局部発振位相雑音抑圧送受信機
【課題】局部発振位相雑音が大きい環境においても高信頼な変復調方式を実現できる送受信機を提供する。
【解決手段】 局部発振信号位相雑音抑圧器と，位相雑音抑圧復調器との少なくともいずれか一方を有し，局部発振信号位相雑音抑圧器において，局部発振器で出力された位相雑音が含まれた局部発振信号に対して位相雑音を予測して位相制御を行うことで位相雑音を抑圧し，その位相雑音を抑圧された局部発振信号を用いて，直交変調器は直交変調を，直交復調器は直交復調を行い，さらに，位相雑音抑圧復調器において，位相雑音とフェージングにより時間変動するＯＦＤＭ信号のベースバンド受信信号に対し，ディジタル信号処理によりスキャッタードパイロット信号を用いて位相雑音を含んだチャネル応答を推定し，その時間変動を予測してＯＦＤＭ信号に発生するキャリア間干渉を抑圧する信号検出を行う。
【解決手段】 局部発振信号位相雑音抑圧器と，位相雑音抑圧復調器との少なくともいずれか一方を有し，局部発振信号位相雑音抑圧器において，局部発振器で出力された位相雑音が含まれた局部発振信号に対して位相雑音を予測して位相制御を行うことで位相雑音を抑圧し，その位相雑音を抑圧された局部発振信号を用いて，直交変調器は直交変調を，直交復調器は直交復調を行い，さらに，位相雑音抑圧復調器において，位相雑音とフェージングにより時間変動するＯＦＤＭ信号のベースバンド受信信号に対し，ディジタル信号処理によりスキャッタードパイロット信号を用いて位相雑音を含んだチャネル応答を推定し，その時間変動を予測してＯＦＤＭ信号に発生するキャリア間干渉を抑圧する信号検出を行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，局部発振位相雑音を抑圧する送受信機に関するものである．
【背景技術】
【０００２】
一般に，無線機器では情報を担うベースバンド信号を高周波である無線周波数バンドに変換する必要がある．そのため，無変調の高周波キャリア信号が必要である．このキャリア信号は局部発振器を用いて生成しているので局部発振信号と呼ばれている．ベースバンド信号と局部発振信号とを用いて直交変調器により得られる変調された信号のキャリア成分は正弦波であり，その周波数はキャリア周波数と呼ばれており，局部発振信号の周波数に等しい．キャリア成分の周波数と位相は局部発振信号に直接関係している．
【０００３】
また，無線通信においては無線周波数帯域が逼迫しており，より高い周波数の周波数帯域を目指して伝送方式の研究開発が行われている．さらに，近年の微細加工技術の進展に伴って，ＣＭＯＳ−ＲＦ集積化による無線機器の小形化，低価格化が進んでいる．しかしながら，これらの高周波化やシリコンＣＭＯＳなどによる集積化によって，一般に局部発振器の位相雑音が増大し，変調された信号のキャリア位相変動が増大してしまうという問題がある．
【０００４】
従来，局部発振位相雑音を抑圧するために，局部発振器のデバイスの改良が行われてきた．例えば，（ｉ）発振器に用いる増幅器の利得が高いものを用いる，（ｉｉ）増幅器の雑音指数の小さいものを用いる，（ｉｉｉ）半導体材料を工夫する，（ｉｖ）集積プロセスの工夫をする，（ｖ）バイポーラ等の雑音の小さい素子構造を採用する，（ｖｉ）共振回路のＱが高いものを用いる，（ｖｉｉ）逓倍法を用いるなどが挙げられる．
【０００５】
ところで，無線通信においてマルチパスにより多数の遅延波が発生するフェージング環境においても，高信頼な高速信号伝送を実現する伝送方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）が注目されている．さらに，複数の送受信アンテナを利用して信号を空間分割多重する伝送方式であるＭＩＭＯ（マルチインプット・マルチアウトプット）とＯＦＤＭとを組み合わせＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式がある．これらのＯＦＤＭに基づいた伝送方式では，ＩＦＦＴによりマルチキャリア伝送が実現されており，受信機においてＦＦＴにより復調処理を行う．
【０００６】
しかしながら，これらの伝送方式を局部発振器による位相雑音が大きい環境で利用すると，位相雑音によりＦＦＴ周期内において受信信号の位相変動が増大してしまうため，サブキャリア間でキャリア間干渉（ＩＣＩ）が発生し，伝送特性が劣化する．このように，ＯＦＤＭではマルチキャリア化により位相雑音の影響が顕著になるため，局部発振位相雑音を抑圧する技術が必要不可欠である．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
無線周波数の高周波化に伴い移動通信や無線ＬＡＮにおいても４ＧＨｚ以上のキャリア周波数へ高周波化の検討が進められている．さらに，近距離な超高速無線回線を実現するため，６０ＧＨｚ帯のミリ波周波数の検討も進められている．しかしながら，これらの高周波化に伴って，一般に局部発振器の位相雑音が増大し，変調された信号のキャリア位相変動が増大する．例えば，ミリ波帯で用いられる局部発振器の位相雑音スペクトル電力は，そのキャリア周波数からのオフセット周波数を１００ｋＨｚとすると，６０ＧＨｚのミリ波帯においては局部発振信号電力に対して，−７０ないし−９０ｄＢｃ／Ｈｚ程度であり，そのスペクトルは１／ｆ２ないし１／ｆ特性を示している（ｆは周波数）．また，近年のＣＭＯＳ−ＲＦ集積化に伴ってその位相雑音は更に増加する傾向にある．
【０００８】
このように位相雑音が増大すると，一般に受信側で信号判定に用いられる受信信号において位相変動が増大し，伝送特性が大幅に劣化する．特に，多値ＱＡＭ等の高能率変調方式を実現する上で非常に問題となる．また，ＯＦＤＭではマルチキャリア化によりシンボル長が相対的に長くなるため，位相雑音の影響が顕著になり，ＩＣＩが発生して伝送特性が著しく劣化する．さらに，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭではその影響が非常に深刻な問題となる．
【０００９】
本発明は，このような課題に鑑みてなされたものであり，局部発振信号に対して位相を制御することで局部発振信号における位相雑音成分を抑圧し，さらに，ベースバンド信号処理により受信信号における位相雑音成分を予測して抑圧することで，局部発振位相雑音が大きい環境においても高信頼な変復調方式を実現する局部発振位相雑音抑圧送受信機を提供することを目的とする．
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の位相雑音抑圧送受信機は，送受信に用いる局部発振信号に対して位相を制御することで位相雑音抑圧を行う局部発振信号位相雑音抑圧器と，局部発振信号を用いてベースバンド信号に周波数変換したＯＦＤＭ信号の受信信号に対して，位相雑音の時間変動によって発生するＩＣＩを抑圧して信号検出を行う位相雑音抑圧復調器との少なくともいずれか一方を有することにより上述目的は達成される．
【００１１】
また，本発明の上述目的は，局部発振信号位相雑音抑圧器が，局部発振信号の一定時間間隔におけるキャリア位相差分を検出する位相差分検出器と，検出されたキャリア位相差分系列を用いて局部発振信号のキャリア位相を予測する位相予測器と，予測されたキャリア位相により局部発振信号の予測されたキャリア位相を打ち消す制御を行う位相制御器とから構成されることにより，或いは，局部発振信号位相雑音抑圧器が，局部発振信号のキャリア位相を制御する位相制御器と，位相制御器出力の一定時間間隔におけるキャリア位相差分を検出する位相差分検出器と，検出されたキャリア位相差分系列を用いて次の時点のキャリア位相差分を予測するキャリア位相差分予測器と，予測されたキャリア位相差から局部発振信号のキャリア位相を予測するキャリア位相予測器とから構成され，上記位相制御器は，位相差分の積分値が０になるように位相を制御することにより，或いは，位相雑音抑圧復調器が，時間領域における受信信号をフーリエ変換し，周波数領域における受信信号に変換するＦＦＴ器と，周波数領域における受信信号に対して，スキャッタードパイロットパイロット信号を用いてチャネル推定し，その推定値を補間することで位相雑音を含んだチャネルの周波数応答を推定する位相雑音予測チャネル推定器と，周波数領域における受信信号と，推定された周波数応答とを用いて同期検波を行う同期検波器とを有することにより，或いは，位相雑音抑圧復調器において，上記同期検波器で検出した判定値を用いて，データが挿入されているサブキャリアにおいても上記位相雑音予測チャネル推定器により判定指向形チャネル推定を行い，位相雑音を含んだチャネルの周波数応答の推定精度を向上することにより，或いは，位相雑音抑圧復調器が，上記同期検波器で検出した軟判定値から誤り訂正復号を行い，符号化されたビットの対数尤度比を出力するＭＡＰ復号器と，ＭＡＰ復号器で出力される対数尤度比を用いて，位相雑音を含んだチャネルのインパルス応答を推定する位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器と，その推定値と対数尤度比を用いて位相雑音により発生するＩＣＩを除去するＩＣＩレプリカ生成器と，受信信号からＩＣＩレプリカを除去した信号を最適合成すると共に，フーリエ変換を行う最適検出フィルタと，上記最適検出フィルタの出力信号を軟判定検出するＭＡＰ検出器とも有することにより一層効果的に達成される．
【発明の効果】
【００１２】
本発明は，以下に記載されるような効果を奏する．
請求項１記載の発明である局部発振位相雑音抑圧送受信機によれば，局部発振信号に対して位相を制御することで局部発振信号における位相雑音成分を抑圧し，さらに，ベースバンド信号処理により受信信号における位相雑音成分を予測して抑圧することで，位相雑音を抑圧する高信頼な変復調方式を実現でき，局部発振位相雑音が比較的大きな環境においても１Ｈｚあたりの情報量が多い多値変調及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭなどの伝送方式を用いることができる．
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下，本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する．
【００１４】
図１〜図５は発明を実施する形態の一例であって，図中の同一の名称を付した部分は同一物を表わしている．
まず，局部発振位相雑音抑圧送受信機に係る第１の発明を実施するための最良の形態について説明する．図１に局部発振位相雑音抑圧送受信機の機能構成を示す．送信ベースバンド信号処理回路４で生成されたベースバンド送信信号のＩ成分とＱ成分は，直交変調器５により直交変調されることで無線周波数（ＲＦ）に変換されて，変調された信号として出力される．変調された信号は，送信ＲＦ回路６によりフィルタリング，電力増幅等が行われ，アンテナ共用器７を通過してアンテナ８から送信される．直交変調器５で変調に用いられるキャリア信号として，局部発振信号位相雑音抑圧器２により局部発振器１の局部発振信号から位相雑音が抑圧された局部発振信号と，その信号を９０度位相器３により位相を９０度回転した信号とを用いる．局部発振信号位相雑音抑圧器２については以降で詳述する．なお，図１ではベースバンド信号からＲＦ信号に，或いは，ＲＦ信号からベースバンド信号に直接周波数変換を行う構成を示したが，ＩＦ信号に変換してから二段階により周波数変換を行う構成についても本発明は適用できる．また，ＩＦ信号に変換する処理を送信ベースバンド信号処理回路４で，ＩＦ信号から変換する処理を受信ベースバンド信号処理回路１１でディジタル信号処理により実現する構成についても本発明は適用できる．
【００１５】
局部発振位相雑音抑圧送受信機における受信処理は，アンテナ８で受信されたＲＦ受信信号はアンテナ共用器７により受信ＲＦ回路９に入力される．このようにアンテナ共用器７は，受信信号が送信回路側に漏れ込まないように，また，送信信号が受信回路側に漏れ込まないように設計される．なお，送信と受信を時間分割するＴＤＤ方式では，アンテナ共用器７はサキュレータにより実現され，周波数分割するＦＤＤ方式では，バンドパスフィルタにより実現される．受信ＲＦ回路９によりフィルタリング，電力増幅等が行われた受信ＲＦ信号は，直交復調器１０によりベースバンド受信信号に変換された後，位相雑音抑圧復調器１２を有する受信ベースバンド信号処理回路１１により信号判定され，受信ビット系列が決定する．なお，送信処理と同様に，直交復調器１０は，局部発振信号位相雑音抑圧器で生成された位相雑音が抑圧された局部発振信号と，その信号を９０度位相器３により位相を９０度回転した信号とを用いて，ＲＦからベースバンドに受信信号を変換する．また，位相雑音抑圧復調器１２は，ディジタル信号処理によりフェージングと位相雑音による受信信号の時間変動に追従し，位相雑音を抑圧して信号検出を行う．位相雑音抑圧復調器１２については以降で詳述する．なお，位相雑音抑圧復調器１２で行われないＡＧＣ，ＡＦＣ，タイミング再生，フレーム同期等の信号検出に必要な処理は受信ベースバンド信号処理回路１１において行われるとする．
【００１６】
すなわち，本発明の局部発振位相雑音抑圧送受信機は，局部発振信号位相雑音抑圧器２と，位相雑音抑圧復調器１２とにより，位相雑音を抑圧し，位相雑音に対して優れた耐性を持った送受信機を実現する．また，局部発振信号位相雑音抑圧器２と位相雑音抑圧復調器１２の両方を用いなくても，少なくともいずれか一方により位相雑音を抑圧できる．
【００１７】
以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，局部発振器の局部発振信号に発生する位相雑音を，局部発振信号位相雑音抑圧器２により抑圧し，位相雑音が抑圧された局部発振信号により送受信処理を行うことができ，さらに，最終的に信号を検出する受信ベースバンド信号処理において，位相雑音抑圧復調器１２により位相雑音を抑圧することで，位相雑音に対して優れた耐性を持った送受信機を実現することができる．
【００１８】
次に，局部発振位相雑音抑圧送受信機に係る第２と第３の発明を実施するための最良の形態について説明する．図２に局部発振位相雑音抑圧器の機能構成１を示す．局部発振信号入力端子１３から局部発振信号ｃ（ｔ）が入力される．ｃ（ｔ）には位相雑音φ（ｔ）があり
ｃ（ｔ）＝ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］ （１）
のように表される．ただし，ｆｃはキャリア周波数である．以下では説明を簡単にするためにｃ（ｔ）の振幅は上式に示すように１とする．上式は余弦波であるが，正弦波でも当然以下の説明は成立する．また，振幅がリミッターで制限された矩形波のような波形でも，以下の記述は位相に関する作用が本質なので，同様に成立する．
【００１９】
局部発振信号は位相差分検出器１４に入力される．この検出器の構成には種々のものが考えられるが，遅延検波型の実現が最も容易である．すなわち
ｕ（ｔ）＝２ＬＰＦ［ｃ（ｔ）ｃ（ｔ−Ｔｄ）］ （２）
のように，ｃ（ｔ）とこれを遅延時間Ｔｄだけ遅延させたｃ（ｔ−Ｔｄ）との乗積をとり低周波成分を低域フィルタＬＰＦで抽出する．このとき
ｕ（ｔ）＝ｃｏｓ［２πｆｃＴｄ＋φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔｄ）］ （３）
となる．Ｔｄを調整して，２πｆｃＴｄ＝π／２＋ｎπとなるように設定する．ｎが０のときの遅延検波はクオドレチャ検波と呼ばれている．ｎが一般に整数のとき
ｕ（ｔ）＝ｓｉｎ［φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔｄ）］ （４）
となる．Ｔｄが小さければ，位相差分φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔｄ）が小さいので，さらに，φ（ｔ）の微分係数φ′（ｔ）を用いて以下のように近似でき，位相差分信号が得られる．
ｕ（ｔ）＝φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔｄ）＝Ｔｄφ′（ｔ） （５）
これが位相差分検出器１４の出力となる．
【００２０】
位相差分検出器１４の出力ｕ（ｔ）は，次に位相予測器１５に入力される．積分の結果
ν（ｔ）＝Ｔｄ［φ（ｔ）−φ（０）］ （６）
となる．すなわち，積分出力は位相雑音成分に比例している．そこでｖ（ｔ）を１／Ｔｄ倍して，位相制御器１６によりｃ（ｔ）の位相を制御すれば，位相雑音を抑圧することができる．以上の説明では単に積分によりφ（ｔ）を導出したが，適当な時間間隔で位相差分信号をサンプリングして，その位相差分系列から，ディジタル信号処理による線形予測の方法を適用すれば，計算量を削減して予測をすることが可能である．位相制御器１６には一般に位相変調で用いられる直交変調器を用いれば良い．そのとき，
ｃｐ（ｔ）＝ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）−ｋν（ｔ）］ （７）
となる．ここで，ｋは予め設定された定数である．上式では，ｋ＝１／Ｔｄとすれば，位相雑音φ（ｔ）を完全に削除することができる．ｋの値に誤差があると位相雑音を完全には打ち消すことができないが，大幅に抑圧できる．φ（０）は不確定誤差となるが，一定であり，信号伝送において特に問題にはならない．
【００２１】
上述の方法では位相雑音を抑圧する精度がｋの設定の精度に依存していた．次に述べる図３の方法によれば，その抑圧精度を更に向上させることができる．図３に局部発振位相雑音抑圧器の機能構成２を示す．位相予測器１５の出力がθ（ｔ）であるとする．このとき位相制御器１６の出力は
ｃｐ（ｔ）＝ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）−θ（ｔ）］ （８）
となる．従って，位相差分検出器１４の出力は
ｕ（ｔ）＝φ（ｔ）−θ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔｄ）＋θ（ｔ−Ｔｄ）＝Ｔｄ［φ′（ｔ）−θ′（ｔ）］ （９）
となる．この位相差分を位相差分予測器１５Ａで積分すると
ν（ｔ）＝Ｔｄ［φ（ｔ）−θ（ｔ）］−Ｔｄ［φ（０）−θ（０）］ （１０）
となる．なお，ｖ（０）＝０である．ｖ（ｔ）は固定位相［φ（０）−θ（０）］を除けば，実際のキャリア位相φ（ｔ）と予測されたキャリア位相θ（ｔ）との差分に比例する．そこで，固定位相の直流成分を除いて変動分の誤差が０になるように位相制御器１６を制御すれば，徐々に誤差が０に収束する．この場合，Ｔｄの正確な値に応じて位相制御器１６を制御するわけではないので，機器の設計精度が緩和される．また，適当な時間間隔でサンプリングして，ディジタル信号処理を適用すれば，精度が高く，計算量の少ない制御が可能になる．
【００２２】
また，図２と図３に示した局部発振位相雑音抑圧器２では，位相制御器１６により局部発振信号の位相を制御しているが，図１のように局部発振器１の制御用入力電圧を制御することで局部発振信号の位相を制御しても良い．あるいは，送信ベースバンド信号処理回路４によって生成されたベースバンド送信信号の位相を，局部発振信号の位相雑音を抑圧するように制御しても良い．
【００２３】
以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，局部発振器の局部発振信号に発生する位相雑音を予測し，その予測した位相雑音を抑圧するように局部発振信号の位相を制御することで位相雑音を抑圧できる．
【００２４】
さらに，局部発振位相雑音抑圧送受信機に係る第４，第５，第６の発明を実施するための最良の形態について説明する．以降では，ＯＦＤＭについてのみ説明を行うが，本発明はＯＦＤＭをベースとしたＯＦＤＭＡやＭＣ−ＣＤＭＡ等のマルチキャリア伝送方式，ガードインターバル（サイクリックプレフィックス）を用いる周波数領域等化を前提にするシングルキャリア伝送方式，及び，それらをＭＩＭＯ化した伝送方式に対して適用することができる．ここでは，誤り訂正符号化されたデータ系列がＯＦＤＭにより送信されているとする．図４に位相雑音抑圧復調器の機能構成を示す．以下では，位相雑音抑圧復調器１２を復調器１２と呼ぶこととする．ベースバンド受信信号入力端子１８から入力された受信信号は，受信ベースバンド信号処理回路１１における復調器１２等で処理されて受信ビット出力端子２９から出力される．図４のように復調器は，受信信号入力端子１８に接続されたＧＩ除去器１９と，同期検波ユニット２３と，ターボＩＣＩキャンセルユニット３２と，ユニット切り換えスイッチ２４と，デインタリーバ２５と，最大事後確率（ＭＡＰ）復号器２６と，対数尤度比（ＬＬＲ）減算器３０と，インリーバ３１と，判定器２７と，受信ビット出力端子２９に接続されるＣＲＣ復号器２８とから構成される．
【００２５】
復調器１２は，ユニット切り換えスイッチ２４が同期検波ユニット２３に接続され，同期検波ユニット２３により初回の受信処理を行う．以降では，この処理を初回処理と呼ぶ．同期検波ユニット２３はＧＩ除去器１９と，ＦＦＴ器２０と，位相雑音予測チャネル推定器２１と，同期検波器２２とから構成される．まず，同期検波ユニット２３はＧＩ除去器１９により受信信号からＧＩに対応した部分を除去し，ＦＦＴ器２０により時間領域における受信信号から周波数領域，すなわち，各サブキャリアにおける受信信号に変換を行う．さらに，位相雑音予測チャネル推定器２１は送受信機で既知なパイロット信号が挿入されたサブキャリアにおいて，その受信信号から位相雑音を含んだチャネルの周波数応答を推定する．同期検波器２２は推定した周波数応答を用いて軟判定同期検波を行い，符号化されたビットのＬＬＲを計算し，出力する．
【００２６】
同期検波器２２から出力されたＬＬＲは，デインタリーバ２５によりデインタリーブされ，ＭＡＰ復号器２６により誤り訂正復号される．ＭＡＰ復号器２６は，デインタリーブされた符号化されたビットのＬＬＲから，情報ビットのＬＬＲと符号化されたビットのＬＬＲを計算し，情報ビットのＬＬＲを判定器２７に，符号化されたビットのＬＬＲをＬＬＲ減算器３０に出力する．さらに，判定器２７は情報ビットのＬＬＲの正負より受信ビット系列を決定し，その系列はＣＲＣ復号器２８により誤り検出に用いられる．判定誤りが検出されなかった際には，その受信ビット系列を受信ビット出力端子２９から出力する．判定誤りが検出された際には，ユニット切り換えスイッチ２４が切り換えられ，ターボＩＣＩキャンセルユニット３２により同一の受信信号に対して受信処理が行われる．この処理を繰り返し処理と呼ぶ．繰り返し処理の詳細について後述する．
【００２７】
位相雑音予測チャネル推定器２１では，図５に示す送受信機で既知なスキャッタードパイロット信号を用いて位相雑音を含んだチャネルの周波数応答を推定する．スキャッタードパイロット信号は，パケット全体に一定のサブキャリア間隔，シンボル間隔で離散的に挿入されている．第ｉシンボルの第ｍサブキャリアにおける受信信号Ｒｉｍは
Ｒｉｍ＝ＨｉｍＣｉｚｉｍ＋（ＩＣＩ成分）＋Ｎｉｍ （１１）
となる．ここで，Ｈｉｍは第ｉシンボルの第ｍサブキャリアにおけるチャネルの周波数応答，ｚｉｍは変調信号，Ｎｉｍは雑音である．また，ＣｉはＦＦＴ後の第ｉシンボルにおける位相雑音で，第ｉシンボルの第ｋサンプルにおける位相雑音φｉｋを用いて
となる．ただし，Ｎはサブキャリア数である．さらに，位相雑音φｉｋがＦＦＴ周期内において変動するためにＩＣＩが発生する．位相雑音予測チャネル推定器２１は，パイロット信号を用いてチャネル推定を行う．推定値をＧｉｍとすると，Ｇｉｍは
となり，チャネルの周波数応答にＦＦＴ後の位相雑音を含んだ形で推定が行われる．スキャッタードパイロット信号を用いて推定されたＧｉｍを，パイロットサブキャリア間で時間方向に補間することで，位相雑音やフェージングによって発生する周波数応答の時間変動にも追従でき，また，データサブキャリアにおける位相雑音を含んだ周波数応答を予測することができる．さらに，周波数方向に離散的に挿入されているパイロットサブキャリア間で補間を行うことで，マルチパスによる周波数選択性フェージングにおける周波数応答を推定できる．
【００２８】
推定精度を更に向上する方法として，Ｃｉの変動がほとんどない範囲のシンボル数において，最小２乗法により位相雑音を含んだチャネルのインパルス応答を推定し，その推定したインパルス応答をフーリエ変換して全サブキャリアにおける位相雑音を含んだ周波数応答を推定する方法がある．この手法は，最小２乗法に基づいた補間法の一種としても考えることができる．さらに，フェージング変動がほとんどない，すなわち，チャネルの周波数応答がほとんど時間変動しない場合には，位相雑音を予測することで推定精度を向上できる．具体的には，一次元ガウスプロセスによる雑音生成器の実数出力φ（ｔ）を位相雑音複
差分により雑音生成器の一次元ガウスプロセスの補正を行う．このようにすることで，ＦＦＴ後の位相雑音Ｃｉを予測することができ，チャネルの周波数応答がほとんど時間変動しない場合には，Ｇｉｍから抽出される周波数応答の推定値を単純平均化，或いは，指数重み付け平均化することで推定精度を向上できる．
【００２９】
しかしながら，これらの方法により位相雑音を含んでのチャネル推定は行えても，（１１）で示したようにＩＣＩ成分は残留しているため，伝送特性は完全には改善せず，位相雑音の影響を受ける．ＩＣＩを発生させる時間変動が速い位相雑音を抑圧するためには，時間サンプル単位における位相雑音の変動を補償する必要がある．そのような時間変動への追従は繰り返し処理において行われる．
【００３０】
また，図４の位相雑音抑圧復調器の機能構成に示すように，第ｌシンボルにおいて，位相雑音予測チャネル推定器２１で推定した周波数応答を用いて同期検波器２２により軟判定同期検波を行い，その出力である符号化されたビットのＬＬＲを位相雑音予測チャネル推定器２１に入力する．位相雑音予測チャネル推定器２１は，それを硬判定して生成したデータ信号の判定信号，あるいは，ＬＬＲから計算されたデータ信号の期待値を用いて，データ信号が挿入されているサブキャリアにおいても周波数応答を推定する．さらに，その周波数応答と，スキャッタードパイロット信号を用いて推定した周波数応答から，第（ｌ＋１）シンボルにおける周波数応答を予測し，その予測値により同期検波を行う．この処理をシンボル毎に逐次的に行うことで，数シンボル内で変動するゆっくりとした位相雑音やフェージングによる時間変動に対して追従できる．
【００３１】
ターボＩＣＩキャンセルユニット３２を用いる繰り返し処理について説明する．繰り返し処理では，ＬＬＲ減算器３０によりＭＡＰ復号器２６から出力された符号化されたビットのＬＬＲから，ＭＡＰ復号器２６に入力された符号化されたビットのＬＬＲを減算し，さらに，インタリーバ３１によりインタリーブされたＬＬＲがターボＩＣＩキャンセルユニット３２に入力される．ターボＩＣＩキャンセルユニット３２は，変調信号レプリカ生成器３３と，位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４と，ＩＣＩレプリカ生成器３５と，減算器３６と，最適検出フィルタ３７と，ＭＡＰ検出器３８とから構成される．
【００３２】
まず，変調信号レプリカ生成器３３はインタリーバ３１から入力されたＬＬＲからデータ信号における変調信号の期待値を計算し，ＩＣＩレプリカ生成器３５および位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４に出力する．次に，位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４はその変調信号の期待値を用いて，位相雑音を含んだチャネルのインパルス応答を推定する．推定されたインパルス応答はＩＣＩレプリカ生成器３５およびＭＡＰ検出器３８に出力される．さらに，ＩＣＩレプリカ生成器３５は，変調信号の期待値とインパルス応答を用いて，受信ＩＣＩレプリカを生成する．ただし，ＩＣＩレプリカ生成器３５では，検出したいサブキャリア以外の変調信号の期待値を用いて受信ＩＣＩレプリカを生成する．減算器３６により受信信号から受信ＩＣＩレプリカは減算され，検出したいサブキャリアの受信信号成分のみが求められ，その成分は最適検出フィルタ３７により周波数領域への変換と等化が同時に行われ，検出信号が生成される．最後に，ＭＡＰ検出器３８は，検出したいサブキャリアの検出信号から符号化されたビットのＬＬＲを計算する．ＩＣＩレプリカ生成器３５，減算器３６，最適検出フィルタ３７，ＭＡＰ検出器３８で行われるこれらの一連の処理は，サブキャリア毎に行われ，同一ＯＦＤＭシンボル内の全てのサブキャリアについて処理が終わると，次のＯＦＤＭシンボルにおいて処理が行われる．なお，これらの処理については非特許文献１に詳しく述べられている．
【非特許文献１】Ｓ．Ｓｕｙａｍａ他，「Ａ Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ ＯＦＤＭ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ Ｔｕｒｂｏ ＩＣＩ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｉｎ Ｆａｓｔ Ｆａｄｉｎｇ Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ」 ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．Ｅ８８−Ｂ，ｎｏ．１，ｐｐ．１１５−１２１，２００５年１月．
【００３３】
位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４は，変調信号の期待値とスキャッタードパイロット信号をＩＦＦＴして送信信号のレプリカを生成し，複数のタップで構成されるトランスバーサルフィルタに入力して，受信信号レプリカを生成する．第ｉシンボル，第ｋサンプルにおける受信信号ｒｉｋは
と表せる．ここで，ｈｄ，ｉｋは第ｉシンボル，第ｋサンプルにおける第ｄパスの複素振幅，ｓｉｋは送信信号で
化されたビットのＬＬＲから生成した変調信号の期待値とスキャッタードパイロット信号を挿入することで生成される．さらに，第ｉシンボル，第ｋサンプルにおける各タップに
となる．各タップにおける重み係数は，時間領域の受信信号と受信信号レプリカとの差の絶対値２乗値が最小なるように逐次的な最小２乗法により制御されて求められる．求められたタップ係数ｇｄ，ｉｋは理想的に推定を行えた場合には
ｇｄ，ｉｋ＝ｈｄ，ｉｋｅｘｐ（ｊφｉｋ） （１７）
となり，位相雑音を含んだチャネルのインパルス応答の推定値として考えることができる．時間領域の受信信号は各サンプルにおいて観測されるため，位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４ではこのような手法によりタップ係数を求めることで，ＦＦＴ区間内におけるより高速な時間変動に追従することが可能となる．位相雑音予測チャネル推定器２１で用いる様々な位相雑音を含んだ周波数応答の推定精度向上手法は，位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４においても同様に用いることができ，より高精度な推定を行うことができる．
【００３４】
以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，スキャッタードパイロット信号や軟判定値を利用することで，位相雑音予測チャネル推定器２１で位相雑音やフェージングによる時間変動に追従し，さらに，位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４で，復号器の出力であるＬＬＲを用いて，各サンプルでの時間変動に対して追従し，ＩＣＩレプリカ生成器３５と，減算器３６と，最適検出フィルタ３７と，ＭＡＰ検出器３８とによりその変動を抑圧することで，位相雑音に対して優れた耐性を持つＯＦＤＭ復調器を実現することができる．
【００３５】
なお，上述した各発明を実施するための最良の形態に限らず，本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである．
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明による局部発振位相雑音抑圧送受信機の機能構成を示すブロック図．
【図２】本発明による局部発振信号位相雑音抑圧器の機能構成１を示すブロック図．
【図３】本発明による局部発振信号位相雑音抑圧器の機能構成２を示すブロック図．
【図４】本発明による位相雑音抑圧復調器の機能構成を示すブロック図．
【図５】本発明によるスキャッタードパイロットの機能構成を示すブロック図．
【符号の説明】
【００３７】
１：局部発振器，２：局部発振信号位相雑音抑圧器，３：９０度位相器．４：送信ベースバンド信号処理回路，５：直交変調器，６：送信ＲＦ回路，７：アンテナ共用器，８：アンテナ，９：受信ＲＦ回路，１０：直交復調器，１１：受信ベースバンド信号処理回路，１２：位相雑音抑圧復調器，１３：局部発振信号入力端子，１４：位相差分検出器，１５：位相予測器，１５Ａ：位相差分予測器，１６：位相雑音制御器，１７：位相雑音が抑圧された局部発振信号出力端子，１８：ベースバンド受信信号入力端子，１９：ＧＩ除去器，２０：ＦＦＴ器，２１：位相雑音予測チャネル推定器，２２：同期検波器，２３：同期検波ユニット，２４：ユニット切り換えスイッチ，２５：デインタリーバ，２６：ＭＡＰ復号器，２７：判定器，２８：ＣＲＣ復号器，２９：受信ビット出力端子，３０：ＬＬＲ減算器，３１：インタリーバ，３２：ターボＩＣＩキャンセルユニット，３３：変調信号レプリカ生成器，３４：位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器，３５：ＩＣＩレプリカ生成器，３６：減算器，３７：最適検出フィルタ，３８：ＭＡＰ検出器
【技術分野】
【０００１】
本発明は，局部発振位相雑音を抑圧する送受信機に関するものである．
【背景技術】
【０００２】
一般に，無線機器では情報を担うベースバンド信号を高周波である無線周波数バンドに変換する必要がある．そのため，無変調の高周波キャリア信号が必要である．このキャリア信号は局部発振器を用いて生成しているので局部発振信号と呼ばれている．ベースバンド信号と局部発振信号とを用いて直交変調器により得られる変調された信号のキャリア成分は正弦波であり，その周波数はキャリア周波数と呼ばれており，局部発振信号の周波数に等しい．キャリア成分の周波数と位相は局部発振信号に直接関係している．
【０００３】
また，無線通信においては無線周波数帯域が逼迫しており，より高い周波数の周波数帯域を目指して伝送方式の研究開発が行われている．さらに，近年の微細加工技術の進展に伴って，ＣＭＯＳ−ＲＦ集積化による無線機器の小形化，低価格化が進んでいる．しかしながら，これらの高周波化やシリコンＣＭＯＳなどによる集積化によって，一般に局部発振器の位相雑音が増大し，変調された信号のキャリア位相変動が増大してしまうという問題がある．
【０００４】
従来，局部発振位相雑音を抑圧するために，局部発振器のデバイスの改良が行われてきた．例えば，（ｉ）発振器に用いる増幅器の利得が高いものを用いる，（ｉｉ）増幅器の雑音指数の小さいものを用いる，（ｉｉｉ）半導体材料を工夫する，（ｉｖ）集積プロセスの工夫をする，（ｖ）バイポーラ等の雑音の小さい素子構造を採用する，（ｖｉ）共振回路のＱが高いものを用いる，（ｖｉｉ）逓倍法を用いるなどが挙げられる．
【０００５】
ところで，無線通信においてマルチパスにより多数の遅延波が発生するフェージング環境においても，高信頼な高速信号伝送を実現する伝送方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）が注目されている．さらに，複数の送受信アンテナを利用して信号を空間分割多重する伝送方式であるＭＩＭＯ（マルチインプット・マルチアウトプット）とＯＦＤＭとを組み合わせＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式がある．これらのＯＦＤＭに基づいた伝送方式では，ＩＦＦＴによりマルチキャリア伝送が実現されており，受信機においてＦＦＴにより復調処理を行う．
【０００６】
しかしながら，これらの伝送方式を局部発振器による位相雑音が大きい環境で利用すると，位相雑音によりＦＦＴ周期内において受信信号の位相変動が増大してしまうため，サブキャリア間でキャリア間干渉（ＩＣＩ）が発生し，伝送特性が劣化する．このように，ＯＦＤＭではマルチキャリア化により位相雑音の影響が顕著になるため，局部発振位相雑音を抑圧する技術が必要不可欠である．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
無線周波数の高周波化に伴い移動通信や無線ＬＡＮにおいても４ＧＨｚ以上のキャリア周波数へ高周波化の検討が進められている．さらに，近距離な超高速無線回線を実現するため，６０ＧＨｚ帯のミリ波周波数の検討も進められている．しかしながら，これらの高周波化に伴って，一般に局部発振器の位相雑音が増大し，変調された信号のキャリア位相変動が増大する．例えば，ミリ波帯で用いられる局部発振器の位相雑音スペクトル電力は，そのキャリア周波数からのオフセット周波数を１００ｋＨｚとすると，６０ＧＨｚのミリ波帯においては局部発振信号電力に対して，−７０ないし−９０ｄＢｃ／Ｈｚ程度であり，そのスペクトルは１／ｆ２ないし１／ｆ特性を示している（ｆは周波数）．また，近年のＣＭＯＳ−ＲＦ集積化に伴ってその位相雑音は更に増加する傾向にある．
【０００８】
このように位相雑音が増大すると，一般に受信側で信号判定に用いられる受信信号において位相変動が増大し，伝送特性が大幅に劣化する．特に，多値ＱＡＭ等の高能率変調方式を実現する上で非常に問題となる．また，ＯＦＤＭではマルチキャリア化によりシンボル長が相対的に長くなるため，位相雑音の影響が顕著になり，ＩＣＩが発生して伝送特性が著しく劣化する．さらに，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭではその影響が非常に深刻な問題となる．
【０００９】
本発明は，このような課題に鑑みてなされたものであり，局部発振信号に対して位相を制御することで局部発振信号における位相雑音成分を抑圧し，さらに，ベースバンド信号処理により受信信号における位相雑音成分を予測して抑圧することで，局部発振位相雑音が大きい環境においても高信頼な変復調方式を実現する局部発振位相雑音抑圧送受信機を提供することを目的とする．
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の位相雑音抑圧送受信機は，送受信に用いる局部発振信号に対して位相を制御することで位相雑音抑圧を行う局部発振信号位相雑音抑圧器と，局部発振信号を用いてベースバンド信号に周波数変換したＯＦＤＭ信号の受信信号に対して，位相雑音の時間変動によって発生するＩＣＩを抑圧して信号検出を行う位相雑音抑圧復調器との少なくともいずれか一方を有することにより上述目的は達成される．
【００１１】
また，本発明の上述目的は，局部発振信号位相雑音抑圧器が，局部発振信号の一定時間間隔におけるキャリア位相差分を検出する位相差分検出器と，検出されたキャリア位相差分系列を用いて局部発振信号のキャリア位相を予測する位相予測器と，予測されたキャリア位相により局部発振信号の予測されたキャリア位相を打ち消す制御を行う位相制御器とから構成されることにより，或いは，局部発振信号位相雑音抑圧器が，局部発振信号のキャリア位相を制御する位相制御器と，位相制御器出力の一定時間間隔におけるキャリア位相差分を検出する位相差分検出器と，検出されたキャリア位相差分系列を用いて次の時点のキャリア位相差分を予測するキャリア位相差分予測器と，予測されたキャリア位相差から局部発振信号のキャリア位相を予測するキャリア位相予測器とから構成され，上記位相制御器は，位相差分の積分値が０になるように位相を制御することにより，或いは，位相雑音抑圧復調器が，時間領域における受信信号をフーリエ変換し，周波数領域における受信信号に変換するＦＦＴ器と，周波数領域における受信信号に対して，スキャッタードパイロットパイロット信号を用いてチャネル推定し，その推定値を補間することで位相雑音を含んだチャネルの周波数応答を推定する位相雑音予測チャネル推定器と，周波数領域における受信信号と，推定された周波数応答とを用いて同期検波を行う同期検波器とを有することにより，或いは，位相雑音抑圧復調器において，上記同期検波器で検出した判定値を用いて，データが挿入されているサブキャリアにおいても上記位相雑音予測チャネル推定器により判定指向形チャネル推定を行い，位相雑音を含んだチャネルの周波数応答の推定精度を向上することにより，或いは，位相雑音抑圧復調器が，上記同期検波器で検出した軟判定値から誤り訂正復号を行い，符号化されたビットの対数尤度比を出力するＭＡＰ復号器と，ＭＡＰ復号器で出力される対数尤度比を用いて，位相雑音を含んだチャネルのインパルス応答を推定する位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器と，その推定値と対数尤度比を用いて位相雑音により発生するＩＣＩを除去するＩＣＩレプリカ生成器と，受信信号からＩＣＩレプリカを除去した信号を最適合成すると共に，フーリエ変換を行う最適検出フィルタと，上記最適検出フィルタの出力信号を軟判定検出するＭＡＰ検出器とも有することにより一層効果的に達成される．
【発明の効果】
【００１２】
本発明は，以下に記載されるような効果を奏する．
請求項１記載の発明である局部発振位相雑音抑圧送受信機によれば，局部発振信号に対して位相を制御することで局部発振信号における位相雑音成分を抑圧し，さらに，ベースバンド信号処理により受信信号における位相雑音成分を予測して抑圧することで，位相雑音を抑圧する高信頼な変復調方式を実現でき，局部発振位相雑音が比較的大きな環境においても１Ｈｚあたりの情報量が多い多値変調及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭなどの伝送方式を用いることができる．
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下，本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する．
【００１４】
図１〜図５は発明を実施する形態の一例であって，図中の同一の名称を付した部分は同一物を表わしている．
まず，局部発振位相雑音抑圧送受信機に係る第１の発明を実施するための最良の形態について説明する．図１に局部発振位相雑音抑圧送受信機の機能構成を示す．送信ベースバンド信号処理回路４で生成されたベースバンド送信信号のＩ成分とＱ成分は，直交変調器５により直交変調されることで無線周波数（ＲＦ）に変換されて，変調された信号として出力される．変調された信号は，送信ＲＦ回路６によりフィルタリング，電力増幅等が行われ，アンテナ共用器７を通過してアンテナ８から送信される．直交変調器５で変調に用いられるキャリア信号として，局部発振信号位相雑音抑圧器２により局部発振器１の局部発振信号から位相雑音が抑圧された局部発振信号と，その信号を９０度位相器３により位相を９０度回転した信号とを用いる．局部発振信号位相雑音抑圧器２については以降で詳述する．なお，図１ではベースバンド信号からＲＦ信号に，或いは，ＲＦ信号からベースバンド信号に直接周波数変換を行う構成を示したが，ＩＦ信号に変換してから二段階により周波数変換を行う構成についても本発明は適用できる．また，ＩＦ信号に変換する処理を送信ベースバンド信号処理回路４で，ＩＦ信号から変換する処理を受信ベースバンド信号処理回路１１でディジタル信号処理により実現する構成についても本発明は適用できる．
【００１５】
局部発振位相雑音抑圧送受信機における受信処理は，アンテナ８で受信されたＲＦ受信信号はアンテナ共用器７により受信ＲＦ回路９に入力される．このようにアンテナ共用器７は，受信信号が送信回路側に漏れ込まないように，また，送信信号が受信回路側に漏れ込まないように設計される．なお，送信と受信を時間分割するＴＤＤ方式では，アンテナ共用器７はサキュレータにより実現され，周波数分割するＦＤＤ方式では，バンドパスフィルタにより実現される．受信ＲＦ回路９によりフィルタリング，電力増幅等が行われた受信ＲＦ信号は，直交復調器１０によりベースバンド受信信号に変換された後，位相雑音抑圧復調器１２を有する受信ベースバンド信号処理回路１１により信号判定され，受信ビット系列が決定する．なお，送信処理と同様に，直交復調器１０は，局部発振信号位相雑音抑圧器で生成された位相雑音が抑圧された局部発振信号と，その信号を９０度位相器３により位相を９０度回転した信号とを用いて，ＲＦからベースバンドに受信信号を変換する．また，位相雑音抑圧復調器１２は，ディジタル信号処理によりフェージングと位相雑音による受信信号の時間変動に追従し，位相雑音を抑圧して信号検出を行う．位相雑音抑圧復調器１２については以降で詳述する．なお，位相雑音抑圧復調器１２で行われないＡＧＣ，ＡＦＣ，タイミング再生，フレーム同期等の信号検出に必要な処理は受信ベースバンド信号処理回路１１において行われるとする．
【００１６】
すなわち，本発明の局部発振位相雑音抑圧送受信機は，局部発振信号位相雑音抑圧器２と，位相雑音抑圧復調器１２とにより，位相雑音を抑圧し，位相雑音に対して優れた耐性を持った送受信機を実現する．また，局部発振信号位相雑音抑圧器２と位相雑音抑圧復調器１２の両方を用いなくても，少なくともいずれか一方により位相雑音を抑圧できる．
【００１７】
以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，局部発振器の局部発振信号に発生する位相雑音を，局部発振信号位相雑音抑圧器２により抑圧し，位相雑音が抑圧された局部発振信号により送受信処理を行うことができ，さらに，最終的に信号を検出する受信ベースバンド信号処理において，位相雑音抑圧復調器１２により位相雑音を抑圧することで，位相雑音に対して優れた耐性を持った送受信機を実現することができる．
【００１８】
次に，局部発振位相雑音抑圧送受信機に係る第２と第３の発明を実施するための最良の形態について説明する．図２に局部発振位相雑音抑圧器の機能構成１を示す．局部発振信号入力端子１３から局部発振信号ｃ（ｔ）が入力される．ｃ（ｔ）には位相雑音φ（ｔ）があり
ｃ（ｔ）＝ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）］ （１）
のように表される．ただし，ｆｃはキャリア周波数である．以下では説明を簡単にするためにｃ（ｔ）の振幅は上式に示すように１とする．上式は余弦波であるが，正弦波でも当然以下の説明は成立する．また，振幅がリミッターで制限された矩形波のような波形でも，以下の記述は位相に関する作用が本質なので，同様に成立する．
【００１９】
局部発振信号は位相差分検出器１４に入力される．この検出器の構成には種々のものが考えられるが，遅延検波型の実現が最も容易である．すなわち
ｕ（ｔ）＝２ＬＰＦ［ｃ（ｔ）ｃ（ｔ−Ｔｄ）］ （２）
のように，ｃ（ｔ）とこれを遅延時間Ｔｄだけ遅延させたｃ（ｔ−Ｔｄ）との乗積をとり低周波成分を低域フィルタＬＰＦで抽出する．このとき
ｕ（ｔ）＝ｃｏｓ［２πｆｃＴｄ＋φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔｄ）］ （３）
となる．Ｔｄを調整して，２πｆｃＴｄ＝π／２＋ｎπとなるように設定する．ｎが０のときの遅延検波はクオドレチャ検波と呼ばれている．ｎが一般に整数のとき
ｕ（ｔ）＝ｓｉｎ［φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔｄ）］ （４）
となる．Ｔｄが小さければ，位相差分φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔｄ）が小さいので，さらに，φ（ｔ）の微分係数φ′（ｔ）を用いて以下のように近似でき，位相差分信号が得られる．
ｕ（ｔ）＝φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔｄ）＝Ｔｄφ′（ｔ） （５）
これが位相差分検出器１４の出力となる．
【００２０】
位相差分検出器１４の出力ｕ（ｔ）は，次に位相予測器１５に入力される．積分の結果
ν（ｔ）＝Ｔｄ［φ（ｔ）−φ（０）］ （６）
となる．すなわち，積分出力は位相雑音成分に比例している．そこでｖ（ｔ）を１／Ｔｄ倍して，位相制御器１６によりｃ（ｔ）の位相を制御すれば，位相雑音を抑圧することができる．以上の説明では単に積分によりφ（ｔ）を導出したが，適当な時間間隔で位相差分信号をサンプリングして，その位相差分系列から，ディジタル信号処理による線形予測の方法を適用すれば，計算量を削減して予測をすることが可能である．位相制御器１６には一般に位相変調で用いられる直交変調器を用いれば良い．そのとき，
ｃｐ（ｔ）＝ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）−ｋν（ｔ）］ （７）
となる．ここで，ｋは予め設定された定数である．上式では，ｋ＝１／Ｔｄとすれば，位相雑音φ（ｔ）を完全に削除することができる．ｋの値に誤差があると位相雑音を完全には打ち消すことができないが，大幅に抑圧できる．φ（０）は不確定誤差となるが，一定であり，信号伝送において特に問題にはならない．
【００２１】
上述の方法では位相雑音を抑圧する精度がｋの設定の精度に依存していた．次に述べる図３の方法によれば，その抑圧精度を更に向上させることができる．図３に局部発振位相雑音抑圧器の機能構成２を示す．位相予測器１５の出力がθ（ｔ）であるとする．このとき位相制御器１６の出力は
ｃｐ（ｔ）＝ｃｏｓ［２πｆｃｔ＋φ（ｔ）−θ（ｔ）］ （８）
となる．従って，位相差分検出器１４の出力は
ｕ（ｔ）＝φ（ｔ）−θ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔｄ）＋θ（ｔ−Ｔｄ）＝Ｔｄ［φ′（ｔ）−θ′（ｔ）］ （９）
となる．この位相差分を位相差分予測器１５Ａで積分すると
ν（ｔ）＝Ｔｄ［φ（ｔ）−θ（ｔ）］−Ｔｄ［φ（０）−θ（０）］ （１０）
となる．なお，ｖ（０）＝０である．ｖ（ｔ）は固定位相［φ（０）−θ（０）］を除けば，実際のキャリア位相φ（ｔ）と予測されたキャリア位相θ（ｔ）との差分に比例する．そこで，固定位相の直流成分を除いて変動分の誤差が０になるように位相制御器１６を制御すれば，徐々に誤差が０に収束する．この場合，Ｔｄの正確な値に応じて位相制御器１６を制御するわけではないので，機器の設計精度が緩和される．また，適当な時間間隔でサンプリングして，ディジタル信号処理を適用すれば，精度が高く，計算量の少ない制御が可能になる．
【００２２】
また，図２と図３に示した局部発振位相雑音抑圧器２では，位相制御器１６により局部発振信号の位相を制御しているが，図１のように局部発振器１の制御用入力電圧を制御することで局部発振信号の位相を制御しても良い．あるいは，送信ベースバンド信号処理回路４によって生成されたベースバンド送信信号の位相を，局部発振信号の位相雑音を抑圧するように制御しても良い．
【００２３】
以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，局部発振器の局部発振信号に発生する位相雑音を予測し，その予測した位相雑音を抑圧するように局部発振信号の位相を制御することで位相雑音を抑圧できる．
【００２４】
さらに，局部発振位相雑音抑圧送受信機に係る第４，第５，第６の発明を実施するための最良の形態について説明する．以降では，ＯＦＤＭについてのみ説明を行うが，本発明はＯＦＤＭをベースとしたＯＦＤＭＡやＭＣ−ＣＤＭＡ等のマルチキャリア伝送方式，ガードインターバル（サイクリックプレフィックス）を用いる周波数領域等化を前提にするシングルキャリア伝送方式，及び，それらをＭＩＭＯ化した伝送方式に対して適用することができる．ここでは，誤り訂正符号化されたデータ系列がＯＦＤＭにより送信されているとする．図４に位相雑音抑圧復調器の機能構成を示す．以下では，位相雑音抑圧復調器１２を復調器１２と呼ぶこととする．ベースバンド受信信号入力端子１８から入力された受信信号は，受信ベースバンド信号処理回路１１における復調器１２等で処理されて受信ビット出力端子２９から出力される．図４のように復調器は，受信信号入力端子１８に接続されたＧＩ除去器１９と，同期検波ユニット２３と，ターボＩＣＩキャンセルユニット３２と，ユニット切り換えスイッチ２４と，デインタリーバ２５と，最大事後確率（ＭＡＰ）復号器２６と，対数尤度比（ＬＬＲ）減算器３０と，インリーバ３１と，判定器２７と，受信ビット出力端子２９に接続されるＣＲＣ復号器２８とから構成される．
【００２５】
復調器１２は，ユニット切り換えスイッチ２４が同期検波ユニット２３に接続され，同期検波ユニット２３により初回の受信処理を行う．以降では，この処理を初回処理と呼ぶ．同期検波ユニット２３はＧＩ除去器１９と，ＦＦＴ器２０と，位相雑音予測チャネル推定器２１と，同期検波器２２とから構成される．まず，同期検波ユニット２３はＧＩ除去器１９により受信信号からＧＩに対応した部分を除去し，ＦＦＴ器２０により時間領域における受信信号から周波数領域，すなわち，各サブキャリアにおける受信信号に変換を行う．さらに，位相雑音予測チャネル推定器２１は送受信機で既知なパイロット信号が挿入されたサブキャリアにおいて，その受信信号から位相雑音を含んだチャネルの周波数応答を推定する．同期検波器２２は推定した周波数応答を用いて軟判定同期検波を行い，符号化されたビットのＬＬＲを計算し，出力する．
【００２６】
同期検波器２２から出力されたＬＬＲは，デインタリーバ２５によりデインタリーブされ，ＭＡＰ復号器２６により誤り訂正復号される．ＭＡＰ復号器２６は，デインタリーブされた符号化されたビットのＬＬＲから，情報ビットのＬＬＲと符号化されたビットのＬＬＲを計算し，情報ビットのＬＬＲを判定器２７に，符号化されたビットのＬＬＲをＬＬＲ減算器３０に出力する．さらに，判定器２７は情報ビットのＬＬＲの正負より受信ビット系列を決定し，その系列はＣＲＣ復号器２８により誤り検出に用いられる．判定誤りが検出されなかった際には，その受信ビット系列を受信ビット出力端子２９から出力する．判定誤りが検出された際には，ユニット切り換えスイッチ２４が切り換えられ，ターボＩＣＩキャンセルユニット３２により同一の受信信号に対して受信処理が行われる．この処理を繰り返し処理と呼ぶ．繰り返し処理の詳細について後述する．
【００２７】
位相雑音予測チャネル推定器２１では，図５に示す送受信機で既知なスキャッタードパイロット信号を用いて位相雑音を含んだチャネルの周波数応答を推定する．スキャッタードパイロット信号は，パケット全体に一定のサブキャリア間隔，シンボル間隔で離散的に挿入されている．第ｉシンボルの第ｍサブキャリアにおける受信信号Ｒｉｍは
Ｒｉｍ＝ＨｉｍＣｉｚｉｍ＋（ＩＣＩ成分）＋Ｎｉｍ （１１）
となる．ここで，Ｈｉｍは第ｉシンボルの第ｍサブキャリアにおけるチャネルの周波数応答，ｚｉｍは変調信号，Ｎｉｍは雑音である．また，ＣｉはＦＦＴ後の第ｉシンボルにおける位相雑音で，第ｉシンボルの第ｋサンプルにおける位相雑音φｉｋを用いて
となる．ただし，Ｎはサブキャリア数である．さらに，位相雑音φｉｋがＦＦＴ周期内において変動するためにＩＣＩが発生する．位相雑音予測チャネル推定器２１は，パイロット信号を用いてチャネル推定を行う．推定値をＧｉｍとすると，Ｇｉｍは
となり，チャネルの周波数応答にＦＦＴ後の位相雑音を含んだ形で推定が行われる．スキャッタードパイロット信号を用いて推定されたＧｉｍを，パイロットサブキャリア間で時間方向に補間することで，位相雑音やフェージングによって発生する周波数応答の時間変動にも追従でき，また，データサブキャリアにおける位相雑音を含んだ周波数応答を予測することができる．さらに，周波数方向に離散的に挿入されているパイロットサブキャリア間で補間を行うことで，マルチパスによる周波数選択性フェージングにおける周波数応答を推定できる．
【００２８】
推定精度を更に向上する方法として，Ｃｉの変動がほとんどない範囲のシンボル数において，最小２乗法により位相雑音を含んだチャネルのインパルス応答を推定し，その推定したインパルス応答をフーリエ変換して全サブキャリアにおける位相雑音を含んだ周波数応答を推定する方法がある．この手法は，最小２乗法に基づいた補間法の一種としても考えることができる．さらに，フェージング変動がほとんどない，すなわち，チャネルの周波数応答がほとんど時間変動しない場合には，位相雑音を予測することで推定精度を向上できる．具体的には，一次元ガウスプロセスによる雑音生成器の実数出力φ（ｔ）を位相雑音複
差分により雑音生成器の一次元ガウスプロセスの補正を行う．このようにすることで，ＦＦＴ後の位相雑音Ｃｉを予測することができ，チャネルの周波数応答がほとんど時間変動しない場合には，Ｇｉｍから抽出される周波数応答の推定値を単純平均化，或いは，指数重み付け平均化することで推定精度を向上できる．
【００２９】
しかしながら，これらの方法により位相雑音を含んでのチャネル推定は行えても，（１１）で示したようにＩＣＩ成分は残留しているため，伝送特性は完全には改善せず，位相雑音の影響を受ける．ＩＣＩを発生させる時間変動が速い位相雑音を抑圧するためには，時間サンプル単位における位相雑音の変動を補償する必要がある．そのような時間変動への追従は繰り返し処理において行われる．
【００３０】
また，図４の位相雑音抑圧復調器の機能構成に示すように，第ｌシンボルにおいて，位相雑音予測チャネル推定器２１で推定した周波数応答を用いて同期検波器２２により軟判定同期検波を行い，その出力である符号化されたビットのＬＬＲを位相雑音予測チャネル推定器２１に入力する．位相雑音予測チャネル推定器２１は，それを硬判定して生成したデータ信号の判定信号，あるいは，ＬＬＲから計算されたデータ信号の期待値を用いて，データ信号が挿入されているサブキャリアにおいても周波数応答を推定する．さらに，その周波数応答と，スキャッタードパイロット信号を用いて推定した周波数応答から，第（ｌ＋１）シンボルにおける周波数応答を予測し，その予測値により同期検波を行う．この処理をシンボル毎に逐次的に行うことで，数シンボル内で変動するゆっくりとした位相雑音やフェージングによる時間変動に対して追従できる．
【００３１】
ターボＩＣＩキャンセルユニット３２を用いる繰り返し処理について説明する．繰り返し処理では，ＬＬＲ減算器３０によりＭＡＰ復号器２６から出力された符号化されたビットのＬＬＲから，ＭＡＰ復号器２６に入力された符号化されたビットのＬＬＲを減算し，さらに，インタリーバ３１によりインタリーブされたＬＬＲがターボＩＣＩキャンセルユニット３２に入力される．ターボＩＣＩキャンセルユニット３２は，変調信号レプリカ生成器３３と，位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４と，ＩＣＩレプリカ生成器３５と，減算器３６と，最適検出フィルタ３７と，ＭＡＰ検出器３８とから構成される．
【００３２】
まず，変調信号レプリカ生成器３３はインタリーバ３１から入力されたＬＬＲからデータ信号における変調信号の期待値を計算し，ＩＣＩレプリカ生成器３５および位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４に出力する．次に，位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４はその変調信号の期待値を用いて，位相雑音を含んだチャネルのインパルス応答を推定する．推定されたインパルス応答はＩＣＩレプリカ生成器３５およびＭＡＰ検出器３８に出力される．さらに，ＩＣＩレプリカ生成器３５は，変調信号の期待値とインパルス応答を用いて，受信ＩＣＩレプリカを生成する．ただし，ＩＣＩレプリカ生成器３５では，検出したいサブキャリア以外の変調信号の期待値を用いて受信ＩＣＩレプリカを生成する．減算器３６により受信信号から受信ＩＣＩレプリカは減算され，検出したいサブキャリアの受信信号成分のみが求められ，その成分は最適検出フィルタ３７により周波数領域への変換と等化が同時に行われ，検出信号が生成される．最後に，ＭＡＰ検出器３８は，検出したいサブキャリアの検出信号から符号化されたビットのＬＬＲを計算する．ＩＣＩレプリカ生成器３５，減算器３６，最適検出フィルタ３７，ＭＡＰ検出器３８で行われるこれらの一連の処理は，サブキャリア毎に行われ，同一ＯＦＤＭシンボル内の全てのサブキャリアについて処理が終わると，次のＯＦＤＭシンボルにおいて処理が行われる．なお，これらの処理については非特許文献１に詳しく述べられている．
【非特許文献１】Ｓ．Ｓｕｙａｍａ他，「Ａ Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ ＯＦＤＭ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ Ｔｕｒｂｏ ＩＣＩ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｉｎ Ｆａｓｔ Ｆａｄｉｎｇ Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ」 ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．Ｅ８８−Ｂ，ｎｏ．１，ｐｐ．１１５−１２１，２００５年１月．
【００３３】
位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４は，変調信号の期待値とスキャッタードパイロット信号をＩＦＦＴして送信信号のレプリカを生成し，複数のタップで構成されるトランスバーサルフィルタに入力して，受信信号レプリカを生成する．第ｉシンボル，第ｋサンプルにおける受信信号ｒｉｋは
と表せる．ここで，ｈｄ，ｉｋは第ｉシンボル，第ｋサンプルにおける第ｄパスの複素振幅，ｓｉｋは送信信号で
化されたビットのＬＬＲから生成した変調信号の期待値とスキャッタードパイロット信号を挿入することで生成される．さらに，第ｉシンボル，第ｋサンプルにおける各タップに
となる．各タップにおける重み係数は，時間領域の受信信号と受信信号レプリカとの差の絶対値２乗値が最小なるように逐次的な最小２乗法により制御されて求められる．求められたタップ係数ｇｄ，ｉｋは理想的に推定を行えた場合には
ｇｄ，ｉｋ＝ｈｄ，ｉｋｅｘｐ（ｊφｉｋ） （１７）
となり，位相雑音を含んだチャネルのインパルス応答の推定値として考えることができる．時間領域の受信信号は各サンプルにおいて観測されるため，位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４ではこのような手法によりタップ係数を求めることで，ＦＦＴ区間内におけるより高速な時間変動に追従することが可能となる．位相雑音予測チャネル推定器２１で用いる様々な位相雑音を含んだ周波数応答の推定精度向上手法は，位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４においても同様に用いることができ，より高精度な推定を行うことができる．
【００３４】
以上のことから，本発明を実施するための最良の形態によれば，スキャッタードパイロット信号や軟判定値を利用することで，位相雑音予測チャネル推定器２１で位相雑音やフェージングによる時間変動に追従し，さらに，位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器３４で，復号器の出力であるＬＬＲを用いて，各サンプルでの時間変動に対して追従し，ＩＣＩレプリカ生成器３５と，減算器３６と，最適検出フィルタ３７と，ＭＡＰ検出器３８とによりその変動を抑圧することで，位相雑音に対して優れた耐性を持つＯＦＤＭ復調器を実現することができる．
【００３５】
なお，上述した各発明を実施するための最良の形態に限らず，本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである．
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明による局部発振位相雑音抑圧送受信機の機能構成を示すブロック図．
【図２】本発明による局部発振信号位相雑音抑圧器の機能構成１を示すブロック図．
【図３】本発明による局部発振信号位相雑音抑圧器の機能構成２を示すブロック図．
【図４】本発明による位相雑音抑圧復調器の機能構成を示すブロック図．
【図５】本発明によるスキャッタードパイロットの機能構成を示すブロック図．
【符号の説明】
【００３７】
１：局部発振器，２：局部発振信号位相雑音抑圧器，３：９０度位相器．４：送信ベースバンド信号処理回路，５：直交変調器，６：送信ＲＦ回路，７：アンテナ共用器，８：アンテナ，９：受信ＲＦ回路，１０：直交復調器，１１：受信ベースバンド信号処理回路，１２：位相雑音抑圧復調器，１３：局部発振信号入力端子，１４：位相差分検出器，１５：位相予測器，１５Ａ：位相差分予測器，１６：位相雑音制御器，１７：位相雑音が抑圧された局部発振信号出力端子，１８：ベースバンド受信信号入力端子，１９：ＧＩ除去器，２０：ＦＦＴ器，２１：位相雑音予測チャネル推定器，２２：同期検波器，２３：同期検波ユニット，２４：ユニット切り換えスイッチ，２５：デインタリーバ，２６：ＭＡＰ復号器，２７：判定器，２８：ＣＲＣ復号器，２９：受信ビット出力端子，３０：ＬＬＲ減算器，３１：インタリーバ，３２：ターボＩＣＩキャンセルユニット，３３：変調信号レプリカ生成器，３４：位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器，３５：ＩＣＩレプリカ生成器，３６：減算器，３７：最適検出フィルタ，３８：ＭＡＰ検出器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送受信に用いる局部発振信号に対して位相を制御することで位相雑音抑圧を行う局部発振信号位相雑音抑圧器と，局部発振信号を用いてベースバンド信号に周波数変換したＯＦＤＭ信号の受信信号に対して，位相雑音の時間変動によって発生するキャリア間干渉（ＩＣＩ）を抑圧して信号検出を行う位相雑音抑圧復調器との少なくともいずれか一方を有することを特徴とする局部発振位相雑音抑圧送受信機．
【請求項２】
請求項１記載の局部発振信号位相雑音抑圧器が，局部発振信号の一定時間間隔におけるキャリア位相差分を検出する位相差分検出器と，検出されたキャリア位相差分系列を用いて局部発振信号のキャリア位相を予測する位相予測器と，予測されたキャリア位相により局部発振信号の予測されたキャリア位相を打ち消す制御を行う位相制御器とから構成されることを特徴とする局部発振位相雑音抑圧送受信機．
【請求項３】
請求項１記載の局部発振信号位相雑音抑圧器が，局部発振信号のキャリア位相を制御する位相制御器と，位相制御器出力の一定時間間隔におけるキャリア位相差分を検出する位相差分検出器と，検出されたキャリア位相差分系列を用いて次の時点のキャリア位相差分を予測するキャリア位相差分予測器と，予測されたキャリア位相差から局部発振信号のキャリア位相を予測するキャリア位相予測器とから構成され，上記位相制御器は，位相差分の積分値が０になるように位相を制御することを特徴とする局部発振位相雑音抑圧送受信機．
【請求項４】
請求項１記載の位相雑音抑圧復調器が，時間領域における受信信号をフーリエ変換し，周波数領域における受信信号に変換するＦＦＴ器と，周波数領域における受信信号に対して，スキャッタードパイロットパイロット信号を用いてチャネル推定し，その推定値を補間することで位相雑音を含んだチャネルの周波数応答を推定する位相雑音予測チャネル推定器と，周波数領域における受信信号と，推定された周波数応答とを用いて同期検波を行う同期検波器とを有することを特徴とする請求項１記載の局部発振位相雑音抑圧送受信機．
【請求項５】
請求項４記載の位相雑音抑圧復調器において，上記同期検波器で検出した判定値を用いて，データが挿入されているサブキャリアにおいても上記位相雑音予測チャネル推定器により判定指向形チャネル推定を行い，位相雑音を含んだチャネルの周波数応答の推定精度を向上することを特徴とする請求項１記載の局部発振位相雑音抑圧送受信機．
【請求項６】
請求項４記載の位相雑音抑圧復調器が，上記同期検波器で検出した軟判定値から誤り訂正復号を行い，符号化されたビットの対数尤度比を出力する最大事後確率（ＭＡＰ）復号器と，ＭＡＰ復号器で出力される対数尤度比を用いて，位相雑音を含んだチャネルのインパルス応答を推定する位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器と，その推定値と対数尤度比を用いて位相雑音により発生するＩＣＩを除去するＩＣＩレプリカ生成器と，受信信号からＩＣＩレプリカを除去した信号を最適合成すると共に，フーリエ変換を行う最適検出フィルタと，上記最適検出フィルタの出力信号を軟判定検出するＭＡＰ検出器とも有することを特徴とする請求項１記載の局部発振位相雑音抑圧受信機．
【請求項１】
送受信に用いる局部発振信号に対して位相を制御することで位相雑音抑圧を行う局部発振信号位相雑音抑圧器と，局部発振信号を用いてベースバンド信号に周波数変換したＯＦＤＭ信号の受信信号に対して，位相雑音の時間変動によって発生するキャリア間干渉（ＩＣＩ）を抑圧して信号検出を行う位相雑音抑圧復調器との少なくともいずれか一方を有することを特徴とする局部発振位相雑音抑圧送受信機．
【請求項２】
請求項１記載の局部発振信号位相雑音抑圧器が，局部発振信号の一定時間間隔におけるキャリア位相差分を検出する位相差分検出器と，検出されたキャリア位相差分系列を用いて局部発振信号のキャリア位相を予測する位相予測器と，予測されたキャリア位相により局部発振信号の予測されたキャリア位相を打ち消す制御を行う位相制御器とから構成されることを特徴とする局部発振位相雑音抑圧送受信機．
【請求項３】
請求項１記載の局部発振信号位相雑音抑圧器が，局部発振信号のキャリア位相を制御する位相制御器と，位相制御器出力の一定時間間隔におけるキャリア位相差分を検出する位相差分検出器と，検出されたキャリア位相差分系列を用いて次の時点のキャリア位相差分を予測するキャリア位相差分予測器と，予測されたキャリア位相差から局部発振信号のキャリア位相を予測するキャリア位相予測器とから構成され，上記位相制御器は，位相差分の積分値が０になるように位相を制御することを特徴とする局部発振位相雑音抑圧送受信機．
【請求項４】
請求項１記載の位相雑音抑圧復調器が，時間領域における受信信号をフーリエ変換し，周波数領域における受信信号に変換するＦＦＴ器と，周波数領域における受信信号に対して，スキャッタードパイロットパイロット信号を用いてチャネル推定し，その推定値を補間することで位相雑音を含んだチャネルの周波数応答を推定する位相雑音予測チャネル推定器と，周波数領域における受信信号と，推定された周波数応答とを用いて同期検波を行う同期検波器とを有することを特徴とする請求項１記載の局部発振位相雑音抑圧送受信機．
【請求項５】
請求項４記載の位相雑音抑圧復調器において，上記同期検波器で検出した判定値を用いて，データが挿入されているサブキャリアにおいても上記位相雑音予測チャネル推定器により判定指向形チャネル推定を行い，位相雑音を含んだチャネルの周波数応答の推定精度を向上することを特徴とする請求項１記載の局部発振位相雑音抑圧送受信機．
【請求項６】
請求項４記載の位相雑音抑圧復調器が，上記同期検波器で検出した軟判定値から誤り訂正復号を行い，符号化されたビットの対数尤度比を出力する最大事後確率（ＭＡＰ）復号器と，ＭＡＰ復号器で出力される対数尤度比を用いて，位相雑音を含んだチャネルのインパルス応答を推定する位相雑音予測ソフト判定指向形チャネル推定器と，その推定値と対数尤度比を用いて位相雑音により発生するＩＣＩを除去するＩＣＩレプリカ生成器と，受信信号からＩＣＩレプリカを除去した信号を最適合成すると共に，フーリエ変換を行う最適検出フィルタと，上記最適検出フィルタの出力信号を軟判定検出するＭＡＰ検出器とも有することを特徴とする請求項１記載の局部発振位相雑音抑圧受信機．
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００８−２６３５７１（Ｐ２００８−２６３５７１Ａ）
【公開日】平成２０年１０月３０日（２００８．１０．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１２８６１１（Ｐ２００７−１２８６１１）
【出願日】平成１９年４月１２日（２００７．４．１２）
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１０月３０日（２００８．１０．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年４月１２日（２００７．４．１２）
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
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