光位相多値変調方式、光通信装置、光送信器および光受信器
【課題】小型・低消費電力かつ簡単な構成で光位相多値変調伝送を実現する。
【解決手段】 正の整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を送信し、受信側では、信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離する。ｍ＝４の場合、位相変調器による位相偏移の刻みをπ／４またはπ／６以下とし、それにより生じる負の位相偏移の効果を解消するために、差分符号化回路において符号を隣接関係にあるように割り当て、光受信器において、遅延干渉計に一定の位相シフト量を与えて符号反転を行う。
【解決手段】 正の整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を送信し、受信側では、信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離する。ｍ＝４の場合、位相変調器による位相偏移の刻みをπ／４またはπ／６以下とし、それにより生じる負の位相偏移の効果を解消するために、差分符号化回路において符号を隣接関係にあるように割り当て、光受信器において、遅延干渉計に一定の位相シフト量を与えて符号反転を行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は光ファイバ伝送システムに用いられる光位相多値変調方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
ブロードバンド接続の普及やアクセス手段の多様化等によるトラフィックの爆発的増加に対応するため、光ファイバ伝送システムにおいて、光信号を時間領域あるいは波長領域で多重化する、時間多重あるいは波長多重伝送技術が開発され実用化されている。
【０００３】
一方、伝送容量をさらに上げるために、４値の差分位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）伝送方式が開発され、例えばデータ伝送速度１２．５Ｇｂ/ｓで６４波長チャンネルを多重化し６５００ｋｍファイバ伝送した実験結果が報告されている（非特許文献１）。この４値のＤＱＰＳＫ伝送方式は、２チャンネルの２値データ信号を４値に多値化した符号をファイバ伝送するもので、時間多重や波長多重とは異なり、原理的にスペクトルの拡がりを伴わずにファイバの伝送能力を約２倍増やすことができる。
【０００４】
図１１は従来のＤＱＰＳＫ伝送方式の光送信器の構成を示したものである。２チャンネルの２値データ信号は、差分符号化回路１１１により４通りの位相偏移に符号変換された後、２つの位相変調器１１３、１１４を駆動して、レーザ光源１１２の出力光を位相変調する。一方の位相変調器１１４の出力の位相を位相シフタ１１５によりπ/２だけずらし、位相変調器１１３の出力と合波する。位相変調器１１３、１１４でそれぞれ０からπまで位相変調して合波することにより、０、π/２、π、３π/２の４値の位相偏移から成るＤＱＰＳＫ信号が得られる。位相偏移の刻みは２πの１/４、すなわちπ/２である。ファイバ伝送されたＤＱＰＳＫ信号は、１ビット遅延線を備えたマッハツェンダ干渉計（遅延干渉計）により１ビット前の信号を用いてホモダイン検波され、２チャンネルの２値データ信号に復調される。
【０００５】
このＤＱＰＳＫ伝送方式は上述のように原理上スペクトル拡がりを伴わないで伝送能力を約２倍増やすことができる優れた方式であるが、光送信器が大掛かりな構成になるという欠点がある。すなわち、位相変調器１１３、１１４として通常、ニオブ酸リチウム基板を材料とする変調器が用いられるが、この変調器は素子の長さが５ｃｍを超え、その駆動回路の電力も１Ｗ程度が必要である。一方、位相変調器と組み合わせて使用する半導体レーザは、長さは０．３ｍｍ程度で消費電力も数１０ｍＷ以下と桁違いに小さい。
【０００６】
したがって、従来は、ＤＱＰＳＫ伝送方式を用いて波長多重あるいはファイバの多芯化等によって伝送容量を上げようとすると、光送信器の装置容積の大部分を光変調器が占め、また、電力の大部分を変調器の駆動に費やすことになっていた。さらに、他の機器や部品等との接続や互換性を考えてもその整合性に問題があり、これらのことがＤＱＰＳＫ伝送装置の実用化の大きな障害となっていた。
【０００７】
位相変調器を小型化するために、あるいは駆動振幅を下げ消費電力を低減するために、位相偏移の刻みをπ/２より小さくすることが一見有効に思われる。しかしながら、単に位相偏移の刻みをπ/２より小さくしただけでは位相偏移量がπ/２の整数倍よりずれてしまい、マーク（”１”）とスペース（”０”）の符号が近接したり重なったりするために光受信器側で復調できなくなる。したがって、従来のＤＱＰＳＫ伝送方式は全て位相偏移の刻みはπ/２としていた（例えば、非特許文献２など）。
【０００８】
【特許文献１】特開２００４−１７０９５４号公報
【非特許文献１】エレクトロニクス・レターズ、第４０巻、第４４４−４４５頁（ElectronicsLetters, Vol.40, p.444-445）
【非特許文献２】アイ・トリプルイー・ジャーナル・オブ・ライトウェーブ・テクノロジー、第２３巻、１０８−１１４頁（IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol.23, p.108-114）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述したように、従来のＤＱＰＳＫ伝送方式では、位相変調器を小型化するために、あるいは駆動振幅を下げ消費電力を低減するために、位相偏移の刻みをπ/２より小さくすると、負の位相偏移の効果によりマーク（”１”）とスペース（”０”）の符号が近接したり重なったりするために、光受信器側で復調できなくなる。本発明は、上記問題点の解決を図り、小型・低消費電力かつ簡単な構成で光位相多値変調伝送を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の第一の観点によると、２より大きい整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を送信し、受信側では、信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離することを特徴とする光位相多値変調方式が提供される。
【００１１】
前記整数ｍは４であり、４値のデータに０、±π／４、±２π／４および±３π／４の位相偏移を対応させ、受信側では、信号空間を±π／８あるいは±３π／８回転させたときの振幅成分から信号値を分離することができる。
【００１２】
また、前記整数ｍは４であり、４値のデータが信号空間上の−π／２からπ／２の範囲の７個の点に割り当てることもできる。この場合、４値のデータに０、±π／６、±２π／６および±３π／６の位相偏移を対応させ、受信側では、信号空間を±π／４回転させたときの振幅成分から信号値を分離することができる。
【００１３】
本発明の第二の観点によると、２より大きい整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を送信する光送信器と、この位相偏移変調光の信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離して復調する光受信器とを備えたことを特徴とする光通信装置が提供される。
【００１４】
前記整数ｍは４であり、前記光送信器は、２チャンネルの２値データ信号を差分符号化する差分符号化回路と、この差分符号化回路の出力にしたがって光位相偏移変調を行う二つの位相変調器とを備えることができる。
【００１５】
前記二つの位相変調器は、一方が−π/２、０、π/２、の３通りの位相偏移Δφ1を与え、他方が−π/４、０、π/４、の３通りの位相偏移Δφ2を与える構成とすることができる。また、これとは別に、一方が−π/３≦Δφ1≦π/３の範囲で３通りの位相偏移Δφ1を与え、他方が−π/６≦Δφ2≦π/６の範囲で３通りの位相偏移Δφ2を与える構成とすることもできる。後者の場合、位相偏移Δφ2、Δφ1は上述の範囲内であればどのような値でもよいが、実用的には、Δφ1＝２×Δφ2の関係にあることが望ましい。前記二つの位相変調器は直列に接続されることが望ましい。
【００１６】
前記差分符号化回路は、２チャンネルの２値データ信号を、順番に並べられた７通りの位相偏移に対して隣接関係にあるように割り当てることが望ましい。
【００１７】
前記光受信器は、一方のアームに１ビット遅延線、他方のアームに信号空間を回転させるための位相シフト部が設けられたマッハツェンダ型の遅延干渉計と、この遅延干渉計の出力光を受光するバランス型受光器と、このバランス型受光器の受光出力の振幅値から信号値を判別する判別回路とを備えることが望ましい。
【００１８】
前記位相シフト部の位相シフト量が、前記判別回路から出力される２チャンネルの２値データ信号の信号強度対雑音比が最大になるように調整されるか、あるいは、前記判別回路から出力される２チャンネルの２値データ信号の符号誤り率が最小になるように調整されることが望ましい。
【００１９】
前記遅延干渉計および前記バランス型受光器が同相信号成分と直交信号成分とのそれぞれに対して別々に設けられ、二つの遅延干渉計のそれぞれの位相シフト部の位相シフト量が、絶対値が等しく符号が反対の関係に調整されることが望ましい。
【００２０】
前記判別回路は、前記バランス型受光器の平衡出力値近傍に閾値が設定された閾値識別回路を備えることができる。前記判別回路は、閾値識別回路とAND回路とOR回路の組合せにより多値の振幅信号から２値のデータ信号を復調する手段を含むことができる。
【００２１】
本発明の別の観点によると、正の整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を生成する位相変調手段を備えたことを特徴とする光送信器が提供される。
【００２２】
また、本発明のさらに別の観点によると、位相偏移変調光の信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離して復調する手段を備えたことを特徴とする光受信器が提供される。
【発明の効果】
【００２３】
従来のように位相偏移の刻みがπ/２の場合は、負の位相偏移を考える必要が無い。その理由は、例えば負の位相偏移−π/２について考えると、それに２πを足した３π/２は位相変調方式において同値となるからである。これに対して、位相偏移の刻みをπ/２より小さくした場合は、負の位相偏移とそれに位相偏移の刻みの４倍を足した値は同値とならないため、負の位相偏移の効果を新たに考慮しなくてはならない。
【００２４】
従来、ｍ値の位相変調方式に関して開示された例においても、位相偏移の刻みは２π/ｍとしており、負の位相偏移は考慮されていない（例えば、特許文献１など）。すなわち、位相変調器で与える位相偏移の刻みがπ/２より小さく負の位相偏移が生じる場合についてのＤＱＰＳＫ光送受信装置を構成することに関して、従来は考慮されていなかった。
【００２５】
これに対して本発明では、ｍ値のデータに対して２ｍ−１通りの位相偏移を対応させ、それを受信側でも復調できるようにする。位相偏移の刻みが小さくなるので、位相変調器を小型化することができ、また、駆動振幅を下げて消費電力を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明に係る光送受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下では、説明を簡単にするため、２チャンネルの２値データ信号を差分符号化して４値の差分位相偏移変調光により伝送する場合を例に説明する。
【実施例１】
【００２７】
図１および図２は本発明の第一実施例を示すブロック構成図であり、図１は光送信器、図２は光受信器の構成を示す。
【００２８】
光送信器には、２チャンネルの２値データ信号を差分符号化する差分符号化回路１１と、レーザ光源１２と、このレーザ光源１２の出力を差分符号化回路１１の出力にしたがって光位相偏移変調する二つの位相変調器１３、１４とを備える。レーザ光源１２と位相変調器１３、１４とは光路上で直列に接続され、４値の差分位相偏移変調光（ＤＱＰＳＫ信号光）が出力される。位相変調器１３は−π/２、０、π/２、の３通りの位相偏移Δφ1を与え、位相変調器１４は−π/４、０、π/４、の３通りの位相偏移Δφ2を与える。この位相変調器１３と位相変調器１４との接続の順番はどちらが先であっても構わない。
【００２９】
光受信器には、一方のアームに１ビット遅延線、他方のアームに信号空間を回転させるための位相シフト部が設けられたマッハツェンダ型の遅延干渉計２１−１、２１−２と、これらの遅延干渉計２１−１、２１−２の出力光を受光するバランス型受光器２２−１、２２−２と、これらのバランス型受光器２２−１、２２−２の受光出力の振幅値から信号値を判別する判別回路２３とを備える。遅延干渉計２１−１、２１−２とバランス型受光器２２−１、２２−２とにより、ＤＱＰＳＫ信号光が、１ビット前の信号を用いてホモダイン検波される。判別回路２３では、閾値識別回路２４とＡＮＤ回路２５との組み合わせにより信号を判別して、２チャンネルの２値データ信号を復調する。
【００３０】
表１は、差分符号化回路１１における２チャンネルの２値データ信号のＤＱＰＳＫ信号光の位相偏移への割り当て例を示す。この表において、２ビット符号の先頭のビットが第１のチャンネルの２値データ信号、先頭から２番目のビットが第２のチャンネルの２値データ信号に対応している。ただし、このチャンネルの順序はどちらが先頭であっても構わない。３π/４、２π/４、π/４、０、−π/４、−２π/４、−３π/４、の順番に並べられた７通りの位相偏移に対して、２チャンネルの２値データ信号が隣接関係、すなわち隣同士で１ビットだけが異なるように割り当てられる。ここで、負の位相偏移に対しては、それに位相偏移の刻みの４倍を足した位相偏移と同じデータ信号が割り当てられている。また、位相偏移０に割り当てるデータ信号は００，０１，１１，１０の４通りが可能で、隣接関係の割り当ても２通りが可能である。すなわち、２チャンネルの２値データ信号の位相偏移への割り当ては計８通りが可能である。表１は位相偏移０に割り当てるデータ信号を１１とし、位相偏移π/４に割り当てられるデータ信号を１０とした場合の例である。
【００３１】
【表１】
【００３２】
図３は図２に示した光受信器で用いられる遅延干渉計およびバランス型受光器の構成例を示す。遅延干渉計２１は、一方のアームに１ビット遅延線３１を備え、他方のアームに位相シフト量θの位相シフト部３２を備えたマッハツェンダ干渉計により構成され、バランス型受光器２２は、マッハツェンダ干渉計の二つの出力を直列に接続された二つの受光素子でそれぞれ受光してひとつの電気信号を出力する。
【００３３】
図３において、ｋ番目のビットのＤＱＰＳＫ信号光の位相をφk、その１ビット前のｋ−１番目のビットのＤＱＰＳＫ信号光の位相をφk-1、とすると、バランス型受光器２２の出力Ｖは、
Ｖ＝ｃｏｓ（Δφ+θ) ．．．（１）
Δφ＝φk−φk-1 ．．．（２）
と表される。式（１）から、光受信器で復調される２値データ信号の符号はＩ（同相）−Ｑ（直交）平面の円周上に配置され、その位置は位相偏移Δφと位相シフト量θで決まり、バランス型受光器２２の出力Ｖの大きさはそのＩ成分の大きさで与えられることがわかる。
【００３４】
位相偏移の刻みをφ0とするとＤＱＰＳＫの場合、とりうる位相偏移は一般に、０、±φ0、±２φ0、±３φ0の７通りとなる。従来のＤＱＰＳＫではφ0＝π／２であるから、式（１）からわかるように、−π／２、−π、−３π／２の位相偏移と３π／２、π、π／２の位相偏移は各々同値となる。従って、位相偏移は、０、π／２、π、３π／２の４通りに縮退する。一方、位相偏移の刻みφ0をπ／２より小さくしていくと、とりうる位相偏移の値は４通りから７通りへ縮退が解けるため、マーク（“１”）とスペース（“０”）のＩ−Ｑ平面上で符号配置の重なりが生じる。したがって、φ0＜π／２の範囲で符号の重なりが生じない最大の位相偏移の刻みφ0は、２πの範囲内を７等分するφ0≦２π／７となる。さらに、バランス型受光器２２の出力Ｖの大きさはＩ成分で与えられることから、Ｉ軸上でマーク（“１”）とスペース（“０”）の符号間距離、すなわち信号強度対雑音比が最大となるのは、位相偏移の刻みφ0がπ／６＜φ0≦２π／７の範囲内においては、φ0＝π／４の場合であることがわかる。
【００３５】
図１に示した光送信器においては、位相変調器１３、１４の素子長または駆動振幅を従来の１/２、すなわち、位相偏移の刻みφ0をπ/４としている。すなわち、位相変調器１３が−π/２、０、π/２、の３通りの位相偏移Δφ1を与え、位相変調器１４が−π/４、０、π/４、の３通りの位相偏移Δφ2を与えることにより、０、π/４、π/２、３π/４、の４値の位相値を有するＤＱＰＳＫ信号を生成している。
【００３６】
図４および図５は信号空間上の符号配置を示す図であり、遅延干渉計２１に上述の０、π/４、２π/４、３π/４の４値の位相値を有するＤＱＰＳＫ信号を入力した場合の、一方のチャンネルの２値データ信号の符号配置をＩ−Ｑ平面上に表現したものである。これらの図において、記号●がマーク”１”、記号○がスペース”０”を表す。また、図４では位相シフト部３２の位相シフト量θをθ＝０とし、図５ではθ＝＋３π／８としている。
【００３７】
位相シフト量θ＝０の場合、図４からわかるように、Δφ＝π/４に配置されたマークのＩ成分とΔφ＝-π/４に配置されたスペースのＩ成分とが等しいため、このままでは、バランス型受光器２２の出力Ｖとしてマークとスペースの値が同値となり分離ができない。
【００３８】
一方、式（１）からわかるように、位相シフト部３２に位相シフト量θを与えると、マークとスペースの符号配置全体をその間隔を保ったままで円周上を反時計方向に回転させることができ、バランス型受光器２２の出力ＶであるＩ成分の重なりを回避することができる。そして、図５のように位相シフト量θをθ＝+３π/８とすれば、マークとスペースのＩ軸上の符合間距離が最大となり、バランス型受光器２２の出力Ｖとして復調される２値データの信号対雑音比が最大となる。
【００３９】
表１に示したコード化において２チャンネルの２値データを隣接関係になるように割り当てたことにより、図５において、マークのＩ成分は破線で囲まれた範囲の内側に全て配置される。このことから、破線とＩ軸の交点である閾値５１の位置でＩ成分の値を閾値判定する閾値識別回路２４を用いれば、マークとスペースを分離し、一方のチャンネルの２値データ信号を復調することができることがわかる。
【００４０】
また、他方のチャネルの２値データ信号についても、信号空間上の符号配置を逆方向に回転させることで、同様に復調することができる。この場合、位相シフト部３２の位相シフト量は、表１のコード化の関係から、上述した一方のチャンネルの２値データ信号の復調の場合とは絶対値が同じで符号が反対の値になる。また、位相シフト部３２の位相シフト量は、出力される２値データ信号の信号強度対雑音比が最大となるように、あるいは２値データ信号の符号誤り率が最小になるように調整される。
【実施例２】
【００４１】
図１に示した光送信器において、位相変調器１３、１４の素子長または駆動振幅を従来の１／３、すなわち、位相偏移の刻みφ0をπ／６とする。すなわち、位相変調器１３が、−π／３、０、π／３、の３通りの位相偏移Δφ1を与え、位相変調器１４が−π／６、０、π／６、の３通りの位相偏移Δφ2を与えることにより、０、π／６、２π／６、３π／６、の４値の位相値を有するＤＱＰＳＫ信号を生成する。
【００４２】
表２は、２チャンネルの２値データ信号のＤＱＰＳＫ信号光の位相偏移への割り当て例を示す。３π／６、２π／６、π／６、０、−π／６、−２π／６、−３π／６、の順番に並べられた７通りの位相偏移に対して、２チャンネルの２値データ信号が隣接関係になるように割り当てられる。
【００４３】
【表２】
【００４４】
図６は本実施例で用いられる光受信器のブロック構成図を示す。この光受信器は、遅延干渉計６１−１、６１−２とバランス型受光器６２−１、６２−２とを備え、各々の遅延干渉計６１−１、６１−２は絶対値が等しく符号が反対の位相シフト量を持つ位相シフト部を備え、各位相シフト部は出力される２値データ信号の信号強度対雑音比が最大となるように、また、２値データ信号の符号誤り率が最小になるように調整されている。そして、閾値識別回路６４とＡＮＤ回路６５とＯＲ回路６６の組合せによる判別回路６３により、２チャンネルの２値データ信号が復調される。
【００４５】
図７は遅延干渉計６１−１、６１−２の位相シフタ部の位相シフト量がθ＝０の場合の、信号空間上の符号配置を示す。２値データ信号を復調すると、図７のようにＩ−Ｑ平面上で符号が配置される。位相変調器１３で与えられる位相偏移Δφ1と位相変調器１４で与えられる位相偏移Δφ2が、−π／３≦Δφ1≦π／３、および−π／６≦Δφ2≦π／６である場合は、第一実施例の場合とは異なり、マークとスペースの符号配置はＩ−Ｑ平面上で常に半円周内、すなわちπの範囲内になる。したがって、位相シフト部により適当な位相シフト量を与えれば、いかなる場合もマークとスペースのＩ成分が重なることはない。すなわち、−π／３≦Δφ1≦π／３、および−π／６≦Δφ2≦π／６の条件を満たせば、位相変調器１３、１４で与える位相偏移の値は任意の値を選ぶことができる。
【００４６】
式（１）からわかるように、高い信号強度対雑音比を得るためには、マークとスペースを分離する閾値識別回路６４の閾値はバランス型受光器６２−１、６２−２の平衡出力値近傍に設定する必要がある。
【００４７】
図８（ａ）、（ｂ）は、遅延干渉計の位相シフト量θをθ＝＋π／４とその反対符号のθ＝−π／４とした場合について、一方のチャンネルの２値データ信号についての符号配置をＩ−Ｑ平面上に表現したものである。これらの図において、破線とＩ軸との交点である閾値８１でマークとスペースを識別すれば、表２のコード化で２チャンネルの２値データを隣接関係になるように割り当てたことにより、マークは２個ずつまとめて識別することができる。
【００４８】
図９（ａ）、（ｂ）は、遅延干渉計の位相シフト量θをθ＝＋π／４とその反対符号のθ＝−π／４とした場合について、他方のチャンネルの２値データ信号についての符号配置をＩ−Ｑ平面上に表現したものである。１組の遅延干渉計の位相シフト量が、絶対値が等しく符号が反対の関係にあれば、上述した一方のチャンネルと共通の遅延干渉計を用いることができる。具体的には、図６に示した光受信器の構成により、２チャンネルの２値データ信号を復調することができる。
【００４９】
ここでは位相変調器１３、１４の素子長または駆動振幅を従来の１／３とした例を示したがこの値に限定する必要は無く、上述のように１／３以下ならば任意の値を選ぶことが可能である。例えば、素子長を従来の１／１０あるいは駆動振幅を１／１０にした超小型・低消費電力のＤＱＰＳＫ光送受信装置を実現することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
図１０と本発明の利用形態を示すブロック構成図であり、本発明を高密度波長多重伝送装置に利用した例を示す。
【００５１】
光送信器１０１−１〜１０１−１００から出力されたＤＱＰＳＫ信号光は波長合波器１０２−１、１０２−２により合波され、偏波合波器１０３に入力される。ここで、波長１から波長９９までの奇数番号の波長チャンネルについては波長合波器１０２−１により合波され、波長２から波長１００までの偶数番号の波長チャンネルについては他の波長合波器１０２−２により合波され、互いに偏波が直交するように偏波合波器１０３に入力される。波長および偏波が多重化された１００チャンネルのＤＱＰＳＫ信号光は、光ファイバ伝送路１０４を経て、受信側の偏波分離器１０５に入力する。偏波分離器１０５と波長分離器１０６−１、１０６−２によりＤＱＰＳＫ信号光が各波長チャンネルに分離され、光受信器１０７−１〜１０７−１００を用いて復調される。
【００５２】
ここで、波長合波器１０２−１、１０２−２および波長分離器１０６−１、１０６−２として、中心波長および帯域特性が最適化されたＡＷＧ（Arrayed Waveguide）を利用することができる。また、偏波合波器１０３および偏波分離器１０５は、偏波保持ファイバによる合分波器等を利用することができる。
【００５３】
光送信器１０１−１〜１０１−１００および光受信器１０７−１〜１０７−１００として上述の第二実施例に示した光送信器および光受信器を用いることで、位相変調器の駆動振幅を各々従来の１／１０にすることが可能である。また、クロック速度を２０ＧＨｚ、波長チャンネル数を１００、波長チャンネルの間隔を５０ＧＨｚとすると、ビット密度０．８ビット／Ｈｚ、総容量４Ｔｂ／ｓの光ファイバ伝送が可能である。したがって、従来より大幅に小型化・低消費電力化したＴｂ／ｓ級の大容量光送受信装置を実現することができる。
【００５４】
本発明によれば、ＤＱＰＳＫ光送受信装置の小型化・低消費電力化を可能とすることができる。これは特に、多数の波長チャンネルを有する高密度波長多重伝送装置において非常に有効である。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の第一実施例における光送信器のブロック構成図。
【図２】光受信器のブロック構成図。
【図３】図２に示した光受信器で用いられる遅延干渉計およびバランス型受光器の構成例を示す図。
【図４】信号空間上の符号配置を示す図。
【図５】信号空間上で符号配置を回転させた状態を示す図。
【図６】本発明の第二実施例における光受信器のブロック構成図。
【図７】位相シフト量がθ＝０の場合の信号空間上の符号配置を示す図。
【図８】位相シフト量がθ＝＋π／４、θ＝−π／４の場合の一方のチャネルの信号配置を示す図。
【図９】位相シフト量がθ＝＋π／４、θ＝−π／４の場合の他方のチャネルの信号配置を示す図。
【図１０】本発明を高密度波長多重伝送装置に利用した例を示すブロック構成図。
【図１１】従来のＤＱＰＳＫ伝送方式の光送信器の構成を示す図。
【符号の説明】
【００５６】
１１ 差分符号化回路
１２ レーザ光源
１３、１４ 位相変調器
２１、２１−１、２１−２、６１−１、６１−２ 遅延干渉計
２２、２２−１、２２−２、６２−１、６２−２ バランス型受光器
２３、６３ 判別回路
２４、６４ 閾値識別回路
２５、６５ ＡＮＤ回路
３１ ビット遅延線
３２ 位相シフト部
５１、８１ 閾値
６６ ＯＲ回路
１０１−１〜１０１−１００ 光送信器
１０２−１、１０２−２ 波長合波器
１０３ 偏波合波器
１０４ 光ファイバ伝送路
１０５ 偏波分離器
１０６−１、１０６−２ 波長分離器
１０７−１〜１０７−１００ 光受信器
【技術分野】
【０００１】
本発明は光ファイバ伝送システムに用いられる光位相多値変調方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
ブロードバンド接続の普及やアクセス手段の多様化等によるトラフィックの爆発的増加に対応するため、光ファイバ伝送システムにおいて、光信号を時間領域あるいは波長領域で多重化する、時間多重あるいは波長多重伝送技術が開発され実用化されている。
【０００３】
一方、伝送容量をさらに上げるために、４値の差分位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）伝送方式が開発され、例えばデータ伝送速度１２．５Ｇｂ/ｓで６４波長チャンネルを多重化し６５００ｋｍファイバ伝送した実験結果が報告されている（非特許文献１）。この４値のＤＱＰＳＫ伝送方式は、２チャンネルの２値データ信号を４値に多値化した符号をファイバ伝送するもので、時間多重や波長多重とは異なり、原理的にスペクトルの拡がりを伴わずにファイバの伝送能力を約２倍増やすことができる。
【０００４】
図１１は従来のＤＱＰＳＫ伝送方式の光送信器の構成を示したものである。２チャンネルの２値データ信号は、差分符号化回路１１１により４通りの位相偏移に符号変換された後、２つの位相変調器１１３、１１４を駆動して、レーザ光源１１２の出力光を位相変調する。一方の位相変調器１１４の出力の位相を位相シフタ１１５によりπ/２だけずらし、位相変調器１１３の出力と合波する。位相変調器１１３、１１４でそれぞれ０からπまで位相変調して合波することにより、０、π/２、π、３π/２の４値の位相偏移から成るＤＱＰＳＫ信号が得られる。位相偏移の刻みは２πの１/４、すなわちπ/２である。ファイバ伝送されたＤＱＰＳＫ信号は、１ビット遅延線を備えたマッハツェンダ干渉計（遅延干渉計）により１ビット前の信号を用いてホモダイン検波され、２チャンネルの２値データ信号に復調される。
【０００５】
このＤＱＰＳＫ伝送方式は上述のように原理上スペクトル拡がりを伴わないで伝送能力を約２倍増やすことができる優れた方式であるが、光送信器が大掛かりな構成になるという欠点がある。すなわち、位相変調器１１３、１１４として通常、ニオブ酸リチウム基板を材料とする変調器が用いられるが、この変調器は素子の長さが５ｃｍを超え、その駆動回路の電力も１Ｗ程度が必要である。一方、位相変調器と組み合わせて使用する半導体レーザは、長さは０．３ｍｍ程度で消費電力も数１０ｍＷ以下と桁違いに小さい。
【０００６】
したがって、従来は、ＤＱＰＳＫ伝送方式を用いて波長多重あるいはファイバの多芯化等によって伝送容量を上げようとすると、光送信器の装置容積の大部分を光変調器が占め、また、電力の大部分を変調器の駆動に費やすことになっていた。さらに、他の機器や部品等との接続や互換性を考えてもその整合性に問題があり、これらのことがＤＱＰＳＫ伝送装置の実用化の大きな障害となっていた。
【０００７】
位相変調器を小型化するために、あるいは駆動振幅を下げ消費電力を低減するために、位相偏移の刻みをπ/２より小さくすることが一見有効に思われる。しかしながら、単に位相偏移の刻みをπ/２より小さくしただけでは位相偏移量がπ/２の整数倍よりずれてしまい、マーク（”１”）とスペース（”０”）の符号が近接したり重なったりするために光受信器側で復調できなくなる。したがって、従来のＤＱＰＳＫ伝送方式は全て位相偏移の刻みはπ/２としていた（例えば、非特許文献２など）。
【０００８】
【特許文献１】特開２００４−１７０９５４号公報
【非特許文献１】エレクトロニクス・レターズ、第４０巻、第４４４−４４５頁（ElectronicsLetters, Vol.40, p.444-445）
【非特許文献２】アイ・トリプルイー・ジャーナル・オブ・ライトウェーブ・テクノロジー、第２３巻、１０８−１１４頁（IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol.23, p.108-114）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述したように、従来のＤＱＰＳＫ伝送方式では、位相変調器を小型化するために、あるいは駆動振幅を下げ消費電力を低減するために、位相偏移の刻みをπ/２より小さくすると、負の位相偏移の効果によりマーク（”１”）とスペース（”０”）の符号が近接したり重なったりするために、光受信器側で復調できなくなる。本発明は、上記問題点の解決を図り、小型・低消費電力かつ簡単な構成で光位相多値変調伝送を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の第一の観点によると、２より大きい整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を送信し、受信側では、信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離することを特徴とする光位相多値変調方式が提供される。
【００１１】
前記整数ｍは４であり、４値のデータに０、±π／４、±２π／４および±３π／４の位相偏移を対応させ、受信側では、信号空間を±π／８あるいは±３π／８回転させたときの振幅成分から信号値を分離することができる。
【００１２】
また、前記整数ｍは４であり、４値のデータが信号空間上の−π／２からπ／２の範囲の７個の点に割り当てることもできる。この場合、４値のデータに０、±π／６、±２π／６および±３π／６の位相偏移を対応させ、受信側では、信号空間を±π／４回転させたときの振幅成分から信号値を分離することができる。
【００１３】
本発明の第二の観点によると、２より大きい整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を送信する光送信器と、この位相偏移変調光の信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離して復調する光受信器とを備えたことを特徴とする光通信装置が提供される。
【００１４】
前記整数ｍは４であり、前記光送信器は、２チャンネルの２値データ信号を差分符号化する差分符号化回路と、この差分符号化回路の出力にしたがって光位相偏移変調を行う二つの位相変調器とを備えることができる。
【００１５】
前記二つの位相変調器は、一方が−π/２、０、π/２、の３通りの位相偏移Δφ1を与え、他方が−π/４、０、π/４、の３通りの位相偏移Δφ2を与える構成とすることができる。また、これとは別に、一方が−π/３≦Δφ1≦π/３の範囲で３通りの位相偏移Δφ1を与え、他方が−π/６≦Δφ2≦π/６の範囲で３通りの位相偏移Δφ2を与える構成とすることもできる。後者の場合、位相偏移Δφ2、Δφ1は上述の範囲内であればどのような値でもよいが、実用的には、Δφ1＝２×Δφ2の関係にあることが望ましい。前記二つの位相変調器は直列に接続されることが望ましい。
【００１６】
前記差分符号化回路は、２チャンネルの２値データ信号を、順番に並べられた７通りの位相偏移に対して隣接関係にあるように割り当てることが望ましい。
【００１７】
前記光受信器は、一方のアームに１ビット遅延線、他方のアームに信号空間を回転させるための位相シフト部が設けられたマッハツェンダ型の遅延干渉計と、この遅延干渉計の出力光を受光するバランス型受光器と、このバランス型受光器の受光出力の振幅値から信号値を判別する判別回路とを備えることが望ましい。
【００１８】
前記位相シフト部の位相シフト量が、前記判別回路から出力される２チャンネルの２値データ信号の信号強度対雑音比が最大になるように調整されるか、あるいは、前記判別回路から出力される２チャンネルの２値データ信号の符号誤り率が最小になるように調整されることが望ましい。
【００１９】
前記遅延干渉計および前記バランス型受光器が同相信号成分と直交信号成分とのそれぞれに対して別々に設けられ、二つの遅延干渉計のそれぞれの位相シフト部の位相シフト量が、絶対値が等しく符号が反対の関係に調整されることが望ましい。
【００２０】
前記判別回路は、前記バランス型受光器の平衡出力値近傍に閾値が設定された閾値識別回路を備えることができる。前記判別回路は、閾値識別回路とAND回路とOR回路の組合せにより多値の振幅信号から２値のデータ信号を復調する手段を含むことができる。
【００２１】
本発明の別の観点によると、正の整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を生成する位相変調手段を備えたことを特徴とする光送信器が提供される。
【００２２】
また、本発明のさらに別の観点によると、位相偏移変調光の信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離して復調する手段を備えたことを特徴とする光受信器が提供される。
【発明の効果】
【００２３】
従来のように位相偏移の刻みがπ/２の場合は、負の位相偏移を考える必要が無い。その理由は、例えば負の位相偏移−π/２について考えると、それに２πを足した３π/２は位相変調方式において同値となるからである。これに対して、位相偏移の刻みをπ/２より小さくした場合は、負の位相偏移とそれに位相偏移の刻みの４倍を足した値は同値とならないため、負の位相偏移の効果を新たに考慮しなくてはならない。
【００２４】
従来、ｍ値の位相変調方式に関して開示された例においても、位相偏移の刻みは２π/ｍとしており、負の位相偏移は考慮されていない（例えば、特許文献１など）。すなわち、位相変調器で与える位相偏移の刻みがπ/２より小さく負の位相偏移が生じる場合についてのＤＱＰＳＫ光送受信装置を構成することに関して、従来は考慮されていなかった。
【００２５】
これに対して本発明では、ｍ値のデータに対して２ｍ−１通りの位相偏移を対応させ、それを受信側でも復調できるようにする。位相偏移の刻みが小さくなるので、位相変調器を小型化することができ、また、駆動振幅を下げて消費電力を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明に係る光送受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下では、説明を簡単にするため、２チャンネルの２値データ信号を差分符号化して４値の差分位相偏移変調光により伝送する場合を例に説明する。
【実施例１】
【００２７】
図１および図２は本発明の第一実施例を示すブロック構成図であり、図１は光送信器、図２は光受信器の構成を示す。
【００２８】
光送信器には、２チャンネルの２値データ信号を差分符号化する差分符号化回路１１と、レーザ光源１２と、このレーザ光源１２の出力を差分符号化回路１１の出力にしたがって光位相偏移変調する二つの位相変調器１３、１４とを備える。レーザ光源１２と位相変調器１３、１４とは光路上で直列に接続され、４値の差分位相偏移変調光（ＤＱＰＳＫ信号光）が出力される。位相変調器１３は−π/２、０、π/２、の３通りの位相偏移Δφ1を与え、位相変調器１４は−π/４、０、π/４、の３通りの位相偏移Δφ2を与える。この位相変調器１３と位相変調器１４との接続の順番はどちらが先であっても構わない。
【００２９】
光受信器には、一方のアームに１ビット遅延線、他方のアームに信号空間を回転させるための位相シフト部が設けられたマッハツェンダ型の遅延干渉計２１−１、２１−２と、これらの遅延干渉計２１−１、２１−２の出力光を受光するバランス型受光器２２−１、２２−２と、これらのバランス型受光器２２−１、２２−２の受光出力の振幅値から信号値を判別する判別回路２３とを備える。遅延干渉計２１−１、２１−２とバランス型受光器２２−１、２２−２とにより、ＤＱＰＳＫ信号光が、１ビット前の信号を用いてホモダイン検波される。判別回路２３では、閾値識別回路２４とＡＮＤ回路２５との組み合わせにより信号を判別して、２チャンネルの２値データ信号を復調する。
【００３０】
表１は、差分符号化回路１１における２チャンネルの２値データ信号のＤＱＰＳＫ信号光の位相偏移への割り当て例を示す。この表において、２ビット符号の先頭のビットが第１のチャンネルの２値データ信号、先頭から２番目のビットが第２のチャンネルの２値データ信号に対応している。ただし、このチャンネルの順序はどちらが先頭であっても構わない。３π/４、２π/４、π/４、０、−π/４、−２π/４、−３π/４、の順番に並べられた７通りの位相偏移に対して、２チャンネルの２値データ信号が隣接関係、すなわち隣同士で１ビットだけが異なるように割り当てられる。ここで、負の位相偏移に対しては、それに位相偏移の刻みの４倍を足した位相偏移と同じデータ信号が割り当てられている。また、位相偏移０に割り当てるデータ信号は００，０１，１１，１０の４通りが可能で、隣接関係の割り当ても２通りが可能である。すなわち、２チャンネルの２値データ信号の位相偏移への割り当ては計８通りが可能である。表１は位相偏移０に割り当てるデータ信号を１１とし、位相偏移π/４に割り当てられるデータ信号を１０とした場合の例である。
【００３１】
【表１】
【００３２】
図３は図２に示した光受信器で用いられる遅延干渉計およびバランス型受光器の構成例を示す。遅延干渉計２１は、一方のアームに１ビット遅延線３１を備え、他方のアームに位相シフト量θの位相シフト部３２を備えたマッハツェンダ干渉計により構成され、バランス型受光器２２は、マッハツェンダ干渉計の二つの出力を直列に接続された二つの受光素子でそれぞれ受光してひとつの電気信号を出力する。
【００３３】
図３において、ｋ番目のビットのＤＱＰＳＫ信号光の位相をφk、その１ビット前のｋ−１番目のビットのＤＱＰＳＫ信号光の位相をφk-1、とすると、バランス型受光器２２の出力Ｖは、
Ｖ＝ｃｏｓ（Δφ+θ) ．．．（１）
Δφ＝φk−φk-1 ．．．（２）
と表される。式（１）から、光受信器で復調される２値データ信号の符号はＩ（同相）−Ｑ（直交）平面の円周上に配置され、その位置は位相偏移Δφと位相シフト量θで決まり、バランス型受光器２２の出力Ｖの大きさはそのＩ成分の大きさで与えられることがわかる。
【００３４】
位相偏移の刻みをφ0とするとＤＱＰＳＫの場合、とりうる位相偏移は一般に、０、±φ0、±２φ0、±３φ0の７通りとなる。従来のＤＱＰＳＫではφ0＝π／２であるから、式（１）からわかるように、−π／２、−π、−３π／２の位相偏移と３π／２、π、π／２の位相偏移は各々同値となる。従って、位相偏移は、０、π／２、π、３π／２の４通りに縮退する。一方、位相偏移の刻みφ0をπ／２より小さくしていくと、とりうる位相偏移の値は４通りから７通りへ縮退が解けるため、マーク（“１”）とスペース（“０”）のＩ−Ｑ平面上で符号配置の重なりが生じる。したがって、φ0＜π／２の範囲で符号の重なりが生じない最大の位相偏移の刻みφ0は、２πの範囲内を７等分するφ0≦２π／７となる。さらに、バランス型受光器２２の出力Ｖの大きさはＩ成分で与えられることから、Ｉ軸上でマーク（“１”）とスペース（“０”）の符号間距離、すなわち信号強度対雑音比が最大となるのは、位相偏移の刻みφ0がπ／６＜φ0≦２π／７の範囲内においては、φ0＝π／４の場合であることがわかる。
【００３５】
図１に示した光送信器においては、位相変調器１３、１４の素子長または駆動振幅を従来の１/２、すなわち、位相偏移の刻みφ0をπ/４としている。すなわち、位相変調器１３が−π/２、０、π/２、の３通りの位相偏移Δφ1を与え、位相変調器１４が−π/４、０、π/４、の３通りの位相偏移Δφ2を与えることにより、０、π/４、π/２、３π/４、の４値の位相値を有するＤＱＰＳＫ信号を生成している。
【００３６】
図４および図５は信号空間上の符号配置を示す図であり、遅延干渉計２１に上述の０、π/４、２π/４、３π/４の４値の位相値を有するＤＱＰＳＫ信号を入力した場合の、一方のチャンネルの２値データ信号の符号配置をＩ−Ｑ平面上に表現したものである。これらの図において、記号●がマーク”１”、記号○がスペース”０”を表す。また、図４では位相シフト部３２の位相シフト量θをθ＝０とし、図５ではθ＝＋３π／８としている。
【００３７】
位相シフト量θ＝０の場合、図４からわかるように、Δφ＝π/４に配置されたマークのＩ成分とΔφ＝-π/４に配置されたスペースのＩ成分とが等しいため、このままでは、バランス型受光器２２の出力Ｖとしてマークとスペースの値が同値となり分離ができない。
【００３８】
一方、式（１）からわかるように、位相シフト部３２に位相シフト量θを与えると、マークとスペースの符号配置全体をその間隔を保ったままで円周上を反時計方向に回転させることができ、バランス型受光器２２の出力ＶであるＩ成分の重なりを回避することができる。そして、図５のように位相シフト量θをθ＝+３π/８とすれば、マークとスペースのＩ軸上の符合間距離が最大となり、バランス型受光器２２の出力Ｖとして復調される２値データの信号対雑音比が最大となる。
【００３９】
表１に示したコード化において２チャンネルの２値データを隣接関係になるように割り当てたことにより、図５において、マークのＩ成分は破線で囲まれた範囲の内側に全て配置される。このことから、破線とＩ軸の交点である閾値５１の位置でＩ成分の値を閾値判定する閾値識別回路２４を用いれば、マークとスペースを分離し、一方のチャンネルの２値データ信号を復調することができることがわかる。
【００４０】
また、他方のチャネルの２値データ信号についても、信号空間上の符号配置を逆方向に回転させることで、同様に復調することができる。この場合、位相シフト部３２の位相シフト量は、表１のコード化の関係から、上述した一方のチャンネルの２値データ信号の復調の場合とは絶対値が同じで符号が反対の値になる。また、位相シフト部３２の位相シフト量は、出力される２値データ信号の信号強度対雑音比が最大となるように、あるいは２値データ信号の符号誤り率が最小になるように調整される。
【実施例２】
【００４１】
図１に示した光送信器において、位相変調器１３、１４の素子長または駆動振幅を従来の１／３、すなわち、位相偏移の刻みφ0をπ／６とする。すなわち、位相変調器１３が、−π／３、０、π／３、の３通りの位相偏移Δφ1を与え、位相変調器１４が−π／６、０、π／６、の３通りの位相偏移Δφ2を与えることにより、０、π／６、２π／６、３π／６、の４値の位相値を有するＤＱＰＳＫ信号を生成する。
【００４２】
表２は、２チャンネルの２値データ信号のＤＱＰＳＫ信号光の位相偏移への割り当て例を示す。３π／６、２π／６、π／６、０、−π／６、−２π／６、−３π／６、の順番に並べられた７通りの位相偏移に対して、２チャンネルの２値データ信号が隣接関係になるように割り当てられる。
【００４３】
【表２】
【００４４】
図６は本実施例で用いられる光受信器のブロック構成図を示す。この光受信器は、遅延干渉計６１−１、６１−２とバランス型受光器６２−１、６２−２とを備え、各々の遅延干渉計６１−１、６１−２は絶対値が等しく符号が反対の位相シフト量を持つ位相シフト部を備え、各位相シフト部は出力される２値データ信号の信号強度対雑音比が最大となるように、また、２値データ信号の符号誤り率が最小になるように調整されている。そして、閾値識別回路６４とＡＮＤ回路６５とＯＲ回路６６の組合せによる判別回路６３により、２チャンネルの２値データ信号が復調される。
【００４５】
図７は遅延干渉計６１−１、６１−２の位相シフタ部の位相シフト量がθ＝０の場合の、信号空間上の符号配置を示す。２値データ信号を復調すると、図７のようにＩ−Ｑ平面上で符号が配置される。位相変調器１３で与えられる位相偏移Δφ1と位相変調器１４で与えられる位相偏移Δφ2が、−π／３≦Δφ1≦π／３、および−π／６≦Δφ2≦π／６である場合は、第一実施例の場合とは異なり、マークとスペースの符号配置はＩ−Ｑ平面上で常に半円周内、すなわちπの範囲内になる。したがって、位相シフト部により適当な位相シフト量を与えれば、いかなる場合もマークとスペースのＩ成分が重なることはない。すなわち、−π／３≦Δφ1≦π／３、および−π／６≦Δφ2≦π／６の条件を満たせば、位相変調器１３、１４で与える位相偏移の値は任意の値を選ぶことができる。
【００４６】
式（１）からわかるように、高い信号強度対雑音比を得るためには、マークとスペースを分離する閾値識別回路６４の閾値はバランス型受光器６２−１、６２−２の平衡出力値近傍に設定する必要がある。
【００４７】
図８（ａ）、（ｂ）は、遅延干渉計の位相シフト量θをθ＝＋π／４とその反対符号のθ＝−π／４とした場合について、一方のチャンネルの２値データ信号についての符号配置をＩ−Ｑ平面上に表現したものである。これらの図において、破線とＩ軸との交点である閾値８１でマークとスペースを識別すれば、表２のコード化で２チャンネルの２値データを隣接関係になるように割り当てたことにより、マークは２個ずつまとめて識別することができる。
【００４８】
図９（ａ）、（ｂ）は、遅延干渉計の位相シフト量θをθ＝＋π／４とその反対符号のθ＝−π／４とした場合について、他方のチャンネルの２値データ信号についての符号配置をＩ−Ｑ平面上に表現したものである。１組の遅延干渉計の位相シフト量が、絶対値が等しく符号が反対の関係にあれば、上述した一方のチャンネルと共通の遅延干渉計を用いることができる。具体的には、図６に示した光受信器の構成により、２チャンネルの２値データ信号を復調することができる。
【００４９】
ここでは位相変調器１３、１４の素子長または駆動振幅を従来の１／３とした例を示したがこの値に限定する必要は無く、上述のように１／３以下ならば任意の値を選ぶことが可能である。例えば、素子長を従来の１／１０あるいは駆動振幅を１／１０にした超小型・低消費電力のＤＱＰＳＫ光送受信装置を実現することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
図１０と本発明の利用形態を示すブロック構成図であり、本発明を高密度波長多重伝送装置に利用した例を示す。
【００５１】
光送信器１０１−１〜１０１−１００から出力されたＤＱＰＳＫ信号光は波長合波器１０２−１、１０２−２により合波され、偏波合波器１０３に入力される。ここで、波長１から波長９９までの奇数番号の波長チャンネルについては波長合波器１０２−１により合波され、波長２から波長１００までの偶数番号の波長チャンネルについては他の波長合波器１０２−２により合波され、互いに偏波が直交するように偏波合波器１０３に入力される。波長および偏波が多重化された１００チャンネルのＤＱＰＳＫ信号光は、光ファイバ伝送路１０４を経て、受信側の偏波分離器１０５に入力する。偏波分離器１０５と波長分離器１０６−１、１０６−２によりＤＱＰＳＫ信号光が各波長チャンネルに分離され、光受信器１０７−１〜１０７−１００を用いて復調される。
【００５２】
ここで、波長合波器１０２−１、１０２−２および波長分離器１０６−１、１０６−２として、中心波長および帯域特性が最適化されたＡＷＧ（Arrayed Waveguide）を利用することができる。また、偏波合波器１０３および偏波分離器１０５は、偏波保持ファイバによる合分波器等を利用することができる。
【００５３】
光送信器１０１−１〜１０１−１００および光受信器１０７−１〜１０７−１００として上述の第二実施例に示した光送信器および光受信器を用いることで、位相変調器の駆動振幅を各々従来の１／１０にすることが可能である。また、クロック速度を２０ＧＨｚ、波長チャンネル数を１００、波長チャンネルの間隔を５０ＧＨｚとすると、ビット密度０．８ビット／Ｈｚ、総容量４Ｔｂ／ｓの光ファイバ伝送が可能である。したがって、従来より大幅に小型化・低消費電力化したＴｂ／ｓ級の大容量光送受信装置を実現することができる。
【００５４】
本発明によれば、ＤＱＰＳＫ光送受信装置の小型化・低消費電力化を可能とすることができる。これは特に、多数の波長チャンネルを有する高密度波長多重伝送装置において非常に有効である。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の第一実施例における光送信器のブロック構成図。
【図２】光受信器のブロック構成図。
【図３】図２に示した光受信器で用いられる遅延干渉計およびバランス型受光器の構成例を示す図。
【図４】信号空間上の符号配置を示す図。
【図５】信号空間上で符号配置を回転させた状態を示す図。
【図６】本発明の第二実施例における光受信器のブロック構成図。
【図７】位相シフト量がθ＝０の場合の信号空間上の符号配置を示す図。
【図８】位相シフト量がθ＝＋π／４、θ＝−π／４の場合の一方のチャネルの信号配置を示す図。
【図９】位相シフト量がθ＝＋π／４、θ＝−π／４の場合の他方のチャネルの信号配置を示す図。
【図１０】本発明を高密度波長多重伝送装置に利用した例を示すブロック構成図。
【図１１】従来のＤＱＰＳＫ伝送方式の光送信器の構成を示す図。
【符号の説明】
【００５６】
１１ 差分符号化回路
１２ レーザ光源
１３、１４ 位相変調器
２１、２１−１、２１−２、６１−１、６１−２ 遅延干渉計
２２、２２−１、２２−２、６２−１、６２−２ バランス型受光器
２３、６３ 判別回路
２４、６４ 閾値識別回路
２５、６５ ＡＮＤ回路
３１ ビット遅延線
３２ 位相シフト部
５１、８１ 閾値
６６ ＯＲ回路
１０１−１〜１０１−１００ 光送信器
１０２−１、１０２−２ 波長合波器
１０３ 偏波合波器
１０４ 光ファイバ伝送路
１０５ 偏波分離器
１０６−１、１０６−２ 波長分離器
１０７−１〜１０７−１００ 光受信器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２より大きい整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を送信し、受信側では、信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離することを特徴とする光位相多値変調方式。
【請求項２】
前記整数ｍは４であり、４値のデータに０、±π／４、±２π／４および±３π／４の位相偏移を対応させ、受信側では、信号空間を±π／８あるいは±３π／８回転させたときの振幅成分から信号値を分離する請求項１記載の光位相多値変調方式。
【請求項３】
前記整数ｍは４であり、４値のデータが信号空間上の−π／２からπ／２の範囲の７個の点に割り当てられた請求項１記載の光位相多値変調方式。
【請求項４】
４値のデータに０、±π／６、±２π／６および±３π／６の位相偏移を対応させ、受信側では、信号空間を±π／４回転させたときの振幅成分から信号値を分離する請求項３記載の光位相多値変調方式。
【請求項５】
２より大きい整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を送信する光送信器と、
この位相偏移変調光の信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離して復調する光受信器と
を備えたことを特徴とする光通信装置。
【請求項６】
前記整数ｍは４であり、前記光送信器は、２チャンネルの２値データ信号を差分符号化する差分符号化回路と、この差分符号化回路の出力にしたがって光位相偏移変調を行う二つの位相変調器とを備えた請求項５記載の光通信装置。
【請求項７】
前記二つの位相変調器は、一方が−π/２、０、π/２、の３通りの位相偏移Δφ1を与え、他方が−π/４、０、π/４、の３通りの位相偏移Δφ2を与える構成である請求項６記載の光通信装置。
【請求項８】
前記二つの位相変調器は、一方が−π/３≦Δφ1≦π/３の範囲で３通りの位相偏移Δφ1を与え、他方が−π/６≦Δφ2≦π/６の範囲で３通りの位相偏移Δφ2を与える構成である請求項６記載の光通信装置。
【請求項９】
前記位相偏移Δφ1と前記位相偏移Δφ2とがΔφ1＝２×Δφ2の関係にある請求項８記載の光通信装置。
【請求項１０】
前記二つの位相変調器は直列に接続された請求項６記載の光通信装置。
【請求項１１】
前記差分符号化回路は、２チャンネルの２値データ信号を、順番に並べられた７通りの位相偏移に対して隣接関係にあるように割り当てる請求項６記載の光通信装置。
【請求項１２】
前記光受信器は、一方のアームに１ビット遅延線、他方のアームに信号空間を回転させるための位相シフト部が設けられたマッハツェンダ型の遅延干渉計と、この遅延干渉計の出力光を受光するバランス型受光器と、このバランス型受光器の受光出力の振幅値から信号値を判別する判別回路とを備えた請求項５記載の光通信装置。
【請求項１３】
前記位相シフト部の位相シフト量が、前記判別回路から出力される２チャンネルの２値データ信号の信号強度対雑音比が最大になるように調整された請求項１２記載の光通信装置。
【請求項１４】
前記位相シフト部の位相シフト量が、前記判別回路から出力される２チャンネルの２値データ信号の符号誤り率が最小になるように調整された請求項１２記載の光通信装置。
【請求項１５】
前記遅延干渉計および前記バランス型受光器が同相信号成分と直交信号成分とのそれぞれに対して別々に設けられ、二つの遅延干渉計のそれぞれの位相シフト部の位相シフト量が、絶対値が等しく符号が反対の関係に調整された請求項１２記載の光通信装置。
【請求項１６】
前記判別回路は、前記バランス型受光器の平衡出力値近傍に閾値が設定された閾値識別回路を備えた請求項１２記載の光通信装置。
【請求項１７】
前記判別回路は、閾値識別回路とAND回路とOR回路の組合せにより多値の振幅信号から２値のデータ信号を復調する手段を含む請求項１２記載の光通信装置。
【請求項１８】
正の整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を生成する位相変調手段を備えたことを特徴とする光送信器。
【請求項１９】
位相偏移変調光の信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離して復調する手段を備えたことを特徴とする光受信器。
【請求項１】
２より大きい整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を送信し、受信側では、信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離することを特徴とする光位相多値変調方式。
【請求項２】
前記整数ｍは４であり、４値のデータに０、±π／４、±２π／４および±３π／４の位相偏移を対応させ、受信側では、信号空間を±π／８あるいは±３π／８回転させたときの振幅成分から信号値を分離する請求項１記載の光位相多値変調方式。
【請求項３】
前記整数ｍは４であり、４値のデータが信号空間上の−π／２からπ／２の範囲の７個の点に割り当てられた請求項１記載の光位相多値変調方式。
【請求項４】
４値のデータに０、±π／６、±２π／６および±３π／６の位相偏移を対応させ、受信側では、信号空間を±π／４回転させたときの振幅成分から信号値を分離する請求項３記載の光位相多値変調方式。
【請求項５】
２より大きい整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を送信する光送信器と、
この位相偏移変調光の信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離して復調する光受信器と
を備えたことを特徴とする光通信装置。
【請求項６】
前記整数ｍは４であり、前記光送信器は、２チャンネルの２値データ信号を差分符号化する差分符号化回路と、この差分符号化回路の出力にしたがって光位相偏移変調を行う二つの位相変調器とを備えた請求項５記載の光通信装置。
【請求項７】
前記二つの位相変調器は、一方が−π/２、０、π/２、の３通りの位相偏移Δφ1を与え、他方が−π/４、０、π/４、の３通りの位相偏移Δφ2を与える構成である請求項６記載の光通信装置。
【請求項８】
前記二つの位相変調器は、一方が−π/３≦Δφ1≦π/３の範囲で３通りの位相偏移Δφ1を与え、他方が−π/６≦Δφ2≦π/６の範囲で３通りの位相偏移Δφ2を与える構成である請求項６記載の光通信装置。
【請求項９】
前記位相偏移Δφ1と前記位相偏移Δφ2とがΔφ1＝２×Δφ2の関係にある請求項８記載の光通信装置。
【請求項１０】
前記二つの位相変調器は直列に接続された請求項６記載の光通信装置。
【請求項１１】
前記差分符号化回路は、２チャンネルの２値データ信号を、順番に並べられた７通りの位相偏移に対して隣接関係にあるように割り当てる請求項６記載の光通信装置。
【請求項１２】
前記光受信器は、一方のアームに１ビット遅延線、他方のアームに信号空間を回転させるための位相シフト部が設けられたマッハツェンダ型の遅延干渉計と、この遅延干渉計の出力光を受光するバランス型受光器と、このバランス型受光器の受光出力の振幅値から信号値を判別する判別回路とを備えた請求項５記載の光通信装置。
【請求項１３】
前記位相シフト部の位相シフト量が、前記判別回路から出力される２チャンネルの２値データ信号の信号強度対雑音比が最大になるように調整された請求項１２記載の光通信装置。
【請求項１４】
前記位相シフト部の位相シフト量が、前記判別回路から出力される２チャンネルの２値データ信号の符号誤り率が最小になるように調整された請求項１２記載の光通信装置。
【請求項１５】
前記遅延干渉計および前記バランス型受光器が同相信号成分と直交信号成分とのそれぞれに対して別々に設けられ、二つの遅延干渉計のそれぞれの位相シフト部の位相シフト量が、絶対値が等しく符号が反対の関係に調整された請求項１２記載の光通信装置。
【請求項１６】
前記判別回路は、前記バランス型受光器の平衡出力値近傍に閾値が設定された閾値識別回路を備えた請求項１２記載の光通信装置。
【請求項１７】
前記判別回路は、閾値識別回路とAND回路とOR回路の組合せにより多値の振幅信号から２値のデータ信号を復調する手段を含む請求項１２記載の光通信装置。
【請求項１８】
正の整数ｍ値のデータに対して、同相信号成分および直交信号成分をそれぞれ直交軸とする信号空間上で別々の点となる負の位相偏移を含む２ｍ−１通りの位相偏移を対応させたｍ値の位相偏移変調光を生成する位相変調手段を備えたことを特徴とする光送信器。
【請求項１９】
位相偏移変調光の信号空間を回転させたときの振幅成分の値により信号値を分離して復調する手段を備えたことを特徴とする光受信器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２００７−１８１０３６（Ｐ２００７−１８１０３６Ａ）
【公開日】平成１９年７月１２日（２００７．７．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−３７８７５９（Ｐ２００５−３７８７５９）
【出願日】平成１７年１２月２８日（２００５．１２．２８）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年７月１２日（２００７．７．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年１２月２８日（２００５．１２．２８）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
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