双方向スイッチのゲート駆動方法およびそれを用いた電力変換装置
【課題】インバータ等に適用される半導体デバイスとして双方向デバイスを適用した場合に、意図しない過渡期における各部の過電流や過電圧の発生を未然に防止して、低損失なゲート駆動方法を提供することを目的としている。
【解決手段】第一ゲート端子２、第二ゲート端子３、ドレイン端子４、ソース端子５を備え、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を各オンオフすることで４つの動作モードを有する双方向スイッチ１に適用する駆動方法であり、双方向にオフ状態から双方向にオン状態へと移行する際に、直接移行しないように制御する制御手段を備え、双方向にダイオードを介在させない動作モードで主として動作し、過渡期においてはダイオードを介する動作が可能なため、低損失かつ各部の過電圧、過電流を防止できる効果が得られる。
【解決手段】第一ゲート端子２、第二ゲート端子３、ドレイン端子４、ソース端子５を備え、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を各オンオフすることで４つの動作モードを有する双方向スイッチ１に適用する駆動方法であり、双方向にオフ状態から双方向にオン状態へと移行する際に、直接移行しないように制御する制御手段を備え、双方向にダイオードを介在させない動作モードで主として動作し、過渡期においてはダイオードを介する動作が可能なため、低損失かつ各部の過電圧、過電流を防止できる効果が得られる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ゲート信号の制御により４つの状態を有する双方向スイッチのゲート駆動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電子機器の普及がさらに拡大傾向にあるが、同時に電子機器の消費電力増加、引いては地球温暖化などが発生しており、社会的な問題と認識されている。このような社会的背景から、電子機器の低消費電力化の要求も高くなっており、根幹となる電源回路、あるいは電子機器の主たる機能を実現するためのアクチュエータなど待機電力、運転のための電力の何れの電力消費についても技術革新による消費削減が期待されている。
【０００３】
従来、この種の低消費電力化のための技術としては、使用する電圧に応じて、適宜半導体デバイスをＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴの使い分ける、あるいは新しい半導体デバイスとして、双方向性スイッチを利用した電力変換回路が提案されている。以下、双方向性スイッチの駆動方法について、図１２を参照しながら、特許文献１を一例として説明する。
【０００４】
図１２に示すのは、低電圧側に対応する主電極の電位が高電圧側に対応する主電極の電位よりも低い場合のゲート電極の駆動を示し、初期状態は素子が非導通でゲート電極の電位ＶＧ１をゲート閾値以下、ゲート電極の電位ＶＧ２はゲート閾値以上の状態を示している。ここで、ＶＧ１をゲート閾値以上にし、遅延時間τ１後、ＶＧ２をゲート閾値以下にして素子を導通させている。次に、ＶＧ２をゲート閾値以上にして、遅延時間τ２後、ＶＧ１をゲート閾値以下にし、素子を阻止状態としている。また、低電圧側に対応する主電極の電位が高電圧側に対応する主電極の電位よりも高い場合、その動作は、ゲート電極のＶＧ１、ＶＧ２を逆の働きをさせて同様の導通、阻止を切換える制御を行っている。
【０００５】
また特許文献１以外では、単方向スイッチとダイオードを組み合わせた一般的な電力変換回路（例えば、インバータ装置）が考えられる。
【特許文献１】特許第３１８３０５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
このような従来の素子構成におけるゲート駆動方法では、機器に組み込みにおいて主電極に対して順逆の電圧が印加された場合、論理を逆転させる必要があり、その素子構成、ゲート駆動方法を適用した電力変換回路では、過渡期における各部の過電流や過電圧が発生するという課題があった。
【０００７】
また、インダクタンス成分のある負荷（例えばモータなど）が電力変換回路の出力側に接続された場合、還流電流を流すための閉ループの形成が困難であった。すなわち、双方向スイッチを上下アームに配置した場合、前述の意図しない電流ループの代表的な例としてのアーム短絡による短絡電流を防止するためのデッドタイムを設ける必要があるため、上下の双方向スイッチが同時オフしている期間が存在するためである。
【０００８】
また特許文献１以外の一般的な電力変換回路（例えば、インバータ装置）においては、単方向スイッチを組み合わせて構成しているため、簡単なゲート駆動方法にて実現することができる一方、モータなどのインダクタンス成分のある負荷が接続された場合、還流電流がダイオードを流れて還流するため、変換回路における損失が大きくなり、そのため冷却フィン、あるいは冷却ファンなど装置が大型化するという課題があった。
【０００９】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、制御上、意図しない過電流や過電圧の発生を未然に防止すると共に、低損失な双方向スイッチのゲート駆動方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の双方向スイッチのゲート駆動方法は、上記目的を達成するために、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチに適用するゲート駆動方法であって、制御手段は、前記第四モードから前記第三モードあるいは前記第三モードから第四モードの少なくとも一方へ直接移行しないように制御する双方向スイッチのゲート駆動方法としたものである。
【００１１】
この方法により、四つの動作モードを有した双方向スイッチへの信号回路あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへの移行の際に、意図しない電流通流モード（例えば第二モードあるいは第三モードの何れか一方）を経由することを回避し、信号搬送の遅れがあっても意図した何れか他方のモードを経由するように制御することができることとなる。
【００１２】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御するものである。
【００１３】
この方法により、双方向オフ状態から双方向オン状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、クランプ回路等を必要とせず、簡単な回路構成で電力変換を行うことができる。
【００１４】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御するものである。
【００１５】
この方法により、双方向オン状態から双方向オフ状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、電流が遮断されることなく、簡単な回路構成で電力変換を行うことができる。
【００１６】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減するものである。
【００１７】
この方法により、双方向にオフの状態から双方向にオンの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができる。
【００１８】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減するものである。
【００１９】
この方法により、双方向にオンの状態から双方向にオフの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができる。
【００２０】
また、第一ゲート端子の駆動信号と第二ゲート端子の駆動信号を共用し、制御手段を介して前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子を唯一のゲート駆動信号でオンオフ制御するものである。
【００２１】
この方法により、ゲート駆動用の信号として、１素子当たり２信号をマイクロプロセッサから出力する必要がなく、簡略化が図れ、より安価な構成とすることができる。
【００２２】
さらに、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、前記双方向スイッチの損失を平均化するものである。
【００２３】
この方法により、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができる。
【００２４】
また、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、前記双方向スイッチの損失を平均化するものである。
【００２５】
この方法により、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができる。
【００２６】
さらに、制御手段は、遅延生成手段を備え、第一ゲート端子と第二ゲート端子のオフからオン、あるいはオンからオフへの切換えを相異なるタイミングとするものである。
【００２７】
この方法により、信号に遅延時間を持たせて切り換えるため、より簡単な構成で双方向スイッチを第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへ直接移行しないようにすることができる。
【００２８】
また、遅延生成手段の遅延時間は、少なくとも１ｎｓ以上であるものである。
【００２９】
この方法により、半導体の入出力あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、４つの動作モードを有する双方向スイッチの動作モードの遷移が意図しない動作モードを経由することを回避することができる。
【００３０】
さらに、遅延生成手段は、論理回路の応答速度を利用して遅延時間を生成するものである。
【００３１】
この方法により、遅延時間の生成を簡単かつ安価な回路で実現することができる。
【００３２】
また、双方向スイッチのゲート駆動方法を使用した電力変換装置（例えばインバータ装置）を構成したものである。
【００３３】
この手段により、双方向スイッチをより簡単な構成で電力変換装置へ適用することができ、低損失かつ安価な装置を構成することができる。
【発明の効果】
【００３４】
本発明によれば、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチに適用するゲート駆動方法であって、制御手段は、前記第四モードから前記第三モードあるいは前記第三モードから第四モードの少なくとも一方へ直接移行しないように制御する双方向スイッチのゲート駆動方法としたものであり、四つの動作モードを有した双方向スイッチへの信号回路あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへの移行の際に、意図しない電流通流モード（例えば第二モードあるいは第三モードの何れか一方）を経由することを回避し、信号搬送の遅れがあっても意図した何れか他方のモードを経由するように制御することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００３５】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、双方向オフ状態から双方向オン状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、クランプ回路等を必要とせず、簡単な回路構成で電力変換を行うことができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００３６】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、双方向オン状態から双方向オフ状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、電流が遮断されることなく、簡単な回路構成で電力変換を行うことができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００３７】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減することで、双方向にオフの状態から双方向にオンの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００３８】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、双方向にオンの状態から双方向にオフの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００３９】
また、第一ゲート端子の駆動信号と第二ゲート端子の駆動信号を共用し、制御手段を介して前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子を唯一のゲート駆動信号でオンオフ制御することで、ゲート駆動用の信号として、１素子当たり２信号をマイクロプロセッサから出力する必要がなく、簡略化が図れ、より安価な構成とすることができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４０】
さらに、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、前記双方向スイッチの損失を平均化することで、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４１】
また、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、前記双方向スイッチの損失を平均化することで、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４２】
さらに、制御手段は、遅延生成手段を備え、第一ゲート端子と第二ゲート端子のオフからオン、あるいはオンからオフへの切換えを相異なるタイミングとすることで、信号に遅延時間を持たせて切換えるため、より簡単な構成で双方向スイッチを第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへ直接移行しないようにすることができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４３】
また、遅延生成手段の遅延時間は、少なくとも１ｎｓ以上とすることで、半導体の入出力あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、４つの動作モードを有する双方向スイッチの動作モードの遷移が意図しない動作モードを経由することを回避することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４４】
さらに、遅延生成手段は、論理回路の応答速度を利用して遅延時間を生成するもので、遅延時間の生成を簡単かつ安価な回路で実現することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４５】
また、双方向スイッチのゲート駆動方法を使用した電力変換装置（例えばインバータ装置）を構成することで、簡単な構成、低損失かつ安価な電力変換装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４６】
本発明の請求項１記載の発明は、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチに適用するゲート駆動方法であって、制御手段は、前記第四モードから前記第三モードあるいは前記第三モードから第四モードの少なくとも一方へ直接移行しないように制御する双方向スイッチのゲート駆動方法としたものであり、四つの動作モードを有した双方向スイッチへの信号回路あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへの移行の際に、意図しない電流通流モード（例えば第二モードあるいは第三モードの何れか一方）を経由することを回避し、信号搬送の遅れがあっても意図した何れか他方のモードを経由するように制御することができるという作用を有する。
【００４７】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御するものであり、双方向オフ状態から双方向オン状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、クランプ回路等を必要とせず、簡単な回路構成で電力変換を行うことができるという作用を有する。
【００４８】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御ものであり、双方向オン状態から双方向オフ状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、電流が遮断されることなく、簡単な回路構成で電力変換を行うことができるという作用を有する。
【００４９】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減するものであり、双方向にオフの状態から双方向にオンの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができるという作用を有する。
【００５０】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減するものであり、双方向にオンの状態から双方向にオフの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができるという作用を有する。
【００５１】
また、第一ゲート端子の駆動信号と第二ゲート端子の駆動信号を共用し、制御手段を介して前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子を唯一のゲート駆動信号でオンオフ制御するものであり、ゲート駆動用の信号として、１素子当たり２信号をマイクロプロセッサから出力する必要がなく、簡略化が図れ、より安価な構成とすることができるという作用を有する。
【００５２】
さらに、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、前記双方向スイッチの損失を平均化するものであり、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができるという作用を有する。
【００５３】
また、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、前記双方向スイッチの損失を平均化するものであり、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができるという作用を有する。
【００５４】
さらに、制御手段は、遅延生成手段を備え、第一ゲート端子と第二ゲート端子のオフからオン、あるいはオンからオフへの切換えを相異なるタイミングとするものであり、信号に遅延時間を持たせて切換えるため、より簡単な構成で双方向スイッチを第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへ直接移行しないようにすることができるという作用を有する。
【００５５】
また、遅延生成手段の遅延時間は、少なくとも１ｎｓ以上であるものであり、半導体の入出力あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、４つの動作モードを有する双方向スイッチの動作モードの遷移が意図しない動作モードを経由することを回避することができるという作用を有する。
【００５６】
さらに、遅延生成手段は、論理回路の応答速度を利用して遅延時間を生成するものであり、遅延時間の生成を簡単かつ安価な回路で実現することができるという作用を有する。
【００５７】
また、双方向スイッチのゲート駆動方法を使用した電力変換装置（例えばインバータ装置）を構成したものであり、簡単な構成、低損失かつ安価な電力変換装置にすることができるという作用を有する。
【００５８】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００５９】
（実施の形態１）
双方向スイッチ１について、図１を参照しながら構成について説明する。図１に示すように、双方向スイッチ１は、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３とドレイン端子４とソース端子５により構成されている。双方向スイッチ１は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板６の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層７が形成され、その上に半導体層積層体８が形成されている。半導体層積層体８は、第１の半導体層とこの第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのＧａＮ（アンドープの窒化ガリウム）層９であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型のＡｌＧａＮ（窒化アルミニウムガリウム）層１０である。ＧａＮ層９のＡｌＧａＮ層１０とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ―2以上で且つ移動度が１０００ｃｍ2Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。半導体層積層体８の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１０の一部を除去すると共にＧａＮ層９を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１ＢがＡｌＧａＮ層１０とＧａＮ層９との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、ＡｌＧａＮ層１０の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層１０の上における第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層１２Ａの上には第１のゲート電極１３Ａが形成され、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上には第２のゲート電極１３Ｂが形成されている。第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層１０及び第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜１４が形成されている。保護膜１４を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、ＡｌＧａＮ層１０とによりＰＮ接合がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間の電圧が例えば０Ｖでは、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極１１Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極１３Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極１３Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極１１Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より１．５Ｖ以上高ければ、第１のｐ型半導体層１２Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より１．５Ｖ以上高ければ、第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。つまり、第１のゲート電極１３Ａのいわゆる閾値電圧及び第２のゲート電極１３Ｂのいわゆる閾値電圧は共に１．５Ｖである。以下においては、第１のゲート電極１３Ａの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第１のゲート電極１３Ａの閾値電圧を第１の閾値電圧とし、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第２のゲート電極１３Ｂの閾値電圧を第２の閾値電圧とする。また、第１のｐ型半導体層１２Ａと第２のｐ型半導体層１２Ｂとの間の距離は、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂに印加される最大電圧に耐えられるように構成する。第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間にゲート駆動信号（すなわち、第一ゲート端子２への制御信号）を入力するようになっている。第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間も同様にゲート駆動信号（すなわち、第二ゲート端子３への制御信号）を入力するようになっている。なお、ソース端子５は第１のオーミック電極１１Ａに接続され、ドレイン端子４は第２のオーミック電極１１Ｂに接続され、第一ゲート端子２は第１のゲート電極１３Ａに接続され、第二ゲート端子３は第２のゲート電極１３Ｂに接続されている。
【００６０】
次に、双方向スイッチ１の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極１１Ａの電位を０Ｖとし、第一ゲート端子２に印加する電圧をＶｇ１、第二ゲート端子３に印加する電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。
【００６１】
Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層１２Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。従って、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層１２Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層１２Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極１１Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチ１の双方向の電流を遮断することが可能となる。
【００６２】
以上のような構造及び動作において、耐圧を確保するためのチャネル領域を第１のゲート電極１３Ａと第２のゲート電極１３Ｂとが共有する。この素子は、１素子分のチャネル領域の面積で双方向スイッチ１が実現可能であり、双方向スイッチ１全体を考えると、２つのダイオードと２つのノーマリーオフ型のＡｌＧａＮ／ＧａＮ−ＨＦＥＴとを用いた場合と比べてチップ面積をより少なくすることができ、双方向スイッチ１の低コスト化及び小型化が可能となる。
【００６３】
次に、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂに印加される電圧は、共に閾値電圧よりも高くなる。従って、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極１３Ａの下側においても、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。
【００６４】
次に、Ｖｇ１を第１の閾値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下とした場合の動作について説明する。第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を備えた双方向スイッチ１を等価回路で表すと図２（ａ）に示すように第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ１５のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１１Ａ、第１のトランジスタ１５のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極１３Ａに対応し、第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極１１Ｂ、第２のトランジスタ１６のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極１３Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ１６のゲートとソースが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチ１は図２（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。
【００６５】
さらに、図２（ｂ）に示す第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、閾値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準として閾値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立上り電圧はトランジスタの閾値電圧となる。そのため、図２（ａ）に示す第２のトランジスタ１６の部分は、ダイオードとみなすことができ、図２（ｃ）に示すような等価回路となる。図２（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチ１のドレイン端子４の電位がソース端子５の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ１５の第一ゲート端子２に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ１５はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチ１のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ１６からなるダイオードが担い、双方向スイッチ１のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第一ゲート端子２に閾値電圧以上の電圧を与え、第二ゲート端子３に閾値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。
【００６６】
図３は、双方向スイッチ１のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係であり、（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、（ｂ）はＶｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、（ｃ）はＶｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図３において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１１Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を正としている。図３（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチ１は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共に閾値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図３（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以下の０Ｖとした場合には、Ｉｓ２ｓ１は双方向に遮断される。しかし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以上の２Ｖ〜５Ｖとした場合には、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ未満の場合にはＩｓ２ｓ１が流れないが、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ以上になるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図３（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａには電流が流れない逆阻止状態となる。
【００６７】
以上より、双方向スイッチ１は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有すると共に、ダイオード動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切換えることができる。以上、説明したように双方向スイッチ１の第一ゲート端子２と第二ゲート端子３のオンあるいはオフ条件に応じて、図４示す４つの動作モードで動作することができる。すなわち、前記第一ゲート端子２のみをオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子３のみをオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有するものである。本構造はＪＦＥＴに類似しているが、キャリア注入を意図的に行うという点で、ゲート電界によりチャネル領域内のキャリア変調を行うＪＦＥＴとは全く異なった動作原理により動作する。具体的には、ゲート電圧が３ＶまではＪＦＥＴとして動作するが、ｐｎ接合のビルトインポテンシャルを超える３Ｖ以上のゲート電圧が印加された場合には、ゲートに正孔が注入され、前述したメカニズムにより電流が増加し、大電流且つ低オン抵抗の動作が可能となる。
【００６８】
また、双方向スイッチ１は、第１のゲート電極１３Ａがｐ型の導電性を有する第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成され、第２のゲート電極１３Ｂがｐ型の導電性を有する第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成されている。このため、第１の半導体層と第２の半導体層との界面領域に生成されるチャネル領域に対して、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから順方向のバイアスを印加することにより、チャネル領域内に正孔を注入することができる。窒化物半導体においては正孔の移動度は、電子の移動度よりもはるかに低いため、チャネル領域に注入された正孔は電流を流す担体としてほとんど寄与しない。このため、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから注入された正孔は同量の電子をチャネル領域内に発生させるので、チャネル領域内に電子を発生させる効果が高くなり、ドナーイオンのような機能を発揮する。つまり、チャネル領域内においてキャリア濃度の変調を行うことが可能となるため、動作電流が大きいノーマリーオフ型の窒化物半導体層双方向スイッチを実現することが可能となる。
【００６９】
次に双方向スイッチ１のゲート駆動を行う制御手段１７について、図５を参照しながら説明する。
【００７０】
図に示すように、制御手段１７は、ゲート駆動回路を介して、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３に配置されている。制御手段１７の内部構成は、双方向オフ状態である第四モードと双方向オン状態である第三モード間を直接移行しないように、図４に示した４つの動作モードに対応させて作成した図６に示すオン・オフテーブルを参照して出力するように構成されている。以下、このオン・オフテーブルを参照して出力した場合の電力変換装置としてのインバータ装置１８について、図７を参照しながら説明する。図７では、双方向スイッチ１ａ〜１ｆにて主回路を構成している。双方向スイッチ１ａ〜１ｆは、それぞれ第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆに対して、オン・オフテーブルを参照した駆動信号を制御手段１７から出力することで、４つのモードを遷移する。すなわち、第四モードから第三モードへ移行する際に、テーブルの第四モードの双方向に遮断の状態から第三モードの双方向に通電の状態に移行するまで、あるいは逆の動作をする際に、例えば、意図した電流の通流方向がドレイン端子４からソース端子５への方向であれば、第二モードを介在するようになっている。第二モードの介在は、意図した導通方向に対して順方向にダイオードが形成されることとなり、双方向スイッチ１としては、順方向のみをオンしたダイオードを有した導通経路を形成することとなる。双方向スイッチ１ａ〜１ｆのうち、下アームのそれぞれオフの際には、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の両端子をオフする瞬間まで、意図した方向に電流が通電できる状態を保持する。次に、制御手段１７は、双方向に電流遮断する第四モードから双方向に電流を通電する第三モードに移行する際に、テーブルの第四モードの双方向に遮断の状態から第三モードの双方向に通電の状態に移行するまで、意図した導通方向に対して逆方向ダイオードが形成されるモード（例えば、意図した電流の通流方向がドレイン端子４からソース端子５への方向であれば第一モード）を介在させて、第三モードに移行するように制御する。また、逆に双方向に電流を通電する第三モードから双方向に電流遮断する第四モードに移行する際には、同様に第三モードから第一モードを経由して第四モードへ移行するように制御する。但し、この制御では、例えば、図７に示すようなインバータ装置１８の負荷側に誘導負荷が接続された際に、第一アーム１８ａの双方向スイッチ１ａをモード移行する場合、第一アーム１８ａの双方向スイッチ１ｂのモード移行を行い、直流部の負側から還流電流を流すことができ、かつ双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂが上下アーム短絡を発生させないように、第二モードを参照してモード移行を行うように制御する。この場合、双方向スイッチ１ｂがダイオードを介在した動作となり、双方向スイッチ１ａはダイオードを介在した通電動作は発生しない。
【００７１】
以上のように、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３、ドレイン端子４、ソース端子５を備え、第一ゲート端子２のみをオンすると、ドレイン端子４からソース端子５との間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作し、第二ゲート端子３のみをオンすると、ドレイン端子４からソース端子５との間に順方向ダイオードと順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作し、第一ゲート端子２および第二ゲート端子３をオンすると、ドレイン端子４からソース端子５との間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作し、第一ゲート端子２および第二ゲート端子３をオフすると順逆双方向に電流を遮断する特性を有した双方向スイッチ１のゲート駆動において、双方向オフの状態から双方向オンの状態への遷移、あるいは逆の遷移を直接移行しないように、意図した方向に電流を通流する順逆何れか一方向のみオンさせるようにすることで、四つの動作モードを有した双方向スイッチへの信号回路あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへの移行の際に、意図しない電流通流モード（例えば第二モードあるいは第三モードの何れか一方）を経由することを回避し、信号搬送の遅れがあっても意図した何れか他方のモードを経由するように制御することができる双方向スイッチ１のゲート駆動を行うことができることとなる。また、インバータ装置１８の例では、双方向スイッチ１ｂにおいて第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して順方向ダイオードが形成される第一モードを経由するように制御しており、双方向オフ状態から双方向オン状態へと遷移する際に、ドレイン端子４とソース端子５との間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、本実施例のように出力側にモータ等の誘導負荷が接続された場合であっても、クランプ回路等を必要とせず、簡単な回路構成で電力変換を行うことができる。
【００７２】
なお、インバータ装置１８の変調方式に応じて、双方向スイッチ１の個数および配置は変更しても良い。
【００７３】
また、オン・オフテーブルは、制御手段１７の各出力端の何れか一方に対して図８に示すような論理回路等（例えば、１ｎｓ以上の信号伝搬時間を実現させるための信号伝搬時間が１０ｎｓのロジックＩＣ）を付加し、直接移行せず、論理回路の遅延時間分遅れた信号で駆動する構成としても良い。
【００７４】
また、第一ゲート端子２の駆動信号と第二ゲート端子３の駆動信号を共用し、制御手段１７を介して第一ゲート端子２及び第二ゲート端子３を唯一のゲート駆動信号でオンオフ制御する図８のような構成としても良い。
【００７５】
（実施の形態２）
以下、実施の形態２について、図９を参照しながら双方向スイッチ１のゲート駆動方法について説明する。
【００７６】
なお、実施の形態１と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００７７】
図９（ａ）に示すように、制御手段１７は、双方向スイッチ１ａを双方向に電流遮断する第四モードから双方向に電流を通電する第三モードに移行する際に、意図した導通方向に対して逆方向ダイオードが形成されるモードを介在させて、第三モードに移行するように制御する。この時のオン・オフテーブルは、テーブル（１）からテーブル（３）を経由してテーブル（４）へ移行するように制御することで対応している。また、逆に双方向に電流を通電する第三モードから双方向に電流遮断する第四モードに移行する際には、図９（ｂ）に示すように、テーブル（４）からテーブル（３）を経由してテーブル（１）へ移行するように制御する。但し、この制御では、例えばインバータ装置１８の負荷側に誘導負荷が接続された際に、第一アーム１８ａの双方向スイッチ１ａをモード移行する場合、第一アーム１８ａの双方向スイッチ１ｂのモード移行を行い、直流部のＮ側から還流電流を流すことができ、かつ双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂが上下アーム短絡を発生させないように、双方向スイッチ１ｂに対してもテーブル（３）を参照してモード移行を行うように制御する。この場合、双方向スイッチ１ｂがダイオードを介在した動作となり、双方向スイッチ１ａはダイオードを介在した通電動作は発生しないこととなる。
【００７８】
以上のように、制御手段１７は、双方向に電流遮断する第四モードから双方向に電流を通電する第三モードに移行する際。あるいは双方向に電流を通電する第三モードから双方向に電流遮断する第四モードに移行する際に、意図した導通方向に対して逆方向ダイオードが形成されるモードを介在させて、第三モードに移行するように制御し、双方向スイッチ１ｂを第一あるいは第二モードを経由した場合であっても、その際に通流電流を発生させず、ダイオードの順方向電圧による損失の発生を防止することができる。
【００７９】
（実施の形態３）
以下、実施の形態３について、図１０を参照しながら双方向スイッチ１のゲート駆動方法について説明する。
【００８０】
なお、実施の形態１あるいは２と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００８１】
図１０に示すように、制御手段１７は、インバータ装置１８において双方向スイッチ１ａが第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して逆方向ダイオードが形成される第一モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向（還流電流の方向）に対して順方向ダイオードが形成される第二モードを経由するように、第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａを制御する。一方、第一アーム１８ａの双方向スイッチ１ｂは、意図した電流の方向に対して双方向スイッチ１ａの電流遮断状態となるタイミングで電流ルートを確保するように制御する。例えば、組合せ（２）の際には、第二ゲート端子３ｂはオン状態とする。逆に、双方向スイッチ１ｂの状態遷移に対しても、同様に双方向スイッチ１ａにて電流ルートを確保するように制御する。双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂは、互いの組合せ（２）、（４）により、ダイオードに電流が流れるモードを一度ずつ経由する。双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂは、図示した矢印の通り、ダイオードを通流するタイミングを一度ずつ経由するため、損失が互いに平均化される。
【００８２】
以上のように、双方向スイッチ１ａ、１ｂを互いにダイオードを介して電流ルートを形成する時間比率を均等にすることができ、ブリッジ回路を形成した際の相互の双方向スイッチ１ａ、１ｂの損失を平均化することができ、損失の大きな双方向スイッチ１ａあるいは１ｂに合わせた放熱設計を行う必要がなく、小型で軽量の電力変換装置を構成することができる。
【００８３】
（実施の形態４）
以下、実施の形態４について、図１１を参照しながら双方向スイッチ１のゲート駆動方法について説明する。
【００８４】
なお、実施の形態１〜３と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００８５】
図１１に示すように、制御手段１７は、インバータ装置１８において双方向スイッチ１ａが第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、ブリッジ回路を形成した際の相互の双方向スイッチ１ａ、１ｂの損失を平均化する。具体的には、組合せ（５）〜組合せ（８）のように順次第一ゲート端子２ａ、２ｂと第二ゲート端子３ａ、３ｂをそれぞれオンオフ制御する。組合せ（６）の双方向スイッチ１ａは、破線に示した電流方向が流れないとしているが、組合せが移行する瞬間の過渡期においては双方向スイッチ１ｂを通流せず、双方向スイッチ１ａを流れる。但し、破線部にバツ印を付与した方向は、他方の双方向スイッチ１ａあるいは双方向スイッチ１ｂの経路が優先されることを意味している。従って、双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂは、相互に順方向ダイオードを通過する経路を主として１回発生することとなる。また、双方向オン状態、双方向オフ状態についても同じ回数となるように制御する。
【００８６】
以上のように、双方向スイッチ１ａ、１ｂを互いにダイオードを介して電流ルートを形成する時間比率を均等にすることができ、ブリッジ回路を形成した際の相互の双方向スイッチ１ａ、１ｂの損失を平均化することができ、損失の大きな双方向スイッチ１ａあるいは１ｂに合わせた放熱設計を行なう必要がなく、小型で軽量の電力変換装置を構成することができる。
【産業上の利用可能性】
【００８７】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置、ＡＣ−ＤＣ変換装置、インバータ装置等に４つの状態を有する双方向スイッチを利用した際のゲート駆動方法に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】本発明の実施の形態１の双方向スイッチの構成図
【図２】同双方向スイッチの等価回路図（（ａ）第１、第２のトランジスタで構成する等価回路図、（ｂ）第２のトランジスタの等価回路図、（ｃ）第２のトランジスタをダイオードとみなした場合の等価回路図）
【図３】同双方向スイッチの電圧・電流の相関図
【図４】同双方向スイッチの動作モードを示す図
【図５】同ゲート駆動を行う制御手段の説明図
【図６】同オン・オフテーブルを示す図
【図７】同インバータ装置の構成図
【図８】同信号遅延の生成回路を示す図
【図９】本発明の実施の形態２における双方向スイッチのモード遷移図（（ａ）第四モードから第三モードへの遷移図、（ｂ）第三モードから第四モードへの遷移図）
【図１０】本発明の実施の形態３における双方向スイッチのモード遷移図
【図１１】本発明の実施の形態４における双方向スイッチのモード遷移図
【図１２】従来の特許文献１における双方向性スイッチの駆動方法の説明図
【符号の説明】
【００８９】
１ 双方向スイッチ
１ａ〜１ｆ 双方向スイッチ
２ 第一ゲート端子
２ａ〜２ｆ 第一ゲート端子
３ 第二ゲート端子
３ａ〜３ｆ 第二ゲート端子
４ ドレイン端子
５ ソース端子
６ 基板
７ バッファ層
８ 半導体層積層体
９ ＧａＮ層
１０ ＡｌＧａＮ層
１１Ａ 第１のオーミック電極
１１Ｂ 第２のオーミック電極
１２Ａ 第１のｐ型半導体層
１２Ｂ 第２のｐ型半導体層
１３Ａ 第１のゲート電極
１３Ｂ 第２のゲート電極
１４ 保護膜
１５ 第１のトランジスタ
１６ 第２のトランジスタ
１７ 制御手段
１８ インバータ装置
１８ａ 第一アーム
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ゲート信号の制御により４つの状態を有する双方向スイッチのゲート駆動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電子機器の普及がさらに拡大傾向にあるが、同時に電子機器の消費電力増加、引いては地球温暖化などが発生しており、社会的な問題と認識されている。このような社会的背景から、電子機器の低消費電力化の要求も高くなっており、根幹となる電源回路、あるいは電子機器の主たる機能を実現するためのアクチュエータなど待機電力、運転のための電力の何れの電力消費についても技術革新による消費削減が期待されている。
【０００３】
従来、この種の低消費電力化のための技術としては、使用する電圧に応じて、適宜半導体デバイスをＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴの使い分ける、あるいは新しい半導体デバイスとして、双方向性スイッチを利用した電力変換回路が提案されている。以下、双方向性スイッチの駆動方法について、図１２を参照しながら、特許文献１を一例として説明する。
【０００４】
図１２に示すのは、低電圧側に対応する主電極の電位が高電圧側に対応する主電極の電位よりも低い場合のゲート電極の駆動を示し、初期状態は素子が非導通でゲート電極の電位ＶＧ１をゲート閾値以下、ゲート電極の電位ＶＧ２はゲート閾値以上の状態を示している。ここで、ＶＧ１をゲート閾値以上にし、遅延時間τ１後、ＶＧ２をゲート閾値以下にして素子を導通させている。次に、ＶＧ２をゲート閾値以上にして、遅延時間τ２後、ＶＧ１をゲート閾値以下にし、素子を阻止状態としている。また、低電圧側に対応する主電極の電位が高電圧側に対応する主電極の電位よりも高い場合、その動作は、ゲート電極のＶＧ１、ＶＧ２を逆の働きをさせて同様の導通、阻止を切換える制御を行っている。
【０００５】
また特許文献１以外では、単方向スイッチとダイオードを組み合わせた一般的な電力変換回路（例えば、インバータ装置）が考えられる。
【特許文献１】特許第３１８３０５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
このような従来の素子構成におけるゲート駆動方法では、機器に組み込みにおいて主電極に対して順逆の電圧が印加された場合、論理を逆転させる必要があり、その素子構成、ゲート駆動方法を適用した電力変換回路では、過渡期における各部の過電流や過電圧が発生するという課題があった。
【０００７】
また、インダクタンス成分のある負荷（例えばモータなど）が電力変換回路の出力側に接続された場合、還流電流を流すための閉ループの形成が困難であった。すなわち、双方向スイッチを上下アームに配置した場合、前述の意図しない電流ループの代表的な例としてのアーム短絡による短絡電流を防止するためのデッドタイムを設ける必要があるため、上下の双方向スイッチが同時オフしている期間が存在するためである。
【０００８】
また特許文献１以外の一般的な電力変換回路（例えば、インバータ装置）においては、単方向スイッチを組み合わせて構成しているため、簡単なゲート駆動方法にて実現することができる一方、モータなどのインダクタンス成分のある負荷が接続された場合、還流電流がダイオードを流れて還流するため、変換回路における損失が大きくなり、そのため冷却フィン、あるいは冷却ファンなど装置が大型化するという課題があった。
【０００９】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、制御上、意図しない過電流や過電圧の発生を未然に防止すると共に、低損失な双方向スイッチのゲート駆動方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の双方向スイッチのゲート駆動方法は、上記目的を達成するために、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチに適用するゲート駆動方法であって、制御手段は、前記第四モードから前記第三モードあるいは前記第三モードから第四モードの少なくとも一方へ直接移行しないように制御する双方向スイッチのゲート駆動方法としたものである。
【００１１】
この方法により、四つの動作モードを有した双方向スイッチへの信号回路あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへの移行の際に、意図しない電流通流モード（例えば第二モードあるいは第三モードの何れか一方）を経由することを回避し、信号搬送の遅れがあっても意図した何れか他方のモードを経由するように制御することができることとなる。
【００１２】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御するものである。
【００１３】
この方法により、双方向オフ状態から双方向オン状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、クランプ回路等を必要とせず、簡単な回路構成で電力変換を行うことができる。
【００１４】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御するものである。
【００１５】
この方法により、双方向オン状態から双方向オフ状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、電流が遮断されることなく、簡単な回路構成で電力変換を行うことができる。
【００１６】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減するものである。
【００１７】
この方法により、双方向にオフの状態から双方向にオンの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができる。
【００１８】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減するものである。
【００１９】
この方法により、双方向にオンの状態から双方向にオフの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができる。
【００２０】
また、第一ゲート端子の駆動信号と第二ゲート端子の駆動信号を共用し、制御手段を介して前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子を唯一のゲート駆動信号でオンオフ制御するものである。
【００２１】
この方法により、ゲート駆動用の信号として、１素子当たり２信号をマイクロプロセッサから出力する必要がなく、簡略化が図れ、より安価な構成とすることができる。
【００２２】
さらに、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、前記双方向スイッチの損失を平均化するものである。
【００２３】
この方法により、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができる。
【００２４】
また、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、前記双方向スイッチの損失を平均化するものである。
【００２５】
この方法により、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができる。
【００２６】
さらに、制御手段は、遅延生成手段を備え、第一ゲート端子と第二ゲート端子のオフからオン、あるいはオンからオフへの切換えを相異なるタイミングとするものである。
【００２７】
この方法により、信号に遅延時間を持たせて切り換えるため、より簡単な構成で双方向スイッチを第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへ直接移行しないようにすることができる。
【００２８】
また、遅延生成手段の遅延時間は、少なくとも１ｎｓ以上であるものである。
【００２９】
この方法により、半導体の入出力あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、４つの動作モードを有する双方向スイッチの動作モードの遷移が意図しない動作モードを経由することを回避することができる。
【００３０】
さらに、遅延生成手段は、論理回路の応答速度を利用して遅延時間を生成するものである。
【００３１】
この方法により、遅延時間の生成を簡単かつ安価な回路で実現することができる。
【００３２】
また、双方向スイッチのゲート駆動方法を使用した電力変換装置（例えばインバータ装置）を構成したものである。
【００３３】
この手段により、双方向スイッチをより簡単な構成で電力変換装置へ適用することができ、低損失かつ安価な装置を構成することができる。
【発明の効果】
【００３４】
本発明によれば、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチに適用するゲート駆動方法であって、制御手段は、前記第四モードから前記第三モードあるいは前記第三モードから第四モードの少なくとも一方へ直接移行しないように制御する双方向スイッチのゲート駆動方法としたものであり、四つの動作モードを有した双方向スイッチへの信号回路あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへの移行の際に、意図しない電流通流モード（例えば第二モードあるいは第三モードの何れか一方）を経由することを回避し、信号搬送の遅れがあっても意図した何れか他方のモードを経由するように制御することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００３５】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、双方向オフ状態から双方向オン状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、クランプ回路等を必要とせず、簡単な回路構成で電力変換を行うことができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００３６】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、双方向オン状態から双方向オフ状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、電流が遮断されることなく、簡単な回路構成で電力変換を行うことができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００３７】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減することで、双方向にオフの状態から双方向にオンの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００３８】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、双方向にオンの状態から双方向にオフの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００３９】
また、第一ゲート端子の駆動信号と第二ゲート端子の駆動信号を共用し、制御手段を介して前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子を唯一のゲート駆動信号でオンオフ制御することで、ゲート駆動用の信号として、１素子当たり２信号をマイクロプロセッサから出力する必要がなく、簡略化が図れ、より安価な構成とすることができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４０】
さらに、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、前記双方向スイッチの損失を平均化することで、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４１】
また、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、前記双方向スイッチの損失を平均化することで、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４２】
さらに、制御手段は、遅延生成手段を備え、第一ゲート端子と第二ゲート端子のオフからオン、あるいはオンからオフへの切換えを相異なるタイミングとすることで、信号に遅延時間を持たせて切換えるため、より簡単な構成で双方向スイッチを第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへ直接移行しないようにすることができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４３】
また、遅延生成手段の遅延時間は、少なくとも１ｎｓ以上とすることで、半導体の入出力あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、４つの動作モードを有する双方向スイッチの動作モードの遷移が意図しない動作モードを経由することを回避することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４４】
さらに、遅延生成手段は、論理回路の応答速度を利用して遅延時間を生成するもので、遅延時間の生成を簡単かつ安価な回路で実現することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。
【００４５】
また、双方向スイッチのゲート駆動方法を使用した電力変換装置（例えばインバータ装置）を構成することで、簡単な構成、低損失かつ安価な電力変換装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４６】
本発明の請求項１記載の発明は、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチに適用するゲート駆動方法であって、制御手段は、前記第四モードから前記第三モードあるいは前記第三モードから第四モードの少なくとも一方へ直接移行しないように制御する双方向スイッチのゲート駆動方法としたものであり、四つの動作モードを有した双方向スイッチへの信号回路あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへの移行の際に、意図しない電流通流モード（例えば第二モードあるいは第三モードの何れか一方）を経由することを回避し、信号搬送の遅れがあっても意図した何れか他方のモードを経由するように制御することができるという作用を有する。
【００４７】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御するものであり、双方向オフ状態から双方向オン状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、クランプ回路等を必要とせず、簡単な回路構成で電力変換を行うことができるという作用を有する。
【００４８】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御ものであり、双方向オン状態から双方向オフ状態へと遷移する際に、ドレイン端子とソース端子間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、出力側に誘導負荷が接続された場合であっても、電流が遮断されることなく、簡単な回路構成で電力変換を行うことができるという作用を有する。
【００４９】
また、制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減するものであり、双方向にオフの状態から双方向にオンの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができるという作用を有する。
【００５０】
さらに、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減するものであり、双方向にオンの状態から双方向にオフの状態とする際に、第一あるいは第二モード時に等価的に存在するダイオードを通流するモードを介在せず、回路全体を低損失に構成することができ、より小規模の回路構成で電力変換を行うことができるという作用を有する。
【００５１】
また、第一ゲート端子の駆動信号と第二ゲート端子の駆動信号を共用し、制御手段を介して前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子を唯一のゲート駆動信号でオンオフ制御するものであり、ゲート駆動用の信号として、１素子当たり２信号をマイクロプロセッサから出力する必要がなく、簡略化が図れ、より安価な構成とすることができるという作用を有する。
【００５２】
さらに、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、前記双方向スイッチの損失を平均化するものであり、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができるという作用を有する。
【００５３】
また、双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、前記双方向スイッチの損失を平均化するものであり、双方向スイッチを直列あるいは並列に接続した際に、それぞれの発熱量が均等化され、発熱量の多い双方向スイッチを基準にした放熱板の選定をする必要がなく、小型で軽量な電力変換装置を構成することができるという作用を有する。
【００５４】
さらに、制御手段は、遅延生成手段を備え、第一ゲート端子と第二ゲート端子のオフからオン、あるいはオンからオフへの切換えを相異なるタイミングとするものであり、信号に遅延時間を持たせて切換えるため、より簡単な構成で双方向スイッチを第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへ直接移行しないようにすることができるという作用を有する。
【００５５】
また、遅延生成手段の遅延時間は、少なくとも１ｎｓ以上であるものであり、半導体の入出力あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子、第二ゲート端子を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、４つの動作モードを有する双方向スイッチの動作モードの遷移が意図しない動作モードを経由することを回避することができるという作用を有する。
【００５６】
さらに、遅延生成手段は、論理回路の応答速度を利用して遅延時間を生成するものであり、遅延時間の生成を簡単かつ安価な回路で実現することができるという作用を有する。
【００５７】
また、双方向スイッチのゲート駆動方法を使用した電力変換装置（例えばインバータ装置）を構成したものであり、簡単な構成、低損失かつ安価な電力変換装置にすることができるという作用を有する。
【００５８】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００５９】
（実施の形態１）
双方向スイッチ１について、図１を参照しながら構成について説明する。図１に示すように、双方向スイッチ１は、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３とドレイン端子４とソース端子５により構成されている。双方向スイッチ１は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板６の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層７が形成され、その上に半導体層積層体８が形成されている。半導体層積層体８は、第１の半導体層とこの第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのＧａＮ（アンドープの窒化ガリウム）層９であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型のＡｌＧａＮ（窒化アルミニウムガリウム）層１０である。ＧａＮ層９のＡｌＧａＮ層１０とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ―2以上で且つ移動度が１０００ｃｍ2Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。半導体層積層体８の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１０の一部を除去すると共にＧａＮ層９を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１ＢがＡｌＧａＮ層１０とＧａＮ層９との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、ＡｌＧａＮ層１０の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層１０の上における第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層１２Ａの上には第１のゲート電極１３Ａが形成され、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上には第２のゲート電極１３Ｂが形成されている。第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層１０及び第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜１４が形成されている。保護膜１４を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、ＡｌＧａＮ層１０とによりＰＮ接合がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間の電圧が例えば０Ｖでは、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極１１Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極１３Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極１３Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極１１Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より１．５Ｖ以上高ければ、第１のｐ型半導体層１２Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より１．５Ｖ以上高ければ、第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。つまり、第１のゲート電極１３Ａのいわゆる閾値電圧及び第２のゲート電極１３Ｂのいわゆる閾値電圧は共に１．５Ｖである。以下においては、第１のゲート電極１３Ａの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第１のゲート電極１３Ａの閾値電圧を第１の閾値電圧とし、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第２のゲート電極１３Ｂの閾値電圧を第２の閾値電圧とする。また、第１のｐ型半導体層１２Ａと第２のｐ型半導体層１２Ｂとの間の距離は、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂに印加される最大電圧に耐えられるように構成する。第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間にゲート駆動信号（すなわち、第一ゲート端子２への制御信号）を入力するようになっている。第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間も同様にゲート駆動信号（すなわち、第二ゲート端子３への制御信号）を入力するようになっている。なお、ソース端子５は第１のオーミック電極１１Ａに接続され、ドレイン端子４は第２のオーミック電極１１Ｂに接続され、第一ゲート端子２は第１のゲート電極１３Ａに接続され、第二ゲート端子３は第２のゲート電極１３Ｂに接続されている。
【００６０】
次に、双方向スイッチ１の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極１１Ａの電位を０Ｖとし、第一ゲート端子２に印加する電圧をＶｇ１、第二ゲート端子３に印加する電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。
【００６１】
Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層１２Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。従って、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層１２Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層１２Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極１１Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチ１の双方向の電流を遮断することが可能となる。
【００６２】
以上のような構造及び動作において、耐圧を確保するためのチャネル領域を第１のゲート電極１３Ａと第２のゲート電極１３Ｂとが共有する。この素子は、１素子分のチャネル領域の面積で双方向スイッチ１が実現可能であり、双方向スイッチ１全体を考えると、２つのダイオードと２つのノーマリーオフ型のＡｌＧａＮ／ＧａＮ−ＨＦＥＴとを用いた場合と比べてチップ面積をより少なくすることができ、双方向スイッチ１の低コスト化及び小型化が可能となる。
【００６３】
次に、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂに印加される電圧は、共に閾値電圧よりも高くなる。従って、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極１３Ａの下側においても、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。
【００６４】
次に、Ｖｇ１を第１の閾値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下とした場合の動作について説明する。第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を備えた双方向スイッチ１を等価回路で表すと図２（ａ）に示すように第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ１５のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１１Ａ、第１のトランジスタ１５のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極１３Ａに対応し、第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極１１Ｂ、第２のトランジスタ１６のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極１３Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ１６のゲートとソースが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチ１は図２（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。
【００６５】
さらに、図２（ｂ）に示す第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、閾値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準として閾値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立上り電圧はトランジスタの閾値電圧となる。そのため、図２（ａ）に示す第２のトランジスタ１６の部分は、ダイオードとみなすことができ、図２（ｃ）に示すような等価回路となる。図２（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチ１のドレイン端子４の電位がソース端子５の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ１５の第一ゲート端子２に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ１５はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチ１のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ１６からなるダイオードが担い、双方向スイッチ１のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第一ゲート端子２に閾値電圧以上の電圧を与え、第二ゲート端子３に閾値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。
【００６６】
図３は、双方向スイッチ１のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係であり、（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、（ｂ）はＶｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、（ｃ）はＶｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図３において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１１Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を正としている。図３（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチ１は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共に閾値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図３（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以下の０Ｖとした場合には、Ｉｓ２ｓ１は双方向に遮断される。しかし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以上の２Ｖ〜５Ｖとした場合には、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ未満の場合にはＩｓ２ｓ１が流れないが、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ以上になるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図３（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａには電流が流れない逆阻止状態となる。
【００６７】
以上より、双方向スイッチ１は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有すると共に、ダイオード動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切換えることができる。以上、説明したように双方向スイッチ１の第一ゲート端子２と第二ゲート端子３のオンあるいはオフ条件に応じて、図４示す４つの動作モードで動作することができる。すなわち、前記第一ゲート端子２のみをオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子３のみをオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有するものである。本構造はＪＦＥＴに類似しているが、キャリア注入を意図的に行うという点で、ゲート電界によりチャネル領域内のキャリア変調を行うＪＦＥＴとは全く異なった動作原理により動作する。具体的には、ゲート電圧が３ＶまではＪＦＥＴとして動作するが、ｐｎ接合のビルトインポテンシャルを超える３Ｖ以上のゲート電圧が印加された場合には、ゲートに正孔が注入され、前述したメカニズムにより電流が増加し、大電流且つ低オン抵抗の動作が可能となる。
【００６８】
また、双方向スイッチ１は、第１のゲート電極１３Ａがｐ型の導電性を有する第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成され、第２のゲート電極１３Ｂがｐ型の導電性を有する第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成されている。このため、第１の半導体層と第２の半導体層との界面領域に生成されるチャネル領域に対して、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから順方向のバイアスを印加することにより、チャネル領域内に正孔を注入することができる。窒化物半導体においては正孔の移動度は、電子の移動度よりもはるかに低いため、チャネル領域に注入された正孔は電流を流す担体としてほとんど寄与しない。このため、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから注入された正孔は同量の電子をチャネル領域内に発生させるので、チャネル領域内に電子を発生させる効果が高くなり、ドナーイオンのような機能を発揮する。つまり、チャネル領域内においてキャリア濃度の変調を行うことが可能となるため、動作電流が大きいノーマリーオフ型の窒化物半導体層双方向スイッチを実現することが可能となる。
【００６９】
次に双方向スイッチ１のゲート駆動を行う制御手段１７について、図５を参照しながら説明する。
【００７０】
図に示すように、制御手段１７は、ゲート駆動回路を介して、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３に配置されている。制御手段１７の内部構成は、双方向オフ状態である第四モードと双方向オン状態である第三モード間を直接移行しないように、図４に示した４つの動作モードに対応させて作成した図６に示すオン・オフテーブルを参照して出力するように構成されている。以下、このオン・オフテーブルを参照して出力した場合の電力変換装置としてのインバータ装置１８について、図７を参照しながら説明する。図７では、双方向スイッチ１ａ〜１ｆにて主回路を構成している。双方向スイッチ１ａ〜１ｆは、それぞれ第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆに対して、オン・オフテーブルを参照した駆動信号を制御手段１７から出力することで、４つのモードを遷移する。すなわち、第四モードから第三モードへ移行する際に、テーブルの第四モードの双方向に遮断の状態から第三モードの双方向に通電の状態に移行するまで、あるいは逆の動作をする際に、例えば、意図した電流の通流方向がドレイン端子４からソース端子５への方向であれば、第二モードを介在するようになっている。第二モードの介在は、意図した導通方向に対して順方向にダイオードが形成されることとなり、双方向スイッチ１としては、順方向のみをオンしたダイオードを有した導通経路を形成することとなる。双方向スイッチ１ａ〜１ｆのうち、下アームのそれぞれオフの際には、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の両端子をオフする瞬間まで、意図した方向に電流が通電できる状態を保持する。次に、制御手段１７は、双方向に電流遮断する第四モードから双方向に電流を通電する第三モードに移行する際に、テーブルの第四モードの双方向に遮断の状態から第三モードの双方向に通電の状態に移行するまで、意図した導通方向に対して逆方向ダイオードが形成されるモード（例えば、意図した電流の通流方向がドレイン端子４からソース端子５への方向であれば第一モード）を介在させて、第三モードに移行するように制御する。また、逆に双方向に電流を通電する第三モードから双方向に電流遮断する第四モードに移行する際には、同様に第三モードから第一モードを経由して第四モードへ移行するように制御する。但し、この制御では、例えば、図７に示すようなインバータ装置１８の負荷側に誘導負荷が接続された際に、第一アーム１８ａの双方向スイッチ１ａをモード移行する場合、第一アーム１８ａの双方向スイッチ１ｂのモード移行を行い、直流部の負側から還流電流を流すことができ、かつ双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂが上下アーム短絡を発生させないように、第二モードを参照してモード移行を行うように制御する。この場合、双方向スイッチ１ｂがダイオードを介在した動作となり、双方向スイッチ１ａはダイオードを介在した通電動作は発生しない。
【００７１】
以上のように、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３、ドレイン端子４、ソース端子５を備え、第一ゲート端子２のみをオンすると、ドレイン端子４からソース端子５との間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作し、第二ゲート端子３のみをオンすると、ドレイン端子４からソース端子５との間に順方向ダイオードと順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作し、第一ゲート端子２および第二ゲート端子３をオンすると、ドレイン端子４からソース端子５との間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作し、第一ゲート端子２および第二ゲート端子３をオフすると順逆双方向に電流を遮断する特性を有した双方向スイッチ１のゲート駆動において、双方向オフの状態から双方向オンの状態への遷移、あるいは逆の遷移を直接移行しないように、意図した方向に電流を通流する順逆何れか一方向のみオンさせるようにすることで、四つの動作モードを有した双方向スイッチへの信号回路あるいは帰還容量によるチップ相互のオンオフ時間のばらつきや、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を駆動する相互のゲート駆動回路の応答性ばらつきにより、第三モードから第四モードあるいは第四モードから第三モードへの移行の際に、意図しない電流通流モード（例えば第二モードあるいは第三モードの何れか一方）を経由することを回避し、信号搬送の遅れがあっても意図した何れか他方のモードを経由するように制御することができる双方向スイッチ１のゲート駆動を行うことができることとなる。また、インバータ装置１８の例では、双方向スイッチ１ｂにおいて第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して順方向ダイオードが形成される第一モードを経由するように制御しており、双方向オフ状態から双方向オン状態へと遷移する際に、ドレイン端子４とソース端子５との間の電流が意図通りの通流方向となるように制御することができ、本実施例のように出力側にモータ等の誘導負荷が接続された場合であっても、クランプ回路等を必要とせず、簡単な回路構成で電力変換を行うことができる。
【００７２】
なお、インバータ装置１８の変調方式に応じて、双方向スイッチ１の個数および配置は変更しても良い。
【００７３】
また、オン・オフテーブルは、制御手段１７の各出力端の何れか一方に対して図８に示すような論理回路等（例えば、１ｎｓ以上の信号伝搬時間を実現させるための信号伝搬時間が１０ｎｓのロジックＩＣ）を付加し、直接移行せず、論理回路の遅延時間分遅れた信号で駆動する構成としても良い。
【００７４】
また、第一ゲート端子２の駆動信号と第二ゲート端子３の駆動信号を共用し、制御手段１７を介して第一ゲート端子２及び第二ゲート端子３を唯一のゲート駆動信号でオンオフ制御する図８のような構成としても良い。
【００７５】
（実施の形態２）
以下、実施の形態２について、図９を参照しながら双方向スイッチ１のゲート駆動方法について説明する。
【００７６】
なお、実施の形態１と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００７７】
図９（ａ）に示すように、制御手段１７は、双方向スイッチ１ａを双方向に電流遮断する第四モードから双方向に電流を通電する第三モードに移行する際に、意図した導通方向に対して逆方向ダイオードが形成されるモードを介在させて、第三モードに移行するように制御する。この時のオン・オフテーブルは、テーブル（１）からテーブル（３）を経由してテーブル（４）へ移行するように制御することで対応している。また、逆に双方向に電流を通電する第三モードから双方向に電流遮断する第四モードに移行する際には、図９（ｂ）に示すように、テーブル（４）からテーブル（３）を経由してテーブル（１）へ移行するように制御する。但し、この制御では、例えばインバータ装置１８の負荷側に誘導負荷が接続された際に、第一アーム１８ａの双方向スイッチ１ａをモード移行する場合、第一アーム１８ａの双方向スイッチ１ｂのモード移行を行い、直流部のＮ側から還流電流を流すことができ、かつ双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂが上下アーム短絡を発生させないように、双方向スイッチ１ｂに対してもテーブル（３）を参照してモード移行を行うように制御する。この場合、双方向スイッチ１ｂがダイオードを介在した動作となり、双方向スイッチ１ａはダイオードを介在した通電動作は発生しないこととなる。
【００７８】
以上のように、制御手段１７は、双方向に電流遮断する第四モードから双方向に電流を通電する第三モードに移行する際。あるいは双方向に電流を通電する第三モードから双方向に電流遮断する第四モードに移行する際に、意図した導通方向に対して逆方向ダイオードが形成されるモードを介在させて、第三モードに移行するように制御し、双方向スイッチ１ｂを第一あるいは第二モードを経由した場合であっても、その際に通流電流を発生させず、ダイオードの順方向電圧による損失の発生を防止することができる。
【００７９】
（実施の形態３）
以下、実施の形態３について、図１０を参照しながら双方向スイッチ１のゲート駆動方法について説明する。
【００８０】
なお、実施の形態１あるいは２と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００８１】
図１０に示すように、制御手段１７は、インバータ装置１８において双方向スイッチ１ａが第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して逆方向ダイオードが形成される第一モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向（還流電流の方向）に対して順方向ダイオードが形成される第二モードを経由するように、第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａを制御する。一方、第一アーム１８ａの双方向スイッチ１ｂは、意図した電流の方向に対して双方向スイッチ１ａの電流遮断状態となるタイミングで電流ルートを確保するように制御する。例えば、組合せ（２）の際には、第二ゲート端子３ｂはオン状態とする。逆に、双方向スイッチ１ｂの状態遷移に対しても、同様に双方向スイッチ１ａにて電流ルートを確保するように制御する。双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂは、互いの組合せ（２）、（４）により、ダイオードに電流が流れるモードを一度ずつ経由する。双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂは、図示した矢印の通り、ダイオードを通流するタイミングを一度ずつ経由するため、損失が互いに平均化される。
【００８２】
以上のように、双方向スイッチ１ａ、１ｂを互いにダイオードを介して電流ルートを形成する時間比率を均等にすることができ、ブリッジ回路を形成した際の相互の双方向スイッチ１ａ、１ｂの損失を平均化することができ、損失の大きな双方向スイッチ１ａあるいは１ｂに合わせた放熱設計を行う必要がなく、小型で軽量の電力変換装置を構成することができる。
【００８３】
（実施の形態４）
以下、実施の形態４について、図１１を参照しながら双方向スイッチ１のゲート駆動方法について説明する。
【００８４】
なお、実施の形態１〜３と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００８５】
図１１に示すように、制御手段１７は、インバータ装置１８において双方向スイッチ１ａが第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、ブリッジ回路を形成した際の相互の双方向スイッチ１ａ、１ｂの損失を平均化する。具体的には、組合せ（５）〜組合せ（８）のように順次第一ゲート端子２ａ、２ｂと第二ゲート端子３ａ、３ｂをそれぞれオンオフ制御する。組合せ（６）の双方向スイッチ１ａは、破線に示した電流方向が流れないとしているが、組合せが移行する瞬間の過渡期においては双方向スイッチ１ｂを通流せず、双方向スイッチ１ａを流れる。但し、破線部にバツ印を付与した方向は、他方の双方向スイッチ１ａあるいは双方向スイッチ１ｂの経路が優先されることを意味している。従って、双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂは、相互に順方向ダイオードを通過する経路を主として１回発生することとなる。また、双方向オン状態、双方向オフ状態についても同じ回数となるように制御する。
【００８６】
以上のように、双方向スイッチ１ａ、１ｂを互いにダイオードを介して電流ルートを形成する時間比率を均等にすることができ、ブリッジ回路を形成した際の相互の双方向スイッチ１ａ、１ｂの損失を平均化することができ、損失の大きな双方向スイッチ１ａあるいは１ｂに合わせた放熱設計を行なう必要がなく、小型で軽量の電力変換装置を構成することができる。
【産業上の利用可能性】
【００８７】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置、ＡＣ−ＤＣ変換装置、インバータ装置等に４つの状態を有する双方向スイッチを利用した際のゲート駆動方法に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】本発明の実施の形態１の双方向スイッチの構成図
【図２】同双方向スイッチの等価回路図（（ａ）第１、第２のトランジスタで構成する等価回路図、（ｂ）第２のトランジスタの等価回路図、（ｃ）第２のトランジスタをダイオードとみなした場合の等価回路図）
【図３】同双方向スイッチの電圧・電流の相関図
【図４】同双方向スイッチの動作モードを示す図
【図５】同ゲート駆動を行う制御手段の説明図
【図６】同オン・オフテーブルを示す図
【図７】同インバータ装置の構成図
【図８】同信号遅延の生成回路を示す図
【図９】本発明の実施の形態２における双方向スイッチのモード遷移図（（ａ）第四モードから第三モードへの遷移図、（ｂ）第三モードから第四モードへの遷移図）
【図１０】本発明の実施の形態３における双方向スイッチのモード遷移図
【図１１】本発明の実施の形態４における双方向スイッチのモード遷移図
【図１２】従来の特許文献１における双方向性スイッチの駆動方法の説明図
【符号の説明】
【００８９】
１ 双方向スイッチ
１ａ〜１ｆ 双方向スイッチ
２ 第一ゲート端子
２ａ〜２ｆ 第一ゲート端子
３ 第二ゲート端子
３ａ〜３ｆ 第二ゲート端子
４ ドレイン端子
５ ソース端子
６ 基板
７ バッファ層
８ 半導体層積層体
９ ＧａＮ層
１０ ＡｌＧａＮ層
１１Ａ 第１のオーミック電極
１１Ｂ 第２のオーミック電極
１２Ａ 第１のｐ型半導体層
１２Ｂ 第２のｐ型半導体層
１３Ａ 第１のゲート電極
１３Ｂ 第２のゲート電極
１４ 保護膜
１５ 第１のトランジスタ
１６ 第２のトランジスタ
１７ 制御手段
１８ インバータ装置
１８ａ 第一アーム
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチに適用するゲート駆動方法であって、制御手段は、前記第四モードから前記第三モードあるいは前記第三モードから第四モードの少なくとも一方へ直接移行しないように制御する双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項２】
制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項３】
制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項４】
制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減する請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項５】
制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減する請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項６】
第一ゲート端子の駆動信号と第二ゲート端子の駆動信号を共用し、制御手段を介して前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子を唯一のゲート駆動信号オンオフ制御する請求項１から７何れかに記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項７】
双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、前記双方向スイッチの損失を平均化する請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項８】
双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、前記双方向スイッチの損失を平均化する請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項９】
制御手段は、遅延生成手段を備え、第一ゲート端子と第二ゲート端子のオフからオン、あるいはオンからオフへの切換えを相異なるタイミングとする請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項１０】
遅延生成手段の遅延時間は、少なくとも１ｎｓ以上である請求項９記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項１１】
遅延生成手段は、論理回路の応答速度を利用して遅延時間を生成する請求項９記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項１２】
請求項１から１１の何れかに記載の双方向スイッチのゲート駆動方法を使用した電力変換装置。
【請求項１】
基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチに適用するゲート駆動方法であって、制御手段は、前記第四モードから前記第三モードあるいは前記第三モードから第四モードの少なくとも一方へ直接移行しないように制御する双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項２】
制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項３】
制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項４】
制御手段は、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減する請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項５】
制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、順方向ダイオードの通流電流による損失を低減する請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項６】
第一ゲート端子の駆動信号と第二ゲート端子の駆動信号を共用し、制御手段を介して前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子を唯一のゲート駆動信号オンオフ制御する請求項１から７何れかに記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項７】
双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで、前記双方向スイッチの損失を平均化する請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項８】
双方向スイッチを用いてブリッジ回路を構成し、制御手段は、第三モードから第四モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して導通させるように順方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御し、第四モードから第三モードへの状態遷移の際に、意図した導通方向に対して遮断するように逆方向ダイオードが形成される第一モードあるいは第二モードを経由するように制御することで順方向ダイオードの通流電流による損失を低減し、前記双方向スイッチの損失を平均化する請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項９】
制御手段は、遅延生成手段を備え、第一ゲート端子と第二ゲート端子のオフからオン、あるいはオンからオフへの切換えを相異なるタイミングとする請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項１０】
遅延生成手段の遅延時間は、少なくとも１ｎｓ以上である請求項９記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項１１】
遅延生成手段は、論理回路の応答速度を利用して遅延時間を生成する請求項９記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
【請求項１２】
請求項１から１１の何れかに記載の双方向スイッチのゲート駆動方法を使用した電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１１−１７２２９８（Ｐ２０１１−１７２２９８Ａ）
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１５８６７９（Ｐ２００８−１５８６７９）
【出願日】平成２０年６月１８日（２００８．６．１８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年６月１８日（２００８．６．１８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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