レーダ装置
【課題】距離分解能以内に複数のターゲットが存在し、各ターゲットからの反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向推定精度を向上する。
【解決手段】レーダ送信部は、所定符号長のパルス圧縮符号を高周波送信信号に変換して送信アンテナから送信する。レーダ受信部は、複数の受信アンテナ毎にアンテナ系統処理部を有する。アンテナ系統処理部は、パルス圧縮符号におけるパルス送信レートの２倍のサンプリングレートで、受信信号をデジタルデータに変換し、奇数のサンプルタイミングに応じて変換されたデータとパルス圧縮符号との第１相関値を演算し、偶数のサンプルタイミングに応じて変換されたデータとパルス圧縮符号との第２相関値を演算する。レーダ受信部は、各第１相関値及び第２相関値に基づいて、高周波送信信号の距離分解能以内にターゲットが複数存在すると、各ターゲットを分離して検出する高分解能処理部を備える。
【解決手段】レーダ送信部は、所定符号長のパルス圧縮符号を高周波送信信号に変換して送信アンテナから送信する。レーダ受信部は、複数の受信アンテナ毎にアンテナ系統処理部を有する。アンテナ系統処理部は、パルス圧縮符号におけるパルス送信レートの２倍のサンプリングレートで、受信信号をデジタルデータに変換し、奇数のサンプルタイミングに応じて変換されたデータとパルス圧縮符号との第１相関値を演算し、偶数のサンプルタイミングに応じて変換されたデータとパルス圧縮符号との第２相関値を演算する。レーダ受信部は、各第１相関値及び第２相関値に基づいて、高周波送信信号の距離分解能以内にターゲットが複数存在すると、各ターゲットを分離して検出する高分解能処理部を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ターゲットに反射された反射波の信号を受信アンテナにより受信してターゲットを検出するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
レーダ装置は、測定地点から電波を空間に放射し、ターゲットに反射された反射波の信号を受信して、測定地点とターゲットとの距離、方向の少なくとも１つ以上を測定する。特に近年、マイクロ波又はミリ波を含む波長の短い電波を用いて高分解能に測定することで、自動車だけでなく歩行者も含めてターゲットとして検出可能なレーダ装置の開発が進められている。
【０００３】
また、レーダ装置は、近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信することがある。特に、近距離に存在するターゲットからの反射波の信号により、レンジサイドローブが生じるので、レンジサイドローブと遠距離に存在するターゲットからの反射波の信号のメインローブとが混在することがある。レーダ装置における遠距離に存在するターゲットの検出に関しては、検出精度が劣化することがある。
【０００４】
従って、複数のターゲットに対して高分解能な測定が要求されるレーダ装置には、低いレンジサイドローブレベルとなる自己相関特性（以下、「低レンジサイドローブ特性」という）を有するパルス圧縮符号を用いたパルス波又はパルス変調波の送信が要求される。
【０００５】
また、レーダ装置は、測定地点から同じ距離に自動車と歩行者とが存在すると、レーダ反射断面積（ＲＣＳ: Radar cross section）の異なる自動車と歩行者とからの各反射波の信号が混合された信号を受信することがある。一般に、歩行者のレーダ反射断面積は自動車のレーダ反射断面積に比べると低い。
【０００６】
このため、レーダ装置には、たとえ測定地点から同じ距離に自動車と歩行者とが存在していても、自動車だけでなく歩行者からの反射波の信号を適正に受信することが要求される。ターゲットの距離又は種別により、受信信号レベルとなる反射波の信号は変化する。レーダ装置は、様々な受信信号レベルとなる反射波の信号が受信可能な程度に、大きい受信ダイナミックレンジを有することが要求される。
【０００７】
従来のレーダ装置の一例として、アンテナを機械的に走査し、又は狭角の指向性ビームを電子的に走査することによって、パルス波又はパルス変調波を送信し、ターゲットから反射された反射波を受信するものがある。
【０００８】
一例のレーダ装置では、単一のアンテナにより電波を送受信するため、ターゲットの検出におけるアンテナの走査時間がかかる。このため、高速移動しているターゲットを検出するには、高分解能な測定が要求される分、多くの走査が必要となり、ターゲットの移動に追従して検出することが難しくなる。
【０００９】
一方、従来のレーダ装置の他の一例として、ターゲットから反射された反射波の信号を複数のアンテナにより受信し、受信した各信号の位相を測定することで、アンテナごとのビームの指向性よりも高い分解能を用いて到来角を推定するものがある。
【００１０】
他の一例のレーダ装置によれば、単一のアンテナを用いるレーダ装置に比べて、走査間隔を間引いて信号処理することで到来角の推定が可能であり、ターゲットの検出精度を向上することができる。また、ターゲットが高速移動しても、ターゲットの移動に追従して到来角を推定することができる。
【００１１】
ここで、パルス幅Ｔｐのパルス圧縮レーダにおける距離分解能ΔＲは、一般的に、数式（１）によって示されることが知られている。パラメータＣは、光速である。
【００１２】
【数１】
【００１３】
図２２は、距離分解能ΔＲ内にパルス圧縮レーダからの角度方向が異なるターゲットが複数存在する方向推定結果の一例を示す説明図である。同図（ａ）は、複数のアンテナ（アレーアンテナ）を用いたパルス圧縮レーダと複数のターゲットとの配置関係を示す説明図である。同図（ｂ）は、ターゲットＡのみが存在する到来方向θに対する受信電力推定値を示す説明図である。同図（ｃ）は、ターゲットＡ及びターゲットＢが存在する到来方向θに対する受信電力推定値を示す説明図である。
【００１４】
図２２に示す様に、複数のアンテナを用いたパルス圧縮レーダが、パルス圧縮レーダの距離分解能ΔＲ以内に存在する複数のターゲットを測定すると、ターゲットの測距性能及び測角性能には、次に示す様な課題がある。
【００１５】
測距性能において、複数のターゲットは、パルス圧縮レーダからの同一のレンジビン内に存在する。パルス圧縮レーダは、パルス圧縮処理において、各ターゲットからの反射波の信号が混合された信号を出力する。これにより、各ターゲットを分離して検出することが困難となる。
【００１６】
測角性能において、複数のアンテナのビーム幅内程度に近接する方向に複数のターゲットが存在するので、複数のターゲットからの反射波の信号の相関性が高くなる。このため、各反射波の信号がベクトル合成された方向成分が出力される。これにより、各ターゲットを分離して検出することが困難となる。また、複数の各ターゲットに対する方向推定値が複数の各ターゲットの中間的な到来方向を示すことがある。この場合、方向推定精度が大きく劣化することがある。
【００１７】
この様な課題に対し、高い相関性を有する複数のターゲットからの反射波の信号を信号分離し、各信号から信号到来方向を測角演算するものとして、例えば特許文献１が知られている。特許文献１のスーパーレゾリューションアンテナは、複数の素子アンテナにより受信信号をフーリエ変換し、フーリエ変換により生成されたドップラ周波数に応じたフィルタバンク毎の信号成分を重み付ける。更に、同スーパーレゾリューションアンテナは、重み付けされた信号成分から、所望のフィルタバンク成分のみを抽出し、抽出された素子アンテナの信号成分からターゲットの信号到来方向を推定する。
【００１８】
これにより、距離分解能内に複数のターゲットが存在し、各ターゲットの相関性が高く、各ターゲットのドップラ周波数が十分に異なれば、各ターゲットからの受信信号を分離し、各ターゲットの到来方向を推定することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２００３−１９４９１９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかしながら、特許文献１においては、重み付けされた信号成分をフィルタバンクにより抽出可能な程に、複数のターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が異なることが必要となる。従って、距離分解能ΔＲ内にドップラ周波数がほぼ同一となる様な複数のターゲットからの各反射波の信号が存在すると、特許文献１に示すスーパーレゾリューションアンテナでは、複数のターゲットを分離して検出することが困難となる。
【００２１】
本発明は、上述従来の事情に鑑みてなされたもので、距離分解能以内に複数のターゲットが存在し、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向及び距離の推定精度を向上するために、各ターゲットを分離して検出するレーダ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明は、上述したレーダ装置であって、パルス圧縮符号を高周波送信信号に変換し、前記高周波送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、ターゲットにより反射された前記高周波送信信号である反射波の信号を用いてターゲットまでの到来時間及び到来方向を、前記パルス圧縮符号におけるパルス送信レートに対しＮ（整数）倍のサンプリングレートを用いて、推定するレーダ受信部と、を含み、前記レーダ受信部は、受信信号と前記パルス圧縮符号との相関値を出力する複数のアンテナ系統処理部と、前記複数のアンテナ系統処理部の各出力を基に、個別に前記ターゲットの到来時間及び到来方向を推定するＮ個の到来時間方向推定部と、前記Ｎ個の到来時間方向推定部での各推定結果に基づいて、前記高周波送信信号の距離分解能以内に存在する複数の前記ターゲットを、各ターゲットを分離して検出する高分解能処理部と、を含み、前記複数のアンテナ系統処理部は、それぞれ、前記反射波の信号を受信する受信アンテナと、前記受信された信号をベースバンドの受信信号に変換する受信ＲＦ部と、前記変換された受信信号を、前記Ｎ（整数）倍のサンプリングレートを用いてデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部と、１/Ｎサンプルタイミング毎に前記変換された受信信号のデジタルデータと、前記送信パルス圧縮符号と、の相関値を演算するＮ個の相関値演算部と、を有する。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、距離分解能以内に複数のターゲットが存在し、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向及び距離の推定精度を向上するために、各ターゲットを分離して検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】相補符号の性質を説明する説明図、（ａ）一方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｂ）他方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｃ）２つの相補符号系列の自己相関演算結果の加算値を示す説明図
【図２】受信時のオーバーサンプルに基づく自己相関特性を説明する説明図、（ａ）送信される相補符号を用いたパルス圧縮符号のパルス幅Ｔｐに対し、受信信号ｙ（ｔ）に対し２倍のサンプリングレートを用いてオーバーサンプルした自己相関特性を説明する説明図、（ｂ）受信時に２倍のオーバーサンプルした結果のうちの奇数の離散サンプル値について自己相関特性を説明する説明図、（ｃ）受信時に２倍のオーバーサンプルした結果のうちの偶数の離散サンプル値について自己相関特性を説明する説明図
【図３】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡略に示すブロック図
【図４】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図５】高周波送信信号の送信区間と送信周期との関係を示す説明図
【図６】送信信号生成部の他の内部構成を詳細に示すブロック図
【図７】高周波送信信号の送信区間と送信周期と測定範囲との関係を示す説明図
【図８】高分解能処理部の内部構成を詳細に示すブロック図
【図９】推定結果と測定時間との関係を示す説明図
【図１０】一致判定範囲と推定結果との関係を示す説明図
【図１１】一致判定範囲の３つに分割された各ブロックの構成を示した説明図、（ａ）一致判定範囲に含まれる推定結果数が６つである構成を示した説明図、（ｂ）一致判定範囲に含まれる推定結果数が８つである構成の一例を示した説明図、（ｃ）一致判定範囲に含まれる推定結果数が８つである構成の他の一例を示した説明図
【図１２】高分解能処理部の動作概要を説明する説明図、（ａ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐとした説明図、（ｂ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／２とした説明図、（ｃ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／３とした説明図
【図１３】高分解能処理部の動作を説明するフローチャート
【図１４】高分解能処理部の動作を説明するフローチャート
【図１５】高分解能処理部の推定結果を模式的に示した説明図、（ａ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅１．５Ｔｐとした説明図、（ｂ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐとした説明図、（ｃ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／２とした説明図、（ｄ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／３とした説明図
【図１６】第１の実施形態の変形例１のレーダ装置の高分解能処理部の推定結果を模式的に示した説明図
【図１７】第１の実施形態の変形例２のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図１８】第１の実施形態の変形例２のレーダ装置の動作に関するタイミングチャート
【図１９】第１の実施形態の変形例３のレーダ装置のレーダ受信部における第１アンテナ系統処理部の内部構成を詳細に示すブロック図
【図２０】第１の実施形態の変形例３のレーダ装置のレーダ受信部における第１アンテナ系統処理部における各Ａ／Ｄ変換部の動作に関するタイミングチャート
【図２１】第１の実施形態の変形例４のレーダ装置のレーダ受信部の内部構成を詳細に示すブロック図
【図２２】距離分解能ΔＲ内にパルス圧縮レーダからの角度方向が異なるターゲットが複数存在する方向推定結果の一例を示す説明図、（ａ）複数のアンテナ（アレーアンテナ）を用いたパルス圧縮レーダと複数のターゲットとの配置関係を示す説明図、（ｂ）ターゲットＡのみが存在する到来方向θに対する受信電力推定値を示す説明図、（ｃ）ターゲットＡ及びターゲットＢが存在する到来方向θに対する受信電力推定値を示す説明図
【発明を実施するための形態】
【００２５】
本発明に係るレーダ装置の各実施形態を説明する前に、以下、後述の各実施形態の前提となる技術内容として、パルス圧縮処理、相補符号及び受信時のオーバーサンプルに基づく自己相関特性に関してそれぞれ簡単に説明する。
【００２６】
（パルス圧縮処理）
先ず、パルス圧縮処理に関して説明する。例えば、上述した低レンジサイドローブ特性を有するパルス波又はパルス変調波として、Ｂａｒｋｅｒ符号、Ｍ系列符号、相補符号の少なくとも１つを含むパルス圧縮符号を用いて高周波のレーダ送信信号を送信するパルス圧縮レーダが知られている。
【００２７】
パルス圧縮とは、レーダ装置がパルス信号をパルス変調又は位相変調してパルス幅の広い信号（パルス圧縮符号）を用いて送信し、反射波の受信後の信号処理において受信信号を復調してパルス幅の狭い信号に変換（圧縮）して相関値を演算することである。このパルス圧縮によれば、受信電力を等価的に高め、ターゲットの探知距離を増大することができ、更に、探知距離に対する距離推定精度を向上することができる。
【００２８】
（相補符号）
次に、相補符号に関して説明する。相補符号は、複数例えば２つの相補符号系列（ａｎ、ｂｎ）を用いて構成される符号である。相補符号は、一方の相補符号系列ａｎと他方の相補符号系列ｂｎの各自己相関演算結果において、遅延時間τ［秒］を一致させて各自己相関演算結果を加算することで、レンジサイドローブがゼロとなる性質を有する。なお、パラメータｎはｎ＝１，２，…，Ｌである。パラメータＬは、符号系列長又は単に符号長を示す。
【００２９】
相補符号の生成方法は、例えば下記参考非特許文献１に開示されている。
（参考非特許文献１）ＢＵＤＩＳＩＮ， Ｓ． Ｚ，「ＮＥＷ ＣＯＭＰＬＥＭＥＮＴＡＲＹ ＰＡＩＲＳ ＯＦ ＳＥＱＵＥＮＣＥＳ」，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ． Ｌｅｔｔ．， ２６，（１３）， ｐｐ．８８１−８８３（１９９０）
【００３０】
この様な相補符号の性質に関して、図１を参照して説明する。図１は、相補符号の性質を説明する説明図である。同図（ａ）は、一方の相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果を示す説明図である。同図（ｂ）は、他方の相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果を示す説明図である。同図（ｃ）は、２つの相補符号系列（ａｎ，ｂｎ）の自己相関値演算結果の加算値を示す説明図である。なお、図１において用いた相補符号の符号長Ｌは１２８である。
【００３１】
相補符号系列（ａｎ，ｂｎ）のうち一方の相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果は、数式（２）に従って演算される。他方の相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果は、数式（３）に従って演算される。なお、パラメータＲは自己相関値演算結果を示す。但し、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１では、相補符号系列ａｎ，ｂｎはゼロとする（すなわち、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１において、ａｎ＝０、ｂｎ＝０）。なお、アスタリスク＊は複素共役演算子を示す。
【００３２】
【数２】
【００３３】
【数３】
【００３４】
数式（２）に従って演算された相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果Ｒａａ（τ）は、図１（ａ）に示す様に、遅延時間（あるいはシフト時間）τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外では、レンジサイドローブが存在する。同様に、数式（３）に従って演算された相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果Ｒｂｂ（τ）は、図１（ｂ）に示す様に、遅延時間τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外では、レンジサイドローブが存在する。
【００３５】
これらの自己相関値演算結果（Ｒａａ（τ），Ｒｂｂ（τ））の加算値は、図１（ｃ）に示す様に、遅延時間τがゼロのときにピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外ではレンジサイドローブが存在せずにゼロになる。以下、遅延時間τがゼロであると発生するピークを「メインローブ」という。この関係を数式（４）に示す。なお、図１（ａ）〜（ｃ）の横軸は自己相関値演算における遅延時間（τ）を示し、縦軸は演算された自己相関値演算結果を示す。
【００３６】
【数４】
【００３７】
近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信するには、一般的に、パルス圧縮された符号の符号長が長いほど、所要の受信ダイナミックレンジが大きくなることが知られている。
【００３８】
相補符号では、上述した自己相関特性から、より短い符号長によってピークサイドローブレベルを低減できる。このため、短い符号長を用いる相補符号では、近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信しても、受信ダイナミックレンジを低減することができる。
【００３９】
また、符号長ＬのＢａｒｋｅｒ符号、Ｍ系列符号を用いることで、ピークサイドローブ比は２０ｌｏｇ１０（１／Ｌ）［ｄＢ］によって与えられ、符号長Ｌを長くすることで、優れた低レンジサイドローブ特性が得られる。
【００４０】
（受信時のオーバーサンプルに基づく自己相関特性）
次に、受信時のオーバーサンプル（所定倍のサンプリングレートによるサンプリング）に基づく自己相関特性に関して図２を参照して説明する。図２は、受信時のオーバーサンプルに基づく自己相関特性を説明する説明図である。なお、以下の説明において、パラメータＴｐ［秒］は、相補符号を用いたパルス圧縮符号の送信時におけるパルス（送信時間）幅、単にパルス幅を示す。
【００４１】
同図（ａ）は、送信される相補符号を用いたパルス圧縮符号（送信符号）のパルス幅Ｔｐに対し、受信信号ｙ（ｔ）に対し２倍のサンプリングレート（＝２／Ｔｐ）を用いてオーバーサンプルした自己相関特性を説明する説明図である。
【００４２】
自己相関演算は、数式（５）で示す様に、パルス幅に対し２倍のサンプリングレートでサンプルされた受信信号ｙ（（ｋＴｐ／２）＋ｔ０）と、送信した符号長Ｌの相補符号系列ａｎをパルス幅に対し２倍のサンプリングレートでサンプルした信号ａａｓとの相関演算となる。ここで、パラメータＳ＝１，…，２Ｌであり、ａａ２ｎ−１＝ａｎ、ａａ２ｎ＝ａｎである。なお、時刻ｔ０はターゲット反射波が到来するタイミングである。
【００４３】
【数５】
【００４４】
同図（ｂ）は、受信時に２倍のオーバーサンプルした結果のうちの奇数の離散サンプル値について自己相関特性を説明する説明図である。
【００４５】
自己相関演算は、数式（６）で示す様に、パルス幅に対し２倍のサンプリングレートでサンプルされた受信信号ｙ（ｋＴｐ／２＋ｔ０）のうちの奇数の離散サンプル値と、送信した符号長Ｌの相補符号系列ａｎをパルス幅に対し１倍のサンプリングレートでサンプルした信号ａｎと、の相関演算となる。なお、時刻ｔ０はターゲット反射波が到来するタイミングである。
【００４６】
【数６】
【００４７】
同図（ｃ）は、受信時に２倍のオーバーサンプルした結果のうちの偶数の離散サンプル値についての自己相関特性を説明する説明図である。
【００４８】
自己相関演算は、数式（７）で示す様に、パルス幅に対し２倍のサンプリングレートでサンプルされた受信信号ｙ（ｋＴｐ／２＋ｔ０）のうちの偶数の離散サンプル値と、送信した符号長Ｌの相補符号系列ａｎをパルス幅に対し１倍のサンプリングレートでサンプルした信号ａｎと、の相関演算となる。なお、時刻ｔ０はターゲット反射波が到来するタイミングである。
【００４９】
【数７】
【００５０】
図２において、ターゲットからの反射波の信号の到来タイミングが、受信時のサンプルタイミングと一致する。隣接する離散時間、即ちサンプルタイミングがＴｐ／２となり、図２（ａ）に示す様に、自己相関値がゼロとならないサンプルタイミングが３つ現れる。以下、図２（ａ）に示す様に、隣接するサンプルタイミングにおいて自己相関値がゼロとならない範囲を「相関広がり範囲」と定義する。
【００５１】
従って、図２（ａ）に示す様に、受信時に所定倍（例えば、パルス幅Ｔｐに対し、２倍のサンプリングレート）によるオーバーサンプルリングにより、自己相関値のピークの前後に自己相関値がゼロとならないサンプルタイミングが存在する。即ち、図２（ａ）においては、自己相関値のピーク周辺にレンジサイドローブが発生したと見なすことができる。
【００５２】
自己相関値のピークが得られる時間から遅延時間±Ｔｐ／２の受信時の離散サンプル値の影響を受けることになる。レーダ装置の距離分解能ΔＲ以内の距離であるΔＲ／２に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットにより反射された反射波の信号が一部遅れて受信され、上記のレンジサイドローブにより各ターゲットの自己相関値が加算され、複数のターゲットに対する測角推定性能が劣化することになる。
【００５３】
一方、図２（ｂ）には、ターゲットからの反射波の信号の到来タイミングが受信時のサンプルタイミングと一致した自己相関特性が示されている。図２（ａ）に示す自己相関演算結果とは異なり、隣接する離散時間、即ちサンプルタイミングがＴｐであると、図２（ｂ）に示す様に、自己相関値がゼロとならないサンプルタイミングは１つだけ存在する。
【００５４】
従って、図２（ｂ）の自己相関演算結果では、実際には２倍のサンプリングレートを用いてオーバーサンプルしていても、遅延時間±Ｔｐ／２の受信時の離散サンプル値の影響を受けることにならない。レーダ装置の距離分解能ΔＲ以内に複数のターゲットが存在しても、各ターゲットにより反射された反射波の信号が一部遅れて受信されるが、複数のターゲットに対する測角推定性能が劣化することにならない。
【００５５】
また、図２（ｃ）には、ターゲットからの反射波の信号の到来タイミングが受信時のサンプルタイミングと一致しない自己相関特性が示されている。図２（ｃ）に示されたサンプルタイミングと図２（ｂ）に示されたサンプルタイミングとは、離散時間Ｔｐ／２ほどずれている。
【００５６】
ここで、図２（ｂ）に示された奇数の離散サンプル値のサンプルタイミングと、ターゲットにより反射された反射波の信号の到来タイミングとが一致するとする。図２（ｃ）に示す様に、図２（ｂ）に示す自己相関演算結果とは異なり、隣接する離散時間Ｔｐ離れたサンプルタイミングにおいて自己相関値がゼロとならないサンプルタイミングは２つ存在する。
【００５７】
従って、図２（ｃ）の自己相関演算結果では、遅延時間±Ｔｐ／２の受信時のサンプル値の影響を受けることになる。レーダ装置の距離分解能ΔＲ以内の距離であるΔＲ／２において複数のターゲットが存在するため、上記のレンジサイドローブにより各ターゲットの自己相関値が加算され、各ターゲットにより反射された反射波の信号が一部遅れて受信され、複数のターゲットに対する測角推定性能が劣化することになる。
【００５８】
上述した説明は、図２（ｂ）に示す受信時のサンプルタイミングとターゲットからの反射波の信号の到来タイミングとが一致し、更に、図２（ｃ）に示す受信時のサンプルタイミングと反射波の信号の到来タイミングとが一致しないことを前提としている。
【００５９】
反対に、図２（ｃ）に示す受信時のサンプルタイミングと反射波の信号の到来タイミングとが一致し、更に図２（ｂ）に示す受信時のサンプルタイミングと反射波の信号の到来タイミングとが一致しないと想定する。
【００６０】
この場合では、図２（ｂ）に示す自己相関演算結果では遅延時間±Ｔｐ／２の受信時のサンプル値の影響を受け、図２（ｃ）に示す自己相関演算結果では遅延時間±Ｔｐ／２の受信時のサンプル値の影響を受けない。
【００６１】
（本発明の各実施形態）
次に、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。本発明に係るレーダ装置は、図２（ｂ）及び図２（ｃ）に示した様に、送信される相補符号を用いたパルス圧縮符号（送信符号）のパルス幅Ｔｐに対し、受信時に例えば２倍のオーバーサンプルした相関値特性（相関値演算結果）を用いる。更に、本発明に係るレーダ装置は、レーダ装置の距離分解能以内に複数のターゲットが存在しても、相関値演算結果に基づいて各ターゲットからの反射波の信号を分離することで、各ターゲットを検出する。
【００６２】
また、以下の説明において、本発明に係るレーダ装置は、ターゲットからの反射波の信号を受信する複数の受信アンテナを有する。例えば４つの受信アンテナ（アレーアンテナ）を有する構成を例に示すがこれに限定されない。
【００６３】
〔第１の実施形態〕
第１の実施形態のレーダ装置１の構成及び動作について、図３〜図１４を参照して説明する。図３は、第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡略に示すブロック図である。図４は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を詳細に示すブロック図である。図５は、高周波送信信号の送信区間Ｔｗと送信周期Ｔｒとの関係を示す説明図である。図６は、送信信号生成部４ｒの他の内部構成を詳細に示すブロック図である。
【００６４】
図７は、高周波送信信号の送信区間Ｔｗと送信周期Ｔｒと測定範囲との関係を示す説明図である。図８は、高分解能処理部２６の内部構成を詳細に示すブロック図である。図９は、推定結果ＤＯＵＴｐ（ｑ，ｍ）と離散時刻（ｐ，ｑ）との関係を示す説明図である。
【００６５】
図１０は、一致判定範囲と推定結果ＤＯＵＴｐ（ｑ，ｍ）との関係を示す説明図である。図１１は、一致判定範囲の３つに分割された各ブロックの構成を示した説明図である。同図（ａ）は、一致判定範囲に含まれる推定結果数が６つである構成を示した説明図である。同図（ｂ）は、一致判定範囲に含まれる推定結果数が８つである構成の一例を示した説明図である。同図（ｃ）は、一致判定範囲に含まれる推定結果数が８つである構成の他の一例を示した説明図である。
【００６６】
図１２は、高分解能処理部２６の動作概要を説明する説明図である。同図（ａ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐとした説明図である。同図（ｂ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／２とした説明図である。同図（ｃ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／３とした説明図である。
【００６７】
図１３及び図１４は、高分解能処理部２６の動作を説明するフローチャートである。
【００６８】
第１の実施形態のレーダ装置１は、レーダ送信部２により生成された高周波送信信号を送信アンテナＡＮ１から送信（発射）する。レーダ装置１は、送信された高周波送信信号がターゲットにより反射された反射波の信号を、例えば図４に示す様な４つの受信アンテナＡＮ２ａ〜ＡＮ２ｄ（不図示、以下同様）により受信する。レーダ装置１は、各受信アンテナＡＮ２ａ〜ＡＮ２ｄにより受信された信号を信号処理することで、ターゲットの有無を検出する。
【００６９】
なお、ターゲットはレーダ装置１が検出する対象の物体であり、例えば自動車又は人を含み、以下の各実施形態においても同様である。
【００７０】
先ず、レーダ装置１の各部の構成について簡略に説明する。
【００７１】
レーダ装置１は、図３に示す様に、レーダ送信部２及びレーダ受信部３を備える。レーダ送信部２は、送信信号生成部４、及び、送信アンテナＡＮ１と接続される送信ＲＦ部５を有する。なお、レーダ送信部２及びレーダ受信部３は、共に基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏから信号が供給され、レーダ送信部２及びレーダ受信部３の処理の同期が揃うようになっている。
【００７２】
レーダ受信部３は、Ｄ個のアンテナ系統処理部１１−１〜１１−Ｄ、Ｎ個の到来時間方向推定部２４−１〜２４−Ｎ、及び高分解能処理部２６を有する。パラメータＤ、パラメータＮは、共に２以上の整数である。各アンテナ系統処理部は同様の構成を有し、以下の説明においては、アンテナ系統処理部１１−１を例示して説明する。
【００７３】
アンテナ系統処理部１１−１は、受信アンテナＡＮ２と接続される受信ＲＦ部１２、Ａ／Ｄ変換部１７、Ｎ個の相関値演算部２０−１〜２０−Ｎを少なくとも有する。
【００７４】
（レーダ送信部）
次に、レーダ送信部２の各部の構成について詳細に説明する。以下、レーダ送信部２の各部の構成について図４を参照して説明する。
【００７５】
レーダ送信部２は、図４に示す様に、送信信号生成部４、及び、送信アンテナＡＮ１が接続された送信ＲＦ部５を備える。
【００７６】
送信信号生成部４は、図４に示す様に、符号生成部６、変調部７、及びＬＰＦ（Low Pass Filter）８を備える。なお、図４では、送信信号生成部４はＬＰＦ８を含む様に構成されているが、ＬＰＦ８は、送信信号生成部４と独立してレーダ送信部２の中に構成されても良い。
【００７７】
送信ＲＦ部５は、図４に示す様に、周波数変換部９、及び増幅器１０を備える。
【００７８】
次に、レーダ送信部２の各部の動作について詳細に説明する。
【００７９】
送信信号生成部４は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。送信信号生成部４の各部は、生成された信号に基づいて動作する。
【００８０】
送信信号生成部４は、符号長Ｌの符号系列ａｎを変調し、数式（８）に示すベースバンドの送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）（パルス圧縮符号とも言う）を周期的に生成する。ここで、パラメータｎ＝１，・・・，Ｌであり、パラメータＬは、符号系列ａｎの符号長を表す。パラメータｊは、ｊ２＝−１を満たす虚数単位である。パラメータｋは、ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）を満たす離散時刻である。離散時刻ｋの範囲は、後述の各実施形態においても同様である。
【００８１】
数式（８）に示されたベースバンドの送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおける送信信号を示し、同相信号成分Ｉｒ（ｋ、Ｍ）と、虚数単位ｊが乗算された直交信号成分Ｑｒ（ｋ、Ｍ）との加算結果で示される。
【００８２】
【数８】
【００８３】
また、送信信号生成部４により生成される送信信号は、連続的な信号ではない。図５に示す様に、例えば各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］では、符号長Ｌの符号系列ａｎに対して、１つのパルス符号あたりＮｏ［個］のサンプルが存在する。従って、送信区間Ｔｗにおいては、Ｎｒ（＝Ｎｏ×Ｌ）のサンプルが含まれる。また、各送信周期Ｔｒの非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［秒］では、ベースバンドの送信信号としてＮｕ［個］のサンプルが存在する。
【００８４】
符号生成部６は、送信周期Ｔｒ毎に、符号長Ｌの符号系列ａｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。この送信符号は、例えば、上述した相補符号のペアを構成する符号系列、Ｂａｒｋｅｒ符号系列又はＭ系列符号の少なくとも１つを含む符号であることが好ましい。
【００８５】
符号生成部６は、生成された符号系列ａｎの送信符号を変調部７に出力する。以下、符号系列ａｎの送信符号を、便宜的に送信符号ａｎと記載する。
【００８６】
更に、符号生成部６は、或る送信周期Ｔｒにおいて、送信符号ａｎとして相補符号のペアを生成するには、２つの送信周期を用いて、各送信周期毎に交互にペアとなる符号Ｐｎ，Ｑｎをそれぞれ生成する。すなわち、第Ｍ番目の送信周期（Ｔｒ）において、パルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）として符号Ｐｎを送信し、続く第（Ｍ＋１）番目の送信周期（Ｔｒ）ではパルス圧縮符号ａｎ（Ｍ＋１）として、符号Ｑｎを送信する。これ以後、第（Ｍ＋２）番目以降の送信周期では、第Ｍ番目の送信周期及び第（Ｍ＋１）の２つの送信周期を一つの単位として、同様に、繰り返し符号Ｐｎ，Ｑｎを生成する。
【００８７】
変調部７は、符号生成部６により出力された送信符号ａｎを入力する。変調部７は、入力された送信符号ａｎをパルス変調することで、数式（８）に示されるベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を生成する。なお、パルス変調とは、振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying））又は位相変調（ＰＳＫ（Phase Shift Keying）である。また、変調部７は、ＬＰＦ８を介して、生成された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を送信ＲＦ部５に出力する。
【００８８】
送信ＲＦ部５は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍数に逓倍した信号を生成する。送信ＲＦ部５は、生成された信号に基づいて動作する。
【００８９】
周波数変換部９は、送信信号生成部４により生成された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を入力し、入力されたベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）をアップコンバートしてキャリア周波数帯域の高周波送信信号を生成する。周波数変換部９は、生成された高周波送信信号を増幅器１０に出力する。
【００９０】
増幅器１０は、出力された高周波送信信号を入力し、入力された高周波送信信号のレベルを所定のレベルに増幅して送信アンテナＡＮ１に出力する。この増幅された高周波送信信号は、送信アンテナＡＮ１を介して空間に放射する様に送信される。
【００９１】
送信アンテナＡＮ１は、送信ＲＦ部５により出力された高周波送信信号を空間に放射する様に送信する。図５に示す様に、高周波送信信号は、送信周期Ｔｒのうち送信区間Ｔｗの間に送信され、非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）の間には送信されない。
【００９２】
なお、送信ＲＦ部５、及び各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの受信ＲＦ部１２ａ〜１２ｄ（不図示、以下同様）には、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号が所定倍に逓倍された信号が共通に供給されている。これにより、各送信ＲＦ部５及び受信ＲＦ部１２ａ〜１２ｄ間の同期を確立することができる。
【００９３】
なお、上述した符号生成部６を送信信号生成部４に設けず、図６に示す様に、送信信号生成部４により生成された送信符号ａｎを予め記憶する送信符号記憶部ＣＭを設けても良い。更に、送信信号生成部４により相補符号が生成されるには、相補符号のペア、例えば、送信符号ａｎ及びｂｎが共に送信符号記憶部ＣＭに記憶されることが好ましい。
【００９４】
なお、図６に示した送信符号記憶部ＣＭは、第１の実施形態に限らず、後述の各実施形態にも同様に適用することができる。図６に示す様に、送信信号生成部４ｒは、送信符号記憶部ＣＭ、送信符号制御部ＣＴ３、変調部７ｒ、及びＬＰＦ８ｒを含む構成である。
【００９５】
図６において、送信符号制御部ＣＴ３は、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に基づいて、送信周期Ｔｒ毎に、送信符号ａｎ（又は相補符号を構成する送信符号ａｎ，送信符号ｂｎ）を、送信符号記憶部ＣＭから巡回的に読み出して変調部７ｒに出力する。変調部７ｒに出力された以降の動作は上述した変調部７及びＬＰＦ８と同様のため、動作の説明は省略する。
【００９６】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部３の各部の構成について説明する。レーダ受信部３には、複数の例えば４つのアレーアンテナが構成されている。以下、レーダ受信部３の各部の構成について図４を参照して説明する。図４に示すレーダ受信部３は、アンテナ系統処理部の個数が４で、相関値演算部及び到来時間方向推定部の個数が２である。
【００９７】
レーダ受信部３は、図４に示す様に、アレーアンテナを構成する受信アンテナの本数に対応して設けられた４つのアンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄ、第１到来時間方向推定部２４、第２到来時間方向推定部２５及び高分解能処理部２６を備える。以下の説明においては、４つのアンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの各部の構成及び動作は同様であるため、アンテナ系統処理部１１ａを例示して説明し、後述の各実施形態においても同様である。
【００９８】
アンテナ系統処理部１１ａは、受信アンテナＡＮ２ａが接続された受信ＲＦ部１２ａ、及び信号処理部１３ａを備える。受信ＲＦ部１２ａは、増幅器１４ａ、周波数変換部１５ａ及び直交検波部１６ａを備える。信号処理部１３ａは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａ、Ｓ／Ｐ変換部１９ａ、第１相関値演算部２０ａ、第２相関値演算部２１ａ、第１加算処理部２２ａ及び第２加算処理部２３ａを備える。レーダ受信部３は、各送信周期Ｔｒを信号処理部１３ａ〜１３ｄ（不図示、以下同様）における信号処理区間として周期的に演算する。
【００９９】
高分解能処理部２６は、図８に示す様に、受信信号レベル判定部２７、一致判定範囲抽出部２８及び一致判定部２９を備える。
【０１００】
次に、レーダ受信部３の各部の動作について説明する。
【０１０１】
受信アンテナＡＮ２ａは、レーダ送信部２により送信された高周波送信信号がターゲットにより反射された反射波の信号を受信する。受信アンテナＡＮ２により受信された受信信号は、受信ＲＦ部１２ａに出力される。
【０１０２】
受信ＲＦ部１２ａは、送信ＲＦ部５と同様に、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。受信ＲＦ部１２ａは、生成された信号に基づいて動作する。
【０１０３】
増幅器１４ａは、受信アンテナＡＮ２ａにより受信された高周波帯域の受信信号を入力し、入力された受信信号のレベルを増幅して周波数変換部１５ａに出力する。
【０１０４】
周波数変換部１５ａは、増幅器１４ａにより出力された高周波帯域の受信信号を入力し、入力された高周波帯域の受信信号をベースバンドにダウンコンバートし、ダウンコンバートされた受信信号を直交検波部１６ａに出力する。
【０１０５】
直交検波部１６ａは、周波数変換部１５ａにより出力されたベースバンドの受信信号を直交検波することで、同相信号（In-phase signal）及び直交信号（Quadrate signal）を用いて構成されるベースバンドの受信信号を生成する。直交検波部１６ａは、生成された受信信号のうち、同相信号をＡ／Ｄ変換部１７ａに出力し、生成された受信信号のうち、直交信号をＡ／Ｄ変換部１８ａに出力する。
【０１０６】
Ａ／Ｄ変換部１７ａは、直交検波部１６ａにより出力されたベースバンドの同相信号を離散時刻ｋによってサンプリングし、アナログデータの同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１７ａは、変換されたデジタルデータの同相信号成分を、Ｓ／Ｐ変換部１９ａに出力する。
【０１０７】
Ａ／Ｄ変換部１７ａは、レーダ送信部２により生成される送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）を、１つのパルス幅（パルス時間）Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたりＮｓ［個］によって、サンプリングする。Ａ／Ｄ変換部１７ａのサンプリングレートは、Ｎｓとなる。
【０１０８】
同様に、Ａ／Ｄ変換部１８ａは、直交検波部１６ａにより出力されたベースバンドの直交信号を離散時刻ｋによってサンプリングし、アナログデータの直交信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１８ａは、変換されたデジタルデータの直交信号成分を、Ｓ／Ｐ変換部１９ａに出力する。
【０１０９】
Ａ／Ｄ変換部１８ａは、レーダ送信部２により生成される送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）を、１つのパルス幅（パルス時間）Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたりＮｓ［個］によって、サンプリングする。Ａ／Ｄ変換部１８ａのサンプリングレートは、Ｎｓとなる。図４には、Ａ／Ｄ変換部１７ａ及びＡ／Ｄ変換部１８ａの各サンプリングレートＮｓが２であるレーダ受信部３の構成が示されている。
【０１１０】
また、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａにより変換された第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおける受信信号は、受信信号の同相信号成分Ｉ（ｋ、Ｍ）及び受信信号の直交信号成分Ｑ（ｋ、Ｍ）を用いて、数式（９）の複素信号ｘ（ｋ、Ｍ）として表される。以下の各実施形態においても同様である。
【０１１１】
【数９】
【０１１２】
ここで、離散時刻ｋ＝１は、各送信周期Ｔｒの開始時点を示す。また、離散時刻ｋ＝Ｎｒ×（Ｎｓ／Ｎｏ）は、各送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの終了時点を示す。更に、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）×（Ｎｓ／Ｎｏ）は、各送信周期Ｔｒの終了直前時点を示す。
【０１１３】
Ｓ／Ｐ変換部１９ａは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ及びＡ／Ｄ変換部１８ａによりそれぞれ出力されたデジタルデータの同相信号成分及び直交信号成分を入力する。Ｓ／Ｐ変換部１９ａは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａのサンプリングレートＮｓに応じて、入力された同相信号成分及び直交信号成分からなる複素数ｘ（ｋ，Ｍ）の出力を、離散時刻毎に順次切り換える。なお、本発明の各実施形態においては、パラメータＮｓ＝２を例示して説明しているため相関値演算部は２つ設けられているが、パラメータＮｓは２に限定されない。
【０１１４】
具体的には、Ｓ／Ｐ変換部１９ａは、離散時刻ｋにおける複素数ｘ（ｋ，Ｍ）を、第｛ｍｏｄ（ｋ−１，Ｎｓ）＋１｝番目の相関値演算部に出力する。これにより、第１から第Ｎｓまでの相関値演算部に入力される複素数（以下、離散サンプル値と表記する）ｘ（ｋ，Ｍ）は、１パルス当たりのサンプリングレートが１となり、サンプルタイミングがＴｐ／Ｎｓ＝（Ｔｗ／Ｌ）／Ｎｓずつシフトしたものとなる。なお、ｍｏｄ（ｋ−１，Ｎｓ）は、（ｋ−１）がＮｓを用いて除算された余りを出力する演算子である。
【０１１５】
以下の説明において、Ｓ／Ｐ変換部１９ａから第ｐ番目の相関値演算部への出力された離散サンプル値を、ｙｐ（ｑ，Ｍ）と表記する。パラメータｐは、ｐ＝１，…，Ｎｓである。パラメータｑは、ｑ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏである。
【０１１６】
第１相関値演算部２０ａは、Ｓ／Ｐ変換部１９ａにより出力された離散サンプル値ｙｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第１相関値演算部２０ａは、送信信号生成部４の動作と同期を確立することで、送信信号生成部４と同様に、基準信号発振器Ｌｏにおいて生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。なお、図４では、第１相関値演算部２０ａへのリファレンス信号の入力は省略している。
【０１１７】
第１相関値演算部２０ａは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された信号に基づいて、離散時刻ｑに応じて、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）を周期的に生成する。ここで、パラメータｎ＝１，…，Ｌである。
【０１１８】
また、第１相関値演算部２０ａは、入力された離散サンプル値ｙｐ（ｑ，Ｍ）と、パルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）との第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。このパラメータＡＣｐ（ｑ，Ｍ）は、離散時刻ｑにおける第１相関値を示す。この第１相関値演算部２０ａにより演算された第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）において、パラメータｐはｐ＝１である。
【０１１９】
具体的には、第１相関値演算部２０ａは、図７に示す各送信周期Ｔｒ、即ち離散時刻ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏにおいては、数式（１０）に従って第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。第１相関値演算部２０ａは、数式（１０）に従って演算された第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を加算処理部２２ａに出力する。パラメータｕは遅延時間を示す。
【０１２０】
図７の第１段は、高周波送信信号の送信タイミングを示し、第２段は、反射波の受信タイミングを示す。反射波は、送信区間Ｔｗの間に送信された高周波送信信号が、ターゲットにより反射された波である。
【０１２１】
【数１０】
【０１２２】
第２相関値演算部２１ａは、Ｓ／Ｐ変換部１９ａにより出力された離散サンプル値ｙｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第２相関値演算部２１ａは、送信信号生成部４の動作と同期を確立することで、送信信号生成部４と同様に、基準信号発振器Ｌｏにおいて生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。なお、図４では、第２相関値演算部２１ａへのリファレンス信号の入力は省略している。
【０１２３】
第２相関値演算部２１ａは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された信号に基づいて、離散時刻ｑに応じて、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）を周期的に生成する。ここで、ｎ＝１，…，Ｌである。
【０１２４】
また、第２相関値演算部２１ａは、入力された離散サンプル値ｙｐ（ｑ，Ｍ）と、パルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）との第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。このパラメータＡＣｐ（ｑ，Ｍ）は、離散時刻ｑにおける第２相関値を示す。この第２相関値演算部２１ａにより演算された第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）において、パラメータｐはｐ＝２である。
【０１２５】
具体的には、第２相関値演算部２１ａは、図７に示す各送信周期Ｔｒ、即ち離散時刻ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏにおいては、数式（１０）に従って第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。第２相関値演算部２１ａは、数式（１０）に従って演算された第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を加算処理部２３ａに出力する。
【０１２６】
第１相関値演算部２０ａ及び第２相関値演算部２１ａの各演算は、離散時刻ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏにおいて実行される。なお、レーダ装置１の測定対象となるターゲットの存在範囲によって、測定レンジ（ｑの範囲）を、例えばｑ＝（Ｌ＋１）〜｛（（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−Ｌ｝の様に更に狭めた限定をしてもよい。
【０１２７】
図７の第２段に示す様に、離散時刻ｑ＝（Ｌ＋１）は、送信区間Ｔｗの終了時刻の次の離散時刻を示す。更に、離散時刻ｑ＝（Ｌ＋１）は、反射波の信号が、離散時刻ｑ＝０より遅延時間τ１ほど遅れて開始される受信の開始時刻である。この遅延時間τ１は、数式（１１）により示される。
【０１２８】
【数１１】
【０１２９】
更に、図７の第２段に示す様に、離散時刻ｑ＝｛（（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−Ｌ｝は、送信周期Ｔｒの終了時刻から送信区間Ｔｗ（＝Ｔｐ×Ｌ）前の時刻に相当する。更に、離散時刻ｑ＝｛（（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−Ｌ｝は、反射波の信号が、離散時刻ｑ＝０より遅延時間τ２ほど遅れて開始される受信の開始時刻である。この遅延時間τ２は、数式（１２）により示される。
【０１３０】
【数１２】
【０１３１】
従って、第１相関値演算部２０ａ及び第２相関値演算部２１ａは、少なくとも離散時刻ｑ＝（Ｌ＋１）〜｛（（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−Ｌ｝の範囲において上述した数式（１０）に示す第１相関値及び第２相関値を演算しても良い。これにより、レーダ装置１は、第１相関値演算部２０ａ及び第２相関値演算部２１ａの演算量を低減することができる。即ち、レーダ装置１は、信号処理部１３ａによる演算量の削減に基づく消費電力量を低減することができる。他のアンテナ系統処理部１１ｂ〜１１ｄに関しても同様である。
【０１３２】
更に、レーダ装置１は、高周波送信信号の送信区間Ｔｗにおいて測定せず、高周波送信信号がレーダ受信部３に直接的に回り込んだとしても、回り込みによる影響を排除して測定することができる。この測定レンジ（離散時刻ｑの範囲）を限定することで、後述する第１加算処理部２２ａ、第２加算処理部２３ａ、第１到来時間方向推定部２４、第２到来時間方向推定部２５及び高分解能処理部２６の動作も同様の測定レンジに限定した範囲となる。
【０１３３】
第１加算処理部２２ａは、第１相関値演算部２０ａにより出力された第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第１加算処理部２２ａは、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて乗算された第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を単位として、複数Ｒ回、加算平均する。パラメータＲは自然数である。
【０１３４】
即ち、第１加算処理部２２ａは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける第１相関値ＡＣｐ（ｑ，ｍ）から第（ｍ＋Ｒ−１）番目の送信周期Ｔｒにおける第１相関値ＡＣｐ（ｑ，ｍ＋Ｒ−１）を単位として、離散時刻ｑのタイミングを揃えて平均第１相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。この平均第１相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）においては、パラメータｐはｐ＝１である。第１加算処理部２２ａは、演算された平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を第１到来時間方向推定部２４に出力する。なお、パラメータｍは、ゼロを含む自然数Ｒの倍数である。
【０１３５】
第２加算処理部２３ａは、第２相関値演算部２１ａにより出力された第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第２加算処理部２３ａは、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて乗算された第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を単位として、複数Ｒ回、加算平均する。
【０１３６】
即ち、第２加算処理部２３ａは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける第２相関値ＡＣｐ（ｑ，ｍ）から第（ｍ＋Ｒ−１）番目の送信周期Ｔｒにおける第２相関値ＡＣｐ（ｑ，ｍ＋Ｒ−１）を単位として、離散時刻ｑのタイミングを揃えて平均第２相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。この平均第２相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）においては、パラメータｐはｐ＝２である。第２加算処理部２３ａは、演算された平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を第２到来時間方向推定部２５に出力する。
【０１３７】
これらの第１加算処理部２２ａ及び第２加算処理部２３ａの動作により、レーダ装置１は、雑音成分を更に抑圧することで、ＳＮＲ（Signal Noise Ratio）を向上することができる。更に、レーダ装置１は、ターゲットの到来距離の推定に関する測定性能を向上することができる。
【０１３８】
第１到来時間方向推定部２４は、各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの各第１加算処理部２２ａ〜２２ｄ（不図示、以下同様）により出力された各平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第１到来時間方向推定部２４は、４つの受信アンテナを用いて各アンテナ系統処理部により演算された各平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）に基づいて、ターゲットからの反射波の受信電力を推定し、推定結果に基づき到来時間を測定する。さらに離散時刻ｑ毎に、複数の受信アンテナによるレーダ測定ターゲットの受信位相差を基にして、レーダ装置１からターゲットまでの到来方向を推定演算する。
【０１３９】
この推定演算の結果（推定結果）には、最大受信電力方向の到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）と、受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）とが含まれる。第１到来時間方向推定部２４は、推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を高分解能処理部２６に出力する。
【０１４０】
なお、第１到来時間方向推定部２４によるターゲットまでの到来方向の推定演算は、既に公知の技術であり、例えば下述参考非特許文献２を参照することにより実現することが可能である。
【０１４１】
（参考非特許文献２）ＪＡＭＥＳ Ａ． Ｃａｄｚｏｗ、「Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｕｂｓｐａｃｅ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ」、ＩＥＥＥ、Ｖｏｌ.２８、ｐｐ．６４−７９（１９９２）
【０１４２】
第２到来時間方向推定部２５は、各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの各第２加算処理部２３ａ〜２３ｄ（不図示、以下同様）により出力された各平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第２到来時間方向推定部２５は、４つの受信アンテナを用いて各アンテナ系統処理部により演算された各平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）に基づいて、ターゲットからの反射波の受信電力を推定し、推定結果に基づき到来時間を測定する。さらに離散時刻ｑ毎に、レーダ装置１からターゲットまでの到来方向を推定演算する。
【０１４３】
同様に、この推定演算の結果（推定結果）には、最大受信電力方向の到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）と、受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）とが含まれる。第２到来時間方向推定部２５は、推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を高分解能処理部２６に出力する。
【０１４４】
なお、第２到来時間方向推定部２５によるターゲットまでの到来方向の推定演算は、既に公知の技術であり、例えば上述参考非特許文献２を参照することにより実現することが可能である。
【０１４５】
高分解能処理部２６は、第１到来時間方向推定部２４ａ及び第２到来時間方向推定部２５ａにより出力された各推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を入力する。高分解能処理部２６の動作の説明においては、図１３及び図１４を参照して説明する。
【０１４６】
受信信号レベル判定部２７は、入力された各推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］のうち、受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）が所定の受信信号レベルＬｃ以上であるかを判定する（Ｓ１１）。所定の受信信号レベルＬｃは、所定のターゲット検出率を上回り、かつ、ターゲットの誤検出率を下回る受信ＳＮＲに設定することが好ましい。即ち、パラメータｐ及びｑによって定まる離散時刻（ｐ，ｑ）のうち、数式（１３）を満たす離散時刻（ｒ，ｓ）である推定結果ＤＯＵＴｒ（ｓ，ｍ）を一致判定範囲抽出部２８に出力する（Ｓ１１）。ここで、パラメータｐ及びｑによって定める離散時刻は、測定時間又はサンプルタイミングと呼んでも良い。
【０１４７】
【数１３】
【０１４８】
一致判定範囲抽出部２８は、受信信号レベル判定部２７により出力された推定結果ＤＯＵＴｒ（ｓ，ｍ）を入力する。一致判定範囲抽出部２８は、各離散時刻（ｒ，ｓ）の前後の測定時刻に相当するサンプリングレートＮｓに応じた所定の時間範囲、具体的には相関広がり範囲（２Ｎｓ−１）の２倍の個数に相当する各推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）のうち、ＤＯＵＴｒ（ｓ，ｍ）として抽出されたものの集合を、一致判定範囲の単位として一致判定部２９に出力する（Ｓ１２）。
【０１４９】
この一致判定範囲抽出部２８により出力される一致判定範囲の単位に相当する各推定結果の集合は、図９に示した各推定結果の順序によって抽出される。
【０１５０】
また、一致判定範囲抽出部２８は、一致判定範囲の単位の個数分の各推定結果の集合を、相関広がり範囲（２Ｎｓ−１）に応じてｃｅｉｌ［（２Ｎｓ−１）／２］ずつシフトしたものを更に抽出する（Ｓ１３）。以下、一致判定範囲抽出部２８によりｗ番目に抽出された一致判定範囲の各推定結果を、ＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ）と表記する。
【０１５１】
更に、一致判定範囲抽出部２８は、抽出を、送信周期Ｔｒにおける離散時刻の終了時までの離散サンプル値に対する推定結果ＤＯＵＴＮｓ（（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ，ｍ）まで繰り返す（Ｓ１３）。同様に、これらの抽出された各一致判定範囲は、一致判定部２９に出力される。
【０１５２】
なお、ｃｅｉｌ［（２Ｎｓ−１）／２］は、（２Ｎｓ−１）／２の小数点以下を整数値に切り上げるための演算子である。例えば、Ｎｓ＝２では、ｃｅｉｌ［（２Ｎｓ−１）／２］＝ｃｅｉｌ［１．５］となり、一致判定範囲抽出部２８により一致判定範囲の抽出には、各推定結果が２つシフトされることになる。
【０１５３】
この抽出された各一致判定範囲の単位に相当する各推定結果の集合は、図１０に示される。図１０には、Ｎｓ＝２である第ｗ番目、第（ｗ＋１）番目及び第（ｗ＋２）番目の一致判定範囲が、それぞれ示されている。パラメータｗは自然数である。
【０１５４】
更に、一致判定範囲抽出部２８は、ステップＳ１３により抽出された一致判定範囲の単位に相当する各推定結果の集合を、例えば３つのブロック（Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３）に分割する（Ｓ１４）。この各推定結果が分割された例が、図１１に示されている。例えば、均等に３分割することが困難なので、図１１（ｂ）及び図１１（ｃ）に示す様に、中心となるブロックＢ２に多くの各推定結果が含まれる様に分割されることが好ましい。
【０１５５】
ステップＳ１５以降の動作は、一致判定部２９の動作であり、ステップＳ１２及びＳ１３により抽出されたＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ）に対して行われる動作である。
【０１５６】
一致判定部２９は、一致判定範囲抽出部２８により出力された第ｗ番目の一致判定範囲ＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ）に含まれる各推定結果の集合を用いて、レーダ装置１からターゲットへの到来方向推定結果の一致性を判定する。更に、一致判定部２９は、ステップＳ１２及びＳ１３により抽出された或る送信周期Ｔｒにおける全ての一致判定範囲に対してステップＳ１５の動作を繰り返す。以下、ステップＳ１５の動作の詳細について説明する。
【０１５７】
一致判定部２９は、第ｗ番目の一致判定範囲ＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ）に含まれ、且つ、数式（１０）を満たす各推定結果のうち、最大の受信電力推定結果（ＰＯＷｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ））を含む推定結果を選択する（Ｓ１５−１）。一致判定部２９は、選択された推定結果の最大の受信電力推定結果を得るときの離散時刻（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）が、ステップＳ１４により分割された中心のブロックＢ２の各推定結果における離散時刻であるか否かを判定する（Ｓ１５−２）。
【０１５８】
中心のブロックＢ２の各推定結果における離散時刻でないと判定されたとする（Ｓ１５−２、ＮＯ）。一致判定部２９は、第ｗ番目の一致判定範囲ＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ）に対する動作を終了し、次の第（ｗ＋１）番目の一致判定範囲ＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ＋１）に対してステップＳ１５の動作を行う（Ｓ１５−４）。
【０１５９】
中心のブロックＢ２の各推定結果における離散時刻であると判定されたとする（Ｓ１５−２、ＹＥＳ）。一致判定部２９は、測定時間（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）の到来方向推定結果ＤＯＡｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ）と時間的に連続する前後の離散時刻の離散サンプル値に対する到来方向推定結果との差の絶対値が所定値未満か否かを判定する（Ｓ１５−３）。
【０１６０】
この所定値は、レーダ装置１の距離分解能ΔＲ（数式（１）参照）以内に複数のターゲットが存在するか否かを判定するための閾値とされる。
【０１６１】
ステップＳ１５−３において差の絶対値が所定値未満であると判定されたとする（Ｓ１５−３、ＹＥＳ）。一致判定部２９は、レーダ装置１の距離分解能ΔＲ以内に複数のターゲットが存在しないと判定する（Ｓ１５−５）。更に、一致判定部２９は、最大の受信電力推定結果と、最大の受信電力推定結果を含む推定結果における到来方向推定結果とを、高分解能到来方向推定結果（図８参照）として出力する。
【０１６２】
ステップＳ１５−３において差の絶対値が所定値以上であると判定されたとする（Ｓ１５−３、ＮＯ）。一致判定部２９は、レーダ装置１の距離分解能ΔＲ以内に複数のターゲットが存在すると判定する（Ｓ１５−６）。更に、一致判定部２９は、最大の受信電力ＰＯＷｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ）を中心として時間的に前後の各相関広がり範囲（２Ｎｓ−１）における各推定結果のうち、到来方向推定結果の一致性が高いものが存在するか否かを判定する（Ｓ１５−７）。
【０１６３】
到来方向推定結果の一致性が高いとは、複数のターゲットがいると判定された後において、各ターゲットに対するレーダ装置１における到来方向推定結果の信頼性が高いということを意味する。例えば複数のターゲットとして、ターゲットＡ及びターゲットＢがいるとする。到来方向推定結果の一致性が高いと、ターゲットＡ及びターゲットＢによりそれぞれ反射された反射波の信号の到来における相対遅延は、パルス幅Ｔｐ以上となる。ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果とが重複しないことになる。
【０１６４】
反対に、到来方向推定結果の一致性が高くないと、ターゲットＡ及びターゲットＢによりそれぞれ反射された反射波の信号の到来における相対遅延は、パルス幅Ｔｐ未満となる。ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果とが重複することになる。
【０１６５】
ステップＳ１５−７において到来方向推定結果の一致性が高いものが存在すると判定されたとする（Ｓ１５−７、ＹＥＳ）。一致判定部２９は、最大の受信電力を中心として時間的に前後の各相関広がり範囲における各推定結果のうち、到来方向推定結果の一致性が高いものを高分解能到来方向推定結果（図８参照）として出力する（Ｓ１５−８）。
【０１６６】
ステップＳ１５−７において到来方向推定結果の一致性が高いものが存在しないと判定されたとする（Ｓ１５−７、ＮＯ）。一致判定部２９は、最大の受信電力推定結果を中心として、時間的に前後の各相関広がり範囲における各推定結果から、数式（１０）を満たす離散時刻のうち最も時間的に離れている離散時刻における到来方向推定結果を出力する（Ｓ１５−９）。
【０１６７】
ここで、レーダ装置１の距離分解能以下の範囲に複数のターゲットが存在するので、図１２に示す様に、各ターゲットからの各反射波の信号が、１．０パルス幅Ｔｐ以下の相対遅延時間以内に到来したとする。
【０１６８】
例えば、図１２（ａ）に示す様に、各ターゲットからの各反射波の信号の到来における相対遅延が１．０パルス幅Ｔｐであるとする。レーダ装置１は、各反射波の信号が合成されていない離散時刻における相関値を用いた到来方向推定結果（同図の符号Ｃ１，Ｃ２）を選択する。これにより、レーダ装置１は、レーダ装置１の距離分解能以内に存在する複数のターゲットを分離して検出することができ、ターゲットの到来方向の推定精度を向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１６９】
また、例えば図１２（ｂ）及び図１２（ｃ）に示す様に、各ターゲットからの各反射波の信号の到来における相対遅延が０．５パルス幅（Ｔｐ／２）又は０．３…パルス幅（Ｔｐ／３）であるとする。レーダ装置１は、各反射波の信号の合成の影響が小さい離散時刻における相関値を用いた到来方向推定結果（図１２（ｂ）の符号Ｃ３，Ｃ４，図１２（ｃ）の符号Ｃ５，Ｃ６）を選択する。これにより、レーダ装置１は、レーダ装置１の距離分解能以内に存在する複数のターゲットを分離して検出することができ、ターゲットの到来方向の推定精度を向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１７０】
上述した第１の実施形態のレーダ装置１の効果について、図１５を参照して説明する。図１５は、高分解能処理部２６の推定結果を模式的に示した説明図である。同図（ａ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅１．５Ｔｐとした説明図である。同図（ｂ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐとした説明図である。同図（ｃ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／２とした説明図である。同図（ｄ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／３とした説明図である。
【０１７１】
図１４においては、ターゲットＡからの反射波の信号の受信信号レベルと、ターゲットＢからの反射波の信号の受信信号レベルとが、ほぼ等しいと想定されている。即ち、ターゲットＡ及びターゲットＢは、レーダ装置１の距離分解能程度の範囲に存在することが想定されている。図１４の丸印（○）の中心点の座標は到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）、丸印の大きさは受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）の大きさを表している。
【０１７２】
ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐよりも大きい時間である１．５Ｔｐであるとする（図１５（ａ）参照）。ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲が交わることがない。即ち、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲における各到来方向推定結果が一致し、レーダ装置１は、各到来方向推定結果をターゲットＡ，Ｂの真値として推定することができる。
【０１７３】
ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅１．０Ｔｐに等しいとする（図１５（ｂ）参照）。ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とが交わる離散時刻が発生する。この離散時刻においては、ターゲットＡに対する到来方向推定結果とターゲットＢに対する到来方向推定結果とがベクトル的に合成される。このため、離散時刻における受信電力推定結果が高くなることがあるが、この受信電力推定結果及び到来方向推定結果は誤ったものとなる可能性が高い。
【０１７４】
従来のレーダ装置では、受信電力推定結果が高い離散時刻における到来方向推定値を選択し、又は、この離散時刻の前後の離散時刻における到来方向推定結果を合成したものを最終的な推定結果としていた。このため、従来のレーダ装置では、レーダ装置の距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットに対する到来方向推定結果に対する推定誤差が大きくなる。
【０１７５】
本発明に係るレーダ装置１では、高分解能処理部２６は、上述したステップＳ１５−８の動作を行う。従って、レーダ装置１は、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲が交わっていない離散時刻における到来方向推定結果を、受信電力推定値としては劣っていても選択して出力することができる。これにより、レーダ装置１によれば、距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向推定精度を向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１７６】
ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐ／２に等しいとする（図１５（ｃ）参照）。同様に、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とが交わる離散時刻が発生する。この離散時刻においては、ターゲットＡに対する到来方向推定結果とターゲットＢに対する到来方向推定結果とがベクトル的に合成される。このため、離散時刻における受信電力推定結果が高くなることがあるが、この受信電力推定結果及び到来方向推定結果は誤ったものとなる可能性が高い。
【０１７７】
従来のレーダ装置では、受信電力推定結果が高い離散時刻における到来方向推定値を選択し、又は、この離散時刻の前後の離散時刻における到来方向推定結果を合成したものを最終的な推定結果としていた。このため、従来のレーダ装置では、レーダ装置の距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットに対する到来方向推定結果に対する推定誤差が大きくなる。
【０１７８】
本発明に係るレーダ装置１では、高分解能処理部２６は、上述したステップＳ１５−９の動作を行う。従って、レーダ装置１は、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲が交わっていない最も時間的に離散した離散時刻における到来方向推定結果を選択して出力する。これにより、レーダ装置１によれば、距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向推定精度を向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１７９】
ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐ／３に等しいとする（図１５（ｄ）参照）。同様に、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とが交わる離散時刻が発生する。この離散時刻においては、ターゲットＡに対する到来方向推定結果とターゲットＢに対する到来方向推定結果とがベクトル的に合成される。このため、離散時刻における受信電力推定結果が高くなることがあるが、この受信電力推定結果及び到来方向推定結果は誤ったものとなる可能性が高い。
【０１８０】
従来のレーダ装置では、受信電力推定結果が高い離散時刻における到来方向推定値を選択し、又は、この離散時刻の前後の離散時刻における到来方向推定結果を合成したものを最終的な推定結果としていた。このため、従来のレーダ装置では、レーダ装置の距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットに対する到来方向推定結果に対する推定誤差が大きくなる。
【０１８１】
本発明に係るレーダ装置１では、高分解能処理部２６は、上述したステップＳ１５−９の動作を行う。従って、レーダ装置１は、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲が交わっていない最も時間的に離散した離散時刻における到来方向推定結果を選択して出力する。これにより、レーダ装置１によれば、距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向推定精度を向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１８２】
更に、第１の実施形態のレーダ装置１では、上述した特許文献１に開示されているフィルタバンクを用いることがないため、レーダ装置１の回路規模の増大を抑制することができる。
【０１８３】
なお、第１の実施形態においては、相関広がり範囲として（２Ｎｓ−１）として説明した。但し、複数の各ターゲットからの反射波の信号のレーダ受信部３における受信タイミング（到来タイミング）がレーダ受信部３のサンプリングレートに一致しないことも考慮して、相関広がり範囲を２Ｎｓとしても良い。
【０１８４】
〔第１の実施形態の変形例１〕
第１の実施形態の変形例１では、第１の実施形態のレーダ装置１の高分解能処理部２６の一致判定部２９のステップＳ１５−９の動作を、後述する動作に置き換える。この置き換えられた動作を除く第１の実施形態の変形例１のレーダ装置の他の動作は第１の実施形態のレーダ装置１と同様であるため、以下、置き換える動作の内容のみ説明し、置き換えられた動作を除く他の動作の説明は省略する。
【０１８５】
第１の実施形態の変形例１のレーダ装置では、一致判定部は、第１の実施形態のレーダ装置１の高分解能処理部２６の一致判定部２９のステップＳ１５−９に対応して、次の様な動作を行う。
【０１８６】
具体的には、一致判定部は、最大の受信電力推定結果を中心として、数式（１３）を満たす離散時刻のうち時間的に前側の相関広がり範囲からもっとも離れた離散時刻における到来方向推定結果ＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）を選択する。更に、一致判定部は、最大の受信電力推定結果を中心として、数式（１３）を満たす離散時刻のうち時間的に後側の相関広がり範囲からもっとも離れた離散時刻における到来方向推定結果ＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）を選択する。
【０１８７】
更に、一致判定部は、最大の受信電力推定結果を得るときの離散時刻（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）における到来方向推定結果ＤＯＡｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ）を用いて、選択された到来方向推定結果ＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）及びＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）を外挿的に補正する。
【０１８８】
この外挿的な補正は、数式（１４）及び数式（１５）に示す様に行われる。一致判定部は、補正された到来方向推定結果ｃＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）及びｃＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）を高分解能到来方向推定結果（図８参照）として出力する。外挿的な補正は、例えば線形補間が用いられている。パラメータαは所定の係数である。
【０１８９】
【数１４】
【０１９０】
【数１５】
【０１９１】
なお、パラメータαは固定値でも良いが、各離散時刻（ｐ１，ｑ１）,（ｐ２，ｑ２），（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）における受信電力推定結果ＰＯＷｐ１（ｑ１，ｍ），ＰＯＷｐ２（ｑ２，ｍ）及びＰＯＷｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ）によって重み付けした可変値としても良い。また、数式（１４）及び数式（１５）において、ΔＴ［（ｐ１，ｑ１）−（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）]は、離散時刻（ｐ１，ｑ１）と離散時刻（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）の時間差を表す。
【０１９２】
図１６は、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置の高分解能処理部の推定結果を模式的に示した説明図である。図１６において、上述した外挿的な補正によって演算された到来方向推定結果ｃＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）及びｃＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）は、黒丸印（●）により表されている。但し、パラメータα＝１とする。
【０１９３】
以上により、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置は、上述した外挿的な補正によって、第１の実施形態のレーダ装置１に比べて、各ターゲットの方向推定精度をより向上することができる。特に、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐ／３に等しいと顕著である。
【０１９４】
また、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延が、パルス幅Ｔｐ／２又はＴｐ／３に等しいのであれば、上述した図１３のステップＳ１５−９と外挿的な補正との動作とを併用しても良い。
【０１９５】
具体的には、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐ／３程度であるとする。一致判定部は、最大の受信電力推定結果を中心として、数式（１３）を満たす離散時刻のうち時間的に前側の相関広がり範囲からもっとも離れた離散時刻における到来方向推定結果ＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）を選択する。更に、一致判定部は、最大の受信電力推定結果を中心として、数式（１０）を満たす離散時刻のうち時間的に後側の相関広がり範囲からもっとも離れた離散時刻における到来方向推定結果ＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）を選択する。
【０１９６】
更に、一致判定部は、最大の受信電力推定結果を得るときの離散時刻（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）における到来方向推定結果ＤＯＡｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ）を用いて、選択された到来方向推定結果ＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）及びＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）を外挿的に補正する。
【０１９７】
一方、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐ／２程度であるとする。一致判定部は、最大の受信電力推定結果を中心として、時間的に前後の各相関広がり範囲における各推定結果から、数式（１０）を満たす離散時刻のうち最も離散している離散時刻における到来方向推定結果を出力する。
【０１９８】
これにより、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置よりも、更に各ターゲットの方向推定精度をより向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１９９】
〔第１の実施形態の変形例２〕
第１の実施形態の変形例２では、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３におけるＮｓ倍のオーバーサンプルの代わりに、レーダ送信部２における送信符号の出力タイミングを所定のサンプリングレートを用いて送信周期Ｔｒ毎に周期的にシフトする。
【０２００】
図１７は、第１の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｘの内部構成を詳細に示すブロック図である。図１８は、第１の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｘの動作に関するタイミングチャートである。
【０２０１】
レーダ装置１ｘと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のものには、同一の符号が付されている。以下、レーダ装置１ｘの構成及び動作の説明において、同一の構成及び動作の内容に関しては省略し、レーダ装置１の構成及び動作と異なる内容に関して説明する。なお、以下の説明において、サンプリングレートＮｓは、Ｎｓ＝２であるとするが、Ｎｓ＝２に限定されない。
【０２０２】
図１７において、レーダ装置１ｘは、送信タイミング制御部３３、送信アンテナＡＮ１と接続されるレーダ送信部２ｘ、及び、各受信アンテナＡＮ２ａ〜ＡＮ２ｄと接続される各アンテナ系統処理部１１ａｘ〜１１ｄｘ（不図示、以下同様）を有するレーダ受信部３を備える。なお、レーダ送信部２ｘ及びレーダ受信部３ｘは、共に基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏから信号が供給され、レーダ送信部２ｘ及びレーダ受信部３ｘの処理の同期が揃うようになっている。
【０２０３】
（レーダ送信部）
次に、レーダ送信部２ｘの各部の構成について説明する。
【０２０４】
レーダ送信部２ｘは、図１７に示す様に、送信信号生成部４ｘ及び送信ＲＦ部５を備える。送信信号生成部４ｘは、符号生成部６、変調部７、ＬＰＦ８、遅延器３１及び送信タイミング切換部３２を備える。
【０２０５】
次に、レーダ送信部２ｘの各部の動作について説明する。
【０２０６】
送信信号生成部４ｘは、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。送信信号生成部４ｘの各部は、生成された信号に基づいて動作する。
【０２０７】
変調部７により生成されたベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）は、ＬＰＦ８を介して、遅延器３１及び送信タイミング切換部３２に出力される。
【０２０８】
遅延器３１は、ＬＰＦ８を介して出力された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）に対して、所定の遅延時間ΔＤの遅延を与え、遅延時間ΔＤを与えられた送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を送信タイミング切換部３２に出力する。この所定の遅延時間ΔＤに関しては、数式（１６）が成立する。
【０２０９】
【数１６】
【０２１０】
送信タイミング切換部３２は、ＬＰＦ８を介して出力された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）及び遅延器３１により出力された送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）を入力する。送信タイミング切換部３２は、送信タイミング制御部３３により出力された送信タイミング制御信号に応じて、ＬＰＦ８を介して出力された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）又は遅延器３１により出力された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）の出力を切り換える。送信タイミング切換部３２は、切り換えによって選択された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を送信ＲＦ部５に出力する。
【０２１１】
送信タイミング制御部３３は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に基づいて動作する。送信タイミング制御部３３は、信号に基づいて、送信周期Ｔｒ毎若しくは送信周期Ｔｒの整数倍毎に、送信タイミング切換部３２の出力を切り換える旨の送信タイミング制御信号を、送信タイミング切換部３２及び相関値演算入力切換部３４ａに出力する。なお、この送信タイミング制御信号には、相関値演算入力切換部３４ａの出力を切り換える旨の信号が含まれる。
【０２１２】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部３ｘの各部の構成について説明する。レーダ受信部３ｘには、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、複数の例えば４つのアレーアンテナが構成されている。更に、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、アレーアンテナを構成する各受信アンテナはアンテナ系統処理部毎に設けられている。
【０２１３】
レーダ受信部３ｘは、図１７に示す様に、アレーアンテナを構成する受信アンテナの本数に対応して設けられた４つのアンテナ系統処理部１１ａｘ〜１１ｄｘ、第１到来時間方向推定部２４、第２到来時間方向推定部２５及び高分解能処理部２６を備える。以下の説明においては、４つのアンテナ系統処理部１１ａｘ〜１１ｄｘの各部の構成及び動作は同様であるため、アンテナ系統処理部１１ａｘを例示して説明する。
【０２１４】
アンテナ系統処理部１１ａｘは、受信アンテナＡＮ２ａが接続された受信ＲＦ部１２ａ、及び信号処理部１３ａｘを備える。受信ＲＦ部１２ａは、増幅器１４ａ、周波数変換部１５ａ及び直交検波部１６ａを備える。信号処理部１３ａｘは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａ、相関値演算入力切換部３４ａ、第１相関値演算部２０ａ、第２相関値演算部２１ａ、第１加算処理部２２ａ及び第２加算処理部２３ａを備える。レーダ受信部３ｘは、各送信周期Ｔｒを信号処理部１３ａｘ〜１３ｄｘ（不図示、以下同様）における信号処理区間として周期的に演算する。
【０２１５】
次に、レーダ受信部３ｘの各部の動作について説明する。
【０２１６】
Ａ／Ｄ変換部１７ａにより変換されたデジタルデータの同相信号成分、及びＡ／Ｄ変換部１８ａにより変換されたデジタルデータの直交信号成分は、相関値演算入力切換部３４ａに出力される。
【０２１７】
相関値演算入力切換部３４ａは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ及びＡ／Ｄ変換部１８によりそれぞれ出力されたデジタルデータの同相信号成分及び直交信号成分を入力する。相関値演算入力切換部３４ａは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａのサンプリングレートＮｓに応じて、入力された同相信号成分及び直交信号成分からなる複素数ｘ（ｋ，Ｍ）の出力を、送信タイミング制御部３３により出力された送信タイミング制御信号に応じて、離散時刻毎に順次切り換える。相関値演算入力切換部３４ａは、切り換えによって選択された複素数ｘ（ｋ，Ｍ）を、第１相関値演算部２０ａ又は第２相関値演算部２１ａに出力する。
【０２１８】
図１８には、送信タイミング制御信号、高周波送信信号、遅延時間τ１の受信信号、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａのサンプルタイミング、及び相関値演算入力切換部３４ａの出力先がそれぞれ示されている。
【０２１９】
図１８に示す様に、送信タイミング制御信号が遅延器３１からの出力を選択しないと（遅延器出力ＯＦＦ）、送信周期Ｔｒの開始タイミングに同期して、符号送信区間Ｔｗにわたって高周波送信信号が送信される。一方、送信タイミング制御信号が遅延器３１からの出力を選択すると（遅延器出力ＯＮ）、送信周期Ｔｒの開始タイミングから上述した遅延時間ΔＤだけ遅延して、符号送信区間Ｔｗにわたって高周波送信信号が送信される。
【０２２０】
従って、遅延器出力ＯＦＦでは、レーダ装置１ｘは、送信周期Ｔｒの開始タイミングから遅延時間τ１のタイミングにおいて、高周波送信信号の受信を開始する。一方、遅延器出力ＯＮでは、レーダ装置１ｘは、送信周期Ｔｒの開始タイミングから遅延時間（τ１＋ΔＤ）のタイミングにおいて、高周波送信信号の受信を開始する。
【０２２１】
これに対し、送信周期Ｔｒに同期して整数倍のサンプリングが行われるため、遅延器出力ＯＦＦと遅延器出力ＯＮとでは、Ａ／Ｄ変換器１７ａ，１８ｂのサンプルタイミングは、遅延時間ΔＤ（数式（１３）参照）だけずれる。遅延時間ΔＤをパルス幅Ｔｐより小さい値に設定することで、第１の実施形態のサンプリングレートＮｓを用いた離散サンプル値を等価的に得ることができる。
【０２２２】
相関値演算入力切換部３４ａは、遅延器出力ＯＦＦの離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）を、第１相関値演算部２０ａへ出力し、遅延器出力ＯＮの離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）を、第Ｎｓ（＝２）番目の相関演算部（第２相関値演算部２１ａ）へ出力する。以降の動作は、第１の実施形態と同様である。
【０２２３】
以上により、第１の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｘは、レーダ受信部３ｘのＡ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａのサンプルタイミングよりも細かい単位を用いて、ターゲットからの反射波を受信することができる。これにより、レーダ装置１ｘによれば、ターゲットからの反射波の受信時におけるサンプリングレート（オーバーサンプル数）を等価的に高めることができる。
【０２２４】
これにより、レーダ装置１ｘでは、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３において得られたＡ／Ｄ変換のサンプリングレートと同様なサンプリングレートを、より低速なＡ／Ｄ変換部を用いることでも達成することができる。
【０２２５】
一般的にＡ／Ｄ変換部は、より低速なサンプリングレートを有すれば、量子化ビット数を高めることが、より容易となる。このため、レーダ受信部３ｘにおける受信ダイナミックレンジを高めることができ、車両／歩行者を含めたターゲットの検出精度を高めることができる。更に、低速なサンプリングレートを有するＡ／Ｄ変換部を用いることで、レーダ装置１ｘにおける消費電力を低減することができる。
【０２２６】
〔第１の実施形態の変形例３〕
第１の実施形態の変形例３では、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３のＳ／Ｐ変換部１９ａの代わりに、低速なサンプリングレートを有するＡ／Ｄ変換部を更に２つ用いる。
【０２２７】
図１９は、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｙのレーダ受信部３ｙにおける第１アンテナ系統処理部１１ａｙの内部構成を詳細に示すブロック図である。図２０は、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｙのレーダ受信部３ｙにおける第１アンテナ系統処理部１１ａｙにおける各Ａ／Ｄ変換部の動作に関するタイミングチャートである。
【０２２８】
レーダ装置１ｙと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のものには、同一の符号が付されている。レーダ装置１ｙのレーダ送信部の構成は、図４に示された第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ送信部２と同様であり、図１９にはレーダ装置１ｙのレーダ送信部の構成は省略している。
【０２２９】
以下、レーダ装置１ｙの構成及び動作の説明において、同一の構成及び動作の内容に関しては省略し、レーダ装置１の構成及び動作と異なる内容に関して説明する。なお、以下の説明において、サンプリングレートＮｓは、Ｎｓ＝２であるとするが、Ｎｓ＝２に限定されない。
【０２３０】
レーダ装置１ｙのレーダ受信部３ｙと第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３とにおいて、第１アンテナ系統処理部１１ａｙが第１アンテナ系統処理部１１ａと異なる。その他の第１到来時間方向推定部２４、第２到来時間方向推定部２５及び高分解能処理部２６の構成及び動作は同様であるため、構成及び動作の説明は省略する。
【０２３１】
（アンテナ系統処理部）
次に、アンテナ系統処理部１１ａｙの各部の構成について説明する。なお、レーダ装置１ｙのレーダ受信部３ｙには、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、複数の例えば４つのアレーアンテナが構成されている。更に、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、アレーアンテナを構成する各受信アンテナはアンテナ系統処理部毎に設けられている。
【０２３２】
アンテナ系統処理部１１ａｙは、図１９に示す様に、受信アンテナＡＮ２ａが接続された受信ＲＦ部１２ａ、及び信号処理部１３ａｙを備える。受信ＲＦ部１２ａは、増幅器１４ａ、周波数変換部１５ａ及び直交検波部１６ａを備える。信号処理部１３ａｙは、遅延器３５ａ、４つのＡ／Ｄ変換部１７ａ１，１７ａ２，１８ａ１，１８ａ２、第１相関値演算部２０ａ、第２相関値演算部２１ａ、第１加算処理部２２ａ及び第２加算処理部２３ａを備える。アンテナ系統処理部１１ａｙは、各送信周期Ｔｒを信号処理部１３ａｙ〜１３ｄｙ（不図示、以下同様）における信号処理区間として周期的に演算する。
【０２３３】
次に、アンテナ系統処理部１１ａｙの各部の動作について説明する。
【０２３４】
遅延器３５ａは、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に対して、所定の遅延時間ΔＴＤの遅延を与え、遅延時間ΔＴＤを与えられた信号をＡ／Ｄ変換部１８ａ１，１８ａ２にそれぞれ入力する。この所定の遅延時間ΔＴＤに関しては、数式（１７）が成立する。
【０２３５】
【数１７】
【０２３６】
Ａ／Ｄ変換部１７ａ１は、直交検波部１６ａにより出力された同相信号に対し、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に同期したタイミングにおいて、２Ｔｐ／Ｎｓのサンプリングレートを用いてサンプリングする。Ａ／Ｄ変換部１７ａ１は、アナログデータの同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１７ａ１は、変換されたデジタルデータの同相信号成分を、第１相関値演算部２０ａに出力する。
【０２３７】
Ａ／Ｄ変換部１７ａ２は、直交検波部１６ａにより出力された直交信号に対し、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に同期したタイミングにおいて、２Ｔｐ／Ｎｓのサンプリングレートを用いてサンプリングする。これにより、Ａ／Ｄ変換部１７ａ２は、アナログデータの直交信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１７ａ２は、変換されたデジタルデータの直交信号成分を、第１相関値演算部２０ａに出力する。
【０２３８】
Ａ／Ｄ変換部１８ａ１は、直交検波部１６ａにより出力された同相信号に対し、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に対して遅延器３５ａから出力されたタイミングにおいて、２Ｔｐ／Ｎｓのサンプリングレートを用いてサンプリングする。これにより、Ａ／Ｄ変換部１８ａ１は、アナログデータの同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１８ａ１は、変換されたデジタルデータの同相信号成分を、第２相関値演算部２１ａに出力する。
【０２３９】
Ａ／Ｄ変換部１８ａ２は、直交検波部１６ａにより出力された直交信号に対し、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に対して遅延器３５ａから出力されたタイミングにおいて、２Ｔｐ／Ｎｓのサンプリングレートを用いてサンプリングする。これにより、Ａ／Ｄ変換部１８ａ２は、アナログデータの直交信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１８ａ２は、変換されたデジタルデータの直交信号成分を、第２相関値演算部２１ａに出力する。
【０２４０】
Ａ／Ｄ変換部１７ａ１，１７ａ２とＡ／Ｄ変換部１８ａ１，１８ａ２とのサンプルタイミングは、図２０に示す様に、数式（１７）によって示された遅延時間ΔＴＤの相対遅延がある。更に、Ａ／Ｄ変換部１７ａ１，１７ａ２とＡ／Ｄ変換部１８ａ１，１８ａ２は、それぞれサンプリングレート２Ｔｐ／Ｎｓを用いてサンプリングし、サンプリングされた離散サンプル値を第１相関値演算部２０ａ及び第２相関値演算部２１ａに出力する。
【０２４１】
従って、上述した遅延器３５ａ、Ａ／Ｄ変換部１７ａ１，１７ａ２，１８ａ１，１８ａ２により、第１の実施形態におけるサンプリングレートＴｐ／ＮｓのＡ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａ及びＳ／Ｐ変換部１９ａと同様な動作をすることが可能である。
【０２４２】
また、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｙでは、第１の実施形態のレーダ装置１に比べてＡ／Ｄ変換部は複数必要となる。しかし、レーダ装置１ｙでは、各Ａ／Ｄ変換部のサンプリングレートをより低速にすることができる。
【０２４３】
これにより、レーダ装置１ｙによれば、各Ａ／Ｄ変換部におけるＡ／Ｄ変換時の量子化精度を高める、即ち、量子化ビット数を多くすることが容易となり、レーダ装置１ｙにおける受信ダイナミックレンジを高めることができる。
【０２４４】
なお、図１９に示されたアンテナ系統処理部１１ａｙでは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ１，１７ａ２，１８ａ１，１８ａ２が設けられたが、更に多くのＡ／Ｄ変換部を設けても良く、同様な効果を得ることができる。このため、レーダ受信部３ｙにおける受信ダイナミックレンジを高めることができ、車両／歩行者を含めたターゲットの検出精度を高めることができる。更に、低速なサンプリングレートを有するＡ／Ｄ変換部を用いることで、レーダ装置１ｙにおける消費電力を低減することができる。
【０２４５】
〔第１の実施形態の変形例４〕
第１の実施形態の変形例４では、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３に到来時間方向選択部３６を更に設ける。この到来時間方向選択部３６を設けることで、第１到来時間方向選択部２４ｚ、第２到来時間方向選択部２５ｚ及び高分解能処理部２６の処理量及び処理時間を低減することができる。
【０２４６】
図２１は、第１の実施形態の変形例４のレーダ装置１ｚのレーダ受信部３ｚの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｚと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のものには、同一の符号が付されている。レーダ装置１ｚのレーダ送信部の構成は、図４に示された第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ送信部２と同様であり、図２１にはレーダ装置１ｚのレーダ送信部の構成は省略している。
【０２４７】
以下、レーダ装置１ｚの構成及び動作の説明において、同一の構成及び動作の内容に関しては省略し、レーダ装置１の構成及び動作と異なる内容に関して説明する。なお、以下の説明において、サンプリングレートＮｓは、Ｎｓ＝２であるとするが、Ｎｓ＝２に限定されない。
【０２４８】
レーダ装置１ｚのレーダ受信部３ｚでは、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３と比べて、到来時間方向選択部３６が更に設けられ、第１到来時間方向推定部２４ｚ及び第２到来時間方向選択部２５ｚがそれぞれ第１到来時間方向推定部２４及び第２到来時間方向推定部２５とが動作において異なる。その他の各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄに関しては、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３の各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄと同様のため、内容の説明は省略する。
【０２４９】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部３ｚの各部の構成について説明する。レーダ受信部３ｚには、複数の例えば４つのアレーアンテナが構成されている。
【０２５０】
レーダ受信部３ｚは、図２１に示す様に、アレーアンテナを構成する受信アンテナの本数に対応して設けられた４つのアンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄ、第１到来時間方向推定部２４ｚ、第２到来時間方向推定部２５ｚ、到来時間方向選択部３６、及び高分解能処理部２６を備える。以下の説明において、必要に応じて、４つのアンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄのうち、アンテナ系統処理部１１ａを例示して説明する。
【０２５１】
レーダ装置１ｚのレーダ受信部３ｚにおいて、第１加算処理部２２ａにより出力された平均第１相関値ａｖｅＡＣ１（ｑ，Ｍ）は、第１到来時間方向推定部２４ｚ及び到来時間方向選択部３６に出力される。なお、第２加算処理部２３ａにより出力された平均第２相関値ａｖｅＡＣ２（ｑ，Ｍ）は、第２到来時間方向推定部２５ｚに出力される。
【０２５２】
なお、図２１に示す様に、他のアンテナ系統処理部１１ｂ〜１１ｄの各第１加算処理部により出力された平均第１相関値は、それぞれ第１到来時間方向推定部２４ｚ及び到来時間方向選択部３６に出力される。なお、他のアンテナ系統処理部の各第２加算処理部により出力された平均第２相関値は、それぞれ第２到来時間方向推定部２５ｚに出力される。
【０２５３】
到来時間方向選択部３６は、各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの各第１加算処理部により出力された各平均第１相関値に基づいて、ターゲットからの反射波の信号が所定の受信信号レベルより高い離散時刻を選択する。到来時間方向選択部３６は、選択された離散時刻、及び離散時刻の時間的に前後の離散時刻を含む選択離散時刻情報を、第１到来時間方向推定部２４ｚ及び第２到来時間方向推定部２５ｚにそれぞれ出力する。
【０２５４】
以下、到来時間方向選択部３６の動作について詳細に説明する。
【０２５５】
到来時間方向選択部３６は、各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの各第１加算処理部により出力された各平均第１相関値を入力する。到来時間方向選択部３６は、入力された各平均第１相関値に基づいて、各離散時刻（ｚ，ｑ）におけるアレーアンテナの平均受信電力を、数式（１８）に従って演算する。パラメータｑは、ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏである。
【０２５６】
【数１８】
【０２５７】
到来時間方向選択部３６は、数式（１８）に従って演算された平均受信電力が所定の受信電力Ｌｐよりも大きい離散時刻（ｚ，ｑｓ）を選択する。パラメータｑｓは、ｑｓ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏのうち、数式（１９）を満たす離散時刻である。
【０２５８】
【数１９】
【０２５９】
到来時間方向選択部３６は、選択された離散時刻（ｚ，ｑｓ）と、離散時刻（ｚ，ｑｓ）と時間的に前後する離散時刻（ｚ，ｑｓ−１）及び（ｚ，ｑｓ＋１）を含む離散時刻の情報を選択離散時刻情報として、第１到来時間方向推定部２４ｚ及び第２到来時間方向推定部２５ｚに出力する。以下では、上記の離散時刻の情報を（ｑ，ｍ）として記載する。（ｑ，ｍ）には、数式（１９）を満たすことを条件に選択された離散時刻（ｚ，ｑｓ）と、離散時刻（ｚ，ｑｓ）と時間的に前後する離散時刻（ｚ，ｑｓ−１）及び（ｚ，ｑｓ＋１）を含む。
【０２６０】
第１到来時間方向推定部２４ｚは、各アンテナ系統処理部の第１加算処理部により出力された平均第１相関値のうち、到来時間方向選択部３６により出力された選択離散時刻情報に含まれる離散時刻（ｑ，ｍ）における平均第１相関値を抽出する。第１到来時間方向推定部２４ｚは、抽出された平均第１相関値に基づいて、ターゲットからの反射波の受信電力を推定し、それに基づき到来時間を測定する。さらに選択された離散時刻毎に、レーダ装置１ｚからターゲットまでの到来方向を推定演算する。
【０２６１】
この推定演算の結果（推定結果）には、到来時間方向選択部３６により出力された選択離散時刻情報に含まれる各離散時刻（ｑ，ｍ）における最大受信電力方向の到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）と、受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）とが含まれる。第１到来時間方向推定部２４ｚは、推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を高分解能処理部２６に出力する。ここでは、ｐ＝１である。
【０２６２】
同様に、第２到来時間方向推定部２５ｚは、各アンテナ系統処理部の第２加算処理部により出力された平均第２相関値のうち、到来時間方向選択部３６により出力された選択離散時刻情報に含まれる各離散時刻（ｑ，ｍ）における平均第２相関値を抽出する。第２到来時間方向推定部２５ｚは、抽出された平均第２相関値に基づいて、ターゲットからの反射波の受信電力を推定し、それに基づき到来時間を測定する。さらに選択された離散時刻毎に、レーダ装置１ｚからターゲットまでの到来方向を推定演算する。
【０２６３】
この推定演算の結果（推定結果）には、到来時間方向選択部３６により出力された選択離散時刻情報に含まれる各離散時刻（ｑ，ｍ）における最大受信電力方向の到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）と、受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）とが含まれる。第２到来時間方向推定部２５ｚは、推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を高分解能処理部２６に出力する。ここでは、ｐ＝２である。
【０２６４】
高分解能処理部２６は、第１到来時間方向推定部２４ｚ及び第２到来時間方向推定部２５ｚにより出力された選択離散時刻情報の各離散時刻（ｑ，ｍ）における最大受信電力方向の到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）と受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）である各推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を入力する。ここでは、ｐ＝１，２である。以下の高分解能処理部２６の動作の説明は、上述した第１の実施形態のレーダ装置１の高分解能処理部２６と同様であるため省略する。
【０２６５】
以上により、各到来時間方向推定部は、全ての離散時刻ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏから数式（１９）を満たす平均受信電力を基に選択された一部の離散時刻についてのみターゲットを到来方向推定する。これにより、レーダ装置１ｚによれば、ターゲット検出率の劣化を防ぎつつ、推定処理量及び推定処理時間を低減することができる。
【０２６６】
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明のレーダ装置はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【０２６７】
なお、第１の実施形態の変形例４において、到来時間方向選択部３６は、上述した数式（１６）を満たす離散時刻（ｚ，ｑ）を選択する代わりに、次の様な処理を行っても良い。具体的には、到来時間方向選択部３６は、数式（１８）に従って演算された平均受信電力ａｖｅ＿Ｐ（ｑ，ｍ）から、最も大きい平均受信電力から順にＮ＿Ｌｐ個の各平均受信電力を得るときの各離散時刻を選択する。この選択された各離散時刻を（ｚ、ｑｓ’））として表す。パラメータｑｓ’は、離散時刻ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏを平均受信電力ａｖｅ＿Ｐ（ｑ，ｍ）の大きい順に並べ替えたうちの、上位Ｎ＿Ｌｐ個の離散時刻である。
【０２６８】
これにより、各到来時間方向推定部の到来方向推定処理における離散時刻の上限が固定化されることになるため、レーダ装置１ｚにおいて最大限必要となる推定処理量及び推定処理時間を抑えることができる。
【０２６９】
なお、ターゲットまでの距離RTは、その到来時間推定結果ＴＯＡを基に、ＲＴ＝Ｃ×ＴＯＡ／２として変換することが可能であるため、本実施例における到来時間推定を到来距離推定と置き換えても良い。ここで、パラメータＣは光の速度を示す。
【産業上の利用可能性】
【０２７０】
本発明は、距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向推定精度を向上するレーダ装置として有用である。
【符号の説明】
【０２７１】
１、１ｘ、１ｙ、１ｚ レーダ装置
２、２ｘ レーダ送信部
３、３ｘ、３ｚ レーダ受信部
４、４ｒ、４ｘ 送信信号生成部
５ 送信ＲＦ部
６ 符号生成部
７、７ｒ 変調部
８、８ｒ ＬＰＦ
９、１５ａ 周波数変換部
１０、１４ａ 増幅器
１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ａｘ、１１ａｙ、１１ｂｘ、１１ｃｘ、１１ｄｘ アンテナ系統処理部
１２ａ 受信ＲＦ部
１３ａ、１３ａｘ、１３ａｙ 信号処理部
１６ａ 直交検波部
１７ａ、１７ａ１、１７ａ２、１８ａ、１８ａ１、１８ａ２ Ａ／Ｄ変換部
１９ａ Ｓ／Ｐ変換部
２０ａ 第１相関値演算部
２１ａ 第２相関値演算部
２２ａ 第１加算処理部
２３ａ 第２加算処理部
２４、２４ｚ 第１到来時間方向推定部
２５、２５ｚ 第２到来時間方向推定部
２６ 高分解能処理部
２７ 受信信号レベル判定部
２８ 一致判定範囲抽出部
２９ 一致判定部
３１、３５ａ 遅延器
３２ 送信タイミング切換部
３３ 送信タイミング制御部
３４ａ 相関値演算入力切換部
３６ 到来時間方向選択部
ＡＮ１ 送信アンテナ
ＡＮ２ａ 受信アンテナ
ＣＭ 送信符号記憶部
ＣＴ３ 送信符号制御部
Ｌｏ 基準信号発振器
Ｔｐ パルス幅
Ｔｒ 送信周期
Ｔｗ 送信区間
τ１、τ２ 遅延時間
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ターゲットに反射された反射波の信号を受信アンテナにより受信してターゲットを検出するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
レーダ装置は、測定地点から電波を空間に放射し、ターゲットに反射された反射波の信号を受信して、測定地点とターゲットとの距離、方向の少なくとも１つ以上を測定する。特に近年、マイクロ波又はミリ波を含む波長の短い電波を用いて高分解能に測定することで、自動車だけでなく歩行者も含めてターゲットとして検出可能なレーダ装置の開発が進められている。
【０００３】
また、レーダ装置は、近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信することがある。特に、近距離に存在するターゲットからの反射波の信号により、レンジサイドローブが生じるので、レンジサイドローブと遠距離に存在するターゲットからの反射波の信号のメインローブとが混在することがある。レーダ装置における遠距離に存在するターゲットの検出に関しては、検出精度が劣化することがある。
【０００４】
従って、複数のターゲットに対して高分解能な測定が要求されるレーダ装置には、低いレンジサイドローブレベルとなる自己相関特性（以下、「低レンジサイドローブ特性」という）を有するパルス圧縮符号を用いたパルス波又はパルス変調波の送信が要求される。
【０００５】
また、レーダ装置は、測定地点から同じ距離に自動車と歩行者とが存在すると、レーダ反射断面積（ＲＣＳ: Radar cross section）の異なる自動車と歩行者とからの各反射波の信号が混合された信号を受信することがある。一般に、歩行者のレーダ反射断面積は自動車のレーダ反射断面積に比べると低い。
【０００６】
このため、レーダ装置には、たとえ測定地点から同じ距離に自動車と歩行者とが存在していても、自動車だけでなく歩行者からの反射波の信号を適正に受信することが要求される。ターゲットの距離又は種別により、受信信号レベルとなる反射波の信号は変化する。レーダ装置は、様々な受信信号レベルとなる反射波の信号が受信可能な程度に、大きい受信ダイナミックレンジを有することが要求される。
【０００７】
従来のレーダ装置の一例として、アンテナを機械的に走査し、又は狭角の指向性ビームを電子的に走査することによって、パルス波又はパルス変調波を送信し、ターゲットから反射された反射波を受信するものがある。
【０００８】
一例のレーダ装置では、単一のアンテナにより電波を送受信するため、ターゲットの検出におけるアンテナの走査時間がかかる。このため、高速移動しているターゲットを検出するには、高分解能な測定が要求される分、多くの走査が必要となり、ターゲットの移動に追従して検出することが難しくなる。
【０００９】
一方、従来のレーダ装置の他の一例として、ターゲットから反射された反射波の信号を複数のアンテナにより受信し、受信した各信号の位相を測定することで、アンテナごとのビームの指向性よりも高い分解能を用いて到来角を推定するものがある。
【００１０】
他の一例のレーダ装置によれば、単一のアンテナを用いるレーダ装置に比べて、走査間隔を間引いて信号処理することで到来角の推定が可能であり、ターゲットの検出精度を向上することができる。また、ターゲットが高速移動しても、ターゲットの移動に追従して到来角を推定することができる。
【００１１】
ここで、パルス幅Ｔｐのパルス圧縮レーダにおける距離分解能ΔＲは、一般的に、数式（１）によって示されることが知られている。パラメータＣは、光速である。
【００１２】
【数１】
【００１３】
図２２は、距離分解能ΔＲ内にパルス圧縮レーダからの角度方向が異なるターゲットが複数存在する方向推定結果の一例を示す説明図である。同図（ａ）は、複数のアンテナ（アレーアンテナ）を用いたパルス圧縮レーダと複数のターゲットとの配置関係を示す説明図である。同図（ｂ）は、ターゲットＡのみが存在する到来方向θに対する受信電力推定値を示す説明図である。同図（ｃ）は、ターゲットＡ及びターゲットＢが存在する到来方向θに対する受信電力推定値を示す説明図である。
【００１４】
図２２に示す様に、複数のアンテナを用いたパルス圧縮レーダが、パルス圧縮レーダの距離分解能ΔＲ以内に存在する複数のターゲットを測定すると、ターゲットの測距性能及び測角性能には、次に示す様な課題がある。
【００１５】
測距性能において、複数のターゲットは、パルス圧縮レーダからの同一のレンジビン内に存在する。パルス圧縮レーダは、パルス圧縮処理において、各ターゲットからの反射波の信号が混合された信号を出力する。これにより、各ターゲットを分離して検出することが困難となる。
【００１６】
測角性能において、複数のアンテナのビーム幅内程度に近接する方向に複数のターゲットが存在するので、複数のターゲットからの反射波の信号の相関性が高くなる。このため、各反射波の信号がベクトル合成された方向成分が出力される。これにより、各ターゲットを分離して検出することが困難となる。また、複数の各ターゲットに対する方向推定値が複数の各ターゲットの中間的な到来方向を示すことがある。この場合、方向推定精度が大きく劣化することがある。
【００１７】
この様な課題に対し、高い相関性を有する複数のターゲットからの反射波の信号を信号分離し、各信号から信号到来方向を測角演算するものとして、例えば特許文献１が知られている。特許文献１のスーパーレゾリューションアンテナは、複数の素子アンテナにより受信信号をフーリエ変換し、フーリエ変換により生成されたドップラ周波数に応じたフィルタバンク毎の信号成分を重み付ける。更に、同スーパーレゾリューションアンテナは、重み付けされた信号成分から、所望のフィルタバンク成分のみを抽出し、抽出された素子アンテナの信号成分からターゲットの信号到来方向を推定する。
【００１８】
これにより、距離分解能内に複数のターゲットが存在し、各ターゲットの相関性が高く、各ターゲットのドップラ周波数が十分に異なれば、各ターゲットからの受信信号を分離し、各ターゲットの到来方向を推定することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２００３−１９４９１９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかしながら、特許文献１においては、重み付けされた信号成分をフィルタバンクにより抽出可能な程に、複数のターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が異なることが必要となる。従って、距離分解能ΔＲ内にドップラ周波数がほぼ同一となる様な複数のターゲットからの各反射波の信号が存在すると、特許文献１に示すスーパーレゾリューションアンテナでは、複数のターゲットを分離して検出することが困難となる。
【００２１】
本発明は、上述従来の事情に鑑みてなされたもので、距離分解能以内に複数のターゲットが存在し、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向及び距離の推定精度を向上するために、各ターゲットを分離して検出するレーダ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明は、上述したレーダ装置であって、パルス圧縮符号を高周波送信信号に変換し、前記高周波送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、ターゲットにより反射された前記高周波送信信号である反射波の信号を用いてターゲットまでの到来時間及び到来方向を、前記パルス圧縮符号におけるパルス送信レートに対しＮ（整数）倍のサンプリングレートを用いて、推定するレーダ受信部と、を含み、前記レーダ受信部は、受信信号と前記パルス圧縮符号との相関値を出力する複数のアンテナ系統処理部と、前記複数のアンテナ系統処理部の各出力を基に、個別に前記ターゲットの到来時間及び到来方向を推定するＮ個の到来時間方向推定部と、前記Ｎ個の到来時間方向推定部での各推定結果に基づいて、前記高周波送信信号の距離分解能以内に存在する複数の前記ターゲットを、各ターゲットを分離して検出する高分解能処理部と、を含み、前記複数のアンテナ系統処理部は、それぞれ、前記反射波の信号を受信する受信アンテナと、前記受信された信号をベースバンドの受信信号に変換する受信ＲＦ部と、前記変換された受信信号を、前記Ｎ（整数）倍のサンプリングレートを用いてデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部と、１/Ｎサンプルタイミング毎に前記変換された受信信号のデジタルデータと、前記送信パルス圧縮符号と、の相関値を演算するＮ個の相関値演算部と、を有する。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、距離分解能以内に複数のターゲットが存在し、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向及び距離の推定精度を向上するために、各ターゲットを分離して検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】相補符号の性質を説明する説明図、（ａ）一方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｂ）他方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｃ）２つの相補符号系列の自己相関演算結果の加算値を示す説明図
【図２】受信時のオーバーサンプルに基づく自己相関特性を説明する説明図、（ａ）送信される相補符号を用いたパルス圧縮符号のパルス幅Ｔｐに対し、受信信号ｙ（ｔ）に対し２倍のサンプリングレートを用いてオーバーサンプルした自己相関特性を説明する説明図、（ｂ）受信時に２倍のオーバーサンプルした結果のうちの奇数の離散サンプル値について自己相関特性を説明する説明図、（ｃ）受信時に２倍のオーバーサンプルした結果のうちの偶数の離散サンプル値について自己相関特性を説明する説明図
【図３】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡略に示すブロック図
【図４】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図５】高周波送信信号の送信区間と送信周期との関係を示す説明図
【図６】送信信号生成部の他の内部構成を詳細に示すブロック図
【図７】高周波送信信号の送信区間と送信周期と測定範囲との関係を示す説明図
【図８】高分解能処理部の内部構成を詳細に示すブロック図
【図９】推定結果と測定時間との関係を示す説明図
【図１０】一致判定範囲と推定結果との関係を示す説明図
【図１１】一致判定範囲の３つに分割された各ブロックの構成を示した説明図、（ａ）一致判定範囲に含まれる推定結果数が６つである構成を示した説明図、（ｂ）一致判定範囲に含まれる推定結果数が８つである構成の一例を示した説明図、（ｃ）一致判定範囲に含まれる推定結果数が８つである構成の他の一例を示した説明図
【図１２】高分解能処理部の動作概要を説明する説明図、（ａ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐとした説明図、（ｂ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／２とした説明図、（ｃ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／３とした説明図
【図１３】高分解能処理部の動作を説明するフローチャート
【図１４】高分解能処理部の動作を説明するフローチャート
【図１５】高分解能処理部の推定結果を模式的に示した説明図、（ａ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅１．５Ｔｐとした説明図、（ｂ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐとした説明図、（ｃ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／２とした説明図、（ｄ）ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／３とした説明図
【図１６】第１の実施形態の変形例１のレーダ装置の高分解能処理部の推定結果を模式的に示した説明図
【図１７】第１の実施形態の変形例２のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図１８】第１の実施形態の変形例２のレーダ装置の動作に関するタイミングチャート
【図１９】第１の実施形態の変形例３のレーダ装置のレーダ受信部における第１アンテナ系統処理部の内部構成を詳細に示すブロック図
【図２０】第１の実施形態の変形例３のレーダ装置のレーダ受信部における第１アンテナ系統処理部における各Ａ／Ｄ変換部の動作に関するタイミングチャート
【図２１】第１の実施形態の変形例４のレーダ装置のレーダ受信部の内部構成を詳細に示すブロック図
【図２２】距離分解能ΔＲ内にパルス圧縮レーダからの角度方向が異なるターゲットが複数存在する方向推定結果の一例を示す説明図、（ａ）複数のアンテナ（アレーアンテナ）を用いたパルス圧縮レーダと複数のターゲットとの配置関係を示す説明図、（ｂ）ターゲットＡのみが存在する到来方向θに対する受信電力推定値を示す説明図、（ｃ）ターゲットＡ及びターゲットＢが存在する到来方向θに対する受信電力推定値を示す説明図
【発明を実施するための形態】
【００２５】
本発明に係るレーダ装置の各実施形態を説明する前に、以下、後述の各実施形態の前提となる技術内容として、パルス圧縮処理、相補符号及び受信時のオーバーサンプルに基づく自己相関特性に関してそれぞれ簡単に説明する。
【００２６】
（パルス圧縮処理）
先ず、パルス圧縮処理に関して説明する。例えば、上述した低レンジサイドローブ特性を有するパルス波又はパルス変調波として、Ｂａｒｋｅｒ符号、Ｍ系列符号、相補符号の少なくとも１つを含むパルス圧縮符号を用いて高周波のレーダ送信信号を送信するパルス圧縮レーダが知られている。
【００２７】
パルス圧縮とは、レーダ装置がパルス信号をパルス変調又は位相変調してパルス幅の広い信号（パルス圧縮符号）を用いて送信し、反射波の受信後の信号処理において受信信号を復調してパルス幅の狭い信号に変換（圧縮）して相関値を演算することである。このパルス圧縮によれば、受信電力を等価的に高め、ターゲットの探知距離を増大することができ、更に、探知距離に対する距離推定精度を向上することができる。
【００２８】
（相補符号）
次に、相補符号に関して説明する。相補符号は、複数例えば２つの相補符号系列（ａｎ、ｂｎ）を用いて構成される符号である。相補符号は、一方の相補符号系列ａｎと他方の相補符号系列ｂｎの各自己相関演算結果において、遅延時間τ［秒］を一致させて各自己相関演算結果を加算することで、レンジサイドローブがゼロとなる性質を有する。なお、パラメータｎはｎ＝１，２，…，Ｌである。パラメータＬは、符号系列長又は単に符号長を示す。
【００２９】
相補符号の生成方法は、例えば下記参考非特許文献１に開示されている。
（参考非特許文献１）ＢＵＤＩＳＩＮ， Ｓ． Ｚ，「ＮＥＷ ＣＯＭＰＬＥＭＥＮＴＡＲＹ ＰＡＩＲＳ ＯＦ ＳＥＱＵＥＮＣＥＳ」，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ． Ｌｅｔｔ．， ２６，（１３）， ｐｐ．８８１−８８３（１９９０）
【００３０】
この様な相補符号の性質に関して、図１を参照して説明する。図１は、相補符号の性質を説明する説明図である。同図（ａ）は、一方の相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果を示す説明図である。同図（ｂ）は、他方の相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果を示す説明図である。同図（ｃ）は、２つの相補符号系列（ａｎ，ｂｎ）の自己相関値演算結果の加算値を示す説明図である。なお、図１において用いた相補符号の符号長Ｌは１２８である。
【００３１】
相補符号系列（ａｎ，ｂｎ）のうち一方の相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果は、数式（２）に従って演算される。他方の相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果は、数式（３）に従って演算される。なお、パラメータＲは自己相関値演算結果を示す。但し、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１では、相補符号系列ａｎ，ｂｎはゼロとする（すなわち、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１において、ａｎ＝０、ｂｎ＝０）。なお、アスタリスク＊は複素共役演算子を示す。
【００３２】
【数２】
【００３３】
【数３】
【００３４】
数式（２）に従って演算された相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果Ｒａａ（τ）は、図１（ａ）に示す様に、遅延時間（あるいはシフト時間）τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外では、レンジサイドローブが存在する。同様に、数式（３）に従って演算された相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果Ｒｂｂ（τ）は、図１（ｂ）に示す様に、遅延時間τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外では、レンジサイドローブが存在する。
【００３５】
これらの自己相関値演算結果（Ｒａａ（τ），Ｒｂｂ（τ））の加算値は、図１（ｃ）に示す様に、遅延時間τがゼロのときにピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外ではレンジサイドローブが存在せずにゼロになる。以下、遅延時間τがゼロであると発生するピークを「メインローブ」という。この関係を数式（４）に示す。なお、図１（ａ）〜（ｃ）の横軸は自己相関値演算における遅延時間（τ）を示し、縦軸は演算された自己相関値演算結果を示す。
【００３６】
【数４】
【００３７】
近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信するには、一般的に、パルス圧縮された符号の符号長が長いほど、所要の受信ダイナミックレンジが大きくなることが知られている。
【００３８】
相補符号では、上述した自己相関特性から、より短い符号長によってピークサイドローブレベルを低減できる。このため、短い符号長を用いる相補符号では、近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信しても、受信ダイナミックレンジを低減することができる。
【００３９】
また、符号長ＬのＢａｒｋｅｒ符号、Ｍ系列符号を用いることで、ピークサイドローブ比は２０ｌｏｇ１０（１／Ｌ）［ｄＢ］によって与えられ、符号長Ｌを長くすることで、優れた低レンジサイドローブ特性が得られる。
【００４０】
（受信時のオーバーサンプルに基づく自己相関特性）
次に、受信時のオーバーサンプル（所定倍のサンプリングレートによるサンプリング）に基づく自己相関特性に関して図２を参照して説明する。図２は、受信時のオーバーサンプルに基づく自己相関特性を説明する説明図である。なお、以下の説明において、パラメータＴｐ［秒］は、相補符号を用いたパルス圧縮符号の送信時におけるパルス（送信時間）幅、単にパルス幅を示す。
【００４１】
同図（ａ）は、送信される相補符号を用いたパルス圧縮符号（送信符号）のパルス幅Ｔｐに対し、受信信号ｙ（ｔ）に対し２倍のサンプリングレート（＝２／Ｔｐ）を用いてオーバーサンプルした自己相関特性を説明する説明図である。
【００４２】
自己相関演算は、数式（５）で示す様に、パルス幅に対し２倍のサンプリングレートでサンプルされた受信信号ｙ（（ｋＴｐ／２）＋ｔ０）と、送信した符号長Ｌの相補符号系列ａｎをパルス幅に対し２倍のサンプリングレートでサンプルした信号ａａｓとの相関演算となる。ここで、パラメータＳ＝１，…，２Ｌであり、ａａ２ｎ−１＝ａｎ、ａａ２ｎ＝ａｎである。なお、時刻ｔ０はターゲット反射波が到来するタイミングである。
【００４３】
【数５】
【００４４】
同図（ｂ）は、受信時に２倍のオーバーサンプルした結果のうちの奇数の離散サンプル値について自己相関特性を説明する説明図である。
【００４５】
自己相関演算は、数式（６）で示す様に、パルス幅に対し２倍のサンプリングレートでサンプルされた受信信号ｙ（ｋＴｐ／２＋ｔ０）のうちの奇数の離散サンプル値と、送信した符号長Ｌの相補符号系列ａｎをパルス幅に対し１倍のサンプリングレートでサンプルした信号ａｎと、の相関演算となる。なお、時刻ｔ０はターゲット反射波が到来するタイミングである。
【００４６】
【数６】
【００４７】
同図（ｃ）は、受信時に２倍のオーバーサンプルした結果のうちの偶数の離散サンプル値についての自己相関特性を説明する説明図である。
【００４８】
自己相関演算は、数式（７）で示す様に、パルス幅に対し２倍のサンプリングレートでサンプルされた受信信号ｙ（ｋＴｐ／２＋ｔ０）のうちの偶数の離散サンプル値と、送信した符号長Ｌの相補符号系列ａｎをパルス幅に対し１倍のサンプリングレートでサンプルした信号ａｎと、の相関演算となる。なお、時刻ｔ０はターゲット反射波が到来するタイミングである。
【００４９】
【数７】
【００５０】
図２において、ターゲットからの反射波の信号の到来タイミングが、受信時のサンプルタイミングと一致する。隣接する離散時間、即ちサンプルタイミングがＴｐ／２となり、図２（ａ）に示す様に、自己相関値がゼロとならないサンプルタイミングが３つ現れる。以下、図２（ａ）に示す様に、隣接するサンプルタイミングにおいて自己相関値がゼロとならない範囲を「相関広がり範囲」と定義する。
【００５１】
従って、図２（ａ）に示す様に、受信時に所定倍（例えば、パルス幅Ｔｐに対し、２倍のサンプリングレート）によるオーバーサンプルリングにより、自己相関値のピークの前後に自己相関値がゼロとならないサンプルタイミングが存在する。即ち、図２（ａ）においては、自己相関値のピーク周辺にレンジサイドローブが発生したと見なすことができる。
【００５２】
自己相関値のピークが得られる時間から遅延時間±Ｔｐ／２の受信時の離散サンプル値の影響を受けることになる。レーダ装置の距離分解能ΔＲ以内の距離であるΔＲ／２に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットにより反射された反射波の信号が一部遅れて受信され、上記のレンジサイドローブにより各ターゲットの自己相関値が加算され、複数のターゲットに対する測角推定性能が劣化することになる。
【００５３】
一方、図２（ｂ）には、ターゲットからの反射波の信号の到来タイミングが受信時のサンプルタイミングと一致した自己相関特性が示されている。図２（ａ）に示す自己相関演算結果とは異なり、隣接する離散時間、即ちサンプルタイミングがＴｐであると、図２（ｂ）に示す様に、自己相関値がゼロとならないサンプルタイミングは１つだけ存在する。
【００５４】
従って、図２（ｂ）の自己相関演算結果では、実際には２倍のサンプリングレートを用いてオーバーサンプルしていても、遅延時間±Ｔｐ／２の受信時の離散サンプル値の影響を受けることにならない。レーダ装置の距離分解能ΔＲ以内に複数のターゲットが存在しても、各ターゲットにより反射された反射波の信号が一部遅れて受信されるが、複数のターゲットに対する測角推定性能が劣化することにならない。
【００５５】
また、図２（ｃ）には、ターゲットからの反射波の信号の到来タイミングが受信時のサンプルタイミングと一致しない自己相関特性が示されている。図２（ｃ）に示されたサンプルタイミングと図２（ｂ）に示されたサンプルタイミングとは、離散時間Ｔｐ／２ほどずれている。
【００５６】
ここで、図２（ｂ）に示された奇数の離散サンプル値のサンプルタイミングと、ターゲットにより反射された反射波の信号の到来タイミングとが一致するとする。図２（ｃ）に示す様に、図２（ｂ）に示す自己相関演算結果とは異なり、隣接する離散時間Ｔｐ離れたサンプルタイミングにおいて自己相関値がゼロとならないサンプルタイミングは２つ存在する。
【００５７】
従って、図２（ｃ）の自己相関演算結果では、遅延時間±Ｔｐ／２の受信時のサンプル値の影響を受けることになる。レーダ装置の距離分解能ΔＲ以内の距離であるΔＲ／２において複数のターゲットが存在するため、上記のレンジサイドローブにより各ターゲットの自己相関値が加算され、各ターゲットにより反射された反射波の信号が一部遅れて受信され、複数のターゲットに対する測角推定性能が劣化することになる。
【００５８】
上述した説明は、図２（ｂ）に示す受信時のサンプルタイミングとターゲットからの反射波の信号の到来タイミングとが一致し、更に、図２（ｃ）に示す受信時のサンプルタイミングと反射波の信号の到来タイミングとが一致しないことを前提としている。
【００５９】
反対に、図２（ｃ）に示す受信時のサンプルタイミングと反射波の信号の到来タイミングとが一致し、更に図２（ｂ）に示す受信時のサンプルタイミングと反射波の信号の到来タイミングとが一致しないと想定する。
【００６０】
この場合では、図２（ｂ）に示す自己相関演算結果では遅延時間±Ｔｐ／２の受信時のサンプル値の影響を受け、図２（ｃ）に示す自己相関演算結果では遅延時間±Ｔｐ／２の受信時のサンプル値の影響を受けない。
【００６１】
（本発明の各実施形態）
次に、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。本発明に係るレーダ装置は、図２（ｂ）及び図２（ｃ）に示した様に、送信される相補符号を用いたパルス圧縮符号（送信符号）のパルス幅Ｔｐに対し、受信時に例えば２倍のオーバーサンプルした相関値特性（相関値演算結果）を用いる。更に、本発明に係るレーダ装置は、レーダ装置の距離分解能以内に複数のターゲットが存在しても、相関値演算結果に基づいて各ターゲットからの反射波の信号を分離することで、各ターゲットを検出する。
【００６２】
また、以下の説明において、本発明に係るレーダ装置は、ターゲットからの反射波の信号を受信する複数の受信アンテナを有する。例えば４つの受信アンテナ（アレーアンテナ）を有する構成を例に示すがこれに限定されない。
【００６３】
〔第１の実施形態〕
第１の実施形態のレーダ装置１の構成及び動作について、図３〜図１４を参照して説明する。図３は、第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡略に示すブロック図である。図４は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を詳細に示すブロック図である。図５は、高周波送信信号の送信区間Ｔｗと送信周期Ｔｒとの関係を示す説明図である。図６は、送信信号生成部４ｒの他の内部構成を詳細に示すブロック図である。
【００６４】
図７は、高周波送信信号の送信区間Ｔｗと送信周期Ｔｒと測定範囲との関係を示す説明図である。図８は、高分解能処理部２６の内部構成を詳細に示すブロック図である。図９は、推定結果ＤＯＵＴｐ（ｑ，ｍ）と離散時刻（ｐ，ｑ）との関係を示す説明図である。
【００６５】
図１０は、一致判定範囲と推定結果ＤＯＵＴｐ（ｑ，ｍ）との関係を示す説明図である。図１１は、一致判定範囲の３つに分割された各ブロックの構成を示した説明図である。同図（ａ）は、一致判定範囲に含まれる推定結果数が６つである構成を示した説明図である。同図（ｂ）は、一致判定範囲に含まれる推定結果数が８つである構成の一例を示した説明図である。同図（ｃ）は、一致判定範囲に含まれる推定結果数が８つである構成の他の一例を示した説明図である。
【００６６】
図１２は、高分解能処理部２６の動作概要を説明する説明図である。同図（ａ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐとした説明図である。同図（ｂ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／２とした説明図である。同図（ｃ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／３とした説明図である。
【００６７】
図１３及び図１４は、高分解能処理部２６の動作を説明するフローチャートである。
【００６８】
第１の実施形態のレーダ装置１は、レーダ送信部２により生成された高周波送信信号を送信アンテナＡＮ１から送信（発射）する。レーダ装置１は、送信された高周波送信信号がターゲットにより反射された反射波の信号を、例えば図４に示す様な４つの受信アンテナＡＮ２ａ〜ＡＮ２ｄ（不図示、以下同様）により受信する。レーダ装置１は、各受信アンテナＡＮ２ａ〜ＡＮ２ｄにより受信された信号を信号処理することで、ターゲットの有無を検出する。
【００６９】
なお、ターゲットはレーダ装置１が検出する対象の物体であり、例えば自動車又は人を含み、以下の各実施形態においても同様である。
【００７０】
先ず、レーダ装置１の各部の構成について簡略に説明する。
【００７１】
レーダ装置１は、図３に示す様に、レーダ送信部２及びレーダ受信部３を備える。レーダ送信部２は、送信信号生成部４、及び、送信アンテナＡＮ１と接続される送信ＲＦ部５を有する。なお、レーダ送信部２及びレーダ受信部３は、共に基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏから信号が供給され、レーダ送信部２及びレーダ受信部３の処理の同期が揃うようになっている。
【００７２】
レーダ受信部３は、Ｄ個のアンテナ系統処理部１１−１〜１１−Ｄ、Ｎ個の到来時間方向推定部２４−１〜２４−Ｎ、及び高分解能処理部２６を有する。パラメータＤ、パラメータＮは、共に２以上の整数である。各アンテナ系統処理部は同様の構成を有し、以下の説明においては、アンテナ系統処理部１１−１を例示して説明する。
【００７３】
アンテナ系統処理部１１−１は、受信アンテナＡＮ２と接続される受信ＲＦ部１２、Ａ／Ｄ変換部１７、Ｎ個の相関値演算部２０−１〜２０−Ｎを少なくとも有する。
【００７４】
（レーダ送信部）
次に、レーダ送信部２の各部の構成について詳細に説明する。以下、レーダ送信部２の各部の構成について図４を参照して説明する。
【００７５】
レーダ送信部２は、図４に示す様に、送信信号生成部４、及び、送信アンテナＡＮ１が接続された送信ＲＦ部５を備える。
【００７６】
送信信号生成部４は、図４に示す様に、符号生成部６、変調部７、及びＬＰＦ（Low Pass Filter）８を備える。なお、図４では、送信信号生成部４はＬＰＦ８を含む様に構成されているが、ＬＰＦ８は、送信信号生成部４と独立してレーダ送信部２の中に構成されても良い。
【００７７】
送信ＲＦ部５は、図４に示す様に、周波数変換部９、及び増幅器１０を備える。
【００７８】
次に、レーダ送信部２の各部の動作について詳細に説明する。
【００７９】
送信信号生成部４は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。送信信号生成部４の各部は、生成された信号に基づいて動作する。
【００８０】
送信信号生成部４は、符号長Ｌの符号系列ａｎを変調し、数式（８）に示すベースバンドの送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）（パルス圧縮符号とも言う）を周期的に生成する。ここで、パラメータｎ＝１，・・・，Ｌであり、パラメータＬは、符号系列ａｎの符号長を表す。パラメータｊは、ｊ２＝−１を満たす虚数単位である。パラメータｋは、ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）を満たす離散時刻である。離散時刻ｋの範囲は、後述の各実施形態においても同様である。
【００８１】
数式（８）に示されたベースバンドの送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおける送信信号を示し、同相信号成分Ｉｒ（ｋ、Ｍ）と、虚数単位ｊが乗算された直交信号成分Ｑｒ（ｋ、Ｍ）との加算結果で示される。
【００８２】
【数８】
【００８３】
また、送信信号生成部４により生成される送信信号は、連続的な信号ではない。図５に示す様に、例えば各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］では、符号長Ｌの符号系列ａｎに対して、１つのパルス符号あたりＮｏ［個］のサンプルが存在する。従って、送信区間Ｔｗにおいては、Ｎｒ（＝Ｎｏ×Ｌ）のサンプルが含まれる。また、各送信周期Ｔｒの非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［秒］では、ベースバンドの送信信号としてＮｕ［個］のサンプルが存在する。
【００８４】
符号生成部６は、送信周期Ｔｒ毎に、符号長Ｌの符号系列ａｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。この送信符号は、例えば、上述した相補符号のペアを構成する符号系列、Ｂａｒｋｅｒ符号系列又はＭ系列符号の少なくとも１つを含む符号であることが好ましい。
【００８５】
符号生成部６は、生成された符号系列ａｎの送信符号を変調部７に出力する。以下、符号系列ａｎの送信符号を、便宜的に送信符号ａｎと記載する。
【００８６】
更に、符号生成部６は、或る送信周期Ｔｒにおいて、送信符号ａｎとして相補符号のペアを生成するには、２つの送信周期を用いて、各送信周期毎に交互にペアとなる符号Ｐｎ，Ｑｎをそれぞれ生成する。すなわち、第Ｍ番目の送信周期（Ｔｒ）において、パルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）として符号Ｐｎを送信し、続く第（Ｍ＋１）番目の送信周期（Ｔｒ）ではパルス圧縮符号ａｎ（Ｍ＋１）として、符号Ｑｎを送信する。これ以後、第（Ｍ＋２）番目以降の送信周期では、第Ｍ番目の送信周期及び第（Ｍ＋１）の２つの送信周期を一つの単位として、同様に、繰り返し符号Ｐｎ，Ｑｎを生成する。
【００８７】
変調部７は、符号生成部６により出力された送信符号ａｎを入力する。変調部７は、入力された送信符号ａｎをパルス変調することで、数式（８）に示されるベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を生成する。なお、パルス変調とは、振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying））又は位相変調（ＰＳＫ（Phase Shift Keying）である。また、変調部７は、ＬＰＦ８を介して、生成された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を送信ＲＦ部５に出力する。
【００８８】
送信ＲＦ部５は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍数に逓倍した信号を生成する。送信ＲＦ部５は、生成された信号に基づいて動作する。
【００８９】
周波数変換部９は、送信信号生成部４により生成された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を入力し、入力されたベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）をアップコンバートしてキャリア周波数帯域の高周波送信信号を生成する。周波数変換部９は、生成された高周波送信信号を増幅器１０に出力する。
【００９０】
増幅器１０は、出力された高周波送信信号を入力し、入力された高周波送信信号のレベルを所定のレベルに増幅して送信アンテナＡＮ１に出力する。この増幅された高周波送信信号は、送信アンテナＡＮ１を介して空間に放射する様に送信される。
【００９１】
送信アンテナＡＮ１は、送信ＲＦ部５により出力された高周波送信信号を空間に放射する様に送信する。図５に示す様に、高周波送信信号は、送信周期Ｔｒのうち送信区間Ｔｗの間に送信され、非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）の間には送信されない。
【００９２】
なお、送信ＲＦ部５、及び各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの受信ＲＦ部１２ａ〜１２ｄ（不図示、以下同様）には、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号が所定倍に逓倍された信号が共通に供給されている。これにより、各送信ＲＦ部５及び受信ＲＦ部１２ａ〜１２ｄ間の同期を確立することができる。
【００９３】
なお、上述した符号生成部６を送信信号生成部４に設けず、図６に示す様に、送信信号生成部４により生成された送信符号ａｎを予め記憶する送信符号記憶部ＣＭを設けても良い。更に、送信信号生成部４により相補符号が生成されるには、相補符号のペア、例えば、送信符号ａｎ及びｂｎが共に送信符号記憶部ＣＭに記憶されることが好ましい。
【００９４】
なお、図６に示した送信符号記憶部ＣＭは、第１の実施形態に限らず、後述の各実施形態にも同様に適用することができる。図６に示す様に、送信信号生成部４ｒは、送信符号記憶部ＣＭ、送信符号制御部ＣＴ３、変調部７ｒ、及びＬＰＦ８ｒを含む構成である。
【００９５】
図６において、送信符号制御部ＣＴ３は、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に基づいて、送信周期Ｔｒ毎に、送信符号ａｎ（又は相補符号を構成する送信符号ａｎ，送信符号ｂｎ）を、送信符号記憶部ＣＭから巡回的に読み出して変調部７ｒに出力する。変調部７ｒに出力された以降の動作は上述した変調部７及びＬＰＦ８と同様のため、動作の説明は省略する。
【００９６】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部３の各部の構成について説明する。レーダ受信部３には、複数の例えば４つのアレーアンテナが構成されている。以下、レーダ受信部３の各部の構成について図４を参照して説明する。図４に示すレーダ受信部３は、アンテナ系統処理部の個数が４で、相関値演算部及び到来時間方向推定部の個数が２である。
【００９７】
レーダ受信部３は、図４に示す様に、アレーアンテナを構成する受信アンテナの本数に対応して設けられた４つのアンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄ、第１到来時間方向推定部２４、第２到来時間方向推定部２５及び高分解能処理部２６を備える。以下の説明においては、４つのアンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの各部の構成及び動作は同様であるため、アンテナ系統処理部１１ａを例示して説明し、後述の各実施形態においても同様である。
【００９８】
アンテナ系統処理部１１ａは、受信アンテナＡＮ２ａが接続された受信ＲＦ部１２ａ、及び信号処理部１３ａを備える。受信ＲＦ部１２ａは、増幅器１４ａ、周波数変換部１５ａ及び直交検波部１６ａを備える。信号処理部１３ａは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａ、Ｓ／Ｐ変換部１９ａ、第１相関値演算部２０ａ、第２相関値演算部２１ａ、第１加算処理部２２ａ及び第２加算処理部２３ａを備える。レーダ受信部３は、各送信周期Ｔｒを信号処理部１３ａ〜１３ｄ（不図示、以下同様）における信号処理区間として周期的に演算する。
【００９９】
高分解能処理部２６は、図８に示す様に、受信信号レベル判定部２７、一致判定範囲抽出部２８及び一致判定部２９を備える。
【０１００】
次に、レーダ受信部３の各部の動作について説明する。
【０１０１】
受信アンテナＡＮ２ａは、レーダ送信部２により送信された高周波送信信号がターゲットにより反射された反射波の信号を受信する。受信アンテナＡＮ２により受信された受信信号は、受信ＲＦ部１２ａに出力される。
【０１０２】
受信ＲＦ部１２ａは、送信ＲＦ部５と同様に、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。受信ＲＦ部１２ａは、生成された信号に基づいて動作する。
【０１０３】
増幅器１４ａは、受信アンテナＡＮ２ａにより受信された高周波帯域の受信信号を入力し、入力された受信信号のレベルを増幅して周波数変換部１５ａに出力する。
【０１０４】
周波数変換部１５ａは、増幅器１４ａにより出力された高周波帯域の受信信号を入力し、入力された高周波帯域の受信信号をベースバンドにダウンコンバートし、ダウンコンバートされた受信信号を直交検波部１６ａに出力する。
【０１０５】
直交検波部１６ａは、周波数変換部１５ａにより出力されたベースバンドの受信信号を直交検波することで、同相信号（In-phase signal）及び直交信号（Quadrate signal）を用いて構成されるベースバンドの受信信号を生成する。直交検波部１６ａは、生成された受信信号のうち、同相信号をＡ／Ｄ変換部１７ａに出力し、生成された受信信号のうち、直交信号をＡ／Ｄ変換部１８ａに出力する。
【０１０６】
Ａ／Ｄ変換部１７ａは、直交検波部１６ａにより出力されたベースバンドの同相信号を離散時刻ｋによってサンプリングし、アナログデータの同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１７ａは、変換されたデジタルデータの同相信号成分を、Ｓ／Ｐ変換部１９ａに出力する。
【０１０７】
Ａ／Ｄ変換部１７ａは、レーダ送信部２により生成される送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）を、１つのパルス幅（パルス時間）Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたりＮｓ［個］によって、サンプリングする。Ａ／Ｄ変換部１７ａのサンプリングレートは、Ｎｓとなる。
【０１０８】
同様に、Ａ／Ｄ変換部１８ａは、直交検波部１６ａにより出力されたベースバンドの直交信号を離散時刻ｋによってサンプリングし、アナログデータの直交信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１８ａは、変換されたデジタルデータの直交信号成分を、Ｓ／Ｐ変換部１９ａに出力する。
【０１０９】
Ａ／Ｄ変換部１８ａは、レーダ送信部２により生成される送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）を、１つのパルス幅（パルス時間）Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたりＮｓ［個］によって、サンプリングする。Ａ／Ｄ変換部１８ａのサンプリングレートは、Ｎｓとなる。図４には、Ａ／Ｄ変換部１７ａ及びＡ／Ｄ変換部１８ａの各サンプリングレートＮｓが２であるレーダ受信部３の構成が示されている。
【０１１０】
また、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａにより変換された第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおける受信信号は、受信信号の同相信号成分Ｉ（ｋ、Ｍ）及び受信信号の直交信号成分Ｑ（ｋ、Ｍ）を用いて、数式（９）の複素信号ｘ（ｋ、Ｍ）として表される。以下の各実施形態においても同様である。
【０１１１】
【数９】
【０１１２】
ここで、離散時刻ｋ＝１は、各送信周期Ｔｒの開始時点を示す。また、離散時刻ｋ＝Ｎｒ×（Ｎｓ／Ｎｏ）は、各送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの終了時点を示す。更に、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）×（Ｎｓ／Ｎｏ）は、各送信周期Ｔｒの終了直前時点を示す。
【０１１３】
Ｓ／Ｐ変換部１９ａは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ及びＡ／Ｄ変換部１８ａによりそれぞれ出力されたデジタルデータの同相信号成分及び直交信号成分を入力する。Ｓ／Ｐ変換部１９ａは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａのサンプリングレートＮｓに応じて、入力された同相信号成分及び直交信号成分からなる複素数ｘ（ｋ，Ｍ）の出力を、離散時刻毎に順次切り換える。なお、本発明の各実施形態においては、パラメータＮｓ＝２を例示して説明しているため相関値演算部は２つ設けられているが、パラメータＮｓは２に限定されない。
【０１１４】
具体的には、Ｓ／Ｐ変換部１９ａは、離散時刻ｋにおける複素数ｘ（ｋ，Ｍ）を、第｛ｍｏｄ（ｋ−１，Ｎｓ）＋１｝番目の相関値演算部に出力する。これにより、第１から第Ｎｓまでの相関値演算部に入力される複素数（以下、離散サンプル値と表記する）ｘ（ｋ，Ｍ）は、１パルス当たりのサンプリングレートが１となり、サンプルタイミングがＴｐ／Ｎｓ＝（Ｔｗ／Ｌ）／Ｎｓずつシフトしたものとなる。なお、ｍｏｄ（ｋ−１，Ｎｓ）は、（ｋ−１）がＮｓを用いて除算された余りを出力する演算子である。
【０１１５】
以下の説明において、Ｓ／Ｐ変換部１９ａから第ｐ番目の相関値演算部への出力された離散サンプル値を、ｙｐ（ｑ，Ｍ）と表記する。パラメータｐは、ｐ＝１，…，Ｎｓである。パラメータｑは、ｑ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏである。
【０１１６】
第１相関値演算部２０ａは、Ｓ／Ｐ変換部１９ａにより出力された離散サンプル値ｙｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第１相関値演算部２０ａは、送信信号生成部４の動作と同期を確立することで、送信信号生成部４と同様に、基準信号発振器Ｌｏにおいて生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。なお、図４では、第１相関値演算部２０ａへのリファレンス信号の入力は省略している。
【０１１７】
第１相関値演算部２０ａは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された信号に基づいて、離散時刻ｑに応じて、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）を周期的に生成する。ここで、パラメータｎ＝１，…，Ｌである。
【０１１８】
また、第１相関値演算部２０ａは、入力された離散サンプル値ｙｐ（ｑ，Ｍ）と、パルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）との第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。このパラメータＡＣｐ（ｑ，Ｍ）は、離散時刻ｑにおける第１相関値を示す。この第１相関値演算部２０ａにより演算された第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）において、パラメータｐはｐ＝１である。
【０１１９】
具体的には、第１相関値演算部２０ａは、図７に示す各送信周期Ｔｒ、即ち離散時刻ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏにおいては、数式（１０）に従って第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。第１相関値演算部２０ａは、数式（１０）に従って演算された第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を加算処理部２２ａに出力する。パラメータｕは遅延時間を示す。
【０１２０】
図７の第１段は、高周波送信信号の送信タイミングを示し、第２段は、反射波の受信タイミングを示す。反射波は、送信区間Ｔｗの間に送信された高周波送信信号が、ターゲットにより反射された波である。
【０１２１】
【数１０】
【０１２２】
第２相関値演算部２１ａは、Ｓ／Ｐ変換部１９ａにより出力された離散サンプル値ｙｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第２相関値演算部２１ａは、送信信号生成部４の動作と同期を確立することで、送信信号生成部４と同様に、基準信号発振器Ｌｏにおいて生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。なお、図４では、第２相関値演算部２１ａへのリファレンス信号の入力は省略している。
【０１２３】
第２相関値演算部２１ａは、リファレンス信号を所定倍に逓倍された信号に基づいて、離散時刻ｑに応じて、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）を周期的に生成する。ここで、ｎ＝１，…，Ｌである。
【０１２４】
また、第２相関値演算部２１ａは、入力された離散サンプル値ｙｐ（ｑ，Ｍ）と、パルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）との第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。このパラメータＡＣｐ（ｑ，Ｍ）は、離散時刻ｑにおける第２相関値を示す。この第２相関値演算部２１ａにより演算された第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）において、パラメータｐはｐ＝２である。
【０１２５】
具体的には、第２相関値演算部２１ａは、図７に示す各送信周期Ｔｒ、即ち離散時刻ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏにおいては、数式（１０）に従って第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。第２相関値演算部２１ａは、数式（１０）に従って演算された第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を加算処理部２３ａに出力する。
【０１２６】
第１相関値演算部２０ａ及び第２相関値演算部２１ａの各演算は、離散時刻ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏにおいて実行される。なお、レーダ装置１の測定対象となるターゲットの存在範囲によって、測定レンジ（ｑの範囲）を、例えばｑ＝（Ｌ＋１）〜｛（（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−Ｌ｝の様に更に狭めた限定をしてもよい。
【０１２７】
図７の第２段に示す様に、離散時刻ｑ＝（Ｌ＋１）は、送信区間Ｔｗの終了時刻の次の離散時刻を示す。更に、離散時刻ｑ＝（Ｌ＋１）は、反射波の信号が、離散時刻ｑ＝０より遅延時間τ１ほど遅れて開始される受信の開始時刻である。この遅延時間τ１は、数式（１１）により示される。
【０１２８】
【数１１】
【０１２９】
更に、図７の第２段に示す様に、離散時刻ｑ＝｛（（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−Ｌ｝は、送信周期Ｔｒの終了時刻から送信区間Ｔｗ（＝Ｔｐ×Ｌ）前の時刻に相当する。更に、離散時刻ｑ＝｛（（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−Ｌ｝は、反射波の信号が、離散時刻ｑ＝０より遅延時間τ２ほど遅れて開始される受信の開始時刻である。この遅延時間τ２は、数式（１２）により示される。
【０１３０】
【数１２】
【０１３１】
従って、第１相関値演算部２０ａ及び第２相関値演算部２１ａは、少なくとも離散時刻ｑ＝（Ｌ＋１）〜｛（（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−Ｌ｝の範囲において上述した数式（１０）に示す第１相関値及び第２相関値を演算しても良い。これにより、レーダ装置１は、第１相関値演算部２０ａ及び第２相関値演算部２１ａの演算量を低減することができる。即ち、レーダ装置１は、信号処理部１３ａによる演算量の削減に基づく消費電力量を低減することができる。他のアンテナ系統処理部１１ｂ〜１１ｄに関しても同様である。
【０１３２】
更に、レーダ装置１は、高周波送信信号の送信区間Ｔｗにおいて測定せず、高周波送信信号がレーダ受信部３に直接的に回り込んだとしても、回り込みによる影響を排除して測定することができる。この測定レンジ（離散時刻ｑの範囲）を限定することで、後述する第１加算処理部２２ａ、第２加算処理部２３ａ、第１到来時間方向推定部２４、第２到来時間方向推定部２５及び高分解能処理部２６の動作も同様の測定レンジに限定した範囲となる。
【０１３３】
第１加算処理部２２ａは、第１相関値演算部２０ａにより出力された第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第１加算処理部２２ａは、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて乗算された第１相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を単位として、複数Ｒ回、加算平均する。パラメータＲは自然数である。
【０１３４】
即ち、第１加算処理部２２ａは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける第１相関値ＡＣｐ（ｑ，ｍ）から第（ｍ＋Ｒ−１）番目の送信周期Ｔｒにおける第１相関値ＡＣｐ（ｑ，ｍ＋Ｒ−１）を単位として、離散時刻ｑのタイミングを揃えて平均第１相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。この平均第１相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）においては、パラメータｐはｐ＝１である。第１加算処理部２２ａは、演算された平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を第１到来時間方向推定部２４に出力する。なお、パラメータｍは、ゼロを含む自然数Ｒの倍数である。
【０１３５】
第２加算処理部２３ａは、第２相関値演算部２１ａにより出力された第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第２加算処理部２３ａは、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて乗算された第２相関値ＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を単位として、複数Ｒ回、加算平均する。
【０１３６】
即ち、第２加算処理部２３ａは、第ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける第２相関値ＡＣｐ（ｑ，ｍ）から第（ｍ＋Ｒ−１）番目の送信周期Ｔｒにおける第２相関値ＡＣｐ（ｑ，ｍ＋Ｒ−１）を単位として、離散時刻ｑのタイミングを揃えて平均第２相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を演算する。この平均第２相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）においては、パラメータｐはｐ＝２である。第２加算処理部２３ａは、演算された平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を第２到来時間方向推定部２５に出力する。
【０１３７】
これらの第１加算処理部２２ａ及び第２加算処理部２３ａの動作により、レーダ装置１は、雑音成分を更に抑圧することで、ＳＮＲ（Signal Noise Ratio）を向上することができる。更に、レーダ装置１は、ターゲットの到来距離の推定に関する測定性能を向上することができる。
【０１３８】
第１到来時間方向推定部２４は、各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの各第１加算処理部２２ａ〜２２ｄ（不図示、以下同様）により出力された各平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第１到来時間方向推定部２４は、４つの受信アンテナを用いて各アンテナ系統処理部により演算された各平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）に基づいて、ターゲットからの反射波の受信電力を推定し、推定結果に基づき到来時間を測定する。さらに離散時刻ｑ毎に、複数の受信アンテナによるレーダ測定ターゲットの受信位相差を基にして、レーダ装置１からターゲットまでの到来方向を推定演算する。
【０１３９】
この推定演算の結果（推定結果）には、最大受信電力方向の到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）と、受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）とが含まれる。第１到来時間方向推定部２４は、推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を高分解能処理部２６に出力する。
【０１４０】
なお、第１到来時間方向推定部２４によるターゲットまでの到来方向の推定演算は、既に公知の技術であり、例えば下述参考非特許文献２を参照することにより実現することが可能である。
【０１４１】
（参考非特許文献２）ＪＡＭＥＳ Ａ． Ｃａｄｚｏｗ、「Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｕｂｓｐａｃｅ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ」、ＩＥＥＥ、Ｖｏｌ.２８、ｐｐ．６４−７９（１９９２）
【０１４２】
第２到来時間方向推定部２５は、各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの各第２加算処理部２３ａ〜２３ｄ（不図示、以下同様）により出力された各平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）を入力する。第２到来時間方向推定部２５は、４つの受信アンテナを用いて各アンテナ系統処理部により演算された各平均相関値ａｖｅＡＣｐ（ｑ，Ｍ）に基づいて、ターゲットからの反射波の受信電力を推定し、推定結果に基づき到来時間を測定する。さらに離散時刻ｑ毎に、レーダ装置１からターゲットまでの到来方向を推定演算する。
【０１４３】
同様に、この推定演算の結果（推定結果）には、最大受信電力方向の到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）と、受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）とが含まれる。第２到来時間方向推定部２５は、推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を高分解能処理部２６に出力する。
【０１４４】
なお、第２到来時間方向推定部２５によるターゲットまでの到来方向の推定演算は、既に公知の技術であり、例えば上述参考非特許文献２を参照することにより実現することが可能である。
【０１４５】
高分解能処理部２６は、第１到来時間方向推定部２４ａ及び第２到来時間方向推定部２５ａにより出力された各推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を入力する。高分解能処理部２６の動作の説明においては、図１３及び図１４を参照して説明する。
【０１４６】
受信信号レベル判定部２７は、入力された各推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］のうち、受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）が所定の受信信号レベルＬｃ以上であるかを判定する（Ｓ１１）。所定の受信信号レベルＬｃは、所定のターゲット検出率を上回り、かつ、ターゲットの誤検出率を下回る受信ＳＮＲに設定することが好ましい。即ち、パラメータｐ及びｑによって定まる離散時刻（ｐ，ｑ）のうち、数式（１３）を満たす離散時刻（ｒ，ｓ）である推定結果ＤＯＵＴｒ（ｓ，ｍ）を一致判定範囲抽出部２８に出力する（Ｓ１１）。ここで、パラメータｐ及びｑによって定める離散時刻は、測定時間又はサンプルタイミングと呼んでも良い。
【０１４７】
【数１３】
【０１４８】
一致判定範囲抽出部２８は、受信信号レベル判定部２７により出力された推定結果ＤＯＵＴｒ（ｓ，ｍ）を入力する。一致判定範囲抽出部２８は、各離散時刻（ｒ，ｓ）の前後の測定時刻に相当するサンプリングレートＮｓに応じた所定の時間範囲、具体的には相関広がり範囲（２Ｎｓ−１）の２倍の個数に相当する各推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）のうち、ＤＯＵＴｒ（ｓ，ｍ）として抽出されたものの集合を、一致判定範囲の単位として一致判定部２９に出力する（Ｓ１２）。
【０１４９】
この一致判定範囲抽出部２８により出力される一致判定範囲の単位に相当する各推定結果の集合は、図９に示した各推定結果の順序によって抽出される。
【０１５０】
また、一致判定範囲抽出部２８は、一致判定範囲の単位の個数分の各推定結果の集合を、相関広がり範囲（２Ｎｓ−１）に応じてｃｅｉｌ［（２Ｎｓ−１）／２］ずつシフトしたものを更に抽出する（Ｓ１３）。以下、一致判定範囲抽出部２８によりｗ番目に抽出された一致判定範囲の各推定結果を、ＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ）と表記する。
【０１５１】
更に、一致判定範囲抽出部２８は、抽出を、送信周期Ｔｒにおける離散時刻の終了時までの離散サンプル値に対する推定結果ＤＯＵＴＮｓ（（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ，ｍ）まで繰り返す（Ｓ１３）。同様に、これらの抽出された各一致判定範囲は、一致判定部２９に出力される。
【０１５２】
なお、ｃｅｉｌ［（２Ｎｓ−１）／２］は、（２Ｎｓ−１）／２の小数点以下を整数値に切り上げるための演算子である。例えば、Ｎｓ＝２では、ｃｅｉｌ［（２Ｎｓ−１）／２］＝ｃｅｉｌ［１．５］となり、一致判定範囲抽出部２８により一致判定範囲の抽出には、各推定結果が２つシフトされることになる。
【０１５３】
この抽出された各一致判定範囲の単位に相当する各推定結果の集合は、図１０に示される。図１０には、Ｎｓ＝２である第ｗ番目、第（ｗ＋１）番目及び第（ｗ＋２）番目の一致判定範囲が、それぞれ示されている。パラメータｗは自然数である。
【０１５４】
更に、一致判定範囲抽出部２８は、ステップＳ１３により抽出された一致判定範囲の単位に相当する各推定結果の集合を、例えば３つのブロック（Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３）に分割する（Ｓ１４）。この各推定結果が分割された例が、図１１に示されている。例えば、均等に３分割することが困難なので、図１１（ｂ）及び図１１（ｃ）に示す様に、中心となるブロックＢ２に多くの各推定結果が含まれる様に分割されることが好ましい。
【０１５５】
ステップＳ１５以降の動作は、一致判定部２９の動作であり、ステップＳ１２及びＳ１３により抽出されたＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ）に対して行われる動作である。
【０１５６】
一致判定部２９は、一致判定範囲抽出部２８により出力された第ｗ番目の一致判定範囲ＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ）に含まれる各推定結果の集合を用いて、レーダ装置１からターゲットへの到来方向推定結果の一致性を判定する。更に、一致判定部２９は、ステップＳ１２及びＳ１３により抽出された或る送信周期Ｔｒにおける全ての一致判定範囲に対してステップＳ１５の動作を繰り返す。以下、ステップＳ１５の動作の詳細について説明する。
【０１５７】
一致判定部２９は、第ｗ番目の一致判定範囲ＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ）に含まれ、且つ、数式（１０）を満たす各推定結果のうち、最大の受信電力推定結果（ＰＯＷｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ））を含む推定結果を選択する（Ｓ１５−１）。一致判定部２９は、選択された推定結果の最大の受信電力推定結果を得るときの離散時刻（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）が、ステップＳ１４により分割された中心のブロックＢ２の各推定結果における離散時刻であるか否かを判定する（Ｓ１５−２）。
【０１５８】
中心のブロックＢ２の各推定結果における離散時刻でないと判定されたとする（Ｓ１５−２、ＮＯ）。一致判定部２９は、第ｗ番目の一致判定範囲ＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ）に対する動作を終了し、次の第（ｗ＋１）番目の一致判定範囲ＤＯＵＴ＿ＳＥＬ（ｗ＋１）に対してステップＳ１５の動作を行う（Ｓ１５−４）。
【０１５９】
中心のブロックＢ２の各推定結果における離散時刻であると判定されたとする（Ｓ１５−２、ＹＥＳ）。一致判定部２９は、測定時間（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）の到来方向推定結果ＤＯＡｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ）と時間的に連続する前後の離散時刻の離散サンプル値に対する到来方向推定結果との差の絶対値が所定値未満か否かを判定する（Ｓ１５−３）。
【０１６０】
この所定値は、レーダ装置１の距離分解能ΔＲ（数式（１）参照）以内に複数のターゲットが存在するか否かを判定するための閾値とされる。
【０１６１】
ステップＳ１５−３において差の絶対値が所定値未満であると判定されたとする（Ｓ１５−３、ＹＥＳ）。一致判定部２９は、レーダ装置１の距離分解能ΔＲ以内に複数のターゲットが存在しないと判定する（Ｓ１５−５）。更に、一致判定部２９は、最大の受信電力推定結果と、最大の受信電力推定結果を含む推定結果における到来方向推定結果とを、高分解能到来方向推定結果（図８参照）として出力する。
【０１６２】
ステップＳ１５−３において差の絶対値が所定値以上であると判定されたとする（Ｓ１５−３、ＮＯ）。一致判定部２９は、レーダ装置１の距離分解能ΔＲ以内に複数のターゲットが存在すると判定する（Ｓ１５−６）。更に、一致判定部２９は、最大の受信電力ＰＯＷｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ）を中心として時間的に前後の各相関広がり範囲（２Ｎｓ−１）における各推定結果のうち、到来方向推定結果の一致性が高いものが存在するか否かを判定する（Ｓ１５−７）。
【０１６３】
到来方向推定結果の一致性が高いとは、複数のターゲットがいると判定された後において、各ターゲットに対するレーダ装置１における到来方向推定結果の信頼性が高いということを意味する。例えば複数のターゲットとして、ターゲットＡ及びターゲットＢがいるとする。到来方向推定結果の一致性が高いと、ターゲットＡ及びターゲットＢによりそれぞれ反射された反射波の信号の到来における相対遅延は、パルス幅Ｔｐ以上となる。ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果とが重複しないことになる。
【０１６４】
反対に、到来方向推定結果の一致性が高くないと、ターゲットＡ及びターゲットＢによりそれぞれ反射された反射波の信号の到来における相対遅延は、パルス幅Ｔｐ未満となる。ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果とが重複することになる。
【０１６５】
ステップＳ１５−７において到来方向推定結果の一致性が高いものが存在すると判定されたとする（Ｓ１５−７、ＹＥＳ）。一致判定部２９は、最大の受信電力を中心として時間的に前後の各相関広がり範囲における各推定結果のうち、到来方向推定結果の一致性が高いものを高分解能到来方向推定結果（図８参照）として出力する（Ｓ１５−８）。
【０１６６】
ステップＳ１５−７において到来方向推定結果の一致性が高いものが存在しないと判定されたとする（Ｓ１５−７、ＮＯ）。一致判定部２９は、最大の受信電力推定結果を中心として、時間的に前後の各相関広がり範囲における各推定結果から、数式（１０）を満たす離散時刻のうち最も時間的に離れている離散時刻における到来方向推定結果を出力する（Ｓ１５−９）。
【０１６７】
ここで、レーダ装置１の距離分解能以下の範囲に複数のターゲットが存在するので、図１２に示す様に、各ターゲットからの各反射波の信号が、１．０パルス幅Ｔｐ以下の相対遅延時間以内に到来したとする。
【０１６８】
例えば、図１２（ａ）に示す様に、各ターゲットからの各反射波の信号の到来における相対遅延が１．０パルス幅Ｔｐであるとする。レーダ装置１は、各反射波の信号が合成されていない離散時刻における相関値を用いた到来方向推定結果（同図の符号Ｃ１，Ｃ２）を選択する。これにより、レーダ装置１は、レーダ装置１の距離分解能以内に存在する複数のターゲットを分離して検出することができ、ターゲットの到来方向の推定精度を向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１６９】
また、例えば図１２（ｂ）及び図１２（ｃ）に示す様に、各ターゲットからの各反射波の信号の到来における相対遅延が０．５パルス幅（Ｔｐ／２）又は０．３…パルス幅（Ｔｐ／３）であるとする。レーダ装置１は、各反射波の信号の合成の影響が小さい離散時刻における相関値を用いた到来方向推定結果（図１２（ｂ）の符号Ｃ３，Ｃ４，図１２（ｃ）の符号Ｃ５，Ｃ６）を選択する。これにより、レーダ装置１は、レーダ装置１の距離分解能以内に存在する複数のターゲットを分離して検出することができ、ターゲットの到来方向の推定精度を向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１７０】
上述した第１の実施形態のレーダ装置１の効果について、図１５を参照して説明する。図１５は、高分解能処理部２６の推定結果を模式的に示した説明図である。同図（ａ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅１．５Ｔｐとした説明図である。同図（ｂ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐとした説明図である。同図（ｃ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／２とした説明図である。同図（ｄ）は、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延をパルス幅Ｔｐ／３とした説明図である。
【０１７１】
図１４においては、ターゲットＡからの反射波の信号の受信信号レベルと、ターゲットＢからの反射波の信号の受信信号レベルとが、ほぼ等しいと想定されている。即ち、ターゲットＡ及びターゲットＢは、レーダ装置１の距離分解能程度の範囲に存在することが想定されている。図１４の丸印（○）の中心点の座標は到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）、丸印の大きさは受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）の大きさを表している。
【０１７２】
ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐよりも大きい時間である１．５Ｔｐであるとする（図１５（ａ）参照）。ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲が交わることがない。即ち、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲における各到来方向推定結果が一致し、レーダ装置１は、各到来方向推定結果をターゲットＡ，Ｂの真値として推定することができる。
【０１７３】
ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅１．０Ｔｐに等しいとする（図１５（ｂ）参照）。ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とが交わる離散時刻が発生する。この離散時刻においては、ターゲットＡに対する到来方向推定結果とターゲットＢに対する到来方向推定結果とがベクトル的に合成される。このため、離散時刻における受信電力推定結果が高くなることがあるが、この受信電力推定結果及び到来方向推定結果は誤ったものとなる可能性が高い。
【０１７４】
従来のレーダ装置では、受信電力推定結果が高い離散時刻における到来方向推定値を選択し、又は、この離散時刻の前後の離散時刻における到来方向推定結果を合成したものを最終的な推定結果としていた。このため、従来のレーダ装置では、レーダ装置の距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットに対する到来方向推定結果に対する推定誤差が大きくなる。
【０１７５】
本発明に係るレーダ装置１では、高分解能処理部２６は、上述したステップＳ１５−８の動作を行う。従って、レーダ装置１は、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲が交わっていない離散時刻における到来方向推定結果を、受信電力推定値としては劣っていても選択して出力することができる。これにより、レーダ装置１によれば、距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向推定精度を向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１７６】
ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐ／２に等しいとする（図１５（ｃ）参照）。同様に、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とが交わる離散時刻が発生する。この離散時刻においては、ターゲットＡに対する到来方向推定結果とターゲットＢに対する到来方向推定結果とがベクトル的に合成される。このため、離散時刻における受信電力推定結果が高くなることがあるが、この受信電力推定結果及び到来方向推定結果は誤ったものとなる可能性が高い。
【０１７７】
従来のレーダ装置では、受信電力推定結果が高い離散時刻における到来方向推定値を選択し、又は、この離散時刻の前後の離散時刻における到来方向推定結果を合成したものを最終的な推定結果としていた。このため、従来のレーダ装置では、レーダ装置の距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットに対する到来方向推定結果に対する推定誤差が大きくなる。
【０１７８】
本発明に係るレーダ装置１では、高分解能処理部２６は、上述したステップＳ１５−９の動作を行う。従って、レーダ装置１は、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲が交わっていない最も時間的に離散した離散時刻における到来方向推定結果を選択して出力する。これにより、レーダ装置１によれば、距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向推定精度を向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１７９】
ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐ／３に等しいとする（図１５（ｄ）参照）。同様に、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とが交わる離散時刻が発生する。この離散時刻においては、ターゲットＡに対する到来方向推定結果とターゲットＢに対する到来方向推定結果とがベクトル的に合成される。このため、離散時刻における受信電力推定結果が高くなることがあるが、この受信電力推定結果及び到来方向推定結果は誤ったものとなる可能性が高い。
【０１８０】
従来のレーダ装置では、受信電力推定結果が高い離散時刻における到来方向推定値を選択し、又は、この離散時刻の前後の離散時刻における到来方向推定結果を合成したものを最終的な推定結果としていた。このため、従来のレーダ装置では、レーダ装置の距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットに対する到来方向推定結果に対する推定誤差が大きくなる。
【０１８１】
本発明に係るレーダ装置１では、高分解能処理部２６は、上述したステップＳ１５−９の動作を行う。従って、レーダ装置１は、ターゲットＡに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲とターゲットＢに対する到来方向推定結果の相関広がり範囲が交わっていない最も時間的に離散した離散時刻における到来方向推定結果を選択して出力する。これにより、レーダ装置１によれば、距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向推定精度を向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１８２】
更に、第１の実施形態のレーダ装置１では、上述した特許文献１に開示されているフィルタバンクを用いることがないため、レーダ装置１の回路規模の増大を抑制することができる。
【０１８３】
なお、第１の実施形態においては、相関広がり範囲として（２Ｎｓ−１）として説明した。但し、複数の各ターゲットからの反射波の信号のレーダ受信部３における受信タイミング（到来タイミング）がレーダ受信部３のサンプリングレートに一致しないことも考慮して、相関広がり範囲を２Ｎｓとしても良い。
【０１８４】
〔第１の実施形態の変形例１〕
第１の実施形態の変形例１では、第１の実施形態のレーダ装置１の高分解能処理部２６の一致判定部２９のステップＳ１５−９の動作を、後述する動作に置き換える。この置き換えられた動作を除く第１の実施形態の変形例１のレーダ装置の他の動作は第１の実施形態のレーダ装置１と同様であるため、以下、置き換える動作の内容のみ説明し、置き換えられた動作を除く他の動作の説明は省略する。
【０１８５】
第１の実施形態の変形例１のレーダ装置では、一致判定部は、第１の実施形態のレーダ装置１の高分解能処理部２６の一致判定部２９のステップＳ１５−９に対応して、次の様な動作を行う。
【０１８６】
具体的には、一致判定部は、最大の受信電力推定結果を中心として、数式（１３）を満たす離散時刻のうち時間的に前側の相関広がり範囲からもっとも離れた離散時刻における到来方向推定結果ＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）を選択する。更に、一致判定部は、最大の受信電力推定結果を中心として、数式（１３）を満たす離散時刻のうち時間的に後側の相関広がり範囲からもっとも離れた離散時刻における到来方向推定結果ＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）を選択する。
【０１８７】
更に、一致判定部は、最大の受信電力推定結果を得るときの離散時刻（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）における到来方向推定結果ＤＯＡｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ）を用いて、選択された到来方向推定結果ＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）及びＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）を外挿的に補正する。
【０１８８】
この外挿的な補正は、数式（１４）及び数式（１５）に示す様に行われる。一致判定部は、補正された到来方向推定結果ｃＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）及びｃＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）を高分解能到来方向推定結果（図８参照）として出力する。外挿的な補正は、例えば線形補間が用いられている。パラメータαは所定の係数である。
【０１８９】
【数１４】
【０１９０】
【数１５】
【０１９１】
なお、パラメータαは固定値でも良いが、各離散時刻（ｐ１，ｑ１）,（ｐ２，ｑ２），（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）における受信電力推定結果ＰＯＷｐ１（ｑ１，ｍ），ＰＯＷｐ２（ｑ２，ｍ）及びＰＯＷｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ）によって重み付けした可変値としても良い。また、数式（１４）及び数式（１５）において、ΔＴ［（ｐ１，ｑ１）−（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）]は、離散時刻（ｐ１，ｑ１）と離散時刻（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）の時間差を表す。
【０１９２】
図１６は、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置の高分解能処理部の推定結果を模式的に示した説明図である。図１６において、上述した外挿的な補正によって演算された到来方向推定結果ｃＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）及びｃＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）は、黒丸印（●）により表されている。但し、パラメータα＝１とする。
【０１９３】
以上により、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置は、上述した外挿的な補正によって、第１の実施形態のレーダ装置１に比べて、各ターゲットの方向推定精度をより向上することができる。特に、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐ／３に等しいと顕著である。
【０１９４】
また、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延が、パルス幅Ｔｐ／２又はＴｐ／３に等しいのであれば、上述した図１３のステップＳ１５−９と外挿的な補正との動作とを併用しても良い。
【０１９５】
具体的には、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐ／３程度であるとする。一致判定部は、最大の受信電力推定結果を中心として、数式（１３）を満たす離散時刻のうち時間的に前側の相関広がり範囲からもっとも離れた離散時刻における到来方向推定結果ＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）を選択する。更に、一致判定部は、最大の受信電力推定結果を中心として、数式（１０）を満たす離散時刻のうち時間的に後側の相関広がり範囲からもっとも離れた離散時刻における到来方向推定結果ＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）を選択する。
【０１９６】
更に、一致判定部は、最大の受信電力推定結果を得るときの離散時刻（ｐ＿ｐｅａｋ，ｑ＿ｐｅａｋ）における到来方向推定結果ＤＯＡｐ＿ｐｅａｋ（ｑ＿ｐｅａｋ，ｍ）を用いて、選択された到来方向推定結果ＤＯＡｐ１（ｑ１，ｍ）及びＤＯＡｐ２（ｑ２，ｍ）を外挿的に補正する。
【０１９７】
一方、ターゲットＡからの反射波の信号とターゲットＢからの反射波の信号との到来における相対遅延がパルス幅Ｔｐ／２程度であるとする。一致判定部は、最大の受信電力推定結果を中心として、時間的に前後の各相関広がり範囲における各推定結果から、数式（１０）を満たす離散時刻のうち最も離散している離散時刻における到来方向推定結果を出力する。
【０１９８】
これにより、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置よりも、更に各ターゲットの方向推定精度をより向上することができる。また、分離された各々のターゲットの到来時間から距離測定が可能となり、距離推定精度が向上する。
【０１９９】
〔第１の実施形態の変形例２〕
第１の実施形態の変形例２では、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３におけるＮｓ倍のオーバーサンプルの代わりに、レーダ送信部２における送信符号の出力タイミングを所定のサンプリングレートを用いて送信周期Ｔｒ毎に周期的にシフトする。
【０２００】
図１７は、第１の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｘの内部構成を詳細に示すブロック図である。図１８は、第１の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｘの動作に関するタイミングチャートである。
【０２０１】
レーダ装置１ｘと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のものには、同一の符号が付されている。以下、レーダ装置１ｘの構成及び動作の説明において、同一の構成及び動作の内容に関しては省略し、レーダ装置１の構成及び動作と異なる内容に関して説明する。なお、以下の説明において、サンプリングレートＮｓは、Ｎｓ＝２であるとするが、Ｎｓ＝２に限定されない。
【０２０２】
図１７において、レーダ装置１ｘは、送信タイミング制御部３３、送信アンテナＡＮ１と接続されるレーダ送信部２ｘ、及び、各受信アンテナＡＮ２ａ〜ＡＮ２ｄと接続される各アンテナ系統処理部１１ａｘ〜１１ｄｘ（不図示、以下同様）を有するレーダ受信部３を備える。なお、レーダ送信部２ｘ及びレーダ受信部３ｘは、共に基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏから信号が供給され、レーダ送信部２ｘ及びレーダ受信部３ｘの処理の同期が揃うようになっている。
【０２０３】
（レーダ送信部）
次に、レーダ送信部２ｘの各部の構成について説明する。
【０２０４】
レーダ送信部２ｘは、図１７に示す様に、送信信号生成部４ｘ及び送信ＲＦ部５を備える。送信信号生成部４ｘは、符号生成部６、変調部７、ＬＰＦ８、遅延器３１及び送信タイミング切換部３２を備える。
【０２０５】
次に、レーダ送信部２ｘの各部の動作について説明する。
【０２０６】
送信信号生成部４ｘは、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。送信信号生成部４ｘの各部は、生成された信号に基づいて動作する。
【０２０７】
変調部７により生成されたベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）は、ＬＰＦ８を介して、遅延器３１及び送信タイミング切換部３２に出力される。
【０２０８】
遅延器３１は、ＬＰＦ８を介して出力された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）に対して、所定の遅延時間ΔＤの遅延を与え、遅延時間ΔＤを与えられた送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を送信タイミング切換部３２に出力する。この所定の遅延時間ΔＤに関しては、数式（１６）が成立する。
【０２０９】
【数１６】
【０２１０】
送信タイミング切換部３２は、ＬＰＦ８を介して出力された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）及び遅延器３１により出力された送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）を入力する。送信タイミング切換部３２は、送信タイミング制御部３３により出力された送信タイミング制御信号に応じて、ＬＰＦ８を介して出力された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）又は遅延器３１により出力された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）の出力を切り換える。送信タイミング切換部３２は、切り換えによって選択された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を送信ＲＦ部５に出力する。
【０２１１】
送信タイミング制御部３３は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に基づいて動作する。送信タイミング制御部３３は、信号に基づいて、送信周期Ｔｒ毎若しくは送信周期Ｔｒの整数倍毎に、送信タイミング切換部３２の出力を切り換える旨の送信タイミング制御信号を、送信タイミング切換部３２及び相関値演算入力切換部３４ａに出力する。なお、この送信タイミング制御信号には、相関値演算入力切換部３４ａの出力を切り換える旨の信号が含まれる。
【０２１２】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部３ｘの各部の構成について説明する。レーダ受信部３ｘには、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、複数の例えば４つのアレーアンテナが構成されている。更に、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、アレーアンテナを構成する各受信アンテナはアンテナ系統処理部毎に設けられている。
【０２１３】
レーダ受信部３ｘは、図１７に示す様に、アレーアンテナを構成する受信アンテナの本数に対応して設けられた４つのアンテナ系統処理部１１ａｘ〜１１ｄｘ、第１到来時間方向推定部２４、第２到来時間方向推定部２５及び高分解能処理部２６を備える。以下の説明においては、４つのアンテナ系統処理部１１ａｘ〜１１ｄｘの各部の構成及び動作は同様であるため、アンテナ系統処理部１１ａｘを例示して説明する。
【０２１４】
アンテナ系統処理部１１ａｘは、受信アンテナＡＮ２ａが接続された受信ＲＦ部１２ａ、及び信号処理部１３ａｘを備える。受信ＲＦ部１２ａは、増幅器１４ａ、周波数変換部１５ａ及び直交検波部１６ａを備える。信号処理部１３ａｘは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａ、相関値演算入力切換部３４ａ、第１相関値演算部２０ａ、第２相関値演算部２１ａ、第１加算処理部２２ａ及び第２加算処理部２３ａを備える。レーダ受信部３ｘは、各送信周期Ｔｒを信号処理部１３ａｘ〜１３ｄｘ（不図示、以下同様）における信号処理区間として周期的に演算する。
【０２１５】
次に、レーダ受信部３ｘの各部の動作について説明する。
【０２１６】
Ａ／Ｄ変換部１７ａにより変換されたデジタルデータの同相信号成分、及びＡ／Ｄ変換部１８ａにより変換されたデジタルデータの直交信号成分は、相関値演算入力切換部３４ａに出力される。
【０２１７】
相関値演算入力切換部３４ａは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ及びＡ／Ｄ変換部１８によりそれぞれ出力されたデジタルデータの同相信号成分及び直交信号成分を入力する。相関値演算入力切換部３４ａは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａのサンプリングレートＮｓに応じて、入力された同相信号成分及び直交信号成分からなる複素数ｘ（ｋ，Ｍ）の出力を、送信タイミング制御部３３により出力された送信タイミング制御信号に応じて、離散時刻毎に順次切り換える。相関値演算入力切換部３４ａは、切り換えによって選択された複素数ｘ（ｋ，Ｍ）を、第１相関値演算部２０ａ又は第２相関値演算部２１ａに出力する。
【０２１８】
図１８には、送信タイミング制御信号、高周波送信信号、遅延時間τ１の受信信号、Ａ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａのサンプルタイミング、及び相関値演算入力切換部３４ａの出力先がそれぞれ示されている。
【０２１９】
図１８に示す様に、送信タイミング制御信号が遅延器３１からの出力を選択しないと（遅延器出力ＯＦＦ）、送信周期Ｔｒの開始タイミングに同期して、符号送信区間Ｔｗにわたって高周波送信信号が送信される。一方、送信タイミング制御信号が遅延器３１からの出力を選択すると（遅延器出力ＯＮ）、送信周期Ｔｒの開始タイミングから上述した遅延時間ΔＤだけ遅延して、符号送信区間Ｔｗにわたって高周波送信信号が送信される。
【０２２０】
従って、遅延器出力ＯＦＦでは、レーダ装置１ｘは、送信周期Ｔｒの開始タイミングから遅延時間τ１のタイミングにおいて、高周波送信信号の受信を開始する。一方、遅延器出力ＯＮでは、レーダ装置１ｘは、送信周期Ｔｒの開始タイミングから遅延時間（τ１＋ΔＤ）のタイミングにおいて、高周波送信信号の受信を開始する。
【０２２１】
これに対し、送信周期Ｔｒに同期して整数倍のサンプリングが行われるため、遅延器出力ＯＦＦと遅延器出力ＯＮとでは、Ａ／Ｄ変換器１７ａ，１８ｂのサンプルタイミングは、遅延時間ΔＤ（数式（１３）参照）だけずれる。遅延時間ΔＤをパルス幅Ｔｐより小さい値に設定することで、第１の実施形態のサンプリングレートＮｓを用いた離散サンプル値を等価的に得ることができる。
【０２２２】
相関値演算入力切換部３４ａは、遅延器出力ＯＦＦの離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）を、第１相関値演算部２０ａへ出力し、遅延器出力ＯＮの離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）を、第Ｎｓ（＝２）番目の相関演算部（第２相関値演算部２１ａ）へ出力する。以降の動作は、第１の実施形態と同様である。
【０２２３】
以上により、第１の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｘは、レーダ受信部３ｘのＡ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａのサンプルタイミングよりも細かい単位を用いて、ターゲットからの反射波を受信することができる。これにより、レーダ装置１ｘによれば、ターゲットからの反射波の受信時におけるサンプリングレート（オーバーサンプル数）を等価的に高めることができる。
【０２２４】
これにより、レーダ装置１ｘでは、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３において得られたＡ／Ｄ変換のサンプリングレートと同様なサンプリングレートを、より低速なＡ／Ｄ変換部を用いることでも達成することができる。
【０２２５】
一般的にＡ／Ｄ変換部は、より低速なサンプリングレートを有すれば、量子化ビット数を高めることが、より容易となる。このため、レーダ受信部３ｘにおける受信ダイナミックレンジを高めることができ、車両／歩行者を含めたターゲットの検出精度を高めることができる。更に、低速なサンプリングレートを有するＡ／Ｄ変換部を用いることで、レーダ装置１ｘにおける消費電力を低減することができる。
【０２２６】
〔第１の実施形態の変形例３〕
第１の実施形態の変形例３では、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３のＳ／Ｐ変換部１９ａの代わりに、低速なサンプリングレートを有するＡ／Ｄ変換部を更に２つ用いる。
【０２２７】
図１９は、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｙのレーダ受信部３ｙにおける第１アンテナ系統処理部１１ａｙの内部構成を詳細に示すブロック図である。図２０は、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｙのレーダ受信部３ｙにおける第１アンテナ系統処理部１１ａｙにおける各Ａ／Ｄ変換部の動作に関するタイミングチャートである。
【０２２８】
レーダ装置１ｙと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のものには、同一の符号が付されている。レーダ装置１ｙのレーダ送信部の構成は、図４に示された第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ送信部２と同様であり、図１９にはレーダ装置１ｙのレーダ送信部の構成は省略している。
【０２２９】
以下、レーダ装置１ｙの構成及び動作の説明において、同一の構成及び動作の内容に関しては省略し、レーダ装置１の構成及び動作と異なる内容に関して説明する。なお、以下の説明において、サンプリングレートＮｓは、Ｎｓ＝２であるとするが、Ｎｓ＝２に限定されない。
【０２３０】
レーダ装置１ｙのレーダ受信部３ｙと第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３とにおいて、第１アンテナ系統処理部１１ａｙが第１アンテナ系統処理部１１ａと異なる。その他の第１到来時間方向推定部２４、第２到来時間方向推定部２５及び高分解能処理部２６の構成及び動作は同様であるため、構成及び動作の説明は省略する。
【０２３１】
（アンテナ系統処理部）
次に、アンテナ系統処理部１１ａｙの各部の構成について説明する。なお、レーダ装置１ｙのレーダ受信部３ｙには、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、複数の例えば４つのアレーアンテナが構成されている。更に、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、アレーアンテナを構成する各受信アンテナはアンテナ系統処理部毎に設けられている。
【０２３２】
アンテナ系統処理部１１ａｙは、図１９に示す様に、受信アンテナＡＮ２ａが接続された受信ＲＦ部１２ａ、及び信号処理部１３ａｙを備える。受信ＲＦ部１２ａは、増幅器１４ａ、周波数変換部１５ａ及び直交検波部１６ａを備える。信号処理部１３ａｙは、遅延器３５ａ、４つのＡ／Ｄ変換部１７ａ１，１７ａ２，１８ａ１，１８ａ２、第１相関値演算部２０ａ、第２相関値演算部２１ａ、第１加算処理部２２ａ及び第２加算処理部２３ａを備える。アンテナ系統処理部１１ａｙは、各送信周期Ｔｒを信号処理部１３ａｙ〜１３ｄｙ（不図示、以下同様）における信号処理区間として周期的に演算する。
【０２３３】
次に、アンテナ系統処理部１１ａｙの各部の動作について説明する。
【０２３４】
遅延器３５ａは、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に対して、所定の遅延時間ΔＴＤの遅延を与え、遅延時間ΔＴＤを与えられた信号をＡ／Ｄ変換部１８ａ１，１８ａ２にそれぞれ入力する。この所定の遅延時間ΔＴＤに関しては、数式（１７）が成立する。
【０２３５】
【数１７】
【０２３６】
Ａ／Ｄ変換部１７ａ１は、直交検波部１６ａにより出力された同相信号に対し、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に同期したタイミングにおいて、２Ｔｐ／Ｎｓのサンプリングレートを用いてサンプリングする。Ａ／Ｄ変換部１７ａ１は、アナログデータの同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１７ａ１は、変換されたデジタルデータの同相信号成分を、第１相関値演算部２０ａに出力する。
【０２３７】
Ａ／Ｄ変換部１７ａ２は、直交検波部１６ａにより出力された直交信号に対し、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に同期したタイミングにおいて、２Ｔｐ／Ｎｓのサンプリングレートを用いてサンプリングする。これにより、Ａ／Ｄ変換部１７ａ２は、アナログデータの直交信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１７ａ２は、変換されたデジタルデータの直交信号成分を、第１相関値演算部２０ａに出力する。
【０２３８】
Ａ／Ｄ変換部１８ａ１は、直交検波部１６ａにより出力された同相信号に対し、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に対して遅延器３５ａから出力されたタイミングにおいて、２Ｔｐ／Ｎｓのサンプリングレートを用いてサンプリングする。これにより、Ａ／Ｄ変換部１８ａ１は、アナログデータの同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１８ａ１は、変換されたデジタルデータの同相信号成分を、第２相関値演算部２１ａに出力する。
【０２３９】
Ａ／Ｄ変換部１８ａ２は、直交検波部１６ａにより出力された直交信号に対し、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に対して遅延器３５ａから出力されたタイミングにおいて、２Ｔｐ／Ｎｓのサンプリングレートを用いてサンプリングする。これにより、Ａ／Ｄ変換部１８ａ２は、アナログデータの直交信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１８ａ２は、変換されたデジタルデータの直交信号成分を、第２相関値演算部２１ａに出力する。
【０２４０】
Ａ／Ｄ変換部１７ａ１，１７ａ２とＡ／Ｄ変換部１８ａ１，１８ａ２とのサンプルタイミングは、図２０に示す様に、数式（１７）によって示された遅延時間ΔＴＤの相対遅延がある。更に、Ａ／Ｄ変換部１７ａ１，１７ａ２とＡ／Ｄ変換部１８ａ１，１８ａ２は、それぞれサンプリングレート２Ｔｐ／Ｎｓを用いてサンプリングし、サンプリングされた離散サンプル値を第１相関値演算部２０ａ及び第２相関値演算部２１ａに出力する。
【０２４１】
従って、上述した遅延器３５ａ、Ａ／Ｄ変換部１７ａ１，１７ａ２，１８ａ１，１８ａ２により、第１の実施形態におけるサンプリングレートＴｐ／ＮｓのＡ／Ｄ変換部１７ａ，１８ａ及びＳ／Ｐ変換部１９ａと同様な動作をすることが可能である。
【０２４２】
また、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｙでは、第１の実施形態のレーダ装置１に比べてＡ／Ｄ変換部は複数必要となる。しかし、レーダ装置１ｙでは、各Ａ／Ｄ変換部のサンプリングレートをより低速にすることができる。
【０２４３】
これにより、レーダ装置１ｙによれば、各Ａ／Ｄ変換部におけるＡ／Ｄ変換時の量子化精度を高める、即ち、量子化ビット数を多くすることが容易となり、レーダ装置１ｙにおける受信ダイナミックレンジを高めることができる。
【０２４４】
なお、図１９に示されたアンテナ系統処理部１１ａｙでは、Ａ／Ｄ変換部１７ａ１，１７ａ２，１８ａ１，１８ａ２が設けられたが、更に多くのＡ／Ｄ変換部を設けても良く、同様な効果を得ることができる。このため、レーダ受信部３ｙにおける受信ダイナミックレンジを高めることができ、車両／歩行者を含めたターゲットの検出精度を高めることができる。更に、低速なサンプリングレートを有するＡ／Ｄ変換部を用いることで、レーダ装置１ｙにおける消費電力を低減することができる。
【０２４５】
〔第１の実施形態の変形例４〕
第１の実施形態の変形例４では、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３に到来時間方向選択部３６を更に設ける。この到来時間方向選択部３６を設けることで、第１到来時間方向選択部２４ｚ、第２到来時間方向選択部２５ｚ及び高分解能処理部２６の処理量及び処理時間を低減することができる。
【０２４６】
図２１は、第１の実施形態の変形例４のレーダ装置１ｚのレーダ受信部３ｚの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｚと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のものには、同一の符号が付されている。レーダ装置１ｚのレーダ送信部の構成は、図４に示された第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ送信部２と同様であり、図２１にはレーダ装置１ｚのレーダ送信部の構成は省略している。
【０２４７】
以下、レーダ装置１ｚの構成及び動作の説明において、同一の構成及び動作の内容に関しては省略し、レーダ装置１の構成及び動作と異なる内容に関して説明する。なお、以下の説明において、サンプリングレートＮｓは、Ｎｓ＝２であるとするが、Ｎｓ＝２に限定されない。
【０２４８】
レーダ装置１ｚのレーダ受信部３ｚでは、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３と比べて、到来時間方向選択部３６が更に設けられ、第１到来時間方向推定部２４ｚ及び第２到来時間方向選択部２５ｚがそれぞれ第１到来時間方向推定部２４及び第２到来時間方向推定部２５とが動作において異なる。その他の各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄに関しては、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部３の各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄと同様のため、内容の説明は省略する。
【０２４９】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部３ｚの各部の構成について説明する。レーダ受信部３ｚには、複数の例えば４つのアレーアンテナが構成されている。
【０２５０】
レーダ受信部３ｚは、図２１に示す様に、アレーアンテナを構成する受信アンテナの本数に対応して設けられた４つのアンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄ、第１到来時間方向推定部２４ｚ、第２到来時間方向推定部２５ｚ、到来時間方向選択部３６、及び高分解能処理部２６を備える。以下の説明において、必要に応じて、４つのアンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄのうち、アンテナ系統処理部１１ａを例示して説明する。
【０２５１】
レーダ装置１ｚのレーダ受信部３ｚにおいて、第１加算処理部２２ａにより出力された平均第１相関値ａｖｅＡＣ１（ｑ，Ｍ）は、第１到来時間方向推定部２４ｚ及び到来時間方向選択部３６に出力される。なお、第２加算処理部２３ａにより出力された平均第２相関値ａｖｅＡＣ２（ｑ，Ｍ）は、第２到来時間方向推定部２５ｚに出力される。
【０２５２】
なお、図２１に示す様に、他のアンテナ系統処理部１１ｂ〜１１ｄの各第１加算処理部により出力された平均第１相関値は、それぞれ第１到来時間方向推定部２４ｚ及び到来時間方向選択部３６に出力される。なお、他のアンテナ系統処理部の各第２加算処理部により出力された平均第２相関値は、それぞれ第２到来時間方向推定部２５ｚに出力される。
【０２５３】
到来時間方向選択部３６は、各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの各第１加算処理部により出力された各平均第１相関値に基づいて、ターゲットからの反射波の信号が所定の受信信号レベルより高い離散時刻を選択する。到来時間方向選択部３６は、選択された離散時刻、及び離散時刻の時間的に前後の離散時刻を含む選択離散時刻情報を、第１到来時間方向推定部２４ｚ及び第２到来時間方向推定部２５ｚにそれぞれ出力する。
【０２５４】
以下、到来時間方向選択部３６の動作について詳細に説明する。
【０２５５】
到来時間方向選択部３６は、各アンテナ系統処理部１１ａ〜１１ｄの各第１加算処理部により出力された各平均第１相関値を入力する。到来時間方向選択部３６は、入力された各平均第１相関値に基づいて、各離散時刻（ｚ，ｑ）におけるアレーアンテナの平均受信電力を、数式（１８）に従って演算する。パラメータｑは、ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏである。
【０２５６】
【数１８】
【０２５７】
到来時間方向選択部３６は、数式（１８）に従って演算された平均受信電力が所定の受信電力Ｌｐよりも大きい離散時刻（ｚ，ｑｓ）を選択する。パラメータｑｓは、ｑｓ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏのうち、数式（１９）を満たす離散時刻である。
【０２５８】
【数１９】
【０２５９】
到来時間方向選択部３６は、選択された離散時刻（ｚ，ｑｓ）と、離散時刻（ｚ，ｑｓ）と時間的に前後する離散時刻（ｚ，ｑｓ−１）及び（ｚ，ｑｓ＋１）を含む離散時刻の情報を選択離散時刻情報として、第１到来時間方向推定部２４ｚ及び第２到来時間方向推定部２５ｚに出力する。以下では、上記の離散時刻の情報を（ｑ，ｍ）として記載する。（ｑ，ｍ）には、数式（１９）を満たすことを条件に選択された離散時刻（ｚ，ｑｓ）と、離散時刻（ｚ，ｑｓ）と時間的に前後する離散時刻（ｚ，ｑｓ−１）及び（ｚ，ｑｓ＋１）を含む。
【０２６０】
第１到来時間方向推定部２４ｚは、各アンテナ系統処理部の第１加算処理部により出力された平均第１相関値のうち、到来時間方向選択部３６により出力された選択離散時刻情報に含まれる離散時刻（ｑ，ｍ）における平均第１相関値を抽出する。第１到来時間方向推定部２４ｚは、抽出された平均第１相関値に基づいて、ターゲットからの反射波の受信電力を推定し、それに基づき到来時間を測定する。さらに選択された離散時刻毎に、レーダ装置１ｚからターゲットまでの到来方向を推定演算する。
【０２６１】
この推定演算の結果（推定結果）には、到来時間方向選択部３６により出力された選択離散時刻情報に含まれる各離散時刻（ｑ，ｍ）における最大受信電力方向の到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）と、受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）とが含まれる。第１到来時間方向推定部２４ｚは、推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を高分解能処理部２６に出力する。ここでは、ｐ＝１である。
【０２６２】
同様に、第２到来時間方向推定部２５ｚは、各アンテナ系統処理部の第２加算処理部により出力された平均第２相関値のうち、到来時間方向選択部３６により出力された選択離散時刻情報に含まれる各離散時刻（ｑ，ｍ）における平均第２相関値を抽出する。第２到来時間方向推定部２５ｚは、抽出された平均第２相関値に基づいて、ターゲットからの反射波の受信電力を推定し、それに基づき到来時間を測定する。さらに選択された離散時刻毎に、レーダ装置１ｚからターゲットまでの到来方向を推定演算する。
【０２６３】
この推定演算の結果（推定結果）には、到来時間方向選択部３６により出力された選択離散時刻情報に含まれる各離散時刻（ｑ，ｍ）における最大受信電力方向の到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）と、受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）とが含まれる。第２到来時間方向推定部２５ｚは、推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を高分解能処理部２６に出力する。ここでは、ｐ＝２である。
【０２６４】
高分解能処理部２６は、第１到来時間方向推定部２４ｚ及び第２到来時間方向推定部２５ｚにより出力された選択離散時刻情報の各離散時刻（ｑ，ｍ）における最大受信電力方向の到来方向推定結果ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）と受信電力推定結果ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ）である各推定結果［ＰＯＷｐ（ｑ，ｍ），ＤＯＡｐ（ｑ，ｍ）］を入力する。ここでは、ｐ＝１，２である。以下の高分解能処理部２６の動作の説明は、上述した第１の実施形態のレーダ装置１の高分解能処理部２６と同様であるため省略する。
【０２６５】
以上により、各到来時間方向推定部は、全ての離散時刻ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏから数式（１９）を満たす平均受信電力を基に選択された一部の離散時刻についてのみターゲットを到来方向推定する。これにより、レーダ装置１ｚによれば、ターゲット検出率の劣化を防ぎつつ、推定処理量及び推定処理時間を低減することができる。
【０２６６】
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明のレーダ装置はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【０２６７】
なお、第１の実施形態の変形例４において、到来時間方向選択部３６は、上述した数式（１６）を満たす離散時刻（ｚ，ｑ）を選択する代わりに、次の様な処理を行っても良い。具体的には、到来時間方向選択部３６は、数式（１８）に従って演算された平均受信電力ａｖｅ＿Ｐ（ｑ，ｍ）から、最も大きい平均受信電力から順にＮ＿Ｌｐ個の各平均受信電力を得るときの各離散時刻を選択する。この選択された各離散時刻を（ｚ、ｑｓ’））として表す。パラメータｑｓ’は、離散時刻ｑ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏを平均受信電力ａｖｅ＿Ｐ（ｑ，ｍ）の大きい順に並べ替えたうちの、上位Ｎ＿Ｌｐ個の離散時刻である。
【０２６８】
これにより、各到来時間方向推定部の到来方向推定処理における離散時刻の上限が固定化されることになるため、レーダ装置１ｚにおいて最大限必要となる推定処理量及び推定処理時間を抑えることができる。
【０２６９】
なお、ターゲットまでの距離RTは、その到来時間推定結果ＴＯＡを基に、ＲＴ＝Ｃ×ＴＯＡ／２として変換することが可能であるため、本実施例における到来時間推定を到来距離推定と置き換えても良い。ここで、パラメータＣは光の速度を示す。
【産業上の利用可能性】
【０２７０】
本発明は、距離分解能以内に複数のターゲットが存在すると、各ターゲットからの各反射波の信号のドップラ周波数が同程度でも、各ターゲットの方向推定精度を向上するレーダ装置として有用である。
【符号の説明】
【０２７１】
１、１ｘ、１ｙ、１ｚ レーダ装置
２、２ｘ レーダ送信部
３、３ｘ、３ｚ レーダ受信部
４、４ｒ、４ｘ 送信信号生成部
５ 送信ＲＦ部
６ 符号生成部
７、７ｒ 変調部
８、８ｒ ＬＰＦ
９、１５ａ 周波数変換部
１０、１４ａ 増幅器
１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ａｘ、１１ａｙ、１１ｂｘ、１１ｃｘ、１１ｄｘ アンテナ系統処理部
１２ａ 受信ＲＦ部
１３ａ、１３ａｘ、１３ａｙ 信号処理部
１６ａ 直交検波部
１７ａ、１７ａ１、１７ａ２、１８ａ、１８ａ１、１８ａ２ Ａ／Ｄ変換部
１９ａ Ｓ／Ｐ変換部
２０ａ 第１相関値演算部
２１ａ 第２相関値演算部
２２ａ 第１加算処理部
２３ａ 第２加算処理部
２４、２４ｚ 第１到来時間方向推定部
２５、２５ｚ 第２到来時間方向推定部
２６ 高分解能処理部
２７ 受信信号レベル判定部
２８ 一致判定範囲抽出部
２９ 一致判定部
３１、３５ａ 遅延器
３２ 送信タイミング切換部
３３ 送信タイミング制御部
３４ａ 相関値演算入力切換部
３６ 到来時間方向選択部
ＡＮ１ 送信アンテナ
ＡＮ２ａ 受信アンテナ
ＣＭ 送信符号記憶部
ＣＴ３ 送信符号制御部
Ｌｏ 基準信号発振器
Ｔｐ パルス幅
Ｔｒ 送信周期
Ｔｗ 送信区間
τ１、τ２ 遅延時間
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス圧縮符号を高周波送信信号に変換し、前記高周波送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、
ターゲットにより反射された前記高周波送信信号である反射波の信号を用いてターゲットまでの到来時間及び到来方向を、前記パルス圧縮符号におけるパルス送信レートに対しＮ（整数）倍のサンプリングレートを用いて、推定するレーダ受信部と、を含み、
前記レーダ受信部は、
受信信号と前記パルス圧縮符号との相関値を出力する複数のアンテナ系統処理部と、
前記複数のアンテナ系統処理部の各出力を基に、個別に前記ターゲットの到来時間及び到来方向を推定するＮ個の到来時間方向推定部と、
前記Ｎ個の到来時間方向推定部での各推定結果に基づいて、前記高周波送信信号の距離分解能以内に存在する複数の前記ターゲットを、各ターゲットを分離して検出する高分解能処理部と、を含み、
前記複数のアンテナ系統処理部は、それぞれ、
前記反射波の信号を受信する受信アンテナと、
前記受信された信号をベースバンドの受信信号に変換する受信ＲＦ部と、
前記変換された受信信号を、前記Ｎ（整数）倍のサンプリングレートを用いてデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部と、
１/Ｎサンプルタイミング毎に前記変換された受信信号のデジタルデータと、前記パルス圧縮符号と、の相関値を演算するＮ個の相関値演算部と、を有する
レーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置であって、
各前記推定結果には、各前記サンプルタイミングの受信電力推定結果が含まれ、
前記高分解能処理部は、
前記受信電力推定結果が所定の受信信号レベル以上であるか否かを判定する受信信号レベル判定部を有するレーダ装置。
【請求項３】
請求項２に記載のレーダ装置であって、
前記高分解能処理部は、
前記受信電力推定結果が前記所定の受信信号レベル以上となるサンプルタイミングの前後の所定の時間範囲における各推定結果を抽出する一致判定範囲抽出部を、更に有するレーダ装置。
【請求項４】
請求項３に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定範囲抽出部は、更に、
各々の前記所定の時間範囲における各推定結果の個数を単位として、前記サンプリングレートに応じて時間的にシフトした後の個数の各推定結果を抽出するレーダ装置。
【請求項５】
請求項３又は４に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定範囲抽出部は、更に、
前記抽出された個数の各推定結果を、所定数のブロックに分割するレーダ装置。
【請求項６】
請求項５に記載のレーダ装置であって、
前記高分解能処理部は、
前記抽出された各々の所定の時間範囲における各推定結果から、最大の受信電力推定結果を含む推定結果を選択する一致判定部を、更に有するレーダ装置。
【請求項７】
請求項６に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記選択された推定結果を得るときのサンプルタイミングが、前記分割されたブロックのうち中心のブロックの各推定結果におけるサンプルタイミングであるか否かを判定するレーダ装置。
【請求項８】
請求項７に記載のレーダ装置であって、
各々の前記推定結果には、各々の前記サンプルタイミングにおける到来方向推定結果が更に含まれ、
前記一致判定部は、更に、
前記選択された推定結果を得るときのサンプリングタイミングが、前記中心のブロックの各推定結果におけるサンプリングタイミングであるとの判定によって、前記選択された推定結果の到来方向推定結果と、時間的に連続する前後のサンプルタイミングにおける各推定結果の到来方向推定結果との差が所定値未満であるか否かを判定するレーダ装置。
【請求項９】
請求項８に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記選択された推定結果の方向推定結果と、時間的に連続する前後のサンプルタイミングにおける各推定結果の方向推定結果との差が所定値未満であるとの判定によって、前記高周波送信信号の距離分解能以内にターゲットが複数存在しないと判定するレーダ装置。
【請求項１０】
請求項８又は９に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記選択された推定結果の方向推定結果と、時間的に連続する前後のサンプルタイミングにおける各推定結果の方向推定結果との差が所定値以上であるとの判定によって、前記高周波送信信号の距離分解能以内にターゲットが複数存在すると判定するレーダ装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
最大の受信電力推定結果を中心に、前記前後の所定の時間範囲における各推定結果から、到来方向推定結果の一致性が高い到来方向推定結果が存在するか否かを判定するレーダ装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記到来方向推定結果の一致性が高い到来方向推定結果が存在するとの判定によって、前記前後の所定の時間範囲における各推定結果から、前記到来方向推定結果の一致性が高い到来方向推定結果を出力するレーダ装置。
【請求項１３】
請求項１１又は１２に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記到来方向推定結果の一致性が高い到来方向推定結果が存在しないとの判定によって、前記前後の所定の時間範囲における各推定結果から、前記所定の受信信号レベル以上の受信電力推定結果を有する各推定結果のサンプルタイミングのうち前後の所定の時間範囲において最も時間的に離散しているサンプルタイミングにおける各到来方向推定結果を出力するレーダ装置。
【請求項１４】
請求項１１又は１２に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記到来方向推定結果の一致性が高い到来方向推定結果が存在しないとの判定によって、前記前後の所定の時間範囲における各推定結果から、前記所定の受信信号レベル以上の受信電力推定結果を有する各推定結果のサンプルタイミングのうち前後の所定の時間範囲において最も時間的に離散しているサンプルタイミングにおける各到来方向推定結果を外挿的に補正するレーダ装置。
【請求項１５】
請求項１〜１４のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記アンテナ系統処理部は、
前記サンプリングレートに応じて、前記変換された受信信号のデジタルデータの前記Ｎ個の相関値演算部への出力を順次切り換えるＳ／Ｐ変換部と、を更に有するレーダ装置。
【請求項１６】
請求項１〜１４のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記レーダ送信部は、
前記所定の符号長の送信符号の出力を所定時間の遅延を与える第１遅延部と、
前記送信符号又は前記所定時間の遅延が与えられた送信符号の出力を切り換える送信タイミング切換部と、を更に有し、
前記アンテナ系統処理部は、
前記変換された受信信号のデジタルデータの前記Ｎ個の相関値演算部への出力を切り換える相関値演算入力切換部と、を更に有し、
前記レーダ装置は、
前記高周波送信信号の送信周期毎に、前記送信タイミング切換部の出力及び前記相関値演算入力切換部の出力を切り換える制御信号を出力する送信タイミング制御部と、を備えるレーダ装置。
【請求項１７】
請求項１〜１４のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記アンテナ系統処理部は、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号を、所定時間の遅延を与える第２遅延部と、
前記所定時間の遅延が与えられた受信信号を、前記所定倍のサンプリングレートを用いてデジタルデータに変換する第２Ａ／Ｄ変換部と、を有するレーダ装置。
【請求項１８】
請求項１〜１４のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記Ｎ個の相関演算部の出力に応じて、前記ターゲットに反射された反射波のレベルが所定の受信信号レベル以上となるサンプルタイミングを選択する到来時間方向選択部と、を更に備えるレーダ装置。
【請求項１】
パルス圧縮符号を高周波送信信号に変換し、前記高周波送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、
ターゲットにより反射された前記高周波送信信号である反射波の信号を用いてターゲットまでの到来時間及び到来方向を、前記パルス圧縮符号におけるパルス送信レートに対しＮ（整数）倍のサンプリングレートを用いて、推定するレーダ受信部と、を含み、
前記レーダ受信部は、
受信信号と前記パルス圧縮符号との相関値を出力する複数のアンテナ系統処理部と、
前記複数のアンテナ系統処理部の各出力を基に、個別に前記ターゲットの到来時間及び到来方向を推定するＮ個の到来時間方向推定部と、
前記Ｎ個の到来時間方向推定部での各推定結果に基づいて、前記高周波送信信号の距離分解能以内に存在する複数の前記ターゲットを、各ターゲットを分離して検出する高分解能処理部と、を含み、
前記複数のアンテナ系統処理部は、それぞれ、
前記反射波の信号を受信する受信アンテナと、
前記受信された信号をベースバンドの受信信号に変換する受信ＲＦ部と、
前記変換された受信信号を、前記Ｎ（整数）倍のサンプリングレートを用いてデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部と、
１/Ｎサンプルタイミング毎に前記変換された受信信号のデジタルデータと、前記パルス圧縮符号と、の相関値を演算するＮ個の相関値演算部と、を有する
レーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置であって、
各前記推定結果には、各前記サンプルタイミングの受信電力推定結果が含まれ、
前記高分解能処理部は、
前記受信電力推定結果が所定の受信信号レベル以上であるか否かを判定する受信信号レベル判定部を有するレーダ装置。
【請求項３】
請求項２に記載のレーダ装置であって、
前記高分解能処理部は、
前記受信電力推定結果が前記所定の受信信号レベル以上となるサンプルタイミングの前後の所定の時間範囲における各推定結果を抽出する一致判定範囲抽出部を、更に有するレーダ装置。
【請求項４】
請求項３に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定範囲抽出部は、更に、
各々の前記所定の時間範囲における各推定結果の個数を単位として、前記サンプリングレートに応じて時間的にシフトした後の個数の各推定結果を抽出するレーダ装置。
【請求項５】
請求項３又は４に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定範囲抽出部は、更に、
前記抽出された個数の各推定結果を、所定数のブロックに分割するレーダ装置。
【請求項６】
請求項５に記載のレーダ装置であって、
前記高分解能処理部は、
前記抽出された各々の所定の時間範囲における各推定結果から、最大の受信電力推定結果を含む推定結果を選択する一致判定部を、更に有するレーダ装置。
【請求項７】
請求項６に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記選択された推定結果を得るときのサンプルタイミングが、前記分割されたブロックのうち中心のブロックの各推定結果におけるサンプルタイミングであるか否かを判定するレーダ装置。
【請求項８】
請求項７に記載のレーダ装置であって、
各々の前記推定結果には、各々の前記サンプルタイミングにおける到来方向推定結果が更に含まれ、
前記一致判定部は、更に、
前記選択された推定結果を得るときのサンプリングタイミングが、前記中心のブロックの各推定結果におけるサンプリングタイミングであるとの判定によって、前記選択された推定結果の到来方向推定結果と、時間的に連続する前後のサンプルタイミングにおける各推定結果の到来方向推定結果との差が所定値未満であるか否かを判定するレーダ装置。
【請求項９】
請求項８に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記選択された推定結果の方向推定結果と、時間的に連続する前後のサンプルタイミングにおける各推定結果の方向推定結果との差が所定値未満であるとの判定によって、前記高周波送信信号の距離分解能以内にターゲットが複数存在しないと判定するレーダ装置。
【請求項１０】
請求項８又は９に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記選択された推定結果の方向推定結果と、時間的に連続する前後のサンプルタイミングにおける各推定結果の方向推定結果との差が所定値以上であるとの判定によって、前記高周波送信信号の距離分解能以内にターゲットが複数存在すると判定するレーダ装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
最大の受信電力推定結果を中心に、前記前後の所定の時間範囲における各推定結果から、到来方向推定結果の一致性が高い到来方向推定結果が存在するか否かを判定するレーダ装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記到来方向推定結果の一致性が高い到来方向推定結果が存在するとの判定によって、前記前後の所定の時間範囲における各推定結果から、前記到来方向推定結果の一致性が高い到来方向推定結果を出力するレーダ装置。
【請求項１３】
請求項１１又は１２に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記到来方向推定結果の一致性が高い到来方向推定結果が存在しないとの判定によって、前記前後の所定の時間範囲における各推定結果から、前記所定の受信信号レベル以上の受信電力推定結果を有する各推定結果のサンプルタイミングのうち前後の所定の時間範囲において最も時間的に離散しているサンプルタイミングにおける各到来方向推定結果を出力するレーダ装置。
【請求項１４】
請求項１１又は１２に記載のレーダ装置であって、
前記一致判定部は、更に、
前記到来方向推定結果の一致性が高い到来方向推定結果が存在しないとの判定によって、前記前後の所定の時間範囲における各推定結果から、前記所定の受信信号レベル以上の受信電力推定結果を有する各推定結果のサンプルタイミングのうち前後の所定の時間範囲において最も時間的に離散しているサンプルタイミングにおける各到来方向推定結果を外挿的に補正するレーダ装置。
【請求項１５】
請求項１〜１４のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記アンテナ系統処理部は、
前記サンプリングレートに応じて、前記変換された受信信号のデジタルデータの前記Ｎ個の相関値演算部への出力を順次切り換えるＳ／Ｐ変換部と、を更に有するレーダ装置。
【請求項１６】
請求項１〜１４のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記レーダ送信部は、
前記所定の符号長の送信符号の出力を所定時間の遅延を与える第１遅延部と、
前記送信符号又は前記所定時間の遅延が与えられた送信符号の出力を切り換える送信タイミング切換部と、を更に有し、
前記アンテナ系統処理部は、
前記変換された受信信号のデジタルデータの前記Ｎ個の相関値演算部への出力を切り換える相関値演算入力切換部と、を更に有し、
前記レーダ装置は、
前記高周波送信信号の送信周期毎に、前記送信タイミング切換部の出力及び前記相関値演算入力切換部の出力を切り換える制御信号を出力する送信タイミング制御部と、を備えるレーダ装置。
【請求項１７】
請求項１〜１４のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記アンテナ系統処理部は、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号を、所定時間の遅延を与える第２遅延部と、
前記所定時間の遅延が与えられた受信信号を、前記所定倍のサンプリングレートを用いてデジタルデータに変換する第２Ａ／Ｄ変換部と、を有するレーダ装置。
【請求項１８】
請求項１〜１４のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記Ｎ個の相関演算部の出力に応じて、前記ターゲットに反射された反射波のレベルが所定の受信信号レベル以上となるサンプルタイミングを選択する到来時間方向選択部と、を更に備えるレーダ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【公開番号】特開２０１２−１５４６４０（Ｐ２０１２−１５４６４０Ａ）
【公開日】平成２４年８月１６日（２０１２．８．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１１２４１（Ｐ２０１１−１１２４１）
【出願日】平成２３年１月２１日（２０１１．１．２１）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月１６日（２０１２．８．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１月２１日（２０１１．１．２１）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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