受信装置および受信方法
【課題】マルチパス環境においても良好な受信性能が得られる受信装置を得ること。
【解決手段】モードＳ信号を受信する受信装置であって、受信信号を直交検波する直交検波部２と、直交検波後の受信信号に対して周波数オフセットを補償する周波数補償部５と、周波数オフセットの補償後の受信信号に基づいて先行波の到来時刻である先行波到来時刻を推定する先行波検出部３と、周波数オフセットの補償後の受信信号のプリアンブル部と先行波到来時刻とに基づいて、伝搬路の推定を行う伝搬路推定部６と、伝搬路推定部６による推定結果に基づいて、周波数オフセットの補償後の受信信号に対してマルチパスによる歪みを補償する等化処理を行い、等化処理結果に基づいてビット判定を行う等化部７と、を備える。
【解決手段】モードＳ信号を受信する受信装置であって、受信信号を直交検波する直交検波部２と、直交検波後の受信信号に対して周波数オフセットを補償する周波数補償部５と、周波数オフセットの補償後の受信信号に基づいて先行波の到来時刻である先行波到来時刻を推定する先行波検出部３と、周波数オフセットの補償後の受信信号のプリアンブル部と先行波到来時刻とに基づいて、伝搬路の推定を行う伝搬路推定部６と、伝搬路推定部６による推定結果に基づいて、周波数オフセットの補償後の受信信号に対してマルチパスによる歪みを補償する等化処理を行い、等化処理結果に基づいてビット判定を行う等化部７と、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線信号の受信装置および受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
モードＳ応答信号は、二次監視レーダ（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｕｒｖｅｉｌｌａｎｃｅ Ｒａｄａｒ）で利用される１０９０ＭＨｚ帯で伝送される無線方式のひとつである。モードＳ応答信号は、ＳＳＲの管制側の装置から送信されたモードＳ質問信号に対する応答として、航空機のトランスポンダから送信される。また、空港内で使用される車両には、モードＳ応答と同一の物理フォーマットのスキッタと呼ばれる信号を自動的に送信することができる無線装置が搭載されていることがある。モードＳ応答信号の物理フォーマットは、ＡＤＳ−Ｂ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ Ｓｕｒｖｅｉｌｌａｎｃｅ−Ｂｒｏａｄｃａｓｔ）と呼ばれる放送型のデータリンクの物理伝送方式としても利用されている。これらのモードＳ信号を空港内もしくは空港周辺の複数の地上受信局で受信し、到来時間差から測位を行うマルチラテレーションへの適用が検討されている。マルチラテレーションにおいては、測位を行うためのモードＳ応答信号受信タイミングの推定精度と対象のモードＳ応答信号の受信成功率とが性能を左右する。
【０００３】
モードＳ応答信号は、１Ｍｂｐｓの伝送速度の２値ＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で伝送される。１つの応答信号は、８μｓのプリアンブル部と、それに続く５６μｓまたは１１２μｓのデータブロック区間で構成される。一般的なモードＳ受信装置は、受信ＲＦ信号に対して包絡線検波を実施し、その出力を対数アンプで変換した結果をＡ／Ｄ変換し、プリアンブル部における受信信号レベルに基づくタイミング抽出および基準レベル生成を実施した後、その結果に基づきプリアンブル部に続くデータブロック部の各ビットの判定を実施する。
【０００４】
具体的なビット判定方法として、例えば、以下に示す第１〜第３の方法が非特許文献１に開示されている。第１の方法では、１ビット区間に２つ含まれるパルス候補（チップ）のそれぞれの中点でサンプルして、２点の受信電力レベルの比較によって判定する。また、第２の方法では、各チップのサンプル値のうちプリアンブルの受信で推定した受信電力からの相対的な受信電力レベルが一定範囲に収まっている側のチップを採用する。また、第３の方法では、各チップを複数回サンプルし、各サンプルがプリアンブルの受信で推定した受信電力からの相対的な受信電力レベルを基準に−６ｄＢ，−３ｄＢ，３ｄＢのいずれのレンジにあるかに基づいて再量子化し、再量子化後のパターンと予め作成されたテーブルとを用いて判定パターンを得る。第３の方法では、あらかじめ干渉を含む伝搬モデルに基づいてシミュレーションなどによりテーブルを作成しておく。第２の方法や第３の方法は、受信信号に非同期干渉が重畳しやすい環境において、各パルスの受信レベルをてがかりとしてビット判定の誤りを抑える効果がある。
【０００５】
上記の第２の方法では、両チップについて上記一定範囲の相対受信電力に収まっている場合または両チップとも一定範囲の相対受信電力に収まらない場合は、絶対レベルの高い側のチップを採用し、信頼度と呼ばれる値をＬｏｗ（信頼度が低いことを示す値）に設定して出力する。
【０００６】
また、上記の第３の方法では、判定ビットと同時に信頼度を取り出すことが可能なテーブルを用意している。モードＳ応答信号のうち後部２４ビットは誤り検出符号であるＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ）に関する情報が付加されており、上記の信頼度の値は、ビット判定後に実施されるＣＲＣによるシンドローム計算に基づく誤り検出・誤り訂正などに利用される。
【０００７】
非特許文献１では、主に非同期干渉に対する受信性能低下を考慮した方法が提示されているが、特にマルチラテレーションにおけるモードＳ受信においては、空港敷地内の建造物などにより発生するマルチパスの影響を考慮する必要がある。特許文献１では、非同期干渉やマルチパス環境での性能低下を抑えるために、検出したタイミング以外で発生する信号のレベル変動を除去するように、立ち上がりと立ち下がりのタイミングに基づいてパルス再生を行う方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第４３３１０９４号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】Ｒａｄｉｏ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ ｆｏｒ Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ（ＲＴＣＡ），‘Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｓｔａｎｄａｒｄｓ ｆｏｒ １０９０Ｍｈｚ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ Ｓｕｒｖｅｉｌｌａｎｃｅ−Ｂｒｏａｄｃａｓｔ’，ＤＯ−２６０Ａ，２００３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
マルチパスによる遅延波は、希望波である先行波と同じ周波数で、かつ異なる到来時刻および位相で受信信号に重畳するため、数μｓ程度の遅延時間で複数のマルチパスが重畳する場合にはデータブロック部分の波形は大きく変動する。このため、上記従来の技術では、先行波と複数の遅延波の合成信号の位相関係が互いに信号を弱めあう方向になっている場合や遅延波の遅延時間が各チップの区切り部分に近い場合、ビット検出性能が低下してしまうという問題がある。
【００１１】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチパス環境においても良好な受信性能が得られる受信装置および受信方法を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、モードＳ信号（モードＳ応答信号と、モードＳ応答信号と同一の物理フォーマットで送信される各種の信号）を受信する受信装置であって、受信信号を直交検波する直交検波部と、直交検波後の受信信号に対して周波数オフセットを補償する周波数補償部と、周波数オフセットの補償後の受信信号に基づいて先行波の先行波到来時刻を推定する先行波検出部と、周波数オフセットの補償後の受信信号のプリアンブル部と前記先行波到来時刻とに基づいて、伝搬路の推定を行う伝搬路推定部と、前記伝搬路推定部による推定結果に基づいて、周波数オフセットの補償後の受信信号に対してマルチパスによる歪みを補償する等化処理を行い、等化処理結果に基づいてビット判定を行う等化部と、を備える、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、マルチパス環境においても良好な受信性能が得られるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】図１は、実施の形態１の受信装置の機能構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１の受信処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図３】図３は、伝搬路推定部の構成例を示す図である。
【図４】図４は、伝搬路推定部に入力される受信信号の波形と伝搬路推定部内での処理に伴う受信波形の変化の様子の一例を示す図である。
【図５】図５は、実施の形態２の受信装置の機能構成例を示す図である。
【図６】図６は、実施の形態２の受信処理手順の一例を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下に、本発明にかかる受信装置および受信方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１６】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる受信装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置は、アンテナ１、直交検波部２、先行波検出部３、受信処理部４、誤り制御・系列選択部（誤り制御部）８と、判定結果出力部９と、を備える。受信処理部４は、周波数補償部５、伝搬路推定部６および等化部７を備える。
【００１７】
本実施の形態の受信装置は、モードＳ信号（例えばモードＳ応答信号）を受信して受信信号を復調して送信されたビット列を出力する受信装置である。モードＳ応答信号は、上記非特許文献１に記載されているように、１Ｍｂｐｓの伝送速度の２値ＰＰＭ方式で伝送される信号であり、１つの信号は、８μｓのプリアンブル部と、それに続く５６μｓまたは１１２μｓのデータブロック区間で構成される。
【００１８】
図２は、本実施の形態の受信装置における受信処理手順の一例を示すフローチャートである。図１および図２を用いて、本実施の形態の動作について説明する。
【００１９】
本実施の形態の受信装置では、直交検波部２が、アンテナ１で受信したアナログ信号を直交検波してデジタルＩＱ信号を出力する（ステップＳ１）。直交検波部２から出力される受信信号（デジタルＩＱ信号）は、１ビットの受信区間である１μｓの間に規定の回数だけサンプリングされたデータ列である。直交検波部２は、各チップの受信レベル測定のために、１μｓの間に最低２回のサンプリングが必要であるが、マルチラテレーションのように先行波到来時刻の推定が必要なシステムでは、数十から数百回のサンプリングを行う。直交検波部２から出力される受信信号は、先行波検出部３と、受信処理部４の周波数補償部５と、に供給される。
【００２０】
先行波検出部３は、受信信号に基づいてモードＳ応答信号の先頭のパルスの到来時刻を推定する、すなわち先行波を検出する（ステップＳ２）。たとえば、モードＳ信号のプリアンブル先頭のパルスの立ち上がりを検出することによって到来時刻を推定できる。この先行波到来時刻の推定方法としては、マルチラテレーション用の測位を実施するために必要な先行波到来時刻を推定する際の先行波到来時刻推定法を適用してよい。先行波検出部３は、この到来時刻の推定結果をタイミング情報（先行波到来時刻）として周波数補償部５および伝搬路推定部６に渡すことにより各ブロックに対して直交検波部２からの出力のどの時刻からモードＳ信号が始まるかを通知する。また、先行波検出部３は、タイミング情報を通知する代わりに、先行波の到来時刻に基づいて各ブロックの起動を制御する起動制御信号を各ブロックへ送信してもよい。
【００２１】
周波数補償部５は、直交検波部２から供給される受信信号（デジタルＩＱ信号）に残留する周波数偏差を除去して（周波数偏差を補償して）伝搬路推定部６および等化部７に渡す（ステップＳ３）。周波数偏差の除去方法としては、たとえば受信信号に基づいて周波数偏差を推定した後、周波数シフト処理を実施する。周波数偏差の推定方法としては、たとえば各受信パルスをいったん内部のメモリに蓄積してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行ってピークを検出する方法，前サンプルからの位相差分を平均化する方法等があげられる。周波数シフトは、時間領域で回転成分を乗算していくことで実施できる。
【００２２】
より高分解能で周波数偏差の除去を行うため、上記方法で推定した周波数偏差量を中心として複数個の周波数候補を作成し、それぞれ周波数シフトを実施してシフト結果の信号列を時系列に平均化した（低域通過フィルタの適用と等価）結果の絶対値が最も大きくなるものを最終的な周波数偏差補償結果としてもよい。この方法を適用することにより、周波数補償部５の補償性能を向上することができ、後段の等化部７および伝搬路推定部６の処理性能の向上に寄与する。
【００２３】
伝搬路推定部６は、先行波検出部３からのタイミング情報をもとに起動し（処理を開始し）、先行波の電力および位相と、マルチパス各素波の到来タイミング、電力および位相と、を推定し、これらの推定結果をインパルス応答推定結果（伝搬路推定結果）として等化部７に渡す（ステップＳ４）。
【００２４】
図３は、伝搬路推定部６の構成例を示す図である。図３に示すように、伝搬路推定部６は、プリアンブル抽出部６１、パス検出部６２、パス判定部６３、応答推定部６４、レプリカ生成部６５、減算部６６、およびチャネル推定結果出力部６７を備える。
【００２５】
図４は、伝搬路推定部６に入力される受信信号の波形（受信波形）と伝搬路推定部６内での処理に伴う受信波形の変化の様子の一例を示す図である。図４の上から３段は到来する各素波を表しており、例として先行波に加え２つの遅延波（遅延波Ａ、遅延波Ｂ）が到来する場合を示している。なお、ここでは、一例として遅延波Ａと遅延波Ｂの２つの遅延波を例示しているが、遅延波の数はこれに限定されない。図４で示す各波形は振幅を縦軸として表示しているが、一般にこれらの波形の間に位相差が存在するため、先行波と各素波の重ね合わせである受信波形は各信号のベクトル加算であり、加算後の振幅は位相差に応じて強め合ったり弱め合ったりする。
【００２６】
図３および図４を用いて、伝搬路推定部６の動作を説明する。プリアンブル抽出部６１は、周波数補償された受信信号と、先行波検出部３からのタイミング情報または起動制御信号に基づいて、受信信号のプリアンブル部のタイミング同期を実施し、同期した結果をタイミング同期情報として後段に渡す。ある受信信号（モードＳ信号）に対する初回動作においては、パス検出部６２にはプリアンブル抽出部６１からタイミング同期情報（たとえば図４のＴ０１）および受信波形（受信信号）が入力される。プリアンブルは、０．５μｓの間持続する４つのパルスで構成されており、プリアンブル先頭のタイミングを０μｓとすると、各パルスの立ち上がりタイミングは０．０μｓ（図４のＴ０１），１．０μｓ，３．５μｓ，４．５μｓである。各パルスの立ち下がりタイミングは０．５μｓ（図４のＴ０２），１．５μｓ（図４のＴ０４），４．０μｓ，５．０μｓである。
【００２７】
パス検出部６２は、これらのパルスの立ち上がりまたは立ち下がり以外のタイミングで、入力された受信信号の振幅または位相の変動量が閾値を超える時刻を遅延波の到来時刻として検出する。この閾値は、任意の方法で決定してよいが、たとえばいずれのモードＳ信号のパルスも受信しない区間で受信信号の平均電力を求めることにより雑音電力を推定し、雑音電力を用いて決定する（例えば雑音電力より一定程度大きい値として決定する）方法が考えられる。また、雑音電力と受信中のパルスのサンプル値から求めた平均電力である受信信号電力の推定値との両方を用いて閾値を決定してもよい。また、パス検出部６２は、上記の受信信号の振幅または位相の変動量が閾値を超える時刻を検出する代わりに、パルス先頭部分で測定した先行波の受信電力に対する相対的な変動量の大きさが閾値を超える時刻を検出するよう構成してもよい。このように、閾値を設定しておくことで、雑音を誤って遅延波として検出することを防ぐことができる。
【００２８】
また、パス検出部６２は、受信信号の立ち上がり，立ち下がりのタイミングに近いタイミング（立ち上がり，立ち下がりのタイミングから所定の範囲内のタイミング）では、上記の遅延波の到来時刻の検出方法とは異なるパス検出方法を適用する。これにより、伝搬路推定精度を向上させることができる。たとえば、先行波の到来時刻０．０μｓに十分近いタイミングで遅延波が到来する場合は、先行波と遅延波を分離せず合算した１つのパスとして取り扱えばよい（すなわち、遅延波としては検出しない）。
【００２９】
また、立ち下がり時刻である０．５μｓの付近に遅延波が到来することを想定すると、先行波の立ち下がりによる変化（電力の低下）が遅延波により低減される。従って、例えばこの立下り時刻付近の電力変動量の大きさが閾値よりも小さいことにより遅延波の到来を検出する。または立ち下がりタイミングである０．５μｓから次のパルスの立ち上がりタイミングである１．０μｓ（または次のパルスの立ち上がりタイミングより前のタイミング）の間の平均受信電力が閾値よりも大きいことなどを材料にして遅延波の到来を検出する。例えば、前者の閾値はパルス先頭の受信電力の大きさにより決定し、後者の閾値は上述した推定した雑音電力の大きさから決定することができる。
【００３０】
また、先行波のパルス立ち上がりタイミングである１．０μｓに遅延波が到来する場合の推定方法として、例えば、０．０μｓから０．５μｓの間に測定した受信電力と１．０μｓから１．５μｓの間に測定した受信電力との差を利用する、または０．０μｓ付近の受信電力変動の大きさと１．０μｓ付近の受信電力変動の大きさとの比較結果を利用する、等の方法が考えられる。これ以降の立ち上がり、立ち下がりタイミング付近での遅延波の判定についても、上記と同様の方法を用いて検出処理を行うことができる。
【００３１】
パス検出部６２は、以上の方法で遅延波の到来時刻（例えば、図４のＴ０３）を検出し、パス判定部６３に遅延波推定情報として渡す。
【００３２】
パス判定部６３には、パス検出部６２へ入力された受信信号と同等の受信信号と、パス検出部６２から出力された遅延波推定情報（例えば、図４のＴ０３）が入力され、この遅延波推定情報が妥当であるかの検証を行い、妥当である遅延波推定情報について遅延波の到来時刻であると判定する。
【００３３】
具体的には、パス判定部６３は、パス検出部６２から出力された遅延波推定情報が示す時刻（ここでは、時刻ａとする）をもとに、さらにその後の時刻に受信された受信信号を読み取り、当該遅延波のパルスの推定立ち上がり立下り時刻（ａ＋０．５，ａ＋１．０，ａ＋１．５，ａ＋３．５，ａ＋４．０，ａ＋４．５）μｓのうち、当該時刻の周辺で同様に振幅または位相の変動量が閾値を超えるものの個数を計数する。この個数により、時刻ａに先頭パルスが到来する遅延波の存在を判定する。例えば、この個数が閾値以上である場合に、時刻ａに先頭パルスが到来する遅延波が存在すると判定する。すなわち、この個数により、パス検出部６３が検出した遅延波の到来時刻が正しいか否かを判定する。
【００３４】
また、パス検出部６２から出力された遅延波推定情報が先行波の立ち上がり、立ち下がりタイミングに近いケースでは、変動量以外に特定区間の受信電力値を判定に用いてもよい。たとえばａ＝０．５μｓ付近の場合は、次のパルス送出区間であるａ＋１．０μｓからａ＋１．５μｓなどの区間の平均受信電力および位相がａ＋０．０μｓからａ＋０．５μｓの平均受信電力および位相と近い値になるかどうかを判定基準とする方法が考えられる。以上の判定結果は、先行波に続く遅延波の先頭パルスの到来時刻を検出することに相当する。パス判定部６３は、遅延波推定情報が正しいと判定した場合は、遅延波推定情報を遅延波到来時刻情報として出力し、遅延波推定情報が正しくないと判定した場合は、遅延波到来時刻情報を出力しない。図４の例では、パス判定部６３は遅延波Ａの先頭がＴ０３タイミングで到来したことを検出して遅延波到来時刻情報として出力する。このように、パス判定部６３は、パス検出部６２が検出した遅延波到来時刻を検証するブロックであり、パス検出部６２とパス判定部６３で、広義のパス検出部と考えることができる。
【００３５】
以上、パス検出と判定を受信信号の振幅または位相の変動（レベル変動）と受信電力の大きさから求める方法を示したが、このいずれかの処理を、本来のプリアンブルのパルスパターンの信号と受信信号との相関演算処理によって実現してもよい。本来のプリアンブルのパルスパターンと実際の受信信号との相関を取れば、各パスの受信時刻の間隔で相関結果のピークが現れるため、ピークの間隔に基づいて各パスの到来タイミング差を求めることにより、パス検出もしくは判定の基準として利用することができる。また、このような相関演算処理とレベル変動による検出処理とを併用することにより、検出・判定を実施してもよい。
【００３６】
応答推定部６４は、先行波の到来タイミングであるタイミング情報と、パス判定部６３から出力される遅延波到来時刻情報と、に基づいて先行波の応答推定結果を求める。なお、先行波のタイミング情報については、パス検出部６２、パス判定部６３経由で応答推定部６４に入力されるようにしてもよいし、先行波検出部３から応答推定部６４へ直接入力されてもよい。例えば、図４において、先行波の到来タイミングであるＴ０１から最初に到来する遅延波Ａの到来時刻Ｔ０３の間の区間には、受信信号として先行波のみが存在することが期待できる。このため、Ｔ０１からＴ０３におけるパルス存在区間のＩＱ信号の平均値を算出することで、先行波の電力（振幅）と位相を推定することができる。この動作を行うために、図４の例では、応答推定部６４には、先行波の先頭Ｔ０１から遅延波Ａの先頭Ｔ０３までの受信信号が入力され、応答推定部６４は、上記のように先行波の電力（振幅）と位相の推定結果を先行波の応答推定結果として求めて出力する。
【００３７】
レプリカ生成部６５は、先行波の応答推定結果とタイミング情報と規定のプリアンブル部のパルスパターンとに基づいて先行波のプリアンブル部全体のレプリカを生成する。なお、先行波のタイミング情報については、パス検出部６２、パス判定部６３経由および応答推定部６４で応答推定部６４に入力されるようにしてもよいし、先行波検出部３からレプリカ生成部６５へ直接入力されてもよい。具体的には、レプリカ生成部６５は、タイミング情報を基準として、応答推定結果として推定した電力および位相を元にパルス波形のスケーリングと回転を実施して出力する。
【００３８】
生成されたレプリカは、減算部６６に入力され、減算部６６は、受信信号からレプリカを減算してパス検出部６２へ入力する。このようにして、先行波成分を除去した受信信号を生成することができる。図４の例では、図４の下から２段目に示すように、先行波成分を除去した受信信号は、Ｔ０１からＴ０３までの信号がレプリカの減算により０に近い値となり、Ｔ０３以降では遅延波Ａと遅延波Ｂの重ね合わせ信号が残留した信号となる。この先行波成分を除去した受信信号を入力とし、Ｔ０３を先頭タイミングとして再度パス検出部６２以降の処理が行われる。
【００３９】
パス検出部６２およびパス判定部６３は、先行波成分を除去した受信信号を入力とし、Ｔ０３を先頭タイミングとし、初回の処理と同様の処理を実施することにより、２番目に到来する遅延波の到来時刻を検出して遅延波到来時刻情報として出力する。図４の例では、パス判定部６３は、遅延波Ｂの到来時刻Ｔ０６を遅延波到来時刻情報として出力する。この２回目のパス検出においても、遅延波Ａの立ち上がりおよび立ち下り（図４のＴ０３，Ｔ０５，Ｔ０７，Ｔ０９）の近辺については先行波の立ち上がりおよび立ち下りの近辺の処理と同様の処理を行うと伝搬路推定精度を向上させることができる。
【００４０】
Ｔ０３からＴ０６までの区間では、（先行波除去済みの）受信信号には遅延波Ａのみが含まれる。従って、応答推定部６４は、Ｔ０３からＴ０６までの区間のうちのパルス存在区間の受信信号平均値に基づいて遅延波Ａの電力と位相を遅延波Ａの応答推定結果として求める。レプリカ生成部６５では、先行波と同様に遅延波Ａのレプリカを生成し、減算部６６に入力する。以上のような、処理を繰り返すことにより、プリアンブル部分に重畳するマルチパスのタイミング検出と応答の推定を行うことができる。
【００４１】
処理の繰り返しの制御については、例えば、パス判定部６２が遅延波の検出を行わなくなる、つまりプリアンブルの終了時点までに新たなパスを検出しなくなるまで繰り返しを行うよう制御してもよい。または、最大検出パス数を設定しておき、その数に達した時点か、遅延波の検出がなくなった時点のいずれか早い方で処理を打ち切るよう制御してもよい。図４の例では２度の繰り返しパス検出およびレプリカの減算によって受信信号はＴ０６から始まる遅延波Ｂのみが残留した信号となり、３度目の繰り返しではパス検出部６２およびパス判定部６３は次の遅延波を検出しない。このような場合、応答推定部６４はＴ０６からプリアンブルの終了時刻である８μｓまでの期間でパルスが立ち上がっている区間を用いて遅延波Ｂの電力と位相を推定する。
【００４２】
応答推定部６４は上記の繰り返しごとに、各パス（遅延波）の遅延波到来時刻情報、電力および位相の情報をレプリカ生成部６５に出力するとともにチャネル推定結果出力部６７にも出力する。チャネル推定結果出力部６７は、検出された全パスについて、遅延波到来時刻情報、電力および位相の情報をまとめインパルス応答（伝搬路推定結果）として等化部７に出力する。
【００４３】
図２の説明に戻り、以上により、伝搬路推定処理が終了し、次に等化部７が、周波数補償部５から入力される周波数補償後の受信信号と、伝搬路推定部６からのインパルス応答と、に基づいて等化処理およびビット判定を実施する（ステップＳ５）。具体的な等化処理の方法としては、どのような方法を用いてもよいが、例えばＺＦ（Ｚｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇ），ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）基準の線形等化や非線形処理のＭＬＳＥ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）などの一般に知られた方法を利用することができる。線形等化を用いる場合は、遅延パス数に応じた処理量増加の問題が抑えられる周波数領域の等化処理を行ってよい。周波数領域等化処理では、受信信号のうち対象のモードＳ応答信号全体を含む区間と、推定したインパルス応答と、を周波数領域にそれぞれ変換し、各周波数において受信信号と伝搬路特性の逆数を乗算し、その結果を時間領域に戻すことでＺＦ基準の等化処理を行うことができる。等化処理結果の信号はマルチパスのない信号系列（先行波のみ）と同様の波形になることが期待できる（すなわち、等化部７は等化処理によりマルチパスによる歪みを補償する）ので、２つのチップ区間の等化処理後の受信信号の大小に基づいて各ビットの判定を実施すればよい。
【００４４】
以上の等化部７の処理結果として、データブロック区間のビット判定結果が誤り制御・系列選択部８に出力される。誤り制御・系列選択部８は、データブロック区間のビット判定結果に基づいてＣＲＣを利用したシンドローム計算等の誤り検出処理を行い（ステップＳ６）、これにより誤りを検出しなければその結果を判定結果出力部９に送り判定結果が出力される（ステップＳ７）。以上により復調処理が完了する。判定結果出力部９は、ビット判定結果を出力する。なお、誤り制御・系列選択部８が、誤り検出処理により誤りを検出した場合は、所定の誤り訂正処理を行って、判定結果出力部９に出力する。誤り訂正処理としては、例えば、ビット部分に対して様々なパターンでビットを反転したパターンを再生成して、再度シンドローム計算を実施し誤り検出がされないパターンが見つかった場合、その結果を誤りを訂正した最終出力として判定結果出力部９に出力する。
【００４５】
このように、本実施の形態では、先行波および遅延波について１パスずつ到来タイミングを推定し、推定した先行波および遅延波を受信信号から順次除去することを繰り返すことにより、伝搬路の全パスについてインパルス応答を求める。そして、インパルス応答を用いて等化処理を行いビット判定を行うようにした。このため、マルチパス環境においても良好な受信性能が得られる。
【００４６】
実施の形態２．
図５は、本発明にかかる受信装置の実施の形態２の機能構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置は、実施の形態１の受信処理部４を第１の受信処理部４とし、第２の受信処理部１０を追加し、誤り制御・系列選択部８の代わりに誤り制御・系列選択部８ａを備える以外は、実施の形態１の受信装置を同様である。本実施の形態の第１の受信処理部４の構成および動作は、実施の形態１の受信処理部４と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００４７】
本実施の形態では、第１の受信処理部４に加えて第２の受信処理部１０を備えており、第２の受信処理部１０には先行波検出部３から先行波のタイミング情報が入力される。第２の受信処理部１０は、先行波検出部３からのタイミング情報に基づいてモードＳ応答信号の同期を行い、たとえば非特許文献１記載の上述の第２の方法などにより受信判定処理を行うビット判定部１１を備えている。なお、ビット判定部１１が実施する受信判定処理の判定方法は、非特許文献１記載の上述の第２の方法に限らず、非特許文献１記載の上述の第１、３の方法やその他の方法であってもよい。
【００４８】
なお、本実施の形態では、受信信号は直交検波によりＩＱ信号として第２の受信処理部１０に入力されるが、各相の２乗和をとることにより電力として取り扱うことで、非特許文献１記載の第１，第２，第３の方法（ビット判定処理）を実施できる。第２の受信処理部１０の実装を非特許文献１に記載の第２の方法もしくは第３の方法にすれば、非同期干渉に対する性能低下を抑える効果が期待できるが、複数のマルチパス環境での性能は第１の受信処理部４で復調された場合と比較して劣る。一方、マルチパスが存在せず、非同期干渉のみが混入するケースでは、第２の受信処理部１０における復調結果の方が性能面で有利となる可能性がある。このため、第１の受信処理部４と第２の受信処理部１０でそれぞれ判定し、信頼度の高い判定系列を選択することで、いずれの環境でも適応的によい性能を得られる受信機が構成できる。なお、図５では、第１の受信処理部４と第２の受信処理部１０の２つの受信処理部を備える例を示しているが、３つ以上の受信処理部を備え、３つ以上のビット判定方式により、ビット判定を行い、その結果、最も信頼度の高い判定系列を選択するようにしてもよい。
【００４９】
なお、非特許文献１記載の第３の方法を用いる場合、テーブルを複数個用意し、それぞれのテーブルから得られた判定系列について誤り検出を実施し、最終的な判定系列を選択するよう構成してもよい。非特許文献１記載の第３の方法において様々な伝搬環境で作成したテーブルで並列に判定を実施する方法によって、実際の受信環境に近いモデルで生成したテーブルを用いて誤り検出しないパターンを得られる可能性が高くなり、受信性能を向上させることができる。
【００５０】
図６は、本実施の形態の受信処理手順の一例を示すフローチャートである。ステップＳ１〜ステップＳ５は、実施の形態１と同様である。ステップＳ３〜ステップＳ５によるビット判定処理を第１のビット判定処理（ステップＳ９）と呼ぶこととする。第１のビット判定処理によるビット判定結果は誤り制御・系列選択部８ａに入力される。
【００５１】
先行波検出部３からのタイミング情報は、第２の受信処理部１０にも入力され、第２の受信処理部１０は、非特許文献１記載の第２の方法等によるビット判定処理（第２のビット判定処理）を実施し、判定結果を誤り制御・系列選択部８ａへ入力する（ステップＳ８）。
【００５２】
誤り制御・系列選択部８ａは、第１のビット判定処理によるビット判定結果と、第２のビット判定処理によるビット判定結果と、について、それぞれＣＲＣによるシンドローム計算による誤り検出を行い（ステップＳ１０）、誤りが検出されなかった側のビット判定結果（系列）を判定結果出力部９に出力する（ステップＳ１１）。また、両系列で誤り検出した場合、両系列の間で判定結果の異なるビット部分に対して様々なパターンでビットを反転したパターンを再生成して、再度シンドローム計算を実施し、誤り検出がされないパターンが見つかった場合その結果を誤りを訂正した最終出力として判定結果出力部９に出力する。また、両系列で誤り検出されなかった場合は、どちらの系列を出力してもよい。
【００５３】
両系列で誤り検出した場合について、判定結果の異なるビット数が多い場合、取り得るビット反転パターンの総数が指数関数的に増大するため、判定結果の異なるビット数があらかじめ指定した閾値以下の時のみ上記の誤り訂正手続きを試行する、というように構成してもよい。また、非特許文献１の第２の方法では、ビット判定結果以外に信頼度も出力できる。第１の受信処理部４の出力を行う等化部７についても、等化後の結果の信号列から各チップの電力測定を行った際にブロック全体の平均的な検出レベルより一定以上のずれが存在する場合や両チップ間の電力値の差が小さい場合について、信頼度をＬｏｗとして出力するような構成で信頼度情報を出力する構成を追加してもよい。このように第１の受信処理部４および第２の受信処理部１０で、ビット判定結果とその信頼度をそれぞれ生成する構成とし、誤り制御・系列選択部８ａは両者のビット判定結果の差異と信頼度情報に基づいて、誤り訂正を行ってもよい。たとえば両ビット判定結果の判定値が合致し、信頼度Ｈｉｇｈであるビットをまず確定し、それ以外のビットについて反転処理を逐次実施して誤り訂正を試みるように構成してもよい。
【００５４】
以上のように、本実施の形態では、異なる伝搬環境についてそれぞれ適した特性を持つ複数のビット判定方式を並列に実行し、ビット判定方式の１つを実施の形態１で述べた方式として、複数のビット判定方式のビット判定結果のうちよりよい品質のビット判定結果を選択するようにした。このため、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、実施の形態１に比べさらに受信性能の向上を図ることができる。なお、本実施の形態では選択対象となる複数の判定方式に実施の形態１で説明した等化方式を含んでいるが、これに限定せず、たとえば非特許文献１記載の第３の方法で使用するテーブルを２つ以上用意し、それぞれのテーブルから得られた２つ以上の判定系列について誤り検出を実施し、検出結果に基づいて最終的な判定系列を選択するよう構成することでも受信性能の向上を図ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
以上のように、本発明にかかる受信装置および受信方法は、無線信号の受信装置に有用であり、特に、モードＳ応答信号を受信する受信装置に適している。
【符号の説明】
【００５６】
１ アンテナ
２ 直交検波部
３ 先行波検出部
４ 受信処理部
５ 周波数補償部
６ 伝搬路推定部
７ 等化部
８ 誤り制御・系列選択部
９ 定結果出力部
１０ 第２の受信処理部
１１ ビット判定部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線信号の受信装置および受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
モードＳ応答信号は、二次監視レーダ（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｕｒｖｅｉｌｌａｎｃｅ Ｒａｄａｒ）で利用される１０９０ＭＨｚ帯で伝送される無線方式のひとつである。モードＳ応答信号は、ＳＳＲの管制側の装置から送信されたモードＳ質問信号に対する応答として、航空機のトランスポンダから送信される。また、空港内で使用される車両には、モードＳ応答と同一の物理フォーマットのスキッタと呼ばれる信号を自動的に送信することができる無線装置が搭載されていることがある。モードＳ応答信号の物理フォーマットは、ＡＤＳ−Ｂ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ Ｓｕｒｖｅｉｌｌａｎｃｅ−Ｂｒｏａｄｃａｓｔ）と呼ばれる放送型のデータリンクの物理伝送方式としても利用されている。これらのモードＳ信号を空港内もしくは空港周辺の複数の地上受信局で受信し、到来時間差から測位を行うマルチラテレーションへの適用が検討されている。マルチラテレーションにおいては、測位を行うためのモードＳ応答信号受信タイミングの推定精度と対象のモードＳ応答信号の受信成功率とが性能を左右する。
【０００３】
モードＳ応答信号は、１Ｍｂｐｓの伝送速度の２値ＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で伝送される。１つの応答信号は、８μｓのプリアンブル部と、それに続く５６μｓまたは１１２μｓのデータブロック区間で構成される。一般的なモードＳ受信装置は、受信ＲＦ信号に対して包絡線検波を実施し、その出力を対数アンプで変換した結果をＡ／Ｄ変換し、プリアンブル部における受信信号レベルに基づくタイミング抽出および基準レベル生成を実施した後、その結果に基づきプリアンブル部に続くデータブロック部の各ビットの判定を実施する。
【０００４】
具体的なビット判定方法として、例えば、以下に示す第１〜第３の方法が非特許文献１に開示されている。第１の方法では、１ビット区間に２つ含まれるパルス候補（チップ）のそれぞれの中点でサンプルして、２点の受信電力レベルの比較によって判定する。また、第２の方法では、各チップのサンプル値のうちプリアンブルの受信で推定した受信電力からの相対的な受信電力レベルが一定範囲に収まっている側のチップを採用する。また、第３の方法では、各チップを複数回サンプルし、各サンプルがプリアンブルの受信で推定した受信電力からの相対的な受信電力レベルを基準に−６ｄＢ，−３ｄＢ，３ｄＢのいずれのレンジにあるかに基づいて再量子化し、再量子化後のパターンと予め作成されたテーブルとを用いて判定パターンを得る。第３の方法では、あらかじめ干渉を含む伝搬モデルに基づいてシミュレーションなどによりテーブルを作成しておく。第２の方法や第３の方法は、受信信号に非同期干渉が重畳しやすい環境において、各パルスの受信レベルをてがかりとしてビット判定の誤りを抑える効果がある。
【０００５】
上記の第２の方法では、両チップについて上記一定範囲の相対受信電力に収まっている場合または両チップとも一定範囲の相対受信電力に収まらない場合は、絶対レベルの高い側のチップを採用し、信頼度と呼ばれる値をＬｏｗ（信頼度が低いことを示す値）に設定して出力する。
【０００６】
また、上記の第３の方法では、判定ビットと同時に信頼度を取り出すことが可能なテーブルを用意している。モードＳ応答信号のうち後部２４ビットは誤り検出符号であるＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ）に関する情報が付加されており、上記の信頼度の値は、ビット判定後に実施されるＣＲＣによるシンドローム計算に基づく誤り検出・誤り訂正などに利用される。
【０００７】
非特許文献１では、主に非同期干渉に対する受信性能低下を考慮した方法が提示されているが、特にマルチラテレーションにおけるモードＳ受信においては、空港敷地内の建造物などにより発生するマルチパスの影響を考慮する必要がある。特許文献１では、非同期干渉やマルチパス環境での性能低下を抑えるために、検出したタイミング以外で発生する信号のレベル変動を除去するように、立ち上がりと立ち下がりのタイミングに基づいてパルス再生を行う方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第４３３１０９４号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】Ｒａｄｉｏ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ ｆｏｒ Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ（ＲＴＣＡ），‘Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｓｔａｎｄａｒｄｓ ｆｏｒ １０９０Ｍｈｚ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ Ｓｕｒｖｅｉｌｌａｎｃｅ−Ｂｒｏａｄｃａｓｔ’，ＤＯ−２６０Ａ，２００３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
マルチパスによる遅延波は、希望波である先行波と同じ周波数で、かつ異なる到来時刻および位相で受信信号に重畳するため、数μｓ程度の遅延時間で複数のマルチパスが重畳する場合にはデータブロック部分の波形は大きく変動する。このため、上記従来の技術では、先行波と複数の遅延波の合成信号の位相関係が互いに信号を弱めあう方向になっている場合や遅延波の遅延時間が各チップの区切り部分に近い場合、ビット検出性能が低下してしまうという問題がある。
【００１１】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチパス環境においても良好な受信性能が得られる受信装置および受信方法を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、モードＳ信号（モードＳ応答信号と、モードＳ応答信号と同一の物理フォーマットで送信される各種の信号）を受信する受信装置であって、受信信号を直交検波する直交検波部と、直交検波後の受信信号に対して周波数オフセットを補償する周波数補償部と、周波数オフセットの補償後の受信信号に基づいて先行波の先行波到来時刻を推定する先行波検出部と、周波数オフセットの補償後の受信信号のプリアンブル部と前記先行波到来時刻とに基づいて、伝搬路の推定を行う伝搬路推定部と、前記伝搬路推定部による推定結果に基づいて、周波数オフセットの補償後の受信信号に対してマルチパスによる歪みを補償する等化処理を行い、等化処理結果に基づいてビット判定を行う等化部と、を備える、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、マルチパス環境においても良好な受信性能が得られるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】図１は、実施の形態１の受信装置の機能構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１の受信処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図３】図３は、伝搬路推定部の構成例を示す図である。
【図４】図４は、伝搬路推定部に入力される受信信号の波形と伝搬路推定部内での処理に伴う受信波形の変化の様子の一例を示す図である。
【図５】図５は、実施の形態２の受信装置の機能構成例を示す図である。
【図６】図６は、実施の形態２の受信処理手順の一例を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下に、本発明にかかる受信装置および受信方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１６】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる受信装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置は、アンテナ１、直交検波部２、先行波検出部３、受信処理部４、誤り制御・系列選択部（誤り制御部）８と、判定結果出力部９と、を備える。受信処理部４は、周波数補償部５、伝搬路推定部６および等化部７を備える。
【００１７】
本実施の形態の受信装置は、モードＳ信号（例えばモードＳ応答信号）を受信して受信信号を復調して送信されたビット列を出力する受信装置である。モードＳ応答信号は、上記非特許文献１に記載されているように、１Ｍｂｐｓの伝送速度の２値ＰＰＭ方式で伝送される信号であり、１つの信号は、８μｓのプリアンブル部と、それに続く５６μｓまたは１１２μｓのデータブロック区間で構成される。
【００１８】
図２は、本実施の形態の受信装置における受信処理手順の一例を示すフローチャートである。図１および図２を用いて、本実施の形態の動作について説明する。
【００１９】
本実施の形態の受信装置では、直交検波部２が、アンテナ１で受信したアナログ信号を直交検波してデジタルＩＱ信号を出力する（ステップＳ１）。直交検波部２から出力される受信信号（デジタルＩＱ信号）は、１ビットの受信区間である１μｓの間に規定の回数だけサンプリングされたデータ列である。直交検波部２は、各チップの受信レベル測定のために、１μｓの間に最低２回のサンプリングが必要であるが、マルチラテレーションのように先行波到来時刻の推定が必要なシステムでは、数十から数百回のサンプリングを行う。直交検波部２から出力される受信信号は、先行波検出部３と、受信処理部４の周波数補償部５と、に供給される。
【００２０】
先行波検出部３は、受信信号に基づいてモードＳ応答信号の先頭のパルスの到来時刻を推定する、すなわち先行波を検出する（ステップＳ２）。たとえば、モードＳ信号のプリアンブル先頭のパルスの立ち上がりを検出することによって到来時刻を推定できる。この先行波到来時刻の推定方法としては、マルチラテレーション用の測位を実施するために必要な先行波到来時刻を推定する際の先行波到来時刻推定法を適用してよい。先行波検出部３は、この到来時刻の推定結果をタイミング情報（先行波到来時刻）として周波数補償部５および伝搬路推定部６に渡すことにより各ブロックに対して直交検波部２からの出力のどの時刻からモードＳ信号が始まるかを通知する。また、先行波検出部３は、タイミング情報を通知する代わりに、先行波の到来時刻に基づいて各ブロックの起動を制御する起動制御信号を各ブロックへ送信してもよい。
【００２１】
周波数補償部５は、直交検波部２から供給される受信信号（デジタルＩＱ信号）に残留する周波数偏差を除去して（周波数偏差を補償して）伝搬路推定部６および等化部７に渡す（ステップＳ３）。周波数偏差の除去方法としては、たとえば受信信号に基づいて周波数偏差を推定した後、周波数シフト処理を実施する。周波数偏差の推定方法としては、たとえば各受信パルスをいったん内部のメモリに蓄積してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行ってピークを検出する方法，前サンプルからの位相差分を平均化する方法等があげられる。周波数シフトは、時間領域で回転成分を乗算していくことで実施できる。
【００２２】
より高分解能で周波数偏差の除去を行うため、上記方法で推定した周波数偏差量を中心として複数個の周波数候補を作成し、それぞれ周波数シフトを実施してシフト結果の信号列を時系列に平均化した（低域通過フィルタの適用と等価）結果の絶対値が最も大きくなるものを最終的な周波数偏差補償結果としてもよい。この方法を適用することにより、周波数補償部５の補償性能を向上することができ、後段の等化部７および伝搬路推定部６の処理性能の向上に寄与する。
【００２３】
伝搬路推定部６は、先行波検出部３からのタイミング情報をもとに起動し（処理を開始し）、先行波の電力および位相と、マルチパス各素波の到来タイミング、電力および位相と、を推定し、これらの推定結果をインパルス応答推定結果（伝搬路推定結果）として等化部７に渡す（ステップＳ４）。
【００２４】
図３は、伝搬路推定部６の構成例を示す図である。図３に示すように、伝搬路推定部６は、プリアンブル抽出部６１、パス検出部６２、パス判定部６３、応答推定部６４、レプリカ生成部６５、減算部６６、およびチャネル推定結果出力部６７を備える。
【００２５】
図４は、伝搬路推定部６に入力される受信信号の波形（受信波形）と伝搬路推定部６内での処理に伴う受信波形の変化の様子の一例を示す図である。図４の上から３段は到来する各素波を表しており、例として先行波に加え２つの遅延波（遅延波Ａ、遅延波Ｂ）が到来する場合を示している。なお、ここでは、一例として遅延波Ａと遅延波Ｂの２つの遅延波を例示しているが、遅延波の数はこれに限定されない。図４で示す各波形は振幅を縦軸として表示しているが、一般にこれらの波形の間に位相差が存在するため、先行波と各素波の重ね合わせである受信波形は各信号のベクトル加算であり、加算後の振幅は位相差に応じて強め合ったり弱め合ったりする。
【００２６】
図３および図４を用いて、伝搬路推定部６の動作を説明する。プリアンブル抽出部６１は、周波数補償された受信信号と、先行波検出部３からのタイミング情報または起動制御信号に基づいて、受信信号のプリアンブル部のタイミング同期を実施し、同期した結果をタイミング同期情報として後段に渡す。ある受信信号（モードＳ信号）に対する初回動作においては、パス検出部６２にはプリアンブル抽出部６１からタイミング同期情報（たとえば図４のＴ０１）および受信波形（受信信号）が入力される。プリアンブルは、０．５μｓの間持続する４つのパルスで構成されており、プリアンブル先頭のタイミングを０μｓとすると、各パルスの立ち上がりタイミングは０．０μｓ（図４のＴ０１），１．０μｓ，３．５μｓ，４．５μｓである。各パルスの立ち下がりタイミングは０．５μｓ（図４のＴ０２），１．５μｓ（図４のＴ０４），４．０μｓ，５．０μｓである。
【００２７】
パス検出部６２は、これらのパルスの立ち上がりまたは立ち下がり以外のタイミングで、入力された受信信号の振幅または位相の変動量が閾値を超える時刻を遅延波の到来時刻として検出する。この閾値は、任意の方法で決定してよいが、たとえばいずれのモードＳ信号のパルスも受信しない区間で受信信号の平均電力を求めることにより雑音電力を推定し、雑音電力を用いて決定する（例えば雑音電力より一定程度大きい値として決定する）方法が考えられる。また、雑音電力と受信中のパルスのサンプル値から求めた平均電力である受信信号電力の推定値との両方を用いて閾値を決定してもよい。また、パス検出部６２は、上記の受信信号の振幅または位相の変動量が閾値を超える時刻を検出する代わりに、パルス先頭部分で測定した先行波の受信電力に対する相対的な変動量の大きさが閾値を超える時刻を検出するよう構成してもよい。このように、閾値を設定しておくことで、雑音を誤って遅延波として検出することを防ぐことができる。
【００２８】
また、パス検出部６２は、受信信号の立ち上がり，立ち下がりのタイミングに近いタイミング（立ち上がり，立ち下がりのタイミングから所定の範囲内のタイミング）では、上記の遅延波の到来時刻の検出方法とは異なるパス検出方法を適用する。これにより、伝搬路推定精度を向上させることができる。たとえば、先行波の到来時刻０．０μｓに十分近いタイミングで遅延波が到来する場合は、先行波と遅延波を分離せず合算した１つのパスとして取り扱えばよい（すなわち、遅延波としては検出しない）。
【００２９】
また、立ち下がり時刻である０．５μｓの付近に遅延波が到来することを想定すると、先行波の立ち下がりによる変化（電力の低下）が遅延波により低減される。従って、例えばこの立下り時刻付近の電力変動量の大きさが閾値よりも小さいことにより遅延波の到来を検出する。または立ち下がりタイミングである０．５μｓから次のパルスの立ち上がりタイミングである１．０μｓ（または次のパルスの立ち上がりタイミングより前のタイミング）の間の平均受信電力が閾値よりも大きいことなどを材料にして遅延波の到来を検出する。例えば、前者の閾値はパルス先頭の受信電力の大きさにより決定し、後者の閾値は上述した推定した雑音電力の大きさから決定することができる。
【００３０】
また、先行波のパルス立ち上がりタイミングである１．０μｓに遅延波が到来する場合の推定方法として、例えば、０．０μｓから０．５μｓの間に測定した受信電力と１．０μｓから１．５μｓの間に測定した受信電力との差を利用する、または０．０μｓ付近の受信電力変動の大きさと１．０μｓ付近の受信電力変動の大きさとの比較結果を利用する、等の方法が考えられる。これ以降の立ち上がり、立ち下がりタイミング付近での遅延波の判定についても、上記と同様の方法を用いて検出処理を行うことができる。
【００３１】
パス検出部６２は、以上の方法で遅延波の到来時刻（例えば、図４のＴ０３）を検出し、パス判定部６３に遅延波推定情報として渡す。
【００３２】
パス判定部６３には、パス検出部６２へ入力された受信信号と同等の受信信号と、パス検出部６２から出力された遅延波推定情報（例えば、図４のＴ０３）が入力され、この遅延波推定情報が妥当であるかの検証を行い、妥当である遅延波推定情報について遅延波の到来時刻であると判定する。
【００３３】
具体的には、パス判定部６３は、パス検出部６２から出力された遅延波推定情報が示す時刻（ここでは、時刻ａとする）をもとに、さらにその後の時刻に受信された受信信号を読み取り、当該遅延波のパルスの推定立ち上がり立下り時刻（ａ＋０．５，ａ＋１．０，ａ＋１．５，ａ＋３．５，ａ＋４．０，ａ＋４．５）μｓのうち、当該時刻の周辺で同様に振幅または位相の変動量が閾値を超えるものの個数を計数する。この個数により、時刻ａに先頭パルスが到来する遅延波の存在を判定する。例えば、この個数が閾値以上である場合に、時刻ａに先頭パルスが到来する遅延波が存在すると判定する。すなわち、この個数により、パス検出部６３が検出した遅延波の到来時刻が正しいか否かを判定する。
【００３４】
また、パス検出部６２から出力された遅延波推定情報が先行波の立ち上がり、立ち下がりタイミングに近いケースでは、変動量以外に特定区間の受信電力値を判定に用いてもよい。たとえばａ＝０．５μｓ付近の場合は、次のパルス送出区間であるａ＋１．０μｓからａ＋１．５μｓなどの区間の平均受信電力および位相がａ＋０．０μｓからａ＋０．５μｓの平均受信電力および位相と近い値になるかどうかを判定基準とする方法が考えられる。以上の判定結果は、先行波に続く遅延波の先頭パルスの到来時刻を検出することに相当する。パス判定部６３は、遅延波推定情報が正しいと判定した場合は、遅延波推定情報を遅延波到来時刻情報として出力し、遅延波推定情報が正しくないと判定した場合は、遅延波到来時刻情報を出力しない。図４の例では、パス判定部６３は遅延波Ａの先頭がＴ０３タイミングで到来したことを検出して遅延波到来時刻情報として出力する。このように、パス判定部６３は、パス検出部６２が検出した遅延波到来時刻を検証するブロックであり、パス検出部６２とパス判定部６３で、広義のパス検出部と考えることができる。
【００３５】
以上、パス検出と判定を受信信号の振幅または位相の変動（レベル変動）と受信電力の大きさから求める方法を示したが、このいずれかの処理を、本来のプリアンブルのパルスパターンの信号と受信信号との相関演算処理によって実現してもよい。本来のプリアンブルのパルスパターンと実際の受信信号との相関を取れば、各パスの受信時刻の間隔で相関結果のピークが現れるため、ピークの間隔に基づいて各パスの到来タイミング差を求めることにより、パス検出もしくは判定の基準として利用することができる。また、このような相関演算処理とレベル変動による検出処理とを併用することにより、検出・判定を実施してもよい。
【００３６】
応答推定部６４は、先行波の到来タイミングであるタイミング情報と、パス判定部６３から出力される遅延波到来時刻情報と、に基づいて先行波の応答推定結果を求める。なお、先行波のタイミング情報については、パス検出部６２、パス判定部６３経由で応答推定部６４に入力されるようにしてもよいし、先行波検出部３から応答推定部６４へ直接入力されてもよい。例えば、図４において、先行波の到来タイミングであるＴ０１から最初に到来する遅延波Ａの到来時刻Ｔ０３の間の区間には、受信信号として先行波のみが存在することが期待できる。このため、Ｔ０１からＴ０３におけるパルス存在区間のＩＱ信号の平均値を算出することで、先行波の電力（振幅）と位相を推定することができる。この動作を行うために、図４の例では、応答推定部６４には、先行波の先頭Ｔ０１から遅延波Ａの先頭Ｔ０３までの受信信号が入力され、応答推定部６４は、上記のように先行波の電力（振幅）と位相の推定結果を先行波の応答推定結果として求めて出力する。
【００３７】
レプリカ生成部６５は、先行波の応答推定結果とタイミング情報と規定のプリアンブル部のパルスパターンとに基づいて先行波のプリアンブル部全体のレプリカを生成する。なお、先行波のタイミング情報については、パス検出部６２、パス判定部６３経由および応答推定部６４で応答推定部６４に入力されるようにしてもよいし、先行波検出部３からレプリカ生成部６５へ直接入力されてもよい。具体的には、レプリカ生成部６５は、タイミング情報を基準として、応答推定結果として推定した電力および位相を元にパルス波形のスケーリングと回転を実施して出力する。
【００３８】
生成されたレプリカは、減算部６６に入力され、減算部６６は、受信信号からレプリカを減算してパス検出部６２へ入力する。このようにして、先行波成分を除去した受信信号を生成することができる。図４の例では、図４の下から２段目に示すように、先行波成分を除去した受信信号は、Ｔ０１からＴ０３までの信号がレプリカの減算により０に近い値となり、Ｔ０３以降では遅延波Ａと遅延波Ｂの重ね合わせ信号が残留した信号となる。この先行波成分を除去した受信信号を入力とし、Ｔ０３を先頭タイミングとして再度パス検出部６２以降の処理が行われる。
【００３９】
パス検出部６２およびパス判定部６３は、先行波成分を除去した受信信号を入力とし、Ｔ０３を先頭タイミングとし、初回の処理と同様の処理を実施することにより、２番目に到来する遅延波の到来時刻を検出して遅延波到来時刻情報として出力する。図４の例では、パス判定部６３は、遅延波Ｂの到来時刻Ｔ０６を遅延波到来時刻情報として出力する。この２回目のパス検出においても、遅延波Ａの立ち上がりおよび立ち下り（図４のＴ０３，Ｔ０５，Ｔ０７，Ｔ０９）の近辺については先行波の立ち上がりおよび立ち下りの近辺の処理と同様の処理を行うと伝搬路推定精度を向上させることができる。
【００４０】
Ｔ０３からＴ０６までの区間では、（先行波除去済みの）受信信号には遅延波Ａのみが含まれる。従って、応答推定部６４は、Ｔ０３からＴ０６までの区間のうちのパルス存在区間の受信信号平均値に基づいて遅延波Ａの電力と位相を遅延波Ａの応答推定結果として求める。レプリカ生成部６５では、先行波と同様に遅延波Ａのレプリカを生成し、減算部６６に入力する。以上のような、処理を繰り返すことにより、プリアンブル部分に重畳するマルチパスのタイミング検出と応答の推定を行うことができる。
【００４１】
処理の繰り返しの制御については、例えば、パス判定部６２が遅延波の検出を行わなくなる、つまりプリアンブルの終了時点までに新たなパスを検出しなくなるまで繰り返しを行うよう制御してもよい。または、最大検出パス数を設定しておき、その数に達した時点か、遅延波の検出がなくなった時点のいずれか早い方で処理を打ち切るよう制御してもよい。図４の例では２度の繰り返しパス検出およびレプリカの減算によって受信信号はＴ０６から始まる遅延波Ｂのみが残留した信号となり、３度目の繰り返しではパス検出部６２およびパス判定部６３は次の遅延波を検出しない。このような場合、応答推定部６４はＴ０６からプリアンブルの終了時刻である８μｓまでの期間でパルスが立ち上がっている区間を用いて遅延波Ｂの電力と位相を推定する。
【００４２】
応答推定部６４は上記の繰り返しごとに、各パス（遅延波）の遅延波到来時刻情報、電力および位相の情報をレプリカ生成部６５に出力するとともにチャネル推定結果出力部６７にも出力する。チャネル推定結果出力部６７は、検出された全パスについて、遅延波到来時刻情報、電力および位相の情報をまとめインパルス応答（伝搬路推定結果）として等化部７に出力する。
【００４３】
図２の説明に戻り、以上により、伝搬路推定処理が終了し、次に等化部７が、周波数補償部５から入力される周波数補償後の受信信号と、伝搬路推定部６からのインパルス応答と、に基づいて等化処理およびビット判定を実施する（ステップＳ５）。具体的な等化処理の方法としては、どのような方法を用いてもよいが、例えばＺＦ（Ｚｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇ），ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）基準の線形等化や非線形処理のＭＬＳＥ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）などの一般に知られた方法を利用することができる。線形等化を用いる場合は、遅延パス数に応じた処理量増加の問題が抑えられる周波数領域の等化処理を行ってよい。周波数領域等化処理では、受信信号のうち対象のモードＳ応答信号全体を含む区間と、推定したインパルス応答と、を周波数領域にそれぞれ変換し、各周波数において受信信号と伝搬路特性の逆数を乗算し、その結果を時間領域に戻すことでＺＦ基準の等化処理を行うことができる。等化処理結果の信号はマルチパスのない信号系列（先行波のみ）と同様の波形になることが期待できる（すなわち、等化部７は等化処理によりマルチパスによる歪みを補償する）ので、２つのチップ区間の等化処理後の受信信号の大小に基づいて各ビットの判定を実施すればよい。
【００４４】
以上の等化部７の処理結果として、データブロック区間のビット判定結果が誤り制御・系列選択部８に出力される。誤り制御・系列選択部８は、データブロック区間のビット判定結果に基づいてＣＲＣを利用したシンドローム計算等の誤り検出処理を行い（ステップＳ６）、これにより誤りを検出しなければその結果を判定結果出力部９に送り判定結果が出力される（ステップＳ７）。以上により復調処理が完了する。判定結果出力部９は、ビット判定結果を出力する。なお、誤り制御・系列選択部８が、誤り検出処理により誤りを検出した場合は、所定の誤り訂正処理を行って、判定結果出力部９に出力する。誤り訂正処理としては、例えば、ビット部分に対して様々なパターンでビットを反転したパターンを再生成して、再度シンドローム計算を実施し誤り検出がされないパターンが見つかった場合、その結果を誤りを訂正した最終出力として判定結果出力部９に出力する。
【００４５】
このように、本実施の形態では、先行波および遅延波について１パスずつ到来タイミングを推定し、推定した先行波および遅延波を受信信号から順次除去することを繰り返すことにより、伝搬路の全パスについてインパルス応答を求める。そして、インパルス応答を用いて等化処理を行いビット判定を行うようにした。このため、マルチパス環境においても良好な受信性能が得られる。
【００４６】
実施の形態２．
図５は、本発明にかかる受信装置の実施の形態２の機能構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置は、実施の形態１の受信処理部４を第１の受信処理部４とし、第２の受信処理部１０を追加し、誤り制御・系列選択部８の代わりに誤り制御・系列選択部８ａを備える以外は、実施の形態１の受信装置を同様である。本実施の形態の第１の受信処理部４の構成および動作は、実施の形態１の受信処理部４と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００４７】
本実施の形態では、第１の受信処理部４に加えて第２の受信処理部１０を備えており、第２の受信処理部１０には先行波検出部３から先行波のタイミング情報が入力される。第２の受信処理部１０は、先行波検出部３からのタイミング情報に基づいてモードＳ応答信号の同期を行い、たとえば非特許文献１記載の上述の第２の方法などにより受信判定処理を行うビット判定部１１を備えている。なお、ビット判定部１１が実施する受信判定処理の判定方法は、非特許文献１記載の上述の第２の方法に限らず、非特許文献１記載の上述の第１、３の方法やその他の方法であってもよい。
【００４８】
なお、本実施の形態では、受信信号は直交検波によりＩＱ信号として第２の受信処理部１０に入力されるが、各相の２乗和をとることにより電力として取り扱うことで、非特許文献１記載の第１，第２，第３の方法（ビット判定処理）を実施できる。第２の受信処理部１０の実装を非特許文献１に記載の第２の方法もしくは第３の方法にすれば、非同期干渉に対する性能低下を抑える効果が期待できるが、複数のマルチパス環境での性能は第１の受信処理部４で復調された場合と比較して劣る。一方、マルチパスが存在せず、非同期干渉のみが混入するケースでは、第２の受信処理部１０における復調結果の方が性能面で有利となる可能性がある。このため、第１の受信処理部４と第２の受信処理部１０でそれぞれ判定し、信頼度の高い判定系列を選択することで、いずれの環境でも適応的によい性能を得られる受信機が構成できる。なお、図５では、第１の受信処理部４と第２の受信処理部１０の２つの受信処理部を備える例を示しているが、３つ以上の受信処理部を備え、３つ以上のビット判定方式により、ビット判定を行い、その結果、最も信頼度の高い判定系列を選択するようにしてもよい。
【００４９】
なお、非特許文献１記載の第３の方法を用いる場合、テーブルを複数個用意し、それぞれのテーブルから得られた判定系列について誤り検出を実施し、最終的な判定系列を選択するよう構成してもよい。非特許文献１記載の第３の方法において様々な伝搬環境で作成したテーブルで並列に判定を実施する方法によって、実際の受信環境に近いモデルで生成したテーブルを用いて誤り検出しないパターンを得られる可能性が高くなり、受信性能を向上させることができる。
【００５０】
図６は、本実施の形態の受信処理手順の一例を示すフローチャートである。ステップＳ１〜ステップＳ５は、実施の形態１と同様である。ステップＳ３〜ステップＳ５によるビット判定処理を第１のビット判定処理（ステップＳ９）と呼ぶこととする。第１のビット判定処理によるビット判定結果は誤り制御・系列選択部８ａに入力される。
【００５１】
先行波検出部３からのタイミング情報は、第２の受信処理部１０にも入力され、第２の受信処理部１０は、非特許文献１記載の第２の方法等によるビット判定処理（第２のビット判定処理）を実施し、判定結果を誤り制御・系列選択部８ａへ入力する（ステップＳ８）。
【００５２】
誤り制御・系列選択部８ａは、第１のビット判定処理によるビット判定結果と、第２のビット判定処理によるビット判定結果と、について、それぞれＣＲＣによるシンドローム計算による誤り検出を行い（ステップＳ１０）、誤りが検出されなかった側のビット判定結果（系列）を判定結果出力部９に出力する（ステップＳ１１）。また、両系列で誤り検出した場合、両系列の間で判定結果の異なるビット部分に対して様々なパターンでビットを反転したパターンを再生成して、再度シンドローム計算を実施し、誤り検出がされないパターンが見つかった場合その結果を誤りを訂正した最終出力として判定結果出力部９に出力する。また、両系列で誤り検出されなかった場合は、どちらの系列を出力してもよい。
【００５３】
両系列で誤り検出した場合について、判定結果の異なるビット数が多い場合、取り得るビット反転パターンの総数が指数関数的に増大するため、判定結果の異なるビット数があらかじめ指定した閾値以下の時のみ上記の誤り訂正手続きを試行する、というように構成してもよい。また、非特許文献１の第２の方法では、ビット判定結果以外に信頼度も出力できる。第１の受信処理部４の出力を行う等化部７についても、等化後の結果の信号列から各チップの電力測定を行った際にブロック全体の平均的な検出レベルより一定以上のずれが存在する場合や両チップ間の電力値の差が小さい場合について、信頼度をＬｏｗとして出力するような構成で信頼度情報を出力する構成を追加してもよい。このように第１の受信処理部４および第２の受信処理部１０で、ビット判定結果とその信頼度をそれぞれ生成する構成とし、誤り制御・系列選択部８ａは両者のビット判定結果の差異と信頼度情報に基づいて、誤り訂正を行ってもよい。たとえば両ビット判定結果の判定値が合致し、信頼度Ｈｉｇｈであるビットをまず確定し、それ以外のビットについて反転処理を逐次実施して誤り訂正を試みるように構成してもよい。
【００５４】
以上のように、本実施の形態では、異なる伝搬環境についてそれぞれ適した特性を持つ複数のビット判定方式を並列に実行し、ビット判定方式の１つを実施の形態１で述べた方式として、複数のビット判定方式のビット判定結果のうちよりよい品質のビット判定結果を選択するようにした。このため、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、実施の形態１に比べさらに受信性能の向上を図ることができる。なお、本実施の形態では選択対象となる複数の判定方式に実施の形態１で説明した等化方式を含んでいるが、これに限定せず、たとえば非特許文献１記載の第３の方法で使用するテーブルを２つ以上用意し、それぞれのテーブルから得られた２つ以上の判定系列について誤り検出を実施し、検出結果に基づいて最終的な判定系列を選択するよう構成することでも受信性能の向上を図ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
以上のように、本発明にかかる受信装置および受信方法は、無線信号の受信装置に有用であり、特に、モードＳ応答信号を受信する受信装置に適している。
【符号の説明】
【００５６】
１ アンテナ
２ 直交検波部
３ 先行波検出部
４ 受信処理部
５ 周波数補償部
６ 伝搬路推定部
７ 等化部
８ 誤り制御・系列選択部
９ 定結果出力部
１０ 第２の受信処理部
１１ ビット判定部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モードＳ信号を受信する受信装置であって、
受信信号を直交検波する直交検波部と、
直交検波後の受信信号に対して周波数オフセットを補償する周波数補償部と、
周波数オフセットの補償後の受信信号に基づいて先行波の到来時刻である先行波到来時刻を推定する先行波検出部と、
周波数オフセットの補償後の受信信号のプリアンブル部と前記先行波到来時刻とに基づいて、伝搬路の推定を行う伝搬路推定部と、
前記伝搬路推定部による推定結果に基づいて、周波数オフセットの補償後の受信信号に対してマルチパスによる歪みを補償する等化処理を行い、等化処理結果に基づいてビット判定を行う等化部と、
を備える、ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記伝搬路推定部は、
周波数オフセットの補償後の受信信号からプリアンブル部を抽出するプリアンブル抽出部と、
所定のプリアンブルのパルスパターンと入力された受信信号と入力された先頭時刻とに基づいて前記先頭時刻より後の当該受信信号に含まれる先頭の遅延波を検出対象遅延波とし、前記検出対象遅延波の到来時刻を遅延波到来時刻として検出するパス検出部と、
前記先頭時刻から前記遅延波到来時刻までの間の受信信号を用いて、入力された受信信号のうち、前記検出対象遅延波の前に到来した先行波または遅延波の応答を推定する応答推定部と、
前記応答推定部による推定結果と前記所定のプリアンブルのパルスパターンとに基づいて、前記検出対象遅延波の前に到来した遅延波または先行波のプリアンブル部のレプリカを生成するレプリカ生成部と、
入力された受信信号から前記レプリカを減算した減算後受信信号を出力する減算部と、
を備え、
前記パス検出部、前記応答推定部、前記レプリカ生成部および前記減算部の処理を繰り返した後に、前記応答推定部により推定された全ての推定結果を伝搬路の推定結果として出力し、初回の処理では、前記パス検出部、前記応答推定部および減算部に入力する受信信号を前記プリアンブル抽出部により抽出された受信信号としかつ前記先頭時刻を前記先行波到来時刻とし、２回目以降の処理では、前記パス検出部、前記応答推定部および減算部に入力する受信信号を１つ前の繰り返し処理に算出された前記減算後受信信号としかつ前記先頭時刻を１つ前の繰り返し処理で検出された前記検出対象遅延波とする、ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記パス検出部は、入力された受信信号の変動量のうち、前記検出対象遅延波の前に到来した先行波または遅延波の前記所定のプリアンブルのパルスパターンにより生じる受信信号の変動量を除いた変動量に基づいて前記遅延波到来時刻を検出する、ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記パス検出部は、受信信号の変動量が、あらかじめ推定した雑音電力と入力された受信信号の平均受信電力とに基づいて設定した閾値より大きくなった時刻を、前記遅延波到来時刻として検出する、ことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
【請求項５】
前記パス検出部は、所定のプリアンブルのパルスパターンと入力された受信信号との相関演算により前記遅延波到来時刻を検出する、ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項６】
前記伝搬路推定部および前記等化部によるビット判定方法とは異なる１つ以上のビット判定方法で受信信号に対してビット判定処理を行うビット判定部と、
前記伝搬路推定部および前記等化部によるビット判定により得られた系列と、前記ビット判定部によるビット判定により得られた系列と、に基づいて誤り検出処理を実施し、誤りが検出されなかった前記系列をビット判定結果として選択する誤り制御部と、
をさらに備える、ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の受信装置。
【請求項７】
前記誤り制御部は、誤りが検出されなかった前記系列が無い場合、前記伝搬路推定部および前記等化部によるビット判定と前記ビット判定部によるビット判定により得られた系列とでビット判定結果が異なるビット位置についてそれぞれの前記系列についてビット反転処理を実施して再度誤り検出処理を実施し、前記ビット反転処理により誤りを検出しなくなった前記系列をビット判定結果として選択する、ことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
【請求項８】
前記等化部および前記ビット判定部は、ビット判定とともにビット判定結果の信頼度を求め、
前記誤り制御部は、誤りが検出されなかった前記系列が無い場合、前記伝搬路推定部および前記等化部によるビット判定と前記ビット判定部によるビット判定により得られた系列とでビット判定結果が異なるビット位置について信頼度が低いビット位置についてビット反転処理を実施して再度誤り検出処理を実施し、前記ビット反転処理により誤りを検出しなくなった前記系列をビット判定結果として選択する、ことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
【請求項９】
モードＳ信号を受信する受信装置であって、２つ以上のビット判定方法で受信信号に対して２つ以上のビット判定系列生成を行なうビット判定部と、
それぞれのビット判定系列に基づいて誤り検出処理を実施し、誤りが検出されなかった前記系列をビット判定結果として選択する誤り制御部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１０】
モードＳ信号を受信する受信方法であって、
受信信号を直交検波する直交検波ステップと、
直交検波後の受信信号に対して周波数オフセットを補償する周波数補償ステップと、
周波数オフセットの補償後の受信信号に基づいて先行波の到来時刻である先行波到来時刻を推定する先行波検出ステップと、
周波数オフセットの補償後の受信信号のプリアンブル部と前記先行波到来時刻とに基づいて、伝搬路の推定を行う伝搬路推定ステップと、
前記伝搬路推定ステップによる推定結果に基づいて、周波数オフセットの補償後の受信信号に対してマルチパスによる歪みを補償する等化処理を行い、等化処理結果に基づいてビット判定を行う等化ステップと、
を含む、ことを特徴とする受信方法。
【請求項１】
モードＳ信号を受信する受信装置であって、
受信信号を直交検波する直交検波部と、
直交検波後の受信信号に対して周波数オフセットを補償する周波数補償部と、
周波数オフセットの補償後の受信信号に基づいて先行波の到来時刻である先行波到来時刻を推定する先行波検出部と、
周波数オフセットの補償後の受信信号のプリアンブル部と前記先行波到来時刻とに基づいて、伝搬路の推定を行う伝搬路推定部と、
前記伝搬路推定部による推定結果に基づいて、周波数オフセットの補償後の受信信号に対してマルチパスによる歪みを補償する等化処理を行い、等化処理結果に基づいてビット判定を行う等化部と、
を備える、ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記伝搬路推定部は、
周波数オフセットの補償後の受信信号からプリアンブル部を抽出するプリアンブル抽出部と、
所定のプリアンブルのパルスパターンと入力された受信信号と入力された先頭時刻とに基づいて前記先頭時刻より後の当該受信信号に含まれる先頭の遅延波を検出対象遅延波とし、前記検出対象遅延波の到来時刻を遅延波到来時刻として検出するパス検出部と、
前記先頭時刻から前記遅延波到来時刻までの間の受信信号を用いて、入力された受信信号のうち、前記検出対象遅延波の前に到来した先行波または遅延波の応答を推定する応答推定部と、
前記応答推定部による推定結果と前記所定のプリアンブルのパルスパターンとに基づいて、前記検出対象遅延波の前に到来した遅延波または先行波のプリアンブル部のレプリカを生成するレプリカ生成部と、
入力された受信信号から前記レプリカを減算した減算後受信信号を出力する減算部と、
を備え、
前記パス検出部、前記応答推定部、前記レプリカ生成部および前記減算部の処理を繰り返した後に、前記応答推定部により推定された全ての推定結果を伝搬路の推定結果として出力し、初回の処理では、前記パス検出部、前記応答推定部および減算部に入力する受信信号を前記プリアンブル抽出部により抽出された受信信号としかつ前記先頭時刻を前記先行波到来時刻とし、２回目以降の処理では、前記パス検出部、前記応答推定部および減算部に入力する受信信号を１つ前の繰り返し処理に算出された前記減算後受信信号としかつ前記先頭時刻を１つ前の繰り返し処理で検出された前記検出対象遅延波とする、ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記パス検出部は、入力された受信信号の変動量のうち、前記検出対象遅延波の前に到来した先行波または遅延波の前記所定のプリアンブルのパルスパターンにより生じる受信信号の変動量を除いた変動量に基づいて前記遅延波到来時刻を検出する、ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記パス検出部は、受信信号の変動量が、あらかじめ推定した雑音電力と入力された受信信号の平均受信電力とに基づいて設定した閾値より大きくなった時刻を、前記遅延波到来時刻として検出する、ことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
【請求項５】
前記パス検出部は、所定のプリアンブルのパルスパターンと入力された受信信号との相関演算により前記遅延波到来時刻を検出する、ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項６】
前記伝搬路推定部および前記等化部によるビット判定方法とは異なる１つ以上のビット判定方法で受信信号に対してビット判定処理を行うビット判定部と、
前記伝搬路推定部および前記等化部によるビット判定により得られた系列と、前記ビット判定部によるビット判定により得られた系列と、に基づいて誤り検出処理を実施し、誤りが検出されなかった前記系列をビット判定結果として選択する誤り制御部と、
をさらに備える、ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の受信装置。
【請求項７】
前記誤り制御部は、誤りが検出されなかった前記系列が無い場合、前記伝搬路推定部および前記等化部によるビット判定と前記ビット判定部によるビット判定により得られた系列とでビット判定結果が異なるビット位置についてそれぞれの前記系列についてビット反転処理を実施して再度誤り検出処理を実施し、前記ビット反転処理により誤りを検出しなくなった前記系列をビット判定結果として選択する、ことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
【請求項８】
前記等化部および前記ビット判定部は、ビット判定とともにビット判定結果の信頼度を求め、
前記誤り制御部は、誤りが検出されなかった前記系列が無い場合、前記伝搬路推定部および前記等化部によるビット判定と前記ビット判定部によるビット判定により得られた系列とでビット判定結果が異なるビット位置について信頼度が低いビット位置についてビット反転処理を実施して再度誤り検出処理を実施し、前記ビット反転処理により誤りを検出しなくなった前記系列をビット判定結果として選択する、ことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
【請求項９】
モードＳ信号を受信する受信装置であって、２つ以上のビット判定方法で受信信号に対して２つ以上のビット判定系列生成を行なうビット判定部と、
それぞれのビット判定系列に基づいて誤り検出処理を実施し、誤りが検出されなかった前記系列をビット判定結果として選択する誤り制御部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１０】
モードＳ信号を受信する受信方法であって、
受信信号を直交検波する直交検波ステップと、
直交検波後の受信信号に対して周波数オフセットを補償する周波数補償ステップと、
周波数オフセットの補償後の受信信号に基づいて先行波の到来時刻である先行波到来時刻を推定する先行波検出ステップと、
周波数オフセットの補償後の受信信号のプリアンブル部と前記先行波到来時刻とに基づいて、伝搬路の推定を行う伝搬路推定ステップと、
前記伝搬路推定ステップによる推定結果に基づいて、周波数オフセットの補償後の受信信号に対してマルチパスによる歪みを補償する等化処理を行い、等化処理結果に基づいてビット判定を行う等化ステップと、
を含む、ことを特徴とする受信方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１３−３８６３７（Ｐ２０１３−３８６３７Ａ）
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１７３８３１（Ｐ２０１１−１７３８３１）
【出願日】平成２３年８月９日（２０１１．８．９）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月９日（２０１１．８．９）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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