下位受信機を備えた多入力多出力通信システム内の後方互換通信の方法および装置
マルチ・アンテナ無線通信システム内で、符号が低次受信機(送信機よりもアンテナの数が少ない受信機)によって解釈できるように、符号を送信する方法および装置が開示される。例えば、1つまたは複数の符号からの副搬送波は、各副搬送波が所与の時間に1つのアンテナ上でのみアクティブであるように送信できる。一実施形態では、副搬送波は、論理的に隣接するアンテナから斜めにロードされる。符号は1つまたは複数のロング・トレーニング符号と、任意選択として、次の送信まで受信機が待つ時間を示すSIGNALフィールドを含むことができる。このようにして、本発明の送信機は低次受信機と後方互換性を保て、低次受信機は送信符号を解釈するか適当な時間だけ待機することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、本明細書に参照により組み込まれた2003年6月30日出願の米国仮出願第60/483719号の利益を主張する。本発明はまた、本願と同時に出願された、本明細書に参照により組み込まれた「Method and Apparatus for Communicating Symbols in a Multiple Input Multiple Output Communication System Using Diagonal Loading of Subcarriers Across a Plurality of Antennas」と題された米国特許出願に関連する。
【背景技術】
【0002】
本発明は、一般に、無線通信システムのチャネル予測技法に関し、より詳細には、多入力多出力直交周波数分割多重接続(OFDM)通信システムのチャネル予測技法に関する。
【特許文献1】米国仮出願第60/483719号
【特許文献2】「Method and Apparatus for Communicating Symbols in a Multiple Input Multiple Output Communication System Using Diagonal Loading of Subcarriers Across a Plurality of Antennas」と題された米国特許出願
【非特許文献1】P.W.Wolniansky他の「V−Blast:An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich−Scattering Wireless Channel」、1998 URSI International Symposium on Signals,Systems,and Electronics(1988年9月)
【非特許文献2】IEEE標準802.11a−1999、「Part 11:Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specification:High−Speed Physical Layer in the Five GHz Band」
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0003】
既存のOFDM変調に基づく大半の無線ローカル・エリア・ネットワーク(WLAN)システムは、IEEE802.11aまたはIEEE802.11g標準(以下、「IEEE802.11a/g」)に準拠する。例えば、本明細書に参照として組み込まれたIEEE標準802.11a−1999、「Part 11:Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specification:High−Speed Physical Layer in the Five GHz Band」を参照。複数の高品位チャネルなどの発展するアプリケーションをサポートするために、WLANシステムは常に増加している伝送速度をサポートしなければならない。したがって、次世代LANシステムは増加した堅牢性および容量を提供しなければならない。
【0004】
増加した堅牢性および容量を提供するために、複数の送信および受信アンテナが提案されてきた。増加した堅牢性は複数のアンテナで導入された空間ダイバーシチと追加のゲインを開発する技法によって達成可能である。増加した容量は帯域幅効率がよい多入力多出力(MIMO)技法によるマルチパス・フェージング環境内で達成できる。
【0005】
MIMO−OFDMシステムは別々のデータ・ストリームを複数の送信アンテナで送信し、各受信機はこれらのデータ・ストリームの組合せを複数の受信アンテナで受信する。ただし、困難なことは受信機で異なるデータ・ストリームを区別して正しく受信することである。さまざまなMIMO−OFDM復号化技法が知られているが、それらは正確なチャネル予測に基づく。MIMO−OFDM復号化技法の詳細については、例えば、本明細書に参照として組み込まれたP.W.Wolniansky他の「V−Blast:An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich−Scattering Wireless Channel」、1998 URSI International Symposium on Signals,Systems,and Electronics(1988年9月)を参照されたい。
【0006】
異なるデータ・ストリームを正しく受信するため、MIMO−OFDM受信機はトレーニングによってチャネル・マトリクスを獲得しなければならない。これは一般に特定のトレーニング符号、またはプレアンブルを用いて同期化およびチャネル予測技法を実行して達成される。トレーニング符号は、システムの全オーバヘッドを増加させる。さらに、MIMOシステムはNtNrチャネル(Ntは送信機の数、Nrは受信機の数)の総数を予測する必要があり、これがロング・トレーニング長のNtの増加につながるおそれがある。
【0007】
したがって、長さ効率が高いトレーニング・システムが必要である。さらに、最小長さ、好ましくは従来の単入力単出力OFDM(SISO−OFDM)システムのトレーニング符号の長さに等しい長さを有するトレーニング・システムが必要である。さらに、周波数ドメインで直交する、または時間ドメインでシフト直交する信号を利用してMIMO−OFDMシステム内でチャネル予測およびトレーニングを実行する方法およびシステムが必要である。さらに、現在のIEE802.11a/g標準(SISO)システムに準拠するMIMO−OFDMシステムでチャネル予測およびトレーニングを実行する方法およびシステムが必要である。
【0008】
一般に、例えば、符号が下位受信機(すなわち、送信機よりもアンテナ数が少ない受信機)が解釈できるように、マルチ・アンテナ無線通信システム内で符号を送信する方法および装置が開示されている。例えば、1つまたは複数の符号からの副搬送波は、各副搬送波が所与の時間に1つのアンテナ上でのみアクティブであるように、マルチ・アンテナ無線通信システム内の複数のアンテナを用いて送信できる。一実施形態では、副搬送波は、論理的に隣接するアンテナから斜めにロードされる。符号は1つまたは複数のロング・トレーニング符号と、任意選択として、次の送信まで受信機が待つ時間を示すSIGNALフィールドを示す。このようにして、本発明の送信機は下位受信機と後方互換性を保て、下位受信機は送信符号を解釈して適当な時間だけ待機することができる。
【課題を解決するための手段】
【0009】
本発明と、本発明の別の特徴および利点のより完全な理解は以下の詳細な説明と図面とを参照することで得られる。
本発明は後方互換のMINO−ODFMシステムを目的とする。図1はソース信号S1〜SNt、送信機TX1〜TXNt、送信アンテナ110−1〜10−Nt、受信アンテナ115−1〜115−Nr、送信機RX1〜RXNrを含む例示のMIMO−OFDMシステム100を示す。MIMO−OFDMシステム100は複数の送信アンテナ110上で別々のデータ・ストリームを送信し、各受信機RXはこれらのデータ・ストリームの組合せを受信する。異なるデータ・ストリームS1〜SNtを抽出して検出するために、MIMO−OFDM受信機はトレーニングによって図1に示すチャネル・マトリクスHを獲得しなければならない。
【発明を実施するための最良の形態】
【0010】
IEEE802.11a/g標準は、ショートおよびロング・トレーニング符号からなるOFDMベースの無線ローカル・エリア・ネットワーク・システムの周波数ドメイン内にプレアンブルを指定する。ショート・トレーニング符号はフレーム検出、自動ゲイン制御(AGC)および粗同期化に使用する。ロング・トレーニング符号は同期化およびチャネル予測に使用する。IEEE802.11a/g標準のロング・トレーニング符号は、64の副搬送波からなり、図1のように規定される。
【0011】
図3は図2のIEEE802.11a/g標準のロング・トレーニング符号の周波数ドメインの図である。ロング・トレーニング符号内ではわずか52〜64の副搬送波しか変調されないので、MIMO−OFDMシステムのチャネル予測技法をサポートするために追加の副搬送波が利用可能であることを本発明は認識する。
【0012】
MIMO−OFDMシステムの理想的なトレーニング符号は周波数ドメインで直交する、または同様に時間ドメインでシフト直交する。本発明の一態様では、IEEE802.11a/g標準のロング・トレーニング符号は異なる送受信機信号アンテナで被変調副搬送波を斜めにロードすることで直交状態になる。副搬送波の斜めロードは副搬送波インタリーブまたは送信機間の副搬送波の多重化とも呼ばれる。なお、ロング・トレーニング符号について説明した斜めロード技法はショート・トレーニング符号にも適用してビーム形成効果を克服できることは、当業者には明らかであろう。
【0013】
図4は、図3のトレーニング符号の副搬送波が3つの例示の送信アンテナにわたって斜めにロードされる、本発明によるMIMO−OFDMシステムのロング・トレーニング符号を示す図である。図4は3つのアンテナTl1〜Tl3(Tlnはn次送信アンテナで送信されるロング・トレーニング符号)の各々の逆高速フーリエ変換(IFFT)の入力に見られる第1の16の副搬送波を示す。図4に示す例では、各々の後続の副搬送波はラウンド・ロビン方式で隣接するアンテナ上で送信される。したがって、副搬送波の3分の1だけが各アンテナ上で送信され残りの副搬送波は無効にされる。
【0014】
斜めロードによって作成される各アンテナ上の無効な搬送波に関連するチャネル予測は補間形式を用いて受信機側で入手できる。特に、特定の送信アンテナの無効な副搬送波に属するチャネル予測は、無効でない隣接副搬送波を活用した補間によって得ることができる。一般に、チャネルの実効(RMS)時間遅延拡散(TDS)が制限され、または同様に、コヒーレンス帯域幅が実際の送信回数に依存する数よりも大きい限り、補間によるチャネル予測エラーは一般に小さい。
【0015】
しかし、上記のように、副搬送波が本発明に従って複数の送信アンテナにわたって斜めにロードされると、各送信アンテナ上で追加の副搬送波は無効になる。その結果、OFDMシステムが定義する帯域外の副搬送波(図3)は隣接副搬送波を失う。例えば、図3の従来のロング・トレーニング符号の副搬送波−25および−26が、図5に関連して以下に説明する方法で、複数の送信アンテナ(それぞれTX3およびTX1)にわたって斜めにロードされると、副搬送波−26は送信アンテナ1および2上で無効にされ、副搬送波−25は送信アンテナ2および3上で無効にされる。したがって、アンテナ1上で、これからは副搬送波−26は無効でない各々の側の少なくとも1つの副搬送波を有することがない。
【0016】
図3のロング・トレーニング符号内の端の副搬送波が複数の送信アンテナにわたって斜めにロードされた結果の一部として無効になり、無効ではない各々の側の少なくとも1つの副搬送波を有することがなくなるならば、副搬送波は補間ができず、逆に外挿が必要である。ただし、外挿は補間よりもエラーが大きく、端の副搬送波のチャネル予測のより大きいエラーがシステムの性能を損なうことになる。
【0017】
したがって、本発明の別の態様では、図3のIEEE802.11aトレーニング符号に基づいて斜めにロードされたロング・トレーニング符号は帯域の端部の1つまたは複数の追加の副搬送波と組み合わせて使用される。追加の副搬送波は帯域内に配置されるので斜めのロードで無効になった全副搬送波は無効ではない各々の側の少なくとも1つの副搬送波を有する。上記のように、IEEE802.11a/g標準によって定義されたトレーニング技法は64の副搬送波のうち52しか変調しないので、追加の副搬送波を規定する追加帯域が利用可能である。
【0018】
例えば、帯域の各々の側に2つずつ、計4つのトレーニング符号が追加される処理はIEEE11a/g標準に規定するIEEE802.11a/g送信マスクに準拠することが分かる。2つの送信アンテナを備えたMIMO−OFDMシステム100は帯域の各々の側に1つずつ、計2つの追加の副搬送波を使用し、3つの送信アンテナを備えたMIMO−OFDMシステムは帯域の各々の側に2つずつ、計4つの追加の副搬送波を使用し、元のシステムの全ての無効になった副搬送波が無効ではない各々の側の少なくとも1つの副搬送波を有するようになる。それによって、帯域の端部に位置する元の副搬送波の補間が可能になる。したがって、帯域の端部の追加の副搬送波は外挿の問題を克服し、補間ベースのチャネル予測技法を可能にする。
【0019】
図5は、3つの送信アンテナを備えた本発明によるシステムで、追加の副搬送波が帯域の両端に配置されて(TX1上に+27および−28、TX2上に+28および−27)、無効になった副搬送波(TX1およびTX2上の+26および−26)に隣接副搬送波を提供する。端の副搬送波(+26および−26)は無効ではないので、TX3には追加の副搬送波が不要である。ピーク対平均電力率(PAP)が最小になり電力増幅器の非線形性が最小限にされるように端部の追加の副搬送波が変調される。図3の元のIEEE802.11aトレーニング符号に関連する元の副搬送波は丸矢印を有し、本発明に従って追加された追加の副搬送波は図5に角矢印で示されている。
【0020】
図5に示すMIMO−OFDMロング・トレーニング符号500は、4つの追加副搬送波(帯域の各々の側に2つずつ)が各アンテナ上で外側副搬送波の正確な予測を実行できる3つの送信アンテナを備えたMIMO−OFDMシステムの最適な解決策を提供する。各アンテナの第1のロング・トレーニング符号および第2のロング・トレーニング符号はこのケースでは同一である。
【0021】
図6は、本発明の別の実施形態による3つの送信アンテナ・システム例示のMIMO−OFDMロング・トレーニング符号600の概略図を示す。図6に示すロング・トレーニング符号600は、2つの追加の副搬送波(TX1上の+27とTX2上の−27)しか含んでいない。図6の実施形態は各IEEE802.11a/gプレアンブルが、図8に関連して以下に説明する2つのロング・トレーニング符号LT1およびLT2を含む。図6に示す実施形態は2つの追加の副搬送波しか使用しないが、第1および第2のロング・トレーニング符号LT1およびLT2で追加の副搬送波を入れ替える。図6の実施例では、第1のロング・トレーニング符号LT1は外側の副搬送波(TX2の−27とTX1の+27)を使用し、第2のロング・トレーニング符号LT2は外側の副搬送波(TX1の−27とTX2の+27)を使用する。図6の表記は、図3の元のIEEE802.11aトレーニング符号に関連する副搬送波は丸矢印を有し、第1のロング・トレーニング符号LT1でアクティブな追加の副搬送波は角矢印で示され、第2のロング・トレーニング符号LT2でアクティブな追加の副搬送波は図6で三角矢印で示されている。
【0022】
したがって、第1のロング・トレーニング符号LT1は無効副搬送波すなわちTX2の−26およびTX1の+26に隣接副搬送波を提供し、第2のロング・トレーニング符号LT2は無効副搬送波すなわちTX2の+26およびTX1の−26に隣接副搬送波を提供する。ただし、これらの無効副搬送波はより不正確なチャネル予想を有する。これは、2つのトレーニング符号のうち1つだけが隣接副搬送波を提供し、チャネル予測の信号対雑音比(SNR)または平均二乗誤差(MSE)は他の副搬送波の場合よりそれぞれ大きくなるからである。
【0023】
後方互換性
MIMO−OFDMシステムは既存のシステムと共存するために現在のIEEE802.11a/g標準と後方互換性を保つ必要がある。本明細書に開示されたMIMO−OFDMシステムでのIEEE802.11a/gロング・トレーニング符号の使用によって、後方互換性があり、他の次数の(すなわち、異なる数の送信機を含む)IEEE802.11a/gシステムおよびMIMI−OFDMシステムと共存できるMIMO−OFDMシステムが提供される。本明細書で言う後方互換性とは、MIMO−OFDMシステムが、(i)現在の標準をサポートし、(ii)MIMO−OFDMの送信期間だけ待つ(待機する)ことが可能なMIMO−OFDMシステムを意味する。MIMOフォーマットで送信されるデータを受信できないNr個の受信アンテナを備えた任意のシステムは送信期間だけ待機できる。これは送信開始時期を検出してこの送信の長さ(継続期間)を突き止めることができるからである。
【0024】
ロング・トレーニング符号を用いるMIMO−OFDMシステムは2つの方法でIEEE802.11a/gシステムと後方互換方式で通信することができる。第1は、1つのアンテナにスケールバックしてIEEE802.11a/g標準に従って送信できる。第2は、IEEE802.11a/g受信機はすべてのアクティブな送信機からのMIMO送信を正常なOFDMフレームと解釈できる。言い換えれば、IEEE802.11a/g受信機は、MIMO送信期間だけ待機できるような方法で、MIMO送信データを解釈できる。SISOシステムと後方互換の方法で通信するMIMO−OFDMシステム100は使用するアンテナの数に加えてシステムのその他のパラメータを拡大縮小できることが必要である。
【0025】
例えば、MIMOシステムは、MIMOシステムの変調方式と符号化率とをSISOシステムなどの低次システムに互換性がある変調方式と符号化率とに変更できる必要がある。一実施形態では、受信機と送信機の送信ブランチの間に帰還機構が設けられ、アンテナ構成(アンテナ数)、変調方式および符号化率の1つ以上をリンク性能を向上させるように適応させる。
【0026】
さらに、斜めにロードされた(すなわち、インタリーブされた)トレーニング符号を使用するMIMO−OFDMシステムは、残りのヘッダおよびデータ符号を別の送信アンテナで斜めにロードすることができる。
【0027】
図7は、すべてのアンテナのデータ・シーケンスが本発明に従って送信される場合の3つの例示の送信アンテナTχ1〜Tχ3の副搬送波を示す(Hntはn次副搬送波およびt次送信機に属するチャネル係数を表す)。このケースでは、受信機Rχは受信信号を単一のチャネルに属するチャネル係数として処理する。これは実際のチャネルに属するチャネル係数が異なっていても同じである。各々のアクティブな送信アンテナは全送信の一部をIEEE802.11a/g受信機に送信する。
【0028】
図8は従来のIEEE802.11a/gプレアンブル構造体800を、図9は本発明の機能を組み込んだMIMO−OFDMプレアンブル構造体900を示す。図8および9に示すように、LT1およびLT2はそれぞれロング・トレーニング符号であり、SIGNALはSIGNALフィールドである。図9に示す異なる送信アンテナ上で繰り返される図8のIEEE802.11a/gプレアンブル構造体の少なくとも1つのロング・トレーニング・フィールドを使用するMIMOシステムは容易に1アンテナ構成にスケールバックして後方互換性を達成できる。ロング・トレーニング符号を直交させるいくつかの変形形態が可能である。一変形形態では、ロング・トレーニング符号は上記の方法でさまざまな送信アンテナにわたって斜めにロードできる。別の変形形態では、802.11a/gロング・トレーニング・シーケンスは各アンテナ上で時間的に繰り返される。例えば、2アンテナの実施形態では、ロング・トレーニング・シーケンスとそれに続く信号フィールドが第1のアンテナ上で送信され、それに続いて第2のアンテナ上でロング・トレーニング・シーケンスが送信される。
【0029】
さらに別の変形形態では、IEEE802.11プレアンブルが同時に各アンテナ上で送信され、1つまたは複数の追加のトレーニング符号が続けて送信される時間直交プレアンブル構造体が使用される。時間直交性は移相ずれを用いて追加のトレーニング符号の各々を区別することで維持される。例えば、2アンテナの実施形態では、1つの追加のトレーニング符号が極性が互いに逆の各アンテナで送信される。別の変形形態は周波数ドメイン内の直交性に基づくFDMベースのMIMO−OFDMプレアンブル構造体を使用する。一般に、N個のアンテナを備えた実施形態では、ロング・トレーニング符号の副搬送波は閉塞ブロックまたはインタリーブ・ブロックなどのN個のグループに分類され、各グループは、各副搬送波が所与の時間に1つの副搬送波のみがアクティブであるように、順次異なるアンテナで送信される。
【0030】
IEEE802.11a/gシステムがMIMO−OFDM送信を受信できない場合、IEEE802.11a/g受信機はMIMO−OFDMパケットの期間だけ待つ(待機する)必要がある。したがって、後方互換性を確保するには、IEEE802.11a/gベースの受信機は本発明が提供するプレアンブルを検出し、パケットのSIGNALフィールドを解釈してパケットの長さを取り出せる必要がある。802.11aの送信の長さはSIGNALフィールドのヘッダに見出すことができる。本発明の一態様のMIMO送信は、同様のフィールドを用いて送信パラメータを扱う。802.11aシステムは、MIMO送信データ内のこのフィールドを検出し、復号化できる必要がある。本発明が使用するプレアンブルは、異なる送信アンテナ上にロング・トレーニング・フィールドおよびSIGNALフィールドを含めることで現在のIEEE802.11a/gベースのシステムとの後方互換性を確立できる。MIMO−OFDM送信用のSIGNALフィールド内に指定された長さは、IEEE802.11a/gベースの受信機がパケット長を読み取り、MIMO−OFDM送信の期間だけ待機できるように、パケットの実際の継続期間に等しく設定されるべきである。MIMO送信のSIGNALフィールド内の長さ情報は、追加のロング・トレーニング・シーケンスの長さを含まねばならない。こうすれば、802.11aシステムはMIMO送信の期間だけ待機できる。MIMO受信機は追加のロング・トレーニング・シーケンスの長さを減算して正しいデータ長を得る。
【0031】
MIMO−OFDMシステムはまた、SIGNALフィールドをパケットの実際の長さ(単位:バイト)に変換できる必要がある。このためには、MIMO−OFDMシステムは、アンテナ数などのシステムの追加情報を有する必要がある。この追加情報はSIGNALフィールド内の予備ビット内と、追加の副搬送波(SIGNALフィールドに追加の副搬送波も付加された時、または追加の信号フィールドが使用される場合)内に含めることができる。さらに、送信機でのパケット長がMIMO−OFDMのケースでのOFDM符号の数に適合する場合、多少の余裕が残っている。
【0032】
期間をOFDM符号の数で指定することで、データ量は送信機のOFDM符号の数の倍数で大まかに指定されるにとどまる。例えば、3つの送信機のMIMO−OFDMシステムでは、指定された期間に含まれるデータは3つのOFDM符号の倍数に等しい。ただし、データは送信機のOFDM符号の数の倍数に正確に一致する必要はない。例えば、データが第1の送信機の最終OFDM符号にのみに限られ、残りの2つの送信機の他の最終OFDM符号が空のままでもよい。さらに、データは第1の送信機の最終OFDM符号の一部だけでもよい。指定される長さはOFDM符号の正確な倍数で指定する必要はないので、MIMO−OFDMメッセージの継続期間を指定する際に残された追加の自由を用いて後者を指定することがさらに可能である。
【0033】
最終OFDM符号は、OFDM符号の総数に等しい期間である収容データ・バイト数で指定してもよい。空状態の最終OFDM符号の数は追加的に指定する必要がある。これをパディングOFDM符号と呼ぶ。3つの送信アンテナのMIMO−OFDMシステムでは、OFDMパディング符号の数は1または2である。MIMO−OFDM送信データ内のパディング符号はロング・トレーニング符号と同様、SIGNALフィールドの追加の副搬送波を用いて指定できる。または、それらはSERVICEフィールド内の予備ビットを用いて指定できる。
【0034】
さらに、最終データOFDM符号に含まれるバイト数を指定できるが、これはこの符号内のパディング・ビット数を固有に指定する。ただし、MIMO−OFDM送信データはパディング符号も含むことができ、これらの符号はLENGTHおよびRATEフィールドから取り出すことはできないので、追加的に指定しなければならない。
【0035】
さらに、ロング・トレーニング符号およびSIGNALフィールドを使用するMIMO−OFDMは、異なるMIMO−OFDM構成にスケーラブルにすることができる。例えば、3つの送信アンテナを備えたMIMO−OFDMシステムは2つの送信アンテナを備えたMIMO−OFDMシステムに容易にスケールバックできる。さらに、2つの受信アンテナしか備えていないMIMO−OFDMシステムはチャネルをトレーニングして、3つの送信アンテナによるMIMO−OFDM送信のSIGNALフィールドを解釈でき、したがって、パケットの継続期間だけ待機することができる(IEEE802.11a/g受信機の場合の技法と同様)。したがって、MIMO−OFDMシステムはIEEE802.11a/gシステムおよび低次のMIMO−OFDMシステムと共存することができる。
【0036】
送信アンテナの数はどのチャネル係数がどの送信アンテナに属するかの標識をMIMO−OFDM受信機に提供するので、ロング・トレーニング符号を使用しているMIMO−OFDMシステムは、スケーラブルな送信アンテナの数を事前に知っておく必要がある。図10は2つの送信アンテナTχ1およびTχ2ならびに3つの受信アンテナRχ1、Rχ2およびRχ3(Rχ1のみ図示する)を使用するMIMO−OFDMシステムの例を示す。受信機が送信機のアンテナ構成を知ると、受信機は係数を並べ変えて該当するチャネルを予測できる。
【0037】
ただし、斜めにロードされるSIGNALフィールドは、送信アンテナの数を知らなくても検出して復号化できる。各々の受信アンテナは同じデータを受信し、これは最大比率組合せ(MRC)技法を用いて組み合わせることができるので、SIGNALフィールドは受信データよりもさらに品質が高くなる。
【0038】
別の変形形態では、SIGNALフィールドは送信アンテナの数とOFDMパディング符号の数とを受信機に知らせる情報(追加の副搬送波の使用を伴う)を含むことができる。前述したように、帯域の端部の無効副搬送波を十分に評価できるには、2x2MIMO−OFDMシステムでは、2つの追加の副搬送波が必要であり、3x3MIMO−OFDMシステムでは、4つの追加の副搬送波が必要である。2つの副搬送波が追加されたことで利用可能なビットが2つ増える。4つの副搬送波が追加されたということは利用可能なビットが4つ増えたということを意味する。
【0039】
上記のように、SIGNALフィールド内の予備ビットを用いてシステムのタイプ(SISO−OFDMまたはMIMO−OFDMシステム)を指定できる。追加の副搬送波による第1の追加ビットを用いて2送信アンテナと3送信アンテナを区別できる。第2の追加ビットを用いてOFDMパディング符号の数(オプションは3つの送信機について1または2パディング符号)を指定できる。これら2つの追加ビットは元のSIGNALフィールドで符号化できないため、他のSIGNALフィールト・ビットより堅牢でない。ただし、残りの2つのビットを用いて単一エラー訂正ブロック符号を実行することでさらに堅牢性を追加できる。また、2つの残りのビットを、高次MIMO−OFDMシステムを考慮する時に必要とされるような追加の指定情報に使用できる。また、IEEE802.11a/gシステムに関してMIMO−OFDMシステムに同様のフレーム構造体が採用される時は、SERVICEフィールドの予備ビットにより多くの情報を記憶できることに留意することも有益である。
【0040】
斜めにロードされたSIGNALフィールドの積極的な財産は、それが実際に第3のロング・トレーニング符号として役に立つということである。復号化と復調の後では、SIGNALフィールドの追加ビットは知られているので、チャネルのトレーニングに使用できる。SISO−OFDMシステムのSIGNALフィールドは、BPSK変調および符号化率が1/2の畳み込み符号化を用いて同じ堅牢な方法で常に変調および符号化されるので、良好な受信が容易にできる。MIMO−OFDM送信内のSIGNALフィールドはさらに堅牢である。これはSIGNALフィールドが複数のアンテナによって受信され、したがって、最適な方法で組み合わせることができるからである。よって、第3のロング・トレーニング符号としてのSIGNALフィールドの使用は実現可能な解決策である。
【0041】
ただし、SIGNALフィールドの復号化は時間がかかり、チャネル予測に使用する際の待ち時間が増加することに留意されたい。待ち時間が問題になると、第1のチャネル予測は2つのロング・トレーニング符号に基づくことができ、後で更新できる。さらに、後方互換性とスケーラビリティが重要でない時には、SIGNALフィールドは周波数オフセット予測には使用されないので、移相斜めロードできる。トレーニング符号およびSIGNALフィールドの移相斜めロードは高いパフォーマンスを生むことが分かる(B.Driesenの論文「MIMO−OFDM Channel Estimation」、Design Note、OSDN10A、2003年を参照)。移相斜めロードされた符号で、各符号が最初別々に処理されてその後組み合わされる時に固有の補間エラーは小さくなる。
【0042】
さらに、トレーニング符号が各アンテナ上で繰り返される時に、フル電力を送信できなければならないことに留意されたい。移相斜めにロードされた符号で、電力/Ntで送信できることだけが必要であり、その結果、より高価でない電力増幅器が(PA)が得られる。さらに、大半の時間での制約要因は法規に規定する出力電力ではなく、PAそれ自体が歪を伴わずにこれらの高出力を達成できないので、追加電力で送信することが可能である。
【0043】
図11は、5つの送信アンテナTχ1〜Tχ5を備えたシステム(LT1およびLT2はロング・トレーニング符号、SIGNALはSIGNALフィールド)のMIMO−OFDMプレアンブル構造体の例を示す。斜めにロードされたロング・トレーニング符号およびSIGNALフィールドで、3x3MIMO−OFDMは上記の方法で実現できる。高次MIMO−OFDMシステムは、正確なチャネル予測を可能にするために追加のトレーニングを必要とする。一般に、送信アンテナを1つ追加するたびに、トレーニング符号を1つ追加する必要がある。したがって、例示の5x5MIMO−OFDMシステムは4つのロング・トレーニング符号と1つのSIGNALフィールドとを必要とする。第1の3つの送信アンテナに属するチャネルは最初の2つのロング・トレーニング符号およびSIGNALフィールドで予測され、最後の2つの送信機に関連するチャネルは最後の2つのロング・トレーニング符号で予測される。
【0044】
図12は、本発明の特徴を組み込んだ例示的MIMO−OFDM受信機1200のブロック図である。図12に示すように、MIMO−OFDM受信機1200は複数の受信アンテナ1215−1〜1215−Nr、および受信機RX1〜RXNrを含む。時間および周波数同期化が段階1220で実行され、同期化された受信信号が周期プレフィックスを除去する段階1225およびチャネル予測段階1235に適用される。段階1225で周期プレフィックスが除去されると、段階1230で高速フーリエ変換(FFT)が実行される。検出および復号化ブロック1245は、チャネル予測1235を用いて、MIMO検出(Nc副搬送波について)、位相ずれおよび振幅ドループ訂正、マッピング解除、デインタリーブ、パンチャリング解除および復号化を実行する。
【0045】
MIMO−OFDMシステム受信機1200が後方互換でなければならない場合、MIMO−OFDM受信機1200は同等に斜めにロードされたトレーニング符号およびSIGNALフィールドを以下のように用いてチャネル予測1235を実行できる。
1.SNR内のゲインに2つのロング・トレーニング符号を追加する。
2.その結果得られるロング・トレーニング符号を周波数ドメインに変換する。
3.ロング・トレーニング符号を復調してその結果、不完了チャネル予測を得る。
4.SIGNALフィールドを周波数ドメインに変換する。
5.不完了チャネル予測を用いてSIGNALフィールドを検出して復号化する。
6.SIGNALフィールドを復調して不完了チャネルの別の予測を生成する。
7.復調されたSIGNALフィールドおよび復調されたトレーニング符号を総計してスケーリング(不完了チャネル予測を総計)する。
8.知られている副搬送波間で補間を行って完了チャネル予測を計算する。
MIMO−OFDM受信機1200が後方互換である必要がなければ、MIMO−OFDM受信機は移相斜めにロードされたトレーニング符号およびSIGNALフィールドで以下のようにチャネル予測1235を実行できる。
1.ロング・トレーニング符号およびSIGNALフィールドを周波数ドメインに変換する。
2.ロング・トレーニング符号を復調する。
3.ロング・トレーニング符号を別々に補間する。
4.補間されたロング・トレーニング符号を総計しスケーリングする。
5.SIGNALフィールドを検出して復号化する。
6.SIGNALフィールドを復調する。
7.SIGNALフィールドを補間する。
8.補間されたSIGNALフィールドとトレーニング符号とを組み合わせてチャネル予測を更新する。
本明細書に図示し説明してきた実施形態および変形形態は本発明の原理の例示に過ぎず、本発明の範囲および精神を逸脱することなく当業者は本発明をさまざまに変更できることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【0046】
【図1】Nt個の送信機とNr個の受信機とからなる従来のMIMO−OFDMシステムを示す図である。
【図2】逆高速フーリエ変換(IFFT)の入力の64個の副搬送波からなるIEEE802.11a/g標準に準拠する従来のロング・トレーニング符号を示す図である。
【図3】従来のIEEE802.11a/gロング・トレーニング符号の周波数ドメインの表現を示す図である。
【図4】3つの送信アンテナを有するMIMO−OFDMシステムの本発明の特徴を組み込んだロング・トレーニング符号を示す図である。
【図5】本発明の第1の実施形態によるMIMO−OFDMシステムロング・トレーニング符号の周波数ドメインの表現を示す図である。
【図6】本発明の第2の実施形態によるMIMO−OFDMシステムロング・トレーニング符号の周波数ドメインの表現を示す図である。
【図7】オール1のデータ・シーケンスが本発明の斜めロード技法に従って送信される時の3つの例示の送信アンテナの副搬送波を示す図である。
【図8】従来のIEEE802.11a/gプレアンブル構造体を示す図である。
【図9】本発明の機能を組み込んだMIMO−OFDMプレアンブル構造体を示す図である。
【図10】2つの送信アンテナおよび3つの受信アンテナを使用するMIMO−OFDMシステムの本発明によるスケーラビリティの一例を示す図である。
【図11】5つの送信アンテナを備えたシステムの例示のMIMO−OFDMプレアンブル構造体を示す図である。
【図12】本発明の例示のMIMO−OFDM受信機のブロック図である。
【技術分野】
【0001】
本発明は、本明細書に参照により組み込まれた2003年6月30日出願の米国仮出願第60/483719号の利益を主張する。本発明はまた、本願と同時に出願された、本明細書に参照により組み込まれた「Method and Apparatus for Communicating Symbols in a Multiple Input Multiple Output Communication System Using Diagonal Loading of Subcarriers Across a Plurality of Antennas」と題された米国特許出願に関連する。
【背景技術】
【0002】
本発明は、一般に、無線通信システムのチャネル予測技法に関し、より詳細には、多入力多出力直交周波数分割多重接続(OFDM)通信システムのチャネル予測技法に関する。
【特許文献1】米国仮出願第60/483719号
【特許文献2】「Method and Apparatus for Communicating Symbols in a Multiple Input Multiple Output Communication System Using Diagonal Loading of Subcarriers Across a Plurality of Antennas」と題された米国特許出願
【非特許文献1】P.W.Wolniansky他の「V−Blast:An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich−Scattering Wireless Channel」、1998 URSI International Symposium on Signals,Systems,and Electronics(1988年9月)
【非特許文献2】IEEE標準802.11a−1999、「Part 11:Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specification:High−Speed Physical Layer in the Five GHz Band」
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0003】
既存のOFDM変調に基づく大半の無線ローカル・エリア・ネットワーク(WLAN)システムは、IEEE802.11aまたはIEEE802.11g標準(以下、「IEEE802.11a/g」)に準拠する。例えば、本明細書に参照として組み込まれたIEEE標準802.11a−1999、「Part 11:Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specification:High−Speed Physical Layer in the Five GHz Band」を参照。複数の高品位チャネルなどの発展するアプリケーションをサポートするために、WLANシステムは常に増加している伝送速度をサポートしなければならない。したがって、次世代LANシステムは増加した堅牢性および容量を提供しなければならない。
【0004】
増加した堅牢性および容量を提供するために、複数の送信および受信アンテナが提案されてきた。増加した堅牢性は複数のアンテナで導入された空間ダイバーシチと追加のゲインを開発する技法によって達成可能である。増加した容量は帯域幅効率がよい多入力多出力(MIMO)技法によるマルチパス・フェージング環境内で達成できる。
【0005】
MIMO−OFDMシステムは別々のデータ・ストリームを複数の送信アンテナで送信し、各受信機はこれらのデータ・ストリームの組合せを複数の受信アンテナで受信する。ただし、困難なことは受信機で異なるデータ・ストリームを区別して正しく受信することである。さまざまなMIMO−OFDM復号化技法が知られているが、それらは正確なチャネル予測に基づく。MIMO−OFDM復号化技法の詳細については、例えば、本明細書に参照として組み込まれたP.W.Wolniansky他の「V−Blast:An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich−Scattering Wireless Channel」、1998 URSI International Symposium on Signals,Systems,and Electronics(1988年9月)を参照されたい。
【0006】
異なるデータ・ストリームを正しく受信するため、MIMO−OFDM受信機はトレーニングによってチャネル・マトリクスを獲得しなければならない。これは一般に特定のトレーニング符号、またはプレアンブルを用いて同期化およびチャネル予測技法を実行して達成される。トレーニング符号は、システムの全オーバヘッドを増加させる。さらに、MIMOシステムはNtNrチャネル(Ntは送信機の数、Nrは受信機の数)の総数を予測する必要があり、これがロング・トレーニング長のNtの増加につながるおそれがある。
【0007】
したがって、長さ効率が高いトレーニング・システムが必要である。さらに、最小長さ、好ましくは従来の単入力単出力OFDM(SISO−OFDM)システムのトレーニング符号の長さに等しい長さを有するトレーニング・システムが必要である。さらに、周波数ドメインで直交する、または時間ドメインでシフト直交する信号を利用してMIMO−OFDMシステム内でチャネル予測およびトレーニングを実行する方法およびシステムが必要である。さらに、現在のIEE802.11a/g標準(SISO)システムに準拠するMIMO−OFDMシステムでチャネル予測およびトレーニングを実行する方法およびシステムが必要である。
【0008】
一般に、例えば、符号が下位受信機(すなわち、送信機よりもアンテナ数が少ない受信機)が解釈できるように、マルチ・アンテナ無線通信システム内で符号を送信する方法および装置が開示されている。例えば、1つまたは複数の符号からの副搬送波は、各副搬送波が所与の時間に1つのアンテナ上でのみアクティブであるように、マルチ・アンテナ無線通信システム内の複数のアンテナを用いて送信できる。一実施形態では、副搬送波は、論理的に隣接するアンテナから斜めにロードされる。符号は1つまたは複数のロング・トレーニング符号と、任意選択として、次の送信まで受信機が待つ時間を示すSIGNALフィールドを示す。このようにして、本発明の送信機は下位受信機と後方互換性を保て、下位受信機は送信符号を解釈して適当な時間だけ待機することができる。
【課題を解決するための手段】
【0009】
本発明と、本発明の別の特徴および利点のより完全な理解は以下の詳細な説明と図面とを参照することで得られる。
本発明は後方互換のMINO−ODFMシステムを目的とする。図1はソース信号S1〜SNt、送信機TX1〜TXNt、送信アンテナ110−1〜10−Nt、受信アンテナ115−1〜115−Nr、送信機RX1〜RXNrを含む例示のMIMO−OFDMシステム100を示す。MIMO−OFDMシステム100は複数の送信アンテナ110上で別々のデータ・ストリームを送信し、各受信機RXはこれらのデータ・ストリームの組合せを受信する。異なるデータ・ストリームS1〜SNtを抽出して検出するために、MIMO−OFDM受信機はトレーニングによって図1に示すチャネル・マトリクスHを獲得しなければならない。
【発明を実施するための最良の形態】
【0010】
IEEE802.11a/g標準は、ショートおよびロング・トレーニング符号からなるOFDMベースの無線ローカル・エリア・ネットワーク・システムの周波数ドメイン内にプレアンブルを指定する。ショート・トレーニング符号はフレーム検出、自動ゲイン制御(AGC)および粗同期化に使用する。ロング・トレーニング符号は同期化およびチャネル予測に使用する。IEEE802.11a/g標準のロング・トレーニング符号は、64の副搬送波からなり、図1のように規定される。
【0011】
図3は図2のIEEE802.11a/g標準のロング・トレーニング符号の周波数ドメインの図である。ロング・トレーニング符号内ではわずか52〜64の副搬送波しか変調されないので、MIMO−OFDMシステムのチャネル予測技法をサポートするために追加の副搬送波が利用可能であることを本発明は認識する。
【0012】
MIMO−OFDMシステムの理想的なトレーニング符号は周波数ドメインで直交する、または同様に時間ドメインでシフト直交する。本発明の一態様では、IEEE802.11a/g標準のロング・トレーニング符号は異なる送受信機信号アンテナで被変調副搬送波を斜めにロードすることで直交状態になる。副搬送波の斜めロードは副搬送波インタリーブまたは送信機間の副搬送波の多重化とも呼ばれる。なお、ロング・トレーニング符号について説明した斜めロード技法はショート・トレーニング符号にも適用してビーム形成効果を克服できることは、当業者には明らかであろう。
【0013】
図4は、図3のトレーニング符号の副搬送波が3つの例示の送信アンテナにわたって斜めにロードされる、本発明によるMIMO−OFDMシステムのロング・トレーニング符号を示す図である。図4は3つのアンテナTl1〜Tl3(Tlnはn次送信アンテナで送信されるロング・トレーニング符号)の各々の逆高速フーリエ変換(IFFT)の入力に見られる第1の16の副搬送波を示す。図4に示す例では、各々の後続の副搬送波はラウンド・ロビン方式で隣接するアンテナ上で送信される。したがって、副搬送波の3分の1だけが各アンテナ上で送信され残りの副搬送波は無効にされる。
【0014】
斜めロードによって作成される各アンテナ上の無効な搬送波に関連するチャネル予測は補間形式を用いて受信機側で入手できる。特に、特定の送信アンテナの無効な副搬送波に属するチャネル予測は、無効でない隣接副搬送波を活用した補間によって得ることができる。一般に、チャネルの実効(RMS)時間遅延拡散(TDS)が制限され、または同様に、コヒーレンス帯域幅が実際の送信回数に依存する数よりも大きい限り、補間によるチャネル予測エラーは一般に小さい。
【0015】
しかし、上記のように、副搬送波が本発明に従って複数の送信アンテナにわたって斜めにロードされると、各送信アンテナ上で追加の副搬送波は無効になる。その結果、OFDMシステムが定義する帯域外の副搬送波(図3)は隣接副搬送波を失う。例えば、図3の従来のロング・トレーニング符号の副搬送波−25および−26が、図5に関連して以下に説明する方法で、複数の送信アンテナ(それぞれTX3およびTX1)にわたって斜めにロードされると、副搬送波−26は送信アンテナ1および2上で無効にされ、副搬送波−25は送信アンテナ2および3上で無効にされる。したがって、アンテナ1上で、これからは副搬送波−26は無効でない各々の側の少なくとも1つの副搬送波を有することがない。
【0016】
図3のロング・トレーニング符号内の端の副搬送波が複数の送信アンテナにわたって斜めにロードされた結果の一部として無効になり、無効ではない各々の側の少なくとも1つの副搬送波を有することがなくなるならば、副搬送波は補間ができず、逆に外挿が必要である。ただし、外挿は補間よりもエラーが大きく、端の副搬送波のチャネル予測のより大きいエラーがシステムの性能を損なうことになる。
【0017】
したがって、本発明の別の態様では、図3のIEEE802.11aトレーニング符号に基づいて斜めにロードされたロング・トレーニング符号は帯域の端部の1つまたは複数の追加の副搬送波と組み合わせて使用される。追加の副搬送波は帯域内に配置されるので斜めのロードで無効になった全副搬送波は無効ではない各々の側の少なくとも1つの副搬送波を有する。上記のように、IEEE802.11a/g標準によって定義されたトレーニング技法は64の副搬送波のうち52しか変調しないので、追加の副搬送波を規定する追加帯域が利用可能である。
【0018】
例えば、帯域の各々の側に2つずつ、計4つのトレーニング符号が追加される処理はIEEE11a/g標準に規定するIEEE802.11a/g送信マスクに準拠することが分かる。2つの送信アンテナを備えたMIMO−OFDMシステム100は帯域の各々の側に1つずつ、計2つの追加の副搬送波を使用し、3つの送信アンテナを備えたMIMO−OFDMシステムは帯域の各々の側に2つずつ、計4つの追加の副搬送波を使用し、元のシステムの全ての無効になった副搬送波が無効ではない各々の側の少なくとも1つの副搬送波を有するようになる。それによって、帯域の端部に位置する元の副搬送波の補間が可能になる。したがって、帯域の端部の追加の副搬送波は外挿の問題を克服し、補間ベースのチャネル予測技法を可能にする。
【0019】
図5は、3つの送信アンテナを備えた本発明によるシステムで、追加の副搬送波が帯域の両端に配置されて(TX1上に+27および−28、TX2上に+28および−27)、無効になった副搬送波(TX1およびTX2上の+26および−26)に隣接副搬送波を提供する。端の副搬送波(+26および−26)は無効ではないので、TX3には追加の副搬送波が不要である。ピーク対平均電力率(PAP)が最小になり電力増幅器の非線形性が最小限にされるように端部の追加の副搬送波が変調される。図3の元のIEEE802.11aトレーニング符号に関連する元の副搬送波は丸矢印を有し、本発明に従って追加された追加の副搬送波は図5に角矢印で示されている。
【0020】
図5に示すMIMO−OFDMロング・トレーニング符号500は、4つの追加副搬送波(帯域の各々の側に2つずつ)が各アンテナ上で外側副搬送波の正確な予測を実行できる3つの送信アンテナを備えたMIMO−OFDMシステムの最適な解決策を提供する。各アンテナの第1のロング・トレーニング符号および第2のロング・トレーニング符号はこのケースでは同一である。
【0021】
図6は、本発明の別の実施形態による3つの送信アンテナ・システム例示のMIMO−OFDMロング・トレーニング符号600の概略図を示す。図6に示すロング・トレーニング符号600は、2つの追加の副搬送波(TX1上の+27とTX2上の−27)しか含んでいない。図6の実施形態は各IEEE802.11a/gプレアンブルが、図8に関連して以下に説明する2つのロング・トレーニング符号LT1およびLT2を含む。図6に示す実施形態は2つの追加の副搬送波しか使用しないが、第1および第2のロング・トレーニング符号LT1およびLT2で追加の副搬送波を入れ替える。図6の実施例では、第1のロング・トレーニング符号LT1は外側の副搬送波(TX2の−27とTX1の+27)を使用し、第2のロング・トレーニング符号LT2は外側の副搬送波(TX1の−27とTX2の+27)を使用する。図6の表記は、図3の元のIEEE802.11aトレーニング符号に関連する副搬送波は丸矢印を有し、第1のロング・トレーニング符号LT1でアクティブな追加の副搬送波は角矢印で示され、第2のロング・トレーニング符号LT2でアクティブな追加の副搬送波は図6で三角矢印で示されている。
【0022】
したがって、第1のロング・トレーニング符号LT1は無効副搬送波すなわちTX2の−26およびTX1の+26に隣接副搬送波を提供し、第2のロング・トレーニング符号LT2は無効副搬送波すなわちTX2の+26およびTX1の−26に隣接副搬送波を提供する。ただし、これらの無効副搬送波はより不正確なチャネル予想を有する。これは、2つのトレーニング符号のうち1つだけが隣接副搬送波を提供し、チャネル予測の信号対雑音比(SNR)または平均二乗誤差(MSE)は他の副搬送波の場合よりそれぞれ大きくなるからである。
【0023】
後方互換性
MIMO−OFDMシステムは既存のシステムと共存するために現在のIEEE802.11a/g標準と後方互換性を保つ必要がある。本明細書に開示されたMIMO−OFDMシステムでのIEEE802.11a/gロング・トレーニング符号の使用によって、後方互換性があり、他の次数の(すなわち、異なる数の送信機を含む)IEEE802.11a/gシステムおよびMIMI−OFDMシステムと共存できるMIMO−OFDMシステムが提供される。本明細書で言う後方互換性とは、MIMO−OFDMシステムが、(i)現在の標準をサポートし、(ii)MIMO−OFDMの送信期間だけ待つ(待機する)ことが可能なMIMO−OFDMシステムを意味する。MIMOフォーマットで送信されるデータを受信できないNr個の受信アンテナを備えた任意のシステムは送信期間だけ待機できる。これは送信開始時期を検出してこの送信の長さ(継続期間)を突き止めることができるからである。
【0024】
ロング・トレーニング符号を用いるMIMO−OFDMシステムは2つの方法でIEEE802.11a/gシステムと後方互換方式で通信することができる。第1は、1つのアンテナにスケールバックしてIEEE802.11a/g標準に従って送信できる。第2は、IEEE802.11a/g受信機はすべてのアクティブな送信機からのMIMO送信を正常なOFDMフレームと解釈できる。言い換えれば、IEEE802.11a/g受信機は、MIMO送信期間だけ待機できるような方法で、MIMO送信データを解釈できる。SISOシステムと後方互換の方法で通信するMIMO−OFDMシステム100は使用するアンテナの数に加えてシステムのその他のパラメータを拡大縮小できることが必要である。
【0025】
例えば、MIMOシステムは、MIMOシステムの変調方式と符号化率とをSISOシステムなどの低次システムに互換性がある変調方式と符号化率とに変更できる必要がある。一実施形態では、受信機と送信機の送信ブランチの間に帰還機構が設けられ、アンテナ構成(アンテナ数)、変調方式および符号化率の1つ以上をリンク性能を向上させるように適応させる。
【0026】
さらに、斜めにロードされた(すなわち、インタリーブされた)トレーニング符号を使用するMIMO−OFDMシステムは、残りのヘッダおよびデータ符号を別の送信アンテナで斜めにロードすることができる。
【0027】
図7は、すべてのアンテナのデータ・シーケンスが本発明に従って送信される場合の3つの例示の送信アンテナTχ1〜Tχ3の副搬送波を示す(Hntはn次副搬送波およびt次送信機に属するチャネル係数を表す)。このケースでは、受信機Rχは受信信号を単一のチャネルに属するチャネル係数として処理する。これは実際のチャネルに属するチャネル係数が異なっていても同じである。各々のアクティブな送信アンテナは全送信の一部をIEEE802.11a/g受信機に送信する。
【0028】
図8は従来のIEEE802.11a/gプレアンブル構造体800を、図9は本発明の機能を組み込んだMIMO−OFDMプレアンブル構造体900を示す。図8および9に示すように、LT1およびLT2はそれぞれロング・トレーニング符号であり、SIGNALはSIGNALフィールドである。図9に示す異なる送信アンテナ上で繰り返される図8のIEEE802.11a/gプレアンブル構造体の少なくとも1つのロング・トレーニング・フィールドを使用するMIMOシステムは容易に1アンテナ構成にスケールバックして後方互換性を達成できる。ロング・トレーニング符号を直交させるいくつかの変形形態が可能である。一変形形態では、ロング・トレーニング符号は上記の方法でさまざまな送信アンテナにわたって斜めにロードできる。別の変形形態では、802.11a/gロング・トレーニング・シーケンスは各アンテナ上で時間的に繰り返される。例えば、2アンテナの実施形態では、ロング・トレーニング・シーケンスとそれに続く信号フィールドが第1のアンテナ上で送信され、それに続いて第2のアンテナ上でロング・トレーニング・シーケンスが送信される。
【0029】
さらに別の変形形態では、IEEE802.11プレアンブルが同時に各アンテナ上で送信され、1つまたは複数の追加のトレーニング符号が続けて送信される時間直交プレアンブル構造体が使用される。時間直交性は移相ずれを用いて追加のトレーニング符号の各々を区別することで維持される。例えば、2アンテナの実施形態では、1つの追加のトレーニング符号が極性が互いに逆の各アンテナで送信される。別の変形形態は周波数ドメイン内の直交性に基づくFDMベースのMIMO−OFDMプレアンブル構造体を使用する。一般に、N個のアンテナを備えた実施形態では、ロング・トレーニング符号の副搬送波は閉塞ブロックまたはインタリーブ・ブロックなどのN個のグループに分類され、各グループは、各副搬送波が所与の時間に1つの副搬送波のみがアクティブであるように、順次異なるアンテナで送信される。
【0030】
IEEE802.11a/gシステムがMIMO−OFDM送信を受信できない場合、IEEE802.11a/g受信機はMIMO−OFDMパケットの期間だけ待つ(待機する)必要がある。したがって、後方互換性を確保するには、IEEE802.11a/gベースの受信機は本発明が提供するプレアンブルを検出し、パケットのSIGNALフィールドを解釈してパケットの長さを取り出せる必要がある。802.11aの送信の長さはSIGNALフィールドのヘッダに見出すことができる。本発明の一態様のMIMO送信は、同様のフィールドを用いて送信パラメータを扱う。802.11aシステムは、MIMO送信データ内のこのフィールドを検出し、復号化できる必要がある。本発明が使用するプレアンブルは、異なる送信アンテナ上にロング・トレーニング・フィールドおよびSIGNALフィールドを含めることで現在のIEEE802.11a/gベースのシステムとの後方互換性を確立できる。MIMO−OFDM送信用のSIGNALフィールド内に指定された長さは、IEEE802.11a/gベースの受信機がパケット長を読み取り、MIMO−OFDM送信の期間だけ待機できるように、パケットの実際の継続期間に等しく設定されるべきである。MIMO送信のSIGNALフィールド内の長さ情報は、追加のロング・トレーニング・シーケンスの長さを含まねばならない。こうすれば、802.11aシステムはMIMO送信の期間だけ待機できる。MIMO受信機は追加のロング・トレーニング・シーケンスの長さを減算して正しいデータ長を得る。
【0031】
MIMO−OFDMシステムはまた、SIGNALフィールドをパケットの実際の長さ(単位:バイト)に変換できる必要がある。このためには、MIMO−OFDMシステムは、アンテナ数などのシステムの追加情報を有する必要がある。この追加情報はSIGNALフィールド内の予備ビット内と、追加の副搬送波(SIGNALフィールドに追加の副搬送波も付加された時、または追加の信号フィールドが使用される場合)内に含めることができる。さらに、送信機でのパケット長がMIMO−OFDMのケースでのOFDM符号の数に適合する場合、多少の余裕が残っている。
【0032】
期間をOFDM符号の数で指定することで、データ量は送信機のOFDM符号の数の倍数で大まかに指定されるにとどまる。例えば、3つの送信機のMIMO−OFDMシステムでは、指定された期間に含まれるデータは3つのOFDM符号の倍数に等しい。ただし、データは送信機のOFDM符号の数の倍数に正確に一致する必要はない。例えば、データが第1の送信機の最終OFDM符号にのみに限られ、残りの2つの送信機の他の最終OFDM符号が空のままでもよい。さらに、データは第1の送信機の最終OFDM符号の一部だけでもよい。指定される長さはOFDM符号の正確な倍数で指定する必要はないので、MIMO−OFDMメッセージの継続期間を指定する際に残された追加の自由を用いて後者を指定することがさらに可能である。
【0033】
最終OFDM符号は、OFDM符号の総数に等しい期間である収容データ・バイト数で指定してもよい。空状態の最終OFDM符号の数は追加的に指定する必要がある。これをパディングOFDM符号と呼ぶ。3つの送信アンテナのMIMO−OFDMシステムでは、OFDMパディング符号の数は1または2である。MIMO−OFDM送信データ内のパディング符号はロング・トレーニング符号と同様、SIGNALフィールドの追加の副搬送波を用いて指定できる。または、それらはSERVICEフィールド内の予備ビットを用いて指定できる。
【0034】
さらに、最終データOFDM符号に含まれるバイト数を指定できるが、これはこの符号内のパディング・ビット数を固有に指定する。ただし、MIMO−OFDM送信データはパディング符号も含むことができ、これらの符号はLENGTHおよびRATEフィールドから取り出すことはできないので、追加的に指定しなければならない。
【0035】
さらに、ロング・トレーニング符号およびSIGNALフィールドを使用するMIMO−OFDMは、異なるMIMO−OFDM構成にスケーラブルにすることができる。例えば、3つの送信アンテナを備えたMIMO−OFDMシステムは2つの送信アンテナを備えたMIMO−OFDMシステムに容易にスケールバックできる。さらに、2つの受信アンテナしか備えていないMIMO−OFDMシステムはチャネルをトレーニングして、3つの送信アンテナによるMIMO−OFDM送信のSIGNALフィールドを解釈でき、したがって、パケットの継続期間だけ待機することができる(IEEE802.11a/g受信機の場合の技法と同様)。したがって、MIMO−OFDMシステムはIEEE802.11a/gシステムおよび低次のMIMO−OFDMシステムと共存することができる。
【0036】
送信アンテナの数はどのチャネル係数がどの送信アンテナに属するかの標識をMIMO−OFDM受信機に提供するので、ロング・トレーニング符号を使用しているMIMO−OFDMシステムは、スケーラブルな送信アンテナの数を事前に知っておく必要がある。図10は2つの送信アンテナTχ1およびTχ2ならびに3つの受信アンテナRχ1、Rχ2およびRχ3(Rχ1のみ図示する)を使用するMIMO−OFDMシステムの例を示す。受信機が送信機のアンテナ構成を知ると、受信機は係数を並べ変えて該当するチャネルを予測できる。
【0037】
ただし、斜めにロードされるSIGNALフィールドは、送信アンテナの数を知らなくても検出して復号化できる。各々の受信アンテナは同じデータを受信し、これは最大比率組合せ(MRC)技法を用いて組み合わせることができるので、SIGNALフィールドは受信データよりもさらに品質が高くなる。
【0038】
別の変形形態では、SIGNALフィールドは送信アンテナの数とOFDMパディング符号の数とを受信機に知らせる情報(追加の副搬送波の使用を伴う)を含むことができる。前述したように、帯域の端部の無効副搬送波を十分に評価できるには、2x2MIMO−OFDMシステムでは、2つの追加の副搬送波が必要であり、3x3MIMO−OFDMシステムでは、4つの追加の副搬送波が必要である。2つの副搬送波が追加されたことで利用可能なビットが2つ増える。4つの副搬送波が追加されたということは利用可能なビットが4つ増えたということを意味する。
【0039】
上記のように、SIGNALフィールド内の予備ビットを用いてシステムのタイプ(SISO−OFDMまたはMIMO−OFDMシステム)を指定できる。追加の副搬送波による第1の追加ビットを用いて2送信アンテナと3送信アンテナを区別できる。第2の追加ビットを用いてOFDMパディング符号の数(オプションは3つの送信機について1または2パディング符号)を指定できる。これら2つの追加ビットは元のSIGNALフィールドで符号化できないため、他のSIGNALフィールト・ビットより堅牢でない。ただし、残りの2つのビットを用いて単一エラー訂正ブロック符号を実行することでさらに堅牢性を追加できる。また、2つの残りのビットを、高次MIMO−OFDMシステムを考慮する時に必要とされるような追加の指定情報に使用できる。また、IEEE802.11a/gシステムに関してMIMO−OFDMシステムに同様のフレーム構造体が採用される時は、SERVICEフィールドの予備ビットにより多くの情報を記憶できることに留意することも有益である。
【0040】
斜めにロードされたSIGNALフィールドの積極的な財産は、それが実際に第3のロング・トレーニング符号として役に立つということである。復号化と復調の後では、SIGNALフィールドの追加ビットは知られているので、チャネルのトレーニングに使用できる。SISO−OFDMシステムのSIGNALフィールドは、BPSK変調および符号化率が1/2の畳み込み符号化を用いて同じ堅牢な方法で常に変調および符号化されるので、良好な受信が容易にできる。MIMO−OFDM送信内のSIGNALフィールドはさらに堅牢である。これはSIGNALフィールドが複数のアンテナによって受信され、したがって、最適な方法で組み合わせることができるからである。よって、第3のロング・トレーニング符号としてのSIGNALフィールドの使用は実現可能な解決策である。
【0041】
ただし、SIGNALフィールドの復号化は時間がかかり、チャネル予測に使用する際の待ち時間が増加することに留意されたい。待ち時間が問題になると、第1のチャネル予測は2つのロング・トレーニング符号に基づくことができ、後で更新できる。さらに、後方互換性とスケーラビリティが重要でない時には、SIGNALフィールドは周波数オフセット予測には使用されないので、移相斜めロードできる。トレーニング符号およびSIGNALフィールドの移相斜めロードは高いパフォーマンスを生むことが分かる(B.Driesenの論文「MIMO−OFDM Channel Estimation」、Design Note、OSDN10A、2003年を参照)。移相斜めロードされた符号で、各符号が最初別々に処理されてその後組み合わされる時に固有の補間エラーは小さくなる。
【0042】
さらに、トレーニング符号が各アンテナ上で繰り返される時に、フル電力を送信できなければならないことに留意されたい。移相斜めにロードされた符号で、電力/Ntで送信できることだけが必要であり、その結果、より高価でない電力増幅器が(PA)が得られる。さらに、大半の時間での制約要因は法規に規定する出力電力ではなく、PAそれ自体が歪を伴わずにこれらの高出力を達成できないので、追加電力で送信することが可能である。
【0043】
図11は、5つの送信アンテナTχ1〜Tχ5を備えたシステム(LT1およびLT2はロング・トレーニング符号、SIGNALはSIGNALフィールド)のMIMO−OFDMプレアンブル構造体の例を示す。斜めにロードされたロング・トレーニング符号およびSIGNALフィールドで、3x3MIMO−OFDMは上記の方法で実現できる。高次MIMO−OFDMシステムは、正確なチャネル予測を可能にするために追加のトレーニングを必要とする。一般に、送信アンテナを1つ追加するたびに、トレーニング符号を1つ追加する必要がある。したがって、例示の5x5MIMO−OFDMシステムは4つのロング・トレーニング符号と1つのSIGNALフィールドとを必要とする。第1の3つの送信アンテナに属するチャネルは最初の2つのロング・トレーニング符号およびSIGNALフィールドで予測され、最後の2つの送信機に関連するチャネルは最後の2つのロング・トレーニング符号で予測される。
【0044】
図12は、本発明の特徴を組み込んだ例示的MIMO−OFDM受信機1200のブロック図である。図12に示すように、MIMO−OFDM受信機1200は複数の受信アンテナ1215−1〜1215−Nr、および受信機RX1〜RXNrを含む。時間および周波数同期化が段階1220で実行され、同期化された受信信号が周期プレフィックスを除去する段階1225およびチャネル予測段階1235に適用される。段階1225で周期プレフィックスが除去されると、段階1230で高速フーリエ変換(FFT)が実行される。検出および復号化ブロック1245は、チャネル予測1235を用いて、MIMO検出(Nc副搬送波について)、位相ずれおよび振幅ドループ訂正、マッピング解除、デインタリーブ、パンチャリング解除および復号化を実行する。
【0045】
MIMO−OFDMシステム受信機1200が後方互換でなければならない場合、MIMO−OFDM受信機1200は同等に斜めにロードされたトレーニング符号およびSIGNALフィールドを以下のように用いてチャネル予測1235を実行できる。
1.SNR内のゲインに2つのロング・トレーニング符号を追加する。
2.その結果得られるロング・トレーニング符号を周波数ドメインに変換する。
3.ロング・トレーニング符号を復調してその結果、不完了チャネル予測を得る。
4.SIGNALフィールドを周波数ドメインに変換する。
5.不完了チャネル予測を用いてSIGNALフィールドを検出して復号化する。
6.SIGNALフィールドを復調して不完了チャネルの別の予測を生成する。
7.復調されたSIGNALフィールドおよび復調されたトレーニング符号を総計してスケーリング(不完了チャネル予測を総計)する。
8.知られている副搬送波間で補間を行って完了チャネル予測を計算する。
MIMO−OFDM受信機1200が後方互換である必要がなければ、MIMO−OFDM受信機は移相斜めにロードされたトレーニング符号およびSIGNALフィールドで以下のようにチャネル予測1235を実行できる。
1.ロング・トレーニング符号およびSIGNALフィールドを周波数ドメインに変換する。
2.ロング・トレーニング符号を復調する。
3.ロング・トレーニング符号を別々に補間する。
4.補間されたロング・トレーニング符号を総計しスケーリングする。
5.SIGNALフィールドを検出して復号化する。
6.SIGNALフィールドを復調する。
7.SIGNALフィールドを補間する。
8.補間されたSIGNALフィールドとトレーニング符号とを組み合わせてチャネル予測を更新する。
本明細書に図示し説明してきた実施形態および変形形態は本発明の原理の例示に過ぎず、本発明の範囲および精神を逸脱することなく当業者は本発明をさまざまに変更できることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【0046】
【図1】Nt個の送信機とNr個の受信機とからなる従来のMIMO−OFDMシステムを示す図である。
【図2】逆高速フーリエ変換(IFFT)の入力の64個の副搬送波からなるIEEE802.11a/g標準に準拠する従来のロング・トレーニング符号を示す図である。
【図3】従来のIEEE802.11a/gロング・トレーニング符号の周波数ドメインの表現を示す図である。
【図4】3つの送信アンテナを有するMIMO−OFDMシステムの本発明の特徴を組み込んだロング・トレーニング符号を示す図である。
【図5】本発明の第1の実施形態によるMIMO−OFDMシステムロング・トレーニング符号の周波数ドメインの表現を示す図である。
【図6】本発明の第2の実施形態によるMIMO−OFDMシステムロング・トレーニング符号の周波数ドメインの表現を示す図である。
【図7】オール1のデータ・シーケンスが本発明の斜めロード技法に従って送信される時の3つの例示の送信アンテナの副搬送波を示す図である。
【図8】従来のIEEE802.11a/gプレアンブル構造体を示す図である。
【図9】本発明の機能を組み込んだMIMO−OFDMプレアンブル構造体を示す図である。
【図10】2つの送信アンテナおよび3つの受信アンテナを使用するMIMO−OFDMシステムの本発明によるスケーラビリティの一例を示す図である。
【図11】5つの送信アンテナを備えたシステムの例示のMIMO−OFDMプレアンブル構造体を示す図である。
【図12】本発明の例示のMIMO−OFDM受信機のブロック図である。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
マルチ・アンテナ通信システム内で1つまたは複数のトレーニング符号を送信する方法であって、
N個のアンテナを有する送信機から少なくとも1つのアンテナを用いて、少なくとも1つのトレーニング符号がM個のアンテナ(MはNより小さい)を有する受信機によって解釈できるように、前記少なくとも1つのトレーニング符号を送信する工程を含む方法。
【請求項2】
前記受信機がSISO受信機である請求項1に記載の方法。
【請求項3】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が802.11a/gトレーニング符号である請求項1に記載の方法。
【請求項4】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が少なくとも1つのロング・トレーニング符号と少なくとも1つのSIGNALフィールドとを含む請求項1に記載の方法。
【請求項5】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が複数の副搬送波を含み、前記副搬送波の各々が所与の時間に前記N個のアンテナの1つでのみアクティブである請求項1に記載の方法。
【請求項6】
前記SIGNALフィールドは、受信機が次の送信まで待機しなければならない期間を示す請求項4に記載の方法。
【請求項7】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が複数の副搬送波を含み、前記送信工程が前記N個のアンテナにわたって前記副搬送波を斜めにロードする工程をさらに含む請求項1に記載の方法。
【請求項8】
低次受信機が前記送信された期間を解釈できる請求項6に記載の方法。
【請求項9】
前記期間が前記送信の期間として表されている請求項6に記載の方法。
【請求項10】
前記期間が前記送信の長さとして表される請求項6に記載の方法。
【請求項11】
前記SIGNALフィールドが前記マルチ・アンテナ通信システム内の前記アンテナの数を示す請求項4に記載の方法。
【請求項12】
前記アンテナの前記数によって前記マルチ・アンテナ通信システムがスケーラブルになる請求項11に記載の方法。
【請求項13】
前記アンテナの前記数によって受信機がチャネル係数をそれに対応する送信アンテナに相関させることができる請求項11に記載の方法。
【請求項14】
マルチ・アンテナ通信システム内の送信機であって、
少なくとも1つのトレーニング符号がM個のアンテナ(MはNより小さい)を有する受信機によって解釈できるように、少なくとも1つのアンテナを用いて前記少なくとも1つのトレーニング符号を送信するN個の送信アンテナを含む送信機。
【請求項15】
前記受信機がSISO受信機である請求項14に記載の送信機。
【請求項16】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が802.11a/gトレーニング符号である請求項14に記載の送信機。
【請求項17】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が少なくとも1つのロング・トレーニング符号と少なくとも1つのSIGNALフィールドとを含む請求項14に記載の送信機。
【請求項18】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が複数の副搬送波を含み、前記副搬送波の各々が所与の時間に前記N個のアンテナの1つでのみアクティブである請求項14に記載の送信機。
【請求項19】
前記SIGNALフィールドは、受信機が次の送信まで待機しなければならない期間を示す請求項17に記載の送信機。
【請求項20】
前記副搬送波が前記N個の送信アンテナにわたって斜めにロードされる請求項14に記載の送信機。
【請求項21】
前記SIGNALフィールドが前記マルチ・アンテナ通信システム内の前記アンテナの数を示す請求項17に記載の送信機。
【請求項22】
マルチ・アンテナ通信システム内で複数の送信アンテナ有する送信機によって送信されるデータを少なくとも1つの受信アンテナで受信する方法であって、
次の送信まで待機する期間の標識を受信する工程であって、前記標識が低次受信機によって解釈できるように送信される工程と、
前記示された期間だけ待機する工程とを含む方法。
【請求項23】
前記方法がSISO受信機によって実行される請求項22に記載の方法。
【請求項24】
前記標識が802.11a/g標準に準拠するSIGNALフィールド内で送信される請求項22に記載の方法。
【請求項25】
前記SIGNALフィールドが前記複数のアンテナにわたって斜めにロードされる請求項24に記載の方法。
【請求項26】
複数の送信アンテナを有する少なくとも1つの送信機を有するマルチ・アンテナ通信システム内の受信機であって、
次の送信まで待機する期間の標識を受信する少なくとも1つの受信アンテナであって、前記標識が低次受信機によって解釈できるように送信されるアンテナと、
前記示された期間だけ待機する手段とを含む受信機。
【請求項27】
前記方法がSISO受信機によって実行される請求項26に記載の受信機。
【請求項28】
前記標識が802.11a/g標準に準拠するSIGNALフィールド内で送信される請求項26に記載の受信機。
【請求項29】
前記SIGNALフィールドが前記複数のアンテナにわたって斜めにロードされる請求項28に記載の受信機。
【請求項30】
マルチ・アンテナ通信システム内で通信する方法であって、
N個の送信ブランチを有する送信機から1つまたは複数の符号を送信する工程と、
前記N個の送信ブランチの少なくとも1つのパフォーマンスを示す少なくとも1つの受信機からフィードバックを得る工程と、
前記N個の送信ブランチの少なくとも1つの1つまたは複数のパラメータを適合させる工程とを含む方法。
【請求項31】
前記1つまたは複数のパラメータがいくつかのアクティブな送信ブランチを含む請求項30に記載の方法。
【請求項32】
前記1つまたは複数のパラメータが前記N個の送信ブランチの前記少なくとも1つの変調方式を含む請求項30に記載の方法。
【請求項33】
前記1つまたは複数のパラメータが前記N個の送信ブランチの前記少なくとも1つの符号化率を含む請求項30に記載の方法。
【請求項34】
マルチ・アンテナ通信システム内の送信機であって、
1つまたは複数の符号を送信するN個の送信ブランチと、
前記N個の送信ブランチの少なくとも1つのパフォーマンスを示すフィードバックを少なくとも1つの受信機から得るフィードバック経路と、
前記N個の送信ブランチの前記少なくとも1つの1つまたは複数のパラメータを適合させる手段とを含む送信機。
【請求項35】
前記1つまたは複数のパラメータがいくつかのアクティブな送信ブランチを含む請求項34に記載の送信機。
【請求項36】
前記1つまたは複数のパラメータが前記N個の送信ブランチの前記少なくとも1つの変調方式を含む請求項34に記載の送信機。
【請求項37】
前記1つまたは複数のパラメータが前記N個の送信ブランチの前記少なくとも1つの符号化率を含む請求項34に記載の送信機。
【請求項38】
N個の送信アンテナを有するマルチ・アンテナ通信システム内でデータを送信する方法であって、
少なくとも1つのロング・トレーニング符号と少なくとも1つの追加のロング・トレーニング符号とを有するレガシ・プレアンブルを、前記トレーニング符号がM個のアンテナ(MはNより小さい)を有する受信機によって解釈できるように、前記N個の送信アンテナの各々で送信する工程を含む方法。
【請求項39】
前記レガシ・プレアンブルが少なくとも1つのショート・トレーニング符号をさらに含む請求項38に記載の方法。
【請求項40】
前記レガシ・プレアンブルが少なくとも1つのSIGNALフィールドをさらに含む請求項38に記載の方法。
【請求項41】
前記レガシ・プレアンブルが802.11a/gプレアンブルである請求項38に記載の方法。
【請求項1】
マルチ・アンテナ通信システム内で1つまたは複数のトレーニング符号を送信する方法であって、
N個のアンテナを有する送信機から少なくとも1つのアンテナを用いて、少なくとも1つのトレーニング符号がM個のアンテナ(MはNより小さい)を有する受信機によって解釈できるように、前記少なくとも1つのトレーニング符号を送信する工程を含む方法。
【請求項2】
前記受信機がSISO受信機である請求項1に記載の方法。
【請求項3】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が802.11a/gトレーニング符号である請求項1に記載の方法。
【請求項4】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が少なくとも1つのロング・トレーニング符号と少なくとも1つのSIGNALフィールドとを含む請求項1に記載の方法。
【請求項5】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が複数の副搬送波を含み、前記副搬送波の各々が所与の時間に前記N個のアンテナの1つでのみアクティブである請求項1に記載の方法。
【請求項6】
前記SIGNALフィールドは、受信機が次の送信まで待機しなければならない期間を示す請求項4に記載の方法。
【請求項7】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が複数の副搬送波を含み、前記送信工程が前記N個のアンテナにわたって前記副搬送波を斜めにロードする工程をさらに含む請求項1に記載の方法。
【請求項8】
低次受信機が前記送信された期間を解釈できる請求項6に記載の方法。
【請求項9】
前記期間が前記送信の期間として表されている請求項6に記載の方法。
【請求項10】
前記期間が前記送信の長さとして表される請求項6に記載の方法。
【請求項11】
前記SIGNALフィールドが前記マルチ・アンテナ通信システム内の前記アンテナの数を示す請求項4に記載の方法。
【請求項12】
前記アンテナの前記数によって前記マルチ・アンテナ通信システムがスケーラブルになる請求項11に記載の方法。
【請求項13】
前記アンテナの前記数によって受信機がチャネル係数をそれに対応する送信アンテナに相関させることができる請求項11に記載の方法。
【請求項14】
マルチ・アンテナ通信システム内の送信機であって、
少なくとも1つのトレーニング符号がM個のアンテナ(MはNより小さい)を有する受信機によって解釈できるように、少なくとも1つのアンテナを用いて前記少なくとも1つのトレーニング符号を送信するN個の送信アンテナを含む送信機。
【請求項15】
前記受信機がSISO受信機である請求項14に記載の送信機。
【請求項16】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が802.11a/gトレーニング符号である請求項14に記載の送信機。
【請求項17】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が少なくとも1つのロング・トレーニング符号と少なくとも1つのSIGNALフィールドとを含む請求項14に記載の送信機。
【請求項18】
前記少なくとも1つのトレーニング符号が複数の副搬送波を含み、前記副搬送波の各々が所与の時間に前記N個のアンテナの1つでのみアクティブである請求項14に記載の送信機。
【請求項19】
前記SIGNALフィールドは、受信機が次の送信まで待機しなければならない期間を示す請求項17に記載の送信機。
【請求項20】
前記副搬送波が前記N個の送信アンテナにわたって斜めにロードされる請求項14に記載の送信機。
【請求項21】
前記SIGNALフィールドが前記マルチ・アンテナ通信システム内の前記アンテナの数を示す請求項17に記載の送信機。
【請求項22】
マルチ・アンテナ通信システム内で複数の送信アンテナ有する送信機によって送信されるデータを少なくとも1つの受信アンテナで受信する方法であって、
次の送信まで待機する期間の標識を受信する工程であって、前記標識が低次受信機によって解釈できるように送信される工程と、
前記示された期間だけ待機する工程とを含む方法。
【請求項23】
前記方法がSISO受信機によって実行される請求項22に記載の方法。
【請求項24】
前記標識が802.11a/g標準に準拠するSIGNALフィールド内で送信される請求項22に記載の方法。
【請求項25】
前記SIGNALフィールドが前記複数のアンテナにわたって斜めにロードされる請求項24に記載の方法。
【請求項26】
複数の送信アンテナを有する少なくとも1つの送信機を有するマルチ・アンテナ通信システム内の受信機であって、
次の送信まで待機する期間の標識を受信する少なくとも1つの受信アンテナであって、前記標識が低次受信機によって解釈できるように送信されるアンテナと、
前記示された期間だけ待機する手段とを含む受信機。
【請求項27】
前記方法がSISO受信機によって実行される請求項26に記載の受信機。
【請求項28】
前記標識が802.11a/g標準に準拠するSIGNALフィールド内で送信される請求項26に記載の受信機。
【請求項29】
前記SIGNALフィールドが前記複数のアンテナにわたって斜めにロードされる請求項28に記載の受信機。
【請求項30】
マルチ・アンテナ通信システム内で通信する方法であって、
N個の送信ブランチを有する送信機から1つまたは複数の符号を送信する工程と、
前記N個の送信ブランチの少なくとも1つのパフォーマンスを示す少なくとも1つの受信機からフィードバックを得る工程と、
前記N個の送信ブランチの少なくとも1つの1つまたは複数のパラメータを適合させる工程とを含む方法。
【請求項31】
前記1つまたは複数のパラメータがいくつかのアクティブな送信ブランチを含む請求項30に記載の方法。
【請求項32】
前記1つまたは複数のパラメータが前記N個の送信ブランチの前記少なくとも1つの変調方式を含む請求項30に記載の方法。
【請求項33】
前記1つまたは複数のパラメータが前記N個の送信ブランチの前記少なくとも1つの符号化率を含む請求項30に記載の方法。
【請求項34】
マルチ・アンテナ通信システム内の送信機であって、
1つまたは複数の符号を送信するN個の送信ブランチと、
前記N個の送信ブランチの少なくとも1つのパフォーマンスを示すフィードバックを少なくとも1つの受信機から得るフィードバック経路と、
前記N個の送信ブランチの前記少なくとも1つの1つまたは複数のパラメータを適合させる手段とを含む送信機。
【請求項35】
前記1つまたは複数のパラメータがいくつかのアクティブな送信ブランチを含む請求項34に記載の送信機。
【請求項36】
前記1つまたは複数のパラメータが前記N個の送信ブランチの前記少なくとも1つの変調方式を含む請求項34に記載の送信機。
【請求項37】
前記1つまたは複数のパラメータが前記N個の送信ブランチの前記少なくとも1つの符号化率を含む請求項34に記載の送信機。
【請求項38】
N個の送信アンテナを有するマルチ・アンテナ通信システム内でデータを送信する方法であって、
少なくとも1つのロング・トレーニング符号と少なくとも1つの追加のロング・トレーニング符号とを有するレガシ・プレアンブルを、前記トレーニング符号がM個のアンテナ(MはNより小さい)を有する受信機によって解釈できるように、前記N個の送信アンテナの各々で送信する工程を含む方法。
【請求項39】
前記レガシ・プレアンブルが少なくとも1つのショート・トレーニング符号をさらに含む請求項38に記載の方法。
【請求項40】
前記レガシ・プレアンブルが少なくとも1つのSIGNALフィールドをさらに含む請求項38に記載の方法。
【請求項41】
前記レガシ・プレアンブルが802.11a/gプレアンブルである請求項38に記載の方法。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【公表番号】特表2007−525096(P2007−525096A)
【公表日】平成19年8月30日(2007.8.30)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2006−517798(P2006−517798)
【出願日】平成16年6月30日(2004.6.30)
【国際出願番号】PCT/US2004/021026
【国際公開番号】WO2005/006588
【国際公開日】平成17年1月20日(2005.1.20)
【出願人】(500587067)アギア システムズ インコーポレーテッド (302)
【Fターム(参考)】
【公表日】平成19年8月30日(2007.8.30)
【国際特許分類】
【出願日】平成16年6月30日(2004.6.30)
【国際出願番号】PCT/US2004/021026
【国際公開番号】WO2005/006588
【国際公開日】平成17年1月20日(2005.1.20)
【出願人】(500587067)アギア システムズ インコーポレーテッド (302)
【Fターム(参考)】
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