生成する。例えば、入力電圧はローカル発振器およびアンテナによって生成されるＬＯ＋ＲＦ電圧（図１の参照符号１１０参照）であり、図６Ａおよび図６Ｂを参照して後述される。ある実施の形態では、抵抗５０８の抵抗値は、余分な抵抗ノイズを加えることなく検出出力電圧を最大化するよう選択され、キャパシタ５１０はローパスフィルタ機能およびエネルギの蓄積機能を提供するよう選択される。ある実施の形態によると、ディテクタの出力はＩＦ増幅器５１０の高インピーダンス入力に接続される。これにより、ディテクタダイオード５０２の負荷を軽くすることができる。その結果、ディテクタダイオード５０２は、従来のスイッチングミキサベースのシステムと比較して、高周波信号の狭い導通角に亘って導通する。従来のスイッチングミキサベースのシステムでは、ミキサダイオードは高周波駆動信号の比較的長い部分に亘って導通する。
【００７０】
スイッチングミキサベースのシステムは、ミキサダイオードを駆動するために比較的高いＬＯパワーを必要とする。ダイオードをミキサとしてではなくディテクタとして使用することにより、システムをより低いＬＯパワーで動作させることが可能となる。これにより、トータルのシステム電力消費を低減し、ＬＯ設計における設計の幅を広げることができる。ディテクタダイオードにおいて要求されるＬＯパワーを低くすることにより、ＬＯパワーを分割して複数のディテクタを駆動し、ＬＯＡＭノイズを相殺することが可能となる。実施の形態に係るノイズ相殺技術は、スイッチングミキサやシングルダイオード検出ミキサと比べて改善された信号対ノイズ性能を有するダウンコンバーティングシステムを提供する。複数のＲＦディテクタを使用することにより、信号対ノイズ性能をさらに改善できる。
【００７１】
図５Ｂは、ある実施の形態において使用されるデュアルダイオードディテクタ５２０の回路図である。電圧源ＶＩＮ５２２は第１ダイオード５２４を駆動し、第１ＲＣネットワーク５２６に亘って第１出力ＶＯＵＴ１を生成する。電圧源ＶＩＮ５２２は第２ダイオード５２８を駆動し、第２ＲＣネットワーク５３０に亘って第２出力ＶＯＵＴ２を生成する。ＶＯＵＴ１は基本的にＶＩＮの正のピーク電圧引くダイオードの順方向降下電圧であり、ＶＯＵＴ２は基本的にＶＩＮの負のピーク電圧引くダイオードの順方向降下電圧である。ある実施の形態によると、ディテクタ出力ＶＯＵＴ１、ＶＯＵＴ２は代数的合成ネットワーク５３２に提供される。
【００７２】
図５Ｃは、ある実施の形態において使用されるダイオード増倍回路５４０の回路図である。回路５４０は４つのダイオード５４４、５４６、５４８、５６０を有し、それらのダイオードは、シングルダイオードディテクタの約４倍の電圧利得を提供するよう接続される。各ダイオードはＡＣ入力電圧によって駆動され、関連するキャパシタを充電する。各ダイオードと関連するキャパシタとはピークディテクタとして接続される。このディテクタ（電圧増倍器）は、電圧利得を生じさせるために、低インピーダンス駆動および高インピーダンス負荷に依存する。これらのダイオードは交互に導通する。すなわち、負の半サイクルにおいて第１および第３ダイオードが導通し、入力信号の正の半サイクルにおいて第２および第４ダイオードが導通する。ある実施の形態によると、検出出力は高インピーダンス回路（例えば、ＩＦ増幅器）５４２に提供される。
【００７３】
図５Ｄは、ある実施の形態において使用されるシャント構成のシングルダイオードディテクタ５６０の回路図である。ある実施の形態によると、ダイオード５６２は直列キャパシタ５６７およびシャント抵抗５６４と協働して、ＩＦ増幅器５６６に検出電圧ＶＤＥＴを提供する。
【００７４】
図６Ａは、実施の形態に係るフィールド擾乱検知システムにおいて使用されるノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのＲＦカプラ６００の平面図である。ＲＦカプラは選択された特性インピーダンス（例えば５０オーム、７５オームまたは３００オーム）を有する伝送線路として製造される。導電トレースの幅は、基板の厚さ（マイクロストリップ伝送線路が使用される場合は典型的には接地面までの厚さ）および基板材料の誘電率および他の特性に応じて、所望の特性インピーダンスが得られるように選択される。これはＲＦ回路の分野では周知である。議論をより容易とするために、リングカプラ６０２のセグメントなどのＲＦ構造の「長さ」は、システムが動作する波長を使用して示される。ある実施の形態では、比較的低い誘電損失（一般に１０ＧＨｚにおける損失正接が約０．００３より小さい）および高い誘電率（一般に１０ＧＨｚにおいて約２よりも大きい）を有する誘電体基板上に、マイクロストリップ伝送線路が製造される。そのような誘電体基板は例えば、ＤＵＲＯＩＤＴＭ基板、ＲＯＧＥＲＳ ＣＯＲＰＯＲＡＴＩＯＮ ｏｆ Ｒｏｇｅｒｓ、ＣＴから取得可能なＲＯＤＧＥＲＳ ＲＴＴＭ ４３５０または４００３基板、ＡＲＬＯＮ−ＭＥＤ ｏｆ Ｒａｎｃｈｏ Ｃｕｃａｍｏｎｇａ、ＣＡから取得可能なＡＲＬＯＮ−ＭＥＤＴＭ ２５Ｎ、２５ＦＲまたはＡＤ３５０Ａ基板、ＴＡＣＯＮＩＣ ｏｆ Ｐｅｔｅｒｓｂｕｒｇｈ、ＮＹから取得可能なＴＡＣＯＮＩＣ ＴＬＸＴＭまたはＲＦ−３５ＡＴＭ基板、またはＩＳＯＬＡ ＧＲＯＵＰ Ｓ．Ａ．Ｒ．Ｌ．ｏｆ Ｃｈａｎｄｌｅｒ、ＡＺから取得可能なＩＳＯＬＡ ＩＳ６４０ＴＭであり、これらはポリ（テトラフルオロエチレン）（「テフロン（登録商標）」）ベースの回路基板であり、金属泊トレースを有する。一般に、マイクロストリップ高周波伝送構造は、導電性接地面（全ての場合ではないが大抵の場合基板の反対側にある）から既知の距離だけ離れたトレースであって選択された幅を有するトレースを有する。代替的な実施の形態では、共平面導波路やストリップラインや片面ストリップラインや同軸伝送線路が使用される。または、高周波伝送線路のタイプを混ぜ合わせてもよく、例えばシステムのある部分ではマイクロストリップ構造を使用し、別の部分では共平面導波路を使用してもよい。代替的な実施の形態は、ＦＲ−４やＧ−１０基板などのエポキシグラスファイバー基板、他のポリマーファイバー基板、セラミック（例えば、アルミナまたはポリシリコン）基板、または単結晶（例えば、サファイアまたはシリコン）基板を使用する。
【００７５】
ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのＲＦカプラ６００は、リングハイブリッドカプラ６０２と、２つのダイオードディテクタ６０４、６０６と、を使用する。ダイオードディテクタ６０４、６０６はシングルダイオードディテクタであってもよいし、複数ダイオードディテクタであってもよい。ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタ６００は、コヒーレント自己復調レーダーに特に適している。このレーダーでは、ＬＯ信号および伝送レーダー信号６１０は同じ周波数で一定の位相差を有する。ＲＦ信号６１２は伝送（ＬＯ）信号６１０の部分であり、その部分は、ターゲット６１４によって反射された部分であって周波数シフト（すなわち、ドップラーシフト）を伴う。周波数シフトは、伝送信号源（伝送信号６１０）に向かうまたはそれから離れるターゲット速度に起因する。したがって、ＲＦ信号６１２はＬＯ周波数から（カブラ帯域幅と比較して）少量シフトするのみであり、伝送信号とほぼ同じ波長したがって同様な位相シフトを有するであろう。システムは、ある既知の周波数について設計されていてもよい。そのような既知の周波数は主に伝送周波数であり、ある実施の形態では、Ｌ−、Ｓ−、Ｃ−、Ｘ−、Ｋ−、Ｋｕ−、Ｋａ−バンドや他の周波数のうちのひとつ以上であってもよい。図６Ａには、レーダー伝送および受信アンテナの詳細は示されていないが、そのようなアンテナは共通アンテナおよびＬＯとＲＦとの合成ネットワークとして実現されてもよいし、ＬＯ信号とＲＦ信号とで別個のアンテナが設けられてもよい。伝送信号６１０および反射信号６１２はアンテナカプラ（例えば、図７Ａの参照符号７０８および図７Ｂの参照符号７５７参照）を通じて導かれる。アンテナカプラは反射（ＲＦ）信号をノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタのＲＦカプラ６００へと導く。
【００７６】
リングハイブリッドカプラ６０２は４つのポート６１６、６１８、６２０、６２２を有する。リングハイブリッドカプラ６０２はＬＯポート６１６に到着するＬＯ信号６１５を２つの同等な信号６２４、６２６に分割し、それらのＬＯ信号を、やはり基本的に同等な２つのディテクタポート６１８、６２０に送る。ＬＯ信号はＬＯポートから各ダイオードポートへ（ダイオードポート６２０へは時計回り、ダイオードポート６１８へは反時計回り）、ＬＯ信号の波長の四分の一または四分の一の奇数倍だけ伝播する。ＲＦポート６２２はリングハイブリッドカプラ６０２に設けられ、ＬＯポート６１６からの距離は時計回りに二分の一波長の偶数倍であり、リングハイブリッドカプラ６０２の周りの反時計回り方向にＲＦ信号の二分の一波長の奇数倍である。
【００７７】
ＬＯ信号６２４、６２６はＲＦポート６２２において相殺される。６２４についての最短信号経路は二分の一λ（１８０度）であり、６２６についての最短信号経路はλ（３６０度）であり、したがってＬＯ信号６２４および６２６は１８０度だけ位相がずれて到着するからである。代替的な実施の形態は他の波長の倍数を使用する。ある実施の形態では、ＲＦポート６２２はリングハイブリッドカプラ６０２に設けられており、一方のディテクタ６０４からは反時計回り方向に四分の一波長、時計回り方向に四分の五λだけ離れており、第２ディテクタ６０６からは一方の方向に四分の三波長だけ離れている。したがって、ＲＦ信号は各ディテクタに、リング周りの両方の方向から位相が揃った形で到着する。２つのディテクタポート６１８、６２０の間の最短距離は二分の一λである。したがって、ＲＦポート６２２からの信号は分割され、２つのディテクタ６０４、６０６に１８０度の位相差を伴って到着する。リングを四分の一λの奇数倍でスケーリングしても同じ位相関係を達成することができる。
【００７８】
ＲＦ信号６１２およびＬＯ信号６１５は正確に同じ周波数を有するわけではなく、移動するレーダーターゲットのドップラーシフトの影響により非常に低い周波数だけ分離されている。これは以下のように可視化されうる。大きなＬＯ信号により小さなＲＦ信号が加えられ、そのＲＦ信号は周波数的にはＬＯ信号とほぼ同等であるが、時間の経過とともに位相がゆっくりと移動する。波形のあるサイクルにおいて、一方のディテクタにおけるＲＦ信号およびＬＯ信号は同相で足し合わされ、波形のトータルの振幅を増加させる。差分周波数の二分の一サイクル後、ＲＦ信号およびＬＯ信号は逆相で足し合わされ、ディテクタにおける波形のトータルの振幅を減少させる。これにより、ＲＦとＬＯとの間の差分周波数（ＬＯ−ＲＦまたはＲＦ−ＬＯ）を有するダイオードディテクタからの低周波出力（すなわち、ベースバンドまたは「オーディオ」）が生じる。この差分周波数は、伝送信号と移動するターゲットとの往復経路における位相の変化に起因する。この位相の一定変化（ターゲットの相対速度が一定の場合）は周波数の変化と区別がつかず、ドップラー効果として理解される。
【００７９】
２つのディテクタ６０４、６０６においてはＬＯポートからの信号の位相は同じになるが、第１ディテクタにおいてはＲＦポートからの小信号はＬＯ信号の振幅に加えられる。第２ディテクタにおいてはＲＦポートからの小信号はＬＯ信号の振幅から差し引かれる。差分周波数の二分の一サイクル後、ＲＦ信号の位相はＬＯ信号に対して１８０度だけ変化し、ＲＦの大きさとＬＯの大きさとの加算を見ていた第１ディテクタは今度はＬＯの大きさからのＲＦの大きさの減算を見るであろう。したがって、一方のディテクタがより高い出力を見る場合、他方のディテクタは同じＲＦ信号に起因してより低い出力を見るであろう。ＬＯ信号のコヒーレントＡＭまたはＡＭノイズは各ディテクタにおいて信号の加算または減算として表れるであろう。そのような信号は、両方のディテクタの代数的合成により検出ＲＦ出力レベルが増加し、合成出力における検出ＬＯＡＭノイズが相殺されるように、各ディテクタにおいて同等に（すなわち、同相で）加算または減算されるであろう。
【００８０】
代数的合成ネットワーク（図２Ａの参照符号２１８参照）は２つのディテクタ出力間の差を取り、ＩＦ信号を提供する。したがって、ＬＯ信号のＡＭノイズは相殺され、一方でＲＦ信号の検出振幅は２つの検出ＲＦ信号の合成（和）として表れる。差動ＩＦ増幅器は２つの検出ＲＦ振幅間の差を取る。２つの検出ＲＦ振幅は基本的には互いに１８０度だけ位相がずれている。これは検出出力のうちのひとつにさらに１８０度の位相を加え、かつ、その結果ともう一方の検出出力とを足し合わせることに対応する。また、これは、２つの検出ＲＦ信号の大きさを加算することと等価である。負の値の減算はその値の大きさの加算と等価であるからである。
【００８１】
差動ディテクタおよび差動ＩＦ増幅器は協働して受信ＲＦ信号の高感度性を実現しつつ、ＬＯ信号のＡＭノイズを相殺する。ＡＭノイズは、そのように相殺されない場合、ダウンコンバータの感度を制限する。さらなる実施の形態では、差動ＩＦ増幅器は一方のＩＦ信号の大きさを他方のＩＦ信号に対して調整する機能を提供する（例えば、図３Ｂの参照符号３３６参照）。この機能は、ある実施の形態に係るノイズ較正技術と関連して使用される場合に特に、システムのノイズ相殺特性をさらに改善することができる。
【００８２】
ある実施の形態は、ディテクタ利得の変動および信号経路の損失の差分を補正するためのノイズ較正を含む。ＲＦ伝送回路を正しく設計し、プロセスコントロール（再現性）を適切にすることによって、ＬＯ信号部分とＲＦ信号部分との間の位相をバランス状態に維持することができる。ＲＦ経路がいくらかのインバランスを有する場合でも、ＬＯＡＭノイズは十分に相殺されるので、ＲＦ信号の利得をほんの少し変更するのみでよく、一方で受信信号対ノイズ比を大きく増やすことができる。
【００８３】
ディテクタ６０４、６０６は、典型的なミキサで使用されるダイオードスイッチのように動作するわけではない。ディテクタ６０４、６０６は、それらが狭帯域ダイオードディテクタである場合、スイッチングミキサ回路で使用されるより広帯域のダイオードスイッチと比較して、より高い利得（電圧入力に対する電圧出力）で入力信号電圧を検出することができる。狭帯域ダイオードディテクタは、広帯域ダイオードスイッチよりもマッチングをとるのが簡単である。したがって、検出効率を改善でき、信号対ノイズ比を改善できる。
【００８４】
代替的な実施の形態では、ＲＦ信号部分が２つのディテクタに互いに位相が揃った状態で到着するが、ＬＯ信号部分は互いに１８０度だけ位相がずれた状態で到着するように、ＲＦポートはカプラと接続される。リングカプラの幾何学的形状は、ＬＯ信号のＡＭノイズを相殺する差動構造を生成する。代数的合成ネットワークは、２つの検出ＬＯＡＭノイズ部分を相殺するために、２つのディテクタ出力を互いに差し引く。ＬＯ信号の相対位相によらずに、２つのダイオード出力にＡＭノイズの低周波変動が位相が揃った状態で現れるからである。ＲＦ信号は両方のディテクタに加えられるが、それらのディテクタのＬＯ信号は１８０度だけ互いに位相がずれているので、ＬＯ信号とＲＦ信号とを合成することにより、ディテクタの出力に低周波変動を生成することができる。低周波変動は１８０度だけ位相がずれており、ＬＯ信号とＲＦ信号との差の周波数を有する。代数的合成ネットワークは効果的に２つの検出ＲＦ信号部分の大きさを足し合わせる。この構成は、ＬＯＡＭ信号またはノイズを最大限相殺するために、ディテクタ出力のうちのひとつの振幅調整を要求しうる。実施の形態は、シングルダイオードディテクタや複数ダイオードディテクタを組み入れてもよく、代替的なディテクタ手法を使用してもよい。
【００８５】
ディテクタ出力は加算ネットワーク（不図示、図７Ｂの参照符号７６８参照）と結合される。加算ネットワークの初段はＩＦ増幅器であり、そのＩＦ増幅器は図６Ａのディテクタ６０４、６０６からディテクタ出力を受ける。この増幅器は差動増幅器であり、エミッタ結合トランジスタペアから形成される。差動増幅器を形成する２つのトランジスタのバイアス電流を変えることで利得を変えることができる。一方のディテクタについてのＩＦ増幅器の初段出力は加算増幅器（例えば、演算増幅器）と接続される。正出力は非反転利得を生成する増幅器の入力と結合され、負出力は反転利得を生成する増幅器の入力と結合される。このネットワークは２つのディテクタ間の差を取るので、第２ディテクタの初段出力は増幅器入力と逆極性で結合される。すなわち、第２ディテクタの正出力は反転利得を生成するポートと接続され、第２ディテクタの負出力は非反転利得を生成するポートと接続される。この構成は２つのディテクタ出力間の差を生成し、ＩＦ増幅器の初段における電源電圧や利得制御電圧のコモンモードノイズ変動を相殺する。差動ノイズ相殺ディテクタの差動特性により、増幅器出力までの受信器チェーンのすべての要素におけるノイズの相殺が保たれる。さらなる実施の形態では、増幅器を、差動出力を備える差動増幅器で置き換えてもよい。この場合、コモンモード干渉に対する感度をさらに低減できる。
【００８６】
図６Ｂは、実施の形態に係るシングルダイオードディテクタ回路６３０の平面図である。例えば、ディテクタ回路は図６Ａの第１または第２ディテクタ６０４、６０６として使用される。ダイオード６３２はマッチング構成６３４により、リングカプラ（例えば、図６Ａの参照符号６０２参照）の伝送線路インピーダンスとマッチされる。ダイオード６３２はダイオードチップであり、回路基板の表面に定義された導電性ホイルのパッド６３６上に取り付けられる。このダイオードチップは、インダクタとして表示されているボンドワイヤまたは他の適切なコネクタ６３８によってマッチング構成６３４と接続される。代替的な実施の形態では、パッケージ化されたダイオードが使用される。
【００８７】
ダイオードはＤＣ経路を使用して電流を生成し、入力高周波パワー（すなわち、ＬＯ信号およびＲＦ信号）から検出出力（ＶＯＵＴ）を提供する。高周波ハイブリッドマイクロ回路設計の分野では周知のように、高インピーダンス伝送線路６４４の両端にファンライン６４２、６４６を伴うネットワークを設けることにより、ＬＯ周波数における高インピーダンスを実現でき、かつ、ダイオード電流に対してはＤＣ経路を提供できる。種々の実施の形態では、任意のマッチングおよびバイアス構成が適切であり、ある実施の形態は異なるディテクタ回路に対して異なるマッチングおよびバイアス技術を適用してもよい。したがって、ディテクタ回路６３０は単なる例示である。代替的な実施の形態は、シャント構成を有するひとつ以上のダイオードを伴うディテクタ回路を使用する。一般に、ダイオードインダクタンスとファンライン６４２のキャパシタンスとの共振を生じさせない、ダイオードの出力へのＤＣ接続を提供することが望まれる。多くのミキサ回路は、５０オームシステムのように比較的低特性インピーダンスのシステムにおいて動作する。ある実施の形態におけるディテクタは、より高いインピーダンスの回路において動作する。この場合、共振の発生を回避し、ディテクタからより高い電圧利得を得ることができる。
【００８８】
第２ファンライン６４６はネットワーク６５０と接続される。ネットワーク６５０は直列抵抗６５２とシャントキャパシタ６５４とシャント抵抗６５６とを有する。直列抵抗６５２の抵抗値は、ファン６４６とそれに続くシャントキャパシタ６５４との間を絶縁するのに十分なほど大きく、かつ、出力電圧ＶＯＵＴを過度に減衰させないように接地へのシャント抵抗６５６の抵抗値よりも十分に低くあるべきである。例えば、シャント抵抗６５６が１キロオームから５キロオームの範囲にある場合、直列抵抗６５２は約２０オームから約２００オームの範囲にある。
【００８９】
シャントキャパシタ６５４は、自己共振周波数が期待されるＩＦ周波数の最高値よりも高くかつＬＯ周波数よりも低くなるよう、選択される。ある実施の形態では、ＬＯ周波数が約２４ＧＨｚのとき、シャントキャパシタは自己共振周波数が約２ＧＨｚよりも低くなるよう選択される。これにより、他のレーダーユニットや通信デバイスなどの隣接信号源が出力電圧ＶＯＵＴに影響を与えることに対する耐性を得ることができる。シャントキャパシタ６５４およびシャント抵抗６５６はＶＯＵＴと接続された後段増幅器によって提供される抵抗およびキャパシタンスと共に、ＩＦ帯域幅を決定するであろう。このＩＦ帯域幅は、受信されると予想される最高周波数のＩＦ信号の受信を可能とするのに十分な程度に大きく設定されなければならない。短くされたファンライン６４２、６４６およびダイオードやパッケージやライン６４４や他のリード線の直列インダクタンスは、ＬＯ周波数およびＲＦ周波数における減衰を提供する。当業者には理解されるように、他のネットワークが代替的に使用されうる。
【００９０】
マッチング構成６３４において伝送線路６５８、６６０、６６２を使用することによって、ダイオード／ファンライン共振のインピーダンスとリングカプラのシステムインピーダンスとを整合させることができる。代替的に、他の伝送線路マッチング構成が使用される。例えば、代替的なデザインは、単一の四分の一波長伝送線路を使用し、この伝送線路のインピーダンスはソースインピーダンスと負荷インピーダンスとの幾何平均と等しい。代替的な実施の形態では、マッチング回路においてディスクリートな部品が使用される。
【００９１】
図６Ｃは、実施の形態に係るデュアルダイオードディテクタ回路６６０の平面図である。２つのダイオード６６２、６６４は直列に接続される。ある実施の形態では、２つのダイオードは単一のパッケージ６６６の中に作られ、それによって浮遊キャパシタンスおよびインダクタンスが低減される。２つのダイオードのパッケージはデュアルダイオードを称される。ある実施の形態は、積層ダイオードを使用する。図６Ｂを参照して上述されたように、２つのダイオードのコモンジャンクション６６８は、広い／狭いマッチング構成（例えば、図６Ｂの参照符号６３４参照）を通じて、ディテクタ入力ポート（例えば、図６Ｂの参照符号６１８、６２０参照）と接続される。デュアルダイオードの他の端子はそれぞれ、短くされたファンライン６７０、６７２と接続される。短くされたファンライン６７０、６７２は、ダイオードおよびパッケージリード線のインダクタンスを外し、ＬＯ周波数で共振するようなキャパシタンスを作り出す。各ダイオードおよび短くされたファンラインジャンクションは、ＬＯ周波数において高インピーダンス負荷を提供する回路と接続される。しかしながら、その回路はダイオードとＤＣで接続され、ディテクタ出力およびＤＣ電流経路を提供する。この回路は、図６Ｂを参照して上述されたように、狭いラインおよびファンライン足す直列抵抗およびシャント抵抗およびキャパシタの形態をとりうる。代替的な実施の形態は、ＲＦチョークなどのＬＯ周波数での高インピーダンスネットワークの形態をとる。そのようなネットワークは高インピーダンスを提供する。デュアルダイオードパッケージの一方のダイオードはディテクタ入力信号の正のピークを検出し、デュアルダイオードパッケージの他方のダイオードはディテクタ入力信号の負のピークを検出する（例えば、図５Ｂおよびそれに関連する記載を参照）。
【００９２】
２つのダイオードの出力ＶＯＵＴ１、ＶＯＵＴ２は差動増幅器６７６の入力と接続される。差動増幅器６７６の出力６７８は差動ＩＦ増幅器６８２の入力と接続される。デュアルダイオードディテクタ回路６６０は図６Ｂのシングルダイオードディテクタ回路と同様に動作するが、典型的には、シングルダイオードディテクタよりもかなり高い出力電圧を生成する。この出力電圧はマッチングネットワークの損失および浮遊キャパシタンスおよびインダクタンスに依存する。
【００９３】
図７Ａは、実施の形態に係るＣＷレーダーシステム７００の部分の図である。第１リングカプラ７０８は、ＬＯ信号をローカル発振器７２０からアンテナ７２２へ導く。また、第１リングカプラ７０８は、ＲＦ信号をアンテナ７２２から導く。ある実施の形態では、このアンテナ７２２はリングカプラ７０２、７０８と同じ基板７２３上に形成されたパッチアンテナである。基板７２３は「プリント基板」としてよく知られている。ＣＷレーダーシステム７００において、シングルアンテナ７２２は、ＬＯ信号の伝送（図６Ａの参照符号６１０参照）および反射ＲＦ信号の受信の両方のために使用される。代替的な実施の形態は２つのアンテナを使用し、一方のアンテナは伝送用であり、他方のアンテナは受信用である。この場合、追加的なレシーバ利得を得ることができ、感度およびレンジが向上する。アンテナで受信された信号は、アンテナカプラとではなくＮＣＤＤ入力と直接接続されうるので、利得を増やすことができる。アンテナカプラと接続される場合は典型的には３ｄＢ程度の損失が導入される。アンテナはＬＯ周波数で動作するよう設計される。ＬＯ周波数は、ある実施の形態では、２４ＧＨｚ程度である。ＣＷドップラーレーダーシステムにおいては、ＲＦおよびＬＯは基本的には同じ周波数である。第２リングカプラ７０２は実質的に図６Ａを参照して上述されたように構成され、実質的に図６Ｂを参照して上述された２つのディテクタ７０４、７０６を含む。あるいはまた、ディテクタ７０４、７０６の一方または両方について、複数ダイオードディテクタが使用されてもよい。
【００９４】
システム全体の性能を最良に保てるよう各リングは最適化される。ある実施の形態では、ローカル発振器７２０は誘電体共振器（「ＤＲＯ」、安定誘電体共振器（dielectric resonator stabilized oscillators、「ＤＳＯｓ」）としても知られている）である。ＤＲＯは低コストかつコンパクトであり、比較的省電力である。しかしながら、ＤＲＯは多くの場合高いＡＭノイズを有しており、ノイズ相殺が無い従来のダイオードディテクタＣＷレーダーシステムでは使用できない。ＬＯＡＭノイズを相殺する本発明の実施の形態によると、ＤＲＯを多くの異なるレーダーアプリケーションで使用できる。そのようなアプリケーションは、低消費電力やロングレンジや測定精度が要求されるレーダーアプリケーションを含む。代替的な実施の形態は伝送線路共振器や他の発振器を使用する。
【００９５】
第１リングカプラ７０８は第１ポート（「ＬＯ入力ポート」）７２４においてＬＯ信号を受け、そのＬＯ信号を、ターゲット（不図示）へ伝送するためのアンテナポート７２６およびＬＯポート７２８に分配する。ＬＯポート７２８と結合されたＬＯ信号の部分は、ＬＯ信号を運ぶための伝送線路７３０を通じて、第２リングカプラ７０２のＬＯポート６１６へと伝送される。ＲＦポート７３２はＬＯポート７２８の真向かいにあってＬＯ信号から隔離されている。そのＲＦポート７３２と結合されたＬＯ／ＲＦ信号の部分は、第１リングカプラ７０２のＲＦポート６２２と結合される。レーダーシステム７００の他の詳細はＲＦ回路設計の分野において周知であり、説明をより明確とするために省略される。
【００９６】
ＬＯ入力ポート７２４はＬＯ出力ポート７２８から四分の一λ、アンテナポート７２６から四分の一λ、それぞれ離れている。ＬＯ入力ポート７２４はＲＦ出力ポート７３２から時計回りに二分の一λ、反時計回りに１λ、離れており、１８０度の差分が得られる。これにより、ＬＯ信号を２つの経路に分割して一方をアンテナに向け、他方を差動ディテクタに向けることが可能となる。第２リングハイブリッドカプラは、ＬＯ信号を2つのディテクダイオードへ基本的に位相が揃った状態で送る一方、アンテナからのＲＦ入力信号を基本的に2つのダイオードディテクタにおいて１８０度位相がずれた状態で送る。ある実施の形態では、リングカプラ７０２、７０８やアンテナ７２２が形成される基板の側（「第１側」）の反対側（「第２側」）上にＬＯ７２０が形成される。第１側の接地面７３４は第２側（不図示）のＬＯ回路の上部に横たわる。ＬＯ信号は、それが生成される第２側からメッキビア７３６を通じて第１側に運ばれる。第２側（不図示）の接地面はアンテナ７２２および一般的には第１側のＲＦ回路の下部に横たわる。これはＲＦマイクロストリップ設計の分野では周知である。
【００９７】
図７Ｂは、実施の形態に係るフィールド擾乱測定システム７５０を示す図である。ある実施の形態では、システム７５０は集積ＣＷレーダーシステムである。システム７５０はアンテナ７５２を含む。アンテナ７５２は信号（ＬＯ信号）７５４をターゲット７５５に伝送する。信号７５４は発振器回路７５６によって生成される。ターゲット７５５は破線で示される。ターゲットはシステムの一部ではないからである。システムは、ターゲットがシステムに対して移動していればその速さを測定する。ターゲットが静止しておりシステムが動いていてもよく、あるいはまたターゲットが移動しシステムが静止していてもよく、あるいはまたターゲットおよびシステムの両方が同時に一般的な地表や他の基準フレームに対して動いていてもよい。
【００９８】
アンテナ７５２はターゲット７５５から反射された信号（ＲＦ信号）７５８を受ける。反射信号は合成ネットワーク７５７（例えば、図１−図２Ｂおよび関連する説明を参照）においてＬＯ信号と合成され、ＡＭノイズを相殺する差動ディテクタとして動作する第１ディテクタ７６０および第２ディテクタ７６２に提供される（例えば、図３Ａ−図４Ｂおよび関連する説明を参照）。代替的な実施の形態では、ＬＯ信号を伝送するために第１アンテナが使用され、反射信号を受けるために第２アンテナが使用される。オプションで、反射信号経路におけるアンテナの後段に増幅器（前置増幅器）が設けられてもよい。
【００９９】
第１および第２ディテクタ７６０、７６２の出力は代数的加算ネットワーク７６８に提供される。加算ネットワーク７６８の差動出力は増幅器およびフィルタ７７０と結合される。この増幅器およびフィルタ７７０は、差動入力をシングルエンド信号７７１に変換する。アナログデジタルコンバータ７７２は、検出電圧を示す信号をデジタル値７７３に変換する。このデジタル値７７３はコントローラ７７４によって処理される。コントローラ７７４は測定された（ターゲットとシステムとの間の）速さを液晶ディスプレイスクリーンなどの電子ディスプレイスクリーン７７６に表示する。オプションでシステム７５０はユーザインタフェース７７８を含んでもよい。このユーザインタフェース７７８は、測定された速さなどの情報を外部デバイスに伝達したり、レーダー速さ測定プロセスを開始するためのトリガを受け付けたり、速さを別の単位で報告するようレーダーの機能を変更したり、特定のタイプの対象の速さを報告するようレーダー速さ測定プロセスを最適化したり（すなわち、車両や野球のボールの測定に対して最適化したり）、特定の速さ制限内で測定された速さを報告するようレーダー速さ測定プロセスを最適化するためのものであってもよい。代替的な実施の形態では、システムは一体化されたディスプレイを含まず、コントローラはシステムの外部のデバイス（不図示）に相対速度データを提供する。
【０１００】
ある実施の形態では、システム７５０は電池７８４を電源とする携帯型のシステムである。さらなる実施の形態では、携帯型のシステムは手持ち型のシステムとして扱われることが意図されている。代替的な実施の形態では、システムに電池は含まれておらず、電力は外部電池（例えば、車両電池）などの外部ソースや主電源（例えば、主電源と接続されたトランスから）から供給される。電源回路７８６は電圧調整およびそれと似たような機能を提供し、適切な電圧を生成する。また電源回路７８６は電流を供給することでシステムの部材に電力を供給する。説明を簡単かつ明確とするため、電力を要する各部材への個々の電源ラインは省略される。ある実施の形態では、コントローラ７７４およびＡ／Ｄコンバータ７７２は電源の動作を監視し、必要であれば電源コントロールライン７８７を通じて調整したりオンオフしたりする。
【０１０１】
コントローラ７７４は振幅変調制御信号７８８を発振器回路７５６に提供する。この信号７８８は発振器７５６の振幅変調を生成し、ＮＣＤＤによって検出される発振器７５６のＡＭノイズのレベルを最小化するようなＮＣＤＤの較正を可能とする。ある実施の形態では、コントローラ７７４は較正テーブルなどのメモリを含み、あるいはまたシステム７５０はコントローラと協働する別個のメモリ（不図示）を含む。ある実施の形態では、コントローラ７７４は信号処理ブロックおよびオプションで自動較正ブロックを含む。自動較正ブロックはＡＭ信号生成器（すなわち、ＡＭコントロールライン７８８の信号であって発振器７５６を既知の態様で変調する信号）と協働する。ある実施の形態では、システムはハウジング７９０に収められている。ハウジング７９０は手持ちアプリケーションのための他のシステム要素を含む。ある実施の形態では、ハウジング７９０は矩形のプラスチックハウジングであり、おおよそ２．２５インチ×４．５インチ×１インチの大きさを有する。代替的なシステムは相手先ブランド名製造（original-equipment manufacturer、「ＯＥＭ」）システムとして提供され、他の製品の中に組み入れられる。そこではハウジングは省かれてもよい。
【０１０２】
図８Ａは、実施の形態に係るダウンコンバーティングの方法８００のフローチャートである。高周波信号（例えば、ＬＯ信号）が生成される（ステップ８０２）。高周波信号はアンテナ、第１ディテクタおよびお第２ディテクタに提供される（ステップ８０４）。アンテナはターゲットから反射信号（例えば、ＲＦ信号）を受け（ステップ８０６）、反射信号は少なくとも第１ディテクタに提供される（ステップ８０８）。第１ディテクタは反射信号および高周波信号を第１検出出力に変換し（ステップ８１０）、それと共に第２ディテクタは少なくとも高周波信号を第２検出出力に変換する（ステップ８１２）。第１および第２検出出力は代数的に合成され（例えば、互いに差し引かれ）、検出高周波信号上のＡＭノイズを含む検出高周波信号が相殺される（ステップ８１４）。ＬＯＡＭノイズはディテクタ間で相関する。両方のディテクタについて、ディテクタ出力はより高いＬＯパワーに対しては増大し、より低いＬＯパワーに対しては減少する。これは、ディテクタに送られるＬＯ信号の位相とは無関係である。したがって、ディテクタ出力代数的合成器は、一方のディテクタ出力から他方の出力を減算する。図８Ａの方法の実施の形態は、ドア開閉器や距離測定システムや自動車両用速さまたはレンジセンサや低ＩＦレシーバなどの運動検知システムにおいて使用される。ある実施の形態では、合成された検出反射信号を処理することでレーダーシステムと移動するターゲットとの相対速度が導かれる（ステップ８１６）。
【０１０３】
ある実施の形態では、第２ディテクタは第１ディテクタと同じ位相のＲＦ信号を検出し、また、逆位相の（すなわち、位相が１８０度ずれた）ＬＯ信号を検出する。検出ＲＦ信号の一方はディテクタ出力において反転され、他方の検出ＲＦ信号から減算される。一方、同じ減算により、検出ＬＯＡＭ信号は相殺される。ある実施の形態では、第２ディテクタは第１ディテクタとは逆の位相のＲＦ信号を検出し、また、同位相のＬＯＡＭ信号を検出する。ディテクタ出力のうちの一方は他方から減算され、検出（ダウンコンバートされた）逆位相ＲＦ信号は足し合わされると共に検出同位相（復調された）ＬＯＡＭ信号は相殺される。両方の場合において、ＬＯ信号の復調された振幅変調はディテクタ出力において同位相の状態でディテクタから出てくる。一方、ダウンコンバートされたＲＦ信号はディテクタ出力において逆位相の状態でディテクタから出てくる。
【０１０４】
図８Ｂは、実施の形態に係る電磁場擾乱の検知方法８２０のフローチャートである。高周波信号（例えば、ＬＯ信号）が生成される（ステップ８０２）。高周波信号はアンテナ、第１ディテクタおよびお第２ディテクタに提供される（ステップ８０４）。アンテナはターゲットから反射信号（例えば、ＲＦ信号）を受ける（ステップ８０６）。反射信号は第１ディテクタに提供され、反転された反射信号は第２ディテクタに提供される（ステップ８２２）。第１ディテクタは反射信号および高周波信号を第１検出出力に変換し（ステップ８１０）、それと共に第２ディテクタは反転された反射信号および高周波信号を第２検出出力に変換する（ステップ８２４）。ある実施の形態では、第１検出出力は検出ＬＯ信号および検出ＲＦ信号であり、第２検出出力は基本的には第１検出ＬＯ信号および負の検出ＲＦ信号である。
【０１０５】
第１検出出力は第１代数的合成ネットワークに提供され、それと共に第２検出出力は第２代数的合成ネットワークに提供される（ステップ８２６）。第１代数的合成ネットワークは第１差動信号および反転された第１差動信号を生成し、第２代数的合成ネットワークは第２差動信号および反転された第２差動信号を生成する（ステップ８３２）。第１差動信号は第３代数的合成ネットワークの正入力（すなわち、非反転入力）に提供され、反転された第１差動信号は第３代数的合成ネットワークの負入力（すなわち、反転入力）に提供され、第２差動信号は第３代数的合成ネットワークの第２負入力に提供され、反転された第２差動信号は第３代数的合成ネットワークの第２正入力に提供される。第３代数的合成ネットワークは出力（例えば、ＩＦ出力）を生成する（ステップ８３０）。さらなる実施の形態では、合成された検出反射信号を処理することでレーダーシステムとターゲットとの相対速度が導かれる（ステップ８３２）。
【０１０６】
さらなる実施の形態では、第１ディテクタからの検出ＬＯ信号と第２ディテクタからの検出ＬＯ信号とを釣り合わせるために、第２代数的合成ネットワークの出力に利得（負の利得を含み、その場合は減衰としても知られている）が適用される（ステップ８３４）。これにより、ＬＯ信号上で検出されるＡＭノイズを相殺できる。
【０１０７】
図９Ａは、実施の形態に係る、フィールド擾乱検知システムにおけるノイズを較正する方法９００のフローチャートである。高周波信号（例えば、ＬＯ信号）はフィールド擾乱検知システムのアンテナ、第１ディテクタおよびお第２ディテクタに印加される（ステップ９０２）。第１および第２ディテクタはノイズ相殺ディテクタとして構成される（例えば、図１−図３Ｂ参照）。移動する物体からの反射や他の外部放射を受けないように、アンテナはシールドされる（ステップ９０４）。高周波信号が印加される前または後にそのようなシールドが行われうる。シールドは種々の方法により行われる。例えば、無線周波数を吸収する材料で覆われた空き箱にアンテナを向けてもよいし、反射を生成するターゲットが存在しない領域にアンテナを向けてもよい。
【０１０８】
利得調整は選択された設定範囲を通じて段階的に行われる（例えば、図３Ｂの参照符号３３６参照）。出力レベル（例えば、ＩＦレベル３３８や他の適切な信号レベル）は差動ノイズを示しており、そのような出力レベルが記録される（ステップ９０６）。検出ＡＭノイズレベルの最小値に関連する利得設定が特定され（ステップ９０８）、保存される（ステップ９１０）。動作中、検出ＡＭノイズレベルの最小値に関連する利得設定が適用され、ノイズ相殺フィールド擾乱測定が行われる（ステップ９１２）。
【０１０９】
代替的な実施の形態では、利得は種々の手法で調整される。例えば、検出信号経路のうちの一方に調整可能利得要素を含め、その検出信号の利得を他方の検出信号に対して増大または減少させてもよい。あるいはまた、ひとつ以上のトランジスタへのバイアスレベルなどの要素のバイアスが変えられる。検出経路のうちのひとつにおける利得が変化すると、ノイズレベルは最小値に落ちていく。各バイアス制御ステップについてノイズレベルを観察することにより、バイアス制御が最適領域を離れる（例えば、ノイズが最小になる条件におけるバイアス制御電圧を上回るか下回るようにバイアス制御電圧を増大または減少させる）につれてノイズが増大し始めるときの利得設定を特定することができる。ある実施の形態では、しきい値は最小点からの選択された偏位で定義される。ノイズがしきい値と等しくなる利得設定が決定される（すなわち、最小ノイズは２つのしきい値設定の間にあるであろう。しかしながら、最小ノイズは比較的「平ら」であり、これにより最小ノイズ点の直接測定の正確性は低下する）。上で特定された２つのしきい値に対応する２つの利得設定の間の利得設定を選択することによって、最も良いＬＯノイズ除去に対応する最適点が設定される。２以上のディテクタを使用する実施の形態（例えば、図４参照）では、ＡＭノイズの最小化を達成するために、合成ディテクタ信号（例えば、ネットワーク４０２やネットワーク４０４の出力）の利得を調整してもよい。
【０１１０】
図９Ｂは、実施の形態に係る、ＡＭ生成器を備えるフィールド擾乱検知システムにおけるノイズを較正する方法９２０のフローチャートである。高周波信号（例えば、ＬＯ信号）はフィールド擾乱検知システムのアンテナ、第１ディテクタおよびお第２ディテクタに印加される（ステップ９２２）。第１および第２ディテクタはノイズ相殺ディテクタとして構成される（例えば、図１−図３Ｂ参照）。移動する物体からの反射や他の外部放射を受けないように、アンテナはシールドされる（ステップ９２４）。測定シーケンスが始まる前にシールドが配置される限り、高周波信号が印加される前または後、および、較正信号が印加される前または後、にそのようなシールドが行われうる。
【０１１１】
ノイズ相殺ダウンコンバーティングディテクタシステム（例えば、図１、図２Ａ、図３Ｂ参照）の第１ディテクタおよび第２ディテクタに、ＬＯのＡＭノイズを模倣する較正信号または動作周波数（例えば、ＬＯ周波数足す側波帯）を有する信号が印加される。ある実施の形態では、ＬＯは、システムによって生成されるＡＭ信号で変調される（例えば、図７Ｂの参照符号７５６、７８８、７４４参照）（ステップ９２６）。利得調整は選択された設定範囲を通じて段階的に行われる。出力レベル（例えば、ＩＦレベル３３８や他の適切な信号レベル）は差動ノイズを示しており、そのような出力レベルが記録される（ステップ９２８）。検出ＡＭ信号（ＡＭノイズ）レベルの最小値に関連する利得設定が特定され（ステップ９３０）、保存される（ステップ９３２）。動作中、検出ＡＭ信号出力レベルの最小値に関連する利得設定が適用され（ステップ９３４）、ノイズ相殺フィールド擾乱測定が行われる（ステップ９３６）。
【０１１２】
好適な実施の形態を参照して本発明を説明したが、本発明の範囲から逸脱することなく種々の変形を施すことが可能であり、また、要素を等価物で代用することが可能であることは当業者には理解されるであろう。加えて、特定の状況や材料を、本発明の基本的範囲から逸脱することなく本発明の教示に適応させるような多くの変形例が可能であろう。したがって、本発明はそれを実施するために考えられ得る最良の形態として開示される特定の実施の形態に限定されず、本発明は添付の請求項の範囲内に入る全ての実施の形態を含むことが意図されている。
【０１１３】
本明細書で説明される全ての要素、部分およびステップが好適に含まれる。当業者には自明であるが、これらの要素、部分およびステップのうちの任意のものは他の要素、部分およびステップによって置き換えられ得るかまたは削除されうることは理解されるべきである。
【０１１４】
コンセプト
本書面は少なくとも以下のコンセプトを開示する。
コンセプト１
振幅変調（「ＡＭ」）ノイズを有する第１高周波信号を検出し、少なくとも第１検出ＡＭノイズ信号成分および復調信号成分を有する第１検出信号を生成するよう構成された第１ディテクタと、
ＡＭノイズを有する第２高周波信号を検出し、少なくとも第２検出ＡＭノイズ信号成分を有する第２検出信号を生成するよう構成された第２ディテクタと、
第１検出信号と第２検出信号とを合成することで第１検出ＡＭノイズ信号成分を第２検出ＡＭノイズ信号成分で相殺し、復調信号成分を含む出力信号を生成する代数的合成ネットワークと、を備える、ディテクタシステム。
コンセプト２
第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、復調信号成分はローカル高周波信号と受信高周波信号との差分周波数を有する、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト３
第２高周波信号はローカル高周波信号である、コンセプト２に記載のディテクタシステム。
コンセプト４
第２高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、第２検出信号は差分周波数を有する第２復調信号成分をさらに含む、コンセプト２に記載のディテクタシステム。
コンセプト５
代数的合成ネットワークの出力信号は復調信号成分に足し合わされた第２復調信号成分をさらに含む、コンセプト４に記載のディテクタシステム。
コンセプト６
受信高周波信号はローカル高周波信号の反射信号である、コンセプト２に記載のディテクタシステム。
コンセプト７
ローカル高周波信号と受信高周波信号とを合成し、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供する高周波代数的合成ネットワークをさらに備える、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト８
代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有し、第１検出信号は非反転入力に提供され、第２検出信号は反転入力に提供される、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト９
第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、出力信号は差分周波数を有する、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１０
ローカル高周波信号および受信高周波信号を受け、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供し、ローカル高周波信号および受信高周波信号の反転信号を第２ディテクタに提供するよう構成された高周波代数的合成ネットワークをさらに備え、
第２ディテクタは第２検出ＡＭノイズ信号成分および反転された復調信号成分を有する第２検出信号を生成する、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１１
代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有し、第１検出信号が非反転入力に提供されると共に第２検出信号が反転入力に提供されることによって反転されたＡＭノイズ信号成分および第２復調信号成分が生成され、
出力信号は復調信号成分と第２復調信号成分との和であり、
反転されたＡＭノイズ信号成分はＡＭノイズ信号成分を相殺する、コンセプト１０に記載のディテクタシステム。
コンセプト１２
第１ディテクタは第１シングルダイオードディテクタを含み、第２ディテクタは第２シングルダイオードディテクタを含む、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１３
第１ディテクタは第１デュアルダイオードディテクタを含み、第２ディテクタは第２デュアルダイオードディテクタを含む、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１４
第１ディテクタは第１ダイオード電圧増倍器を含み、第２ディテクタは第２ダイオード電圧増倍器を含む、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１５
高周波代数的合成ネットワークは、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第１受信信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第２受信信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第１ＬＯ信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第２ＬＯ信号経路と、
第１受信信号経路の受信信号と第１ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第１合成信号を第１ディテクタに提供する第１高周波コンバイナと、
第２ＲＦ信号経路の受信信号と第２ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第２合成信号を第２ディテクタに提供する第２高周波コンバイナと、
を含む、コンセプト１０に記載のディテクタシステム。
コンセプト１６
第１合成信号はＬＯ信号と受信信号とを足し合わせたものであり、第２合成信号はＬＯ信号から受信信号を引いたものである、コンセプト１５に記載のディテクタシステム。
コンセプト１７
第１ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられた第２代数的合成ネットワークをさらに備え、
第２代数的合成ネットワークは、
代数的合成ネットワークの第１非反転入力と接続された第１正出力と、
代数的合成ネットワークの第１反転入力と接続された第１負出力と、を有する、コンセプト１に記載のディテクタシステム。
コンセプト１８
第２検出信号は第２復調信号成分をさらに含み、
本ディテクタシステムは、第２ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられた第３代数的合成ネットワークをさらに備え、
第３代数的合成ネットワークは、
代数的合成ネットワークの第２反転入力と接続された第２正出力と、
代数的合成ネットワークの第２非反転入力と接続された第２負出力と、を有する、コンセプト１７に記載のディテクタシステム。
コンセプト１９
代数的合成ネットワークと第２代数的合成ネットワークおよび第３代数的合成ネットワークのうちのひとつとの間に設けられた調整可能利得ステージをさらに備える、コンセプト１８に記載のディテクタシステム。
コンセプト２０
第２検出ＡＭノイズ信号成分は第１検出ＡＭノイズ信号と利得係数との積と等しく、調整可能利得ステージは第２検出ＡＭノイズ信号成分を利得係数で除す、コンセプト１９に記載のディテクタシステム。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅変調（「ＡＭ」）ノイズを有する第１高周波信号を検出し、少なくとも第１検出ＡＭノイズ信号成分および復調信号成分を有する第１検出信号を生成するよう構成された第１ディテクタと、
ＡＭノイズを有する第２高周波信号を検出し、少なくとも第２検出ＡＭノイズ信号成分を有する第２検出信号を生成するよう構成された第２ディテクタと、
第１検出信号と第２検出信号とを合成することで第１検出ＡＭノイズ信号成分を第２検出ＡＭノイズ信号成分で相殺し、復調信号成分を含む出力信号を生成する代数的合成ネットワークと、を備える、ディテクタシステム。
【請求項２】
第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、復調信号成分はローカル高周波信号と受信高周波信号との差分周波数を有する、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項３】
第２高周波信号はローカル高周波信号である、請求項２に記載のディテクタシステム。
【請求項４】
第２高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、第２検出信号は差分周波数を有する第２復調信号成分をさらに含む、請求項２に記載のディテクタシステム。
【請求項５】
代数的合成ネットワークの出力信号は復調信号成分に足し合わされた第２復調信号成分をさらに含む、請求項４に記載のディテクタシステム。
【請求項６】
受信高周波信号はローカル高周波信号の反射信号である、請求項２に記載のディテクタシステム。
【請求項７】
ローカル高周波信号と受信高周波信号とを合成し、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供する高周波代数的合成ネットワークをさらに備える、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項８】
代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有し、第１検出信号は非反転入力に提供され、第２検出信号は反転入力に提供される、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項９】
第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、出力信号は差分周波数を有する、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１０】
ローカル高周波信号および受信高周波信号を受け、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供し、ローカル高周波信号および受信高周波信号の反転信号を第２ディテクタに提供するよう構成された高周波代数的合成ネットワークをさらに備え、
第２ディテクタは第２検出ＡＭノイズ信号成分および反転された復調信号成分を有する第２検出信号を生成する、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１１】
代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有し、第１検出信号が非反転入力に提供されると共に第２検出信号が反転入力に提供されることによって反転されたＡＭノイズ信号成分および第２復調信号成分が生成され、
出力信号は復調信号成分と第２復調信号成分との和であり、
反転されたＡＭノイズ信号成分はＡＭノイズ信号成分を相殺する、請求項１０に記載のディテクタシステム。
【請求項１２】
第１ディテクタは第１シングルダイオードディテクタを含み、第２ディテクタは第２シングルダイオードディテクタを含む、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１３】
第１ディテクタは第１デュアルダイオードディテクタを含み、第２ディテクタは第２デュアルダイオードディテクタを含む、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１４】
第１ディテクタは第１ダイオード電圧増倍器を含み、第２ディテクタは第２ダイオード電圧増倍器を含む、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１５】
高周波代数的合成ネットワークは、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第１受信信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第２受信信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第１ＬＯ信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第２ＬＯ信号経路と、
第１受信信号経路の受信信号と第１ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第１合成信号を第１ディテクタに提供する第１高周波コンバイナと、
第２ＲＦ信号経路の受信信号と第２ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第２合成信号を第２ディテクタに提供する第２高周波コンバイナと、
を含む、請求項１０に記載のディテクタシステム。
【請求項１６】
第１合成信号はＬＯ信号と受信信号とを足し合わせたものであり、第２合成信号はＬＯ信号から受信信号を引いたものである、請求項１５に記載のディテクタシステム。
【請求項１７】
第１ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられた第２代数的合成ネットワークをさらに備え、
第２代数的合成ネットワークは、
代数的合成ネットワークの第１非反転入力と接続された第１正出力と、
代数的合成ネットワークの第１反転入力と接続された第１負出力と、を有する、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１８】
第２検出信号は第２復調信号成分をさらに含み、
本ディテクタシステムは、第２ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられた第３代数的合成ネットワークをさらに備え、
第３代数的合成ネットワークは、
代数的合成ネットワークの第２反転入力と接続された第２正出力と、
代数的合成ネットワークの第２非反転入力と接続された第２負出力と、を有する、請求項１７に記載のディテクタシステム。
【請求項１９】
代数的合成ネットワークと第２代数的合成ネットワークおよび第３代数的合成ネットワークのうちのひとつとの間に設けられた調整可能利得ステージをさらに備える、請求項１８に記載のディテクタシステム。
【請求項２０】
第２検出ＡＭノイズ信号成分は第１検出ＡＭノイズ信号と利得係数との積と等しく、調整可能利得ステージは第２検出ＡＭノイズ信号成分を利得係数で除す、請求項１９に記載のディテクタシステム。
【請求項１】
振幅変調（「ＡＭ」）ノイズを有する第１高周波信号を検出し、少なくとも第１検出ＡＭノイズ信号成分および復調信号成分を有する第１検出信号を生成するよう構成された第１ディテクタと、
ＡＭノイズを有する第２高周波信号を検出し、少なくとも第２検出ＡＭノイズ信号成分を有する第２検出信号を生成するよう構成された第２ディテクタと、
第１検出信号と第２検出信号とを合成することで第１検出ＡＭノイズ信号成分を第２検出ＡＭノイズ信号成分で相殺し、復調信号成分を含む出力信号を生成する代数的合成ネットワークと、を備える、ディテクタシステム。
【請求項２】
第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、復調信号成分はローカル高周波信号と受信高周波信号との差分周波数を有する、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項３】
第２高周波信号はローカル高周波信号である、請求項２に記載のディテクタシステム。
【請求項４】
第２高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、第２検出信号は差分周波数を有する第２復調信号成分をさらに含む、請求項２に記載のディテクタシステム。
【請求項５】
代数的合成ネットワークの出力信号は復調信号成分に足し合わされた第２復調信号成分をさらに含む、請求項４に記載のディテクタシステム。
【請求項６】
受信高周波信号はローカル高周波信号の反射信号である、請求項２に記載のディテクタシステム。
【請求項７】
ローカル高周波信号と受信高周波信号とを合成し、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供する高周波代数的合成ネットワークをさらに備える、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項８】
代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有し、第１検出信号は非反転入力に提供され、第２検出信号は反転入力に提供される、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項９】
第１高周波信号はローカル高周波信号および受信高周波信号を含み、出力信号は差分周波数を有する、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１０】
ローカル高周波信号および受信高周波信号を受け、ローカル高周波信号および受信高周波信号を第１ディテクタに提供し、ローカル高周波信号および受信高周波信号の反転信号を第２ディテクタに提供するよう構成された高周波代数的合成ネットワークをさらに備え、
第２ディテクタは第２検出ＡＭノイズ信号成分および反転された復調信号成分を有する第２検出信号を生成する、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１１】
代数的合成ネットワークは反転入力および非反転入力を有し、第１検出信号が非反転入力に提供されると共に第２検出信号が反転入力に提供されることによって反転されたＡＭノイズ信号成分および第２復調信号成分が生成され、
出力信号は復調信号成分と第２復調信号成分との和であり、
反転されたＡＭノイズ信号成分はＡＭノイズ信号成分を相殺する、請求項１０に記載のディテクタシステム。
【請求項１２】
第１ディテクタは第１シングルダイオードディテクタを含み、第２ディテクタは第２シングルダイオードディテクタを含む、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１３】
第１ディテクタは第１デュアルダイオードディテクタを含み、第２ディテクタは第２デュアルダイオードディテクタを含む、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１４】
第１ディテクタは第１ダイオード電圧増倍器を含み、第２ディテクタは第２ダイオード電圧増倍器を含む、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１５】
高周波代数的合成ネットワークは、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第１受信信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第２受信信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第１ＬＯ信号経路と、
高周波代数的合成ネットワークを通じた第２ＬＯ信号経路と、
第１受信信号経路の受信信号と第１ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第１合成信号を第１ディテクタに提供する第１高周波コンバイナと、
第２ＲＦ信号経路の受信信号と第２ＬＯ信号経路のＬＯ信号とを合成し、第２合成信号を第２ディテクタに提供する第２高周波コンバイナと、
を含む、請求項１０に記載のディテクタシステム。
【請求項１６】
第１合成信号はＬＯ信号と受信信号とを足し合わせたものであり、第２合成信号はＬＯ信号から受信信号を引いたものである、請求項１５に記載のディテクタシステム。
【請求項１７】
第１ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられた第２代数的合成ネットワークをさらに備え、
第２代数的合成ネットワークは、
代数的合成ネットワークの第１非反転入力と接続された第１正出力と、
代数的合成ネットワークの第１反転入力と接続された第１負出力と、を有する、請求項１に記載のディテクタシステム。
【請求項１８】
第２検出信号は第２復調信号成分をさらに含み、
本ディテクタシステムは、第２ディテクタと代数的合成ネットワークとの間に設けられた第３代数的合成ネットワークをさらに備え、
第３代数的合成ネットワークは、
代数的合成ネットワークの第２反転入力と接続された第２正出力と、
代数的合成ネットワークの第２非反転入力と接続された第２負出力と、を有する、請求項１７に記載のディテクタシステム。
【請求項１９】
代数的合成ネットワークと第２代数的合成ネットワークおよび第３代数的合成ネットワークのうちのひとつとの間に設けられた調整可能利得ステージをさらに備える、請求項１８に記載のディテクタシステム。
【請求項２０】
第２検出ＡＭノイズ信号成分は第１検出ＡＭノイズ信号と利得係数との積と等しく、調整可能利得ステージは第２検出ＡＭノイズ信号成分を利得係数で除す、請求項１９に記載のディテクタシステム。
【図１】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【図５Ｄ】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図７Ａ】
【図７Ｂ】
【図８Ａ】
【図８Ｂ】
【図９Ａ】
【図９Ｂ】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【図５Ｄ】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図７Ａ】
【図７Ｂ】
【図８Ａ】
【図８Ｂ】
【図９Ａ】
【図９Ｂ】
【公表番号】特表２０１３−５０９５９７（Ｐ２０１３−５０９５９７Ａ）
【公表日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−５３７１８０（Ｐ２０１２−５３７１８０）
【出願日】平成２２年１１月１日（２０１０．１１．１）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２０１０／０５５０１９
【国際公開番号】ＷＯ２０１１／０５３９４１
【国際公開日】平成２３年５月５日（２０１１．５．５）
【出願人】（５１２１０９００２）インべンション プラネット、エルエルシー (1)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１１月１日（２０１０．１１．１）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２０１０／０５５０１９
【国際公開番号】ＷＯ２０１１／０５３９４１
【国際公開日】平成２３年５月５日（２０１１．５．５）
【出願人】（５１２１０９００２）インべンション プラネット、エルエルシー (1)
【Ｆターム（参考）】
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