受信装置
【課題】複数の送受信アンテナを用いるＭＩＭＯ無線通信において、通信の品質を劣化させるＩＳＩ及びＩＡＩの除去能力を高めることにより、高信頼な受信結果が得られる受信装置を提供する。
【解決手段】ＬＤＰＣ復号器２１の復号結果をＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２にフィードバックし、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２でＩＳＩ及びＩＡＩの除去を行う。その結果をＬＤＰＣ復号器３４で復号する。再びＬＤＰＣ復号器３４の復号結果をＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２にフィードバックしてＩＳＩ及びＩＡＩの除去を行う。これを繰り返して行う。
【解決手段】ＬＤＰＣ復号器２１の復号結果をＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２にフィードバックし、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２でＩＳＩ及びＩＡＩの除去を行う。その結果をＬＤＰＣ復号器３４で復号する。再びＬＤＰＣ復号器３４の復号結果をＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２にフィードバックしてＩＳＩ及びＩＡＩの除去を行う。これを繰り返して行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル無線通信方式における等化及び信号分離方式の受信装置に関するものである。特に、時間領域等化器において、周波数選択性通信路に於けるマルチ入力、マルチ出力（Multiple-Input Multiple-Output, ＭＩＭＯ、以下「ＭＩＭＯ」という。）システムにおいて優れたビット誤り率特性を実現させる受信装置を提供するものである。
【背景技術】
【０００２】
第1の従来技術としてＶｉｔｅｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍを用いた最尤系列推定(ＭＬＳＥ : Maximum Likelihood Sequence Estimation)等化方式がある。最尤系列推定とは“送信信号系列から最も尤もらしい送信信号系列”を推定する方式であり、周波数選択性通信路に於いて受信機で行う等化処理方式の中で最適である。
【０００３】
従来技術としてＭＩＭＯ通信路に於ける等化手法にＳＣ／ＭＭＳＥ(Soft Canceller with MMSE filter)等化方式がある（特許文献１）。復号器からフィードバックされる復号結果をもとにＩＳＩ（Inter-Symbol Interference）及びＩＡＩ(Inter-Antenna Interference)を受信信号から除去し、ＭＭＳＥフィルタに入力することによって信号の検出を行う手法である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許公開２０１０−２３３２１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＭＩＭＯ無線通信において、通信品質を大きく劣化させる原因はＩＳＩ及びＩＡＩである。ＩＳＩ及びＩＡＩの除去性能を高めることにより受信通信品質の向上を図る。しかし、特許文献１の技術においては、初回はＬＤＰＣ復号器の軟値出力が無いため、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２でＩＳＩとＩＡＩのソフトキャンセルを行うことができないという問題があった。
また、Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ（ＶＡ）を用いたＭＬＳＥ等化では、軟値の出力を行えないため、このままでは受信信号に関する情報量が減少して復号器からの正確な復号結果が得られない。
また、ＭＬＳＥ等化ではバースト誤りが発生しやすいため、誤りを拡散させるインターリーバが必要である。
【０００６】
本発明は、斯かる実情に鑑み、複数の送受信アンテナを用いるＭＩＭＯ無線通信において、通信の品質を劣化させるＩＳＩ及びＩＡＩの除去能力を高めることにより、高信頼な受信結果が得られる受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、ＭＩＭＯ無線通信路において通信を行う受信装置であって、
遅延波による符号間干渉及びアンテナ間干渉を最尤系列推定によって除去するＭＬＳＥ等化部と、前記ＭＬＳＥ等化部の出力をＬＤＰＣ復号するＬＤＰＣ復号部と、を備え、
前記ＭＬＳＥ等化部は、前記ＬＤＰＣ復号部の復号結果を用いて前記符号間干渉及び前記アンテナ間干渉を除去することを特徴とする。
【０００８】
前記ＭＬＳＥ等化部は、トレリス線図の双方向からパスメトリックを計算するＢｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＳＯＶＡ(Soft Output Viterbi Algorithm)を用いることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、ＭＩＭＯ無線通信において、ＬＤＰＣ復号器の復号結果をＭＬＳＥ等化器にフィードバックし、復号器の復号結果をＭＬＳＥ等化器のブランチメトリックの計算の際に用いる送信信号の事前確率へ入力して、これを繰り返すことによって、ＩＳＩ及びＩＡＩの除去能力を高め、高信頼度の受信結果が得られる。
【００１０】
また、本発明によれば、軟値を出力できるＳＯＶＡを採用したＭＬＳＥ等化器を用いるので、受信信号に関する情報量を減少させることなく復号器に入力を受け渡せることができる。
【００１１】
また、本発明によれば、ＬＤＰＣ符号化を用いることによりインターリーバが不要になり、簡易な構造にできる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】ＬＤＰＣ符号化ＭＬＳＥターボ等化器の送受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】送受信アンテナ数２×２で通信路遅延パス数２である通信路に於けるＢＰＳＫ変調を用いた場合のトレリス線図を示す図である。
【図３】従来のＬＤＰＣ符号化ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の送受信器の構成を示すブロック図である。
【図４】送受信アンテナ数２×２の３遅延パス静的等電力フェージング通信路に於けるＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器とＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器のＢＰＳＫ変調を用いた場合において、ＢＥＲ特性のフィードバックによる改善を示す図である。
【図５】送受信アンテナ数２×２の３遅延パス静的等電力フェージング通信路に於けるＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器とＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器のＱＰＳＫ変調を用いた場合において、ＢＥＲ特性のフィードバックによる改善を示す図である。
【図６】送受信アンテナ数２×２の静的等電力フェージング通信路に於けるＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器とＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の遅延パス数の増加によるＢＥＲ特性を示す図である。
【図７】３遅延パス静的等電力フェージング通信路に於けるＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器とＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の送受信アンテナ数の増加に伴うＢＥＲ特性の変化を示す図である。
【図８】３遅延パス準静的等電力レイリーフェージング通信路に於けるＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器とＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の送受信アンテナ数の増加に伴うＢＥＲ特性の変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。
【００１４】
まず本発明（ＬＤＰＣ符号化ＭＬＳＥターボ等化器）の概略を、図１を用いて説明する。図１は、ＭＩＭＯ通信路におけるＬＤＰＣ符号化ＭＬＳＥターボ等化器の送受信機の構成を示すブロック図である。この送受信機１０は、送信機２０と受信機３０から構成される。
【００１５】
送信機２０は、ＬＤＰＣ符号器２１、Ｓ／Ｐ変換器２２、ＱＡＭ変調器２３−１，２３−２、送信アンテナ２４−１，２４−２を備える。送信機２０では、ＬＤＰＣ符号器２１によりＬＤＰＣ符号化された情報ビット系列を、Ｓ／Ｐ変換器２２により直列並列変換してからＱＡＭ変調器２３−１，２３−２によりＱＡＭ変調して送信シンボルとし、各送信アンテナ２４−１，２４−２から送信する。
【００１６】
受信機３０は、受信アンテナ３１−１，３１−２、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２、Ｐ／Ｓ変換器３３、ＬＤＰＣ復号器３４を備える。受信機３０では、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２により、ＩＳＩとＩＡＩを補償し、復調ＱＡＭ信号からＢｉｔ ＬＬＲを得て、Ｐ／Ｓ変換器３３により並列直列変換してからＬＤＰＣ復号器３４に入力する。ＬＤＰＣ復号器３４から出力されたＢｉｔ ＬＬＲを帰還してＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２に入力し、Ｂｉｔ ＬＬＲを考慮して再びＩＳＩとＩＡＩの補償を行う。ＬＤＰＣ復号器３４は、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２の出力を再びＬＤＰＣ復号する。これを繰り返すことによってＢＥＲ特性が改善される。
【００１７】
送信アンテナ数をｎＴ、受信アンテナ数をｎＲとする。各送信受信アンテナ間の通信路は、１シンボル時間Ｔｓ毎の遅延のタップ付き遅延線モデルで表せる。通信路の遅延マルチパス波数をＬとする。また、説明を簡単にするためにＢＰＳＫ変調を用いた場合の説明を行う。
【００１８】
時刻ｔの送信アンテナｉからの送信シンボルをｘｔｉ、送信アンテナｉから受信アンテナｊへのｌ番目の遅延パスの複素利得をｈｌ（ｉ）（ｊ）（ｉ＝１，…，ｎＴ，ｊ＝１，…，ｎＲ）とすると、時刻ｔの受信アンテナｊの受信信号ｙｔｊは式（１）で表せる。
【００１９】
【数１】
【００２０】
このとき、図２に示すように、各時刻の状態数が２ｎＴ（Ｌ−１）で、ブランチの本数が２ｎＴＬであるトレリス線図が描ける。状態Ｓ＝（ｉ，ｊ）は送信アンテナ１において情報ｉ、送信アンテナ２において情報ｊを送信したことを表す。ｉ，ｊは０あるいは１である。このトレリス線図からＶｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを用いて、送信信号系列を最尤系列推定（ＭＬＳＥ）することができる。但しＶｉｔｅｒｂｉ等化器の出力は軟値であるＢｉｔ ＬＬＲで行う。このためＢｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＳＯＶＡ (Soft Output Viterbi Algorithm)を用いる。
【００２１】
図２において、時刻ｔと時刻ｔ＋１の各状態を結ぶブランチは、それぞれブランチメトリック値を持っている。ブランチメトリック値の計算式を式（２）に示す。
【００２２】
【数２】
【００２３】
式（２）のｌｎＰｒ（ｘｔｉ）は、ＬＤＰＣ復号器３４から帰還され入力されるＢｉｔ ＬＬＲ値Λ（ｘｔｉ）を元に式（３）を用いて計算することができる。
【００２４】
【数３】
【００２５】
次に式（４）を用いてパスメトリックμｔ（ｓｔ）の計算を行う。図２のように時刻ｔのある状態に一つ前の時刻ｔ−１の状態から伸びる複数本のブランチが繋がっている。一つ前の時刻の状態ｓｔ−１がもつパスメトリックμｔ−１（ｓｔ−１）に、繋がっているブランチのブランチメトリックを加算し、時刻ｔにおけるパスメトリックμｔ（ｓｔ−１→ｓｔ）とする。時刻ｔの状態ｓｔに繋がるパスの中から最小のパスメトリックを持つものをサバイバルパスとして残す。
【００２６】
【数４】
【００２７】
このパスメトリックの計算を前方向（ｔ：０→ｎ）、後方向（ｔ：ｎ→０）、それぞれの方向から行う。前方向から計算を行ったパスメトリックをμｔｆ、後方向から計算したパスメトリックをμｔｂとする。
【００２８】
時刻tの状態毎に前方向のパスメトリックμtfと後方向からのパスメトリックμtbを加算したμｔを求める。時刻ｔにおいてμｔが最小となるものをμｔｍｉｎとする。
【００２９】
また、時刻ｔにおいて最小のパスメトリックμｔｍｉｎを持つパスの時刻ｔの送信信号と競合する最小のパスメトリックμｔｃを探す。μｔｃは、時刻ｔ−１から時刻ｔへ遷移するブランチの中で推定シンボルと異なるシンボルが割り当てられたブランチの中から選び、式（５）の値とする。
【００３０】
【数５】
【００３１】
ここで、Ｂｉｔ ＬＬＲの計算を行う。長さτの受信信号系列Ｙτを受信したとき、送信信号系列Ｘτを送った確率は式（６）になる。
【００３２】
【数６】
【００３３】
受信雑音は白色ガウス雑音であるので送信信号系列Ｘτを送信した場合の受信信号系列Ｙτの発生確率は式（７）で与えられる。
【００３４】
【数７】
【００３５】
式（７）の両辺の対数をとると式（８）になる。
【００３６】
【数８】
【００３７】
ｘｔｉのＢｉｔ ＬＬＲは式（９）で表せる。
【数９】
【００３８】
次に、比較対象である従来のＬＤＰＣ符号化ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の概略を、図３を用いて説明する。図３にＬＤＰＣ符号化ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の送受信機の構成を示す。この送受信機５０は、送信機６０と受信機７０とから構成される。
【００３９】
送信機６０は、ＬＤＰＣ符号器６１、Ｓ／Ｐ変換器６２、ＱＡＭ変調器６３−１，６３−２、送信アンテナ６４−１，６４−２を備え、図１のＬＤＰＣ符号化ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器である送信機２０と同じ構成である。したがって、詳しい説明は省略する。
【００４０】
受信機７０は、受信アンテナ７１−１，７１−２、ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２、Ｐ／Ｓ変換器７３、ＬＤＰＣ復号器７４を備える。受信機７０では、ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＬＳＥ等化器７２により、ＩＳＩとＩＡＩを補償し、復調ＱＡＭ信号からＢｉｔ ＬＬＲを得て、Ｐ／Ｓ変換器７３により並列直列変換してからＬＤＰＣ復号器７４に入力する。ＬＤＰＣ復号器７４から出力されたＢｉｔ ＬＬＲを帰還してＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＬＳＥ等化器７２に入力し、Ｂｉｔ ＬＬＲを考慮して再びＩＳＩとＩＡＩの補償を行う。ＬＤＰＣ復号器７４は、ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＬＳＥ等化器７２の出力を再びＬＤＰＣ復号する。ＬＤＰＣ復号器７４から帰還された軟値Ｂｉｔ ＬＬＲをＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２に入力し、ＩＳＩとＩＡＩの干渉成分をソフトキャンセルする。その後、ＭＭＳＥフィルタを通すことによって、等価的なＡＷＧＮ通信路を得て、Ｂｉｔ ＬＬＲを出力する。
【００４１】
しかし、初回はＬＤＰＣ復号器７４の軟値出力が無いため、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２でＩＳＩとＩＡＩのソフトキャンセルを行うことができない。そこでＬＤＰＣ復号器７４からの帰還入力が無いときは、その入力Ｂｉｔ ＬＬＲ値を０としてＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２の等化処理を行う。その後、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２の判定結果を用いてＩＳＩ及びＩＡＩのソフトキャンセルを逐次行っていく。
【００４２】
以下、本発明に係る送受信機（図１の送受信機１０）の特性について説明する。
本発明の特性を説明するにあたり、既存方式であるＬＤＰＣ符号化ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化方式（図３の送受信機５０）を比較対象とする。本発明、比較方式ともにＬＤＰＣ符号は符号化率Ｒ＝０．５を用いている。
【００４３】
本発明、比較方式ともに、各送信・受信アンテナ間の通信路は、各通信路の位相は０〜２πの間で一様分布する等電力の３パス周波数選択性静的通信路とする。また通信路のチャネル推定は受信側で完全であるということを前提としている。
本発明、比較方式ともに、変調方式はＢＰＳＫ変調、ＱＰＳＫ変調の２通りの場合を示す。
【００４４】
変調方式がＢＰＳＫ変調の場合の本発明と比較方式の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性を図４に、変調方式がＱＰＳＫ変調の場合のＢＥＲ特性を図５に示す。なお、以降の図（図４〜図８）において、＃ＮはＮ回フィードバックしたことを表す。
【００４５】
図４、図５より軟値フィードバックを行う毎にＢＥＲ特性が改善されている様子が確認できる。軟値フィードバック３回において、本発明は、ＢＰＳＫ変調では、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器に比べ、ＢＥＲ＝１０−３で約０．５ｄＢ、ＱＰＳＫ変調では約１．０ｄＢ改善されている。ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器では軟値フィードバック１回で大きくＢＥＲ特性が改善される。これはフィードバック０回に於いてはＬＤＰＣ復号器からＳＣ／ＭＭＳＥ等化器にＢｉｔ ＬＬＲが入力されないため、干渉除去に用いるソフトレプリカを生成できないのでＢＥＲ特性が悪くなるが、フィードバック１回ではソフトレプリカを生成できる為、ＢＥＲ特性が大きく改善されることによる。
【００４６】
図４、図５より、フィードバック回数は３回でＢＥＲ特性がほぼ収束するため、以降の計算機シミュレーションではフィードバック回数は３回で行う。
【００４７】
図６にＱＰＳＫ変調での通信路遅延パス数の増加に伴うＢＥＲ特性の変化を示す。通信路遅延パス数は２及び３ある。
【００４８】
図６より本発明と比較方式は共に、通信路遅延パスの多い方が、パスダイバーシチの効果でＢＥＲ特性が改善される。
【００４９】
図７、図８に本発明と比較方式のＢＰＳＫ変調での送受信アンテナ数の増加に伴うＢＥＲ特性の変化を示す。図７は等電力の３パス静的通信路、図８は等電力の３パス準静的レイリーフェージング通信路におけるＢＥＲ特性である。
【００５０】
図７，８より、送受信アンテナ数が増加に対し、ＭＬＳＥ等化器及びＳＣ／ＭＭＳＥ等化器共にＢＥＲ特性が改善される。これは両方式共に、空間ダイバーシチの効果によりＢＥＲ特性が改善されるからと考えられる。また、図７の静的３パス通信路では、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器に対するＭＬＳＥ等化器の改善度は、１×１，２×２，４×４の順で大きい。しかし４×４ではこの差は非常に小さい。さらに、図８の３パス準静的Ｒａｙｌｅｉｇｈフェージング通信路では、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器に対するＭＬＳＥ等化器の改善度は、１×１の場合は小さいが、２×２、４×４の場合は大きな改善が得られている。
【００５１】
以上、この発明の実施の形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこれらの実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等された発明も含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
ディジタル無線通信方式における等化器に関する発明である。特に、ＬＤＰＣ符号化ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器は優れたＩＳＩ及びＩＡＩの除去性能をもつため、優れたビット誤り率特性を実現させるディジタル無線通信方式として利用可能性がある。
【符号の説明】
【００５３】
１０ 送受信機
２０ 送信機
２１ ＬＤＰＣ符号器
２２ Ｓ／Ｐ変換器２２
２３−１，２３−２ ＱＡＭ変調器
２４−１，２４−２ 送信アンテナ
３０ 受信機
３１−１，３１−２ 受信アンテナ
３２ ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器
３３ Ｐ／Ｓ変換器
３４ ＬＤＰＣ復号器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル無線通信方式における等化及び信号分離方式の受信装置に関するものである。特に、時間領域等化器において、周波数選択性通信路に於けるマルチ入力、マルチ出力（Multiple-Input Multiple-Output, ＭＩＭＯ、以下「ＭＩＭＯ」という。）システムにおいて優れたビット誤り率特性を実現させる受信装置を提供するものである。
【背景技術】
【０００２】
第1の従来技術としてＶｉｔｅｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍを用いた最尤系列推定(ＭＬＳＥ : Maximum Likelihood Sequence Estimation)等化方式がある。最尤系列推定とは“送信信号系列から最も尤もらしい送信信号系列”を推定する方式であり、周波数選択性通信路に於いて受信機で行う等化処理方式の中で最適である。
【０００３】
従来技術としてＭＩＭＯ通信路に於ける等化手法にＳＣ／ＭＭＳＥ(Soft Canceller with MMSE filter)等化方式がある（特許文献１）。復号器からフィードバックされる復号結果をもとにＩＳＩ（Inter-Symbol Interference）及びＩＡＩ(Inter-Antenna Interference)を受信信号から除去し、ＭＭＳＥフィルタに入力することによって信号の検出を行う手法である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許公開２０１０−２３３２１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＭＩＭＯ無線通信において、通信品質を大きく劣化させる原因はＩＳＩ及びＩＡＩである。ＩＳＩ及びＩＡＩの除去性能を高めることにより受信通信品質の向上を図る。しかし、特許文献１の技術においては、初回はＬＤＰＣ復号器の軟値出力が無いため、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２でＩＳＩとＩＡＩのソフトキャンセルを行うことができないという問題があった。
また、Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ（ＶＡ）を用いたＭＬＳＥ等化では、軟値の出力を行えないため、このままでは受信信号に関する情報量が減少して復号器からの正確な復号結果が得られない。
また、ＭＬＳＥ等化ではバースト誤りが発生しやすいため、誤りを拡散させるインターリーバが必要である。
【０００６】
本発明は、斯かる実情に鑑み、複数の送受信アンテナを用いるＭＩＭＯ無線通信において、通信の品質を劣化させるＩＳＩ及びＩＡＩの除去能力を高めることにより、高信頼な受信結果が得られる受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、ＭＩＭＯ無線通信路において通信を行う受信装置であって、
遅延波による符号間干渉及びアンテナ間干渉を最尤系列推定によって除去するＭＬＳＥ等化部と、前記ＭＬＳＥ等化部の出力をＬＤＰＣ復号するＬＤＰＣ復号部と、を備え、
前記ＭＬＳＥ等化部は、前記ＬＤＰＣ復号部の復号結果を用いて前記符号間干渉及び前記アンテナ間干渉を除去することを特徴とする。
【０００８】
前記ＭＬＳＥ等化部は、トレリス線図の双方向からパスメトリックを計算するＢｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＳＯＶＡ(Soft Output Viterbi Algorithm)を用いることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、ＭＩＭＯ無線通信において、ＬＤＰＣ復号器の復号結果をＭＬＳＥ等化器にフィードバックし、復号器の復号結果をＭＬＳＥ等化器のブランチメトリックの計算の際に用いる送信信号の事前確率へ入力して、これを繰り返すことによって、ＩＳＩ及びＩＡＩの除去能力を高め、高信頼度の受信結果が得られる。
【００１０】
また、本発明によれば、軟値を出力できるＳＯＶＡを採用したＭＬＳＥ等化器を用いるので、受信信号に関する情報量を減少させることなく復号器に入力を受け渡せることができる。
【００１１】
また、本発明によれば、ＬＤＰＣ符号化を用いることによりインターリーバが不要になり、簡易な構造にできる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】ＬＤＰＣ符号化ＭＬＳＥターボ等化器の送受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】送受信アンテナ数２×２で通信路遅延パス数２である通信路に於けるＢＰＳＫ変調を用いた場合のトレリス線図を示す図である。
【図３】従来のＬＤＰＣ符号化ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の送受信器の構成を示すブロック図である。
【図４】送受信アンテナ数２×２の３遅延パス静的等電力フェージング通信路に於けるＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器とＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器のＢＰＳＫ変調を用いた場合において、ＢＥＲ特性のフィードバックによる改善を示す図である。
【図５】送受信アンテナ数２×２の３遅延パス静的等電力フェージング通信路に於けるＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器とＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器のＱＰＳＫ変調を用いた場合において、ＢＥＲ特性のフィードバックによる改善を示す図である。
【図６】送受信アンテナ数２×２の静的等電力フェージング通信路に於けるＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器とＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の遅延パス数の増加によるＢＥＲ特性を示す図である。
【図７】３遅延パス静的等電力フェージング通信路に於けるＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器とＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の送受信アンテナ数の増加に伴うＢＥＲ特性の変化を示す図である。
【図８】３遅延パス準静的等電力レイリーフェージング通信路に於けるＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器とＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の送受信アンテナ数の増加に伴うＢＥＲ特性の変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。
【００１４】
まず本発明（ＬＤＰＣ符号化ＭＬＳＥターボ等化器）の概略を、図１を用いて説明する。図１は、ＭＩＭＯ通信路におけるＬＤＰＣ符号化ＭＬＳＥターボ等化器の送受信機の構成を示すブロック図である。この送受信機１０は、送信機２０と受信機３０から構成される。
【００１５】
送信機２０は、ＬＤＰＣ符号器２１、Ｓ／Ｐ変換器２２、ＱＡＭ変調器２３−１，２３−２、送信アンテナ２４−１，２４−２を備える。送信機２０では、ＬＤＰＣ符号器２１によりＬＤＰＣ符号化された情報ビット系列を、Ｓ／Ｐ変換器２２により直列並列変換してからＱＡＭ変調器２３−１，２３−２によりＱＡＭ変調して送信シンボルとし、各送信アンテナ２４−１，２４−２から送信する。
【００１６】
受信機３０は、受信アンテナ３１−１，３１−２、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２、Ｐ／Ｓ変換器３３、ＬＤＰＣ復号器３４を備える。受信機３０では、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２により、ＩＳＩとＩＡＩを補償し、復調ＱＡＭ信号からＢｉｔ ＬＬＲを得て、Ｐ／Ｓ変換器３３により並列直列変換してからＬＤＰＣ復号器３４に入力する。ＬＤＰＣ復号器３４から出力されたＢｉｔ ＬＬＲを帰還してＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２に入力し、Ｂｉｔ ＬＬＲを考慮して再びＩＳＩとＩＡＩの補償を行う。ＬＤＰＣ復号器３４は、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器３２の出力を再びＬＤＰＣ復号する。これを繰り返すことによってＢＥＲ特性が改善される。
【００１７】
送信アンテナ数をｎＴ、受信アンテナ数をｎＲとする。各送信受信アンテナ間の通信路は、１シンボル時間Ｔｓ毎の遅延のタップ付き遅延線モデルで表せる。通信路の遅延マルチパス波数をＬとする。また、説明を簡単にするためにＢＰＳＫ変調を用いた場合の説明を行う。
【００１８】
時刻ｔの送信アンテナｉからの送信シンボルをｘｔｉ、送信アンテナｉから受信アンテナｊへのｌ番目の遅延パスの複素利得をｈｌ（ｉ）（ｊ）（ｉ＝１，…，ｎＴ，ｊ＝１，…，ｎＲ）とすると、時刻ｔの受信アンテナｊの受信信号ｙｔｊは式（１）で表せる。
【００１９】
【数１】
【００２０】
このとき、図２に示すように、各時刻の状態数が２ｎＴ（Ｌ−１）で、ブランチの本数が２ｎＴＬであるトレリス線図が描ける。状態Ｓ＝（ｉ，ｊ）は送信アンテナ１において情報ｉ、送信アンテナ２において情報ｊを送信したことを表す。ｉ，ｊは０あるいは１である。このトレリス線図からＶｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを用いて、送信信号系列を最尤系列推定（ＭＬＳＥ）することができる。但しＶｉｔｅｒｂｉ等化器の出力は軟値であるＢｉｔ ＬＬＲで行う。このためＢｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＳＯＶＡ (Soft Output Viterbi Algorithm)を用いる。
【００２１】
図２において、時刻ｔと時刻ｔ＋１の各状態を結ぶブランチは、それぞれブランチメトリック値を持っている。ブランチメトリック値の計算式を式（２）に示す。
【００２２】
【数２】
【００２３】
式（２）のｌｎＰｒ（ｘｔｉ）は、ＬＤＰＣ復号器３４から帰還され入力されるＢｉｔ ＬＬＲ値Λ（ｘｔｉ）を元に式（３）を用いて計算することができる。
【００２４】
【数３】
【００２５】
次に式（４）を用いてパスメトリックμｔ（ｓｔ）の計算を行う。図２のように時刻ｔのある状態に一つ前の時刻ｔ−１の状態から伸びる複数本のブランチが繋がっている。一つ前の時刻の状態ｓｔ−１がもつパスメトリックμｔ−１（ｓｔ−１）に、繋がっているブランチのブランチメトリックを加算し、時刻ｔにおけるパスメトリックμｔ（ｓｔ−１→ｓｔ）とする。時刻ｔの状態ｓｔに繋がるパスの中から最小のパスメトリックを持つものをサバイバルパスとして残す。
【００２６】
【数４】
【００２７】
このパスメトリックの計算を前方向（ｔ：０→ｎ）、後方向（ｔ：ｎ→０）、それぞれの方向から行う。前方向から計算を行ったパスメトリックをμｔｆ、後方向から計算したパスメトリックをμｔｂとする。
【００２８】
時刻tの状態毎に前方向のパスメトリックμtfと後方向からのパスメトリックμtbを加算したμｔを求める。時刻ｔにおいてμｔが最小となるものをμｔｍｉｎとする。
【００２９】
また、時刻ｔにおいて最小のパスメトリックμｔｍｉｎを持つパスの時刻ｔの送信信号と競合する最小のパスメトリックμｔｃを探す。μｔｃは、時刻ｔ−１から時刻ｔへ遷移するブランチの中で推定シンボルと異なるシンボルが割り当てられたブランチの中から選び、式（５）の値とする。
【００３０】
【数５】
【００３１】
ここで、Ｂｉｔ ＬＬＲの計算を行う。長さτの受信信号系列Ｙτを受信したとき、送信信号系列Ｘτを送った確率は式（６）になる。
【００３２】
【数６】
【００３３】
受信雑音は白色ガウス雑音であるので送信信号系列Ｘτを送信した場合の受信信号系列Ｙτの発生確率は式（７）で与えられる。
【００３４】
【数７】
【００３５】
式（７）の両辺の対数をとると式（８）になる。
【００３６】
【数８】
【００３７】
ｘｔｉのＢｉｔ ＬＬＲは式（９）で表せる。
【数９】
【００３８】
次に、比較対象である従来のＬＤＰＣ符号化ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の概略を、図３を用いて説明する。図３にＬＤＰＣ符号化ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化器の送受信機の構成を示す。この送受信機５０は、送信機６０と受信機７０とから構成される。
【００３９】
送信機６０は、ＬＤＰＣ符号器６１、Ｓ／Ｐ変換器６２、ＱＡＭ変調器６３−１，６３−２、送信アンテナ６４−１，６４−２を備え、図１のＬＤＰＣ符号化ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器である送信機２０と同じ構成である。したがって、詳しい説明は省略する。
【００４０】
受信機７０は、受信アンテナ７１−１，７１−２、ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２、Ｐ／Ｓ変換器７３、ＬＤＰＣ復号器７４を備える。受信機７０では、ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＬＳＥ等化器７２により、ＩＳＩとＩＡＩを補償し、復調ＱＡＭ信号からＢｉｔ ＬＬＲを得て、Ｐ／Ｓ変換器７３により並列直列変換してからＬＤＰＣ復号器７４に入力する。ＬＤＰＣ復号器７４から出力されたＢｉｔ ＬＬＲを帰還してＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＬＳＥ等化器７２に入力し、Ｂｉｔ ＬＬＲを考慮して再びＩＳＩとＩＡＩの補償を行う。ＬＤＰＣ復号器７４は、ＭＩＭＯ−ＳＣ／ＭＬＳＥ等化器７２の出力を再びＬＤＰＣ復号する。ＬＤＰＣ復号器７４から帰還された軟値Ｂｉｔ ＬＬＲをＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２に入力し、ＩＳＩとＩＡＩの干渉成分をソフトキャンセルする。その後、ＭＭＳＥフィルタを通すことによって、等価的なＡＷＧＮ通信路を得て、Ｂｉｔ ＬＬＲを出力する。
【００４１】
しかし、初回はＬＤＰＣ復号器７４の軟値出力が無いため、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２でＩＳＩとＩＡＩのソフトキャンセルを行うことができない。そこでＬＤＰＣ復号器７４からの帰還入力が無いときは、その入力Ｂｉｔ ＬＬＲ値を０としてＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２の等化処理を行う。その後、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器７２の判定結果を用いてＩＳＩ及びＩＡＩのソフトキャンセルを逐次行っていく。
【００４２】
以下、本発明に係る送受信機（図１の送受信機１０）の特性について説明する。
本発明の特性を説明するにあたり、既存方式であるＬＤＰＣ符号化ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化方式（図３の送受信機５０）を比較対象とする。本発明、比較方式ともにＬＤＰＣ符号は符号化率Ｒ＝０．５を用いている。
【００４３】
本発明、比較方式ともに、各送信・受信アンテナ間の通信路は、各通信路の位相は０〜２πの間で一様分布する等電力の３パス周波数選択性静的通信路とする。また通信路のチャネル推定は受信側で完全であるということを前提としている。
本発明、比較方式ともに、変調方式はＢＰＳＫ変調、ＱＰＳＫ変調の２通りの場合を示す。
【００４４】
変調方式がＢＰＳＫ変調の場合の本発明と比較方式の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性を図４に、変調方式がＱＰＳＫ変調の場合のＢＥＲ特性を図５に示す。なお、以降の図（図４〜図８）において、＃ＮはＮ回フィードバックしたことを表す。
【００４５】
図４、図５より軟値フィードバックを行う毎にＢＥＲ特性が改善されている様子が確認できる。軟値フィードバック３回において、本発明は、ＢＰＳＫ変調では、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器に比べ、ＢＥＲ＝１０−３で約０．５ｄＢ、ＱＰＳＫ変調では約１．０ｄＢ改善されている。ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器では軟値フィードバック１回で大きくＢＥＲ特性が改善される。これはフィードバック０回に於いてはＬＤＰＣ復号器からＳＣ／ＭＭＳＥ等化器にＢｉｔ ＬＬＲが入力されないため、干渉除去に用いるソフトレプリカを生成できないのでＢＥＲ特性が悪くなるが、フィードバック１回ではソフトレプリカを生成できる為、ＢＥＲ特性が大きく改善されることによる。
【００４６】
図４、図５より、フィードバック回数は３回でＢＥＲ特性がほぼ収束するため、以降の計算機シミュレーションではフィードバック回数は３回で行う。
【００４７】
図６にＱＰＳＫ変調での通信路遅延パス数の増加に伴うＢＥＲ特性の変化を示す。通信路遅延パス数は２及び３ある。
【００４８】
図６より本発明と比較方式は共に、通信路遅延パスの多い方が、パスダイバーシチの効果でＢＥＲ特性が改善される。
【００４９】
図７、図８に本発明と比較方式のＢＰＳＫ変調での送受信アンテナ数の増加に伴うＢＥＲ特性の変化を示す。図７は等電力の３パス静的通信路、図８は等電力の３パス準静的レイリーフェージング通信路におけるＢＥＲ特性である。
【００５０】
図７，８より、送受信アンテナ数が増加に対し、ＭＬＳＥ等化器及びＳＣ／ＭＭＳＥ等化器共にＢＥＲ特性が改善される。これは両方式共に、空間ダイバーシチの効果によりＢＥＲ特性が改善されるからと考えられる。また、図７の静的３パス通信路では、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器に対するＭＬＳＥ等化器の改善度は、１×１，２×２，４×４の順で大きい。しかし４×４ではこの差は非常に小さい。さらに、図８の３パス準静的Ｒａｙｌｅｉｇｈフェージング通信路では、ＳＣ／ＭＭＳＥ等化器に対するＭＬＳＥ等化器の改善度は、１×１の場合は小さいが、２×２、４×４の場合は大きな改善が得られている。
【００５１】
以上、この発明の実施の形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこれらの実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等された発明も含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
ディジタル無線通信方式における等化器に関する発明である。特に、ＬＤＰＣ符号化ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥターボ等化器は優れたＩＳＩ及びＩＡＩの除去性能をもつため、優れたビット誤り率特性を実現させるディジタル無線通信方式として利用可能性がある。
【符号の説明】
【００５３】
１０ 送受信機
２０ 送信機
２１ ＬＤＰＣ符号器
２２ Ｓ／Ｐ変換器２２
２３−１，２３−２ ＱＡＭ変調器
２４−１，２４−２ 送信アンテナ
３０ 受信機
３１−１，３１−２ 受信アンテナ
３２ ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器
３３ Ｐ／Ｓ変換器
３４ ＬＤＰＣ復号器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＭＩＭＯ無線通信路において通信を行う受信装置であって、
遅延波による符号間干渉及びアンテナ間干渉を最尤系列推定によって除去するＭＬＳＥ等化部と、
前記ＭＬＳＥ等化部の出力をＬＤＰＣ復号するＬＤＰＣ復号部と、
を備え、
前記ＭＬＳＥ等化部は、前記ＬＤＰＣ復号部の復号結果を用いて前記符号間干渉及び前記アンテナ間干渉を除去すること
を特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記ＭＬＳＥ等化部は、
トレリス線図の双方向からパスメトリックを計算するＢｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＳＯＶＡ(Soft Output Viterbi Algorithm)を用いること
を特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項１】
ＭＩＭＯ無線通信路において通信を行う受信装置であって、
遅延波による符号間干渉及びアンテナ間干渉を最尤系列推定によって除去するＭＬＳＥ等化部と、
前記ＭＬＳＥ等化部の出力をＬＤＰＣ復号するＬＤＰＣ復号部と、
を備え、
前記ＭＬＳＥ等化部は、前記ＬＤＰＣ復号部の復号結果を用いて前記符号間干渉及び前記アンテナ間干渉を除去すること
を特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記ＭＬＳＥ等化部は、
トレリス線図の双方向からパスメトリックを計算するＢｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＳＯＶＡ(Soft Output Viterbi Algorithm)を用いること
を特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１２−１９１６０２（Ｐ２０１２−１９１６０２Ａ）
【公開日】平成２４年１０月４日（２０１２．１０．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−１９９０（Ｐ２０１２−１９９０）
【出願日】平成２４年１月１０日（２０１２．１．１０）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り ２０１１年１０月３日に発行された、「ＴＨＥ １４▲ｔｈ▼ ＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬ ＳＹＭＰＯＳＩＵＭ ＯＮ ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＰＥＲＳＯＮＡＬ ＭＵＬＴＩＭＥＤＩＡ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ」及び、２０１１年８月３０日に発行された、「２０１１年ソサイエティ大会講演論文集」
【出願人】（３０４０２１２７７）国立大学法人 名古屋工業大学 (784)
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月４日（２０１２．１０．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年１月１０日（２０１２．１．１０）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り ２０１１年１０月３日に発行された、「ＴＨＥ １４▲ｔｈ▼ ＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬ ＳＹＭＰＯＳＩＵＭ ＯＮ ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＰＥＲＳＯＮＡＬ ＭＵＬＴＩＭＥＤＩＡ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ」及び、２０１１年８月３０日に発行された、「２０１１年ソサイエティ大会講演論文集」
【出願人】（３０４０２１２７７）国立大学法人 名古屋工業大学 (784)
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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