探知測距装置および探知測距方法
【課題】複数の送信素子および複数の受信素子を有する探知測距装置の処理時間の短縮と回路の簡略化とを図る。
【解決手段】探知測距装置は、互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成する信号生成回路と、Ｍ個のプローブ信号を送信するＭ個の送信素子と、ターゲットからのエコー信号を受信するＮ個の受信素子と、Ｎ個の受信素子のそれぞれに対して設けられ、Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて、各々の受信素子で受信されたエコー信号を復調することによって復調エコー信号を生成し、復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングしてＭ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成するＮ個の復調回路と、Ｎ個の復調回路によって生成されるＭ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する信号処理部と、を有する。
【解決手段】探知測距装置は、互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成する信号生成回路と、Ｍ個のプローブ信号を送信するＭ個の送信素子と、ターゲットからのエコー信号を受信するＮ個の受信素子と、Ｎ個の受信素子のそれぞれに対して設けられ、Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて、各々の受信素子で受信されたエコー信号を復調することによって復調エコー信号を生成し、復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングしてＭ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成するＮ個の復調回路と、Ｎ個の復調回路によって生成されるＭ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する信号処理部と、を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ターゲットを探知する探知測距装置および探知測距方法に係わる。
【背景技術】
【０００２】
従来より、電波（例えば、ミリ波）を利用して、ターゲットを探知する探知測距装置が実用化されている。探知測距装置は、探知領域にプローブ信号を放射し、ターゲットからの反射信号（すなわち、エコー信号）を受信する。そして、探知測距装置は、受信したエコー信号を解析することにより、ターゲットまでの視線方向相対距離（以下、単に距離と記す）、ターゲットの視線方向相対速度（以下、単に速度と記す）、ターゲットが存在する方向（角度）を推定する。このような探知測距装置は、例えば、等間隔で配置された複数の受信センサ素子を有し、各受信センサ素子により受信されるエコー信号の位相などに基づいて、ターゲットを探知する、各々の諸元（距離、速度、角度等）を推定する。
【０００３】
上述の探知測距装置においては、受信センサ素子の個数を増やして受信センサアレーの開口を拡大すると、探知可能なターゲットの個数が増加し、更に角度推定の性能等も高くなる。この一方で、特に、自動車などに搭載する探知測距装置では、装置の小型／低コスト化が要求される。
【０００４】
装置の小型化という観点からは、複数の送信センサ素子と複数の受信センサ素子とを有する構成を採用し、それらのセンサを時間分割方式で適切に切り替えることによって、受信センサアレーの実効開口を広くする技術が提案されている。しかしこの技術では、個々の送信センサ素子が占有するタイムスロット毎に、受信センサアレーを用いてエコー信号ベクトルを取得し、各々のタイムスロットで取得した信号ベクトルの位相を合せる必要があるので、ターゲットを探知するために要する時間が長くなってしまう。
【０００５】
この問題を解決するために以下の探知測距方法が提案されている。即ち、複数の変調器において互いに直交する符号を用いて拡散されたプローブ信号を、複数の送信センサ素子から同時（少なくとも、装置の動作周期を単位時間として同時性を定義する。但し、複数の単位時間をまとめて新たに単位時間として考えても良い − 以下、同様）に放射する。そして、複数の受信用センサで受信された信号のそれぞれを、複数の分岐器で分岐し、そのそれぞれについて復調器において送信側で用いた符号と同じ符号により逆拡散する。（例えば、特許文献１）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−８００２４号公報
【特許文献２】特開２０１０−２４３２３７号公報
【特許文献３】特開２０１０−１４５２８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
送信波を符号で拡散する方式を採用した探知測距装置は、ターゲットの探知時間を短縮するという観点からは好適な構造であるが、拡散符号の同期補足のための回路などを必要とするので、回路規模が大きくなり、従って、製造コストが上昇してしまう。
【０００８】
本発明の課題は、複数の送信センサ素子および複数の受信センサ素子を有する探知測距装置の回路の簡略化を図ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の１つの態様の探知測距装置は、互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成する信号生成回路と、前記Ｍ個のプローブ信号を送信するＭ個の送信素子と、ターゲットからのエコー信号を受信するＮ個の受信素子と、前記Ｎ個の受信素子のそれぞれに対して設けられ、前記Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて、各々の受信素子で受信されたエコー信号を復調することによって復調エコー信号を生成し、前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記Ｍ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成するＮ個の復調回路と、前記Ｎ個の復調回路によって生成されるＭ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する信号処理部と、を有する。
【発明の効果】
【００１０】
上述の態様によれば、複数の送信センサ素子および複数の受信センサ素子を有する探知測距装置の回路が簡略化される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施形態に係る探知測距装置の構成を示す図である。
【図２】変調入力信号の一例を示す図である。
【図３】第１の実施形態の復調回路の動作を説明する図である。
【図４】エコー信号の空間位相について説明する図である。
【図５】第２の実施形態に係る探知測距装置の構成を示す図である。
【図６】第２の実施形態の復調回路の動作を説明する図である。
【図７】第３の実施形態に係る探知測距装置の構成を示す図である。
【図８】第３の実施形態の動作例を示す図である。
【図９】第４の実施形態に係る探知測距装置の構成を示す図である。
【図１０】第５の実施形態でプローブ信号を生成する方法を説明する図である。
【図１１】第６の実施形態の動作例を示す図である。
【図１２】角度推定の信頼性を算出する処理を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本発明の実施形態の探知測距装置は、複数の送信素子（送信センサ素子）および複数の受信素子（受信センサ素子）を有する。各送信センサ素子は、それぞれ、探知領域にプローブ信号を放射する。ここで、探知領域内にターゲット（被探知物体）が存在すると、プローブ信号はそのターゲットにより反射される。各受信センサ素子は、ターゲットからの反射信号（すなわち、エコー信号）を受信する。そして、探知測距装置は、受信したエコー信号の位相などを解析することにより、探知測距装置からターゲットまでの距離、探知測距装置に対するターゲットの相対速度、ターゲットが存在する方向を推定する。
【００１３】
なお、以下に示す実施形態においては、探知測距装置としてレーダーの場合を具体例として説明を行うので、各送信センサ素子は、それぞれ送信アンテナであり、各受信センサ素子は、それぞれ受信アンテナである。
【００１４】
＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態に係る探知測距装置（探知測距装置１と呼ぶ）の構成を示す。探知測距装置１は信号生成回路１０、送信アンテナ：ＡT1〜ＡT2（即ち、Ｍ＝２）、受信アンテナ：ＡR1〜ＡRN、復調回路２０−１〜２０−Ｎ、信号処理部３０、及びＣＰＵ４１を有する。以降、装置の動作を簡潔に説明する為、ＣＰＵ４１は探知測距装置１の動作の制御を、信号処理部３０は探知測距処理をそれぞれ分担するものとし、ＣＰＵ４１の動作については説明を省略する。
【００１５】
信号生成回路１０は、変調入力信号生成器（ＢＢ−ＯＳＣ: base band oscillator）１１、分岐器１２、互いに異なる中心周波数（キャリア周波数）で発振する複数の高周波電圧制御発振器（ＲＦ−ＶＣＯ：radio frequency voltage-controlled oscillator）１３−１、１３−２を有する。即ち、信号生成回路１０は、ＢＢ−ＯＳＣからの入力信号で変調された、キャリア周波の異なる複数のプローブ信号を生成する。
【００１６】
ＢＢ−ＯＳＣ１１は変調入力信号ｆ(t)を生成する。本実施例では、ｆ(t)として図２に示す周期的な電圧信号を仮定している（勿論、他の波形でも良い事はいうまでもない）。図示のｆ(t)は、周期：Ｔｍ毎に、時間に沿って電圧がリニアに上昇するアップチャープ区間、および時間に沿って電圧がリニアに下降していくダウンチャープ区間を有する。なお、ｆ(t)の周期：Ｔmは、主に距離や速度の分解能によって、その具体的な値が決定されるが、例えば、数１０ｍ秒程度の値である。また、電圧の値域もモノポーラでなく、バイポーラでも良い。
【００１７】
ＢＢ−ＯＳＣ１１で生成されたｆ(t)は、分岐器（ＤＩＶ）１２を介してＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２の発振周波数を制御する制御信号として使用される。即ち、ＲＦ−ＶＣＯは、上記制御信号を入力できる端子（制御信号入力端子）を少なくとも１つは備えている。
【００１８】
ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２は制御端子に印加される電圧（または、電流）に対応する周波数で発振する。なお、この明細書においては、「周波数」および「角周波数」を区別することなく「周波数」と呼ぶ。すなわち、「周波数」は、角周波数を含むものとする。
【００１９】
さて、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１の制御端子には、キャリア周波数をωc1に設定するための基準電圧Ｖref1と変調入力信号ｆ(t)とを重畳して印加する事によって、ＲＦ−ＶＣＯの瞬時周波数はωc1を中心にｆ(t)に沿って変化してゆく。この様にして構成された周波数変調発振器をＯＳＣ１と記し、その出力であるプローブ信号をＰ１と記す。
【００２０】
同様に、ＲＦ−ＶＣＯ１３−２の制御端子には、キャリア周波数をωc2に設定するための基準電圧Ｖref2と変調入力信号ｆ(t)とを重畳して印加する事によって、ＲＦ−ＶＣＯの瞬時周波数はωc2を中心にｆ(t)に沿って変化してゆく。上記同様に構成された周波数変調発振器をＯＳＣ２と記し、その出力であるプローブ信号をＰ２と記す。
【００２１】
勿論、例えば、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２の共振素子が互いに異なる周波数で共振する様な回路構成を採用する事により、基準電圧Ｖref1、Ｖref2をｆ(t)に重畳する事無く、各ＲＦ−ＶＣＯのキャリア周波数を変更する様にしても良い。また、基準電圧Ｖref1、Ｖref2の与え方として、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、ＲＦ−ＶＣＯ１３−２のバイアス点を操作する方法もあり得る。
【００２２】
図１の実施例では、信号生成回路１０により生成されたプローブ信号：Ｐ１、Ｐ２は、それぞれに対応するパワーアンプ（ＰＷＡ）で増幅され、送信アンテナ：ＡT1、ＡT2から探知領域に向けて同時に放射される。
【００２３】
各受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNは、Ｐ１、Ｐ２がターゲットで反射される事によって生成されたエコー信号を同時に受信する。受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNによって受信される信号をそれぞれエコー信号Ｅ１〜ＥＮと呼ぶことにする。簡単の為、本実施例では、送信アンテナ：ＡT1、ＡT2、および受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNは直線上に配置されているものとし、更に、ＡT1、ＡT2はＡR1〜ＡRNの両端の外側に配置されており、また、ＡR1〜ＡRNは等間隔で配置されているものとする。
【００２４】
さて、Ｐ１、Ｐ２は探知領域に向かって同時に放射されたから、エコー信号Ｅ１〜ＥＮは、それぞれ、Ｐ１の反射波およびＰ２の反射波が重ね合わされた形で含まれている。また、エコー信号Ｅ１〜ＥＮには少なくとも１つ以上のターゲットからの反射波が含まれているものとする。
【００２５】
ＡR1〜ＡRNで受信されたエコー信号Ｅ１〜ＥＮは、各アンテナに対応する低雑音アンプ（ＬＮＡ）で増幅された後に、復調回路２０−１〜２０−Ｎに導かれる。
【００２６】
復調回路２０−１〜２０−Ｎは、個々の受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNに対応して設けられており、信号生成回路１０で生成されたプローブ信号：Ｐ１、Ｐ２の中の少なくとも１つを用いて、対応するエコー信号Ｅ１〜ＥＮからそれぞれ２組のデータ信号を生成する。
【００２７】
復調回路２０−１〜２０−Ｎの構成および動作は、互いにほぼ同じである。すなわち、各復調回路２０−１〜２０−Ｎは、それぞれ、分岐器（ＤＩＶ）２１、ミキサ２２−１、２２−２、フィルタ回路２３を有する。以下、復調回路２０−１の場合を具体例として、ＡR1で受信されたエコー信号Ｅ１が復調される迄の一連の動作を説明する。
【００２８】
分岐器２１はＥ１を分岐し、実質的に同じエコー信号を、例えばアナログ乗算器で構成された、ミキサ２２−１と２２−２とに導く。
【００２９】
ミキサ２２−１では、Ｅ１と信号生成回路１０から出力されるＰ１とを掛け合わせる。すると、ミキサ２２−１からの出力はプローブ信号：Ｐ１によってダウンコンバートされたＥ１のベースバンド成分Ｅ１１となる（以下、同様の操作を経て取得された信号を復調エコー信号と呼称する）。
【００３０】
同様に、ミキサ２２−２では、Ｅ１と信号生成回路１０から出力されるＰ２とを掛け合わせる。すると、ミキサ２２−２からの出力はプローブ信号：Ｐ２でダウンコンバートされたＥ１のベースバンド成分Ｅ１２となる。
【００３１】
フィルタ回路２３は、ミキサ２２−１、２２−２の出力信号をそれぞれフィルタリングするローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３−１、２３−２を有する。ＬＰＦ２３−１は、ミキサ２２−１から出力される復調エコー信号Ｅ１１から対応する周波数成分を抽出することでデータ信号Ｄ１１を生成する。同様に、ＬＰＦ２３−２は、ミキサ２２−２から出力される復調エコー信号Ｅ１２から対応する周波数成分を抽出することで、データ信号Ｄ１２を生成する。なお、「Ｄｎｍ」は、ｎ番目の受信アンテナを介して受信したエコー信号から抽出される、ｍ番目のプローブ信号の反射波成分を表す。
【００３２】
図３は、復調回路２０−１の動作を説明する図である。この実施例では、探知測距装置１は、図３（ａ）に示すように、キャリア周波数ωc1のプローブ信号Ｐ１およびキャリア周波数ωc2のプローブ信号Ｐ２を送信する。以下の説明では、キャリア周波数ωc1とキャリア周波数ωc2との差分を「δω」と表記する。
【００３３】
ここで、復調回路２０−１には受信アンテナ：ＡR1を介してエコー信号Ｅ１が入力されるが、このＥ１には、プローブ信号：Ｐ１の反射波およびプローブ信号：Ｐ２の反射波が含まれている。よって、Ｅ１を周波数領域で表示すると、Ｐ１、Ｐ２に由来する反射波のスペクトラムは、周波数軸上で図３（ａ）の様な配置関係になる。
【００３４】
図３（ｂ）は、ミキサ２２−１およびＬＰＦ２３−１の動作を示す。ミキサ２２−１は、上述したように、Ｅ１とキャリア周波数：ωc1なるＰ１とを掛け合わせる。Ｅ１にＰ１を掛け合わせるとＥ１はωc1だけダウンコンバートされる為、Ｅ１に含まれるＰ１の反射波成分は、ベースバンド領域に（前記Ｅ１１として）現れる。一方、Ｅ１に含まれるＰ２の反射波成分は、ベースバンド領域からδωだけシフトした領域に現れる。
【００３５】
ＬＰＦ２３−１のカットオフ周波数をＰ１の反射波成分を通過させ、Ｐ２の反射波成分を遮断するように設定する事で、ＬＰＦ２３−１はＰ２の反射波成分を遮断すると共に、Ｐ１の反射波成分を出力する。ＬＰＦ２３−１により抽出される周波数成分は、上述したデータ信号Ｄ１１に相当する。
【００３６】
図３（ｃ）は、ミキサ２２−２およびＬＰＦ２３−２の動作を示す。ミキサ２２−２は、上述したように、Ｅ１とキャリア周波数：ωc2なるＰ２とを掛け合わせる。Ｅ１にＰ２を掛け合わせるとＥ１はωc2だけダウンコンバートされる為、Ｅ１に含まれるＰ２の反射波成分は、ベースバンド領域に（前記Ｅ１２として）現れる。一方、Ｅ１に含まれるＰ１の反射波成分は、ベースバンド領域からδωだけシフトした領域に現れる。
【００３７】
ＬＰＦ２３−２のカットオフ周波数をＰ２の反射波成分を通過させ、Ｐ１の反射波成分を遮断するように設定する事で、ＬＰＦ２３−２はＰ１の反射波成分を遮断すると共に、Ｐ２の反射波成分を出力する。ＬＰＦ２３−２により抽出される周波数成分は、上述したデータ信号Ｄ１２に相当する。
【００３８】
尚、図３（ｂ）および図３（ｃ）のＬＰＦ出力の周波数軸に於ける位置関係は、Ｐ１、Ｐ２のキャリア周波数の大小関係で相対的な位置が定まる事はいうまでもない。
【００３９】
このように、復調回路２０−１のフィルタ回路２３は、ＡR1を介して受信したＥ１からＰ１の反射波成分およびＰ２の反射波成分を互いに分離して出力する。つまり、復調回路２０−１は、ＡR1を介して受信した１組のエコー信号：Ｅ１から２組のデータ信号Ｄ１１、Ｄ１２を生成する。
【００４０】
復調回路２０−１〜２０−Ｎの動作は互いに同様だから、復調回路２０−１〜２０−Ｎにより、２Ｎ（Ｍ×Ｎ、本実施例ではＭ＝２）組のデータ信号が生成される。すなわち、ＡR1〜ＡRNの受信信号に含まれるＰ１の反射波成分とＡR1〜ＡRNの受信信号に含まれるＰ２の反射波成分とが同時に得られる。
【００４１】
復調回路２０−１〜２０−Ｎから出力されるデータ信号は、それぞれ、Ａ／Ｄコンバータ４２によりデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコンバータ４２により得られるデジタル信号は、信号処理部３０に与えられる。なお、実際に処理するデータ量は、基本周期をＴｍとし、時間軸方向へのサンプリング数をＱとした場合、Ｍ×Ｎ×Ｑ個となるが、ここでは表現を簡潔にする為、時間軸方向へのサンプリングについては明示しない。
【００４２】
信号処理部３０は、プロセッサおよび／またはデジタル演算のためのハードウェア回路を含む。そして、信号処理部３０は、デジタル化された２Ｎ（一般にはＭ×Ｎ組であるが、本実施例ではＭ＝２）組のデータ信号に基づいて、探知測距装置１からターゲットまでの距離、探知測距装置１に対するターゲットの速度、およびターゲットが存在する角度を推定する。
【００４３】
信号処理部３０では、少なくとも１以上のデータ信号を利用して、探知測距装置１からターゲットまでの距離およびターゲットの速度を推定する。この際、信号処理部３０は、例えば、ｆ(t)のアップチャープ区間およびダウンチャープ区間のそれぞれに於いて取得された時間領域のデータ信号にＦＦＴ演算等（変調入力信号が、例えば、鋸歯状波である場合のターゲット定位は、時間領域のデータ信号の自己相関から計算するので、必ずしもＦＦＴ演算を利用して周波数領域の信号に変換する必要は無い。装置の採用する変調方式に応じた回路形式の変形については、今後、深く立ち入らない）を施す事で周波数領域のデータ信号に変換する。
【００４４】
そして、信号処理部３０は、アップチャープ区間において得られるピーク周波数およびダウンチャープ区間において得られるピーク周波数に基づいて、探知測距装置１からターゲットまでの距離およびターゲットの速度を推定する。ピーク周波数からターゲットを定位する手法は教科書レベルの基礎事項であるから、本明細書での説明は割愛する。
【００４５】
さらに、信号処理部３０は、複数のデータ信号に既知の到来方向推定（ターゲット角度の推定、以下、到来方向推定とターゲットの角度推定なる文言とを特に区別しない）方法を利用してターゲットの方向を推定してもよい。
【００４６】
到来方向推定方法としては、本発明を限定するものではないが、ＤＢＦ（digital beam forming）法、ＭＵＳＩＣ（multiple signal classification）アルゴリズム、ＰＲＩＳＭ（propagator method based on an improved spatial-smoothing matrix）アルゴリズム、ＥＳＰＲＩＴ（estimation of signal parameters via rotational invariance techniques）アルゴリズムなどが知られている。
【００４７】
このように、第１の実施形態の探知測距装置では、各送信アンテナからキャリア周波数の異なるプローブ信号を同時に送信し、各受信アンテナを介してエコー信号を取得する。そして、周波数フィルタ（例えば、ＬＰＦ）を用いて各エコー信号をフィルタリングすることにより、各エコー信号から各プローブ信号由来の反射波成分が抽出される。すなわち、Ｍ×Ｎ組の異なる反射波成分が得られる。したがって最も単純な場合、探知測距装置の備える受信アレーアンテナの物理開口が、実効的にＭ倍（参照文献にあるＴＳＳ型の開口合成同様、位相整合操作まで実現する機能を含めた構造まで敷衍して考えると、実効開口はＭ×Ｎ以下となる）になるので、探知性能または探知精度が向上する。勿論、Ｍは実際の送信アンテナの個数、Ｎは実際の受信アンテナの個数を表す。
【００４８】
ここで、例えば、各送信アンテナから同じキャリア周波数のプローブ信号を送信する構成（比較例１）においては、各エコー信号に含まれる複数のプローブ信号の反射波成分を互いに分離することは困難である。したがって、比較例１においては、時間分割多重を採用し、各送信アンテナからプローブ信号を放射する時間区間として、少なくともＴm以上の時間を割り当てる必要がある。この結果、ターゲットを探知するために要する時間が長くなる。
【００４９】
これに対し、第１の実施形態の探知測距装置においては、各エコー信号に含まれる複数のプローブ信号の反射波成分は、周波数フィルタにより互いに分離される。即ち、１Ｔm時間の内に（勿論、同時送信／同時受信であるから、ＳＮＲ向上等の他の目的で送信時間を延ばしても良い）、互いに分離された複数のプローブ信号の反射波成分を得ることができる。したがって、第１の実施形態の探知測距装置においては、比較例１と比較すると、ターゲットを探知するために要する時間が短くなる。
【００５０】
比較例１の欠点を解決するために、各送信アンテナのプローブ信号を異なる符号で拡散する構成（比較例２）が提案されている。ところが、比較例２においては、受信アンテナ毎に各拡散符号の同期補足のための回路などを必要とする。このため、回路規模が大きくなり、現状、低コスト化という市場からの要求と相反する結果になってしまう。
【００５１】
これに対し、第１の実施形態の探知測距装置においては、各エコー信号に含まれる複数のプローブ信号の反射波成分は、周波数フィルタという簡単な回路素子によって、複数のプローブ信号の反射波成分が互いに分離される。したがって、第１の実施形態の探知測距装置においては、比較例２と比較すると、探知測距装置の回路が簡略化される、低コストで装置が実現できる。
【００５２】
次に、第１の実施形態の探知測距装置の動作を数学的に説明する。以下では、探知測距装置は、Ｍ個の送信アンテナおよびＮ個の受信アンテナを有するものとする。
【００５３】
信号生成回路１０は、互いに異なるキャリア周波数：ωcm（ｍ＝１〜Ｍ）を持つＲＦ−ＶＣＯのそれぞれに、変調入力信号ｆ(t)を入力することによって、プローブ信号を生成する。
【００５４】
そして、探知測距装置は、上記複数のプローブ信号を探知範囲に向けて同時に送信する。このとき、送信アンテナｍ（ｍ＝１〜Ｍ）から送信されるプローブ信号ｖmTXは（１）式で表される。（１）式の上付き添え字は送信信号である事を表す。（２）式は変調入力信号を積分して得られるＦＭＣＷ信号の位相項であり、ｖmTXの瞬時周波数はωcm＋ｆ(t)となる。なお、以下では、説明を簡単にするために、伝搬特性および装置の不完全性などの影響は無視するものとする。
【００５５】
【数１】
【００５６】
ここで、装置の探知範囲内にＫ個のターゲットが存在しているものとすると、受信アンテナｎ（ｎ＝１〜Ｎ）で受信した目標エコー信号ｖnRXは（３）式で表される。（３）式の上付き添え字ＲＸは受信信号である事を示す。
【００５７】
【数２】
【００５８】
図４を参照しながら（３）〜（４）について説明する。図４の探知測距装置はＭ＝２個の送信アンテナを有している。図４では、受信アンテナ：ＡR1の位置をＸ−Ｙ座標の原点と定め、送信アンテナ：ＡT1、ＡT2および受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNはＸ軸上に配置されているものとする。更に、隣接する個々の受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNは互いに等しい間隔：ｄでＸ軸の正方向に向かって配置されており、また、Ｙ軸を角度の０度として時計方向を角度の正方向とする。
【００５９】
ターゲットｋ（ｋ＝１〜Ｋ）は、距離：ｄk、角度：θkの位置を、速度：ｖkで運動しているものとする。
【００６０】
探知測距装置から放射されたプローブ信号がターゲットｋで反射され、同装置に戻ってくるまでに要する時間（遅延時間τk）は2dk/c0で表され、ターゲットの速度に起因するドップラー周波数ωdm,kは2ωcmvk/c0で表される。なお、c0は光速度である。
【００６１】
ターゲットｋからのエコー信号は、ＡR1〜ＡRNが構成する受信アレーアンテナに対し、角度：θk方向からの平面波として到来するので、受信アンテナ：ＡR1を基準とした場合、ターゲットｋからＡR1までの伝播距離とｎ番目の受信アンテナまでの伝搬距離との差分はd(n-1)sinθkである。換言すれば、ＡR1を空間位相の０基準（ゼロ）とすれば、ｎ番目の受信アンテナによって得られるエコー信号のｍ番目のキャリアに対する空間位相φnm,kは、（４）式で定義される。なお、λmは、ｍ番目のキャリアの波長である。
【００６２】
ＡR1〜ＡRNに続く各復調回路２０−１〜２０−Ｎでは、ｌ（小文字のエル）番目のＴＸ信号（プローブ信号）を利用して、受信エコー信号を復調する。なお、ＴＸ信号は（１）式で、受信エコー信号は（３）式で表され、（３）式のｎｎ（ｔ）はＡＷＧＮである。
【００６３】
復調は、受信エコー信号にＴＸ信号を掛け合わせることにより実現される。すなわち、下記（５）式により受信エコー信号は復調される。なお、上付き添え字のＢＢは、ベースバンド成分である事を表す。＊は、複素共役を表す。
【００６４】
【数３】
【００６５】
また（５）式に於いては、下記（６．１）〜（６．３）式に定義した表記を用いており、（６．１）式はｌ（小文字のエル）番目のＴＸ信号のキャリア周波数とｍ番目のＴＸ信号のキャリア周波数との差分を表す。以下では、この差分周波数をサブキャリアと呼ぶことがある（ｌ＝ｍの場合、差分周波数は０となるが、これも特殊例としてカウントする）。
【００６６】
【数４】
【００６７】
さて、Ｍ個の異なるキャリア周波数を持つＴＸ信号を同時に送信する探知測距装置においては、受信アンテナ毎に、Ｍ個のサブキャリアが存在する。したがって、本発明に準拠する探知測距装置では、個々の受信アンテナ毎にＭ個の周波数フィルタ（ＬＰＦまたはＢＰＦ）を備える事により、各受信アンテナからＭ組のプローブ信号由来の反射波のベースバンド成分を分離、取得する。図１（実施例１）に示す構成では、Ｍ＝２なので、探知測距装置１はＬＰＦ２３−１、２３−２を有する。
【００６８】
検討をより詳細な段階に進める為、次に、ＬＰＦの特性を（７）式で定義する。なお、（７）式では、簡単のため、位相特性等は無視している。また、ＬＰＦの場合を解析しておけば、フィルタをＢＰＦ等に変更しても同様に取り扱う事が可能である。
【００６９】
【数５】
【００７０】
（７）式のインパルスレスポンスは（８）式で表される。なお、ΩはＬＰＦのカットオフ周波数に相当する。
【００７１】
【数６】
【００７２】
明らかに、ＬＰＦの出力信号は（９）式で表される。
【００７３】
【数７】
【００７４】
ここで、変調入力信号ｆ(t)は時間の周期関数であるから、ｘk(t)＝ｘk(t-z)とできる事に注意すれば、結局、（９）式の展開結果として（１０）式を得る。なお、（９）式から（１０）式への展開に於いて、信号処理の原理とは関係が薄いので、雑音成分を無視した。
【００７５】
【数８】
【００７６】
（１０）式において、rectは矩形関数であり、ＬＰＦによるフィルタリング効果を表わしている。そして、（１０）式で表される信号成分を、ｍ＝ｌ（小文字のエル）の項と、ｍ≠ｌ（小文字のエル）の項に分解すると（この分解操作はミキサとフィルタによって自動的に行われる事は上述の通りである）、ＬＰＦの出力信号は（１１）式で表される。ここで、分岐器２１から出力される各信号のレベルは、分岐器２１によって、単純に入力信号のＭ分の１に減衰するとした。また、（１１）式では、再び雑音ｎn(t)も表記されている。
【００７７】
【数９】
【００７８】
（１１）式において、右辺の第１項は、ＬＰＦを利用して抽出したい成分に相当する。ここで、ｘkは、（６．２）式に示すように、探知測距装置からターゲットｋまでの距離による時間遅延：τkに依存し、ドップラー周波数：ωdm,kはキャリア周波数とターゲットの速度に依存する。また（４）式に示すように、φnm,kは、ターゲットｋが存在する角度：θkに依存する。
【００７９】
（１１）式の右辺の第２項は、ＬＰＦにより遮断される成分に相当する。（６．１）式に記載の如く、δωcm,lはキャリア周波数間の差分を表わす。従って、この第２項の寄与が第１項に比べて十分小さいとき、エコー信号から目的とする周波数成分が抽出される。
この場合、例えば、ドップラー周波数を考慮したキャリア間周波数差に対して、ＬＰＦのカットオフ周波数を適切に決定すれば、（１１）式の右辺の第２項は十分に小さくなる。
【００８０】
例えば、Ｍ＝２なる探知測距装置1においては、図３に示す信号が得られる。ここで、プローブ信号Ｐ１によって復調を行った場合、（１１）式第１項の成分は周波数軸上で、図３（ｂ）においてＰ１の位置に現れる。即ち、ＬＰＦ２３−１を通過する成分はＰ１の反射波に相当し、ＬＰＦ２３−１で遮断される成分はＰ２の反射波に相当する。
【００８１】
同様に、プローブ信号Ｐ２によって復調を行った場合、（１１）式第１項の成分は周波数軸上で、図３（ｃ）においてＰ２の位置に現れる。即ち、ＬＰＦ２３−２を通過する成分はＰ２の反射波に相当し、ＬＰＦ２３−２で遮断される成分はＰ１の反射波に相当する。
【００８２】
探知測距装置１においては、ドップラー周波数による帯域の変動を考慮して、復調後に、対応するＬＰＦの通過帯域同士が干渉しないように、各プローブ信号のキャリア周波数が決定される。したがって、物理的に実在するＮ個の受信アンテナから同時にＭ×Ｎ組の信号ベクトルを生成することができる。
【００８３】
ところで、（１１）式の右辺の第１項中のｘk(t)exp(-jωdl,kt)は一般的な探知測距装置によって得られるベースバンド成分である。そこで、以下、ｘk(t)exp(-jωdl,kt)を、単にｘk(t)と表記する。すると、図１に示す探知測距装置１において取得される信号ベクトルは、下記（１２）式で表される。
【００８４】
【数１０】
【００８５】
信号ベクトルｖ1BB、ｖ2BBは（１３．１）式に定義するが、それぞれＮ個の成分を有し、各成分は（１１）式で表される。また、ベースバンド信号成分ｘ(t)は（１３．２）式に定義するＫ次元ベクトルである。なお、ｎ(t)はＭ×Ｎ次元の雑音信号ベクトルである。
【００８６】
【数１１】
【００８７】
さらに、（１４）式は角度行列Ａmを定義するものである。
【００８８】
【数１２】
【００８９】
したがって、探知測距装置１では、例えば、図２に示す変調入力信号ｆ(t)の周期Ｔm内に、開口合成が可能なＭ×Ｎ次元のデータベクトル（行列）が生成される。Ｍ×Ｎ次元のデータベクトル（行列）を利用したターゲットの角度推定は、上述の通り既知のアルゴリズムにより実現される。
【００９０】
なお、（１４）式の角度行列Ａはプローブ信号のキャリア周波数に依存するので、適切な開口合成を実現するためには、通常、プローブ信号のキャリア周波数間の差分が小さい方が好ましい。一方、プローブ信号のキャリア周波数間の差分は復調後にＬＰＦ（または、ＢＰＦ）でエコー信号の分離が可能となるよう決定する必要がある。しかしながら、復調処理後にレーダーのベースバンド信号が占有する帯域は高々数１００ｋＨｚ程度なので、例えば、キャリア周波数が76GHzまたは79GHzである場合、キャリア周波数間の差分を数MHzにまで小さくすることができる。
【００９１】
＜第２の実施形態＞
図５は、本発明の第２の実施形態に係る探知測距装置（探知測距装置２と呼ぶ）の構成図である。探知測距装置２は、信号生成回路１０、送信アンテナ：ＡT1、ＡT2、受信アンテナ：ＡR1〜ＡRN、復調回路５０−１〜５０−Ｎ、信号処理部３０、ＣＰＵ４１を有する。ここで、信号生成回路１０、ＡT1、ＡT2、ＡR1〜ＡRN、信号処理部３０、及びＣＰＵ４１は、実質的に第１の実施形態と同じである。ただし、復調回路５０−１〜５０−Ｎの構成および動作は、第１の実施形態に於ける復調回路２０−１〜２０−Ｎとは異なっている。
【００９２】
第１の実施形態に於ける各復調回路２０−１〜２０−Ｎは、複数のプローブ信号を利用してエコー信号を復調する。これに対して、第２の実施形態に於ける各復調回路５０−１〜５０−Ｎは、ミキサ５１、分岐器５２、フィルタ回路５３、ミキサ５４を有し、１つのプローブ信号を利用してエコー信号を復調する。フィルタ回路５３は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５３−１、およびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５３−２を有する。以下、例として、受信アンテナ：ＡR1で受信されるエコー信号：Ｅ１を復調する復調回路５０−１の動作を説明する。
【００９３】
ミキサ５１では、Ｅ１と複数のプローブ信号の中の任意の１つとを掛け合わせる。この例では、Ｅ１とプローブ信号：Ｐ１とを掛け合わせて復調エコー信号：Ｅ１１を生成している。なお、ミキサ５１は、例えば、アナログ乗算器である。
【００９４】
復調エコー信号Ｅ１１は分岐器５２によってを分岐され、ＬＰＦ５３−１およびＢＰＦ５３−２に導かれる。
【００９５】
図３（ｂ）を参照すると、ＬＰＦ５３−１は、Ｅ１１から対応する周波数成分を抽出することでデータ信号Ｄ１１を生成する。一方、ＢＰＦ５３−２は、Ｅ１１から対応する周波数成分を抽出するので、ミキサ５４に於いて、ＢＰＦ５３−２の出力とサブキャリア生成器５５から生成されるサブキャリア信号とを掛け合わせる事によって、データ信号Ｄ１２が生成される。なお、ミキサ５４は、例えば、アナログ乗算器である。
【００９６】
サブキャリア生成器５５は、ωc1なるキャリア周波数を持つプローブ信号：Ｐ１とωc2なるキャリア周波数を持つプローブ信号：Ｐ２とに対して、キャリア周波数の差分周波数：δωを有するサブキャリア信号を生成する。サブキャリア生成器５５は、生成したサブキャリア信号をミキサ５４に与える。
【００９７】
図６は、復調回路５０−１の動作をより詳細に説明している。探知測距装置２は、図６（ａ）に示すように、Ｐ１およびＰ２を同時に送信するので、この点では、図３（ａ）に示す第１の実施形態と同様である。以下では、キャリア周波数ωc1とキャリア周波数ωc2との差分を「δω」と表記する。
【００９８】
復調回路５０−１には第１の実施形態と同様、ＡR1を介してＥ１が入力される。即ち、Ｅ１にはＰ１の反射波とＰ２の反射波とが含まれている。したがって、Ｅ１の周波数軸上に於ける各成分の位置関係は、図６（ａ）の様に表される。
【００９９】
図６（ｂ）には、ミキサ５１、ＬＰＦ５３−１、ＢＰＦ５３−２の動作を示している。ミキサ５１は、上述したように、Ｅ１とＰ１とを掛け合わせる。ここで、Ｐ１のキャリア周波数は、ωc1であるから、この操作の結果、Ｅ１は周波数：ωc1だけダウンコンバートされる。従って、Ｅ１に含まれるＰ１の反射波成分がベースバンド領域に現れる。一方、Ｅ１に含まれるＰ２の反射波成分は、ベースバンドに対して、サブキャリア周波数：δω分だけシフトした領域に現れる。
【０１００】
ＬＰＦ５３−１のカットオフ周波数を、Ｐ１の反射波成分を通過させると共に、Ｐ２の反射波成分を遮断するように設定する事で、Ｐ１の反射波成分を表わすデータ信号Ｄ１１のみがＬＰＦ５３−１から出力される。
【０１０１】
一方、ＢＰＦ５３−２の通過帯域は、Ｐ２の反射波成分を通過させると共に、他の帯域の成分を遮断するように設定する事で、Ｐ２の反射波成分のみがＢＰＦ５３−２から出力される。
【０１０２】
図６（ｃ）は、ミキサ５４の動作を説明する図である。ミキサ５４は、上述のように、ＢＰＦ５３−２の出力とサブキャリア信号とを掛け合わせる。ここで、サブキャリア信号の周波数はδωであるから、ＢＰＦ５３−２の出力信号は、ミキサ５４によって、ベースバンド領域に変換され、Ｐ２の反射波成分を表わすデータ信号Ｄ１２が抽出される。
【０１０３】
このように、復調回路５０−１は、ＡR1を介して受信したＥ１から、Ｐ１の反射波成分およびＰ２の反射波成分を互いに分離して出力する。換言すれば、復調回路５０−１は、ＡR1を介して受信したＥ１から、２組のデータ信号Ｄ１１、Ｄ１２を生成する。
【０１０４】
復調回路５０−１〜５０−Ｎの構成および動作は互いに同様だから、第１の実施形態の如く、復調回路５０−１〜５０−Ｎにより、２Ｎ組のデータ信号が生成される。例えば、復調回路５０−１のＬＰＦ５３−１の出力信号（データ信号Ｄ１１）は、（１５）式により表される。
【０１０５】
【数１３】
【０１０６】
また、復調回路５０−Ｎのミキサ５４の出力信号（データ信号ＤＮ２）は、（１６）式により表される。
【０１０７】
【数１４】
【０１０８】
そして信号処理部３０は、第１の実施形態と同様、２Ｎ組のデータ信号を用いて探知測距装置からターゲットまでの距離、ターゲットの相対速度、ターゲットが存在する方向を推定する。
【０１０９】
なお、第２の実施形態の探知測距装置は、図５に示す構成に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。例えば、図５に示す構成では、ＢＰＦ５３−２の出力側にミキサ５４が設けられているが、ＢＰＦ５３−２をＬＰＦ５３−２と交換し、その入力側にミキサ５４を設けてもよい。
【０１１０】
＜第３の実施形態＞
図７は、第３の実施形態に係る探知測距装置の構成である（探知測距装置３と呼ぶ）。第３の実施形態の探知測距装置３は信号生成回路６０、送信アンテナ：ＡT1、ＡT2、受信アンテナ：ＡR1〜ＡRN、復調回路２０−１〜２０−Ｎ、信号処理部３０、およびＣＰＵ４１を有する。図７に於いて、アンテナ：ＡT1〜ＡT2、ＡR1〜ＡRN、信号処理部３０、ＣＰＵ４１は、実質的に第１の実施形態と同じである。但し、信号生成回路６０の構成および動作が、第１の実施形態の信号生成回路１０と異なっている。即ち、信号生成回路６０はＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２、及び遅延素子６３−１、６３−２を有し、遅延素子６３−１、６３−２の出力が、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２に入力される。
【０１１１】
ＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２は、それぞれ、例えば図２に示すように、アップチャープ区間およびダウンチャープ区間を有する周期的な変調入力信号を生成する。ここで、ＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２は互いに波形、振幅、周期（位相も含めれば後続の遅延素子６３−１、６３−２も省略できる）といったパラメータの異なる変調入力信号を生成することができる。勿論、ＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２は、互いに同じ変調入力信号を生成してもよい。
【０１１２】
遅延素子６３−１、６３−２は、それぞれＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２からの出力信号を遅延させる。すなわち、遅延素子６３−１は、ＢＢ−ＯＳＣ６２−１の出力信号をτ１だけ遅延させる。同様に、遅延素子６３−２は、ＢＢ−ＯＳＣ６２−２の出力信号をτ２だけ遅延させる。但し、τ１、τ２は、各ＢＢ−ＯＳＣからの出力信号の特徴に応じて互いに同じであってもよいし、異なっていてもよい。或いは、τ１、τ２は、ゼロであってもよい。
【０１１３】
ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２の制御端子には、第１の実施形態同様、キャリア周波数を設定する為の基準電圧Ｖref1、Ｖref2に、ＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２で生成された変調入力信号を、それぞれ遅延素子６３−１、６３−２でτ１、τ２だけ遅らせた信号：ｆ1(t)、ｆ2(t)が重畳して入力される。この結果、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１からはＶref1で設定されたキャリア周波数を中心として、ｆ1(t)に沿って瞬時周波数が変化してゆく周波数変調信号（プローブ信号）Ｐ１が出力される。また、ＲＦ−ＶＣＯ１３−２からはＶref2で設定されたキャリア周波数を中心として、ｆ2(t)に沿って瞬時周波数が変化してゆく周波数変調信号（プローブ信号）Ｐ２が出力される。なお、ＯＳＣ１を６２−１〜１３−１で、ＯＳＣ２を６２−２〜１３−２で構成される発振器とする。
【０１１４】
このように、第３の実施形態においては、複数のプローブ信号のキャリア周波数が互いに異なるだけでなく、複数のプローブ信号の少なくとも１つのパラメータ（例えば、変調周期、位相等）が互いに異なっている。即ち、第３の実施形態によれば、第１の実施形態と比較して、プローブ信号間の干渉をさらに低減することができる。
【０１１５】
図８は、第３の実施形態の動作例を示す。図８（ａ）はＰ１、Ｐ２の瞬時周波数の経時変化を示したものである。これはＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２から出力される信号の波形、振幅、周期が互いに同じで、遅延素子６３−１、６３−２の設定値がτ１＝Tm/2、τ２＝ゼロなる場合である。この時、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１の制御端子への入力：ｆ1(t)の位相は、ＲＦ−ＶＣＯ１３−２の制御端子への入力：ｆ2(t)に対してπ/2だけ遅れている。すなわち、Ｐ１の変調位相は、Ｐ２に対してπ/2だけ遅れている。なお、一点鎖線は、Ｐ１でＰ２の反射波を復調する際に生じる瞬時周波数の差分を表している。
【０１１６】
図８（ｂ）は、図７に示す復調回路内のミキサ２２−１の出力信号のシミュレーション結果である。すなわち、受信エコー信号にＰ１を掛け合わせることで得られる信号のスペクトラムが表わされている。なお、互いの信号の周波数軸上での位置関係の識別が容易になる様、Ｐ１、Ｐ２のキャリア周波数の差分：δωcを100MHzとしてある。
【０１１７】
この条件では、ベースバンド帯域にＰ１の反射波成分が、50MHz〜150MHzの帯域にＰ２の反射波成分が得られている。ここで、Ｐ１の反射波成分のスペクトラムとＰ２の反射波成分のスペクトラムとは、約50MHz隔てられているので、適切なカットオフ周波数を持つＬＰＦを用いる事で、Ｐ１の反射波成分のみを抽出しつつ、Ｐ２の反射波成分を遮断することができる。なお、このシミュレーションでは、Ｐ１の反射波成分と比べてＰ２の反射波成分のパワーが約10dBm程度低くなっている。これは、Ｐ２の反射波成分の復調をＰ１で行った為に、復調後のＰ２の瞬時周波数が、図８（ａ）に示した如く台形波の状に変化してスペクトルが拡散するからである。
【０１１８】
なお、第３の実施形態の探知測距装置は、図７に示す構成に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。例えば、Ｐ１、Ｐ２を生成するための変調入力信号の周期が互いに同じときは、１つの変調入力信号生成器から生成される信号を分岐して遅延素子６３−１、６３−２に導くようにしてもよい。
【０１１９】
＜第４の実施形態＞
第１〜第３の実施形態においては、探知測距装置は２つの送信アンテナを有している。しかし、本発明はこの構成に限定されるものではない。すなわち、探知測距装置は、３以上の送信アンテナを有するようにしてもよい。
【０１２０】
図９は第４の実施形態に係る探知測距装置の構成である（探知測距装置４と呼ぶ）。第４の実施形態の探知測距装置４は、信号生成回路７０、送信アンテナ：ＡT1〜ＡT3、受信アンテナ：ＡR1〜ＡRN、復調回路８０−１〜８０−Ｎ、信号処理部３０、およびＣＰＵ４１を有する。すなわち、探知測距装置４は、３つの送信アンテナを有する。
【０１２１】
信号生成回路７０の構成および動作は、第１の実施形態の信号生成回路１０と類似している。ただし、信号生成回路７０は、キャリア周波数が互いに異なる３つのプローブ信号Ｐ１〜Ｐ３を生成するために、変調入力信号生成器１１、分岐器１２、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１〜１３−３を有する。
【０１２２】
ＲＦ−ＶＣＯ１３−１〜１３−３の制御端子には、キャリア周波数を設定する為の基準電圧：Ｖref1〜Ｖref3に、分岐器１２で分岐されたｆ(t)が重畳された信号が入力され、（ＢＢ−ＯＳＣ１１、分岐器１２、およびＲＦ−ＶＣＯ１３−１〜１３−３によって構成された）発振器ＯＳＣ１〜３からは、キャリア周波数の異なる３つのプローブ信号：Ｐ１〜Ｐ３が生成される。
【０１２３】
この例では、ＡT1〜ＡT3はＡR1〜ＡRNの一方の端部の外側に配置されており、ＡT1〜ＡT3およびＡR1〜ＡRNは、直線上に配列されている。そして、ＡT1〜ＡT3は、それぞれ信号生成回路７０で生成されたＰ１〜Ｐ３を、探知範囲に向けて同時に送信する。
【０１２４】
一方、ＡR1〜ＡRNで受信されたエコー信号は、各アンテナに対応する復調回路８０−１〜８０−Ｎに導かれる。復調回路８０−１〜８０−Ｎの構成および動作は、第１の実施形態の復調回路２０−１〜２０−Ｎと同様である。但し、復調回路８０−１〜８０−Ｎには、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の反射波成分を互いに分離するために、分岐器８１、ミキサ８２−１〜８２−３、フィルタ回路８３が含まれている。
【０１２５】
分岐器８１で分配された受信エコー信号は、ミキサ８２−１〜８２−３に於いて、それぞれＰ１〜Ｐ３と掛け合わされる。そして各ミキサの出力信号は、３個のＬＰＦから構成されるフィルタ回路８３を通過する。この様にして、１つの受信アンテナを介して受信されたエコー信号から３組のデータ信号が生成される。
【０１２６】
信号処理部３０に於いて実行される処理は、実質的に、第１の実施形態と同じである。ただし、第４の実施形態においては３×Ｎ組のデータ信号を利用して、探知測距装置からターゲットまでの距離、ターゲットの相対速度、およびターゲットが存在する方向が推定される。
【０１２７】
＜第５の実施形態＞
第５の実施形態においては、各プローブ信号のキャリア周波数（或いは、中心周波数）は、時間に対して常に一定でなく、それぞれ割り当てられたあるタイムスロット（幅は、スロット毎に任意で良い）毎に変化する。ここで、各プローブ信号のキャリア周波数は、例えば、図１の構成においては、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２に印加される基準電圧：Ｖref1、Ｖref2に応じて制御される。即ち、Ｖref1、Ｖref2を先述のタイムスロットに沿って変化させれば、キャリア周波数が時間変化するプローブ信号：Ｐ１、Ｐ２が生成される。この場合、信号生成回路１０は、例えば、不図示の基準電圧制御回路を有するようにしてもよい。或いは、ＣＰＵ４１からの指示に応じて各基準電圧を生成してもよい。
【０１２８】
ＢＢ−ＯＳＣ１１から出力されるｆ(t)を、上述の如く時間変化する基準電圧Ｖref1、Ｖref2にそれぞれ重畳すれば、各プローブ信号には、図２に示したアップチャープ区間およびダウンチャープ区間を有する様にできる。但し、各プローブ信号のキャリア周波数は、上述の通り時間に対して変化し、更に、キャリアの切り替え時点に於いて適切な補正を行わねば位相が連続性を有しないので、ＳＮ的には劣化する。なお、ｆ(t)＝０とすれば、本実施例は多周波ＣＷ信号をプローブ信号とする装置と等価になる。
【０１２９】
図１０は、第５の実施形態で生成されたプローブ信号の時間−周波数軸上に於ける対応関係を示した図である。図１０に示す例では、各プローブ信号のキャリア周波数は、或るタイムスロットを単位として変化する。単位タイムスロットは、特定の長さに限定されるものではないが、たとえば、図２に示すｆ(t)の周期の整数倍等としてもよい。そして、各プローブ信号のキャリア周波数を、例えば、ランダムまたは擬似ランダムに変化する様にすれば、本実施例は波数ホッピング型のスペクトラム拡散信号をプローブ信号とする装置と等価になる。この場合、周波数変化の最小ステップは、例えば、探知測距機能の要求値（距離分解能等）の実現に必要な帯域幅に相当する。
【０１３０】
＜第６の実施形態＞
探知測距装置は、探知範囲内に存在する複数のターゲットのそれぞれについて、探知測距装置からターゲットまでの距離、ターゲットの相対速度、ターゲットが存在する方向を推定する。ここで、探知するターゲットの個数が増えると、特に、信号処理部３０による方向推定（すなわち、角度情報の推定）のための演算量が多くなる。このため、例えば、信号処理部３０の能力が高くないときには、すべてのターゲットについてリアルタイムで角度情報の推定を行うことが困難な場合がある。
【０１３１】
そこで、第６の実施形態では、探知範囲内に存在する複数のターゲットに対して優先度を付与し、優先度の高いターゲットから順番にアジマス情報を推定する。具体的な優先度としては、例えば、探知測距装置から当該ターゲットまでの距離情報（距離ゲート等を用いて取得される）、当該ターゲットの速度情報（探知測距装置に対して接近しているのか、遠ざかっているのか、速度の大きさはどの程度か（こちらはドップラーゲート等を用いて取得される））、或いはそれらの情報を適切な関数を用いて組み合わせた量（例えば、特開２００９−２４３９４７号公報参照）等が考えられる。
【０１３２】
単純に距離のみを指標に優先度判定を行うならば、探知測距装置の近くに位置しているターゲットに対して高い優先度が付与され、探知測距装置から遠く離れた位置に存際するターゲットに対して低い優先度が付与される。
【０１３３】
探知測距装置からターゲットまでの距離は、例えば、ベースバンド領域に変換されたエコー信号のスペクトラムのピークを検出することにより算出される。ここで、ターゲットＴ１が探知測距装置から近い位置に存在し、ターゲットＴ２が探知測距装置から遠く離れた位置に存在しているものとする。この場合、図１１（ａ）に示すように、ターゲットＴ１に対応する１組のピークは、周波数ゼロに近い±ω１において検出される。また、ターゲットＴ２に対応する１組のピークは、周波数ゼロに対して±ω１よりも離れた±ω２において検出される。
【０１３４】
したがって、例えば、図１１（ａ）に示すＬＰＦ９１を使用すれば、ターゲットＴ１を表わす信号成分を抽出することができる。同様に、ＢＰＦ９２を使用すれば、ターゲットＴ２を表わす信号成分を抽出することができる。すなわち、ベースバンド領域に変換されたエコー信号を適切にフィルタリングすることにより、探知範囲内に位置する複数のターゲットを探知測距装置からの距離に応じてグループ化することができる。
【０１３５】
図１１（ｂ）は、探知測距装置からの距離に応じて複数のターゲットをグループ化する機能を実現する回路を示す。ここでは、受信アンテナＡR1により受信されたエコー信号において、ターゲットをグループ化する構成について説明する。
【０１３６】
受信エコー信号は、分岐器２１によってミキサ２２−１、２２−２に分配され、ミキサ２２−１、２２−２では、各々に入力された受信エコー信号とプローブ信号：Ｐ１、Ｐ２とを掛け合わせる（第１の実施形態の動作説明参照）。
【０１３７】
続いて、ミキサ２２−１からの出力信号は、分岐器９３によってＬＰＦ９１−１およびＢＰＦ９２−１に導かれる。ＬＰＦ９１−１は、図１１（ａ）に示すカットオフ周波数を持つＬＰＦ９１に相当し、探知測距装置からの距離が所定の閾値よりも小さいターゲット（以下、近距離ターゲット）を抽出する。よって、ＬＰＦ９１−１の出力：ｖ11aは近距離ターゲットからのＰ１の反射波成分となる。またＢＰＦ９２−１は、図１１（ａ）に示す通過帯域を持つＢＰＦ９２に相当し、探知測距装置からの距離が上記閾値以上に存在するターゲット（以下、遠距離ターゲット）を抽出する。即ち、ＢＰＦ９２−１の出力：ｖ11bは遠距離ターゲットからのＰ１の反射波成分となる。
【０１３８】
ミキサ２２−２の出力信号をフィルタリングするＬＰＦ９１−２およびＢＰＦ９２−２の動作は、ＬＰＦ９１−１およびＢＰＦ９２−１と実質的に同じであるから、ＬＰＦ９１−２の出力：ｖ12aは近距離ターゲットからのＰ２の反射波成分を、ＢＰＦ９２−２の出力：ｖ12bは、遠距離ターゲットからのＰ２の反射波成分を表わす。
【０１３９】
受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNのそれぞれの後段に設けられる各復調回路の構成および動作は、互いに実質的に同じである。つまり、第６の実施形態においては、近距離ターゲットに係わる２Ｎ組の信号：ｖ11a〜ｖN2a、および遠距離ターゲットに係わる２Ｎ組の信号：ｖ11b〜ｖN2bが生成される。
【０１４０】
なお、信号処理部３０に於ける動作の変形例として、各演算サイクルで、ｖ11a〜ｖN2aを優先的に用いて角度情報を推定し、ターゲットの脅威度から判定して、演算時間に余裕がある場合、ｖ11b〜ｖN2bを付加的に用いて角度情報を推定してもよい。或いは、信号処理部３０は、各演算サイクルで常に、ｖ11a〜ｖN2aを用いた角度情報推定を行い、ｖ11b〜ｖN2bを用いた角度情報推定、は複数の演算サイクルに対して１回だけ実施するようにしてもよい。
【０１４１】
第６の実施形態によれば、信号処理部３０の能力が十分でない場合であっても、少なくとも近距離ターゲットについては確実にアジマス情報を得ることができる。よって、例えば、探知測距装置が自動車等に搭載される場合、重要度の高いターゲットを確実に探知できる。
【０１４２】
上述した第１〜第６の実施形態は、矛盾のない範囲で任意に組み合わせてもよい。例えば、上述の説明では、第３の実施形態（プローブ信号ごとに変調入力信号の位相や周期等が異なる方式）は、第１の実施形態の構成を敷衍した装置として示されているが、第２または第４の実施形態にも適用可能である。また、第５の実施形態（各キャリア周波数が時間に対して変化する方式）は、第１〜第４の実施形態のいずれにも適用可能である。第６の実施形態（ターゲットをグループ化する方式）も、第１〜第４の実施形態のいずれにも適用可能である。
【０１４３】
＜第７の実施形態＞
ターゲットの存在方向は、（１４）式で定義される角度行列（または、アジマス行列）によって記述される。ところが、この角度行列を構成する要素φは（４）式に示されるが如く、プローブ信号のキャリア周波数（（４）式では、波長で表記されている）に依存している。換言すれば、プローブ信号間でキャリア周波数の差が大きい場合、プローブ信号ごとに異なる角度行列が生成される。
【０１４４】
第７の実施形態はこの性質を利用して、角度推定の信頼性または整合性が算出される。ただし、プローブ信号ごとに生成される角度行列の差異が角度分解能に比べて十分大きな場合、開口合成による角度推定の精度が低下するおそれがある。したがって、第７の実施形態では、原則として開口合成は行わない。
【０１４５】
第７の実施形態の探知測距装置の構成は、上述の実施形態（例えば、第１の実施形態）と実質的に同じである。ただし、第７の実施形態では、プローブ信号Ｐ１のキャリア周波数ωc1とプローブ信号Ｐ２のキャリア周波数ωc2との差分δωは、フィルタリングによる信号分離を成立せしめる所定の閾値よりも大きい。また、信号処理部３０の処理は、第１〜第６の実施形態とは異なっている。
【０１４６】
図１２は、推定された角度の信頼性を算出する処理を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、信号処理部３０により実行される。
【０１４７】
Ｓ１において、信号処理部３０は、プローブ信号Ｐ１の反射波成分に基づいて、第１の角度推定を行う。例えば、図１に示す構成に於いて、Ｐ１の反射波成分を表わす各信号は復調回路２０−１〜２０−ＮのＬＰＦ２３−１により得られる。そして、信号処理部３０は、例えば、ターゲットｋ（ｋ＝１〜Ｋ）の存在する角度：θk1を推定するようにしてもよい。
【０１４８】
Ｓ２において、信号処理部３０は、プローブ信号Ｐ２の反射波成分に基づいて、第２の角度推定を行う。図１に示す構成では、Ｐ２の反射波成分を表わす各信号は復調回路２０−１〜２０−ＮのＬＰＦ２３−２により得られる。このとき、信号処理部３０は、例えば、ターゲットｋ（ｋ＝１〜Ｋ）の存在する角度：θk2を推定するようにしてもよい。
【０１４９】
Ｓ３において、信号処理部３０は、第１の角度推定の結果および第２の角度推定の結果に基づいて、角度推定の信頼性を算出する。例えば、ステップＳ１、Ｓ２でターゲットｋの角度として、θk1およびθk2なる推定結果が得られた場合、信号処理部３０は、例えば下式を利用して、ターゲット毎にθk1とθk2との間の距離：Ｄを計算する。
Ｄk＝|θk1-θk2|2
距離Ｄは、その値が小さいほどＰ１、Ｐ２による推定の整合性が高い事を意味するので、信号処理部３０では、例えば、各ターゲットについて得られたＤkの平均または最小値を求め、この値をもって被推定角度の信頼性を評価することができる。
【０１５０】
このように、第７の実施形態では、周波数の異なる複数のプローブ信号を利用することにより推定された角度の信頼性を評価することができる。なお、上述の実施形態では、２つのプローブ信号を利用する構成を示したが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、第７の実施形態の探知測距装置は、３以上の送信アンテナを利用して３以上のプローブ信号を送信してもよい。
【０１５１】
例えば、探知測距装置が３本の送信アンテナを有する場合、第１および第２のプローブ信号で開口合成を行い、第３のプローブ信号を利用して、開口合成後の角度推定の信頼性を評価してもよい。勿論、この場合、第１および第２のプローブ信号のキャリア周波数はフィルタリングで分離可能であり、且つ、開口合成が成立する程度に互いに近接していることが好ましい。
【０１５２】
以上記載した各実施例を含む実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成する信号生成回路と、
前記Ｍ個のプローブ信号を送信するＭ個の送信素子と、
ターゲットからのエコー信号を受信するＮ個の受信素子と、
前記Ｎ個の受信素子のそれぞれに対して設けられ、前記Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて、各々の受信素子で受信されたエコー信号を復調することによって復調エコー信号を生成し、前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記Ｍ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成するＮ個の復調回路と、
前記Ｎ個の復調回路によって生成されるＭ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する信号処理部と、
を有する探知測距装置。
（付記２）
各復調回路は、
前記各復調回路に対応する受信素子で受信されたエコー信号を分岐してＭ組のエコー信号を生成する分岐器と、
前記分岐器からの出力である前記Ｍ組のエコー信号と、互いに異なるキャリア周波数を持つ前記プローブ信号とを掛け合わせてＭ組の復調エコー信号を生成するＭ個のミキサと、
前記Ｍ個のミキサの出力であるＭ組の復調エコー信号からそれぞれ対応する周波数成分を抽出することで、前記Ｍ組のデータ信号を生成するフィルタ回路と、を有する
ことを特徴とする付記１に記載の探知測距装置。
（付記３）
前記フィルタ回路は前記Ｍ個の復調エコー信号から、それぞれの対応する周波数成分を抽出するＭ個のローパスフィルタを有する
ことを特徴とする付記２に記載の探知測距装置。
（付記４）
各復調回路は、
前記各復調回路に対応する受信素子で受信されたエコー信号と、前記Ｍ個のプローブ信号の中の第１のプローブ信号とを掛け合わせることで復調エコー信号を生成する第１のミキサと、
前記第１のミキサの出力である復調エコー信号を分岐してＭ組の復調エコー信号を生成する分岐器と、
前記Ｍ組の復調エコー信号の中の１つから対応する周波数成分を抽出することにより前記第１のプローブ信号に対応するデータ信号を生成するローパスフィルタと、
前記Ｍ個の復調エコー信号の中の他の復調エコー信号から、それぞれ対応する周波数成分を抽出する１または複数のバンドパスフィルタと、
前記１または複数のバンドパスフィルタにより抽出される各周波数成分に、前記第１のプローブ信号と他の対応するプローブ信号との差分周波数を持つサブキャリア信号とをそれぞれ掛け合わせることで、前記第１のプローブ信号以外の１または複数のプローブ信号に対応する１または複数のデータ信号を生成する第２のミキサと、を有する
ことを特徴とする付記１に記載の探知測距装置。
（付記５）
前記信号生成回路は、
変調入力信号を生成する変調入力信号生成器と、
互いに異なる周波数で発振するＭ個の発振器と、を有し、
前記変調入力信号を前記Ｍ個の発振器に与えることにより、前記Ｍ個のプローブ信号を生成する
ことを特徴とする付記１に記載の探知測距装置。
（付記６）
前記変調入力信号生成器は、互いに位相、振幅、周期の少なくとも１つが異なるＭ個の変調入力信号を生成し、
前記Ｍ個の変調入力信号は、それぞれ対応する発振器に与えられる
ことを特徴とする付記５に記載の探知測距装置。
（付記７）
前記変調入力信号生成器は、互いに振幅、或いは周期の異なるＭ個の変調入力信号を生成し、
前記Ｍ個の変調入力信号は、それぞれ対応する発振器に与えられる
ことを特徴とする付記５に記載の探知測距装置。
（付記８）
前記Ｍ個の発振器により生成されるＭ個のプローブ信号のキャリア周波数は、それぞれ時間に対して、或いは所定のタイムスロットを単位として変化する
ことを特徴とする付記５に記載の探知測距装置。
（付記９）
前記復調回路は、各ミキサにより生成される各復調エコー信号からそれぞれ第１の周波数成分〜第Ｍの周波数成分を抽出することで第１のデータ信号〜第Ｍのデータ信号を生成し、
前記信号処理部は、前記復調回路により生成されるＭ×Ｎ組の第１のデータ信号に基づいて各ターゲットが存在する第１の角度を推定し、前記復調回路により生成されるＭ×Ｎ組の第ｍ（ｍ＝２〜Ｍ）のデータ信号に基づいて、各ターゲットが存在する第ｍの角度を推定する
ことを特徴とする付記２に記載の探知測距装置。
（付記１０）
互いに異なるキャリア周波数を有する第１〜第Ｍのプローブ信号を生成する信号生成回路と、
前記第１〜第Ｍのプローブ信号をそれぞれ送信する第１〜第Ｍの送信素子と、
ターゲットからのエコー信号を受信する複数の受信素子と、
前記複数の受信素子のそれぞれに対して設けられ、前記第１〜第Ｍのプローブ信号のうちの少なくとも１つを用いて、各々の受信素子で受信されたエコー信号を復調することによって復調エコー信号を生成し、更に前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記第１〜第Ｍのプローブ信号に対応する第１〜第Ｍのデータ信号を生成する複数の復調回路と、
前記複数の復調回路によって生成される複数の第１のデータ信号に基づいて前記各ターゲットについて第１の角度推定を行うと共に、前記複数の復調回路により生成される複数の第ｍ（ｍ＝２〜Ｍ）のデータ信号に基づいて前記各ターゲットについて第２の角度推定を行い、前記第１の角度推定の結果および前記第ｍの角度推定の結果を利用して、各ターゲットについて推定された角度の信頼性を算出する信号処理部と、
を有する探知測距装置。
（付記１１）
互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成し、
Ｍ個の送信素子を利用して前記Ｍ個のプローブ信号を送信し、
Ｎ個の受信素子を利用してターゲットからのエコー信号を受信し、
各受信素子で受信される各エコー信号を、前記Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて復調することによって復調エコー信号を生成し、前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記Ｍ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成し、
Ｍ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する、
ことを特徴とする探知測距方法。
【符号の説明】
【０１５３】
１〜４ 探知測距装置
１０ 信号生成回路
１１ 変調入力信号生成器（回路）
１３−１、１３−２ 電圧制御発振器（ＲＦ−ＶＣＯ）
２０−１〜２０−Ｎ 復調回路
２１ 分岐器
２２−１、２２−２ ミキサ
２３−１、２３−２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
３０ 信号処理部
５０−１〜５０−Ｎ 復調回路
５１、５４ ミキサ
５３−１ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
５３−２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
５５ サブキャリア生成器
６０ 信号生成回路
６１ 変調入力信号生成回路
６２−１、６２−２ 変調入力信号生成器
６３−１ ６３−２ 遅延素子
７０ 信号生成回路
８０−１〜８０−Ｎ 復調回路
９１−１、９１−２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
９２−１、９２−２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ターゲットを探知する探知測距装置および探知測距方法に係わる。
【背景技術】
【０００２】
従来より、電波（例えば、ミリ波）を利用して、ターゲットを探知する探知測距装置が実用化されている。探知測距装置は、探知領域にプローブ信号を放射し、ターゲットからの反射信号（すなわち、エコー信号）を受信する。そして、探知測距装置は、受信したエコー信号を解析することにより、ターゲットまでの視線方向相対距離（以下、単に距離と記す）、ターゲットの視線方向相対速度（以下、単に速度と記す）、ターゲットが存在する方向（角度）を推定する。このような探知測距装置は、例えば、等間隔で配置された複数の受信センサ素子を有し、各受信センサ素子により受信されるエコー信号の位相などに基づいて、ターゲットを探知する、各々の諸元（距離、速度、角度等）を推定する。
【０００３】
上述の探知測距装置においては、受信センサ素子の個数を増やして受信センサアレーの開口を拡大すると、探知可能なターゲットの個数が増加し、更に角度推定の性能等も高くなる。この一方で、特に、自動車などに搭載する探知測距装置では、装置の小型／低コスト化が要求される。
【０００４】
装置の小型化という観点からは、複数の送信センサ素子と複数の受信センサ素子とを有する構成を採用し、それらのセンサを時間分割方式で適切に切り替えることによって、受信センサアレーの実効開口を広くする技術が提案されている。しかしこの技術では、個々の送信センサ素子が占有するタイムスロット毎に、受信センサアレーを用いてエコー信号ベクトルを取得し、各々のタイムスロットで取得した信号ベクトルの位相を合せる必要があるので、ターゲットを探知するために要する時間が長くなってしまう。
【０００５】
この問題を解決するために以下の探知測距方法が提案されている。即ち、複数の変調器において互いに直交する符号を用いて拡散されたプローブ信号を、複数の送信センサ素子から同時（少なくとも、装置の動作周期を単位時間として同時性を定義する。但し、複数の単位時間をまとめて新たに単位時間として考えても良い − 以下、同様）に放射する。そして、複数の受信用センサで受信された信号のそれぞれを、複数の分岐器で分岐し、そのそれぞれについて復調器において送信側で用いた符号と同じ符号により逆拡散する。（例えば、特許文献１）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−８００２４号公報
【特許文献２】特開２０１０−２４３２３７号公報
【特許文献３】特開２０１０−１４５２８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
送信波を符号で拡散する方式を採用した探知測距装置は、ターゲットの探知時間を短縮するという観点からは好適な構造であるが、拡散符号の同期補足のための回路などを必要とするので、回路規模が大きくなり、従って、製造コストが上昇してしまう。
【０００８】
本発明の課題は、複数の送信センサ素子および複数の受信センサ素子を有する探知測距装置の回路の簡略化を図ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の１つの態様の探知測距装置は、互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成する信号生成回路と、前記Ｍ個のプローブ信号を送信するＭ個の送信素子と、ターゲットからのエコー信号を受信するＮ個の受信素子と、前記Ｎ個の受信素子のそれぞれに対して設けられ、前記Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて、各々の受信素子で受信されたエコー信号を復調することによって復調エコー信号を生成し、前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記Ｍ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成するＮ個の復調回路と、前記Ｎ個の復調回路によって生成されるＭ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する信号処理部と、を有する。
【発明の効果】
【００１０】
上述の態様によれば、複数の送信センサ素子および複数の受信センサ素子を有する探知測距装置の回路が簡略化される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施形態に係る探知測距装置の構成を示す図である。
【図２】変調入力信号の一例を示す図である。
【図３】第１の実施形態の復調回路の動作を説明する図である。
【図４】エコー信号の空間位相について説明する図である。
【図５】第２の実施形態に係る探知測距装置の構成を示す図である。
【図６】第２の実施形態の復調回路の動作を説明する図である。
【図７】第３の実施形態に係る探知測距装置の構成を示す図である。
【図８】第３の実施形態の動作例を示す図である。
【図９】第４の実施形態に係る探知測距装置の構成を示す図である。
【図１０】第５の実施形態でプローブ信号を生成する方法を説明する図である。
【図１１】第６の実施形態の動作例を示す図である。
【図１２】角度推定の信頼性を算出する処理を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本発明の実施形態の探知測距装置は、複数の送信素子（送信センサ素子）および複数の受信素子（受信センサ素子）を有する。各送信センサ素子は、それぞれ、探知領域にプローブ信号を放射する。ここで、探知領域内にターゲット（被探知物体）が存在すると、プローブ信号はそのターゲットにより反射される。各受信センサ素子は、ターゲットからの反射信号（すなわち、エコー信号）を受信する。そして、探知測距装置は、受信したエコー信号の位相などを解析することにより、探知測距装置からターゲットまでの距離、探知測距装置に対するターゲットの相対速度、ターゲットが存在する方向を推定する。
【００１３】
なお、以下に示す実施形態においては、探知測距装置としてレーダーの場合を具体例として説明を行うので、各送信センサ素子は、それぞれ送信アンテナであり、各受信センサ素子は、それぞれ受信アンテナである。
【００１４】
＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態に係る探知測距装置（探知測距装置１と呼ぶ）の構成を示す。探知測距装置１は信号生成回路１０、送信アンテナ：ＡT1〜ＡT2（即ち、Ｍ＝２）、受信アンテナ：ＡR1〜ＡRN、復調回路２０−１〜２０−Ｎ、信号処理部３０、及びＣＰＵ４１を有する。以降、装置の動作を簡潔に説明する為、ＣＰＵ４１は探知測距装置１の動作の制御を、信号処理部３０は探知測距処理をそれぞれ分担するものとし、ＣＰＵ４１の動作については説明を省略する。
【００１５】
信号生成回路１０は、変調入力信号生成器（ＢＢ−ＯＳＣ: base band oscillator）１１、分岐器１２、互いに異なる中心周波数（キャリア周波数）で発振する複数の高周波電圧制御発振器（ＲＦ−ＶＣＯ：radio frequency voltage-controlled oscillator）１３−１、１３−２を有する。即ち、信号生成回路１０は、ＢＢ−ＯＳＣからの入力信号で変調された、キャリア周波の異なる複数のプローブ信号を生成する。
【００１６】
ＢＢ−ＯＳＣ１１は変調入力信号ｆ(t)を生成する。本実施例では、ｆ(t)として図２に示す周期的な電圧信号を仮定している（勿論、他の波形でも良い事はいうまでもない）。図示のｆ(t)は、周期：Ｔｍ毎に、時間に沿って電圧がリニアに上昇するアップチャープ区間、および時間に沿って電圧がリニアに下降していくダウンチャープ区間を有する。なお、ｆ(t)の周期：Ｔmは、主に距離や速度の分解能によって、その具体的な値が決定されるが、例えば、数１０ｍ秒程度の値である。また、電圧の値域もモノポーラでなく、バイポーラでも良い。
【００１７】
ＢＢ−ＯＳＣ１１で生成されたｆ(t)は、分岐器（ＤＩＶ）１２を介してＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２の発振周波数を制御する制御信号として使用される。即ち、ＲＦ−ＶＣＯは、上記制御信号を入力できる端子（制御信号入力端子）を少なくとも１つは備えている。
【００１８】
ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２は制御端子に印加される電圧（または、電流）に対応する周波数で発振する。なお、この明細書においては、「周波数」および「角周波数」を区別することなく「周波数」と呼ぶ。すなわち、「周波数」は、角周波数を含むものとする。
【００１９】
さて、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１の制御端子には、キャリア周波数をωc1に設定するための基準電圧Ｖref1と変調入力信号ｆ(t)とを重畳して印加する事によって、ＲＦ−ＶＣＯの瞬時周波数はωc1を中心にｆ(t)に沿って変化してゆく。この様にして構成された周波数変調発振器をＯＳＣ１と記し、その出力であるプローブ信号をＰ１と記す。
【００２０】
同様に、ＲＦ−ＶＣＯ１３−２の制御端子には、キャリア周波数をωc2に設定するための基準電圧Ｖref2と変調入力信号ｆ(t)とを重畳して印加する事によって、ＲＦ−ＶＣＯの瞬時周波数はωc2を中心にｆ(t)に沿って変化してゆく。上記同様に構成された周波数変調発振器をＯＳＣ２と記し、その出力であるプローブ信号をＰ２と記す。
【００２１】
勿論、例えば、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２の共振素子が互いに異なる周波数で共振する様な回路構成を採用する事により、基準電圧Ｖref1、Ｖref2をｆ(t)に重畳する事無く、各ＲＦ−ＶＣＯのキャリア周波数を変更する様にしても良い。また、基準電圧Ｖref1、Ｖref2の与え方として、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、ＲＦ−ＶＣＯ１３−２のバイアス点を操作する方法もあり得る。
【００２２】
図１の実施例では、信号生成回路１０により生成されたプローブ信号：Ｐ１、Ｐ２は、それぞれに対応するパワーアンプ（ＰＷＡ）で増幅され、送信アンテナ：ＡT1、ＡT2から探知領域に向けて同時に放射される。
【００２３】
各受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNは、Ｐ１、Ｐ２がターゲットで反射される事によって生成されたエコー信号を同時に受信する。受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNによって受信される信号をそれぞれエコー信号Ｅ１〜ＥＮと呼ぶことにする。簡単の為、本実施例では、送信アンテナ：ＡT1、ＡT2、および受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNは直線上に配置されているものとし、更に、ＡT1、ＡT2はＡR1〜ＡRNの両端の外側に配置されており、また、ＡR1〜ＡRNは等間隔で配置されているものとする。
【００２４】
さて、Ｐ１、Ｐ２は探知領域に向かって同時に放射されたから、エコー信号Ｅ１〜ＥＮは、それぞれ、Ｐ１の反射波およびＰ２の反射波が重ね合わされた形で含まれている。また、エコー信号Ｅ１〜ＥＮには少なくとも１つ以上のターゲットからの反射波が含まれているものとする。
【００２５】
ＡR1〜ＡRNで受信されたエコー信号Ｅ１〜ＥＮは、各アンテナに対応する低雑音アンプ（ＬＮＡ）で増幅された後に、復調回路２０−１〜２０−Ｎに導かれる。
【００２６】
復調回路２０−１〜２０−Ｎは、個々の受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNに対応して設けられており、信号生成回路１０で生成されたプローブ信号：Ｐ１、Ｐ２の中の少なくとも１つを用いて、対応するエコー信号Ｅ１〜ＥＮからそれぞれ２組のデータ信号を生成する。
【００２７】
復調回路２０−１〜２０−Ｎの構成および動作は、互いにほぼ同じである。すなわち、各復調回路２０−１〜２０−Ｎは、それぞれ、分岐器（ＤＩＶ）２１、ミキサ２２−１、２２−２、フィルタ回路２３を有する。以下、復調回路２０−１の場合を具体例として、ＡR1で受信されたエコー信号Ｅ１が復調される迄の一連の動作を説明する。
【００２８】
分岐器２１はＥ１を分岐し、実質的に同じエコー信号を、例えばアナログ乗算器で構成された、ミキサ２２−１と２２−２とに導く。
【００２９】
ミキサ２２−１では、Ｅ１と信号生成回路１０から出力されるＰ１とを掛け合わせる。すると、ミキサ２２−１からの出力はプローブ信号：Ｐ１によってダウンコンバートされたＥ１のベースバンド成分Ｅ１１となる（以下、同様の操作を経て取得された信号を復調エコー信号と呼称する）。
【００３０】
同様に、ミキサ２２−２では、Ｅ１と信号生成回路１０から出力されるＰ２とを掛け合わせる。すると、ミキサ２２−２からの出力はプローブ信号：Ｐ２でダウンコンバートされたＥ１のベースバンド成分Ｅ１２となる。
【００３１】
フィルタ回路２３は、ミキサ２２−１、２２−２の出力信号をそれぞれフィルタリングするローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３−１、２３−２を有する。ＬＰＦ２３−１は、ミキサ２２−１から出力される復調エコー信号Ｅ１１から対応する周波数成分を抽出することでデータ信号Ｄ１１を生成する。同様に、ＬＰＦ２３−２は、ミキサ２２−２から出力される復調エコー信号Ｅ１２から対応する周波数成分を抽出することで、データ信号Ｄ１２を生成する。なお、「Ｄｎｍ」は、ｎ番目の受信アンテナを介して受信したエコー信号から抽出される、ｍ番目のプローブ信号の反射波成分を表す。
【００３２】
図３は、復調回路２０−１の動作を説明する図である。この実施例では、探知測距装置１は、図３（ａ）に示すように、キャリア周波数ωc1のプローブ信号Ｐ１およびキャリア周波数ωc2のプローブ信号Ｐ２を送信する。以下の説明では、キャリア周波数ωc1とキャリア周波数ωc2との差分を「δω」と表記する。
【００３３】
ここで、復調回路２０−１には受信アンテナ：ＡR1を介してエコー信号Ｅ１が入力されるが、このＥ１には、プローブ信号：Ｐ１の反射波およびプローブ信号：Ｐ２の反射波が含まれている。よって、Ｅ１を周波数領域で表示すると、Ｐ１、Ｐ２に由来する反射波のスペクトラムは、周波数軸上で図３（ａ）の様な配置関係になる。
【００３４】
図３（ｂ）は、ミキサ２２−１およびＬＰＦ２３−１の動作を示す。ミキサ２２−１は、上述したように、Ｅ１とキャリア周波数：ωc1なるＰ１とを掛け合わせる。Ｅ１にＰ１を掛け合わせるとＥ１はωc1だけダウンコンバートされる為、Ｅ１に含まれるＰ１の反射波成分は、ベースバンド領域に（前記Ｅ１１として）現れる。一方、Ｅ１に含まれるＰ２の反射波成分は、ベースバンド領域からδωだけシフトした領域に現れる。
【００３５】
ＬＰＦ２３−１のカットオフ周波数をＰ１の反射波成分を通過させ、Ｐ２の反射波成分を遮断するように設定する事で、ＬＰＦ２３−１はＰ２の反射波成分を遮断すると共に、Ｐ１の反射波成分を出力する。ＬＰＦ２３−１により抽出される周波数成分は、上述したデータ信号Ｄ１１に相当する。
【００３６】
図３（ｃ）は、ミキサ２２−２およびＬＰＦ２３−２の動作を示す。ミキサ２２−２は、上述したように、Ｅ１とキャリア周波数：ωc2なるＰ２とを掛け合わせる。Ｅ１にＰ２を掛け合わせるとＥ１はωc2だけダウンコンバートされる為、Ｅ１に含まれるＰ２の反射波成分は、ベースバンド領域に（前記Ｅ１２として）現れる。一方、Ｅ１に含まれるＰ１の反射波成分は、ベースバンド領域からδωだけシフトした領域に現れる。
【００３７】
ＬＰＦ２３−２のカットオフ周波数をＰ２の反射波成分を通過させ、Ｐ１の反射波成分を遮断するように設定する事で、ＬＰＦ２３−２はＰ１の反射波成分を遮断すると共に、Ｐ２の反射波成分を出力する。ＬＰＦ２３−２により抽出される周波数成分は、上述したデータ信号Ｄ１２に相当する。
【００３８】
尚、図３（ｂ）および図３（ｃ）のＬＰＦ出力の周波数軸に於ける位置関係は、Ｐ１、Ｐ２のキャリア周波数の大小関係で相対的な位置が定まる事はいうまでもない。
【００３９】
このように、復調回路２０−１のフィルタ回路２３は、ＡR1を介して受信したＥ１からＰ１の反射波成分およびＰ２の反射波成分を互いに分離して出力する。つまり、復調回路２０−１は、ＡR1を介して受信した１組のエコー信号：Ｅ１から２組のデータ信号Ｄ１１、Ｄ１２を生成する。
【００４０】
復調回路２０−１〜２０−Ｎの動作は互いに同様だから、復調回路２０−１〜２０−Ｎにより、２Ｎ（Ｍ×Ｎ、本実施例ではＭ＝２）組のデータ信号が生成される。すなわち、ＡR1〜ＡRNの受信信号に含まれるＰ１の反射波成分とＡR1〜ＡRNの受信信号に含まれるＰ２の反射波成分とが同時に得られる。
【００４１】
復調回路２０−１〜２０−Ｎから出力されるデータ信号は、それぞれ、Ａ／Ｄコンバータ４２によりデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコンバータ４２により得られるデジタル信号は、信号処理部３０に与えられる。なお、実際に処理するデータ量は、基本周期をＴｍとし、時間軸方向へのサンプリング数をＱとした場合、Ｍ×Ｎ×Ｑ個となるが、ここでは表現を簡潔にする為、時間軸方向へのサンプリングについては明示しない。
【００４２】
信号処理部３０は、プロセッサおよび／またはデジタル演算のためのハードウェア回路を含む。そして、信号処理部３０は、デジタル化された２Ｎ（一般にはＭ×Ｎ組であるが、本実施例ではＭ＝２）組のデータ信号に基づいて、探知測距装置１からターゲットまでの距離、探知測距装置１に対するターゲットの速度、およびターゲットが存在する角度を推定する。
【００４３】
信号処理部３０では、少なくとも１以上のデータ信号を利用して、探知測距装置１からターゲットまでの距離およびターゲットの速度を推定する。この際、信号処理部３０は、例えば、ｆ(t)のアップチャープ区間およびダウンチャープ区間のそれぞれに於いて取得された時間領域のデータ信号にＦＦＴ演算等（変調入力信号が、例えば、鋸歯状波である場合のターゲット定位は、時間領域のデータ信号の自己相関から計算するので、必ずしもＦＦＴ演算を利用して周波数領域の信号に変換する必要は無い。装置の採用する変調方式に応じた回路形式の変形については、今後、深く立ち入らない）を施す事で周波数領域のデータ信号に変換する。
【００４４】
そして、信号処理部３０は、アップチャープ区間において得られるピーク周波数およびダウンチャープ区間において得られるピーク周波数に基づいて、探知測距装置１からターゲットまでの距離およびターゲットの速度を推定する。ピーク周波数からターゲットを定位する手法は教科書レベルの基礎事項であるから、本明細書での説明は割愛する。
【００４５】
さらに、信号処理部３０は、複数のデータ信号に既知の到来方向推定（ターゲット角度の推定、以下、到来方向推定とターゲットの角度推定なる文言とを特に区別しない）方法を利用してターゲットの方向を推定してもよい。
【００４６】
到来方向推定方法としては、本発明を限定するものではないが、ＤＢＦ（digital beam forming）法、ＭＵＳＩＣ（multiple signal classification）アルゴリズム、ＰＲＩＳＭ（propagator method based on an improved spatial-smoothing matrix）アルゴリズム、ＥＳＰＲＩＴ（estimation of signal parameters via rotational invariance techniques）アルゴリズムなどが知られている。
【００４７】
このように、第１の実施形態の探知測距装置では、各送信アンテナからキャリア周波数の異なるプローブ信号を同時に送信し、各受信アンテナを介してエコー信号を取得する。そして、周波数フィルタ（例えば、ＬＰＦ）を用いて各エコー信号をフィルタリングすることにより、各エコー信号から各プローブ信号由来の反射波成分が抽出される。すなわち、Ｍ×Ｎ組の異なる反射波成分が得られる。したがって最も単純な場合、探知測距装置の備える受信アレーアンテナの物理開口が、実効的にＭ倍（参照文献にあるＴＳＳ型の開口合成同様、位相整合操作まで実現する機能を含めた構造まで敷衍して考えると、実効開口はＭ×Ｎ以下となる）になるので、探知性能または探知精度が向上する。勿論、Ｍは実際の送信アンテナの個数、Ｎは実際の受信アンテナの個数を表す。
【００４８】
ここで、例えば、各送信アンテナから同じキャリア周波数のプローブ信号を送信する構成（比較例１）においては、各エコー信号に含まれる複数のプローブ信号の反射波成分を互いに分離することは困難である。したがって、比較例１においては、時間分割多重を採用し、各送信アンテナからプローブ信号を放射する時間区間として、少なくともＴm以上の時間を割り当てる必要がある。この結果、ターゲットを探知するために要する時間が長くなる。
【００４９】
これに対し、第１の実施形態の探知測距装置においては、各エコー信号に含まれる複数のプローブ信号の反射波成分は、周波数フィルタにより互いに分離される。即ち、１Ｔm時間の内に（勿論、同時送信／同時受信であるから、ＳＮＲ向上等の他の目的で送信時間を延ばしても良い）、互いに分離された複数のプローブ信号の反射波成分を得ることができる。したがって、第１の実施形態の探知測距装置においては、比較例１と比較すると、ターゲットを探知するために要する時間が短くなる。
【００５０】
比較例１の欠点を解決するために、各送信アンテナのプローブ信号を異なる符号で拡散する構成（比較例２）が提案されている。ところが、比較例２においては、受信アンテナ毎に各拡散符号の同期補足のための回路などを必要とする。このため、回路規模が大きくなり、現状、低コスト化という市場からの要求と相反する結果になってしまう。
【００５１】
これに対し、第１の実施形態の探知測距装置においては、各エコー信号に含まれる複数のプローブ信号の反射波成分は、周波数フィルタという簡単な回路素子によって、複数のプローブ信号の反射波成分が互いに分離される。したがって、第１の実施形態の探知測距装置においては、比較例２と比較すると、探知測距装置の回路が簡略化される、低コストで装置が実現できる。
【００５２】
次に、第１の実施形態の探知測距装置の動作を数学的に説明する。以下では、探知測距装置は、Ｍ個の送信アンテナおよびＮ個の受信アンテナを有するものとする。
【００５３】
信号生成回路１０は、互いに異なるキャリア周波数：ωcm（ｍ＝１〜Ｍ）を持つＲＦ−ＶＣＯのそれぞれに、変調入力信号ｆ(t)を入力することによって、プローブ信号を生成する。
【００５４】
そして、探知測距装置は、上記複数のプローブ信号を探知範囲に向けて同時に送信する。このとき、送信アンテナｍ（ｍ＝１〜Ｍ）から送信されるプローブ信号ｖmTXは（１）式で表される。（１）式の上付き添え字は送信信号である事を表す。（２）式は変調入力信号を積分して得られるＦＭＣＷ信号の位相項であり、ｖmTXの瞬時周波数はωcm＋ｆ(t)となる。なお、以下では、説明を簡単にするために、伝搬特性および装置の不完全性などの影響は無視するものとする。
【００５５】
【数１】
【００５６】
ここで、装置の探知範囲内にＫ個のターゲットが存在しているものとすると、受信アンテナｎ（ｎ＝１〜Ｎ）で受信した目標エコー信号ｖnRXは（３）式で表される。（３）式の上付き添え字ＲＸは受信信号である事を示す。
【００５７】
【数２】
【００５８】
図４を参照しながら（３）〜（４）について説明する。図４の探知測距装置はＭ＝２個の送信アンテナを有している。図４では、受信アンテナ：ＡR1の位置をＸ−Ｙ座標の原点と定め、送信アンテナ：ＡT1、ＡT2および受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNはＸ軸上に配置されているものとする。更に、隣接する個々の受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNは互いに等しい間隔：ｄでＸ軸の正方向に向かって配置されており、また、Ｙ軸を角度の０度として時計方向を角度の正方向とする。
【００５９】
ターゲットｋ（ｋ＝１〜Ｋ）は、距離：ｄk、角度：θkの位置を、速度：ｖkで運動しているものとする。
【００６０】
探知測距装置から放射されたプローブ信号がターゲットｋで反射され、同装置に戻ってくるまでに要する時間（遅延時間τk）は2dk/c0で表され、ターゲットの速度に起因するドップラー周波数ωdm,kは2ωcmvk/c0で表される。なお、c0は光速度である。
【００６１】
ターゲットｋからのエコー信号は、ＡR1〜ＡRNが構成する受信アレーアンテナに対し、角度：θk方向からの平面波として到来するので、受信アンテナ：ＡR1を基準とした場合、ターゲットｋからＡR1までの伝播距離とｎ番目の受信アンテナまでの伝搬距離との差分はd(n-1)sinθkである。換言すれば、ＡR1を空間位相の０基準（ゼロ）とすれば、ｎ番目の受信アンテナによって得られるエコー信号のｍ番目のキャリアに対する空間位相φnm,kは、（４）式で定義される。なお、λmは、ｍ番目のキャリアの波長である。
【００６２】
ＡR1〜ＡRNに続く各復調回路２０−１〜２０−Ｎでは、ｌ（小文字のエル）番目のＴＸ信号（プローブ信号）を利用して、受信エコー信号を復調する。なお、ＴＸ信号は（１）式で、受信エコー信号は（３）式で表され、（３）式のｎｎ（ｔ）はＡＷＧＮである。
【００６３】
復調は、受信エコー信号にＴＸ信号を掛け合わせることにより実現される。すなわち、下記（５）式により受信エコー信号は復調される。なお、上付き添え字のＢＢは、ベースバンド成分である事を表す。＊は、複素共役を表す。
【００６４】
【数３】
【００６５】
また（５）式に於いては、下記（６．１）〜（６．３）式に定義した表記を用いており、（６．１）式はｌ（小文字のエル）番目のＴＸ信号のキャリア周波数とｍ番目のＴＸ信号のキャリア周波数との差分を表す。以下では、この差分周波数をサブキャリアと呼ぶことがある（ｌ＝ｍの場合、差分周波数は０となるが、これも特殊例としてカウントする）。
【００６６】
【数４】
【００６７】
さて、Ｍ個の異なるキャリア周波数を持つＴＸ信号を同時に送信する探知測距装置においては、受信アンテナ毎に、Ｍ個のサブキャリアが存在する。したがって、本発明に準拠する探知測距装置では、個々の受信アンテナ毎にＭ個の周波数フィルタ（ＬＰＦまたはＢＰＦ）を備える事により、各受信アンテナからＭ組のプローブ信号由来の反射波のベースバンド成分を分離、取得する。図１（実施例１）に示す構成では、Ｍ＝２なので、探知測距装置１はＬＰＦ２３−１、２３−２を有する。
【００６８】
検討をより詳細な段階に進める為、次に、ＬＰＦの特性を（７）式で定義する。なお、（７）式では、簡単のため、位相特性等は無視している。また、ＬＰＦの場合を解析しておけば、フィルタをＢＰＦ等に変更しても同様に取り扱う事が可能である。
【００６９】
【数５】
【００７０】
（７）式のインパルスレスポンスは（８）式で表される。なお、ΩはＬＰＦのカットオフ周波数に相当する。
【００７１】
【数６】
【００７２】
明らかに、ＬＰＦの出力信号は（９）式で表される。
【００７３】
【数７】
【００７４】
ここで、変調入力信号ｆ(t)は時間の周期関数であるから、ｘk(t)＝ｘk(t-z)とできる事に注意すれば、結局、（９）式の展開結果として（１０）式を得る。なお、（９）式から（１０）式への展開に於いて、信号処理の原理とは関係が薄いので、雑音成分を無視した。
【００７５】
【数８】
【００７６】
（１０）式において、rectは矩形関数であり、ＬＰＦによるフィルタリング効果を表わしている。そして、（１０）式で表される信号成分を、ｍ＝ｌ（小文字のエル）の項と、ｍ≠ｌ（小文字のエル）の項に分解すると（この分解操作はミキサとフィルタによって自動的に行われる事は上述の通りである）、ＬＰＦの出力信号は（１１）式で表される。ここで、分岐器２１から出力される各信号のレベルは、分岐器２１によって、単純に入力信号のＭ分の１に減衰するとした。また、（１１）式では、再び雑音ｎn(t)も表記されている。
【００７７】
【数９】
【００７８】
（１１）式において、右辺の第１項は、ＬＰＦを利用して抽出したい成分に相当する。ここで、ｘkは、（６．２）式に示すように、探知測距装置からターゲットｋまでの距離による時間遅延：τkに依存し、ドップラー周波数：ωdm,kはキャリア周波数とターゲットの速度に依存する。また（４）式に示すように、φnm,kは、ターゲットｋが存在する角度：θkに依存する。
【００７９】
（１１）式の右辺の第２項は、ＬＰＦにより遮断される成分に相当する。（６．１）式に記載の如く、δωcm,lはキャリア周波数間の差分を表わす。従って、この第２項の寄与が第１項に比べて十分小さいとき、エコー信号から目的とする周波数成分が抽出される。
この場合、例えば、ドップラー周波数を考慮したキャリア間周波数差に対して、ＬＰＦのカットオフ周波数を適切に決定すれば、（１１）式の右辺の第２項は十分に小さくなる。
【００８０】
例えば、Ｍ＝２なる探知測距装置1においては、図３に示す信号が得られる。ここで、プローブ信号Ｐ１によって復調を行った場合、（１１）式第１項の成分は周波数軸上で、図３（ｂ）においてＰ１の位置に現れる。即ち、ＬＰＦ２３−１を通過する成分はＰ１の反射波に相当し、ＬＰＦ２３−１で遮断される成分はＰ２の反射波に相当する。
【００８１】
同様に、プローブ信号Ｐ２によって復調を行った場合、（１１）式第１項の成分は周波数軸上で、図３（ｃ）においてＰ２の位置に現れる。即ち、ＬＰＦ２３−２を通過する成分はＰ２の反射波に相当し、ＬＰＦ２３−２で遮断される成分はＰ１の反射波に相当する。
【００８２】
探知測距装置１においては、ドップラー周波数による帯域の変動を考慮して、復調後に、対応するＬＰＦの通過帯域同士が干渉しないように、各プローブ信号のキャリア周波数が決定される。したがって、物理的に実在するＮ個の受信アンテナから同時にＭ×Ｎ組の信号ベクトルを生成することができる。
【００８３】
ところで、（１１）式の右辺の第１項中のｘk(t)exp(-jωdl,kt)は一般的な探知測距装置によって得られるベースバンド成分である。そこで、以下、ｘk(t)exp(-jωdl,kt)を、単にｘk(t)と表記する。すると、図１に示す探知測距装置１において取得される信号ベクトルは、下記（１２）式で表される。
【００８４】
【数１０】
【００８５】
信号ベクトルｖ1BB、ｖ2BBは（１３．１）式に定義するが、それぞれＮ個の成分を有し、各成分は（１１）式で表される。また、ベースバンド信号成分ｘ(t)は（１３．２）式に定義するＫ次元ベクトルである。なお、ｎ(t)はＭ×Ｎ次元の雑音信号ベクトルである。
【００８６】
【数１１】
【００８７】
さらに、（１４）式は角度行列Ａmを定義するものである。
【００８８】
【数１２】
【００８９】
したがって、探知測距装置１では、例えば、図２に示す変調入力信号ｆ(t)の周期Ｔm内に、開口合成が可能なＭ×Ｎ次元のデータベクトル（行列）が生成される。Ｍ×Ｎ次元のデータベクトル（行列）を利用したターゲットの角度推定は、上述の通り既知のアルゴリズムにより実現される。
【００９０】
なお、（１４）式の角度行列Ａはプローブ信号のキャリア周波数に依存するので、適切な開口合成を実現するためには、通常、プローブ信号のキャリア周波数間の差分が小さい方が好ましい。一方、プローブ信号のキャリア周波数間の差分は復調後にＬＰＦ（または、ＢＰＦ）でエコー信号の分離が可能となるよう決定する必要がある。しかしながら、復調処理後にレーダーのベースバンド信号が占有する帯域は高々数１００ｋＨｚ程度なので、例えば、キャリア周波数が76GHzまたは79GHzである場合、キャリア周波数間の差分を数MHzにまで小さくすることができる。
【００９１】
＜第２の実施形態＞
図５は、本発明の第２の実施形態に係る探知測距装置（探知測距装置２と呼ぶ）の構成図である。探知測距装置２は、信号生成回路１０、送信アンテナ：ＡT1、ＡT2、受信アンテナ：ＡR1〜ＡRN、復調回路５０−１〜５０−Ｎ、信号処理部３０、ＣＰＵ４１を有する。ここで、信号生成回路１０、ＡT1、ＡT2、ＡR1〜ＡRN、信号処理部３０、及びＣＰＵ４１は、実質的に第１の実施形態と同じである。ただし、復調回路５０−１〜５０−Ｎの構成および動作は、第１の実施形態に於ける復調回路２０−１〜２０−Ｎとは異なっている。
【００９２】
第１の実施形態に於ける各復調回路２０−１〜２０−Ｎは、複数のプローブ信号を利用してエコー信号を復調する。これに対して、第２の実施形態に於ける各復調回路５０−１〜５０−Ｎは、ミキサ５１、分岐器５２、フィルタ回路５３、ミキサ５４を有し、１つのプローブ信号を利用してエコー信号を復調する。フィルタ回路５３は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５３−１、およびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５３−２を有する。以下、例として、受信アンテナ：ＡR1で受信されるエコー信号：Ｅ１を復調する復調回路５０−１の動作を説明する。
【００９３】
ミキサ５１では、Ｅ１と複数のプローブ信号の中の任意の１つとを掛け合わせる。この例では、Ｅ１とプローブ信号：Ｐ１とを掛け合わせて復調エコー信号：Ｅ１１を生成している。なお、ミキサ５１は、例えば、アナログ乗算器である。
【００９４】
復調エコー信号Ｅ１１は分岐器５２によってを分岐され、ＬＰＦ５３−１およびＢＰＦ５３−２に導かれる。
【００９５】
図３（ｂ）を参照すると、ＬＰＦ５３−１は、Ｅ１１から対応する周波数成分を抽出することでデータ信号Ｄ１１を生成する。一方、ＢＰＦ５３−２は、Ｅ１１から対応する周波数成分を抽出するので、ミキサ５４に於いて、ＢＰＦ５３−２の出力とサブキャリア生成器５５から生成されるサブキャリア信号とを掛け合わせる事によって、データ信号Ｄ１２が生成される。なお、ミキサ５４は、例えば、アナログ乗算器である。
【００９６】
サブキャリア生成器５５は、ωc1なるキャリア周波数を持つプローブ信号：Ｐ１とωc2なるキャリア周波数を持つプローブ信号：Ｐ２とに対して、キャリア周波数の差分周波数：δωを有するサブキャリア信号を生成する。サブキャリア生成器５５は、生成したサブキャリア信号をミキサ５４に与える。
【００９７】
図６は、復調回路５０−１の動作をより詳細に説明している。探知測距装置２は、図６（ａ）に示すように、Ｐ１およびＰ２を同時に送信するので、この点では、図３（ａ）に示す第１の実施形態と同様である。以下では、キャリア周波数ωc1とキャリア周波数ωc2との差分を「δω」と表記する。
【００９８】
復調回路５０−１には第１の実施形態と同様、ＡR1を介してＥ１が入力される。即ち、Ｅ１にはＰ１の反射波とＰ２の反射波とが含まれている。したがって、Ｅ１の周波数軸上に於ける各成分の位置関係は、図６（ａ）の様に表される。
【００９９】
図６（ｂ）には、ミキサ５１、ＬＰＦ５３−１、ＢＰＦ５３−２の動作を示している。ミキサ５１は、上述したように、Ｅ１とＰ１とを掛け合わせる。ここで、Ｐ１のキャリア周波数は、ωc1であるから、この操作の結果、Ｅ１は周波数：ωc1だけダウンコンバートされる。従って、Ｅ１に含まれるＰ１の反射波成分がベースバンド領域に現れる。一方、Ｅ１に含まれるＰ２の反射波成分は、ベースバンドに対して、サブキャリア周波数：δω分だけシフトした領域に現れる。
【０１００】
ＬＰＦ５３−１のカットオフ周波数を、Ｐ１の反射波成分を通過させると共に、Ｐ２の反射波成分を遮断するように設定する事で、Ｐ１の反射波成分を表わすデータ信号Ｄ１１のみがＬＰＦ５３−１から出力される。
【０１０１】
一方、ＢＰＦ５３−２の通過帯域は、Ｐ２の反射波成分を通過させると共に、他の帯域の成分を遮断するように設定する事で、Ｐ２の反射波成分のみがＢＰＦ５３−２から出力される。
【０１０２】
図６（ｃ）は、ミキサ５４の動作を説明する図である。ミキサ５４は、上述のように、ＢＰＦ５３−２の出力とサブキャリア信号とを掛け合わせる。ここで、サブキャリア信号の周波数はδωであるから、ＢＰＦ５３−２の出力信号は、ミキサ５４によって、ベースバンド領域に変換され、Ｐ２の反射波成分を表わすデータ信号Ｄ１２が抽出される。
【０１０３】
このように、復調回路５０−１は、ＡR1を介して受信したＥ１から、Ｐ１の反射波成分およびＰ２の反射波成分を互いに分離して出力する。換言すれば、復調回路５０−１は、ＡR1を介して受信したＥ１から、２組のデータ信号Ｄ１１、Ｄ１２を生成する。
【０１０４】
復調回路５０−１〜５０−Ｎの構成および動作は互いに同様だから、第１の実施形態の如く、復調回路５０−１〜５０−Ｎにより、２Ｎ組のデータ信号が生成される。例えば、復調回路５０−１のＬＰＦ５３−１の出力信号（データ信号Ｄ１１）は、（１５）式により表される。
【０１０５】
【数１３】
【０１０６】
また、復調回路５０−Ｎのミキサ５４の出力信号（データ信号ＤＮ２）は、（１６）式により表される。
【０１０７】
【数１４】
【０１０８】
そして信号処理部３０は、第１の実施形態と同様、２Ｎ組のデータ信号を用いて探知測距装置からターゲットまでの距離、ターゲットの相対速度、ターゲットが存在する方向を推定する。
【０１０９】
なお、第２の実施形態の探知測距装置は、図５に示す構成に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。例えば、図５に示す構成では、ＢＰＦ５３−２の出力側にミキサ５４が設けられているが、ＢＰＦ５３−２をＬＰＦ５３−２と交換し、その入力側にミキサ５４を設けてもよい。
【０１１０】
＜第３の実施形態＞
図７は、第３の実施形態に係る探知測距装置の構成である（探知測距装置３と呼ぶ）。第３の実施形態の探知測距装置３は信号生成回路６０、送信アンテナ：ＡT1、ＡT2、受信アンテナ：ＡR1〜ＡRN、復調回路２０−１〜２０−Ｎ、信号処理部３０、およびＣＰＵ４１を有する。図７に於いて、アンテナ：ＡT1〜ＡT2、ＡR1〜ＡRN、信号処理部３０、ＣＰＵ４１は、実質的に第１の実施形態と同じである。但し、信号生成回路６０の構成および動作が、第１の実施形態の信号生成回路１０と異なっている。即ち、信号生成回路６０はＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２、及び遅延素子６３−１、６３−２を有し、遅延素子６３−１、６３−２の出力が、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２に入力される。
【０１１１】
ＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２は、それぞれ、例えば図２に示すように、アップチャープ区間およびダウンチャープ区間を有する周期的な変調入力信号を生成する。ここで、ＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２は互いに波形、振幅、周期（位相も含めれば後続の遅延素子６３−１、６３−２も省略できる）といったパラメータの異なる変調入力信号を生成することができる。勿論、ＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２は、互いに同じ変調入力信号を生成してもよい。
【０１１２】
遅延素子６３−１、６３−２は、それぞれＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２からの出力信号を遅延させる。すなわち、遅延素子６３−１は、ＢＢ−ＯＳＣ６２−１の出力信号をτ１だけ遅延させる。同様に、遅延素子６３−２は、ＢＢ−ＯＳＣ６２−２の出力信号をτ２だけ遅延させる。但し、τ１、τ２は、各ＢＢ−ＯＳＣからの出力信号の特徴に応じて互いに同じであってもよいし、異なっていてもよい。或いは、τ１、τ２は、ゼロであってもよい。
【０１１３】
ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２の制御端子には、第１の実施形態同様、キャリア周波数を設定する為の基準電圧Ｖref1、Ｖref2に、ＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２で生成された変調入力信号を、それぞれ遅延素子６３−１、６３−２でτ１、τ２だけ遅らせた信号：ｆ1(t)、ｆ2(t)が重畳して入力される。この結果、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１からはＶref1で設定されたキャリア周波数を中心として、ｆ1(t)に沿って瞬時周波数が変化してゆく周波数変調信号（プローブ信号）Ｐ１が出力される。また、ＲＦ−ＶＣＯ１３−２からはＶref2で設定されたキャリア周波数を中心として、ｆ2(t)に沿って瞬時周波数が変化してゆく周波数変調信号（プローブ信号）Ｐ２が出力される。なお、ＯＳＣ１を６２−１〜１３−１で、ＯＳＣ２を６２−２〜１３−２で構成される発振器とする。
【０１１４】
このように、第３の実施形態においては、複数のプローブ信号のキャリア周波数が互いに異なるだけでなく、複数のプローブ信号の少なくとも１つのパラメータ（例えば、変調周期、位相等）が互いに異なっている。即ち、第３の実施形態によれば、第１の実施形態と比較して、プローブ信号間の干渉をさらに低減することができる。
【０１１５】
図８は、第３の実施形態の動作例を示す。図８（ａ）はＰ１、Ｐ２の瞬時周波数の経時変化を示したものである。これはＢＢ−ＯＳＣ６２−１、６２−２から出力される信号の波形、振幅、周期が互いに同じで、遅延素子６３−１、６３−２の設定値がτ１＝Tm/2、τ２＝ゼロなる場合である。この時、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１の制御端子への入力：ｆ1(t)の位相は、ＲＦ−ＶＣＯ１３−２の制御端子への入力：ｆ2(t)に対してπ/2だけ遅れている。すなわち、Ｐ１の変調位相は、Ｐ２に対してπ/2だけ遅れている。なお、一点鎖線は、Ｐ１でＰ２の反射波を復調する際に生じる瞬時周波数の差分を表している。
【０１１６】
図８（ｂ）は、図７に示す復調回路内のミキサ２２−１の出力信号のシミュレーション結果である。すなわち、受信エコー信号にＰ１を掛け合わせることで得られる信号のスペクトラムが表わされている。なお、互いの信号の周波数軸上での位置関係の識別が容易になる様、Ｐ１、Ｐ２のキャリア周波数の差分：δωcを100MHzとしてある。
【０１１７】
この条件では、ベースバンド帯域にＰ１の反射波成分が、50MHz〜150MHzの帯域にＰ２の反射波成分が得られている。ここで、Ｐ１の反射波成分のスペクトラムとＰ２の反射波成分のスペクトラムとは、約50MHz隔てられているので、適切なカットオフ周波数を持つＬＰＦを用いる事で、Ｐ１の反射波成分のみを抽出しつつ、Ｐ２の反射波成分を遮断することができる。なお、このシミュレーションでは、Ｐ１の反射波成分と比べてＰ２の反射波成分のパワーが約10dBm程度低くなっている。これは、Ｐ２の反射波成分の復調をＰ１で行った為に、復調後のＰ２の瞬時周波数が、図８（ａ）に示した如く台形波の状に変化してスペクトルが拡散するからである。
【０１１８】
なお、第３の実施形態の探知測距装置は、図７に示す構成に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。例えば、Ｐ１、Ｐ２を生成するための変調入力信号の周期が互いに同じときは、１つの変調入力信号生成器から生成される信号を分岐して遅延素子６３−１、６３−２に導くようにしてもよい。
【０１１９】
＜第４の実施形態＞
第１〜第３の実施形態においては、探知測距装置は２つの送信アンテナを有している。しかし、本発明はこの構成に限定されるものではない。すなわち、探知測距装置は、３以上の送信アンテナを有するようにしてもよい。
【０１２０】
図９は第４の実施形態に係る探知測距装置の構成である（探知測距装置４と呼ぶ）。第４の実施形態の探知測距装置４は、信号生成回路７０、送信アンテナ：ＡT1〜ＡT3、受信アンテナ：ＡR1〜ＡRN、復調回路８０−１〜８０−Ｎ、信号処理部３０、およびＣＰＵ４１を有する。すなわち、探知測距装置４は、３つの送信アンテナを有する。
【０１２１】
信号生成回路７０の構成および動作は、第１の実施形態の信号生成回路１０と類似している。ただし、信号生成回路７０は、キャリア周波数が互いに異なる３つのプローブ信号Ｐ１〜Ｐ３を生成するために、変調入力信号生成器１１、分岐器１２、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１〜１３−３を有する。
【０１２２】
ＲＦ−ＶＣＯ１３−１〜１３−３の制御端子には、キャリア周波数を設定する為の基準電圧：Ｖref1〜Ｖref3に、分岐器１２で分岐されたｆ(t)が重畳された信号が入力され、（ＢＢ−ＯＳＣ１１、分岐器１２、およびＲＦ−ＶＣＯ１３−１〜１３−３によって構成された）発振器ＯＳＣ１〜３からは、キャリア周波数の異なる３つのプローブ信号：Ｐ１〜Ｐ３が生成される。
【０１２３】
この例では、ＡT1〜ＡT3はＡR1〜ＡRNの一方の端部の外側に配置されており、ＡT1〜ＡT3およびＡR1〜ＡRNは、直線上に配列されている。そして、ＡT1〜ＡT3は、それぞれ信号生成回路７０で生成されたＰ１〜Ｐ３を、探知範囲に向けて同時に送信する。
【０１２４】
一方、ＡR1〜ＡRNで受信されたエコー信号は、各アンテナに対応する復調回路８０−１〜８０−Ｎに導かれる。復調回路８０−１〜８０−Ｎの構成および動作は、第１の実施形態の復調回路２０−１〜２０−Ｎと同様である。但し、復調回路８０−１〜８０−Ｎには、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の反射波成分を互いに分離するために、分岐器８１、ミキサ８２−１〜８２−３、フィルタ回路８３が含まれている。
【０１２５】
分岐器８１で分配された受信エコー信号は、ミキサ８２−１〜８２−３に於いて、それぞれＰ１〜Ｐ３と掛け合わされる。そして各ミキサの出力信号は、３個のＬＰＦから構成されるフィルタ回路８３を通過する。この様にして、１つの受信アンテナを介して受信されたエコー信号から３組のデータ信号が生成される。
【０１２６】
信号処理部３０に於いて実行される処理は、実質的に、第１の実施形態と同じである。ただし、第４の実施形態においては３×Ｎ組のデータ信号を利用して、探知測距装置からターゲットまでの距離、ターゲットの相対速度、およびターゲットが存在する方向が推定される。
【０１２７】
＜第５の実施形態＞
第５の実施形態においては、各プローブ信号のキャリア周波数（或いは、中心周波数）は、時間に対して常に一定でなく、それぞれ割り当てられたあるタイムスロット（幅は、スロット毎に任意で良い）毎に変化する。ここで、各プローブ信号のキャリア周波数は、例えば、図１の構成においては、ＲＦ−ＶＣＯ１３−１、１３−２に印加される基準電圧：Ｖref1、Ｖref2に応じて制御される。即ち、Ｖref1、Ｖref2を先述のタイムスロットに沿って変化させれば、キャリア周波数が時間変化するプローブ信号：Ｐ１、Ｐ２が生成される。この場合、信号生成回路１０は、例えば、不図示の基準電圧制御回路を有するようにしてもよい。或いは、ＣＰＵ４１からの指示に応じて各基準電圧を生成してもよい。
【０１２８】
ＢＢ−ＯＳＣ１１から出力されるｆ(t)を、上述の如く時間変化する基準電圧Ｖref1、Ｖref2にそれぞれ重畳すれば、各プローブ信号には、図２に示したアップチャープ区間およびダウンチャープ区間を有する様にできる。但し、各プローブ信号のキャリア周波数は、上述の通り時間に対して変化し、更に、キャリアの切り替え時点に於いて適切な補正を行わねば位相が連続性を有しないので、ＳＮ的には劣化する。なお、ｆ(t)＝０とすれば、本実施例は多周波ＣＷ信号をプローブ信号とする装置と等価になる。
【０１２９】
図１０は、第５の実施形態で生成されたプローブ信号の時間−周波数軸上に於ける対応関係を示した図である。図１０に示す例では、各プローブ信号のキャリア周波数は、或るタイムスロットを単位として変化する。単位タイムスロットは、特定の長さに限定されるものではないが、たとえば、図２に示すｆ(t)の周期の整数倍等としてもよい。そして、各プローブ信号のキャリア周波数を、例えば、ランダムまたは擬似ランダムに変化する様にすれば、本実施例は波数ホッピング型のスペクトラム拡散信号をプローブ信号とする装置と等価になる。この場合、周波数変化の最小ステップは、例えば、探知測距機能の要求値（距離分解能等）の実現に必要な帯域幅に相当する。
【０１３０】
＜第６の実施形態＞
探知測距装置は、探知範囲内に存在する複数のターゲットのそれぞれについて、探知測距装置からターゲットまでの距離、ターゲットの相対速度、ターゲットが存在する方向を推定する。ここで、探知するターゲットの個数が増えると、特に、信号処理部３０による方向推定（すなわち、角度情報の推定）のための演算量が多くなる。このため、例えば、信号処理部３０の能力が高くないときには、すべてのターゲットについてリアルタイムで角度情報の推定を行うことが困難な場合がある。
【０１３１】
そこで、第６の実施形態では、探知範囲内に存在する複数のターゲットに対して優先度を付与し、優先度の高いターゲットから順番にアジマス情報を推定する。具体的な優先度としては、例えば、探知測距装置から当該ターゲットまでの距離情報（距離ゲート等を用いて取得される）、当該ターゲットの速度情報（探知測距装置に対して接近しているのか、遠ざかっているのか、速度の大きさはどの程度か（こちらはドップラーゲート等を用いて取得される））、或いはそれらの情報を適切な関数を用いて組み合わせた量（例えば、特開２００９−２４３９４７号公報参照）等が考えられる。
【０１３２】
単純に距離のみを指標に優先度判定を行うならば、探知測距装置の近くに位置しているターゲットに対して高い優先度が付与され、探知測距装置から遠く離れた位置に存際するターゲットに対して低い優先度が付与される。
【０１３３】
探知測距装置からターゲットまでの距離は、例えば、ベースバンド領域に変換されたエコー信号のスペクトラムのピークを検出することにより算出される。ここで、ターゲットＴ１が探知測距装置から近い位置に存在し、ターゲットＴ２が探知測距装置から遠く離れた位置に存在しているものとする。この場合、図１１（ａ）に示すように、ターゲットＴ１に対応する１組のピークは、周波数ゼロに近い±ω１において検出される。また、ターゲットＴ２に対応する１組のピークは、周波数ゼロに対して±ω１よりも離れた±ω２において検出される。
【０１３４】
したがって、例えば、図１１（ａ）に示すＬＰＦ９１を使用すれば、ターゲットＴ１を表わす信号成分を抽出することができる。同様に、ＢＰＦ９２を使用すれば、ターゲットＴ２を表わす信号成分を抽出することができる。すなわち、ベースバンド領域に変換されたエコー信号を適切にフィルタリングすることにより、探知範囲内に位置する複数のターゲットを探知測距装置からの距離に応じてグループ化することができる。
【０１３５】
図１１（ｂ）は、探知測距装置からの距離に応じて複数のターゲットをグループ化する機能を実現する回路を示す。ここでは、受信アンテナＡR1により受信されたエコー信号において、ターゲットをグループ化する構成について説明する。
【０１３６】
受信エコー信号は、分岐器２１によってミキサ２２−１、２２−２に分配され、ミキサ２２−１、２２−２では、各々に入力された受信エコー信号とプローブ信号：Ｐ１、Ｐ２とを掛け合わせる（第１の実施形態の動作説明参照）。
【０１３７】
続いて、ミキサ２２−１からの出力信号は、分岐器９３によってＬＰＦ９１−１およびＢＰＦ９２−１に導かれる。ＬＰＦ９１−１は、図１１（ａ）に示すカットオフ周波数を持つＬＰＦ９１に相当し、探知測距装置からの距離が所定の閾値よりも小さいターゲット（以下、近距離ターゲット）を抽出する。よって、ＬＰＦ９１−１の出力：ｖ11aは近距離ターゲットからのＰ１の反射波成分となる。またＢＰＦ９２−１は、図１１（ａ）に示す通過帯域を持つＢＰＦ９２に相当し、探知測距装置からの距離が上記閾値以上に存在するターゲット（以下、遠距離ターゲット）を抽出する。即ち、ＢＰＦ９２−１の出力：ｖ11bは遠距離ターゲットからのＰ１の反射波成分となる。
【０１３８】
ミキサ２２−２の出力信号をフィルタリングするＬＰＦ９１−２およびＢＰＦ９２−２の動作は、ＬＰＦ９１−１およびＢＰＦ９２−１と実質的に同じであるから、ＬＰＦ９１−２の出力：ｖ12aは近距離ターゲットからのＰ２の反射波成分を、ＢＰＦ９２−２の出力：ｖ12bは、遠距離ターゲットからのＰ２の反射波成分を表わす。
【０１３９】
受信アンテナ：ＡR1〜ＡRNのそれぞれの後段に設けられる各復調回路の構成および動作は、互いに実質的に同じである。つまり、第６の実施形態においては、近距離ターゲットに係わる２Ｎ組の信号：ｖ11a〜ｖN2a、および遠距離ターゲットに係わる２Ｎ組の信号：ｖ11b〜ｖN2bが生成される。
【０１４０】
なお、信号処理部３０に於ける動作の変形例として、各演算サイクルで、ｖ11a〜ｖN2aを優先的に用いて角度情報を推定し、ターゲットの脅威度から判定して、演算時間に余裕がある場合、ｖ11b〜ｖN2bを付加的に用いて角度情報を推定してもよい。或いは、信号処理部３０は、各演算サイクルで常に、ｖ11a〜ｖN2aを用いた角度情報推定を行い、ｖ11b〜ｖN2bを用いた角度情報推定、は複数の演算サイクルに対して１回だけ実施するようにしてもよい。
【０１４１】
第６の実施形態によれば、信号処理部３０の能力が十分でない場合であっても、少なくとも近距離ターゲットについては確実にアジマス情報を得ることができる。よって、例えば、探知測距装置が自動車等に搭載される場合、重要度の高いターゲットを確実に探知できる。
【０１４２】
上述した第１〜第６の実施形態は、矛盾のない範囲で任意に組み合わせてもよい。例えば、上述の説明では、第３の実施形態（プローブ信号ごとに変調入力信号の位相や周期等が異なる方式）は、第１の実施形態の構成を敷衍した装置として示されているが、第２または第４の実施形態にも適用可能である。また、第５の実施形態（各キャリア周波数が時間に対して変化する方式）は、第１〜第４の実施形態のいずれにも適用可能である。第６の実施形態（ターゲットをグループ化する方式）も、第１〜第４の実施形態のいずれにも適用可能である。
【０１４３】
＜第７の実施形態＞
ターゲットの存在方向は、（１４）式で定義される角度行列（または、アジマス行列）によって記述される。ところが、この角度行列を構成する要素φは（４）式に示されるが如く、プローブ信号のキャリア周波数（（４）式では、波長で表記されている）に依存している。換言すれば、プローブ信号間でキャリア周波数の差が大きい場合、プローブ信号ごとに異なる角度行列が生成される。
【０１４４】
第７の実施形態はこの性質を利用して、角度推定の信頼性または整合性が算出される。ただし、プローブ信号ごとに生成される角度行列の差異が角度分解能に比べて十分大きな場合、開口合成による角度推定の精度が低下するおそれがある。したがって、第７の実施形態では、原則として開口合成は行わない。
【０１４５】
第７の実施形態の探知測距装置の構成は、上述の実施形態（例えば、第１の実施形態）と実質的に同じである。ただし、第７の実施形態では、プローブ信号Ｐ１のキャリア周波数ωc1とプローブ信号Ｐ２のキャリア周波数ωc2との差分δωは、フィルタリングによる信号分離を成立せしめる所定の閾値よりも大きい。また、信号処理部３０の処理は、第１〜第６の実施形態とは異なっている。
【０１４６】
図１２は、推定された角度の信頼性を算出する処理を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、信号処理部３０により実行される。
【０１４７】
Ｓ１において、信号処理部３０は、プローブ信号Ｐ１の反射波成分に基づいて、第１の角度推定を行う。例えば、図１に示す構成に於いて、Ｐ１の反射波成分を表わす各信号は復調回路２０−１〜２０−ＮのＬＰＦ２３−１により得られる。そして、信号処理部３０は、例えば、ターゲットｋ（ｋ＝１〜Ｋ）の存在する角度：θk1を推定するようにしてもよい。
【０１４８】
Ｓ２において、信号処理部３０は、プローブ信号Ｐ２の反射波成分に基づいて、第２の角度推定を行う。図１に示す構成では、Ｐ２の反射波成分を表わす各信号は復調回路２０−１〜２０−ＮのＬＰＦ２３−２により得られる。このとき、信号処理部３０は、例えば、ターゲットｋ（ｋ＝１〜Ｋ）の存在する角度：θk2を推定するようにしてもよい。
【０１４９】
Ｓ３において、信号処理部３０は、第１の角度推定の結果および第２の角度推定の結果に基づいて、角度推定の信頼性を算出する。例えば、ステップＳ１、Ｓ２でターゲットｋの角度として、θk1およびθk2なる推定結果が得られた場合、信号処理部３０は、例えば下式を利用して、ターゲット毎にθk1とθk2との間の距離：Ｄを計算する。
Ｄk＝|θk1-θk2|2
距離Ｄは、その値が小さいほどＰ１、Ｐ２による推定の整合性が高い事を意味するので、信号処理部３０では、例えば、各ターゲットについて得られたＤkの平均または最小値を求め、この値をもって被推定角度の信頼性を評価することができる。
【０１５０】
このように、第７の実施形態では、周波数の異なる複数のプローブ信号を利用することにより推定された角度の信頼性を評価することができる。なお、上述の実施形態では、２つのプローブ信号を利用する構成を示したが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、第７の実施形態の探知測距装置は、３以上の送信アンテナを利用して３以上のプローブ信号を送信してもよい。
【０１５１】
例えば、探知測距装置が３本の送信アンテナを有する場合、第１および第２のプローブ信号で開口合成を行い、第３のプローブ信号を利用して、開口合成後の角度推定の信頼性を評価してもよい。勿論、この場合、第１および第２のプローブ信号のキャリア周波数はフィルタリングで分離可能であり、且つ、開口合成が成立する程度に互いに近接していることが好ましい。
【０１５２】
以上記載した各実施例を含む実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成する信号生成回路と、
前記Ｍ個のプローブ信号を送信するＭ個の送信素子と、
ターゲットからのエコー信号を受信するＮ個の受信素子と、
前記Ｎ個の受信素子のそれぞれに対して設けられ、前記Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて、各々の受信素子で受信されたエコー信号を復調することによって復調エコー信号を生成し、前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記Ｍ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成するＮ個の復調回路と、
前記Ｎ個の復調回路によって生成されるＭ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する信号処理部と、
を有する探知測距装置。
（付記２）
各復調回路は、
前記各復調回路に対応する受信素子で受信されたエコー信号を分岐してＭ組のエコー信号を生成する分岐器と、
前記分岐器からの出力である前記Ｍ組のエコー信号と、互いに異なるキャリア周波数を持つ前記プローブ信号とを掛け合わせてＭ組の復調エコー信号を生成するＭ個のミキサと、
前記Ｍ個のミキサの出力であるＭ組の復調エコー信号からそれぞれ対応する周波数成分を抽出することで、前記Ｍ組のデータ信号を生成するフィルタ回路と、を有する
ことを特徴とする付記１に記載の探知測距装置。
（付記３）
前記フィルタ回路は前記Ｍ個の復調エコー信号から、それぞれの対応する周波数成分を抽出するＭ個のローパスフィルタを有する
ことを特徴とする付記２に記載の探知測距装置。
（付記４）
各復調回路は、
前記各復調回路に対応する受信素子で受信されたエコー信号と、前記Ｍ個のプローブ信号の中の第１のプローブ信号とを掛け合わせることで復調エコー信号を生成する第１のミキサと、
前記第１のミキサの出力である復調エコー信号を分岐してＭ組の復調エコー信号を生成する分岐器と、
前記Ｍ組の復調エコー信号の中の１つから対応する周波数成分を抽出することにより前記第１のプローブ信号に対応するデータ信号を生成するローパスフィルタと、
前記Ｍ個の復調エコー信号の中の他の復調エコー信号から、それぞれ対応する周波数成分を抽出する１または複数のバンドパスフィルタと、
前記１または複数のバンドパスフィルタにより抽出される各周波数成分に、前記第１のプローブ信号と他の対応するプローブ信号との差分周波数を持つサブキャリア信号とをそれぞれ掛け合わせることで、前記第１のプローブ信号以外の１または複数のプローブ信号に対応する１または複数のデータ信号を生成する第２のミキサと、を有する
ことを特徴とする付記１に記載の探知測距装置。
（付記５）
前記信号生成回路は、
変調入力信号を生成する変調入力信号生成器と、
互いに異なる周波数で発振するＭ個の発振器と、を有し、
前記変調入力信号を前記Ｍ個の発振器に与えることにより、前記Ｍ個のプローブ信号を生成する
ことを特徴とする付記１に記載の探知測距装置。
（付記６）
前記変調入力信号生成器は、互いに位相、振幅、周期の少なくとも１つが異なるＭ個の変調入力信号を生成し、
前記Ｍ個の変調入力信号は、それぞれ対応する発振器に与えられる
ことを特徴とする付記５に記載の探知測距装置。
（付記７）
前記変調入力信号生成器は、互いに振幅、或いは周期の異なるＭ個の変調入力信号を生成し、
前記Ｍ個の変調入力信号は、それぞれ対応する発振器に与えられる
ことを特徴とする付記５に記載の探知測距装置。
（付記８）
前記Ｍ個の発振器により生成されるＭ個のプローブ信号のキャリア周波数は、それぞれ時間に対して、或いは所定のタイムスロットを単位として変化する
ことを特徴とする付記５に記載の探知測距装置。
（付記９）
前記復調回路は、各ミキサにより生成される各復調エコー信号からそれぞれ第１の周波数成分〜第Ｍの周波数成分を抽出することで第１のデータ信号〜第Ｍのデータ信号を生成し、
前記信号処理部は、前記復調回路により生成されるＭ×Ｎ組の第１のデータ信号に基づいて各ターゲットが存在する第１の角度を推定し、前記復調回路により生成されるＭ×Ｎ組の第ｍ（ｍ＝２〜Ｍ）のデータ信号に基づいて、各ターゲットが存在する第ｍの角度を推定する
ことを特徴とする付記２に記載の探知測距装置。
（付記１０）
互いに異なるキャリア周波数を有する第１〜第Ｍのプローブ信号を生成する信号生成回路と、
前記第１〜第Ｍのプローブ信号をそれぞれ送信する第１〜第Ｍの送信素子と、
ターゲットからのエコー信号を受信する複数の受信素子と、
前記複数の受信素子のそれぞれに対して設けられ、前記第１〜第Ｍのプローブ信号のうちの少なくとも１つを用いて、各々の受信素子で受信されたエコー信号を復調することによって復調エコー信号を生成し、更に前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記第１〜第Ｍのプローブ信号に対応する第１〜第Ｍのデータ信号を生成する複数の復調回路と、
前記複数の復調回路によって生成される複数の第１のデータ信号に基づいて前記各ターゲットについて第１の角度推定を行うと共に、前記複数の復調回路により生成される複数の第ｍ（ｍ＝２〜Ｍ）のデータ信号に基づいて前記各ターゲットについて第２の角度推定を行い、前記第１の角度推定の結果および前記第ｍの角度推定の結果を利用して、各ターゲットについて推定された角度の信頼性を算出する信号処理部と、
を有する探知測距装置。
（付記１１）
互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成し、
Ｍ個の送信素子を利用して前記Ｍ個のプローブ信号を送信し、
Ｎ個の受信素子を利用してターゲットからのエコー信号を受信し、
各受信素子で受信される各エコー信号を、前記Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて復調することによって復調エコー信号を生成し、前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記Ｍ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成し、
Ｍ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する、
ことを特徴とする探知測距方法。
【符号の説明】
【０１５３】
１〜４ 探知測距装置
１０ 信号生成回路
１１ 変調入力信号生成器（回路）
１３−１、１３−２ 電圧制御発振器（ＲＦ−ＶＣＯ）
２０−１〜２０−Ｎ 復調回路
２１ 分岐器
２２−１、２２−２ ミキサ
２３−１、２３−２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
３０ 信号処理部
５０−１〜５０−Ｎ 復調回路
５１、５４ ミキサ
５３−１ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
５３−２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
５５ サブキャリア生成器
６０ 信号生成回路
６１ 変調入力信号生成回路
６２−１、６２−２ 変調入力信号生成器
６３−１ ６３−２ 遅延素子
７０ 信号生成回路
８０−１〜８０−Ｎ 復調回路
９１−１、９１−２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
９２−１、９２−２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成する信号生成回路と、
前記Ｍ個のプローブ信号を送信するＭ個の送信素子と、
ターゲットからのエコー信号を受信するＮ個の受信素子と、
前記Ｎ個の受信素子のそれぞれに対して設けられ、前記Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて、各々の受信素子で受信されたエコー信号を復調することによって復調エコー信号を生成し、前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記Ｍ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成するＮ個の復調回路と、
前記Ｎ個の復調回路によって生成されるＭ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する信号処理部と、
を有する探知測距装置。
【請求項２】
各復調回路は、
前記各復調回路に対応する受信素子で受信されたエコー信号を分岐してＭ組のエコー信号を生成する分岐器と、
前記分岐器からの出力である前記Ｍ組のエコー信号と、互いに異なるキャリア周波数を持つ前記プローブ信号とを掛け合わせてＭ組の復調エコー信号を生成するＭ個のミキサと、
前記Ｍ個のミキサの出力であるＭ組の復調エコー信号からそれぞれ対応する周波数成分を抽出することで、前記Ｍ組のデータ信号を生成するフィルタ回路と、を有する
ことを特徴とする請求項１に記載の探知測距装置。
【請求項３】
各復調回路は、
前記各復調回路に対応する受信素子で受信されたエコー信号と、前記Ｍ個のプローブ信号の中の第１のプローブ信号とを掛け合わせることで復調エコー信号を生成する第１のミキサと、
前記第１のミキサの出力である復調エコー信号を分岐してＭ組の復調エコー信号を生成する分岐器と、
前記Ｍ組の復調エコー信号の中の１つから対応する周波数成分を抽出することにより前記第１のプローブ信号に対応するデータ信号を生成するローパスフィルタと、
前記Ｍ個の復調エコー信号の中の他の復調エコー信号から、それぞれ対応する周波数成分を抽出する１または複数のバンドパスフィルタと、
前記１または複数のバンドパスフィルタにより抽出される各周波数成分に、前記第１のプローブ信号と他の対応するプローブ信号との差分周波数を持つサブキャリア信号とをそれぞれ掛け合わせることで、前記第１のプローブ信号以外の１または複数のプローブ信号に対応する１または複数のデータ信号を生成する第２のミキサと、を有する
ことを特徴とする請求項１に記載の探知測距装置。
【請求項４】
前記信号生成回路は、
変調入力信号を生成する変調入力信号生成器と、
互いに異なる周波数で発振するＭ個の発振器と、を有し、
前記変調入力信号を前記Ｍ個の発振器に与えることにより、前記Ｍ個のプローブ信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の探知測距装置。
【請求項５】
前記変調入力信号生成器は、互いに位相、振幅、周期の少なくとも１つが異なるＭ個の変調入力信号を生成し、
前記Ｍ個の変調入力信号は、それぞれ対応する発振器に与えられる
ことを特徴とする請求項４に記載の探知測距装置。
【請求項６】
互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成し、
Ｍ個の送信素子を利用して前記Ｍ個のプローブ信号を送信し、
Ｎ個の受信素子を利用してターゲットからのエコー信号を受信し、
各受信素子で受信される各エコー信号を、前記Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて復調することによって復調エコー信号を生成し、前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記Ｍ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成し、
Ｍ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する、
ことを特徴とする探知測距方法。
【請求項１】
互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成する信号生成回路と、
前記Ｍ個のプローブ信号を送信するＭ個の送信素子と、
ターゲットからのエコー信号を受信するＮ個の受信素子と、
前記Ｎ個の受信素子のそれぞれに対して設けられ、前記Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて、各々の受信素子で受信されたエコー信号を復調することによって復調エコー信号を生成し、前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記Ｍ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成するＮ個の復調回路と、
前記Ｎ個の復調回路によって生成されるＭ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する信号処理部と、
を有する探知測距装置。
【請求項２】
各復調回路は、
前記各復調回路に対応する受信素子で受信されたエコー信号を分岐してＭ組のエコー信号を生成する分岐器と、
前記分岐器からの出力である前記Ｍ組のエコー信号と、互いに異なるキャリア周波数を持つ前記プローブ信号とを掛け合わせてＭ組の復調エコー信号を生成するＭ個のミキサと、
前記Ｍ個のミキサの出力であるＭ組の復調エコー信号からそれぞれ対応する周波数成分を抽出することで、前記Ｍ組のデータ信号を生成するフィルタ回路と、を有する
ことを特徴とする請求項１に記載の探知測距装置。
【請求項３】
各復調回路は、
前記各復調回路に対応する受信素子で受信されたエコー信号と、前記Ｍ個のプローブ信号の中の第１のプローブ信号とを掛け合わせることで復調エコー信号を生成する第１のミキサと、
前記第１のミキサの出力である復調エコー信号を分岐してＭ組の復調エコー信号を生成する分岐器と、
前記Ｍ組の復調エコー信号の中の１つから対応する周波数成分を抽出することにより前記第１のプローブ信号に対応するデータ信号を生成するローパスフィルタと、
前記Ｍ個の復調エコー信号の中の他の復調エコー信号から、それぞれ対応する周波数成分を抽出する１または複数のバンドパスフィルタと、
前記１または複数のバンドパスフィルタにより抽出される各周波数成分に、前記第１のプローブ信号と他の対応するプローブ信号との差分周波数を持つサブキャリア信号とをそれぞれ掛け合わせることで、前記第１のプローブ信号以外の１または複数のプローブ信号に対応する１または複数のデータ信号を生成する第２のミキサと、を有する
ことを特徴とする請求項１に記載の探知測距装置。
【請求項４】
前記信号生成回路は、
変調入力信号を生成する変調入力信号生成器と、
互いに異なる周波数で発振するＭ個の発振器と、を有し、
前記変調入力信号を前記Ｍ個の発振器に与えることにより、前記Ｍ個のプローブ信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の探知測距装置。
【請求項５】
前記変調入力信号生成器は、互いに位相、振幅、周期の少なくとも１つが異なるＭ個の変調入力信号を生成し、
前記Ｍ個の変調入力信号は、それぞれ対応する発振器に与えられる
ことを特徴とする請求項４に記載の探知測距装置。
【請求項６】
互いに異なるキャリア周波数を有するＭ個のプローブ信号を生成し、
Ｍ個の送信素子を利用して前記Ｍ個のプローブ信号を送信し、
Ｎ個の受信素子を利用してターゲットからのエコー信号を受信し、
各受信素子で受信される各エコー信号を、前記Ｍ個のプローブ信号の中の少なくとも１つを用いて復調することによって復調エコー信号を生成し、前記復調エコー信号を周波数領域でフィルタリングして前記Ｍ個のプローブ信号に対応するＭ組のデータ信号を生成し、
Ｍ×Ｎ組のデータ信号に基づいてターゲットを探知する、
ことを特徴とする探知測距方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１３−６８４３３（Ｐ２０１３−６８４３３Ａ）
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２０５３１４（Ｐ２０１１−２０５３１４）
【出願日】平成２３年９月２０日（２０１１．９．２０）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月２０日（２０１１．９．２０）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]