単独運転検出装置、系統連系インバータシステム、および、単独運転検出方法
【課題】注入された高調波の正相分の信号と逆相分の信号とを簡単な処理で抽出する単独運転検出装置を提供する。
【解決手段】電力系統に所定の次数間高調波電流を単相注入させて単独運転を検出する単独運転検出装置において、検出された三相の電圧信号および電流信号をそれぞれ二相の信号に変換する三相/二相変換部６１，６３と、下記行列を用いて二相の電圧信号および電流信号にそれぞれ含まれる次数間高調波の正相分の信号を抽出する正相分抽出部６２ａ，６４ａと、下記行列の（１，２）要素と（２，１）要素を入れ換えた行列を用いて逆相分の信号を抽出する逆相分抽出部６２ｂ，６４ｂとを備えた。
【数１】
【解決手段】電力系統に所定の次数間高調波電流を単相注入させて単独運転を検出する単独運転検出装置において、検出された三相の電圧信号および電流信号をそれぞれ二相の信号に変換する三相/二相変換部６１，６３と、下記行列を用いて二相の電圧信号および電流信号にそれぞれ含まれる次数間高調波の正相分の信号を抽出する正相分抽出部６２ａ，６４ａと、下記行列の（１，２）要素と（２，１）要素を入れ換えた行列を用いて逆相分の信号を抽出する逆相分抽出部６２ｂ，６４ｂとを備えた。
【数１】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単独運転検出装置、当該単独運転検出装置を備えた系統連系インバータシステム、および、単独運転検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して、接続された負荷や電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。
【０００３】
図１３は、従来の単独運転検出装置を備えた系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。
【０００４】
系統連系インバータシステムＡ１００は、直流電源１が生成した直流電力を交流電力に変換して、接続された負荷Ｃや三相の電力系統Ｂに供給するものである。なお、以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。
【０００５】
インバータ装置２は、直流電源１から入力される直流電圧をスイッチング素子（図示しない）のスイッチングにより交流電圧に変換する。インバータ制御装置３は、電流センサ４および電圧センサ５などが検出した電流信号および電圧信号を入力され、これに基づいてＰＷＭ信号を生成してインバータ装置２に出力する。インバータ装置２は、インバータ制御装置３から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを行う。
【０００６】
電力系統Ｂで事故が発生した場合などには、電力系統Ｂ側に設けられた保護装置によって遮断器Ｄが作動するため、系統連系インバータシステムＡ１００は電力系統Ｂから切り離される（停電）。この場合、負荷Ｃに系統連系インバータシステムＡ１００のみから電力を供給している単独運転状態となる。系統連系インバータシステムＡ１００の出力電力と負荷Ｃの消費電力とがつりあうような条件においては、系統連系インバータシステムＡ１００は電力系統Ｂの停電を検出することができない。保全作業者の安全確保のため、系統連系インバータシステムＡ１００には、単独運転を検出して、系統連系インバータシステムＡ１００から負荷Ｃを切り離し、電力変換動作を自動的に停止させる機能が設けられている。また、遮断器Ｄによって切り離された直後に再閉路を行った場合、位相がずれた状態で接続されて大きな過電流が流れる場合がある。この場合、遮断器Ｄが再度切り離され、電力系統Ｂの上位の変電所にも影響が出て、最悪の場合には広域停電になる可能性がある。これを防ぐためにも、単独運転を適切かつ高速に検出する必要がある。
【０００７】
単独運転検出装置６００は、系統連系インバータシステムＡ１００の単独運転を検出するためのものである。単独運転検出装置６００は、単独運転を検出すると、開閉器８に開放信号を出力し、インバータ制御装置３に停止信号を出力する。開放信号を入力された開閉器８は、系統連系インバータシステムＡ１００と負荷Ｃとの接続を切り離す。また、停止信号を入力されたインバータ制御装置３は、ＰＷＭ信号の生成を停止して電力変換動作を停止する。これにより、系統連系インバータシステムＡ１００の単独運転状態が回避される。
【０００８】
単独運転検出装置６００が単独運転を検出する方法には、連系運転から単独運転に変化したときに生じる電圧波形や位相の変化を検出することで単独運転状態を検出する受動方式と、周期的に変動要因を与えて、それに対応して電圧波形や位相が変化した場合に単独運転状態であることを検出する能動方式とがある。このうち、能動方式として、次数間高調波検出方式の単独運転検出方法が開発されている。次数間高調波検出方式の単独運転検出方法は、電力系統Ｂには通常含まれない高調波であって、電力系統Ｂの基本波の非整数倍の周波数の高調波（以下では、「次数間高調波」という。）の電流を電力系統Ｂに注入して、連系点からみた電力系統Ｂの当該次数間高調波についてのインピーダンスまたはアドミタンスを検出し、その変化から単独運転を検出するものである。
【０００９】
単独運転検出装置６００は、周期的に電流注入装置７に指令を出して、次数間高調波（例えば、２．４次高調波）の単相電流を電力系統Ｂの所定の相間（例えばＵ相Ｖ相間）に注入させる。そして、電流センサ４より入力される電流信号および電圧センサ５より入力される電圧信号から、離散的フーリエ変換と対称座標変換によって、当該次数間高調波の正相分の信号と逆相分の信号とをそれぞれ抽出する。単独運転検出装置６００は、正相分の電圧信号および電流信号から正相分のアドミタンスを算出し、逆相分の電圧信号および電流信号から逆相分のアドミタンスを算出する。そして、正相分のアドミタンスの変化から単独運転が検出され、かつ、逆相分のアドミタンスの変化からも単独運転が検出された場合に、単独運転を検出したと判定する。単独運転を検出したと判定した場合、単独運転検出装置６００は、開閉器８に開放信号を出力し、インバータ制御装置３に停止信号を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００３−２５０２２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上述した方法の場合、電流信号および電圧信号から次数間高調波成分の正相分の信号と逆相分の信号とをそれぞれ抽出するときに、まず、フーリエ級数展開した各係数に対して離散的フーリエ変換を用いることで次数間高調波成分の信号を抽出し、さらに対称座標変換を行って正相分の信号と逆相分の信号とを抽出する必要がある。
【００１２】
本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、注入された高調波の正相分の信号と逆相分の信号とを簡単な処理で抽出することができる単独運転検出装置を提供することをその目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。
【００１４】
本発明の第１の側面によって提供される単独運転検出装置は、三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出装置であって、前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる電流注入指示手段と、検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する電圧信号変換手段と、検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する電流信号変換手段と、前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する正相分電圧信号抽出手段と、前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する逆相分電圧信号抽出手段と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する正相分電流信号抽出手段と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する逆相分電流信号抽出手段と、前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する正相分系統回路定数算出手段と、前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する逆相分系統回路定数算出手段と、前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する単独運転判定手段とを備えており、前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ・ｓ＋１）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であることを特徴とする。
【００１５】
本発明の第２の側面によって提供される単独運転検出装置は、三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出装置であって、前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる電流注入指示手段と、検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する電圧信号変換手段と、検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する電流信号変換手段と、前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する正相分電圧信号抽出手段と、前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する逆相分電圧信号抽出手段と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する正相分電流信号抽出手段と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する逆相分電流信号抽出手段と、前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する正相分系統回路定数算出手段と、前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する逆相分系統回路定数算出手段と、前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する単独運転判定手段とを備えており、前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ2・ｓ2＋Ｔ・ｓ＋Ｔ2・ω2）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であることを特徴とする。
【００１６】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定角周波数は、前記電力系統の基本波の非整数倍の角周波数である。
【００１７】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記単独運転判定手段は、前記正相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転と判定でき、かつ、前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転と判定できる場合にのみ、単独運転と判定する。
【００１８】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記電流注入指示手段は、前記所定角周波数の高調波電流の注入を、前記系統連系インバータシステムに指示する。
【００１９】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記系統回路定数はアドミタンスの絶対値である。
【００２０】
本発明の第３の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、本発明の第１または第２の側面によって提供される単独運転検出装置を備えていることを特徴とする。
【００２１】
本発明の第４の側面によって提供される単独運転検出方法は、三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出方法であって、前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる第１の工程と、検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する第２の工程と、検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する第３の工程と、前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する第４の工程と、前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する第５の工程と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する第６の工程と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する第７の工程と、前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する第８の工程と、前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する第９の工程と、前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する第１０の工程とを備えており、前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ・ｓ＋１）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、各電圧信号および各電流信号から、所定角周波数の正相分および逆相分の信号がそれぞれ抽出され、抽出された正相分の信号を用いて正相分の系統回路定数が算出され、抽出された逆相分の信号を用いて逆相分の系統回路定数が算出される。そして、算出された正相分の系統回路定数および逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転が検出される。第１ないし第３の伝達関数を用いて信号処理するだけなので、所定角周波数の正相分および逆相分の信号を簡単な処理でそれぞれ抽出することができる。
【００２３】
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。
【図２】第１実施形態に係る単独運転検出装置の内部構成を説明するためのブロック図である。
【図３】回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図である。
【図４】回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図であり、行列で表したものである。
【図５】行列の計算を説明するためのブロック線図である。
【図６】回転座標変換を行ってからローパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。
【図７】行列ＧLPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。
【図８】正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。
【図９】回転座標変換を行ってからハイパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。
【図１０】行列ＧHPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。
【図１１】第２実施形態に係る正相分電圧信号抽出部の内部構成を説明するためのブロック図である。
【図１２】第２実施形態に係る正相分（逆相分）電圧（電流）信号抽出部の周波数特性を示す図である。
【図１３】従来の単独運転検出装置を備えた系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る単独運転検出装置を系統連系インバータシステムに備えた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。
【００２６】
図１は、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。
【００２７】
同図に示すように、系統連系インバータシステムＡは、直流電源１、インバータ装置２、インバータ制御装置３、電流センサ４、電圧センサ５、単独運転検出装置６、電流注入装置７、および開閉器８を備えている。直流電源１は、インバータ装置２に接続している。インバータ装置２は、開閉器８を介して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の出力ラインで、三相交流の電力系統Ｂに接続している。電流センサ４および電圧センサ５は、インバータ装置２の出力側に設置されている。インバータ制御装置３は、インバータ装置２に接続されている。系統連系インバータシステムＡは、直流電源１が出力する直流電力を交流電力に変換して、電力系統Ｂおよび負荷Ｃに供給する。なお、系統連系インバータシステムＡの構成は、これに限られない。例えば、インバータ装置２の制御に必要な他のセンサを設けていてもよい。
【００２８】
直流電源１は、直流電力を出力するものであり、例えば太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１は、生成された直流電力を、インバータ装置２に出力する。なお、直流電源１は、太陽電池により直流電力を生成するものに限定されない。例えば、直流電源１は、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池であってもよいし、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。
【００２９】
インバータ装置２は、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換して、負荷Ｃおよび電力系統Ｂに出力するものである。インバータ装置２は、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型三相インバータ回路を備えている。当該インバータ回路は、インバータ制御装置３から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。また、インバータ装置２は、内蔵するフィルタ回路（図示しない）によって、スイッチングによる高周波成分を除去し、内蔵する変圧回路によって、交流電圧を系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。なお、インバータ装置２の構成は、これに限られない。例えば、インバータ回路はマルチレベルインバータ回路であってもよい。また、変圧回路を設けない、いわゆるトランスレス方式としてもよい。また、直流電源１とインバータ装置２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設けるようにしてもよい。
【００３０】
インバータ制御装置３は、インバータ装置２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。インバータ制御装置３は、電流センサ４から入力される電流信号Ｉ、および、電圧センサ５から入力される電圧信号Ｖに基づいて、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号を生成し、当該指令値信号に基づいて生成されるパルス信号をＰＷＭ信号として出力する。インバータ装置２は、入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、指令値信号に対応した波形の交流電圧を出力する。
【００３１】
インバータ制御装置３は、指令値信号生成部３１およびＰＷＭ信号生成部３２を備えている。
【００３２】
指令値信号生成部３１は、電流センサ４から電流信号Ｉを入力され、電圧センサ５から電圧信号Ｖを入力され、系統連系インバータシステムＡの出力電力の制御や出力電流の制御を行うための補償信号を生成し、これに基づいて指令値信号を生成する。生成された指令値信号は、ＰＷＭ信号生成部３２に出力される。なお、各制御や指令値信号の生成方法の説明は省略する。
【００３３】
ＰＷＭ信号生成部３２は、入力される指令値信号と、所定の周波数（例えば、４ｋＨｚ）の三角波信号として生成されたキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する。三角波比較法では、指令値信号とキャリア信号とがそれぞれ比較され、例えば、指令値信号がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、小さい場合にローレベルとなるパルス信号がＰＷＭ信号として生成される。生成されたＰＷＭ信号は、インバータ装置２に出力される。また、ＰＷＭ信号生成部３２は、単独運転検出装置６から単独運転検出信号（停止信号）を入力された場合に、ＰＷＭ信号の生成を停止する。これにより、インバータ装置２の電力変換動作は停止する。
【００３４】
電流センサ４は、電力系統Ｂとの連系点での各相を流れる電流（すなわち、系統連系インバータシステムＡの出力電流）を検出するものである。検出された電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、インバータ制御装置３および単独運転検出装置６に入力される。電圧センサ５は、電力系統Ｂとの連系点の各相の電圧を検出するものである。検出された電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は、インバータ制御装置３および単独運転検出装置６に入力される。なお、系統連系インバータシステムＡが電力系統Ｂに連系している場合、連系点の電圧は系統電圧とほぼ一致している。
【００３５】
単独運転検出装置６は、単独運転を検出するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。単独運転検出装置６は、電流注入装置７に電流注入の指示信号を周期的に出力して、電流注入装置７に次数間高調波の電流を電力系統Ｂに注入させる。単独運転検出装置６は、電流注入装置７が次数間高調波の電流を注入したときに検出される電圧信号および電流信号に基づいて、単独運転を検出する。単独運転の検出方法の詳細については後述する。単独運転検出装置６は、単独運転を検出した場合に単独運転検出信号を出力する。単独運転検出装置６が出力した単独運転検出信号は、停止信号としてインバータ制御装置３のＰＷＭ信号生成部３２に入力され、開放信号として開閉器８に入力される。
【００３６】
電流注入装置７は、電力系統Ｂに次数間高調波の単相電流を注入するものであり、インバータ回路および変圧器などにより構成されている。電流注入装置７は、単独運転検出装置６から入力される指示信号に応じて、次数間高調波の単相電流を電力系統Ｂの所定の相間（例えば、Ｕ相Ｖ相間）に注入する。本実施形態では、注入する次数間高調波として、例えば、２．４次高調波を用いている。以下では、電流注入装置７が注入する次数間高調波を「注入次数間高調波」とする。
【００３７】
開閉器８は、系統連系インバータシステムＡと負荷Ｃとの接続を切り離すものである。開閉器８は、単独運転検出装置６から単独運転検出信号（開放信号）が入力された場合に、系統連系インバータシステムＡと負荷Ｃとの接続を切り離す。これにより、系統連系インバータシステムＡの単独運転状態が回避される。
【００３８】
次に、単独運転検出装置６の詳細について、図２〜図８を参照して説明する。
【００３９】
図２は、単独運転検出装置６の内部構成を説明するためのブロック図である。
【００４０】
同図に示すように、単独運転検出装置６は、電圧信号三相/二相変換部６１、正相分電圧信号抽出部６２ａ、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ、電流信号三相/二相変換部６３、正相分電流信号抽出部６４ａ、逆相分電流信号抽出部６４ｂ、正相分系統回路定数算出部６５、逆相分系統回路定数算出部６６、単独運転判定部６７、および、判定指示部６８を備えている。なお、本発明は能動方式の単独運転検出方法に関するものなので、能動方式の単独運転検出のための構成のみを記載して説明している。実際には、単独運転検出装置６は受動方式の単独運転検出のための構成も備えているが、本実施形態ではその記載および説明を省略している。
【００４１】
電圧信号三相/二相変換部６１は、電圧センサ５より入力される３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換するものである。電圧信号三相/二相変換部６１は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを生成する。
【００４２】
電圧信号三相/二相変換部６１で行われる変換処理は、下記（１）式に示す行列式で表される。
【数１】
【００４３】
正相分電圧信号抽出部６２ａおよび逆相分電圧信号抽出部６２ｂは、電圧信号三相/二相変換部６１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、注入次数間高調波の正相分の信号および逆相分の信号を抽出するものである。正相分電圧信号抽出部６２ａおよび逆相分電圧信号抽出部６２ｂは、本出願の発明者らが開発した、回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を改良した線形時不変の処理（以下では、「ＤＱ−ＬＴＩ変換処理」とする。）を利用したローパスフィルタを用いている。
【００４４】
ＤＱ−ＬＴＩ変換処理は、回転座標変換（ｄｑ変換）を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換（逆ｄｑ変換）を行うのと等価の処理を行うことができ、かつ、線形性および時不変性を有する信号処理である。回転座標変換および静止座標変換は非線形時変の処理なので、これらを用いた制御系の設計に線形制御理論を用いることができないし、システム解析もできない。ＤＱ−ＬＴＩ変換処理は、この問題を解消するために開発されたものであり、回転座標変換を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換を行うのと等価の処理を、伝達関数の行列を用いた演算処理としたものである。
【００４５】
まず、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明する。
【００４６】
図３（ａ）は、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を説明するための図である。当該処理では、まず、信号αおよびβが、回転座標変換によって、信号ｄおよびｑに変換される。信号ｄおよびｑに対して、それぞれ所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理が行われ、信号ｄ’およびｑ’が出力される。次に、信号ｄ’およびｑ’が静止座標変換によって、信号α’およびβ’に変換される。図３（ａ）に示す非線形時変の処理を、図３（ｂ）に示す線形時不変の伝達関数の行列Ｇを用いた処理に変換する。
【００４７】
図３（ａ）に示す回転座標変換は下記（２）式の行列式で表され、静止座標変換は下記（３）式の行列式で表される。
【数２】
【００４８】
したがって、図３（ａ）に示す処理を、行列を用いて、図４（ａ）のように表すことができる。図４（ａ）に示す３つの行列の積を計算し、算出された行列を線形時不変の行列にすることで、図３（ｂ）に示す行列Ｇを算出することができる。このとき、静止座標変換および回転座標変換の行列を行列の積に変換したうえで、算出を行う。
【００４９】
回転座標変換の行列は、下記（４）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。
【数３】
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
【数４】
である。なお、Ｔ-1は、Ｔの逆行列である。
【００５０】
【数５】
となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
【数６】
であることが、確認できる。
【００５１】
また、静止座標変換の行列は、下記（５）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。当該行列の積の中央の行列は線形時不変の行列である。
【数７】
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
【数８】
である。なお、Ｔ-1は、Ｔの逆行列である。
【００５２】
【数９】
となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
【数１０】
であることが、確認できる。
【００５３】
上記（４）式および（５）式を用いて、図４（ａ）に示す３つの行列の積を計算して、行列Ｇを算出すると、下記（６）式のように計算される。
【数１１】
【００５４】
上記（６）式の中央の３つの行列の１行１列目の要素に注目し、これをブロック線図で表すと、図５に示すブロック線図になる。図５に示すブロック線図の入出力特性を計算すると、
【数１２】
となる。ただし、Ｆ（ｓ）はインパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数である 。
【００５５】
ここで、θ（ｔ）＝ωｔとすると、θ（ｔ）−θ（τ）＝ωｔ−ωτ＝ω（ｔ−τ）＝θ（ｔ−τ）となるので、図５に示すブロック線図の入出力特性は、インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊωｔ）を持つ線形時不変系のものに等しい。インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊωｔ）をラプラス変換すると、伝達関数Ｆ（ｓ＋ｊω）が得られる。また、図５に示すブロック線図のexp（ｊθ（ｔ））とexp（−ｊθ（ｔ））とを入れ換えた場合の入出力特性は、伝達関数Ｆ（ｓ−ｊω）の入出力特性になる。
【００５６】
したがって、上記（６）式からさらに計算を進めると、
【数１３】
と計算される。
【００５７】
これにより、図４（ａ）に示す処理を、図４（ｂ）に示す処理に変換することができる。図４（ｂ）に示す処理は、回転座標変換を行ってから所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理であって、当該処理のシステムは線形時不変のシステムである。
【００５８】
ローパスフィルタの伝達関数は、時定数をＴとすると、Ｆ（ｓ）＝１／（Ｔｓ＋１）で表される。したがって、図６に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからローパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列ＧLPFは、上記（７）式を用いて、下記（８）式のように算出される。
【数１４】
【００５９】
図７は、行列ＧLPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列ＧLPFの１行１列要素（以下では、「（１，１）要素」と記載する。他の要素についても同様に記載する。）および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列ＧLPFの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列ＧLPFの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が系統電圧の基本波の周波数（例えば、６０[Ｈｚ]）の場合（すなわち、中心角周波数ω＝１２０π[rad/sec]の場合）のものであり、時定数Ｔを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。
【００６０】
同図（ａ），（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、振幅特性のピークは−６ｄＢ（＝１／２）である。また、時定数Ｔが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列ＧLPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列ＧLPFの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列ＧLPFの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。以下に、三相/二相変換後の２つの信号に対する伝達関数の行列ＧLPFに示す処理を、図８を参照して検討する。
【００６１】
図８は、正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。同図（ａ）は正相分の信号を示しており、同図（ｂ）は逆相分の信号を示している。
【００６２】
同図（ａ）において、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに含まれる注入次数間高調波（中心角周波数ω）の正相分信号を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、時計回りの順番で並んで中心角周波数ωで反時計回りの方向に回転している。前記正相分信号を三相/二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、時計回りの順番で９０度向きが異なっており、中心角周波数ωで反時計回りの方向に回転している。
【００６３】
つまり、α軸信号はβ軸信号より９０度位相が進んでいる。α軸信号に行列ＧLPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない（図７（ａ）参照）。また、β軸信号に行列ＧLPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む（図７（ｂ）参照）。したがって、両者の位相がα軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでα軸信号が再現される。一方、α軸信号に行列ＧLPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる（図７（ｃ）参照）。また、β軸信号に行列ＧLPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相がβ軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでβ軸信号が再現される。
【００６４】
逆相分は相順が正相分とは逆方向になっている成分である。図８（ｂ）において、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに含まれる注入次数間高調波（中心角周波数ω）の逆相分信号を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、反時計回りの順番で並んで中心角周波数ωで反時計回りの方向に回転している。前記逆相分信号を三相/二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、反時計回りの順番で９０度向きが異なっており、角周波数ω0で反時計回りの方向に回転している。
【００６５】
つまり、α軸信号はβ軸信号より９０度位相が遅れている。α軸信号に行列ＧLPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。また、β軸信号に行列ＧLPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、α軸信号にＧLPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる。また、β軸信号に行列ＧLPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。つまり、伝達関数の行列ＧLPFは、注入次数間高調波の正相分信号を通過させ、逆相分信号を遮断する。また、注入次数間高調波以外の周波数の信号（注入次数間高調波以外の高調波、基本波など）は注入次数間高調波より減衰されるので、伝達関数の行列ＧLPFに示す処理は、中心周波数の正相分信号を抽出するバンドパスフィルタ処理であることが確認できる。
【００６６】
伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、正相分信号を遮断し、逆相分信号を通過させる。したがって、中心周波数の逆相分信号を抽出する場合には、伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。
【００６７】
図２に戻って、正相分電圧信号抽出部６２ａは、電圧信号三相/二相変換部６１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、注入次数間高調波の正相分の信号を抽出するものである。抽出された正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐは、正相分系統回路定数算出部６５に出力される。正相分電圧信号抽出部６２ａは、上記（８）式に示す伝達関数の行列ＧLPFに表される処理を行う。つまり、下記（９）式に示す処理を行っている。中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数があらかじめ設定されている。例えば、注入次数間高調波が２．４次高調波の場合、系統電圧の基本波の角周波数をω0＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]）とすると中心角周波数ω＝２．４ω0＝２８８π[rad/sec]（１４４[Ｈｚ]）が設定されている。また、時定数Ｔはあらかじめ設計されている。
【数１５】
【００６８】
正相分電圧信号抽出部６２ａは、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。正相分電圧信号抽出部６２ａで行われる処理は、伝達関数の行列ＧLPFで示されるので、線形時不変の処理である。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。また、正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐは、上記（９）式によって容易に算出される。
【００６９】
逆相分電圧信号抽出部６２ｂは、電圧信号三相/二相変換部６１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、注入次数間高調波の逆相分の信号を抽出するものである。抽出された逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎは、逆相分系統回路定数算出部６６に出力される。逆相分電圧信号抽出部６２ｂは、上記（８）式に示す伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列に表される処理を行う。つまり、逆相分信号を抽出するための処理を行っており、下記（１０）式に示す処理を行っている。正相分電圧信号抽出部６２ａと同様に、中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数があらかじめ設定されている。また、時定数Ｔはあらかじめ設計されている。
【数１６】
【００７０】
逆相分電圧信号抽出部６２ｂは、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。逆相分電圧信号抽出部６２ｂで行われる処理は、伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列で示されるので、線形時不変の処理である。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。また、逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎは、上記（１０）式によって容易に算出される。
【００７１】
電流信号三相/二相変換部６３は、電流センサ４より入力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換するものである。電流信号三相/二相変換部６３は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを生成する。
【００７２】
電流信号三相/二相変換部６３で行われる変換処理は、下記（１１）式に示す行列式で表される。
【数１７】
【００７３】
正相分電流信号抽出部６４ａは、電流信号三相/二相変換部６３より入力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから、注入次数間高調波の正相分の信号を抽出するものである。抽出された正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐは、正相分系統回路定数算出部６５に出力される。正相分電流信号抽出部６４ａは、上記（８）式に示す伝達関数の行列ＧLPFに表される処理を行う。つまり、下記（１２）式に示す処理を行っている。中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数があらかじめ設定されており、時定数Ｔはあらかじめ設計されている。
【数１８】
【００７４】
逆相分電流信号抽出部６４ｂは、電流信号三相/二相変換部６３より入力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから、注入次数間高調波の逆相分の信号を抽出するものである。抽出された逆相分電流信号Ｉαｎ，Ｉβｎは、逆相分系統回路定数算出部６６に出力される。逆相分電流信号抽出部６４ｂは、上記（８）式に示す伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列に表される処理を行う。つまり、下記（１３）式に示す処理を行っている。中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数があらかじめ設定されており、時定数Ｔはあらかじめ設計されている。
【数１９】
【００７５】
正相分系統回路定数算出部６５は、正相分の系統回路定数を算出するものである。本実施形態では、正相分の系統回路定数としてアドミタンスの絶対値を算出している。正相分系統回路定数算出部６５は、正相分電圧信号抽出部６２ａより入力される正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐと、正相分電流信号抽出部６４ａより入力される正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐとから、下記（１４）式によって正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐを算出する。算出された正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐは、単独運転判定部６７に出力される。
【数２０】
【００７６】
逆相分系統回路定数算出部６６は、逆相分の系統回路定数を算出するものである。本実施形態では、逆相分の系統回路定数としてアドミタンスの絶対値を算出している。逆相分系統回路定数算出部６６は、逆相分電圧信号抽出部６２ｂより入力される逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎと、逆相分電流信号抽出部６４ｂより入力される逆相分電流信号Ｉαｎ，Ｉβｎとから、下記（１５）式によって逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎを算出する。算出された逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎは、単独運転判定部６７に出力される。
【数２１】
【００７７】
単独運転判定部６７は、系統連系インバータシステムＡが単独運転状態であるか否かを判定するものである。単独運転判定部６７は、判定指示部６８から判定の指示信号が入力されたときに判定を行い、単独運転状態であると判定した場合に単独運転検出信号を出力する。単独運転判定部６７は、正相分系統回路定数算出部６５から入力される正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐがあらかじめ設定された所定値より小さく、かつ、逆相分系統回路定数算出部６６が算出した逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎがあらかじめ設定された所定値より小さくなった場合に、単独運転状態であると判定する。
【００７８】
正相分系統回路定数算出部６５が算出した正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐは、連系点からみた電力系統Ｂの注入次数間高調波についての正相分のアドミタンスの大きさを示している。また、逆相分系統回路定数算出部６６が算出した逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎは、連系点からみた電力系統Ｂの注入次数間高調波についての逆相分のアドミタンスの大きさを示している。系統連系インバータシステムＡが単独運転状態の場合の連系点からみた電力系統Ｂのアドミタンスの絶対値は、連系状態と比べて小さくなる。したがって、検出されたアドミタンスの絶対値があらかじめ設定された所定値より小さくなった場合に単独運転状態であると判定できる。また、三相交流の電力系統Ｂの相間に単相電流を注入することは、大きさの等しい正相と逆相の三相電流を同時に注入することと等価である。本実施形態では、注入次数間高調波の正相分のアドミタンスの絶対値による判定と、逆相分のアドミタンスの絶対値による判定との２重の判定を行うことで、誤検出を防ぐようにしている。
【００７９】
なお、単独運転状態の判定の方法は上述したものに限られない。上述した判定方法に加えて、正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐと逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎとの差に基づく判定を追加してもよい。当該判定は、定常時は正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐと逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎとがほぼ等しく、系統過渡時は正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐと逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎとが異なることを利用したものである。また、正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐによる判定または逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎによる判定のいずれか一方で単独運転と判定された場合に単独運転状態であると判定するようにしてもよいし、正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐによる判定のみで単独運転状態であると判定するようにしてもよい。また、上述した各判定を組み合わせて判定するようにしてもよい。
【００８０】
なお、正相分系統回路定数算出部６５および逆相分系統回路定数算出部６６が算出する系統回路定数はアドミタンスの絶対値に限られず、インピーダンスの絶対値としてもよい。この場合、単独運転判定部６７は、算出されたインピーダンスの絶対値があらかじめ設定された所定値より大きくなったか否かで判定するようにすればよい。
【００８１】
判定指示部６８は、単独運転状態の判定を指示するものであり、周期的に電流注入装置７に電流注入の指示信号を出力して、合わせて、単独運転判定部６７に判定の指示信号を出力する。なお、判定指示部６８を設けずに、電流注入装置７が周期的に電流注入を行い、これに同期して単独運転判定部６７が判定を行うようにしてもよい。また、電流注入装置７を設けずに、インバータ装置２が次数間高調波の単相電流を注入するようにしてもよい。この場合、判定指示部６８が周期的にインバータ制御装置３の指令値信号生成部３１に電流注入の指示信号を出力して、指令値信号生成部３１が次数間高調波を重畳させて指令値信号を生成するようにすればよい。
【００８２】
本実施形態において、３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが互いに直交するα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換され、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが互いに直交するα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換される。そして、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、注入次数間高調波の正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐおよび逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎがそれぞれ抽出され、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから、注入次数間高調波の正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐおよび逆相分電流信号Ｉαｎ，Ｉβｎがそれぞれが抽出される。そして、抽出された信号から正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐおよび逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎが算出され、これに基づいて単独運転が判定される。伝達関数の行列ＧLPFまたは伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いて信号処理するだけなので、注入次数間高調波の正相分および逆相分の信号を簡単な処理でそれぞれ抽出することができる。
【００８３】
なお、本実施形態においては、正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐと正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐとから上記（１４）式を用いて正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐを算出する場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐおよび正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐを、二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）によって、それぞれ三相の正相分信号に変換し、これらを用いて正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐを算出するようにしてもよい。なお、この場合、上記（１）式に示す三相/二相変換処理の行列、上記（９）式に示す行列、および、二相/三相変換処理の行列の積を算出して、当該積の行列を用いて電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから三相の正相分電圧信号を直接算出するようにしてもよい。また、上記（１１）式に示す三相/二相変換処理の行列、上記（１２）式に示す行列、および、二相/三相変換処理の行列の積を算出して、当該積の行列を用いて電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから三相の正相分電流信号を直接算出するようにしてもよい。逆相分についても同様である。また、上記第１実施形態において、上記（１）式に示す演算および上記（９）式に示す演算に代えて、各行列の積を算出して、当該積の行列を用いた演算を行うようにしてもよい。電流信号、逆相分についても同様である。
【００８４】
本実施形態においては、伝達関数の行列の各要素の時定数が同一である場合について説明したが、要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。
【００８５】
本実施形態においては、正相分電圧信号抽出部６２ａ、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ、正相分電流信号抽出部６４ａ、および逆相分電流信号抽出部６４ｂをそれぞれ個別に設計する場合について説明したが、これに限られない。時定数Ｔを共通にするようにして、いずれか２つ以上を一度に設計するようにしてもよい。
【００８６】
上記第１実施形態においては、ローパスフィルタに代わる処理を行って、注入次数間高調波の正相分の信号および逆相分の信号を抽出する場合について説明したが、ハイパスフィルタに代わる処理を行って、これらの信号を抽出するようにしてもよい。以下に、ハイパスフィルタに代わる処理を行う場合を第２実施形態として説明する。
【００８７】
ハイパスフィルタの伝達関数は、時定数をＴとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｔｓ／（Ｔｓ＋１）で表される。したがって、図９に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからハイパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列ＧHPFは、上記（７）式を用いて、下記（１６）式のように算出される。
【数２２】
【００８８】
図１０は、行列ＧHPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列ＧHPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列ＧHPFの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列ＧHPFの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が６０Ｈｚの場合のものであり、時定数Ｔを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。
【００８９】
同図（ａ）が示す振幅特性は中心周波数近辺で減衰しており、中心周波数での振幅特性は−６ｄＢ（＝１／２）である。また、時定数Ｔが大きくなると、遮断帯域が小さくなっている。同図（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、振幅特性のピークは−６ｄＢ（＝１／２）である。また、時定数Ｔが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。また、同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列ＧHPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列ＧHPFの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列ＧHPFの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度進めて通過させる。以下に、三相/二相変換後の２つの信号に対する伝達関数の行列ＧHPFに示す処理を、図８を参照して検討する。
【００９０】
図８（ａ）において、注入次数間高調波（中心角周波数ω）の正相分信号を三相/二相変換したα軸信号（ベクトルα）に行列ＧHPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない（図１０（ａ）参照）。また、β軸信号（ベクトルβ）に行列ＧHPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる（図１０（ｂ）参照）。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、α軸信号に行列ＧHPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む（図１０（ｃ）参照）。また、β軸信号に行列ＧHPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。
【００９１】
図８（ｂ）において、注入次数間高調波（中心角周波数ω）の逆相分信号を三相/二相変換したα軸信号（ベクトルα）に行列ＧHPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。また、β軸信号（ベクトルβ）に行列ＧHPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる。したがって、両者の位相がα軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでα軸信号が再現される。一方、α軸信号に行列ＧHPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む。また、β軸信号に行列ＧHPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相がβ軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでβ軸信号が再現される。
【００９２】
つまり、伝達関数の行列ＧHPFは、注入次数間高調波の逆相分信号を通過させ、正相分信号を遮断する。また、注入次数間高調波以外の周波数の信号（注入次数間高調波以外の高調波、基本波など）は、行列ＧHPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合はそのまま通過し（図１０（ａ）参照）、（１，２）要素および（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合は減衰するので（図１０（ｂ）、（ｃ）参照）、ほぼそのまま通過する。したがって、伝達関数の行列ＧHPFに示す処理は、中心周波数の正相分信号だけを除去するノッチフィルタ処理であることが確認できる。
【００９３】
伝達関数の行列ＧHPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、逆相分信号を遮断し、正相分信号を通過させる。したがって、中心周波数の逆相分信号だけを除去する場合には、伝達関数の行列ＧHPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。
【００９４】
第２実施形態に係る単独運転検出装置の内部構成を説明するためのブロック図は、図２に示す第１実施形態に係る単独運転検出装置６のものにおいて、正相分電圧信号抽出部６２ａ、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ、正相分電流信号抽出部６４ａ、および逆相分電流信号抽出部６４ｂを、それぞれ、正相分電圧信号抽出部６２ａ’（後述する図１１参照）、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’に変更したものになる（なお、正相分電圧信号抽出部６２ａ’以外は図示しない。）。正相分電圧信号抽出部６２ａ’、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’は、抽出したい成分以外の成分の通過を抑制することで所望の成分を抽出する。
【００９５】
図１１は、正相分電圧信号抽出部６２ａ’の内部構成を説明するためのブロック図である。
【００９６】
同図に示す正相分電圧信号抽出部６２ａ’は、基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６を備えている。基本波正相分遮断部ＮＦ１は、基本波の正相分の信号の通過を抑制するものであり、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFに表される処理を行う。中心角周波数ωとして、系統電圧の基本波の角周波数ω0＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]）があらかじめ設定されている。
【００９７】
基本波逆相分遮断部ＮＦ２は、基本波の逆相分の信号の通過を抑制するものであり、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列に表される処理を行う。中心角周波数ωとして、系統電圧の基本波の角周波数ω0＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]）があらかじめ設定されている。なお、この場合、伝達関数の行列ＧHPFにおいて、中心角周波数ωとして「−ω0」を設定することと同等となる。
【００９８】
注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３は、注入次数間高調波の逆相分の信号の通過を抑制するものであり、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列に表される処理を行う。中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数「２．４ω0」があらかじめ設定されている。なお、この場合、伝達関数の行列ＧHPFにおいて、中心角周波数ωとして「−２．４ω0」を設定することと同等となる。
【００９９】
５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、および１１次高調波遮断部ＮＦ６は、それぞれ、５次高調波（正相分）、７次高調波（正相分）、１１次高調波（正相分）の通過を抑制するものであり、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFに表される処理を行う。中心角周波数ωとして、それぞれ、５次高調波の角周波数「−５ω0」、７次高調波の角周波数「７ω0」、１１次高調波の角周波数「−１１ω0」があらかじめ設定されている。
【０１００】
図１２（ａ）は、正相分電圧信号抽出部６２ａ’の周波数特性を示す図である。基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６は、それぞれ、基本波の正相分、逆相分、注入次数間高調波の逆相分、５次高調波（正相分）、７次高調波（正相分）、１１次高調波（正相分）の通過を抑制する周波数特性を有しているので、正相分電圧信号抽出部６２ａ’全体としての周波数特性は、図１２（ａ）のようになる。同図によると、基本波成分（角周波数「ω0」）、基本波の逆相分（角周波数「−ω0」）、２．４次高調波の逆相分（角周波数「−２．４ω0」）、５次高調波成分（角周波数「−５ω0」）、７次高調波成分（角周波数「７ω0」）、１１次高調波成分（角周波数「−１１ω0」）が抑制され、その他の成分（２．４次高調波の正相分）が通過される。したがって、正相分電圧信号抽出部６２ａ’は、２．４次高調波の正相分のみを好適に通過させることができ、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから２．４次高調波の正相分のみを抽出した正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐを出力する。
【０１０１】
一般的に、電力系統Ｂに重畳されている高調波は、５次、７次、１１次高調波が多いので、本実施形態においては、これらと基本波の正相分および逆相分、注入次数間高調波である２．４次高調波の逆相分を抑制するようにしている。なお、正相分電圧信号抽出部６２ａ’は、抑制する必要がある高調波の次数に応じて設計すればよい。例えば、高調波としては５次高調波のみを抑制したい場合は、７次高調波遮断部ＮＦ５および１１次高調波遮断部ＮＦ６を備えている必要がなく、さらに１３次高調波も抑制したい場合には、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFにおいて、中心角周波数ωとして「１３ω0」を設定した１３次高調波遮断部をさらに備えるようにすればよい。
【０１０２】
正相分電圧信号抽出部６２ａ’は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。また、正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐは、伝達関数の行列式によって容易に算出される。
【０１０３】
逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’も、正相分電圧信号抽出部６２ａ’（図１１参照）と同様に、６つの遮断部を備えている。逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’においては、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３に代えて、注入次数間高調波正相分遮断部ＮＦ３’（図示しない）を備えている点が、正相分電圧信号抽出部６２ａ’と異なる。注入次数間高調波正相分遮断部ＮＦ３’は、注入次数間高調波の正相分の信号の通過を抑制するものであり、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFに表される処理を行う。中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数「２．４ω0」があらかじめ設定されている。
【０１０４】
図１２（ｂ）は、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’の周波数特性を示す図である。基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３’、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６は、それぞれ、基本波の正相分、逆相分、注入次数間高調波の正相分、５次高調波（正相分）、７次高調波（正相分）、１１次高調波（正相分）の通過を抑制する周波数特性を有しているので、正相分電圧信号抽出部６２ｂ’全体としての周波数特性は、図１２（ｂ）のようになる。同図によると、基本波成分（角周波数「ω0」）、基本波の逆相分（角周波数「−ω0」）、２．４次高調波の正相分（角周波数「２．４ω0」）、５次高調波成分（角周波数「−５ω0」）、７次高調波成分（角周波数「７ω0」）、１１次高調波成分（角周波数「−１１ω0」）が抑制され、その他の成分（２．４次高調波の逆相分）が通過される。したがって、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’は、２．４次高調波の逆相分のみを好適に通過させることができ、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから２．４次高調波の逆相分のみを抽出した逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎを出力する。
【０１０５】
正相分電流信号抽出部６４ａ’は、正相分電圧信号抽出部６２ａ’と同様、基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６を備えている。正相分電流信号抽出部６４ａ’の周波数特性も図１２（ａ）の特性を示すので、基本波の正相分および逆相分、２．４次高調波の逆相分、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分が抑制され、その他の成分（２．４次高調波の正相分）が通過される。したがって、２．４次高調波の正相分のみを好適に通過させることができ、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから２．４次高調波の正相分のみを抽出した正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐを出力する。
【０１０６】
逆相分電流信号抽出部６４ｂ’は、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’と同様、基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、注入次数間高調波正相分遮断部ＮＦ３’、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６を備えている。逆相分電流信号抽出部６４ｂ’の周波数特性も図１２（ｂ）の特性を示すので、基本波の正相分および逆相分、２．４次高調波の正相分、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分が抑制され、その他の成分（２．４次高調波の逆相分）が通過される。したがって、２．４次高調波の逆相分のみを好適に通過させることができき、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから２．４次高調波の逆相分のみを抽出した逆相分電流信号Ｉαｎ，Ｉβｎを出力する。
【０１０７】
逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’も、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。
【０１０８】
第２実施形態においても、正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐ、逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎ、正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐ、および逆相分電流信号Ｉαｎ，Ｉβｎを、伝達関数の行列式によって、それぞれ容易に抽出することができ、これらを用いて単独運転の判定をすることができる。したがって、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【０１０９】
なお、第２実施形態においても、第１実施形態の場合と同様に、伝達関数の行列の各要素の時定数に異なる値を用いるようにしてもよいし、時定数Ｔを共通にするようにして、正相分電圧信号抽出部６２ａ’、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’のうちいずれか２つ以上を一度に設計するようにしてもよい。
【０１１０】
第２実施形態においては、正相分電圧信号抽出部６２ａ’、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’の各遮断部で用いられる中心角周波数ωとして固定値をあらかじめ設定しておく場合について説明したが、これに限られない。信号処理のサンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６においては、系統電圧の基本波の角周波数ω0を周波数検出装置などで検出して、検出された角周波数ω0に基づいて中心角周波数ωを設定するようにしてもよい。なお、注入次数間高調波の角周波数は固定されているので、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３および注入次数間高調波正相分遮断部ＮＦ３’においては、当該角周波数を固定値として設定すればよい。第１実施形態においても同様に、注入次数間高調波の角周波数を固定値として設定すればよいので、系統電圧の基本波の角周波数ω0を周波数検出装置などで検出する必要はない。
【０１１１】
上記第１または第２実施形態においては、ローパスフィルタに代わる処理を用いる正相分電圧信号抽出部６２ａ、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ、正相分電流信号抽出部６４ａ、および逆相分電流信号抽出部６４ｂを備える場合と、ハイパスフィルタに代わる処理を用いる正相分電圧信号抽出部６２ａ’、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’を備える場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分電圧信号抽出部６２ａおよび正相分電流信号抽出部６４ａを備え、ローパスフィルタに代わる処理を用いて正相分の信号を通過させることで抽出し、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’を備え、ハイパスフィルタに代わる処理を用いて逆相分の信号を抽出するようにしてもよい。また、正相分電圧信号抽出部６２ａを備えてローパスフィルタに代わる処理を用いて正相分の信号を通過させることで抽出し、逆相分電圧信号抽出部６２ｂを備えてローパスフィルタに代わる処理を用いて逆相分の信号を通過させることで抽出し、正相分電流信号抽出部６４ａ’を備えてハイパスフィルタに代わる処理を用いて正相分の信号を抽出し、逆相分電流信号抽出部６４ｂ’を備えてハイパスフィルタに代わる処理を用いて逆相分の信号を抽出するようにしてもよい。
【０１１２】
上記第１または第２実施形態においては、電力系統Ｂに２．４次高調波を注入して、検出した電圧信号および電流信号から２．４次高調波成分を抽出する場合について説明したが、これに限られず、２．４次以外の次数間高調波を利用するようにしてもよい。また、次数間高調波でない高調波を利用するようにしてもよい。次数間高調波を利用するようにしたのは、本来電力系統Ｂにほとんど存在しない高調波を利用することで、注入する電流を小さくしても精度よく抽出することができるからである。したがって、電力系統Ｂに存在する量が極めて小さい高調波（例えば、１０次高調波など）であれば、次数間高調波に代えて利用することができる。利用する高調波の角周波数に応じて、中心角周波数ωを設定することで、所望の高調波の正相分の信号および逆相分の信号を抽出することができる。
【０１１３】
上記第１または第２実施形態においては、本発明に係る単独運転検出装置をインバータ制御装置とは別の構成として説明したが、インバータ制御装置に含めて、１つのマイクロコンピュータなどによって実現するようにしてもよい。
【０１１４】
上記第１または第２実施形態においては、本発明に係る単独運転検出装置を系統連系インバータシステムに用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る単独運転検出装置は、例えば同期発電機などの系統連系機器にも用いることができる。
【０１１５】
本発明に係る単独運転検出装置、系統連系インバータシステム、および、単独運転検出方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る単独運転検出装置、系統連系インバータシステム、および、単独運転検出方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。
【符号の説明】
【０１１６】
Ａ 系統連系インバータシステム
１ 直流電源
２ インバータ装置
３ インバータ制御装置
３１ 指令値信号生成部
３２ ＰＷＭ信号生成部
４ 電流センサ
５ 電圧センサ
６ 単独運転検出装置
６１ 電圧信号三相/二相変換部（電圧信号変換手段）
６２ａ，６２ａ’ 正相分電圧信号抽出部
６２ｂ 逆相分電圧信号抽出部
６３ 電流信号三相/二相変換部（電流信号変換手段）
６４ａ 正相分電流信号抽出部
６４ｂ 逆相分電流信号抽出部
６５ 正相分系統回路定数算出部
６６ 逆相分系統回路定数算出部
６７ 単独運転判定部
６８ 判定指示部（電流注入指示手段）
７ 電流注入装置
８ 開閉器
Ｂ 電力系統
Ｃ 負荷
Ｄ 遮断器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単独運転検出装置、当該単独運転検出装置を備えた系統連系インバータシステム、および、単独運転検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して、接続された負荷や電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。
【０００３】
図１３は、従来の単独運転検出装置を備えた系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。
【０００４】
系統連系インバータシステムＡ１００は、直流電源１が生成した直流電力を交流電力に変換して、接続された負荷Ｃや三相の電力系統Ｂに供給するものである。なお、以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。
【０００５】
インバータ装置２は、直流電源１から入力される直流電圧をスイッチング素子（図示しない）のスイッチングにより交流電圧に変換する。インバータ制御装置３は、電流センサ４および電圧センサ５などが検出した電流信号および電圧信号を入力され、これに基づいてＰＷＭ信号を生成してインバータ装置２に出力する。インバータ装置２は、インバータ制御装置３から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを行う。
【０００６】
電力系統Ｂで事故が発生した場合などには、電力系統Ｂ側に設けられた保護装置によって遮断器Ｄが作動するため、系統連系インバータシステムＡ１００は電力系統Ｂから切り離される（停電）。この場合、負荷Ｃに系統連系インバータシステムＡ１００のみから電力を供給している単独運転状態となる。系統連系インバータシステムＡ１００の出力電力と負荷Ｃの消費電力とがつりあうような条件においては、系統連系インバータシステムＡ１００は電力系統Ｂの停電を検出することができない。保全作業者の安全確保のため、系統連系インバータシステムＡ１００には、単独運転を検出して、系統連系インバータシステムＡ１００から負荷Ｃを切り離し、電力変換動作を自動的に停止させる機能が設けられている。また、遮断器Ｄによって切り離された直後に再閉路を行った場合、位相がずれた状態で接続されて大きな過電流が流れる場合がある。この場合、遮断器Ｄが再度切り離され、電力系統Ｂの上位の変電所にも影響が出て、最悪の場合には広域停電になる可能性がある。これを防ぐためにも、単独運転を適切かつ高速に検出する必要がある。
【０００７】
単独運転検出装置６００は、系統連系インバータシステムＡ１００の単独運転を検出するためのものである。単独運転検出装置６００は、単独運転を検出すると、開閉器８に開放信号を出力し、インバータ制御装置３に停止信号を出力する。開放信号を入力された開閉器８は、系統連系インバータシステムＡ１００と負荷Ｃとの接続を切り離す。また、停止信号を入力されたインバータ制御装置３は、ＰＷＭ信号の生成を停止して電力変換動作を停止する。これにより、系統連系インバータシステムＡ１００の単独運転状態が回避される。
【０００８】
単独運転検出装置６００が単独運転を検出する方法には、連系運転から単独運転に変化したときに生じる電圧波形や位相の変化を検出することで単独運転状態を検出する受動方式と、周期的に変動要因を与えて、それに対応して電圧波形や位相が変化した場合に単独運転状態であることを検出する能動方式とがある。このうち、能動方式として、次数間高調波検出方式の単独運転検出方法が開発されている。次数間高調波検出方式の単独運転検出方法は、電力系統Ｂには通常含まれない高調波であって、電力系統Ｂの基本波の非整数倍の周波数の高調波（以下では、「次数間高調波」という。）の電流を電力系統Ｂに注入して、連系点からみた電力系統Ｂの当該次数間高調波についてのインピーダンスまたはアドミタンスを検出し、その変化から単独運転を検出するものである。
【０００９】
単独運転検出装置６００は、周期的に電流注入装置７に指令を出して、次数間高調波（例えば、２．４次高調波）の単相電流を電力系統Ｂの所定の相間（例えばＵ相Ｖ相間）に注入させる。そして、電流センサ４より入力される電流信号および電圧センサ５より入力される電圧信号から、離散的フーリエ変換と対称座標変換によって、当該次数間高調波の正相分の信号と逆相分の信号とをそれぞれ抽出する。単独運転検出装置６００は、正相分の電圧信号および電流信号から正相分のアドミタンスを算出し、逆相分の電圧信号および電流信号から逆相分のアドミタンスを算出する。そして、正相分のアドミタンスの変化から単独運転が検出され、かつ、逆相分のアドミタンスの変化からも単独運転が検出された場合に、単独運転を検出したと判定する。単独運転を検出したと判定した場合、単独運転検出装置６００は、開閉器８に開放信号を出力し、インバータ制御装置３に停止信号を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００３−２５０２２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上述した方法の場合、電流信号および電圧信号から次数間高調波成分の正相分の信号と逆相分の信号とをそれぞれ抽出するときに、まず、フーリエ級数展開した各係数に対して離散的フーリエ変換を用いることで次数間高調波成分の信号を抽出し、さらに対称座標変換を行って正相分の信号と逆相分の信号とを抽出する必要がある。
【００１２】
本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、注入された高調波の正相分の信号と逆相分の信号とを簡単な処理で抽出することができる単独運転検出装置を提供することをその目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。
【００１４】
本発明の第１の側面によって提供される単独運転検出装置は、三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出装置であって、前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる電流注入指示手段と、検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する電圧信号変換手段と、検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する電流信号変換手段と、前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する正相分電圧信号抽出手段と、前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する逆相分電圧信号抽出手段と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する正相分電流信号抽出手段と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する逆相分電流信号抽出手段と、前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する正相分系統回路定数算出手段と、前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する逆相分系統回路定数算出手段と、前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する単独運転判定手段とを備えており、前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ・ｓ＋１）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であることを特徴とする。
【００１５】
本発明の第２の側面によって提供される単独運転検出装置は、三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出装置であって、前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる電流注入指示手段と、検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する電圧信号変換手段と、検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する電流信号変換手段と、前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する正相分電圧信号抽出手段と、前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する逆相分電圧信号抽出手段と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する正相分電流信号抽出手段と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する逆相分電流信号抽出手段と、前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する正相分系統回路定数算出手段と、前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する逆相分系統回路定数算出手段と、前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する単独運転判定手段とを備えており、前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ2・ｓ2＋Ｔ・ｓ＋Ｔ2・ω2）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であることを特徴とする。
【００１６】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定角周波数は、前記電力系統の基本波の非整数倍の角周波数である。
【００１７】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記単独運転判定手段は、前記正相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転と判定でき、かつ、前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転と判定できる場合にのみ、単独運転と判定する。
【００１８】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記電流注入指示手段は、前記所定角周波数の高調波電流の注入を、前記系統連系インバータシステムに指示する。
【００１９】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記系統回路定数はアドミタンスの絶対値である。
【００２０】
本発明の第３の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、本発明の第１または第２の側面によって提供される単独運転検出装置を備えていることを特徴とする。
【００２１】
本発明の第４の側面によって提供される単独運転検出方法は、三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出方法であって、前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる第１の工程と、検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する第２の工程と、検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する第３の工程と、前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する第４の工程と、前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する第５の工程と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する第６の工程と、前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する第７の工程と、前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する第８の工程と、前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する第９の工程と、前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する第１０の工程とを備えており、前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ・ｓ＋１）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、各電圧信号および各電流信号から、所定角周波数の正相分および逆相分の信号がそれぞれ抽出され、抽出された正相分の信号を用いて正相分の系統回路定数が算出され、抽出された逆相分の信号を用いて逆相分の系統回路定数が算出される。そして、算出された正相分の系統回路定数および逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転が検出される。第１ないし第３の伝達関数を用いて信号処理するだけなので、所定角周波数の正相分および逆相分の信号を簡単な処理でそれぞれ抽出することができる。
【００２３】
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。
【図２】第１実施形態に係る単独運転検出装置の内部構成を説明するためのブロック図である。
【図３】回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図である。
【図４】回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図であり、行列で表したものである。
【図５】行列の計算を説明するためのブロック線図である。
【図６】回転座標変換を行ってからローパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。
【図７】行列ＧLPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。
【図８】正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。
【図９】回転座標変換を行ってからハイパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。
【図１０】行列ＧHPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。
【図１１】第２実施形態に係る正相分電圧信号抽出部の内部構成を説明するためのブロック図である。
【図１２】第２実施形態に係る正相分（逆相分）電圧（電流）信号抽出部の周波数特性を示す図である。
【図１３】従来の単独運転検出装置を備えた系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る単独運転検出装置を系統連系インバータシステムに備えた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。
【００２６】
図１は、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。
【００２７】
同図に示すように、系統連系インバータシステムＡは、直流電源１、インバータ装置２、インバータ制御装置３、電流センサ４、電圧センサ５、単独運転検出装置６、電流注入装置７、および開閉器８を備えている。直流電源１は、インバータ装置２に接続している。インバータ装置２は、開閉器８を介して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の出力ラインで、三相交流の電力系統Ｂに接続している。電流センサ４および電圧センサ５は、インバータ装置２の出力側に設置されている。インバータ制御装置３は、インバータ装置２に接続されている。系統連系インバータシステムＡは、直流電源１が出力する直流電力を交流電力に変換して、電力系統Ｂおよび負荷Ｃに供給する。なお、系統連系インバータシステムＡの構成は、これに限られない。例えば、インバータ装置２の制御に必要な他のセンサを設けていてもよい。
【００２８】
直流電源１は、直流電力を出力するものであり、例えば太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１は、生成された直流電力を、インバータ装置２に出力する。なお、直流電源１は、太陽電池により直流電力を生成するものに限定されない。例えば、直流電源１は、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池であってもよいし、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。
【００２９】
インバータ装置２は、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換して、負荷Ｃおよび電力系統Ｂに出力するものである。インバータ装置２は、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型三相インバータ回路を備えている。当該インバータ回路は、インバータ制御装置３から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。また、インバータ装置２は、内蔵するフィルタ回路（図示しない）によって、スイッチングによる高周波成分を除去し、内蔵する変圧回路によって、交流電圧を系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。なお、インバータ装置２の構成は、これに限られない。例えば、インバータ回路はマルチレベルインバータ回路であってもよい。また、変圧回路を設けない、いわゆるトランスレス方式としてもよい。また、直流電源１とインバータ装置２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設けるようにしてもよい。
【００３０】
インバータ制御装置３は、インバータ装置２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。インバータ制御装置３は、電流センサ４から入力される電流信号Ｉ、および、電圧センサ５から入力される電圧信号Ｖに基づいて、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号を生成し、当該指令値信号に基づいて生成されるパルス信号をＰＷＭ信号として出力する。インバータ装置２は、入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、指令値信号に対応した波形の交流電圧を出力する。
【００３１】
インバータ制御装置３は、指令値信号生成部３１およびＰＷＭ信号生成部３２を備えている。
【００３２】
指令値信号生成部３１は、電流センサ４から電流信号Ｉを入力され、電圧センサ５から電圧信号Ｖを入力され、系統連系インバータシステムＡの出力電力の制御や出力電流の制御を行うための補償信号を生成し、これに基づいて指令値信号を生成する。生成された指令値信号は、ＰＷＭ信号生成部３２に出力される。なお、各制御や指令値信号の生成方法の説明は省略する。
【００３３】
ＰＷＭ信号生成部３２は、入力される指令値信号と、所定の周波数（例えば、４ｋＨｚ）の三角波信号として生成されたキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する。三角波比較法では、指令値信号とキャリア信号とがそれぞれ比較され、例えば、指令値信号がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、小さい場合にローレベルとなるパルス信号がＰＷＭ信号として生成される。生成されたＰＷＭ信号は、インバータ装置２に出力される。また、ＰＷＭ信号生成部３２は、単独運転検出装置６から単独運転検出信号（停止信号）を入力された場合に、ＰＷＭ信号の生成を停止する。これにより、インバータ装置２の電力変換動作は停止する。
【００３４】
電流センサ４は、電力系統Ｂとの連系点での各相を流れる電流（すなわち、系統連系インバータシステムＡの出力電流）を検出するものである。検出された電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、インバータ制御装置３および単独運転検出装置６に入力される。電圧センサ５は、電力系統Ｂとの連系点の各相の電圧を検出するものである。検出された電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は、インバータ制御装置３および単独運転検出装置６に入力される。なお、系統連系インバータシステムＡが電力系統Ｂに連系している場合、連系点の電圧は系統電圧とほぼ一致している。
【００３５】
単独運転検出装置６は、単独運転を検出するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。単独運転検出装置６は、電流注入装置７に電流注入の指示信号を周期的に出力して、電流注入装置７に次数間高調波の電流を電力系統Ｂに注入させる。単独運転検出装置６は、電流注入装置７が次数間高調波の電流を注入したときに検出される電圧信号および電流信号に基づいて、単独運転を検出する。単独運転の検出方法の詳細については後述する。単独運転検出装置６は、単独運転を検出した場合に単独運転検出信号を出力する。単独運転検出装置６が出力した単独運転検出信号は、停止信号としてインバータ制御装置３のＰＷＭ信号生成部３２に入力され、開放信号として開閉器８に入力される。
【００３６】
電流注入装置７は、電力系統Ｂに次数間高調波の単相電流を注入するものであり、インバータ回路および変圧器などにより構成されている。電流注入装置７は、単独運転検出装置６から入力される指示信号に応じて、次数間高調波の単相電流を電力系統Ｂの所定の相間（例えば、Ｕ相Ｖ相間）に注入する。本実施形態では、注入する次数間高調波として、例えば、２．４次高調波を用いている。以下では、電流注入装置７が注入する次数間高調波を「注入次数間高調波」とする。
【００３７】
開閉器８は、系統連系インバータシステムＡと負荷Ｃとの接続を切り離すものである。開閉器８は、単独運転検出装置６から単独運転検出信号（開放信号）が入力された場合に、系統連系インバータシステムＡと負荷Ｃとの接続を切り離す。これにより、系統連系インバータシステムＡの単独運転状態が回避される。
【００３８】
次に、単独運転検出装置６の詳細について、図２〜図８を参照して説明する。
【００３９】
図２は、単独運転検出装置６の内部構成を説明するためのブロック図である。
【００４０】
同図に示すように、単独運転検出装置６は、電圧信号三相/二相変換部６１、正相分電圧信号抽出部６２ａ、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ、電流信号三相/二相変換部６３、正相分電流信号抽出部６４ａ、逆相分電流信号抽出部６４ｂ、正相分系統回路定数算出部６５、逆相分系統回路定数算出部６６、単独運転判定部６７、および、判定指示部６８を備えている。なお、本発明は能動方式の単独運転検出方法に関するものなので、能動方式の単独運転検出のための構成のみを記載して説明している。実際には、単独運転検出装置６は受動方式の単独運転検出のための構成も備えているが、本実施形態ではその記載および説明を省略している。
【００４１】
電圧信号三相/二相変換部６１は、電圧センサ５より入力される３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換するものである。電圧信号三相/二相変換部６１は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを生成する。
【００４２】
電圧信号三相/二相変換部６１で行われる変換処理は、下記（１）式に示す行列式で表される。
【数１】
【００４３】
正相分電圧信号抽出部６２ａおよび逆相分電圧信号抽出部６２ｂは、電圧信号三相/二相変換部６１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、注入次数間高調波の正相分の信号および逆相分の信号を抽出するものである。正相分電圧信号抽出部６２ａおよび逆相分電圧信号抽出部６２ｂは、本出願の発明者らが開発した、回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を改良した線形時不変の処理（以下では、「ＤＱ−ＬＴＩ変換処理」とする。）を利用したローパスフィルタを用いている。
【００４４】
ＤＱ−ＬＴＩ変換処理は、回転座標変換（ｄｑ変換）を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換（逆ｄｑ変換）を行うのと等価の処理を行うことができ、かつ、線形性および時不変性を有する信号処理である。回転座標変換および静止座標変換は非線形時変の処理なので、これらを用いた制御系の設計に線形制御理論を用いることができないし、システム解析もできない。ＤＱ−ＬＴＩ変換処理は、この問題を解消するために開発されたものであり、回転座標変換を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換を行うのと等価の処理を、伝達関数の行列を用いた演算処理としたものである。
【００４５】
まず、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明する。
【００４６】
図３（ａ）は、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を説明するための図である。当該処理では、まず、信号αおよびβが、回転座標変換によって、信号ｄおよびｑに変換される。信号ｄおよびｑに対して、それぞれ所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理が行われ、信号ｄ’およびｑ’が出力される。次に、信号ｄ’およびｑ’が静止座標変換によって、信号α’およびβ’に変換される。図３（ａ）に示す非線形時変の処理を、図３（ｂ）に示す線形時不変の伝達関数の行列Ｇを用いた処理に変換する。
【００４７】
図３（ａ）に示す回転座標変換は下記（２）式の行列式で表され、静止座標変換は下記（３）式の行列式で表される。
【数２】
【００４８】
したがって、図３（ａ）に示す処理を、行列を用いて、図４（ａ）のように表すことができる。図４（ａ）に示す３つの行列の積を計算し、算出された行列を線形時不変の行列にすることで、図３（ｂ）に示す行列Ｇを算出することができる。このとき、静止座標変換および回転座標変換の行列を行列の積に変換したうえで、算出を行う。
【００４９】
回転座標変換の行列は、下記（４）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。
【数３】
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
【数４】
である。なお、Ｔ-1は、Ｔの逆行列である。
【００５０】
【数５】
となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
【数６】
であることが、確認できる。
【００５１】
また、静止座標変換の行列は、下記（５）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。当該行列の積の中央の行列は線形時不変の行列である。
【数７】
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
【数８】
である。なお、Ｔ-1は、Ｔの逆行列である。
【００５２】
【数９】
となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
【数１０】
であることが、確認できる。
【００５３】
上記（４）式および（５）式を用いて、図４（ａ）に示す３つの行列の積を計算して、行列Ｇを算出すると、下記（６）式のように計算される。
【数１１】
【００５４】
上記（６）式の中央の３つの行列の１行１列目の要素に注目し、これをブロック線図で表すと、図５に示すブロック線図になる。図５に示すブロック線図の入出力特性を計算すると、
【数１２】
となる。ただし、Ｆ（ｓ）はインパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数である 。
【００５５】
ここで、θ（ｔ）＝ωｔとすると、θ（ｔ）−θ（τ）＝ωｔ−ωτ＝ω（ｔ−τ）＝θ（ｔ−τ）となるので、図５に示すブロック線図の入出力特性は、インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊωｔ）を持つ線形時不変系のものに等しい。インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊωｔ）をラプラス変換すると、伝達関数Ｆ（ｓ＋ｊω）が得られる。また、図５に示すブロック線図のexp（ｊθ（ｔ））とexp（−ｊθ（ｔ））とを入れ換えた場合の入出力特性は、伝達関数Ｆ（ｓ−ｊω）の入出力特性になる。
【００５６】
したがって、上記（６）式からさらに計算を進めると、
【数１３】
と計算される。
【００５７】
これにより、図４（ａ）に示す処理を、図４（ｂ）に示す処理に変換することができる。図４（ｂ）に示す処理は、回転座標変換を行ってから所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理であって、当該処理のシステムは線形時不変のシステムである。
【００５８】
ローパスフィルタの伝達関数は、時定数をＴとすると、Ｆ（ｓ）＝１／（Ｔｓ＋１）で表される。したがって、図６に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからローパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列ＧLPFは、上記（７）式を用いて、下記（８）式のように算出される。
【数１４】
【００５９】
図７は、行列ＧLPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列ＧLPFの１行１列要素（以下では、「（１，１）要素」と記載する。他の要素についても同様に記載する。）および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列ＧLPFの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列ＧLPFの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が系統電圧の基本波の周波数（例えば、６０[Ｈｚ]）の場合（すなわち、中心角周波数ω＝１２０π[rad/sec]の場合）のものであり、時定数Ｔを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。
【００６０】
同図（ａ），（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、振幅特性のピークは−６ｄＢ（＝１／２）である。また、時定数Ｔが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列ＧLPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列ＧLPFの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列ＧLPFの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。以下に、三相/二相変換後の２つの信号に対する伝達関数の行列ＧLPFに示す処理を、図８を参照して検討する。
【００６１】
図８は、正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。同図（ａ）は正相分の信号を示しており、同図（ｂ）は逆相分の信号を示している。
【００６２】
同図（ａ）において、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに含まれる注入次数間高調波（中心角周波数ω）の正相分信号を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、時計回りの順番で並んで中心角周波数ωで反時計回りの方向に回転している。前記正相分信号を三相/二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、時計回りの順番で９０度向きが異なっており、中心角周波数ωで反時計回りの方向に回転している。
【００６３】
つまり、α軸信号はβ軸信号より９０度位相が進んでいる。α軸信号に行列ＧLPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない（図７（ａ）参照）。また、β軸信号に行列ＧLPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む（図７（ｂ）参照）。したがって、両者の位相がα軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでα軸信号が再現される。一方、α軸信号に行列ＧLPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる（図７（ｃ）参照）。また、β軸信号に行列ＧLPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相がβ軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでβ軸信号が再現される。
【００６４】
逆相分は相順が正相分とは逆方向になっている成分である。図８（ｂ）において、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに含まれる注入次数間高調波（中心角周波数ω）の逆相分信号を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、反時計回りの順番で並んで中心角周波数ωで反時計回りの方向に回転している。前記逆相分信号を三相/二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、反時計回りの順番で９０度向きが異なっており、角周波数ω0で反時計回りの方向に回転している。
【００６５】
つまり、α軸信号はβ軸信号より９０度位相が遅れている。α軸信号に行列ＧLPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。また、β軸信号に行列ＧLPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、α軸信号にＧLPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる。また、β軸信号に行列ＧLPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。つまり、伝達関数の行列ＧLPFは、注入次数間高調波の正相分信号を通過させ、逆相分信号を遮断する。また、注入次数間高調波以外の周波数の信号（注入次数間高調波以外の高調波、基本波など）は注入次数間高調波より減衰されるので、伝達関数の行列ＧLPFに示す処理は、中心周波数の正相分信号を抽出するバンドパスフィルタ処理であることが確認できる。
【００６６】
伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、正相分信号を遮断し、逆相分信号を通過させる。したがって、中心周波数の逆相分信号を抽出する場合には、伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。
【００６７】
図２に戻って、正相分電圧信号抽出部６２ａは、電圧信号三相/二相変換部６１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、注入次数間高調波の正相分の信号を抽出するものである。抽出された正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐは、正相分系統回路定数算出部６５に出力される。正相分電圧信号抽出部６２ａは、上記（８）式に示す伝達関数の行列ＧLPFに表される処理を行う。つまり、下記（９）式に示す処理を行っている。中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数があらかじめ設定されている。例えば、注入次数間高調波が２．４次高調波の場合、系統電圧の基本波の角周波数をω0＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]）とすると中心角周波数ω＝２．４ω0＝２８８π[rad/sec]（１４４[Ｈｚ]）が設定されている。また、時定数Ｔはあらかじめ設計されている。
【数１５】
【００６８】
正相分電圧信号抽出部６２ａは、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。正相分電圧信号抽出部６２ａで行われる処理は、伝達関数の行列ＧLPFで示されるので、線形時不変の処理である。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。また、正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐは、上記（９）式によって容易に算出される。
【００６９】
逆相分電圧信号抽出部６２ｂは、電圧信号三相/二相変換部６１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、注入次数間高調波の逆相分の信号を抽出するものである。抽出された逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎは、逆相分系統回路定数算出部６６に出力される。逆相分電圧信号抽出部６２ｂは、上記（８）式に示す伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列に表される処理を行う。つまり、逆相分信号を抽出するための処理を行っており、下記（１０）式に示す処理を行っている。正相分電圧信号抽出部６２ａと同様に、中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数があらかじめ設定されている。また、時定数Ｔはあらかじめ設計されている。
【数１６】
【００７０】
逆相分電圧信号抽出部６２ｂは、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。逆相分電圧信号抽出部６２ｂで行われる処理は、伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列で示されるので、線形時不変の処理である。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。また、逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎは、上記（１０）式によって容易に算出される。
【００７１】
電流信号三相/二相変換部６３は、電流センサ４より入力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換するものである。電流信号三相/二相変換部６３は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを生成する。
【００７２】
電流信号三相/二相変換部６３で行われる変換処理は、下記（１１）式に示す行列式で表される。
【数１７】
【００７３】
正相分電流信号抽出部６４ａは、電流信号三相/二相変換部６３より入力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから、注入次数間高調波の正相分の信号を抽出するものである。抽出された正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐは、正相分系統回路定数算出部６５に出力される。正相分電流信号抽出部６４ａは、上記（８）式に示す伝達関数の行列ＧLPFに表される処理を行う。つまり、下記（１２）式に示す処理を行っている。中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数があらかじめ設定されており、時定数Ｔはあらかじめ設計されている。
【数１８】
【００７４】
逆相分電流信号抽出部６４ｂは、電流信号三相/二相変換部６３より入力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから、注入次数間高調波の逆相分の信号を抽出するものである。抽出された逆相分電流信号Ｉαｎ，Ｉβｎは、逆相分系統回路定数算出部６６に出力される。逆相分電流信号抽出部６４ｂは、上記（８）式に示す伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列に表される処理を行う。つまり、下記（１３）式に示す処理を行っている。中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数があらかじめ設定されており、時定数Ｔはあらかじめ設計されている。
【数１９】
【００７５】
正相分系統回路定数算出部６５は、正相分の系統回路定数を算出するものである。本実施形態では、正相分の系統回路定数としてアドミタンスの絶対値を算出している。正相分系統回路定数算出部６５は、正相分電圧信号抽出部６２ａより入力される正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐと、正相分電流信号抽出部６４ａより入力される正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐとから、下記（１４）式によって正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐを算出する。算出された正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐは、単独運転判定部６７に出力される。
【数２０】
【００７６】
逆相分系統回路定数算出部６６は、逆相分の系統回路定数を算出するものである。本実施形態では、逆相分の系統回路定数としてアドミタンスの絶対値を算出している。逆相分系統回路定数算出部６６は、逆相分電圧信号抽出部６２ｂより入力される逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎと、逆相分電流信号抽出部６４ｂより入力される逆相分電流信号Ｉαｎ，Ｉβｎとから、下記（１５）式によって逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎを算出する。算出された逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎは、単独運転判定部６７に出力される。
【数２１】
【００７７】
単独運転判定部６７は、系統連系インバータシステムＡが単独運転状態であるか否かを判定するものである。単独運転判定部６７は、判定指示部６８から判定の指示信号が入力されたときに判定を行い、単独運転状態であると判定した場合に単独運転検出信号を出力する。単独運転判定部６７は、正相分系統回路定数算出部６５から入力される正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐがあらかじめ設定された所定値より小さく、かつ、逆相分系統回路定数算出部６６が算出した逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎがあらかじめ設定された所定値より小さくなった場合に、単独運転状態であると判定する。
【００７８】
正相分系統回路定数算出部６５が算出した正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐは、連系点からみた電力系統Ｂの注入次数間高調波についての正相分のアドミタンスの大きさを示している。また、逆相分系統回路定数算出部６６が算出した逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎは、連系点からみた電力系統Ｂの注入次数間高調波についての逆相分のアドミタンスの大きさを示している。系統連系インバータシステムＡが単独運転状態の場合の連系点からみた電力系統Ｂのアドミタンスの絶対値は、連系状態と比べて小さくなる。したがって、検出されたアドミタンスの絶対値があらかじめ設定された所定値より小さくなった場合に単独運転状態であると判定できる。また、三相交流の電力系統Ｂの相間に単相電流を注入することは、大きさの等しい正相と逆相の三相電流を同時に注入することと等価である。本実施形態では、注入次数間高調波の正相分のアドミタンスの絶対値による判定と、逆相分のアドミタンスの絶対値による判定との２重の判定を行うことで、誤検出を防ぐようにしている。
【００７９】
なお、単独運転状態の判定の方法は上述したものに限られない。上述した判定方法に加えて、正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐと逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎとの差に基づく判定を追加してもよい。当該判定は、定常時は正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐと逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎとがほぼ等しく、系統過渡時は正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐと逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎとが異なることを利用したものである。また、正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐによる判定または逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎによる判定のいずれか一方で単独運転と判定された場合に単独運転状態であると判定するようにしてもよいし、正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐによる判定のみで単独運転状態であると判定するようにしてもよい。また、上述した各判定を組み合わせて判定するようにしてもよい。
【００８０】
なお、正相分系統回路定数算出部６５および逆相分系統回路定数算出部６６が算出する系統回路定数はアドミタンスの絶対値に限られず、インピーダンスの絶対値としてもよい。この場合、単独運転判定部６７は、算出されたインピーダンスの絶対値があらかじめ設定された所定値より大きくなったか否かで判定するようにすればよい。
【００８１】
判定指示部６８は、単独運転状態の判定を指示するものであり、周期的に電流注入装置７に電流注入の指示信号を出力して、合わせて、単独運転判定部６７に判定の指示信号を出力する。なお、判定指示部６８を設けずに、電流注入装置７が周期的に電流注入を行い、これに同期して単独運転判定部６７が判定を行うようにしてもよい。また、電流注入装置７を設けずに、インバータ装置２が次数間高調波の単相電流を注入するようにしてもよい。この場合、判定指示部６８が周期的にインバータ制御装置３の指令値信号生成部３１に電流注入の指示信号を出力して、指令値信号生成部３１が次数間高調波を重畳させて指令値信号を生成するようにすればよい。
【００８２】
本実施形態において、３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが互いに直交するα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換され、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが互いに直交するα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換される。そして、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、注入次数間高調波の正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐおよび逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎがそれぞれ抽出され、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから、注入次数間高調波の正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐおよび逆相分電流信号Ｉαｎ，Ｉβｎがそれぞれが抽出される。そして、抽出された信号から正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐおよび逆相分のアドミタンスの絶対値Ｙｎが算出され、これに基づいて単独運転が判定される。伝達関数の行列ＧLPFまたは伝達関数の行列ＧLPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いて信号処理するだけなので、注入次数間高調波の正相分および逆相分の信号を簡単な処理でそれぞれ抽出することができる。
【００８３】
なお、本実施形態においては、正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐと正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐとから上記（１４）式を用いて正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐを算出する場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐおよび正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐを、二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）によって、それぞれ三相の正相分信号に変換し、これらを用いて正相分のアドミタンスの絶対値Ｙｐを算出するようにしてもよい。なお、この場合、上記（１）式に示す三相/二相変換処理の行列、上記（９）式に示す行列、および、二相/三相変換処理の行列の積を算出して、当該積の行列を用いて電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから三相の正相分電圧信号を直接算出するようにしてもよい。また、上記（１１）式に示す三相/二相変換処理の行列、上記（１２）式に示す行列、および、二相/三相変換処理の行列の積を算出して、当該積の行列を用いて電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから三相の正相分電流信号を直接算出するようにしてもよい。逆相分についても同様である。また、上記第１実施形態において、上記（１）式に示す演算および上記（９）式に示す演算に代えて、各行列の積を算出して、当該積の行列を用いた演算を行うようにしてもよい。電流信号、逆相分についても同様である。
【００８４】
本実施形態においては、伝達関数の行列の各要素の時定数が同一である場合について説明したが、要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。
【００８５】
本実施形態においては、正相分電圧信号抽出部６２ａ、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ、正相分電流信号抽出部６４ａ、および逆相分電流信号抽出部６４ｂをそれぞれ個別に設計する場合について説明したが、これに限られない。時定数Ｔを共通にするようにして、いずれか２つ以上を一度に設計するようにしてもよい。
【００８６】
上記第１実施形態においては、ローパスフィルタに代わる処理を行って、注入次数間高調波の正相分の信号および逆相分の信号を抽出する場合について説明したが、ハイパスフィルタに代わる処理を行って、これらの信号を抽出するようにしてもよい。以下に、ハイパスフィルタに代わる処理を行う場合を第２実施形態として説明する。
【００８７】
ハイパスフィルタの伝達関数は、時定数をＴとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｔｓ／（Ｔｓ＋１）で表される。したがって、図９に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからハイパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列ＧHPFは、上記（７）式を用いて、下記（１６）式のように算出される。
【数２２】
【００８８】
図１０は、行列ＧHPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列ＧHPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列ＧHPFの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列ＧHPFの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が６０Ｈｚの場合のものであり、時定数Ｔを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。
【００８９】
同図（ａ）が示す振幅特性は中心周波数近辺で減衰しており、中心周波数での振幅特性は−６ｄＢ（＝１／２）である。また、時定数Ｔが大きくなると、遮断帯域が小さくなっている。同図（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、振幅特性のピークは−６ｄＢ（＝１／２）である。また、時定数Ｔが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。また、同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列ＧHPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列ＧHPFの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列ＧHPFの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度進めて通過させる。以下に、三相/二相変換後の２つの信号に対する伝達関数の行列ＧHPFに示す処理を、図８を参照して検討する。
【００９０】
図８（ａ）において、注入次数間高調波（中心角周波数ω）の正相分信号を三相/二相変換したα軸信号（ベクトルα）に行列ＧHPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない（図１０（ａ）参照）。また、β軸信号（ベクトルβ）に行列ＧHPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる（図１０（ｂ）参照）。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、α軸信号に行列ＧHPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む（図１０（ｃ）参照）。また、β軸信号に行列ＧHPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。
【００９１】
図８（ｂ）において、注入次数間高調波（中心角周波数ω）の逆相分信号を三相/二相変換したα軸信号（ベクトルα）に行列ＧHPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。また、β軸信号（ベクトルβ）に行列ＧHPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる。したがって、両者の位相がα軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでα軸信号が再現される。一方、α軸信号に行列ＧHPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む。また、β軸信号に行列ＧHPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相がβ軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでβ軸信号が再現される。
【００９２】
つまり、伝達関数の行列ＧHPFは、注入次数間高調波の逆相分信号を通過させ、正相分信号を遮断する。また、注入次数間高調波以外の周波数の信号（注入次数間高調波以外の高調波、基本波など）は、行列ＧHPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合はそのまま通過し（図１０（ａ）参照）、（１，２）要素および（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合は減衰するので（図１０（ｂ）、（ｃ）参照）、ほぼそのまま通過する。したがって、伝達関数の行列ＧHPFに示す処理は、中心周波数の正相分信号だけを除去するノッチフィルタ処理であることが確認できる。
【００９３】
伝達関数の行列ＧHPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、逆相分信号を遮断し、正相分信号を通過させる。したがって、中心周波数の逆相分信号だけを除去する場合には、伝達関数の行列ＧHPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。
【００９４】
第２実施形態に係る単独運転検出装置の内部構成を説明するためのブロック図は、図２に示す第１実施形態に係る単独運転検出装置６のものにおいて、正相分電圧信号抽出部６２ａ、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ、正相分電流信号抽出部６４ａ、および逆相分電流信号抽出部６４ｂを、それぞれ、正相分電圧信号抽出部６２ａ’（後述する図１１参照）、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’に変更したものになる（なお、正相分電圧信号抽出部６２ａ’以外は図示しない。）。正相分電圧信号抽出部６２ａ’、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’は、抽出したい成分以外の成分の通過を抑制することで所望の成分を抽出する。
【００９５】
図１１は、正相分電圧信号抽出部６２ａ’の内部構成を説明するためのブロック図である。
【００９６】
同図に示す正相分電圧信号抽出部６２ａ’は、基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６を備えている。基本波正相分遮断部ＮＦ１は、基本波の正相分の信号の通過を抑制するものであり、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFに表される処理を行う。中心角周波数ωとして、系統電圧の基本波の角周波数ω0＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]）があらかじめ設定されている。
【００９７】
基本波逆相分遮断部ＮＦ２は、基本波の逆相分の信号の通過を抑制するものであり、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列に表される処理を行う。中心角周波数ωとして、系統電圧の基本波の角周波数ω0＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]）があらかじめ設定されている。なお、この場合、伝達関数の行列ＧHPFにおいて、中心角周波数ωとして「−ω0」を設定することと同等となる。
【００９８】
注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３は、注入次数間高調波の逆相分の信号の通過を抑制するものであり、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列に表される処理を行う。中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数「２．４ω0」があらかじめ設定されている。なお、この場合、伝達関数の行列ＧHPFにおいて、中心角周波数ωとして「−２．４ω0」を設定することと同等となる。
【００９９】
５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、および１１次高調波遮断部ＮＦ６は、それぞれ、５次高調波（正相分）、７次高調波（正相分）、１１次高調波（正相分）の通過を抑制するものであり、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFに表される処理を行う。中心角周波数ωとして、それぞれ、５次高調波の角周波数「−５ω0」、７次高調波の角周波数「７ω0」、１１次高調波の角周波数「−１１ω0」があらかじめ設定されている。
【０１００】
図１２（ａ）は、正相分電圧信号抽出部６２ａ’の周波数特性を示す図である。基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６は、それぞれ、基本波の正相分、逆相分、注入次数間高調波の逆相分、５次高調波（正相分）、７次高調波（正相分）、１１次高調波（正相分）の通過を抑制する周波数特性を有しているので、正相分電圧信号抽出部６２ａ’全体としての周波数特性は、図１２（ａ）のようになる。同図によると、基本波成分（角周波数「ω0」）、基本波の逆相分（角周波数「−ω0」）、２．４次高調波の逆相分（角周波数「−２．４ω0」）、５次高調波成分（角周波数「−５ω0」）、７次高調波成分（角周波数「７ω0」）、１１次高調波成分（角周波数「−１１ω0」）が抑制され、その他の成分（２．４次高調波の正相分）が通過される。したがって、正相分電圧信号抽出部６２ａ’は、２．４次高調波の正相分のみを好適に通過させることができ、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから２．４次高調波の正相分のみを抽出した正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐを出力する。
【０１０１】
一般的に、電力系統Ｂに重畳されている高調波は、５次、７次、１１次高調波が多いので、本実施形態においては、これらと基本波の正相分および逆相分、注入次数間高調波である２．４次高調波の逆相分を抑制するようにしている。なお、正相分電圧信号抽出部６２ａ’は、抑制する必要がある高調波の次数に応じて設計すればよい。例えば、高調波としては５次高調波のみを抑制したい場合は、７次高調波遮断部ＮＦ５および１１次高調波遮断部ＮＦ６を備えている必要がなく、さらに１３次高調波も抑制したい場合には、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFにおいて、中心角周波数ωとして「１３ω0」を設定した１３次高調波遮断部をさらに備えるようにすればよい。
【０１０２】
正相分電圧信号抽出部６２ａ’は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。また、正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐは、伝達関数の行列式によって容易に算出される。
【０１０３】
逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’も、正相分電圧信号抽出部６２ａ’（図１１参照）と同様に、６つの遮断部を備えている。逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’においては、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３に代えて、注入次数間高調波正相分遮断部ＮＦ３’（図示しない）を備えている点が、正相分電圧信号抽出部６２ａ’と異なる。注入次数間高調波正相分遮断部ＮＦ３’は、注入次数間高調波の正相分の信号の通過を抑制するものであり、上記（１６）式に示す伝達関数の行列ＧHPFに表される処理を行う。中心角周波数ωとして、注入次数間高調波の角周波数「２．４ω0」があらかじめ設定されている。
【０１０４】
図１２（ｂ）は、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’の周波数特性を示す図である。基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３’、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６は、それぞれ、基本波の正相分、逆相分、注入次数間高調波の正相分、５次高調波（正相分）、７次高調波（正相分）、１１次高調波（正相分）の通過を抑制する周波数特性を有しているので、正相分電圧信号抽出部６２ｂ’全体としての周波数特性は、図１２（ｂ）のようになる。同図によると、基本波成分（角周波数「ω0」）、基本波の逆相分（角周波数「−ω0」）、２．４次高調波の正相分（角周波数「２．４ω0」）、５次高調波成分（角周波数「−５ω0」）、７次高調波成分（角周波数「７ω0」）、１１次高調波成分（角周波数「−１１ω0」）が抑制され、その他の成分（２．４次高調波の逆相分）が通過される。したがって、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’は、２．４次高調波の逆相分のみを好適に通過させることができ、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから２．４次高調波の逆相分のみを抽出した逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎを出力する。
【０１０５】
正相分電流信号抽出部６４ａ’は、正相分電圧信号抽出部６２ａ’と同様、基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６を備えている。正相分電流信号抽出部６４ａ’の周波数特性も図１２（ａ）の特性を示すので、基本波の正相分および逆相分、２．４次高調波の逆相分、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分が抑制され、その他の成分（２．４次高調波の正相分）が通過される。したがって、２．４次高調波の正相分のみを好適に通過させることができ、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから２．４次高調波の正相分のみを抽出した正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐを出力する。
【０１０６】
逆相分電流信号抽出部６４ｂ’は、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’と同様、基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、注入次数間高調波正相分遮断部ＮＦ３’、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６を備えている。逆相分電流信号抽出部６４ｂ’の周波数特性も図１２（ｂ）の特性を示すので、基本波の正相分および逆相分、２．４次高調波の正相分、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分が抑制され、その他の成分（２．４次高調波の逆相分）が通過される。したがって、２．４次高調波の逆相分のみを好適に通過させることができき、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから２．４次高調波の逆相分のみを抽出した逆相分電流信号Ｉαｎ，Ｉβｎを出力する。
【０１０７】
逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’も、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。
【０１０８】
第２実施形態においても、正相分電圧信号Ｖαｐ，Ｖβｐ、逆相分電圧信号Ｖαｎ，Ｖβｎ、正相分電流信号Ｉαｐ，Ｉβｐ、および逆相分電流信号Ｉαｎ，Ｉβｎを、伝達関数の行列式によって、それぞれ容易に抽出することができ、これらを用いて単独運転の判定をすることができる。したがって、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【０１０９】
なお、第２実施形態においても、第１実施形態の場合と同様に、伝達関数の行列の各要素の時定数に異なる値を用いるようにしてもよいし、時定数Ｔを共通にするようにして、正相分電圧信号抽出部６２ａ’、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’のうちいずれか２つ以上を一度に設計するようにしてもよい。
【０１１０】
第２実施形態においては、正相分電圧信号抽出部６２ａ’、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’の各遮断部で用いられる中心角周波数ωとして固定値をあらかじめ設定しておく場合について説明したが、これに限られない。信号処理のサンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、基本波正相分遮断部ＮＦ１、基本波逆相分遮断部ＮＦ２、５次高調波遮断部ＮＦ４、７次高調波遮断部ＮＦ５、１１次高調波遮断部ＮＦ６においては、系統電圧の基本波の角周波数ω0を周波数検出装置などで検出して、検出された角周波数ω0に基づいて中心角周波数ωを設定するようにしてもよい。なお、注入次数間高調波の角周波数は固定されているので、注入次数間高調波逆相分遮断部ＮＦ３および注入次数間高調波正相分遮断部ＮＦ３’においては、当該角周波数を固定値として設定すればよい。第１実施形態においても同様に、注入次数間高調波の角周波数を固定値として設定すればよいので、系統電圧の基本波の角周波数ω0を周波数検出装置などで検出する必要はない。
【０１１１】
上記第１または第２実施形態においては、ローパスフィルタに代わる処理を用いる正相分電圧信号抽出部６２ａ、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ、正相分電流信号抽出部６４ａ、および逆相分電流信号抽出部６４ｂを備える場合と、ハイパスフィルタに代わる処理を用いる正相分電圧信号抽出部６２ａ’、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’、正相分電流信号抽出部６４ａ’、および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’を備える場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分電圧信号抽出部６２ａおよび正相分電流信号抽出部６４ａを備え、ローパスフィルタに代わる処理を用いて正相分の信号を通過させることで抽出し、逆相分電圧信号抽出部６２ｂ’および逆相分電流信号抽出部６４ｂ’を備え、ハイパスフィルタに代わる処理を用いて逆相分の信号を抽出するようにしてもよい。また、正相分電圧信号抽出部６２ａを備えてローパスフィルタに代わる処理を用いて正相分の信号を通過させることで抽出し、逆相分電圧信号抽出部６２ｂを備えてローパスフィルタに代わる処理を用いて逆相分の信号を通過させることで抽出し、正相分電流信号抽出部６４ａ’を備えてハイパスフィルタに代わる処理を用いて正相分の信号を抽出し、逆相分電流信号抽出部６４ｂ’を備えてハイパスフィルタに代わる処理を用いて逆相分の信号を抽出するようにしてもよい。
【０１１２】
上記第１または第２実施形態においては、電力系統Ｂに２．４次高調波を注入して、検出した電圧信号および電流信号から２．４次高調波成分を抽出する場合について説明したが、これに限られず、２．４次以外の次数間高調波を利用するようにしてもよい。また、次数間高調波でない高調波を利用するようにしてもよい。次数間高調波を利用するようにしたのは、本来電力系統Ｂにほとんど存在しない高調波を利用することで、注入する電流を小さくしても精度よく抽出することができるからである。したがって、電力系統Ｂに存在する量が極めて小さい高調波（例えば、１０次高調波など）であれば、次数間高調波に代えて利用することができる。利用する高調波の角周波数に応じて、中心角周波数ωを設定することで、所望の高調波の正相分の信号および逆相分の信号を抽出することができる。
【０１１３】
上記第１または第２実施形態においては、本発明に係る単独運転検出装置をインバータ制御装置とは別の構成として説明したが、インバータ制御装置に含めて、１つのマイクロコンピュータなどによって実現するようにしてもよい。
【０１１４】
上記第１または第２実施形態においては、本発明に係る単独運転検出装置を系統連系インバータシステムに用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る単独運転検出装置は、例えば同期発電機などの系統連系機器にも用いることができる。
【０１１５】
本発明に係る単独運転検出装置、系統連系インバータシステム、および、単独運転検出方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る単独運転検出装置、系統連系インバータシステム、および、単独運転検出方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。
【符号の説明】
【０１１６】
Ａ 系統連系インバータシステム
１ 直流電源
２ インバータ装置
３ インバータ制御装置
３１ 指令値信号生成部
３２ ＰＷＭ信号生成部
４ 電流センサ
５ 電圧センサ
６ 単独運転検出装置
６１ 電圧信号三相/二相変換部（電圧信号変換手段）
６２ａ，６２ａ’ 正相分電圧信号抽出部
６２ｂ 逆相分電圧信号抽出部
６３ 電流信号三相/二相変換部（電流信号変換手段）
６４ａ 正相分電流信号抽出部
６４ｂ 逆相分電流信号抽出部
６５ 正相分系統回路定数算出部
６６ 逆相分系統回路定数算出部
６７ 単独運転判定部
６８ 判定指示部（電流注入指示手段）
７ 電流注入装置
８ 開閉器
Ｂ 電力系統
Ｃ 負荷
Ｄ 遮断器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出装置であって、
前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる電流注入指示手段と、
検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する電圧信号変換手段と、
検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する電流信号変換手段と、
前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する正相分電圧信号抽出手段と、
前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する逆相分電圧信号抽出手段と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する正相分電流信号抽出手段と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する逆相分電流信号抽出手段と、
前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する正相分系統回路定数算出手段と、
前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する逆相分系統回路定数算出手段と、
前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する単独運転判定手段と、
を備えており、
前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、
前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ・ｓ＋１）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
である、
ことを特徴とする単独運転検出装置。
【請求項２】
三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出装置であって、
前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる電流注入指示手段と、
検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する電圧信号変換手段と、
検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する電流信号変換手段と、
前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する正相分電圧信号抽出手段と、
前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する逆相分電圧信号抽出手段と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する正相分電流信号抽出手段と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する逆相分電流信号抽出手段と、
前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する正相分系統回路定数算出手段と、
前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する逆相分系統回路定数算出手段と、
前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する単独運転判定手段と、
を備えており、
前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、
前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ2・ｓ2＋Ｔ・ｓ＋Ｔ2・ω2）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
である、
ことを特徴とする単独運転検出装置。
【請求項３】
前記所定角周波数は、前記電力系統の基本波の非整数倍の角周波数である、請求項１または２に記載の単独運転検出装置。
【請求項４】
前記単独運転判定手段は、前記正相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転と判定でき、かつ、前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転と判定できる場合にのみ、単独運転と判定する、請求項１ないし３のいずれかに記載の単独運転検出装置。
【請求項５】
前記電流注入指示手段は、前記所定角周波数の高調波電流の注入を、前記系統連系インバータシステムに指示する、請求項１ないし４のいずれかに記載の単独運転検出装置。
【請求項６】
前記系統回路定数はアドミタンスの絶対値である、請求項１ないし５のいずれかに記載の単独運転検出装置。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれかに記載の単独運転検出装置を備えていることを特徴とする系統連系インバータシステム。
【請求項８】
三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出方法であって、
前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる第１の工程と、
検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する第２の工程と、
検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する第３の工程と、
前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する第４の工程と、
前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する第５の工程と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する第６の工程と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する第７の工程と、
前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する第８の工程と、
前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する第９の工程と、
前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する第１０の工程と、
を備えており、
前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、
前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ・ｓ＋１）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
である、
ことを特徴とする単独運転検出方法。
【請求項１】
三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出装置であって、
前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる電流注入指示手段と、
検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する電圧信号変換手段と、
検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する電流信号変換手段と、
前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する正相分電圧信号抽出手段と、
前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する逆相分電圧信号抽出手段と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する正相分電流信号抽出手段と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する逆相分電流信号抽出手段と、
前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する正相分系統回路定数算出手段と、
前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する逆相分系統回路定数算出手段と、
前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する単独運転判定手段と、
を備えており、
前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、
前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ・ｓ＋１）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
である、
ことを特徴とする単独運転検出装置。
【請求項２】
三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出装置であって、
前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる電流注入指示手段と、
検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する電圧信号変換手段と、
検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する電流信号変換手段と、
前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する正相分電圧信号抽出手段と、
前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する逆相分電圧信号抽出手段と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する正相分電流信号抽出手段と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する逆相分電流信号抽出手段と、
前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する正相分系統回路定数算出手段と、
前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する逆相分系統回路定数算出手段と、
前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する単独運転判定手段と、
を備えており、
前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、
前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ2・ｓ2＋Ｔ・ｓ＋Ｔ2・ω2）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
である、
ことを特徴とする単独運転検出装置。
【請求項３】
前記所定角周波数は、前記電力系統の基本波の非整数倍の角周波数である、請求項１または２に記載の単独運転検出装置。
【請求項４】
前記単独運転判定手段は、前記正相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転と判定でき、かつ、前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転と判定できる場合にのみ、単独運転と判定する、請求項１ないし３のいずれかに記載の単独運転検出装置。
【請求項５】
前記電流注入指示手段は、前記所定角周波数の高調波電流の注入を、前記系統連系インバータシステムに指示する、請求項１ないし４のいずれかに記載の単独運転検出装置。
【請求項６】
前記系統回路定数はアドミタンスの絶対値である、請求項１ないし５のいずれかに記載の単独運転検出装置。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれかに記載の単独運転検出装置を備えていることを特徴とする系統連系インバータシステム。
【請求項８】
三相交流の電力系統に連系する系統連系インバータシステムの単独運転を検出する単独運転検出方法であって、
前記電力系統に所定角周波数の高調波電流を単相注入させる第１の工程と、
検出された三相の電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する第２の工程と、
検出された三相の電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する第３の工程と、
前記第１の電圧信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電圧信号を抽出する第４の工程と、
前記第１の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電圧信号を抽出し、前記第１の電圧信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電圧信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電圧信号を抽出する第５の工程と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の正相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の正相分電流信号を抽出する第６の工程と、
前記第１の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第１の逆相分電流信号を抽出し、前記第１の電流信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の電流信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第２の逆相分電流信号を抽出する第７の工程と、
前記第１の正相分電圧信号および前記第２の正相分電圧信号と、前記第１の正相分電流信号および前記第２の正相分電流信号とから、正相分の系統回路定数を算出する第８の工程と、
前記第１の逆相分電圧信号および前記第２の逆相分電圧信号と、前記第１の逆相分電流信号および前記第２の逆相分電流信号とから、逆相分の系統回路定数を算出する第９の工程と、
前記正相分の系統回路定数および前記逆相分の系統回路定数の変化に基づいて単独運転を判定する第１０の工程と、
を備えており、
前記所定角周波数をω、時定数をＴとした場合、
前記第１の伝達関数は、
Ｇ1（ｓ）＝（Ｔ・ｓ＋１）／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第２の伝達関数は、
Ｇ2（ｓ）＝−Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
であり、
前記第３の伝達関数は、
Ｇ3（ｓ）＝Ｔ・ω／｛（Ｔ・ｓ＋１）2＋（Ｔ・ω）2｝
である、
ことを特徴とする単独運転検出方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図８】
【図９】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図７】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図８】
【図９】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図７】
【図１０】
【公開番号】特開２０１３−１１６０１９（Ｐ２０１３−１１６０１９Ａ）
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２６３１７９（Ｐ２０１１−２６３１７９）
【出願日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
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