無線通信システム、送信機及び通信制御方法
【課題】パイロット信号の相互相関（ｃｒｏｓｓｃｏｒｅｌａｔｉｏｎ）を小さくすることが可能であり、かつ送信機及び受信機の少なくとも一方で行う処理の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を低減できる無線通信システム、送信機及び通信制御方法を提供する。
【解決手段】送信機は、パイロット信号を予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することで算出してデータ信号と共に送信する。受信機は、パイロット信号に基づいてデータ信号を復調する。
【解決手段】送信機は、パイロット信号を予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することで算出してデータ信号と共に送信する。受信機は、パイロット信号に基づいてデータ信号を復調する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システム、送信機及び通信制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
Ｂｅｙｏｎｄ ３Ｇ（ｔｈｉｒｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）の上りリンク無線アクセス方式には、シングルキャリア伝送方式が有力である。シングルキャリ伝送方式については、例えば非特許文献１（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ａｓｐｅｃｔｓ ｆｏｒ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ"（３ＧＰＰ ＴＲ２５．８１４ ｖ０．５．０（２００５−１１），９．１章））に記載されている。この非特許文献１で提案されているシングルキャリア伝送方式の送信機の構成を図２に示し、またその送信機に対応する一般的な受信機の構成を図３に示す。これら図２及び図３を参照して従来の送信機及び受信機の動作の概要を説明する。
【０００３】
まず、図２を参照して送信機のデータ処理回路１１０及びパイロット処理回路１２０について説明する。
【０００４】
データ処理回路１１０において、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ：離散フーリエ変換）（時間領域信号を周波数領域に変換すること）回路１１１は、データ信号に対して、Ｎｔｘ＿ｄポイント（ｐｏｉｎｔ）のＤＦＴ演算を実行することで、データ信号を周波数領域信号に変換する。ここで、データ信号は、符号化されたデータシンボルが１ブロックで送信されるデータブロックサイズ（＝データ信号の送信フィルタ通過前サブキャリア数＝Ｎｔｘ＿ｄ）毎に区切られたものであり、Ｎｔｘ＿ｄシンボルからなる。
【０００５】
ロールオフフィルタ回路１１２は、周波数領域信号に変換されたデータ信号に対して周波数領域でロールオフフィルタ処理を実行する。サブキャリアマッピング回路１１３は、ロールオフフィルタ回路１１２を通過したデータ信号を（各ユーザに指定されている）サブキャリアにマッピングする。なお、各ユーザに指定されていないサブキャリアには"０"が挿入され、合計してＮｄｆｔ＿ｄ個のサブキャリアのデータ信号が生成される。
【０００６】
ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ：逆離散フーリエ変換）（周波数領域信号を時間領域に変換すること）回路１１４は、サブキャリアマッピング後のデータ信号（Ｎｄｆｔ＿ｄサブキャリアからなる信号）に対してＮｄｆｔ＿ｄポイントのＩＤＦＴ演算を実行することで、時間領域信号に戻す。
【０００７】
サイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）付加回路１１５は、ＩＤＦＴのブロック毎にサイクリックプレフィックスを付加する。サイクリックプレフィックスは、受信機における周波数領域等化処理を効果的に実行するために付加される。ここで、サイクリックプレフィックスの付加とは、図１に示すようにブロックの後部をブロックの前部にコピーする処理を指す。
【０００８】
次に、パイロット処理回路１２０について説明する。
【０００９】
パイロット処理回路１２０において、ＤＦＴ回路１２１は、１ブロックで送信されるパイロット信号シンボル（シンボル数＝パイロット信号の送信フィルタ通過前のサブキャリア数＝パイロット系列長＝パイロットブロックサイズ＝Ｎｔｘ＿ｐ）に対し、Ｎｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行し、パイロット信号を周波数領域信号に変換する。
【００１０】
このＤＦＴ回路１２１以降の処理は、上記のデータ信号に対する処理と同様である。つまり、ロールオフフィルタ回路１２２は、周波数領域信号に変換されたパイロット信号に対してロールオフフィルタ処理を実行する。サブキャリアマッピング回路１２３は、ロールオフフィルタ後のパイロット信号に対してサブキャリアマッピング処理を実行する。ＩＤＦＴ回路１２４は、サブキャリアマッピング後のパイロット信号（Ｎｄｆｔ＿ｐサブキャリアからなる信号）に対してＮｄｆｔ＿ｐポイントのＩＤＦＴ演算を実行し、時間領域信号に戻す。サイクリックプレフィックス付加回路１２５は、ＩＤＦＴ演算後の各ブロックにサイクリックプレフィックスを付加する。
【００１１】
時分割多重回路１３０は、サイクリックプレフィックスが付加されたデータ信号及びパイロット信号を時分割多重し、受信機に送信する。なお、非特許文献１では、Ｎｔｘ＿ｐ＝Ｎｔｘ＿ｄ／２に設定されている。
【００１２】
次に、図３を参照して受信機のデータ処理回路１５０及びパイロット処理回路１６０について説明する。
【００１３】
受信機において、サイクリックプリフィックス除去、データ・パイロット分離回路１４０は、受信信号からサイクリックプリフィックスを除去し、時分割多重されていた受信データ部（＝受信データ信号）と受信パイロット部（＝受信パイロット信号）とを分離する。また、サイクリックプリフィックス除去、データ・パイロット分離回路１４０は、受信データ部をデータ処理回路１５０に出力し、受信パイロット部をパイロット処理回路１６０に出力する。
【００１４】
パイロット処理回路１６０において、ＤＦＴ回路１６１は、サイクリックプリフィックス除去、データ・パイロット分離回路１４０で分離された受信パイロット部に対してＮｄｆｔ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域の受信パイロット信号に変換する。サブキャリアデマッピング回路１６２は、周波数領域の受信パイロット信号のサブキャリアをデマッピングし、当該ユーザが送信していたサブキャリアのみを取り出す。ロールオフフィルタ回路１６３は、サブキャリアがデマッピングされた受信パイロット信号にロールオフフィルタ処理を実行する。伝搬路推定回路１６４はロールオフフィルタ回路１６３を通過した受信パイロット信号を用いてサブキャリア毎の伝搬路推定を行う。
【００１５】
周波数領域等化回路１６５は、伝搬路推定回路１６４で得られた伝搬路推定値を用いて、受信パイロット信号に対して周波数領域等化（各サブキャリアに重み係数を掛けて周波数領域の等化を行うこと）処理を行う。ＩＤＦＴ回路１６６は、周波数領域等化回路１６５を通過した受信パイロット信号に対してＮｔｘ＿ｐポイントのＩＤＦＴ演算を実行し、時間領域の受信パイロット信号に戻す。振幅推定回路１６７は、時間領域に戻された受信パイロット信号について振幅推定を行う。この振幅推定値は受信データ信号の復調に用いられる。
【００１６】
ここで、時間領域の振幅推定値は、下記（１）式で算出される。
【００１７】
【数１】
【００１８】
但し、ａn（ｎ＝０，１，・・・，Ｎｔｘ＿ｐ−１）は送信パイロット系列（時間領域）を示し、＊は複素共役であることを示し、ｂn（ｎ＝０，１，・・・，Ｎｔｘ＿ｐ−１）は等化後の受信パイロット系列を時間領域に戻した値である。
【００１９】
一方、データ処理回路１５０において、上記のパイロット信号に対する処理同様に、ＤＦＴ回路１５１は、サイクリックプリフィックス除去、データ・パイロット分離回路１４０で分離された受信データ部に対してＮｄｆｔ＿ｄポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域の受信データ信号に変換する。サブキャリアデマッピング回路１５２は、周波数領域の受信データ信号のサブキャリアをデマッピングし、当該ユーザが送信していたサブキャリアのみを取り出す。ロールオフフィルタ回路１５３は、サブキャリアがデマッピングされた受信データ信号にロールオフフィルタ処理を実行する。周波数領域等化回路１５４は、パイロット処理回路１６０から得られた伝搬路推定値を用いて、ロールオフフィルタ回路１５３を通過した受信データ信号の各サブキャリアに周波数領域等化処理を実行する。ＩＤＦＴ回路１５５は、周波数領域等化回路１５４を通過した受信データ信号にＮｔｘ＿ｄポイントのＩＤＦＴ演算を実行して時間領域の受信データ信号に戻す。復調部１５６は、時間領域に戻された周波数領域等化処理後の受信データ信号を、パイロット処理回路１６０から得た振幅推定値を用いて復調する。
【００２０】
ここで、上記の無線伝送においては、伝送効率を高めるために多値変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が行われている。多値変調された送信信号には、無線伝搬路において、フェージングと呼ばれる無線伝搬路特有の振幅変動及び位相回転が起きる。
【００２１】
したがって、受信機において受信信号を正しく復調、復号するためには、これらの変動（伝搬路推定値や振幅推定値）を正しく推定する必要がある（例えば、特許文献１参照）。なお、上述した周波数領域等化処理及び復調処理には、一般的なものが用いられる。
【００２２】
一般に、ＤＦＴ及びＩＤＦＴの演算量は、ＤＦＴ演算及びＩＤＦＴ演算のポイント数に依存する。すなわち、ポイント数が２のベキ乗数（２，４，８，…，５１２，１０２４，…）の場合は演算量が最も小さくなり、逆にポイント数が素数や大きい素数を含むような数の場合は演算量が大きくなる。したがって、ＤＦＴ及びＩＤＦＴの演算量を考慮して、送信機のＩＤＦＴ演算及び受信機のＤＦＴ演算のポイント数Ｎｄｆｔ＿ｄ（データ）及びＮｄｆｔ＿ｐ（パイロット）は、それぞれ２のベキ乗数に設定されることが望ましい。例えば、非特許文献１では、システム帯域が５ＭＨｚの場合、Ｎｄｆｔ＿ｄ＝５１２（＝２の９乗）、Ｎｄｆｔ＿ｐ＝２５６（２の８乗）に設定されている。ここで、Ｎｄｆｔ＿ｐ＝Ｎｄｆｔ＿ｄ／２の関係が成り立つことは、パイロット信号のサブキャリア間隔がデータ信号のサブキャリア間隔の２倍であることを意味している。
【００２３】
なお、非特許文献１では、パイロット信号のサブキャリア間隔がデータ信号のサブキャリア間隔の２倍であることから、データブロックサイズＮｔｘ＿ｄ及びパイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐが、Ｎｔｘ＿ｐ＝Ｎｔｘ＿ｄ／２となるように設定されている。
【００２４】
一方、パイロット信号としては、"ＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列"の一つである、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列が注目されている。
【００２５】
Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列ｃkは、下記（２）式で表される。
【００２６】
【数２】
【００２７】
（２）式において、ｎは０，１，・・・，Ｎｔｘ＿ｐ−１であり、ｑは任意の整数である。なお、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列については、例えば非特許文献２（Ｋ．Ｆａｚｅｌ ａｎｄ Ｓ．Ｋｅｉｓｅｒ，"Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ ａｎｄ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ"（Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ａｎｄ Ｓｏｎｓ，２００３））に詳細に記載されている。
【００２８】
"ＣＡＺＡＣ系列"とは、時間領域及び周波数領域において振幅が一定（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）であり、かつ周期的自己相関値が０以外の時間ずれに対して常に０（Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）となる信号系列である。この"ＣＡＺＡＣ系列"は、時間領域で振幅が一定であることから、ＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ピーク対平均雑音電力比）を小さくできる。また、"ＣＡＺＡＣ系列"は、周波数領域においても振幅が一定であることから、周波数領域における伝搬路推定に適する信号系列である。ここで、ＰＡＰＲが小さいことは消費電力が少なくなることを意味し、この性質は特に移動通信で好まれる。
【００２９】
さらに、"ＣＡＺＡＣ系列"は、完全な自己相関特性があることから、受信信号のタイミング検出が容易である利点を備え、Ｂｅｙｏｎｄ ３Ｇの上りアクセス方式であるシングルキャリア伝送に適するパイロット系列として注目されている。
【００３０】
ところで、この"ＣＡＺＡＣ系列"をセルラー環境で用いる場合、相互相関特性も重要となる。すなわち、他セルからの干渉波を抑圧する観点から、相互相関値が小さい系列の組を、隣接セル間のパイロット信号に割り当てることが望ましい。なお、"ＣＡＺＡＣ系列"の相互相関特性は、その信号系列に大きく依存する。つまり、系列長に素数や大きな素数を含む場合は、相互相関特性が非常によい（相互相関値が小さい）。逆に、小さい素数のみから構成される合成数（例えば、２や３のベキ乗数）は、相互相関特性が大きく劣化する（相互相関値に大きな値が含まれる）。
【００３１】
具体的には、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の系列長が素数の場合、任意の系列どうしの相互相関値は、常に１／√Ｎ（Ｎは系列長で、今は素数）に保たれる（非特許文献２参照）。したがって、例えば、系列長Ｎ＝１２７の場合は、相互相関値が常に１／√１２７となり、系列長Ｎ＝１２８の場合は、相互相関値の最悪値（最大値）が１／√２となる。よって、パイロット信号には、シンボル数Ｎｔｘ＿ｐとして、素数や大きな素数を含む数が望ましく、２，３，５等の小さい素数のみから構成される合成数は望ましくない。
【００３２】
なお、パイロット信号として、上述したＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列のような特性を備えた信号系列を用い、パイロット信号の相互相関を小さくするために、そのシンボル数として素数や大きな素数を含む数を選択した場合、パイロット信号に必要な送信機で実行するＤＦＴや受信機で実行するＩＤＦＴの演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）が非常に大きくなるという問題がある。つまり、送信機及び受信機の少なくとも一方で行う処理の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）が増大してしまう。これは、上述したように、一般に、ＤＦＴ及びＩＤＦＴの演算量は、そのポイント数が素数または大きな素数を含む数である場合に、非常に大きくなるからである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３３】
【特許文献１】特開２００４−２６０７７４号公報
【非特許文献】
【００３４】
【非特許文献１】Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ａｓｐｅｃｔｓ ｆｏｒ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ"（３ＧＰＰ ＴＲ２５．８１４ ｖ０．５．０（２００５−１１），９．１章）
【非特許文献２】Ｋ．Ｆａｚｅｌ ａｎｄ Ｓ．Ｋｅｉｓｅｒ，"Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ ａｎｄ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ"（Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ａｎｄ Ｓｏｎｓ，２００３）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３５】
本発明は上述したような背景技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、パイロット信号の相互相関（ｃｒｏｓｓｃｏｒｅｌａｔｉｏｎ）を小さくすることが可能であり、かつ送信機及び受信機の少なくとも一方で行う処理の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を低減できる無線通信システム、送信機及び通信制御方法を提供することを目的とする。
【００３６】
なお、パイロット信号の相互相関（ｃｒｏｓｓｃｏｒｅｌａｔｉｏｎ）を小さくすることが可能であり、かつＤＦＴ及びＩＤＦＴの演算量を小さくすることができる無線通信システム、送信機及び通信制御方法を提供することも本発明の目的の一つである。
【００３７】
また、単に送信機または受信機の少なくとも一方で行う処理の演算量を低減する無線通信システム、送信機及び通信制御方法を提供することも本発明の目的の一つである。
【００３８】
さらに、単にＤＦＴ演算またはＩＤＦＴ演算の演算量を小さくすることができる無線通信システム、送信機及び通信制御方法を提供することも本発明の目的の一つである。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
上記目的を達成するため本発明の無線通信システムは、データ信号と、パイロット信号とを送信する送信機と、
前記パイロット信号を基に前記データ信号を復調する受信機と、
を有し、
前記送信機は、前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する構成である。
【００４０】
また、本発明の送信機は、データ信号と、パイロット信号とを送信する送信回路と、
前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する処理回路と、
を有する。
【００４１】
また、本発明の通信制御方法は、無線通信システムの送信機における通信制御方法であって、
データ信号と、パイロット信号とを送信し、
前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する方法である。
【発明の効果】
【００４２】
本発明によれば、パイロット信号の相互相関（ｃｒｏｓｓｃｏｒｅｌａｔｉｏｎ）を小さくすることが可能であり、かつ送信機及び受信機の少なくとも一方で行う処理の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】図１はサイクリックプレフィックス付加処理を示す模式図である。
【図２】図２は従来の送信機の構成を示すブロック図である。
【図３】図３は従来の受信機の構成を示すブロック図である。
【図４】図４は本発明の無線通信システムの一構成例を示すブロック図である。
【図５】図５は図４に示した送信機の第１実施例の構成を示すブロック図である。
【図６】図６は図４に示した受信機の第１実施例の構成を示すブロック図である。
【図７】図７は図４に示した送信機の第２実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】図８は図４に示した受信機の第２実施例の構成を示すブロック図である。
【図９】図９は本発明の無線通信システムの第３実施例で実行するロールオフフィルタ処理を示す模式図である。
【図１０】図１０は本発明の他の実施例の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１１は本発明の他の実施例の受信機の構成を示すブロック図である。
【図１２】図１２は本発明の他の実施例の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１３は本発明の他の実施例の受信機の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１４は本発明の他の実施例の効果を示すグラフである。
【図１５】図１５は図１４に示したグラフのシミュレーションに用いたパラメータを示すテーブル図である。
【図１６】図１６は本発明の第４実施例の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１７は本発明の第４実施例の受信機の構成を示すブロック図である。
【図１８】図１８は本発明の第４実施例におけるパイロットブロックサイズの選択方法の手順を示すフローチャートである。
【図１９】図１９は第４実施例のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図２０】図１９に示したグラフのシミュレーションに用いたパラメータを示すテーブル図である。
【図２１】図２１は本発明の第４実施例におけるデータブロックサイズに対するパイロットブロックサイズの例を示すテーブル図である。
【図２２】図２２は本発明の第４実施例におけるデータブロックサイズに対するパイロットブロックサイズの例を示すテーブル図である。
【図２３】図２３は本発明の第５実施例の送信機の構成例を示すブロック図である。
【図２４】図２４は本発明の第５実施例の受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２５】図２５は本発明の第６実施例におけるＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長の選択方法の一例を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
次に本発明について図面を用いて説明する。
【００４５】
図４は本発明の無線通信システムの一構成例を示すブロック図である。
【００４６】
図４に示すように、本発明の無線通信システムは、送信機１０１及び受信機１０２を備えた構成である。
【００４７】
本発明の無線通信システムは、従来の技術で必要としていたデータブロックサイズとパイロットブロックサイズとに関する条件、例えば、"Ｎｔｘ＿ｐ＝Ｎｔｘ＿ｄ／２"を無くす。そして、データブロックサイズＮｔｘ＿ｄには、データ信号に対して送信機で実行するＤＦＴ演算及び受信機で実行するＩＤＦＴ演算による演算量を低減するために、ＤＦＴ演算またはＩＤＦＴ演算のポイント数（例えば、Ｎｔｘ＿ｄ＝２５６＝２の８乗等）をＮｔｘ＿ｄに設定する。
【００４８】
また、本発明の無線通信システムでは、パイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐに、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列（非特許文献２参照）のような特性を備えた信号系列を用いる。
【００４９】
この信号系列には、低い相互相関値を得られるように、素数または大きい素数を含む数を設定する。しかし、データブロックサイズＮｔｘ＿ｄ及びパイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐを設定しただけでは、Ｎｔｘ＿ｐが素数または大きい素数を含む数であるから、パイロット信号に対して送信機で実行するＤＦＴ演算及び受信機で実行するＩＤＦＴ演算の演算量が増加する問題が残る。これは、Ｎｔｘ＿ｐが素数または大きい素数を含む数だからである。この問題は、さらに従来の送信機及び受信機で必要であったパイロット信号に対するＤＦＴ演算及びＩＤＦＴ演算を完全になくすことで解決できる。
【００５０】
具体的には、以下に記載する方法を採用することで、パイロット信号に対する送信機で実行するＤＦＴ演算及び受信機で実行するＩＤＦＴ演算を無くすことができる。
【００５１】
まず、送信機における解決法、つまり送信機におけるパイロット信号のＤＦＴ演算を無くす方法について説明する。
【００５２】
本発明による無線通信システムでは、パイロット信号のＤＦＴ演算後の系列（周波数領域のパイロット系列）を事前に計算しておき、その計算値をメモリ等に格納しておく。これにより送信機におけるパイロット信号に対するＤＦＴ演算を実行しなくて済む。このように、周波数領域のパイロット系列を事前に用意することは、パイロット信号が既知系列であるために可能である。
【００５３】
また、パイロット信号のＤＦＴ演算後の系列を式によって明示的に表せる場合、その式さえメモリ等に格納しておけば、送信機においてパイロット信号のＤＦＴ演算を実行する必要がなくなる。例えば、パイロット信号がＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の場合、上記（２）式を時間系列とみなすと、その周波数領域の系列は、下記（３）式で表される。
【００５４】
【数３】
【００５５】
したがって、上記（３）式をメモリ等に格納しておけば、通信時に通知されるパラメータを用いて周波数領域のパイロット系列を（３）式を用いて簡単に計算できる。なお、（３）式において、Ｃk（ｎ）はＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の周波数領域を表現し、ｃk（ｎ）はＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の時間領域を表現している。
【００５６】
次に、受信機における解決法、つまり受信機におけるパイロット信号のＩＤＦＴ演算を無くす方法について説明する。
【００５７】
本発明の無線通信システムでは、受信機にも送信機と同様に周波数領域でのパイロット系列を保持するメモリを備えておく。このように周波数領域のパイロット系列を保持するメモリを備えることは、上記のようにパイロット信号が既知系列であるために可能である。さらに、本発明の無線通信システムでは、従来の時間領域で推定していた振幅推定を、周波数領域で実現することで受信機のＩＤＦＴ演算を完全に無くすことが可能になる。
【００５８】
従来の受信機では、復調時に必要な振幅情報を求めるために、受信パイロット信号を周波数領域で伝搬路等化処理した後、ＩＤＦＴ演算を実行して時間領域の信号に戻し、その信号と送信機の時間領域のパイロット系列との相関値を求めている。具体的には、周波数領域での振幅推定値は下記（４）式で算出される。
【００５９】
【数４】
【００６０】
この値は上記（１）式で得られる時間領域の振幅推定値と全く等しい。
【００６１】
本発明の無線通信システムによれば、パイロット系列長Ｎｔｘ＿ｐに関わらず、送信機で実行するＤＦＴ演算または受信機で実行するＩＤＦＴ演算の少なくとも一方の演算量を低減できる。例えばパイロット系列長Ｎｔｘ＿ｐとして素数が選択された場合でも、送信機で実行するＤＦＴ演算や受信機で実行するＩＤＦＴ演算の演算量を低減できる。
（第１実施例）
図５に示すように、第１実施例の送信機は、データ処理回路１、パイロット処理回路２及び時分割多重回路３を備えている。
【００６２】
データ処理回路１は、不図示のデータ符号化回路、ＤＦＴ回路１１、ロールオフフィルタ回路１２、サブキャリアマッピング回路１３、ＩＤＦＴ回路１４及びサイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）付加回路１５を備えている。
【００６３】
パイロット処理回路２は、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１、ロールオフフィルタ回路２２、サブキャリアマッピング回路２３、ＩＤＦＴ回路２４及びサイクリックプレフィックス付加回路２５を備えている。
【００６４】
第１実施例の送信機において、データ処理回路１の構成及び動作は図２に示した従来の送信機のデータ処理回路１１０と同様である。また、パイロット処理回路２の構成及び動作は、ＤＦＴ回路１２１の代わりにメモリ２１を設けた以外は、図２に示した従来の送信機のパイロット処理回路１２０と同様である。
【００６５】
つまり、データ処理回路部１において、ＤＦＴ回路１１は、データ信号に対してＮｔｘ＿ｄポイント（ｐｏｉｎｔ）のＤＦＴ演算を実行することで、データ信号を周波数領域信号に変換する。ここで、データ信号は、符号化されたデータシンボルが、１ブロックで送信されるデータブロックサイズ（＝Ｎｔｘ＿ｄ）毎に区切られたものであり、Ｎｔｘ＿ｄシンボルからなる。本実施例では、データブロックサイズがロールオフフィルタ回路１２を通過する前のサブキャリア数と一致する。
【００６６】
ロールオフフィルタ回路１２は、周波数領域信号に変換されたデータ信号に対して周波数領域でロールオフフィルタ処理を実行する。サブキャリアマッピング回路１３は、ロールオフフィルタ回路１２を通過したデータ信号を（各ユーザに指定されている）サブキャリアにマッピングする。なお、各ユーザに指定されていないサブキャリアには"０"が挿入され、合計してＮｄｆｔ＿ｄ個のサブキャリア分のデータ信号が生成される。
【００６７】
ＩＤＦＴ回路１４は、サブキャリアマッピング後のデータ信号（Ｎｄｆｔ＿ｄ個のサブキャリアからなる信号）に対してＮｄｆｔ＿ｄポイントのＩＤＦＴ演算を実行することで、時間領域信号に戻す。サイクリックプレフィックス付加回路１５は、ＩＤＦＴ演算後の各ブロックにサイクリックプレフィックスを付加する。サイクリックプレフィックスは、受信機における周波数領域等化処理を効果的に実行するために付加される。
【００６８】
次に、パイロット処理回路２について説明する。
【００６９】
パイロット処理回路２において、メモリ２１には周波数領域のパイロット系列が予め格納される。ここで、周波数領域のパイロット系列とは、１ブロックで送信されるパイロット信号のシンボル（シンボル数＝系列長＝パイロットブロックサイズ＝パイロット信号の送信フィルタ通過前のサブキャリア数＝Ｎｔｘ＿ｐ）に対し、Ｎｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域信号に変換されたパイロット信号である。本実施例では、パイロットブロックサイズがロールオフフィルタ回路２２を通過する前のサブキャリア数と一致する。
【００７０】
このメモリ２１で保持されたパイロット系列に対して、上記のデータ信号に対する処理と同様の処理が実行される。つまり、ロールオフフィルタ回路２２は、メモリ２１で保持されたパイロット系列にロールオフフィルタ処理を実行する。サブキャリアマッピング回路２３は、ロールオフフィルタ後のパイロット系列にサブキャリアマッピング処理を実行する。ＩＤＦＴ回路２４は、サブキャリアマッピング後のパイロット系列にＮｄｆｔ＿ｐポイントのＩＤＦＴ演算を実行し、時間領域のパイロット系列に変換する。サイクリックプレフィックス付加回路２５は、時間領域に変換されたパイロット系列にサイクリックプリフィックスの付加処理を実行する。
【００７１】
時分割多重回路３は、サイクリックプレフィックスが付加されたデータ信号及びパイロット信号（パイロット系列）を時分割多重し、受信機に送信する。なお、非特許文献１では、Ｎｔｘ＿ｐ＝Ｎｔｘ＿ｄ／２に設定されている。
【００７２】
図６に示すように、第１実施例の受信機は、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４、データ処理回路５及びパイロット処理回路６を備えている。
【００７３】
データ処理回路５は、ＤＦＴ回路５１、サブキャリアデマッピング回路５２、ロールオフフィルタ回路部５３、周波数領域等化回路４、ＩＤＦＴ回路５５及び復調回路５６を備えている。また、パイロット処理回路６は、ＤＦＴ回路６１、サブキャリアデマッピング回路６２、ロールオフフィルタ回路６３、伝搬路推定回路６４、周波数領域等化回路６５、振幅推定回路（周波数領域）６６及び周波数領域でのパイロット系列を保持するメモリ６７を備えている。
【００７４】
第１実施例の受信機において、データ処理回路５の構成及び動作は図３に示した従来の受信機のデータ処理回路１５０と同様である。また、パイロット処理回路６の構成及び動作は、ＩＤＦＴ回路１６６の代わりにメモリ６７を設けた以外は、図３に示した従来の受信機のパイロット処理回路１６０と同様である。
【００７５】
つまり、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４は、受信したデータからサイクリックプリフィックスを除去する。また、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４は、時分割多重されていたデータ部とパイロット部とを分離し、データ部（受信データ信号）をデータ処理回路５に出力し、パイロット部（受信パイロット信号）をパイロット処理回路６に出力する。
【００７６】
パイロット処理回路６において、ＤＦＴ回路６１は、入力された受信パイロット信号にＮｄｆｔ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域の受信パイロット信号に変換する。サブキャリアデマッピング回路６２は、周波数領域に変換された受信パイロット信号のサブキャリアをデマッピングし、当該ユーザが送信していたサブキャリアのみを抽出する。ロールオフフィルタ回路６３はサブキャリアがデマッピングされた受信パイロット信号にロールオフフィルタ処理を実行する。伝搬路推定回路６４はロールオフフィルタ回路６３を通過した受信パイロット信号を用いてサブキャリア毎の伝搬路推定を行う。
【００７７】
周波数領域等化回路６５は、伝搬路推定回路６４で得られた伝搬路推定値を用いて、受信パイロット信号に対する周波数領域等化（各サブキャリアに重み係数を掛けて周波数領域の等化を行うこと）処理を実行する。ここで、メモリ６７には、周波数領域のパイロット系列が予め格納されている。周波数領域のパイロット系列とは、１ブロックで送信されるパイロット信号シンボル（シンボル数＝系列長＝Ｎｔｘ＿ｐ）にＮｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域に変換したものである。振幅推定回路６６は、メモリ６７に保持された周波数領域のパイロット系列を用いて、受信パイロット信号の周波数領域における振幅推定を行う。さらに、振幅推定回路６６はその振幅推定値を、受信データ信号の復調に用いるために、データ処理回路５の復調回路５６に出力する。
【００７８】
データ処理回路５において、ＤＦＴ回路５１は、入力された受信データ信号にＮｄｆｔ＿ｄポイントのＤＦＴ演算を実行し、周波数領域のデータ信号に変換する。サブキャリアデマッピング回路５２は、周波数領域に変換した受信データ信号にサブキャリアデマッピング処理を実行する。ロールオフフィルタ回路５３は、サブキャリアがデマッピングされた受信データ信号にロールオフフィルタ処理を実行する。
【００７９】
周波数領域等化回路５４は、パイロット処理回路６から得られた伝搬路推定値を用いて、ロールオフフィルタ回路５３を通過した受信データ信号に周波数領域等化処理を実行する。ＩＤＦＴ回路５５は、周波数領域等化回路５４を通過した受信データ信号にＮｔｘ＿ｄポイントのＩＤＦＴ演算を実行して時間領域の受信データ信号に戻す。復調回路５６は、パイロット処理回路６から得られる振幅推定値を用いて、時間領域信号に戻された受信データ信号を復調する。
【００８０】
次に、図５及び図６を参照して第１実施例の送信機及び受信機の動作について説明する。なお、以下では図２及び図３に示した従来の送信機及び受信機の動作との違いについてのみ説明する。
【００８１】
本実施例では、例えばシステム帯域が５ＭＨｚとする。また、本実施例では、データ信号に対して送信機で実行するＩＤＦＴ演算及び受信機で実行するＤＦＴ演算のポイント数Ｎｄｆｔ＿ｄと、パイロット信号に対して送信機で実行するＩＤＦＴ演算及び受信機で実行するＤＦＴ演算のポイント数Ｎｄｆｔ＿ｐとを、非特許文献１と同様にＮｄｆｔ＿ｄ＝５１２、Ｎｄｆｘ＿ｐ＝２５６に設定するものとする。
【００８２】
さらに、本実施例では、データ信号に対して送信機で実行するＤＦＴ演算及び受信機で実行するＩＤＦＴ演算のポイント数Ｎｔｘ＿ｄ（＝データブロックサイズ）を、ＤＦＴの演算量の観点から２のベキ乗数、例えばＮｔｘ＿ｄ＝２５６（＝２の７乗）に設定する。さらに、本実施例では、パイロット信号として、上述したＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を用いる。パイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐは相互相関特性の観点から、素数、例えばデータブロックサイズの半分（＝１２８）に最も近い素数である１２７に設定する。
【００８３】
本実施例の送信機と従来の送信機の違いは、パイロット処理回路２において、メモリ２１に周波数領域でのパイロット系列が予め格納され、サブキャリアマッピング回路２３がメモリ２１に格納された周波数領域でのパイロット系列をサブキャリアマッピングする点である。ここで、従来の送信機は、時間領域で定義されたパイロットシンボルにＮｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行することで周波数領域に変換した後、サブキャリアマッピングを行っている。
【００８４】
一方、本実施例の受信機と従来の受信機との違いは、上記（４）式を用いて周波数領域等化処理後の受信パイロット信号と周波数領域における送信パイロット系列との相関値を求めることで、周波数領域で振幅推定を行う点である。また、本実施例の受信機では、周波数領域の振幅推定に用いる周波数領域における送信パイロット系列を保持するためのメモリ６７を備えた点で従来の受信機と異なる。ここで、従来の受信機では、（１）式を用いてＮｔｘ＿ｐポイントのＩＤＦＴ演算を実行して時間領域に変換した周波数領域等化処理後の受信パイロット信号と、時間領域のパイロット系列との相関値を求めることで、時間領域で振幅推定を行う。
【００８５】
本実施例では、非特許文献１と同様に、データとパイロットのサブキャリア間隔の比が１：２の場合を例にして説明したが（データのサブキャリア間隔＝１５ｋＨｚ、パイロット＝３０ｋＨｚ）、本発明は、データとパイロットのサブキャリア間隔比がいかなる値であっても適用できる。
【００８６】
また、以下の記述は他の実施例についても同様に適用可能である。
【００８７】
例えば、データとパイロットのサブキャリア間隔の比が１：１の場合（例えば、データのサブキャリア間隔＝パイロットのサブキャリア間隔＝１５ｋＨｚ）、データブロックサイズ＝２５６、パイロットブロックサイズ＝２５７（２５６に最も近い素数）と設定することで、同様の効果が得られる。または、データブロックサイズ＝２５６、パイロットブロックサイズ＝２５１（２５６以下で最も近い素数）と設定しても同様の効果が得られる。
【００８８】
さらに、データとパイロットのサブキャリア間隔の比が２：１の場合（例えば、データのサブキャリア間隔＝３０ｋＨｚ、パイロットのサブキャリア間隔＝１５ｋＨｚ）、データブロックサイズ＝１２８、パイロットブロックサイズ＝２５７または２５１等に設定することで、同様の効果が得られる。
【００８９】
以下、本実施例における異なるパラメータ設定例を示す。
【００９０】
本実施例では、ＤＦＴの演算量の観点からデータブロックサイズＮｔｘ＿ｄとして２のベキ乗数を選んでいるが、Ｎｔｘ＿ｄは２のベキ乗数のみに制限されない。ＤＦＴ演算の演算量が大きくてもよい場合等では、データブロックサイズＮｔｘ＿ｄに２のベキ乗数以外を選ぶことも可能である。
【００９１】
また、本実施例では、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の相互相関値の観点からパイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐとして素数を選択している（Ｎｔｘ＿ｐ＝１２７の場合、相互相関値が１／√１２７に抑えられる）が、Ｎｔｘ＿ｐは素数のみに制限されない。
【００９２】
パイロットブロックサイズとして、素数以外の数、例えば大きな素数を含む数を選択しても、上記と同様の効果（相互相関特性の良い環境）が得られる。
【００９３】
例えば、要求される相互相関値に応じて、Ｎｔｘ＿ｐ＝１２２（＝６１×２、６１は素数、この時の相互相関値≦１／√６１）、Ｎｔｘ＿ｐ＝１３４（＝６７×２、６７は素数、この時の相互相関値≦１／√６７）、Ｎｔｘ＿ｐ＝１２４（＝３１×４、３１は素数、この時の相互相関値≦１／√３１）等を選択してもよい。さらに、要求される相互相関値によって上記以外の数値をＮｔｘ＿ｐとして選択することも可能である。
【００９４】
さらに異なるパラメータの設定例として、システム帯域幅が上述した設定例の半分の２．５ＭＨｚである場合がある。
【００９５】
この場合、データ信号に対して送信機で実行するＩＤＦＴ演算及び受信機で実行するＤＦＴ演算のポイント数Ｎｄｆｔ＿ｄ、並びにパイロット信号に対して送信機で実行するＩＤＦＴ演算及び受信機で実行するＤＦＴ演算のポイント数Ｎｄｆｔ＿ｐは、非特許文献１に記載に従うと、Ｎｄｆｔ＿ｄ＝２５６、Ｎｄｆｔ＿ｐ＝１２８（システム帯域が５ＭＨｚの場合の半分の値）に設定される。
【００９６】
ここでは、データ信号に対して送信機で実行するＤＦＴ演算及び受信機で実行するＩＤＦＴ演算のポイント数Ｎｔｘ＿ｄ（＝データブロックサイズ）は、ＤＦＴの演算量の観点から２のベキ乗数、例えばＮｔｘ＿ｄ＝１２８（システム帯域が５ＭＨｚの場合の半分の値）に設定する。また、パイロット信号として上述したＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を用いる場合、パイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐは、相互相関特性の観点から素数を選ぶと、例えばデータブロックサイズの半分（＝６４）に最も近い素数である６１または６７に設定してもよい。
【００９７】
システム帯域が２．５ＭＨｚの場合、このようなパラメータ設定で上記と同様のシステムを実現できる。本実施例では、システム帯域が５ＭＨｚ及び２．５ＭＨｚである場合を例にして説明したが、システム設計に応じてシステム帯域の値を５ＭＨｚ及び２．５ＭＨｚ以外の値とすることも可能である。
【００９８】
このように、本実施例では、送信機が備えるメモリ２１によってサブキャリアマッピングする（周波数領域の）パイロット信号を事前に保持しているため、時間領域のパイロット信号にＮｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域信号に変換する処理、つまり従来の技術では必須であった処理を省略できる。
【００９９】
また、本実施例では、受信機が振幅推定を周波数領域で行っているため、周波数領域等化処理後の受信パイロット信号にＮｔｘ＿ｐポイントのＩＤＦＴ演算を実行して時間領域に変換する処理、つまり従来の技術では必須であった処理を省略できる。
【０１００】
上記の効果は、送信機及び受信機が備えるパイロット処理回路２，６において、Ｎｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算及びＩＤＦＴ演算が省略可能であることを意味している。すなわち、パイロットブロックサイズとして素数を用いるとＤＦＴ演算及びＩＤＦＴ演算に要する演算量が非常に大きくなるが、本実施例では、それらの演算を省略できる。また、送信機または受信機の少なくとも一方で行う処理の演算量を低減できることも本実施例の効果の一つである。さらに、単にＤＦＴ演算またはＩＤＦＴ演算の少なくとも一方の演算量を小さくできることも本実施例の効果の一つである。
（第２実施例）
図７に示すように、第２実施例の送信機は、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１を、周波数領域でのパイロット系列を表す式（周波数領域の表現式）からパイロット系列を計算する回路２６を含むパイロット処理回路２ａに置き換えた以外は、図５に示した第１実施例の送信機と同様の構成である。図７では、第１実施例の送信機と同一の構成要素には同一の符号を付与している。また、第１実施例の送信機と同一の構成要素の動作は上述した第１実施例と同様である。
【０１０１】
図８に示すように、第２実施例の受信機は、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ６７を備えるパイロット処理回路６を、周波数領域でのパイロット系列を表す式（周波数領域の表現式）からパイロット系列を計算する回路６８を含むパイロット処理回路６ａに置き換えた以外は、図６に示した第１実施例の受信機と同様の構成である。図８では、第１実施例の受信機と同一の構成要素には同一の符号を付与している。また、第１実施例の受信機と同一の構成要素の動作は上述した第１実施例と同様である。
【０１０２】
第１実施例では、送信機が備えるメモリ２１により、時間領域のパイロット信号をＤＦＴ演算した信号系列（周波数領域のパイロット系列）を保持している。
【０１０３】
第２実施例では、パイロット系列にＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列のような系列を用いる場合、その周波数領域を式によって完全に表現できる（具体的には、（３）式で表せる）ことに着目し、送信機では、周波数領域でのパイロット系列ではなく、周波数領域の表現式を、その処理を実行する回路を備えることで保持する。
【０１０４】
本実施例の送信機は、パイロット送信時に（３）式から周波数領域でのパイロット系列を直接計算し、算出した周波数領域のパイロット系列を送信する。
【０１０５】
同様に、本実施例の受信機は、パイロット処理回路６ａにて、周波数領域でのパイロット系列ではなく、周波数領域の表現式（（３）式）を保持している。そして、本実施例の受信機は、（３）式から周波数領域でのパイロット系列を直接計算し、算出した周波数領域のパイロット系列を振幅推定に用いる。
【０１０６】
本実施例では、パイロット信号をＤＦＴ演算した系列（周波数領域のパイロット系列）をメモリ２１，６７で保持するのではなく、周波数領域の表現式のみを保持することで、送信機及び受信機で所要のメモリ容量を低減できる。
【０１０７】
なお、図７及び図８では、周波数領域の表現式のみを保持しておき、その表現式からパイロット系列を計算する回路２６，６８を例示している。しかしながら、これらの回路を周波数領域の表現式のみを保持するメモリに置き換えることも可能である。その場合、振幅推定回路６６によりメモリに保持された周波数領域の表現式からパイロット系列を計算すればよい。
【０１０８】
また、本実施例では、送信機及び受信機の両方に周波数領域の表現式からパイロット系列を計算する回路２６，６８を設けている。しかしながら、送信機または受信機のいずれか一方に周波数領域の表現式からパイロット系列を計算する回路を備え、他方に周波数領域のパイロット系列を保持するメモリを備えていてもよい。
（第３実施例）
第３実施例の無線通信システムは、上述した第１実施例または第２実施例で示した送信機または受信機において、ロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号とパイロット信号の送信帯域が等しくなるように、データ部のロールオフ率とパイロット部のロールオフ率とを調整する処理を実行する例である。
【０１０９】
例えば、パイロット信号のサブキャリア間隔がデータ信号のサブキャリア間隔の２倍である場合（非特許文献１参照）、データ信号及びパイロット信号の送信帯域は、
ロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号の送信帯域
＝Ｎｔｘ＿ｄ×Ａ×（１＋ロールオフ率α）
ロールオフフィルタ回路通過後のパイロット信号の送信帯域
＝Ｎｔｘ＿ｐ×２Ａ×（１＋ロールオフ率α）
で表される。但し、Ａはデータ信号のサブキャリア間隔であり、ロールオフ率αは０≦α≦１の範囲で適当な値に設定される。例えば、上記の非特許文献１では、Ａ＝１５ｋＨｚに設定されている。
【０１１０】
したがって、従来のように（非特許文献１参照）、データブロックサイズＮｔｘ＿ｄとパイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐの比を２：１に設定すれば、上記式からロールオフ率αに関わらず、データ信号の送信帯域とパイロット信号の送信帯域とが常に等しくなる。この場合、データ信号の送信に用いる全てのサブキャリアの帯域でパイロット信号が送信されるため、データ信号の送信に用いる全てのサブキャリアの伝搬路推定値が得られる。
【０１１１】
しかしながら、例えば第１実施例で示したＮｔｘ＿ｄ＝１２８、Ｎｔｘ＿ｐ＝６１（システム帯域＝２．５ＭＨｚ）の例では、データ送信帯域とパイロット送信帯域は、
ロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号の送信帯域
＝１２８×１５×（１＋０．２２）
＝２３４２．４ｋＨｚ（＝２．３４２４ＭＨｚ）
ロールオフフィルタ回路通過後のパイロット信号の送信帯域
＝６１×３０×（１＋０．２２）
＝２２３２．６ｋＨｚ（＝２．２３２６ＭＨｚ）
になり（ロールオフ率α＝０．２２と設定した場合）、パイロット信号の送信帯域がデータ信号の送信帯域よりも小さくなる。その結果、データ信号の送信に用いるサブキャリアの一部で伝搬路推定値が得られない問題が生じる。
【０１１２】
そこで、本実施例ではロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号の送信帯域（送信に用いるサブキャリア数）とパイロット信号の送信帯域とが等しくなるように、データ信号とパイロット信号を通過させるロールオフフィルタ回路のロールオフ率を独立して設定することで、このような問題を解決する。すなわち、
ロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号の送信帯域
＝Ｎｔｘ＿ｄ×Ａ×（１＋データ信号のロールオフ率）
＝パイロットの送信帯域
＝Ｎｔｘ＿ｐ×２×Ａ×（１＋パイロット信号のロールオフ率）
の関係が成り立つように、データ信号及びパイロット信号のロールオフ率を設定する。
【０１１３】
上記例では、データ信号のロールオフ率を０．２２に設定した場合、パイロット信号のロールオフ率を０．２８に設定すれば、データ信号とパイロット信号の送信帯域が２．３４２４ＭＨｚとなり、上記式が成り立つ。すなわち、図９に示すように、データ信号とパイロット信号の送信帯域が等しくなり、データ信号の送信に用いる全ての帯域においてパイロット信号が送信されるため、データ信号の送信に用いる全てのサブキャリアの伝搬路推定値が得られる。
【０１１４】
このように、本実施例では、ロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号及びパイロット信号の送信帯域（送信に用いるサブキャリア数）が等しくなるように、データ信号及びパイロット信号のロールオフ率を設定することで、ロールオフフィルタ回路通過前のパイロット信号の送信帯域がデータ信号の送信帯域よりも小さい場合でも、受信機ではデータ信号の送信に用いている全てのサブキャリアの伝搬路推定値が得られる。
【０１１５】
なお、本発明は上述した各実施例を単独で適用することも可能であり、組み合わせて適用することも可能である。また、本発明は、送信機が移動局（例えば、ＵＥ：Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）であり、受信機が基地局（例えば、Ｎｏｄｅ−Ｂ）である上り伝送だけでなく、送信機が基地局であり、受信機が移動局である下り伝送にも適用できる。
【０１１６】
また、上述した各実施例で示した送信機のデータ処理回路１、送信機のパイロット処理回路２，２ａ、時分割多重回路３、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４、受信機のデータ処理回路５、受信機のパイロット処理回路６，６ａ、ＤＦＴ回路１１，５１，６１、ロールオフフィルタ回路１２，２２，５３，６３、サブキャリアマッピング回路１３，２３、ＩＤＦＴ回路１４，２４，５５、サイクリックプレフィックス付加回路１５，２５、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１、周波数領域パイロット系列を表す式からパイロット系列を計算する回路２６，６８、サブキャリアデマッピング回路５２，６２、周波数領域等化回路５４，６５、復調回路５６、伝搬路推定回路６４、振幅推定回路（周波数領域）６６及び周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ６７の機能は、各種の論理回路やメモリ等を備えたＬＳＩ等のハードウェア回路によって実現してもよく、プログラムにしたがって処理を実行するＣＰＵを備えた処理装置（コンピュータ）によって実現してもよい。各実施例で示した回路の機能を処理装置で実現する場合、処理装置にプログラムを格納するための記録媒体を備え、該プログラムにしたがってＣＰＵにより処理を実行することで、各実施例で示した回路の機能を実現することができる。また、これらハードウェア回路と処理装置の組み合わせによって上述した各実施例で示した回路の機能を実現することも可能である。
【０１１７】
Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列（ｓｅｑｕｅｎｃｅ）は、例えば非特許文献３（Ｒ１−０５１０６２，"Ｏｎ Ｕｐｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ ｉｎ ＥＵＴＲＡ ＳＣ−ＦＤＭＡ"，Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ．）に記載されているように、シングルキャリア（ｓｉｎｇｌｅ−ｃａｒｒｉｅｒ）周波数分割多元接続（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＦＤＭＡ）に適用される候補となっている。
【０１１８】
これは、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列が、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）及び周波数領域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）双方において、振幅（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）が一定であり、また、完全なゼロ周期的自己相関（ｐｅｒｆｅｃｔ ｚｅｒｏ ｃｉｒｃｕｌａｒ ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を有するためである。
【０１１９】
非特許文献３は、干渉波を平均化（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｖｅｒａｇｉｎｇ）するために（干渉波を抑制するために）、異なるＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列を、隣接する複数の基地局（ｎｅｉｇｈｂｏｒｉｎｇ Ｎｏｄｅ B'ｓ）に割り当てることを提案している。また、系列間相関（ｉｎｔｅｒ−ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を抑制し、一つのセルで使用可能なＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列の数を最大にするために、系列長（ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｌｅｎｇｔｈ）を素数（ｐｒｉｍｅ ｎｕｍｂｅｒ）にすべきであると上記非特許文献３に記載されている。同様の記載は、上記非特許文献２（Ｋ．Ｆａｚｅｌ ａｎｄ Ｓ．Ｋｅｉｓｅｒ，"Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ ａｎｄ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ"，Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ａｎｄ Ｓｏｎｓ，２００３．）あるいは非特許文献４（Ｒ１−０６００５９，"Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｕｐｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｄｅｓｉｇｎ Ｕｓｉｎｇ ＣＡＺＡＣ"，ＮＥＣ Ｇｒｏｕｐ）にもある。
【０１２０】
データブロックサイズ（ｄａｔａ ｂｌｏｃｋ ｓｉｚｅ）及びパイロットブロックサイズ（ｐｉｌｏｔ ｂｌｏｃｋ ｓｉｚｅ）を決定する際には、いくつかの要素（ｆａｃｔｏｒ）を考慮する必要がある。この要素とは、つまり、ロールオフファクタ（ｒｏｌｌｏｆｆ ｆａｃｔｏｒ）、ＤＦＴに要する演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）及びパイロット系列の相互相関特性（ｃｒｏｓｓｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｒｏｐｅｒｔｙ ｏｆ ｐｉｌｏｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ）である。
【０１２１】
ロールオフファクタαは、周波数効率（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）とピーク対平均雑音電力比（Ｐｅａｋ ｔｏ ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ：ＰＡＰＲ）とのトレードオフ関係（ｔｒａｄｅｏｆｆ ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ）から決定される。
【０１２２】
非特許文献５（Ｒ１−０５０７０２，"ＤＦＴ−Ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ Ｐｕｌｓｅ Ｓｈａｐｅ Ｆｉｌｔｅｒ ｉｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ ｉｎ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ"，ＮＴＴ ＤｏＣｏＭｏ，ｅｔａｌ．）では、αを０．１４にすることが推奨されている（Ｗ−ＣＤＭＡではα＝０．２２である）。
【０１２３】
この推奨値及びＷ−ＣＤＭＡで採用されている値を考慮すると、ロールオフファクタαは０．１４〜０．２２とするのが最適である。リソースブロックサイズ（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ ｓｉｚｅ）が５ＭＨｚ（データの占有サブキャリア（ｏｃｃｕｐｉｅｄ ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒｓ）の数＝３００、パイロットの占有サブキャリア数＝１５０）の場合、α＝０．１４〜０．２２とすると、データブロックサイズは２４５〜２６０（＝３００／（１＋α））付近の値となり、パイロットブロックサイズは１２２〜１３０（＝１５０／（１＋α））付近の値となる。
【０１２４】
したがって、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列間の相互相関特性の観点から、素数である"１２７"がパイロットブロックサイズとして最適な値となり、データブロックサイズはパイロットブロックサイズの２倍の長さにセットされる（すなわち、データブロックサイズ＝２５４（＝１２７×２））。
【０１２５】
しかし、図１０及び図１１に示す送信機及び受信機の構成から分かるように、このパラメータセッティングは、素数ポイントのＤＦＴ演算を必要とし、演算量（ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎａｌ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）が増大してしまう。
【０１２６】
ここでは、素数ポイントのＤＦＴ／ＩＤＦＴを完全に取り除いた送信機／受信機について説明する。
【０１２７】
まず、パイロット処理（ｐｉｌｏｔ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）のための素数ポイントＤＦＴ演算は無くすことができる。これは、パイロット系列が予め決定された（ｐｒｅｄｅｔｅｒｍｉｎｅｄ）系列だからである。しかし、この状況において、（例えば、パイロット系列のセルリユース（ｃｅｌｌ ｒｅｕｓｅ ｏｆ ｐｉｌｏｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）のために）多数の系列が送信機／受信機（例えば、Ｕｓｅｒ ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ：ＵＥ）で保持されていなければならない場合、送信機／受信機（例えば、ＵＥ）は大きなメモリを必要とする可能性がある。しかし、この問題は解決可能である。例えば、パイロット系列としてＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列を使用する場合、下記（５）式の周波数領域表現（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎ）が、下記（６）式のようにクローズドフォームで与えられるからである。
【０１２８】
【数５】
【０１２９】
【数６】
【０１３０】
全てのパイロット系列自体を保持する代わりに（６）式を用いることにより、送信機／受信機（例えばＵＥ）内で必要とされるメモリを小さくすることができる。
【０１３１】
次に、データ処理（ｄａｔａ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）については、送信機受信機からＤＦＴ／ＩＤＦＴ演算を無くすことはできない。したがって、演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を低減するためには、データブロックサイズ：パイロットブロックサイズ＝２：１という制限を緩和する必要がある。すなわち、データブロックサイズとして２のべき乗（ｐｏｗｅｒ−ｏｆ−２）、若しくは小さな基数（素数）のみからなる数（ｎｕｍｂｅｒ ｃｏｍｐｏｓｅｄ ｏｆ ｏｎｌｙ ｓｍａｌｌ ｒａｄｉｘｅｓ）を選ぶべきである。この場合、ＤＦＴ／ＩＤＦＴ演算の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）の観点から、２のべき乗である２５６が最適なデータブロックサイズとなる。
【０１３２】
ここで、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列の相互相関特性（ｃｒｏｓｓｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）の観点から、パイロットブロックサイズは１２７のままにする。
【０１３３】
図１２及び図１３に示す送信機及び受信機の構成からわかるように、このようなパラメータセッティングにおいては、良好な相互相関特性を有する素数長のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列を使用するにも関わらず、送信機／受信機において、素数ポイントのＤＦＴ／ＩＤＦＴ演算が必要ない。
【０１３４】
同様に、リソースブロックが１．２５ＭＨｚの場合、データブロックサイズ＝６４、パイロットブロックサイズ＝３１が最適値となる。
【０１３５】
上記値を採用した場合、パイロットの送信帯域（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｕｓｅｄ ｆｏｒ ｐｉｌｏｔ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）はデータ送信帯域（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｕｓｅｄ ｆｏｒ ｄａｔａ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）よりも若干小さくなる。したがって、サブキャリア全体のうちの一部については伝搬路推定値（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）を得ることができない。しかし、図１４に示すグラフから分かるように、この問題はパフォーマンスにほとんど影響しない（例えば、３ＧＰＰ ＴＳ４５．００５ Ｖ５．４．０（２００２−０６）参照）。加えて、ロールオフファクタを調整することによって、両方の帯域を同じサイズにセットすることができる。これにより、パイロット送信帯域はデータ送信帯域と等しくなる。なお、図１４は、図１５に示すテーブルに記載したパラメータを用いて求めた、ブロックサイズの違いによるＥｂ／Ｎｏに対するブロックエラーレートの関係を示している。
【０１３６】
以上のように、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＣ系列をパイロット信号に使用する場合、送信機／受信機における処理の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）及びパイロット信号の相互相関特性（ｃｒｏｓｓｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｒｏｐｅｒｔｙ ｏｆ ｐｉｌｏｔ）の観点から、データブロックサイズとパイロットブロックサイズの関係（制限）（例えば、データブロックサイズ：パイロットブロックサイズ＝２：１）は、緩和（ｓｌｉｇｈｔｌｙ ｒｅｌａｘｅｄ）されるべきである。受信機や送信機（例えばＵＥ）の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を低減するためには、周波数領域におけるパイロット系列の式（ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎ ｏｆ ｐｉｌｏｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｉｎ ｔｈｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）（例えば、上記（６）式）が有用である。
【０１３７】
パイロット系列の低相互相関特性を保ちつつ、かつ送受信機における演算量を小さくするためには、ＣＡＺＡＣ系列長が素数または大きな素因数を含む数であることが望ましい。加えて、送信側のＤＦＴに入力されるデータシンボル系列の長さは、ＣＡＺＡＣ系列の２倍に近い数であり、かつ２のベキ乗数または小さい素因数のみから構成される数であることが望ましい。
【０１３８】
送信帯域が５ＭＨｚの場合、ＣＡＺＡＣ系列長として望ましいのは１２７（１２７は素数）であり、データシンボル系列長として望ましいのは２５６（１２７の２倍＝２５４に近い、２のベキ乗数）である。
（第４実施例）
次に本発明の第４実施例について説明する。
【０１３９】
第４実施例では、データブロックサイズが１２の倍数、パイロットブロックサイズ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ ｂｌｏｃｋ ｓｉｚｅ）が６または１２の倍数の場合に、通信品質劣化を抑えつつ、相互相関値特性を大きく損なわないように、上記の各実施例におけるパイロットブロックサイズの決定方法について工夫している。
【０１４０】
図１６は本発明の第４実施例の送信機の構成を示すブロック図であり、図１７は本発明の第４実施例の受信機の構成を示すブロック図である。
【０１４１】
第４実施例の送信機及び受信機は、図２及び図３に示した第１実施例の送信機及び受信機の構成において、ロールオフフィルタ１２，２２，５３，６３を除去し、パイロットブロックサイズの選択方法を工夫したものである。
【０１４２】
図１６に示すように、第４実施例の送信機は、データ処理回路１ａと、パイロット処理回路２ｂと、時分割多重回路３とを有する。データ処理回路１ａは、図示せぬデータ符号化回路と、ＤＦＴ回路１１と、サブキャリアマッピング回路１３と、ＩＤＦＴ回路１４と、サイクリックプレフィックス付加回路１５とを備えている。パイロット処理回路２ｂは、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１と、サブキャリアマッピング回路２３と、ＩＤＦＴ回路２４と、サイクリックプレフィックス付加回路２５とを備えている。
【０１４３】
また、図１７に示すように、第４実施例の受信機は、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４と、データ処理回路５ａと、パイロット処理回路６ｂとを有する。データ処理回路５ａは、ＤＦＴ回路５１と、サブキャリアデマッピング回路５２と、周波数領域等化回路４と、ＩＤＦＴ回路５５と、復調回路５６とを備えている。パイロット処理回路６ｂは、ＤＦＴ回路６１と、サブキャリアデマッピング回路６２と、伝搬路推定回路６４と、周波数領域等化回路６５と、振幅推定回路（周波数領域）６６と、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ６７とを備えている。
【０１４４】
なお、第４実施例では、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリの代わりに、周波数領域パイロット系列を表す式からパイロット系列を計算する回路を設けてもよい。また、第４実施例の送信機及び受信機の動作は、上述した第１実施例の送信機及び受信機の動作と同様であるので、それらの動作の説明については省略する。
【０１４５】
本実施例では、送信機において、データ信号のデータブロックサイズに応じてパイロット信号のパイロットブロックサイズを設定している。つまり、パイロットブロックサイズを設定する際に、パイロットブロックサイズに直近の素数において、その素数とデータブロックとの差が予め設定された第１の所定値以下となる場合は当該素数を当該パイロットブロックサイズとする。また、その素数とデータブロックとの差が第１の所定値以下とならない場合は、データブロックとの差が第１の所定値以下であり、かつ予め設定された第２の所定値以上の素因数を含む数を当該パイロットブロックサイズとする。
【０１４６】
第１及び第２の所定値は、構築されたシステムの要求によって決定される。つまり、システムの要求する通信品質に応じて決定される。この場合の通信品質は、ビットエラーレートまたはブロックエラーレートである。したがって、第１及び第２の所定値は、Ｓ／Ｎ劣化を予め設定された一定値以下に抑えることで通信品質を満たすように決定される。
【０１４７】
図１８は本発明の第４実施例におけるパイロットブロックサイズの選択方法を示すフローチャートである。この図１８を参照して本発明の第４実施例によるパイロットブロックサイズの選択方法について説明する。なお、このパイロットブロックサイズの選択方法はコンピュータがプログラムを実行することで実現することができる。以下、このコンピュータをパイロットブロックサイズ選択装置とする。
【０１４８】
パイロットブロックサイズ選択装置は、データブロックサイズが入力されると（図１８ステップＳ１）、データブロックサイズと等しい帯域を有するパイロットブロックサイズ、またはデータブロックサイズに対応する帯域を有するパイロットブロックサイズ（例えば、データブロックサイズの１／２）を算出し、そのパイロットブロックサイズをＮとする（図１８ステップＳ２）。
【０１４９】
パイロットブロックサイズ選択装置は、パイロットブロックサイズＮ以下で、パイロットブロックサイズＮに最も近い素数Ｎｐを算出し（図１８ステップＳ３）、パイロットブロックサイズＮと素数Ｎｐとの差が予め設定された所定値（ある一定の差）Ｒｄｉｆｆ以下であるか否かを判定する（Ｎ−Ｎｐ≦Ｒｄｉｆｆ）（図１８ステップＳ４）。
【０１５０】
パイロットブロックサイズ選択装置は、パイロットブロックサイズＮと素数Ｎｐとの差が所定値Ｒｄｉｆｆ以下であれば、その素数Ｎｐをパイロットブロックサイズとする（パイロットブロックサイズ＝Ｎｐ）（図１８ステップＳ５）。また、パイロットブロックサイズ選択装置は、パイロットブロックサイズＮと素数Ｎｐとの差が所定値Ｒｄｉｆｆ以下でなければ、Ｎ−Ｎｐ'≦Ｒｄｉｆｆを満たし、かつＮｐ'の最大素因数≧ある一定の大きさの素数Ｐｍｉｎとなる数Ｎｐ'を算出し、その数Ｎｐ'をパイロットブロックサイズとする（図１８ステップＳ６）。
【０１５１】
パイロットブロックサイズ選択装置は、順次、データブロックサイズ（この場合、１２の倍数）が入力される毎に上記の処理を行い、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１，６７に保存すべきパイロットブロックサイズの選択が終了すると（図１８ステップＳ７）、処理が終了する。
【０１５２】
このように、本実施例では、データ信号のデータブロックサイズに応じてパイロット信号のパイロットブロックサイズを選択することで、通信品質劣化を抑えつつ、相互相関値特性を大きく損なわないようにすることができる。
【０１５３】
図１９は第４実施例のシミュレーション結果を示すグラフである。図１９に示すグラフは、パイロットブロックサイズ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ブロックサイズ）として、１２０，１１８，１１６，１１４，１１３（１１３は１２０以下で１２０に最も近い素数）を用いた時のブロック誤り率特性を示している。
【０１５４】
但し、このシミュレーションに用いたパラメータは図２０に示す通りである。図２０において、パラメータは、Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ（送信帯域）＝３．６ＭＨｚ（ＤａｔａＣＨのサブキャリア数：２４０）、Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ（伝搬路推定）＝Ｒｅａｌ（実推定）、Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（変調方式）＝１６ＱＡＭ（１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ｓｕｂ−ｆｒａｍｅ ｆｏｒｍａｔ（サブフレームフォーマット）＝２５．８１４ ｖ７．１．０のＦｉｇｕｒｅ ９．１．１−４及びＴａｂｌｅ ９．１．１−１ '５ＭＨｚ' ｃａｓｅ記載のもの、ＦＥＣ（誤り訂正符号）＝Ｒａｔｅ １／２ Ｔｕｒｂｏ ｅｎｃｏｄｉｎｇ（ターボ符号，レート１／２）、Ｃｈａｎｎｅｌ ｍｏｄｅｌ（伝搬路モデル）＝ＴＵ ｗｉｔｈ ６ ｐａｔｈｓ，ｔｙｐｅ（１）（ｆｒｏｍ ３ＧＰＰ ＴＳ ４５．００５ Ｖ５．４．０ （２００２−０６））、Ｄｏｐｐｌｅｒ ｒａｔｅ（ドップラー周波数）＝５．５６Ｈｚ（３ｋｍ／ｈ＠２．０ＧＨｚ）、Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｒｅｃｅｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａｓ（受信アンテナ数）＝２、ＴＴＩ ｄｕｒａｔｉｏｎ（ＴＴＩ長）＝０．５ｍｓ、Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｂｌｏｃｋ Ｓｉｚｅ（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ＣＲＣ）（トランスポートブロックサイズ、ＣＲＣ含む）＝２８７６ｂｉｔｓ、Ｄａｔａ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ（データ多重法）＝Ｌｏｃａｌｉｚｅｄ ＦＤＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）である。
【０１５５】
パイロットブロックサイズをデータブロックサイズ（＝２４０）と同じ帯域に対応するサイズとした場合（ここでは、データブロックサイズの１／２＝１２０の場合）のブロック誤り率＝１０-1を満たすための所要Ｅｂ／Ｎｏは、図１９から約５．７ｄＢである。これに対し、パイロットブロックサイズが１１８，１１６，１１４，１１３の場合の劣化量は、それぞれ０．０５，０．３，０．９，１．５ｄＢとなる（但し、ブロック誤り率＝１０-1を満たすための所要Ｅｂ／Ｎｏを比較している）。
【０１５６】
したがって、本実施例では、パイロットブロックサイズとして素数（１１３）を選ぶ時と比較し、パイロットブロックサイズ＝１１８（上記のステップＳ６で選択した数Ｎｐ'）を選ぶことで劣化量を非常に小さく抑えることができ、かつ相互相関値特性も大きく損なうことはない。なお、上記と同様の効果は、パイロットブロックサイズをデータブロックサイズと同じ帯域の周辺の値（上記の例では、２４０周辺の値）とした場合にも得られる。
【０１５７】
このように、パイロットブロックサイズとして必ず素数長を選択する場合、非常に大きな特性劣化を受ける場合がある。それを避けるために、上記のように、本実施例ではデータと同じ帯域に対応するパイロットブロックサイズ（データブロックサイズと同じ、またはその１／２）と、それ以下で一番近い素数との間に、上記の所定値Ｒｄｉｆｆより大きい差がある場合、ある一定の大きさの素数Ｐｍｉｎ以上の素数を素因数に含む数で、差が所定値Ｒｄｉｆｆ以上となるような数をパイロットブロックサイズとして選択する。
【０１５８】
図２１及び図２２は本発明の第４実施例におけるデータブロックサイズに対するパイロットブロックサイズの例を示すテーブル図である。これらの図２１及び図２２においては、素数でない数が選択されている箇所に下線を付与している。
【０１５９】
図２１は所定値Ｒｄｉｆｆ＝４、ある一定の大きさの素数Ｐｍｉｎ＝１１の場合（Ｄａｔａ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ＝２：１の場合）のデータブロックサイズに対するパイロットブロックサイズの例を示している。この例において、データブロックサイズが１２，２４，３６，４８，６０，８４，９６，１０８，１２０，１４４，１６８，１８０，２０４，２１６，２２８，２６４，２７６，３００の場合、それぞれパイロットブロックサイズとして５，１１，１７，２３，２９，４１，４７，５３，５９，７１，８３，８９，１０１，１０７，１１３，１３１，１３７，１４９の素数が選択される。
【０１６０】
これに対して、データブロックサイズが７２，１３２，１５６，１９２，２４０，２５２，２８８の場合、それぞれパイロットブロックサイズとして一番近い素数との差が５以上となるため、ある一定の大きさの素数Ｐｍｉｎ＝１１以上の素因数を含む３３（＝１１×３），６６（＝１１×６），７８（＝１３×６），９５（＝１９×５），１１９（＝１７×７），１２３（＝４１×３），１４３（＝１３×１１）が選択される。
【０１６１】
図２２は所定値Ｒｄｉｆｆ＝３、ある一定の大きさの素数Ｐｍｉｎ＝１１の場合（Ｄａｔａ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ＝１：１の場合）のデータブロックサイズに対するパイロットブロックサイズの例を示している。この例において、データブロックサイズが１２，２４，４８，６０，７２，８４，１０８，１３２，１６８，１８０，１９２，２２８，２４０，２５２，２６４の場合、それぞれパイロットブロックサイズとして１１，２３，４７，５９，７１，８３，１０７，１３１，１６７，１７９，１９１，２２７，２３９，２５１，２６３の素数が選択される。
【０１６２】
これに対して、データブロックサイズが３６，９６，１２０，１４４，１５６，２０４，２１６，２７６，２８８，３００の場合、それぞれパイロットブロックサイズとして一番近い素数との差が４以上となるため、３３（＝１１×３），９５（＝１９×５），１１９（＝１７×７），１４３（＝１３×１１），１５５（＝３１×５），２０３（＝２９×７），２１５（＝１３×１１），２７５（＝１１×２５），２８７（＝４１×７），２９９（＝１３×２３）が選択される。
【０１６３】
これら図２１及び図２２に示す値は、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ及び時間領域でのパイロット系列を保存するメモリに格納しても、また周波数領域パイロット系列を表す式からパイロット系列を計算する回路及び時間領域パイロット系列を表す式からパイロット系列を計算する回路で計算してもよい。
【０１６４】
このように、本実施例では、データブロックサイズが１２の倍数、パイロットブロックサイズが６または１２の倍数の場合でも、上記のように、パイロットブロックサイズを選択することで、本発明の第１実施例と同様の効果を得ることができる。
（第５実施例）
図２３は本発明の第５実施例の送信機の構成例を示すブロック図であり、図２４は本発明の第５実施例の受信機の構成例を示すブロック図である。
【０１６５】
第５実施例の送信機及び受信機の構成例は、図７及び図８に示した従来の送信機及び受信機の構成においてロールオフフィルタを除去し、時間領域でのパイロット系列を保存するメモリを設けたものである。
【０１６６】
図２３に示すように、第５実施例の送信機は、データ処理回路１ｂと、パイロット処理回路２ｃと、時分割多重回路３とを有する。データ処理回路１ｂは、図示せぬデータ符号化回路と、ＤＦＴ回路１１と、サブキャリアマッピング回路１３と、ＩＤＦＴ回路１４と、サイクリックプレフィックス付加回路１５とを備えている。パイロット処理回路２ｃは、時間領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１ａと、ＤＦＴ回路２７と、サブキャリアマッピング回路２３と、ＩＤＦＴ回路２４と、サイクリックプレフィックス付加回路２５とを備えている。
【０１６７】
また、図２４に示すように、第５実施例の受信機は、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４と、データ処理回路５ａと、パイロット処理回路６ｃとを有する。データ処理回路５ａは、ＤＦＴ回路５１と、サブキャリアデマッピング回路５２と、周波数領域等化回路４と、ＩＤＦＴ回路５５と、復調回路５６とを備えている。パイロット処理回路６ｂは、ＤＦＴ回路６１と、サブキャリアデマッピング回路６２と、伝搬路推定回路６４と、周波数領域等化回路６５と、ＩＤＦＴ回路６８と、振幅推定回路６９と、時間領域でのパイロット系列を保存するメモリ７０とを備えている。
【０１６８】
なお、第５実施例では、時間領域でのパイロット系列を保存するメモリの代わりに、時間領域パイロット系列を表す式からパイロット系列を計算する回路を設けてもよい。また、第５実施例の送信機及び受信機の動作は、パイロット処理回路２ｃ，６ｃにＤＦＴ回路２７，６１を有する以外は、第１実施例の送信機及び受信機の動作と同様であるので、それらの動作の説明については省略する。
【０１６９】
本実施例では、ＤＦＴの計算量を少なくする必要がない場合の構成例を示し、ＤＦＴ後のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列は保持していてもよく、保持していなくてもよい。さらに、本実施例では、第４実施例によるパイロットブロックサイズの選択方法と同様の処理にてパイロットブロックサイズを選択しており、ＤＦＴの計算量を少なくするという効果以外は、上述した第４実施例と同様の効果がある。
【０１７０】
本実施例の送信機には、上記のほかに第４実施例で示したパイロットブロックサイズ選択装置を備えることもできる。また、本実施例の送信機には、図２１及び図２２に示すような、データブロックサイズとパイロットブロックサイズとの対応を表す表を保持するメモリを備えることもできる。さらに、パイロット信号は、リファレンス信号と呼ぶこともできる。
（第６実施例）
次に本発明の第６の実施例について説明する。
【０１７１】
ＥＵＴＲＡアップリンクのリファレンスシグナルとしては、下記の（７）、（８）式で表されるＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ（非特許文献１参照）シーケンスが想定されている。ここで、Ｌはシーケンス長である。
【０１７２】
【数７】
【０１７３】
【数８】
【０１７４】
リファレンスブロックサイズは、ショートブロックまたはロングブロックとして、６または１２の倍数とすることができる。Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長は、リファレンスブロックサイズにフィットするように選ばれる。Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長を選ぶ１つの方法は、リファレンスブロックサイズよりも短い長さ、またはリファレンスブロックサイズと等しい長さを選ぶことである。この場合、それぞれ図２５の（ａ）、（ｂ）に示すように、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンスそのもの、またはＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンスに、最初のＮ（＝リファレンスシグナルブロックサイズ−Ｌ）シンボルのサイクリックコピーを付加したものが使用される。
【０１７５】
もう１つの方法は、図２５の（ｃ）に示すように、リファレンスブロックサイズよりも長く、トランケート（Ｔｒｕｎｃａｔｅ）されたＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長を選ぶことである（非特許文献６：Ｒ１−０６３０５７、"ＥＵＴＲＡ ＳＣ−ＦＤＭＡ Ｕｐｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ／Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｄｅｓｉｇｎ" Ｍｏｔｏｒｏｌａ）。
【０１７６】
使用可能なシーケンスの数を最大にするためには、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長として素数を選ぶのが好ましい。しかし、必ず素数を選ぶという制限は厳しすぎる。なぜならば、１人のユーザに割り当てられるリソースブロックの数が大きくなった場合、リファレンスブロックサイズとＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長との差が大きくなることがあるからである。一例は、リファレンスブロックサイズが１２０に等しい場合である。１２０前後の最も近い素数は、それぞれ１１３及び１２７である。１１３の場合、使用可能なシーケンスの数は１１２であり、クロスコリレーション（ｃｒｏｓｓ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ：相互相関）は１／√１１３以下である。１２７の場合、使用可能なシーケンスの数は１２６であり、クロスコリレーション（相互相関）は１／√１２７以下である。しかし、リファレンスブロックサイズとＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長との差が７になる。この差が大きくなると、図２５の（ａ）の場合はチャネルエスティメーション（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ：伝搬路推定精度）が劣化し、図２５の（ｂ）及び（ｃ）の場合は、オートコリレーション（Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ：自己相関）特性やクロスコリレーション（相互相関）特性が劣化し、またはＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ピーク対平均電力比）が増加する。したがって、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長を決定するためのより良いクライテリア（Ｃｒｉｔｅｒｉａ：規準）が望まれる。
【０１７７】
リファレンスブロック長とＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長との差を小さくするために、以下のクライテリアを提案する。このクライテリアは、使用可能で、クロスコリレーション（相互相関）特性が良好なリファレンスシーケンスの数を多く保つことができるシーケンス長を選ぶためのものである。
【０１７８】
オプション１．大きな最大素因数を含む数を選ぶ。
【０１７９】
オプション２．大きな最大素因数を含み、かつ素因数の数が少ない数を選ぶ。
【０１８０】
これらのクライテリアを使う根拠は以下の通りである。
【０１８１】
シーケンスＣk（ｎ）とシーケンスＣk'（ｎ）との間のクロスコリレーション（相互相関）は、下記の（９）式のように表される。
【０１８２】
【数９】
【０１８３】
（ｋ−ｋ'）とＬとの間の最大公約数（ｇｒｅａｔｅｓｔ ｃｏｍｍｏｎ ｄｉｖｉｓｏｒ）ｇが小さくなると、クロスコリレーション（相互相関）特性がよくなる。
【０１８４】
ここで、Ｌの最大素因数をＬiとすると、ｋ及びｋ'がＬiよりも小さい場合、ｇはＬiよりも小さくなる。これは、クロスコリレーション（相互相関）が１／√Ｌi以下となるシーケンスの数が増えることを意味する。これが、オプション１の根拠である。しかし、ｋ及びｋ'がＬiよりも小さい場合、素因数の数が増えるにつれて、使用可能なシーケンスの数が減ることに注意されたい。
【０１８５】
ここで、リファレンスブロックサイズが１２０の場合を考える。例えば、１１８（５９×２）は素数ではないが、大きな素因数５９を含む。この場合、使用可能なシーケンスのｋ及びｋ'は、下記の（１０）式で示すようになる。
【０１８６】
ｋ，ｋ'＝｛１，３，５，７，９，１１，１３，１５，１７，１９，５７，６１，・・・，１１５，１１７｝ ・・・（１０）
ｋ及びｋ'は、Ｌに対して互いに素（ｒｅｌａｔｉｖｅｌｙ ｐｒｉｍｅ）である必要があるため、２または５９の倍数を除いている。そして、使用可能なコードの数は５７となっている。この場合、全てのｋ及ｋ'が奇数であり、ｋ−ｋ'が常に偶数であるため、全てのシーケンスにおいてクロスコリレーション（相互相関）は１／√５９以下となる。
【０１８７】
この例では、使用可能で、クロスコリレーション（相互相関）特性が良好なシーケンスの数を多く保ちつつ、リファレンスシグナルブロックサイズとＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長との差を７から２に減らしている。
【０１８８】
上記例では、全ての使用可能なシーケンスが、良いクロスコリレーション（相互相関）特性を有する。ｋ及びｋ'が最大素因数よりも小さい場合、これは常に真である。しかし、最大素因数よりも大きなｋ及びｋ'については、常に真ではない。ここで、１７７（＝５９×３）について考える。この場合、使用可能なシーケンスのｋ及びｋ'は、下記の（１１）式で示すようになる。
【０１８９】
ｋ，ｋ'＝｛１，２，４，５，７，８，１０，１１，１３，１４，５８，６１，６２，６４，・・・，１７５，１７６｝・・・（１１）
５９よりも小さいｋ及びｋ'については、ｋ−ｋ'が５９に対して互いに素（ｒｅｌａｔｉｖｅｌｙ ｐｒｉｍｅ）であるため、クロスコリレーション（相互相関）は１／√５９以下となる。５９よりも大きいｋ及びｋ'については、全てのシーケンスがこの状況を満たすわけではない。例えば、３が使用可能なｋ及びｋ'から除かれているため、６２はこの状況を満たす。しかし、（６１−２）及び（６４−５）が５９となるため、６１及び６４は上記の状況を満たさない。
【０１９０】
様々なリファレンスブロックサイズに対して、クロスコリレーション（相互相関）特性の良い全てのシーケンスを探すことも可能である。しかし、素因数の数が増えると、状況は複雑になる。
【０１９１】
よりシンプルな方法はクライテリアとしてオプション２を使用することである。少なくとも、最大素因数よりも小さいｋ及びｋ'については、良好なクロスコリレーション（相互相関）特性（≦１／√Ｌi）が得られる。さらに、素因数の数が減るにつれて、最大素因数よりも小さく、使用可能なｋ及びｋ'の数が増える。
【０１９２】
第６実施例では、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長を決定するためのクライテリアを提案した。また、提案したクライテリアが、使用可能で、クロスコリレーション（相互相関）特性が良好なシーケンスの数を多く保ちつつ、リファレンスシグナルブロックサイズとＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長との差を小さくすることができることを示した。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システム、送信機及び通信制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
Ｂｅｙｏｎｄ ３Ｇ（ｔｈｉｒｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）の上りリンク無線アクセス方式には、シングルキャリア伝送方式が有力である。シングルキャリ伝送方式については、例えば非特許文献１（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ａｓｐｅｃｔｓ ｆｏｒ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ"（３ＧＰＰ ＴＲ２５．８１４ ｖ０．５．０（２００５−１１），９．１章））に記載されている。この非特許文献１で提案されているシングルキャリア伝送方式の送信機の構成を図２に示し、またその送信機に対応する一般的な受信機の構成を図３に示す。これら図２及び図３を参照して従来の送信機及び受信機の動作の概要を説明する。
【０００３】
まず、図２を参照して送信機のデータ処理回路１１０及びパイロット処理回路１２０について説明する。
【０００４】
データ処理回路１１０において、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ：離散フーリエ変換）（時間領域信号を周波数領域に変換すること）回路１１１は、データ信号に対して、Ｎｔｘ＿ｄポイント（ｐｏｉｎｔ）のＤＦＴ演算を実行することで、データ信号を周波数領域信号に変換する。ここで、データ信号は、符号化されたデータシンボルが１ブロックで送信されるデータブロックサイズ（＝データ信号の送信フィルタ通過前サブキャリア数＝Ｎｔｘ＿ｄ）毎に区切られたものであり、Ｎｔｘ＿ｄシンボルからなる。
【０００５】
ロールオフフィルタ回路１１２は、周波数領域信号に変換されたデータ信号に対して周波数領域でロールオフフィルタ処理を実行する。サブキャリアマッピング回路１１３は、ロールオフフィルタ回路１１２を通過したデータ信号を（各ユーザに指定されている）サブキャリアにマッピングする。なお、各ユーザに指定されていないサブキャリアには"０"が挿入され、合計してＮｄｆｔ＿ｄ個のサブキャリアのデータ信号が生成される。
【０００６】
ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ：逆離散フーリエ変換）（周波数領域信号を時間領域に変換すること）回路１１４は、サブキャリアマッピング後のデータ信号（Ｎｄｆｔ＿ｄサブキャリアからなる信号）に対してＮｄｆｔ＿ｄポイントのＩＤＦＴ演算を実行することで、時間領域信号に戻す。
【０００７】
サイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）付加回路１１５は、ＩＤＦＴのブロック毎にサイクリックプレフィックスを付加する。サイクリックプレフィックスは、受信機における周波数領域等化処理を効果的に実行するために付加される。ここで、サイクリックプレフィックスの付加とは、図１に示すようにブロックの後部をブロックの前部にコピーする処理を指す。
【０００８】
次に、パイロット処理回路１２０について説明する。
【０００９】
パイロット処理回路１２０において、ＤＦＴ回路１２１は、１ブロックで送信されるパイロット信号シンボル（シンボル数＝パイロット信号の送信フィルタ通過前のサブキャリア数＝パイロット系列長＝パイロットブロックサイズ＝Ｎｔｘ＿ｐ）に対し、Ｎｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行し、パイロット信号を周波数領域信号に変換する。
【００１０】
このＤＦＴ回路１２１以降の処理は、上記のデータ信号に対する処理と同様である。つまり、ロールオフフィルタ回路１２２は、周波数領域信号に変換されたパイロット信号に対してロールオフフィルタ処理を実行する。サブキャリアマッピング回路１２３は、ロールオフフィルタ後のパイロット信号に対してサブキャリアマッピング処理を実行する。ＩＤＦＴ回路１２４は、サブキャリアマッピング後のパイロット信号（Ｎｄｆｔ＿ｐサブキャリアからなる信号）に対してＮｄｆｔ＿ｐポイントのＩＤＦＴ演算を実行し、時間領域信号に戻す。サイクリックプレフィックス付加回路１２５は、ＩＤＦＴ演算後の各ブロックにサイクリックプレフィックスを付加する。
【００１１】
時分割多重回路１３０は、サイクリックプレフィックスが付加されたデータ信号及びパイロット信号を時分割多重し、受信機に送信する。なお、非特許文献１では、Ｎｔｘ＿ｐ＝Ｎｔｘ＿ｄ／２に設定されている。
【００１２】
次に、図３を参照して受信機のデータ処理回路１５０及びパイロット処理回路１６０について説明する。
【００１３】
受信機において、サイクリックプリフィックス除去、データ・パイロット分離回路１４０は、受信信号からサイクリックプリフィックスを除去し、時分割多重されていた受信データ部（＝受信データ信号）と受信パイロット部（＝受信パイロット信号）とを分離する。また、サイクリックプリフィックス除去、データ・パイロット分離回路１４０は、受信データ部をデータ処理回路１５０に出力し、受信パイロット部をパイロット処理回路１６０に出力する。
【００１４】
パイロット処理回路１６０において、ＤＦＴ回路１６１は、サイクリックプリフィックス除去、データ・パイロット分離回路１４０で分離された受信パイロット部に対してＮｄｆｔ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域の受信パイロット信号に変換する。サブキャリアデマッピング回路１６２は、周波数領域の受信パイロット信号のサブキャリアをデマッピングし、当該ユーザが送信していたサブキャリアのみを取り出す。ロールオフフィルタ回路１６３は、サブキャリアがデマッピングされた受信パイロット信号にロールオフフィルタ処理を実行する。伝搬路推定回路１６４はロールオフフィルタ回路１６３を通過した受信パイロット信号を用いてサブキャリア毎の伝搬路推定を行う。
【００１５】
周波数領域等化回路１６５は、伝搬路推定回路１６４で得られた伝搬路推定値を用いて、受信パイロット信号に対して周波数領域等化（各サブキャリアに重み係数を掛けて周波数領域の等化を行うこと）処理を行う。ＩＤＦＴ回路１６６は、周波数領域等化回路１６５を通過した受信パイロット信号に対してＮｔｘ＿ｐポイントのＩＤＦＴ演算を実行し、時間領域の受信パイロット信号に戻す。振幅推定回路１６７は、時間領域に戻された受信パイロット信号について振幅推定を行う。この振幅推定値は受信データ信号の復調に用いられる。
【００１６】
ここで、時間領域の振幅推定値は、下記（１）式で算出される。
【００１７】
【数１】
【００１８】
但し、ａn（ｎ＝０，１，・・・，Ｎｔｘ＿ｐ−１）は送信パイロット系列（時間領域）を示し、＊は複素共役であることを示し、ｂn（ｎ＝０，１，・・・，Ｎｔｘ＿ｐ−１）は等化後の受信パイロット系列を時間領域に戻した値である。
【００１９】
一方、データ処理回路１５０において、上記のパイロット信号に対する処理同様に、ＤＦＴ回路１５１は、サイクリックプリフィックス除去、データ・パイロット分離回路１４０で分離された受信データ部に対してＮｄｆｔ＿ｄポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域の受信データ信号に変換する。サブキャリアデマッピング回路１５２は、周波数領域の受信データ信号のサブキャリアをデマッピングし、当該ユーザが送信していたサブキャリアのみを取り出す。ロールオフフィルタ回路１５３は、サブキャリアがデマッピングされた受信データ信号にロールオフフィルタ処理を実行する。周波数領域等化回路１５４は、パイロット処理回路１６０から得られた伝搬路推定値を用いて、ロールオフフィルタ回路１５３を通過した受信データ信号の各サブキャリアに周波数領域等化処理を実行する。ＩＤＦＴ回路１５５は、周波数領域等化回路１５４を通過した受信データ信号にＮｔｘ＿ｄポイントのＩＤＦＴ演算を実行して時間領域の受信データ信号に戻す。復調部１５６は、時間領域に戻された周波数領域等化処理後の受信データ信号を、パイロット処理回路１６０から得た振幅推定値を用いて復調する。
【００２０】
ここで、上記の無線伝送においては、伝送効率を高めるために多値変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が行われている。多値変調された送信信号には、無線伝搬路において、フェージングと呼ばれる無線伝搬路特有の振幅変動及び位相回転が起きる。
【００２１】
したがって、受信機において受信信号を正しく復調、復号するためには、これらの変動（伝搬路推定値や振幅推定値）を正しく推定する必要がある（例えば、特許文献１参照）。なお、上述した周波数領域等化処理及び復調処理には、一般的なものが用いられる。
【００２２】
一般に、ＤＦＴ及びＩＤＦＴの演算量は、ＤＦＴ演算及びＩＤＦＴ演算のポイント数に依存する。すなわち、ポイント数が２のベキ乗数（２，４，８，…，５１２，１０２４，…）の場合は演算量が最も小さくなり、逆にポイント数が素数や大きい素数を含むような数の場合は演算量が大きくなる。したがって、ＤＦＴ及びＩＤＦＴの演算量を考慮して、送信機のＩＤＦＴ演算及び受信機のＤＦＴ演算のポイント数Ｎｄｆｔ＿ｄ（データ）及びＮｄｆｔ＿ｐ（パイロット）は、それぞれ２のベキ乗数に設定されることが望ましい。例えば、非特許文献１では、システム帯域が５ＭＨｚの場合、Ｎｄｆｔ＿ｄ＝５１２（＝２の９乗）、Ｎｄｆｔ＿ｐ＝２５６（２の８乗）に設定されている。ここで、Ｎｄｆｔ＿ｐ＝Ｎｄｆｔ＿ｄ／２の関係が成り立つことは、パイロット信号のサブキャリア間隔がデータ信号のサブキャリア間隔の２倍であることを意味している。
【００２３】
なお、非特許文献１では、パイロット信号のサブキャリア間隔がデータ信号のサブキャリア間隔の２倍であることから、データブロックサイズＮｔｘ＿ｄ及びパイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐが、Ｎｔｘ＿ｐ＝Ｎｔｘ＿ｄ／２となるように設定されている。
【００２４】
一方、パイロット信号としては、"ＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列"の一つである、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列が注目されている。
【００２５】
Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列ｃkは、下記（２）式で表される。
【００２６】
【数２】
【００２７】
（２）式において、ｎは０，１，・・・，Ｎｔｘ＿ｐ−１であり、ｑは任意の整数である。なお、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列については、例えば非特許文献２（Ｋ．Ｆａｚｅｌ ａｎｄ Ｓ．Ｋｅｉｓｅｒ，"Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ ａｎｄ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ"（Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ａｎｄ Ｓｏｎｓ，２００３））に詳細に記載されている。
【００２８】
"ＣＡＺＡＣ系列"とは、時間領域及び周波数領域において振幅が一定（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）であり、かつ周期的自己相関値が０以外の時間ずれに対して常に０（Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）となる信号系列である。この"ＣＡＺＡＣ系列"は、時間領域で振幅が一定であることから、ＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ピーク対平均雑音電力比）を小さくできる。また、"ＣＡＺＡＣ系列"は、周波数領域においても振幅が一定であることから、周波数領域における伝搬路推定に適する信号系列である。ここで、ＰＡＰＲが小さいことは消費電力が少なくなることを意味し、この性質は特に移動通信で好まれる。
【００２９】
さらに、"ＣＡＺＡＣ系列"は、完全な自己相関特性があることから、受信信号のタイミング検出が容易である利点を備え、Ｂｅｙｏｎｄ ３Ｇの上りアクセス方式であるシングルキャリア伝送に適するパイロット系列として注目されている。
【００３０】
ところで、この"ＣＡＺＡＣ系列"をセルラー環境で用いる場合、相互相関特性も重要となる。すなわち、他セルからの干渉波を抑圧する観点から、相互相関値が小さい系列の組を、隣接セル間のパイロット信号に割り当てることが望ましい。なお、"ＣＡＺＡＣ系列"の相互相関特性は、その信号系列に大きく依存する。つまり、系列長に素数や大きな素数を含む場合は、相互相関特性が非常によい（相互相関値が小さい）。逆に、小さい素数のみから構成される合成数（例えば、２や３のベキ乗数）は、相互相関特性が大きく劣化する（相互相関値に大きな値が含まれる）。
【００３１】
具体的には、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の系列長が素数の場合、任意の系列どうしの相互相関値は、常に１／√Ｎ（Ｎは系列長で、今は素数）に保たれる（非特許文献２参照）。したがって、例えば、系列長Ｎ＝１２７の場合は、相互相関値が常に１／√１２７となり、系列長Ｎ＝１２８の場合は、相互相関値の最悪値（最大値）が１／√２となる。よって、パイロット信号には、シンボル数Ｎｔｘ＿ｐとして、素数や大きな素数を含む数が望ましく、２，３，５等の小さい素数のみから構成される合成数は望ましくない。
【００３２】
なお、パイロット信号として、上述したＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列のような特性を備えた信号系列を用い、パイロット信号の相互相関を小さくするために、そのシンボル数として素数や大きな素数を含む数を選択した場合、パイロット信号に必要な送信機で実行するＤＦＴや受信機で実行するＩＤＦＴの演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）が非常に大きくなるという問題がある。つまり、送信機及び受信機の少なくとも一方で行う処理の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）が増大してしまう。これは、上述したように、一般に、ＤＦＴ及びＩＤＦＴの演算量は、そのポイント数が素数または大きな素数を含む数である場合に、非常に大きくなるからである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３３】
【特許文献１】特開２００４−２６０７７４号公報
【非特許文献】
【００３４】
【非特許文献１】Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ａｓｐｅｃｔｓ ｆｏｒ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ"（３ＧＰＰ ＴＲ２５．８１４ ｖ０．５．０（２００５−１１），９．１章）
【非特許文献２】Ｋ．Ｆａｚｅｌ ａｎｄ Ｓ．Ｋｅｉｓｅｒ，"Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ ａｎｄ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ"（Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ａｎｄ Ｓｏｎｓ，２００３）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３５】
本発明は上述したような背景技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、パイロット信号の相互相関（ｃｒｏｓｓｃｏｒｅｌａｔｉｏｎ）を小さくすることが可能であり、かつ送信機及び受信機の少なくとも一方で行う処理の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を低減できる無線通信システム、送信機及び通信制御方法を提供することを目的とする。
【００３６】
なお、パイロット信号の相互相関（ｃｒｏｓｓｃｏｒｅｌａｔｉｏｎ）を小さくすることが可能であり、かつＤＦＴ及びＩＤＦＴの演算量を小さくすることができる無線通信システム、送信機及び通信制御方法を提供することも本発明の目的の一つである。
【００３７】
また、単に送信機または受信機の少なくとも一方で行う処理の演算量を低減する無線通信システム、送信機及び通信制御方法を提供することも本発明の目的の一つである。
【００３８】
さらに、単にＤＦＴ演算またはＩＤＦＴ演算の演算量を小さくすることができる無線通信システム、送信機及び通信制御方法を提供することも本発明の目的の一つである。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
上記目的を達成するため本発明の無線通信システムは、データ信号と、パイロット信号とを送信する送信機と、
前記パイロット信号を基に前記データ信号を復調する受信機と、
を有し、
前記送信機は、前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する構成である。
【００４０】
また、本発明の送信機は、データ信号と、パイロット信号とを送信する送信回路と、
前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する処理回路と、
を有する。
【００４１】
また、本発明の通信制御方法は、無線通信システムの送信機における通信制御方法であって、
データ信号と、パイロット信号とを送信し、
前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する方法である。
【発明の効果】
【００４２】
本発明によれば、パイロット信号の相互相関（ｃｒｏｓｓｃｏｒｅｌａｔｉｏｎ）を小さくすることが可能であり、かつ送信機及び受信機の少なくとも一方で行う処理の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】図１はサイクリックプレフィックス付加処理を示す模式図である。
【図２】図２は従来の送信機の構成を示すブロック図である。
【図３】図３は従来の受信機の構成を示すブロック図である。
【図４】図４は本発明の無線通信システムの一構成例を示すブロック図である。
【図５】図５は図４に示した送信機の第１実施例の構成を示すブロック図である。
【図６】図６は図４に示した受信機の第１実施例の構成を示すブロック図である。
【図７】図７は図４に示した送信機の第２実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】図８は図４に示した受信機の第２実施例の構成を示すブロック図である。
【図９】図９は本発明の無線通信システムの第３実施例で実行するロールオフフィルタ処理を示す模式図である。
【図１０】図１０は本発明の他の実施例の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１１は本発明の他の実施例の受信機の構成を示すブロック図である。
【図１２】図１２は本発明の他の実施例の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１３は本発明の他の実施例の受信機の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１４は本発明の他の実施例の効果を示すグラフである。
【図１５】図１５は図１４に示したグラフのシミュレーションに用いたパラメータを示すテーブル図である。
【図１６】図１６は本発明の第４実施例の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１７は本発明の第４実施例の受信機の構成を示すブロック図である。
【図１８】図１８は本発明の第４実施例におけるパイロットブロックサイズの選択方法の手順を示すフローチャートである。
【図１９】図１９は第４実施例のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図２０】図１９に示したグラフのシミュレーションに用いたパラメータを示すテーブル図である。
【図２１】図２１は本発明の第４実施例におけるデータブロックサイズに対するパイロットブロックサイズの例を示すテーブル図である。
【図２２】図２２は本発明の第４実施例におけるデータブロックサイズに対するパイロットブロックサイズの例を示すテーブル図である。
【図２３】図２３は本発明の第５実施例の送信機の構成例を示すブロック図である。
【図２４】図２４は本発明の第５実施例の受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２５】図２５は本発明の第６実施例におけるＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長の選択方法の一例を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
次に本発明について図面を用いて説明する。
【００４５】
図４は本発明の無線通信システムの一構成例を示すブロック図である。
【００４６】
図４に示すように、本発明の無線通信システムは、送信機１０１及び受信機１０２を備えた構成である。
【００４７】
本発明の無線通信システムは、従来の技術で必要としていたデータブロックサイズとパイロットブロックサイズとに関する条件、例えば、"Ｎｔｘ＿ｐ＝Ｎｔｘ＿ｄ／２"を無くす。そして、データブロックサイズＮｔｘ＿ｄには、データ信号に対して送信機で実行するＤＦＴ演算及び受信機で実行するＩＤＦＴ演算による演算量を低減するために、ＤＦＴ演算またはＩＤＦＴ演算のポイント数（例えば、Ｎｔｘ＿ｄ＝２５６＝２の８乗等）をＮｔｘ＿ｄに設定する。
【００４８】
また、本発明の無線通信システムでは、パイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐに、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列（非特許文献２参照）のような特性を備えた信号系列を用いる。
【００４９】
この信号系列には、低い相互相関値を得られるように、素数または大きい素数を含む数を設定する。しかし、データブロックサイズＮｔｘ＿ｄ及びパイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐを設定しただけでは、Ｎｔｘ＿ｐが素数または大きい素数を含む数であるから、パイロット信号に対して送信機で実行するＤＦＴ演算及び受信機で実行するＩＤＦＴ演算の演算量が増加する問題が残る。これは、Ｎｔｘ＿ｐが素数または大きい素数を含む数だからである。この問題は、さらに従来の送信機及び受信機で必要であったパイロット信号に対するＤＦＴ演算及びＩＤＦＴ演算を完全になくすことで解決できる。
【００５０】
具体的には、以下に記載する方法を採用することで、パイロット信号に対する送信機で実行するＤＦＴ演算及び受信機で実行するＩＤＦＴ演算を無くすことができる。
【００５１】
まず、送信機における解決法、つまり送信機におけるパイロット信号のＤＦＴ演算を無くす方法について説明する。
【００５２】
本発明による無線通信システムでは、パイロット信号のＤＦＴ演算後の系列（周波数領域のパイロット系列）を事前に計算しておき、その計算値をメモリ等に格納しておく。これにより送信機におけるパイロット信号に対するＤＦＴ演算を実行しなくて済む。このように、周波数領域のパイロット系列を事前に用意することは、パイロット信号が既知系列であるために可能である。
【００５３】
また、パイロット信号のＤＦＴ演算後の系列を式によって明示的に表せる場合、その式さえメモリ等に格納しておけば、送信機においてパイロット信号のＤＦＴ演算を実行する必要がなくなる。例えば、パイロット信号がＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の場合、上記（２）式を時間系列とみなすと、その周波数領域の系列は、下記（３）式で表される。
【００５４】
【数３】
【００５５】
したがって、上記（３）式をメモリ等に格納しておけば、通信時に通知されるパラメータを用いて周波数領域のパイロット系列を（３）式を用いて簡単に計算できる。なお、（３）式において、Ｃk（ｎ）はＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の周波数領域を表現し、ｃk（ｎ）はＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の時間領域を表現している。
【００５６】
次に、受信機における解決法、つまり受信機におけるパイロット信号のＩＤＦＴ演算を無くす方法について説明する。
【００５７】
本発明の無線通信システムでは、受信機にも送信機と同様に周波数領域でのパイロット系列を保持するメモリを備えておく。このように周波数領域のパイロット系列を保持するメモリを備えることは、上記のようにパイロット信号が既知系列であるために可能である。さらに、本発明の無線通信システムでは、従来の時間領域で推定していた振幅推定を、周波数領域で実現することで受信機のＩＤＦＴ演算を完全に無くすことが可能になる。
【００５８】
従来の受信機では、復調時に必要な振幅情報を求めるために、受信パイロット信号を周波数領域で伝搬路等化処理した後、ＩＤＦＴ演算を実行して時間領域の信号に戻し、その信号と送信機の時間領域のパイロット系列との相関値を求めている。具体的には、周波数領域での振幅推定値は下記（４）式で算出される。
【００５９】
【数４】
【００６０】
この値は上記（１）式で得られる時間領域の振幅推定値と全く等しい。
【００６１】
本発明の無線通信システムによれば、パイロット系列長Ｎｔｘ＿ｐに関わらず、送信機で実行するＤＦＴ演算または受信機で実行するＩＤＦＴ演算の少なくとも一方の演算量を低減できる。例えばパイロット系列長Ｎｔｘ＿ｐとして素数が選択された場合でも、送信機で実行するＤＦＴ演算や受信機で実行するＩＤＦＴ演算の演算量を低減できる。
（第１実施例）
図５に示すように、第１実施例の送信機は、データ処理回路１、パイロット処理回路２及び時分割多重回路３を備えている。
【００６２】
データ処理回路１は、不図示のデータ符号化回路、ＤＦＴ回路１１、ロールオフフィルタ回路１２、サブキャリアマッピング回路１３、ＩＤＦＴ回路１４及びサイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）付加回路１５を備えている。
【００６３】
パイロット処理回路２は、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１、ロールオフフィルタ回路２２、サブキャリアマッピング回路２３、ＩＤＦＴ回路２４及びサイクリックプレフィックス付加回路２５を備えている。
【００６４】
第１実施例の送信機において、データ処理回路１の構成及び動作は図２に示した従来の送信機のデータ処理回路１１０と同様である。また、パイロット処理回路２の構成及び動作は、ＤＦＴ回路１２１の代わりにメモリ２１を設けた以外は、図２に示した従来の送信機のパイロット処理回路１２０と同様である。
【００６５】
つまり、データ処理回路部１において、ＤＦＴ回路１１は、データ信号に対してＮｔｘ＿ｄポイント（ｐｏｉｎｔ）のＤＦＴ演算を実行することで、データ信号を周波数領域信号に変換する。ここで、データ信号は、符号化されたデータシンボルが、１ブロックで送信されるデータブロックサイズ（＝Ｎｔｘ＿ｄ）毎に区切られたものであり、Ｎｔｘ＿ｄシンボルからなる。本実施例では、データブロックサイズがロールオフフィルタ回路１２を通過する前のサブキャリア数と一致する。
【００６６】
ロールオフフィルタ回路１２は、周波数領域信号に変換されたデータ信号に対して周波数領域でロールオフフィルタ処理を実行する。サブキャリアマッピング回路１３は、ロールオフフィルタ回路１２を通過したデータ信号を（各ユーザに指定されている）サブキャリアにマッピングする。なお、各ユーザに指定されていないサブキャリアには"０"が挿入され、合計してＮｄｆｔ＿ｄ個のサブキャリア分のデータ信号が生成される。
【００６７】
ＩＤＦＴ回路１４は、サブキャリアマッピング後のデータ信号（Ｎｄｆｔ＿ｄ個のサブキャリアからなる信号）に対してＮｄｆｔ＿ｄポイントのＩＤＦＴ演算を実行することで、時間領域信号に戻す。サイクリックプレフィックス付加回路１５は、ＩＤＦＴ演算後の各ブロックにサイクリックプレフィックスを付加する。サイクリックプレフィックスは、受信機における周波数領域等化処理を効果的に実行するために付加される。
【００６８】
次に、パイロット処理回路２について説明する。
【００６９】
パイロット処理回路２において、メモリ２１には周波数領域のパイロット系列が予め格納される。ここで、周波数領域のパイロット系列とは、１ブロックで送信されるパイロット信号のシンボル（シンボル数＝系列長＝パイロットブロックサイズ＝パイロット信号の送信フィルタ通過前のサブキャリア数＝Ｎｔｘ＿ｐ）に対し、Ｎｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域信号に変換されたパイロット信号である。本実施例では、パイロットブロックサイズがロールオフフィルタ回路２２を通過する前のサブキャリア数と一致する。
【００７０】
このメモリ２１で保持されたパイロット系列に対して、上記のデータ信号に対する処理と同様の処理が実行される。つまり、ロールオフフィルタ回路２２は、メモリ２１で保持されたパイロット系列にロールオフフィルタ処理を実行する。サブキャリアマッピング回路２３は、ロールオフフィルタ後のパイロット系列にサブキャリアマッピング処理を実行する。ＩＤＦＴ回路２４は、サブキャリアマッピング後のパイロット系列にＮｄｆｔ＿ｐポイントのＩＤＦＴ演算を実行し、時間領域のパイロット系列に変換する。サイクリックプレフィックス付加回路２５は、時間領域に変換されたパイロット系列にサイクリックプリフィックスの付加処理を実行する。
【００７１】
時分割多重回路３は、サイクリックプレフィックスが付加されたデータ信号及びパイロット信号（パイロット系列）を時分割多重し、受信機に送信する。なお、非特許文献１では、Ｎｔｘ＿ｐ＝Ｎｔｘ＿ｄ／２に設定されている。
【００７２】
図６に示すように、第１実施例の受信機は、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４、データ処理回路５及びパイロット処理回路６を備えている。
【００７３】
データ処理回路５は、ＤＦＴ回路５１、サブキャリアデマッピング回路５２、ロールオフフィルタ回路部５３、周波数領域等化回路４、ＩＤＦＴ回路５５及び復調回路５６を備えている。また、パイロット処理回路６は、ＤＦＴ回路６１、サブキャリアデマッピング回路６２、ロールオフフィルタ回路６３、伝搬路推定回路６４、周波数領域等化回路６５、振幅推定回路（周波数領域）６６及び周波数領域でのパイロット系列を保持するメモリ６７を備えている。
【００７４】
第１実施例の受信機において、データ処理回路５の構成及び動作は図３に示した従来の受信機のデータ処理回路１５０と同様である。また、パイロット処理回路６の構成及び動作は、ＩＤＦＴ回路１６６の代わりにメモリ６７を設けた以外は、図３に示した従来の受信機のパイロット処理回路１６０と同様である。
【００７５】
つまり、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４は、受信したデータからサイクリックプリフィックスを除去する。また、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４は、時分割多重されていたデータ部とパイロット部とを分離し、データ部（受信データ信号）をデータ処理回路５に出力し、パイロット部（受信パイロット信号）をパイロット処理回路６に出力する。
【００７６】
パイロット処理回路６において、ＤＦＴ回路６１は、入力された受信パイロット信号にＮｄｆｔ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域の受信パイロット信号に変換する。サブキャリアデマッピング回路６２は、周波数領域に変換された受信パイロット信号のサブキャリアをデマッピングし、当該ユーザが送信していたサブキャリアのみを抽出する。ロールオフフィルタ回路６３はサブキャリアがデマッピングされた受信パイロット信号にロールオフフィルタ処理を実行する。伝搬路推定回路６４はロールオフフィルタ回路６３を通過した受信パイロット信号を用いてサブキャリア毎の伝搬路推定を行う。
【００７７】
周波数領域等化回路６５は、伝搬路推定回路６４で得られた伝搬路推定値を用いて、受信パイロット信号に対する周波数領域等化（各サブキャリアに重み係数を掛けて周波数領域の等化を行うこと）処理を実行する。ここで、メモリ６７には、周波数領域のパイロット系列が予め格納されている。周波数領域のパイロット系列とは、１ブロックで送信されるパイロット信号シンボル（シンボル数＝系列長＝Ｎｔｘ＿ｐ）にＮｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域に変換したものである。振幅推定回路６６は、メモリ６７に保持された周波数領域のパイロット系列を用いて、受信パイロット信号の周波数領域における振幅推定を行う。さらに、振幅推定回路６６はその振幅推定値を、受信データ信号の復調に用いるために、データ処理回路５の復調回路５６に出力する。
【００７８】
データ処理回路５において、ＤＦＴ回路５１は、入力された受信データ信号にＮｄｆｔ＿ｄポイントのＤＦＴ演算を実行し、周波数領域のデータ信号に変換する。サブキャリアデマッピング回路５２は、周波数領域に変換した受信データ信号にサブキャリアデマッピング処理を実行する。ロールオフフィルタ回路５３は、サブキャリアがデマッピングされた受信データ信号にロールオフフィルタ処理を実行する。
【００７９】
周波数領域等化回路５４は、パイロット処理回路６から得られた伝搬路推定値を用いて、ロールオフフィルタ回路５３を通過した受信データ信号に周波数領域等化処理を実行する。ＩＤＦＴ回路５５は、周波数領域等化回路５４を通過した受信データ信号にＮｔｘ＿ｄポイントのＩＤＦＴ演算を実行して時間領域の受信データ信号に戻す。復調回路５６は、パイロット処理回路６から得られる振幅推定値を用いて、時間領域信号に戻された受信データ信号を復調する。
【００８０】
次に、図５及び図６を参照して第１実施例の送信機及び受信機の動作について説明する。なお、以下では図２及び図３に示した従来の送信機及び受信機の動作との違いについてのみ説明する。
【００８１】
本実施例では、例えばシステム帯域が５ＭＨｚとする。また、本実施例では、データ信号に対して送信機で実行するＩＤＦＴ演算及び受信機で実行するＤＦＴ演算のポイント数Ｎｄｆｔ＿ｄと、パイロット信号に対して送信機で実行するＩＤＦＴ演算及び受信機で実行するＤＦＴ演算のポイント数Ｎｄｆｔ＿ｐとを、非特許文献１と同様にＮｄｆｔ＿ｄ＝５１２、Ｎｄｆｘ＿ｐ＝２５６に設定するものとする。
【００８２】
さらに、本実施例では、データ信号に対して送信機で実行するＤＦＴ演算及び受信機で実行するＩＤＦＴ演算のポイント数Ｎｔｘ＿ｄ（＝データブロックサイズ）を、ＤＦＴの演算量の観点から２のベキ乗数、例えばＮｔｘ＿ｄ＝２５６（＝２の７乗）に設定する。さらに、本実施例では、パイロット信号として、上述したＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を用いる。パイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐは相互相関特性の観点から、素数、例えばデータブロックサイズの半分（＝１２８）に最も近い素数である１２７に設定する。
【００８３】
本実施例の送信機と従来の送信機の違いは、パイロット処理回路２において、メモリ２１に周波数領域でのパイロット系列が予め格納され、サブキャリアマッピング回路２３がメモリ２１に格納された周波数領域でのパイロット系列をサブキャリアマッピングする点である。ここで、従来の送信機は、時間領域で定義されたパイロットシンボルにＮｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行することで周波数領域に変換した後、サブキャリアマッピングを行っている。
【００８４】
一方、本実施例の受信機と従来の受信機との違いは、上記（４）式を用いて周波数領域等化処理後の受信パイロット信号と周波数領域における送信パイロット系列との相関値を求めることで、周波数領域で振幅推定を行う点である。また、本実施例の受信機では、周波数領域の振幅推定に用いる周波数領域における送信パイロット系列を保持するためのメモリ６７を備えた点で従来の受信機と異なる。ここで、従来の受信機では、（１）式を用いてＮｔｘ＿ｐポイントのＩＤＦＴ演算を実行して時間領域に変換した周波数領域等化処理後の受信パイロット信号と、時間領域のパイロット系列との相関値を求めることで、時間領域で振幅推定を行う。
【００８５】
本実施例では、非特許文献１と同様に、データとパイロットのサブキャリア間隔の比が１：２の場合を例にして説明したが（データのサブキャリア間隔＝１５ｋＨｚ、パイロット＝３０ｋＨｚ）、本発明は、データとパイロットのサブキャリア間隔比がいかなる値であっても適用できる。
【００８６】
また、以下の記述は他の実施例についても同様に適用可能である。
【００８７】
例えば、データとパイロットのサブキャリア間隔の比が１：１の場合（例えば、データのサブキャリア間隔＝パイロットのサブキャリア間隔＝１５ｋＨｚ）、データブロックサイズ＝２５６、パイロットブロックサイズ＝２５７（２５６に最も近い素数）と設定することで、同様の効果が得られる。または、データブロックサイズ＝２５６、パイロットブロックサイズ＝２５１（２５６以下で最も近い素数）と設定しても同様の効果が得られる。
【００８８】
さらに、データとパイロットのサブキャリア間隔の比が２：１の場合（例えば、データのサブキャリア間隔＝３０ｋＨｚ、パイロットのサブキャリア間隔＝１５ｋＨｚ）、データブロックサイズ＝１２８、パイロットブロックサイズ＝２５７または２５１等に設定することで、同様の効果が得られる。
【００８９】
以下、本実施例における異なるパラメータ設定例を示す。
【００９０】
本実施例では、ＤＦＴの演算量の観点からデータブロックサイズＮｔｘ＿ｄとして２のベキ乗数を選んでいるが、Ｎｔｘ＿ｄは２のベキ乗数のみに制限されない。ＤＦＴ演算の演算量が大きくてもよい場合等では、データブロックサイズＮｔｘ＿ｄに２のベキ乗数以外を選ぶことも可能である。
【００９１】
また、本実施例では、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の相互相関値の観点からパイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐとして素数を選択している（Ｎｔｘ＿ｐ＝１２７の場合、相互相関値が１／√１２７に抑えられる）が、Ｎｔｘ＿ｐは素数のみに制限されない。
【００９２】
パイロットブロックサイズとして、素数以外の数、例えば大きな素数を含む数を選択しても、上記と同様の効果（相互相関特性の良い環境）が得られる。
【００９３】
例えば、要求される相互相関値に応じて、Ｎｔｘ＿ｐ＝１２２（＝６１×２、６１は素数、この時の相互相関値≦１／√６１）、Ｎｔｘ＿ｐ＝１３４（＝６７×２、６７は素数、この時の相互相関値≦１／√６７）、Ｎｔｘ＿ｐ＝１２４（＝３１×４、３１は素数、この時の相互相関値≦１／√３１）等を選択してもよい。さらに、要求される相互相関値によって上記以外の数値をＮｔｘ＿ｐとして選択することも可能である。
【００９４】
さらに異なるパラメータの設定例として、システム帯域幅が上述した設定例の半分の２．５ＭＨｚである場合がある。
【００９５】
この場合、データ信号に対して送信機で実行するＩＤＦＴ演算及び受信機で実行するＤＦＴ演算のポイント数Ｎｄｆｔ＿ｄ、並びにパイロット信号に対して送信機で実行するＩＤＦＴ演算及び受信機で実行するＤＦＴ演算のポイント数Ｎｄｆｔ＿ｐは、非特許文献１に記載に従うと、Ｎｄｆｔ＿ｄ＝２５６、Ｎｄｆｔ＿ｐ＝１２８（システム帯域が５ＭＨｚの場合の半分の値）に設定される。
【００９６】
ここでは、データ信号に対して送信機で実行するＤＦＴ演算及び受信機で実行するＩＤＦＴ演算のポイント数Ｎｔｘ＿ｄ（＝データブロックサイズ）は、ＤＦＴの演算量の観点から２のベキ乗数、例えばＮｔｘ＿ｄ＝１２８（システム帯域が５ＭＨｚの場合の半分の値）に設定する。また、パイロット信号として上述したＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を用いる場合、パイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐは、相互相関特性の観点から素数を選ぶと、例えばデータブロックサイズの半分（＝６４）に最も近い素数である６１または６７に設定してもよい。
【００９７】
システム帯域が２．５ＭＨｚの場合、このようなパラメータ設定で上記と同様のシステムを実現できる。本実施例では、システム帯域が５ＭＨｚ及び２．５ＭＨｚである場合を例にして説明したが、システム設計に応じてシステム帯域の値を５ＭＨｚ及び２．５ＭＨｚ以外の値とすることも可能である。
【００９８】
このように、本実施例では、送信機が備えるメモリ２１によってサブキャリアマッピングする（周波数領域の）パイロット信号を事前に保持しているため、時間領域のパイロット信号にＮｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算を実行して周波数領域信号に変換する処理、つまり従来の技術では必須であった処理を省略できる。
【００９９】
また、本実施例では、受信機が振幅推定を周波数領域で行っているため、周波数領域等化処理後の受信パイロット信号にＮｔｘ＿ｐポイントのＩＤＦＴ演算を実行して時間領域に変換する処理、つまり従来の技術では必須であった処理を省略できる。
【０１００】
上記の効果は、送信機及び受信機が備えるパイロット処理回路２，６において、Ｎｔｘ＿ｐポイントのＤＦＴ演算及びＩＤＦＴ演算が省略可能であることを意味している。すなわち、パイロットブロックサイズとして素数を用いるとＤＦＴ演算及びＩＤＦＴ演算に要する演算量が非常に大きくなるが、本実施例では、それらの演算を省略できる。また、送信機または受信機の少なくとも一方で行う処理の演算量を低減できることも本実施例の効果の一つである。さらに、単にＤＦＴ演算またはＩＤＦＴ演算の少なくとも一方の演算量を小さくできることも本実施例の効果の一つである。
（第２実施例）
図７に示すように、第２実施例の送信機は、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１を、周波数領域でのパイロット系列を表す式（周波数領域の表現式）からパイロット系列を計算する回路２６を含むパイロット処理回路２ａに置き換えた以外は、図５に示した第１実施例の送信機と同様の構成である。図７では、第１実施例の送信機と同一の構成要素には同一の符号を付与している。また、第１実施例の送信機と同一の構成要素の動作は上述した第１実施例と同様である。
【０１０１】
図８に示すように、第２実施例の受信機は、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ６７を備えるパイロット処理回路６を、周波数領域でのパイロット系列を表す式（周波数領域の表現式）からパイロット系列を計算する回路６８を含むパイロット処理回路６ａに置き換えた以外は、図６に示した第１実施例の受信機と同様の構成である。図８では、第１実施例の受信機と同一の構成要素には同一の符号を付与している。また、第１実施例の受信機と同一の構成要素の動作は上述した第１実施例と同様である。
【０１０２】
第１実施例では、送信機が備えるメモリ２１により、時間領域のパイロット信号をＤＦＴ演算した信号系列（周波数領域のパイロット系列）を保持している。
【０１０３】
第２実施例では、パイロット系列にＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列のような系列を用いる場合、その周波数領域を式によって完全に表現できる（具体的には、（３）式で表せる）ことに着目し、送信機では、周波数領域でのパイロット系列ではなく、周波数領域の表現式を、その処理を実行する回路を備えることで保持する。
【０１０４】
本実施例の送信機は、パイロット送信時に（３）式から周波数領域でのパイロット系列を直接計算し、算出した周波数領域のパイロット系列を送信する。
【０１０５】
同様に、本実施例の受信機は、パイロット処理回路６ａにて、周波数領域でのパイロット系列ではなく、周波数領域の表現式（（３）式）を保持している。そして、本実施例の受信機は、（３）式から周波数領域でのパイロット系列を直接計算し、算出した周波数領域のパイロット系列を振幅推定に用いる。
【０１０６】
本実施例では、パイロット信号をＤＦＴ演算した系列（周波数領域のパイロット系列）をメモリ２１，６７で保持するのではなく、周波数領域の表現式のみを保持することで、送信機及び受信機で所要のメモリ容量を低減できる。
【０１０７】
なお、図７及び図８では、周波数領域の表現式のみを保持しておき、その表現式からパイロット系列を計算する回路２６，６８を例示している。しかしながら、これらの回路を周波数領域の表現式のみを保持するメモリに置き換えることも可能である。その場合、振幅推定回路６６によりメモリに保持された周波数領域の表現式からパイロット系列を計算すればよい。
【０１０８】
また、本実施例では、送信機及び受信機の両方に周波数領域の表現式からパイロット系列を計算する回路２６，６８を設けている。しかしながら、送信機または受信機のいずれか一方に周波数領域の表現式からパイロット系列を計算する回路を備え、他方に周波数領域のパイロット系列を保持するメモリを備えていてもよい。
（第３実施例）
第３実施例の無線通信システムは、上述した第１実施例または第２実施例で示した送信機または受信機において、ロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号とパイロット信号の送信帯域が等しくなるように、データ部のロールオフ率とパイロット部のロールオフ率とを調整する処理を実行する例である。
【０１０９】
例えば、パイロット信号のサブキャリア間隔がデータ信号のサブキャリア間隔の２倍である場合（非特許文献１参照）、データ信号及びパイロット信号の送信帯域は、
ロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号の送信帯域
＝Ｎｔｘ＿ｄ×Ａ×（１＋ロールオフ率α）
ロールオフフィルタ回路通過後のパイロット信号の送信帯域
＝Ｎｔｘ＿ｐ×２Ａ×（１＋ロールオフ率α）
で表される。但し、Ａはデータ信号のサブキャリア間隔であり、ロールオフ率αは０≦α≦１の範囲で適当な値に設定される。例えば、上記の非特許文献１では、Ａ＝１５ｋＨｚに設定されている。
【０１１０】
したがって、従来のように（非特許文献１参照）、データブロックサイズＮｔｘ＿ｄとパイロットブロックサイズＮｔｘ＿ｐの比を２：１に設定すれば、上記式からロールオフ率αに関わらず、データ信号の送信帯域とパイロット信号の送信帯域とが常に等しくなる。この場合、データ信号の送信に用いる全てのサブキャリアの帯域でパイロット信号が送信されるため、データ信号の送信に用いる全てのサブキャリアの伝搬路推定値が得られる。
【０１１１】
しかしながら、例えば第１実施例で示したＮｔｘ＿ｄ＝１２８、Ｎｔｘ＿ｐ＝６１（システム帯域＝２．５ＭＨｚ）の例では、データ送信帯域とパイロット送信帯域は、
ロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号の送信帯域
＝１２８×１５×（１＋０．２２）
＝２３４２．４ｋＨｚ（＝２．３４２４ＭＨｚ）
ロールオフフィルタ回路通過後のパイロット信号の送信帯域
＝６１×３０×（１＋０．２２）
＝２２３２．６ｋＨｚ（＝２．２３２６ＭＨｚ）
になり（ロールオフ率α＝０．２２と設定した場合）、パイロット信号の送信帯域がデータ信号の送信帯域よりも小さくなる。その結果、データ信号の送信に用いるサブキャリアの一部で伝搬路推定値が得られない問題が生じる。
【０１１２】
そこで、本実施例ではロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号の送信帯域（送信に用いるサブキャリア数）とパイロット信号の送信帯域とが等しくなるように、データ信号とパイロット信号を通過させるロールオフフィルタ回路のロールオフ率を独立して設定することで、このような問題を解決する。すなわち、
ロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号の送信帯域
＝Ｎｔｘ＿ｄ×Ａ×（１＋データ信号のロールオフ率）
＝パイロットの送信帯域
＝Ｎｔｘ＿ｐ×２×Ａ×（１＋パイロット信号のロールオフ率）
の関係が成り立つように、データ信号及びパイロット信号のロールオフ率を設定する。
【０１１３】
上記例では、データ信号のロールオフ率を０．２２に設定した場合、パイロット信号のロールオフ率を０．２８に設定すれば、データ信号とパイロット信号の送信帯域が２．３４２４ＭＨｚとなり、上記式が成り立つ。すなわち、図９に示すように、データ信号とパイロット信号の送信帯域が等しくなり、データ信号の送信に用いる全ての帯域においてパイロット信号が送信されるため、データ信号の送信に用いる全てのサブキャリアの伝搬路推定値が得られる。
【０１１４】
このように、本実施例では、ロールオフフィルタ回路通過後のデータ信号及びパイロット信号の送信帯域（送信に用いるサブキャリア数）が等しくなるように、データ信号及びパイロット信号のロールオフ率を設定することで、ロールオフフィルタ回路通過前のパイロット信号の送信帯域がデータ信号の送信帯域よりも小さい場合でも、受信機ではデータ信号の送信に用いている全てのサブキャリアの伝搬路推定値が得られる。
【０１１５】
なお、本発明は上述した各実施例を単独で適用することも可能であり、組み合わせて適用することも可能である。また、本発明は、送信機が移動局（例えば、ＵＥ：Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）であり、受信機が基地局（例えば、Ｎｏｄｅ−Ｂ）である上り伝送だけでなく、送信機が基地局であり、受信機が移動局である下り伝送にも適用できる。
【０１１６】
また、上述した各実施例で示した送信機のデータ処理回路１、送信機のパイロット処理回路２，２ａ、時分割多重回路３、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４、受信機のデータ処理回路５、受信機のパイロット処理回路６，６ａ、ＤＦＴ回路１１，５１，６１、ロールオフフィルタ回路１２，２２，５３，６３、サブキャリアマッピング回路１３，２３、ＩＤＦＴ回路１４，２４，５５、サイクリックプレフィックス付加回路１５，２５、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１、周波数領域パイロット系列を表す式からパイロット系列を計算する回路２６，６８、サブキャリアデマッピング回路５２，６２、周波数領域等化回路５４，６５、復調回路５６、伝搬路推定回路６４、振幅推定回路（周波数領域）６６及び周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ６７の機能は、各種の論理回路やメモリ等を備えたＬＳＩ等のハードウェア回路によって実現してもよく、プログラムにしたがって処理を実行するＣＰＵを備えた処理装置（コンピュータ）によって実現してもよい。各実施例で示した回路の機能を処理装置で実現する場合、処理装置にプログラムを格納するための記録媒体を備え、該プログラムにしたがってＣＰＵにより処理を実行することで、各実施例で示した回路の機能を実現することができる。また、これらハードウェア回路と処理装置の組み合わせによって上述した各実施例で示した回路の機能を実現することも可能である。
【０１１７】
Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列（ｓｅｑｕｅｎｃｅ）は、例えば非特許文献３（Ｒ１−０５１０６２，"Ｏｎ Ｕｐｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ ｉｎ ＥＵＴＲＡ ＳＣ−ＦＤＭＡ"，Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ．）に記載されているように、シングルキャリア（ｓｉｎｇｌｅ−ｃａｒｒｉｅｒ）周波数分割多元接続（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＦＤＭＡ）に適用される候補となっている。
【０１１８】
これは、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列が、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）及び周波数領域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）双方において、振幅（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）が一定であり、また、完全なゼロ周期的自己相関（ｐｅｒｆｅｃｔ ｚｅｒｏ ｃｉｒｃｕｌａｒ ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を有するためである。
【０１１９】
非特許文献３は、干渉波を平均化（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｖｅｒａｇｉｎｇ）するために（干渉波を抑制するために）、異なるＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列を、隣接する複数の基地局（ｎｅｉｇｈｂｏｒｉｎｇ Ｎｏｄｅ B'ｓ）に割り当てることを提案している。また、系列間相関（ｉｎｔｅｒ−ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を抑制し、一つのセルで使用可能なＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列の数を最大にするために、系列長（ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｌｅｎｇｔｈ）を素数（ｐｒｉｍｅ ｎｕｍｂｅｒ）にすべきであると上記非特許文献３に記載されている。同様の記載は、上記非特許文献２（Ｋ．Ｆａｚｅｌ ａｎｄ Ｓ．Ｋｅｉｓｅｒ，"Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ ａｎｄ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ"，Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ａｎｄ Ｓｏｎｓ，２００３．）あるいは非特許文献４（Ｒ１−０６００５９，"Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｕｐｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｄｅｓｉｇｎ Ｕｓｉｎｇ ＣＡＺＡＣ"，ＮＥＣ Ｇｒｏｕｐ）にもある。
【０１２０】
データブロックサイズ（ｄａｔａ ｂｌｏｃｋ ｓｉｚｅ）及びパイロットブロックサイズ（ｐｉｌｏｔ ｂｌｏｃｋ ｓｉｚｅ）を決定する際には、いくつかの要素（ｆａｃｔｏｒ）を考慮する必要がある。この要素とは、つまり、ロールオフファクタ（ｒｏｌｌｏｆｆ ｆａｃｔｏｒ）、ＤＦＴに要する演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）及びパイロット系列の相互相関特性（ｃｒｏｓｓｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｒｏｐｅｒｔｙ ｏｆ ｐｉｌｏｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ）である。
【０１２１】
ロールオフファクタαは、周波数効率（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）とピーク対平均雑音電力比（Ｐｅａｋ ｔｏ ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ：ＰＡＰＲ）とのトレードオフ関係（ｔｒａｄｅｏｆｆ ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ）から決定される。
【０１２２】
非特許文献５（Ｒ１−０５０７０２，"ＤＦＴ−Ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ Ｐｕｌｓｅ Ｓｈａｐｅ Ｆｉｌｔｅｒ ｉｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ ｉｎ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ"，ＮＴＴ ＤｏＣｏＭｏ，ｅｔａｌ．）では、αを０．１４にすることが推奨されている（Ｗ−ＣＤＭＡではα＝０．２２である）。
【０１２３】
この推奨値及びＷ−ＣＤＭＡで採用されている値を考慮すると、ロールオフファクタαは０．１４〜０．２２とするのが最適である。リソースブロックサイズ（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ ｓｉｚｅ）が５ＭＨｚ（データの占有サブキャリア（ｏｃｃｕｐｉｅｄ ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒｓ）の数＝３００、パイロットの占有サブキャリア数＝１５０）の場合、α＝０．１４〜０．２２とすると、データブロックサイズは２４５〜２６０（＝３００／（１＋α））付近の値となり、パイロットブロックサイズは１２２〜１３０（＝１５０／（１＋α））付近の値となる。
【０１２４】
したがって、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列間の相互相関特性の観点から、素数である"１２７"がパイロットブロックサイズとして最適な値となり、データブロックサイズはパイロットブロックサイズの２倍の長さにセットされる（すなわち、データブロックサイズ＝２５４（＝１２７×２））。
【０１２５】
しかし、図１０及び図１１に示す送信機及び受信機の構成から分かるように、このパラメータセッティングは、素数ポイントのＤＦＴ演算を必要とし、演算量（ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎａｌ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）が増大してしまう。
【０１２６】
ここでは、素数ポイントのＤＦＴ／ＩＤＦＴを完全に取り除いた送信機／受信機について説明する。
【０１２７】
まず、パイロット処理（ｐｉｌｏｔ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）のための素数ポイントＤＦＴ演算は無くすことができる。これは、パイロット系列が予め決定された（ｐｒｅｄｅｔｅｒｍｉｎｅｄ）系列だからである。しかし、この状況において、（例えば、パイロット系列のセルリユース（ｃｅｌｌ ｒｅｕｓｅ ｏｆ ｐｉｌｏｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）のために）多数の系列が送信機／受信機（例えば、Ｕｓｅｒ ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ：ＵＥ）で保持されていなければならない場合、送信機／受信機（例えば、ＵＥ）は大きなメモリを必要とする可能性がある。しかし、この問題は解決可能である。例えば、パイロット系列としてＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列を使用する場合、下記（５）式の周波数領域表現（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎ）が、下記（６）式のようにクローズドフォームで与えられるからである。
【０１２８】
【数５】
【０１２９】
【数６】
【０１３０】
全てのパイロット系列自体を保持する代わりに（６）式を用いることにより、送信機／受信機（例えばＵＥ）内で必要とされるメモリを小さくすることができる。
【０１３１】
次に、データ処理（ｄａｔａ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）については、送信機受信機からＤＦＴ／ＩＤＦＴ演算を無くすことはできない。したがって、演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を低減するためには、データブロックサイズ：パイロットブロックサイズ＝２：１という制限を緩和する必要がある。すなわち、データブロックサイズとして２のべき乗（ｐｏｗｅｒ−ｏｆ−２）、若しくは小さな基数（素数）のみからなる数（ｎｕｍｂｅｒ ｃｏｍｐｏｓｅｄ ｏｆ ｏｎｌｙ ｓｍａｌｌ ｒａｄｉｘｅｓ）を選ぶべきである。この場合、ＤＦＴ／ＩＤＦＴ演算の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）の観点から、２のべき乗である２５６が最適なデータブロックサイズとなる。
【０１３２】
ここで、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列の相互相関特性（ｃｒｏｓｓｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）の観点から、パイロットブロックサイズは１２７のままにする。
【０１３３】
図１２及び図１３に示す送信機及び受信機の構成からわかるように、このようなパラメータセッティングにおいては、良好な相互相関特性を有する素数長のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣ系列を使用するにも関わらず、送信機／受信機において、素数ポイントのＤＦＴ／ＩＤＦＴ演算が必要ない。
【０１３４】
同様に、リソースブロックが１．２５ＭＨｚの場合、データブロックサイズ＝６４、パイロットブロックサイズ＝３１が最適値となる。
【０１３５】
上記値を採用した場合、パイロットの送信帯域（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｕｓｅｄ ｆｏｒ ｐｉｌｏｔ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）はデータ送信帯域（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｕｓｅｄ ｆｏｒ ｄａｔａ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）よりも若干小さくなる。したがって、サブキャリア全体のうちの一部については伝搬路推定値（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）を得ることができない。しかし、図１４に示すグラフから分かるように、この問題はパフォーマンスにほとんど影響しない（例えば、３ＧＰＰ ＴＳ４５．００５ Ｖ５．４．０（２００２−０６）参照）。加えて、ロールオフファクタを調整することによって、両方の帯域を同じサイズにセットすることができる。これにより、パイロット送信帯域はデータ送信帯域と等しくなる。なお、図１４は、図１５に示すテーブルに記載したパラメータを用いて求めた、ブロックサイズの違いによるＥｂ／Ｎｏに対するブロックエラーレートの関係を示している。
【０１３６】
以上のように、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＣ系列をパイロット信号に使用する場合、送信機／受信機における処理の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）及びパイロット信号の相互相関特性（ｃｒｏｓｓｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｒｏｐｅｒｔｙ ｏｆ ｐｉｌｏｔ）の観点から、データブロックサイズとパイロットブロックサイズの関係（制限）（例えば、データブロックサイズ：パイロットブロックサイズ＝２：１）は、緩和（ｓｌｉｇｈｔｌｙ ｒｅｌａｘｅｄ）されるべきである。受信機や送信機（例えばＵＥ）の演算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を低減するためには、周波数領域におけるパイロット系列の式（ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎ ｏｆ ｐｉｌｏｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｉｎ ｔｈｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）（例えば、上記（６）式）が有用である。
【０１３７】
パイロット系列の低相互相関特性を保ちつつ、かつ送受信機における演算量を小さくするためには、ＣＡＺＡＣ系列長が素数または大きな素因数を含む数であることが望ましい。加えて、送信側のＤＦＴに入力されるデータシンボル系列の長さは、ＣＡＺＡＣ系列の２倍に近い数であり、かつ２のベキ乗数または小さい素因数のみから構成される数であることが望ましい。
【０１３８】
送信帯域が５ＭＨｚの場合、ＣＡＺＡＣ系列長として望ましいのは１２７（１２７は素数）であり、データシンボル系列長として望ましいのは２５６（１２７の２倍＝２５４に近い、２のベキ乗数）である。
（第４実施例）
次に本発明の第４実施例について説明する。
【０１３９】
第４実施例では、データブロックサイズが１２の倍数、パイロットブロックサイズ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ ｂｌｏｃｋ ｓｉｚｅ）が６または１２の倍数の場合に、通信品質劣化を抑えつつ、相互相関値特性を大きく損なわないように、上記の各実施例におけるパイロットブロックサイズの決定方法について工夫している。
【０１４０】
図１６は本発明の第４実施例の送信機の構成を示すブロック図であり、図１７は本発明の第４実施例の受信機の構成を示すブロック図である。
【０１４１】
第４実施例の送信機及び受信機は、図２及び図３に示した第１実施例の送信機及び受信機の構成において、ロールオフフィルタ１２，２２，５３，６３を除去し、パイロットブロックサイズの選択方法を工夫したものである。
【０１４２】
図１６に示すように、第４実施例の送信機は、データ処理回路１ａと、パイロット処理回路２ｂと、時分割多重回路３とを有する。データ処理回路１ａは、図示せぬデータ符号化回路と、ＤＦＴ回路１１と、サブキャリアマッピング回路１３と、ＩＤＦＴ回路１４と、サイクリックプレフィックス付加回路１５とを備えている。パイロット処理回路２ｂは、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１と、サブキャリアマッピング回路２３と、ＩＤＦＴ回路２４と、サイクリックプレフィックス付加回路２５とを備えている。
【０１４３】
また、図１７に示すように、第４実施例の受信機は、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４と、データ処理回路５ａと、パイロット処理回路６ｂとを有する。データ処理回路５ａは、ＤＦＴ回路５１と、サブキャリアデマッピング回路５２と、周波数領域等化回路４と、ＩＤＦＴ回路５５と、復調回路５６とを備えている。パイロット処理回路６ｂは、ＤＦＴ回路６１と、サブキャリアデマッピング回路６２と、伝搬路推定回路６４と、周波数領域等化回路６５と、振幅推定回路（周波数領域）６６と、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ６７とを備えている。
【０１４４】
なお、第４実施例では、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリの代わりに、周波数領域パイロット系列を表す式からパイロット系列を計算する回路を設けてもよい。また、第４実施例の送信機及び受信機の動作は、上述した第１実施例の送信機及び受信機の動作と同様であるので、それらの動作の説明については省略する。
【０１４５】
本実施例では、送信機において、データ信号のデータブロックサイズに応じてパイロット信号のパイロットブロックサイズを設定している。つまり、パイロットブロックサイズを設定する際に、パイロットブロックサイズに直近の素数において、その素数とデータブロックとの差が予め設定された第１の所定値以下となる場合は当該素数を当該パイロットブロックサイズとする。また、その素数とデータブロックとの差が第１の所定値以下とならない場合は、データブロックとの差が第１の所定値以下であり、かつ予め設定された第２の所定値以上の素因数を含む数を当該パイロットブロックサイズとする。
【０１４６】
第１及び第２の所定値は、構築されたシステムの要求によって決定される。つまり、システムの要求する通信品質に応じて決定される。この場合の通信品質は、ビットエラーレートまたはブロックエラーレートである。したがって、第１及び第２の所定値は、Ｓ／Ｎ劣化を予め設定された一定値以下に抑えることで通信品質を満たすように決定される。
【０１４７】
図１８は本発明の第４実施例におけるパイロットブロックサイズの選択方法を示すフローチャートである。この図１８を参照して本発明の第４実施例によるパイロットブロックサイズの選択方法について説明する。なお、このパイロットブロックサイズの選択方法はコンピュータがプログラムを実行することで実現することができる。以下、このコンピュータをパイロットブロックサイズ選択装置とする。
【０１４８】
パイロットブロックサイズ選択装置は、データブロックサイズが入力されると（図１８ステップＳ１）、データブロックサイズと等しい帯域を有するパイロットブロックサイズ、またはデータブロックサイズに対応する帯域を有するパイロットブロックサイズ（例えば、データブロックサイズの１／２）を算出し、そのパイロットブロックサイズをＮとする（図１８ステップＳ２）。
【０１４９】
パイロットブロックサイズ選択装置は、パイロットブロックサイズＮ以下で、パイロットブロックサイズＮに最も近い素数Ｎｐを算出し（図１８ステップＳ３）、パイロットブロックサイズＮと素数Ｎｐとの差が予め設定された所定値（ある一定の差）Ｒｄｉｆｆ以下であるか否かを判定する（Ｎ−Ｎｐ≦Ｒｄｉｆｆ）（図１８ステップＳ４）。
【０１５０】
パイロットブロックサイズ選択装置は、パイロットブロックサイズＮと素数Ｎｐとの差が所定値Ｒｄｉｆｆ以下であれば、その素数Ｎｐをパイロットブロックサイズとする（パイロットブロックサイズ＝Ｎｐ）（図１８ステップＳ５）。また、パイロットブロックサイズ選択装置は、パイロットブロックサイズＮと素数Ｎｐとの差が所定値Ｒｄｉｆｆ以下でなければ、Ｎ−Ｎｐ'≦Ｒｄｉｆｆを満たし、かつＮｐ'の最大素因数≧ある一定の大きさの素数Ｐｍｉｎとなる数Ｎｐ'を算出し、その数Ｎｐ'をパイロットブロックサイズとする（図１８ステップＳ６）。
【０１５１】
パイロットブロックサイズ選択装置は、順次、データブロックサイズ（この場合、１２の倍数）が入力される毎に上記の処理を行い、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１，６７に保存すべきパイロットブロックサイズの選択が終了すると（図１８ステップＳ７）、処理が終了する。
【０１５２】
このように、本実施例では、データ信号のデータブロックサイズに応じてパイロット信号のパイロットブロックサイズを選択することで、通信品質劣化を抑えつつ、相互相関値特性を大きく損なわないようにすることができる。
【０１５３】
図１９は第４実施例のシミュレーション結果を示すグラフである。図１９に示すグラフは、パイロットブロックサイズ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ブロックサイズ）として、１２０，１１８，１１６，１１４，１１３（１１３は１２０以下で１２０に最も近い素数）を用いた時のブロック誤り率特性を示している。
【０１５４】
但し、このシミュレーションに用いたパラメータは図２０に示す通りである。図２０において、パラメータは、Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ（送信帯域）＝３．６ＭＨｚ（ＤａｔａＣＨのサブキャリア数：２４０）、Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ（伝搬路推定）＝Ｒｅａｌ（実推定）、Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（変調方式）＝１６ＱＡＭ（１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ｓｕｂ−ｆｒａｍｅ ｆｏｒｍａｔ（サブフレームフォーマット）＝２５．８１４ ｖ７．１．０のＦｉｇｕｒｅ ９．１．１−４及びＴａｂｌｅ ９．１．１−１ '５ＭＨｚ' ｃａｓｅ記載のもの、ＦＥＣ（誤り訂正符号）＝Ｒａｔｅ １／２ Ｔｕｒｂｏ ｅｎｃｏｄｉｎｇ（ターボ符号，レート１／２）、Ｃｈａｎｎｅｌ ｍｏｄｅｌ（伝搬路モデル）＝ＴＵ ｗｉｔｈ ６ ｐａｔｈｓ，ｔｙｐｅ（１）（ｆｒｏｍ ３ＧＰＰ ＴＳ ４５．００５ Ｖ５．４．０ （２００２−０６））、Ｄｏｐｐｌｅｒ ｒａｔｅ（ドップラー周波数）＝５．５６Ｈｚ（３ｋｍ／ｈ＠２．０ＧＨｚ）、Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｒｅｃｅｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａｓ（受信アンテナ数）＝２、ＴＴＩ ｄｕｒａｔｉｏｎ（ＴＴＩ長）＝０．５ｍｓ、Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｂｌｏｃｋ Ｓｉｚｅ（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ＣＲＣ）（トランスポートブロックサイズ、ＣＲＣ含む）＝２８７６ｂｉｔｓ、Ｄａｔａ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ（データ多重法）＝Ｌｏｃａｌｉｚｅｄ ＦＤＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）である。
【０１５５】
パイロットブロックサイズをデータブロックサイズ（＝２４０）と同じ帯域に対応するサイズとした場合（ここでは、データブロックサイズの１／２＝１２０の場合）のブロック誤り率＝１０-1を満たすための所要Ｅｂ／Ｎｏは、図１９から約５．７ｄＢである。これに対し、パイロットブロックサイズが１１８，１１６，１１４，１１３の場合の劣化量は、それぞれ０．０５，０．３，０．９，１．５ｄＢとなる（但し、ブロック誤り率＝１０-1を満たすための所要Ｅｂ／Ｎｏを比較している）。
【０１５６】
したがって、本実施例では、パイロットブロックサイズとして素数（１１３）を選ぶ時と比較し、パイロットブロックサイズ＝１１８（上記のステップＳ６で選択した数Ｎｐ'）を選ぶことで劣化量を非常に小さく抑えることができ、かつ相互相関値特性も大きく損なうことはない。なお、上記と同様の効果は、パイロットブロックサイズをデータブロックサイズと同じ帯域の周辺の値（上記の例では、２４０周辺の値）とした場合にも得られる。
【０１５７】
このように、パイロットブロックサイズとして必ず素数長を選択する場合、非常に大きな特性劣化を受ける場合がある。それを避けるために、上記のように、本実施例ではデータと同じ帯域に対応するパイロットブロックサイズ（データブロックサイズと同じ、またはその１／２）と、それ以下で一番近い素数との間に、上記の所定値Ｒｄｉｆｆより大きい差がある場合、ある一定の大きさの素数Ｐｍｉｎ以上の素数を素因数に含む数で、差が所定値Ｒｄｉｆｆ以上となるような数をパイロットブロックサイズとして選択する。
【０１５８】
図２１及び図２２は本発明の第４実施例におけるデータブロックサイズに対するパイロットブロックサイズの例を示すテーブル図である。これらの図２１及び図２２においては、素数でない数が選択されている箇所に下線を付与している。
【０１５９】
図２１は所定値Ｒｄｉｆｆ＝４、ある一定の大きさの素数Ｐｍｉｎ＝１１の場合（Ｄａｔａ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ＝２：１の場合）のデータブロックサイズに対するパイロットブロックサイズの例を示している。この例において、データブロックサイズが１２，２４，３６，４８，６０，８４，９６，１０８，１２０，１４４，１６８，１８０，２０４，２１６，２２８，２６４，２７６，３００の場合、それぞれパイロットブロックサイズとして５，１１，１７，２３，２９，４１，４７，５３，５９，７１，８３，８９，１０１，１０７，１１３，１３１，１３７，１４９の素数が選択される。
【０１６０】
これに対して、データブロックサイズが７２，１３２，１５６，１９２，２４０，２５２，２８８の場合、それぞれパイロットブロックサイズとして一番近い素数との差が５以上となるため、ある一定の大きさの素数Ｐｍｉｎ＝１１以上の素因数を含む３３（＝１１×３），６６（＝１１×６），７８（＝１３×６），９５（＝１９×５），１１９（＝１７×７），１２３（＝４１×３），１４３（＝１３×１１）が選択される。
【０１６１】
図２２は所定値Ｒｄｉｆｆ＝３、ある一定の大きさの素数Ｐｍｉｎ＝１１の場合（Ｄａｔａ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ＝１：１の場合）のデータブロックサイズに対するパイロットブロックサイズの例を示している。この例において、データブロックサイズが１２，２４，４８，６０，７２，８４，１０８，１３２，１６８，１８０，１９２，２２８，２４０，２５２，２６４の場合、それぞれパイロットブロックサイズとして１１，２３，４７，５９，７１，８３，１０７，１３１，１６７，１７９，１９１，２２７，２３９，２５１，２６３の素数が選択される。
【０１６２】
これに対して、データブロックサイズが３６，９６，１２０，１４４，１５６，２０４，２１６，２７６，２８８，３００の場合、それぞれパイロットブロックサイズとして一番近い素数との差が４以上となるため、３３（＝１１×３），９５（＝１９×５），１１９（＝１７×７），１４３（＝１３×１１），１５５（＝３１×５），２０３（＝２９×７），２１５（＝１３×１１），２７５（＝１１×２５），２８７（＝４１×７），２９９（＝１３×２３）が選択される。
【０１６３】
これら図２１及び図２２に示す値は、周波数領域でのパイロット系列を保存するメモリ及び時間領域でのパイロット系列を保存するメモリに格納しても、また周波数領域パイロット系列を表す式からパイロット系列を計算する回路及び時間領域パイロット系列を表す式からパイロット系列を計算する回路で計算してもよい。
【０１６４】
このように、本実施例では、データブロックサイズが１２の倍数、パイロットブロックサイズが６または１２の倍数の場合でも、上記のように、パイロットブロックサイズを選択することで、本発明の第１実施例と同様の効果を得ることができる。
（第５実施例）
図２３は本発明の第５実施例の送信機の構成例を示すブロック図であり、図２４は本発明の第５実施例の受信機の構成例を示すブロック図である。
【０１６５】
第５実施例の送信機及び受信機の構成例は、図７及び図８に示した従来の送信機及び受信機の構成においてロールオフフィルタを除去し、時間領域でのパイロット系列を保存するメモリを設けたものである。
【０１６６】
図２３に示すように、第５実施例の送信機は、データ処理回路１ｂと、パイロット処理回路２ｃと、時分割多重回路３とを有する。データ処理回路１ｂは、図示せぬデータ符号化回路と、ＤＦＴ回路１１と、サブキャリアマッピング回路１３と、ＩＤＦＴ回路１４と、サイクリックプレフィックス付加回路１５とを備えている。パイロット処理回路２ｃは、時間領域でのパイロット系列を保存するメモリ２１ａと、ＤＦＴ回路２７と、サブキャリアマッピング回路２３と、ＩＤＦＴ回路２４と、サイクリックプレフィックス付加回路２５とを備えている。
【０１６７】
また、図２４に示すように、第５実施例の受信機は、サイクリックプレフィックス除去、データ・パイロット分離回路４と、データ処理回路５ａと、パイロット処理回路６ｃとを有する。データ処理回路５ａは、ＤＦＴ回路５１と、サブキャリアデマッピング回路５２と、周波数領域等化回路４と、ＩＤＦＴ回路５５と、復調回路５６とを備えている。パイロット処理回路６ｂは、ＤＦＴ回路６１と、サブキャリアデマッピング回路６２と、伝搬路推定回路６４と、周波数領域等化回路６５と、ＩＤＦＴ回路６８と、振幅推定回路６９と、時間領域でのパイロット系列を保存するメモリ７０とを備えている。
【０１６８】
なお、第５実施例では、時間領域でのパイロット系列を保存するメモリの代わりに、時間領域パイロット系列を表す式からパイロット系列を計算する回路を設けてもよい。また、第５実施例の送信機及び受信機の動作は、パイロット処理回路２ｃ，６ｃにＤＦＴ回路２７，６１を有する以外は、第１実施例の送信機及び受信機の動作と同様であるので、それらの動作の説明については省略する。
【０１６９】
本実施例では、ＤＦＴの計算量を少なくする必要がない場合の構成例を示し、ＤＦＴ後のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列は保持していてもよく、保持していなくてもよい。さらに、本実施例では、第４実施例によるパイロットブロックサイズの選択方法と同様の処理にてパイロットブロックサイズを選択しており、ＤＦＴの計算量を少なくするという効果以外は、上述した第４実施例と同様の効果がある。
【０１７０】
本実施例の送信機には、上記のほかに第４実施例で示したパイロットブロックサイズ選択装置を備えることもできる。また、本実施例の送信機には、図２１及び図２２に示すような、データブロックサイズとパイロットブロックサイズとの対応を表す表を保持するメモリを備えることもできる。さらに、パイロット信号は、リファレンス信号と呼ぶこともできる。
（第６実施例）
次に本発明の第６の実施例について説明する。
【０１７１】
ＥＵＴＲＡアップリンクのリファレンスシグナルとしては、下記の（７）、（８）式で表されるＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ（非特許文献１参照）シーケンスが想定されている。ここで、Ｌはシーケンス長である。
【０１７２】
【数７】
【０１７３】
【数８】
【０１７４】
リファレンスブロックサイズは、ショートブロックまたはロングブロックとして、６または１２の倍数とすることができる。Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長は、リファレンスブロックサイズにフィットするように選ばれる。Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長を選ぶ１つの方法は、リファレンスブロックサイズよりも短い長さ、またはリファレンスブロックサイズと等しい長さを選ぶことである。この場合、それぞれ図２５の（ａ）、（ｂ）に示すように、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンスそのもの、またはＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンスに、最初のＮ（＝リファレンスシグナルブロックサイズ−Ｌ）シンボルのサイクリックコピーを付加したものが使用される。
【０１７５】
もう１つの方法は、図２５の（ｃ）に示すように、リファレンスブロックサイズよりも長く、トランケート（Ｔｒｕｎｃａｔｅ）されたＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長を選ぶことである（非特許文献６：Ｒ１−０６３０５７、"ＥＵＴＲＡ ＳＣ−ＦＤＭＡ Ｕｐｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ／Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｄｅｓｉｇｎ" Ｍｏｔｏｒｏｌａ）。
【０１７６】
使用可能なシーケンスの数を最大にするためには、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長として素数を選ぶのが好ましい。しかし、必ず素数を選ぶという制限は厳しすぎる。なぜならば、１人のユーザに割り当てられるリソースブロックの数が大きくなった場合、リファレンスブロックサイズとＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長との差が大きくなることがあるからである。一例は、リファレンスブロックサイズが１２０に等しい場合である。１２０前後の最も近い素数は、それぞれ１１３及び１２７である。１１３の場合、使用可能なシーケンスの数は１１２であり、クロスコリレーション（ｃｒｏｓｓ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ：相互相関）は１／√１１３以下である。１２７の場合、使用可能なシーケンスの数は１２６であり、クロスコリレーション（相互相関）は１／√１２７以下である。しかし、リファレンスブロックサイズとＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長との差が７になる。この差が大きくなると、図２５の（ａ）の場合はチャネルエスティメーション（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ：伝搬路推定精度）が劣化し、図２５の（ｂ）及び（ｃ）の場合は、オートコリレーション（Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ：自己相関）特性やクロスコリレーション（相互相関）特性が劣化し、またはＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ピーク対平均電力比）が増加する。したがって、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長を決定するためのより良いクライテリア（Ｃｒｉｔｅｒｉａ：規準）が望まれる。
【０１７７】
リファレンスブロック長とＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長との差を小さくするために、以下のクライテリアを提案する。このクライテリアは、使用可能で、クロスコリレーション（相互相関）特性が良好なリファレンスシーケンスの数を多く保つことができるシーケンス長を選ぶためのものである。
【０１７８】
オプション１．大きな最大素因数を含む数を選ぶ。
【０１７９】
オプション２．大きな最大素因数を含み、かつ素因数の数が少ない数を選ぶ。
【０１８０】
これらのクライテリアを使う根拠は以下の通りである。
【０１８１】
シーケンスＣk（ｎ）とシーケンスＣk'（ｎ）との間のクロスコリレーション（相互相関）は、下記の（９）式のように表される。
【０１８２】
【数９】
【０１８３】
（ｋ−ｋ'）とＬとの間の最大公約数（ｇｒｅａｔｅｓｔ ｃｏｍｍｏｎ ｄｉｖｉｓｏｒ）ｇが小さくなると、クロスコリレーション（相互相関）特性がよくなる。
【０１８４】
ここで、Ｌの最大素因数をＬiとすると、ｋ及びｋ'がＬiよりも小さい場合、ｇはＬiよりも小さくなる。これは、クロスコリレーション（相互相関）が１／√Ｌi以下となるシーケンスの数が増えることを意味する。これが、オプション１の根拠である。しかし、ｋ及びｋ'がＬiよりも小さい場合、素因数の数が増えるにつれて、使用可能なシーケンスの数が減ることに注意されたい。
【０１８５】
ここで、リファレンスブロックサイズが１２０の場合を考える。例えば、１１８（５９×２）は素数ではないが、大きな素因数５９を含む。この場合、使用可能なシーケンスのｋ及びｋ'は、下記の（１０）式で示すようになる。
【０１８６】
ｋ，ｋ'＝｛１，３，５，７，９，１１，１３，１５，１７，１９，５７，６１，・・・，１１５，１１７｝ ・・・（１０）
ｋ及びｋ'は、Ｌに対して互いに素（ｒｅｌａｔｉｖｅｌｙ ｐｒｉｍｅ）である必要があるため、２または５９の倍数を除いている。そして、使用可能なコードの数は５７となっている。この場合、全てのｋ及ｋ'が奇数であり、ｋ−ｋ'が常に偶数であるため、全てのシーケンスにおいてクロスコリレーション（相互相関）は１／√５９以下となる。
【０１８７】
この例では、使用可能で、クロスコリレーション（相互相関）特性が良好なシーケンスの数を多く保ちつつ、リファレンスシグナルブロックサイズとＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長との差を７から２に減らしている。
【０１８８】
上記例では、全ての使用可能なシーケンスが、良いクロスコリレーション（相互相関）特性を有する。ｋ及びｋ'が最大素因数よりも小さい場合、これは常に真である。しかし、最大素因数よりも大きなｋ及びｋ'については、常に真ではない。ここで、１７７（＝５９×３）について考える。この場合、使用可能なシーケンスのｋ及びｋ'は、下記の（１１）式で示すようになる。
【０１８９】
ｋ，ｋ'＝｛１，２，４，５，７，８，１０，１１，１３，１４，５８，６１，６２，６４，・・・，１７５，１７６｝・・・（１１）
５９よりも小さいｋ及びｋ'については、ｋ−ｋ'が５９に対して互いに素（ｒｅｌａｔｉｖｅｌｙ ｐｒｉｍｅ）であるため、クロスコリレーション（相互相関）は１／√５９以下となる。５９よりも大きいｋ及びｋ'については、全てのシーケンスがこの状況を満たすわけではない。例えば、３が使用可能なｋ及びｋ'から除かれているため、６２はこの状況を満たす。しかし、（６１−２）及び（６４−５）が５９となるため、６１及び６４は上記の状況を満たさない。
【０１９０】
様々なリファレンスブロックサイズに対して、クロスコリレーション（相互相関）特性の良い全てのシーケンスを探すことも可能である。しかし、素因数の数が増えると、状況は複雑になる。
【０１９１】
よりシンプルな方法はクライテリアとしてオプション２を使用することである。少なくとも、最大素因数よりも小さいｋ及びｋ'については、良好なクロスコリレーション（相互相関）特性（≦１／√Ｌi）が得られる。さらに、素因数の数が減るにつれて、最大素因数よりも小さく、使用可能なｋ及びｋ'の数が増える。
【０１９２】
第６実施例では、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長を決定するためのクライテリアを提案した。また、提案したクライテリアが、使用可能で、クロスコリレーション（相互相関）特性が良好なシーケンスの数を多く保ちつつ、リファレンスシグナルブロックサイズとＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス長との差を小さくすることができることを示した。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ信号と、パイロット信号とを送信する送信機と、
前記パイロット信号を基に前記データ信号を復調する受信機と、
を有し、
前記送信機は、前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する無線通信システム。
【請求項２】
前記Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の系列長は、前記予め定められた系列長よりも小さい素数のうち最大の素数とする請求項１記載の無線通信システム。
【請求項３】
データ信号と、パイロット信号とを送信する送信回路と、
前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する処理回路と、
を有する送信機。
【請求項４】
前記Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の系列長は、前記予め定められた系列長よりも小さい素数のうち最大の素数とする請求項３記載の送信機。
【請求項５】
無線通信システムの送信機における通信制御方法であって、
データ信号と、パイロット信号とを送信し、
前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する通信制御方法。
【請求項６】
前記Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の系列長は、前記予め定められた系列長よりも小さい素数のうち最大の素数とする請求項５記載の通信制御方法。
【請求項１】
データ信号と、パイロット信号とを送信する送信機と、
前記パイロット信号を基に前記データ信号を復調する受信機と、
を有し、
前記送信機は、前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する無線通信システム。
【請求項２】
前記Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の系列長は、前記予め定められた系列長よりも小さい素数のうち最大の素数とする請求項１記載の無線通信システム。
【請求項３】
データ信号と、パイロット信号とを送信する送信回路と、
前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する処理回路と、
を有する送信機。
【請求項４】
前記Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の系列長は、前記予め定められた系列長よりも小さい素数のうち最大の素数とする請求項３記載の送信機。
【請求項５】
無線通信システムの送信機における通信制御方法であって、
データ信号と、パイロット信号とを送信し、
前記パイロット信号を、予め定められた系列長よりも小さい素数を系列長とするＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を含む信号を逆離散フーリエ変換することにより算出する通信制御方法。
【請求項６】
前記Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の系列長は、前記予め定められた系列長よりも小さい素数のうち最大の素数とする請求項５記載の通信制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【公開番号】特開２０１３−２１７２０（Ｐ２０１３−２１７２０Ａ）
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−２２７８６０（Ｐ２０１２−２２７８６０）
【出願日】平成２４年１０月１５日（２０１２．１０．１５）
【分割の表示】特願２０１０−２８３１２０（Ｐ２０１０−２８３１２０）の分割
【原出願日】平成１９年２月７日（２００７．２．７）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年１０月１５日（２０１２．１０．１５）
【分割の表示】特願２０１０−２８３１２０（Ｐ２０１０−２８３１２０）の分割
【原出願日】平成１９年２月７日（２００７．２．７）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
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