マルチキャリア信号処理装置
本発明にかかるマルチキャリア信号処理装置は、アナログ処理ブロック１４（アナログ回路素子）の周波数特性を補償するよう設定されたフィルタ係数に基づいて、生成されたマルチキャリア信号に対して補正処理を施す。より好ましくは、アナログ回路素子の温度を測定する温度測定部２４８をさらに設け、ＦＩＲフィルタ１２０は、アナログ回路素子の温度に応じたフィルタ係数に基づいて補正処理を行う。これにより、アナログ回路素子の温度依存性の影響を緩和することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号処理およびアナログ信号処理によりマルチキャリア通信方式の伝送信号を生成するマルチキャリア信号処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
たとえば、複数の搬送波を用いてデータの伝送を行うマルチキャリア通信方式として、ＦＤＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）を併用したＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式等がある。複数のキャリアを一括して送信するため、扱う周波数帯域幅が広がり、アナログＲＦ系の周波数特性をその帯域内で平坦に保つことが困難になる。特許文献１及び特許文献２は、アナログ高周波回路の周波数特性を平坦化する送信機を開示する。
【特許文献１】特開２００３−２３３６１号公報
【特許文献２】米国特許出願公開第２００３／０２２８８４５号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明は、上述した背景からなされたものであり、アナログ信号処理による周波数特性の影響を緩和するマルチキャリア信号処理装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
［マルチキャリア信号処理装置］
上記目的を達成するために、本発明にかかるマルチキャリア信号処理装置は、複数のサブキャリア成分を含むディジタル形式のマルチキャリア信号を生成するマルチキャリア信号生成手段と、前記生成されたマルチキャリア信号を、アナログ形式の伝送信号に変換するディジタル／アナログ変換手段と、前記変換された伝送信号に対して、アナログ信号処理を施すアナログ信号処理手段と、前記ディジタル形式のマルチキャリア信号に対して、前記アナログ信号処理手段の周波数特性に応じた補正を施す補正手段とを有する。
【０００５】
好適には、前記アナログ信号処理手段は、温度に応じて周波数特性が変化するアナログ回路素子を含み、このアナログ回路素子またはアナログ回路素子の近傍の温度を計測する温度計測手段をさらに有し、前記補正手段は、前記計測された温度に応じて補正量を決定する。
【０００６】
好適には、前記補正手段は、前記計測された温度に応じたフィルタ係数を設定する係数設定手段と、前記設定されたフィルタ係数に応じて、マルチキャリア信号を補正するディジタルフィルタとを含む。
【発明の効果】
【０００７】
本発明にかかるマルチキャリア信号処理装置によれば、アナログ信号処理による周波数特性の影響を緩和することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】背景を説明するために例示する第１の送信機１の構成を示す図である。
【図２】図１に示したディジタル処理ブロック１０における信号の変化を例示する図である。
【図３】図１に示したアナログ処理ブロック１４における信号の変化を例示する図である。
【図４】アナログ処理ブロック１４の周波数特性が送信信号に与える影響を模式的に説明する図である。
【図５】本発明にかかる第２の送信機２の構成を示す図である。
【図６】図５に示したディジタルフィルタ部１２０の構成を例示する図である。
【図７】乗算部１２４（図６）の係数を設定する際に目標となるＦＩＲフィルタ１２０（図６）のインパルス応答を例示する図である。
【図８】図７に例示したインパルス応答が得られるようＦＩＲフィルタ１２０の係数を設定した場合の周波数特性を模式的に示した図であって、（Ａ）は、ＦＩＲフィルタ１２０の周波数特性を示し、（Ｂ）は、アナログ処理ブロック１４の周波数特性を示し、（Ｃ）は、送信機２全体の周波数特性を示す。
【図９】本発明にかかる第３の送信機３の構成を示す図である。
【図１０】図９に示した係数記録部２２４が記録する係数テーブルを例示する図である。
【図１１】本発明にかかる第５の送信機５の構成を示す図である。
【図１２】本発明にかかる第４の送信機４の構成を示す図である。
【図１３】本発明にかかる第６の送信機６の構成を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
［本発明の背景］
本発明の理解を助けるために、まず、本発明がなされるに至った背景を説明する。
図１は、本発明の背景の説明のために例示する第１の送信機１の構成を示す図である。マルチキャリア送信は、ＦＤＭ方式が適用可能であるほとんど全ての通信方式（例えば、ＰＤＣ、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＩＳ−９５（ｃｄｍａ＿ｏｎｅ）、ＰＨＳなど）で行われるものである。なお、Ｗ−ＣＤＭＡでは、４キャリアで２０ＭＨｚの帯域幅を実現しているが、例えば、１キャリアで２０ＭＨｚの帯域幅を有する将来の通信方式にも本発明は適用可能である。
本実施形態においては、ＦＤＭを併用したＣＤＭＡ方式の送信機に適用した場合を具体例として以下の説明を行う。
図１に示すように、第１の送信機１は、ディジタル信号処理を行うディジタル処理ブロック１０と、ディジタル／アナログ変換回路（Ｄ／Ａ）１３と、アナログ信号処理を行うアナログ処理ブロック１４とから構成される。
ディジタル処理ブロック１０は、ｎ個（ｎは２以上の整数）の帯域制限フィルタ１０２−１〜１０２−ｎ、ｎ個の直交変調部１０４−１〜１０４−ｎ、及び変調波合成部１０６から構成され、複数のサブキャリア成分を含むディジタル形式のマルチキャリア信号を生成する。
このディジタル処理ブロック１０の各構成要素は、例えば、カスタムＬＳＩなどによって、ハードウェア的に実現されうる。あるいは、例えば、ディジタル処理ブロック１０の各構成部分は、ソフトウェア的に実現されうる。ディジタル処理ブロック１０がソフトウェア的に実現される場合には、例えば、ディジタル処理ブロック１０を実行するハードウェアとして、ＤＳＰ回路が用いられる。
【００１０】
Ｄ／Ａ変換器１３は、ディジタル処理ブロック１０により生成されたディジタル形式のマルチキャリア信号（伝送データ）をアナログ形式に変換する。
アナログ処理ブロック１４は、局部発信回路１４２、アップコンバート部１４４、アナログフィルタ１４５及び電力増幅部１４６から構成され、アナログ形式のマルチキャリア信号に対して搬送波帯域へのアップコンバート処理及び電力増幅処理などのアナログ信号処理を施して、マルチキャリア信号を伝送に適した伝送信号に変換する。
このアナログ処理ブロック１４は、抵抗、コンデンサ又はコイル等の受動素子と、ダイオード、トランジスタまたはＩＣ等の能動素子とから構成されており、周波数依存特性を有する。
なお、以下、帯域制限フィルタ１０２−１〜１０２−ｎなど、複数ある構成部分のいずれかを特定せずに示す場合には、単に帯域制限フィルタ１０２などと略記することがある。
【００１１】
次に、図２及び図３を参照して、送信機１の動作を説明する。
図２は、ディジタル処理ブロック１０における信号の変化を例示し、図３は、アナログ処理ブロック１４における信号の変化を例示する図である。
帯域制限フィルタ１０２−１〜１０２−ｎは、ビット列で示される情報データ（ベースバンドシグナル＃１〜ベースバンドシグナル＃ｎ）が入力されると、図２（Ａ）に例示するように、０Ｈｚ近傍で希望帯域に制限し、直交変調部１０４−１〜１０４−ｎに対して出力する。
なお、サンプリングクロック周波数がｆｓ１である場合、図２（Ａ）の斜線部分で示すように、ｆｓ１の整数倍の位置に折り返し信号が発生する。
【００１２】
直交変調部１０４−１〜１０４−ｎは、帯域制限フィルタ１０２−１〜１０２−ｎから入力された信号を、変調周波数ｆ１〜ｆｎを用いて変調し、変調波合成部１０６に対して出力する。
例えば、直交変調部１０４−１は変調周波数ｆ１を用いて変調するため、図２（Ｂ）に例示するように、信号の中心周波数は変調周波数ｆ１に移動する。
【００１３】
変調波合成部１０６は、直交変調部１０４−１〜１０４−ｎから入力された信号を一括合成して、Ｄ／Ａ変換器１３に対して出力する。
変調波合成部１０６から出力される信号は、図２（Ｃ）に例示するように、変調周波数ｆ１〜ｆ４をそれぞれ中心周波数とした信号の合成信号である。Ｄ／Ａ変換器１３は、変調波合成部１０６から入力された合成信号（ディジタル形式）をアナログ形式の信号に変換し、アップコンバート部１４４に対して出力する。
【００１４】
アップコンバート部１４４は、Ｄ／Ａ変換器１３から入力されたアナログ形式の信号を搬送周波数帯まで上げ、アナログフィルタ１４５に対して出力する。
アップコンバート部１４４に設定された搬送周波数帯がｆｃの場合には、図２（Ｃ）に例示した信号（中心周波数ｆ１〜ｆ４の合成信号）は、図３（Ａ）に例示するように、中心周波数ｆｃ＋ｆ１，ｆｃ＋ｆ２，ｆｃ＋ｆ３及びｆｃ＋ｆ４の合成信号に変換される。
【００１５】
アナログフィルタ１４５は、アップコンバート部１４４から入力された信号から折り返し信号（図３（Ａ）の斜線部分）を取り除き、電力増幅部１４６に対して出力する。
アナログフィルタ１４５が、例えば、図３（Ｂ）に例示するような周波数特性を有するバンドパスフィルタである場合には、アナログフィルタ１４５に入力された信号（図３（Ａ））は、図３（Ｃ）に例示するように、不要な折り返し信号が削除されて電力増幅部１４６に対して出力される。
【００１６】
電力増幅部１４６は、アナログフィルタ１４５から入力された信号を希望電力まで増幅し、アンテナ１４８に出力する。アンテナ１４８に入力された信号は、空間を介して、受信対象システム（不図示）に送信される。なお、電力増幅部１４６により増幅された信号は、ケーブルを介して受信対象システムに送信されてもよい。
【００１７】
以上説明したように、送信機１は、ディジタル処理ブロック１０及びアナログ処理ブロック１４を用いて信号処理を行う。
このアナログ処理ブロック１４は、抵抗、コンデンサ及びコイル等の受動素子と、ダイオード、トランジスタ及びＩＣ等の能動素子とで構成されているため、周波数特性及び温度特性を有し、希望周波数帯域内で信号を減衰させるという問題がある。
【００１８】
図４は、アナログ処理ブロック１４の周波数特性が送信信号に与える影響を模式的に説明する図である。
図４（Ａ）は、ディジタル処理ブロック１０から出力されるマルチキャリア信号を例示し、図４（Ｂ）は、アナログ処理ブロック１４の周波数特性を例示し、図４（Ｃ）は、アナログ処理ブロック１４から出力される信号を例示する図である。
図４（Ａ）に示すように、ディジタル処理ブロック１０によりほぼ理想的なマルチキャリア信号が生成される。しかしながら、アナログ処理ブロック１４の周波数特性は、マルチキャリア信号の搬送波の帯域内で不均一となる。
そのため、ディジタル信号処理により、図４（Ａ）に示すような理想的なマルチキャリア信号が生成されたとしても、その後にアナログ処理ブロック１４により処理されると、図４（Ｃ）に示すように波形の歪んだ信号に変換されてしまう。
【００１９】
このような問題に対して、アナログ処理ブロック１４に調整部を設けて、技術者がアナログ処理ブロック１４の周波数特性を調整することも可能であるが、アナログ処理ブロック１４の調整は、工数がかかりコストの上昇につながる。
また、アナログ処理ブロック１４を調整するとしても、できるだけ周波数特性のよいアナログ部品を選択する必要があり、コストが上昇することとなる。
このような状況において、以下に示す本発明にかかる送信機２等によれば、コストを抑えつつ、アナログ処理ブロック１４の周波数特性により生じる不具合を有効に解消することができる。
【００２０】
［第１の実施形態］
図５は、本発明にかかる第２の送信機２の構成を示す図である。
図５に示すように、第２の送信機２は、図１に示した第１の送信機１に、ディジタルフィルタ部１２０を追加した構成をとる。
なお、図５に示す送信機２の構成部分の内、図１に示した送信機１の構成部分と実質的に同じものには、同じ符号が付されている。
【００２１】
図６は、図５に示したディジタルフィルタ部１２０の構成を例示する図である。
図６に例示するように、本例のディジタルフィルタ部１２０は、１つのＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタであり、遅延部１２２−１〜１２２−ｍ、乗算部１２４−１〜１２４−ｍ、及び、加算部１２６から構成される。
以下、ＦＩＲフィルタ１２０をディジタルフィルタ部１２０の具体例として説明する。
遅延部１２２−１〜１２２−ｍは、例えば記憶素子であり、それぞれ変調波合成部１０６（図５）から入力される信号に対して遅延を与え、乗算部１２４−１〜１２４−ｍに対して出力する。
乗算部１２４−１〜１２４−ｍは、それぞれ遅延部１２２−１〜１２２−ｍから入力された信号に対して、係数ａ１〜ａｍそれぞれを乗算し、加算部１２６に対して出力する。
なお、係数ａ１〜ａｍは、全キャリアの周波数帯域においてアナログ信号処理による周波数特性の影響を補償するよう設定される。
加算部１２６は、乗算部１２４−１〜１２４−ｍから入力された信号を加算し、Ｄ／Ａ変換器１３に対して出力する。
このように、ＦＩＲフィルタ１２０は、変調波合成部１０６（図５）から入力された信号に対して、アナログ信号処理（アナログ処理ブロック１４）の周波数特性を補償するフィルタ処理を施し、Ｄ／Ａ変換器１３に対して出力する。
【００２２】
［フィルタ係数の設定］
次に、上記ＦＩＲフィルタ１２０（図６）の係数ａ１〜ａｍの設定方法について説明する。
ＦＩＲフィルタ１２０において、乗算部１２４（図６）により乗算される係数ａ１〜ａｍは、アナログ信号処理による信号レベルの減衰量を相殺するように設定される。
図７は、乗算部１２４（図６）の係数を設定する際に目標となるＦＩＲフィルタ１２０（図６）のインパルス応答を例示する図である。
また、図８は、図７に例示したインパルス応答が得られるようＦＩＲフィルタ１２０の係数を設定した場合の周波数特性を模式的に示した図であって、（Ａ）は、ＦＩＲフィルタ１２０の周波数特性を示し、（Ｂ）は、アナログ処理ブロック１４の周波数特性を示し、（Ｃ）は、送信機２全体の周波数特性を示す。
乗算部１２４により乗算される係数ａ１〜ａｍは、ＦＩＲフィルタ１２０が図７に例示するインパルス応答を示すように設定されることが望ましい。
具体的には、図８（Ｂ）に例示するようにアナログ処理ブロック１４の周波数特性が搬送周波数帯の中心部で低くなっている場合に、図８（Ａ）に例示するようにＦＩＲフィルタ１２０の周波数特性が伝送帯域の中心部で高くなるように、係数ａ１〜ａｍが設定される。
このように、周波数特性を有するアナログ処理ブロック１４と、この周波数特性を相殺するＦＩＲフィルタ１２０とを組み合わせることにより、図８（Ｃ）に例示するように、送信機２の周波数特性が略均一になる。
【００２３】
以上説明したように、本実施形態における送信機２は、アナログ信号処理における信号の減衰量を補償するようにディジタル形式の信号（マルチキャリア信号）を補正するので、良好な伝送信号を生成することができる。
特に、本実施形態における送信機２は、ＦＩＲフィルタ１２０の係数を調整してアナログ信号処理の周波数特性を補償するので、アナログ部分の調整およびアナログ部品の高精度化が不要となり、コストを抑えることが可能となる。
【００２４】
［第２の実施形態］
本実施例では第１の実施形態の送信機２の細部を説明する。
帯域制限フィルタ１０２は、複素数（Ｉ，Ｑ）のベースバンドシグナルを入力し、Ｉ、Ｑ成分に対して個別にルートロールオフ特性のフィルタリングを施して出力するＦＩＲフィルタであり、サンプリング周波数を例えばｎ倍に上げるための補間処理及びイメージリダクションを実施するものとする。
【００２５】
直交変調部１０４は、帯域制限フィルタ１０２から入力された複素ベースバンドシグナルに対し、ｃｏｓ（２πｆｉ），ｓｉｎ（２πｆｉ），（ｉ＝１．．ｎ）で示されるローカル信号を複素乗算した結果を、Ｉ成分、Ｑ成分として出力する。つまり、直交変調部１０４の各出力は、ｎ個の中間周波数ｆｉが各ベースバンド信号で変調されたものとなる。
変調波合成部１０６は、直交変調部１０４の各出力をＩ、Ｑ成分に対して個別に加算して出力する。
変調波合成部１０６は、アップコンバート部１４４でミキシングのみを実施する構成（以下ミキシング方式）の場合には、Ｉ成分あるいはＱ成分を出力し、アップコンバート部１４４で、アナログ直交変調（以下アナログ直交変調方式）する構成の場合には、Ｉ成分、Ｑ成分両方を出力する。
【００２６】
ディジタルフィルタ部１２０は、ミキシング方式の場合には、１つ設けられ、アナログ直交変調方式の場合には、同一の構成のディジタルフィルタ１２０がＩ、Ｑそれぞれに設けられる。この場合、Ｉ，Ｑそれぞれのフィルタ係数は通常同一であるが、異ならせることにより、後段のアナログ直交変調器の直交度、位相、或いは遅延差の周波数特性などを高度に補償することができる。
【００２７】
Ｄ／Ａ変換器１３は、ディジタルフィルタ部１２０の出力を、ミキシング方式の場合には、片側成分に対して、アナログ直交変調方式の場合には、Ｉ、Ｑ成分に対して、個別にＤ／Ａ変換する。変換レートは、例えば１２２．８８ＭＨｚである。
Ｄ／Ａ変換器１３の出力は、図示しないアナログＬＰＦによって６６．４４ＭＨｚ以上のイメージ周波数成分が除去されている。
【００２８】
アップコンバート部１４４は、Ｄ／Ａ変換器１３から入力された複素中間周波信号に対し、ミキシング方式の場合には、その出力にｃｏｓ（２πｆｃ）を乗算して出力し、アナログ直交変調方式の場合には、そのＩ成分にｃｏｓ（２πｆｃ），Ｑ成分にｓｉｎ（２πｆｃ）を乗算し、その２つの乗算結果を加算して出力する。つまり、アップコンバート部１４４は、入力信号をミキシングあるいはアナログ直交変調し、例えば１．９５ＧＨｚの送信周波数帯に周波数変換する。本実施例のようにＩ、Ｑ成分を個別にＤ／Ａ変換し、アナログ直交変調する方式では、高いＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が得られる。
【００２９】
アナログフィルタ１４５は、相互変調歪などの原因となる送信帯域外の不要な周波数成分を除去する。Ｗ−ＣＤＭＡであれば各キャリアが約５ＭＨｚの帯域幅を有するので、そのキャリアの数倍の帯域幅が送信帯域となり、例えば４キャリアならば２０ＭＨｚである。アナログフィルタ１４５は、この送信帯域を通過させ、不要な周波数成分を遮断するような通過帯域幅を持ったＢＰＦである。
帯域外の不要な周波数成分として代表的なものに、周波数ｆｃの局部発信信号がアップコンバート部１４４からその出力に漏れたもの（ローカルリーク）がある。本実施例のように中間周波数がベースバンド周波数と極めて近接している場合、ローカルリークは送信帯域の近傍に現れるので、ローカルリークを除去するためにＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）あるいはＢＡＷ（Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタのような急峻な特性を持つＢＰＦを使用する。
一般に急峻な特性を持つフィルタほど、通過帯域における減衰量の変動（リップル）が大きくなる傾向にあり、このリップルがアナログ処理ブロック１４の周波数特性の平坦さを悪化させる原因となる。
【００３０】
本実施例では、このＳＡＷフィルタの周波数特性も含んだアナログ処理ブロック１４全体の周波数特性を補償する。以下その場合のフィルタ係数の決定法を説明する。
まずステップ１として、アナログ処理ブロック１４の周波数特性を取得する。
例えばネットワークアナライザを用いる場合には、Ｄ／Ａ変換器１３の出力端とダミーロードを接続した電力増幅器１４６の出力端とをネットワークアナライザに接続し、希望周波数範囲を掃引して、振幅、位相情報を得る。
周波数掃引分解能としては、フィルタサンプリング周波数／Ｎであり、Ｎはディジタルフィルタ１２０（ＦＩＲフィルタ）のタップ数と同程度かそれ以下でも可能ではあるが、多い方がよい。
【００３１】
ステップ２として、ステップ１で取得した周波数特性の逆特性を送信帯域内で実現するようなフィルタの周波数特性をＩ、Ｑ相それぞれ設計する。フィルタのモデルとしてＬｏｗ Ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ、Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒあるいはＡｌｌ Ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒなどがあり、安定的なフィルタを実現できるのであれば何を用いてもよい。採用したモデルの理想特性（カットオフ周波数で振幅が１から０に階段状に変化するもの）に、取得した振幅、位相の周波数特性からＩ相、Ｑ相ベクトル信号を算出し、その逆特性を合成する。ステップ１で周波数特性を離散的に取得している場合、各測定点を滑らかにあるいは直線的に結んで、目標とする周波数特性とする。またｆｓ１／２以上の周波数においては、ｆｓ１／２等を境に折り返した特性とする。
【００３２】
ステップ３として、ステップ２で設計した周波数特性のフィルタのインパルス応答をＩ、Ｑ相それぞれ算出する。例えば離散フーリエ級数法によれば下記の式でインパルス応答Ｃｎ（ｉ，ｑ）が得られる。
【数１】
【００３３】
ただし、Ｃｎ（ｉ，ｑ）はｎサンプル後のインパルス応答、Ｎは０からｆの間を等間隔に配置した点で周波数特性を代表させたときの点の数、Ｈｉ（）は測定値から算出したＩ相の周波数特性、Ｈｑ（）は測定値から算出したＱ相の振幅特性であり、ｆｓはディジタルフィルタ部１２０におけるサンプリング周波数である。
振幅特性のみを補償したい場合には、上述で測定された振幅特性を用い、位相一定としてＨｉ（），Ｈｑ（）を求め、計算を実施する。
インパルス応答から図６のようなＦＩＲフィルタ（トランスバーサル型）のタップ係数ａｍは、
ａｍ＝ｃ（Ｎ−１）−ｍ（０≦ｍ≦Ｎ／２）
ａ（Ｎ／２）＋ｍ＝ｃｍ（Ｎ／２＜ｍ≦Ｎ−１）
により得られる。ただしｍはタップ数である。また、タップ係数には必要に応じてハミング、ガウスで代表される窓関数処理を施す場合がある。
【００３４】
［第３の実施形態］
アナログ処理ブロック１４（図１，図５）は、抵抗、コンデンサ、コイル、ダイオード、トランジスタまたはＩＣ等のアナログ回路素子で構成されているため、周波数依存特性に加えて温度依存性を有する。
そのため、上記第１の実施形態に示したようにアナログ処理ブロック１４（図５）の周波数特性の影響を緩和しても、周囲の温度が変化すると、アナログ処理ブロック１４の周波数特性も変化してその影響を十分に緩和できない場合もある。
そこで、第３の送信機３は、温度に応じてＦＩＲフィルタ１２０の係数（フィルタ係数）を設定して、アナログ処理ブロック１４の温度依存性の影響を緩和する。
【００３５】
図９は、本発明にかかる第３の送信機３の構成を示す図である。
図９に示すように、第３の送信機３は、第２の送信機２（図５）に、係数設定部２２２、係数記録部２２４及び温度測定部２４８を追加した構成をとる。
なお、図９に示す送信機３の構成部分の内、図５に示した送信機２の構成部分と実質的に同じものには、同じ符号が付されている。
【００３６】
温度測定部２４８（図９）は、既定の時間間隔でアナログ処理ブロック１４内部の温度を測定し、測定結果を温度データとして係数設定部２２２に対して出力する。
例えば、温度測定部２４８は、抵抗、コンデンサ、コイル、ダイオード、トランジスタ又はＩＣ等のアナログ回路素子の表面温度を測定し、温度データとして係数設定部２２２に対して出力する。
係数設定部２２２（図９）は、温度測定部２４８から入力された温度データに対応するフィルタ係数を係数記録部２２４から読み出してＦＩＲフィルタ１２０に対して出力する。
ＦＩＲフィルタ１２０の乗算部１２４（図６）は、係数設定部２２２から入力されたフィルタ係数を、入力された信号に対して乗じる。
【００３７】
図１０は、係数記録部２２４が記録する係数テーブルを例示する図である。
図１０に例示するように、係数記録部２２４は、アナログ処理ブロック１４の温度とフィルタ係数とを互いに対応付ける係数テーブルを記録する。
係数記録部２２４に記録されるフィルタ係数は、各温度領域におけるアナログ処理ブロック１４（図９）の周波数特性を補償するように設定された係数ａ１〜ａｍの組である。
【００３８】
このように、第３の送信機３は、アナログ処理ブロック１４の温度に応じてフィルタ係数を設定し、設定されたフィルタ係数を用いてアナログ処理ブロック１４の周波数特性を補償するので、アナログ処理ブロック１４の温度依存性の影響も緩和することができる。
【００３９】
［第４の実施形態］
アナログ処理ブロック１４（図１，図５）は、抵抗、コンデンサ、コイル、ダイオード、トランジスタまたはＩＣ等のアナログ回路素子で構成されているため、周波数依存特性が経年変化する。
そのため、上記第２の実施形態に示したようにアナログ処理ブロック１４（図５）の周波数特性の影響を工場出荷時点では緩和できていても、時間が経過すると、アナログ処理ブロック１４の周波数特性も変化してその影響を十分に緩和できない場合もある。
そこで、第４の送信機４は、設置後の運用中に自己キャリブレーションを行ってＦＩＲフィルタ１２０の係数（フィルタ係数）を再設定し、アナログ処理ブロック１４の経年変化の影響を緩和する。
【００４０】
図１２は、本発明にかかる第４の送信機４の構成を示す図である。第４の送信機４は、第２の送信機２（図５）に、係数設定部３２２、電力算出部３２４、電力測定部３４８、ピークリミッタ部３０８、及びＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＰｒｅＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）３２６部を追加した構成をとる。
【００４１】
ピークリミッタ部３０８は、特にマルチキャリア送信機において、電力増幅器１４６の電力効率を改善するために、送信信号の歪の発生を抑えつつピークを抑圧する。
ＤＰＤ部３２６は、電力増幅器１４６の逆の歪特性を発生して、電力増幅器１４６で発生する非線形歪を補償する。本発明のディジタルフィルタ部１２０は、線形の周波数特性を補償するものであり、補償する歪がＤＰＤ部３２６とは異なる。
なお、ピークリミッタ部３０８及びＤＰＤ部３２６は本実施例に必須の構成ではない。
【００４２】
電力測定部３４８は、異なる複数の周波数、例えば各キャリアの周波数ｆｃ＋ｆ１等で平均電力を測定する。具体的な構成としては、結合器により電力増幅器１４６の出力の一部を取り出して入力すると、まず各キャリアの周波数を時分割に出力する局部発振器の信号と混合され、直流付近の１キャリア分の信号だけ通過させるようなＬＰＦ処理を行い、包絡線検波することで電力値を各キャリアで時分割に得る。あるいは他の構成としては、入力信号を任意の周波数にダウンコンバートし、送信帯域を通過させるＢＰＦ処理を行い、Ａ／Ｄ変換し、任意のサンプル数でＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理し、取り出された各周波数成分をＩ、Ｑ相の自乗平均により検波して電力値を一括に得る。
【００４３】
電力算出部３２４は、異なる複数の周波数、例えば各キャリアの周波数ｆｃ＋ｆ１等で平均電力を算出する。具体的な構成としては、各キャリアのベースバンドシグナル＃１〜＃ｎを入力し、Ｉ、Ｑ成分の自乗平均により検波して各キャリアの電力値を算出する。あるいは他の構成として、ピークリミッタ部３０８あるいは変調波合成部１０６の出力を入力し、任意のサンプル数でＦＦＴ処理し、取り出された各周波数成分を同様に検波して電力値を算出する。
【００４４】
係数設定部３２２は、電力算出部３２４と電力測定部３４８とで同じ期間に測定された対応する周波数の電力値を比較し、その比が送信帯域内の全ての周波数で一定になるように、ディジタルフィルタ部１２０のタップ係数を更新する。例えば、その比の周波数特性を現在のディジタルフィルタ部１２０の周波数特性に重み付き合成して得られる周波数特性を実現するタップ係数を第２の実施形態と同様に再計算して新しいタップ係数とする。更新処理は、経年変化に追従できればよいので非常に遅くてもよく、精度を高めるためには電力算出部３２４又は電力測定部３４８で算出あるいは測定する電力を十分長い時間平均したほうがよい。ただし、各キャリアの合成瞬時電力が大きくなる時にはピークリミッタ部３０８又はＤＰＤ部３２６における非線形性が強くなり、電力値の測定精度つまりアナログ処理ブロック１４の周波数特性の測定精度が悪化するので、そのときの電力値は平均計算に採用しないほうがよい。
【００４５】
本実施形態は、第３の実施形態と組み合わせてもよい。つまり複数の温度毎にタップ係数を記憶するとともに、温度毎にタップ係数を更新してもよい。
本実施形態によれば、特にＤＰＤ部３２６が電力増幅器１４６の出力を復調し、本来の送信信号（ピークリミッタ部３０８の出力）との誤差を最小にするように制御する方式の場合に、アナログ処理ブロック１４の線形の周波数特性による歪が補償されているために、その誤差が電力増幅器１４６の非線形性によるものだけとなり検出精度が高まるので、ＤＰＤ制御の収束性が良くなることが期待される。
【００４６】
［変形例１］
なお、上記第１〜第４の実施形態では、ＣＤＭＡ方式の送信機に本発明を適用した形態を説明したが、本発明は、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式の送信機に適用することもできる。
図１１は、本発明にかかる第５の送信機５の構成を示す図である。
図１１に示すように、第５の送信機５は、図９に示した第３の送信機３について、帯域制限フィルタ１０２、直交変調部１０４及び変調波合成部１０６を、シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１１２、マッピング部１１４、ＩＦＦＴ部１１６及び直交変調部１１８に置換した構成をとる。
なお、図１１に示す送信機５の構成部分の内、図９に示した送信機３の構成部分と実質的に同じものには、同じ符号が付されている。
送信機５は、上記構成により、ＯＦＤＭ方式のマルチキャリア信号を生成し送信する。
【００４７】
［変形例２］
図１３は、本発明にかかる第６の送信機６の構成を示す図である。
図１３に示すように、第６の送信機６は、ＯＦＤＭ方式の送信機に第４の実施形態を適用し、更に電力増幅部の出力が空中に放射されるまでの周波数特性をも補償するためにディジタルフィルタを備えたものであり、地上ディジタルテレビ放送用のＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）信号の送信を行うことを想定している。第４の実施形態（図１２）又は変形例１（図１１）と同一の符号を付した部分は、第４の実施形態又は変形例１と同じ構成である。
【００４８】
共用器／結合器１４７は、電力増幅部１４６とアンテナ１４８とを接続する。一般にテレビ放送機は、１つの鉄塔に複数の局のアンテナが近接して設置されるので、他局の送信波がアンテナ１４８から電力増幅部１４６に回り込んで混変調を起こすのを防ぐため、他局の周波数を減衰させるノッチフィルタを設けることがある。また、出力アップあるいは信頼性向上のために電力増幅器を複数台備えて合成したり、多面合成アンテナのようなアレイアンテナに分配して給電するためのハイブリッド（３ｄＢカプラ）、故障時に冗長系に切替えるため、あるいは、他局と共用するための同軸切替器（無停波切替器）、あるいは、共用器を設けることがある。
これらの他、また同軸ケーブル自体も周波数特性を有し、共用器／結合器１４７は、これらの周波数特性を代表させたものである。共用器／結合器１４７の周波数特性はそれほど顕著ではないが補償されることが望ましい。
【００４９】
アンテナ１４９は、アンテナ１４８から空中に放射された信号を受信する。アンテナ１４９で得られる信号は、電力増幅器１４６から出力された後、共用器／結合器１４７、アンテナ１４８及びアンテナ１４９自身の周波数特性を受けた信号である。よってアンテナ１４９の周波数特性は無視できるほど小さくするか、あるいは、後段の電力測定部３４９などで固定値により補償した方がよい。また、アンテナ１４８の指向性が周波数特性を有する場合、その周波数特性が小さい位置（一例として、アンテナ１４８が回転対称な形状の場合、その回転軸上）にアンテナ１４９を取り付けたほうがよい。
【００５０】
電力測定部３４９は、アンテナ１４９で受信したＩＳＤＢ−Ｔ信号を復調し、各キャリアのパイロットシンボル（例えばＳｃａｔｔｅｒｅｄ ｐｉｌｏｔ）のパワーを測定する。
電力測定部３４９は、電力測定部３４８と同様の構成でよい。
電力算出部３２４も、周波数変換、直交検波が不要な点を除いて、電力測定部３４９と同一の構成でよい。これにより、ＩＦＦＴ部１１６とディジタルフィルタ１２１との設置距離に関わらずに各キャリアの電力を算出できる。あるいは、パイロットシンボルの電力が固定で既知なのであれば、電力算出部３２４は、その固定値を出力し続ければよく、ＩＳＤＢ−Ｔ信号の復調も不要である。
【００５１】
係数設定部３２３は、電力算出部３２４と電力測定部３４９で対応する期間に測定された各キャリアの電力値を比較し、その比が送信帯域内の全ての周波数で一定になるように、ディジタルフィルタ部１２０のタップ係数を更新する。この動作は、第４の実施形態の係数設定部３２２とほぼ同様である。比は、パイロットシンボル毎に算出して平均してもよく、あるいは、複数のパイロットシンボルの平均電力を求めてから比を算出してもよい。平均期間は十分長いほうが精度が良くなるが、系切替時などの応答性を高めるため、系切替などが障害情報を入力するようにし、系切替など外部要因により周波数特性の変化が想定されるときには平均時間（時定数）を一時的に小さくするようにしてもよい。
【００５２】
中央局からの放送波又はミリ波帯のＩＦに変換されたＩＳＤＢ−Ｔ信号を受信し、ＩＳＤＢ−Ｔを復調することなく再送信するサテライト局においては、Ｓ／Ｐ１１２、マッピング部１１４、ＩＦＦＴ部１１６を備えず、直交検波及びＡ／Ｄ変換された受信信号がディジタルフィルタ部１２０に入力されることがある。つまり伝送路やそれらの受信系の周波数特性を受けた信号が入力される場合、ディジタルフィルタ部１２０はそれらの周波数特性を補償してもよい。これは電力算出部３２４が各キャリアの電力として既知の固定値を出力することで達成される。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、ディジタル信号処理およびアナログ信号処理によりマルチキャリア通信方式の伝送信号を生成するマルチキャリア信号処理装置に利用可能である。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号処理およびアナログ信号処理によりマルチキャリア通信方式の伝送信号を生成するマルチキャリア信号処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
たとえば、複数の搬送波を用いてデータの伝送を行うマルチキャリア通信方式として、ＦＤＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）を併用したＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式等がある。複数のキャリアを一括して送信するため、扱う周波数帯域幅が広がり、アナログＲＦ系の周波数特性をその帯域内で平坦に保つことが困難になる。特許文献１及び特許文献２は、アナログ高周波回路の周波数特性を平坦化する送信機を開示する。
【特許文献１】特開２００３−２３３６１号公報
【特許文献２】米国特許出願公開第２００３／０２２８８４５号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明は、上述した背景からなされたものであり、アナログ信号処理による周波数特性の影響を緩和するマルチキャリア信号処理装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
［マルチキャリア信号処理装置］
上記目的を達成するために、本発明にかかるマルチキャリア信号処理装置は、複数のサブキャリア成分を含むディジタル形式のマルチキャリア信号を生成するマルチキャリア信号生成手段と、前記生成されたマルチキャリア信号を、アナログ形式の伝送信号に変換するディジタル／アナログ変換手段と、前記変換された伝送信号に対して、アナログ信号処理を施すアナログ信号処理手段と、前記ディジタル形式のマルチキャリア信号に対して、前記アナログ信号処理手段の周波数特性に応じた補正を施す補正手段とを有する。
【０００５】
好適には、前記アナログ信号処理手段は、温度に応じて周波数特性が変化するアナログ回路素子を含み、このアナログ回路素子またはアナログ回路素子の近傍の温度を計測する温度計測手段をさらに有し、前記補正手段は、前記計測された温度に応じて補正量を決定する。
【０００６】
好適には、前記補正手段は、前記計測された温度に応じたフィルタ係数を設定する係数設定手段と、前記設定されたフィルタ係数に応じて、マルチキャリア信号を補正するディジタルフィルタとを含む。
【発明の効果】
【０００７】
本発明にかかるマルチキャリア信号処理装置によれば、アナログ信号処理による周波数特性の影響を緩和することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】背景を説明するために例示する第１の送信機１の構成を示す図である。
【図２】図１に示したディジタル処理ブロック１０における信号の変化を例示する図である。
【図３】図１に示したアナログ処理ブロック１４における信号の変化を例示する図である。
【図４】アナログ処理ブロック１４の周波数特性が送信信号に与える影響を模式的に説明する図である。
【図５】本発明にかかる第２の送信機２の構成を示す図である。
【図６】図５に示したディジタルフィルタ部１２０の構成を例示する図である。
【図７】乗算部１２４（図６）の係数を設定する際に目標となるＦＩＲフィルタ１２０（図６）のインパルス応答を例示する図である。
【図８】図７に例示したインパルス応答が得られるようＦＩＲフィルタ１２０の係数を設定した場合の周波数特性を模式的に示した図であって、（Ａ）は、ＦＩＲフィルタ１２０の周波数特性を示し、（Ｂ）は、アナログ処理ブロック１４の周波数特性を示し、（Ｃ）は、送信機２全体の周波数特性を示す。
【図９】本発明にかかる第３の送信機３の構成を示す図である。
【図１０】図９に示した係数記録部２２４が記録する係数テーブルを例示する図である。
【図１１】本発明にかかる第５の送信機５の構成を示す図である。
【図１２】本発明にかかる第４の送信機４の構成を示す図である。
【図１３】本発明にかかる第６の送信機６の構成を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
［本発明の背景］
本発明の理解を助けるために、まず、本発明がなされるに至った背景を説明する。
図１は、本発明の背景の説明のために例示する第１の送信機１の構成を示す図である。マルチキャリア送信は、ＦＤＭ方式が適用可能であるほとんど全ての通信方式（例えば、ＰＤＣ、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＩＳ−９５（ｃｄｍａ＿ｏｎｅ）、ＰＨＳなど）で行われるものである。なお、Ｗ−ＣＤＭＡでは、４キャリアで２０ＭＨｚの帯域幅を実現しているが、例えば、１キャリアで２０ＭＨｚの帯域幅を有する将来の通信方式にも本発明は適用可能である。
本実施形態においては、ＦＤＭを併用したＣＤＭＡ方式の送信機に適用した場合を具体例として以下の説明を行う。
図１に示すように、第１の送信機１は、ディジタル信号処理を行うディジタル処理ブロック１０と、ディジタル／アナログ変換回路（Ｄ／Ａ）１３と、アナログ信号処理を行うアナログ処理ブロック１４とから構成される。
ディジタル処理ブロック１０は、ｎ個（ｎは２以上の整数）の帯域制限フィルタ１０２−１〜１０２−ｎ、ｎ個の直交変調部１０４−１〜１０４−ｎ、及び変調波合成部１０６から構成され、複数のサブキャリア成分を含むディジタル形式のマルチキャリア信号を生成する。
このディジタル処理ブロック１０の各構成要素は、例えば、カスタムＬＳＩなどによって、ハードウェア的に実現されうる。あるいは、例えば、ディジタル処理ブロック１０の各構成部分は、ソフトウェア的に実現されうる。ディジタル処理ブロック１０がソフトウェア的に実現される場合には、例えば、ディジタル処理ブロック１０を実行するハードウェアとして、ＤＳＰ回路が用いられる。
【００１０】
Ｄ／Ａ変換器１３は、ディジタル処理ブロック１０により生成されたディジタル形式のマルチキャリア信号（伝送データ）をアナログ形式に変換する。
アナログ処理ブロック１４は、局部発信回路１４２、アップコンバート部１４４、アナログフィルタ１４５及び電力増幅部１４６から構成され、アナログ形式のマルチキャリア信号に対して搬送波帯域へのアップコンバート処理及び電力増幅処理などのアナログ信号処理を施して、マルチキャリア信号を伝送に適した伝送信号に変換する。
このアナログ処理ブロック１４は、抵抗、コンデンサ又はコイル等の受動素子と、ダイオード、トランジスタまたはＩＣ等の能動素子とから構成されており、周波数依存特性を有する。
なお、以下、帯域制限フィルタ１０２−１〜１０２−ｎなど、複数ある構成部分のいずれかを特定せずに示す場合には、単に帯域制限フィルタ１０２などと略記することがある。
【００１１】
次に、図２及び図３を参照して、送信機１の動作を説明する。
図２は、ディジタル処理ブロック１０における信号の変化を例示し、図３は、アナログ処理ブロック１４における信号の変化を例示する図である。
帯域制限フィルタ１０２−１〜１０２−ｎは、ビット列で示される情報データ（ベースバンドシグナル＃１〜ベースバンドシグナル＃ｎ）が入力されると、図２（Ａ）に例示するように、０Ｈｚ近傍で希望帯域に制限し、直交変調部１０４−１〜１０４−ｎに対して出力する。
なお、サンプリングクロック周波数がｆｓ１である場合、図２（Ａ）の斜線部分で示すように、ｆｓ１の整数倍の位置に折り返し信号が発生する。
【００１２】
直交変調部１０４−１〜１０４−ｎは、帯域制限フィルタ１０２−１〜１０２−ｎから入力された信号を、変調周波数ｆ１〜ｆｎを用いて変調し、変調波合成部１０６に対して出力する。
例えば、直交変調部１０４−１は変調周波数ｆ１を用いて変調するため、図２（Ｂ）に例示するように、信号の中心周波数は変調周波数ｆ１に移動する。
【００１３】
変調波合成部１０６は、直交変調部１０４−１〜１０４−ｎから入力された信号を一括合成して、Ｄ／Ａ変換器１３に対して出力する。
変調波合成部１０６から出力される信号は、図２（Ｃ）に例示するように、変調周波数ｆ１〜ｆ４をそれぞれ中心周波数とした信号の合成信号である。Ｄ／Ａ変換器１３は、変調波合成部１０６から入力された合成信号（ディジタル形式）をアナログ形式の信号に変換し、アップコンバート部１４４に対して出力する。
【００１４】
アップコンバート部１４４は、Ｄ／Ａ変換器１３から入力されたアナログ形式の信号を搬送周波数帯まで上げ、アナログフィルタ１４５に対して出力する。
アップコンバート部１４４に設定された搬送周波数帯がｆｃの場合には、図２（Ｃ）に例示した信号（中心周波数ｆ１〜ｆ４の合成信号）は、図３（Ａ）に例示するように、中心周波数ｆｃ＋ｆ１，ｆｃ＋ｆ２，ｆｃ＋ｆ３及びｆｃ＋ｆ４の合成信号に変換される。
【００１５】
アナログフィルタ１４５は、アップコンバート部１４４から入力された信号から折り返し信号（図３（Ａ）の斜線部分）を取り除き、電力増幅部１４６に対して出力する。
アナログフィルタ１４５が、例えば、図３（Ｂ）に例示するような周波数特性を有するバンドパスフィルタである場合には、アナログフィルタ１４５に入力された信号（図３（Ａ））は、図３（Ｃ）に例示するように、不要な折り返し信号が削除されて電力増幅部１４６に対して出力される。
【００１６】
電力増幅部１４６は、アナログフィルタ１４５から入力された信号を希望電力まで増幅し、アンテナ１４８に出力する。アンテナ１４８に入力された信号は、空間を介して、受信対象システム（不図示）に送信される。なお、電力増幅部１４６により増幅された信号は、ケーブルを介して受信対象システムに送信されてもよい。
【００１７】
以上説明したように、送信機１は、ディジタル処理ブロック１０及びアナログ処理ブロック１４を用いて信号処理を行う。
このアナログ処理ブロック１４は、抵抗、コンデンサ及びコイル等の受動素子と、ダイオード、トランジスタ及びＩＣ等の能動素子とで構成されているため、周波数特性及び温度特性を有し、希望周波数帯域内で信号を減衰させるという問題がある。
【００１８】
図４は、アナログ処理ブロック１４の周波数特性が送信信号に与える影響を模式的に説明する図である。
図４（Ａ）は、ディジタル処理ブロック１０から出力されるマルチキャリア信号を例示し、図４（Ｂ）は、アナログ処理ブロック１４の周波数特性を例示し、図４（Ｃ）は、アナログ処理ブロック１４から出力される信号を例示する図である。
図４（Ａ）に示すように、ディジタル処理ブロック１０によりほぼ理想的なマルチキャリア信号が生成される。しかしながら、アナログ処理ブロック１４の周波数特性は、マルチキャリア信号の搬送波の帯域内で不均一となる。
そのため、ディジタル信号処理により、図４（Ａ）に示すような理想的なマルチキャリア信号が生成されたとしても、その後にアナログ処理ブロック１４により処理されると、図４（Ｃ）に示すように波形の歪んだ信号に変換されてしまう。
【００１９】
このような問題に対して、アナログ処理ブロック１４に調整部を設けて、技術者がアナログ処理ブロック１４の周波数特性を調整することも可能であるが、アナログ処理ブロック１４の調整は、工数がかかりコストの上昇につながる。
また、アナログ処理ブロック１４を調整するとしても、できるだけ周波数特性のよいアナログ部品を選択する必要があり、コストが上昇することとなる。
このような状況において、以下に示す本発明にかかる送信機２等によれば、コストを抑えつつ、アナログ処理ブロック１４の周波数特性により生じる不具合を有効に解消することができる。
【００２０】
［第１の実施形態］
図５は、本発明にかかる第２の送信機２の構成を示す図である。
図５に示すように、第２の送信機２は、図１に示した第１の送信機１に、ディジタルフィルタ部１２０を追加した構成をとる。
なお、図５に示す送信機２の構成部分の内、図１に示した送信機１の構成部分と実質的に同じものには、同じ符号が付されている。
【００２１】
図６は、図５に示したディジタルフィルタ部１２０の構成を例示する図である。
図６に例示するように、本例のディジタルフィルタ部１２０は、１つのＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタであり、遅延部１２２−１〜１２２−ｍ、乗算部１２４−１〜１２４−ｍ、及び、加算部１２６から構成される。
以下、ＦＩＲフィルタ１２０をディジタルフィルタ部１２０の具体例として説明する。
遅延部１２２−１〜１２２−ｍは、例えば記憶素子であり、それぞれ変調波合成部１０６（図５）から入力される信号に対して遅延を与え、乗算部１２４−１〜１２４−ｍに対して出力する。
乗算部１２４−１〜１２４−ｍは、それぞれ遅延部１２２−１〜１２２−ｍから入力された信号に対して、係数ａ１〜ａｍそれぞれを乗算し、加算部１２６に対して出力する。
なお、係数ａ１〜ａｍは、全キャリアの周波数帯域においてアナログ信号処理による周波数特性の影響を補償するよう設定される。
加算部１２６は、乗算部１２４−１〜１２４−ｍから入力された信号を加算し、Ｄ／Ａ変換器１３に対して出力する。
このように、ＦＩＲフィルタ１２０は、変調波合成部１０６（図５）から入力された信号に対して、アナログ信号処理（アナログ処理ブロック１４）の周波数特性を補償するフィルタ処理を施し、Ｄ／Ａ変換器１３に対して出力する。
【００２２】
［フィルタ係数の設定］
次に、上記ＦＩＲフィルタ１２０（図６）の係数ａ１〜ａｍの設定方法について説明する。
ＦＩＲフィルタ１２０において、乗算部１２４（図６）により乗算される係数ａ１〜ａｍは、アナログ信号処理による信号レベルの減衰量を相殺するように設定される。
図７は、乗算部１２４（図６）の係数を設定する際に目標となるＦＩＲフィルタ１２０（図６）のインパルス応答を例示する図である。
また、図８は、図７に例示したインパルス応答が得られるようＦＩＲフィルタ１２０の係数を設定した場合の周波数特性を模式的に示した図であって、（Ａ）は、ＦＩＲフィルタ１２０の周波数特性を示し、（Ｂ）は、アナログ処理ブロック１４の周波数特性を示し、（Ｃ）は、送信機２全体の周波数特性を示す。
乗算部１２４により乗算される係数ａ１〜ａｍは、ＦＩＲフィルタ１２０が図７に例示するインパルス応答を示すように設定されることが望ましい。
具体的には、図８（Ｂ）に例示するようにアナログ処理ブロック１４の周波数特性が搬送周波数帯の中心部で低くなっている場合に、図８（Ａ）に例示するようにＦＩＲフィルタ１２０の周波数特性が伝送帯域の中心部で高くなるように、係数ａ１〜ａｍが設定される。
このように、周波数特性を有するアナログ処理ブロック１４と、この周波数特性を相殺するＦＩＲフィルタ１２０とを組み合わせることにより、図８（Ｃ）に例示するように、送信機２の周波数特性が略均一になる。
【００２３】
以上説明したように、本実施形態における送信機２は、アナログ信号処理における信号の減衰量を補償するようにディジタル形式の信号（マルチキャリア信号）を補正するので、良好な伝送信号を生成することができる。
特に、本実施形態における送信機２は、ＦＩＲフィルタ１２０の係数を調整してアナログ信号処理の周波数特性を補償するので、アナログ部分の調整およびアナログ部品の高精度化が不要となり、コストを抑えることが可能となる。
【００２４】
［第２の実施形態］
本実施例では第１の実施形態の送信機２の細部を説明する。
帯域制限フィルタ１０２は、複素数（Ｉ，Ｑ）のベースバンドシグナルを入力し、Ｉ、Ｑ成分に対して個別にルートロールオフ特性のフィルタリングを施して出力するＦＩＲフィルタであり、サンプリング周波数を例えばｎ倍に上げるための補間処理及びイメージリダクションを実施するものとする。
【００２５】
直交変調部１０４は、帯域制限フィルタ１０２から入力された複素ベースバンドシグナルに対し、ｃｏｓ（２πｆｉ），ｓｉｎ（２πｆｉ），（ｉ＝１．．ｎ）で示されるローカル信号を複素乗算した結果を、Ｉ成分、Ｑ成分として出力する。つまり、直交変調部１０４の各出力は、ｎ個の中間周波数ｆｉが各ベースバンド信号で変調されたものとなる。
変調波合成部１０６は、直交変調部１０４の各出力をＩ、Ｑ成分に対して個別に加算して出力する。
変調波合成部１０６は、アップコンバート部１４４でミキシングのみを実施する構成（以下ミキシング方式）の場合には、Ｉ成分あるいはＱ成分を出力し、アップコンバート部１４４で、アナログ直交変調（以下アナログ直交変調方式）する構成の場合には、Ｉ成分、Ｑ成分両方を出力する。
【００２６】
ディジタルフィルタ部１２０は、ミキシング方式の場合には、１つ設けられ、アナログ直交変調方式の場合には、同一の構成のディジタルフィルタ１２０がＩ、Ｑそれぞれに設けられる。この場合、Ｉ，Ｑそれぞれのフィルタ係数は通常同一であるが、異ならせることにより、後段のアナログ直交変調器の直交度、位相、或いは遅延差の周波数特性などを高度に補償することができる。
【００２７】
Ｄ／Ａ変換器１３は、ディジタルフィルタ部１２０の出力を、ミキシング方式の場合には、片側成分に対して、アナログ直交変調方式の場合には、Ｉ、Ｑ成分に対して、個別にＤ／Ａ変換する。変換レートは、例えば１２２．８８ＭＨｚである。
Ｄ／Ａ変換器１３の出力は、図示しないアナログＬＰＦによって６６．４４ＭＨｚ以上のイメージ周波数成分が除去されている。
【００２８】
アップコンバート部１４４は、Ｄ／Ａ変換器１３から入力された複素中間周波信号に対し、ミキシング方式の場合には、その出力にｃｏｓ（２πｆｃ）を乗算して出力し、アナログ直交変調方式の場合には、そのＩ成分にｃｏｓ（２πｆｃ），Ｑ成分にｓｉｎ（２πｆｃ）を乗算し、その２つの乗算結果を加算して出力する。つまり、アップコンバート部１４４は、入力信号をミキシングあるいはアナログ直交変調し、例えば１．９５ＧＨｚの送信周波数帯に周波数変換する。本実施例のようにＩ、Ｑ成分を個別にＤ／Ａ変換し、アナログ直交変調する方式では、高いＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が得られる。
【００２９】
アナログフィルタ１４５は、相互変調歪などの原因となる送信帯域外の不要な周波数成分を除去する。Ｗ−ＣＤＭＡであれば各キャリアが約５ＭＨｚの帯域幅を有するので、そのキャリアの数倍の帯域幅が送信帯域となり、例えば４キャリアならば２０ＭＨｚである。アナログフィルタ１４５は、この送信帯域を通過させ、不要な周波数成分を遮断するような通過帯域幅を持ったＢＰＦである。
帯域外の不要な周波数成分として代表的なものに、周波数ｆｃの局部発信信号がアップコンバート部１４４からその出力に漏れたもの（ローカルリーク）がある。本実施例のように中間周波数がベースバンド周波数と極めて近接している場合、ローカルリークは送信帯域の近傍に現れるので、ローカルリークを除去するためにＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）あるいはＢＡＷ（Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタのような急峻な特性を持つＢＰＦを使用する。
一般に急峻な特性を持つフィルタほど、通過帯域における減衰量の変動（リップル）が大きくなる傾向にあり、このリップルがアナログ処理ブロック１４の周波数特性の平坦さを悪化させる原因となる。
【００３０】
本実施例では、このＳＡＷフィルタの周波数特性も含んだアナログ処理ブロック１４全体の周波数特性を補償する。以下その場合のフィルタ係数の決定法を説明する。
まずステップ１として、アナログ処理ブロック１４の周波数特性を取得する。
例えばネットワークアナライザを用いる場合には、Ｄ／Ａ変換器１３の出力端とダミーロードを接続した電力増幅器１４６の出力端とをネットワークアナライザに接続し、希望周波数範囲を掃引して、振幅、位相情報を得る。
周波数掃引分解能としては、フィルタサンプリング周波数／Ｎであり、Ｎはディジタルフィルタ１２０（ＦＩＲフィルタ）のタップ数と同程度かそれ以下でも可能ではあるが、多い方がよい。
【００３１】
ステップ２として、ステップ１で取得した周波数特性の逆特性を送信帯域内で実現するようなフィルタの周波数特性をＩ、Ｑ相それぞれ設計する。フィルタのモデルとしてＬｏｗ Ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ、Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒあるいはＡｌｌ Ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒなどがあり、安定的なフィルタを実現できるのであれば何を用いてもよい。採用したモデルの理想特性（カットオフ周波数で振幅が１から０に階段状に変化するもの）に、取得した振幅、位相の周波数特性からＩ相、Ｑ相ベクトル信号を算出し、その逆特性を合成する。ステップ１で周波数特性を離散的に取得している場合、各測定点を滑らかにあるいは直線的に結んで、目標とする周波数特性とする。またｆｓ１／２以上の周波数においては、ｆｓ１／２等を境に折り返した特性とする。
【００３２】
ステップ３として、ステップ２で設計した周波数特性のフィルタのインパルス応答をＩ、Ｑ相それぞれ算出する。例えば離散フーリエ級数法によれば下記の式でインパルス応答Ｃｎ（ｉ，ｑ）が得られる。
【数１】
【００３３】
ただし、Ｃｎ（ｉ，ｑ）はｎサンプル後のインパルス応答、Ｎは０からｆの間を等間隔に配置した点で周波数特性を代表させたときの点の数、Ｈｉ（）は測定値から算出したＩ相の周波数特性、Ｈｑ（）は測定値から算出したＱ相の振幅特性であり、ｆｓはディジタルフィルタ部１２０におけるサンプリング周波数である。
振幅特性のみを補償したい場合には、上述で測定された振幅特性を用い、位相一定としてＨｉ（），Ｈｑ（）を求め、計算を実施する。
インパルス応答から図６のようなＦＩＲフィルタ（トランスバーサル型）のタップ係数ａｍは、
ａｍ＝ｃ（Ｎ−１）−ｍ（０≦ｍ≦Ｎ／２）
ａ（Ｎ／２）＋ｍ＝ｃｍ（Ｎ／２＜ｍ≦Ｎ−１）
により得られる。ただしｍはタップ数である。また、タップ係数には必要に応じてハミング、ガウスで代表される窓関数処理を施す場合がある。
【００３４】
［第３の実施形態］
アナログ処理ブロック１４（図１，図５）は、抵抗、コンデンサ、コイル、ダイオード、トランジスタまたはＩＣ等のアナログ回路素子で構成されているため、周波数依存特性に加えて温度依存性を有する。
そのため、上記第１の実施形態に示したようにアナログ処理ブロック１４（図５）の周波数特性の影響を緩和しても、周囲の温度が変化すると、アナログ処理ブロック１４の周波数特性も変化してその影響を十分に緩和できない場合もある。
そこで、第３の送信機３は、温度に応じてＦＩＲフィルタ１２０の係数（フィルタ係数）を設定して、アナログ処理ブロック１４の温度依存性の影響を緩和する。
【００３５】
図９は、本発明にかかる第３の送信機３の構成を示す図である。
図９に示すように、第３の送信機３は、第２の送信機２（図５）に、係数設定部２２２、係数記録部２２４及び温度測定部２４８を追加した構成をとる。
なお、図９に示す送信機３の構成部分の内、図５に示した送信機２の構成部分と実質的に同じものには、同じ符号が付されている。
【００３６】
温度測定部２４８（図９）は、既定の時間間隔でアナログ処理ブロック１４内部の温度を測定し、測定結果を温度データとして係数設定部２２２に対して出力する。
例えば、温度測定部２４８は、抵抗、コンデンサ、コイル、ダイオード、トランジスタ又はＩＣ等のアナログ回路素子の表面温度を測定し、温度データとして係数設定部２２２に対して出力する。
係数設定部２２２（図９）は、温度測定部２４８から入力された温度データに対応するフィルタ係数を係数記録部２２４から読み出してＦＩＲフィルタ１２０に対して出力する。
ＦＩＲフィルタ１２０の乗算部１２４（図６）は、係数設定部２２２から入力されたフィルタ係数を、入力された信号に対して乗じる。
【００３７】
図１０は、係数記録部２２４が記録する係数テーブルを例示する図である。
図１０に例示するように、係数記録部２２４は、アナログ処理ブロック１４の温度とフィルタ係数とを互いに対応付ける係数テーブルを記録する。
係数記録部２２４に記録されるフィルタ係数は、各温度領域におけるアナログ処理ブロック１４（図９）の周波数特性を補償するように設定された係数ａ１〜ａｍの組である。
【００３８】
このように、第３の送信機３は、アナログ処理ブロック１４の温度に応じてフィルタ係数を設定し、設定されたフィルタ係数を用いてアナログ処理ブロック１４の周波数特性を補償するので、アナログ処理ブロック１４の温度依存性の影響も緩和することができる。
【００３９】
［第４の実施形態］
アナログ処理ブロック１４（図１，図５）は、抵抗、コンデンサ、コイル、ダイオード、トランジスタまたはＩＣ等のアナログ回路素子で構成されているため、周波数依存特性が経年変化する。
そのため、上記第２の実施形態に示したようにアナログ処理ブロック１４（図５）の周波数特性の影響を工場出荷時点では緩和できていても、時間が経過すると、アナログ処理ブロック１４の周波数特性も変化してその影響を十分に緩和できない場合もある。
そこで、第４の送信機４は、設置後の運用中に自己キャリブレーションを行ってＦＩＲフィルタ１２０の係数（フィルタ係数）を再設定し、アナログ処理ブロック１４の経年変化の影響を緩和する。
【００４０】
図１２は、本発明にかかる第４の送信機４の構成を示す図である。第４の送信機４は、第２の送信機２（図５）に、係数設定部３２２、電力算出部３２４、電力測定部３４８、ピークリミッタ部３０８、及びＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＰｒｅＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）３２６部を追加した構成をとる。
【００４１】
ピークリミッタ部３０８は、特にマルチキャリア送信機において、電力増幅器１４６の電力効率を改善するために、送信信号の歪の発生を抑えつつピークを抑圧する。
ＤＰＤ部３２６は、電力増幅器１４６の逆の歪特性を発生して、電力増幅器１４６で発生する非線形歪を補償する。本発明のディジタルフィルタ部１２０は、線形の周波数特性を補償するものであり、補償する歪がＤＰＤ部３２６とは異なる。
なお、ピークリミッタ部３０８及びＤＰＤ部３２６は本実施例に必須の構成ではない。
【００４２】
電力測定部３４８は、異なる複数の周波数、例えば各キャリアの周波数ｆｃ＋ｆ１等で平均電力を測定する。具体的な構成としては、結合器により電力増幅器１４６の出力の一部を取り出して入力すると、まず各キャリアの周波数を時分割に出力する局部発振器の信号と混合され、直流付近の１キャリア分の信号だけ通過させるようなＬＰＦ処理を行い、包絡線検波することで電力値を各キャリアで時分割に得る。あるいは他の構成としては、入力信号を任意の周波数にダウンコンバートし、送信帯域を通過させるＢＰＦ処理を行い、Ａ／Ｄ変換し、任意のサンプル数でＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理し、取り出された各周波数成分をＩ、Ｑ相の自乗平均により検波して電力値を一括に得る。
【００４３】
電力算出部３２４は、異なる複数の周波数、例えば各キャリアの周波数ｆｃ＋ｆ１等で平均電力を算出する。具体的な構成としては、各キャリアのベースバンドシグナル＃１〜＃ｎを入力し、Ｉ、Ｑ成分の自乗平均により検波して各キャリアの電力値を算出する。あるいは他の構成として、ピークリミッタ部３０８あるいは変調波合成部１０６の出力を入力し、任意のサンプル数でＦＦＴ処理し、取り出された各周波数成分を同様に検波して電力値を算出する。
【００４４】
係数設定部３２２は、電力算出部３２４と電力測定部３４８とで同じ期間に測定された対応する周波数の電力値を比較し、その比が送信帯域内の全ての周波数で一定になるように、ディジタルフィルタ部１２０のタップ係数を更新する。例えば、その比の周波数特性を現在のディジタルフィルタ部１２０の周波数特性に重み付き合成して得られる周波数特性を実現するタップ係数を第２の実施形態と同様に再計算して新しいタップ係数とする。更新処理は、経年変化に追従できればよいので非常に遅くてもよく、精度を高めるためには電力算出部３２４又は電力測定部３４８で算出あるいは測定する電力を十分長い時間平均したほうがよい。ただし、各キャリアの合成瞬時電力が大きくなる時にはピークリミッタ部３０８又はＤＰＤ部３２６における非線形性が強くなり、電力値の測定精度つまりアナログ処理ブロック１４の周波数特性の測定精度が悪化するので、そのときの電力値は平均計算に採用しないほうがよい。
【００４５】
本実施形態は、第３の実施形態と組み合わせてもよい。つまり複数の温度毎にタップ係数を記憶するとともに、温度毎にタップ係数を更新してもよい。
本実施形態によれば、特にＤＰＤ部３２６が電力増幅器１４６の出力を復調し、本来の送信信号（ピークリミッタ部３０８の出力）との誤差を最小にするように制御する方式の場合に、アナログ処理ブロック１４の線形の周波数特性による歪が補償されているために、その誤差が電力増幅器１４６の非線形性によるものだけとなり検出精度が高まるので、ＤＰＤ制御の収束性が良くなることが期待される。
【００４６】
［変形例１］
なお、上記第１〜第４の実施形態では、ＣＤＭＡ方式の送信機に本発明を適用した形態を説明したが、本発明は、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式の送信機に適用することもできる。
図１１は、本発明にかかる第５の送信機５の構成を示す図である。
図１１に示すように、第５の送信機５は、図９に示した第３の送信機３について、帯域制限フィルタ１０２、直交変調部１０４及び変調波合成部１０６を、シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１１２、マッピング部１１４、ＩＦＦＴ部１１６及び直交変調部１１８に置換した構成をとる。
なお、図１１に示す送信機５の構成部分の内、図９に示した送信機３の構成部分と実質的に同じものには、同じ符号が付されている。
送信機５は、上記構成により、ＯＦＤＭ方式のマルチキャリア信号を生成し送信する。
【００４７】
［変形例２］
図１３は、本発明にかかる第６の送信機６の構成を示す図である。
図１３に示すように、第６の送信機６は、ＯＦＤＭ方式の送信機に第４の実施形態を適用し、更に電力増幅部の出力が空中に放射されるまでの周波数特性をも補償するためにディジタルフィルタを備えたものであり、地上ディジタルテレビ放送用のＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）信号の送信を行うことを想定している。第４の実施形態（図１２）又は変形例１（図１１）と同一の符号を付した部分は、第４の実施形態又は変形例１と同じ構成である。
【００４８】
共用器／結合器１４７は、電力増幅部１４６とアンテナ１４８とを接続する。一般にテレビ放送機は、１つの鉄塔に複数の局のアンテナが近接して設置されるので、他局の送信波がアンテナ１４８から電力増幅部１４６に回り込んで混変調を起こすのを防ぐため、他局の周波数を減衰させるノッチフィルタを設けることがある。また、出力アップあるいは信頼性向上のために電力増幅器を複数台備えて合成したり、多面合成アンテナのようなアレイアンテナに分配して給電するためのハイブリッド（３ｄＢカプラ）、故障時に冗長系に切替えるため、あるいは、他局と共用するための同軸切替器（無停波切替器）、あるいは、共用器を設けることがある。
これらの他、また同軸ケーブル自体も周波数特性を有し、共用器／結合器１４７は、これらの周波数特性を代表させたものである。共用器／結合器１４７の周波数特性はそれほど顕著ではないが補償されることが望ましい。
【００４９】
アンテナ１４９は、アンテナ１４８から空中に放射された信号を受信する。アンテナ１４９で得られる信号は、電力増幅器１４６から出力された後、共用器／結合器１４７、アンテナ１４８及びアンテナ１４９自身の周波数特性を受けた信号である。よってアンテナ１４９の周波数特性は無視できるほど小さくするか、あるいは、後段の電力測定部３４９などで固定値により補償した方がよい。また、アンテナ１４８の指向性が周波数特性を有する場合、その周波数特性が小さい位置（一例として、アンテナ１４８が回転対称な形状の場合、その回転軸上）にアンテナ１４９を取り付けたほうがよい。
【００５０】
電力測定部３４９は、アンテナ１４９で受信したＩＳＤＢ−Ｔ信号を復調し、各キャリアのパイロットシンボル（例えばＳｃａｔｔｅｒｅｄ ｐｉｌｏｔ）のパワーを測定する。
電力測定部３４９は、電力測定部３４８と同様の構成でよい。
電力算出部３２４も、周波数変換、直交検波が不要な点を除いて、電力測定部３４９と同一の構成でよい。これにより、ＩＦＦＴ部１１６とディジタルフィルタ１２１との設置距離に関わらずに各キャリアの電力を算出できる。あるいは、パイロットシンボルの電力が固定で既知なのであれば、電力算出部３２４は、その固定値を出力し続ければよく、ＩＳＤＢ−Ｔ信号の復調も不要である。
【００５１】
係数設定部３２３は、電力算出部３２４と電力測定部３４９で対応する期間に測定された各キャリアの電力値を比較し、その比が送信帯域内の全ての周波数で一定になるように、ディジタルフィルタ部１２０のタップ係数を更新する。この動作は、第４の実施形態の係数設定部３２２とほぼ同様である。比は、パイロットシンボル毎に算出して平均してもよく、あるいは、複数のパイロットシンボルの平均電力を求めてから比を算出してもよい。平均期間は十分長いほうが精度が良くなるが、系切替時などの応答性を高めるため、系切替などが障害情報を入力するようにし、系切替など外部要因により周波数特性の変化が想定されるときには平均時間（時定数）を一時的に小さくするようにしてもよい。
【００５２】
中央局からの放送波又はミリ波帯のＩＦに変換されたＩＳＤＢ−Ｔ信号を受信し、ＩＳＤＢ−Ｔを復調することなく再送信するサテライト局においては、Ｓ／Ｐ１１２、マッピング部１１４、ＩＦＦＴ部１１６を備えず、直交検波及びＡ／Ｄ変換された受信信号がディジタルフィルタ部１２０に入力されることがある。つまり伝送路やそれらの受信系の周波数特性を受けた信号が入力される場合、ディジタルフィルタ部１２０はそれらの周波数特性を補償してもよい。これは電力算出部３２４が各キャリアの電力として既知の固定値を出力することで達成される。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、ディジタル信号処理およびアナログ信号処理によりマルチキャリア通信方式の伝送信号を生成するマルチキャリア信号処理装置に利用可能である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブキャリア成分を含むディジタル形式のマルチキャリア信号を生成するマルチキャリア信号生成手段と、
前記生成されたマルチキャリア信号を、アナログ形式の伝送信号に変換するディジタル／アナログ変換手段と、
前記変換された伝送信号に対して、アナログ信号処理を施すアナログ信号処理手段と、
前記ディジタル形式のマルチキャリア信号に対して、前記アナログ信号処理手段の周波数特性に応じた補正を施す補正手段と
を有するマルチキャリア信号処理装置。
【請求項２】
前記アナログ信号処理手段は、温度に応じて周波数特性が変化するアナログ回路素子を含み、
このアナログ回路素子またはアナログ回路素子の近傍の温度を計測する温度計測手段
をさらに有し、
前記補正手段は、前記計測された温度に応じて補正量を決定する
請求項１に記載のマルチキャリア信号処理装置。
【請求項３】
前記補正手段は、
前記計測された温度に応じたフィルタ係数を設定する係数設定手段と、
前記設定されたフィルタ係数に応じて、マルチキャリア信号を補正するディジタルフィルタと
を含む請求項２に記載のマルチキャリア信号処理装置。
【請求項１】
複数のサブキャリア成分を含むディジタル形式のマルチキャリア信号を生成するマルチキャリア信号生成手段と、
前記生成されたマルチキャリア信号を、アナログ形式の伝送信号に変換するディジタル／アナログ変換手段と、
前記変換された伝送信号に対して、アナログ信号処理を施すアナログ信号処理手段と、
前記ディジタル形式のマルチキャリア信号に対して、前記アナログ信号処理手段の周波数特性に応じた補正を施す補正手段と
を有するマルチキャリア信号処理装置。
【請求項２】
前記アナログ信号処理手段は、温度に応じて周波数特性が変化するアナログ回路素子を含み、
このアナログ回路素子またはアナログ回路素子の近傍の温度を計測する温度計測手段
をさらに有し、
前記補正手段は、前記計測された温度に応じて補正量を決定する
請求項１に記載のマルチキャリア信号処理装置。
【請求項３】
前記補正手段は、
前記計測された温度に応じたフィルタ係数を設定する係数設定手段と、
前記設定されたフィルタ係数に応じて、マルチキャリア信号を補正するディジタルフィルタと
を含む請求項２に記載のマルチキャリア信号処理装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【国際公開番号】ＷＯ２００５／０２５０７９
【国際公開日】平成１７年３月１７日（２００５．３．１７）
【発行日】平成１９年１１月８日（２００７．１１．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−５１３６２０（Ｐ２００５−５１３６２０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＪＰ２００４／０１２１０９
【国際出願日】平成１６年８月２４日（２００４．８．２４）
【出願人】（０００００１１２２）株式会社日立国際電気 (5,007)
【Ｆターム（参考）】
【国際公開日】平成１７年３月１７日（２００５．３．１７）
【発行日】平成１９年１１月８日（２００７．１１．８）
【国際特許分類】
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＪＰ２００４／０１２１０９
【国際出願日】平成１６年８月２４日（２００４．８．２４）
【出願人】（０００００１１２２）株式会社日立国際電気 (5,007)
【Ｆターム（参考）】
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