生体インピーダンス測定装置
【課題】消費電力を抑えつつ、生体のインピーダンスの平均値および生体のインピーダンスの変化量を高い精度で検出することができる生体インピーダンス測定装置を提供する。
【解決手段】インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳは、所定の電流に基づく検査電流を生体ＯＲＧに流して、生体ＯＲＧのインピーダンスに対応する検査電圧を取得する。アンプ部ＡＭＰＢは、補正電圧を基準に検査電圧を増幅する。ＡＤ変換装置ＡＤＣは、アンプ部ＡＭＰＢの出力をＡＤ変換する。制御装置ＣＰＵは、ＡＤ変換装置ＡＤＣのＡＤ変換結果に基づいて、アンプ部ＡＭＰＢの出力がＡＤ変換装置ＡＤＣの入力ダイナミックレンジ内に納まるように検査電流および補正電圧を制御し、所定の電流、補正電圧、およびＡＤ変換結果に基づいて生体ＯＲＧのインピーダンスの平均値および生体ＯＲＧのインピーダンスの変化量を計算する。
【解決手段】インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳは、所定の電流に基づく検査電流を生体ＯＲＧに流して、生体ＯＲＧのインピーダンスに対応する検査電圧を取得する。アンプ部ＡＭＰＢは、補正電圧を基準に検査電圧を増幅する。ＡＤ変換装置ＡＤＣは、アンプ部ＡＭＰＢの出力をＡＤ変換する。制御装置ＣＰＵは、ＡＤ変換装置ＡＤＣのＡＤ変換結果に基づいて、アンプ部ＡＭＰＢの出力がＡＤ変換装置ＡＤＣの入力ダイナミックレンジ内に納まるように検査電流および補正電圧を制御し、所定の電流、補正電圧、およびＡＤ変換結果に基づいて生体ＯＲＧのインピーダンスの平均値および生体ＯＲＧのインピーダンスの変化量を計算する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、植込み型医療機器に搭載可能な生体インピーダンス測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
生体の心拍出量および肺動脈楔入圧を精度よく算出する方法として、特許文献１に開示された方法が知られている。図１１は、特許文献１に開示された心拍出量モニタシステムの構成を示している。以下、図１１を用いて、この心拍出量モニタシステムの動作の概略を説明する。なお、特許文献１に開示された構成に対して、以下の説明の都合上の変更を施した構成が図１１に示されている。
【０００３】
心拍出量モニタシステムは、心臓に交流電流を印加することにより得られるインピーダンス信号を用いて、心拍出量および肺動脈楔入圧を算出する。抽出部１１は、受信部１０で受信されたインピーダンス信号に基づいて、最小インピーダンス信号Ｚｍｉｎと、最大インピーダンス信号Ｚｍａｘと、インピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎとを抽出する。
【０００４】
固形組織由来インピーダンス推定部１２は、肺循環に高張食塩水を注入した後の所定時間内に得られたインピーダンス信号の一心周期内の最大値と最小値とからなる複数心周期のデータセットに基づいて、固形組織由来インピーダンスＺｓを推定する。心拍出量算出部１３は、以下の（Ａ）式を用いて、心拍出量を精度よく算出している。
ＣＯ＝ｋ・（１／（Ｚｍｉｎ−Ｚｓ）−１／（Ｚｍａｘ−Ｚｓ））・ＨＲ （Ａ）
ここで、ＣＯ：心拍出量、ｋ：補正係数、ＨＲ：心拍数である。
【０００５】
肺動脈楔入圧算出部１４は、以下の（Ｂ）式を用いて、肺動脈楔入圧を精度よく算出している。
ＰＡＷＰ＝Ａ×Ｃ／（Ｚｍｅａｎ−Ｚｓ）−ＣＯ×Ｂ （Ｂ）
ここで、ＰＡＷＰ：肺動脈楔入圧、Ａ、Ｂ、Ｃ：補正係数である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−１６８１２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
一般に、心臓のインピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎの値は５００Ω程度であることが知られており、最小インピーダンス信号Ｚｍｉｎの値は５００Ω−５Ω程度、最大インピーダンス信号Ｚｍａｘの値は５００Ω＋５Ω程度であることが知られている。即ち、インピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎに対する最小インピーダンス信号Ｚｍｉｎまたは最大インピーダンス信号Ｚｍａｘのばらつきは、心臓のインピーダンス平均値信号に対して±１％程度である。
【０００８】
上記の（Ａ）式、（Ｂ）式に記載された計算を行うために心臓のインピーダンス信号に相当する電圧をＡＤ変換装置で取り込もうとした場合、拍出に伴う心臓のインピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎ、最小インピーダンス信号Ｚｍｉｎ、最大インピーダンス信号Ｚｍａｘの差分であるインピーダンス変化信号Ｚａｃを検出するためには、ＡＤ変換装置に高い有効ビット数が求められる。この様子を図１２に示す。なお、図中のインピーダンス平均電圧Ｖｍｅａｎ、インピーダンス変化電圧Ｖａｃ、インピーダンス最大電圧Ｖｍａｘ、インピーダンス最少電圧Ｖｍｉｎは夫々、インピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎ、インピーダンス変化信号Ｚａｃ、最大インピーダンス信号Ｚｍａｘ、最小インピーダンス信号Ｚｍｉｎに対応する電圧信号である。また、１ＬＳＢはＡＤ変換装置の最少分解能である。
【０００９】
以下の（Ｃ）式はＡＤ変換装置の消費電力Ｐｄを表す関係式である。ここで、ｆｃ:サンプリング周波数、ＥＮＯＢ：有効ビット数である。（Ｃ）式は、ＡＤ変換装置の消費電力Ｐｄがサンプリング周波数ｆｃと２ＥＮＯＢの積に比例することを示している。
【００１０】
【数１】
【００１１】
（Ｃ）式からもわかるように、高い有効ビット数を有するＡＤ変換装置では大きな消費電力が必要となる。これは、ＡＤ変換装置を搭載する心拍出量モニタシステムにおいても大きな消費電力が必要となることを意味し、心拍出量モニタシステムを搭載する植込み型医療機器の植込み可能期間を短くしてしまうという課題がある。
【００１２】
本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであって、消費電力を抑えつつ、生体のインピーダンスの平均値および生体のインピーダンスの変化量を高い精度で検出することができる生体インピーダンス測定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、所定の電流に基づく検査電流を生体に流して、前記生体のインピーダンスに対応する検査電圧を取得するインピーダンス測定部と、補正電圧を基準に前記検査電圧を増幅するアンプ部と、前記アンプ部の出力をＡＤ変換するＡＤ変換装置と、前記ＡＤ変換装置のＡＤ変換結果に基づいて、前記アンプ部の出力が前記ＡＤ変換装置の入力ダイナミックレンジ内に納まるように前記検査電流および前記補正電圧を制御し、前記所定の電流、前記補正電圧、および前記ＡＤ変換結果に基づいて前記生体のインピーダンスの平均値および前記生体のインピーダンスの変化量を計算する制御装置と、を有する生体インピーダンス測定装置である。
【００１４】
また、本発明の生体インピーダンス測定装置において、前記アンプ部は、ローパスフィルタを有する。
【００１５】
また、本発明の生体インピーダンス測定装置において、前記インピーダンス測定部は、前記所定の電流を、生体インピーダンスの変化周波数よりも高い変調周波数を有する変調信号で変調し、前記検査電流を生成する変調回路と、前記検査電流を生体に印加して得られる測定電圧を復調し、前記検査電圧を生成する復調回路と、を有し、前記ローパスフィルタは、前記変調回路の変調周波数の２倍よりも小さく、前記生体インピーダンスの変化周波数よりも高い周波数に設定されたカットオフ周波数を有する。
【００１６】
また、本発明の生体インピーダンス測定装置において、前記アンプ部は、第１の非反転入力端子、第１の反転入力端子、および第１の出力端子を備え、前記第１の非反転入力端子に前記検査電圧が入力され、前記第１の反転入力端子と前記第１の出力端子が接続された第１の演算増幅器と、第２の非反転入力端子、第２の反転入力端子、および第２の出力端子を備え、前記第２の非反転入力端子に前記補正電圧が入力される第２の演算増幅器と、第１の端子および第２の端子を備え、前記第１の端子が前記第１の演算増幅器の前記第１の出力端子に接続され、前記第２の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続された入力抵抗と、第３の端子および第４の端子を備え、前記第３の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続され、前記第４の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の出力端子に接続された帰還抵抗と、第５の端子および第６の端子を備え、前記第５の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続され、前記第６の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の出力端子に接続された帰還容量と、を有する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、ＡＤ変換装置のＡＤ変換結果に基づいて、アンプ部の出力がＡＤ変換装置の入力ダイナミックレンジ内に納まるように検査電流および補正電圧を制御することによって、生体のインピーダンス変化量に対応する電圧を高いゲインで増幅することができる。したがって、有効ビット数が少ないＡＤ変換装置を使用しても十分な分解能で生体のインピーダンス変化量に対応する電圧を取得することが可能となり、消費電力を抑えつつ、生体のインピーダンスの平均値および生体のインピーダンスの変化量を高い精度で検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施形態に係る生体インピーダンス測定装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るインピーダンス測定部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るインピーダンス測定部中の主要信号の波形および周波数成分を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態に係るインピーダンス測定部が有する定電流生成部の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の一実施形態に係るインピーダンス測定部が有する変調回路の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の一実施形態に係るインピーダンス測定部が有する復調回路の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の一実施形態に係るアンプ部の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の一実施形態に係る生体インピーダンス測定装置で取得される心臓のインピーダンスに係る信号の変化を示すタイミングチャートである。
【図９】本発明の一実施形態に係る制御装置の動作の手順を示すフローチャートである。
【図１０】図９の各ステップにおけるインピーダンス変動電圧の変化を示すタイミングチャートである。
【図１１】従来の心拍出量モニタシステムの構成を示すブロック図である。
【図１２】従来の心拍出量モニタシステムで取得される心臓のインピーダンスに係る信号の変化を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面を参照し、本発明の実施形態を説明する。
【００２０】
＜生体インピーダンス測定装置＞
図１は、本発明の一実施形態に係る生体インピーダンス測定装置の構成を示している。図１に示す生体インピーダンス測定装置ＢＺ＿ＭＥＡＳは、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳと、アンプ部ＡＭＰＢと、ＡＤ変換装置ＡＤＣと、制御装置ＣＰＵと、で構成されている。
【００２１】
インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳは、測定対象の生体ＯＲＧに対して検査電流Ｉｃを印加するための第１リード線と、生体ＯＲＧに生じた検査電圧Ｖｃを検出するための第２リード線とに接続されている。インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳには、検査電流Ｉｃの大きさを制御するための振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧが入力されている。また、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳはアンプ部ＡＭＰＢにも接続されている。インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳは、定電流を変調した検査電流Ｉｃを生体ＯＲＧに流して、生体ＯＲＧに生じた検査電圧Ｖｃを取得し、生体ＯＲＧのインピーダンスに応じた電圧信号である復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖをアンプ部ＡＭＰＢに出力する。
【００２２】
アンプ部ＡＭＰＢは、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳと、ＡＤ変換装置ＡＤＣと、制御装置ＣＰＵと、に接続されており、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳから入力された復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖを、補正電圧Ｖｃｏｍｐを基準に所定の倍率で増幅し、生体ＯＲＧのインピーダンスの変動に応じたインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣをＡＤ変換装置ＡＤＣに出力する。
【００２３】
ＡＤ変換装置ＡＤＣは、アンプ部ＡＭＰＢと、制御装置ＣＰＵと、に接続されており、アンプ部ＡＭＰＢから入力されるインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣをアナログからデジタルにＡＤ変換し、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬを制御装置ＣＰＵに出力する。
【００２４】
制御装置ＣＰＵは、アンプ部ＡＭＰＢと、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳと、ＡＤ変換装置ＡＤＣと、に接続されている。制御装置ＣＰＵは、検査電流Ｉｃの大きさを制御するための振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧをインピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳに出力する。また、制御装置ＣＰＵは、ＡＤ変換装置ＡＤＣから入力されたＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬに応じて、アンプ部ＡＭＰＢに出力する補正電圧Ｖｃｏｍｐおよび振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧを調整すると同時に、振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧと、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬと、補正電圧ＶＣＯＭＰと、の値を用いて、生体のインピーダンス平均信号Ｚｍｅａｎおよびインピーダンス変化信号Ｚａｃの値を計算する。
【００２５】
＜インピーダンス測定部＞
以下、図２、図３、図４、図５、図６を用いてインピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳの動作をより詳細に説明する。図２はインピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳの構成を示している。図３は、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳ中の主要信号の波形および周波数成分を示している。図３の（ａ−１）、（ｂ−１）、（ｃ−１）、（ｄ−１）、（ｅ−１）、（ｆ−１）は、後述する主要信号の波形を表し、横軸は時間、縦軸は信号の振幅を表す。また、図３の（ａ−２）、（ｂ−２）、（ｃ−２）、（ｄ−２）、（ｅ−２）、（ｆ−２）は、後述する主要信号の周波数成分を表し、横軸は周波数、縦軸はスペクトル強度を表す。図４は、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳが有する定電流生成部の構成を示している。図５は、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳが有する変調回路の構成を示している。図６は、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳが有する復調回路の構成を示している。
【００２６】
以下、基本的には図２を用いてインピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳの動作を説明するが、必要に応じて図３、図４、図５、図６を引用する。図２に記載の通り、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳは、定電流生成部Ｉ＿ＳＵＰと、変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲと、変調信号生成部ＭＯＤ＿ＳＵＰと、復調回路ＤＥＭＯＤ＿ＣＩＲ＿Ｉと、で構成されている。
【００２７】
定電流生成部Ｉ＿ＳＵＰは、制御装置ＣＰＵと、変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲと、に接続されており、制御装置ＣＰＵから入力される振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧに応じた定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔを変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲに出力する。定電流生成部Ｉ＿ＳＵＰは具体的には、図４に示すように、演算増幅器Ｍ１と、抵抗器Ｒ１と、ＮＭＯＳトランジスタＱ１と、を有する定電流回路で構成されており、以下の（１）式で表される定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔを出力する。ただし、ＶＤＤは定電流生成部Ｉ＿ＳＵＰに供給されている電源電圧であり、ＶＡＭＰ＿ＳＩＧは振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧの電圧であり、Ｒ＿ｃｏｎｓｔは抵抗器Ｒ１の抵抗値である。
Ｉ＿ｃｏｎｓｔ＝（ＶＤＤ−ＶＡＭＰ＿ＳＩＧ）／Ｒ＿ｃｏｎｓｔ （１）
【００２８】
なお、定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔの波形は図３（ａ−１）に示す通りであり、定電流Ｉｃｏｎｓｔは、時間に拠らず一定の値を示す。また、定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔの周波数成分は図３（ａ−２）に示す通りである。定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔは時間に拠らず一定なため、周波数０にスペクトルのピークを有する。
【００２９】
変調信号生成部ＭＯＤ＿ＳＵＰは変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲに接続されており、測定対象となる生体インピーダンスの変化周波数ｆｏｒｇよりも高い変調周波数ｆｍｏｄで信号レベルがハイレベル（以下「Ｈ」と記載）とローレベル（以下「Ｌ」と記載）で切り替わる矩形波である変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧを生成し、変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲと復調回路ＤＥＭＯＤ＿ＣＩＦ＿Ｉに出力する。なお、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧの波形は図３（ｂ−１）に示す通りである。変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧは、周期１／ｆｍｏｄで「Ｈ」と「Ｌ」が切り替わる。変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧのスペクトルは図３（ｂ−２）に示す通り、変調周波数ｆｍｏｄにピークを有する。
【００３０】
矩形波である変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧをｆ（ｔ）とおいた場合、そのフーリエ展開は以下の（２）式で表される。
ｆ（ｔ）＝（VDD/2）・{sin(２π・ｆmod・ｔ)+ （1/３）・sin(３・２π・ｆmod・ｔ)+ （1/５）・sin(５・２π・ｆmod・ｔ)+・・・} （２）
【００３１】
説明を簡略にするため、図３（ｂ−２）には、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧを構成する基本波sin(２π・ｆmod・ｔ)のスペクトル成分のみを記載している。生体インピーダンス測定装置ＢＺ＿ＭＥＡＳの動作原理を説明するためには基本波成分のみの議論で十分なため、以降でも基本波の成分のみを考察する。
【００３２】
変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲは、定電流生成部Ｉ＿ＳＵＰと、変調信号生成部ＭＯＤ＿ＳＵＰと、生体ＯＲＧと、に接続されており、定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔと変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧとを掛け合わせた信号を検査電流Ｉｃとして生体ＯＲＧに出力する。変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲは具体的には、図５に示すアナログスイッチＱ２で構成されており、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧが「Ｈ」の場合にオンし、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧが「Ｌ」の場合にオフする。なお、検査電流Ｉｃの波形は図３（ｃ−１）に示すような矩形波であり、検査電流Ｉｃのスペクトルは図３（ｃ−２）に示す通り、変調周波数ｆｍｏｄにピークを有する。検査電流Ｉｃの基本周波数成分は以下の（３）式で表される。
Ｉ＿ｃｏｎｓｔ×sin(２π・ｆmod・ｔ) （３）
【００３３】
検査電流Ｉｃを生体ＯＲＧに印加することにより、以下の（４）式で与えられる検査電圧Ｖｃが発生する。ただし、Ｚｃは生体ＯＲＧのインピーダンスであり、αは生体インピーダンスが純粋な抵抗成分でない場合に生じる位相ずれである。生体の有する容量成分やインダクタンス成分が抵抗成分に比べて十分に小さい場合、αは無視することができる。なお、検査電圧Ｖｃの波形は図３（ｄ−１）に示す通りである。検査電圧Ｖｃのスペクトルは図３（ｄ−２）に示す通り、変調周波数ｆｍｏｄにピークを有する。
Ｖｃ＝Ｉ＿ｃｏｎｓｔ×|Ｚｃ|×sin(２π・ｆmod・ｔ＋α) （４）
【００３４】
復調回路ＤＥＭＯＤ＿ＣＩＲ＿Iは、生体ＯＲＧと、変調信号生成部ＭＯＤ＿ＳＵＰと、アンプ部ＡＭＰＢと、に接続されており、検査電圧Ｖｃと変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧとを掛け合わせた信号を復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖとしてアンプ部ＡＭＰＢに出力する。復調回路DEＭＯＤ＿ＣＩＲ＿Iは具体的には、図６に示すアナログスイッチＱ３で構成されており、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧが「Ｈ」の場合にオンし、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧが「Ｌ」の場合にオフする。
【００３５】
復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖの基本周波数成分は以下の（５）式で与えられる。
Ｉ＿ｃｏｎｓｔ×Ｚｃ×sin(２π・ｆmod・ｔ+α)×sin２π・ｆmod・ｔ
=(1/2)×Ｉ＿ｃｏｎｓｔ×｜Ｚｃ｜｛cos(-α)-cos(４π・ｆmod・ｔ)｝ （５）
【００３６】
なお、復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖの波形は図３（ｅ−１）に示す通りであり、周波数成分は図３（ｅ−２）に示す通りである。（５）式および図３（ｅ−２）からわかるとおり、生体ＯＲＧで発生した電圧信号に基づく復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖは、cos(-α)の項で表わされるＤＣ成分と、-cos(４π・ｆmod・ｔ)の項で表わされる、変調周波数ｆｍｏｄの２倍に変調された周波数の成分とを有する。
【００３７】
＜アンプ部＞
以下、図７を用いてアンプ部ＡＭＰＢについて説明する。アンプ部ＡＭＰＢは、第１の演算増幅器ＡＭＰ１と、第２の演算増幅器ＡＭＰ２と、入力抵抗Ｒｉｎと、帰還抵抗Ｒｆと、帰還容量Ｃｆと、で構成されている。
【００３８】
第１の演算増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子には復調信号ＤＥＭＯＤ＿Ｖが入力され、第１の演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子と出力端子が接続されている。第２の演算増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子には補正電圧Ｖｃｏｍｐが入力され、第２の演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子からインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣが出力される。入力抵抗Ｒｉｎの第１端子は第１の演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子に接続され、入力抵抗Ｒｉｎの第２端子は第２の演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子に接続されている。
【００３９】
帰還抵抗Ｒｆの第１端子は第２の演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子に接続され、帰還抵抗Ｒｆの第２端子は第２の演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子に接続されている。帰還容量Ｃｆの第１端子は第２の演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子に接続され、帰還容量Ｃｆの第２端子は第２の演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子に接続されている。
【００４０】
第１の演算増幅器ＡＭＰ１はボルテージフォロアとして動作し、比較的高いインピーダンスを有する復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖをバッファして、入力抵抗Ｒｉｎの第１端子に出力する。また、第２の演算増幅器ＡＭＰ２と、入力抵抗Ｒｉｎと、帰還抵抗Ｒｆと、帰還容量Ｃｆと、は、反転増幅機能を有するローパスフィルタとして動作し、カットオフ周波数ｆＬＰＦは以下の（６）式で与えられる。
【００４１】
【数２】
【００４２】
カットオフ周波数ｆＬＰＦは、変調周波数ｆｍｏｄの基本周波数の２倍よりも小さく、生体インピーダンスの変化周波数ｆＯＲＧよりも大きな値に設定されている。このため、上記のローパスフィルタとしての動作により、（５）式における-cos(４π・ｆmod・ｔ)の項で表わされる高周波成分が取り除かれる。したがって、アンプ部ＡＭＰＢで増幅される信号は、（５）式の (1/2)×Ｉ＿ｃｏｎｓｔ×｜Ｚｃ｜｛cos(-α)｝の成分となる。この波形を図３（ｆ−１）に示す。なお、この波形は、変調周波数ｆｍｏｄの変化時間に対応したスケールで描かれており、変調周波数ｆｍｏｄに基づく周期よりも長い周期で変動するインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣが時間に応じて変化しないように描かれている。実際のインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣは、図８に示すように、生体インピーダンスの変化周波数ｆＯＲＧでゆるやかに変動している。図３（ｆ−２）のインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣのスペクトルが示すように、アンプ部ＡＭＰＢから出力される信号の周波数成分は、ローパスフィルタで高周波成分が取り除かれるため、略ＤＣ成分にのみピークを有する。
【００４３】
また、アンプ部ＡＭＰＢは、以下の（７）式が示す特性で信号を増幅する。ただし、Ｖｏｕｔ：第２の演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子から出力される電圧、Ｖｉｎ：入力抵抗Ｒｉｎの第１端子に入力される電圧、Ｖｃｏｍｐ：第２の演算増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子に入力される電圧である。
【００４４】
【数３】
【００４５】
ここで、Ｖｉｎ＝Ｖｍｅａｎ＋Ｖａｃとおくと、（７）式は（８）式のように変形される。
【００４６】
【数４】
【００４７】
ここで、時間的に変化しない成分を（９）式で示す平均電圧Ｖａｖｅとすると、（１０）式が得られる。
【００４８】
【数５】
【００４９】
【数６】
【００５０】
後で詳細を説明する通り、制御装置ＣＰＵは、平均電圧ＶａｖｅがＡＤ変換装置ＡＤＣの入力電圧範囲内（入力ダイナミックレンジ内）に納まるように補正電圧Ｖｃｏｍｐを調整する。したがって、インピーダンス平均電圧Ｖｍｅａｎがどのような値であっても、補正電圧Ｖｃｏｍｐを調整することにより、アンプ部ＡＭＰＢは、平均電圧Ｖａｖｅを中心としてインピーダンス変化電圧Ｖａｃのみを−（Ｒｆ／Ｒｉｎ）倍することができる。
【００５１】
即ち、制御装置ＣＰＵは、（９）式に示す補正電圧Ｖｃｏｍｐを生成することにより、ＡＤ変換装置ＡＤＣの入力電圧範囲内でありながら、インピーダンス変化電圧Ｖａｃを高ゲインで増幅することができる。このため、ＡＤ変換装置ＡＤＣの分解能を低くしても、生体インピーダンスの変化に対応する電圧信号の変化を高い分解能で測定することができる。
【００５２】
＜制御装置＞
以下、制御装置ＣＰＵが補正電圧Ｖｃｏｍｐを調整する動作について、図９および図１０を用いて説明する。図９は、制御装置ＣＰＵが行う基準電圧調整の手順を示している。また、図１０は、図９に示した各ステップにおけるインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣの波形を示している。
【００５３】
（ステップＳ１）
生体インピーダンス測定装置ＢＺ＿ＭＥＡＳが生体ＯＲＧに接続されて動作を開始すると、制御装置ＣＰＵは、一般的な患者の生体のインピーダンス平均電圧Ｖｍｅａｎおよびインピーダンス変化電圧Ｖａｃを検出するのに最適な補正電圧Ｖｃｏｍｐと振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧを出力する。この動作が終わると、処理はステップＳ２に進む。
【００５４】
（ステップＳ２）
制御装置ＣＰＵは、所定の時間（生体のインピーダンス変化の１周期以上の時間）にわたるＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬを取り込み、制御装置ＣＰＵ内部のメモリに保持する。この動作が終わると、処理はステップＳ３に進む。
【００５５】
（ステップＳ３）
制御装置ＣＰＵは、メモリに保持されたＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換装置ＡＤＣにおけるＡＤ変換可能電圧の上限値ＡＤＣ＿ＭＡＸに達しているか否かを判定する。もし、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換可能電圧の上限値ＡＤＣ＿ＭＡＸに達している場合（例えば図１０（ａ）の波形Ｌ１が得られた場合）には処理がステップＳ４に進み、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換可能電圧の上限値ＡＤＣ＿ＭＡＸに達していない場合（例えば図１０（ａ）の波形Ｌ２が得られた場合）には処理がステップＳ５に進む。
【００５６】
（ステップＳ４）
制御装置ＣＰＵは、アンプ部ＡＭＰＢに印加する補正電圧Ｖｃｏｍｐを現在の電圧に対して所定の割合だけ減少させる。この制御が行われることにより、例えば図１０（ａ）の波形Ｌ１が波形Ｌ２に変化し、変動の中心電圧が低下する。この動作が終わると、処理はステップＳ２に移行する。
【００５７】
（ステップＳ５）
制御装置ＣＰＵは、メモリに保持されたＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換装置ＡＤＣにおけるＡＤ変換可能電圧の下限値ＡＤＣ＿ＭＩＮに達しているか否かを判定する。もし、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換可能電圧の下限値ＡＤＣ＿ＭＩＮに達している場合（例えば図１０（ｂ）の波形Ｌ３が得られた場合）には処理がステップＳ６に進み、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換可能電圧の下限値ＡＤＣ＿ＭＩＮに達していない場合（例えば図１０（ｂ）の波形Ｌ４が得られた場合）には処理がステップＳ７に進む。
【００５８】
（ステップＳ６）
制御装置ＣＰＵは、振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧを増加させることにより、定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔを現在の電流に対して所定の割合だけ減少させる。この制御が行われることにより、図１０（ｂ）の波形Ｌ３が波形Ｌ４に変化し、信号の振幅が減少する。この動作が終わると、処理がステップＳ２に移行する。
【００５９】
（ステップＳ７）
制御装置ＣＰＵは、メモリに保持されたＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値が十分な振幅を有するか否かを判定する。もし、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値が数ＬＳＢ程度しか変化せず、インピーダンス変化電圧Ｖａｃを十分な分解能でＡＤ変換できない場合（例えば図１０（ｃ）の波形Ｌ５が得られた場合）には処理がステップＳ８に進む。ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値の変化が十分に大きく、インピーダンス変化電圧Ｖａｃを十分な分解能でＡＤ変換できる場合（例えば図１０（ｃ）の波形Ｌ６が得られた場合）には本制御シーケンスは終了する。
【００６０】
（ステップＳ８）
制御装置ＣＰＵは、振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧを減少させることにより、定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔを現在の電流に対して所定の割合だけ増加させる。この制御が行われることにより、図１０（ｃ）の波形Ｌ５が波形Ｌ６に変化し、信号の振幅が増加する。この動作が終わると、処理はステップＳ２に移行する。
【００６１】
以上のようなシーケンスにより、生体インピーダンスの変化成分が十分な振幅をもちつつ、その振幅をＡＤ変換装置ＡＤＣの入力電圧範囲内（ダイナミックレンジ内）に収めることができる。
【００６２】
以下、制御装置ＣＰＵにおけるインピーダンス値の計算方法について説明する。制御装置ＣＰＵは、補正電圧Ｖｃｏｍｐと、平均電圧Ｖａｖｅと、振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧと、からインピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎとインピーダンス変化信号Ｚａｃを計算する。（９）式を変形すると、インピーダンス平均電圧Ｖｍｅａｎは以下の（１１）式で与えられる。
【００６３】
【数７】
【００６４】
したがって、オームの法則から、インピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎは以下の（１２）式で求められる。
Ｚｍｅａｎ＝Ｖｍｅａｎ／Ｉｃｏｎｓｔ （１２）
【００６５】
また、（１２）式に（１）式を代入することにより、以下の（１３）式が求まる。
Ｚｍｅａｎ＝Ｖｍｅａｎ／｛（ＶＤＤ−ＡＭＰ＿ＳＩＧ）×Ｒ＿ｃｏｎｓｔ｝ （１３）
【００６６】
同様にして、インピーダンス変化信号Ｚａｃは以下の（１４）式で与えられる。
Ｚａｃ＝Ｖａｃ／｛（ＶＤＤ−ＡＭＰ＿ＳＩＧ）×Ｒ＿ｃｏｎｓｔ｝ （１４）
【００６７】
上述したように、本実施形態の生体インピーダンス測定装置ＢＺ＿ＭＥＡＳによれば、制御装置ＣＰＵは、生体ＯＲＧのインピーダンス変動信号ＶＺ＿ＡＣがＡＤ変換装置ＡＤＣの入力電圧範囲内に納まるように検査電流Ｉｃおよび補正電圧Ｖｃｏｍｐを調整することにより、インピーダンス変化電圧Ｖａｃを高いゲインで増幅することができる。したがって、ＡＤ変換装置ＡＤＣの有効ビット数が少ない場合でも、十分な分解能で、生体インピーダンスの平均値（Ｚｍｅａｎ）と生体インピーダンスの変化成分（Ｚａｃ）を計算することができる。
【００６８】
ＡＤ変換装置の消費電力Ｐｄを表す（１５）式からもわかるとおり、有効ビット数が少ない場合、ＡＤ変換装置ＡＤＣは小さな消費電力で動作するため、生体インピーダンス測定装置ＢＺ＿ＭＥＡＳにおける消費電力を低減させることができる。
【００６９】
【数８】
【００７０】
したがって、低消費電力を実現しつつ、高い精度で生体インピーダンスの平均値および変化量を検出することができる。また、ローパスフィルタにより所望の帯域外の信号成分を除去できるため、より正確なインピーダンス変動信号ＶＺ＿ＡＣを得ることができる。
【００７１】
以上、図面を参照して本発明の実施形態について詳述してきたが、具体的な構成は上記の実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【符号の説明】
【００７２】
ＢＺ＿ＭＥＡＳ・・・生体インピーダンス測定装置、Ｚ＿ＭＥＡＳ・・・インピーダンス測定部、ＡＭＰＢ・・・アンプ部、ＡＤＣ・・・ＡＤ変換装置、ＣＰＵ・・・制御装置、Ｉ＿ＳＵＰ・・・定電流生成部、ＭＯＤ＿ＣＩＲ・・・変調回路、ＭＯＤ＿ＳＵＰ・・・変調信号生成部、ＤＥＭＯＤ＿ＣＩＲ＿Ｉ・・・復調回路、Ｍ１・・・演算増幅器、Ｒ１・・・抵抗器、Ｑ１・・・ＮＭＯＳトランジスタ、Ｑ２，Ｑ３・・・アナログスイッチ、ＡＭＰ１・・・第１の演算増幅器、ＡＭＰ２・・・第２の演算増幅器、Ｒｉｎ・・・入力抵抗、Ｒｆ・・・帰還抵抗、Ｃｆ・・・帰還容量
【技術分野】
【０００１】
本発明は、植込み型医療機器に搭載可能な生体インピーダンス測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
生体の心拍出量および肺動脈楔入圧を精度よく算出する方法として、特許文献１に開示された方法が知られている。図１１は、特許文献１に開示された心拍出量モニタシステムの構成を示している。以下、図１１を用いて、この心拍出量モニタシステムの動作の概略を説明する。なお、特許文献１に開示された構成に対して、以下の説明の都合上の変更を施した構成が図１１に示されている。
【０００３】
心拍出量モニタシステムは、心臓に交流電流を印加することにより得られるインピーダンス信号を用いて、心拍出量および肺動脈楔入圧を算出する。抽出部１１は、受信部１０で受信されたインピーダンス信号に基づいて、最小インピーダンス信号Ｚｍｉｎと、最大インピーダンス信号Ｚｍａｘと、インピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎとを抽出する。
【０００４】
固形組織由来インピーダンス推定部１２は、肺循環に高張食塩水を注入した後の所定時間内に得られたインピーダンス信号の一心周期内の最大値と最小値とからなる複数心周期のデータセットに基づいて、固形組織由来インピーダンスＺｓを推定する。心拍出量算出部１３は、以下の（Ａ）式を用いて、心拍出量を精度よく算出している。
ＣＯ＝ｋ・（１／（Ｚｍｉｎ−Ｚｓ）−１／（Ｚｍａｘ−Ｚｓ））・ＨＲ （Ａ）
ここで、ＣＯ：心拍出量、ｋ：補正係数、ＨＲ：心拍数である。
【０００５】
肺動脈楔入圧算出部１４は、以下の（Ｂ）式を用いて、肺動脈楔入圧を精度よく算出している。
ＰＡＷＰ＝Ａ×Ｃ／（Ｚｍｅａｎ−Ｚｓ）−ＣＯ×Ｂ （Ｂ）
ここで、ＰＡＷＰ：肺動脈楔入圧、Ａ、Ｂ、Ｃ：補正係数である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−１６８１２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
一般に、心臓のインピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎの値は５００Ω程度であることが知られており、最小インピーダンス信号Ｚｍｉｎの値は５００Ω−５Ω程度、最大インピーダンス信号Ｚｍａｘの値は５００Ω＋５Ω程度であることが知られている。即ち、インピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎに対する最小インピーダンス信号Ｚｍｉｎまたは最大インピーダンス信号Ｚｍａｘのばらつきは、心臓のインピーダンス平均値信号に対して±１％程度である。
【０００８】
上記の（Ａ）式、（Ｂ）式に記載された計算を行うために心臓のインピーダンス信号に相当する電圧をＡＤ変換装置で取り込もうとした場合、拍出に伴う心臓のインピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎ、最小インピーダンス信号Ｚｍｉｎ、最大インピーダンス信号Ｚｍａｘの差分であるインピーダンス変化信号Ｚａｃを検出するためには、ＡＤ変換装置に高い有効ビット数が求められる。この様子を図１２に示す。なお、図中のインピーダンス平均電圧Ｖｍｅａｎ、インピーダンス変化電圧Ｖａｃ、インピーダンス最大電圧Ｖｍａｘ、インピーダンス最少電圧Ｖｍｉｎは夫々、インピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎ、インピーダンス変化信号Ｚａｃ、最大インピーダンス信号Ｚｍａｘ、最小インピーダンス信号Ｚｍｉｎに対応する電圧信号である。また、１ＬＳＢはＡＤ変換装置の最少分解能である。
【０００９】
以下の（Ｃ）式はＡＤ変換装置の消費電力Ｐｄを表す関係式である。ここで、ｆｃ:サンプリング周波数、ＥＮＯＢ：有効ビット数である。（Ｃ）式は、ＡＤ変換装置の消費電力Ｐｄがサンプリング周波数ｆｃと２ＥＮＯＢの積に比例することを示している。
【００１０】
【数１】
【００１１】
（Ｃ）式からもわかるように、高い有効ビット数を有するＡＤ変換装置では大きな消費電力が必要となる。これは、ＡＤ変換装置を搭載する心拍出量モニタシステムにおいても大きな消費電力が必要となることを意味し、心拍出量モニタシステムを搭載する植込み型医療機器の植込み可能期間を短くしてしまうという課題がある。
【００１２】
本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであって、消費電力を抑えつつ、生体のインピーダンスの平均値および生体のインピーダンスの変化量を高い精度で検出することができる生体インピーダンス測定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、所定の電流に基づく検査電流を生体に流して、前記生体のインピーダンスに対応する検査電圧を取得するインピーダンス測定部と、補正電圧を基準に前記検査電圧を増幅するアンプ部と、前記アンプ部の出力をＡＤ変換するＡＤ変換装置と、前記ＡＤ変換装置のＡＤ変換結果に基づいて、前記アンプ部の出力が前記ＡＤ変換装置の入力ダイナミックレンジ内に納まるように前記検査電流および前記補正電圧を制御し、前記所定の電流、前記補正電圧、および前記ＡＤ変換結果に基づいて前記生体のインピーダンスの平均値および前記生体のインピーダンスの変化量を計算する制御装置と、を有する生体インピーダンス測定装置である。
【００１４】
また、本発明の生体インピーダンス測定装置において、前記アンプ部は、ローパスフィルタを有する。
【００１５】
また、本発明の生体インピーダンス測定装置において、前記インピーダンス測定部は、前記所定の電流を、生体インピーダンスの変化周波数よりも高い変調周波数を有する変調信号で変調し、前記検査電流を生成する変調回路と、前記検査電流を生体に印加して得られる測定電圧を復調し、前記検査電圧を生成する復調回路と、を有し、前記ローパスフィルタは、前記変調回路の変調周波数の２倍よりも小さく、前記生体インピーダンスの変化周波数よりも高い周波数に設定されたカットオフ周波数を有する。
【００１６】
また、本発明の生体インピーダンス測定装置において、前記アンプ部は、第１の非反転入力端子、第１の反転入力端子、および第１の出力端子を備え、前記第１の非反転入力端子に前記検査電圧が入力され、前記第１の反転入力端子と前記第１の出力端子が接続された第１の演算増幅器と、第２の非反転入力端子、第２の反転入力端子、および第２の出力端子を備え、前記第２の非反転入力端子に前記補正電圧が入力される第２の演算増幅器と、第１の端子および第２の端子を備え、前記第１の端子が前記第１の演算増幅器の前記第１の出力端子に接続され、前記第２の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続された入力抵抗と、第３の端子および第４の端子を備え、前記第３の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続され、前記第４の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の出力端子に接続された帰還抵抗と、第５の端子および第６の端子を備え、前記第５の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続され、前記第６の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の出力端子に接続された帰還容量と、を有する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、ＡＤ変換装置のＡＤ変換結果に基づいて、アンプ部の出力がＡＤ変換装置の入力ダイナミックレンジ内に納まるように検査電流および補正電圧を制御することによって、生体のインピーダンス変化量に対応する電圧を高いゲインで増幅することができる。したがって、有効ビット数が少ないＡＤ変換装置を使用しても十分な分解能で生体のインピーダンス変化量に対応する電圧を取得することが可能となり、消費電力を抑えつつ、生体のインピーダンスの平均値および生体のインピーダンスの変化量を高い精度で検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施形態に係る生体インピーダンス測定装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るインピーダンス測定部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るインピーダンス測定部中の主要信号の波形および周波数成分を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態に係るインピーダンス測定部が有する定電流生成部の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の一実施形態に係るインピーダンス測定部が有する変調回路の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の一実施形態に係るインピーダンス測定部が有する復調回路の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の一実施形態に係るアンプ部の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の一実施形態に係る生体インピーダンス測定装置で取得される心臓のインピーダンスに係る信号の変化を示すタイミングチャートである。
【図９】本発明の一実施形態に係る制御装置の動作の手順を示すフローチャートである。
【図１０】図９の各ステップにおけるインピーダンス変動電圧の変化を示すタイミングチャートである。
【図１１】従来の心拍出量モニタシステムの構成を示すブロック図である。
【図１２】従来の心拍出量モニタシステムで取得される心臓のインピーダンスに係る信号の変化を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面を参照し、本発明の実施形態を説明する。
【００２０】
＜生体インピーダンス測定装置＞
図１は、本発明の一実施形態に係る生体インピーダンス測定装置の構成を示している。図１に示す生体インピーダンス測定装置ＢＺ＿ＭＥＡＳは、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳと、アンプ部ＡＭＰＢと、ＡＤ変換装置ＡＤＣと、制御装置ＣＰＵと、で構成されている。
【００２１】
インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳは、測定対象の生体ＯＲＧに対して検査電流Ｉｃを印加するための第１リード線と、生体ＯＲＧに生じた検査電圧Ｖｃを検出するための第２リード線とに接続されている。インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳには、検査電流Ｉｃの大きさを制御するための振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧが入力されている。また、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳはアンプ部ＡＭＰＢにも接続されている。インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳは、定電流を変調した検査電流Ｉｃを生体ＯＲＧに流して、生体ＯＲＧに生じた検査電圧Ｖｃを取得し、生体ＯＲＧのインピーダンスに応じた電圧信号である復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖをアンプ部ＡＭＰＢに出力する。
【００２２】
アンプ部ＡＭＰＢは、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳと、ＡＤ変換装置ＡＤＣと、制御装置ＣＰＵと、に接続されており、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳから入力された復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖを、補正電圧Ｖｃｏｍｐを基準に所定の倍率で増幅し、生体ＯＲＧのインピーダンスの変動に応じたインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣをＡＤ変換装置ＡＤＣに出力する。
【００２３】
ＡＤ変換装置ＡＤＣは、アンプ部ＡＭＰＢと、制御装置ＣＰＵと、に接続されており、アンプ部ＡＭＰＢから入力されるインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣをアナログからデジタルにＡＤ変換し、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬを制御装置ＣＰＵに出力する。
【００２４】
制御装置ＣＰＵは、アンプ部ＡＭＰＢと、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳと、ＡＤ変換装置ＡＤＣと、に接続されている。制御装置ＣＰＵは、検査電流Ｉｃの大きさを制御するための振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧをインピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳに出力する。また、制御装置ＣＰＵは、ＡＤ変換装置ＡＤＣから入力されたＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬに応じて、アンプ部ＡＭＰＢに出力する補正電圧Ｖｃｏｍｐおよび振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧを調整すると同時に、振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧと、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬと、補正電圧ＶＣＯＭＰと、の値を用いて、生体のインピーダンス平均信号Ｚｍｅａｎおよびインピーダンス変化信号Ｚａｃの値を計算する。
【００２５】
＜インピーダンス測定部＞
以下、図２、図３、図４、図５、図６を用いてインピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳの動作をより詳細に説明する。図２はインピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳの構成を示している。図３は、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳ中の主要信号の波形および周波数成分を示している。図３の（ａ−１）、（ｂ−１）、（ｃ−１）、（ｄ−１）、（ｅ−１）、（ｆ−１）は、後述する主要信号の波形を表し、横軸は時間、縦軸は信号の振幅を表す。また、図３の（ａ−２）、（ｂ−２）、（ｃ−２）、（ｄ−２）、（ｅ−２）、（ｆ−２）は、後述する主要信号の周波数成分を表し、横軸は周波数、縦軸はスペクトル強度を表す。図４は、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳが有する定電流生成部の構成を示している。図５は、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳが有する変調回路の構成を示している。図６は、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳが有する復調回路の構成を示している。
【００２６】
以下、基本的には図２を用いてインピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳの動作を説明するが、必要に応じて図３、図４、図５、図６を引用する。図２に記載の通り、インピーダンス測定部Ｚ＿ＭＥＡＳは、定電流生成部Ｉ＿ＳＵＰと、変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲと、変調信号生成部ＭＯＤ＿ＳＵＰと、復調回路ＤＥＭＯＤ＿ＣＩＲ＿Ｉと、で構成されている。
【００２７】
定電流生成部Ｉ＿ＳＵＰは、制御装置ＣＰＵと、変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲと、に接続されており、制御装置ＣＰＵから入力される振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧに応じた定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔを変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲに出力する。定電流生成部Ｉ＿ＳＵＰは具体的には、図４に示すように、演算増幅器Ｍ１と、抵抗器Ｒ１と、ＮＭＯＳトランジスタＱ１と、を有する定電流回路で構成されており、以下の（１）式で表される定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔを出力する。ただし、ＶＤＤは定電流生成部Ｉ＿ＳＵＰに供給されている電源電圧であり、ＶＡＭＰ＿ＳＩＧは振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧの電圧であり、Ｒ＿ｃｏｎｓｔは抵抗器Ｒ１の抵抗値である。
Ｉ＿ｃｏｎｓｔ＝（ＶＤＤ−ＶＡＭＰ＿ＳＩＧ）／Ｒ＿ｃｏｎｓｔ （１）
【００２８】
なお、定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔの波形は図３（ａ−１）に示す通りであり、定電流Ｉｃｏｎｓｔは、時間に拠らず一定の値を示す。また、定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔの周波数成分は図３（ａ−２）に示す通りである。定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔは時間に拠らず一定なため、周波数０にスペクトルのピークを有する。
【００２９】
変調信号生成部ＭＯＤ＿ＳＵＰは変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲに接続されており、測定対象となる生体インピーダンスの変化周波数ｆｏｒｇよりも高い変調周波数ｆｍｏｄで信号レベルがハイレベル（以下「Ｈ」と記載）とローレベル（以下「Ｌ」と記載）で切り替わる矩形波である変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧを生成し、変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲと復調回路ＤＥＭＯＤ＿ＣＩＦ＿Ｉに出力する。なお、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧの波形は図３（ｂ−１）に示す通りである。変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧは、周期１／ｆｍｏｄで「Ｈ」と「Ｌ」が切り替わる。変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧのスペクトルは図３（ｂ−２）に示す通り、変調周波数ｆｍｏｄにピークを有する。
【００３０】
矩形波である変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧをｆ（ｔ）とおいた場合、そのフーリエ展開は以下の（２）式で表される。
ｆ（ｔ）＝（VDD/2）・{sin(２π・ｆmod・ｔ)+ （1/３）・sin(３・２π・ｆmod・ｔ)+ （1/５）・sin(５・２π・ｆmod・ｔ)+・・・} （２）
【００３１】
説明を簡略にするため、図３（ｂ−２）には、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧを構成する基本波sin(２π・ｆmod・ｔ)のスペクトル成分のみを記載している。生体インピーダンス測定装置ＢＺ＿ＭＥＡＳの動作原理を説明するためには基本波成分のみの議論で十分なため、以降でも基本波の成分のみを考察する。
【００３２】
変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲは、定電流生成部Ｉ＿ＳＵＰと、変調信号生成部ＭＯＤ＿ＳＵＰと、生体ＯＲＧと、に接続されており、定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔと変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧとを掛け合わせた信号を検査電流Ｉｃとして生体ＯＲＧに出力する。変調回路ＭＯＤ＿ＣＩＲは具体的には、図５に示すアナログスイッチＱ２で構成されており、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧが「Ｈ」の場合にオンし、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧが「Ｌ」の場合にオフする。なお、検査電流Ｉｃの波形は図３（ｃ−１）に示すような矩形波であり、検査電流Ｉｃのスペクトルは図３（ｃ−２）に示す通り、変調周波数ｆｍｏｄにピークを有する。検査電流Ｉｃの基本周波数成分は以下の（３）式で表される。
Ｉ＿ｃｏｎｓｔ×sin(２π・ｆmod・ｔ) （３）
【００３３】
検査電流Ｉｃを生体ＯＲＧに印加することにより、以下の（４）式で与えられる検査電圧Ｖｃが発生する。ただし、Ｚｃは生体ＯＲＧのインピーダンスであり、αは生体インピーダンスが純粋な抵抗成分でない場合に生じる位相ずれである。生体の有する容量成分やインダクタンス成分が抵抗成分に比べて十分に小さい場合、αは無視することができる。なお、検査電圧Ｖｃの波形は図３（ｄ−１）に示す通りである。検査電圧Ｖｃのスペクトルは図３（ｄ−２）に示す通り、変調周波数ｆｍｏｄにピークを有する。
Ｖｃ＝Ｉ＿ｃｏｎｓｔ×|Ｚｃ|×sin(２π・ｆmod・ｔ＋α) （４）
【００３４】
復調回路ＤＥＭＯＤ＿ＣＩＲ＿Iは、生体ＯＲＧと、変調信号生成部ＭＯＤ＿ＳＵＰと、アンプ部ＡＭＰＢと、に接続されており、検査電圧Ｖｃと変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧとを掛け合わせた信号を復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖとしてアンプ部ＡＭＰＢに出力する。復調回路DEＭＯＤ＿ＣＩＲ＿Iは具体的には、図６に示すアナログスイッチＱ３で構成されており、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧが「Ｈ」の場合にオンし、変調信号ＭＯＤ＿ＳＩＧが「Ｌ」の場合にオフする。
【００３５】
復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖの基本周波数成分は以下の（５）式で与えられる。
Ｉ＿ｃｏｎｓｔ×Ｚｃ×sin(２π・ｆmod・ｔ+α)×sin２π・ｆmod・ｔ
=(1/2)×Ｉ＿ｃｏｎｓｔ×｜Ｚｃ｜｛cos(-α)-cos(４π・ｆmod・ｔ)｝ （５）
【００３６】
なお、復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖの波形は図３（ｅ−１）に示す通りであり、周波数成分は図３（ｅ−２）に示す通りである。（５）式および図３（ｅ−２）からわかるとおり、生体ＯＲＧで発生した電圧信号に基づく復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖは、cos(-α)の項で表わされるＤＣ成分と、-cos(４π・ｆmod・ｔ)の項で表わされる、変調周波数ｆｍｏｄの２倍に変調された周波数の成分とを有する。
【００３７】
＜アンプ部＞
以下、図７を用いてアンプ部ＡＭＰＢについて説明する。アンプ部ＡＭＰＢは、第１の演算増幅器ＡＭＰ１と、第２の演算増幅器ＡＭＰ２と、入力抵抗Ｒｉｎと、帰還抵抗Ｒｆと、帰還容量Ｃｆと、で構成されている。
【００３８】
第１の演算増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子には復調信号ＤＥＭＯＤ＿Ｖが入力され、第１の演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子と出力端子が接続されている。第２の演算増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子には補正電圧Ｖｃｏｍｐが入力され、第２の演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子からインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣが出力される。入力抵抗Ｒｉｎの第１端子は第１の演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子に接続され、入力抵抗Ｒｉｎの第２端子は第２の演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子に接続されている。
【００３９】
帰還抵抗Ｒｆの第１端子は第２の演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子に接続され、帰還抵抗Ｒｆの第２端子は第２の演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子に接続されている。帰還容量Ｃｆの第１端子は第２の演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子に接続され、帰還容量Ｃｆの第２端子は第２の演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子に接続されている。
【００４０】
第１の演算増幅器ＡＭＰ１はボルテージフォロアとして動作し、比較的高いインピーダンスを有する復調電圧ＤＥＭＯＤ＿Ｖをバッファして、入力抵抗Ｒｉｎの第１端子に出力する。また、第２の演算増幅器ＡＭＰ２と、入力抵抗Ｒｉｎと、帰還抵抗Ｒｆと、帰還容量Ｃｆと、は、反転増幅機能を有するローパスフィルタとして動作し、カットオフ周波数ｆＬＰＦは以下の（６）式で与えられる。
【００４１】
【数２】
【００４２】
カットオフ周波数ｆＬＰＦは、変調周波数ｆｍｏｄの基本周波数の２倍よりも小さく、生体インピーダンスの変化周波数ｆＯＲＧよりも大きな値に設定されている。このため、上記のローパスフィルタとしての動作により、（５）式における-cos(４π・ｆmod・ｔ)の項で表わされる高周波成分が取り除かれる。したがって、アンプ部ＡＭＰＢで増幅される信号は、（５）式の (1/2)×Ｉ＿ｃｏｎｓｔ×｜Ｚｃ｜｛cos(-α)｝の成分となる。この波形を図３（ｆ−１）に示す。なお、この波形は、変調周波数ｆｍｏｄの変化時間に対応したスケールで描かれており、変調周波数ｆｍｏｄに基づく周期よりも長い周期で変動するインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣが時間に応じて変化しないように描かれている。実際のインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣは、図８に示すように、生体インピーダンスの変化周波数ｆＯＲＧでゆるやかに変動している。図３（ｆ−２）のインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣのスペクトルが示すように、アンプ部ＡＭＰＢから出力される信号の周波数成分は、ローパスフィルタで高周波成分が取り除かれるため、略ＤＣ成分にのみピークを有する。
【００４３】
また、アンプ部ＡＭＰＢは、以下の（７）式が示す特性で信号を増幅する。ただし、Ｖｏｕｔ：第２の演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子から出力される電圧、Ｖｉｎ：入力抵抗Ｒｉｎの第１端子に入力される電圧、Ｖｃｏｍｐ：第２の演算増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子に入力される電圧である。
【００４４】
【数３】
【００４５】
ここで、Ｖｉｎ＝Ｖｍｅａｎ＋Ｖａｃとおくと、（７）式は（８）式のように変形される。
【００４６】
【数４】
【００４７】
ここで、時間的に変化しない成分を（９）式で示す平均電圧Ｖａｖｅとすると、（１０）式が得られる。
【００４８】
【数５】
【００４９】
【数６】
【００５０】
後で詳細を説明する通り、制御装置ＣＰＵは、平均電圧ＶａｖｅがＡＤ変換装置ＡＤＣの入力電圧範囲内（入力ダイナミックレンジ内）に納まるように補正電圧Ｖｃｏｍｐを調整する。したがって、インピーダンス平均電圧Ｖｍｅａｎがどのような値であっても、補正電圧Ｖｃｏｍｐを調整することにより、アンプ部ＡＭＰＢは、平均電圧Ｖａｖｅを中心としてインピーダンス変化電圧Ｖａｃのみを−（Ｒｆ／Ｒｉｎ）倍することができる。
【００５１】
即ち、制御装置ＣＰＵは、（９）式に示す補正電圧Ｖｃｏｍｐを生成することにより、ＡＤ変換装置ＡＤＣの入力電圧範囲内でありながら、インピーダンス変化電圧Ｖａｃを高ゲインで増幅することができる。このため、ＡＤ変換装置ＡＤＣの分解能を低くしても、生体インピーダンスの変化に対応する電圧信号の変化を高い分解能で測定することができる。
【００５２】
＜制御装置＞
以下、制御装置ＣＰＵが補正電圧Ｖｃｏｍｐを調整する動作について、図９および図１０を用いて説明する。図９は、制御装置ＣＰＵが行う基準電圧調整の手順を示している。また、図１０は、図９に示した各ステップにおけるインピーダンス変動電圧ＶＺ＿ＡＣの波形を示している。
【００５３】
（ステップＳ１）
生体インピーダンス測定装置ＢＺ＿ＭＥＡＳが生体ＯＲＧに接続されて動作を開始すると、制御装置ＣＰＵは、一般的な患者の生体のインピーダンス平均電圧Ｖｍｅａｎおよびインピーダンス変化電圧Ｖａｃを検出するのに最適な補正電圧Ｖｃｏｍｐと振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧを出力する。この動作が終わると、処理はステップＳ２に進む。
【００５４】
（ステップＳ２）
制御装置ＣＰＵは、所定の時間（生体のインピーダンス変化の１周期以上の時間）にわたるＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬを取り込み、制御装置ＣＰＵ内部のメモリに保持する。この動作が終わると、処理はステップＳ３に進む。
【００５５】
（ステップＳ３）
制御装置ＣＰＵは、メモリに保持されたＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換装置ＡＤＣにおけるＡＤ変換可能電圧の上限値ＡＤＣ＿ＭＡＸに達しているか否かを判定する。もし、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換可能電圧の上限値ＡＤＣ＿ＭＡＸに達している場合（例えば図１０（ａ）の波形Ｌ１が得られた場合）には処理がステップＳ４に進み、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換可能電圧の上限値ＡＤＣ＿ＭＡＸに達していない場合（例えば図１０（ａ）の波形Ｌ２が得られた場合）には処理がステップＳ５に進む。
【００５６】
（ステップＳ４）
制御装置ＣＰＵは、アンプ部ＡＭＰＢに印加する補正電圧Ｖｃｏｍｐを現在の電圧に対して所定の割合だけ減少させる。この制御が行われることにより、例えば図１０（ａ）の波形Ｌ１が波形Ｌ２に変化し、変動の中心電圧が低下する。この動作が終わると、処理はステップＳ２に移行する。
【００５７】
（ステップＳ５）
制御装置ＣＰＵは、メモリに保持されたＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換装置ＡＤＣにおけるＡＤ変換可能電圧の下限値ＡＤＣ＿ＭＩＮに達しているか否かを判定する。もし、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換可能電圧の下限値ＡＤＣ＿ＭＩＮに達している場合（例えば図１０（ｂ）の波形Ｌ３が得られた場合）には処理がステップＳ６に進み、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値がＡＤ変換可能電圧の下限値ＡＤＣ＿ＭＩＮに達していない場合（例えば図１０（ｂ）の波形Ｌ４が得られた場合）には処理がステップＳ７に進む。
【００５８】
（ステップＳ６）
制御装置ＣＰＵは、振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧを増加させることにより、定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔを現在の電流に対して所定の割合だけ減少させる。この制御が行われることにより、図１０（ｂ）の波形Ｌ３が波形Ｌ４に変化し、信号の振幅が減少する。この動作が終わると、処理がステップＳ２に移行する。
【００５９】
（ステップＳ７）
制御装置ＣＰＵは、メモリに保持されたＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値が十分な振幅を有するか否かを判定する。もし、ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値が数ＬＳＢ程度しか変化せず、インピーダンス変化電圧Ｖａｃを十分な分解能でＡＤ変換できない場合（例えば図１０（ｃ）の波形Ｌ５が得られた場合）には処理がステップＳ８に進む。ＡＤ変換結果ＡＤ＿ＶＡＬの値の変化が十分に大きく、インピーダンス変化電圧Ｖａｃを十分な分解能でＡＤ変換できる場合（例えば図１０（ｃ）の波形Ｌ６が得られた場合）には本制御シーケンスは終了する。
【００６０】
（ステップＳ８）
制御装置ＣＰＵは、振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧを減少させることにより、定電流Ｉ＿ｃｏｎｓｔを現在の電流に対して所定の割合だけ増加させる。この制御が行われることにより、図１０（ｃ）の波形Ｌ５が波形Ｌ６に変化し、信号の振幅が増加する。この動作が終わると、処理はステップＳ２に移行する。
【００６１】
以上のようなシーケンスにより、生体インピーダンスの変化成分が十分な振幅をもちつつ、その振幅をＡＤ変換装置ＡＤＣの入力電圧範囲内（ダイナミックレンジ内）に収めることができる。
【００６２】
以下、制御装置ＣＰＵにおけるインピーダンス値の計算方法について説明する。制御装置ＣＰＵは、補正電圧Ｖｃｏｍｐと、平均電圧Ｖａｖｅと、振幅制御信号ＡＭＰ＿ＳＩＧと、からインピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎとインピーダンス変化信号Ｚａｃを計算する。（９）式を変形すると、インピーダンス平均電圧Ｖｍｅａｎは以下の（１１）式で与えられる。
【００６３】
【数７】
【００６４】
したがって、オームの法則から、インピーダンス平均値信号Ｚｍｅａｎは以下の（１２）式で求められる。
Ｚｍｅａｎ＝Ｖｍｅａｎ／Ｉｃｏｎｓｔ （１２）
【００６５】
また、（１２）式に（１）式を代入することにより、以下の（１３）式が求まる。
Ｚｍｅａｎ＝Ｖｍｅａｎ／｛（ＶＤＤ−ＡＭＰ＿ＳＩＧ）×Ｒ＿ｃｏｎｓｔ｝ （１３）
【００６６】
同様にして、インピーダンス変化信号Ｚａｃは以下の（１４）式で与えられる。
Ｚａｃ＝Ｖａｃ／｛（ＶＤＤ−ＡＭＰ＿ＳＩＧ）×Ｒ＿ｃｏｎｓｔ｝ （１４）
【００６７】
上述したように、本実施形態の生体インピーダンス測定装置ＢＺ＿ＭＥＡＳによれば、制御装置ＣＰＵは、生体ＯＲＧのインピーダンス変動信号ＶＺ＿ＡＣがＡＤ変換装置ＡＤＣの入力電圧範囲内に納まるように検査電流Ｉｃおよび補正電圧Ｖｃｏｍｐを調整することにより、インピーダンス変化電圧Ｖａｃを高いゲインで増幅することができる。したがって、ＡＤ変換装置ＡＤＣの有効ビット数が少ない場合でも、十分な分解能で、生体インピーダンスの平均値（Ｚｍｅａｎ）と生体インピーダンスの変化成分（Ｚａｃ）を計算することができる。
【００６８】
ＡＤ変換装置の消費電力Ｐｄを表す（１５）式からもわかるとおり、有効ビット数が少ない場合、ＡＤ変換装置ＡＤＣは小さな消費電力で動作するため、生体インピーダンス測定装置ＢＺ＿ＭＥＡＳにおける消費電力を低減させることができる。
【００６９】
【数８】
【００７０】
したがって、低消費電力を実現しつつ、高い精度で生体インピーダンスの平均値および変化量を検出することができる。また、ローパスフィルタにより所望の帯域外の信号成分を除去できるため、より正確なインピーダンス変動信号ＶＺ＿ＡＣを得ることができる。
【００７１】
以上、図面を参照して本発明の実施形態について詳述してきたが、具体的な構成は上記の実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【符号の説明】
【００７２】
ＢＺ＿ＭＥＡＳ・・・生体インピーダンス測定装置、Ｚ＿ＭＥＡＳ・・・インピーダンス測定部、ＡＭＰＢ・・・アンプ部、ＡＤＣ・・・ＡＤ変換装置、ＣＰＵ・・・制御装置、Ｉ＿ＳＵＰ・・・定電流生成部、ＭＯＤ＿ＣＩＲ・・・変調回路、ＭＯＤ＿ＳＵＰ・・・変調信号生成部、ＤＥＭＯＤ＿ＣＩＲ＿Ｉ・・・復調回路、Ｍ１・・・演算増幅器、Ｒ１・・・抵抗器、Ｑ１・・・ＮＭＯＳトランジスタ、Ｑ２，Ｑ３・・・アナログスイッチ、ＡＭＰ１・・・第１の演算増幅器、ＡＭＰ２・・・第２の演算増幅器、Ｒｉｎ・・・入力抵抗、Ｒｆ・・・帰還抵抗、Ｃｆ・・・帰還容量
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の電流に基づく検査電流を生体に流して、前記生体のインピーダンスに対応する検査電圧を取得するインピーダンス測定部と、
補正電圧を基準に前記検査電圧を増幅するアンプ部と、
前記アンプ部の出力をＡＤ変換するＡＤ変換装置と、
前記ＡＤ変換装置のＡＤ変換結果に基づいて、前記アンプ部の出力が前記ＡＤ変換装置の入力ダイナミックレンジ内に納まるように前記検査電流および前記補正電圧を制御し、前記所定の電流、前記補正電圧、および前記ＡＤ変換結果に基づいて前記生体のインピーダンスの平均値および前記生体のインピーダンスの変化量を計算する制御装置と、
を有する生体インピーダンス測定装置。
【請求項２】
前記アンプ部は、ローパスフィルタを有する請求項１に係る生体インピーダンス測定装置。
【請求項３】
前記インピーダンス測定部は、
前記所定の電流を、生体インピーダンスの変化周波数よりも高い変調周波数を有する変調信号で変調し、前記検査電流を生成する変調回路と、
前記検査電流を生体に印加して得られる測定電圧を復調し、前記検査電圧を生成する復調回路と、
を有し、前記ローパスフィルタは、前記変調回路の変調周波数の２倍よりも小さく、前記生体インピーダンスの変化周波数よりも高い周波数に設定されたカットオフ周波数を有する請求項２に係る生体インピーダンス測定装置。
【請求項４】
前記アンプ部は、
第１の非反転入力端子、第１の反転入力端子、および第１の出力端子を備え、前記第１の非反転入力端子に前記検査電圧が入力され、前記第１の反転入力端子と前記第１の出力端子が接続された第１の演算増幅器と、
第２の非反転入力端子、第２の反転入力端子、および第２の出力端子を備え、前記第２の非反転入力端子に前記補正電圧が入力される第２の演算増幅器と、
第１の端子および第２の端子を備え、前記第１の端子が前記第１の演算増幅器の前記第１の出力端子に接続され、前記第２の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続された入力抵抗と、
第３の端子および第４の端子を備え、前記第３の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続され、前記第４の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の出力端子に接続された帰還抵抗と、
第５の端子および第６の端子を備え、前記第５の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続され、前記第６の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の出力端子に接続された帰還容量と、
を有する請求項２に記載の生体インピーダンス測定装置。
【請求項１】
所定の電流に基づく検査電流を生体に流して、前記生体のインピーダンスに対応する検査電圧を取得するインピーダンス測定部と、
補正電圧を基準に前記検査電圧を増幅するアンプ部と、
前記アンプ部の出力をＡＤ変換するＡＤ変換装置と、
前記ＡＤ変換装置のＡＤ変換結果に基づいて、前記アンプ部の出力が前記ＡＤ変換装置の入力ダイナミックレンジ内に納まるように前記検査電流および前記補正電圧を制御し、前記所定の電流、前記補正電圧、および前記ＡＤ変換結果に基づいて前記生体のインピーダンスの平均値および前記生体のインピーダンスの変化量を計算する制御装置と、
を有する生体インピーダンス測定装置。
【請求項２】
前記アンプ部は、ローパスフィルタを有する請求項１に係る生体インピーダンス測定装置。
【請求項３】
前記インピーダンス測定部は、
前記所定の電流を、生体インピーダンスの変化周波数よりも高い変調周波数を有する変調信号で変調し、前記検査電流を生成する変調回路と、
前記検査電流を生体に印加して得られる測定電圧を復調し、前記検査電圧を生成する復調回路と、
を有し、前記ローパスフィルタは、前記変調回路の変調周波数の２倍よりも小さく、前記生体インピーダンスの変化周波数よりも高い周波数に設定されたカットオフ周波数を有する請求項２に係る生体インピーダンス測定装置。
【請求項４】
前記アンプ部は、
第１の非反転入力端子、第１の反転入力端子、および第１の出力端子を備え、前記第１の非反転入力端子に前記検査電圧が入力され、前記第１の反転入力端子と前記第１の出力端子が接続された第１の演算増幅器と、
第２の非反転入力端子、第２の反転入力端子、および第２の出力端子を備え、前記第２の非反転入力端子に前記補正電圧が入力される第２の演算増幅器と、
第１の端子および第２の端子を備え、前記第１の端子が前記第１の演算増幅器の前記第１の出力端子に接続され、前記第２の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続された入力抵抗と、
第３の端子および第４の端子を備え、前記第３の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続され、前記第４の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の出力端子に接続された帰還抵抗と、
第５の端子および第６の端子を備え、前記第５の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の反転入力端子に接続され、前記第６の端子が前記第２の演算増幅器の前記第２の出力端子に接続された帰還容量と、
を有する請求項２に記載の生体インピーダンス測定装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１２−１５７４６３（Ｐ２０１２−１５７４６３Ａ）
【公開日】平成２４年８月２３日（２０１２．８．２３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８２０１（Ｐ２０１１−１８２０１）
【出願日】平成２３年１月３１日（２０１１．１．３１）
【出願人】（００００００３７６）オリンパス株式会社 (11,466)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月２３日（２０１２．８．２３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１月３１日（２０１１．１．３１）
【出願人】（００００００３７６）オリンパス株式会社 (11,466)
【Ｆターム（参考）】
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