位相同期回路及びテレビジョン信号受信回路
【課題】チューニングラインに設けられるラインフィルタのフィルタ特性の低下を防止すること。
【解決手段】この位相同期回路は、チャージポンプ（３５）から出力されるパルス信号を積分するローパスフィルタ（１９）と、ローパスフィルタ（１９）から電圧制御発振回路（１７Ａ）に対して制御電圧を供給する制御電圧供給ライン（ＬＵＨＦ）に設けられたラインフィルタ（２０）と、を具備し、ラインフィルタ（２０）のキャパシタ（Ｃ１）の一端をチャージポンプ（３５）の出力端子からＣＰ電流切替回路（３６）の抵抗（ｒ）を介してグランドに高周波的に接続した。
【解決手段】この位相同期回路は、チャージポンプ（３５）から出力されるパルス信号を積分するローパスフィルタ（１９）と、ローパスフィルタ（１９）から電圧制御発振回路（１７Ａ）に対して制御電圧を供給する制御電圧供給ライン（ＬＵＨＦ）に設けられたラインフィルタ（２０）と、を具備し、ラインフィルタ（２０）のキャパシタ（Ｃ１）の一端をチャージポンプ（３５）の出力端子からＣＰ電流切替回路（３６）の抵抗（ｒ）を介してグランドに高周波的に接続した。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、制御電圧に応じた局部発振信号を発生する電圧制御発振回路及び制御電圧によって周波数特性を切り替えるＲＦフィルタ回路に接続されるチューニングラインに対して制御電圧を印加可能な位相同期回路及びテレビジョン信号受信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、受信系統に設けられたＲＦフィルタ回路に対してチューニングラインを介して制御電圧を印加し、受信チャンネルに対応した周波数特性をＲＦフィルタ回路に設定するテレビジョン信号受信回路がある（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。かかるテレビジョン信号受信回路では、ＲＦフィルタ回路の後段に設けたミキサ回路に対して、電圧制御発振回路から受信ＲＦ信号を中間周波信号に変換する局部発振信号を入力する。電圧制御発振回路は、ＰＬＬ回路から供給される制御電圧によって制御されている。
【０００３】
図４は、テレビジョン信号受信回路に備えたＰＬＬ回路及びチューニングライン部分の概略構成図である。同図に示すＰＬＬ回路は、水晶発振器１０１の生成した発振信号を分周器１０２に入力して基準発振信号に変換する。一方、制御電圧によって発振周波数が制御された電圧制御発振回路（ＵＨＦ／ＶＨＦ発振器）１００がミキサ回路へ出力する局部発振信号をプログラマブル分周器１０３へフィードバックして分周する。プログラマブル分周器１０３には受信周波数に対応した分周比が設定される。位相比較器１０４は、分周器１０２の出力する基準発振信号とプログラマブル分周器１０３の出力するフィードバック信号との位相誤差に応じた位相誤差信号を出力する。チャージポンプ１０５は、位相比較器１０４から入力する位相誤差信号をパルス信号に変換してローパスフィルタ１０６へ出力する。ローパスフィルタ１０６は、パルス信号を積分して直流の制御電圧に変換し、制御電圧供給ラインＬを介して電圧制御発振回路１００（例えば、ＵＨＦ用ＶＣＯ／ＶＨＦ用ＶＣＯ）へ供給する。
【０００４】
図４に示すように、ローパスフィルタ１０６の出力端から電圧制御発振回路１００（ＵＨＦ用ＶＣＯ）へ制御電圧を印加するライン上にはローパスフィルタからなるラインフィルタ１０７が設けられている。ラインフィルタ１０７は、良好な位相ノイズ特性を確保すると共に、ＰＬＬ回路で生成する基準周波数（水晶振動子の原発振の１／ｎに相当）の漏れレベルを低減する働きがある。ラインフィルタ１０７は、直列接続された抵抗Ｒ１及びＲ２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中間接続点とグランド間に接続されたキャパシタＣとで構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−１６４７４５号公報
【特許文献２】特開２００１−２０３５９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中間接続点とグランド間に接続されたキャパシタＣには、端子間に印加される直流電圧（制御電圧）の違いによって容量が変化する特性があると共に、機械的衝撃によって容量が変化する特性（圧電特性）がある。キャパシタＣの端子間に印加される直流電圧の変化と機械的衝撃とが同時に生じた場合には、さらに大きな容量変化を引き起こすことになる。その結果、キャパシタＣの容量が変化することでラインフィルタが設計通りの機能を十分に発揮できなくなる問題がある。
【０００７】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、チューニングラインに設けられるラインフィルタのフィルタ特性の低下を防止できる位相同期回路及びテレビジョン信号受信回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の位相同期回路は、電圧制御発振回路の発振周波数を制御するための制御電圧を生成し、前記電圧制御発振回路に制御電圧を供給する位相同期回路であって、位相誤差量に比例したパルス信号を出力するチャージポンプと、前記チャージポンプから出力されるパルス信号を積分して制御電圧を生成するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタから前記電圧制御発振回路に対して制御電圧を供給する制御電圧供給ラインに設けられたラインフィルタと、を具備し、前記ローパスフィルタは、一端が前記チャージポンプの出力端子に接続された第１のキャパシタと、一端が前記第１のキャパシタの他端に接続され、他端が前記制御電圧供給ラインに接続された、互いに並列接続された第１の抵抗と第２のキャパシタとを備えた並列接続回路と、を有し、前記ラインフィルタは、一端が前記並列接続回路の他端に接続され、他端が前記制御電圧供給ラインに接続された第２の抵抗と、前記第２の抵抗の他端と前記並列接続回路の一端との間に接続された第３のキャパシタと、を有し、前記第３のキャパシタの一端が前記第１のキャパシタを介して前記チャージポンプの出力端子からグランドに高周波的に接続されることを特徴とする。
【０００９】
本発明の位相同期回路によれば、ラインフィルタの構成要素である第３のキャパシタの両端が、ローパスフィルタの構成要素である第１の抵抗とラインフィルタの構成要素である第２の抵抗とを介して直流的に接続されるので、第３のキャパシタの両電極は、ほぼ同電位であることから、受信チャンネルの違いによって、制御電圧（同調電圧）が変化しても、この第３のキャパシタに印加される電位差に変化は無く（ほぼゼロ）、印加電圧に起因する容量変化は発生しない。
【００１０】
本発明は、上記位相同期回路において、前記チャージポンプの出力端子とグランドとの間に接続された第３の抵抗を有し、前記第３の抵抗の抵抗値を切り替えて前記チャージポンプに流れるチャージポンプ電流を制御するチャージポンプ電流切替回路を備え、前記第３のキャパシタの一端が前記チャージポンプ電流切替回路の前記第３の抵抗を介してグランドに高周波的に接続されることを特徴とする。
【００１１】
この構成によれば、ラインフィルタ用として第３のキャパシタを見た場合、ローパスフィルタ用として配置されている高容量の第１のキャパシタを介し、さらにＣＰ電流切替回路の第３の抵抗を介して接地されるので、ラインフィルタとしての機能を果たす。
【００１２】
本発明は、上記位相同期回路において、前記第３の抵抗の抵抗値は、電圧制御発振回路の発振周波数に応じて選択されることを特徴とする。
【００１３】
この構成によれば、ローパスフィルタの入力端子に流れこむパルス信号（ＤＣ電流）は、受信チャンネルに応じて、複数のスイッチによって切り替えが行われることから、ラインフィルタの設定も受信チャンネルに応じて最適化されるという相乗効果を生むことができる。
【００１４】
上記位相同期回路を備えたテレビジョン信号受信回路を構成しても良い。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、チューニングラインに設けられるラインフィルタのフィルタ特性の低下を防止できる位相同期回路及びテレビジョン信号受信回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本実施の形態に係る位相同期回路を備えたテレビジョン信号受信回路の構成図である。
【図２】本実施の形態におけるＰＬＬ回路及びラインフィルタの具体的な構成図である。
【図３】本実施の形態におけるラインフィルタの概念図である。
【図４】従来のＰＬＬ回路及びチューニングライン部分の概略構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の一実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本実施の形態に係る位相同期回路を備えたテレビジョン信号受信回路の構成図である。本実施の形態に係るテレビジョン信号受信回路１０は、テレビジョン信号である放送波を受信するアンテナ１１と、アンテナ１１から出力される受信信号（ＲＦ）からテレビジョン受信信号（ＲＦ信号）を抽出するアンテナ同調回路１２と、抽出したテレビジョン受信信号（ＲＦ信号）を増幅する高周波増幅器１３と、増幅したテレビジョン受信信号（ＲＦ信号）から受信チャンネルを含む所望帯域を抽出するＲＦ同調回路１４と、ＲＦ同調回路で抽出したテレビジョン受信信号（ＲＦ信号）を中間周波信号（ＩＦ信号）に周波数変換するミキサ回路１５と、ミキサ回路１５の出力信号からＩＦ信号を抽出するＩＦフィルタ回路１６と、抽出したＩＦ信号を処理してテレビジョン信号を得る後段回路とを備える。
【００１８】
また、本実施の形態のテレビジョン信号受信回路１０は、ミキサ回路１５にＵＨＦ受信用の局部発振信号を供給する電圧制御発振回路１７Ａと、ミキサ回路１５にＶＨＦ受信用の局部発振信号を供給する電圧制御発振回路１７Ｂと、チューニングラインＬＴＵに対して電圧制御発振回路１７Ａ，１７Ｂの発振周波数、アンテナ同調回路１２及びＲＦ同調回路１４の同調電圧を制御する直流の制御電圧を生成するＰＬＬ回路１８と、ＰＬＬ回路１８から出力されるパルス信号を積分して直流の制御電圧を出力するローパスフィルタ１９と、を具備する。
【００１９】
電圧制御発振回路１７Ａは、アノードがグランドに接続された可変容量素子のバラクタダイオード２１、バラクタダイオード２１のカソードに一端が接続されたキャパシタ２２、バラクタダイオード２１及びキャパシタ２２に対して並列に接続されたインダクタ２３からなり制御電圧によって共振周波数が変化するＬＣ共振回路と、ＬＣ共振回路の共振周波数によって発振して局部発振信号を出力する出力回路２４とを備える。ＬＣ共振回路のバラクタダイオード２１のカソードに電圧供給ラインラインＬＵＨＦの一端が接続されている。もう一方の電圧制御発振回路１７Ｂも電圧制御発振回路１７Ａと同様に構成されている。なお、電圧供給ラインラインＬＵＨＦはチューニングラインＬＴＵの一部であるが、本例では一方の電圧制御発振回路１７Ａに制御電圧を供給するラインにラインフィルタ２０を設けているので、チューニングラインＬＴＵとは呼び方を変えている。
【００２０】
ローパスフィルタ１９は、キャパシタＣ０（第１のキャパシタ）と、互いに並列接続された抵抗２５（第１の抵抗）及びキャパシタ２６（第２のキャパシタ）からなる並列回路２７とを有する。キャパシタＣ０の一端がＰＬＬ回路１８のチャージポンプ出力端子ＣＰに接続され、キャパシタＣ０の他端が並列回路２７の一端に接続されている。並列回路２７の他端は電圧供給ラインＬＵＨＦに接続されている。
【００２１】
本実施の形態は、ローパスフィルタ１９から電圧制御発振回路１７ＡのＬＣ共振回路に制御電圧を供給する電圧供給ラインＬＵＨＦに対してラインフィルタ２０が設けられている。ラインフィルタ２０は、電圧供給ラインＬＵＨＦに直列に挿入された抵抗Ｒ１（第２の抵抗），抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との中間接続点に一方の端子が接続されたキャパシタＣ１（第３のキャパシタ）とを備える。なお、キャパシタＣ１の容量値はローパスフィルタ１９のキャパシタＣ０に比べて十分に小さい値に設定される。ラインフィルタ２０に設けられたキャパシタＣ１の両端子は、ラインフィルタ２０の抵抗Ｒ１及びローパスフィルタ１９の抵抗２５を直列に介して直流的に接続されるので、キャパシタＣ１の両端子は同電圧に維持される。しかも、後述するように、キャパシタＣ１の一端、すなわちキャパシタＣ０に接続されている側の端子であるが、キャパシタＣ０を介してＰＬＬ回路１８のチャージポンプ出力端子ＣＰに接続されて、そこからＰＬＬ回路１８内のスイッチ及び抵抗を介してグランドに接続されるように構成されている。
【００２２】
図２はＰＬＬ回路１８及びラインフィルタ２０の具体的な構成図である。ＰＬＬ回路１８は、ＩＣ外部に設けた水晶振動子Ｘｔａｌから原発振信号を取り込んで基準信号を発振する水晶発振器３１と、基準信号を１／Ｍ分周する分周器３２と、外部ＣＰＵから分周比（１／Ｎ）を設定可能で電圧制御発振回路１７Ａ／１７Ｂ（ＵＨＦ／ＶＨＦ発振器）からフィードバックした局部発振信号を１／Ｎ分周するプログラマブル分周器３３とを有する。また、ＰＬＬ回路１８は、分周器３２から入力する基準信号（１／Ｍ分周）とプログラマブル分周器３３から入力する局部発振信号（１／Ｎ分周）の位相誤差を検出して位相誤差量を示す信号を出力する位相比較器３４と、位相誤差量に比例する正または負の電流パルス列に変換するチャージポンプ３５と、チャージポンプ３５に流れるチャージポンプ電流を受信周波数に応じて切り替えるＣＰ電流切替回路３６と、チャージポンプ３５の出力信号を増幅するオペアンプ３７と、オペアンプ３７の出力端子がベースに接続されカソードがグランドに接続されたトランジスタ３８と、を有する。チャージポンプ３５の出力端子はチャージポンプ出力端子ＣＰに接続され、トランジスタ３８のコレクタは出力端子ＶＴＵに接続されている。チャージポンプ出力端子ＣＰには、ＩＣ外部に設けられたローパスフィルタ１９の入力端子が接続され、出力端子ＶＴＵにはＩＣ外部に設けられたチューニングラインＬＴＵが接続されている。
【００２３】
ＣＰ電流切替回路３６は、並列に設けられた複数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ＿Ｎからなるスイッチ群４１と、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ＿Ｎの一端とグランドとの間に設けられた複数の抵抗ｒ１〜ｒ＿Ｎからなる電流設定用抵抗群４２とから構成される。スイッチＳＷ１〜ＳＷ＿Ｎのもう一方の端子はチャージポンプ出力端子ＣＰに接続されている。チャージポンプ３５は、低周波数域から高周波数域までの広帯域で良好な選局特性を実現するために、受信周波数に応じてチャージポンプ３５に流れる電流（チャージポンプ電流）を切り替えている。ＣＰ電流切替回路３６は、受信周波数に応じてチャージポンプ３５に流れるチャージポンプ電流を切り替えるための制御回路である。ＣＰ電流切替回路３６において、複数のスイッチ４１の中の任意のスイッチが受信周波数に応じてＯＮ動作し、ＯＮしたスイッチＳＷに接続された抵抗ｒ（第３の抵抗）を介してチャージポンプ電流が流れるので、ＯＮ動作するスイッチＳＷを選択することでチャージポンプ電流を切り替えることができる。
【００２４】
次に、以上のように構成された本実施の形態に係るテレビジョン信号受信回路の動作について説明する。
【００２５】
先ず、テレビジョン信号受信回路の全体的な動作について説明する。テレビジョン信号受信回路１０では、アンテナ１１でテレビジョン放送波を受信して受信信号であるＲＦ信号をアンテナ同調回路１２、高周波増幅器１３、ＲＦ同調回路１４を経由してミキサ回路１５へ入力する。アンテナ同調回路１２及びＲＦ同調回路１４にはチューニングラインＬＴＵを介して受信周波数に応じた制御電圧が入力されて周波数特性が設定されている。ミキサ回路１５では、ＲＦ同調回路１４で抽出した受信チャンネルのＲＦ信号に対して局部発振信号が乗算されてＩＦ信号に変換される。ＵＨＦ帯受信時は、ミキサ回路１５に局部発振信号を供給している電圧制御発振回路１７Ａは、ラインフィルタ２０の設けられた電圧供給ラインＬＵＨＦを介して発振周波数を制御する制御電圧が印加されている。ＶＨＦ帯受信時は、ミキサ回路１５には電圧制御発振回路１７Ｂから局部発振信号が供給される。ミキサ回路１５でＩＦ信号に変換された受信チャンネルのテレビジョン放送信号はＩＦフィルタ回路１６を通って後段回路へ出力される。
【００２６】
次に、ＰＬＬ回路１８及びラインフィルタ２０に関する動作について説明する。
電圧制御発振回路１７Ａからミキサ回路１５へ出力されている局部発振信号がプログラマブル分周器３３へフィードバックされる。プログラマブル分周器３３には受信周波数に応じた分周比（１／Ｎ）が随時設定されていて、局部発振信号を１／Ｎに分周した信号を位相比較器３４へ入力する。分周器３２には、ミキサ回路１５において希望波の受信周波数を中間周波数に周波数変換できる局部発振信号が供給されるように、基準周波数に対する分周比が設定される。分周器３２は、希望波の受信周波数に対応した分周比で基本周波数を分周して得られた周波数信号を位相比較器３４へ入力する。位相比較器３４にて、基本周波数を分周した周波数信号と現時点の局部発振信号（１／Ｎ分周）との位相差が検出されて位相誤差量を示す位相誤差信号がチャージポンプ３５へ出力される。チャージポンプ３５は、位相誤差信号を受けて位相誤差量に応じたパルス信号を出力する。
【００２７】
このとき、チャージポンプ３５は、回路動作（選局動作）を安定化させるために、受信周波数に連動した大きさのチャージポンプ電流が流される。すなわち、ＣＰ電流切替回路３６が受信周波数に応じて予め決められたスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ＿Ｎの組合せ）をＯＮして、ＯＮ動作したスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ＿Ｎの組合せ）に接続された電流設定用の抵抗（ｒ１〜ｒ＿Ｎの組合せ）を介してグラウンドにチャージポンプ電流が流される。本例では同時にグラウンドに接続される抵抗ｒの組み合わせによってチャージポンプ電流が切り替えられる。
【００２８】
チャージポンプ３５から出力されたパルス信号は、チャージポンプ出力端子ＣＰからローパスフィルタ１９に入力し、積分されて直流の制御電圧に変換される。その結果、受信周波数に対応した電圧値の制御電圧がローパスフィルタ１９からチューニングラインＬＴＵ及び電圧供給ラインＬＵＨＦに印加される。尚、ローパスフィルタ１９に、並列にオペアンプ３７及びトランジスタ３８を構成することにより、アクティブループフィルタの機能を持たせている。このため、ローパスフィルタ１９の各定数の設定により、カットオフ周波数だけでなく、位相同期回路（ＰＬＬ）の制御を安定に行うための、時定数・位相余裕、伝達特性（時定数・位相余裕）の決定を行っている。上記のようにローパスフィルタ１９にアクティブループフィルタの機能を持たせることによって、出力端子ＶＴＵに充分な大きさの制御電圧を供給することができる。
【００２９】
例えば、ＵＨＦ帯受信時に、電圧供給ラインＬＵＨＦに印加された制御電圧はラインフィルタ２０を介して電圧制御発振回路１７Ａに入力される。電圧制御発振回路１７Ａは、電圧供給ラインＬＵＨＦに印加された制御電圧によってバラクタダイオード２１の容量が変化して局部発振信号の周波数が切り替えられる。電圧制御発振回路１７Ａからミキサ回路１５へ入力する局部発振信号はプログラマブル分周器３３へフィードバックされる。
【００３０】
本実施の形態によれば、ラインフィルタ２０に設けられたキャパシタＣ１は、一端が電圧供給ラインＬＵＨＦに接続され、他端はローパスフィルタ１９における並列回路２７の入力側端子（キャパシタＣ０側）に接続されるので、ＩＣ内部に配置されているＣＰ電流切替回路３６の電流設定用の抵抗ｒを介して接地される。したがって、キャパシタＣ１の一端が高周波的に接地されるので、図３に示すようなＴ型のローパスフィルタを構成し、ラインフィルタ本来の機能を維持することができる。
【００３１】
また、ラインフィルタ２０に設けられたキャパシタＣ１の両端間は、抵抗２５及び抵抗Ｒ１を介して直流的に直接接続されるので、キャパシタＣ１の両端には同電位が印加されることになり、電位差の大小に起因するノイズ発生を抑制する作用が働く。図４に示すように、チューニングラインとＧＮＤ間に電位差がある場合、接地容量（キャパシタＣ）に圧電耐性の良い高価なコンデンサを使用する必要があるが、本実施の形態では圧電耐性の良い高価なコンデンサを使用する必要が無いので、コストダウンを図ることができる。
【００３２】
また、本実施の形態によれば、ＣＰ電流切替回路３６の電流切替機能によって、ＩＣ外部に配置されるローパスフィルタ１９／ラインフィルタ２０と、ＩＣ内部に構成されるオペアンプ３７及びトランジスタ３８含むアンプ部との接続をチャージポンプ電流の切り替えによって最適化し、回路動作の安定化を図ることが出来る。このとき、電流設定用の抵抗ｒを介したキャパシタＣ１の接地については、電流設定用に設定された抵抗ｒが、回路動作（選局動作）を安定化させるために、受信周波数に連動して変化する性質を持ったものであり、その抵抗ｒを用いたラインフィルタ２０のフィルタ機能には、周波数特性を微調整できるという新たな機能を提供できる。
【００３３】
本発明は上述した実施の形態に限定されるものではない。例えば、以上の説明ではテレビジョン信号受信回路について説明したが、ＰＬＬ回路を備えた高周波機器において同様に適用可能である。
【符号の説明】
【００３４】
１０…テレビジョン信号受信回路
１１…アンテナ
１２…アンテナ同調回路
１３…高周波増幅器
１４…ＲＦ同調回路
１５…ミキサ回路
１６…ＩＦフィルタ回路
１７Ａ，１７Ｂ…電圧制御発振回路
１８…ＰＬＬ回路
１９，１０６…ローパスフィルタ
２０，１０７…ラインフィルタ
２１…バラクタダイオード
２２…キャパシタ
２３…インダクタ
２４…出力回路
２５…抵抗（第１の抵抗）
２６…キャパシタ（第２のキャパシタ）
２７…並列回路
３１，１０１…水晶発振器
３２，１０２…分周器
３３，１０３…プログラマブル分周器
３４，１０４…位相比較器
３５，１０５…チャージポンプ
３６…ＣＰ電流切替回路（チャージポンプ電流切替回路）
３７…オペアンプ
３８…トランジスタ
４１…スイッチ群
４２…電流設定用抵抗群
Ｃ０…キャパシタ（第１のキャパシタ）
Ｒ１…抵抗（第２の抵抗）
Ｃ１…キャパシタ（第３のキャパシタ）
ｒ…抵抗（第３の抵抗）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、制御電圧に応じた局部発振信号を発生する電圧制御発振回路及び制御電圧によって周波数特性を切り替えるＲＦフィルタ回路に接続されるチューニングラインに対して制御電圧を印加可能な位相同期回路及びテレビジョン信号受信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、受信系統に設けられたＲＦフィルタ回路に対してチューニングラインを介して制御電圧を印加し、受信チャンネルに対応した周波数特性をＲＦフィルタ回路に設定するテレビジョン信号受信回路がある（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。かかるテレビジョン信号受信回路では、ＲＦフィルタ回路の後段に設けたミキサ回路に対して、電圧制御発振回路から受信ＲＦ信号を中間周波信号に変換する局部発振信号を入力する。電圧制御発振回路は、ＰＬＬ回路から供給される制御電圧によって制御されている。
【０００３】
図４は、テレビジョン信号受信回路に備えたＰＬＬ回路及びチューニングライン部分の概略構成図である。同図に示すＰＬＬ回路は、水晶発振器１０１の生成した発振信号を分周器１０２に入力して基準発振信号に変換する。一方、制御電圧によって発振周波数が制御された電圧制御発振回路（ＵＨＦ／ＶＨＦ発振器）１００がミキサ回路へ出力する局部発振信号をプログラマブル分周器１０３へフィードバックして分周する。プログラマブル分周器１０３には受信周波数に対応した分周比が設定される。位相比較器１０４は、分周器１０２の出力する基準発振信号とプログラマブル分周器１０３の出力するフィードバック信号との位相誤差に応じた位相誤差信号を出力する。チャージポンプ１０５は、位相比較器１０４から入力する位相誤差信号をパルス信号に変換してローパスフィルタ１０６へ出力する。ローパスフィルタ１０６は、パルス信号を積分して直流の制御電圧に変換し、制御電圧供給ラインＬを介して電圧制御発振回路１００（例えば、ＵＨＦ用ＶＣＯ／ＶＨＦ用ＶＣＯ）へ供給する。
【０００４】
図４に示すように、ローパスフィルタ１０６の出力端から電圧制御発振回路１００（ＵＨＦ用ＶＣＯ）へ制御電圧を印加するライン上にはローパスフィルタからなるラインフィルタ１０７が設けられている。ラインフィルタ１０７は、良好な位相ノイズ特性を確保すると共に、ＰＬＬ回路で生成する基準周波数（水晶振動子の原発振の１／ｎに相当）の漏れレベルを低減する働きがある。ラインフィルタ１０７は、直列接続された抵抗Ｒ１及びＲ２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中間接続点とグランド間に接続されたキャパシタＣとで構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−１６４７４５号公報
【特許文献２】特開２００１−２０３５９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中間接続点とグランド間に接続されたキャパシタＣには、端子間に印加される直流電圧（制御電圧）の違いによって容量が変化する特性があると共に、機械的衝撃によって容量が変化する特性（圧電特性）がある。キャパシタＣの端子間に印加される直流電圧の変化と機械的衝撃とが同時に生じた場合には、さらに大きな容量変化を引き起こすことになる。その結果、キャパシタＣの容量が変化することでラインフィルタが設計通りの機能を十分に発揮できなくなる問題がある。
【０００７】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、チューニングラインに設けられるラインフィルタのフィルタ特性の低下を防止できる位相同期回路及びテレビジョン信号受信回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の位相同期回路は、電圧制御発振回路の発振周波数を制御するための制御電圧を生成し、前記電圧制御発振回路に制御電圧を供給する位相同期回路であって、位相誤差量に比例したパルス信号を出力するチャージポンプと、前記チャージポンプから出力されるパルス信号を積分して制御電圧を生成するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタから前記電圧制御発振回路に対して制御電圧を供給する制御電圧供給ラインに設けられたラインフィルタと、を具備し、前記ローパスフィルタは、一端が前記チャージポンプの出力端子に接続された第１のキャパシタと、一端が前記第１のキャパシタの他端に接続され、他端が前記制御電圧供給ラインに接続された、互いに並列接続された第１の抵抗と第２のキャパシタとを備えた並列接続回路と、を有し、前記ラインフィルタは、一端が前記並列接続回路の他端に接続され、他端が前記制御電圧供給ラインに接続された第２の抵抗と、前記第２の抵抗の他端と前記並列接続回路の一端との間に接続された第３のキャパシタと、を有し、前記第３のキャパシタの一端が前記第１のキャパシタを介して前記チャージポンプの出力端子からグランドに高周波的に接続されることを特徴とする。
【０００９】
本発明の位相同期回路によれば、ラインフィルタの構成要素である第３のキャパシタの両端が、ローパスフィルタの構成要素である第１の抵抗とラインフィルタの構成要素である第２の抵抗とを介して直流的に接続されるので、第３のキャパシタの両電極は、ほぼ同電位であることから、受信チャンネルの違いによって、制御電圧（同調電圧）が変化しても、この第３のキャパシタに印加される電位差に変化は無く（ほぼゼロ）、印加電圧に起因する容量変化は発生しない。
【００１０】
本発明は、上記位相同期回路において、前記チャージポンプの出力端子とグランドとの間に接続された第３の抵抗を有し、前記第３の抵抗の抵抗値を切り替えて前記チャージポンプに流れるチャージポンプ電流を制御するチャージポンプ電流切替回路を備え、前記第３のキャパシタの一端が前記チャージポンプ電流切替回路の前記第３の抵抗を介してグランドに高周波的に接続されることを特徴とする。
【００１１】
この構成によれば、ラインフィルタ用として第３のキャパシタを見た場合、ローパスフィルタ用として配置されている高容量の第１のキャパシタを介し、さらにＣＰ電流切替回路の第３の抵抗を介して接地されるので、ラインフィルタとしての機能を果たす。
【００１２】
本発明は、上記位相同期回路において、前記第３の抵抗の抵抗値は、電圧制御発振回路の発振周波数に応じて選択されることを特徴とする。
【００１３】
この構成によれば、ローパスフィルタの入力端子に流れこむパルス信号（ＤＣ電流）は、受信チャンネルに応じて、複数のスイッチによって切り替えが行われることから、ラインフィルタの設定も受信チャンネルに応じて最適化されるという相乗効果を生むことができる。
【００１４】
上記位相同期回路を備えたテレビジョン信号受信回路を構成しても良い。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、チューニングラインに設けられるラインフィルタのフィルタ特性の低下を防止できる位相同期回路及びテレビジョン信号受信回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本実施の形態に係る位相同期回路を備えたテレビジョン信号受信回路の構成図である。
【図２】本実施の形態におけるＰＬＬ回路及びラインフィルタの具体的な構成図である。
【図３】本実施の形態におけるラインフィルタの概念図である。
【図４】従来のＰＬＬ回路及びチューニングライン部分の概略構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の一実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本実施の形態に係る位相同期回路を備えたテレビジョン信号受信回路の構成図である。本実施の形態に係るテレビジョン信号受信回路１０は、テレビジョン信号である放送波を受信するアンテナ１１と、アンテナ１１から出力される受信信号（ＲＦ）からテレビジョン受信信号（ＲＦ信号）を抽出するアンテナ同調回路１２と、抽出したテレビジョン受信信号（ＲＦ信号）を増幅する高周波増幅器１３と、増幅したテレビジョン受信信号（ＲＦ信号）から受信チャンネルを含む所望帯域を抽出するＲＦ同調回路１４と、ＲＦ同調回路で抽出したテレビジョン受信信号（ＲＦ信号）を中間周波信号（ＩＦ信号）に周波数変換するミキサ回路１５と、ミキサ回路１５の出力信号からＩＦ信号を抽出するＩＦフィルタ回路１６と、抽出したＩＦ信号を処理してテレビジョン信号を得る後段回路とを備える。
【００１８】
また、本実施の形態のテレビジョン信号受信回路１０は、ミキサ回路１５にＵＨＦ受信用の局部発振信号を供給する電圧制御発振回路１７Ａと、ミキサ回路１５にＶＨＦ受信用の局部発振信号を供給する電圧制御発振回路１７Ｂと、チューニングラインＬＴＵに対して電圧制御発振回路１７Ａ，１７Ｂの発振周波数、アンテナ同調回路１２及びＲＦ同調回路１４の同調電圧を制御する直流の制御電圧を生成するＰＬＬ回路１８と、ＰＬＬ回路１８から出力されるパルス信号を積分して直流の制御電圧を出力するローパスフィルタ１９と、を具備する。
【００１９】
電圧制御発振回路１７Ａは、アノードがグランドに接続された可変容量素子のバラクタダイオード２１、バラクタダイオード２１のカソードに一端が接続されたキャパシタ２２、バラクタダイオード２１及びキャパシタ２２に対して並列に接続されたインダクタ２３からなり制御電圧によって共振周波数が変化するＬＣ共振回路と、ＬＣ共振回路の共振周波数によって発振して局部発振信号を出力する出力回路２４とを備える。ＬＣ共振回路のバラクタダイオード２１のカソードに電圧供給ラインラインＬＵＨＦの一端が接続されている。もう一方の電圧制御発振回路１７Ｂも電圧制御発振回路１７Ａと同様に構成されている。なお、電圧供給ラインラインＬＵＨＦはチューニングラインＬＴＵの一部であるが、本例では一方の電圧制御発振回路１７Ａに制御電圧を供給するラインにラインフィルタ２０を設けているので、チューニングラインＬＴＵとは呼び方を変えている。
【００２０】
ローパスフィルタ１９は、キャパシタＣ０（第１のキャパシタ）と、互いに並列接続された抵抗２５（第１の抵抗）及びキャパシタ２６（第２のキャパシタ）からなる並列回路２７とを有する。キャパシタＣ０の一端がＰＬＬ回路１８のチャージポンプ出力端子ＣＰに接続され、キャパシタＣ０の他端が並列回路２７の一端に接続されている。並列回路２７の他端は電圧供給ラインＬＵＨＦに接続されている。
【００２１】
本実施の形態は、ローパスフィルタ１９から電圧制御発振回路１７ＡのＬＣ共振回路に制御電圧を供給する電圧供給ラインＬＵＨＦに対してラインフィルタ２０が設けられている。ラインフィルタ２０は、電圧供給ラインＬＵＨＦに直列に挿入された抵抗Ｒ１（第２の抵抗），抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との中間接続点に一方の端子が接続されたキャパシタＣ１（第３のキャパシタ）とを備える。なお、キャパシタＣ１の容量値はローパスフィルタ１９のキャパシタＣ０に比べて十分に小さい値に設定される。ラインフィルタ２０に設けられたキャパシタＣ１の両端子は、ラインフィルタ２０の抵抗Ｒ１及びローパスフィルタ１９の抵抗２５を直列に介して直流的に接続されるので、キャパシタＣ１の両端子は同電圧に維持される。しかも、後述するように、キャパシタＣ１の一端、すなわちキャパシタＣ０に接続されている側の端子であるが、キャパシタＣ０を介してＰＬＬ回路１８のチャージポンプ出力端子ＣＰに接続されて、そこからＰＬＬ回路１８内のスイッチ及び抵抗を介してグランドに接続されるように構成されている。
【００２２】
図２はＰＬＬ回路１８及びラインフィルタ２０の具体的な構成図である。ＰＬＬ回路１８は、ＩＣ外部に設けた水晶振動子Ｘｔａｌから原発振信号を取り込んで基準信号を発振する水晶発振器３１と、基準信号を１／Ｍ分周する分周器３２と、外部ＣＰＵから分周比（１／Ｎ）を設定可能で電圧制御発振回路１７Ａ／１７Ｂ（ＵＨＦ／ＶＨＦ発振器）からフィードバックした局部発振信号を１／Ｎ分周するプログラマブル分周器３３とを有する。また、ＰＬＬ回路１８は、分周器３２から入力する基準信号（１／Ｍ分周）とプログラマブル分周器３３から入力する局部発振信号（１／Ｎ分周）の位相誤差を検出して位相誤差量を示す信号を出力する位相比較器３４と、位相誤差量に比例する正または負の電流パルス列に変換するチャージポンプ３５と、チャージポンプ３５に流れるチャージポンプ電流を受信周波数に応じて切り替えるＣＰ電流切替回路３６と、チャージポンプ３５の出力信号を増幅するオペアンプ３７と、オペアンプ３７の出力端子がベースに接続されカソードがグランドに接続されたトランジスタ３８と、を有する。チャージポンプ３５の出力端子はチャージポンプ出力端子ＣＰに接続され、トランジスタ３８のコレクタは出力端子ＶＴＵに接続されている。チャージポンプ出力端子ＣＰには、ＩＣ外部に設けられたローパスフィルタ１９の入力端子が接続され、出力端子ＶＴＵにはＩＣ外部に設けられたチューニングラインＬＴＵが接続されている。
【００２３】
ＣＰ電流切替回路３６は、並列に設けられた複数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ＿Ｎからなるスイッチ群４１と、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ＿Ｎの一端とグランドとの間に設けられた複数の抵抗ｒ１〜ｒ＿Ｎからなる電流設定用抵抗群４２とから構成される。スイッチＳＷ１〜ＳＷ＿Ｎのもう一方の端子はチャージポンプ出力端子ＣＰに接続されている。チャージポンプ３５は、低周波数域から高周波数域までの広帯域で良好な選局特性を実現するために、受信周波数に応じてチャージポンプ３５に流れる電流（チャージポンプ電流）を切り替えている。ＣＰ電流切替回路３６は、受信周波数に応じてチャージポンプ３５に流れるチャージポンプ電流を切り替えるための制御回路である。ＣＰ電流切替回路３６において、複数のスイッチ４１の中の任意のスイッチが受信周波数に応じてＯＮ動作し、ＯＮしたスイッチＳＷに接続された抵抗ｒ（第３の抵抗）を介してチャージポンプ電流が流れるので、ＯＮ動作するスイッチＳＷを選択することでチャージポンプ電流を切り替えることができる。
【００２４】
次に、以上のように構成された本実施の形態に係るテレビジョン信号受信回路の動作について説明する。
【００２５】
先ず、テレビジョン信号受信回路の全体的な動作について説明する。テレビジョン信号受信回路１０では、アンテナ１１でテレビジョン放送波を受信して受信信号であるＲＦ信号をアンテナ同調回路１２、高周波増幅器１３、ＲＦ同調回路１４を経由してミキサ回路１５へ入力する。アンテナ同調回路１２及びＲＦ同調回路１４にはチューニングラインＬＴＵを介して受信周波数に応じた制御電圧が入力されて周波数特性が設定されている。ミキサ回路１５では、ＲＦ同調回路１４で抽出した受信チャンネルのＲＦ信号に対して局部発振信号が乗算されてＩＦ信号に変換される。ＵＨＦ帯受信時は、ミキサ回路１５に局部発振信号を供給している電圧制御発振回路１７Ａは、ラインフィルタ２０の設けられた電圧供給ラインＬＵＨＦを介して発振周波数を制御する制御電圧が印加されている。ＶＨＦ帯受信時は、ミキサ回路１５には電圧制御発振回路１７Ｂから局部発振信号が供給される。ミキサ回路１５でＩＦ信号に変換された受信チャンネルのテレビジョン放送信号はＩＦフィルタ回路１６を通って後段回路へ出力される。
【００２６】
次に、ＰＬＬ回路１８及びラインフィルタ２０に関する動作について説明する。
電圧制御発振回路１７Ａからミキサ回路１５へ出力されている局部発振信号がプログラマブル分周器３３へフィードバックされる。プログラマブル分周器３３には受信周波数に応じた分周比（１／Ｎ）が随時設定されていて、局部発振信号を１／Ｎに分周した信号を位相比較器３４へ入力する。分周器３２には、ミキサ回路１５において希望波の受信周波数を中間周波数に周波数変換できる局部発振信号が供給されるように、基準周波数に対する分周比が設定される。分周器３２は、希望波の受信周波数に対応した分周比で基本周波数を分周して得られた周波数信号を位相比較器３４へ入力する。位相比較器３４にて、基本周波数を分周した周波数信号と現時点の局部発振信号（１／Ｎ分周）との位相差が検出されて位相誤差量を示す位相誤差信号がチャージポンプ３５へ出力される。チャージポンプ３５は、位相誤差信号を受けて位相誤差量に応じたパルス信号を出力する。
【００２７】
このとき、チャージポンプ３５は、回路動作（選局動作）を安定化させるために、受信周波数に連動した大きさのチャージポンプ電流が流される。すなわち、ＣＰ電流切替回路３６が受信周波数に応じて予め決められたスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ＿Ｎの組合せ）をＯＮして、ＯＮ動作したスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ＿Ｎの組合せ）に接続された電流設定用の抵抗（ｒ１〜ｒ＿Ｎの組合せ）を介してグラウンドにチャージポンプ電流が流される。本例では同時にグラウンドに接続される抵抗ｒの組み合わせによってチャージポンプ電流が切り替えられる。
【００２８】
チャージポンプ３５から出力されたパルス信号は、チャージポンプ出力端子ＣＰからローパスフィルタ１９に入力し、積分されて直流の制御電圧に変換される。その結果、受信周波数に対応した電圧値の制御電圧がローパスフィルタ１９からチューニングラインＬＴＵ及び電圧供給ラインＬＵＨＦに印加される。尚、ローパスフィルタ１９に、並列にオペアンプ３７及びトランジスタ３８を構成することにより、アクティブループフィルタの機能を持たせている。このため、ローパスフィルタ１９の各定数の設定により、カットオフ周波数だけでなく、位相同期回路（ＰＬＬ）の制御を安定に行うための、時定数・位相余裕、伝達特性（時定数・位相余裕）の決定を行っている。上記のようにローパスフィルタ１９にアクティブループフィルタの機能を持たせることによって、出力端子ＶＴＵに充分な大きさの制御電圧を供給することができる。
【００２９】
例えば、ＵＨＦ帯受信時に、電圧供給ラインＬＵＨＦに印加された制御電圧はラインフィルタ２０を介して電圧制御発振回路１７Ａに入力される。電圧制御発振回路１７Ａは、電圧供給ラインＬＵＨＦに印加された制御電圧によってバラクタダイオード２１の容量が変化して局部発振信号の周波数が切り替えられる。電圧制御発振回路１７Ａからミキサ回路１５へ入力する局部発振信号はプログラマブル分周器３３へフィードバックされる。
【００３０】
本実施の形態によれば、ラインフィルタ２０に設けられたキャパシタＣ１は、一端が電圧供給ラインＬＵＨＦに接続され、他端はローパスフィルタ１９における並列回路２７の入力側端子（キャパシタＣ０側）に接続されるので、ＩＣ内部に配置されているＣＰ電流切替回路３６の電流設定用の抵抗ｒを介して接地される。したがって、キャパシタＣ１の一端が高周波的に接地されるので、図３に示すようなＴ型のローパスフィルタを構成し、ラインフィルタ本来の機能を維持することができる。
【００３１】
また、ラインフィルタ２０に設けられたキャパシタＣ１の両端間は、抵抗２５及び抵抗Ｒ１を介して直流的に直接接続されるので、キャパシタＣ１の両端には同電位が印加されることになり、電位差の大小に起因するノイズ発生を抑制する作用が働く。図４に示すように、チューニングラインとＧＮＤ間に電位差がある場合、接地容量（キャパシタＣ）に圧電耐性の良い高価なコンデンサを使用する必要があるが、本実施の形態では圧電耐性の良い高価なコンデンサを使用する必要が無いので、コストダウンを図ることができる。
【００３２】
また、本実施の形態によれば、ＣＰ電流切替回路３６の電流切替機能によって、ＩＣ外部に配置されるローパスフィルタ１９／ラインフィルタ２０と、ＩＣ内部に構成されるオペアンプ３７及びトランジスタ３８含むアンプ部との接続をチャージポンプ電流の切り替えによって最適化し、回路動作の安定化を図ることが出来る。このとき、電流設定用の抵抗ｒを介したキャパシタＣ１の接地については、電流設定用に設定された抵抗ｒが、回路動作（選局動作）を安定化させるために、受信周波数に連動して変化する性質を持ったものであり、その抵抗ｒを用いたラインフィルタ２０のフィルタ機能には、周波数特性を微調整できるという新たな機能を提供できる。
【００３３】
本発明は上述した実施の形態に限定されるものではない。例えば、以上の説明ではテレビジョン信号受信回路について説明したが、ＰＬＬ回路を備えた高周波機器において同様に適用可能である。
【符号の説明】
【００３４】
１０…テレビジョン信号受信回路
１１…アンテナ
１２…アンテナ同調回路
１３…高周波増幅器
１４…ＲＦ同調回路
１５…ミキサ回路
１６…ＩＦフィルタ回路
１７Ａ，１７Ｂ…電圧制御発振回路
１８…ＰＬＬ回路
１９，１０６…ローパスフィルタ
２０，１０７…ラインフィルタ
２１…バラクタダイオード
２２…キャパシタ
２３…インダクタ
２４…出力回路
２５…抵抗（第１の抵抗）
２６…キャパシタ（第２のキャパシタ）
２７…並列回路
３１，１０１…水晶発振器
３２，１０２…分周器
３３，１０３…プログラマブル分周器
３４，１０４…位相比較器
３５，１０５…チャージポンプ
３６…ＣＰ電流切替回路（チャージポンプ電流切替回路）
３７…オペアンプ
３８…トランジスタ
４１…スイッチ群
４２…電流設定用抵抗群
Ｃ０…キャパシタ（第１のキャパシタ）
Ｒ１…抵抗（第２の抵抗）
Ｃ１…キャパシタ（第３のキャパシタ）
ｒ…抵抗（第３の抵抗）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧制御発振回路の発振周波数を制御するための制御電圧を生成し、前記電圧制御発振回路に制御電圧を供給する位相同期回路であって、
位相誤差量に比例したパルス信号を出力するチャージポンプと、
前記チャージポンプから出力されるパルス信号を積分して制御電圧を生成するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから前記電圧制御発振回路に対して制御電圧を供給する制御電圧供給ラインに設けられたラインフィルタと、
を具備し、
前記ローパスフィルタは、一端が前記チャージポンプの出力端子に接続された第１のキャパシタと、一端が前記第１のキャパシタの他端に接続され、他端が前記制御電圧供給ラインに接続された、互いに並列接続された第１の抵抗と第２のキャパシタとを備えた並列接続回路と、を有し、
前記ラインフィルタは、一端が前記並列接続回路の他端に接続され、他端が前記制御電圧供給ラインに接続された第２の抵抗と、前記第２の抵抗の他端と前記並列接続回路の一端との間に接続された第３のキャパシタと、を有し、前記第３のキャパシタの一端が前記第１のキャパシタを介して前記チャージポンプの出力端子からグランドに高周波的に接続されることを特徴とする位相同期回路。
【請求項２】
前記チャージポンプの出力端子とグランドとの間に接続された第３の抵抗を有し、前記第３の抵抗の抵抗値を切り替えて前記チャージポンプに流れるチャージポンプ電流を制御するチャージポンプ電流切替回路を備え、
前記第３のキャパシタの一端が前記チャージポンプ電流切替回路の前記第３の抵抗を介してグランドに高周波的に接続されることを特徴とする請求項１記載の位相同期回路。
【請求項３】
前記第３の抵抗の抵抗値は、電圧制御発振回路の発振周波数に応じて選択されることを特徴とする請求項２記載の位相同期回路。
【請求項４】
請求項２又は請求項３記載の位相同期回路を備えたことを特徴とするテレビジョン信号受信回路。
【請求項１】
電圧制御発振回路の発振周波数を制御するための制御電圧を生成し、前記電圧制御発振回路に制御電圧を供給する位相同期回路であって、
位相誤差量に比例したパルス信号を出力するチャージポンプと、
前記チャージポンプから出力されるパルス信号を積分して制御電圧を生成するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから前記電圧制御発振回路に対して制御電圧を供給する制御電圧供給ラインに設けられたラインフィルタと、
を具備し、
前記ローパスフィルタは、一端が前記チャージポンプの出力端子に接続された第１のキャパシタと、一端が前記第１のキャパシタの他端に接続され、他端が前記制御電圧供給ラインに接続された、互いに並列接続された第１の抵抗と第２のキャパシタとを備えた並列接続回路と、を有し、
前記ラインフィルタは、一端が前記並列接続回路の他端に接続され、他端が前記制御電圧供給ラインに接続された第２の抵抗と、前記第２の抵抗の他端と前記並列接続回路の一端との間に接続された第３のキャパシタと、を有し、前記第３のキャパシタの一端が前記第１のキャパシタを介して前記チャージポンプの出力端子からグランドに高周波的に接続されることを特徴とする位相同期回路。
【請求項２】
前記チャージポンプの出力端子とグランドとの間に接続された第３の抵抗を有し、前記第３の抵抗の抵抗値を切り替えて前記チャージポンプに流れるチャージポンプ電流を制御するチャージポンプ電流切替回路を備え、
前記第３のキャパシタの一端が前記チャージポンプ電流切替回路の前記第３の抵抗を介してグランドに高周波的に接続されることを特徴とする請求項１記載の位相同期回路。
【請求項３】
前記第３の抵抗の抵抗値は、電圧制御発振回路の発振周波数に応じて選択されることを特徴とする請求項２記載の位相同期回路。
【請求項４】
請求項２又は請求項３記載の位相同期回路を備えたことを特徴とするテレビジョン信号受信回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１３−５８９０４（Ｐ２０１３−５８９０４Ａ）
【公開日】平成２５年３月２８日（２０１３．３．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１９６０００（Ｐ２０１１−１９６０００）
【出願日】平成２３年９月８日（２０１１．９．８）
【出願人】（００００１００９８）アルプス電気株式会社 (4,263)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月２８日（２０１３．３．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月８日（２０１１．９．８）
【出願人】（００００１００９８）アルプス電気株式会社 (4,263)
【Ｆターム（参考）】
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