周波数可変アンテナ回路及びそれを用いた無線通信装置
【課題】 低周波数帯から高周波数帯にわたる広範囲の周波数帯に対応可能であり、高周波数帯での共振状態への影響が小さいまま低周波数帯の共振周波数を可変とした小型の周波数可変アンテナ回路とそれを用いた無線通信装置を提供する。
【解決手段】 給電点となる一端と開放端となる他端とを有する第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備え、前記周波数調整手段が、第一キャパシタンス素子と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備し、前記第一インダクタンス素子と前記第二インダクタンス素子の内の少なくとも一方を可変インダクタとして周波数可変アンテナ回路を構成する。
【解決手段】 給電点となる一端と開放端となる他端とを有する第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備え、前記周波数調整手段が、第一キャパシタンス素子と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備し、前記第一インダクタンス素子と前記第二インダクタンス素子の内の少なくとも一方を可変インダクタとして周波数可変アンテナ回路を構成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振周波数を変化させることが可能な周波数可変アンテナ回路、その少なくとも一部を構成するアンテナ部品、及びかかるアンテナ部品を具備して複数の周波数帯に対応する無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話等の無線通信装置の急速な普及に応じて通信システムが使用する周波数帯域も多岐に亘るようになり、特に最近では、デュアルバンド方式、トリプルバンド方式、クワッドバンド方式のように複数の送受信帯域に対応した携帯電話が多くなってきた。例えば、ＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯、ＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯、ＵＭＴＳ帯の通信システムに対応したクワッドバンド方式の携帯電話では、ＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯が８２４〜９６０ＭＨｚ、ＤＣＳ帯が１７１０〜１８５０ＭＨｚ、ＰＣＳ帯が１８５０〜１９９０ＭＨｚ、及びＵＭＴＳ帯が１９２０〜２１７０ＭＨｚの周波数帯を使用するので、これらの複数の周波数帯域に対応可能なアンテナ（マルチバンドアンテナ）が必要である。
【０００３】
アンテナを構成するアンテナ要素［放射素子、放射電極、放射線路（単に線路とも呼ばれる）］は通常基本周波数での共振（基本モード）と、高次の周波数での共振（高次モード）とを有する。例えば、基本モードは１／４波長であり、高次モードは３／４波長である。一つのアンテナ要素でマルチバンドアンテナを構成する場合、基本モードの共振を例えばＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯で得るとすると、ＤＣＳ帯等は高次モードの共振に対応することになる。しかし、ＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯及びＵＭＴＳ帯はＧＳＭ（登録商標）帯の約２〜２．５倍の周波数であり、複数の周波数帯域が１：３の関係にないので、単純には高次モードの共振に対応できない。また高次モードの共振では、ＶＳＷＲ（電圧定在波比）が得られる帯域幅が狭い。
【０００４】
ＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯の周波数帯域幅は１３６ＭＨｚであり、中心周波数は８９２ＭＨｚであるので、比帯域幅は約１５．３％〔１３６ＭＨｚ／８９２ＭＨｚ〕である。またＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯、及びＵＭＴＳ Ｂａｎｄ １帯の周波数帯域幅は４６０ＭＨｚであり、中心周波数は１９４０ＭＨｚであるので、比帯域幅は約２３．７％〔４６０ＭＨｚ／１９４０ＭＨｚ〕である。このような周波数帯では、一つのアンテナ要素による共振によりインピーダンス整合を得るのは難しく、その帯域幅も十分に確保できない。
【０００５】
このような問題に対して、特開平１０−１０７６７１号は図２９に示すアンテナを提案した。このアンテナは、給電ケーブル７と、グランド電極ＧＮＤと平行に配置され、給電点ａで給電ケーブル７に接続されるとともに短絡ピン８で接地された放射平板４（アンテナ要素）と、放射平板４の開放端部とグランド電極ＧＮＤとの間に設けられた周波数調整手段３０とを具備する。図３０の等価回路が示すように、周波数調整手段３０は可変容量ダイオードＣＲ１を含み、可変容量ダイオードＣＲ１へのバイアス電流を制御することにより、アンテナの共振周波数を異なる周波数帯域で調整できる。可変容量ダイオードはバリキャップダイオード又はバラクタダイオードとも呼ばれる。
【０００６】
特開２００２−２３２２３２号は、図３１及び図３２に示すように、給電点ａを共通し一端側が短絡経路８で接地された第一の周波数帯用の第一アンテナ要素３及び第二の周波数帯用の第二アンテナ要素４を備え、第一及び第二アンテナ要素３，４とグランド電極ＧＮＤとの間に、絶縁体６を介してアンテナ要素３，４に対向する金属板２と、金属板２と接続された可変容量ダイオードＣＲ１とが配置されたマルチバンドアンテナを開示している。可変容量ダイオードＣＲ１に与えるバイアス電流を制御することにより接地容量の値を変えられるので、このマルチバンドアンテナは複数の周波数帯で使用可能である。
【０００７】
特開平１０−１０７６７１号及び特開２００２−２３２２３２号に開示されたアンテナは、アンテナ要素とグランド電極との間に直列に配置された可変容量ダイオードにより接地容量の値を変え、複数の周波数帯での使用を可能にしている。可変容量ダイオードは、逆バイアス電圧の印加により静電容量を連続的に変化させることができる。しかし、携帯電話等の移動体通信装置では低消費電力化及びバッテリーの低電圧化が進み、可変容量ダイオードに印加できる電圧の変化幅も小さくなった。このため、単に可変容量ダイオードをアンテナ要素とグランド電極との間に配置するだけでは、静電容量の変化範囲が制限され、所望の範囲で同調させるのが難しいことがある。また静電容量の変化も印加電圧に対して単純に反比例となる訳ではないので、共振周波数の調整も難しい。
【０００８】
さらに、特開２００２−２３２２３２号に開示されたアンテナは一面上に並べた複数のアンテナ要素を有し、アンテナ要素と面するように絶縁体６を介して金属板２が対向しているので、大型化の問題がある。
【０００９】
複数のアンテナ要素を備えたマルチバンドアンテナの他の例として、特開２００５−１５０９３７号は、図３３に示すように、給電点と接続されたアンテナ要素４と、アンテナ要素４と、電磁結合する無給電アンテナ要素５と、アンテナ要素４の開放端部Ｋとグランド電極ＧＮＤとの間のグランド側電極２１と、グランド側電極２１とグランド電極ＧＮＤとの接続を切り換えるスイッチ手段２２とを有するアンテナを開示している。グランド側電極２１とアンテナ要素４の開放端部Ｋとの間の静電容量に応じて、アンテナ要素４のアンテナ動作に基づいた基本周波数帯の共振周波数を可変とし、無給電アンテナ要素５との複共振状態により、高次の周波数帯の広帯域化を図っている。またアンテナ要素４の開放端部Ｋとグランド電極ＧＮＤとの間に可変容量ダイオードを設け、その容量値を変化させることにより利用周波数にあわせて共振周波数を調整することも提案している。このように、このアンテナは、アンテナ要素及びそれと電磁結合する無給電アンテナ要素によりマルチバンド化するとともに、アンテナ要素の開放端部とグランド電極との間の静電容量を変えることにより共振周波数を可変としている。しかし、アンテナ要素と無給電アンテナ要素とが電磁結合する構成を有するこのアンテナには、低周波数帯における共振周波数の変化に伴って高次の周波数帯の共振周波数も変化しＶＳＷＲ特性が劣化し易いという問題がある。またアンテナ要素と無給電アンテナ要素とを平面的に並べているので、アンテナが大型化するという問題もある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平１０−１０７６７１号公報
【特許文献２】特開２００２−２３２２３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従って、本発明の目的は、低周波数帯から高周波数帯にわたる広範囲の周波数帯に対応可能であり、高周波数帯での共振状態への影響が小さいまま低周波数帯の共振周波数を可変とした周波数可変アンテナ回路とそれを用いた無線通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の周波数可変アンテナ回路は、給電点となる一端と開放端となる他端とを有する第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備えた周波数可変アンテナ回路であって、
前記周波数調整手段が、第一キャパシタンス素子と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備し、前記第一インダクタンス素子と前記第二インダクタンス素子の内の少なくとも一方が可変インダクタである可変インダクタンス回路であることを特徴とする。
【００１３】
前記結合手段は接続線路、キャパシタンス素子、インダクタンス素子、前記第一アンテナ要素に電磁気的に結合する電極のいずれかであるのが好ましい。
【００１４】
また、前記周波数調整手段において並列共振回路を構成する第一キャパシタンス素子が可変キャパシタであっても良い。この場合、共振周波数をより細かく調整することが出来る。
【００１５】
本発明の周波数可変アンテナ回路は、前記可変インダクタや前記可変キャパシタの容量値を変化させる制御回路を備えているのが好ましい。
【００１６】
本発明の周波数可変アンテナ回路は、第一アンテナ要素の共振周波数の変化を検出する検出手段を備え、前記制御回路は前記検出手段の出力に基づいてインダクタンス値を変化させる制御信号を前記可変インダクタンス回路にフィードバックするのが好ましい。送信信号の反射波の変化により同調すべき共振周波数の変化を検出する手段として、方向性結合器等を使用することができる。また受信信号に基づいて共振周波数の変化を検出するために、受信信号の利得の変化を検出しても良い。
【００１７】
本発明の周波数可変アンテナ回路は、前記第一アンテナ要素と一体的であって、前記給電点を共有し、前記第一アンテナ要素より短い第二アンテナ要素をさらに有し、前記第一アンテナ要素の共振と前記第二アンテナ要素の共振との複共振によりマルチバンド化するのが好ましい。３つ以上のアンテナ要素を有する構成でも良い。
【００１８】
本発明の無線通信装置は、前記周波数可変アンテナ回路（部品）を具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の周波数可変アンテナ回路によれば、低周波数帯から高周波数帯にわたる広範囲の周波数帯に対応可能であり、高周波数帯での共振状態への影響が小さいまま低周波数帯の共振周波数を可変とした周波数可変アンテナ回路とそれを用いた無線通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の周波数可変アンテナ回路の一例を示す概略図である。
【図２】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段の一例を示す概略図である。
【図３】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いるアンテナ要素の一例を示す図である。
【図４】本発明の周波数可変アンテナ回路のＶＳＷＲ特性を概略的に示すグラフである。
【図５】周波数調整手段によるＶＳＷＲ特性の変化を概略的に示すグラフである。
【図６】周波数調整手段によるＶＳＷＲ特性の変化を概略的に示すグラフである。
【図７】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段に用いる可変インダクタの等価回路を示す図である。
【図８】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段に用いる可変インダクタの別の例の等価回路を示す図である。
【図９】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段に可変インダクタを用いた等価回路を示す図である。
【図１０】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段に用いる可変インダクタの別の例の等価回路を示す図である。
【図１１】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段に可変キャパシタを用いた等価回路を示す図である。
【図１２】本発明の周波数可変アンテナ回路を用いた同調回路の一例を示すブロック図である。
【図１３】使用状態及び自由状態でのＶＳＷＲ特性のずれを示すグラフである。
【図１４】本発明の周波数可変アンテナ回路の別の例を示す図である。
【図１５】本発明の周波数可変アンテナ回路のさらに別の例を示す図である。
【図１６】本発明のアンテナ部品の一例を示す斜視図である。
【図１７】本発明のアンテナ部品の別の例を示す斜視図である。
【図１８】本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【図１９】本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２０】本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２１】本発明のアンテナ部品に用いる結合手段の一例を示す斜視図である。
【図２２】本発明のアンテナ部品に用いる結合手段の別の例を示す斜視図である。
【図２３】本発明のアンテナ部品に用いる結合手段のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２４】本発明のアンテナ部品に用いる結合手段のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２５】本発明の周波数可変アンテナ回路を用いた無線通信装置の回路構成例を示すブロック図である。
【図２６】本発明の周波数可変アンテナ回路のさらに別の例を示す図である。
【図２７】本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２８】本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２９】従来のアンテナ部品の一例を示す斜視図である。
【図３０】従来のアンテナ部品に用いる周波数調整手段を示す図である。
【図３１】従来のアンテナ部品の別の例を示す図である。
【図３２】図３１のアンテナ部品を示す断面図である。
【図３３】従来のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
［１］ 周波数可変アンテナ回路
図１は本発明の周波数可変アンテナ回路の一例を示す。この周波数可変アンテナ回路１は、アンテナ要素１０と、アンテナ要素１０と電磁気的に結合する結合手段２０と、結合手段２０及びグランド電極ＧＮＤに接続された周波数調整手段３０とを備えている。周波数調整手段３０は、図２に示すように第一キャパシタンス素子Ｃ１と第一インダクタンス素子Ｌ１からなる並列共振回路と、前記並列共振回路に接続された第二インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。ここでは、第一及び第二インダクタンス素子Ｌ１、Ｌ２のそれぞれを可変インダクタとして示しているが、どちらか一方を可変インダクタとすれば共振周波数を調整し得る。両方を可変インダクタとすれば調整の範囲が広がる。
並列共振回路は端子Ｔ１側にあり、第二インダクタンス素子Ｌ２は端子Ｔ２を経てグランド電極ＧＮＤに接続されているが、第二インダクタンス素子Ｌ２が端子Ｔ１側あっても良い。結合手段２０は、接続線路、キャパシタンス素子、インダクタンス素子、又はアンテナ要素１０に電磁気的に結合する電極のいずれかで構成することができる。
【００２２】
図３は、図１の周波数可変アンテナ回路を構成するアンテナ要素１０の一例を示す。ここでは逆Ｆアンテナを例にとってアンテナ要素１０を説明するが、それに限定されず、例えばモノポールアンテナ、逆Ｌ型アンテナ、Ｔ型アンテナ等でも良い。アンテナ要素１０は一端が給電点ａで他端が開放端ｃであり、給電点ａと屈曲点ｂとの間の区間１０ａと、屈曲点ｂと開放端ｃとの間の区間１０ｂとからなる。区間１０ｂはグランド電極ＧＮＤとほぼ平行に延在する。アンテナ要素１０の屈曲点ｂからグランド電極ＧＮＤとの間は接地線路１５である。アンテナ要素１０の区間１０ｂと結合手段２０との間には電磁気的な結合Ｍがある。アンテナ要素１０は、基本周波数帯域内の共振周波数ｆ１ｒの波長λ１の約１／４に等しい長さ（区間１０ａ＋区間１０ｂの合計長さ）を有し、直列共振モードで動作する。基本周波数帯が低周波数帯にある場合を例にとって、以下説明する。
【００２３】
逆Ｆアンテナ状のアンテナ要素１０が直列共振するときの電流分布は開放端ｃでは０で、接地線路１５との接続点（屈曲点ｂ）の近傍で最大であるので、区間１０ｂの長さがアンテナ要素１０の入射・放射挙動を支配する。なお接地線路１５との接続点では電圧は実質的に０であり、インピーダンスはショート状態であるので、接地線路１５との接続点の位置を調整することによりアンテナ要素１０のインピーダンスを調整することができる。
【００２４】
図４に示すように、周波数可変アンテナ回路１の給電点ａ側から見たＶＳＷＲ特性では複数の周波数で共振が発現している。周波数調整手段３０における第一インダクタンス素子Ｌ１と第一キャパシタンス素子Ｃ１からなる並列回路の共振周波数ｆ２ｒはアンテナ要素１０の共振周波数ｆ１ｒより低く、第一キャパシタンス素子Ｃ１と第二インダクタンス素子Ｌ２からなる直列共振回路の共振周波数ｆ３ｒはアンテナ要素１０の共振周波数ｆ１ｒより高く、かつ共振周波数ｆ２ｒ，ｆ３ｒが低周波数帯に生じないように第一キャパシタンス素子Ｃ１のキャパシタンス、及び第一及び第二のインダクタンス素子Ｌ１、Ｌ２のインダクタンスを設定している。
【００２５】
第一インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスを固定のまま、第二インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスを変化させると、共振周波数ｆ３ｒが変化する。共振周波数ｆ３ｒは、上記インダクタンスが大きくなると低周波側へ移動し、反対に小さくなると高周波側へ移動する。これに伴って、アンテナ要素１０の共振周波数ｆ１ｒも低周波側又は高周波側へ移動する。
【００２６】
アンテナ要素１０の共振周波数ｆ１ｒに対する共振周波数ｆ２ｆ、ｆ３ｒの関係は、第一キャパシタンス素子Ｃ１のキャパシタンス、及び第一及び第二のインダクタンス素子Ｌ１、Ｌ２のインダクタンスを設定することで入れ替えることが出来る。
【００２７】
図５及び図６は条件の異なるアンテナのＶＳＷＲ特性を示す。ここでは、第一インダクタンス素子Ｌ１と第一キャパシタンス素子Ｃ１からなる並列回路の共振周波数がアンテナ要素１０の共振周波数ｆ１ｒより高く、第一キャパシタンス素子Ｃ１と第二インダクタンス素子Ｌ２からなる直列共振回路の共振周波数が共振周波数ｆ１ｒより低い場合を示す。
実線で示す曲線ｓｔ０は、アンテナ要素１０のみからなる構成Ａ（図３に示す周波数可変アンテナ回路１から周波数調整手段３０及び結合手段２０を除いた構成）のＶＳＷＲ特性を示す。破線で示す曲線ｓｔ１は、アンテナ要素１０及び結合手段２０からなる構成Ｂ（周波数可変アンテナ回路１から周波数調整手段３０を除いた構成）のＶＳＷＲ特性を示す。一点鎖線で示す曲線ｓｔ２は、アンテナ要素１０及び結合手段２０からなり、結合手段２０が第二インダクタンス素子Ｌ２を介して接地された構成ＣのＶＳＷＲ特性を示す。
【００２８】
図６において一点鎖線で示す曲線ｓｔ３は、周波数調整手段３０内の可変インダクタを一定のインダクタンス値を有するインダクタンス素子に置換した以外、図３に示す周波数可変アンテナ回路１と同じ構成ＤのＶＳＷＲ特性を示す。構成Ａの共振周波数ｆｓｔ０が９００ＭＨｚである場合を例にとって、以下説明する。なおアンテナの構成等により共振周波数の変化量は変わるが、共振周波数の変化の傾向自体は変わらない。
【００２９】
構成Ｂでは、結合電極を有する結合手段２０とアンテナ要素１０との間で、数ｐＦ以下の結合容量が生じて共振周波数は低周波側へ移動する（ｆｓｔ０→ｆｓｔ１）。共振周波数の変化量は、結合容量にもよるが５０〜３００ＭＨｚ程度である。結合容量が小さければ共振周波数の変化量は小さく、結合容量が大きければ共振周波数の変化量は大きい。
【００３０】
構成Ｃでは、結合容量とインダクタンス素子Ｌ２からなる直列回路によりもう一つの共振αが現れる。アンテナ要素１０の共振周波数ｆｓｔ２は共振αに影響され、構成Ｂより高周波側に移動する。なお、インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスは数ｎＨ〜５０ｎＨ程度に設定されるが、インダクタンスが小さいほど共振αは高周波側に現れ（図５中で「Ｌ小」で表す）、インダクタンスが大きいほど低周波側に現れる（図５中で「Ｌ大」で表す）。
ここでは結合容量のみ考慮したが、本発明ではキャパシタンス素子Ｃ１がインダクタンス素子Ｌ２に直列に接続されるので、共振αを得るのに結合手段２０としてキャパシタンス素子のほかに、インダクタンス素子又は接続線路を用いても良い。
【００３１】
構成Ｄでは、共振αの他に、キャパシタンス素子Ｃ１とそれに並列に接続されたインダクタンス素子Ｌ１によるさらにもう一つの共振βが現れる。アンテナ要素１０による共振周波数ｆｓｔ３は共振βにも影響され、構成Ｃよりさらに低周波側に移動する。
【００３２】
本発明では、アンテナ要素１０に結合する結合手段２０を、並列回路及び直列回路の組み合わせである周波数調整手段３０を介して接地する。第一インダクタンス素子のインダクタンスを変化させることにより、並列回路及び直列回路による２つの共振により、アンテナ要素の共振周波数を所望の周波数に調整する。第一インダクタンス素子Ｌ１によるインダクタンスの変化が直列共振による共振αに与える影響は小さい。この為第二インダクタンス素子Ｌ２を可変インダクタとして共振αを調整しても良い。
【００３３】
可変インダクタとしては磁界方式やスイッチ方式のものが例示される。図７は磁界方式の可変インダクタであるが、コイルＬａとコイルＬｂを含み、それぞれに直列抵抗Ｒが接続する。コイルＬｂの両端はスイッチＳＷ１に接続され、スイッチＳＷ１がＯＦＦ状態（非導通）の場合には、コイルＬａの両端からみたインダクタスはその自己インダクタンスであり、スイッチＳＷ１がＯＮ状態（導通）の場合には、コイルＬｂに生じる逆起電力に基づき自己インダクタンスから減少したインダクタンスとなる。
【００３４】
図８に示す可変インダクタはスイッチ方式のものである。
図８の可変インダクタは、端子Ｔａと端子Ｔｂとの間に複数のコイルＬａ〜Ｌｎを直列に接続し、各コイルに並列に接続したスイッチＳＷａ〜ＳＷｎによりバイナリステップでコイルのインダクタンスを可変する回路として構成される。各スイッチＳＷａ〜ＳＷｎは、コイルＬａ〜Ｌｎを接続あるいは非接続とするためのスイッチで、使用するコイルに対応したスイッチはＯＦＦ状態（非導通）に制御される。
【００３５】
インダクタンス素子をスイッチ方式のデジタル可変インダクタを用いた場合を例にとって、周波数調整手段３０の基本動作を以下詳細に説明する。図９は第一インダクタンス素子Ｌ１としてデジタル可変インダクタを用い、第二インダクタンス素子Ｌ２は固定インダクタとした周波数調整手段３０の等価回路を示す。
この可変インダクタＬ１は、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に直列に接続されたインダクタンス素子（コイル）Ｌｏ，Ｌａ〜Ｌｎと、各インダクタンス素子Ｌａ〜Ｌｎに並列に接続したスイッチＳＷａ〜ＳＷｎとを有し、各インダクタンス素子Ｌａ〜Ｌｎと各スイッチＳＷａ〜ＳＷｎとでインダクタンスユニットＬｖａ〜Ｌｖｎを構成している。各スイッチ回路ＳＷａ〜ＳＷｎはＭＯＳ−ＦＥＴにより構成することができる。
各インダクタユニットＬｖａ〜Ｌｖｎにおいて多段接続されたＦＥＴのゲート端子への電圧供給は、信号線６ａ〜６ｎで行なわれ、各信号線６ａ〜６ｎの入力ポートＰａ〜Ｐｎには、ＦＥＴをＯＮ／ＯＦＦ制御するためのデータのビットが制御回路２０５より与えられる。
【００３６】
各インダクタンスユニットＬｖａ〜Ｌｖｎ中のインダクタンス素子Ｌａ〜Ｌｎのインダクタンス値は、各データのビットに対応して２進重み付けインダクタンスアレイとして構成されるのが好ましい。例えばインダクタンスユニットがＬｖａからＬｖｎの順で下位ビットから上位ビットに対応する場合、インダクタンスユニットＬｖａのキャパシタンス素子Ｌａのインダクタンス値がｅ ｎＨであれば、インダクタンスユニットＬＵｂのインダクタンス素子Ｌｂのインダクタンス値は２１×ｅ ｎＨであり、インダクタンスユニットＬｖｃ（図示無し）のインダクタンス素子Ｌｃ（図示無し）のインダクタンス値は２２×ｅ ｎＨであり、インダクタンスユニットＬｖｎのインダクタンス素子Ｌｎのインダクタンス値は２ｎ−１×ｅ ｎＨである。
従って、例えば可変インダクタンスＬ１におけるインダクタンスユニットがｎ＝５の場合、ＦＥＴをＯＮ／ＯＦＦ制御するためのデータのビットが”０００００”であれば、インダクタンス素子Ｌｏのインダクタンス値となり、ビットが”１１１１１”であれば、インダクタンス素子Ｌｏとインダクタンス素子Ｌａ〜Ｌｅの合成インダクタンスとなる。この例ではインダクタンス調整分解能が５ビットであるので、３２の段階（ｓｔａｔｅとも呼ぶ）でインダクタンス値を調整することができる。
【００３７】
可変インダクタＬ１のインダクタンス値Ｌｍ（合成インダクタンス）はＬｍｉｎ（”０００００”のビット列に対応）からＬｍａｘ（”１１１１１”のビット列に対応）まで直線状に変化する。例えば基本周波数帯で共振周波数を可変とする場合、可変インダクタ範囲の中心値であるほぼ（Ｌｍａｘ−Ｌｍｉｎ）／２のインダクタンス値で、ほぼ基本周波数帯の中心周波数に対応する周波数ｆ１で共振するように、周波数可変アンテナ回路の回路定数を設定する。当然ビット数に応じてインダクタンスのステップ数及び可変範囲が異なり、共振周波数の変化幅も異なる。
【００３８】
図１０はスイッチ方式の他の可変インダクタを示す。
この可変インダクタは、端子Ｔａと端子Ｔｂとの間に複数のコイルＬｏ，Ｌａ〜Ｌｎを並列に接続し、各コイルＬａ〜Ｌｎと直列に接続したスイッチＳＷａ〜ＳＷｎによりバイナリステップでコイルのインダクタンスを可変する回路として構成される。各スイッチＳＷａ〜ＳＷｎは、コイルＬａ〜Ｌｎを接続あるいは非接続とするためのスイッチで、使用するコイルに対応したスイッチはＯＮ状態（導通）に制御される。
【００３９】
各インダクタンスユニットＬｖａ〜Ｌｖｎ中のインダクタンス素子Ｌａ〜Ｌｎのインダクタンス値はそれぞれ異なる。周波数調整手段３０において、スイッチの切り替えにより接続の経路が変わるので、それに応じたインダクタンス素子が選択されて共振周波数が変化する。
【００４０】
特に図示はしていないが、周波数調整手段３０においてはＤＣカットコンデンサが接続されて、スイッチ動作の安定化を図っている。
【００４１】
ここでは第一インダクタンス素子Ｌ１に可変インダクタを用いる場合を示したが、第二インダクタンス素子Ｌ２に用いても良く、第一インダクタンス素子Ｌ１と第二インダクタンス素子Ｌ２のそれぞれに用いることも可能である。
【００４２】
周波数調整手段３０においては、更にキャパシタンス素子Ｃ１として可変キャパシタを用いても良い。この場合、第一インダクタンス素子Ｌ１と第一キャパシタンス素子Ｃ１からなる並列回路の共振周波数ｆ２ｒ、第一キャパシタンス素子Ｃ１と第二インダクタンス素子Ｌ２からなる直列共振回路の共振周波数ｆ３ｒが共に変化するため、アンテナ要素１０による共振周波数ｆ１ｒをさらに大きく移動させることが出来る。
【００４３】
可変キャパシタとして、ＳＰｎＴ（単極ｎ投）スイッチ及びキャパシタンス素子の組合せ、可変容量ダイオード（バリキャップダイオード、バラクタダイオード）、デジタル可変容量素子、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ−Ｅｌｅｃｔｒｏｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）等を用いることができる。ＳＰｎＴスイッチとして、ＧａＡｓスイッチ又はＣＭＯＳスイッチを単独で用いても、一つ又は複数個のＰＩＮダイオードを用いても良い。
【００４４】
キャパシタンス素子Ｃ１として可変キャパシタを用いた場合を例にとって説明する。図１１は可変キャパシタを用いた周波数調整手段３０の等価回路を示す。この可変キャパシタは、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に並列に接続されたキャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃｎと、端子Ｔ２とキャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃｎ−１との間に直列に接続されたスイッチＳＷ１〜ＳＷｎ−１とを有し、各キャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃｎ−１と各スイッチＳＷ１〜ＳＷｎ−１はキャパシタンスユニットＣＵ１〜ＣＵｎ−１を構成している。各スイッチ回路ＳＷ１〜ＳＷｎ−１はＭＯＳ−ＦＥＴにより構成することができる。
【００４５】
各コンデンサユニットＣＵ１〜ＣＵｎ−１において多段接続されたＦＥＴのゲート端子への電圧供給は、共通信号線６１〜６ｎ−１で行なわれ、各共通信号線６１〜６ｎ−１の入力ポートＰ１〜Ｐｎ−１には、ＦＥＴをＯＮ／ＯＦＦ制御するためのデータのビットが制御回路２０５より与えられる。
【００４６】
端子Ｔ１と端子Ｔ２との間には、キャパシタンス素子ＣｎとキャパシタンスユニットＣＵ１〜ＣＵｎ−１が並列に接続されているが、各キャパシタンスユニットＣＵ１〜ＣＵｎ−１中のキャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃｎ−１の容量値は、各データのビットに対応して２進重み付け容量アレイとして構成されるのが好ましい。例えばキャパシタンスユニットがＣＵ１からＣＵｎ−１の順で下位ビットから上位ビットに対応する場合、キャパシタンスユニットＣＵ１のキャパシタンス素子Ｃ１の容量値がｅ ｐＦであれば、キャパシタンスユニットＣＵ２のキャパシタンス素子Ｃ２の容量値は２１×ｅ ｐＦであり、キャパシタンスユニットＣＵ３のキャパシタンス素子Ｃ３の容量値は２２×ｅ ｐＦであり、キャパシタンスユニットＣＵｎ−２のキャパシタンス素子Ｃｎ−２の容量値は２ｎ−３×ｅ ｐＦであり、キャパシタンスユニットＣＵｎ−１のキャパシタンス素子Ｃｎ−１の容量値は２ｎ−２×ｅ ｐＦである。従って、例えば可変キャパシタ全体のキャパシタンス素子数がｎ＝６の場合、ＦＥＴをＯＮ／ＯＦＦ制御するためのデータのビットが”０００００”であれば、キャパシタンス素子Ｃ６の容量値となり、ビットが”１１１１１”であれば、キャパシタンス素子Ｃ６とキャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃ５の合成容量となる。
【００４７】
アンテナ要素の共振周波数は人体等の外乱の影響によりずれてしまうことがある。共振周波数のずれが発生するとインピーダンスの整合状態が変化するが、本発明の周波数可変アンテナ回路によれば、アンテナ要素の共振周波数を容易に調整することができる。図１２は周波数可変アンテナ回路を用いたフィードバック回路の一例を示す。送信信号の反射波を検出する方向性結合器３５と、検波回路Ｄｉと、外部基準信号と検波回路Ｄｉからの検波信号を比較し信号レベルを検出する信号レベル検出器３３と、検出結果に基づいて可変容量回路の容量値を変化させ、反射波が大きくなれば共振周波数のずれを補正する制御回路３２とを有する。なお結合手段等は図示していない。このフィードバック回路は受信信号の強度変化に基づくフィードバックを行う。また、方向性結合器３５の出力を入力側と出力側の両方で検出することにより、更に高精度なフィードバック回路が構成できる。
【００４８】
デジタル可変容量回路を用いた周波数可変アンテナ回路を、８２４〜８４９ＭＨｚの送信周波数帯及び８６９〜８９４ＭＨｚの受信周波数帯を有する無線通信装置に用いる例を以下詳細に説明する。人体は低誘電率の誘電体とみなすことができるので、使用状態（人体が近接している）のアンテナ要素の共振周波数は自由状態（人体の影響を受けない）のときより低周波数側へ移動している。図１３は自由状態及び実使用状態でのＶＳＷＲ特性を示す。周波数調整手段３０の可変容量回路は、自由状態において送信周波数帯（例えば８３６．５ＭＨｚの中間周波数）及び受信周波数帯（例えば８８１．５ＭＨｚの中間周波数）でＶＳＷＲが最適となる合成容量を有するようにプログラムされている。外乱による周波数のずれが比較的小さければ、送信周波数帯及び受信周波数帯で所定のレベル以下のＶＳＷＲを維持できる。
【００４９】
人体のＶＳＷＲ特性への影響は、１０〜３０ＭＨｚ程度の共振周波数のずれとして現れる。この共振周波数のずれは送信周波数帯と受信周波数帯とで大きく相違せず、同程度であるので、送信周波数帯及び受信周波数帯のどちらか一方における制御結果を他方の周波数帯における制御に用いることができる。
【００５０】
検出された信号レベルから求まる反射波の大きさが所定の期間予め設定された閾値を超える場合、共振周波数のフィードバック制御を行う。可変インダクタＬ１の合成インダクタンスが大きく（又は小さく）なるように、制御回路により可変インダクタＬ１の段階（Ｓｔａｔｅ）を一段変える。反射波が閾値と大きく異なる場合には、変化させる段階を２段以上としても良い。新たに検出された信号レベルを、直前に検出された信号レベル（例えばメモリ等に保存されている）と比較することにより、反射波が増加したのか減少したのかを判定し、判定結果に応じて可変インダクタの合成インダクタンスを増減させる。
【００５１】
反射波が閾値より小さくなるまでフィードバック制御を継続し、閾値より小さくなった段階でフィードバック制御を終了する。なお、反射波が閾値より小さくならない場合や、逆に増加する場合には、フィードバック制御を終了するともに、検出された信号レベルに基づいて反射波が最も小さい段階（Ｓｔａｔｅ）となるように可変インダクタを制御すれば良い。
【００５２】
［２］ アンテナ部品
図３に示すアンテナ要素１０はグランド電極ＧＮＤに対して水平に延びる線路からなるが、図１４に示すように折り返し部を設けて小型化するのが好ましい。折り返し部は複数あっても良い。図１４に示すアンテナ要素１０は、給電点ａと屈曲点ｂとの間の区間１０ａと、屈曲点ｂと屈曲点ｃとの間の区間１０ｂと、屈曲点ｃと屈曲点ｄとの間の区間１０ｃと、屈曲点ｄと開放端ｅとの間の区間１０ｄとを有し、区間１０ｃは折り返し部であり、区間１０ｄは区間１０ｂと逆方向に延びる。給電点ａから開放端ｅまでの長さは、図３に示すアンテナ要素１０と同様に実質的に低周波数帯域内の共振周波数ｆ１ｒに対応する長さであるので、図１４に示すアンテナ要素１０は直列共振モードで動作する。折り返し部を有するアンテナ要素１０は、図３の場合より複雑な共振電流分布を有するので、短くできる。また給電点ａから屈曲点ｃまでの長さを実質的に高周波数帯域内の共振周波数に対応する波長λ２の約１／４とすれば、直列共振モードで動作する複共振アンテナとなり、マルチバンド化を容易に実現できる。
【００５３】
図１５に示すように、アンテナ要素１０は、給電点ａと屈曲点ｂとの間の区間１０ａ中の分岐点ｄから延びるアンテナ要素１２を有しても良い。アンテナ要素１２は、給電点ａと分岐点ｄとの間の区間１２ａと、分岐点ｄと開放端ｅとの間の区間１２ｂとからなる。アンテナ要素１２の区間１２ａはアンテナ要素１０の区間１０ａの一部と共通であり、区間１２ｂはアンテナ要素１０の区間１０ｂと同じ方向に平行に延びる。アンテナ要素１０が低周波数帯の共振周波数を有し、アンテナ要素１２が高周波数帯の共振周波数を有するようにすれば、複共振アンテナとなる。
【００５４】
アンテナ要素１０は、ガラス繊維強化エポキシ樹脂基板等のリジッド基板や、ポリイミド、ポリエーテルイミド、ポリアミドイミド等のポリイミド類、ナイロン等のポリアミド類、ポリエチレンテレフタレート等のポリエステル類等からなるフレキシブル基板等の所謂プリント基板に対して、エッチングやフォトリソグラフィ等の公知の方法を行うことにより形成することができる。また印刷法やエッチング法等の公知の方法を用いて、アルミナ等の誘電体セラミクスからなる基板にＡｕ，Ａｇ，Ｃｕ等の低抵抗導電体で形成しても良い。変形自在なフレキシブル基板に形成したアンテナ要素は、筐体内の限られた空間に効率よく配置することができる。
【００５５】
図１６は、基板上にアンテナ要素及び結合手段を形成した例を示す。例えば、ガラス繊維強化エポキシ樹脂基板上の銅箔をエッチング処理し、アンテナ要素１０、結合手段２０の電極パターン、グランド電極ＧＮＤ、接続線路２１，２２等を形成する。基板の裏面にはグランド電極ＧＮＤが形成されていない。この方法によれば、各電極パターンを容易に精度良く形成できるだけでなく、外力等の影響に強いアンテナ部品とすることができる。また周波数調整手段３０を構成する部品を搭載するだけで、周波数可変アンテナ回路を容易に作製できる。
【００５６】
アンテナ要素をＣｕやリン青銅からなる導体薄板で構成しても良い。導体薄板はそれ自体が加工容易であるとともに、外力に対して容易に変形し難い特性を有するので、支持体に依らず自由な形状にアンテナ要素を形成することができる。射出成形により液晶ポリマー等のエンジニアリングプラスチックに導体薄板を一体化すると、一層外力により変形し難いアンテナ部品となる。
【００５７】
図１７は、表面に銅箔からなるグランド電極ＧＮＤ、接続線路２１，２２等が形成されたガラス繊維強化エポキシ樹脂基板上に、リン青銅等の導体薄板により形成したアンテナ要素を立設した例を示す。アンテナ要素１０の開放端部は、基板上に配置された誘電体チップからなる支持体２７に固定されている。支持体２７の表面には、アンテナ要素１０と電磁気的に結合する結合手段２０としてＬ字状の電極パターンが形成されている。結合手段２０は基板に形成された接続線路２１，２２及び周波数調整手段３０を介してグランド電極ＧＮＤに接続される。一般にアンテナ要素をグランド電極から離間させるほど放射利得が向上する。従って、アンテナ要素１０を高くすると、アンテナ部品を３次元的に構成できるだけでなく、小さな形成面積でアンテナ要素とグランド電極との間隔を確保できる。
【００５８】
図１８に示すように、大きな誘電体チップ２７に、結合手段２０及び接続線路２１とともに、第一アンテナ要素１０、及び第一アンテナ要素１０より短い第二アンテナ要素１２を形成しても良い。
【００５９】
図１９及び図２０は、追加の支持体２９に形成した結合手段２０をアンテナ要素１０に近接して配置してなるアンテナ部品の別の例を示す。図２０に示すアンテナ部品では、Ｕ字状断面を有する支持体２９の凹部空間に結合手段２０を配置している。支持体２９の材料はポリカーボネート等で良い。
【００６０】
その他に、アンテナ要素と他の部品を異なる基板に設けても良いし、セラミック素体に形成したアンテナ要素をプリント基板に実装しても良い。またアンテナ要素１０の一部をリン青銅等の導体薄板で形成し、他部をプリント基板上の電極パターンで形成しても良い。さらに結合手段２０との電磁結合を調整するために、アンテナ要素１０のうち結合手段２０と対向する部分の形状（幅及び厚さ）を他の部分と異ならせて良い。周波数可変範囲を十分に確保しつつアンテナ要素１０と結合手段２０との最適な結合が得られるように、支持体の材料、結合手段２０の形状、寸法、アンテナ要素１０との間隔等を調整する。
【００６１】
上記の通り、結合手段２０は基板上にアンテナ要素１０とともに直接形成しても、支持体上に形成した後で基板に搭載しても良い。剛性を有する導体（金属）薄板で形成した結合手段２０をアンテナ要素１０と組合せても良いが、アンテナ要素１０との間隔を精度良く配置するのが難しいため、支持体２７上に形成するのが好ましい。支持体２７上に形成した結合手段２０は、外力を受けても変形しないのでアンテナ要素１０との間隔が変化せず、またアンテナ要素１０に対して所定の間隔で位置決めするのが容易である。アンテナ要素１０と近接して配置される結合手段２０の支持体２７は波長短縮効果を発揮し、アンテナ要素１０の線路長を短縮する。
【００６２】
支持体２７の表面に形成された電極パターンにより結合手段２０を形成するのが好ましい。電極パターンの材質はＣｕ、Ａｇ、Ａｕ、又はこれらを含む合金が好ましい。支持体２７は、アルミナ、Ａｌ−Ｓｉ−Ｓｒ系セラミック、Ｍｇ−Ｃａ−Ｔｉ系セラミック、Ｃａ−Ｓｉ−Ｂｉ系セラミック等の誘電体セラミック、又はＮｉ−Ｚｎフェライト、Ｎｉ−Ｃｕ−Ｚｎフェライト等の軟磁性体セラミックからなるのが好ましい。ガラス繊維強化エポキシ樹脂も使用可能である。高周波数帯域で用いるので、支持体２７は高周波特性に優れているのが好ましい。誘電体セラミックであれば、優れた高周波での誘電特性（例えば、小さな誘電損失等）を有するものが好ましい。比誘電率が大きすぎると誘電損失が大きく、逆に小さ過ぎると波長短縮効果が十分に得られないので、支持体２７を形成する誘電材は５〜３０の比誘電率を有するのが好ましい。支持体２７を形成する材料の温度特性については、共振回路に用いるリアクタンス素子の特性とあわせて決めれば良い。
【００６３】
図２１〜図２４は支持体２７に形成された結合手段２０の例を示す。各支持体２７にはアンテナ要素１０に半田付けされる接続電極パターン４２が形成されている。アンテナ要素１０と電気的に接続される電極パターン４２は延長電極として機能しても良い。アンテナ要素１０と結合手段２０との結合は、支持体２７に形成された電極パターン４２と結合手段２０との間隔により決まる。支持体２７をアンテナ要素１０に接着する場合には電極パターン４２は必要ないが、アンテナ要素１０に対する支持体２７の位置決めが難しい。勿論基板への実装端子電極として、電極パターン４２を支持体２７の下面に形成しても良い。
【００６４】
図２１に示す例では、結合手段２０を形成する帯状の電極パターンが支持体２７の側面に形成されており、同じ側面上に接続線路２１が結合手段２０の電極パターンと一体の電極パターンで形成され、Ｌ字状の電極パターンとなっている。図２２〜図２４に示す例では、支持体２７の上面に電極パターン４２とともに結合手段２０を形成する帯状の電極パターンが形成され、側面に形成された接続線路２１と接続されている。接続線路２１は直線状でも良いが、図２３に示すようにＬ字状や、図２４に示すようにミアンダ状にしても良い。接続線路２１を、結合手段２０の電極パターンとほぼ平行の線路部分を備えるようにすれば、基本周波数帯での平均利得が向上するので好ましい。図示の結合手段２０の電極パターンは一定の幅の帯状電極であるが限定的ではなく、例えばテーパ形状の電極のように所望の電磁的結合に応じて適宜選択することができる。
【００６５】
結合手段２０とグランド電極との間の距離が長いと、周波数調整手段３０の容量変化によるアンテナ要素１０の共振周波数の可変範囲が著しく狭いことがある。そのため、周波数調整手段３０をアンテナ要素１０の近傍に配置し、かつ短い距離（例えば、調整すべき周波数帯の１／４波長以下）で接地するのが好ましい。
【００６６】
［３］ 無線通信装置
図２５は、本発明の周波数可変アンテナ回路（アンテナ部品）１を具備し、複数の通信システムに対応した無線通信装置の回路の一例を示す。用いられる周波数可変アンテナ回路１は、低周波数帯と高周波数帯で所望のＶＳＷＲ特性が得られるもので、低周波数帯で共振周波数を可変とする。複数の通信システムのうち、例えばＧＳＭ（登録商標）８５０／９００等を低周波数帯に使用し、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＵＭＴＳ等を高周波数帯に使用することができる。
【００６７】
図示の無線通信装置は、ＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯（８２４〜９６０ＭＨｚ）、ＵＭＴＳ帯（Ｂａｎｄ １：１９２０〜２１７０ＭＨｚ，Ｂａｎｄ ５：８２４〜８９４ＭＨｚ）の４つの通信システムに対応する。本例では、周波数可変アンテナ回路１は単極４投のスイッチ回路ＳＷと接続されている。スイッチ回路ＳＷは、例えばＦＥＴスイッチを主たる構成要素とする電気的スイッチであり、ゲートに印加する制御電圧により接続状態を変える。スイッチ回路ＳＷは、周波数可変アンテナ回路１と、ＣＤＭＡ方式の第一の通信システム（ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ ５）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器ＰＡ及びローノイズアンプＬＮＡと、ＣＤＭＡ方式の第二の通信システム（ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ １）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器ＰＡ及びローノイズアンプＬＮＡと、ＴＤＭＡ方式の第一の通信システム（ＧＳＭ９００）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器ＰＡ及びローノイズアンプＬＮＡと、ＴＤＭＡ方式の第二の通信システム（ＧＳＭ８５０）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器ＰＡ及びローノイズアンプＬＮＡとの間に設けられ、各通信システムの送受信信号の切り換えを行う。
【００６８】
高周波増幅器ＰＡ及びローノイズアンプＬＮＡのうち少なくともローノイズアンプＬＮＡは、ＲＦＩＣ（Ｒａｄｉｏ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）に内蔵されている。ＲＦＩＣは、周波数シンセンサイザ（図示せず）等とともにベースバンド部ＢＢＩＣからの信号を送信周波数に変換し、受信信号をベースバンド部ＢＢＩＣで処理できる周波数に変換するＩＣである。図示の構成では、ＣＤＭＡ方式の第一の通信システム（ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ ５）用のローノイズアンプＬＮＡと、ＴＤＭＡ方式の第二の通信システム（ＧＳＭ８５０）用のローノイズアンプＬＮＡは共通化されている。
【００６９】
各信号経路には、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタ等のフィルタや、通過帯域の異なるフィルタを並列に接続してなるデュプレクサが配置されている。本例では、バンドパスフィルタ及びデュプレクサとして不平衡入力−平衡出型のＳＡＷフィルタやＢＡＷフィルタ又はＢＰＡＷフィルタを用い、平衡出力端子間にインピーダンス調整用のインダクタンス素子Ｌを配置している。整合用の他の構成として、キャパシタンス素子を平衡出力端子間に配置しても、リアクタンス素子を各平衡出力端子とアースとの間に配置しても良い。
【００７０】
無線通信装置は、周波数シンセサイザにより論理回路部（図示せず）に含まれる中央演算回路からの制御信号で局部発振周波数信号を生成し、それにより定まる周波数で送受信を行う。周波数可変アンテナ回路１内の可変容量回路は、図１２に示す制御回路３２が出す前記制御信号により、各通信システムの低周波数帯での送信周波数帯及び受信周波数帯で好適なＶＳＷＲとなるように制御される。なお、図１２に示す制御回路３２は図２５に示すＲＦＩＣ等に組み込まれることにより、ＲＦＩＣが同様の制御の役割をすることも可能である。
【００７１】
本発明を以下の実施例によりさらに詳細に説明するが、本発明はそれらに限定されるものではない。
【００７２】
実施例１
図２６は本発明の周波数可変アンテナ部品の一例（低周波数帯及び高周波数帯に対応する）を示し、図２７及び図２８はその外観を示す。図中、周波数調整手段３０への電源経路は省略している。
【００７３】
周波数可変アンテナ回路１は、給電回路２００が形成される主回路基板（図示せず）と分離したアンテナ用基板８０に形成されており、アンテナ用基板８０と主回路基板との接続は同軸ケーブルにより行なわれる。他の接続方法として、例えば主回路基板に設けられた接地された板バネ端子による押し当て接続（Ｃ−ｃｌｉｐと呼ばれる）を利用する。この場合、アンテナ用基板の接続部は接続用電極端子のみである。
【００７４】
Ｃｕからなる導体薄板により形成されたアンテナ要素１０は、低周波数帯用の第一アンテナ要素１０（区間１０ａ，１０ｂ，１０ｃ及び１０ｄからなる。）と、第一アンテナ要素１０から分岐する補助線路２５と、一部が第一アンテナ要素１０と対向し、第一アンテナ要素１０より短い高周波数帯用の第二アンテナ要素１２とにより構成されている。第一アンテナ要素１０から分岐する補助線路２５は、第一アンテナ要素１０とともに低周波数帯の高周波信号の入放射に寄与する。従って、補助線路２５を第一アンテナ要素１０の一部と見做しても良い。
【００７５】
アンテナ要素全体は、幾重にも折り返された厚さ０．２ｍｍ及び幅１〜１．５ｍｍの一体的な帯状導体からなり、第一アンテナ要素１０及び第二アンテナ要素１２により低周波数帯域と高周波数帯内の周波数で共振する逆Ｆアンテナを構成している。アンテナ要素は、アンテナ基板（両面に銅張したガラス繊維強化エポキシ基板）８０の両面に立設される。第一アンテナ要素１０の一部、第二アンテナ要素１２及び補助線路２５はアンテナ基板８０の第一主面上に位置し、第一アンテナ要素１０は折り曲がり、区間１０ｃは反対側の第二主面まで延長し、そこから区間１０ｄは区間１０ｂと平行かつ逆方向に給電点ａに向かって延びている。
【００７６】
第一アンテナ要素１０は複数の区間を有するが、第二主面上の区間１０ｄは、第一主面上の第二アンテナ要素１２の区間１２ｂとアンテナ基板８０を介して対向する。第一アンテナ要素１０の区間１０ｂと第二アンテナ要素１２の区間１２ｂとの間には、電極パターンが形成された誘電体チップ１８が配置されている。
区間１０ｂと区間１２ｂとの間および区間１０ｄと区間１２ｂとの間において、誘電体チップ１８が配置された部分は、他の部分よりも強く結合する構成としている。
誘電体チップ１８の表面に形成された電極パターンが第二アンテナ要素１２と接続するので、第二アンテナ要素１２は波長短縮効果によりその線路長を短縮する。
第二アンテナ要素１２の区間１２ｂに平行に延びる第一アンテナ要素１０の区間１０ｂの長さを高周波数帯での共振周波数の波長に応じて調整すれば、高周波数帯で所望のＶＳＷＲが得られる帯域を広げることができる。
【００７７】
アンテナ用基板８０には、アンテナ要素の他に、補助線路２５と電磁気的に結合する結合手段２０が表面に形成された支持体２７と、結合手段２０と接続される周波数調整手段３０を構成するキャパシタンス素子Ｃ１と、第一及び第二のインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２と、第一アンテナ要素１０と第二アンテナ要素１２との電磁気的結合を調整する誘電体チップ１８と、整合用のインダクタンス素子Ｌｐ及びキャパシタンス素子Ｃｐが実装されている。勿論、アンテナ用基板８０の同一面上に配置される整合用のインダクタンス素子Ｌｐ及びキャパシタンス素子Ｃｐ、及び周波数調整手段３０の少なくとも一部を裏面に設けても良い。
【００７８】
本例では、結合手段２０は誘電体セラミックからなる支持体２７の表面に形成されたＡｇの電極パターンで構成されている。支持体２７には補助線路２５と半田付けするための電極パターンが形成されている。アンテナ要素には複数の電極延長部が設けられており、アンテナ要素は電極延長部によりアンテナ用基板８０に固定され、さらに補助線路２５で支持体２７の上面上の電極パターンに接続されている。電極延長部からはアンテナ用基板８０側に向かって電磁波が放射されない。誘電体チップ１８及び支持体２７に、比誘電率が１０の誘電体セラミックを用いた。
【００７９】
本例では、第一主面上の第一アンテナ要素１０の区間１０ｂは長さ約２５ｍｍであり、補助線路２５は長さ約１５ｍｍであり、第二主面上の第一アンテナ要素１０の区間１０ｄは長さ約２０ｍｍであり、第二アンテナ要素１２の区間１２ｂは長さ約２０ｍｍであった。この構成により、アンテナ部品は、アンテナ用基板８０で決まる４５ｍｍ×８ｍｍの平面寸法内に収まり、厚さは５ｍｍ以下であった。
【００８０】
第一インダクタンス素子Ｌ１（可変インダクタ）は図８で説明したスイッチ方式のものとし、周波数調整手段を図９に示したものとして、インダクタンス素子Ｌｏと直列にインダクタンスユニットＬｖａ，Ｌｖｂを接続した構成とした。インダクタンス素子Ｌｏのインダクタンス値は１５ｎＨであり、インダクタンスユニットＬｖａ，Ｌｖｂのインダクタンス素子Ｌａ（７．５ｎＨ），Ｌｂ（１５ｎＨ）を有するので、２ビットの制御データでのインダクタンス可変範囲は１５〜３７．５ｎＨであった。
また第二インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスは１８ｎＨであり、第一キャパシタンス素子Ｃ１のキャパシタンスは１．５ｐＦであり、整合用インダクタンス素子Ｌｐのインダクタンスは３．９ｎＨであり、整合用キャパシタンス素子Ｃｐの容量値は１ｐＦであった。各共振周波数の設定は、周波数調整手段全体の系への寄生リアクタンス等も考慮して設定される。
【００８１】
このアンテナ部品について、周波数調整手段３０により低周波数帯における共振周波数ｆ１ｒを変化させてＶＳＷＲの周波数特性を６００ＭＨｚ〜２２００ＭＨｚの周波数帯で評価した。表１は制御データを変化させた場合の共振周波数の変化を示す。
【００８２】
【表１】
【００８３】
表１から明らかなように、制御データを「００」から「１１」へと変化させることにより、ＶＳＷＲが３以下の特性を維持しながら、アンテナの共振周波数を低周波数帯の間で移動させることができることが分かる。また、高周波側でのＶＳＷＲは１６００ＭＨｚ以上でＶＳＷＲが３以下の特性が得られ、更に１４００ＭＨｚ以上の周波数帯では制御データを変化させてもＶＳＷＲの変化は殆ど無かった。本実施例により、アンテナの共振周波数を広範囲で変化させることができ、広範囲の周波数帯に対応可能なマルチバンド対応のアンテナが得られた。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振周波数を変化させることが可能な周波数可変アンテナ回路、その少なくとも一部を構成するアンテナ部品、及びかかるアンテナ部品を具備して複数の周波数帯に対応する無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話等の無線通信装置の急速な普及に応じて通信システムが使用する周波数帯域も多岐に亘るようになり、特に最近では、デュアルバンド方式、トリプルバンド方式、クワッドバンド方式のように複数の送受信帯域に対応した携帯電話が多くなってきた。例えば、ＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯、ＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯、ＵＭＴＳ帯の通信システムに対応したクワッドバンド方式の携帯電話では、ＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯が８２４〜９６０ＭＨｚ、ＤＣＳ帯が１７１０〜１８５０ＭＨｚ、ＰＣＳ帯が１８５０〜１９９０ＭＨｚ、及びＵＭＴＳ帯が１９２０〜２１７０ＭＨｚの周波数帯を使用するので、これらの複数の周波数帯域に対応可能なアンテナ（マルチバンドアンテナ）が必要である。
【０００３】
アンテナを構成するアンテナ要素［放射素子、放射電極、放射線路（単に線路とも呼ばれる）］は通常基本周波数での共振（基本モード）と、高次の周波数での共振（高次モード）とを有する。例えば、基本モードは１／４波長であり、高次モードは３／４波長である。一つのアンテナ要素でマルチバンドアンテナを構成する場合、基本モードの共振を例えばＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯で得るとすると、ＤＣＳ帯等は高次モードの共振に対応することになる。しかし、ＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯及びＵＭＴＳ帯はＧＳＭ（登録商標）帯の約２〜２．５倍の周波数であり、複数の周波数帯域が１：３の関係にないので、単純には高次モードの共振に対応できない。また高次モードの共振では、ＶＳＷＲ（電圧定在波比）が得られる帯域幅が狭い。
【０００４】
ＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯の周波数帯域幅は１３６ＭＨｚであり、中心周波数は８９２ＭＨｚであるので、比帯域幅は約１５．３％〔１３６ＭＨｚ／８９２ＭＨｚ〕である。またＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯、及びＵＭＴＳ Ｂａｎｄ １帯の周波数帯域幅は４６０ＭＨｚであり、中心周波数は１９４０ＭＨｚであるので、比帯域幅は約２３．７％〔４６０ＭＨｚ／１９４０ＭＨｚ〕である。このような周波数帯では、一つのアンテナ要素による共振によりインピーダンス整合を得るのは難しく、その帯域幅も十分に確保できない。
【０００５】
このような問題に対して、特開平１０−１０７６７１号は図２９に示すアンテナを提案した。このアンテナは、給電ケーブル７と、グランド電極ＧＮＤと平行に配置され、給電点ａで給電ケーブル７に接続されるとともに短絡ピン８で接地された放射平板４（アンテナ要素）と、放射平板４の開放端部とグランド電極ＧＮＤとの間に設けられた周波数調整手段３０とを具備する。図３０の等価回路が示すように、周波数調整手段３０は可変容量ダイオードＣＲ１を含み、可変容量ダイオードＣＲ１へのバイアス電流を制御することにより、アンテナの共振周波数を異なる周波数帯域で調整できる。可変容量ダイオードはバリキャップダイオード又はバラクタダイオードとも呼ばれる。
【０００６】
特開２００２−２３２２３２号は、図３１及び図３２に示すように、給電点ａを共通し一端側が短絡経路８で接地された第一の周波数帯用の第一アンテナ要素３及び第二の周波数帯用の第二アンテナ要素４を備え、第一及び第二アンテナ要素３，４とグランド電極ＧＮＤとの間に、絶縁体６を介してアンテナ要素３，４に対向する金属板２と、金属板２と接続された可変容量ダイオードＣＲ１とが配置されたマルチバンドアンテナを開示している。可変容量ダイオードＣＲ１に与えるバイアス電流を制御することにより接地容量の値を変えられるので、このマルチバンドアンテナは複数の周波数帯で使用可能である。
【０００７】
特開平１０−１０７６７１号及び特開２００２−２３２２３２号に開示されたアンテナは、アンテナ要素とグランド電極との間に直列に配置された可変容量ダイオードにより接地容量の値を変え、複数の周波数帯での使用を可能にしている。可変容量ダイオードは、逆バイアス電圧の印加により静電容量を連続的に変化させることができる。しかし、携帯電話等の移動体通信装置では低消費電力化及びバッテリーの低電圧化が進み、可変容量ダイオードに印加できる電圧の変化幅も小さくなった。このため、単に可変容量ダイオードをアンテナ要素とグランド電極との間に配置するだけでは、静電容量の変化範囲が制限され、所望の範囲で同調させるのが難しいことがある。また静電容量の変化も印加電圧に対して単純に反比例となる訳ではないので、共振周波数の調整も難しい。
【０００８】
さらに、特開２００２−２３２２３２号に開示されたアンテナは一面上に並べた複数のアンテナ要素を有し、アンテナ要素と面するように絶縁体６を介して金属板２が対向しているので、大型化の問題がある。
【０００９】
複数のアンテナ要素を備えたマルチバンドアンテナの他の例として、特開２００５−１５０９３７号は、図３３に示すように、給電点と接続されたアンテナ要素４と、アンテナ要素４と、電磁結合する無給電アンテナ要素５と、アンテナ要素４の開放端部Ｋとグランド電極ＧＮＤとの間のグランド側電極２１と、グランド側電極２１とグランド電極ＧＮＤとの接続を切り換えるスイッチ手段２２とを有するアンテナを開示している。グランド側電極２１とアンテナ要素４の開放端部Ｋとの間の静電容量に応じて、アンテナ要素４のアンテナ動作に基づいた基本周波数帯の共振周波数を可変とし、無給電アンテナ要素５との複共振状態により、高次の周波数帯の広帯域化を図っている。またアンテナ要素４の開放端部Ｋとグランド電極ＧＮＤとの間に可変容量ダイオードを設け、その容量値を変化させることにより利用周波数にあわせて共振周波数を調整することも提案している。このように、このアンテナは、アンテナ要素及びそれと電磁結合する無給電アンテナ要素によりマルチバンド化するとともに、アンテナ要素の開放端部とグランド電極との間の静電容量を変えることにより共振周波数を可変としている。しかし、アンテナ要素と無給電アンテナ要素とが電磁結合する構成を有するこのアンテナには、低周波数帯における共振周波数の変化に伴って高次の周波数帯の共振周波数も変化しＶＳＷＲ特性が劣化し易いという問題がある。またアンテナ要素と無給電アンテナ要素とを平面的に並べているので、アンテナが大型化するという問題もある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平１０−１０７６７１号公報
【特許文献２】特開２００２−２３２２３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従って、本発明の目的は、低周波数帯から高周波数帯にわたる広範囲の周波数帯に対応可能であり、高周波数帯での共振状態への影響が小さいまま低周波数帯の共振周波数を可変とした周波数可変アンテナ回路とそれを用いた無線通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の周波数可変アンテナ回路は、給電点となる一端と開放端となる他端とを有する第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備えた周波数可変アンテナ回路であって、
前記周波数調整手段が、第一キャパシタンス素子と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備し、前記第一インダクタンス素子と前記第二インダクタンス素子の内の少なくとも一方が可変インダクタである可変インダクタンス回路であることを特徴とする。
【００１３】
前記結合手段は接続線路、キャパシタンス素子、インダクタンス素子、前記第一アンテナ要素に電磁気的に結合する電極のいずれかであるのが好ましい。
【００１４】
また、前記周波数調整手段において並列共振回路を構成する第一キャパシタンス素子が可変キャパシタであっても良い。この場合、共振周波数をより細かく調整することが出来る。
【００１５】
本発明の周波数可変アンテナ回路は、前記可変インダクタや前記可変キャパシタの容量値を変化させる制御回路を備えているのが好ましい。
【００１６】
本発明の周波数可変アンテナ回路は、第一アンテナ要素の共振周波数の変化を検出する検出手段を備え、前記制御回路は前記検出手段の出力に基づいてインダクタンス値を変化させる制御信号を前記可変インダクタンス回路にフィードバックするのが好ましい。送信信号の反射波の変化により同調すべき共振周波数の変化を検出する手段として、方向性結合器等を使用することができる。また受信信号に基づいて共振周波数の変化を検出するために、受信信号の利得の変化を検出しても良い。
【００１７】
本発明の周波数可変アンテナ回路は、前記第一アンテナ要素と一体的であって、前記給電点を共有し、前記第一アンテナ要素より短い第二アンテナ要素をさらに有し、前記第一アンテナ要素の共振と前記第二アンテナ要素の共振との複共振によりマルチバンド化するのが好ましい。３つ以上のアンテナ要素を有する構成でも良い。
【００１８】
本発明の無線通信装置は、前記周波数可変アンテナ回路（部品）を具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の周波数可変アンテナ回路によれば、低周波数帯から高周波数帯にわたる広範囲の周波数帯に対応可能であり、高周波数帯での共振状態への影響が小さいまま低周波数帯の共振周波数を可変とした周波数可変アンテナ回路とそれを用いた無線通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の周波数可変アンテナ回路の一例を示す概略図である。
【図２】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段の一例を示す概略図である。
【図３】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いるアンテナ要素の一例を示す図である。
【図４】本発明の周波数可変アンテナ回路のＶＳＷＲ特性を概略的に示すグラフである。
【図５】周波数調整手段によるＶＳＷＲ特性の変化を概略的に示すグラフである。
【図６】周波数調整手段によるＶＳＷＲ特性の変化を概略的に示すグラフである。
【図７】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段に用いる可変インダクタの等価回路を示す図である。
【図８】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段に用いる可変インダクタの別の例の等価回路を示す図である。
【図９】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段に可変インダクタを用いた等価回路を示す図である。
【図１０】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段に用いる可変インダクタの別の例の等価回路を示す図である。
【図１１】本発明の周波数可変アンテナ回路に用いる周波数調整手段に可変キャパシタを用いた等価回路を示す図である。
【図１２】本発明の周波数可変アンテナ回路を用いた同調回路の一例を示すブロック図である。
【図１３】使用状態及び自由状態でのＶＳＷＲ特性のずれを示すグラフである。
【図１４】本発明の周波数可変アンテナ回路の別の例を示す図である。
【図１５】本発明の周波数可変アンテナ回路のさらに別の例を示す図である。
【図１６】本発明のアンテナ部品の一例を示す斜視図である。
【図１７】本発明のアンテナ部品の別の例を示す斜視図である。
【図１８】本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【図１９】本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２０】本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２１】本発明のアンテナ部品に用いる結合手段の一例を示す斜視図である。
【図２２】本発明のアンテナ部品に用いる結合手段の別の例を示す斜視図である。
【図２３】本発明のアンテナ部品に用いる結合手段のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２４】本発明のアンテナ部品に用いる結合手段のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２５】本発明の周波数可変アンテナ回路を用いた無線通信装置の回路構成例を示すブロック図である。
【図２６】本発明の周波数可変アンテナ回路のさらに別の例を示す図である。
【図２７】本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２８】本発明のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【図２９】従来のアンテナ部品の一例を示す斜視図である。
【図３０】従来のアンテナ部品に用いる周波数調整手段を示す図である。
【図３１】従来のアンテナ部品の別の例を示す図である。
【図３２】図３１のアンテナ部品を示す断面図である。
【図３３】従来のアンテナ部品のさらに別の例を示す斜視図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
［１］ 周波数可変アンテナ回路
図１は本発明の周波数可変アンテナ回路の一例を示す。この周波数可変アンテナ回路１は、アンテナ要素１０と、アンテナ要素１０と電磁気的に結合する結合手段２０と、結合手段２０及びグランド電極ＧＮＤに接続された周波数調整手段３０とを備えている。周波数調整手段３０は、図２に示すように第一キャパシタンス素子Ｃ１と第一インダクタンス素子Ｌ１からなる並列共振回路と、前記並列共振回路に接続された第二インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。ここでは、第一及び第二インダクタンス素子Ｌ１、Ｌ２のそれぞれを可変インダクタとして示しているが、どちらか一方を可変インダクタとすれば共振周波数を調整し得る。両方を可変インダクタとすれば調整の範囲が広がる。
並列共振回路は端子Ｔ１側にあり、第二インダクタンス素子Ｌ２は端子Ｔ２を経てグランド電極ＧＮＤに接続されているが、第二インダクタンス素子Ｌ２が端子Ｔ１側あっても良い。結合手段２０は、接続線路、キャパシタンス素子、インダクタンス素子、又はアンテナ要素１０に電磁気的に結合する電極のいずれかで構成することができる。
【００２２】
図３は、図１の周波数可変アンテナ回路を構成するアンテナ要素１０の一例を示す。ここでは逆Ｆアンテナを例にとってアンテナ要素１０を説明するが、それに限定されず、例えばモノポールアンテナ、逆Ｌ型アンテナ、Ｔ型アンテナ等でも良い。アンテナ要素１０は一端が給電点ａで他端が開放端ｃであり、給電点ａと屈曲点ｂとの間の区間１０ａと、屈曲点ｂと開放端ｃとの間の区間１０ｂとからなる。区間１０ｂはグランド電極ＧＮＤとほぼ平行に延在する。アンテナ要素１０の屈曲点ｂからグランド電極ＧＮＤとの間は接地線路１５である。アンテナ要素１０の区間１０ｂと結合手段２０との間には電磁気的な結合Ｍがある。アンテナ要素１０は、基本周波数帯域内の共振周波数ｆ１ｒの波長λ１の約１／４に等しい長さ（区間１０ａ＋区間１０ｂの合計長さ）を有し、直列共振モードで動作する。基本周波数帯が低周波数帯にある場合を例にとって、以下説明する。
【００２３】
逆Ｆアンテナ状のアンテナ要素１０が直列共振するときの電流分布は開放端ｃでは０で、接地線路１５との接続点（屈曲点ｂ）の近傍で最大であるので、区間１０ｂの長さがアンテナ要素１０の入射・放射挙動を支配する。なお接地線路１５との接続点では電圧は実質的に０であり、インピーダンスはショート状態であるので、接地線路１５との接続点の位置を調整することによりアンテナ要素１０のインピーダンスを調整することができる。
【００２４】
図４に示すように、周波数可変アンテナ回路１の給電点ａ側から見たＶＳＷＲ特性では複数の周波数で共振が発現している。周波数調整手段３０における第一インダクタンス素子Ｌ１と第一キャパシタンス素子Ｃ１からなる並列回路の共振周波数ｆ２ｒはアンテナ要素１０の共振周波数ｆ１ｒより低く、第一キャパシタンス素子Ｃ１と第二インダクタンス素子Ｌ２からなる直列共振回路の共振周波数ｆ３ｒはアンテナ要素１０の共振周波数ｆ１ｒより高く、かつ共振周波数ｆ２ｒ，ｆ３ｒが低周波数帯に生じないように第一キャパシタンス素子Ｃ１のキャパシタンス、及び第一及び第二のインダクタンス素子Ｌ１、Ｌ２のインダクタンスを設定している。
【００２５】
第一インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスを固定のまま、第二インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスを変化させると、共振周波数ｆ３ｒが変化する。共振周波数ｆ３ｒは、上記インダクタンスが大きくなると低周波側へ移動し、反対に小さくなると高周波側へ移動する。これに伴って、アンテナ要素１０の共振周波数ｆ１ｒも低周波側又は高周波側へ移動する。
【００２６】
アンテナ要素１０の共振周波数ｆ１ｒに対する共振周波数ｆ２ｆ、ｆ３ｒの関係は、第一キャパシタンス素子Ｃ１のキャパシタンス、及び第一及び第二のインダクタンス素子Ｌ１、Ｌ２のインダクタンスを設定することで入れ替えることが出来る。
【００２７】
図５及び図６は条件の異なるアンテナのＶＳＷＲ特性を示す。ここでは、第一インダクタンス素子Ｌ１と第一キャパシタンス素子Ｃ１からなる並列回路の共振周波数がアンテナ要素１０の共振周波数ｆ１ｒより高く、第一キャパシタンス素子Ｃ１と第二インダクタンス素子Ｌ２からなる直列共振回路の共振周波数が共振周波数ｆ１ｒより低い場合を示す。
実線で示す曲線ｓｔ０は、アンテナ要素１０のみからなる構成Ａ（図３に示す周波数可変アンテナ回路１から周波数調整手段３０及び結合手段２０を除いた構成）のＶＳＷＲ特性を示す。破線で示す曲線ｓｔ１は、アンテナ要素１０及び結合手段２０からなる構成Ｂ（周波数可変アンテナ回路１から周波数調整手段３０を除いた構成）のＶＳＷＲ特性を示す。一点鎖線で示す曲線ｓｔ２は、アンテナ要素１０及び結合手段２０からなり、結合手段２０が第二インダクタンス素子Ｌ２を介して接地された構成ＣのＶＳＷＲ特性を示す。
【００２８】
図６において一点鎖線で示す曲線ｓｔ３は、周波数調整手段３０内の可変インダクタを一定のインダクタンス値を有するインダクタンス素子に置換した以外、図３に示す周波数可変アンテナ回路１と同じ構成ＤのＶＳＷＲ特性を示す。構成Ａの共振周波数ｆｓｔ０が９００ＭＨｚである場合を例にとって、以下説明する。なおアンテナの構成等により共振周波数の変化量は変わるが、共振周波数の変化の傾向自体は変わらない。
【００２９】
構成Ｂでは、結合電極を有する結合手段２０とアンテナ要素１０との間で、数ｐＦ以下の結合容量が生じて共振周波数は低周波側へ移動する（ｆｓｔ０→ｆｓｔ１）。共振周波数の変化量は、結合容量にもよるが５０〜３００ＭＨｚ程度である。結合容量が小さければ共振周波数の変化量は小さく、結合容量が大きければ共振周波数の変化量は大きい。
【００３０】
構成Ｃでは、結合容量とインダクタンス素子Ｌ２からなる直列回路によりもう一つの共振αが現れる。アンテナ要素１０の共振周波数ｆｓｔ２は共振αに影響され、構成Ｂより高周波側に移動する。なお、インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスは数ｎＨ〜５０ｎＨ程度に設定されるが、インダクタンスが小さいほど共振αは高周波側に現れ（図５中で「Ｌ小」で表す）、インダクタンスが大きいほど低周波側に現れる（図５中で「Ｌ大」で表す）。
ここでは結合容量のみ考慮したが、本発明ではキャパシタンス素子Ｃ１がインダクタンス素子Ｌ２に直列に接続されるので、共振αを得るのに結合手段２０としてキャパシタンス素子のほかに、インダクタンス素子又は接続線路を用いても良い。
【００３１】
構成Ｄでは、共振αの他に、キャパシタンス素子Ｃ１とそれに並列に接続されたインダクタンス素子Ｌ１によるさらにもう一つの共振βが現れる。アンテナ要素１０による共振周波数ｆｓｔ３は共振βにも影響され、構成Ｃよりさらに低周波側に移動する。
【００３２】
本発明では、アンテナ要素１０に結合する結合手段２０を、並列回路及び直列回路の組み合わせである周波数調整手段３０を介して接地する。第一インダクタンス素子のインダクタンスを変化させることにより、並列回路及び直列回路による２つの共振により、アンテナ要素の共振周波数を所望の周波数に調整する。第一インダクタンス素子Ｌ１によるインダクタンスの変化が直列共振による共振αに与える影響は小さい。この為第二インダクタンス素子Ｌ２を可変インダクタとして共振αを調整しても良い。
【００３３】
可変インダクタとしては磁界方式やスイッチ方式のものが例示される。図７は磁界方式の可変インダクタであるが、コイルＬａとコイルＬｂを含み、それぞれに直列抵抗Ｒが接続する。コイルＬｂの両端はスイッチＳＷ１に接続され、スイッチＳＷ１がＯＦＦ状態（非導通）の場合には、コイルＬａの両端からみたインダクタスはその自己インダクタンスであり、スイッチＳＷ１がＯＮ状態（導通）の場合には、コイルＬｂに生じる逆起電力に基づき自己インダクタンスから減少したインダクタンスとなる。
【００３４】
図８に示す可変インダクタはスイッチ方式のものである。
図８の可変インダクタは、端子Ｔａと端子Ｔｂとの間に複数のコイルＬａ〜Ｌｎを直列に接続し、各コイルに並列に接続したスイッチＳＷａ〜ＳＷｎによりバイナリステップでコイルのインダクタンスを可変する回路として構成される。各スイッチＳＷａ〜ＳＷｎは、コイルＬａ〜Ｌｎを接続あるいは非接続とするためのスイッチで、使用するコイルに対応したスイッチはＯＦＦ状態（非導通）に制御される。
【００３５】
インダクタンス素子をスイッチ方式のデジタル可変インダクタを用いた場合を例にとって、周波数調整手段３０の基本動作を以下詳細に説明する。図９は第一インダクタンス素子Ｌ１としてデジタル可変インダクタを用い、第二インダクタンス素子Ｌ２は固定インダクタとした周波数調整手段３０の等価回路を示す。
この可変インダクタＬ１は、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に直列に接続されたインダクタンス素子（コイル）Ｌｏ，Ｌａ〜Ｌｎと、各インダクタンス素子Ｌａ〜Ｌｎに並列に接続したスイッチＳＷａ〜ＳＷｎとを有し、各インダクタンス素子Ｌａ〜Ｌｎと各スイッチＳＷａ〜ＳＷｎとでインダクタンスユニットＬｖａ〜Ｌｖｎを構成している。各スイッチ回路ＳＷａ〜ＳＷｎはＭＯＳ−ＦＥＴにより構成することができる。
各インダクタユニットＬｖａ〜Ｌｖｎにおいて多段接続されたＦＥＴのゲート端子への電圧供給は、信号線６ａ〜６ｎで行なわれ、各信号線６ａ〜６ｎの入力ポートＰａ〜Ｐｎには、ＦＥＴをＯＮ／ＯＦＦ制御するためのデータのビットが制御回路２０５より与えられる。
【００３６】
各インダクタンスユニットＬｖａ〜Ｌｖｎ中のインダクタンス素子Ｌａ〜Ｌｎのインダクタンス値は、各データのビットに対応して２進重み付けインダクタンスアレイとして構成されるのが好ましい。例えばインダクタンスユニットがＬｖａからＬｖｎの順で下位ビットから上位ビットに対応する場合、インダクタンスユニットＬｖａのキャパシタンス素子Ｌａのインダクタンス値がｅ ｎＨであれば、インダクタンスユニットＬＵｂのインダクタンス素子Ｌｂのインダクタンス値は２１×ｅ ｎＨであり、インダクタンスユニットＬｖｃ（図示無し）のインダクタンス素子Ｌｃ（図示無し）のインダクタンス値は２２×ｅ ｎＨであり、インダクタンスユニットＬｖｎのインダクタンス素子Ｌｎのインダクタンス値は２ｎ−１×ｅ ｎＨである。
従って、例えば可変インダクタンスＬ１におけるインダクタンスユニットがｎ＝５の場合、ＦＥＴをＯＮ／ＯＦＦ制御するためのデータのビットが”０００００”であれば、インダクタンス素子Ｌｏのインダクタンス値となり、ビットが”１１１１１”であれば、インダクタンス素子Ｌｏとインダクタンス素子Ｌａ〜Ｌｅの合成インダクタンスとなる。この例ではインダクタンス調整分解能が５ビットであるので、３２の段階（ｓｔａｔｅとも呼ぶ）でインダクタンス値を調整することができる。
【００３７】
可変インダクタＬ１のインダクタンス値Ｌｍ（合成インダクタンス）はＬｍｉｎ（”０００００”のビット列に対応）からＬｍａｘ（”１１１１１”のビット列に対応）まで直線状に変化する。例えば基本周波数帯で共振周波数を可変とする場合、可変インダクタ範囲の中心値であるほぼ（Ｌｍａｘ−Ｌｍｉｎ）／２のインダクタンス値で、ほぼ基本周波数帯の中心周波数に対応する周波数ｆ１で共振するように、周波数可変アンテナ回路の回路定数を設定する。当然ビット数に応じてインダクタンスのステップ数及び可変範囲が異なり、共振周波数の変化幅も異なる。
【００３８】
図１０はスイッチ方式の他の可変インダクタを示す。
この可変インダクタは、端子Ｔａと端子Ｔｂとの間に複数のコイルＬｏ，Ｌａ〜Ｌｎを並列に接続し、各コイルＬａ〜Ｌｎと直列に接続したスイッチＳＷａ〜ＳＷｎによりバイナリステップでコイルのインダクタンスを可変する回路として構成される。各スイッチＳＷａ〜ＳＷｎは、コイルＬａ〜Ｌｎを接続あるいは非接続とするためのスイッチで、使用するコイルに対応したスイッチはＯＮ状態（導通）に制御される。
【００３９】
各インダクタンスユニットＬｖａ〜Ｌｖｎ中のインダクタンス素子Ｌａ〜Ｌｎのインダクタンス値はそれぞれ異なる。周波数調整手段３０において、スイッチの切り替えにより接続の経路が変わるので、それに応じたインダクタンス素子が選択されて共振周波数が変化する。
【００４０】
特に図示はしていないが、周波数調整手段３０においてはＤＣカットコンデンサが接続されて、スイッチ動作の安定化を図っている。
【００４１】
ここでは第一インダクタンス素子Ｌ１に可変インダクタを用いる場合を示したが、第二インダクタンス素子Ｌ２に用いても良く、第一インダクタンス素子Ｌ１と第二インダクタンス素子Ｌ２のそれぞれに用いることも可能である。
【００４２】
周波数調整手段３０においては、更にキャパシタンス素子Ｃ１として可変キャパシタを用いても良い。この場合、第一インダクタンス素子Ｌ１と第一キャパシタンス素子Ｃ１からなる並列回路の共振周波数ｆ２ｒ、第一キャパシタンス素子Ｃ１と第二インダクタンス素子Ｌ２からなる直列共振回路の共振周波数ｆ３ｒが共に変化するため、アンテナ要素１０による共振周波数ｆ１ｒをさらに大きく移動させることが出来る。
【００４３】
可変キャパシタとして、ＳＰｎＴ（単極ｎ投）スイッチ及びキャパシタンス素子の組合せ、可変容量ダイオード（バリキャップダイオード、バラクタダイオード）、デジタル可変容量素子、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ−Ｅｌｅｃｔｒｏｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）等を用いることができる。ＳＰｎＴスイッチとして、ＧａＡｓスイッチ又はＣＭＯＳスイッチを単独で用いても、一つ又は複数個のＰＩＮダイオードを用いても良い。
【００４４】
キャパシタンス素子Ｃ１として可変キャパシタを用いた場合を例にとって説明する。図１１は可変キャパシタを用いた周波数調整手段３０の等価回路を示す。この可変キャパシタは、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に並列に接続されたキャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃｎと、端子Ｔ２とキャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃｎ−１との間に直列に接続されたスイッチＳＷ１〜ＳＷｎ−１とを有し、各キャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃｎ−１と各スイッチＳＷ１〜ＳＷｎ−１はキャパシタンスユニットＣＵ１〜ＣＵｎ−１を構成している。各スイッチ回路ＳＷ１〜ＳＷｎ−１はＭＯＳ−ＦＥＴにより構成することができる。
【００４５】
各コンデンサユニットＣＵ１〜ＣＵｎ−１において多段接続されたＦＥＴのゲート端子への電圧供給は、共通信号線６１〜６ｎ−１で行なわれ、各共通信号線６１〜６ｎ−１の入力ポートＰ１〜Ｐｎ−１には、ＦＥＴをＯＮ／ＯＦＦ制御するためのデータのビットが制御回路２０５より与えられる。
【００４６】
端子Ｔ１と端子Ｔ２との間には、キャパシタンス素子ＣｎとキャパシタンスユニットＣＵ１〜ＣＵｎ−１が並列に接続されているが、各キャパシタンスユニットＣＵ１〜ＣＵｎ−１中のキャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃｎ−１の容量値は、各データのビットに対応して２進重み付け容量アレイとして構成されるのが好ましい。例えばキャパシタンスユニットがＣＵ１からＣＵｎ−１の順で下位ビットから上位ビットに対応する場合、キャパシタンスユニットＣＵ１のキャパシタンス素子Ｃ１の容量値がｅ ｐＦであれば、キャパシタンスユニットＣＵ２のキャパシタンス素子Ｃ２の容量値は２１×ｅ ｐＦであり、キャパシタンスユニットＣＵ３のキャパシタンス素子Ｃ３の容量値は２２×ｅ ｐＦであり、キャパシタンスユニットＣＵｎ−２のキャパシタンス素子Ｃｎ−２の容量値は２ｎ−３×ｅ ｐＦであり、キャパシタンスユニットＣＵｎ−１のキャパシタンス素子Ｃｎ−１の容量値は２ｎ−２×ｅ ｐＦである。従って、例えば可変キャパシタ全体のキャパシタンス素子数がｎ＝６の場合、ＦＥＴをＯＮ／ＯＦＦ制御するためのデータのビットが”０００００”であれば、キャパシタンス素子Ｃ６の容量値となり、ビットが”１１１１１”であれば、キャパシタンス素子Ｃ６とキャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃ５の合成容量となる。
【００４７】
アンテナ要素の共振周波数は人体等の外乱の影響によりずれてしまうことがある。共振周波数のずれが発生するとインピーダンスの整合状態が変化するが、本発明の周波数可変アンテナ回路によれば、アンテナ要素の共振周波数を容易に調整することができる。図１２は周波数可変アンテナ回路を用いたフィードバック回路の一例を示す。送信信号の反射波を検出する方向性結合器３５と、検波回路Ｄｉと、外部基準信号と検波回路Ｄｉからの検波信号を比較し信号レベルを検出する信号レベル検出器３３と、検出結果に基づいて可変容量回路の容量値を変化させ、反射波が大きくなれば共振周波数のずれを補正する制御回路３２とを有する。なお結合手段等は図示していない。このフィードバック回路は受信信号の強度変化に基づくフィードバックを行う。また、方向性結合器３５の出力を入力側と出力側の両方で検出することにより、更に高精度なフィードバック回路が構成できる。
【００４８】
デジタル可変容量回路を用いた周波数可変アンテナ回路を、８２４〜８４９ＭＨｚの送信周波数帯及び８６９〜８９４ＭＨｚの受信周波数帯を有する無線通信装置に用いる例を以下詳細に説明する。人体は低誘電率の誘電体とみなすことができるので、使用状態（人体が近接している）のアンテナ要素の共振周波数は自由状態（人体の影響を受けない）のときより低周波数側へ移動している。図１３は自由状態及び実使用状態でのＶＳＷＲ特性を示す。周波数調整手段３０の可変容量回路は、自由状態において送信周波数帯（例えば８３６．５ＭＨｚの中間周波数）及び受信周波数帯（例えば８８１．５ＭＨｚの中間周波数）でＶＳＷＲが最適となる合成容量を有するようにプログラムされている。外乱による周波数のずれが比較的小さければ、送信周波数帯及び受信周波数帯で所定のレベル以下のＶＳＷＲを維持できる。
【００４９】
人体のＶＳＷＲ特性への影響は、１０〜３０ＭＨｚ程度の共振周波数のずれとして現れる。この共振周波数のずれは送信周波数帯と受信周波数帯とで大きく相違せず、同程度であるので、送信周波数帯及び受信周波数帯のどちらか一方における制御結果を他方の周波数帯における制御に用いることができる。
【００５０】
検出された信号レベルから求まる反射波の大きさが所定の期間予め設定された閾値を超える場合、共振周波数のフィードバック制御を行う。可変インダクタＬ１の合成インダクタンスが大きく（又は小さく）なるように、制御回路により可変インダクタＬ１の段階（Ｓｔａｔｅ）を一段変える。反射波が閾値と大きく異なる場合には、変化させる段階を２段以上としても良い。新たに検出された信号レベルを、直前に検出された信号レベル（例えばメモリ等に保存されている）と比較することにより、反射波が増加したのか減少したのかを判定し、判定結果に応じて可変インダクタの合成インダクタンスを増減させる。
【００５１】
反射波が閾値より小さくなるまでフィードバック制御を継続し、閾値より小さくなった段階でフィードバック制御を終了する。なお、反射波が閾値より小さくならない場合や、逆に増加する場合には、フィードバック制御を終了するともに、検出された信号レベルに基づいて反射波が最も小さい段階（Ｓｔａｔｅ）となるように可変インダクタを制御すれば良い。
【００５２】
［２］ アンテナ部品
図３に示すアンテナ要素１０はグランド電極ＧＮＤに対して水平に延びる線路からなるが、図１４に示すように折り返し部を設けて小型化するのが好ましい。折り返し部は複数あっても良い。図１４に示すアンテナ要素１０は、給電点ａと屈曲点ｂとの間の区間１０ａと、屈曲点ｂと屈曲点ｃとの間の区間１０ｂと、屈曲点ｃと屈曲点ｄとの間の区間１０ｃと、屈曲点ｄと開放端ｅとの間の区間１０ｄとを有し、区間１０ｃは折り返し部であり、区間１０ｄは区間１０ｂと逆方向に延びる。給電点ａから開放端ｅまでの長さは、図３に示すアンテナ要素１０と同様に実質的に低周波数帯域内の共振周波数ｆ１ｒに対応する長さであるので、図１４に示すアンテナ要素１０は直列共振モードで動作する。折り返し部を有するアンテナ要素１０は、図３の場合より複雑な共振電流分布を有するので、短くできる。また給電点ａから屈曲点ｃまでの長さを実質的に高周波数帯域内の共振周波数に対応する波長λ２の約１／４とすれば、直列共振モードで動作する複共振アンテナとなり、マルチバンド化を容易に実現できる。
【００５３】
図１５に示すように、アンテナ要素１０は、給電点ａと屈曲点ｂとの間の区間１０ａ中の分岐点ｄから延びるアンテナ要素１２を有しても良い。アンテナ要素１２は、給電点ａと分岐点ｄとの間の区間１２ａと、分岐点ｄと開放端ｅとの間の区間１２ｂとからなる。アンテナ要素１２の区間１２ａはアンテナ要素１０の区間１０ａの一部と共通であり、区間１２ｂはアンテナ要素１０の区間１０ｂと同じ方向に平行に延びる。アンテナ要素１０が低周波数帯の共振周波数を有し、アンテナ要素１２が高周波数帯の共振周波数を有するようにすれば、複共振アンテナとなる。
【００５４】
アンテナ要素１０は、ガラス繊維強化エポキシ樹脂基板等のリジッド基板や、ポリイミド、ポリエーテルイミド、ポリアミドイミド等のポリイミド類、ナイロン等のポリアミド類、ポリエチレンテレフタレート等のポリエステル類等からなるフレキシブル基板等の所謂プリント基板に対して、エッチングやフォトリソグラフィ等の公知の方法を行うことにより形成することができる。また印刷法やエッチング法等の公知の方法を用いて、アルミナ等の誘電体セラミクスからなる基板にＡｕ，Ａｇ，Ｃｕ等の低抵抗導電体で形成しても良い。変形自在なフレキシブル基板に形成したアンテナ要素は、筐体内の限られた空間に効率よく配置することができる。
【００５５】
図１６は、基板上にアンテナ要素及び結合手段を形成した例を示す。例えば、ガラス繊維強化エポキシ樹脂基板上の銅箔をエッチング処理し、アンテナ要素１０、結合手段２０の電極パターン、グランド電極ＧＮＤ、接続線路２１，２２等を形成する。基板の裏面にはグランド電極ＧＮＤが形成されていない。この方法によれば、各電極パターンを容易に精度良く形成できるだけでなく、外力等の影響に強いアンテナ部品とすることができる。また周波数調整手段３０を構成する部品を搭載するだけで、周波数可変アンテナ回路を容易に作製できる。
【００５６】
アンテナ要素をＣｕやリン青銅からなる導体薄板で構成しても良い。導体薄板はそれ自体が加工容易であるとともに、外力に対して容易に変形し難い特性を有するので、支持体に依らず自由な形状にアンテナ要素を形成することができる。射出成形により液晶ポリマー等のエンジニアリングプラスチックに導体薄板を一体化すると、一層外力により変形し難いアンテナ部品となる。
【００５７】
図１７は、表面に銅箔からなるグランド電極ＧＮＤ、接続線路２１，２２等が形成されたガラス繊維強化エポキシ樹脂基板上に、リン青銅等の導体薄板により形成したアンテナ要素を立設した例を示す。アンテナ要素１０の開放端部は、基板上に配置された誘電体チップからなる支持体２７に固定されている。支持体２７の表面には、アンテナ要素１０と電磁気的に結合する結合手段２０としてＬ字状の電極パターンが形成されている。結合手段２０は基板に形成された接続線路２１，２２及び周波数調整手段３０を介してグランド電極ＧＮＤに接続される。一般にアンテナ要素をグランド電極から離間させるほど放射利得が向上する。従って、アンテナ要素１０を高くすると、アンテナ部品を３次元的に構成できるだけでなく、小さな形成面積でアンテナ要素とグランド電極との間隔を確保できる。
【００５８】
図１８に示すように、大きな誘電体チップ２７に、結合手段２０及び接続線路２１とともに、第一アンテナ要素１０、及び第一アンテナ要素１０より短い第二アンテナ要素１２を形成しても良い。
【００５９】
図１９及び図２０は、追加の支持体２９に形成した結合手段２０をアンテナ要素１０に近接して配置してなるアンテナ部品の別の例を示す。図２０に示すアンテナ部品では、Ｕ字状断面を有する支持体２９の凹部空間に結合手段２０を配置している。支持体２９の材料はポリカーボネート等で良い。
【００６０】
その他に、アンテナ要素と他の部品を異なる基板に設けても良いし、セラミック素体に形成したアンテナ要素をプリント基板に実装しても良い。またアンテナ要素１０の一部をリン青銅等の導体薄板で形成し、他部をプリント基板上の電極パターンで形成しても良い。さらに結合手段２０との電磁結合を調整するために、アンテナ要素１０のうち結合手段２０と対向する部分の形状（幅及び厚さ）を他の部分と異ならせて良い。周波数可変範囲を十分に確保しつつアンテナ要素１０と結合手段２０との最適な結合が得られるように、支持体の材料、結合手段２０の形状、寸法、アンテナ要素１０との間隔等を調整する。
【００６１】
上記の通り、結合手段２０は基板上にアンテナ要素１０とともに直接形成しても、支持体上に形成した後で基板に搭載しても良い。剛性を有する導体（金属）薄板で形成した結合手段２０をアンテナ要素１０と組合せても良いが、アンテナ要素１０との間隔を精度良く配置するのが難しいため、支持体２７上に形成するのが好ましい。支持体２７上に形成した結合手段２０は、外力を受けても変形しないのでアンテナ要素１０との間隔が変化せず、またアンテナ要素１０に対して所定の間隔で位置決めするのが容易である。アンテナ要素１０と近接して配置される結合手段２０の支持体２７は波長短縮効果を発揮し、アンテナ要素１０の線路長を短縮する。
【００６２】
支持体２７の表面に形成された電極パターンにより結合手段２０を形成するのが好ましい。電極パターンの材質はＣｕ、Ａｇ、Ａｕ、又はこれらを含む合金が好ましい。支持体２７は、アルミナ、Ａｌ−Ｓｉ−Ｓｒ系セラミック、Ｍｇ−Ｃａ−Ｔｉ系セラミック、Ｃａ−Ｓｉ−Ｂｉ系セラミック等の誘電体セラミック、又はＮｉ−Ｚｎフェライト、Ｎｉ−Ｃｕ−Ｚｎフェライト等の軟磁性体セラミックからなるのが好ましい。ガラス繊維強化エポキシ樹脂も使用可能である。高周波数帯域で用いるので、支持体２７は高周波特性に優れているのが好ましい。誘電体セラミックであれば、優れた高周波での誘電特性（例えば、小さな誘電損失等）を有するものが好ましい。比誘電率が大きすぎると誘電損失が大きく、逆に小さ過ぎると波長短縮効果が十分に得られないので、支持体２７を形成する誘電材は５〜３０の比誘電率を有するのが好ましい。支持体２７を形成する材料の温度特性については、共振回路に用いるリアクタンス素子の特性とあわせて決めれば良い。
【００６３】
図２１〜図２４は支持体２７に形成された結合手段２０の例を示す。各支持体２７にはアンテナ要素１０に半田付けされる接続電極パターン４２が形成されている。アンテナ要素１０と電気的に接続される電極パターン４２は延長電極として機能しても良い。アンテナ要素１０と結合手段２０との結合は、支持体２７に形成された電極パターン４２と結合手段２０との間隔により決まる。支持体２７をアンテナ要素１０に接着する場合には電極パターン４２は必要ないが、アンテナ要素１０に対する支持体２７の位置決めが難しい。勿論基板への実装端子電極として、電極パターン４２を支持体２７の下面に形成しても良い。
【００６４】
図２１に示す例では、結合手段２０を形成する帯状の電極パターンが支持体２７の側面に形成されており、同じ側面上に接続線路２１が結合手段２０の電極パターンと一体の電極パターンで形成され、Ｌ字状の電極パターンとなっている。図２２〜図２４に示す例では、支持体２７の上面に電極パターン４２とともに結合手段２０を形成する帯状の電極パターンが形成され、側面に形成された接続線路２１と接続されている。接続線路２１は直線状でも良いが、図２３に示すようにＬ字状や、図２４に示すようにミアンダ状にしても良い。接続線路２１を、結合手段２０の電極パターンとほぼ平行の線路部分を備えるようにすれば、基本周波数帯での平均利得が向上するので好ましい。図示の結合手段２０の電極パターンは一定の幅の帯状電極であるが限定的ではなく、例えばテーパ形状の電極のように所望の電磁的結合に応じて適宜選択することができる。
【００６５】
結合手段２０とグランド電極との間の距離が長いと、周波数調整手段３０の容量変化によるアンテナ要素１０の共振周波数の可変範囲が著しく狭いことがある。そのため、周波数調整手段３０をアンテナ要素１０の近傍に配置し、かつ短い距離（例えば、調整すべき周波数帯の１／４波長以下）で接地するのが好ましい。
【００６６】
［３］ 無線通信装置
図２５は、本発明の周波数可変アンテナ回路（アンテナ部品）１を具備し、複数の通信システムに対応した無線通信装置の回路の一例を示す。用いられる周波数可変アンテナ回路１は、低周波数帯と高周波数帯で所望のＶＳＷＲ特性が得られるもので、低周波数帯で共振周波数を可変とする。複数の通信システムのうち、例えばＧＳＭ（登録商標）８５０／９００等を低周波数帯に使用し、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＵＭＴＳ等を高周波数帯に使用することができる。
【００６７】
図示の無線通信装置は、ＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯（８２４〜９６０ＭＨｚ）、ＵＭＴＳ帯（Ｂａｎｄ １：１９２０〜２１７０ＭＨｚ，Ｂａｎｄ ５：８２４〜８９４ＭＨｚ）の４つの通信システムに対応する。本例では、周波数可変アンテナ回路１は単極４投のスイッチ回路ＳＷと接続されている。スイッチ回路ＳＷは、例えばＦＥＴスイッチを主たる構成要素とする電気的スイッチであり、ゲートに印加する制御電圧により接続状態を変える。スイッチ回路ＳＷは、周波数可変アンテナ回路１と、ＣＤＭＡ方式の第一の通信システム（ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ ５）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器ＰＡ及びローノイズアンプＬＮＡと、ＣＤＭＡ方式の第二の通信システム（ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ １）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器ＰＡ及びローノイズアンプＬＮＡと、ＴＤＭＡ方式の第一の通信システム（ＧＳＭ９００）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器ＰＡ及びローノイズアンプＬＮＡと、ＴＤＭＡ方式の第二の通信システム（ＧＳＭ８５０）用の送受信フロントエンドである高周波増幅器ＰＡ及びローノイズアンプＬＮＡとの間に設けられ、各通信システムの送受信信号の切り換えを行う。
【００６８】
高周波増幅器ＰＡ及びローノイズアンプＬＮＡのうち少なくともローノイズアンプＬＮＡは、ＲＦＩＣ（Ｒａｄｉｏ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）に内蔵されている。ＲＦＩＣは、周波数シンセンサイザ（図示せず）等とともにベースバンド部ＢＢＩＣからの信号を送信周波数に変換し、受信信号をベースバンド部ＢＢＩＣで処理できる周波数に変換するＩＣである。図示の構成では、ＣＤＭＡ方式の第一の通信システム（ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ ５）用のローノイズアンプＬＮＡと、ＴＤＭＡ方式の第二の通信システム（ＧＳＭ８５０）用のローノイズアンプＬＮＡは共通化されている。
【００６９】
各信号経路には、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタ等のフィルタや、通過帯域の異なるフィルタを並列に接続してなるデュプレクサが配置されている。本例では、バンドパスフィルタ及びデュプレクサとして不平衡入力−平衡出型のＳＡＷフィルタやＢＡＷフィルタ又はＢＰＡＷフィルタを用い、平衡出力端子間にインピーダンス調整用のインダクタンス素子Ｌを配置している。整合用の他の構成として、キャパシタンス素子を平衡出力端子間に配置しても、リアクタンス素子を各平衡出力端子とアースとの間に配置しても良い。
【００７０】
無線通信装置は、周波数シンセサイザにより論理回路部（図示せず）に含まれる中央演算回路からの制御信号で局部発振周波数信号を生成し、それにより定まる周波数で送受信を行う。周波数可変アンテナ回路１内の可変容量回路は、図１２に示す制御回路３２が出す前記制御信号により、各通信システムの低周波数帯での送信周波数帯及び受信周波数帯で好適なＶＳＷＲとなるように制御される。なお、図１２に示す制御回路３２は図２５に示すＲＦＩＣ等に組み込まれることにより、ＲＦＩＣが同様の制御の役割をすることも可能である。
【００７１】
本発明を以下の実施例によりさらに詳細に説明するが、本発明はそれらに限定されるものではない。
【００７２】
実施例１
図２６は本発明の周波数可変アンテナ部品の一例（低周波数帯及び高周波数帯に対応する）を示し、図２７及び図２８はその外観を示す。図中、周波数調整手段３０への電源経路は省略している。
【００７３】
周波数可変アンテナ回路１は、給電回路２００が形成される主回路基板（図示せず）と分離したアンテナ用基板８０に形成されており、アンテナ用基板８０と主回路基板との接続は同軸ケーブルにより行なわれる。他の接続方法として、例えば主回路基板に設けられた接地された板バネ端子による押し当て接続（Ｃ−ｃｌｉｐと呼ばれる）を利用する。この場合、アンテナ用基板の接続部は接続用電極端子のみである。
【００７４】
Ｃｕからなる導体薄板により形成されたアンテナ要素１０は、低周波数帯用の第一アンテナ要素１０（区間１０ａ，１０ｂ，１０ｃ及び１０ｄからなる。）と、第一アンテナ要素１０から分岐する補助線路２５と、一部が第一アンテナ要素１０と対向し、第一アンテナ要素１０より短い高周波数帯用の第二アンテナ要素１２とにより構成されている。第一アンテナ要素１０から分岐する補助線路２５は、第一アンテナ要素１０とともに低周波数帯の高周波信号の入放射に寄与する。従って、補助線路２５を第一アンテナ要素１０の一部と見做しても良い。
【００７５】
アンテナ要素全体は、幾重にも折り返された厚さ０．２ｍｍ及び幅１〜１．５ｍｍの一体的な帯状導体からなり、第一アンテナ要素１０及び第二アンテナ要素１２により低周波数帯域と高周波数帯内の周波数で共振する逆Ｆアンテナを構成している。アンテナ要素は、アンテナ基板（両面に銅張したガラス繊維強化エポキシ基板）８０の両面に立設される。第一アンテナ要素１０の一部、第二アンテナ要素１２及び補助線路２５はアンテナ基板８０の第一主面上に位置し、第一アンテナ要素１０は折り曲がり、区間１０ｃは反対側の第二主面まで延長し、そこから区間１０ｄは区間１０ｂと平行かつ逆方向に給電点ａに向かって延びている。
【００７６】
第一アンテナ要素１０は複数の区間を有するが、第二主面上の区間１０ｄは、第一主面上の第二アンテナ要素１２の区間１２ｂとアンテナ基板８０を介して対向する。第一アンテナ要素１０の区間１０ｂと第二アンテナ要素１２の区間１２ｂとの間には、電極パターンが形成された誘電体チップ１８が配置されている。
区間１０ｂと区間１２ｂとの間および区間１０ｄと区間１２ｂとの間において、誘電体チップ１８が配置された部分は、他の部分よりも強く結合する構成としている。
誘電体チップ１８の表面に形成された電極パターンが第二アンテナ要素１２と接続するので、第二アンテナ要素１２は波長短縮効果によりその線路長を短縮する。
第二アンテナ要素１２の区間１２ｂに平行に延びる第一アンテナ要素１０の区間１０ｂの長さを高周波数帯での共振周波数の波長に応じて調整すれば、高周波数帯で所望のＶＳＷＲが得られる帯域を広げることができる。
【００７７】
アンテナ用基板８０には、アンテナ要素の他に、補助線路２５と電磁気的に結合する結合手段２０が表面に形成された支持体２７と、結合手段２０と接続される周波数調整手段３０を構成するキャパシタンス素子Ｃ１と、第一及び第二のインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２と、第一アンテナ要素１０と第二アンテナ要素１２との電磁気的結合を調整する誘電体チップ１８と、整合用のインダクタンス素子Ｌｐ及びキャパシタンス素子Ｃｐが実装されている。勿論、アンテナ用基板８０の同一面上に配置される整合用のインダクタンス素子Ｌｐ及びキャパシタンス素子Ｃｐ、及び周波数調整手段３０の少なくとも一部を裏面に設けても良い。
【００７８】
本例では、結合手段２０は誘電体セラミックからなる支持体２７の表面に形成されたＡｇの電極パターンで構成されている。支持体２７には補助線路２５と半田付けするための電極パターンが形成されている。アンテナ要素には複数の電極延長部が設けられており、アンテナ要素は電極延長部によりアンテナ用基板８０に固定され、さらに補助線路２５で支持体２７の上面上の電極パターンに接続されている。電極延長部からはアンテナ用基板８０側に向かって電磁波が放射されない。誘電体チップ１８及び支持体２７に、比誘電率が１０の誘電体セラミックを用いた。
【００７９】
本例では、第一主面上の第一アンテナ要素１０の区間１０ｂは長さ約２５ｍｍであり、補助線路２５は長さ約１５ｍｍであり、第二主面上の第一アンテナ要素１０の区間１０ｄは長さ約２０ｍｍであり、第二アンテナ要素１２の区間１２ｂは長さ約２０ｍｍであった。この構成により、アンテナ部品は、アンテナ用基板８０で決まる４５ｍｍ×８ｍｍの平面寸法内に収まり、厚さは５ｍｍ以下であった。
【００８０】
第一インダクタンス素子Ｌ１（可変インダクタ）は図８で説明したスイッチ方式のものとし、周波数調整手段を図９に示したものとして、インダクタンス素子Ｌｏと直列にインダクタンスユニットＬｖａ，Ｌｖｂを接続した構成とした。インダクタンス素子Ｌｏのインダクタンス値は１５ｎＨであり、インダクタンスユニットＬｖａ，Ｌｖｂのインダクタンス素子Ｌａ（７．５ｎＨ），Ｌｂ（１５ｎＨ）を有するので、２ビットの制御データでのインダクタンス可変範囲は１５〜３７．５ｎＨであった。
また第二インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスは１８ｎＨであり、第一キャパシタンス素子Ｃ１のキャパシタンスは１．５ｐＦであり、整合用インダクタンス素子Ｌｐのインダクタンスは３．９ｎＨであり、整合用キャパシタンス素子Ｃｐの容量値は１ｐＦであった。各共振周波数の設定は、周波数調整手段全体の系への寄生リアクタンス等も考慮して設定される。
【００８１】
このアンテナ部品について、周波数調整手段３０により低周波数帯における共振周波数ｆ１ｒを変化させてＶＳＷＲの周波数特性を６００ＭＨｚ〜２２００ＭＨｚの周波数帯で評価した。表１は制御データを変化させた場合の共振周波数の変化を示す。
【００８２】
【表１】
【００８３】
表１から明らかなように、制御データを「００」から「１１」へと変化させることにより、ＶＳＷＲが３以下の特性を維持しながら、アンテナの共振周波数を低周波数帯の間で移動させることができることが分かる。また、高周波側でのＶＳＷＲは１６００ＭＨｚ以上でＶＳＷＲが３以下の特性が得られ、更に１４００ＭＨｚ以上の周波数帯では制御データを変化させてもＶＳＷＲの変化は殆ど無かった。本実施例により、アンテナの共振周波数を広範囲で変化させることができ、広範囲の周波数帯に対応可能なマルチバンド対応のアンテナが得られた。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
給電点となる一端と開放端となる他端とを有する第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備えた周波数可変アンテナ回路であって、
前記周波数調整手段が、第一キャパシタンス素子と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備し、前記第一インダクタンス素子と前記第二インダクタンス素子の内の少なくとも一方が可変インダクタであることを特徴とする周波数可変アンテナ回路。
【請求項２】
前記第一キャパシタンス素子が可変キャパシタであることを特徴とする請求項１に記載の周波数可変アンテナ回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の周波数可変アンテナ回路を用いたことを特徴とする無線通信装置。
【請求項１】
給電点となる一端と開放端となる他端とを有する第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備えた周波数可変アンテナ回路であって、
前記周波数調整手段が、第一キャパシタンス素子と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備し、前記第一インダクタンス素子と前記第二インダクタンス素子の内の少なくとも一方が可変インダクタであることを特徴とする周波数可変アンテナ回路。
【請求項２】
前記第一キャパシタンス素子が可変キャパシタであることを特徴とする請求項１に記載の周波数可変アンテナ回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の周波数可変アンテナ回路を用いたことを特徴とする無線通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【公開番号】特開２０１３−８１０７６（Ｐ２０１３−８１０７６Ａ）
【公開日】平成２５年５月２日（２０１３．５．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２００５３（Ｐ２０１１−２２００５３）
【出願日】平成２３年１０月４日（２０１１．１０．４）
【出願人】（０００００５０８３）日立金属株式会社 (2,051)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月２日（２０１３．５．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月４日（２０１１．１０．４）
【出願人】（０００００５０８３）日立金属株式会社 (2,051)
【Ｆターム（参考）】
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