説明

到来時点識別装置

【課題】本発明は、入力された時間信号に所定の処理を施す電子装置において、その時間信号の振幅が極大となる時点を識別する到来時点識別装置に関し、SN比の著しい低下を伴い、あるいはレベルが過度に低い時間信号であっても、振幅が極大となる時点を精度よく安定に識別できることを目的とする。
【解決手段】既知の数の周波数で共振する共振回路のモデルに、時間軸上における前記既知の数の時点で振幅が極大となる時間信号の周波数スペクトルをあてはめることにより、前記共振回路の伝達関数の係数を得るスペクトル推定手段と、前記係数に含まれる前記既知の数の周波数を前記既知の数の時点に換算する換算手段とを備える。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、入力された時間信号に所定の処理を施す電子装置において、その時間信号の振幅が極大となる時点を識別する到来時点識別装置に関する。
【背景技術】
【0002】
GPS(Global
Positioning System)を含むGNSS(Global Navigation Satellite System)の受信機では、その内部で設定される搬送波周波数やコード位相の下で生成された参照信号との相関により得られた相関値が既定の閾値を超える受信波がGPS衛星から到来した信号として測位演算に供される。
【0003】
図5は、従来のGPS受信機に備えられたコード位相検出部の構成例を示す図である。
図において、FFT部31の入力にはGPS衛星から到来した受信波が入力され、そのFFT部31の出力は乗算器32の一方の入力に接続される。FFT部33の入力には既述の参照信号が入力され、そのFFT部33の出力は複素共役部34を介して乗算器32の他方の入力に接続される。乗算器32の出力はIFFT部35の入力に接続され、そのIFFT部35の出力には既述の相関の結果が得られる。
【0004】
このような構成の受信機では、受信波は、FFT部31によってフーリエ変換されることによって、その受信波の周波数スペクトルを示す信号(以下、「受信スペクトル信号」という。)に変換される。
【0005】
一方、受信機内で生成された参照信号は、FFT部33によってフーリエ変換されることによって、その参照信号の周波数スペクトルを示す信号(以下、「参照スペクトル信号」という。)に変換される。このような参照スペクトル信号は、複素共役部34によって複素共役な信号(以下、「共役参照スペクトル信号」という。)に変換される。
【0006】
乗算器32は、上記受信スペクトル信号と共役参照スペクトル信号との積をとる。
IFFT部35は、その積として得られた周波数領域の信号を逆フーリエ変換することによって、既述の受信波と参照信号との相関の結果を得る。
【0007】
このような相関の結果が得られる処理の過程では、上記受信波と参照信号との相関が全てのコード位相に亘って一括してとられるため、時間軸上における同様の処理に比べて、コード位相の値域の全域に亘る探索が大幅に高速化される。
【0008】
なお、本発明に関連性がある先行技術としては、後述する特許文献1に開示されるように、「送信された複数のパルス信号のエコー信号を受信してサンプリングデータとし、このサンプリングデータを用いて離散フーリエ変換を行って得られる信号からMEM法やAR法などのスペクトル推定手法を用いてベースバンドのスペクトルのピーク周波数を求める」ことにより、「パルスビーム方式で高精度にドップラ周波数を測定することができ」点に特徴があるドップラ周波数測定方法がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0009】
【特許文献1】特開2000−162317号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0010】
ところで、図5に示す従来例では、例えば、マルチパス、干渉、妨害等に起因して振幅の尖頭値が比較的大きい雑音が受信波に重畳された場合には、その雑音のパルス幅や電力が極めて小さい場合であっても、図6に示すように、既述の相関の結果が閾値を超える時点に誤りや誤差が生じる。
【0011】
したがって、従来例では、GPS衛星から真に到来した受信波ではない信号、あるいは反射、屈折、回折等が生じる好ましくない伝搬路を介して到来した信号に基づいて測位演算が行われ、その測位演算の信頼性や精度が著しく低下する可能性が高かった。
【0012】
しかし、このような測位演算の信頼性や精度の低下については、特に、携帯電話等の小型の端末に内蔵されるGPS受信機では、ビル等の建造物のおくまった部位における測位の可能性や実用性(例えば、端末のユーザによる警察署や消防署への迅速かつ的確な緊急通報)が阻まれる大きな要因であるため、根本的な解消が強く要望されていた。
【0013】
本発明は、マルチパス、干渉、妨害等に起因するSN比の著しい低下を伴い、あるいはレベルが過度に低い時間信号であっても、振幅が極大となる時点を精度よく安定に識別できる到来時点識別装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0014】
請求項1に記載の発明では、スペクトル推定手段は、既知の数の周波数で共振する共振回路のモデルに、時間軸上における前記既知の数の時点で振幅が極大となる時間信号の周波数スペクトルをあてはめることにより、前記共振回路の伝達関数の係数を得る。換算手段は、前記係数に含まれる前記既知の数の周波数を前記既知の数の時点に換算する。
【0015】
すなわち、上記時間信号は、マルチパス、干渉、妨害等に起因して振幅の尖頭値が比較的大きい雑音が重畳された場合であっても、振幅が極大となる既知の数の時点が安定に精度よく求められる。
【0016】
請求項2に記載の発明では、請求項1に記載の到来時点識別装置において、制御手段は、前記伝達関数を前記既知の数に適した関数に維持する。
【0017】
すなわち、時間信号の振幅が極大となる時点は、その時点の数が変化しても既知であるならば、安定に精度よく求められる。
【0018】
請求項3に記載の発明では、請求項1または請求項2に記載の到来時点識別装置において、逆拡散手段は、スペクトル拡散処理に基づいて生成された入力信号の周波数スペクトルを周波数領域で逆拡散し、前記時間信号の周波数スペクトルを得る。
【0019】
すなわち、スペクトル拡散処理に基づいて生成された入力信号であっても、上記時間信号に変換されることにより、本発明に基づいて振幅が極大となる時点が安定に精度よく求められる。
【発明の効果】
【0020】
本発明が適用された電子装置は、時間信号のSN比やレベルが広範に変化する環境においても、ハードウェアの構成が大幅に変更されることなく、その時間信号に基づいて行われるべき信号処理の信頼性や安定性が高められ、かつ多様な分野に適用可能となる。
【0021】
また、本発明は、衛星航法や無線航法に基づいて測位や測距を行う装置だけではなく、例えば、距離、位置および数が多様に変化し得る目標を検知するレーダ信号処理等の多様な信号処理にも適用可能となる。
【0022】
さらに、本発明は、例えば、無線伝送路の形成や維持のために行われる相関処理の正常性、精度、安定性が要求されるスペクトル拡散通信方式の通信系や伝送系にも適用可能となる。
【0023】
したがって、本発明が適用された電子装置は、広範かつ多様に変化し得る環境において所望の性能や信頼性が安価に確度高くかつ安定に維持され、さらに、価格性能比に併せて付加価値が高められる。
【図面の簡単な説明】
【0024】
【図1】本発明の一実施形態を示す図である。
【図2】本実施形態における共振回路モデルフィッティング部の動作フローチャートである。
【図3】本実施形態の作用効果を示す図である。
【図4】本実施形態の構成の他の態様を示す図である。
【図5】従来のGPS受信機に備えられたコード位相検出部の構成例を示す図である。
【図6】従来例の課題を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0025】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
図1は、本発明の一実施形態を示す図である。
図において、図5に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与し、ここではその説明を省略する。
【0026】
本実施形態と図5に示す従来例との構成の相違点は、IFFT部35に代えて、縦続接続された共振回路モデルフィッティング部11および相関ピーク検出部12が備えられた点にある。
【0027】
図2は、本実施形態における共振回路モデルフィッティング部の動作フローチャートである。
本発明の特徴は、本実施形態では、後述するように共振回路モデルフィッティング部11および相関ピーク検出部12が連係して行う処理の手順にある。
【0028】
以下、図1を参照して本実施形態の原理を説明する。
乗算器32によって得られる受信スペクトル信号と共役参照スペクトル信号との積は、GPS衛星から到来した受信波に雑音が重畳されていない場合には、一般に、そのGPS衛星と該当する受信機との距離を示す「1つのみの周波数」の正弦波信号となる。
【0029】
本実施形態では、単峰の共振特性を有する共振回路のモデルに、乗算器32が周波数領域で行う乗算の結果をあてはめる(フィッティングする)ことによって、「上記1つのみの周波数」に相当するコード位相を特定するスペクトル推定が行われる。
なお、本実施形態では、共振回路モデルフィッティング部11は、既述の「乗算の結果」として与えられる受信スペクトル信号と共役参照スペクトル信号との積が周波数領域の信号であるにもかかわらず、時間信号と見なすことによって後述する処理が行われる。したがって、以下では、このような「乗算の結果」については、「仮想時間信号」と称する。
【0030】
〔共振回路のモデル〕
本実施形態に適用される共振回路のモデルは、例えば、その共振回路の尖鋭度を示すダンピングファクタζと、共振周波数ωnと、ラプラス変換オペレータsに対して下式で示される伝達関数H(s) で与えられる。
H(s)=(2s・ζ・ωn+ωn)/(s+2s・ζ・ωn+ωn) ・・・(a)
【0031】
また、上式(a) は、ディジタル信号処理に整合した離散時間系では、サンプリング周期τおよびZ変換オペレータzに対して次式(b) で示される双一次変換により、下式(c) で表される。
s=(2/τ)(1−z−1)/(1+z−1) ・・・(b)
【0032】
【数1】

【0033】
〔共振回路のモデルに対する乗算器32が周波数領域で行う乗算の結果のあてはめ〕
本実施形態における既述の「あてはめ」は、以下の通りに行われる。
乗算器32が既述の乗算の結果として出力する仮想時間信号については、周波数領域における複素系列であるので、例えば、その複素系列の実部(あるいは虚部)の成分の振幅を正規化して実数の仮想時系列信号y(z−1)とすることによって、上記伝達関数H(s) との整合を図ることができる。以下、このような整合を実現する処理を「整合処理」という。
【0034】
したがって、本実施形態における「あてはめ」は、下式(d),(e),(f) に示すように、上記共振回路が白色ガウス雑音ε(z−1)に対する応答として(所定の精度で)既述の仮想時系列信号y(z−1)を出力する伝達関数H(z−1) の各項の係数を求める処理として実現される。
【数2】

[[4+4ζ・(ωn・τ)+(ωn・τ)]−2[4−(ωn・τ)]・z−1+[4−4・ζ・(ωn・τ)+(ωn・τ)]・z−2]・y(z−1)
=[(ωn・τ)[4ζ+(ωn・τ)]+2(ωn・τ)・z−1−(ωn・τ)[4ζ−(ωn・τ)]・z−2]・ε(z−1) ・・・(f)
【0035】
ここに、上式(f) は、上式(e) 両辺にこれらの辺の分母をそれぞれ乗じることによって導出される。
また、このような伝達関数H(z−1) の各項の係数は、サンプリング周期τが既知であるため、ダンピングファクタζおよび共振周波数ωnで定まる。
【0036】
すなわち、既述の「あてはめ」の過程(以下、「あてはめ処理」という。)では、求められるべき「真に独立な未知数」がダンピングファクタζおよび共振周波数ωnの2つのみである。したがって、これらのダンピングファクタζおよび共振周波数ωnについては、一般的な自己回帰移動平均モデル(ARMA:Auto Regressive Moving Average)モデルに基づくパラメータ推定ではなく、図2に示す以下の簡便な演算に基づいて得ることが好ましい。
【0037】
(1) ダンピングファクタζおよび共振周波数ωnの値域が予めそれぞれI個、J個に区分されることによって与えられる離散値の対(ζdi,ωndj)を求め(図2ステップS1)、これらの離散値の対(ζdi,ωndj)毎に以下の処理(1-1)〜(1-2)を行う。
【0038】
(1-1) 該当する対(ζdi,ωndj)がそれぞれ既述のダンピングファクタζおよび共振周波数ωnとして伝達関数H(z−1) に適用されることによって得られる伝達関数hij(z−1)(≒H(z−1))の逆数として、逆伝達関数hij′(z−1)を求める(図2ステップS2)。
【0039】
(1-2) 上式(d) にこのような伝達関数hij(z−1)および逆伝達関数hij′(z−1)が適用されることによって導出される下式(g) で示される算術演算により、上記共通回路のモデルの残差Σ|εij(z−1)|を算出して順次蓄積する(図2ステップS3)。
Σ|εij(z−1)|=Σ|y(z−1)/hij(z−1)|
=Σ|y(z−1)・hij′(z−1)| ・・・(g)
【0040】
(2) このようにして蓄積された残差Σ|εij(z−1)|の内、最小の残差に対応する離散値の対(ζdi,ωndj)として、ダンピングファクタζ(=ζdi)および共振周波数ωn(=ωndj)を特定する(図2ステップS4)。
【0041】
以下、図1および図2を参照して本実施形態の動作を説明する。
共振回路モデルフィッティング部11は、以下の処理を行う。
(1) 既述の整合処理を行うことによって、乗算器32によって与えられる複素系列の例えば実部として仮想時系列信号y(z−1)を生成する。
(2) 既述のあてはめ処理を行うことにより、ダンピングファクタζおよび共振周波数ωnを特定する。
【0042】
相関ピーク検出部12は、このようにして求められた共振周波数ωnをコード位相として識別し、そのコード位相をGPSに適応した衛星航法に基づく測距演算に適用する。
【0043】
このような測位演算に適用されるコード位相は、単峰の共振特性を有する点で、本実施形態に係る受信機と個々のGPSとの距離が1つのみであることに整合し、かつ簡便な演算により実現可能な共振回路のモデルへの周波数領域(仮想的な時間領域)におけるあてはめ(フィッティング)により求められる。
【0044】
なお、このようにして共振回路モデルフィッティング部11および相関ピーク検出部12が周波数領域(仮想的な時間領域)で行う処理については、時間領域と周波数領域とにおける対称性とその対称性に基づく可逆性とにより、一般に、正常性が担保される。
【0045】
すなわち、本実施形態によれば、図3に点線で示す従来例との対比で示すように、マルチパス、干渉、妨害等に起因して受信波に振幅の尖頭値が比較的大きい雑音が重畳された場合であっても、測位演算の基準となるGPS衛星の距離が安定に精度よく求められる。
【0046】
このように本実施形態が適用されたGPS受信機では、GPS衛星から真に到来した受信波ではない信号、あるいは反射、屈折、回折等が生じる好ましくない伝搬路を介して到来した信号が測位演算に供されることに起因する信頼性や精度の低下が安価に確度高く高められ、かつ多様な分野に対するGPS衛星の応用の可能性が拡大される。
【0047】
特に、本発明は、携帯電話に内蔵されたGPS受信機だけではなく、広く普及しているカーナビやPND(Personal Navigation Device:カーナビの簡易版)に適用されることにより、森林の中、高架下、屋内駐車場等のように、GPS衛星から到来する受信波のレベルが著しく低くなり得る環境における測位精度の大幅な改善に資する。
【0048】
なお、本実施形態では、既述のあてはめ処理は、最大エントロピー法(MEM:Maximum
Entropy Method)に基づいて行われている。
【0049】
しかし、このようなあてはめ処理は、このような最大エントロピー法に限定されず、例えば、自己回帰移動平均モデル(ARMA:Auto Regressive Moving Average)モデルに基づくパラメータ推定に基づいて行われてもよい。
【0050】
また、本発明は、GPS受信機に限定されず、例えば、レーダ装置のように、レーダ信号処理の対象となる目標の数Nが増減する場合であっても、このような数Nが既知である場合には、その数Nに等しい数の共振点を有する共振回路のモデルが適宜用いられることによって、目標のレンジ方向における位置の精度の向上のために適用可能である。なお、このような共振回路のモデルは、既述の式(a) の分母と分子との次数がそれぞれ2N、(2N−1)に設定されることによって与えられる。
【0051】
さらに、本発明は、GPS受信機に限定されず、既述の受信波が直接拡散方式に基づいて生成されていないロランC等の航法装置に対しても、例えば、図4に示すように、その受信波がフーリエ変換された後であれば同様に適用可能である。
【0052】
また、本発明は、直接拡散方式以外のスペクトル拡散方式(例えば、周波数ホッピング、時間ホッピング、チャープ等)が適用された通信系や伝送系の受信装置において逆拡散処理により生成された信号の振幅が極大となる時点の識別にも、同様に適用可能である。
【0053】
さらに、本発明は、GPSに限定されず、例えば、構築や開発が進められているグロナス、ガリレオ、コンパスその他の多様な衛星航法に適応する受信機にも、同様に適用可能である。
【0054】
また、本実施形態では、本発明は、GPS受信機の測位の精度を高めるために適用されている。
【0055】
しかし、本発明は、このような目的だけではなく、例えば、以下に列記するように、GPS受信機の始動や起動に要する時間の短縮のためにも、同様に適用可能である。
【0056】
(1) GPS受信機内に有効なアルマナックが蓄積されているが、エフェメリスが記憶されてなく、あるいは先に記憶されているエフェメリスの有効期限が過ぎた後におけるウォームスタート
(2) GPS受信機内に有効なアルマナックおよびエフェメリスが蓄積されている状態におけるホットスタート
【0057】
さらに、本実施形態の演算対象や演算手順は、既述の形態に限らず、所望の精度や応答性が達成されるならば、如何なるものであってもよい。
【0058】
また、本実施形態では、既述の処理については、共振回路モデルフィッティング部11および相関ピーク検出部12によって行われている。
しかし、このような処理は、情報処理や信号処理を行う複数のプロセッサに如何なる形態で機能分散や負荷分散が図られてもよい。
【0059】
さらに、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の範囲において多様な実施形態の構成が可能であり、構成要素の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。
【符号の説明】
【0060】
11 共振回路モデルフィッティング部
12 相関ピーク検出部
31,33 FFT部
32 乗算器
34 複素共役部
35 IFFT部

【特許請求の範囲】
【請求項1】
既知の数の周波数で共振する共振回路のモデルに、時間軸上における前記既知の数の時点で振幅が極大となる時間信号の周波数スペクトルをあてはめることにより、前記共振回路の伝達関数の係数を得るスペクトル推定手段と、
前記係数に含まれる前記既知の数の周波数を前記既知の数の時点に換算する換算手段と
を備えたことを特徴とする到来時点識別装置。
【請求項2】
請求項1に記載の到来時点識別装置において、
前記伝達関数を前記既知の数に適した関数に維持する制御手段を備えた
ことを特徴とする到来時点識別装置。
【請求項3】
請求項1または請求項2に記載の到来時点識別装置において、
スペクトル拡散処理に基づいて生成された入力信号の周波数スペクトルを周波数領域で逆拡散し、前記時間信号の周波数スペクトルを得る逆拡散手段を備えた
ことを特徴とする到来時点識別装置。

【図1】
image rotate

【図2】
image rotate

【図3】
image rotate

【図4】
image rotate

【図5】
image rotate

【図6】
image rotate


【公開番号】特開2012−154853(P2012−154853A)
【公開日】平成24年8月16日(2012.8.16)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2011−15528(P2011−15528)
【出願日】平成23年1月27日(2011.1.27)
【出願人】(000004330)日本無線株式会社 (1,186)
【Fターム(参考)】