無線送信機
【課題】局部発振器の位相雑音性能の改善により、送信信号に含まれる隣接チャネル漏洩信号を大幅に低減することができる無線送信機を提供する。
【解決手段】ディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路と、ディジタルデータ信号をディジタル／アナログ変換し、中間周波数のＩＦ信号を出力するディジタル／アナログ変換回路と、ＩＦ信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキシングし、無線周波数のＲＦ送信信号を出力する直交ミキサ回路とを備えた無線送信機において、データ信号生成回路は、ディジタル／アナログ変換回路から出力されるＩＦ信号の周波数が送信チャネルに応じて切り替わるディジタルデータ信号を出力する構成であり、局部発振器は、ＲＦ送信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成である。
【解決手段】ディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路と、ディジタルデータ信号をディジタル／アナログ変換し、中間周波数のＩＦ信号を出力するディジタル／アナログ変換回路と、ＩＦ信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキシングし、無線周波数のＲＦ送信信号を出力する直交ミキサ回路とを備えた無線送信機において、データ信号生成回路は、ディジタル／アナログ変換回路から出力されるＩＦ信号の周波数が送信チャネルに応じて切り替わるディジタルデータ信号を出力する構成であり、局部発振器は、ＲＦ送信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、データ信号である中間周波数（ＩＦ）信号と局部発振器から出力されるローカル信号をミキシングして無線周波数帯（ＲＦ）送信信号を生成するミキサ回路を有する無線送信機において、局部発振器の発振周波数（ｆLO）を、複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定し、同チャネルブロック内のチャネルに対して局部発振器の発振周波数を一定に保ち、隣接チャネル選択性能に必要な局部発振器の位相雑音特性をＰＬＬ（フェーズロック・ループ）により大幅に改善する無線送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は、従来のダイレクトコンバージョン送信機の構成例を示す（非特許文献１）。
図４において、データ信号生成回路４１から出力されるベースバンドのディジタルデータ信号はディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）４２に入力し、生成された中間周波数のＩＦ信号がローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３でディジタル／アナログ変換時のクロックノイズを除去して直交ミキサ回路４４に入力する。このＩＦ信号は、直交ミキサ回路４４で局部発振器５０から出力される周波数ｆLOのローカル信号とミキシングされ、無線周波数ｆRFのＲＦ送信信号が生成される。その後、ＲＦ送信信号はパワーアンプ（ＰＡ）４５で増幅され、ＲＦバンドパスフィルタ（ＲＦ−ＢＰＦ）４６によりＲＦ送信信号に含まれ不要信号を抑圧して送信される。ＲＦ送信信号のチャネルに応じた送信周波数の変更は、ローカル信号周波数ｆLOをチャネル周波数間隔ｆCHで切り替えることにより行う。
【０００３】
ここに示す局部発振器５０は積分型ＰＬＬであり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５１、分周器５２、比較器５３およびループフィルタ５４により構成される。ＶＣＯ５１から出力されるローカル信号（ｆLO）は、分周器５２でチャネル選択制御信号に応じて分周され、当該分周信号とチャネル周波数間隔ｆCHの参照信号が比較器５３で位相比較され、ループフィルタ５４を介してＶＣＯ５１にフィードバックされる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Behzad Razavi, RF Microelectronics, pp.122-129, Prentice Hall PTR, 1998.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のダイレクトコンバージョン送信機における局部発振器５０の位相雑音特性の一例を図５に示す。ＩＦ信号とローカル信号（ｆLO）をミキシングすることによりＲＦ送信信号（ｆRF）が生成されるので、ＲＦ送信信号の中心周波数はｆLOとなる。しかし、図５に示すようにローカル信号に周波数ｆLO＋ｆCHの雑音信号が含まれると、隣接チャネルへの漏洩信号も送信されることになる。
【０００６】
この隣接チャネル漏洩信号の問題を解決するには、ローカル信号に含まれる位相雑音を低減する必要がある。このため、従来技術では局部発振器にＱ値の大きなＬＣ共振器を用いてきた。しかし、ＩＣチップ上にＬＣ共振器を作成するとチップ面積が増加し、チップコストを上昇させる要因になる。
【０００７】
また従来技術では、チャネル周波数間隔ｆCHよりも高周波の参照信号と帯域の広いループフィルタを用いたデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬにより、周波数ｆLO＋ｆCHの雑音信号を抑圧する手法が用いられることがある。しかし、この手法では分周器の分周比を擬似ランダム的に変動させるデルタ・シグマ処理により多数のスプリアスが発生する。特に、参照信号周波数をチャネル周波数間隔ｆCHよりも大幅に大きくすると、このスプリアスを抑圧することが複雑になり、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬの設計が困難になる。
【０００８】
本発明は、局部発振器の位相雑音性能の改善により、送信信号に含まれる隣接チャネル漏洩信号を大幅に低減することができる無線送信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、ディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路と、ディジタルデータ信号をディジタル／アナログ変換し、中間周波数のＩＦ信号を出力するディジタル／アナログ変換回路と、ＩＦ信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキシングし、無線周波数のＲＦ送信信号を出力する直交ミキサ回路とを備えた無線送信機において、データ信号生成回路は、ディジタル／アナログ変換回路から出力されるＩＦ信号の周波数が送信チャネルに応じて切り替わるディジタルデータ信号を出力する構成であり、局部発振器は、ＲＦ送信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成である。
【００１０】
本発明の無線送信機において、局部発振器は、積分型ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔の２倍より大きくｎ倍より小さいものとする。
【００１１】
本発明の無線送信機において、局部発振器は、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔の２倍より大きくｍ×ｎ倍（ｍ＞１）より小さいものとする。
【００１２】
本発明の無線送信機において、直交ミキサ回路の後段に、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号を抑圧するＲＦバンドパスフィルタを配置し、ＩＦ信号の周波数がＲＦバンドパスフィルタの帯域の１／２より大きく設定される。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の無線送信機は、局部発振器から出力されるローカル信号の周波数ｆLOを複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定し、同ブロック内のチャネルではローカル信号周波数ｆLOを一定に保つ構成であり、チャネル周波数間隔ｆCHよりも高周波の参照信号を用いたＰＬＬによりループフィルタの帯域を大きくすることにより、局部発振器の位相雑音性能を大幅に改善することができる。
【００１４】
さらに、データ信号生成回路とＤ／Ａ変換器により、ＲＦフィルタ帯域の１／２よりも周波数の高いＩＦ信号を形成してローカル信号との混合によりＲＦ送信信号を形成することにより、隣接チャネル漏洩信号、イメージ信号、およびキャリアリーク信号のない高品質な送信信号を小面積で安価なＬＳＩチップにより生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の無線送信機の実施例１を示す図である。
【図２】局部発振器２０Ａの位相雑音特性を示す図である。
【図３】本発明の無線送信機の実施例２を示す図である。
【図４】従来のダイレクトコンバージョン送信機の構成例を示す図である。
【図５】局部発振器５０の位相雑音特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１６】
図１は、本発明の無線送信機の実施例１を示す。
図１において、無線送信機は、図４に示す従来のダイレクトコンバージョン送信機と同様のディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）４２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３、直交ミキサ回路４４、パワーアンプ（ＰＡ）４５、ＲＦバンドパスフィルタ（ＲＦ−ＢＰＦ）４６を備えるとともに、ＩＦ信号の中間周波数が固定のディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路４１に代えて、チャネル選択制御信号に応じて異なるベースバンドのディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路１１を備える。さらに、局部発振器５０に代えて、発振周波数を複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定する局部発振器２０Ａを用いた構成である。ここでは、局部発振器２０Ａとして積分型ＰＬＬを用いる構成例を示す。
【００１７】
データ信号生成回路１１は、チャネル選択制御信号に応じたディジタル演算によってベースバンドのディジタルデータ信号を生成し、Ｄ／Ａ４２でＤ／Ａ変換することにより、チャネル選択制御信号に応じた周波数のＩＦ信号を生成する。近年のデータ信号生成回路１１を構成するディジタルＬＳＩの高性能化により、ＩＦ信号中の隣接チャネル漏洩などの妨害信号成分は大幅に抑圧することができる。また、ＬＰＦ４３は、Ｄ／Ａ変換時のクロックノイズを除去するためのものであり、各チャネルのＩＦ信号の周波数によらず帯域は広帯域で一定である。この後、ＩＦ信号は、直交ミキサ回路４４で局部発振器２０Ａからのローカル信号と混合され、ＲＦ送信信号が生成される。なお、ＬＰＦ４３は、各チャネルのＩＦ信号の周波数に応じて通過帯域がシフトする狭帯域の可変バンドパスフィルタであってもよい。
【００１８】
直交ミキサ回路４４によりＲＦ送信信号中のイメージ成分は−30dBｃ程度に抑圧されるが、ＩＦをＲＦ−ＢＰＦ４６の帯域の１／２倍よりも大きくすることでＲＦ送信信号中に残存するイメージ成分をＲＦ−ＢＰＦ４６でさらに抑圧することができる。また、ＩＦをＲＦ−ＢＰＦ４６の帯域よりも大きくすることで、ＲＦ送信信号中のローカル信号リーク成分（ｆLOの周波数成分）をＲＦ−ＢＰＦ４６で抑圧することができる。このためキャリアリーク信号抑圧条件により、ＩＦはＲＦ−ＢＰＦ４６の帯域よりも大きく設定され、ＩＦは通常、数百ｋHz以上になる。
【００１９】
局部発振器２０Ａは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１、分周器２２、比較器２３およびループフィルタ２４により構成される。分周器２２は、電圧制御発振器２１から出力されるローカル信号（ｆLO）を、ｎ個（ｎは３以上の整数）のチャネルに対応するブロック選択制御信号に応じて分周する。比較器２３は、分周器２２から出力されるローカル信号の分周信号と、チャネル周波数間隔ｆCHのｎ倍の参照信号（ｎ×ｆCH）を比較し、ＶＣＯ２１を制御するフィードバックループを形成する。
【００２０】
これにより、ＶＣＯ２１の発振周波数ｆLOは、ｎ個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定され、同一のチャネルブロック内では一定となり、直交ミキサ回路４４から出力される各チャネルのＲＦ信号周波数ｆRFは、データ信号生成回路４１が出力するディジタルデータの出力ＩＦ周波数に応じてチャネルごとに異なることになる。
【００２１】
ループフィルタ２４の帯域は、チャネル周波数間隔ｆCHよりも大きく、そのｎ倍よりも小さく設定される。図２に、局部発振器２０Ａの位相雑音特性を示す。上向き矢印は中心周波数付近の出力であり、ＶＣＯ２１の元々持っていた位相雑音がＰＬＬにより抑圧されている。これに対し、ループフィルタ２４の帯域の外側の位相雑音はＰＬＬにより抑圧されないため、ＶＣＯ２１の元々持っていた位相雑音特性を示している。
【００２２】
以上により、ＶＣＯ２１に含まれる位相雑音は、広いループフィルタ帯域の範囲で位相雑音の小さい水晶発振器からの参照信号により補正されて大幅に低減される。すなわち、隣接チャネル信号の折り返し妨害信号が大幅に抑圧される。この時、隣接チャネル信号の折り返しに影響する位相雑音を低減するには、ループフィルタ２４の帯域をチャネル周波数間隔ｆCHの２倍よりも大きくする必要がある。このため、チャネルブロックを構成するチャネル数ｎは３以上であり、位相雑音を充分低減するには通常ｎ≧６程度に設定することが好ましい。また、チャネル数ｎの値は大きければ大きいほど効果が大きくなるが、ディジタル回路の性能限界を考慮すると、チャネル数ｎの上限は例えば 100程度が好ましい。
【実施例２】
【００２３】
図３は、本発明の無線送信機の実施例２を示す。
図３において、実施例２の無線送信機は、図１に示す実施例１の無線送信器の局部発振器２０Ａに代えて、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬを用いる局部発振器２０Ｂを備えた構成である。局部発振器２０Ｂは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１、分周器２２、比較器２３、ループフィルタ２４および分周比擬似ランダム設定回路２５により構成される。
【００２４】
分周比擬似ランダム設定回路２５は、周波数ロック時における分周器２２の分周比を擬似ランダム的に変動させることで、出力信号周波数間隔ｎｆCHよりも高周波の参照信号を用いることができる。ここでは、参照信号周波数が出力信号周波数間隔ｎｆCHよりもｍ倍大きい（ｍ＞１）とする。
【００２５】
本実施例の局部発振器２０Ｂにおいても、発振周波数はｎ個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定される。このため、同一のチャネルブロック内では局部発振器２０Ｂの発振周波数は一定であり、各チャネルのＩＦ信号周波数ｆIFはチャネルごとに異なる。
【００２６】
また、局部発振器２０Ｂを構成するループフィルタ２４の帯域は、チャネル周波数間隔ｆCHよりも大きく、そのｍ×ｎ倍よりも小さく設定される。したがって、実施例１における同じｎの値を用いた局部発振器に比べて、ループフィルタ帯域をｍ倍大きくできる。このためｎの値が実施例１に比べて小さい場合でも、局部発振器２０Ｂの出力に含まれる位相雑音は広いループフィルタ帯域により大幅に低減することができ、隣接チャネル信号の折り返し妨害信号を大幅に抑圧できる。この時、隣接チャネル信号の折り返しに影響する位相雑音を低減するには、ループフィルタの帯域をチャネル周波数間隔ｆCHの２倍よりも大きくする必要がある。すなわち、ｍ×ｎ＞２が必要条件であり、位相雑音を充分低減するには通常ｍ×ｎ≧６程度に設定する。
【００２７】
なお、ｎ＝１である一般的なデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬを用いても、ｍを充分大きくすれば同様な効果が得られる。しかし、上記のようにｍ値が大きくなれば擬似ランダム処理が複雑になり、不要なスプリアスが起こらないようにするため設計が困難になる。そこで、実施例２では３以上の整数ｎを用いることで小さいｍ値でも同様の広いループフィルタ帯域が実現でき、ｍ値を小さくすることでデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬの構成を簡略化できるという長所も持つ。
【符号の説明】
【００２８】
１１ データ信号生成回路
２０Ａ，２０Ｂ 局部発振器
２１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２２ 分周器
２３ 比較器
２４ ループフィルタ
２５ 分周比擬似ランダム設定回路
４１ データ信号生成回路
４２ ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）
４３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
４４ 直交ミキサ回路
４５ パワーアンプ（ＰＡ）
４６ ＲＦバンドパスフィルタ（ＲＦ−ＢＰＦ）
５０ 局部発振器
５１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
５２ 分周器
５３ 比較器
５４ ループフィルタ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、データ信号である中間周波数（ＩＦ）信号と局部発振器から出力されるローカル信号をミキシングして無線周波数帯（ＲＦ）送信信号を生成するミキサ回路を有する無線送信機において、局部発振器の発振周波数（ｆLO）を、複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定し、同チャネルブロック内のチャネルに対して局部発振器の発振周波数を一定に保ち、隣接チャネル選択性能に必要な局部発振器の位相雑音特性をＰＬＬ（フェーズロック・ループ）により大幅に改善する無線送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は、従来のダイレクトコンバージョン送信機の構成例を示す（非特許文献１）。
図４において、データ信号生成回路４１から出力されるベースバンドのディジタルデータ信号はディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）４２に入力し、生成された中間周波数のＩＦ信号がローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３でディジタル／アナログ変換時のクロックノイズを除去して直交ミキサ回路４４に入力する。このＩＦ信号は、直交ミキサ回路４４で局部発振器５０から出力される周波数ｆLOのローカル信号とミキシングされ、無線周波数ｆRFのＲＦ送信信号が生成される。その後、ＲＦ送信信号はパワーアンプ（ＰＡ）４５で増幅され、ＲＦバンドパスフィルタ（ＲＦ−ＢＰＦ）４６によりＲＦ送信信号に含まれ不要信号を抑圧して送信される。ＲＦ送信信号のチャネルに応じた送信周波数の変更は、ローカル信号周波数ｆLOをチャネル周波数間隔ｆCHで切り替えることにより行う。
【０００３】
ここに示す局部発振器５０は積分型ＰＬＬであり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５１、分周器５２、比較器５３およびループフィルタ５４により構成される。ＶＣＯ５１から出力されるローカル信号（ｆLO）は、分周器５２でチャネル選択制御信号に応じて分周され、当該分周信号とチャネル周波数間隔ｆCHの参照信号が比較器５３で位相比較され、ループフィルタ５４を介してＶＣＯ５１にフィードバックされる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Behzad Razavi, RF Microelectronics, pp.122-129, Prentice Hall PTR, 1998.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のダイレクトコンバージョン送信機における局部発振器５０の位相雑音特性の一例を図５に示す。ＩＦ信号とローカル信号（ｆLO）をミキシングすることによりＲＦ送信信号（ｆRF）が生成されるので、ＲＦ送信信号の中心周波数はｆLOとなる。しかし、図５に示すようにローカル信号に周波数ｆLO＋ｆCHの雑音信号が含まれると、隣接チャネルへの漏洩信号も送信されることになる。
【０００６】
この隣接チャネル漏洩信号の問題を解決するには、ローカル信号に含まれる位相雑音を低減する必要がある。このため、従来技術では局部発振器にＱ値の大きなＬＣ共振器を用いてきた。しかし、ＩＣチップ上にＬＣ共振器を作成するとチップ面積が増加し、チップコストを上昇させる要因になる。
【０００７】
また従来技術では、チャネル周波数間隔ｆCHよりも高周波の参照信号と帯域の広いループフィルタを用いたデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬにより、周波数ｆLO＋ｆCHの雑音信号を抑圧する手法が用いられることがある。しかし、この手法では分周器の分周比を擬似ランダム的に変動させるデルタ・シグマ処理により多数のスプリアスが発生する。特に、参照信号周波数をチャネル周波数間隔ｆCHよりも大幅に大きくすると、このスプリアスを抑圧することが複雑になり、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬの設計が困難になる。
【０００８】
本発明は、局部発振器の位相雑音性能の改善により、送信信号に含まれる隣接チャネル漏洩信号を大幅に低減することができる無線送信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、ディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路と、ディジタルデータ信号をディジタル／アナログ変換し、中間周波数のＩＦ信号を出力するディジタル／アナログ変換回路と、ＩＦ信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキシングし、無線周波数のＲＦ送信信号を出力する直交ミキサ回路とを備えた無線送信機において、データ信号生成回路は、ディジタル／アナログ変換回路から出力されるＩＦ信号の周波数が送信チャネルに応じて切り替わるディジタルデータ信号を出力する構成であり、局部発振器は、ＲＦ送信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成である。
【００１０】
本発明の無線送信機において、局部発振器は、積分型ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔の２倍より大きくｎ倍より小さいものとする。
【００１１】
本発明の無線送信機において、局部発振器は、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔の２倍より大きくｍ×ｎ倍（ｍ＞１）より小さいものとする。
【００１２】
本発明の無線送信機において、直交ミキサ回路の後段に、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号を抑圧するＲＦバンドパスフィルタを配置し、ＩＦ信号の周波数がＲＦバンドパスフィルタの帯域の１／２より大きく設定される。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の無線送信機は、局部発振器から出力されるローカル信号の周波数ｆLOを複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定し、同ブロック内のチャネルではローカル信号周波数ｆLOを一定に保つ構成であり、チャネル周波数間隔ｆCHよりも高周波の参照信号を用いたＰＬＬによりループフィルタの帯域を大きくすることにより、局部発振器の位相雑音性能を大幅に改善することができる。
【００１４】
さらに、データ信号生成回路とＤ／Ａ変換器により、ＲＦフィルタ帯域の１／２よりも周波数の高いＩＦ信号を形成してローカル信号との混合によりＲＦ送信信号を形成することにより、隣接チャネル漏洩信号、イメージ信号、およびキャリアリーク信号のない高品質な送信信号を小面積で安価なＬＳＩチップにより生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の無線送信機の実施例１を示す図である。
【図２】局部発振器２０Ａの位相雑音特性を示す図である。
【図３】本発明の無線送信機の実施例２を示す図である。
【図４】従来のダイレクトコンバージョン送信機の構成例を示す図である。
【図５】局部発振器５０の位相雑音特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１６】
図１は、本発明の無線送信機の実施例１を示す。
図１において、無線送信機は、図４に示す従来のダイレクトコンバージョン送信機と同様のディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）４２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３、直交ミキサ回路４４、パワーアンプ（ＰＡ）４５、ＲＦバンドパスフィルタ（ＲＦ−ＢＰＦ）４６を備えるとともに、ＩＦ信号の中間周波数が固定のディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路４１に代えて、チャネル選択制御信号に応じて異なるベースバンドのディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路１１を備える。さらに、局部発振器５０に代えて、発振周波数を複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定する局部発振器２０Ａを用いた構成である。ここでは、局部発振器２０Ａとして積分型ＰＬＬを用いる構成例を示す。
【００１７】
データ信号生成回路１１は、チャネル選択制御信号に応じたディジタル演算によってベースバンドのディジタルデータ信号を生成し、Ｄ／Ａ４２でＤ／Ａ変換することにより、チャネル選択制御信号に応じた周波数のＩＦ信号を生成する。近年のデータ信号生成回路１１を構成するディジタルＬＳＩの高性能化により、ＩＦ信号中の隣接チャネル漏洩などの妨害信号成分は大幅に抑圧することができる。また、ＬＰＦ４３は、Ｄ／Ａ変換時のクロックノイズを除去するためのものであり、各チャネルのＩＦ信号の周波数によらず帯域は広帯域で一定である。この後、ＩＦ信号は、直交ミキサ回路４４で局部発振器２０Ａからのローカル信号と混合され、ＲＦ送信信号が生成される。なお、ＬＰＦ４３は、各チャネルのＩＦ信号の周波数に応じて通過帯域がシフトする狭帯域の可変バンドパスフィルタであってもよい。
【００１８】
直交ミキサ回路４４によりＲＦ送信信号中のイメージ成分は−30dBｃ程度に抑圧されるが、ＩＦをＲＦ−ＢＰＦ４６の帯域の１／２倍よりも大きくすることでＲＦ送信信号中に残存するイメージ成分をＲＦ−ＢＰＦ４６でさらに抑圧することができる。また、ＩＦをＲＦ−ＢＰＦ４６の帯域よりも大きくすることで、ＲＦ送信信号中のローカル信号リーク成分（ｆLOの周波数成分）をＲＦ−ＢＰＦ４６で抑圧することができる。このためキャリアリーク信号抑圧条件により、ＩＦはＲＦ−ＢＰＦ４６の帯域よりも大きく設定され、ＩＦは通常、数百ｋHz以上になる。
【００１９】
局部発振器２０Ａは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１、分周器２２、比較器２３およびループフィルタ２４により構成される。分周器２２は、電圧制御発振器２１から出力されるローカル信号（ｆLO）を、ｎ個（ｎは３以上の整数）のチャネルに対応するブロック選択制御信号に応じて分周する。比較器２３は、分周器２２から出力されるローカル信号の分周信号と、チャネル周波数間隔ｆCHのｎ倍の参照信号（ｎ×ｆCH）を比較し、ＶＣＯ２１を制御するフィードバックループを形成する。
【００２０】
これにより、ＶＣＯ２１の発振周波数ｆLOは、ｎ個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定され、同一のチャネルブロック内では一定となり、直交ミキサ回路４４から出力される各チャネルのＲＦ信号周波数ｆRFは、データ信号生成回路４１が出力するディジタルデータの出力ＩＦ周波数に応じてチャネルごとに異なることになる。
【００２１】
ループフィルタ２４の帯域は、チャネル周波数間隔ｆCHよりも大きく、そのｎ倍よりも小さく設定される。図２に、局部発振器２０Ａの位相雑音特性を示す。上向き矢印は中心周波数付近の出力であり、ＶＣＯ２１の元々持っていた位相雑音がＰＬＬにより抑圧されている。これに対し、ループフィルタ２４の帯域の外側の位相雑音はＰＬＬにより抑圧されないため、ＶＣＯ２１の元々持っていた位相雑音特性を示している。
【００２２】
以上により、ＶＣＯ２１に含まれる位相雑音は、広いループフィルタ帯域の範囲で位相雑音の小さい水晶発振器からの参照信号により補正されて大幅に低減される。すなわち、隣接チャネル信号の折り返し妨害信号が大幅に抑圧される。この時、隣接チャネル信号の折り返しに影響する位相雑音を低減するには、ループフィルタ２４の帯域をチャネル周波数間隔ｆCHの２倍よりも大きくする必要がある。このため、チャネルブロックを構成するチャネル数ｎは３以上であり、位相雑音を充分低減するには通常ｎ≧６程度に設定することが好ましい。また、チャネル数ｎの値は大きければ大きいほど効果が大きくなるが、ディジタル回路の性能限界を考慮すると、チャネル数ｎの上限は例えば 100程度が好ましい。
【実施例２】
【００２３】
図３は、本発明の無線送信機の実施例２を示す。
図３において、実施例２の無線送信機は、図１に示す実施例１の無線送信器の局部発振器２０Ａに代えて、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬを用いる局部発振器２０Ｂを備えた構成である。局部発振器２０Ｂは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１、分周器２２、比較器２３、ループフィルタ２４および分周比擬似ランダム設定回路２５により構成される。
【００２４】
分周比擬似ランダム設定回路２５は、周波数ロック時における分周器２２の分周比を擬似ランダム的に変動させることで、出力信号周波数間隔ｎｆCHよりも高周波の参照信号を用いることができる。ここでは、参照信号周波数が出力信号周波数間隔ｎｆCHよりもｍ倍大きい（ｍ＞１）とする。
【００２５】
本実施例の局部発振器２０Ｂにおいても、発振周波数はｎ個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定される。このため、同一のチャネルブロック内では局部発振器２０Ｂの発振周波数は一定であり、各チャネルのＩＦ信号周波数ｆIFはチャネルごとに異なる。
【００２６】
また、局部発振器２０Ｂを構成するループフィルタ２４の帯域は、チャネル周波数間隔ｆCHよりも大きく、そのｍ×ｎ倍よりも小さく設定される。したがって、実施例１における同じｎの値を用いた局部発振器に比べて、ループフィルタ帯域をｍ倍大きくできる。このためｎの値が実施例１に比べて小さい場合でも、局部発振器２０Ｂの出力に含まれる位相雑音は広いループフィルタ帯域により大幅に低減することができ、隣接チャネル信号の折り返し妨害信号を大幅に抑圧できる。この時、隣接チャネル信号の折り返しに影響する位相雑音を低減するには、ループフィルタの帯域をチャネル周波数間隔ｆCHの２倍よりも大きくする必要がある。すなわち、ｍ×ｎ＞２が必要条件であり、位相雑音を充分低減するには通常ｍ×ｎ≧６程度に設定する。
【００２７】
なお、ｎ＝１である一般的なデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬを用いても、ｍを充分大きくすれば同様な効果が得られる。しかし、上記のようにｍ値が大きくなれば擬似ランダム処理が複雑になり、不要なスプリアスが起こらないようにするため設計が困難になる。そこで、実施例２では３以上の整数ｎを用いることで小さいｍ値でも同様の広いループフィルタ帯域が実現でき、ｍ値を小さくすることでデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬの構成を簡略化できるという長所も持つ。
【符号の説明】
【００２８】
１１ データ信号生成回路
２０Ａ，２０Ｂ 局部発振器
２１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２２ 分周器
２３ 比較器
２４ ループフィルタ
２５ 分周比擬似ランダム設定回路
４１ データ信号生成回路
４２ ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）
４３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
４４ 直交ミキサ回路
４５ パワーアンプ（ＰＡ）
４６ ＲＦバンドパスフィルタ（ＲＦ−ＢＰＦ）
５０ 局部発振器
５１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
５２ 分周器
５３ 比較器
５４ ループフィルタ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路と、
前記ディジタルデータ信号をディジタル／アナログ変換し、中間周波数のＩＦ信号を出力するディジタル／アナログ変換回路と、
前記ＩＦ信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキシングし、無線周波数のＲＦ送信信号を出力する直交ミキサ回路と
を備えた無線送信機において、
前記データ信号生成回路は、前記ディジタル／アナログ変換回路から出力される前記ＩＦ信号の周波数が送信チャネルに応じて切り替わる前記ディジタルデータ信号を出力する構成であり、
前記局部発振器は、前記ＲＦ送信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成である
ことを特徴とする無線送信機。
【請求項２】
請求項１に記載の無線送信機において、
前記局部発振器は、積分型ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔の２倍より大きくｎ倍より小さい
ことを特徴とする無線送信機。
【請求項３】
請求項１に記載の無線送信機において、
前記局部発振器は、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔の２倍より大きくｍ×ｎ倍（ｍ＞１）より小さい
ことを特徴とする無線送信機。
【請求項４】
請求項１に記載の無線送信機において、
前記直交ミキサ回路の後段に、前記ＲＦ送信信号に含まれる不要信号を抑圧するＲＦバンドパスフィルタを配置し、前記ＩＦ信号の周波数が前記ＲＦバンドパスフィルタの帯域の１／２より大きく設定される
ことを特徴とする無線送信機。
【請求項１】
ディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路と、
前記ディジタルデータ信号をディジタル／アナログ変換し、中間周波数のＩＦ信号を出力するディジタル／アナログ変換回路と、
前記ＩＦ信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキシングし、無線周波数のＲＦ送信信号を出力する直交ミキサ回路と
を備えた無線送信機において、
前記データ信号生成回路は、前記ディジタル／アナログ変換回路から出力される前記ＩＦ信号の周波数が送信チャネルに応じて切り替わる前記ディジタルデータ信号を出力する構成であり、
前記局部発振器は、前記ＲＦ送信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成である
ことを特徴とする無線送信機。
【請求項２】
請求項１に記載の無線送信機において、
前記局部発振器は、積分型ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔の２倍より大きくｎ倍より小さい
ことを特徴とする無線送信機。
【請求項３】
請求項１に記載の無線送信機において、
前記局部発振器は、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔の２倍より大きくｍ×ｎ倍（ｍ＞１）より小さい
ことを特徴とする無線送信機。
【請求項４】
請求項１に記載の無線送信機において、
前記直交ミキサ回路の後段に、前記ＲＦ送信信号に含まれる不要信号を抑圧するＲＦバンドパスフィルタを配置し、前記ＩＦ信号の周波数が前記ＲＦバンドパスフィルタの帯域の１／２より大きく設定される
ことを特徴とする無線送信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１３−５５５９２（Ｐ２０１３−５５５９２Ａ）
【公開日】平成２５年３月２１日（２０１３．３．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１９３８７６（Ｐ２０１１−１９３８７６）
【出願日】平成２３年９月６日（２０１１．９．６）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月２１日（２０１３．３．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月６日（２０１１．９．６）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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