説明

ノイズ低減装置およびこれを備えた電力変換装置

【課題】スイッチング素子のオン/オフ動作によってアースに漏洩する電流を低減することができるノイズ低減装置を備えた電力変換装置を提供する。
【解決手段】インバータ回路4の直流入力端子間に直列接続されたコンデンサ41,42の接続中点とアースとの間に、第1の接地コンデンサCo1と第2の接地コンデンサCo2とを直列接続し、第2の接地コンデンサCo2の両端に二次巻線を並列に接続した相殺変圧器T2とを備え、インバータ回路4の半導体スイッチング素子がスイッチングするときに発生する雑音電圧と逆極性で大きさが同じ電圧を第2の接地コンデンサCo2の両端に発生させることを特徴とする。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換回路の動作に起因してアースとの間に発生する雑音端子電圧を低減するためのノイズ低減装置およびこれを備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
図8は、3相誘導電動機を3相インバータ回路で駆動するシステムに適用されるノイズ低減装置を示しており、例えば特許文献1に記載されているものと実質的に同じノイズ低減装置である。
【0003】
図8において、1aは交流電源、2aはダイオードをブリッジ構成にしてなる整流回路、3はコンデンサ、4は電力変換回路の一例としてIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)等の半導体スイッチング素子Q1〜Q6およびこれらに逆並列接続されたダイオードD1〜D6からなるインバータ回路、5はその筐体がアースに接続されインバータ回路4の負荷として駆動される誘導電動機、6は直流電源、7は環状コアからなる零相変流器等の漏洩電流検出器、8はインバータ回路4の半導体スイッチング素子Q1〜Q6をPWM制御するための信号を生成するインバータ制御回路、9はノイズ低減回路、10はノイズ低減制御回路である。上記において、ノイズ低減装置は、漏洩電流検出器7、ノイズ低減回路9およびノイズ低減制御回路10から構成されている。
【0004】
整流回路2aは、その交流入力端子が交流電源1aの交流出力端子に接続される。一方、整流回路2aの正側直流出力端子はインバータ回路4の正側直流入力端子と接続される。この接続点をPとする。また、整流回路2aの負側直流出力端子はインバータ回路4の負側直流入力端子と接続される。この接続点をNとする。
【0005】
コンデンサ3は、整流回路2aの直流出力端子P,N間に接続されている。交流電源1aの電圧は、整流回路2aで全波整流された後、コンデンサ3で平滑される。ここで、整流回路2aとコンデンサ3とが直流電源を構成する。
【0006】
インバータ回路4は、直流入力端子P,N間に直列接続された半導体スイッチング素子Q1とQ4とからなるU相アーム、半導体スイッチング素子Q2とQ5とからなるV相アーム、半導体スイッチング素子Q3とQ6とからなるW相アームとで構成される。ここで、半導体スイッチング素子Q1とQ4との接続中点と、半導体スイッチング素子Q2とQ5との接続中点と、半導体スイッチング素子Q3とQ6との接続中点とを、それぞれインバータ回路4の出力端子U,V,Wとする。
【0007】
制御回路8は、インバータ回路4の半導体スイッチング素子Q1〜Q6をオン/オフ制御するためのスイッチング信号を生成する。この信号は、一般に、PWM変調されている。コンデンサ3で平滑された直流電圧は、インバータ回路4の半導体スイッチング素子Q1〜Q6のオン/オフ動作によって、所望の交流電圧に変換される。インバータ回路4によって変換された交流電圧は、出力端子U〜Wから出力され、誘導電動機5に供給される。
【0008】
ノイズ低減回路9は、一次巻線が交流電源1aの両端に接続された電源変圧器T1、交流入力端子が電源変圧器T1の二次巻線に接続された整流回路Rf、整流回路Rfの直流出力端子間に直列接続されるとともにその接続中点がインバータ回路4の負側直流入力端子Nに接続されたコンデンサC2,C3、コンデンサC2,C3の両端電圧が動作電圧として印加されアースに漏洩する電流を打消すための補償電流が流れる電流制御用素子としてのトランジスタTr1,Tr2、およびトランジスタTr1とTr2の接続中点とアースとの間に接続されるコンデンサC1とを備えている。なお、トランジスタTr1はNPN型、トランジスタTr2はPNP型トランジスタである。
【0009】
ところで、誘導電動機5の巻線と筐体との間には、図8に破線で示すように浮遊容量Csが存在する。一方、誘導電動機5の巻線には、インバータ回路4によってPWM変調された矩形波状のパルス電圧が印加される。このパルス状の電圧は、浮遊容量Csの両端に印加されることになる。その結果、浮遊容量Csを充放電するパルス状の電流I1が、誘導電動機5の巻線とアースとの間で流れる。
【0010】
パルス状の電流I1は、I1=Cs×(dv/dt)で表される。ここで、dv/dtはインバータ回路4の半導体スイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング動作によって誘導電動機5の巻線に印加される矩形波状パルス電圧の時間変化率である。
【0011】
図8において、ノイズ低減回路9が機能しない場合には、誘導電動機5の巻線に印加される矩形波状パルス電圧の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングで、このパルス状の電流I1がアースに漏洩する電流として流れる。
【0012】
例えば、誘導電動機5の巻線電圧が筐体の電圧に対してステップ的に上昇すると、誘導電動機5の巻線からアースに向かって漏洩電流I1が流れる。一方、誘導電動機5の巻線電圧がステップ的に下降すると、アースから誘導電動機5の巻線に向かって漏洩電流I1が流れる。
【0013】
この漏洩電流I1は、アースおよび直流電源6を経てインバータ回路4の直流入力端子に戻る。この漏洩電流I1がアースに流れるとノイズ電流となって、感電や漏電ブレーカを誤動作させる原因になるので、これを除去する必要がある。
【0014】
そこで、特許文献1には、漏洩電流検出器7で検出した漏洩電流I1と逆極性かつ同じ大きさの電流をアースに注入して、漏洩電流I1を打消すノイズ低減装置が開示されている(図8参照。)。
【0015】
具体的には、ノイズ低減制御回路10は、半導体スイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング信号に基づいて生成された信号と漏洩電流検出器7が検出する信号とを加算して、トランジスタTr1,Tr2を駆動するための制御信号Sを生成する。トランジスタTr1,Tr2の制御信号Sは、インバータ回路4の上アームである半導体スイッチング素子Q1〜Q3のスイッチング信号は減算し、下アームである半導体スイッチング素子Q4〜Q6のスイッチング信号は加算することにより得られる。
【0016】
ノイズ低減制御回路10が生成する制御信号Sは、ベース信号増幅器Ampで増幅された上でトランジスタTr1,Tr2の両ベース端子(制御端子)に与えられる。トランジスタTr1とトランジスタTr2は、制御信号Sに従って互いに逆の動作をし、漏洩電流I1を打消すような電流I2を注入する。
【0017】
また、特許文献2には、コモンモード電圧を相殺して、電源側に漏洩する電流を補償するノイズ低減装置が開示されている。
このノイズ低減装置は、交流電源1aと整流回路2aとの間の主回路ラインに接続された接地コンデンサの両端電圧を検出し、この検出した電圧と逆極性かつ同じ大きさの相殺電圧を発生している。この相殺電圧は、コモンモードトランスを介して、交流電源1aと接地コンデンサの接続点との間に重畳される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0018】
【特許文献1】特許第3650314号公報
【特許文献2】特開2010−57268号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0019】
上記特許文献1に開示されている技術によれば、ノイズ低減回路9は、トランジスタTr1,Tr2の動作電圧V2を供給する相殺電圧電源を、電源変圧器T1と整流回路Rfとで構成している。これは、交流電源1aと相殺電圧電源との間を電源変圧器T1で絶縁することにより、ノイズ低減装置の正常な動作を確保するためである。
【0020】
ところが、交流電源1aは商用周波数の電源であるため、相殺電圧電源をこのように構成すると、大型の電源変圧器T1が必要となり、ノイズ低減装置の大型化を招くという問題がある。
【0021】
また、特許文献2に開示されている技術によれば、相殺電圧を交流電源1aと接地コンデンサの接続点との間に重畳させる手段としてコモンモードトランスを必要とする。しかし、交流電源1aと整流回路2aとの間で主回路電流を流すためのコモンモードトランスは大型であり、ノイズ低減装置の大型化を招くという問題がある。
【0022】
また、半導体スイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング動作によってインバータ回路4の直流入力端子とアースとの間に雑音端子電圧が発生する。雑音端子電圧は、インバータ回路4の主回路ラインを通して交流電源1a側に伝播する。伝播した雑音端子電圧は、交流電源1aの系統に接続されている他の装置に悪影響を与えるノイズとなる。しかし、上記特許文献1および特許文献2に開示されているノイズ低減装置では、この雑音端子電圧を低減することができない。
【0023】
本発明は、このような従来のノイズ低減装置が有している問題を解決しようとするものであり、後述する接地コンデンサの両端電圧の変動成分(以下では、雑音電圧という。)を打消すことにより、電力変換回路の入力端子とアース間に発生する雑音端子電圧を低減することができる低価格かつ小型のノイズ低減装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0024】
上記目的を達成するために、本発明によって提供されるノイズ低減装置は、直流電源または交流電源の電圧を半導体スイッチング素子のスイッチング動作により交流電圧に変換する電力変換回路のノイズ低減装置であって、前記電力変換回路と直流電源または交流電源との間に配設される主回路ラインとアースとの間に直列に接続された第1の接地コンデンサと第2の接地コンデンサとからなる接地コンデンサ直列回路と、前記第1の接地コンデンサの両端に生じる雑音電圧と逆極性の相殺電圧を発生させる相殺電圧発生回路と、一次巻線が前記相殺電圧発生回路に接続されるとともに二次巻線が前記第2の接地コンデンサの両端に接続され前記相殺電圧を前記雑音電圧と同じ大きさに変圧する相殺変圧器と、を備え、前記第1の接地コンデンサの両端に雑音電圧が発生したときに、前記相殺電圧を発生させて前記接地コンデンサ直列回路の両端電圧の変動を抑制することを特徴とする。
【0025】
第1の接地コンデンサの両端に生じる雑音電圧は、電力変換回路と直流電源または交流電源との間に配設される主回路ラインとアースとの間に生じる雑音端子電圧とほぼ等しい電圧である。この電圧を逆極性かつ同じ大きさの電圧で相殺することにより、雑音端子電圧を低減することができる。
【0026】
また、本発明によって提供されるノイズ低減装置は、第2の接地コンデンサと相殺変圧器の二次巻線との間または相殺変圧器の一次巻線と相殺電圧発生回路との間にコンデンサが直列に接続されていることを特徴とする。
【0027】
これにより、相殺電圧発生回路から出力される電圧の直流成分および低周波成分が除去され、相殺変圧器には雑音電圧に相当する高周波成分のみが印加される。したがって、相殺変圧器を小型にすることができ、さらに、ノイズ低減装置の低価格化、小型化が可能となる。
【0028】
また、ノイズ低減装置の相殺電圧発生回路は、その動作電源としての相殺電圧電源と、相殺電圧電源の両端に直列接続されその接続中点が相殺変圧器の一次巻線の一端に接続されたコンデンサ直列回路と、相殺電圧電源の両端に直列接続されその接続中点が相殺変圧器の一次巻線の他端に接続された電圧制御素子直列回路と、を備えることを特徴とする。
【0029】
さらに、電力変換回路はその出力電流を検出する電流検出器を備え、電流検出器が検出する電力変換回路の出力電流の極性と、電力変換回路の半導体スイッチング素子をスイッチングさせる信号と、に基づいて電圧制御素子直列回路の制御信号を生成することを特徴とする。
【0030】
さらに、電圧制御素子直列回路の制御信号は、電力変換回路が正極性の電流を出力している期間において、電力変換回路の正側入力端子に接続された半導体スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第1のタイミングと、電力変換回路が正極性の電流を出力している期間において、電力変換回路の正側入力端子に接続された半導体スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第2のタイミングと、電力変換回路が負極性の電流を出力している期間において、電力変換回路の負側入力端子に接続された半導体スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第3のタイミングと、電力変換回路が負極性の電流を出力している期間において、電力変換回路の負側入力端子に接続された半導体スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第4のタイミングと、で変化することを特徴とする。
【0031】
これにより、雑音端子電圧の発生に同期して相殺電圧を発生させることができる。したがって、電力変換回路と直流電源または交流電源の間に配設される主回路ラインとアースとの間に生じる雑音端子電圧を効果的に低減することができる。
【0032】
また、電力変換装置は、本発明によって提供されるノイズ低減装置を備えていることを特徴とする。
これにより、安価かつ小型でありながら雑音端子電圧を効果的に低減することが可能な電力変換装置を提供することができる。
【発明の効果】
【0033】
本発明によると、相殺電圧発生回路が発生する相殺電圧の周波数は、電力変換回路が有する半導体スイッチング素子のスイッチング周波数に対応するので、相殺変圧器を小型化することができ、ノイズ低減装置の低価格化、小型化を図ることができる。
【0034】
また、雑音端子電圧の発生タイミングに同期して相殺電圧を発生することができるので、効果的に雑音端子電圧を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【0035】
【図1】本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の第1の実施形態を説明するための図である。
【図2】図1に示したノイズ低減制御回路の一例を説明するためのブロック図である。
【図3】電力変換回路の半導体スイッチング素子のスイッチング信号の関係を説明するための図である。
【図4】(a)期間1のときに正極性のU相電流が流れる経路を示す図、(b)期間2のときに正極性のU相電流が流れる経路を示す図、(c)期間3のときに正極性のU相電流が流れる経路を示す図、(d)期間4のときに正極性のU相電流が流れる経路を示す図である。
【図5】(a)期間1のときに負極性のU相電流が流れる経路を示す図、(b)期間2のときに負極性のU相電流が流れる経路を示す図、(c)期間3のときに負極性のU相電流が流れる経路を示す図、(d)期間4のときに負極性のU相電流が流れる経路を示す図である。
【図6】本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。
【図7】本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。
【図8】従来のノイズ低減装置を備えた電力変換装置を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【0036】
以下、本発明の実施の形態を図1〜図7を参照して詳細に説明する。なお、図1〜図7において、図8に示した電力変換装置およびノイズ低減装置と共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。
【0037】
図1は、本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の第1の実施形態を説明するための図である。図1において、1cは直流電源、3aと3bは直流電源1cの両端に直列に接続されたコンデンサ、4はインバータ回路、5はインバータ回路4の負荷である誘導電動機、8はインバータ回路4を制御するインバータ制御回路、9aはノイズ低減回路、10aはノイズ低減回路9aの制御信号Sを生成するノイズ低減制御回路、31〜33はインバータ回路4の出力電流を検出する電流検出器である。
【0038】
以下に、ノイズ低減回路9aとノイズ低減制御回路10aの構成および動作について説明する。
ノイズ低減回路9aは、コンデンサ3a,3bからなるコンデンサ直列回路の接続中点とアースとの間に直列に接続された第1の接地コンデンサCo1、第2の接地コンデンサCo2、第2の接地コンデンサCo2の両端に二次巻線が接続される相殺変圧器T2、その一端が相殺変圧器T2の一次巻線の一端に接続されるコンデンサC1、相殺電圧電源Vd、相殺電圧電源Vdの直流出力端子間に直列接続されその接続中点が相殺変圧器T2の一次巻線の他端に接続されるコンデンサC2,C3の直列回路、コンデンサC2,C3からなるコンデンサ直列回路の両端電圧が動作電圧として印加されその接続中点がコンデンサC1の他端に接続されるトランジスタTr1,Tr2の直列回路とを備えている。
【0039】
トランジスタTr1,Tr2は、電圧制御素子であり、それぞれNPN型トランジスタとPNP型トランジスタである。トランジスタTr1,Tr2は制御信号Sに応じて互いに逆の動作をして、相殺変圧器T2の一次巻線に相殺電圧を印加する。一方、相殺変圧器T2は、一次巻線に印加された相殺電圧を、第1の接地コンデンサの両端に発生する雑音電圧と同じ大きさに変圧する。
【0040】
次に、図2を参照してインバータ制御回路8とノイズ低減制御回路10aの関係について説明する。
インバータ制御回路8は、U,V,W相のPWM(パルス幅変調)制御部81〜83とスイッチング信号生成部84〜86とから構成され、半導体スイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング信号G1〜G6を生成する。
【0041】
U相スイッチング信号生成部84は、U相PWM制御部81から出力される信号に基づいて、インバータ回路4のU相を構成する半導体スイッチング素子Q1とQ4のスイッチング信号G1とG4とを生成する。U相スイッチング信号生成部84の出力信号G1は、半導体スイッチング素子Q1をオンするときは「1」であり、オフするときは「0」である。半導体スイッチング素子Q4のスイッチング信号G4はスイッチング信号G1の「1」と「0」とを反転した信号である。ただし、半導体スイッチング素子Q1とQ4とが同時にオンしないよう、スイッチング信号G1とG4とがともに「0」となる休止期間が設けられている。
【0042】
V相スイッチング信号生成部85とW相スイッチング信号生成部86は、半導体スイッチング素子Q2とQ5および半導体スイッチング素子Q3とQ6のスイッチング信号G3〜G6を、U相スイッチング信号生成部84と同様に生成する。
【0043】
一方、ノイズ低減制御回路10aは、電流極性判定部101〜103、論理反転演算子111〜113、論理積演算子(AND)121〜126および制御信号生成部131とで構成される。
【0044】
まず、U相の電流極性判定部101は、例えば、電流検出器31から入力されるU相の電流信号Iuと基準値0[A]との大小比較をして、U相電流の極性を判定する。電流極性判定部101は、電流極性を判定した結果、U相電流が0[A]よりも大きいときは「1」を出力し、小さいときは「0」を出力する。
【0045】
論理反転演算子111は、電流極性判定部101から入力される信号に対し、「1」と「0」とを反転した信号を生成する。
論理積演算子121は、半導体スイッチング素子Q1のスイッチング信号G1と電流極性判定部101の出力信号との間で論理積演算を行い、その結果を出力する。一方、論理反転演算子111は、電流極性判定部101から入力される信号を反転して出力する。論理積演算子122は、半導体スイッチング素子Q4のスイッチング信号G4と論理反転演算子111が出力する信号との間で論理積演算を行い、その結果を出力する。
【0046】
以上の論理演算により、論理積演算子121の出力信号は、インバータ回路4のU相電流が正極性の期間において、半導体スイッチング素子Q1がオン状態にあるときに「1」となり、それ以外の期間のときは「0」となる。一方、論理積演算子122の出力信号は、インバータ回路4のU相電流が負極性の期間において、半導体スイッチング素子Q4がオン状態にあるときに「1」となり、それ以外の期間のときは「0」となる。
【0047】
V相電流とV相半導体スイッチング素子Q2,Q5のスイッチング信号G2,G5との間でも同様の演算処理が行われる。また、W相電流とW相半導体スイッチング素子Q3,Q6のスイッチング信号G3,G6との間でも同様の演算処理が行われる。それぞれの演算結果は、論理積演算子123〜126から出力される。
【0048】
すなわち、V相用論理積演算子123の出力信号は、インバータ回路4のV相電流が正極性の期間において、半導体スイッチング素子Q2のスイッチング信号がオンのときにのみ「1」となり、それ以外の期間のときは「0」となる。また、論理積演算子124の出力信号は、インバータ回路4のV相電流が負極性の期間において、半導体スイッチング素子Q5のスイッチング信号がオンのときにのみ「1」となり、それ以外の期間のときは「0」となる。
【0049】
また、W相用論理積演算子125の出力信号は、インバータ回路4のW相電流が正極性の期間において、半導体スイッチング素子Q3のスイッチング信号がオンのときにのみ「1」となり、それ以外の期間のときは「0」となる。また、論理積演算子126の出力信号は、インバータ回路4のW相電流が負極性の期間において、半導体スイッチング素子Q6のスイッチング信号がオンのときにのみ「1」となり、それ以外の期間のときは「0」となる。
【0050】
制御信号生成部131は、論理積演算子121,123,125から出力される信号は加算し、論理積演算子122,124,126から出力される信号は減算して出力する。
制御信号生成部131から出力される信号は、ノイズ低減回路9aのトランジスタTr1とTr2とを制御するための信号Sとなる。
【0051】
以上の論理演算により、ノイズ低減制御回路10aは、インバータ回路4の半導体スイッチング素子Q1〜Q6がオン/オフ動作をすることによって誘導電動機5の巻線に生じる電圧変化のタイミングと一致するタイミングで変化する制御信号Sを出力することができる。
【0052】
ここで、図3〜図5を参照して、制御信号Sの変化タイミングが誘導電動機5の巻線に生じる電圧変化のタイミングと一致することを説明する。
まず、U相の半導体スイッチング素子Q1とQ4のスイッチング信号には図3に示す4つの期間(期間1〜期間4)が存在する。期間1は半導体スイッチング素子Q1がオンし、半導体スイッチング素子Q4がオフしている期間である。期間3は逆に半導体スイッチング素子Q4がオンし、半導体スイッチング素子Q1がオフしている期間である。また、期間2と期間4とは、半導体スイッチング素子Q1,Q4が同時にオンしないように設けられている休止期間であり、半導体スイッチング素子Q1,Q4のいずれもがオフしている期間である。
【0053】
次に、期間1〜期間4のときに、正極性のU相電流が流れる経路と出力端子Uの電圧との関係を図4(a)〜(d)を参照して具体的に説明する。図4(a)期間1のときは、半導体スイッチング素子Q1がオンしているため、半導体スイッチング素子Q1を経由して直流入力端子Pから誘導電動機5に向かってU相電流が流れる。図4(b)期間2のときは、半導体スイッチング素子Q1,Q4がオフしているため、ダイオードD4を経由して直流入力端子Nから誘導電動機5に向かってU相電流が流れる。図4(c)期間3のときは、半導体スイッチング素子Q1がオフしているため、U相電流はダイオードD4を経由して直流入力端子Nから誘導電動機5に向かって流れる。図4(d)期間4のときは、半導体スイッチング素子Q1,Q4がオフしているため、期間2のときと同様、U相電流はダイオードD4を経由して直流入力端子Nから誘導電動機5に向かって流れる。
【0054】
すなわち、U相電流の極性が正のとき、出力端子Uの電圧が直流入力端子Pの電圧V1[V]となるのは、半導体スイッチング素子Q1がオンしている期間1のときのみである。したがって、U相電流の極性が正のときは、期間4から期間1に移行するときに、出力端子Uの電圧が直流入力端子Nの電圧0[V]から直流入力端子Pの電圧V1[V]に変化する。また、期間1から期間2に移行するときに、出力端子Uの電圧が直流入力端子Pの電圧V1[V]から直流入力端子Nの電圧0[V]に変化する。この電圧の変化は、半導体スイッチング素子Q1のオン/オフ動作にのみ同期している。
【0055】
一方、期間2から期間3に移行するときおよび期間3から期間4に移行するときは、半導体スイッチング素子Q4のオン/オフ動作に関係なく、出力端子Uの電圧は直流入力端子Nの電圧0[V]となり、電圧の変化は生じない。
【0056】
次に、U相電流の極性が負のとき(誘導電動機5側からインバータ回路4に向かって電流が流れるとき)も同様に、U相の半導体スイッチング素子Q1とQ4のスイッチング信号には図3に示す4つの期間が存在する。図5(a)〜(d)により、期間1〜期間4のときに負極性のU相電流が流れる経路と、出力端子Uの電圧の関係を具体的に説明する。
【0057】
図5(a)期間1のときは、半導体スイッチング素子Q4がオフしているため、ダイオードD1を経由して誘導電動機5から直流入力端子Pに向かってU相電流が流れる。図5(b)期間2のときは、半導体スイッチング素子Q1,Q4がオフしているため、期間1と同様、U相電流はダイオードD1を経由して誘導電動機5から直流入力端子Nに向かって流れる。図5(c)期間3のときは、半導体スイッチング素子Q4がオンしているため、U相電流は半導体スイッチング素子Q4を経由して誘導電動機5から直流入力端子Nに向かって流れる。図5(d)期間4のときは、半導体スイッチング素子Q1,Q4がオフしているため、期間2のときと同様、U相電流はダイオードD1を経由して誘導電動機5から直流入力端子Nに向かって流れる。
【0058】
すなわち、U相電流の極性が負のとき、出力端子Uの電圧が直流入力端子Nの電圧0[V]となるのは、半導体スイッチング素子Q4がオンしている期間3のときのみである。したがって、U相電流の極性が負のときは、期間2から期間3に移行するときに、出力端子Uの電圧が直流入力端子Pの電圧V1[V]から直流入力端子Nの電圧0[V]に変化する。また、期間3から期間4に移行するときに、出力端子Uの電圧が直流入力端子Nの電圧0[V]から直流入力端子Pの電圧V1[V]に変化する。この電圧の変化は、半導体スイッチング素子Q4のオン/オフ動作にのみ同期している。
【0059】
一方、期間4から期間1に移行するときおよび期間1から期間2に移行するときは、半導体スイッチング素子Q1のオン/オフ動作に関係なく、出力端子Uの電圧は直流入力端子Pの電圧V1[V]となり、電圧の変化は生じない。
【0060】
以上のとおり、出力端子Uの電圧の変化タイミングは、U相電流が正極性のときはU相の半導体スイッチング素子Q1のスイッチング信号G1の変化タイミングと一致し、U相電流が負極性のときはU相の半導体スイッチング素子Q4のスイッチング信号G4の変化タイミングと一致する。
【0061】
同様に、出力端子Vの電圧の変化タイミングは、V相電流が正極性のときはV相の半導体スイッチング素子Q2のスイッチング信号G2が変化するタイミングと一致し、V相電流が負極性のときはV相の半導体スイッチング素子Q5のスイッチング信号G5が変化するタイミングと一致する。また、出力端子Wの電圧の変化タイミングは、W相電流が正極性のときはW相の半導体スイッチング素子Q3のスイッチング信号G3が変化するタイミングと一致し、W相電流が負極性のときはW相の半導体スイッチング素子Q6のスイッチング信号G6が変化するタイミングと一致する。
【0062】
したがって、ノイズ低減制御回路10aにより生成された制御信号Sが変化するタイミングは、インバータ回路4の出力端子U,V,Wの電圧変化のタイミングと一致する。
図1に戻って、ノイズ低減回路9aのトランジスタTr1とTr2とは、制御信号Sに従って動作する。トランジスタTr1とTr2の動作により、相殺変圧器T2の二次巻線すなわち第2の接地コンデンサCo2の両端には、第1の接地コンデンサCo1の両端に生じる雑音電圧ΔVco1とは極性が逆で大きさが等しい電圧Vco2が誘起する。その結果、インバータ回路4の直流入力ラインに生じる雑音端子電圧を打消すことができる。
【0063】
例えば、インバータ回路4から誘導電動機5に向かって正極性のU相電流が流れているときに、半導体スイッチング素子Q1がオフ状態からオン状態に変化すると、U相アームの出力端子Uの電圧は直流入力端子Nの電圧0[V]から直流入力端子Pの電圧V1[V]に変化する。このとき、誘導電動機5の浮遊容量Csの両端にdv/dtの電圧変化が生じ、誘導電動機5からアースに向かって漏洩電流I1が流れる。この漏洩電流I1が接地コンデンサCo1を充電または放電することにより、接地コンデンサCo1の両端には雑音端子電圧に略等しい雑音電圧ΔVco1が発生する。
【0064】
一方、ノイズ低減制御回路10aから出力される制御信号Sは、論理積演算子121が出力する信号「1」が加算された値に、ステップ的に変化する。制御信号Sがステップ的に上昇すると、ノイズ低減回路9aのトランジスタTr1とTr2の動作状態が変化し、相殺変圧器T2の一次巻線に制御信号Sに対応する相殺電圧が印加される。相殺変圧器T2の一次巻線に印加された相殺電圧は変圧され、相殺変圧器T2の二次巻線に電圧Vco2として誘起する。
【0065】
その結果、第1の接地コンデンサCo1と第2の接地コンデンサCo2とからなる接地コンデンサ直列回路の両端電圧は、一定に保たれる。これにより、インバータ回路4の直流入力ラインに生じる雑音端子電圧を低減することができる。
【0066】
なお、コンデンサC1は、トランジスタTr1,Tr2の動作によって発生する電圧のうち直流成分および低周波数成分を除去するためのカップリングコンデンサである。
また、トランジスタTr1,Tr2の動作により、相殺変圧器T2には、インバータ回路4の半導体スイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング周波数に応じた周波数の電圧が印加される。半導体スイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング周波数は一般に数kHz〜数10kHzと、商用周波数50Hzまたは60Hzに比べて高い周波数である。
【0067】
したがって、相殺変圧器T2は商用周波数の電圧が印加される電源変圧器T1に比べて大幅な小型化が可能である。その結果、ノイズ低減装置の小型化および低コスト化が可能である。
【0068】
次に、図6および図7を参照して、本発明に係る他の実施形態を説明する。
図6は、単相の交流電源1aと整流回路2aにより直流電源を構成し、整流回路2aの交流入力端子間にコンデンサ41,42からなるコンデンサ直列回路を設けるようにした実施形態である。コンデンサ41,42の接続中点とアースとの間に、第1の接地コンデンサCo1と第2の接地コンデンサCo2とが直列接続される。さらに第2の接地コンデンサCo2の両端に、相殺変圧器T2の二次巻線が並列に接続される。その他の構成要素については、図1に示した実施形態と同じである。
【0069】
このような構成をとっても、第1の接地コンデンサCo1の両端に生じる雑音電圧ΔVco1を打消すための相殺電圧Vco2を第2の接地コンデンサの両端に発生させることができる。これにより、接地コンデンサ直列回路の両端電圧を安定化し、雑音端子電圧を低減することができる。また、相殺変圧器T2の大幅な小型化が可能となる。その結果、ノイズ低減装置の小型化および低コスト化が可能である。
【0070】
次に、図7は、交流電源が3相の場合の実施形態である。本実施形態では、3相の交流電源1bと3相の整流回路2bとで直流電源を構成する。整流回路2bの交流入力端子間には星型にコンデンサ41〜43が接続されている。星型結線されたコンデンサ41〜43の中性点とアースとの間に、第1の接地コンデンサCo1と第2の接地コンデンサCo2とが直列に接続される。さらに第2の接地コンデンサCo2の両端に、相殺変圧器T2の二次巻線が並列に接続される。その他の構成要素については、図1に示した実施形態と同じである。
【0071】
このような構成をとっても、第1の接地コンデンサCo1の両端に生じる雑音電圧ΔVco1を打消すための相殺電圧Vco2を第2の接地コンデンサの両端に発生させることができる。これにより、接地コンデンサ直列回路の両端電圧を安定化し、雑音端子電圧を低減することができる。また、相殺変圧器T2の大幅な小型化が可能となる。その結果、ノイズ低減装置の小型化および低コスト化が可能である。
【0072】
なお、上述の実施形態において、第1の接地コンデンサCo1と第2の接地コンデンサCo2とからなる接地コンデンサ直列回路の静電容量値は、コンデンサ3a,3bの静電容量の合計値またはコンデンサ41〜43の静電容量の合計値の1/10倍程度とするのが好適である。接地コンデンサ直列回路の静電容量値をこのようにすることにより、接地コンデンサ直列回路の両端には、インバータ回路4の入力端子に発生する雑音端子電圧の約90%に相当する電圧が発生する。
【0073】
また、第1の接地コンデンサCo1の静電容量値は、誘導電動機5の浮遊容量Csの静電容量値の100倍程度に設定するのが好適である。接地コンデンサ直列回路の静電容量値をこのようにすることにより、第1の接地コンデンサCo1の両端に発生する雑音電圧ΔVco1は、誘導電動機5の巻線とアースとの間で変動する電位の約100分の1の電圧となる。
【0074】
以上により、ノイズ低減装置9aが発生する相殺電圧を直流電源の電圧V1に対して極めて低い電圧にすることができる。これにより、ノイズ低減装置9aをさらに小型化することができる。
【0075】
例えば、直流電源の電圧V1が600[V]の場合、第1の接地コンデンサCo1の両端に生じる雑音電圧ΔVco1の最大値は約6[V]である。雑音電圧ΔVco1の最大値が約6[V]であれば、ノイズ低減装置9aの回路電圧は10[V]程度であればよい。
【0076】
したがって、ノイズ低減装置は、数10Vの端子相互間耐電圧を有するトランジスタTr1,Tr2やコンデンサC1〜C3などで構成することができる。このような低耐電圧部品を使用することにより、安価かつ小型なノイズ低減装置を提供することができる。
【0077】
さらに、一般に、低耐電圧の部品は高周波特性にも優れているため、このような低耐電圧の部品により構成されるノイズ低減装置は、高周波の雑音端子電圧を効果的に低減することができる。
【符号の説明】
【0078】
1a,1b・・・交流電源、1c・・・直流電源、2a,2b・・・整流回路、3,3a,3b・・・コンデンサ、4・・・インバータ回路、5・・・誘導電動機、6・・・直流電源、7・・・漏洩電流検出器、8・・・インバータ制御回路、9,9a・・・ノイズ低減回路、10,10a・・・ノイズ低減制御回路、31〜33・・・電流検出器、41〜43・・・コンデンサ、81・・・U相PWM制御部、82・・・V相PWM制御部、83・・・W相PWM制御部、84・・・U相スイッチング信号生成部、85・・・V相スイッチング信号生成部、86・・・W相スイッチング信号生成部、101〜103・・・電流極性判定部、111〜113・・・論理反転演算子、121〜126・・・論理積演算子、131・・・制御信号生成部、Amp・・・ベース信号増幅器、C1〜C3・・・コンデンサ、Co1・・・第1の接地コンデンサ、Co2・・・第2の接地コンデンサ、Cs・・・浮遊容量、D1〜D6・・・ダイオード、Q1〜Q6・・・半導体スイッチング素子、Rf・・・整流回路、T1・・・電源変圧器、T2・・・相殺変圧器、Tr1,Tr2・・・電圧制御素子、Vd・・・相殺電圧電源

【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電源または交流電源の電圧を半導体スイッチング素子のスイッチング動作により交流電圧に変換する電力変換回路のノイズ低減装置であって、
前記ノイズ低減装置は、
前記電力変換回路と直流電源または交流電源の間に配設される主回路ラインとアースとの間に直列に接続された第1の接地コンデンサと第2の接地コンデンサとからなる接地コンデンサ直列回路と、
前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作によって前記第1の接地コンデンサの両端に生じる雑音電圧成分と逆極性の相殺電圧を発生させる相殺電圧発生回路と、
一次巻線が前記相殺電圧発生回路に接続されるとともに二次巻線が前記第2の接地コンデンサの両端に接続され前記相殺電圧を前記雑音電圧と同じ大きさに変圧する相殺変圧器と、
を備え、
前記第1の接地コンデンサに前記雑音電圧が発生したときに前記相殺電圧を発生させて前記接地コンデンサ直列回路の両端電圧の変動を抑制することを特徴とするノイズ低減装置。
【請求項2】
前記第2の接地コンデンサと前記相殺変圧器の二次巻線との間にコンデンサが直列に接続されていることを特徴とする請求項1に記載のノイズ低減装置。
【請求項3】
前記相殺変圧器の一次巻線と前記相殺電圧発生回路との間にコンデンサが直列に接続されていることを特徴とする請求項1に記載のノイズ低減装置。
【請求項4】
前記ノイズ低減装置の相殺電圧発生回路は、
その動作電源としての相殺電圧電源と、
前記相殺電圧電源の両端に直列接続され、その接続中点が前記相殺変圧器の一次巻線の一端に接続されたコンデンサ直列回路と、
前記相殺電圧電源の両端に直列接続され、その接続中点が前記相殺変圧器の一次巻線の他端に接続された電圧制御素子直列回路と、
を備えることを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれか1項に記載のノイズ低減装置。
【請求項5】
前記電力変換回路はその出力電流を検出する電流検出器を備え、
前記相殺電圧発生回路は、
前記電流検出器が検出する前記電力変換回路の出力電流の極性と、
前記電力変換回路の前記半導体スイッチング素子をスイッチングさせる信号と、
に基づいて電圧制御素子直列回路の制御信号を生成することを特徴とする請求項4に記載のノイズ低減装置。
【請求項6】
前記電圧制御素子直列回路の制御信号は、
前記電力変換回路が正極性の電流を出力している期間において、前記電力変換回路の正側入力端子に接続された前記半導体スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために前記半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第1のタイミングと、
前記電力変換回路が正極性の電流を出力している期間において、前記電力変換回路の正側入力端子に接続された前記半導体スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために前記半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第2のタイミングと、
前記電力変換回路が負極性の電流を出力している期間において、前記電力変換回路の負側入力端子に接続された前記半導体スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために前記半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第3のタイミングと、
前記電力変換回路が負極性の電流を出力している期間において、前記電力変換回路の負側入力端子に接続された前記半導体スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために前記半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第4のタイミングと、
で変化することを特徴とする請求項5に記載のノイズ低減装置。
【請求項7】
請求項1乃至請求項6のいずれか1項に記載のノイズ低減装置を備えた電力変換装置。

【図1】
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【図2】
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【図3】
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【図4】
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【図5】
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【図6】
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【図7】
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【図8】
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【公開番号】特開2012−110094(P2012−110094A)
【公開日】平成24年6月7日(2012.6.7)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2010−255764(P2010−255764)
【出願日】平成22年11月16日(2010.11.16)
【出願人】(000005234)富士電機株式会社 (3,146)
【Fターム(参考)】