発振回路
【課題】ＭＯＳトランジスタの閾値電圧の製造ばらつきについて、発振周波数の補正をかけることができる発振回路を提供する。
【解決手段】リングオシレータＯＳＣを構成するインバータ回路の入力反転用トランジスタと同じ導電型のｐ型トランジスタＰ４をダイオード接続すると共に第１抵抗Ｒ１を介して接地し、これに定電流源Ｉ１からの定電流を流すことで、製造ばらつきによる閾値電圧変動に追随したターンオン電圧を得て、この電圧を演算増幅器Ａ１を介してｐ型トランジスタＰ６のゲートに供給し、ｎ型トランジスタＮ０とインバータ回路の各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３によるカレントミラーを通じてリングオシレータＯＳＣに流す電流の制御に利用する構成とした。
【解決手段】リングオシレータＯＳＣを構成するインバータ回路の入力反転用トランジスタと同じ導電型のｐ型トランジスタＰ４をダイオード接続すると共に第１抵抗Ｒ１を介して接地し、これに定電流源Ｉ１からの定電流を流すことで、製造ばらつきによる閾値電圧変動に追随したターンオン電圧を得て、この電圧を演算増幅器Ａ１を介してｐ型トランジスタＰ６のゲートに供給し、ｎ型トランジスタＮ０とインバータ回路の各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３によるカレントミラーを通じてリングオシレータＯＳＣに流す電流の制御に利用する構成とした。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一定の周波数を出力する発振回路に関し、特にその発振周波数を決定するＭＯＳトランジスタの閾値電圧の製造ばらつきを補償する発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、各種電子機器等に用いられる発振回路では、種々の物理的な条件の変化に対して、所望の発振周波数の信号を安定して発生させるために種々の工夫が施されている。その理由は、所望の周波数にて設計していた電子機器が動作しなくなったり、他の電子機器に悪影響を及ぼしたりするからである。
【０００３】
以下、従来の発振回路２００について、図２を参照して説明する。図２において、ＣＩ２は温度に依存しない定電流回路、ＯＳＣは奇数段のインバータ回路をリング状に接続したリングオシレータである。定電流回路ＣＩ２を構成するｎ型トランジスタＮ７のソースは接地され、ドレインはゲートと共通接続されると共に定電流源Ｉ２を介して電源ＶＤＤに接続されている。
【０００４】
３段の各インバータ回路の負荷用ＭＯＳトランジスタとしてのｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３の各ソースは接地され、各ゲートはｎ型トランジスタＮ７のゲートに共通接続されている。また、各インバータ回路の入力反転用トランジスタとしてのｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の各ソースは電源ＶＤＤに接続され、各ドレインはそれぞれｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３の各ドレインに接続されている。そして、ｐ型トランジスタＰ１とｎ型トランジスタＮ１の各ドレイン接続点が、次段のｐ型トランジスタＰ２のゲートに接続され、同じくｐ型トランジスタＰ２とｎ型トランジスタＮ２の各ドレイン接続点が、次段のｐ型トランジスタＰ３のゲートに接続され、最終段のｐ型トランジスタＰ３とｎ型トランジスタＮ３の各ドレイン接続点が、初段のｐ型トランジスタＰ１のゲートに接続されている。
【０００５】
尚、各ｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３は同一形状、同一特性のトランジスタであり、各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３も同一形状、同一特性のトランジスタとされることが多いが、形状は違っていてもよい。また、ｎ型トランジスタＮ７は各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３とゲート長が同じでゲート幅が異なるトランジスタとされることが多い。
【０００６】
上記構成の発振回路２００の動作を説明する。ｎ型トランジスタＮ７とインバータ回路の各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３はカレントミラーを構成しているので、インバータ回路の各ｎ型トランジスタには、ｎ型トランジスタＮ７とのミラー比に応じた電流が流れる。そして、温度の影響を受けにくい定電流源Ｉ２を用い、温度依存のない常に安定した定電流をリングオシレータＯＳＣに供給している。
【０００７】
したがって、温度依存のない定電流がリングオシレータＯＳＣの各インバータ回路に供給されるので、リングオシレータＯＳＣでも温度に依存されず、精度のよい安定した発振周波数を出力することができる。また、Ｉ２を調整することにより周波数を調整することができる（例えば、特許文献１参照。）。尚、発振回路２００は、特許文献１の電源とグラウンド及び各トランジスタのｎ型とｐ型の極性を反転させた例を示している。
【特許文献１】特開２００３−２８３３０５号公報 （第３、４頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところが、各インバータ回路を構成するｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の閾値電圧が拡散工程等の製造ばらつきにより変動すると、発振周波数も変動するという問題点がある。これは、発振回路の周波数が、各インバータ回路に流れる電流と、ｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の各入力容量（サイズで決まる為ほぼ一定）と、各段の入力反転用トランジスタであるｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の閾値電圧でほぼ決まるからである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１記載の発明は、入力反転用ＭＯＳトランジスタと負荷用ＭＯＳトランジスタとからなるインバータがリング状に奇数段接続されたリングオシレータと、負荷用ＭＯＳトランジスタに定電流を供給する定電流回路とを具備した発振回路において、定電流回路は、入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧に追随した定電圧を発生させる定電圧発生手段と、定電圧を定電流に変換する電圧電流変換手段とを有することを特徴とする発振回路である。
【００１０】
本発明では、製造ばらつきにより、リングオシレータの各インバータ回路を構成する入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧が高くなると、リングオシレータの周波数が、各インバータ回路の入力反転用ＭＯＳトランジスタに流れる電流、サイズで決まる入力容量及び閾値電圧でほぼ決まるため、リングオシレータ自体の発振周波数は低くなる。
【００１１】
しかし、入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧に追随した定電圧を発生させる定電圧発生手段と、この定電圧を定電流に変換する電圧電流変換手段とにより、リングオシレータの各インバータ回路を構成する負荷用ＭＯＳトランジスタに流れる電流が大きくなる。この結果、リングオシレータの発振周波数が上がるように補正がかかる。
【００１２】
逆に、入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧が低くなると、リングオシレータの発振周波数は高くなるが、負荷用ＭＯＳトランジスタに流れる電流が小さくなり、リングオシレータの発振周波数が下がるように補正がかかる。こうして発振周波数の変化の割合と、入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧変化に追随した負荷用ＭＯＳトランジスタに流れる電流変化の割合を定電圧発生手段と電圧電流変換手段とにより合わせることで、製造ばらつきについての補正をかけている。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の発振回路によれば、閾値電圧の製造ばらつきについて発振周波数の補正をかけることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
発振周波数のばらつきを、リングオシレータを構成するインバータ回路の入力反転用トランジスタと同じ導電型のトランジスタをダイオード接続すると共に抵抗を介して接地し、これに定電流を流すことで、製造ばらつきによる閾値電圧変動に追随したターンオン電圧を得て、この電圧をリングオシレータに流れる電流の制御に利用することで実現した。
【実施例１】
【００１５】
以下、本発明の実施例１の発振回路１００について、図１を参照して説明する。尚、図２と同一のものについては同一符号を付してその説明を省略する。図１において、ＣＩ１は温度に依存しない定電流回路、ＯＳＣは奇数段のインバータ回路をリング状に接続したリングオシレータであり、リングオシレータＯＳＣは図１のものと同一である。
【００１６】
Ｐ４はリングオシレータＯＳＣを構成するインバータ回路の入力反転用トランジスタと同じ導電型の定電圧出力用ＭＯＳトランジスタとしてのｐ型トランジスタで、ゲートとドレインが接続されてダイオード接続されると共に第１抵抗Ｒ１を介して接地されている。第１抵抗Ｒ１は、正の温度係数を持った拡散抵抗である。そして、ｐ型トランジスタＰ４のソースが、定電流源Ｉ１を介して電源ＶＤＤに接続されている。
【００１７】
Ａ１は演算増幅器で、反転入力端にはｐ型トランジスタＰ４のソースと定電流源Ｉ１との接続点の電圧が入力されている。Ｐ５はｐ型トランジスタで、ソースが電源ＶＤＤに、ゲートが演算増幅器Ａ１の出力端にそれぞれ接続され、ドレインが演算増幅器Ａ１の非反転入力端に接続されると共に第２抵抗Ｒ２を介して接地されている。
【００１８】
Ｐ６はソースが電源ＶＤＤに、ゲートが演算増幅器Ａ１の出力端にそれぞれ接続されたｐ型トランジスタである。Ｎ０はソースが接地され、ドレインがゲートと共通接続されると共にｐ型トランジスタＰ６のドレインに接続されたｎ型トランジスタである。
【００１９】
こうして定電流回路ＣＩ１が構成され、ｎ型トランジスタＮ０のゲートが３段の各インバータ回路を構成する負荷用ＭＯＳトランジスタとしてのｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３の各ゲートに接続されている。
【００２０】
尚、ｐ型トランジスタＰ４は各インバータ回路の入力反転用トランジスタを構成する各ｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３とゲート長が同じでゲート幅が異なるトランジスタであり、ｐ型トランジスタＰ５はｐ型トランジスタＰ６とゲート長が同じでゲート幅が異なるトランジスタであることが好ましい。また、ｎ型トランジスタＮ０は各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３とゲート長が同じでゲート幅が異なるトランジスタであることが好ましい。回路設計が容易となり補償精度も向上するからである。
【００２１】
上記構成の発振回路１００の動作を説明する。ダイオード接続されたｐ型トランジスタＰ４及び第１抵抗Ｒ１の直列回路には定電流源Ｉ１による温度に依存しない一定の電流が流れる。そして、例えば回路の温度が上昇した場合、ｐ型トランジスタＰ４のソースとドレイン間の電圧は下がるが、拡散抵抗である第１抵抗Ｒ１の抵抗値は上がる。したがって、ｐ型トランジスタＰ４及び第１抵抗Ｒ１の素子の両端電圧に関する温度特性を好適に選定することで両者の電圧変動は打ち消され、ｐ型トランジスタＰ４と定電流源Ｉ１との接続点の電圧は温度に依存しない一定値となる。
【００２２】
この電圧は、演算増幅器Ａ１の反転入力端に入力されており、演算増幅器Ａ１のイマジナリショートのはたらきにより非反転入力端すなわちｐ型トランジスタＰ５と第２抵抗Ｒ２との接続点の電圧も温度に依存しない一定値となる。そして、ｐ型トランジスタＰ５と第２抵抗Ｒ２を流れる電流を一定にする電圧が、演算増幅器Ａ１の出力端に現れることとなる。
【００２３】
この演算増幅器Ａ１の温度に依存しない出力電圧は、ｐ型トランジスタＰ６にも与えられているため、これに接続されているｎ型トランジスタＮ０には温度に依存しない一定の電流が流れる。ｎ型トランジスタＮ０を基準トランジスタとし、インバータ回路の各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３をミラートランジスタとするカレントミラーを構成しているので、インバータ回路の各ｎ型トランジスタには、ｎ型トランジスタＮ０とのミラー比に応じた電流が流れる。
【００２４】
したがって、温度依存のない定電流がリングオシレータＯＳＣの各インバータ回路に供給されるので、リングオシレータＯＳＣでも温度に依存されず、精度のよい安定した発振周波数を出力することができる。
【００２５】
次に、製造ばらつきにより、各インバータ回路を構成するｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の閾値電圧が高くなると、リングオシレータＯＳＣ自体の発振周波数は低くなるが、ｐ型トランジスタＰ４のターンオン電圧も高くなり、演算増幅器Ａ１の反転入力端の電圧は上昇し、出力端の電圧は下降する。したがって、各ｐ型トランジスタＰ５、Ｐ６に流れる電流が大きくなり、リングオシレータＯＳＣの各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３に流れる電流も大きくなる。この結果、リングオシレータＯＳＣの発振周波数が上がるように補正がかかる。
【００２６】
逆に、ｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の閾値電圧が低くなると、リングオシレータＯＳＣ自体の発振周波数は高くなるが、ｐ型トランジスタＰ４のターンオン電圧も低くなり、演算増幅器Ａ１の反転入力端の電圧は下がり、出力端の電圧は上昇する。したがって、各ｐ型トランジスタＰ５、Ｐ６に流れる電流が小さくなり、リングオシレータＯＳＣの各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３に流れる電流も小さくなる。この結果、リングオシレータＯＳＣの発振周波数が下がるように補正がかかる。こうして発振周波数の変化の割合と、ｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の閾値電圧変化に追随したｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３に流れる電流変化の割合を合わせることで、製造ばらつきについての補正をかけている。
【００２７】
以上説明したように、リングオシレータＯＳＣを構成するインバータ回路の入力反転用トランジスタと同じ導電型のｐ型トランジスタＰ４をダイオード接続すると共に第１抵抗Ｒ１を介して接地し、これに定電流を流すことで、製造ばらつきによる閾値電圧変動に追随したターンオン電圧を得て、この電圧をリングオシレータＯＳＣに流す電流の制御に利用する構成としたので、発振周波数の閾値電圧の製造ばらつきについて補正をかけることができる。なお、発振回路１００の第２抵抗Ｒ２を半導体集積回路に組み込まずに外部接続し、この第２抵抗Ｒ２を調整することにより周波数を容易に調整することもできる。
【００２８】
尚、本発明の第１実施例の発振回路１００では、回路の温度が上昇した場合、ｐ型トランジスタＰ４のソースとドレイン間の電圧が下がる場合で説明したが、これとは逆の温度特性となる場合には、第１抵抗Ｒ１を負の抵抗値温度特性を持つ例えばポリシリ抵抗とすればよい。また、本発明の第１実施例の発振回路１００とは逆に、電源とグラウンド及び各トランジスタのｎ型とｐ型の極性を反転させた回路構成としてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００２９】
本発明の発振回路は、ＭＯＳトランジスタの閾値電圧の製造ばらつきを補償する必要のある発振回路に広く適用できる。例えば、近年のＤＶＤやＭＤなどの光ディスクの情報を読みとるための光ピックアップ用レーザーダイオード駆動回路で使用されている高周波重畳モジュール内の発振回路である。高周波重畳モジュールは、種々のレーザーノイズを低減するために、レーザーダイオード駆動電流に数百ＭＨｚの高周波電流を重畳する役割をしており、発振周波数の安定性が求められている。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の第１実施例の発振回路図。
【図２】従来例の発振回路図。
【符号の説明】
【００３１】
ＣＩ１、ＣＩ２ 定電流回路
Ｉ１、Ｉ２ 定電流源
Ｎ０、Ｎ７ ｎ型トランジスタ
Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３ ｎ型トランジスタ
ＯＳＣ リングオシレータ
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３ ｐ型トランジスタ
Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６ ｐ型トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
ＶＤＤ 電源
１００、２００ 発振回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一定の周波数を出力する発振回路に関し、特にその発振周波数を決定するＭＯＳトランジスタの閾値電圧の製造ばらつきを補償する発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、各種電子機器等に用いられる発振回路では、種々の物理的な条件の変化に対して、所望の発振周波数の信号を安定して発生させるために種々の工夫が施されている。その理由は、所望の周波数にて設計していた電子機器が動作しなくなったり、他の電子機器に悪影響を及ぼしたりするからである。
【０００３】
以下、従来の発振回路２００について、図２を参照して説明する。図２において、ＣＩ２は温度に依存しない定電流回路、ＯＳＣは奇数段のインバータ回路をリング状に接続したリングオシレータである。定電流回路ＣＩ２を構成するｎ型トランジスタＮ７のソースは接地され、ドレインはゲートと共通接続されると共に定電流源Ｉ２を介して電源ＶＤＤに接続されている。
【０００４】
３段の各インバータ回路の負荷用ＭＯＳトランジスタとしてのｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３の各ソースは接地され、各ゲートはｎ型トランジスタＮ７のゲートに共通接続されている。また、各インバータ回路の入力反転用トランジスタとしてのｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の各ソースは電源ＶＤＤに接続され、各ドレインはそれぞれｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３の各ドレインに接続されている。そして、ｐ型トランジスタＰ１とｎ型トランジスタＮ１の各ドレイン接続点が、次段のｐ型トランジスタＰ２のゲートに接続され、同じくｐ型トランジスタＰ２とｎ型トランジスタＮ２の各ドレイン接続点が、次段のｐ型トランジスタＰ３のゲートに接続され、最終段のｐ型トランジスタＰ３とｎ型トランジスタＮ３の各ドレイン接続点が、初段のｐ型トランジスタＰ１のゲートに接続されている。
【０００５】
尚、各ｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３は同一形状、同一特性のトランジスタであり、各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３も同一形状、同一特性のトランジスタとされることが多いが、形状は違っていてもよい。また、ｎ型トランジスタＮ７は各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３とゲート長が同じでゲート幅が異なるトランジスタとされることが多い。
【０００６】
上記構成の発振回路２００の動作を説明する。ｎ型トランジスタＮ７とインバータ回路の各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３はカレントミラーを構成しているので、インバータ回路の各ｎ型トランジスタには、ｎ型トランジスタＮ７とのミラー比に応じた電流が流れる。そして、温度の影響を受けにくい定電流源Ｉ２を用い、温度依存のない常に安定した定電流をリングオシレータＯＳＣに供給している。
【０００７】
したがって、温度依存のない定電流がリングオシレータＯＳＣの各インバータ回路に供給されるので、リングオシレータＯＳＣでも温度に依存されず、精度のよい安定した発振周波数を出力することができる。また、Ｉ２を調整することにより周波数を調整することができる（例えば、特許文献１参照。）。尚、発振回路２００は、特許文献１の電源とグラウンド及び各トランジスタのｎ型とｐ型の極性を反転させた例を示している。
【特許文献１】特開２００３−２８３３０５号公報 （第３、４頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところが、各インバータ回路を構成するｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の閾値電圧が拡散工程等の製造ばらつきにより変動すると、発振周波数も変動するという問題点がある。これは、発振回路の周波数が、各インバータ回路に流れる電流と、ｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の各入力容量（サイズで決まる為ほぼ一定）と、各段の入力反転用トランジスタであるｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の閾値電圧でほぼ決まるからである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１記載の発明は、入力反転用ＭＯＳトランジスタと負荷用ＭＯＳトランジスタとからなるインバータがリング状に奇数段接続されたリングオシレータと、負荷用ＭＯＳトランジスタに定電流を供給する定電流回路とを具備した発振回路において、定電流回路は、入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧に追随した定電圧を発生させる定電圧発生手段と、定電圧を定電流に変換する電圧電流変換手段とを有することを特徴とする発振回路である。
【００１０】
本発明では、製造ばらつきにより、リングオシレータの各インバータ回路を構成する入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧が高くなると、リングオシレータの周波数が、各インバータ回路の入力反転用ＭＯＳトランジスタに流れる電流、サイズで決まる入力容量及び閾値電圧でほぼ決まるため、リングオシレータ自体の発振周波数は低くなる。
【００１１】
しかし、入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧に追随した定電圧を発生させる定電圧発生手段と、この定電圧を定電流に変換する電圧電流変換手段とにより、リングオシレータの各インバータ回路を構成する負荷用ＭＯＳトランジスタに流れる電流が大きくなる。この結果、リングオシレータの発振周波数が上がるように補正がかかる。
【００１２】
逆に、入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧が低くなると、リングオシレータの発振周波数は高くなるが、負荷用ＭＯＳトランジスタに流れる電流が小さくなり、リングオシレータの発振周波数が下がるように補正がかかる。こうして発振周波数の変化の割合と、入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧変化に追随した負荷用ＭＯＳトランジスタに流れる電流変化の割合を定電圧発生手段と電圧電流変換手段とにより合わせることで、製造ばらつきについての補正をかけている。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の発振回路によれば、閾値電圧の製造ばらつきについて発振周波数の補正をかけることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
発振周波数のばらつきを、リングオシレータを構成するインバータ回路の入力反転用トランジスタと同じ導電型のトランジスタをダイオード接続すると共に抵抗を介して接地し、これに定電流を流すことで、製造ばらつきによる閾値電圧変動に追随したターンオン電圧を得て、この電圧をリングオシレータに流れる電流の制御に利用することで実現した。
【実施例１】
【００１５】
以下、本発明の実施例１の発振回路１００について、図１を参照して説明する。尚、図２と同一のものについては同一符号を付してその説明を省略する。図１において、ＣＩ１は温度に依存しない定電流回路、ＯＳＣは奇数段のインバータ回路をリング状に接続したリングオシレータであり、リングオシレータＯＳＣは図１のものと同一である。
【００１６】
Ｐ４はリングオシレータＯＳＣを構成するインバータ回路の入力反転用トランジスタと同じ導電型の定電圧出力用ＭＯＳトランジスタとしてのｐ型トランジスタで、ゲートとドレインが接続されてダイオード接続されると共に第１抵抗Ｒ１を介して接地されている。第１抵抗Ｒ１は、正の温度係数を持った拡散抵抗である。そして、ｐ型トランジスタＰ４のソースが、定電流源Ｉ１を介して電源ＶＤＤに接続されている。
【００１７】
Ａ１は演算増幅器で、反転入力端にはｐ型トランジスタＰ４のソースと定電流源Ｉ１との接続点の電圧が入力されている。Ｐ５はｐ型トランジスタで、ソースが電源ＶＤＤに、ゲートが演算増幅器Ａ１の出力端にそれぞれ接続され、ドレインが演算増幅器Ａ１の非反転入力端に接続されると共に第２抵抗Ｒ２を介して接地されている。
【００１８】
Ｐ６はソースが電源ＶＤＤに、ゲートが演算増幅器Ａ１の出力端にそれぞれ接続されたｐ型トランジスタである。Ｎ０はソースが接地され、ドレインがゲートと共通接続されると共にｐ型トランジスタＰ６のドレインに接続されたｎ型トランジスタである。
【００１９】
こうして定電流回路ＣＩ１が構成され、ｎ型トランジスタＮ０のゲートが３段の各インバータ回路を構成する負荷用ＭＯＳトランジスタとしてのｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３の各ゲートに接続されている。
【００２０】
尚、ｐ型トランジスタＰ４は各インバータ回路の入力反転用トランジスタを構成する各ｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３とゲート長が同じでゲート幅が異なるトランジスタであり、ｐ型トランジスタＰ５はｐ型トランジスタＰ６とゲート長が同じでゲート幅が異なるトランジスタであることが好ましい。また、ｎ型トランジスタＮ０は各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３とゲート長が同じでゲート幅が異なるトランジスタであることが好ましい。回路設計が容易となり補償精度も向上するからである。
【００２１】
上記構成の発振回路１００の動作を説明する。ダイオード接続されたｐ型トランジスタＰ４及び第１抵抗Ｒ１の直列回路には定電流源Ｉ１による温度に依存しない一定の電流が流れる。そして、例えば回路の温度が上昇した場合、ｐ型トランジスタＰ４のソースとドレイン間の電圧は下がるが、拡散抵抗である第１抵抗Ｒ１の抵抗値は上がる。したがって、ｐ型トランジスタＰ４及び第１抵抗Ｒ１の素子の両端電圧に関する温度特性を好適に選定することで両者の電圧変動は打ち消され、ｐ型トランジスタＰ４と定電流源Ｉ１との接続点の電圧は温度に依存しない一定値となる。
【００２２】
この電圧は、演算増幅器Ａ１の反転入力端に入力されており、演算増幅器Ａ１のイマジナリショートのはたらきにより非反転入力端すなわちｐ型トランジスタＰ５と第２抵抗Ｒ２との接続点の電圧も温度に依存しない一定値となる。そして、ｐ型トランジスタＰ５と第２抵抗Ｒ２を流れる電流を一定にする電圧が、演算増幅器Ａ１の出力端に現れることとなる。
【００２３】
この演算増幅器Ａ１の温度に依存しない出力電圧は、ｐ型トランジスタＰ６にも与えられているため、これに接続されているｎ型トランジスタＮ０には温度に依存しない一定の電流が流れる。ｎ型トランジスタＮ０を基準トランジスタとし、インバータ回路の各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３をミラートランジスタとするカレントミラーを構成しているので、インバータ回路の各ｎ型トランジスタには、ｎ型トランジスタＮ０とのミラー比に応じた電流が流れる。
【００２４】
したがって、温度依存のない定電流がリングオシレータＯＳＣの各インバータ回路に供給されるので、リングオシレータＯＳＣでも温度に依存されず、精度のよい安定した発振周波数を出力することができる。
【００２５】
次に、製造ばらつきにより、各インバータ回路を構成するｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の閾値電圧が高くなると、リングオシレータＯＳＣ自体の発振周波数は低くなるが、ｐ型トランジスタＰ４のターンオン電圧も高くなり、演算増幅器Ａ１の反転入力端の電圧は上昇し、出力端の電圧は下降する。したがって、各ｐ型トランジスタＰ５、Ｐ６に流れる電流が大きくなり、リングオシレータＯＳＣの各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３に流れる電流も大きくなる。この結果、リングオシレータＯＳＣの発振周波数が上がるように補正がかかる。
【００２６】
逆に、ｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の閾値電圧が低くなると、リングオシレータＯＳＣ自体の発振周波数は高くなるが、ｐ型トランジスタＰ４のターンオン電圧も低くなり、演算増幅器Ａ１の反転入力端の電圧は下がり、出力端の電圧は上昇する。したがって、各ｐ型トランジスタＰ５、Ｐ６に流れる電流が小さくなり、リングオシレータＯＳＣの各ｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３に流れる電流も小さくなる。この結果、リングオシレータＯＳＣの発振周波数が下がるように補正がかかる。こうして発振周波数の変化の割合と、ｐ型トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ３の閾値電圧変化に追随したｎ型トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３に流れる電流変化の割合を合わせることで、製造ばらつきについての補正をかけている。
【００２７】
以上説明したように、リングオシレータＯＳＣを構成するインバータ回路の入力反転用トランジスタと同じ導電型のｐ型トランジスタＰ４をダイオード接続すると共に第１抵抗Ｒ１を介して接地し、これに定電流を流すことで、製造ばらつきによる閾値電圧変動に追随したターンオン電圧を得て、この電圧をリングオシレータＯＳＣに流す電流の制御に利用する構成としたので、発振周波数の閾値電圧の製造ばらつきについて補正をかけることができる。なお、発振回路１００の第２抵抗Ｒ２を半導体集積回路に組み込まずに外部接続し、この第２抵抗Ｒ２を調整することにより周波数を容易に調整することもできる。
【００２８】
尚、本発明の第１実施例の発振回路１００では、回路の温度が上昇した場合、ｐ型トランジスタＰ４のソースとドレイン間の電圧が下がる場合で説明したが、これとは逆の温度特性となる場合には、第１抵抗Ｒ１を負の抵抗値温度特性を持つ例えばポリシリ抵抗とすればよい。また、本発明の第１実施例の発振回路１００とは逆に、電源とグラウンド及び各トランジスタのｎ型とｐ型の極性を反転させた回路構成としてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００２９】
本発明の発振回路は、ＭＯＳトランジスタの閾値電圧の製造ばらつきを補償する必要のある発振回路に広く適用できる。例えば、近年のＤＶＤやＭＤなどの光ディスクの情報を読みとるための光ピックアップ用レーザーダイオード駆動回路で使用されている高周波重畳モジュール内の発振回路である。高周波重畳モジュールは、種々のレーザーノイズを低減するために、レーザーダイオード駆動電流に数百ＭＨｚの高周波電流を重畳する役割をしており、発振周波数の安定性が求められている。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の第１実施例の発振回路図。
【図２】従来例の発振回路図。
【符号の説明】
【００３１】
ＣＩ１、ＣＩ２ 定電流回路
Ｉ１、Ｉ２ 定電流源
Ｎ０、Ｎ７ ｎ型トランジスタ
Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３ ｎ型トランジスタ
ＯＳＣ リングオシレータ
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３ ｐ型トランジスタ
Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６ ｐ型トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
ＶＤＤ 電源
１００、２００ 発振回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力反転用ＭＯＳトランジスタと負荷用ＭＯＳトランジスタとからなるインバータがリング状に奇数段接続されたリングオシレータと、負荷用ＭＯＳトランジスタに定電流を供給する定電流回路とを具備した発振回路において、
前記定電流回路は、前記入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧に追随した定電圧を発生させる定電圧発生手段と、前記定電圧を前記定電流に変換する電圧電流変換手段とを有することを特徴とする発振回路。
【請求項２】
前記定電圧発生手段は、定電流源と、定電流源からの定電流により前記入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧に追随した定電圧を出力する定電圧出力用ＭＯＳトランジスタとを有し、
前記電圧電流変換手段は、前記定電圧を反転増幅する反転増幅器と、反転増幅器の出力を定電流に変換して前記負荷用ＭＯＳトランジスタに供給する電圧電流変換回路とを有することを特徴とする請求項１記載の発振回路。
【請求項１】
入力反転用ＭＯＳトランジスタと負荷用ＭＯＳトランジスタとからなるインバータがリング状に奇数段接続されたリングオシレータと、負荷用ＭＯＳトランジスタに定電流を供給する定電流回路とを具備した発振回路において、
前記定電流回路は、前記入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧に追随した定電圧を発生させる定電圧発生手段と、前記定電圧を前記定電流に変換する電圧電流変換手段とを有することを特徴とする発振回路。
【請求項２】
前記定電圧発生手段は、定電流源と、定電流源からの定電流により前記入力反転用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧に追随した定電圧を出力する定電圧出力用ＭＯＳトランジスタとを有し、
前記電圧電流変換手段は、前記定電圧を反転増幅する反転増幅器と、反転増幅器の出力を定電流に変換して前記負荷用ＭＯＳトランジスタに供給する電圧電流変換回路とを有することを特徴とする請求項１記載の発振回路。
【図１】
【図２】
【図２】
【公開番号】特開２００６−１２１２５０（Ｐ２００６−１２１２５０Ａ）
【公開日】平成１８年５月１１日（２００６．５．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−３０５１０７（Ｐ２００４−３０５１０７）
【出願日】平成１６年１０月２０日（２００４．１０．２０）
【出願人】（０００１５６９５０）関西日本電気株式会社 (26)
【公開日】平成１８年５月１１日（２００６．５．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年１０月２０日（２００４．１０．２０）
【出願人】（０００１５６９５０）関西日本電気株式会社 (26)
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