時分割双方向通信装置
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、時分割双方向通信装置に係わり、特に、送信タイムスロット（以下、送信スロット）の直前にあるブラインドスロットにおける電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数の基準値と送信スロットにおける同発振周波数の基準値を略等しくし、送信周波数の周波数の偏差を抑えるようにした時分割双方向通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】時分割双方向（ＴＤＤ）通信方式においては、送信スロットの直前にブラインドスロットを設けている。このブラインドスロットにおいては、信号が送信も受信もされずに、送信のための準備が行われるものである。
【０００３】ここで、図４は、既知の時分割双方向通信装置の送受信機における送信部の構成を示すブロック構成図である。
【０００４】図４に示すように、送信部は、大きく分けて、位相制御部と、変調信号供給部と、送信信号出力部と、電圧調整部とからなっている。この内、位相制御部は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１と位相制御用のＩＣ３２とローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３とからなり、ＶＣＯ３１の出力端子ＯがＩＣ３２の入力に、ＩＣ３２の出力がＬＰＦ３３の入力に、ＬＰＦ３３の出力がＶＣＯ３１の誤差信号入力端子ＩE にそれぞれ接続されている。ここで、ＩＣ３２は分周器や位相比較器、チャージポンプ等を備えたものであり、一例としてフィリップ社製のＵＭＡ１０１８である。変調信号供給部は、ディジタル信号源３４と、波形整形回路３５と、ガウシャンフィルタ（ＧＦ）３６とからなり、ディジタル信号源３４の出力が波形整形回路３５の入力に、波形整形回路３５の出力がＧＦ３６の入力に、ＧＦ３６の出力がＶＣＯ３１の変調信号入力端子ＩM にそれぞれ接続されている。送信信号出力部は、バッファ増幅器３７と、前置増幅器３８と、電力増幅器３９と、送受切換えスイッチ４０と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４１と、アンテナ４２とからなり、ＶＣＯ３１の出力端子Ｏがバッファ増幅器３７の入力に、バッファ増幅器３７の出力が前置増幅器３８の入力に、前置増幅器３８の出力が電力増幅器３９の入力に、電力増幅器３９の出力が送受切換えスイッチ４０の一方の固定接点に、送受切換えスイッチ４０の可動接点がＢＰＦ４１の一方の端子に、ＢＰＦ４１の他方の端子がアンテナ４２にそれぞれ接続されている。電圧調整部は、電圧調整器（ＲＥＧ）４３と、第１の電源スイッチ４４と、第２の電源スイッチ４５とからなり、ＲＥＧ４３の入力が電源Ｖｃｃに、ＲＥＧ４３の出力がＶＣＯ３１、ＩＣ３２、波形整形回路３５、ＧＦ３６、バッファ増幅器３７の各電源端子に、第１の電源スイッチ４４の可動接点が電源Ｖｃｃに、第１の電源スイッチ４４の固定接点が前置増幅器３８の電源端子に、第２の電源スイッチ４５の可動接点が電源Ｖｃｃに、第２の電源スイッチ４５の固定接点が電力増幅器３９の電源端子にそれぞれ接続されている。
【０００５】また、ＩＣ３２には、基準クロック信号（ＲＥＦ ＣＬＫ）、ＰＬＬクロック信号（ＰＬＬ ＣＬＫ）、ＰＬＬデータ信号（ＰＬＬ ＤＡＴＡ）、ＰＬＬストローブ信号（ＰＬＬ ＳＴＢ）、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がそれぞれ供給される。第１の電源スイッチ４４の制御端子には、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）が供給され、第２の電源スイッチ４５の制御端子には、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）が供給される。
【０００６】次いで、図５（ａ）乃至（ｇ）は、前記構成による既知の送受信機の送信部における各部の信号波形の時間的変位状況を示す説明図であって、（ａ）は送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）を、（ｂ）はＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲＤＷＮ）を、（ｃ）は増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）を、（ｄ）はディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を、（ｅ）は波形整形回路３５の出力信号を、（ｆ）はガウシャンフィルタ３６の出力信号（変調信号）ｆT をそれぞれ示す信号波形図であり、（ｇ）はＶＣＯ３１の発振周波数偏差を示す説明図である。
【０００７】図５において、縦軸は各信号の振幅または周波数偏差を、横軸は時間をそれぞれ示す。この場合、時間ｔ１乃至ｔ４はブラインドスロットの期間であり、時間ｔ４乃至ｔ１１は送信スロットの期間である。
【０００８】ここで、図５（ａ）乃至（ｇ）を用い、既知の送受信機の送信部で実行される動作の概要について説明する。
【０００９】まず、時間ｔ１になると、ブラインドスロットの期間に入る。このとき、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するハイレベル、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示するローレベルにあって、第１の電源スイッチ４４及び第２の電源スイッチ４５の接点はいずれも開いており、また、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）はローレベルにあって、ＶＣＯ３１とＩＣ３２とローパスフィルタ３３とからなる位相制御部は制御ループが開かれており、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は中間レベルの基準電圧状態にあって、ＶＣＯ３１に何等の信号も加えられない。ＶＣＯ３１は信号を発振しているものの、その発振周波数は基準発振周波数ｆT には一致していない。
【００１０】次いで、時間ｔ２になると、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がハイレベルに変わり、位相制御部の制御ループが閉じる。ＶＣＯ３１の発振信号の周波数は、時間ｔ２において基準発振周波数ｆT からずれていたとしても、位相制御部によって位相制御され、短時間の内に周波数偏差ゼロの基準発振周波数ｆT に収斂される。ＶＣＯ３１で得られた発振信号は、バッファ増幅器３７を介して前置増幅器３８側に供給されるが、第１の電源スイッチ４４や第２の電源スイッチ４５の接点が開かれているため、前置増幅器３８や電力増幅器３９は非能動状態であって、発振信号は前置増幅器３８や電力増幅器３９で阻止され、アンテナ４２から送信されることはない。
【００１１】続いて、時間ｔ３になると、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がローレベルに戻り、位相制御部は再び制御ループが開かれた状態になる。このとき、ＶＣＯ３１は、ＬＰＦ３３に保持された制御電圧によって基準発振周波数ｆT の発振を続行する。なお、この時点で制御ループを開く理由は、送信タイムスロット期間に変調動作がＰＬＬ制御によって阻害されることを防ぐためと、消費電力を低減させるためである。
【００１２】続く、時間ｔ４になると、ブラインドスロットの期間が終了し、送信スロットの期間に入る。しかし、時間ｔ５までは時間ｔ３乃至ｔ４の期間の動作がそのまま継続される。
【００１３】次いで、時間ｔ５になると、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は能動状態を指示するローレベルに変わり、第１の電源スイッチ４４の接点が閉じ、前置増幅器３８が能動状態になる。このとき、ＶＣＯ３１で得られた発振信号は、バッファ増幅器３７や前置増幅器３８を介して電力増幅器３９に供給されるが、電力増幅器３９は未だ非能動状態にあるので、発振信号は電力増幅器３９で阻止され、アンテナ４２から送信されることはない。
【００１４】続いて、時間ｔ６になると、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は能動状態を指示するハイレベルに変わり、第２の電源スイッチ４５の接点が閉じ、電力増幅器３９は能動状態になる。
【００１５】続く、時間ｔ７になると、ディジタル信号源３４は、図５（ｄ）に示すようなディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生し、そのディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は、波形整形回路３５において図５（ｅ）に示すような方形波信号に波形整形され、次いで、ＧＦ３６において図５（ｆ）に示すような正弦波状の変調信号ＳM に変換され、ＶＣＯ３１の変調信号入力端子ＩM に供給される。ＶＣＯ３１は、変調信号ＳM の供給により、発振信号が周波数シフトキーイング（ＧＦＳＫ）変調され、図５（ｇ）に示すようなＧＦＳＫ変調信号を発生する。このＧＦＳＫ変調信号は、バッファ増幅器３７、前置増幅器３８、電力増幅器３９、可動接点が送信側に切換えられている送受切換えスイッチ４０、ＢＰＦ４１をそれぞれ介してアンテナ４２に供給され、アンテナ４２から送信される。
【００１６】次に、時間ｔ８になると、ディジタル信号源３４は、ディジタル信号（ＴＸＤＡＴＡ）の発生を停止し、中間レベルの基準電圧状態になる。このとき、ＶＣＯ３１には変調信号ＳM の供給が停止され、ＶＣＯ３１はＧＦＳＫ変調信号の発生を停止し、代わりに無変調の発振信号を発生する。
【００１７】続いて、時間ｔ９になると、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示するローレベルに変化し、第２の電源スイッチ４５の接点が開き、電力増幅器３９は非能動状態に転換する。このとき、ＶＣＯ３１で得られた発振信号は、非能動状態の電力増幅器３９で阻止され、アンテナ４２からの送信は停止される。
【００１８】次いで、時間ｔ１０になると、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するローレベルに変わり、第１の電源スイッチ４４の接点が開き、前置増幅器３８が非能動状態になる。このとき、ＶＣＯ３１で得られた発振周波数ｆT は、非能動状態の前置増幅器３８及び電力増幅器３９で阻止され、アンテナ４２から送信されることはない。
【００１９】続いて、時間ｔ１１になると、送信スロットの期間が終了し、それに続く受信スロット等の期間を経て、再び、次のブラインドスロットの期間に入リ、前述の動作が繰返し実行される。
【００２０】また、図６は、既知の送受信機の送信部におけるＶＣＯ３１の構成の一例を示す回路構成図であり、図７は、同じく既知の送受信機の送信部における波形整形回路３５の構成の一例を示す回路構成図である。
【００２１】図６に示されるように、ＶＣＯ３１は、他の回路素子とともにコルピッツ発振回路を構成するトランジスタ５３と、発振周波数を設定する共振線路５４と、変調信号ＳM や誤差電圧ＶE の供給によって、発振周波数を適宜偏移させる可変容量ダイオード５５等からなっている。また、図７に示されるように、波形整形回路３５は、インバータ用集積回路（ＩＣ）４７と、入力抵抗４８と、帰還抵抗４９と、出力抵抗５０と、バイアス抵抗５１、５２とからなっている。
【００２２】前記構成に係わるＶＣＯ３１及び波形整形回路３５は、次のように動作する。
【００２３】まず、ＶＣＯ３１の動作について述べると、ディジタル信号源３４がディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）の発生を停止していて、変調信号入力端子ＩM に変調信号ＳM が供給されず、しかも、位相制御部の制御ループが開いていて、誤差信号入力端子ＩE に誤差信号ＳE が供給されない場合、ＶＣＯ３１は、ＬＰＦ３３に保持された制御電圧及び共振線路５４やその周辺の他の回路素子の回路定数で設定される基準発振周波数ｆT に近似した周波数で発振し、発振信号が次続のバッファ増幅器３７に供給される。このとき、位相制御部の制御ループが閉じて、ＶＣＯ３１に誤差信号ＳE が供給されると、この誤差信号ＳE によってＶＣＯ３１の発振周波数が制御され、ＶＣＯ３１は、基準発振周波数ｆT に一致した周波数で発振し、発振周波数信号が次続のバッファ増幅器３７に供給される。また、ディジタル信号源３４がディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生するようになり、変調信号入力端子ＩM に変調信号ＳM が供給されると、ＶＣＯ３１は、基準発振周波数ｆT が変調信号ＳM でＧＦＳＫ変調された変調信号を発生し、このＧＦＳＫ変調信号が次続のバッファ増幅器３７に供給される。
【００２４】次に、波形整形回路３５の動作について述べると、ディジタル信号源３４から入力端子Ｉに供給されたディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は、インバータＩＣ４７で高利得で過飽和状態で反転増幅されて方形波信号になり、この方形波信号が出力端子Ｏから次続のＧＦ３６に供給されるものである。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】前記既知の送受信機における送信部は、ＶＣＯ３１の出力側に、前置増幅器３８がバッファ増幅器３７を介して接続されているため、前置増幅器３８の入力インピーダンスの状態に応じてＶＣＯ３１の出力負荷状態が変化し、ＶＣＯ３１の発振周波数が僅かに変動する。即ち、前置増幅器３８が非能動状態にある場合、その出力インピーダンスが高く、ＶＣＯ３１の出力負荷も比較的高インピーダンス状態になっているが、図５に示される時間ｔ５になって、前置増幅器３８が能動状態に変化すると、その出力インピーダンスが低くなり、それに伴い、ＶＣＯ３１の出力負荷も比較的低インピーダンス状態になって、ＶＣＯ３１の発振周波数は、図５（ｇ）に示されるように、基準発振周波数ｆT から第１の周波数偏差分Δｆ1 だけ高い方に偏移する。
【００２６】また、前記既知の送受信機における送信部は、電力増幅器３９における電力消費が大きく、電力増幅器３９が駆動状態にある場合と、非駆動状態にある場合では、電源電圧Ｖｃｃの電圧値に大きな影響を与える。即ち、電力増幅器３９が非駆動状態にある場合、ＶＣＯ３１に供給される電源電圧Ｖｃｃが所定電圧値にあるとすれば、図５に示される時間ｔ６になって、電力増幅器３９が能動状態に変化すると、ＶＣＯ３１に供給される電源電圧Ｖｃｃが若干低下し、それに伴い、ＶＣＯ３１の発振周波数は、図５（ｇ）に示されるように、基準発振周波数ｆTから第１の周波数偏差分Δｆ1 に加えて第２の周波数偏差分Δｆ2 だけさらに高い方に偏移する。
【００２７】なお、ＶＣＯ３１の発振周波数は、第１の周波数偏差分Δｆ1 だけ偏移している場合に、前置増幅器３８が非能動状態に変化すれば、第１の周波数偏差分Δｆ1 はなくなり、また、第２の周波数偏差分Δｆ2 が発生した場合も、電力増幅器３９が非能動状態に変化すれば、第２の周波数偏差分Δｆ2 はなくなり、ともにもとの発振周波数に戻るものである。
【００２８】このように、前記既知の送受信機における送信部は、前置増幅器３８の能動及び非能動状態に基づく入力インピーダンスの変化、及び、電力増幅器３９の能動及び非能動状態に基づく電源電圧Ｖｃｃの変動により、ＶＣＯ３１の発振周波数が、変化し、その変化幅は、例えば、基準発振周波数ｆT が１．９ＧＨｚである場合、最大で±２０ｋＨｚ程度変動するという問題がある。
【００２９】本発明は、前記問題点を除去するもので、その目的は、前置増幅器の能動、非能動状態及び電力増幅器の能動、非能動状態に係わりなく、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数の偏差を極力少なくした時分割双方向通信装置を提供することにある。
【００３０】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するために、本発明は、送信タイムスロット期間にディジタル信号を出力するとともに低出力抵抗値を呈し、前記送信タイムスロット直前のブラインドスロット期間に前記低出力抵抗値よりも高い高出力抵抗値を呈するディジタル信号源と、抵抗を介して前記ディジタル信号源の出力端子にバイアス電圧を加えるバイアス供給手段と、ブラインドスロット期間に所定の送信周波数の発振信号を出力すると共に送信タイムスロット期間に前記ディジタル信号源の出力に基づいて変調された被変調信号を出力する電圧制御発振器と、前記ブラインドスロット期間に前記発振信号と基準周波数信号との位相差を示す誤差信号を出力し、前記送信タイムスロット期間に実質的に前記誤差信号を無効状態にする位相制御回路と、前記電圧制御発振器に加える前記誤差信号を平滑するローパスフィルタとを備えた手段を具備する。
【００３１】
【作用】前記手段においては、抵抗を介してディジタル信号源の出力端子にバイアス電圧を供給するバイアス供給手段を設け、ディジタル信号源の出力端子に所定のバイアス電圧を与えるようにしている。この場合、ブラインドスロットの期間においては、ディジタル信号源がディジタル信号を発生せず、ディジタル信号源の出力インピーダンスが高くなっているので、ディジタル信号源の出力端子の電圧は、バイアス供給手段から供給されるバイアス電圧によって設定される。一方、送信スロットの期間においては、ディジタル信号源がディジタル信号を発生し、ディジタル信号源の出力インピーダンスが低くなるので、バイアス供給手段から供給されるバイアス電圧はこの低い出力インピーダンスで短絡無効にされ、ディジタル信号源の出力端子の電圧は、ディジタル信号によって設定される。すなわちブラインドスロットの期間と送信タイムスロットの期間において、ディジタル信号源の出力端子の電圧がわずかに異なるように設定され、電圧制御発振器（ＶＣＯ）に供給される変調信号の中心電圧はやや異なった値になっている。
【００３２】このように、前記手段によれば、ブラインドスロットから送信タイムスロットへの切換わり時に、中心電圧がややシフトされて変調信号がＶＣＯに供給されるので、前置増幅器や電力増幅器が非能動状態から能動状態に切換わったことによるＶＣＯの発振周波数の変動が打ち消され、ＶＣＯで得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数は基準発振周波数に略一致し、ＶＣＯの発振周波数の偏差を極力少なくすることができるだけでなく、高精度の送信周波数を持った高性能の時分割双方向通信装置を得ることができる。
【００３３】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。
【００３４】図１は、本発明による時分割双方向通信装置の一実施例を示すブロック構成図であって、時分割双方向通信装置の送受信機における送信部の構成を示すものである。
【００３５】ここで、本実施例の送信部と、図４に図示されている既知の送信部との構成上の違いを比べると、本実施例の送信部は、ディジタル信号源の出力端子にバイアス供給回路（バイアス供給手段）１６が接続されているのに対し、既知の送信部は、かかるバイアス供給回路が接続されていない点だけであるが、本実施例の送信部の構成を明確にするために、本実施例の送信部の構成については、既知の送信部の構成と同一部分を含めて全体的に説明する。
【００３６】図１に示すように、送信部は、大別して、位相制御部と、変調信号供給部と、送信信号出力部と、電圧調整部とからなっている。この中で、位相制御部は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１と位相制御用のＩＣ２とローパスフィルタ（ＬＰＦ）３とからなり、ＶＣＯ３１の出力端子ＯがＩＣ２の入力に、ＩＣ２の出力がＬＰＦ３の入力に、ＬＰＦ３の出力がＶＣＯ１の誤差信号入力端子ＩE にそれぞれ接続されている。なお、ＩＣ２は、図４に示した既知の送信部に用いられたＩＣ３２と同じものである。変調信号供給部は、ディジタル信号源４と、バイアス供給回路１６と、波形整形回路５と、ガウシャンフィルタ（ＧＦ）６とからなり、ディジタル信号源３４の出力がバイアス供給回路１６を介して波形整形回路５の入力に、波形整形回路５の出力がＧＦ６の入力に、ＧＦ６の出力がＶＣＯ１の変調信号入力端子ＩM にそれぞれ接続されている。送信信号出力部は、バッファ増幅器７と、前置増幅器８と、電力増幅器９と、送受切換えスイッチ１０と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１と、アンテナ１２とからなり、ＶＣＯ１の出力端子Ｏがバッファ増幅器７の入力に、バッファ増幅器７の出力が前置増幅器８の入力に、前置増幅器８の出力が電力増幅器９の入力に、電力増幅器９の出力が送受切換えスイッチ１０の一方の固定接点に、送受切換えスイッチ１０の可動接点がＢＰＦ１１の一方の端子に、ＢＰＦ１１の他方の端子がアンテナ１２にそれぞれ接続されている。電圧調整部は、電圧調整器（ＲＥＧ）１３と、第１の電源スイッチ１４と、第２の電源スイッチ１５とからなり、ＲＥＧ１３の入力が電源Ｖｃｃに、ＲＥＧ１３の出力がＶＣＯ１、ＩＣ２、波形整形回路５、ＧＦ６、バッファ増幅器７、バイアス供給回路１６の各電源端子に、第１の電源スイッチ１４の可動接点が電源Ｖｃｃに、第１の電源スイッチ１４の固定接点が前置増幅器８の電源端子に、第２の電源スイッチ１５の可動接点が電源Ｖｃｃに、第２の電源スイッチ１５の固定接点が電力増幅器９の電源端子にそれぞれ接続されている。
【００３７】また、ＩＣ２には、基準クロック信号（ＲＥＦ ＣＬＫ）、ＰＬＬクロック信号（ＰＬＬ ＣＬＫ）、ＰＬＬデータ信号（ＰＬＬ ＤＡＴＡ）、ＰＬＬストローブ信号（ＰＬＬ ＳＴＢ）、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がそれぞれ供給される。第１の電源スイッチ１４の制御端子には、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）が供給され、第２の電源スイッチ１５の制御端子には、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）が供給される。
【００３８】また、図２は、本実施例に用いられるバイアス電圧供給回路１６の構成の一例を示す回路図であって、波形整形回路５の回路構成とともに示すものである。
【００３９】図２に示すように、バイアス電圧供給回路１６は、ディジタル信号源４の出力端子Ｄと波形整形回路５の入力端子Ｉとの間に接続配置され、電源Ｖｃｃと接地間に接続され、可動端子が波形整形回路５の入力端子Ｉに接続された可変抵抗２３からなる。この場合、可変抵抗２３の抵抗値は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生していないときのディジタル信号源４の出力端子Ｄにおける高い出力抵抗よりも小さく、かつ、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生しているときのディジタル信号源４の出力端子Ｄにおける低い出力抵抗よりも大きい値に選ぶ。また、波形整形回路５は、インバータ用集積回路（ＩＣ）１７と、ＩＣ１７の入力端子Ｉに直列接続された入力抵抗１８と、ＩＣ１７の入出力端子間に接続された帰還抵抗１９と、ＩＣ１７の出力端子に直列接続された出力抵抗２０と、波形整形回路５の出力端子にバイアス電圧を与える第１及び第２のバイアス抵抗２１、２２とからなっている。
【００４０】次いで、図３（ａ）乃至（ｆ）は、本実施例の送信部における各部の信号波形の時間的変位状況を、既知の送信部における同じ各部の信号波形の時間的変位状況と比較して表す説明図であって、（ａ）はディジタル信号源４から出力されるディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を、（ｂ）は波形整形回路５の出力信号を、（ｃ）はＧＦ６の出力信号（変調信号）ＳM を、（ｄ）は増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）を、（ｅ）は送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）をそれぞれ示す信号波形図であり、（ｆ）はＶＣＯ１の発振周波数偏差を示す説明図であり、いずれも、実線は本実施例の送信部に係わるものであり、点線は既知の送信部に係わるものである。
【００４１】図３（ａ）乃至（ｆ）において、縦軸は各信号の振幅または周波数偏差を、横軸は時間をそれぞれ示す。この場合、時間ｔ４乃至ｔ１１は送信スロットの期間における時間であって、図５に図示の各時間ｔ４乃至ｔ１１に対応している。
【００４２】ところで、前記構成を備える本実施例の送信部の動作と、既に述べた既知の送信部の動作との違いは、変調信号供給部において、変調信号ＳM を得る過程の動作に僅かの違いがあるだけで、その余の構成部分の動作は殆んど変わりがないから、ここでは、図３（ａ）乃至（ｆ）を併用し、本実施例の送信部の変調信号供給部において変調信号ＳM を得る過程の動作についてだけ説明し、その他の動作の説明については、既知の送信部の動作説明と重複するので割愛する。
【００４３】まず、時間ｔ４において、それまでのブラインドスロットの期間が終了し、送信スロットの期間に入る。このとき、ディジタル信号源４は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生せず、その出力端子の出力抵抗値はバイアス電圧供給回路１６の可変抵抗２３の抵抗値よりも大きくなっているので、ディジタル信号源４の出力端子には可変抵抗２３を介してバイアス電圧Ｖｂが加えられる。そして、ディジタル信号源４の出力端子の電圧は、図３（ａ）に示されるように、既知の送信機における同出力端子の電圧に比べて電圧Ｖｂだけ高く、それに伴い、波形整形回路５の出力端子の電圧は、図３（ｂ）に示されるように、既知の送信機における同出力端子の電圧に比べて電圧Ｖｂ相当分だけ低く、また、ＧＦ６の出力端子、即ち、ＶＣＯ１の変調信号入力端子ＩM の電圧も、図３（ｃ）に示されるように、既知の送信機における同出力端子の電圧に比べて若干低い。しかし、この電圧に基いてブラインドスロット期間において所定周波数に位相制御されていたので、ＶＣＯ１の基準発振周波数ｆT1は、図３（ｆ）に示されるように、既知の送信機における同基準発振周波数ｆT と同じである。
【００４４】次いで、時間ｔ５になると、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は能動状態を指示するローレベルに変わり、第１の電源スイッチ１４の接点が閉じ、前置増幅器８が能動状態になる。このとき、ディジタル信号源４の出力端子、波形整形回路５の出力端子、ＧＦ６の出力端子の各電圧は、いずれも前の状態と変わりがないが、前置増幅器８の出力インピーダンスの低下によって、ＶＣＯ１の出力負荷インピーダンスが低下するため、ＶＣＯ１の発振周波数は、基準発振周波数ｆT1よりも第１の周波数偏差分Δｆ1 だけ高い第１の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ）に偏移する。
【００４５】続いて、時間ｔ６になると、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は能動状態を指示するハイレベルに変わり、第２の電源スイッチ１５の接点が閉じ、電力増幅器９は能動状態になる。このときも、ディジタル信号源４の出力端子、波形整形回路５の出力端子、ＧＦ６の出力端子の各電圧は、いずれも前の状態と変わりがないが、電力増幅器９の電源投入に伴う電源電圧Ｖｃｃの低下によって、ＶＣＯ１の発振周波数は、それまでの第１の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ）よりもさらに第２の周波数偏差分Δｆ2 だけ高い第２の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ＋Δｆ2）に再偏移する。ここまでの発振周波数の偏移は既知の送信機におけるものと同じである。
【００４６】続く、時間ｔ７になると、ディジタル信号源４は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生するようになり、その出力端子の出力抵抗値はバイアス電圧供給回路１６の可変抵抗２３の抵抗値よりも小さくなるので、可変抵抗２３を介してディジタル信号源４の出力端子に加えられたバイアス電圧Ｖｂは、ディジタル信号源４の低い出力抵抗値によって短絡無効にされ、ディジタル信号源４の出力端子にはディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）が供給される。このディジタル信号はバイアス電圧Ｖｂを基準とすれば負電圧側にシフトされた関係にある。そして、このディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は波形整形回路５において、図３（ｂ）に示すような方形波信号に波形整形され、次いで、この方形波信号はＧＦ６において図３（ｃ）に示すような、バイアス電圧に対してやや正電圧側にシフトされた正弦波状の変調信号ＳM に変換され、ＶＣＯ１の変調信号入力端子ＩM に供給される。このとき、ＬＰＦ３３は、ブラインドスロット期間においてバイアス電圧ＶｂによってＶＣＯ１が基準発振周波数ｆT で発振していた時の制御電圧を保持している。この制御電圧を与えられた状態のまま、ＶＣＯ１は、正電圧側にシフトされた変調信号ＳM を供給され、第２の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ＋Δｆ2）が等価的に基準発振周波数ｆT1にシフトされた状態で周波数シフトキーイング（ＧＦＳＫ）変調され、図３（ｆ）に示すようなＧＦＳＫ変調信号が得られる。
【００４７】次に、時間ｔ８になると、ディジタル信号源４は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）の発生を停止し、ＶＣＯ１への変調信号ＳM の供給が停止されるので、ＶＣＯ１におけるＧＦＳＫ変調信号の発生も停止され、ＶＣＯ１の発振周波数は非変調の第２の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ＋Δｆ2 ）になる。
【００４８】続いて、時間ｔ９になると、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示するローレベルに変化し、第２の電源スイッチ１５の接点が開き、電力増幅器９は非能動状態に転換する。この電力増幅器９の非能動状態への転換により、ＶＣＯ１の電源電圧Ｖｃｃが上昇し、ＶＣＯ１の発振周波数は、非変調の第１の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ）になる。
【００４９】次いで、時間ｔ１０になると、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するハイレベルに変わり、第１の電源スイッチ１４の接点が開き、前置増幅器８が非能動状態になる。この前置増幅器８の非能動状態への転換により前置増幅器８の出力インピーダンス、即ち、ＶＣＯ１の出力負荷インピーダンスが増大し、ＶＣＯ１の発振周波数は、もとの基準発振周波数ｆT1になる。
【００５０】続いて、時間ｔ１１になると、送信スロットの期間が終了し、それに続く受信スロット等の期間を経て、再び、次のブラインドスロットの期間に入リ、前述の動作が繰返し実行される。
【００５１】かかる一連の動作に際して、バイアス電圧供給回路１６の可変抵抗２３を調整し、送信タイムスロットの期間において、ＧＦＳＫ変調信号の中心周波数がＶＣＯ１の基準発振周波数ｆT1に略等しくなるように設定すれば、前置増幅器８が能動状態または非能動状態に切換わった際の出力インピーダンスの変動に伴うＶＣＯ１の出力負荷インピーダンスの変動に依存したＶＣＯ１の発振周波数の偏移、あるいは、電力増幅器９が能動状態または非能動状態に切換わった際の電源電圧Ｖｃｃの変動に依存したＶＣＯ１の発振周波数の偏移があったとしても、送信スロットの期間に、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）によりＶＣＯ１から得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数を、ブラインドスロットの期間に、ＶＣＯ１から得られる基準発振周波数ｆT1に略一致させることが可能であり、送信スロットの期間におけるＶＣＯ１の発振周波数の偏差を少なくすることができる。
【００５２】このように、本実施例によれば、ディジタル信号源４の出力端子にバイアス供給回路１６を接続し、ディジタル信号源４の出力端子にバイアス電圧を与えることにより、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）、波形整形回路５の出力方形波信号、及び、ＧＦ６の出力正弦波信号（変調信号）ＳM のそれぞれを中心電圧をシフトさせ、各信号を中心電圧に対して実質的に非対称にしているので、前置増幅器８や電力増幅器９の能動状態または非能動状態への切換わり時に、ＶＣＯ１の発振周波数が僅かに変動したとしても、送信スロット期間にＶＣＯ１で得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数を、ブラインドスロット期間にＶＣＯ１で得られる基準発振周波数ｆT1に略一致させることが可能であり、送信スロットの期間のＶＣＯ１の発振周波数の偏差を極めて少なくすることができる。
【００５３】なお、前記実施例においては、バイアス電圧供給回路１６の構成を可変抵抗２３で構成する場合を挙げて説明したが、本発明は、バイアス電圧供給回路１６を可変抵抗２３で構成する場合に限られるものではなく、バイアス電圧供給回路１６を固定抵抗で構成するようにしてもよい。
【００５４】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によれば、ディジタル信号源の出力端子の電圧は、ブラインドスロットの期間にはバイアス電圧供給手段から供給されるバイアス電圧によって設定され、一方、送信スロットの期間には前記バイアス電圧が無効にされ、ディジタル信号によって設定される。すなわち、ブラインドスロットの期間におけるディジタル信号源の出力端子の電圧と、送信スロットの期間におけるディジタル信号源の出力端子の電圧とが異なるように設定され、ＶＣＯに供給される変調信号の中心電圧は実質的にややシフトされた状態になっている。
【００５５】このように、本発明によれば、前置増幅器や電力増幅器の能動状態または非能動状態への切換わり時に、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数がそれぞれ僅かに変動したとしても、中心電圧が実質的にややシフトされた変調信号をＶＣＯに供給することにより、ＶＣＯで得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数を、ＶＣＯの基準発振周波数に略一致させることができ、送信スロットの期間におけるＶＣＯの発振周波数の偏差を極力少なくすることができ、高精度の送信周波数を持った高性能の時分割双方向通信装置が得られるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる時分割双方向通信装置の送信部の一実施例を示すブロック構成図である。
【図２】図１に図示された本実施例に用いられるバイアス電圧供給回路の構成の一例を示す回路図である。
【図３】図１に図示された本実施例における各部の信号波形の時間的変位状況を示す説明図である。
【図４】既知の時分割双方向通信装置の送信部の一例を示すブロック構成図である。
【図５】図４に図示された既知の送信部における各部の信号波形の時間的変位状況を示す説明図である。
【図６】既知の送受信機の送信部におけるＶＣＯの構成の一例を示す回路図である。
【図７】既知の送受信機の送信部における波形整形回路の構成の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２ 位相制御用ＩＣ（ＰＬＬ）
３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
４ ディジタル信号源
５ 波形整形回路
６ ガウシャンフィルタ（ＧＦ）
７ バッファ増幅器
８ 前置増幅器
９ 電力増幅器
１０ 送受切換えスイッチ１１
１１ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１２ アンテナ
１３ 電圧調整器（ＲＥＧ）
１４ 第１の電源スイッチ
１５ 第２の電源スイッチ
１６ バイアス供給回路
１７ インバータ用集積回路（ＩＣ）
１８ 入力抵抗
１９ 帰還抵抗
２０ 出力抵抗
２１ 第１のバイアス抵抗
２２ 第２のバイアス抵抗
２３ 可変抵抗
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、時分割双方向通信装置に係わり、特に、送信タイムスロット（以下、送信スロット）の直前にあるブラインドスロットにおける電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数の基準値と送信スロットにおける同発振周波数の基準値を略等しくし、送信周波数の周波数の偏差を抑えるようにした時分割双方向通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】時分割双方向（ＴＤＤ）通信方式においては、送信スロットの直前にブラインドスロットを設けている。このブラインドスロットにおいては、信号が送信も受信もされずに、送信のための準備が行われるものである。
【０００３】ここで、図４は、既知の時分割双方向通信装置の送受信機における送信部の構成を示すブロック構成図である。
【０００４】図４に示すように、送信部は、大きく分けて、位相制御部と、変調信号供給部と、送信信号出力部と、電圧調整部とからなっている。この内、位相制御部は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１と位相制御用のＩＣ３２とローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３とからなり、ＶＣＯ３１の出力端子ＯがＩＣ３２の入力に、ＩＣ３２の出力がＬＰＦ３３の入力に、ＬＰＦ３３の出力がＶＣＯ３１の誤差信号入力端子ＩE にそれぞれ接続されている。ここで、ＩＣ３２は分周器や位相比較器、チャージポンプ等を備えたものであり、一例としてフィリップ社製のＵＭＡ１０１８である。変調信号供給部は、ディジタル信号源３４と、波形整形回路３５と、ガウシャンフィルタ（ＧＦ）３６とからなり、ディジタル信号源３４の出力が波形整形回路３５の入力に、波形整形回路３５の出力がＧＦ３６の入力に、ＧＦ３６の出力がＶＣＯ３１の変調信号入力端子ＩM にそれぞれ接続されている。送信信号出力部は、バッファ増幅器３７と、前置増幅器３８と、電力増幅器３９と、送受切換えスイッチ４０と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４１と、アンテナ４２とからなり、ＶＣＯ３１の出力端子Ｏがバッファ増幅器３７の入力に、バッファ増幅器３７の出力が前置増幅器３８の入力に、前置増幅器３８の出力が電力増幅器３９の入力に、電力増幅器３９の出力が送受切換えスイッチ４０の一方の固定接点に、送受切換えスイッチ４０の可動接点がＢＰＦ４１の一方の端子に、ＢＰＦ４１の他方の端子がアンテナ４２にそれぞれ接続されている。電圧調整部は、電圧調整器（ＲＥＧ）４３と、第１の電源スイッチ４４と、第２の電源スイッチ４５とからなり、ＲＥＧ４３の入力が電源Ｖｃｃに、ＲＥＧ４３の出力がＶＣＯ３１、ＩＣ３２、波形整形回路３５、ＧＦ３６、バッファ増幅器３７の各電源端子に、第１の電源スイッチ４４の可動接点が電源Ｖｃｃに、第１の電源スイッチ４４の固定接点が前置増幅器３８の電源端子に、第２の電源スイッチ４５の可動接点が電源Ｖｃｃに、第２の電源スイッチ４５の固定接点が電力増幅器３９の電源端子にそれぞれ接続されている。
【０００５】また、ＩＣ３２には、基準クロック信号（ＲＥＦ ＣＬＫ）、ＰＬＬクロック信号（ＰＬＬ ＣＬＫ）、ＰＬＬデータ信号（ＰＬＬ ＤＡＴＡ）、ＰＬＬストローブ信号（ＰＬＬ ＳＴＢ）、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がそれぞれ供給される。第１の電源スイッチ４４の制御端子には、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）が供給され、第２の電源スイッチ４５の制御端子には、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）が供給される。
【０００６】次いで、図５（ａ）乃至（ｇ）は、前記構成による既知の送受信機の送信部における各部の信号波形の時間的変位状況を示す説明図であって、（ａ）は送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）を、（ｂ）はＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲＤＷＮ）を、（ｃ）は増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）を、（ｄ）はディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を、（ｅ）は波形整形回路３５の出力信号を、（ｆ）はガウシャンフィルタ３６の出力信号（変調信号）ｆT をそれぞれ示す信号波形図であり、（ｇ）はＶＣＯ３１の発振周波数偏差を示す説明図である。
【０００７】図５において、縦軸は各信号の振幅または周波数偏差を、横軸は時間をそれぞれ示す。この場合、時間ｔ１乃至ｔ４はブラインドスロットの期間であり、時間ｔ４乃至ｔ１１は送信スロットの期間である。
【０００８】ここで、図５（ａ）乃至（ｇ）を用い、既知の送受信機の送信部で実行される動作の概要について説明する。
【０００９】まず、時間ｔ１になると、ブラインドスロットの期間に入る。このとき、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するハイレベル、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示するローレベルにあって、第１の電源スイッチ４４及び第２の電源スイッチ４５の接点はいずれも開いており、また、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）はローレベルにあって、ＶＣＯ３１とＩＣ３２とローパスフィルタ３３とからなる位相制御部は制御ループが開かれており、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は中間レベルの基準電圧状態にあって、ＶＣＯ３１に何等の信号も加えられない。ＶＣＯ３１は信号を発振しているものの、その発振周波数は基準発振周波数ｆT には一致していない。
【００１０】次いで、時間ｔ２になると、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がハイレベルに変わり、位相制御部の制御ループが閉じる。ＶＣＯ３１の発振信号の周波数は、時間ｔ２において基準発振周波数ｆT からずれていたとしても、位相制御部によって位相制御され、短時間の内に周波数偏差ゼロの基準発振周波数ｆT に収斂される。ＶＣＯ３１で得られた発振信号は、バッファ増幅器３７を介して前置増幅器３８側に供給されるが、第１の電源スイッチ４４や第２の電源スイッチ４５の接点が開かれているため、前置増幅器３８や電力増幅器３９は非能動状態であって、発振信号は前置増幅器３８や電力増幅器３９で阻止され、アンテナ４２から送信されることはない。
【００１１】続いて、時間ｔ３になると、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がローレベルに戻り、位相制御部は再び制御ループが開かれた状態になる。このとき、ＶＣＯ３１は、ＬＰＦ３３に保持された制御電圧によって基準発振周波数ｆT の発振を続行する。なお、この時点で制御ループを開く理由は、送信タイムスロット期間に変調動作がＰＬＬ制御によって阻害されることを防ぐためと、消費電力を低減させるためである。
【００１２】続く、時間ｔ４になると、ブラインドスロットの期間が終了し、送信スロットの期間に入る。しかし、時間ｔ５までは時間ｔ３乃至ｔ４の期間の動作がそのまま継続される。
【００１３】次いで、時間ｔ５になると、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は能動状態を指示するローレベルに変わり、第１の電源スイッチ４４の接点が閉じ、前置増幅器３８が能動状態になる。このとき、ＶＣＯ３１で得られた発振信号は、バッファ増幅器３７や前置増幅器３８を介して電力増幅器３９に供給されるが、電力増幅器３９は未だ非能動状態にあるので、発振信号は電力増幅器３９で阻止され、アンテナ４２から送信されることはない。
【００１４】続いて、時間ｔ６になると、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は能動状態を指示するハイレベルに変わり、第２の電源スイッチ４５の接点が閉じ、電力増幅器３９は能動状態になる。
【００１５】続く、時間ｔ７になると、ディジタル信号源３４は、図５（ｄ）に示すようなディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生し、そのディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は、波形整形回路３５において図５（ｅ）に示すような方形波信号に波形整形され、次いで、ＧＦ３６において図５（ｆ）に示すような正弦波状の変調信号ＳM に変換され、ＶＣＯ３１の変調信号入力端子ＩM に供給される。ＶＣＯ３１は、変調信号ＳM の供給により、発振信号が周波数シフトキーイング（ＧＦＳＫ）変調され、図５（ｇ）に示すようなＧＦＳＫ変調信号を発生する。このＧＦＳＫ変調信号は、バッファ増幅器３７、前置増幅器３８、電力増幅器３９、可動接点が送信側に切換えられている送受切換えスイッチ４０、ＢＰＦ４１をそれぞれ介してアンテナ４２に供給され、アンテナ４２から送信される。
【００１６】次に、時間ｔ８になると、ディジタル信号源３４は、ディジタル信号（ＴＸＤＡＴＡ）の発生を停止し、中間レベルの基準電圧状態になる。このとき、ＶＣＯ３１には変調信号ＳM の供給が停止され、ＶＣＯ３１はＧＦＳＫ変調信号の発生を停止し、代わりに無変調の発振信号を発生する。
【００１７】続いて、時間ｔ９になると、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示するローレベルに変化し、第２の電源スイッチ４５の接点が開き、電力増幅器３９は非能動状態に転換する。このとき、ＶＣＯ３１で得られた発振信号は、非能動状態の電力増幅器３９で阻止され、アンテナ４２からの送信は停止される。
【００１８】次いで、時間ｔ１０になると、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するローレベルに変わり、第１の電源スイッチ４４の接点が開き、前置増幅器３８が非能動状態になる。このとき、ＶＣＯ３１で得られた発振周波数ｆT は、非能動状態の前置増幅器３８及び電力増幅器３９で阻止され、アンテナ４２から送信されることはない。
【００１９】続いて、時間ｔ１１になると、送信スロットの期間が終了し、それに続く受信スロット等の期間を経て、再び、次のブラインドスロットの期間に入リ、前述の動作が繰返し実行される。
【００２０】また、図６は、既知の送受信機の送信部におけるＶＣＯ３１の構成の一例を示す回路構成図であり、図７は、同じく既知の送受信機の送信部における波形整形回路３５の構成の一例を示す回路構成図である。
【００２１】図６に示されるように、ＶＣＯ３１は、他の回路素子とともにコルピッツ発振回路を構成するトランジスタ５３と、発振周波数を設定する共振線路５４と、変調信号ＳM や誤差電圧ＶE の供給によって、発振周波数を適宜偏移させる可変容量ダイオード５５等からなっている。また、図７に示されるように、波形整形回路３５は、インバータ用集積回路（ＩＣ）４７と、入力抵抗４８と、帰還抵抗４９と、出力抵抗５０と、バイアス抵抗５１、５２とからなっている。
【００２２】前記構成に係わるＶＣＯ３１及び波形整形回路３５は、次のように動作する。
【００２３】まず、ＶＣＯ３１の動作について述べると、ディジタル信号源３４がディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）の発生を停止していて、変調信号入力端子ＩM に変調信号ＳM が供給されず、しかも、位相制御部の制御ループが開いていて、誤差信号入力端子ＩE に誤差信号ＳE が供給されない場合、ＶＣＯ３１は、ＬＰＦ３３に保持された制御電圧及び共振線路５４やその周辺の他の回路素子の回路定数で設定される基準発振周波数ｆT に近似した周波数で発振し、発振信号が次続のバッファ増幅器３７に供給される。このとき、位相制御部の制御ループが閉じて、ＶＣＯ３１に誤差信号ＳE が供給されると、この誤差信号ＳE によってＶＣＯ３１の発振周波数が制御され、ＶＣＯ３１は、基準発振周波数ｆT に一致した周波数で発振し、発振周波数信号が次続のバッファ増幅器３７に供給される。また、ディジタル信号源３４がディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生するようになり、変調信号入力端子ＩM に変調信号ＳM が供給されると、ＶＣＯ３１は、基準発振周波数ｆT が変調信号ＳM でＧＦＳＫ変調された変調信号を発生し、このＧＦＳＫ変調信号が次続のバッファ増幅器３７に供給される。
【００２４】次に、波形整形回路３５の動作について述べると、ディジタル信号源３４から入力端子Ｉに供給されたディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は、インバータＩＣ４７で高利得で過飽和状態で反転増幅されて方形波信号になり、この方形波信号が出力端子Ｏから次続のＧＦ３６に供給されるものである。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】前記既知の送受信機における送信部は、ＶＣＯ３１の出力側に、前置増幅器３８がバッファ増幅器３７を介して接続されているため、前置増幅器３８の入力インピーダンスの状態に応じてＶＣＯ３１の出力負荷状態が変化し、ＶＣＯ３１の発振周波数が僅かに変動する。即ち、前置増幅器３８が非能動状態にある場合、その出力インピーダンスが高く、ＶＣＯ３１の出力負荷も比較的高インピーダンス状態になっているが、図５に示される時間ｔ５になって、前置増幅器３８が能動状態に変化すると、その出力インピーダンスが低くなり、それに伴い、ＶＣＯ３１の出力負荷も比較的低インピーダンス状態になって、ＶＣＯ３１の発振周波数は、図５（ｇ）に示されるように、基準発振周波数ｆT から第１の周波数偏差分Δｆ1 だけ高い方に偏移する。
【００２６】また、前記既知の送受信機における送信部は、電力増幅器３９における電力消費が大きく、電力増幅器３９が駆動状態にある場合と、非駆動状態にある場合では、電源電圧Ｖｃｃの電圧値に大きな影響を与える。即ち、電力増幅器３９が非駆動状態にある場合、ＶＣＯ３１に供給される電源電圧Ｖｃｃが所定電圧値にあるとすれば、図５に示される時間ｔ６になって、電力増幅器３９が能動状態に変化すると、ＶＣＯ３１に供給される電源電圧Ｖｃｃが若干低下し、それに伴い、ＶＣＯ３１の発振周波数は、図５（ｇ）に示されるように、基準発振周波数ｆTから第１の周波数偏差分Δｆ1 に加えて第２の周波数偏差分Δｆ2 だけさらに高い方に偏移する。
【００２７】なお、ＶＣＯ３１の発振周波数は、第１の周波数偏差分Δｆ1 だけ偏移している場合に、前置増幅器３８が非能動状態に変化すれば、第１の周波数偏差分Δｆ1 はなくなり、また、第２の周波数偏差分Δｆ2 が発生した場合も、電力増幅器３９が非能動状態に変化すれば、第２の周波数偏差分Δｆ2 はなくなり、ともにもとの発振周波数に戻るものである。
【００２８】このように、前記既知の送受信機における送信部は、前置増幅器３８の能動及び非能動状態に基づく入力インピーダンスの変化、及び、電力増幅器３９の能動及び非能動状態に基づく電源電圧Ｖｃｃの変動により、ＶＣＯ３１の発振周波数が、変化し、その変化幅は、例えば、基準発振周波数ｆT が１．９ＧＨｚである場合、最大で±２０ｋＨｚ程度変動するという問題がある。
【００２９】本発明は、前記問題点を除去するもので、その目的は、前置増幅器の能動、非能動状態及び電力増幅器の能動、非能動状態に係わりなく、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数の偏差を極力少なくした時分割双方向通信装置を提供することにある。
【００３０】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するために、本発明は、送信タイムスロット期間にディジタル信号を出力するとともに低出力抵抗値を呈し、前記送信タイムスロット直前のブラインドスロット期間に前記低出力抵抗値よりも高い高出力抵抗値を呈するディジタル信号源と、抵抗を介して前記ディジタル信号源の出力端子にバイアス電圧を加えるバイアス供給手段と、ブラインドスロット期間に所定の送信周波数の発振信号を出力すると共に送信タイムスロット期間に前記ディジタル信号源の出力に基づいて変調された被変調信号を出力する電圧制御発振器と、前記ブラインドスロット期間に前記発振信号と基準周波数信号との位相差を示す誤差信号を出力し、前記送信タイムスロット期間に実質的に前記誤差信号を無効状態にする位相制御回路と、前記電圧制御発振器に加える前記誤差信号を平滑するローパスフィルタとを備えた手段を具備する。
【００３１】
【作用】前記手段においては、抵抗を介してディジタル信号源の出力端子にバイアス電圧を供給するバイアス供給手段を設け、ディジタル信号源の出力端子に所定のバイアス電圧を与えるようにしている。この場合、ブラインドスロットの期間においては、ディジタル信号源がディジタル信号を発生せず、ディジタル信号源の出力インピーダンスが高くなっているので、ディジタル信号源の出力端子の電圧は、バイアス供給手段から供給されるバイアス電圧によって設定される。一方、送信スロットの期間においては、ディジタル信号源がディジタル信号を発生し、ディジタル信号源の出力インピーダンスが低くなるので、バイアス供給手段から供給されるバイアス電圧はこの低い出力インピーダンスで短絡無効にされ、ディジタル信号源の出力端子の電圧は、ディジタル信号によって設定される。すなわちブラインドスロットの期間と送信タイムスロットの期間において、ディジタル信号源の出力端子の電圧がわずかに異なるように設定され、電圧制御発振器（ＶＣＯ）に供給される変調信号の中心電圧はやや異なった値になっている。
【００３２】このように、前記手段によれば、ブラインドスロットから送信タイムスロットへの切換わり時に、中心電圧がややシフトされて変調信号がＶＣＯに供給されるので、前置増幅器や電力増幅器が非能動状態から能動状態に切換わったことによるＶＣＯの発振周波数の変動が打ち消され、ＶＣＯで得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数は基準発振周波数に略一致し、ＶＣＯの発振周波数の偏差を極力少なくすることができるだけでなく、高精度の送信周波数を持った高性能の時分割双方向通信装置を得ることができる。
【００３３】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。
【００３４】図１は、本発明による時分割双方向通信装置の一実施例を示すブロック構成図であって、時分割双方向通信装置の送受信機における送信部の構成を示すものである。
【００３５】ここで、本実施例の送信部と、図４に図示されている既知の送信部との構成上の違いを比べると、本実施例の送信部は、ディジタル信号源の出力端子にバイアス供給回路（バイアス供給手段）１６が接続されているのに対し、既知の送信部は、かかるバイアス供給回路が接続されていない点だけであるが、本実施例の送信部の構成を明確にするために、本実施例の送信部の構成については、既知の送信部の構成と同一部分を含めて全体的に説明する。
【００３６】図１に示すように、送信部は、大別して、位相制御部と、変調信号供給部と、送信信号出力部と、電圧調整部とからなっている。この中で、位相制御部は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１と位相制御用のＩＣ２とローパスフィルタ（ＬＰＦ）３とからなり、ＶＣＯ３１の出力端子ＯがＩＣ２の入力に、ＩＣ２の出力がＬＰＦ３の入力に、ＬＰＦ３の出力がＶＣＯ１の誤差信号入力端子ＩE にそれぞれ接続されている。なお、ＩＣ２は、図４に示した既知の送信部に用いられたＩＣ３２と同じものである。変調信号供給部は、ディジタル信号源４と、バイアス供給回路１６と、波形整形回路５と、ガウシャンフィルタ（ＧＦ）６とからなり、ディジタル信号源３４の出力がバイアス供給回路１６を介して波形整形回路５の入力に、波形整形回路５の出力がＧＦ６の入力に、ＧＦ６の出力がＶＣＯ１の変調信号入力端子ＩM にそれぞれ接続されている。送信信号出力部は、バッファ増幅器７と、前置増幅器８と、電力増幅器９と、送受切換えスイッチ１０と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１と、アンテナ１２とからなり、ＶＣＯ１の出力端子Ｏがバッファ増幅器７の入力に、バッファ増幅器７の出力が前置増幅器８の入力に、前置増幅器８の出力が電力増幅器９の入力に、電力増幅器９の出力が送受切換えスイッチ１０の一方の固定接点に、送受切換えスイッチ１０の可動接点がＢＰＦ１１の一方の端子に、ＢＰＦ１１の他方の端子がアンテナ１２にそれぞれ接続されている。電圧調整部は、電圧調整器（ＲＥＧ）１３と、第１の電源スイッチ１４と、第２の電源スイッチ１５とからなり、ＲＥＧ１３の入力が電源Ｖｃｃに、ＲＥＧ１３の出力がＶＣＯ１、ＩＣ２、波形整形回路５、ＧＦ６、バッファ増幅器７、バイアス供給回路１６の各電源端子に、第１の電源スイッチ１４の可動接点が電源Ｖｃｃに、第１の電源スイッチ１４の固定接点が前置増幅器８の電源端子に、第２の電源スイッチ１５の可動接点が電源Ｖｃｃに、第２の電源スイッチ１５の固定接点が電力増幅器９の電源端子にそれぞれ接続されている。
【００３７】また、ＩＣ２には、基準クロック信号（ＲＥＦ ＣＬＫ）、ＰＬＬクロック信号（ＰＬＬ ＣＬＫ）、ＰＬＬデータ信号（ＰＬＬ ＤＡＴＡ）、ＰＬＬストローブ信号（ＰＬＬ ＳＴＢ）、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がそれぞれ供給される。第１の電源スイッチ１４の制御端子には、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）が供給され、第２の電源スイッチ１５の制御端子には、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）が供給される。
【００３８】また、図２は、本実施例に用いられるバイアス電圧供給回路１６の構成の一例を示す回路図であって、波形整形回路５の回路構成とともに示すものである。
【００３９】図２に示すように、バイアス電圧供給回路１６は、ディジタル信号源４の出力端子Ｄと波形整形回路５の入力端子Ｉとの間に接続配置され、電源Ｖｃｃと接地間に接続され、可動端子が波形整形回路５の入力端子Ｉに接続された可変抵抗２３からなる。この場合、可変抵抗２３の抵抗値は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生していないときのディジタル信号源４の出力端子Ｄにおける高い出力抵抗よりも小さく、かつ、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生しているときのディジタル信号源４の出力端子Ｄにおける低い出力抵抗よりも大きい値に選ぶ。また、波形整形回路５は、インバータ用集積回路（ＩＣ）１７と、ＩＣ１７の入力端子Ｉに直列接続された入力抵抗１８と、ＩＣ１７の入出力端子間に接続された帰還抵抗１９と、ＩＣ１７の出力端子に直列接続された出力抵抗２０と、波形整形回路５の出力端子にバイアス電圧を与える第１及び第２のバイアス抵抗２１、２２とからなっている。
【００４０】次いで、図３（ａ）乃至（ｆ）は、本実施例の送信部における各部の信号波形の時間的変位状況を、既知の送信部における同じ各部の信号波形の時間的変位状況と比較して表す説明図であって、（ａ）はディジタル信号源４から出力されるディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を、（ｂ）は波形整形回路５の出力信号を、（ｃ）はＧＦ６の出力信号（変調信号）ＳM を、（ｄ）は増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）を、（ｅ）は送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）をそれぞれ示す信号波形図であり、（ｆ）はＶＣＯ１の発振周波数偏差を示す説明図であり、いずれも、実線は本実施例の送信部に係わるものであり、点線は既知の送信部に係わるものである。
【００４１】図３（ａ）乃至（ｆ）において、縦軸は各信号の振幅または周波数偏差を、横軸は時間をそれぞれ示す。この場合、時間ｔ４乃至ｔ１１は送信スロットの期間における時間であって、図５に図示の各時間ｔ４乃至ｔ１１に対応している。
【００４２】ところで、前記構成を備える本実施例の送信部の動作と、既に述べた既知の送信部の動作との違いは、変調信号供給部において、変調信号ＳM を得る過程の動作に僅かの違いがあるだけで、その余の構成部分の動作は殆んど変わりがないから、ここでは、図３（ａ）乃至（ｆ）を併用し、本実施例の送信部の変調信号供給部において変調信号ＳM を得る過程の動作についてだけ説明し、その他の動作の説明については、既知の送信部の動作説明と重複するので割愛する。
【００４３】まず、時間ｔ４において、それまでのブラインドスロットの期間が終了し、送信スロットの期間に入る。このとき、ディジタル信号源４は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生せず、その出力端子の出力抵抗値はバイアス電圧供給回路１６の可変抵抗２３の抵抗値よりも大きくなっているので、ディジタル信号源４の出力端子には可変抵抗２３を介してバイアス電圧Ｖｂが加えられる。そして、ディジタル信号源４の出力端子の電圧は、図３（ａ）に示されるように、既知の送信機における同出力端子の電圧に比べて電圧Ｖｂだけ高く、それに伴い、波形整形回路５の出力端子の電圧は、図３（ｂ）に示されるように、既知の送信機における同出力端子の電圧に比べて電圧Ｖｂ相当分だけ低く、また、ＧＦ６の出力端子、即ち、ＶＣＯ１の変調信号入力端子ＩM の電圧も、図３（ｃ）に示されるように、既知の送信機における同出力端子の電圧に比べて若干低い。しかし、この電圧に基いてブラインドスロット期間において所定周波数に位相制御されていたので、ＶＣＯ１の基準発振周波数ｆT1は、図３（ｆ）に示されるように、既知の送信機における同基準発振周波数ｆT と同じである。
【００４４】次いで、時間ｔ５になると、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は能動状態を指示するローレベルに変わり、第１の電源スイッチ１４の接点が閉じ、前置増幅器８が能動状態になる。このとき、ディジタル信号源４の出力端子、波形整形回路５の出力端子、ＧＦ６の出力端子の各電圧は、いずれも前の状態と変わりがないが、前置増幅器８の出力インピーダンスの低下によって、ＶＣＯ１の出力負荷インピーダンスが低下するため、ＶＣＯ１の発振周波数は、基準発振周波数ｆT1よりも第１の周波数偏差分Δｆ1 だけ高い第１の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ）に偏移する。
【００４５】続いて、時間ｔ６になると、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は能動状態を指示するハイレベルに変わり、第２の電源スイッチ１５の接点が閉じ、電力増幅器９は能動状態になる。このときも、ディジタル信号源４の出力端子、波形整形回路５の出力端子、ＧＦ６の出力端子の各電圧は、いずれも前の状態と変わりがないが、電力増幅器９の電源投入に伴う電源電圧Ｖｃｃの低下によって、ＶＣＯ１の発振周波数は、それまでの第１の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ）よりもさらに第２の周波数偏差分Δｆ2 だけ高い第２の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ＋Δｆ2）に再偏移する。ここまでの発振周波数の偏移は既知の送信機におけるものと同じである。
【００４６】続く、時間ｔ７になると、ディジタル信号源４は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生するようになり、その出力端子の出力抵抗値はバイアス電圧供給回路１６の可変抵抗２３の抵抗値よりも小さくなるので、可変抵抗２３を介してディジタル信号源４の出力端子に加えられたバイアス電圧Ｖｂは、ディジタル信号源４の低い出力抵抗値によって短絡無効にされ、ディジタル信号源４の出力端子にはディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）が供給される。このディジタル信号はバイアス電圧Ｖｂを基準とすれば負電圧側にシフトされた関係にある。そして、このディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は波形整形回路５において、図３（ｂ）に示すような方形波信号に波形整形され、次いで、この方形波信号はＧＦ６において図３（ｃ）に示すような、バイアス電圧に対してやや正電圧側にシフトされた正弦波状の変調信号ＳM に変換され、ＶＣＯ１の変調信号入力端子ＩM に供給される。このとき、ＬＰＦ３３は、ブラインドスロット期間においてバイアス電圧ＶｂによってＶＣＯ１が基準発振周波数ｆT で発振していた時の制御電圧を保持している。この制御電圧を与えられた状態のまま、ＶＣＯ１は、正電圧側にシフトされた変調信号ＳM を供給され、第２の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ＋Δｆ2）が等価的に基準発振周波数ｆT1にシフトされた状態で周波数シフトキーイング（ＧＦＳＫ）変調され、図３（ｆ）に示すようなＧＦＳＫ変調信号が得られる。
【００４７】次に、時間ｔ８になると、ディジタル信号源４は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）の発生を停止し、ＶＣＯ１への変調信号ＳM の供給が停止されるので、ＶＣＯ１におけるＧＦＳＫ変調信号の発生も停止され、ＶＣＯ１の発振周波数は非変調の第２の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ＋Δｆ2 ）になる。
【００４８】続いて、時間ｔ９になると、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示するローレベルに変化し、第２の電源スイッチ１５の接点が開き、電力増幅器９は非能動状態に転換する。この電力増幅器９の非能動状態への転換により、ＶＣＯ１の電源電圧Ｖｃｃが上昇し、ＶＣＯ１の発振周波数は、非変調の第１の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ）になる。
【００４９】次いで、時間ｔ１０になると、送信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するハイレベルに変わり、第１の電源スイッチ１４の接点が開き、前置増幅器８が非能動状態になる。この前置増幅器８の非能動状態への転換により前置増幅器８の出力インピーダンス、即ち、ＶＣＯ１の出力負荷インピーダンスが増大し、ＶＣＯ１の発振周波数は、もとの基準発振周波数ｆT1になる。
【００５０】続いて、時間ｔ１１になると、送信スロットの期間が終了し、それに続く受信スロット等の期間を経て、再び、次のブラインドスロットの期間に入リ、前述の動作が繰返し実行される。
【００５１】かかる一連の動作に際して、バイアス電圧供給回路１６の可変抵抗２３を調整し、送信タイムスロットの期間において、ＧＦＳＫ変調信号の中心周波数がＶＣＯ１の基準発振周波数ｆT1に略等しくなるように設定すれば、前置増幅器８が能動状態または非能動状態に切換わった際の出力インピーダンスの変動に伴うＶＣＯ１の出力負荷インピーダンスの変動に依存したＶＣＯ１の発振周波数の偏移、あるいは、電力増幅器９が能動状態または非能動状態に切換わった際の電源電圧Ｖｃｃの変動に依存したＶＣＯ１の発振周波数の偏移があったとしても、送信スロットの期間に、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）によりＶＣＯ１から得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数を、ブラインドスロットの期間に、ＶＣＯ１から得られる基準発振周波数ｆT1に略一致させることが可能であり、送信スロットの期間におけるＶＣＯ１の発振周波数の偏差を少なくすることができる。
【００５２】このように、本実施例によれば、ディジタル信号源４の出力端子にバイアス供給回路１６を接続し、ディジタル信号源４の出力端子にバイアス電圧を与えることにより、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）、波形整形回路５の出力方形波信号、及び、ＧＦ６の出力正弦波信号（変調信号）ＳM のそれぞれを中心電圧をシフトさせ、各信号を中心電圧に対して実質的に非対称にしているので、前置増幅器８や電力増幅器９の能動状態または非能動状態への切換わり時に、ＶＣＯ１の発振周波数が僅かに変動したとしても、送信スロット期間にＶＣＯ１で得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数を、ブラインドスロット期間にＶＣＯ１で得られる基準発振周波数ｆT1に略一致させることが可能であり、送信スロットの期間のＶＣＯ１の発振周波数の偏差を極めて少なくすることができる。
【００５３】なお、前記実施例においては、バイアス電圧供給回路１６の構成を可変抵抗２３で構成する場合を挙げて説明したが、本発明は、バイアス電圧供給回路１６を可変抵抗２３で構成する場合に限られるものではなく、バイアス電圧供給回路１６を固定抵抗で構成するようにしてもよい。
【００５４】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によれば、ディジタル信号源の出力端子の電圧は、ブラインドスロットの期間にはバイアス電圧供給手段から供給されるバイアス電圧によって設定され、一方、送信スロットの期間には前記バイアス電圧が無効にされ、ディジタル信号によって設定される。すなわち、ブラインドスロットの期間におけるディジタル信号源の出力端子の電圧と、送信スロットの期間におけるディジタル信号源の出力端子の電圧とが異なるように設定され、ＶＣＯに供給される変調信号の中心電圧は実質的にややシフトされた状態になっている。
【００５５】このように、本発明によれば、前置増幅器や電力増幅器の能動状態または非能動状態への切換わり時に、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数がそれぞれ僅かに変動したとしても、中心電圧が実質的にややシフトされた変調信号をＶＣＯに供給することにより、ＶＣＯで得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数を、ＶＣＯの基準発振周波数に略一致させることができ、送信スロットの期間におけるＶＣＯの発振周波数の偏差を極力少なくすることができ、高精度の送信周波数を持った高性能の時分割双方向通信装置が得られるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる時分割双方向通信装置の送信部の一実施例を示すブロック構成図である。
【図２】図１に図示された本実施例に用いられるバイアス電圧供給回路の構成の一例を示す回路図である。
【図３】図１に図示された本実施例における各部の信号波形の時間的変位状況を示す説明図である。
【図４】既知の時分割双方向通信装置の送信部の一例を示すブロック構成図である。
【図５】図４に図示された既知の送信部における各部の信号波形の時間的変位状況を示す説明図である。
【図６】既知の送受信機の送信部におけるＶＣＯの構成の一例を示す回路図である。
【図７】既知の送受信機の送信部における波形整形回路の構成の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２ 位相制御用ＩＣ（ＰＬＬ）
３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
４ ディジタル信号源
５ 波形整形回路
６ ガウシャンフィルタ（ＧＦ）
７ バッファ増幅器
８ 前置増幅器
９ 電力増幅器
１０ 送受切換えスイッチ１１
１１ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１２ アンテナ
１３ 電圧調整器（ＲＥＧ）
１４ 第１の電源スイッチ
１５ 第２の電源スイッチ
１６ バイアス供給回路
１７ インバータ用集積回路（ＩＣ）
１８ 入力抵抗
１９ 帰還抵抗
２０ 出力抵抗
２１ 第１のバイアス抵抗
２２ 第２のバイアス抵抗
２３ 可変抵抗
【特許請求の範囲】
【請求項１】 送信タイムスロット期間にディジタル信号を出力するとともに低出力抵抗値を呈し、前記送信タイムスロット直前のブラインドスロット期間に前記低出力抵抗値よりも高い高出力抵抗値を呈するディジタル信号源と、抵抗を介して前記ディジタル信号源の出力端子にバイアス電圧を加えるバイアス供給手段と、ブラインドスロット期間に所定の送信周波数の発振信号を出力すると共に送信タイムスロット期間に前記ディジタル信号源の出力に基づいて変調された被変調信号を出力する電圧制御発振器と、前記ブラインドスロット期間に前記発振信号と基準周波数信号との位相差を示す誤差信号を出力し、前記送信タイムスロット期間に実質的に前記誤差信号を無効状態にする位相制御回路と、前記電圧制御発振器に加える前記誤差信号を平滑するローパスフィルタとを備えることを特徴とする時分割双方向通信装置。
【請求項２】 前記バイアス供給手段は、前記ディジタル信号源の低出力抵抗値よりも高い抵抗値を有する抵抗を、前記ディジタル信号源の出力端子と電源供給端子間に接続したものであることを特徴とする請求項１に記載の時分割双方向通信装置。
【請求項３】 前記ディジタル信号源の出力ディジタル信号は、少なくとも波形整形回路及びガウシャンフィルタを介して前記電圧制御発振器に供給されることを特徴とする請求項１に記載の時分割双方向通信装置。
【請求項１】 送信タイムスロット期間にディジタル信号を出力するとともに低出力抵抗値を呈し、前記送信タイムスロット直前のブラインドスロット期間に前記低出力抵抗値よりも高い高出力抵抗値を呈するディジタル信号源と、抵抗を介して前記ディジタル信号源の出力端子にバイアス電圧を加えるバイアス供給手段と、ブラインドスロット期間に所定の送信周波数の発振信号を出力すると共に送信タイムスロット期間に前記ディジタル信号源の出力に基づいて変調された被変調信号を出力する電圧制御発振器と、前記ブラインドスロット期間に前記発振信号と基準周波数信号との位相差を示す誤差信号を出力し、前記送信タイムスロット期間に実質的に前記誤差信号を無効状態にする位相制御回路と、前記電圧制御発振器に加える前記誤差信号を平滑するローパスフィルタとを備えることを特徴とする時分割双方向通信装置。
【請求項２】 前記バイアス供給手段は、前記ディジタル信号源の低出力抵抗値よりも高い抵抗値を有する抵抗を、前記ディジタル信号源の出力端子と電源供給端子間に接続したものであることを特徴とする請求項１に記載の時分割双方向通信装置。
【請求項３】 前記ディジタル信号源の出力ディジタル信号は、少なくとも波形整形回路及びガウシャンフィルタを介して前記電圧制御発振器に供給されることを特徴とする請求項１に記載の時分割双方向通信装置。
【図２】
【図３】
【図６】
【図７】
【図１】
【図４】
【図５】
【図３】
【図６】
【図７】
【図１】
【図４】
【図５】
【特許番号】特許第３４０４４３７号（Ｐ３４０４４３７）
【登録日】平成１５年２月２８日（２００３．２．２８）
【発行日】平成１５年５月６日（２００３．５．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願平６−３２５７０６
【出願日】平成６年１２月２７日（１９９４．１２．２７）
【公開番号】特開平８−１８１７２４
【公開日】平成８年７月１２日（１９９６．７．１２）
【審査請求日】平成１１年３月４日（１９９９．３．４）
【出願人】（００００１００９８）アルプス電気株式会社 (4,263)
【参考文献】
【文献】特開 平４−３７３３１７（ＪＰ，Ａ）
【登録日】平成１５年２月２８日（２００３．２．２８）
【発行日】平成１５年５月６日（２００３．５．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成６年１２月２７日（１９９４．１２．２７）
【公開番号】特開平８−１８１７２４
【公開日】平成８年７月１２日（１９９６．７．１２）
【審査請求日】平成１１年３月４日（１９９９．３．４）
【出願人】（００００１００９８）アルプス電気株式会社 (4,263)
【参考文献】
【文献】特開 平４−３７３３１７（ＪＰ，Ａ）
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