周波数検出器、この周波数検出器を備える合成帯域レーダ、及び飛翔体誘導装置
【課題】周波数検出器、この周波数検出器を備える合成帯域レーダ、及び飛翔体誘導装置を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明の周波数検出器は、入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、を具備することを特徴とする。
【解決手段】本発明の周波数検出器は、入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、を具備することを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数検出器、この周波数検出器を備える合成帯域レーダ、及び飛翔体誘導装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ステップ周波数型合成帯域レーダ（以下、合成帯域レーダとする）は、チャープパルスレーダを変形したレーダである。図２３に示すように、チャープパルスレーダは、ある周波数帯域幅Ｂに対して、帯域の端の周波数から時間的に周波数をスイープする。広い帯域幅を有しているため、受信信号を位相調整して、逆フーリエ変換すれば、インパルスに近い波形となり、このインパルスのピークに基づき目標までの距離を検出することが出来る。
【０００３】
合成帯域レーダは、このチャープパルスレーダのスイープ周波数を時間的に離散化したものであり、ステップ状に周波数が変化していく。離散化以外の動作はほぼ同じであり、受信信号の位相調整、逆フーリエ変換によって、インパルスに近い波形が得られ、インパルスのピークから目標までの距離が検出できる。
【０００４】
しかし、合成帯域レーダでは、チャープパルスのパルス長より十分に長い期間に渡ってパルスを送出し続けるため、目標やレーダ装置が移動している場合、検出期間中に相対距離が変化して、明確なピークが現れなくなり、正しい検出ができない。そのため、受信信号のドップラ周波数から目標の移動速度を検出し、目標の検出期間中の移動分を補正してから距離検出を行うことが知られている（例えば、特許文献１、特許文献２、及び特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第３７０９６９８号
【特許文献２】特開２００５−３０８７２３号公報
【特許文献３】特開２００９−１８０６６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の合成帯域レーダは、ディシジョンフィードバック的に最適な移動速度を求める方法であったり（特許文献２）、送信するパルスの間隔や周波数間隔が特定の条件に制限されるなど（特許文献３）、計算時間や収束性に問題があったり、仕様に不必要な条件が加わるなどの課題があり、必ずしも利便性の良いものとはいえなかった。
【０００７】
そこで、本発明は利便性の良い周波数検出器、この周波数検出器を備える合成帯域レーダ、及び飛翔体誘導装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成する為に請求項１記載の周波数検出器は、入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、を具備することを特徴とする。
【０００９】
また、請求項９記載の合成帯域レーダは、入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、前記ピーク周波数検出部によって検出されたピーク周波数から目標との相対速度を検出し、前記相対速度を用いて補正した前記受信信号から目標までの距離を検出することを特徴とする。
【００１０】
また、請求項１０記載の飛翔体誘導装置は、センサから入力された信号を、処理に適した形に変換する前処理部と、前記前処理部の出力を信号処理する信号処理部と、前記信号処理部の出力から誘導信号を生成し、操舵装置に出力する誘導信号生成部と、を具備し、前記信号処理部は、入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、前記ピーク周波数検出部によって検出されたピーク周波数から目標との相対速度を検出し、前記相対速度を用いて補正した前記受信信号から目標までの距離を検出することを特徴とする合成帯域レーダを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、利便性の良い周波数検出装置、この周波数検出器を備える合成帯域レーダ、及び飛翔体誘導装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の構成を示す図。
【図２】本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の処理を示すフローチャート。
【図３】合成帯域レーダを説明するための図。
【図４】本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の動作を説明するための図。
【図５】本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の動作を説明するための図。
【図６】ショートタイムＦＦＴを説明するための図。
【図７】ショートタイムＦＦＴを説明するための図。
【図８】本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の動作を説明するための図。
【図９】本発明の実施の形態２に係る周波数検出器１の構成を示す図。
【図１０】周波数選択制フェージングを説明するための図。
【図１１】周波数選択制フェージングを説明するための図。
【図１２】本発明の実施の形態３に係る周波数検出器１の構成を示す図。
【図１３】ピーク整合型フーリエ変換部の構成を示す図。
【図１４】ピーク整合型フーリエ変換部の構成を示す図。
【図１５】ピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図。
【図１６】ピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図。
【図１７】ピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図。
【図１８】本発明の実施の形態４に係る周波数検出器１の構成を示す図。
【図１９】ピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図。
【図２０】ピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図。
【図２１】本発明の実施の形態５に係る合成帯域レーダ２０の構成を示す図。
【図２２】飛翔体誘導装置を説明するための図。
【図２３】合成帯域レーダを説明するための図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００１４】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１について説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の構成を示す図である。
【００１５】
周波数検出器１は、ベースバンド変換部２、フーリエ変換部３、ノルム抽出部４、加算部５、ピーク検出部６を有する。
【００１６】
ベースバンド変換部２は、複数の周波数バンドについて順次時系列で入力された受信信号を１つの周波数バンドが複数サンプルから成るベースバンド信号に変換する。
【００１７】
フーリエ変換部３は、ベースバンド変換部２によって変換されたベースバンド信号をフーリエ変換する。
【００１８】
ノルム抽出部４は、フーリエ変換部３によって変換された結果（フーリエ変換結果）から位相成分を除去した振幅（或いは、パワー）に変換し、ノルム成分を抽出する。
【００１９】
加算部５は、ノルム抽出部４によって抽出された振幅（或いは、パワー）を周波数ビン毎に加算する。
【００２０】
ピーク検出部６は、加算部５によって加算された結果（加算結果）からピーク周波数を検出する。
【００２１】
図２は、本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１によるピーク周波数を検出する処理を示すフローチャートである。
【００２２】
周波数検出器１には、複数の周波数バンドについて順次時系列で受信された受信信号が入力される。
【００２３】
ここで、受信信号のパルス構成は、図３に示すように送出されるパルス構成と同様の１周波数バンドがＮｐ個からなり、隣接する周波数バンドの中心周波数の間隔はｆｓｔであり、総計でＮｆ個の周波数バンドであるとする。
【００２４】
入力された受信信号はベースバンド変換部２にて、１つの周波数バンドが複数サンプルからなるベースバンド信号に変換される（Ｓｔ１）。
【００２５】
Ｓｔ１において変換されたベースバンド信号はフーリエ変換部３に送られ、フーリエ変換される（Ｓｔ２）。
【００２６】
Ｓｔ３においてフーリエ変換された結果はノルム抽出部４に送られ、フーリエ変換結果から位相成分を除去した振幅（或いは、パワー）に変換される（Ｓｔ３）。
【００２７】
図４は、各周波数バンドのＮｐ個のパルスを、各周波数バンド毎に高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）した結果の振幅成分を表したものである。横軸は周波数ビン番号、縦軸はリニアスケールの振幅である。１パルスのＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が０ｄＢと非常に低いため、ピークの高さはバラついており、また、少しずつずれながら並んでいるはずのピーク位置もバラバラである。この状態で、各周波数バンド毎にピーク検出を行っても、雑音の影響が強すぎて正しいピーク位置を推定することは難しい。
【００２８】
そこで、周波数バンド毎に振幅成分を加算する。加算をスペクトルが位相を持つ複素数の状態で行わないのは、雑音のみについて言えば、複素数での加算結果は振幅加算より少なくなるが、周波数バンド毎の位相ずれがある場合、複素数で加算を行うと、信号も打ち消し合ってしまうためである。
【００２９】
Ｓｔ４において変換された変換結果は加算部５に送られ、加算部５は、全ての周波数バンドのフーリエ変換結果である振幅（或いは、パワー）を周波数ビン毎に加算する（Ｓｔ５）。
【００３０】
Ｓｔ５における加算結果を図５に示す。全パルスを利用したスペクトルとなってＳＮＲが向上し、ピーク位置が周波数ビン番号２と３の間にあることが明確になっている。
【００３１】
Ｓｔ５において加算された加算結果は、ピーク検出部６に送られ、ピーク検出部６はピーク周波数を検出する（Ｓｔ６）。
【００３２】
ピーク検出部６は、図５からピークを検出する。図５では、ピークは明らかに周波数ビン番号２と３の間であり、単純なピークサーチ、すなわち、各ビンの高さを比較して最も高いビンの番号を出力する方法では、高い精度で求まらない。
【００３３】
そこで、図５の波形に近い波形を予め用意し、フィッティングを行う。図４の各スペクトルは、同一周波数バンドのＮｐ個のパルスのフーリエ変換結果である。図４は、窓をかけずにフーリエ変換を行った場合を示している。すなわち、矩形窓であるので、各スペクトルはｓｉｎｃ関数の絶対値の形状をしており、それらの加算結果もｓｉｎｃ関数の絶対値に近い形状をしている。そこで、ｓｉｎｃ関数波形の特にピーク位置の波形を予め用意し、図５のピークの部分と適宜振幅を併せて、ピーク周波数が一致するように、ｓｉｎｃ関数の中心周波数を振っていく。
【００３４】
そして、最も良く一致する周波数、例えば二乗誤差が最小となるｓｉｎｃ関数の周波数が、求めるピークの周波数となる。ここで求められるピーク周波数は、ｆｓｔ・Ｎｆからなる帯域幅の中心周波数に対するドップラ周波数となる。
【００３５】
本発明の実施の形態１によれば、振幅を加算することによりピーク検出を行ったが、振幅ではなく、振幅の２乗で表現されるパワーを用いてピーク検出を行ったほうが各周波数便成分のノルムを計算する際の計算量が少なく効率的であるといえる。
【００３６】
なお、フィッティングする波形は、可能であれば、フーリエ変換を行った際の窓のスペクトル形状に合わせることが望ましい。スペクトルの加算を振幅で行う場合は、窓のスペクトル形状そのままの形、例えばｓｉｎｃ関数、を用いることが可能であるが、パワーで加算を行う場合には、フィッティング波形を生成する際、窓のスペクトル形状を二乗する必要があり、若干計算量が増大する。ただし、予め非常に細かい間隔でフィッティング波形を生成しておき、メモリに記憶しておくなどの方法で、計算量は削減できる。
【００３７】
ただし、フィッティングをピーク周辺の非常に狭い範囲で行うならば、必ずしも窓のスペクトル形状に合わせなくとも、似たような凸波形でかまわない。この場合、フィッティング前の振幅調整の際に、フィッティング波形に掛ける係数だけでなく、フィッティング波形に足す分であるオフセットも調整するとよい。
【００３８】
図５では、ピークが周波数ビン番号２と３の間にあり、特にこのようなケースでは初期の振幅調整が難しく、フィッティング結果の精度が劣化することがある。そこで、フーリエ変換を行う際、スペクトルの点と点の間を補完することを目的として、ショートタイムＦＦＴ（ＳＴ−ＦＦＴ：Ｓｈｏｒｔ Ｔｉｍｅ −Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を利用する。
【００３９】
ＳＴ−ＦＦＴは、図６に示すように、本来の信号にゼロを付加してＦＦＴを行う方法である。ＦＦＴ結果のスペクトルの点数はＦＦＴフレームの点数で決定するため、ゼロを付加して点数を増加させることによって、本来の点と点の間を補間するようにスペクトルの点数を増加させることができる。図７は、図４の元となる信号を、ＳＴ−ＦＦＴした結果を示している。図７は、ＳＴ−ＦＦＴ長を４Ｎｐとして、点数を４倍に増やした結果である。図４の場合と比較してスペクトルの点と点の間が補間されスムーズなスペクトル形状となっていることが分かる。
【００４０】
図８は、これを同様に振幅で加算した結果であり、図５に示す場合と比較してピーク位置がより明確になっている。
【００４１】
こうすることにより、ピーク位置が明確になり、元の点数ではピーク位置が周波数ビンとビンの間にある場合でも、感度劣化が発生しなくなる。
【００４２】
なお、図８のスペクトルからピーク周波数を求める方法は、ＳＴ−ＦＦＴを行わない場合と同様に窓のスペクトル形状に対応した波形でフィッティングを行っても良い。図８のピーク位置を見ると、ビン番号１０と１１の間であることがうかがわれ、ＳＴ−ＦＦＴ長が元のサンプル数の２倍、４倍と言った比較的少ない数の場合に高い精度でピークを求めたい場合には、フィッティングが必要であることが分かる。
【００４３】
しかし、ＳＴ−ＦＦＴ長を例えば１６Ｎｐと十分に長くすれば、ピーク近辺の形状が十分になだらかになるため、ピークサーチでピーク検出すれば十分である。
【００４４】
なお、ＳＴ−ＦＦＴの替わりに離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を利用しても良い。ＳＴ−ＦＦＴは前述のようになめらかなスペクトルを得るための方法である。ＤＦＴによれば、フーリエ変換時の参照周波数を整数以外の数とすることができる。
【００４５】
（実施の形態２）
続いて本発明の実施の形態２について説明する。図９は、本発明の実施の形態２に係る周波数検出器１の構成を示す図である。実施の形態１と同一構成については同一の符号を付し重複する説明は省略する。実施の形態１のフーリエ変換部３ではなくＤＦＴ変換部２７によって構成されている点が実施の形態１と異なっている。
【００４６】
ＤＦＴ変換部２７にはピーク位置の予測値が入力され、予測値の近傍のみでピーク周波数の検出を行う。
【００４７】
ＤＦＴ時の参照周波数間隔を適切な細かい値とすることによって図７と同等のスペクトルを得ることができる。
【００４８】
なお、本実施の形態では、フーリエ変換時の参照周波数とは、次のフーリエ変換式のｆ（或いは各周波数：２πｆ）である。
【数１】
【００４９】
ただし、ｋはサンプル番号、Ｙ（ｋ）はフーリエ変換対象の信号、Ｎはフーリエ変換フレーム長である。
【００５０】
しかし、ＤＦＴは、ＳＴ−ＦＦＴと比較して演算量が多いため、予めピーク位置の予測値を入力し、その近辺のスペクトルのみを計算するような方法が望ましい。
【００５１】
例えば、ＦＦＴで図５の波形までを計算し、ピーク位置を探すと、ピーク位置が周波数ビン番号２と３の間にあることが分かるので、ビン番号２と３の間の周波数を何点か参照周波数として指定してＤＦＴを行う。
【００５２】
ピーク位置の予測値は、このように、信号から抽出しても良いが、例えば、目標のドップラ周波数や相対速度が予めある程度見当が付いているような場合には、予測されたドップラ周波数や相対速度に対応するドップラ周波数の近傍のみＤＦＴするようにしてもよい。
【００５３】
ＤＦＴ結果からピーク検出する際には、これまでと同様に全ての周波数バンド分について、振幅（或いは、パワー）で加算したスペクトルを用いる。その後は、加算後スペクトルに適切な波形をフィッティングしてピーク周波数を求めるか、十分に細かい間隔でＤＦＴの参照周波数を設定するならばピークサーチをすればよい。
【００５４】
このように、なめらかなスペクトルを用いてピーク周波数検出を行うことによって、より精度の高い推定が可能となる。
【００５５】
以上の方法では、検出されたピーク周波数は全周波数バンドを含む全帯域の中心周波数に対応する値となる。しかし、上記の方法は周波数選択性フェージングがある場合に、誤差が大きくなることがある。
【００５６】
図１０は目標が１点のみの点目標である場合の各周波数バンドのフーリエ変換後の振幅スペクトルである。受信時のＳＮＲを１００ｄＢと非常に大きくしたため、図７とは異なり、各周波数バンド毎のピーク周波数が明確であり、ピーク周波数が少しずつずれながら整列している。
【００５７】
一方、図１１は周波数選択性フェージングがある場合の一例であり、フーリエ変換後のピークの高さが周波数バンドによって大きく異なっている。
【００５８】
図１１の例では、最も周波数の小さいピークを与える周波数バンドが著しく他より大きいため、このようなスペクトルを振幅を加算して、ピーク周波数を求めても、最も周波数の小さいピークを与える周波数バンドのドップラ周波数に近づいてしまい、全体の中心周波数に対するドップラ周波数からは離れた値となってしまう。
【００５９】
（実施の形態３）
続いて本発明の実施の形態３について説明する。図１２は、本発明の実施の形態３に係る周波数検出器１の構成を示す図である。実施の形態１と同一構成については同一の符号を付し重複する説明は省略する。フーリエ変換部３がピーク整合型フーリエ変換部２８となっている点で実施の形態１とは異なる。
【００６０】
ベースバンド変換部２には、送信時周波数情報が入力され、受信信号は、その送信時周波数を有するローカル信号によって、複数サンプルからなるベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号にはフーリエ変換部２８で上述したピーク整合型のフーリエ変換が適用される。フーリエ変換部２８の出力スペクトルは、ノルム抽出部４で振幅（或いは、パワー）に変換される。
【００６１】
続いて、加算部４で全ての周波数バンドの振幅（或いは、パワー）のスペクトルが同一周波数ビンごとに加算される。その結果からピーク検出部６でピーク周波数が検出される。
【００６２】
図１３、及び図１４は、ピーク整合型フーリエ変換部２８の詳細を示した図である。
【００６３】
図１３は、ＳＴ−ＦＦＴを利用した方法に対応する実施の形態である。
【００６４】
ゼロ長決定部９は、入力された送信時周波数情報を用いて周波数バンド毎に異なる適切なゼロの長さを決定し、信号調整部１０は、ゼロ長決定部９で決定された長さのゼロを、入力された複数サンプル列に付加する。ＳＴ−ＦＦＴ部１１はこれをＳＴ−ＦＦＴして、結果を出力する。
【００６５】
図１４は、ＤＦＴを利用する方法に対応する実施の形態である。
【００６６】
入力されたピーク予測値、及び送信時周波数情報に基づいて、参照周波数決定部１２は、周波数バンド毎に異なるＤＦＴの参照周波数を決定する。ＤＦＴ部１３は決定された参照周波数で入力サンプル列をＤＦＴし出力する。
【００６７】
なお、送信時周波数情報を利用してゼロの長さを決定したり、参照周波数を決定する方法では、毎回、式に基づいて参照周波数を決定する必要は無い。殆どの場合は送信時周波数が仕様によって決定しているので、各周波数バンドに対応する値を予め計算してメモリに記憶しておき、どの周波数バンドの受信信号を処理すべきかが送信時周波数情報から入力されるようにして、その周波数バンドに対応した値をメモリから読み出せばよい。
【００６８】
図１５はピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図である。図１５（ａ）の各段は、例えば中心周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３の周波数バンドの受信信号をフーリエ変換する際のフレーム構成を示している。送信時の中心周波数が異なる周波数バンドであって、これらがドップラシフトを受けると、元の中心周波数の比率でドップラ周波数が異なる。図では、ｆ１、ｆ２、ｆ３の順に波長が短くなっているように示した。この状態で、各周波数バンドの受信パルス列、すなわちＮｐ個のベースバンドサンプルに、周波数バンド毎に異なる長さｎｉ（ｉ＝０、１、．．．、Ｎｆ）のゼロを付加していく。
【００６９】
具体的には、Ｎｐ＋ｎｉの長さに対して、各周波数バンドの波長であるＰｉが常に一定値となるようにゼロを付加する。これは、フーリエ変換フレーム長、すなわち、便宜的な１秒がどの周波数バンドでも同じ１秒であるとみなした場合、図１５（ｂ）のように書ける。すなわち、Ｎｐ＋ｎｉがどの周波数バンドでも同じ長さであり、かつ、全周波数バンドで受信信号の波長が同じになる。その結果、全ての周波数バンドのドップラ周波数のピークがフーリエ変換後に同じ周波数となる。なお、信号が存在する長さＮｐのフーリエ変換長に対する比率は、周波数バンド毎に異なるが、これは問題ない。
【００７０】
このような操作は図１６のように解釈できる。図１６（ａ）は各周波数バンドの受信信号のスペクトルを周波数を０から模擬的に示したものである。送信時周波数が周波数バンド毎に異なるため、ドップラ周波数を中間周波数として有する受信信号のスペクトルピークも少しずつずれている。これらのドップラ周波数の中心周波数の比は送信時周波数の比で決定している。従って、送信時周波数が擬似的に同じ周波数になるように、周波数バンド毎に異なる比率で横軸を圧縮すると図１６（ｂ）のようになり、全ての周波数バンドの受信信号のスペクトルピークが一致する。
【００７１】
従って、Ｎｐ＋ｎｉの長さ、すなわち、圧縮の比率は、ドップラ周波数そのものではなく、送信時の中心周波数と周波数バンドの周波数差で決定するものであり、目標の移動速度には依存しない。
【００７２】
なお、図１５におけるゼロ付加は便宜的な物であり、実際の計算時には、信号がゼロである部分は何を掛けてもゼロになるため、演算は行わず、信号が存在するＮｐで示した領域のみの演算でよい。
【００７３】
次に、式を用いて具体的なｎｉの値の決定方法を説明する。受信信号列が下記のように定義されるとする。
【数２】
【００７４】
本来の信号は、この他に振幅を有し、また、固定の位相成分を有するが、動作説明には関係しない。そこで、説明を簡便にするために省略した。ｋは同一周波数バンド内のパルス、すなわちサンプルの番号である。Ｆｉはドップラ周波数、または、これに準ずる値であり、ここでは、本来のドップラ周波数ｆｄ、ｉにパルス繰り返し期間（ＰＲＩ：Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）であるＴ２とＮｐを掛けた値とする。
【００７５】
これをＮｐ＋ｎｉを１秒とする系で周波数ｍについてフーリエ変換すると、フーリエ変換係数Ｃｉ、ｍは、下式で表すことが出来る。
【数３】
【００７６】
適用するフーリエ変換がＤＦＴである場合は、ｍは必ずしも整数で無くて良く、実数でよい。フーリエ変換後に各周波数ステップのスペクトルのピークを揃えることが目的であるので、式（３）の周波数に相当する部分Ｆｉ・（Ｎｐ＋ｎｉ）／Ｎｐがｉの変化に関係無く同じ値になるようにｎｉの値を決定すればよい。
【００７７】
Ｆｉを、０番目の周波数バンドに対応するドップラ周波数Ｆ０を用いて表現すると、下式で表すことができる。
【数４】
【００７８】
ただし、ＣＦは周波数ステップの間隔値ｆｓｔを全体の中心周波数ｆ０で割った値である。ここで、（１＋ｉＣＦ）・（Ｎｐ＋ｎｉ）／Ｎｐが、ｉによらず一定になるようにｎｉの値を決定すればよい。まず、
【数５】
【００７９】
と置く。ｂはｎｉが負のような実現できない値にならない限り、いくつでも良い。計算を簡便にするために、ここでは、ｂ＝１／（ＮｐＣＦ）と置くと、ｎｉを解くことができて、次式で表すことができる。
【数６】
【００８０】
ＤＦＴを行う場合は、幾つか適切なｍを選んで、式（３）のフーリエ変換を各周波数バンドのサンプル列に対して行うことによって、ピークの揃ったＤＦＴ結果を得ることができる。なお、実際のフーリエ変換の際には、式の導出の過程で省略した振幅や固定位相成分まで含んだ受信サンプル列に対して行う。
【００８１】
なお、予めドップラ周波数の見当が付いているならば、ゼロ番目の周波数バンドに対応するドップラ周波数をｆｄ、０として、
【数７】
【００８２】
のような値の近辺のｍについてフーリエ変換を行えばよい。
【００８３】
ただし、このとき、ＰＲＩの値と移動速度の関係によっては、ドップラ周波数のスペクトルに折り返しが発生することがある。
【００８４】
このような場合には、適切なｍはＮｐ＋ｎｉの値を超えてしまう。その場合、ｍは０からＮｐ＋ｎｉ−１の値までしか計算できないＳＴ−ＦＦＴではピークを揃えることができなくなる。従って、このようなケースではｍの見当を付けた上で、その周辺をＤＦＴを用いて計算すると良い。
【００８５】
この演算をＳＴ−ＦＦＴで行う場合は、サンプル列の後ろに周波数バンド毎に異なるｎｉ個のゼロを付加して演算を行う。その場合はｎｉがｉの範囲でほぼ整数となるように適切なｂの値を選択する必要がある。例えば、上記のｂ＝１／（ＮｐＣＦ）といった値では、Ｎｆの値によっては整数からずれてしまうことがあるが、ｂ＝１＋１／（ＮｐＣＦ）といった補正項を付加することによって、ほぼ整数に近い値にすることができる。
【００８６】
実際問題として、ドップラ周波数に折り返しが発生していると、折り返し回数の曖昧さの無いドップラ周波数を予備知識無しに計算することは難しい。従って、ドップラ周波数、すなわち、目標との相対速度の範囲を何かの方法で予め知っておくことが望ましい。
【００８７】
このようにして求めた各周波数バンドに対応するＤＦＴスペクトルの一例を図１７に示す。図１１と同じ信号について、ピーク整合ＤＦＴを適用した。全ての曲線のピーク位置が一致していることが分かる。
【００８８】
なお、横軸はｍであるため、図１１とはスケールが異なっている。また、予想されるドップラ周波数の周辺のみを抜き出して計算したため、ピークのグラフ上の表示位置が異なっているが、これはグラフ表示だけの問題である。
【００８９】
なお、これまで表示したスペクトルはＴ２の取り方の問題により、全て、ドップラ周波数の折り返しが発生している。ピーク整合にＤＦＴを利用し、横軸をｍに取った場合には、折り返しが発生する替わりに、ｍを０から無限大まで取ってみると、一定周期でほぼ同じ波形が繰り返される。従って、予め、ある程度ｍの見当を付けておく必要がある。
【００９０】
（実施の形態４）
続いて本発明の実施の形態４について説明する。上述したように、ピーク整合をＤＦＴで行う場合には、予めある程度の移動速度またはドップラ周波数の予測値がある方がよい。そこで次に、ピーク整合を行わないドップラ周波数検出方式の結果を予測値として用い、予測値の周辺の詳細推定をピーク整合ＤＦＴで行う実施の形態について説明する。
【００９１】
図１８は、本発明の実施の形態４に係る周波数検出器１の構成を示す図である。本実施の形態では、ピーク整合を行わないドップラ周波数検出を行って、これを概算の推定値とし、その推定値の周辺でピーク整合型ＤＦＴを行う。
【００９２】
周波数検出器１に入力した受信信号はベースバンド変換部２に入力される。ベースバンド変換部２には、送信時周波数情報が入力され、各周波数バンドの送信時周波数を有するローカル信号で、１パルス１サンプルで合計複数サンプルからなるベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号は２分岐され、一方はフーリエ変換部３に入力される。フーリエ変換部３では、各周波数バンド毎にフーリエ変換が行われる。フーリエ変換によって得られたスペクトルはノルム抽出部４で位相の無い振幅（或いは、パワー）に変換される。その出力については、加算部４で、同一周波数ビンごとに複数の周波数バンドの結果が全て加算される。加算されたスペクトルはピーク検出部６でピーク検出され、ドップラ周波数の概算値が出力される。
【００９３】
ベースバンド変換部２の２分岐された出力の他方は、ピーク整合型ＤＦＴを行うため、ピーク整合型フーリエ変換部２８に入力される。ピーク整合型フーリエ変換部２８には、同時にピーク検出部６の出力であるドップラ周波数の概算値、または、これを移動速度に変換した値が入力される。
【００９４】
ピーク整合型フーリエ変換部２８では、入力されたドップラ周波数の概算値に基づいて、ＤＦＴを行うｍの範囲を決定し、入力されたベースバンド信号に対してピーク整合型ＤＦＴを適用する。詳細は前述の通りである。ピーク整合型フーリエ変換部２８の出力はノルム抽出部１７に入力され、振幅（或いは、パワー）に変換される。その結果は加算部１８に入力され、同一のｍについて、全周波数バンドの結果が加算される。加算結果はピーク検出部１９に入力され、ピークを与えるｍが計算され、ｍからドップラ周波数が計算されて出力される。
【００９５】
前述のように、周波数選択性フェージングがある場合には、ピーク整合を行わない方法では誤差が大きくなるが、周波数バンド毎のドップラ周波数の差はあまり大きくないため、概算値を求める程度であれば十分有効に動作する。
【００９６】
ピーク整合型ＤＦＴを行うピーク整合型フーリエ変換部２８では、このような周波数選択性フェージングによるずれの可能性を考慮してピークが存在する可能性がある範囲を決定し、ＤＦＴを行う範囲を決定すると良い。
【００９７】
このようにすることによって、周波数選択性フェージングがあり、また、ＰＲＩの設定の問題でドップラ周波数の折り返しがある場合でも、精度の高いドップラ周波数検出を行うことができる。
【００９８】
なお、折り返しがある場合は、ドップラ周波数を検出する際に、予め折り返しの回数の見当を付けておく必要がある。そして、各々のドップラ周波数検出結果に折り返し分のオフセットを加算して出力する。
【００９９】
予めｍの見当を付けた状態で、ピーク整合ＤＦＴを行った例を図１９に示す。予め入力されたドップラ周波数の推定値または相対移動速度の推定値から決定するドップラ周波数の推定値の近辺のみＤＦＴを行った例である。横軸はＤＦＴを行ったｍを０から順に整数で番号付けした際のビン番号である。図１７よりも周波数バンド毎のパワーのバラツキが低い条件であるが、合計ＳＮＲが０ｄＢと低いため、周波数選択性フェージング以上に雑音によって振幅がばらつき、また、ピーク周波数もばらついている。しかし、おおよそピーク位置が揃っていることがわかる。
【０１００】
これを振幅で加算した結果が図２０であり、ピーク周波数が明確になっている。ピークを与えるｍの値が求められたら、これから式（７）を用いて、ゼロ番目の周波数バンドに対応するドップラ周波数を求めることができる。
【０１０１】
図２０からのピーク位置の推定方法は、前述の場合と同じで、ピーク波形のフィッティングによっても行ってもよいし、十分に細かい間隔でＤＦＴを行ったなら、ピークサーチでもよい。
【０１０２】
Ｔ２の設定の問題によってスペクトルに折り返しが発生する条件でピーク整合型ＤＦＴを行った場合、正しいピークを与えるｍを含む範囲外の繰り返し波形では、本発明の特徴であるピーク整合性が低くなる。すなわち、正しいｍの範囲外の繰り返しスペクトルでは、横軸の圧縮率が正しくないため、スペクトルが周波数バンド毎に横にずれた形になる。本実施形態では、ピークを整合させた後は、振幅（或いは、パワー）で加算して、ピーク周波数検出を行うが、その際、ｍの範囲が正しくないと、加算した結果のピークが低くなる。
【０１０３】
そこで、例えば、次のような方法でスペクトルの折り返し回数を推測できる。波形の繰り返し周期は、ほぼ、ドップラ周波数の折り返し周期をｍの次元に換算した値となっている。その周期ごとに現れる加算後のピークの値を比較し、これが最大になるピークを探せばよい。ただし、ＳＮＲが低い場合には雑音の影響があるので、周期毎にピーク値をサンプリングし、その値にスムージングを掛けて、最大と思われる点を選択すればよい。
【０１０４】
（実施の形態５）
図２１は本発明の実施の形態５に係る合成帯域レーダ２０の構成を示す図である。
【０１０５】
合成帯域レーダ２０では、周波数シンセサイザ２６の出力を用いて、送信部２５からステップ周波数のパルス列が出力される。これは図示しない適切なＲＦ処理を経て、電波として放射される。目標に当たって反射してきた電波は図示しない適切なＲＦ処理を経て受信信号として合成帯域レーダ２０に受信信号として入力される。
【０１０６】
受信信号は周波数検出器１に入力され、これまで述べてきたような方法で、ドップラ周波数が検出される。なお、ドップラ周波数に折り返しがあるような場合には、例えば、合成帯域レーダ２０を含む機材に搭載された加速度計３０の出力などを用いて折り返し回数の見当を付けた上で、ドップラ周波数の推定を行う。また、各周波数バンド毎のベースバンド信号は、周波数検出器１から代表値抽出部３１に出力される。
【０１０７】
計算されたドップラ周波数は、速度計算部２１に入力され、速度の次元に変換される。
【０１０８】
代表値抽出部３１では、各周波数ステップのスペクトルのピーク値を求めたり、或いは、周波数検出器１から出力された各周波数バンドのドップラ周波数または速度計算部２１で求められた移動速度から計算された各周波数ステップのドップラ周波数に対応するスペクトル成分をベースバンド信号から抽出し、各周波数ステップ１点ずつの代表値とする。これを位相補正部２２に入力する。
【０１０９】
位相補正部２２では、速度計算部２１で計算された速度を用いて、各周波数ステップの代表値の位相について、目標との検出期間中の相対距離の変化に伴う位相ずれを補正する。
【０１１０】
補正された代表値は逆フーリエ変換部２３に入力され、周波数ステップの周波数の順に並べて逆フーリエ変換を受ける。逆フーリエ変換の結果から、目標までの相対距離に対応した位置にピークを有するインパルス波形が得られるので、そのピーク位置から目標までの距離を検出して出力する。
【０１１１】
合成帯域レーダでは速度検出誤差が距離検出誤差に与える影響が非常に大きいため、本発明の周波数検出器を用いて、確実、かつ、簡便な方法で高精度なドップラ周波数、すなわち、移動速度検出が行えるようになることによって、合成帯域レーダそのものの高精度化が実現できる。
【０１１２】
（実施の形態６）
図２２は本発明の実施の形態６に係る飛翔体誘導装置３２の構成を示す図である。本発明の周波数検出器およびこれを含む合成帯域レーダから飛翔体を誘導するための誘導信号を生成する構成である。
【０１１３】
アンテナ、加速度計などからなるセンサ３３の出力が飛翔体誘導装置３２に入力される。飛翔体誘導装置３２においては、前処理部３４にて、適宜、増幅、周波数変換、アナログ−デジタル変換など次段の信号処理部３５での処理に適するよう前処理が施される。信号処理部３５は、本発明の合成帯域レーダ２０と、誘導信号生成に必要なその他の情報を検出するＮ個の処理部３８−１〜３８−Ｎを有する。誘導信号生成に必要なその他の情報とは、例えば、到来波の波数、角度などである。信号処理部３５で生成された情報は、誘導信号生成部３６に入力され、これらの情報を統合して飛翔体誘導に必要な信号が生成される。生成された誘導信号は操舵装置３７に出力され、飛翔体の操舵が行われる。
【０１１４】
このように本発明の合成帯域レーダを飛翔体の誘導信号生成に用いることによって、より感度、精度の優れた誘導信号を生成することが可能となる。
【０１１５】
なお、図２２では、信号、情報は、センサから操舵装置まで戻ることなく進んでいるが、必要に応じて、ブロック間での情報の授受が行われる。例えば、合成帯域レーダ３５の出力が処理部３８−１に渡されて、レンジ情報に基づいた処理、例えば、角度検出が行われる、などである。
【０１１６】
なお、本発明の周波数検出器は、順次周波数がステップ状に変化していく信号の周波数或いはドップラ周波数を検出する方式であって、適用の範囲は合成帯域レーダに限らず、周波数ホッピングを行う他のシステムにも適用できる。例えば、周波数ホッピングを行うシステムで、仕様上の中心周波数と周波数バンドの周波数間隔、ホッピングシーケンスは既知であるが、発振器の精度に問題があり、送信機の厳密な中心周波数を、受信機側で検出したい場合などにも適用できる。この場合は、受信機側が、既知の仕様に基づいた自身の発振器出力で受信信号をベースバンド信号に変換し、同様の処理を行えばよい。これは、ドップラ周波数の検出ではく、発振器の中心周波数ずれの検出になる。
【０１１７】
なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記の実施の形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせても良い。
【符号の説明】
【０１１８】
１ 周波数検出器
２ ベースバンド変換部
３ フーリエ変換部
４ ノルム抽出部
５ 加算部
６ ピーク検出部
９ ゼロ長決定部
１０ 信号調整部
１１ ＳＴ−ＦＦＴ部
１２ 参照周波数決定部
１３ ＤＦＴ部
２７ ＤＴＦ変換部
２８ ピーク整合型フーリエ変換部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数検出器、この周波数検出器を備える合成帯域レーダ、及び飛翔体誘導装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ステップ周波数型合成帯域レーダ（以下、合成帯域レーダとする）は、チャープパルスレーダを変形したレーダである。図２３に示すように、チャープパルスレーダは、ある周波数帯域幅Ｂに対して、帯域の端の周波数から時間的に周波数をスイープする。広い帯域幅を有しているため、受信信号を位相調整して、逆フーリエ変換すれば、インパルスに近い波形となり、このインパルスのピークに基づき目標までの距離を検出することが出来る。
【０００３】
合成帯域レーダは、このチャープパルスレーダのスイープ周波数を時間的に離散化したものであり、ステップ状に周波数が変化していく。離散化以外の動作はほぼ同じであり、受信信号の位相調整、逆フーリエ変換によって、インパルスに近い波形が得られ、インパルスのピークから目標までの距離が検出できる。
【０００４】
しかし、合成帯域レーダでは、チャープパルスのパルス長より十分に長い期間に渡ってパルスを送出し続けるため、目標やレーダ装置が移動している場合、検出期間中に相対距離が変化して、明確なピークが現れなくなり、正しい検出ができない。そのため、受信信号のドップラ周波数から目標の移動速度を検出し、目標の検出期間中の移動分を補正してから距離検出を行うことが知られている（例えば、特許文献１、特許文献２、及び特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第３７０９６９８号
【特許文献２】特開２００５−３０８７２３号公報
【特許文献３】特開２００９−１８０６６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の合成帯域レーダは、ディシジョンフィードバック的に最適な移動速度を求める方法であったり（特許文献２）、送信するパルスの間隔や周波数間隔が特定の条件に制限されるなど（特許文献３）、計算時間や収束性に問題があったり、仕様に不必要な条件が加わるなどの課題があり、必ずしも利便性の良いものとはいえなかった。
【０００７】
そこで、本発明は利便性の良い周波数検出器、この周波数検出器を備える合成帯域レーダ、及び飛翔体誘導装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成する為に請求項１記載の周波数検出器は、入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、を具備することを特徴とする。
【０００９】
また、請求項９記載の合成帯域レーダは、入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、前記ピーク周波数検出部によって検出されたピーク周波数から目標との相対速度を検出し、前記相対速度を用いて補正した前記受信信号から目標までの距離を検出することを特徴とする。
【００１０】
また、請求項１０記載の飛翔体誘導装置は、センサから入力された信号を、処理に適した形に変換する前処理部と、前記前処理部の出力を信号処理する信号処理部と、前記信号処理部の出力から誘導信号を生成し、操舵装置に出力する誘導信号生成部と、を具備し、前記信号処理部は、入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、前記ピーク周波数検出部によって検出されたピーク周波数から目標との相対速度を検出し、前記相対速度を用いて補正した前記受信信号から目標までの距離を検出することを特徴とする合成帯域レーダを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、利便性の良い周波数検出装置、この周波数検出器を備える合成帯域レーダ、及び飛翔体誘導装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の構成を示す図。
【図２】本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の処理を示すフローチャート。
【図３】合成帯域レーダを説明するための図。
【図４】本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の動作を説明するための図。
【図５】本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の動作を説明するための図。
【図６】ショートタイムＦＦＴを説明するための図。
【図７】ショートタイムＦＦＴを説明するための図。
【図８】本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の動作を説明するための図。
【図９】本発明の実施の形態２に係る周波数検出器１の構成を示す図。
【図１０】周波数選択制フェージングを説明するための図。
【図１１】周波数選択制フェージングを説明するための図。
【図１２】本発明の実施の形態３に係る周波数検出器１の構成を示す図。
【図１３】ピーク整合型フーリエ変換部の構成を示す図。
【図１４】ピーク整合型フーリエ変換部の構成を示す図。
【図１５】ピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図。
【図１６】ピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図。
【図１７】ピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図。
【図１８】本発明の実施の形態４に係る周波数検出器１の構成を示す図。
【図１９】ピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図。
【図２０】ピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図。
【図２１】本発明の実施の形態５に係る合成帯域レーダ２０の構成を示す図。
【図２２】飛翔体誘導装置を説明するための図。
【図２３】合成帯域レーダを説明するための図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００１４】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１について説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１の構成を示す図である。
【００１５】
周波数検出器１は、ベースバンド変換部２、フーリエ変換部３、ノルム抽出部４、加算部５、ピーク検出部６を有する。
【００１６】
ベースバンド変換部２は、複数の周波数バンドについて順次時系列で入力された受信信号を１つの周波数バンドが複数サンプルから成るベースバンド信号に変換する。
【００１７】
フーリエ変換部３は、ベースバンド変換部２によって変換されたベースバンド信号をフーリエ変換する。
【００１８】
ノルム抽出部４は、フーリエ変換部３によって変換された結果（フーリエ変換結果）から位相成分を除去した振幅（或いは、パワー）に変換し、ノルム成分を抽出する。
【００１９】
加算部５は、ノルム抽出部４によって抽出された振幅（或いは、パワー）を周波数ビン毎に加算する。
【００２０】
ピーク検出部６は、加算部５によって加算された結果（加算結果）からピーク周波数を検出する。
【００２１】
図２は、本発明の実施の形態１に係る周波数検出器１によるピーク周波数を検出する処理を示すフローチャートである。
【００２２】
周波数検出器１には、複数の周波数バンドについて順次時系列で受信された受信信号が入力される。
【００２３】
ここで、受信信号のパルス構成は、図３に示すように送出されるパルス構成と同様の１周波数バンドがＮｐ個からなり、隣接する周波数バンドの中心周波数の間隔はｆｓｔであり、総計でＮｆ個の周波数バンドであるとする。
【００２４】
入力された受信信号はベースバンド変換部２にて、１つの周波数バンドが複数サンプルからなるベースバンド信号に変換される（Ｓｔ１）。
【００２５】
Ｓｔ１において変換されたベースバンド信号はフーリエ変換部３に送られ、フーリエ変換される（Ｓｔ２）。
【００２６】
Ｓｔ３においてフーリエ変換された結果はノルム抽出部４に送られ、フーリエ変換結果から位相成分を除去した振幅（或いは、パワー）に変換される（Ｓｔ３）。
【００２７】
図４は、各周波数バンドのＮｐ個のパルスを、各周波数バンド毎に高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）した結果の振幅成分を表したものである。横軸は周波数ビン番号、縦軸はリニアスケールの振幅である。１パルスのＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が０ｄＢと非常に低いため、ピークの高さはバラついており、また、少しずつずれながら並んでいるはずのピーク位置もバラバラである。この状態で、各周波数バンド毎にピーク検出を行っても、雑音の影響が強すぎて正しいピーク位置を推定することは難しい。
【００２８】
そこで、周波数バンド毎に振幅成分を加算する。加算をスペクトルが位相を持つ複素数の状態で行わないのは、雑音のみについて言えば、複素数での加算結果は振幅加算より少なくなるが、周波数バンド毎の位相ずれがある場合、複素数で加算を行うと、信号も打ち消し合ってしまうためである。
【００２９】
Ｓｔ４において変換された変換結果は加算部５に送られ、加算部５は、全ての周波数バンドのフーリエ変換結果である振幅（或いは、パワー）を周波数ビン毎に加算する（Ｓｔ５）。
【００３０】
Ｓｔ５における加算結果を図５に示す。全パルスを利用したスペクトルとなってＳＮＲが向上し、ピーク位置が周波数ビン番号２と３の間にあることが明確になっている。
【００３１】
Ｓｔ５において加算された加算結果は、ピーク検出部６に送られ、ピーク検出部６はピーク周波数を検出する（Ｓｔ６）。
【００３２】
ピーク検出部６は、図５からピークを検出する。図５では、ピークは明らかに周波数ビン番号２と３の間であり、単純なピークサーチ、すなわち、各ビンの高さを比較して最も高いビンの番号を出力する方法では、高い精度で求まらない。
【００３３】
そこで、図５の波形に近い波形を予め用意し、フィッティングを行う。図４の各スペクトルは、同一周波数バンドのＮｐ個のパルスのフーリエ変換結果である。図４は、窓をかけずにフーリエ変換を行った場合を示している。すなわち、矩形窓であるので、各スペクトルはｓｉｎｃ関数の絶対値の形状をしており、それらの加算結果もｓｉｎｃ関数の絶対値に近い形状をしている。そこで、ｓｉｎｃ関数波形の特にピーク位置の波形を予め用意し、図５のピークの部分と適宜振幅を併せて、ピーク周波数が一致するように、ｓｉｎｃ関数の中心周波数を振っていく。
【００３４】
そして、最も良く一致する周波数、例えば二乗誤差が最小となるｓｉｎｃ関数の周波数が、求めるピークの周波数となる。ここで求められるピーク周波数は、ｆｓｔ・Ｎｆからなる帯域幅の中心周波数に対するドップラ周波数となる。
【００３５】
本発明の実施の形態１によれば、振幅を加算することによりピーク検出を行ったが、振幅ではなく、振幅の２乗で表現されるパワーを用いてピーク検出を行ったほうが各周波数便成分のノルムを計算する際の計算量が少なく効率的であるといえる。
【００３６】
なお、フィッティングする波形は、可能であれば、フーリエ変換を行った際の窓のスペクトル形状に合わせることが望ましい。スペクトルの加算を振幅で行う場合は、窓のスペクトル形状そのままの形、例えばｓｉｎｃ関数、を用いることが可能であるが、パワーで加算を行う場合には、フィッティング波形を生成する際、窓のスペクトル形状を二乗する必要があり、若干計算量が増大する。ただし、予め非常に細かい間隔でフィッティング波形を生成しておき、メモリに記憶しておくなどの方法で、計算量は削減できる。
【００３７】
ただし、フィッティングをピーク周辺の非常に狭い範囲で行うならば、必ずしも窓のスペクトル形状に合わせなくとも、似たような凸波形でかまわない。この場合、フィッティング前の振幅調整の際に、フィッティング波形に掛ける係数だけでなく、フィッティング波形に足す分であるオフセットも調整するとよい。
【００３８】
図５では、ピークが周波数ビン番号２と３の間にあり、特にこのようなケースでは初期の振幅調整が難しく、フィッティング結果の精度が劣化することがある。そこで、フーリエ変換を行う際、スペクトルの点と点の間を補完することを目的として、ショートタイムＦＦＴ（ＳＴ−ＦＦＴ：Ｓｈｏｒｔ Ｔｉｍｅ −Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を利用する。
【００３９】
ＳＴ−ＦＦＴは、図６に示すように、本来の信号にゼロを付加してＦＦＴを行う方法である。ＦＦＴ結果のスペクトルの点数はＦＦＴフレームの点数で決定するため、ゼロを付加して点数を増加させることによって、本来の点と点の間を補間するようにスペクトルの点数を増加させることができる。図７は、図４の元となる信号を、ＳＴ−ＦＦＴした結果を示している。図７は、ＳＴ−ＦＦＴ長を４Ｎｐとして、点数を４倍に増やした結果である。図４の場合と比較してスペクトルの点と点の間が補間されスムーズなスペクトル形状となっていることが分かる。
【００４０】
図８は、これを同様に振幅で加算した結果であり、図５に示す場合と比較してピーク位置がより明確になっている。
【００４１】
こうすることにより、ピーク位置が明確になり、元の点数ではピーク位置が周波数ビンとビンの間にある場合でも、感度劣化が発生しなくなる。
【００４２】
なお、図８のスペクトルからピーク周波数を求める方法は、ＳＴ−ＦＦＴを行わない場合と同様に窓のスペクトル形状に対応した波形でフィッティングを行っても良い。図８のピーク位置を見ると、ビン番号１０と１１の間であることがうかがわれ、ＳＴ−ＦＦＴ長が元のサンプル数の２倍、４倍と言った比較的少ない数の場合に高い精度でピークを求めたい場合には、フィッティングが必要であることが分かる。
【００４３】
しかし、ＳＴ−ＦＦＴ長を例えば１６Ｎｐと十分に長くすれば、ピーク近辺の形状が十分になだらかになるため、ピークサーチでピーク検出すれば十分である。
【００４４】
なお、ＳＴ−ＦＦＴの替わりに離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を利用しても良い。ＳＴ−ＦＦＴは前述のようになめらかなスペクトルを得るための方法である。ＤＦＴによれば、フーリエ変換時の参照周波数を整数以外の数とすることができる。
【００４５】
（実施の形態２）
続いて本発明の実施の形態２について説明する。図９は、本発明の実施の形態２に係る周波数検出器１の構成を示す図である。実施の形態１と同一構成については同一の符号を付し重複する説明は省略する。実施の形態１のフーリエ変換部３ではなくＤＦＴ変換部２７によって構成されている点が実施の形態１と異なっている。
【００４６】
ＤＦＴ変換部２７にはピーク位置の予測値が入力され、予測値の近傍のみでピーク周波数の検出を行う。
【００４７】
ＤＦＴ時の参照周波数間隔を適切な細かい値とすることによって図７と同等のスペクトルを得ることができる。
【００４８】
なお、本実施の形態では、フーリエ変換時の参照周波数とは、次のフーリエ変換式のｆ（或いは各周波数：２πｆ）である。
【数１】
【００４９】
ただし、ｋはサンプル番号、Ｙ（ｋ）はフーリエ変換対象の信号、Ｎはフーリエ変換フレーム長である。
【００５０】
しかし、ＤＦＴは、ＳＴ−ＦＦＴと比較して演算量が多いため、予めピーク位置の予測値を入力し、その近辺のスペクトルのみを計算するような方法が望ましい。
【００５１】
例えば、ＦＦＴで図５の波形までを計算し、ピーク位置を探すと、ピーク位置が周波数ビン番号２と３の間にあることが分かるので、ビン番号２と３の間の周波数を何点か参照周波数として指定してＤＦＴを行う。
【００５２】
ピーク位置の予測値は、このように、信号から抽出しても良いが、例えば、目標のドップラ周波数や相対速度が予めある程度見当が付いているような場合には、予測されたドップラ周波数や相対速度に対応するドップラ周波数の近傍のみＤＦＴするようにしてもよい。
【００５３】
ＤＦＴ結果からピーク検出する際には、これまでと同様に全ての周波数バンド分について、振幅（或いは、パワー）で加算したスペクトルを用いる。その後は、加算後スペクトルに適切な波形をフィッティングしてピーク周波数を求めるか、十分に細かい間隔でＤＦＴの参照周波数を設定するならばピークサーチをすればよい。
【００５４】
このように、なめらかなスペクトルを用いてピーク周波数検出を行うことによって、より精度の高い推定が可能となる。
【００５５】
以上の方法では、検出されたピーク周波数は全周波数バンドを含む全帯域の中心周波数に対応する値となる。しかし、上記の方法は周波数選択性フェージングがある場合に、誤差が大きくなることがある。
【００５６】
図１０は目標が１点のみの点目標である場合の各周波数バンドのフーリエ変換後の振幅スペクトルである。受信時のＳＮＲを１００ｄＢと非常に大きくしたため、図７とは異なり、各周波数バンド毎のピーク周波数が明確であり、ピーク周波数が少しずつずれながら整列している。
【００５７】
一方、図１１は周波数選択性フェージングがある場合の一例であり、フーリエ変換後のピークの高さが周波数バンドによって大きく異なっている。
【００５８】
図１１の例では、最も周波数の小さいピークを与える周波数バンドが著しく他より大きいため、このようなスペクトルを振幅を加算して、ピーク周波数を求めても、最も周波数の小さいピークを与える周波数バンドのドップラ周波数に近づいてしまい、全体の中心周波数に対するドップラ周波数からは離れた値となってしまう。
【００５９】
（実施の形態３）
続いて本発明の実施の形態３について説明する。図１２は、本発明の実施の形態３に係る周波数検出器１の構成を示す図である。実施の形態１と同一構成については同一の符号を付し重複する説明は省略する。フーリエ変換部３がピーク整合型フーリエ変換部２８となっている点で実施の形態１とは異なる。
【００６０】
ベースバンド変換部２には、送信時周波数情報が入力され、受信信号は、その送信時周波数を有するローカル信号によって、複数サンプルからなるベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号にはフーリエ変換部２８で上述したピーク整合型のフーリエ変換が適用される。フーリエ変換部２８の出力スペクトルは、ノルム抽出部４で振幅（或いは、パワー）に変換される。
【００６１】
続いて、加算部４で全ての周波数バンドの振幅（或いは、パワー）のスペクトルが同一周波数ビンごとに加算される。その結果からピーク検出部６でピーク周波数が検出される。
【００６２】
図１３、及び図１４は、ピーク整合型フーリエ変換部２８の詳細を示した図である。
【００６３】
図１３は、ＳＴ−ＦＦＴを利用した方法に対応する実施の形態である。
【００６４】
ゼロ長決定部９は、入力された送信時周波数情報を用いて周波数バンド毎に異なる適切なゼロの長さを決定し、信号調整部１０は、ゼロ長決定部９で決定された長さのゼロを、入力された複数サンプル列に付加する。ＳＴ−ＦＦＴ部１１はこれをＳＴ−ＦＦＴして、結果を出力する。
【００６５】
図１４は、ＤＦＴを利用する方法に対応する実施の形態である。
【００６６】
入力されたピーク予測値、及び送信時周波数情報に基づいて、参照周波数決定部１２は、周波数バンド毎に異なるＤＦＴの参照周波数を決定する。ＤＦＴ部１３は決定された参照周波数で入力サンプル列をＤＦＴし出力する。
【００６７】
なお、送信時周波数情報を利用してゼロの長さを決定したり、参照周波数を決定する方法では、毎回、式に基づいて参照周波数を決定する必要は無い。殆どの場合は送信時周波数が仕様によって決定しているので、各周波数バンドに対応する値を予め計算してメモリに記憶しておき、どの周波数バンドの受信信号を処理すべきかが送信時周波数情報から入力されるようにして、その周波数バンドに対応した値をメモリから読み出せばよい。
【００６８】
図１５はピーク整合型フーリエ変換の原理を説明するための図である。図１５（ａ）の各段は、例えば中心周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３の周波数バンドの受信信号をフーリエ変換する際のフレーム構成を示している。送信時の中心周波数が異なる周波数バンドであって、これらがドップラシフトを受けると、元の中心周波数の比率でドップラ周波数が異なる。図では、ｆ１、ｆ２、ｆ３の順に波長が短くなっているように示した。この状態で、各周波数バンドの受信パルス列、すなわちＮｐ個のベースバンドサンプルに、周波数バンド毎に異なる長さｎｉ（ｉ＝０、１、．．．、Ｎｆ）のゼロを付加していく。
【００６９】
具体的には、Ｎｐ＋ｎｉの長さに対して、各周波数バンドの波長であるＰｉが常に一定値となるようにゼロを付加する。これは、フーリエ変換フレーム長、すなわち、便宜的な１秒がどの周波数バンドでも同じ１秒であるとみなした場合、図１５（ｂ）のように書ける。すなわち、Ｎｐ＋ｎｉがどの周波数バンドでも同じ長さであり、かつ、全周波数バンドで受信信号の波長が同じになる。その結果、全ての周波数バンドのドップラ周波数のピークがフーリエ変換後に同じ周波数となる。なお、信号が存在する長さＮｐのフーリエ変換長に対する比率は、周波数バンド毎に異なるが、これは問題ない。
【００７０】
このような操作は図１６のように解釈できる。図１６（ａ）は各周波数バンドの受信信号のスペクトルを周波数を０から模擬的に示したものである。送信時周波数が周波数バンド毎に異なるため、ドップラ周波数を中間周波数として有する受信信号のスペクトルピークも少しずつずれている。これらのドップラ周波数の中心周波数の比は送信時周波数の比で決定している。従って、送信時周波数が擬似的に同じ周波数になるように、周波数バンド毎に異なる比率で横軸を圧縮すると図１６（ｂ）のようになり、全ての周波数バンドの受信信号のスペクトルピークが一致する。
【００７１】
従って、Ｎｐ＋ｎｉの長さ、すなわち、圧縮の比率は、ドップラ周波数そのものではなく、送信時の中心周波数と周波数バンドの周波数差で決定するものであり、目標の移動速度には依存しない。
【００７２】
なお、図１５におけるゼロ付加は便宜的な物であり、実際の計算時には、信号がゼロである部分は何を掛けてもゼロになるため、演算は行わず、信号が存在するＮｐで示した領域のみの演算でよい。
【００７３】
次に、式を用いて具体的なｎｉの値の決定方法を説明する。受信信号列が下記のように定義されるとする。
【数２】
【００７４】
本来の信号は、この他に振幅を有し、また、固定の位相成分を有するが、動作説明には関係しない。そこで、説明を簡便にするために省略した。ｋは同一周波数バンド内のパルス、すなわちサンプルの番号である。Ｆｉはドップラ周波数、または、これに準ずる値であり、ここでは、本来のドップラ周波数ｆｄ、ｉにパルス繰り返し期間（ＰＲＩ：Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）であるＴ２とＮｐを掛けた値とする。
【００７５】
これをＮｐ＋ｎｉを１秒とする系で周波数ｍについてフーリエ変換すると、フーリエ変換係数Ｃｉ、ｍは、下式で表すことが出来る。
【数３】
【００７６】
適用するフーリエ変換がＤＦＴである場合は、ｍは必ずしも整数で無くて良く、実数でよい。フーリエ変換後に各周波数ステップのスペクトルのピークを揃えることが目的であるので、式（３）の周波数に相当する部分Ｆｉ・（Ｎｐ＋ｎｉ）／Ｎｐがｉの変化に関係無く同じ値になるようにｎｉの値を決定すればよい。
【００７７】
Ｆｉを、０番目の周波数バンドに対応するドップラ周波数Ｆ０を用いて表現すると、下式で表すことができる。
【数４】
【００７８】
ただし、ＣＦは周波数ステップの間隔値ｆｓｔを全体の中心周波数ｆ０で割った値である。ここで、（１＋ｉＣＦ）・（Ｎｐ＋ｎｉ）／Ｎｐが、ｉによらず一定になるようにｎｉの値を決定すればよい。まず、
【数５】
【００７９】
と置く。ｂはｎｉが負のような実現できない値にならない限り、いくつでも良い。計算を簡便にするために、ここでは、ｂ＝１／（ＮｐＣＦ）と置くと、ｎｉを解くことができて、次式で表すことができる。
【数６】
【００８０】
ＤＦＴを行う場合は、幾つか適切なｍを選んで、式（３）のフーリエ変換を各周波数バンドのサンプル列に対して行うことによって、ピークの揃ったＤＦＴ結果を得ることができる。なお、実際のフーリエ変換の際には、式の導出の過程で省略した振幅や固定位相成分まで含んだ受信サンプル列に対して行う。
【００８１】
なお、予めドップラ周波数の見当が付いているならば、ゼロ番目の周波数バンドに対応するドップラ周波数をｆｄ、０として、
【数７】
【００８２】
のような値の近辺のｍについてフーリエ変換を行えばよい。
【００８３】
ただし、このとき、ＰＲＩの値と移動速度の関係によっては、ドップラ周波数のスペクトルに折り返しが発生することがある。
【００８４】
このような場合には、適切なｍはＮｐ＋ｎｉの値を超えてしまう。その場合、ｍは０からＮｐ＋ｎｉ−１の値までしか計算できないＳＴ−ＦＦＴではピークを揃えることができなくなる。従って、このようなケースではｍの見当を付けた上で、その周辺をＤＦＴを用いて計算すると良い。
【００８５】
この演算をＳＴ−ＦＦＴで行う場合は、サンプル列の後ろに周波数バンド毎に異なるｎｉ個のゼロを付加して演算を行う。その場合はｎｉがｉの範囲でほぼ整数となるように適切なｂの値を選択する必要がある。例えば、上記のｂ＝１／（ＮｐＣＦ）といった値では、Ｎｆの値によっては整数からずれてしまうことがあるが、ｂ＝１＋１／（ＮｐＣＦ）といった補正項を付加することによって、ほぼ整数に近い値にすることができる。
【００８６】
実際問題として、ドップラ周波数に折り返しが発生していると、折り返し回数の曖昧さの無いドップラ周波数を予備知識無しに計算することは難しい。従って、ドップラ周波数、すなわち、目標との相対速度の範囲を何かの方法で予め知っておくことが望ましい。
【００８７】
このようにして求めた各周波数バンドに対応するＤＦＴスペクトルの一例を図１７に示す。図１１と同じ信号について、ピーク整合ＤＦＴを適用した。全ての曲線のピーク位置が一致していることが分かる。
【００８８】
なお、横軸はｍであるため、図１１とはスケールが異なっている。また、予想されるドップラ周波数の周辺のみを抜き出して計算したため、ピークのグラフ上の表示位置が異なっているが、これはグラフ表示だけの問題である。
【００８９】
なお、これまで表示したスペクトルはＴ２の取り方の問題により、全て、ドップラ周波数の折り返しが発生している。ピーク整合にＤＦＴを利用し、横軸をｍに取った場合には、折り返しが発生する替わりに、ｍを０から無限大まで取ってみると、一定周期でほぼ同じ波形が繰り返される。従って、予め、ある程度ｍの見当を付けておく必要がある。
【００９０】
（実施の形態４）
続いて本発明の実施の形態４について説明する。上述したように、ピーク整合をＤＦＴで行う場合には、予めある程度の移動速度またはドップラ周波数の予測値がある方がよい。そこで次に、ピーク整合を行わないドップラ周波数検出方式の結果を予測値として用い、予測値の周辺の詳細推定をピーク整合ＤＦＴで行う実施の形態について説明する。
【００９１】
図１８は、本発明の実施の形態４に係る周波数検出器１の構成を示す図である。本実施の形態では、ピーク整合を行わないドップラ周波数検出を行って、これを概算の推定値とし、その推定値の周辺でピーク整合型ＤＦＴを行う。
【００９２】
周波数検出器１に入力した受信信号はベースバンド変換部２に入力される。ベースバンド変換部２には、送信時周波数情報が入力され、各周波数バンドの送信時周波数を有するローカル信号で、１パルス１サンプルで合計複数サンプルからなるベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号は２分岐され、一方はフーリエ変換部３に入力される。フーリエ変換部３では、各周波数バンド毎にフーリエ変換が行われる。フーリエ変換によって得られたスペクトルはノルム抽出部４で位相の無い振幅（或いは、パワー）に変換される。その出力については、加算部４で、同一周波数ビンごとに複数の周波数バンドの結果が全て加算される。加算されたスペクトルはピーク検出部６でピーク検出され、ドップラ周波数の概算値が出力される。
【００９３】
ベースバンド変換部２の２分岐された出力の他方は、ピーク整合型ＤＦＴを行うため、ピーク整合型フーリエ変換部２８に入力される。ピーク整合型フーリエ変換部２８には、同時にピーク検出部６の出力であるドップラ周波数の概算値、または、これを移動速度に変換した値が入力される。
【００９４】
ピーク整合型フーリエ変換部２８では、入力されたドップラ周波数の概算値に基づいて、ＤＦＴを行うｍの範囲を決定し、入力されたベースバンド信号に対してピーク整合型ＤＦＴを適用する。詳細は前述の通りである。ピーク整合型フーリエ変換部２８の出力はノルム抽出部１７に入力され、振幅（或いは、パワー）に変換される。その結果は加算部１８に入力され、同一のｍについて、全周波数バンドの結果が加算される。加算結果はピーク検出部１９に入力され、ピークを与えるｍが計算され、ｍからドップラ周波数が計算されて出力される。
【００９５】
前述のように、周波数選択性フェージングがある場合には、ピーク整合を行わない方法では誤差が大きくなるが、周波数バンド毎のドップラ周波数の差はあまり大きくないため、概算値を求める程度であれば十分有効に動作する。
【００９６】
ピーク整合型ＤＦＴを行うピーク整合型フーリエ変換部２８では、このような周波数選択性フェージングによるずれの可能性を考慮してピークが存在する可能性がある範囲を決定し、ＤＦＴを行う範囲を決定すると良い。
【００９７】
このようにすることによって、周波数選択性フェージングがあり、また、ＰＲＩの設定の問題でドップラ周波数の折り返しがある場合でも、精度の高いドップラ周波数検出を行うことができる。
【００９８】
なお、折り返しがある場合は、ドップラ周波数を検出する際に、予め折り返しの回数の見当を付けておく必要がある。そして、各々のドップラ周波数検出結果に折り返し分のオフセットを加算して出力する。
【００９９】
予めｍの見当を付けた状態で、ピーク整合ＤＦＴを行った例を図１９に示す。予め入力されたドップラ周波数の推定値または相対移動速度の推定値から決定するドップラ周波数の推定値の近辺のみＤＦＴを行った例である。横軸はＤＦＴを行ったｍを０から順に整数で番号付けした際のビン番号である。図１７よりも周波数バンド毎のパワーのバラツキが低い条件であるが、合計ＳＮＲが０ｄＢと低いため、周波数選択性フェージング以上に雑音によって振幅がばらつき、また、ピーク周波数もばらついている。しかし、おおよそピーク位置が揃っていることがわかる。
【０１００】
これを振幅で加算した結果が図２０であり、ピーク周波数が明確になっている。ピークを与えるｍの値が求められたら、これから式（７）を用いて、ゼロ番目の周波数バンドに対応するドップラ周波数を求めることができる。
【０１０１】
図２０からのピーク位置の推定方法は、前述の場合と同じで、ピーク波形のフィッティングによっても行ってもよいし、十分に細かい間隔でＤＦＴを行ったなら、ピークサーチでもよい。
【０１０２】
Ｔ２の設定の問題によってスペクトルに折り返しが発生する条件でピーク整合型ＤＦＴを行った場合、正しいピークを与えるｍを含む範囲外の繰り返し波形では、本発明の特徴であるピーク整合性が低くなる。すなわち、正しいｍの範囲外の繰り返しスペクトルでは、横軸の圧縮率が正しくないため、スペクトルが周波数バンド毎に横にずれた形になる。本実施形態では、ピークを整合させた後は、振幅（或いは、パワー）で加算して、ピーク周波数検出を行うが、その際、ｍの範囲が正しくないと、加算した結果のピークが低くなる。
【０１０３】
そこで、例えば、次のような方法でスペクトルの折り返し回数を推測できる。波形の繰り返し周期は、ほぼ、ドップラ周波数の折り返し周期をｍの次元に換算した値となっている。その周期ごとに現れる加算後のピークの値を比較し、これが最大になるピークを探せばよい。ただし、ＳＮＲが低い場合には雑音の影響があるので、周期毎にピーク値をサンプリングし、その値にスムージングを掛けて、最大と思われる点を選択すればよい。
【０１０４】
（実施の形態５）
図２１は本発明の実施の形態５に係る合成帯域レーダ２０の構成を示す図である。
【０１０５】
合成帯域レーダ２０では、周波数シンセサイザ２６の出力を用いて、送信部２５からステップ周波数のパルス列が出力される。これは図示しない適切なＲＦ処理を経て、電波として放射される。目標に当たって反射してきた電波は図示しない適切なＲＦ処理を経て受信信号として合成帯域レーダ２０に受信信号として入力される。
【０１０６】
受信信号は周波数検出器１に入力され、これまで述べてきたような方法で、ドップラ周波数が検出される。なお、ドップラ周波数に折り返しがあるような場合には、例えば、合成帯域レーダ２０を含む機材に搭載された加速度計３０の出力などを用いて折り返し回数の見当を付けた上で、ドップラ周波数の推定を行う。また、各周波数バンド毎のベースバンド信号は、周波数検出器１から代表値抽出部３１に出力される。
【０１０７】
計算されたドップラ周波数は、速度計算部２１に入力され、速度の次元に変換される。
【０１０８】
代表値抽出部３１では、各周波数ステップのスペクトルのピーク値を求めたり、或いは、周波数検出器１から出力された各周波数バンドのドップラ周波数または速度計算部２１で求められた移動速度から計算された各周波数ステップのドップラ周波数に対応するスペクトル成分をベースバンド信号から抽出し、各周波数ステップ１点ずつの代表値とする。これを位相補正部２２に入力する。
【０１０９】
位相補正部２２では、速度計算部２１で計算された速度を用いて、各周波数ステップの代表値の位相について、目標との検出期間中の相対距離の変化に伴う位相ずれを補正する。
【０１１０】
補正された代表値は逆フーリエ変換部２３に入力され、周波数ステップの周波数の順に並べて逆フーリエ変換を受ける。逆フーリエ変換の結果から、目標までの相対距離に対応した位置にピークを有するインパルス波形が得られるので、そのピーク位置から目標までの距離を検出して出力する。
【０１１１】
合成帯域レーダでは速度検出誤差が距離検出誤差に与える影響が非常に大きいため、本発明の周波数検出器を用いて、確実、かつ、簡便な方法で高精度なドップラ周波数、すなわち、移動速度検出が行えるようになることによって、合成帯域レーダそのものの高精度化が実現できる。
【０１１２】
（実施の形態６）
図２２は本発明の実施の形態６に係る飛翔体誘導装置３２の構成を示す図である。本発明の周波数検出器およびこれを含む合成帯域レーダから飛翔体を誘導するための誘導信号を生成する構成である。
【０１１３】
アンテナ、加速度計などからなるセンサ３３の出力が飛翔体誘導装置３２に入力される。飛翔体誘導装置３２においては、前処理部３４にて、適宜、増幅、周波数変換、アナログ−デジタル変換など次段の信号処理部３５での処理に適するよう前処理が施される。信号処理部３５は、本発明の合成帯域レーダ２０と、誘導信号生成に必要なその他の情報を検出するＮ個の処理部３８−１〜３８−Ｎを有する。誘導信号生成に必要なその他の情報とは、例えば、到来波の波数、角度などである。信号処理部３５で生成された情報は、誘導信号生成部３６に入力され、これらの情報を統合して飛翔体誘導に必要な信号が生成される。生成された誘導信号は操舵装置３７に出力され、飛翔体の操舵が行われる。
【０１１４】
このように本発明の合成帯域レーダを飛翔体の誘導信号生成に用いることによって、より感度、精度の優れた誘導信号を生成することが可能となる。
【０１１５】
なお、図２２では、信号、情報は、センサから操舵装置まで戻ることなく進んでいるが、必要に応じて、ブロック間での情報の授受が行われる。例えば、合成帯域レーダ３５の出力が処理部３８−１に渡されて、レンジ情報に基づいた処理、例えば、角度検出が行われる、などである。
【０１１６】
なお、本発明の周波数検出器は、順次周波数がステップ状に変化していく信号の周波数或いはドップラ周波数を検出する方式であって、適用の範囲は合成帯域レーダに限らず、周波数ホッピングを行う他のシステムにも適用できる。例えば、周波数ホッピングを行うシステムで、仕様上の中心周波数と周波数バンドの周波数間隔、ホッピングシーケンスは既知であるが、発振器の精度に問題があり、送信機の厳密な中心周波数を、受信機側で検出したい場合などにも適用できる。この場合は、受信機側が、既知の仕様に基づいた自身の発振器出力で受信信号をベースバンド信号に変換し、同様の処理を行えばよい。これは、ドップラ周波数の検出ではく、発振器の中心周波数ずれの検出になる。
【０１１７】
なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記の実施の形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせても良い。
【符号の説明】
【０１１８】
１ 周波数検出器
２ ベースバンド変換部
３ フーリエ変換部
４ ノルム抽出部
５ 加算部
６ ピーク検出部
９ ゼロ長決定部
１０ 信号調整部
１１ ＳＴ−ＦＦＴ部
１２ 参照周波数決定部
１３ ＤＦＴ部
２７ ＤＴＦ変換部
２８ ピーク整合型フーリエ変換部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、
前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、
前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、
前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、
を具備することを特徴とする周波数検出器。
【請求項２】
前記ピーク周波数検出部は、前記複数の周波数バンドからなる全帯域の中心周波数に対応するドップラ周波数を検出することを特徴とする請求項１記載の周波数検出器。
【請求項３】
前記フーリエ変換部は、前記ベースバンド信号にゼロを付加してショートタイムＦＦＴを行うことを特徴とする請求項１記載の周波数検出器。
【請求項４】
前記フーリエ変換部は、ピークが存在すると予想される周波数の近傍で、フーリエ変換時の参照周波数の間隔を、前記複数サンプルの数で決定される間隔よりも細かく設定することを特徴とする請求項１記載の周波数検出器。
【請求項５】
前記フーリエ変換部は、前記ベースバンド信号に異なる長さのゼロを付加して、ショートタイムＦＦＴを行うことを特徴とする請求項１記載の周波数検出器。
【請求項６】
前記フーリエ変換部は、前記周波数バンド毎に参照周波数を変化させて離散フーリエ変換を行うことを特徴とする請求項１記載の周波数検出器。
【請求項７】
前記周波数バンド毎に異なる前記参照周波数は、前記周波数バンドの送信時周波数に対応する比率となっていることを特徴とする請求項６記載の周波数検出器。
【請求項８】
前記ピーク周波数検出部によって検出されたピーク周波数の近傍の周波数をフーリエ変換の参照周波数として複数の周波数ビンにフーリエ変換する第２のフーリエ変換部と、
前記第２のフーリエ変換部によるフーリエ変換結果の各周波数ビンをノルムに変換する第２のノルム変換部と、
前記第２のノルム変換部によって変換されたノルムを同一周波数ビン毎に加算する第２の加算部と、
前記第２の加算部によって加算された加算結果のピーク周波数を検出する第２のピーク検出部と、
をさらに具備し、
前記第２のフーリエ変換部で用いられる参照周波数は、周波数バンド毎に、周波数バンドの送信時周波数に対応する比率で異なっていることを特徴とする請求項２記載の周波数検出器。
【請求項９】
入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、
前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、
前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、
前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、
前記ピーク周波数検出部によって検出されたピーク周波数から目標との相対速度を検出し、前記相対速度を用いて補正した前記受信信号から目標までの距離を検出することを特徴とする合成帯域レーダ。
【請求項１０】
センサから入力された信号を、処理に適した形に変換する前処理部と、前記前処理部の出力を信号処理する信号処理部と、前記信号処理部の出力から誘導信号を生成し、操舵装置に出力する誘導信号生成部と、を具備し、
前記信号処理部は、
入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、
前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、
前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、
前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、
前記ピーク周波数検出部によって検出されたピーク周波数から目標との相対速度を検出し、前記相対速度を用いて補正した前記受信信号から目標までの距離を検出することを特徴とする合成帯域レーダを含むことを特徴とする飛翔体誘導装置。
【請求項１】
入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、
前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、
前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、
前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、
を具備することを特徴とする周波数検出器。
【請求項２】
前記ピーク周波数検出部は、前記複数の周波数バンドからなる全帯域の中心周波数に対応するドップラ周波数を検出することを特徴とする請求項１記載の周波数検出器。
【請求項３】
前記フーリエ変換部は、前記ベースバンド信号にゼロを付加してショートタイムＦＦＴを行うことを特徴とする請求項１記載の周波数検出器。
【請求項４】
前記フーリエ変換部は、ピークが存在すると予想される周波数の近傍で、フーリエ変換時の参照周波数の間隔を、前記複数サンプルの数で決定される間隔よりも細かく設定することを特徴とする請求項１記載の周波数検出器。
【請求項５】
前記フーリエ変換部は、前記ベースバンド信号に異なる長さのゼロを付加して、ショートタイムＦＦＴを行うことを特徴とする請求項１記載の周波数検出器。
【請求項６】
前記フーリエ変換部は、前記周波数バンド毎に参照周波数を変化させて離散フーリエ変換を行うことを特徴とする請求項１記載の周波数検出器。
【請求項７】
前記周波数バンド毎に異なる前記参照周波数は、前記周波数バンドの送信時周波数に対応する比率となっていることを特徴とする請求項６記載の周波数検出器。
【請求項８】
前記ピーク周波数検出部によって検出されたピーク周波数の近傍の周波数をフーリエ変換の参照周波数として複数の周波数ビンにフーリエ変換する第２のフーリエ変換部と、
前記第２のフーリエ変換部によるフーリエ変換結果の各周波数ビンをノルムに変換する第２のノルム変換部と、
前記第２のノルム変換部によって変換されたノルムを同一周波数ビン毎に加算する第２の加算部と、
前記第２の加算部によって加算された加算結果のピーク周波数を検出する第２のピーク検出部と、
をさらに具備し、
前記第２のフーリエ変換部で用いられる参照周波数は、周波数バンド毎に、周波数バンドの送信時周波数に対応する比率で異なっていることを特徴とする請求項２記載の周波数検出器。
【請求項９】
入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、
前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、
前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、
前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、
前記ピーク周波数検出部によって検出されたピーク周波数から目標との相対速度を検出し、前記相対速度を用いて補正した前記受信信号から目標までの距離を検出することを特徴とする合成帯域レーダ。
【請求項１０】
センサから入力された信号を、処理に適した形に変換する前処理部と、前記前処理部の出力を信号処理する信号処理部と、前記信号処理部の出力から誘導信号を生成し、操舵装置に出力する誘導信号生成部と、を具備し、
前記信号処理部は、
入力された複数の周波数バンドからなる周波数ホッピングの受信信号を複数サンプルのベースバンド信号に変換するベースバンド変換部と、
前記ベースバンド変換部によって変換されたベースバンド信号を、複数の周波数ビンにフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によって変換された変換結果の各周波数ビンの値をノルムに変換するノルム変換部と、
前記ノルムを周波数ビン毎に加算する加算部と、
前記加算部によって加算された結果のピーク周波数を検出するピーク周波数検出部と、
前記ピーク周波数検出部によって検出されたピーク周波数から目標との相対速度を検出し、前記相対速度を用いて補正した前記受信信号から目標までの距離を検出することを特徴とする合成帯域レーダを含むことを特徴とする飛翔体誘導装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
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【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【公開番号】特開２０１１−１４９８７１（Ｐ２０１１−１４９８７１Ａ）
【公開日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１２４６２（Ｐ２０１０−１２４６２）
【出願日】平成２２年１月２２日（２０１０．１．２２）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１月２２日（２０１０．１．２２）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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