発振装置
【課題】水晶振動子の動作時間の経過に伴う発振周波数の変化を補償して安定した発振周波数が得られる発振装置を提供すること。
【解決手段】基準時から所定の時間が経過した後における第１及び第２の水晶振動子の周波数差と、基準時における第１及び第２の水晶振動子の周波数差と、の差分値ΔＦ（即ち、第１の水晶振動子における周波数について基準時からの変化分と、第２の水晶振動子における周波数について基準時からの変化分との差分値ΔＦ）を求める。そして基準時からの時間の経過に対して、第１の水晶振動子の周波数の変化分と第２の水晶振動子の周波数の変化分との比率が同じであるとして取り扱ったときの当該比率を経時変化の補正係数とし、差分値ΔＦに対応する値と経時変化の補正係数とに基づいて、発振装置の出力を作り出すための水晶振動子の周波数について補正値を取得する。
【解決手段】基準時から所定の時間が経過した後における第１及び第２の水晶振動子の周波数差と、基準時における第１及び第２の水晶振動子の周波数差と、の差分値ΔＦ（即ち、第１の水晶振動子における周波数について基準時からの変化分と、第２の水晶振動子における周波数について基準時からの変化分との差分値ΔＦ）を求める。そして基準時からの時間の経過に対して、第１の水晶振動子の周波数の変化分と第２の水晶振動子の周波数の変化分との比率が同じであるとして取り扱ったときの当該比率を経時変化の補正係数とし、差分値ΔＦに対応する値と経時変化の補正係数とに基づいて、発振装置の出力を作り出すための水晶振動子の周波数について補正値を取得する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶振動子を用いた発振装置であって、水晶振動子の周波数の経時変化を補償する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
水晶振動子は、駆動時間の経過に伴って発振周波数がドリフトする性質がある。一方市場では水晶発振器に対して極めて高い周波数安定度が要求されるアプリケーションが増えてきているが、アプリケーションに組み込まれる場合水晶発振器としては、通常ＯＣＸＯが一般的である。ＯＣＸＯは、前記ドリフトが少ない利点があるが、装置が大掛かりであり、消費電力が大きい。このため簡素な構成であり、消費電力の少ないＴＣＸＯを利用することが検討されているが、ＴＣＸＯは駆動時間の経過に伴う発振周波数のドリフト量が大きい欠点があり、高い周波数安定度が要求されるアプリケーションに対しては適用しにくいという課題がある。
【０００３】
特許文献１共通の水晶片に２対の電極を設けて２つの水晶振動子（水晶共振子）を構成し、温度変化に応じて２つの水晶振動子の間で周波数差が現れることを利用して発振周波数の温度補償を行う技術が記載されているが、周波数の経時変化の補償については記載されていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００１−２９２０３０号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明はこのような事情の下になされたものであり、その目的は、水晶振動子の動作時間の経過に伴う発振周波数の変化を補償して安定した発振周波数が得られる発振装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、水晶振動子を用いた発振装置において、
水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準時における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒｚ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準時における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒｚとすると、ｆ２とｆ２ｒｚとの差分に対応する値と、ｆ１とｆ１ｒｚとの差分に対応する値と、の差分値ΔＦに対応する値を求める周波数差検出部と、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値ΔＦに対応する値と経時変化の補正係数とに基づいて、時間が基準時から経過したことに基づくｆ１の周波数補正値を取得する経時変化補償用の補正値取得部と、を備え、
前記経時変化の補正係数は、基準時からの動作時間の経過に対して、第１の発振回路の周波数の変化分と第２の発振回路の周波数の変化分との比率であり、
発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力を利用して生成され、
前記補正値取得部にて求めた前記周波数補正値に基づいて前記出力周波数の設定値を補正するように構成したことを特徴とする。
【０００７】
本発明の具体的構成例を列挙する。
第１の発振回路の発振周波数ｆ１はｎ次オーバートーンであり、第２の発振回路の発振周波数ｆ２は基本波の周波数であり、
前記差分値ΔＦは、
｛（ｆ２−ｆ２ｒｚ）／ｆ２ｒｚ｝−｛（ｆ１−ｆ１ｒｚ）／ｆ１ｒｚ｝である。
【０００８】
また他の具体例は、前記経時変化の補正係数は、基準温度において設定された値であり、
前記第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子が置かれる雰囲気温度を検出する温度検出部と、
基準時において、基準温度からの温度変化分と基準温度における前記差分値ΔＦに対する変動量との関係と、前記温度検出部にて求めた雰囲気温度と、に基づいて、前記差分値ΔＦに含まれる温度変化に起因する変化量を求める温度補償用算出部と、を備え
前記補正値取得部は、前記差分値ΔＦから前記温度補償用算出部にて算出された変化量を差し引いた値を用いてｆ１の周波数補正値を取得することを特徴とする。
【０００９】
更に他の具体例は、前記第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子が置かれる雰囲気温度を検出する温度検出部と、
この温度検出部にて検出された温度に対応する信号と、当該信号と第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係と、に基づいて、環境温度が基準温度からずれたことに起因するｆ１の周波数補正値を取得する温度補償用の補正値取得部と、を備え、
前記経時変化用の補正値取得部にて求めた前記周波数補正値と、前記温度補償用の補正値取得部にて求めた前記周波数補正値と、基づいて前記出力周波数の設定値を補正するように構成したことを特徴とする。
【００１０】
周波数差検出部は、
前記ｆ１とｆ２との差分周波数のパルスを作成するパルス作成部と、入力された直流電圧の大きさに応じた周波数で時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号を出力するＤＤＳ回路部と、このＤＤＳ回路部から出力された周波数信号を前記パルス作成部にて作成されたパルスによりラッチするラッチ回路と、このラッチ回路にてラッチされた信号値を積分してその積分値を前記前記差分値に対応する値として出力するループフィルタと、このループフィルタの出力とｆ１ｒｚとｆ２ｒｚとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力値とする加算部と、を備えたことを特徴とする。
第１の水晶振動子の水晶片と第２の水晶振動子の水晶片とは、共通化されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明は、第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準時における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒｚ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準時における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒｚとすると、ｆ２とｆ２ｒｚとの差分に対応する値と、ｆ１とｆ１ｒｚとの差分に対応する値と、の差分値ΔＦに対応する値（即ち、第１の水晶振動子における周波数について基準時からの変化分と、第２の水晶振動子における周波数について基準時からの変化分との差分値ΔＦ）を求めている。そして基準時からの時間の経過に対して、第１の水晶振動子の周波数の変化分と第２の水晶振動子の周波数の変化分との比率が同じであるとして取り扱ったときの当該比率を経時変化の補正係数とし、差分値ΔＦに対応する値と経時変化の補正係数とに基づいて、発振装置の出力を作り出すための水晶振動子の周波数について補正値を取得するようにしている。従って、水晶振動子の動作時間の経過に伴う発振周波数の変化を補償しているので、安定した発振周波数が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態の概要説明に使用する発振周波数の経時変化を示す模式的な説明図である。
【図２】本発明の実施形態の全体構成を示すブロック図である。
【図３】上記実施の形態に用いられる制御回路部の構成を示すブロック図である。
【図４】周波数差検出部を示すブロック図である。
【図５】周波数差検出部の一部の出力の波形図である。
【図６】周波数差検出部におけるＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしていない状態を模式的に示す各部の波形図である。
【図７】周波数差検出部におけるＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしていない状態を模式的に示す各部の波形図である。
【図８】実際の装置について前記ループにおけるループフィルタの出力波形図である。
【図９】第１〜第３の発振回路の各周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図１０】各周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３の各々を正規化した値と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図１１】各周波数を正規化した値の差分と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図１２】ｆ１／３−ｆ３に対応する値に含まれる、温度変化に起因する変動分と、温度検出結果に対応する値との関係を示す特性図である。
【図１３】図１２に示す特性図の横軸の値に基づいて縦軸の値を演算で求めるための演算部を示すブロック図である。
【図１４】エージング補正値算出部を示すブロック図である。
【図１５】エージング（経時変化）により周波数が変化する様子を示す特性図である。
【図１６】ｆ１を正規化した値と温度との関係、及びｆ１を正規化した値とｆ２を正規化した値との差分と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図１７】図１６の縦軸を正規化した値と、周波数補正値との関係を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
[発明の実施形態の概要]
この実施形態にかかる発振装置は、第１の水晶振動子を発振させる第１の発振回路の発振出力を例えば制御回路のクロックとして用いている場合、第１の水晶振動子の経時変化によりクロック周波数が変化すると制御回路の動作が目的とする動作から外れてくる。このためクロック周波数の経時変化分（エージングによる周波数の変化分）を補償しようとする技術である。実施形態を詳細に説明する前に、この補償の様子の概要について極めて模式的に述べておく。この模式的な説明で使用する数値は便宜上のものであり、グラフの傾きなども便宜上のものである。
【００１４】
今、第１の水晶振動子の３次オーバートーン（周波数をｆ１とする）をクロックとして用いているものとし、ｔ０を基準時とすると、３次オーバートーンの１／３の周波数の経時変化は図１（ａ）の下側のグラフで表され、基準時ｔ０のｆ１／３は９００Ｈｚである。この実施の形態で知りたいことは、例えば発振装置が使用されてから（水晶振動子が駆動されてから）ある日数が経過したときにｆ１が基準時の周波数からどれくらい変化しているかということである。そこで第１の水晶振動子とは異なる第２の水晶振動子を用い、この水晶振動子の基本波（周波数がｆ２である）を利用する。基本波の周波数の経時変化はオーバートーンの周波数の経時変化よりも大きく、また両経時変化の比率は一定である。
【００１５】
この実施形態ではこの点に着目している。図１（ａ）の上側のグラフは、基本波の周波数ｆ２の経時変化を示しており、基準時ｔ０のｆ２は１０００Ｈｚである。図１（ｂ）は両周波数の経時変化を基準時ｔ０を合わせて示したものであり、各グラフの横軸からの高さは、周波数の変化分である。つまり３次オーバートーンの周波数変化分については、基準時におけるオーバートーンの周波数をｆ１ｒｅとすると、ｆ１ｒｅ／３とある時点でのｆ１／３との差分（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３である。また基本波の周波数変化分については、基準時における周波数をｆ２ｒｅとすると、ｆ２ｒｅとある時点でのｆ２との差分（ｆ２−ｆ２ｒｅ）である。
【００１６】
測定対象は、ｆ１／３とｆ２との差分周波数であり、基準時における夫々の周波数ｆ１ｒｅ／３、ｆ２ｒｅは既知（この例では９００Ｈｚ、１０００Ｈｚ）であるから、ｆ２−ｆ１／３の測定値が分かれば、（ｆ２−ｆ２ｒｅ）−（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３＝ΔＦ（図１（ｂ）参照）の値が分かる。そして各時点において、（ｆ２−ｆ２ｒｅ）に対する（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３の比率ｍを一定として取り扱い、この比率は予め分かっているため、ΔＦが分かれば、最終的に求めたいｆ１の経時変化補償分の１／３の値[（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３]を求めることができる。図１の例では比率ｍは４／９であるため、時刻ｔ１における測定結果であるΔＦが１０Ｈｚであれば、（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３＝ΔＦ・ｍ／（１−ｍ）＝８Ｈｚが得られる。
【００１７】
なお、水晶振動子を製造後に始めて通電した初期には、経過時間と前記周波数変化分はとの関係は非直線的であるため、この関係が直線的になった後のタイミング、例えばメーカーからの出荷直前のタイミングを基準時とする。
【００１８】
従って第１の水晶振動子におけるクロックである３次オーバートーンの周波数ｆ１は２７００Ｈｚから２４Ｈｚ増えたことになり、前記制御回路の動作について、２４Ｈｚ増加分を相殺するように制御すること、例えば制御電圧を制御することなどが行われる。ところで以上の説明は、図１に示す周波数特性を求める環境温度と時刻ｔ１における環境温度が等しいとした場合に対応する。もし周波数特性を求める環境温度が基準温度である例えば２５℃であり、時刻ｔ１における環境温度が２７℃であったとしたら、ΔＦには、温度変動に基づく周波数変化分も含まれることになる。その場合には、ｆ１の経時変化に基づく変動分を正確に求めることができなくなる。
【００１９】
そこでこの実施の形態では、第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子を後述のように同じ環境温度に置くと共に、この環境温度を測定する温度検出部を用いる。そして基準温度で正規化した正規化温度（基準温度をゼロとしたときの温度）と基準時におけるΔＦとの関係と、を予め求めておき、当該関係と温度検出部で検出した温度検出値とに基づいて、ΔＦに含まれる温度変化に基づく周波数差変動分（経時変化補正時の温度変動分キャンセルデータ）を求める。具体的には、図１の特性は基準温度における特性であるとし、基準時における２７℃のときの第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子の周波数が夫々１００３Ｈｚ及び９０１Ｈｚであるとすると、ｆ２の特性及びｆ１／３の特性は図１に示すグラフに対して夫々３Ｈｚ及び１Ｈｚだけ高い位置にある。従ってそもそも基準時においてｆ２ｒｅとｆ１ｒｅ／３との差分はゼロではなく、２Ｈｚであり、前記ΔＦには経時変化に基づく周波数差の他に温度変化に基づく２Ｈｚ分が含まれている。このため、測定したΔＦから２Ｈｚを差し引いた後の値を用いて、（１）式を適用する必要がある。
（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３＝ΔＦ・ｍ／（１−ｍ） ……（１）
こうして得られた（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３の値がｆ１／３に含まれる経時変化に基づくいわば真の周波数変動分であり、この値を３倍した値だけ、第１の発振回路の出力周波数を補償することにより、第１の発振回路の出力周波数の経時変化に基づく周波数変動分が補償されることになる。
ところで、水晶振動子が置かれる温度環境が変動する場合、温度検出部により温度を検出し、温度（例えば基準温度に対して正規化した温度）と第１の水晶振動子の周波数（例えば基準温度における周波数に対して正規化した温度）とについて予め求めた関係と、温度検出値と、に基づいて第１の水晶振動子の周波数に含まれる温度変化に基づく周波数変動分を求めておくことが好ましい。この場合には、第１の水晶振動子の周波数から、既述の経時変化に基づく周波数変動分と温度変化に基づく周波数変動分とを差し引くことにより（変動分の値の符号によっては加算することにより）、目的とする出力周波数を安定して得ることができる。
【００２０】
このような周波数の補償は、第１の水晶振動子の周波数に対して直接補償をすることに限らず、例えば第１の水晶振動子の周波数をクロックとして用いる制御回路において、周波数変動分をキャンセルするように制御電圧を調整することなども含まれる。
なお、本発明における経時変化に基づく周波数変動分の補償は、ＯＣＸＯに適用してもよい。
[発明の実施形態の詳細説明]
次に本発明の実施形態の具体的回路構成、周波数特性などについて述べる。図２は本発明の発振装置の実施形態の全体を示すブロック図である。この発振装置は、設定された周波数の周波数信号を出力する周波数シンセサイザとして構成され、水晶振動子を用いた電圧制御発振器１００と、この電圧制御発振器１００におけるＰＬＬを構成する制御回路部２００と、この制御回路部２００に入力される基準クロックの温度補償及び経時変化補償を行う信号補償部と、を備えている。信号補償部については符号を付していないが、図１における制御回路部２００よりも左側部分に相当する。
【００２１】
この制御回路部２００は、図３に示すようにＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）回路部２０１から出力するリファレンス（参照用）クロックと、電圧制御発振器１００の出力を分周器２０４で分周したクロックの位相とを位相周波数比較部２０５にて比較し、その比較結果である位相差が図示しないチャージポンプによりアナログ化される。アナログ化された信号はループフィルタ２０６に入力され、ＰＬＬ（Phase locked loop）が安定するように制御される。従って制御回路部２００は、ＰＬＬ部であると言うこともできる。ここでＤＤＳ回路部２０１は、後述の第１の発振回路１から出力される周波数信号を基準クロックとして用い、目的とする周波数の信号を出力するための周波数データ（ディジタル値）が入力されている。
【００２２】
しかし前記基準クロックの周波数が経時変化するため、この経時変化分をキャンセルするためにＤＤＳ回路部２０１に入力される前記周波数データに後述の周波数補正値に対応する信号を加算部９０にて加算している。ＤＤＳ回路部２０１に入力される周波数データを補正することで、基準クロックの経時特性変動分に基づくＤＤＳ回路部２０１の出力周波数の経時変動分がキャンセルされ、結果として温度変動に対して参照用クロックの周波数が安定し、以って電圧制御発振器１００からの出力周波数が安定することになる。
【００２３】
信号補償部は、経時変化補償部と温度補償部とを備えている。図２において、１０及び２０は、夫々第１の水晶振動子、第２の水晶振動子である。これら水晶振動子１０及び２０は、共通の水晶片Ｘｂを用いて構成されている。即ち例えば短冊状の水晶片Ｘｂの領域を長さ方向に２分割し、各分割領域（振動領域）の表裏両面に励振用の電極を設ける。従って第１の分割領域と一対の電極１１、１２とにより第１の水晶振動子１０が構成され、第２の分割領域と一対の電極１１、１２とにより第２の水晶振動子２０が構成される。このためこれら水晶振動子１０及び２０は互いに熱的に結合されたものということができる。
【００２４】
第１の水晶振動子１０には第１の発振回路１が接続されている。第１の水晶振動子１０は、基本波が２８．２ＭＨｚのものが用いられ、第１の発振回路１の出力は例えば３次オーバートーン（高調波）である。第２の水晶振動子２０には、互に絶縁された第２の発振回路２及び第３の発振回路３が接続されている。第２の水晶振動子２０は、基本波が２６．５ＭＨｚのものが用いられている。これら第２の発振回路２及び第３の発振回路３は、互の絶縁を確保するために入力ラインの分岐点に図示していないがスイッチ部を設けて、一方の接点に切り替えたときには第２の水晶振動子２０の励振電極が第２の発振回路２に接続され、他方の接点に切り替えたときには第２の水晶振動子２０の励振電極が第３の発振回路３に接続されるように構成される。従って一方の接点と他方の接点との間で交互に切り替えることにより、第２の水晶振動子２０の基本波（ｆ２）が第２の発振回路２から、また第２の水晶振動子２０の３次オーバートーン（ｆ３）が第３の発振回路３から、夫々時分割データとして取り出され、後段の信号処理を行うことができる。
【００２５】
第１の発振回路１及び第３の発振回路３の出力は３次以外のオーバートーンでもよいし、基本波でもよい。オーバートーンの出力を得る場合には、例えば水晶振動子と増幅器とからなる発振ループ内にオーバートーンの同調回路を設けて、発振ループをオーバートーンで発振させてもよい。あるいは発振ループについては基本波で発振させ、発振段の後段、例えばコルピッツ回路の一部である増幅器の後段にＣ級増幅器を設けてこのＣ級増幅器により基本波を歪ませると共にＣ級増幅器の後段にオーバートーンに同調する同調回路を設けて、結果として発振回路１、２からいずれも例えば３次オーバートーンの発振周波数を出力するようにしてもよい。
ここで便宜上、第１の発振回路１から周波数ｆ１の周波数信号が出力され、第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が出力され、第３の発振回路３から周波数ｆ３の周波数信号が出力されるものとすると、周波数ｆ１の周波数信号は、前記制御回路部２００に基準クロックとして供給される。本発明において、周波数ｆ１の周波数信号は、発振装置の出力に利用されるものであるが、「利用される」とは、この例では図２に示す制御回路部２００のクロックとして用いられることを指す。しかしこのような態様に限られるものではなく、例えば一般的なＴＣＸＯである水晶振動子とこの水晶振動子を発振させる発振回路とを組み合わせた発振装置において、第１の水晶振動子及び第１の発振回路が夫々これら水晶振動子及び発振回路に相当する場合も含まれ、この場合には、周波数ｆ１の周波数信号が出力そのものとなる。
【００２６】
周波数ｆ１及び周波数ｆ２は、既述した実施形態の概要説明におけるｆ１、ｆ２に夫々対応する。従って第１の水晶振動子１０及び第１の発振回路１と、第２の水晶振動子２０及び第２の発振回路２とは、周波数ｆ１の経時変化（第１の水晶振動子１０を駆動したことにより基準時の周波数から変化した状態）を測定するためのものである。
【００２７】
一方、第１の水晶振動子１０及び第１の発振回路１と、第３の水晶振動子３０及び第３の発振回路３とは、温度検出部の一部の役割を持っている。この点については後述するが、周波数ｆ１とｆ３との差分に応じた値と温度との間で所定の関係があるため、この差分を測定することで温度を検出できる。そしてこの温度の検出結果の一つの用途は、実施形態の概要説明の項目にて述べたように、この温度検出値に基づいてｆ２−ｆ１／３に含まれる温度変動分を検出するために用いられる。また温度の検出結果の他の用途は、第１の発振回路１から出力される周波数信号の周波数ｆ１に含まれる温度変動分を検出するために用いられる。従ってこの例では、第１の発振回路１から出力される周波数信号は、発振装置を駆動するためのクロック出力部としての役割に加えて温度検出の役割も兼用しているということになる。
【００２８】
周波数ｆ１の経時変化を補償する部分に説明を戻すと、図２中、４は周波数差検出部である。第１の発振回路１の出力端と周波数差検出部４の入力端との間には、分周比１／３の分周回路１３が設けられており、第１の発振回路１からの周波数信号は、その周波数ｆ１が１／３に分周されて周波数差検出部４に入力される。周波数差検出部４は概略的な言い方をすれば、ｆ１／３とｆ２との差分と、Δｆｒｅとの差分である、ΔＦ＝ｆ２−ｆ１／３−Δｆｒｅを取り出すための回路部である。Δｆｒｅは、基準時において、基準温度例えば２５℃におけるｆ２（ｆ２ｒｅ）とｆ１／３（ｆ１ｒｅ／３）との差分である。
本発明は、周波数差検出部４によりｆ２とｆ１／３との差分に対応する値と、基準温度例えば２５℃におけるｆ２とｆ１／３との差分に対応する値と、の差分であるΔＦを計算することにより成り立つ。この実施形態の場合（図４の場合）、より詳しく言えば、周波数差検出部４で得られる値は、｛（ｆ２−ｆ１／３）／（ｆ１／３）｝−｛（ｆ２ｒｅ−ｆ１ｒｅ／３）／（ｆ１ｒｅ／３）｝である。ただし、図面では周波数差検出部４の出力の表示は略記している。
【００２９】
この値は、図１に示したΔＦに対応している。即ち発明の実施形態の概要の項目で模式的に説明したように、ΔＦはｆ１の経時変化を補償するための補償値を求めるための値である。そして｛（ｆ２−ｆ１／３）／（ｆ１／３）｝−｛（ｆ２ｒｅ−ｆ１ｒｅ／３）／（ｆ１ｒｅ／３）｝の値をΔＦの代わりに使用し、例えば図１（ｂ）のグラフを用いて既述のように、（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３＝ΔＦ・ｍ／（１−ｍ）の演算を行って補償値を求めてもｆ１の経時変化を補償することができる。周波数検出部４から得られる値は例えば３４ビットの値であり、このディジタル値によりＤＤＳ回路部２０１の周波数データを補正することにより、既述の模式的な説明と同じ補償作用が得られる。
なお、周波数差検出部４がΔＦ＝ｆ２−ｆ１／３−Δｆｒｅを算出する回路部であったとしても、本発明の効果が得られることに変わりはない。
【００３０】
図４は、周波数差検出部４の具体例を示している。４１はフリップフロップ回路（Ｆ／Ｆ回路）であり、このフリップフロップ回路４１の一方の入力端に第１の発振回路１からの周波数ｆ／３の周波数信号が入力され、他方の入力端に第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が入力され、第１の発振回路１からの周波数ｆ１／３の周波数信号により第２の発振回路２からの周波数ｆ２の周波数信号をラッチする。以下において記載の冗長を避けるために、ｆ１、ｆ２は、周波数あるいは周波数信号そのものを表しているとして取り扱う。フリップフロップ回路４１は、ｆ１／３とｆ２との周波数差に対応する値である、（ｆ２−ｆ１／３）／（ｆ１／３）の周波数をもつ信号を出力する。
【００３１】
フリップフロップ回路４１の後段には、ワンショット回路４２が設けられ、ワンショット回路４２では、フリップフロップ回路４１から得られたパルス信号における立ち上がりにてワンショットのパルスを出力する。図５（ａ）〜（ｄ）はここまでの一連の信号を示したタイムチャートである。
ワンショット回路４２の後段にはＰＬＬ（Phase Locked Loop）が設けられ、このＰＬＬは、ラッチ回路４３、積分機能を有するループフィルタ４４、加算部４５及びＤＤＳ回路部４６により構成されている。ラッチ回路４３はＤＤＳ回路部４６から出力された鋸波をワンショット回路４２から出力されるパルスによりラッチするためのものであり、ラッチ回路４３の出力は、前記パルスが出力されるタイミングにおける前記鋸波の信号レベルである。ループフィルタ４４は、この信号レベルである直流電圧を積分し、加算部４５はこの直流電圧とΔｆｒｅに対応する直流電圧と加算する。Δｆｒｅに対応する直流電圧に対応するデータは図２に示すメモリ３０に格納されている。
【００３２】
この例では加算部４５における符号は、Δｆｒｅに対応する直流電圧の入力側が「＋」であり、ループフィルタ４４の出力電圧の入力側が「−」となっている。ＤＤＳ回路部４６には、加算部４５にて演算された直流電圧、即ちΔｆｒｅに対応する直流電圧からループフィルタ４４の出力電圧を差し引いた電圧が入力され、この電圧値に応じた周波数の鋸波が出力される。ＰＬＬの動作の理解を容易にするために図６に極めて模式的に各部の出力の様子を示しておく。装置の立ち上げ時には、Δｆｒｅに対応する直流電圧が加算部４５を通じてＤＤＳ回路部４６に入力され、例えばΔｆｒｅが５ＭＨｚであるとすると、この周波数に応じた周波数の鋸波がＤＤＬ３６から出力される。
【００３３】
前記鋸波がラッチ回路４３により（ｆ２−ｆ１／３）に対応する周波数のパルスでラッチされるが、（ｆ２−ｆ１／３）が例えば５．１ＭＨｚであるとすると、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が短いことから、鋸波のラッチポイントは図６（ａ）に示すように徐々に下がっていき、ラッチ回路４３の出力及びループフィルタ４４の出力は図６（ｂ）、（ｃ）に示すように−側に徐々に下がっていく。加算部４５におけるループフィルタ４４の出力側の符号が「−」であることから、加算部４５からＤＤＳ回路部４６に入力される直流電圧が上昇する。このためＤＤＳ回路部４６から出力される鋸波の周波数が高くなり、ＤＤＳ回路部４６に５．１ＭＨｚに対応する直流電圧が入力されたときに、鋸波の周波数が５．１ＭＨｚとなって図７（ａ）〜（ｃ）に示すようにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ４４から出力される直流電圧は、Δｆｒｅ−（ｆ２−ｆ１／３）＝−０．１ＭＨｚに対応した値となる。つまりループフィルタ４４の積分値は、５ＭＨｚから５．１ＭＨｚへ鋸波が変化するときの０．１ＭＨｚの変化分の積分値に相当するということができる。なお、５ＭＨｚ及び５．１ＭＨｚは、説明のための便宜上の数値である。
【００３４】
ここで周波数差検出部としては、周波数差検出部４の他にも、温度補償を行うための一部の機能として周波数差検出部５も設けられており、このため周波数差検出部の動作説明を補充するという観点から、Δｆｒｅの方が（ｆ２−ｆ１／３）よりも大きい場合の動作について併せて述べておく。この場合、例えばΔｆｒｅが５．１ＭＨｚ、（ｆ２−ｆ１／３）が５ＭＨｚであるとする。鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が長いためにことから、図６（ａ）に示すラッチポイントは徐々に高くなり、これに伴い、ラッチ回路４３の出力及びループフィルタ４４の出力も上昇する。このため加算部４５において差し引かれる値が大きくなるので、鋸波の周波数が徐々に下がり、やがて（ｆ２−ｆ１／３）と同じ５ＭＨｚとなったときにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ４４から出力される直流電圧は、Δｆｒｅ−（ｆ２−ｆ１／３）＝０．１ＭＨｚに対応した値となる。
【００３５】
図８は実測データであり、この例では時刻ｔ０にてＰＬＬがロックしている。実際には周波数差検出部４の出力、即ち図４に示す平均化回路４７の出力は、｛（ｆ２−ｆ１／３）／（ｆ１／３）｝−｛（ｆ２ｒｅ−ｆ１ｒｅ／３）／（ｆ１ｒｅ／３）｝の値を３４ビットのディジタル値で表した値である。
【００３６】
またフリップフロップ４１においてｆ２をｆ１／３によりラッチする動作は非同期であることから、メタステーブル（入力データをクロックのエッジでラッチする際、ラッチするエッジの前後一定時間は入力データを保持する必要があるが、クロックと入力データとがほぼ同時に変化することで出力が不安定になる状態）など不定区間が生じる可能性もあり、ループフィルタ４４の出力には瞬間誤差が含まれる可能性がある。上記のＰＬＬではループフィルタ４４の出力を、温度に対応する値であるΔｆｒｅと（ｆ２−ｆ１／３）との差分として取り扱っていることから、ループフィルタ４４の出力側に、予め設定した時間における入力値の移動平均を求める平均化回路４７を設け、前記瞬間誤差が生じても取り除くようにしている。平均化回路４７を設けることにより、最終的に周波数ずれ情報を高精度に取得することができる。ＰＬＬのループフィルタ４４から平均化回路４７を介して取り出された情報は、経時変化補正値演算部６に入力される。
【００３７】
次に、第１の発振回路１からの周波数信号の周波数ｆ１と第３の発振回路３からの周波数信号の周波数ｆ３との取り扱いに関して説明する。なお第３の発振回路３からの周波数信号及びその周波数のいずれについてもｆ３で表わすものとする。図２中、５は周波数差検出部であり、周波数差検出部５は概略的な言い方をすれば、ｆ１とｆ３との差分と、Δｆｒｔとの差分である、ΔＦ´＝ｆ３−ｆ１−Δｆｒｔを取り出すための回路部である。なお、より正確に述べれば、周波数差検出部４と同様にΔＦ´は｛（ｆ１−ｆ１ｒｔ）／ｆ１ｒｔ｝−｛（ｆ３−ｆ３ｒｔ）／ｆ３ｒｔ｝である。
【００３８】
Δｆｒｔは、基準温度例えば２５℃におけるｆ３とｆ１との差分である。周波数差検出部５は、図４に示すように前記周波数差検出部４と同一の構成であり、符号５１〜５７が示すものは夫々符号４１〜４７に示す部位に相当する。なお、既述のΔＦと、ΔＦ´とを求めるにあたって、共通の周波数差検出部（４あるいは５）を使用し、信号を切り替えて演算を行うようにしてもよい。
【００３９】
周波数差検出部５にて得られた周波数ずれ情報、この例ではΔｆｒｔ−（ｆ３−ｆ１）は、温度検出値に対応する。即ち、Δｆｒｔ−（ｆ３−ｆ１）は温度に応じて変わり、また周波数差検出部４にて求めたΔｆｒｅ−（ｆ２−ｆ１／３）についても温度に応じて変わる。従って周波数差検出部４、５にて夫々得られたΔＦと、ΔＦ´とは、一定の関係にある。つまり、ΔＦは温度に対して所定の関係で変動するので、ΔＦ´を温度検出値と見立てて、予め温度を媒体としてΔＦと、ΔＦ´との関係を求め、実施形態の概要にて述べたようにΔＦ´の値からΔＦに含まれる温度変動分を求めようとしている。この演算を行う部分が温度変動分算出部７である。
【００４０】
温度変動分算出部７に関して述べる前に、図９から図１２を参照してΔＦ´とΔＦに含まれる温度変動分とについて説明する。図９は、ｆ１、ｆ２及びｆ３を基準温度で正規化し、温度と周波数との関係を示す特性図である。ここでいう正規化とは、例えば２５℃を基準温度とし、温度と周波数との関係について基準温度における周波数をゼロとし、基準温度における周波数からの周波数のずれ分と温度との関係を求めることを意味している。２５℃における第１〜３の発振回路１〜３の周波数を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒ及びｆ３ｒとすると、つまり２５℃におけるｆ１、ｆ２、ｆ３の値を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒ、ｆ３ｒとすると、図９の縦軸の値は（ｆ１−ｆ１ｒ）、（ｆ２−ｆ２ｒ）及び（ｆ３−ｆ３ｒ）ということになる。
【００４１】
また図１０は、図９に示した各温度の周波数について、基準温度（２５℃）における周波数に対する変化率を表わしている。従って図１０の縦軸の値は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ、（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ及び（ｆ３−ｆ３ｒ）／ｆ３ｒであり、これらの値を夫々ＯＳＣ１、ＯＳＣ２及びＯＳＣ３で表わすこととする。なお図１０の縦軸の値の単位はｐｐｍである。
【００４２】
ここで周波数差検出部４の説明に戻ると、既述のようにこの実施形態では周波数差検出部４は、（ｆ２−ｆ２ｒｅ）−（ｆ１／３−ｆ１ｒｅ／３）＝ｆ２−ｆ１／３−Δｆｒ、そのものの値ではなく、｛（ｆ２−ｆ１／３）／（ｆ１／３）｝−｛（ｆ２ｒｅ−ｆ１ｒｅ／３）／（ｆ１ｒｅ／３）｝を演算値としている。そしてこの演算値を３４ビットで表したディジタル値と温度との関係を示す特性カーブは、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１と温度との関係を示す特性カーブと実質同じになる。従って周波数差検出部４は、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１を求める演算を行っているということができる。つまり、各周波数が基準温度からどのくらいの比率で外れているかを示す比率の値について、ｆ２における比率とｆ１における比率との差分を求めているということである。ラッチ回路４３には（ｆ２−ｆ１／３）に対応する周波数信号が入力されるが、ＰＬＬループの中には鋸波が入ってくることから、このような計算を行うように回路を組むことができる。周波数差検出部４の出力が３４ビットのディジタル値であるとすると、例えば１ビット当たり０．０５８（ｐｐｂ）の値を割り当てており、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１の値は、０．０５８（ｐｐｂ）までの精度が得られていることになる。なお１ビット当たり０．０５８（ｐｐｂ）の値に設定できる根拠は、後述の（２）〜（４）式に基づく。
【００４３】
図１１は、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係、及び（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）と温度との関係を示している。（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）は、温度に対して直線から外れているが、言い換えれば直線性は悪いが、（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）は、温度に対して直線性がよい。この理由は、ｆ３、ｆ１はいずれもオーバートーンであり、出願人はその差分と温度とが良好な比例関係にあることを把握している。このため（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）を温度検出値として利用している。図１２は、横軸に温度検出値である（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）の値をとり、縦軸に（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値をとっている。なお、より詳しくは温度検出値のビット数を抑えるために、横軸は温度検出値を正規化した値としている。例えば発振装置が実際に使用されるであろう上限温度及び下限温度を定めておき、上限温度のときの（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）の値を＋１、下限温度のときの（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）の値を−１として取り扱っている。
【００４４】
この例では、図１２のグラフを曲線として捉え、最小二乗法により９次の多項近似式係数を導き出している。そして多項近似式係数を予め温度変動分算出部７に含まれるメモリに記憶しておき、温度変動分算出部７は、これら多項近似式係数を用いて（２）式の演算処理を行う。
【００４５】
Ｙ＝Ｐ１・Ｘ９ ＋Ｐ２・Ｘ８ ＋Ｐ３・Ｘ７ ＋Ｐ４・Ｘ６ ＋Ｐ５・Ｘ５ ＋Ｐ６・Ｘ４ ＋Ｐ７・Ｘ３ ＋Ｐ８・Ｘ２ ＋Ｐ９・Ｘ ………（２）
（１）式においてＸは周波数差検出情報、Ｙは補正データ、Ｐ１〜Ｐ９は多項近似式係数である。
【００４６】
ここで、Ｘは図１に示す周波数差検出部５により得られた値、即ち図４に示す平均化回路５７により得られた値（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）である。
【００４７】
温度差変動分算出部７にて演算を実行するためのブロック図の一例を図１３に示す。図１３中、４０１〜４０９は（２）式の各項の演算を行う演算部、４００は加算部、４１０は丸め処理を行う回路である。なお、温度変動分算出部７は、例えば１個の掛け算部を用い、この掛け算部にて９乗項の値を求め、次に当該掛け算部にて８乗項の値を求めるといった具合に、当該掛け算部をいわば使いまわして最終的に各乗項の値を加算するようにしてもよい。また補正値の演算式は９次の多項近似式を用いることに限定されるものではなく、要求される精度に応じた次数の近似式を用いてもよい。
【００４８】
以上のようにして周波数差検出部４にて得られた周波数差情報と、温度差変動分算出部７にて得られた情報とは、図２に示す経時変化補正値算出部６に入力される。図１４は、経時変化補正値算出部６の詳細を示す図であり、６１は加算部である。温度差変動分算出部７にて得られた情報は、既述のように周波数差検出部４にて求めた経時変化補正用周波数差情報であるΔＦ＝Δｆｒｅ−（ｆ２−ｆ１／３）に含まれる温度変動分の値に対応するものであるから、経時変化補正時温度変動分キャンセルデータであるということができる。加算部６１は、ΔＦから前記キャンセルデータを差し引き、こうして先の図１（ｂ）に示す、水晶振動子を駆動することによる経時変化（エージング特性）に基づく真のΔＦが求められることになる。
【００４９】
図１５は、図１（ｂ）に対応する図であり、発明の実施形態の概要にて（１）式を挙げて述べたようにΔＦが分かれば予め求めておいた、（ｆ２−ｆ２ｒｅ）に対する（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３の比率ｍを用いてΔｆｂ＝（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３が求められる。この演算を行う部位が図１４に示す掛け算部６２である。また掛け算部６２の後段にはラッチ回路部６３があり、経時変化補正トリガ信号によりΔｆｂがラッチされて経時変化補正値算出部６から出力される。このトリガ信号は、発振装置を制御する図示しない制御部から送られ、オペレータによりトリガ信号を出力する、しないを選択できるようになっている。
【００５０】
以上の説明は、発振装置の制御回路部２００に供給されるクロックであるｆ１について経時変化による周波数変動分を求める手法であるが、ＯＣＸＯに適用しない場合には、ｆ１の温度変動分も補償することが好ましい。そのためには温度検出部により温度を検出し、温度検出値とｆ１との関係、詳しくは基準温度に対して正規化した温度と基準温度における周波数に対する周波数変化分との関係に基づいてｆ１の温度変動分である温度補正データΔｆａを求め、Δｆａを前記Δｆｂに加える必要がある。図２の符号９で示す部分は、この演算を行う加算部である。
【００５１】
この実施形態では温度検出部として、クロックとして使用する第１の水晶振動子１０、第１の発振回路１、第３の水晶振動子３０、第３の発振回路３、周波数差検出部５及び温度補正値算出部８からなる部分を用いている。周波数差検出部５の出力である、温度検出値に相当するΔＦ´＝ｆ３−ｆ１−Δｆｒｔを求める作業までは、先の温度補正データΔｆａの算出作業と同じであるが、温度補正値算出部８ではΔＦ´を用いてｆ１の温度変動分を求める点が異なる。
【００５２】
図１６は、（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）と温度との関係、及びＯＳＣ１と温度との関係をし、図１７は、図１６に基づいて、横軸に温度検出値である（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）の値をとり、縦軸に−ＯＳＣ１の値をとっている。なお、より詳しくは記述のように横軸は温度検出値を正規化した値としている。この例では、図１７のグラフに対して最小二乗法により９次の多項近似式係数を導き出している。そして多項近似式係数を予め温度補正値算出部に含まれるメモリに記憶しておき、温度変動分算出部８は、これら多項近似式係数を用いて演算処理を行う。なお、この演算処理は例えば係数を変えた上で（２）式を用いて行われる。
【００５３】
こうして得られた温度補正データΔｆａと経時変化補正データΔｆｂとが加算部９（図２参照）にて加算されて補正値が得られる。図２に示すＤＤＳ２０１は、第１の発振回路１〜出力される周波数信号ｆ１を動作クロックとして参照クロック信号を出力しており、周波数信号ｆ１の経時変化及び温度変化により参照クロック信号の周波数が変動する。一方、図２に示す制御部２００には、電圧制御発振器１００の出力周波数を設定するための設定値に対応するディジタル値からなる周波数データが入力されており、前記加算部９から得られる補正値により前記周波数データを補正する。具体的には、例えば加算部９の後段に設けた加算部９０により、当該補正値と周波数データを加算し、この加算値をＤＤＳ２０１に入力する。このように周波数データを補正することにより、ＤＤＳ２０１の動作クロックｆ１の経時変化分及び温度変化分が補償されることとなる。この結果、本実施形態の発振装置１の出力である電圧制御発振器１００の出力周波数が水晶振動子における経時変化に基づく周波数変動及び温度変化に基づく周波数変動にかかわらず安定したものとなる。従って高安定、高精度の発振装置を実現することができる。なお、図２の加算部９に入力される外部補正データに関しては、本実施形態の変形例として取り扱うため、後述する。
【００５４】
この実施形態では、図２に示すように第１〜３の水晶振動子１０〜３０は共通の水晶片Ｘｂを用いて構成され、互いに熱的に結合されていることから、発振回路１〜３の周波数差は、環境温度に極めて正確に対応した値であり、従って既述の温度補償、経時変化補償を高精度に行うことができる。なお、第１〜３の水晶振動子１０〜３０を別々の水晶片により構成し、これらを共通の容器内に配置して、環境温度を揃えるようにしてもよい。
更にこの実施形態では、水晶振動子の基本波における経時変化がオーバートーンよりも大きいことを利用して、基本波とオーバートーンとの差分を用いて第１の発振回路の出力周波数を補正するようにしている。また温度変化に対してオーバートーンの変動量が大きく、オーバートーン同士の特性の差が温度変化により大きいことを利用して、温度補償についてはオーバートーンを用いている。このため、水晶振動子の経時変化、温度変化に対応する周波数補償を高い精度で行うことができる利点がある。
【００５５】
また周波数差情報を求めるために、例えばｆ２とｆ１／３との差分周波数のパルスを作成し、ＤＤＳ回路部４６から出力された鋸波信号を前記パルスによりラッチ回路４３でラッチし、ラッチされた信号値を積分してその積分値を前記周波数差として出力すると共に、この出力とｆ２ｒとｆ１ｒ／３との差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部４６に入力してＰＬＬを構成している。周波数差をカウントしてその差分を取得する場合には、カウント時間が検出精度に直接影響するが、上述の構成では、このような問題がないため検出精度が高いという利点がある。周波数差検出部３のＤＤＳ回路部４６の出力信号は、鋸波に限ることなく、時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号であればよく、例えば正弦波であってもよい。なお周波数差を求めるためには、周波数カウント回路を用意して、各カウント値の差分を求める手法であってもよい。
【００５６】
また第２の水晶振動子２０を第２の発振回路２に接続した状態と、第３の発振回路３に接続した状態との一方を選択できるように構成してもよい。このような例としては、第２の発振回路２と第３の発振回路３とを共通化すると共に、共通化された発振回路の一部を、基本波発振用の回路要素と３次オーバートーン用の回路要素との間で切り替えることができるように発振回路を構成する例を挙げることができる。この例では、第２の水晶振動子２０を第２の発振回路２に接続した状態は、基本波発振用の回路要素を用いる状態であり、第２の水晶振動子２０を第３の発振回路３に接続した状態は、３次オーバートーン用の回路要素を用いる状態である。
【００５７】
このような例においては、常時は第２の水晶振動子２０を第３の発振回路３に接続した状態を選択し、温度補正値算出部８からの出力により、ｆ１に対する温度補償が行われる。そして定期的に例えば１月に１回、あるいは６ヶ月に１回、短時間だけ第２の水晶振動子２０を第２の発振回路２に接続した状態を選択する。第２の水晶振動子２０を第２の発振回路２に切り替えているときには、第３の発振回路３から第２の発振回路２に選択を切り替える直前の温度補正データΔｆａが温度補正値算出部８から出力される。また第２の水晶振動子２０を第３の発振回路３に切り替えているときには、第２の発振回路２から第３の発振回路３に選択を切り替える直前の経時変化補正データΔｆｂが経時変化補正値算出部６から出力される。従ってこの例では、経時変化補正データΔｆｂは定期的に更新されることになる。
【００５８】
また第２の水晶振動子２０と第２の発振回路２と第３の発振回路３との間にスイッチ部を設け、スイッチ部を切り替えることにより、前記２つの状態を選択できるように構成してもよい。
【００５９】
繰り返しの説明になるが、この実施形態ではｆ２とｆ２ｒｅとの差分に対応する値とは、｛（ｆ２−ｆ２ｒｅ）／ｆ２ｒｅ｝（＝ＯＳＣ２）であり、ｆ１／３とｆ１ｒｅ／３との差分に対応する値とは｛（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／ｆ１ｒｅ｝（＝ＯＳＣ１）であり、これらの値の差分値に対応する値とは、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１である。しかしながら周波数差検出部３は、ｆ２とｆ２ｒｅとの差分に対応する値と、ｆ１／３とｆ１ｒｅ／３との差分に対応する値と、の差分値に対応する値として、ｆ２−ｆ２ｒｅと、ｆ１／３−ｆ１ｒｅ／３と、の差分値そのものを用いてもよいことは、図１の説明から勿論である。
【００６０】
上述の実施形態において、図１０から図１２の説明では、周波数の変化分を「ｐｐｍ」単位で表示しているが、実際のデジタル回路では全て２進数での扱いとなるため、ＤＤＳ回路４６の周波数設定精度は構成ビット数で計算され、例えば３４ビットである。一例を挙げると、図１に示す制御回路部２００に含まれるＤＤＳ回路部２０１に１０ＭＨｚのクロックを供給する場合においてこのクロックの変動周波数が１００Ｈｚの場合
〔変動比率計算〕
１００Ｈｚ／１０ＭＨｚ＝０．００００１
〔ｐｐｍ換算〕
０．００００１＊１ｅ６＝１０〔ｐｐｍ〕
〔ＤＤＳ設定精度換算〕
０．００００１＊２＾３４≒１７１，７９９〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ（仮称）〕となる。
【００６１】
上記の構成の場合、前記周波数設定精度は次の（２）式で表わされる。
１×〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕＝１０Ｍ〔Ｈｚ〕／２＾３４≒０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕 ……（２）
従って１００〔Ｈｚ〕／０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕≒１７１，７９９〔ｂｉｔ（ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ）〕となる。
また、０．５８ｍＨｚは１０ＭＨｚに対して、次の（３）式のように計算できる。
０．５８ｍ〔Ｈｚ〕／１０Ｍ〔Ｈｚ〕＊１ｅ９≒０．０５８〔ｐｐｂ〕…（３）
従って（２）、（３）式から、（４）式の関係が成り立つ。
【００６２】
１ｅ９／２＾３４＝０．０５８〔ｐｐｂ／ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕…（４）
即ちＤＤＳ回路４６で処理した周波数は消え、ビット数のみの関係となる。
【００６３】
更にまた上述の例では第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０とは共通の水晶片Ｘｂを用いているが、水晶片Ｘｂが共通化されていなくてもよい。この場合、例えば共通の筐体の中に第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を配置する例を挙げることができる。また温度補償用として第２の水晶振動子２０からオーバートーンの信号を利用しているが、第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０とは別個に第３の水晶振動子を設けて、第３の水晶振動子から温度補償用の周波数信号ｆ３を得るようにしてもよい。
【００６４】
加算部９にて得られた補正値は、上述の実施形態のように用いることに限定されるものではなく、発振装置の出力周波数が経時変化や温度で変動する場合に、補正値を用いて出力周波数の変動分を相殺できるように補償できる構成であれば他の手法で補正してもよい。
【００６５】
本発明は、前記第１の発振回路１の出力を利用して発振装置の出力を生成することを前提としており、その態様として上述の実施の形態では、第１の発振回路１から得られる周波数信号ｆ１を図１に示す制御回路部２００（詳しくはＤＤＳ回路部２０１）の基準クロックとして用いている。しかし第１の発振回路１の出力を利用して発振装置の出力を生成する態様としては、一般のＴＣＸＯのように、第１の発振回路１の出力がそのまま発振装置の出力として利用される態様であってもよい。ＴＣＸＯの一つとして、基準温度における水晶振動子の周波数に対応する基準電圧を発生させ、この基準電圧に温度検出器で検出した温度値に応じた補償電圧を加算する装置があるが、この場合の補償電圧として、加算部９にて得られた補正値を用いるようにしてもよい。
【００６６】
以上において図２の加算部９に入力される「外部補正データ」に関して述べておく。フェムトセル基地局などにおいて用いられるクロックの周波数安定度は±３０ｐｐｂ以下といった極めて高い安定度が要求される。そこでＧＰＳ受信機やＮＴＰサーバなどから得られる高精度、高安定なクロック信号と本発明の発振装置から出力される周波数信号とを比較して例えば両者の位相差を取り出すＰＬＬなどの回路部を用い、その差分に対応する補正値を求め、当該補正値を「外部補正データ」として加算器９に入力する。従って、加算器９から出力される補正データは、前記温度補正データΔｆａと経時変化補正データΔｆｂと外部補正データとの加算値ということになる。
【００６７】
より具体的に説明すれば、前記回路部は、前記両者の位相差に対応する値を求めた後、この値を、図２の制御回路部２００に入力される制御電圧とＶＣＸＯ１００から出力される周波数の変化率との関係において、周波数の変化率の補正量に応じた制御電圧の補正量に置き換える機能を備えている。この制御電圧の補正量が外部補正データとなる。
【００６８】
このようにすれば、発振装置から得られる周波数信号がより高精度、高安定なものになる。またこのような使い方をすれば、発振装置としてＴＣＸＯなどのいわば安定度の低いものを用いながら、高精度、高安定なクロックを生成することができ、フェムトセル基地局などにてクロックに対して高い要求がされるシステムに適用することができる。そして本発明によれば、外部から例えばＮＴＰサーバなどからの高品質なクロックが途絶えた場合でも、発振装置の上位装置において常時クロックデータを一定期間にサイクリックにメモリ内に記憶しておいて、クロックが途絶える直前のクロックデータをメモリから読み出すことにより、外部補正データに基づく類似した補正を行うことができると共に、温度補償、経時変化補償がされる。従って発振装置の出力についてある程度の精度を維持することができ、システムダウンに陥ることを回避することができる。
【符号の説明】
【００６９】
１〜３ 第１〜第３の発振回路
１０〜３０ 第１〜第３の水晶振動子
４、５ 周波数差検出部
４１ フリップフロップ回路
４２ ワンショット回路
４３ ラッチ回路
４４ ループフィルタ
４５ 加算部
４６ ＤＤＳ回路部
６ 経時変化補正値算出部
７ 温度変動分算出部
８ 温度補正値算出部
１００ 電圧制御発振器
２００ 制御回路部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶振動子を用いた発振装置であって、水晶振動子の周波数の経時変化を補償する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
水晶振動子は、駆動時間の経過に伴って発振周波数がドリフトする性質がある。一方市場では水晶発振器に対して極めて高い周波数安定度が要求されるアプリケーションが増えてきているが、アプリケーションに組み込まれる場合水晶発振器としては、通常ＯＣＸＯが一般的である。ＯＣＸＯは、前記ドリフトが少ない利点があるが、装置が大掛かりであり、消費電力が大きい。このため簡素な構成であり、消費電力の少ないＴＣＸＯを利用することが検討されているが、ＴＣＸＯは駆動時間の経過に伴う発振周波数のドリフト量が大きい欠点があり、高い周波数安定度が要求されるアプリケーションに対しては適用しにくいという課題がある。
【０００３】
特許文献１共通の水晶片に２対の電極を設けて２つの水晶振動子（水晶共振子）を構成し、温度変化に応じて２つの水晶振動子の間で周波数差が現れることを利用して発振周波数の温度補償を行う技術が記載されているが、周波数の経時変化の補償については記載されていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００１−２９２０３０号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明はこのような事情の下になされたものであり、その目的は、水晶振動子の動作時間の経過に伴う発振周波数の変化を補償して安定した発振周波数が得られる発振装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、水晶振動子を用いた発振装置において、
水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準時における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒｚ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準時における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒｚとすると、ｆ２とｆ２ｒｚとの差分に対応する値と、ｆ１とｆ１ｒｚとの差分に対応する値と、の差分値ΔＦに対応する値を求める周波数差検出部と、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値ΔＦに対応する値と経時変化の補正係数とに基づいて、時間が基準時から経過したことに基づくｆ１の周波数補正値を取得する経時変化補償用の補正値取得部と、を備え、
前記経時変化の補正係数は、基準時からの動作時間の経過に対して、第１の発振回路の周波数の変化分と第２の発振回路の周波数の変化分との比率であり、
発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力を利用して生成され、
前記補正値取得部にて求めた前記周波数補正値に基づいて前記出力周波数の設定値を補正するように構成したことを特徴とする。
【０００７】
本発明の具体的構成例を列挙する。
第１の発振回路の発振周波数ｆ１はｎ次オーバートーンであり、第２の発振回路の発振周波数ｆ２は基本波の周波数であり、
前記差分値ΔＦは、
｛（ｆ２−ｆ２ｒｚ）／ｆ２ｒｚ｝−｛（ｆ１−ｆ１ｒｚ）／ｆ１ｒｚ｝である。
【０００８】
また他の具体例は、前記経時変化の補正係数は、基準温度において設定された値であり、
前記第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子が置かれる雰囲気温度を検出する温度検出部と、
基準時において、基準温度からの温度変化分と基準温度における前記差分値ΔＦに対する変動量との関係と、前記温度検出部にて求めた雰囲気温度と、に基づいて、前記差分値ΔＦに含まれる温度変化に起因する変化量を求める温度補償用算出部と、を備え
前記補正値取得部は、前記差分値ΔＦから前記温度補償用算出部にて算出された変化量を差し引いた値を用いてｆ１の周波数補正値を取得することを特徴とする。
【０００９】
更に他の具体例は、前記第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子が置かれる雰囲気温度を検出する温度検出部と、
この温度検出部にて検出された温度に対応する信号と、当該信号と第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係と、に基づいて、環境温度が基準温度からずれたことに起因するｆ１の周波数補正値を取得する温度補償用の補正値取得部と、を備え、
前記経時変化用の補正値取得部にて求めた前記周波数補正値と、前記温度補償用の補正値取得部にて求めた前記周波数補正値と、基づいて前記出力周波数の設定値を補正するように構成したことを特徴とする。
【００１０】
周波数差検出部は、
前記ｆ１とｆ２との差分周波数のパルスを作成するパルス作成部と、入力された直流電圧の大きさに応じた周波数で時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号を出力するＤＤＳ回路部と、このＤＤＳ回路部から出力された周波数信号を前記パルス作成部にて作成されたパルスによりラッチするラッチ回路と、このラッチ回路にてラッチされた信号値を積分してその積分値を前記前記差分値に対応する値として出力するループフィルタと、このループフィルタの出力とｆ１ｒｚとｆ２ｒｚとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力値とする加算部と、を備えたことを特徴とする。
第１の水晶振動子の水晶片と第２の水晶振動子の水晶片とは、共通化されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明は、第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準時における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒｚ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準時における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒｚとすると、ｆ２とｆ２ｒｚとの差分に対応する値と、ｆ１とｆ１ｒｚとの差分に対応する値と、の差分値ΔＦに対応する値（即ち、第１の水晶振動子における周波数について基準時からの変化分と、第２の水晶振動子における周波数について基準時からの変化分との差分値ΔＦ）を求めている。そして基準時からの時間の経過に対して、第１の水晶振動子の周波数の変化分と第２の水晶振動子の周波数の変化分との比率が同じであるとして取り扱ったときの当該比率を経時変化の補正係数とし、差分値ΔＦに対応する値と経時変化の補正係数とに基づいて、発振装置の出力を作り出すための水晶振動子の周波数について補正値を取得するようにしている。従って、水晶振動子の動作時間の経過に伴う発振周波数の変化を補償しているので、安定した発振周波数が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態の概要説明に使用する発振周波数の経時変化を示す模式的な説明図である。
【図２】本発明の実施形態の全体構成を示すブロック図である。
【図３】上記実施の形態に用いられる制御回路部の構成を示すブロック図である。
【図４】周波数差検出部を示すブロック図である。
【図５】周波数差検出部の一部の出力の波形図である。
【図６】周波数差検出部におけるＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしていない状態を模式的に示す各部の波形図である。
【図７】周波数差検出部におけるＤＤＳ回路部を含むループにおいてロックしていない状態を模式的に示す各部の波形図である。
【図８】実際の装置について前記ループにおけるループフィルタの出力波形図である。
【図９】第１〜第３の発振回路の各周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図１０】各周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３の各々を正規化した値と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図１１】各周波数を正規化した値の差分と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図１２】ｆ１／３−ｆ３に対応する値に含まれる、温度変化に起因する変動分と、温度検出結果に対応する値との関係を示す特性図である。
【図１３】図１２に示す特性図の横軸の値に基づいて縦軸の値を演算で求めるための演算部を示すブロック図である。
【図１４】エージング補正値算出部を示すブロック図である。
【図１５】エージング（経時変化）により周波数が変化する様子を示す特性図である。
【図１６】ｆ１を正規化した値と温度との関係、及びｆ１を正規化した値とｆ２を正規化した値との差分と温度との関係を示す周波数温度特性図である。
【図１７】図１６の縦軸を正規化した値と、周波数補正値との関係を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
[発明の実施形態の概要]
この実施形態にかかる発振装置は、第１の水晶振動子を発振させる第１の発振回路の発振出力を例えば制御回路のクロックとして用いている場合、第１の水晶振動子の経時変化によりクロック周波数が変化すると制御回路の動作が目的とする動作から外れてくる。このためクロック周波数の経時変化分（エージングによる周波数の変化分）を補償しようとする技術である。実施形態を詳細に説明する前に、この補償の様子の概要について極めて模式的に述べておく。この模式的な説明で使用する数値は便宜上のものであり、グラフの傾きなども便宜上のものである。
【００１４】
今、第１の水晶振動子の３次オーバートーン（周波数をｆ１とする）をクロックとして用いているものとし、ｔ０を基準時とすると、３次オーバートーンの１／３の周波数の経時変化は図１（ａ）の下側のグラフで表され、基準時ｔ０のｆ１／３は９００Ｈｚである。この実施の形態で知りたいことは、例えば発振装置が使用されてから（水晶振動子が駆動されてから）ある日数が経過したときにｆ１が基準時の周波数からどれくらい変化しているかということである。そこで第１の水晶振動子とは異なる第２の水晶振動子を用い、この水晶振動子の基本波（周波数がｆ２である）を利用する。基本波の周波数の経時変化はオーバートーンの周波数の経時変化よりも大きく、また両経時変化の比率は一定である。
【００１５】
この実施形態ではこの点に着目している。図１（ａ）の上側のグラフは、基本波の周波数ｆ２の経時変化を示しており、基準時ｔ０のｆ２は１０００Ｈｚである。図１（ｂ）は両周波数の経時変化を基準時ｔ０を合わせて示したものであり、各グラフの横軸からの高さは、周波数の変化分である。つまり３次オーバートーンの周波数変化分については、基準時におけるオーバートーンの周波数をｆ１ｒｅとすると、ｆ１ｒｅ／３とある時点でのｆ１／３との差分（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３である。また基本波の周波数変化分については、基準時における周波数をｆ２ｒｅとすると、ｆ２ｒｅとある時点でのｆ２との差分（ｆ２−ｆ２ｒｅ）である。
【００１６】
測定対象は、ｆ１／３とｆ２との差分周波数であり、基準時における夫々の周波数ｆ１ｒｅ／３、ｆ２ｒｅは既知（この例では９００Ｈｚ、１０００Ｈｚ）であるから、ｆ２−ｆ１／３の測定値が分かれば、（ｆ２−ｆ２ｒｅ）−（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３＝ΔＦ（図１（ｂ）参照）の値が分かる。そして各時点において、（ｆ２−ｆ２ｒｅ）に対する（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３の比率ｍを一定として取り扱い、この比率は予め分かっているため、ΔＦが分かれば、最終的に求めたいｆ１の経時変化補償分の１／３の値[（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３]を求めることができる。図１の例では比率ｍは４／９であるため、時刻ｔ１における測定結果であるΔＦが１０Ｈｚであれば、（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３＝ΔＦ・ｍ／（１−ｍ）＝８Ｈｚが得られる。
【００１７】
なお、水晶振動子を製造後に始めて通電した初期には、経過時間と前記周波数変化分はとの関係は非直線的であるため、この関係が直線的になった後のタイミング、例えばメーカーからの出荷直前のタイミングを基準時とする。
【００１８】
従って第１の水晶振動子におけるクロックである３次オーバートーンの周波数ｆ１は２７００Ｈｚから２４Ｈｚ増えたことになり、前記制御回路の動作について、２４Ｈｚ増加分を相殺するように制御すること、例えば制御電圧を制御することなどが行われる。ところで以上の説明は、図１に示す周波数特性を求める環境温度と時刻ｔ１における環境温度が等しいとした場合に対応する。もし周波数特性を求める環境温度が基準温度である例えば２５℃であり、時刻ｔ１における環境温度が２７℃であったとしたら、ΔＦには、温度変動に基づく周波数変化分も含まれることになる。その場合には、ｆ１の経時変化に基づく変動分を正確に求めることができなくなる。
【００１９】
そこでこの実施の形態では、第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子を後述のように同じ環境温度に置くと共に、この環境温度を測定する温度検出部を用いる。そして基準温度で正規化した正規化温度（基準温度をゼロとしたときの温度）と基準時におけるΔＦとの関係と、を予め求めておき、当該関係と温度検出部で検出した温度検出値とに基づいて、ΔＦに含まれる温度変化に基づく周波数差変動分（経時変化補正時の温度変動分キャンセルデータ）を求める。具体的には、図１の特性は基準温度における特性であるとし、基準時における２７℃のときの第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子の周波数が夫々１００３Ｈｚ及び９０１Ｈｚであるとすると、ｆ２の特性及びｆ１／３の特性は図１に示すグラフに対して夫々３Ｈｚ及び１Ｈｚだけ高い位置にある。従ってそもそも基準時においてｆ２ｒｅとｆ１ｒｅ／３との差分はゼロではなく、２Ｈｚであり、前記ΔＦには経時変化に基づく周波数差の他に温度変化に基づく２Ｈｚ分が含まれている。このため、測定したΔＦから２Ｈｚを差し引いた後の値を用いて、（１）式を適用する必要がある。
（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３＝ΔＦ・ｍ／（１−ｍ） ……（１）
こうして得られた（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３の値がｆ１／３に含まれる経時変化に基づくいわば真の周波数変動分であり、この値を３倍した値だけ、第１の発振回路の出力周波数を補償することにより、第１の発振回路の出力周波数の経時変化に基づく周波数変動分が補償されることになる。
ところで、水晶振動子が置かれる温度環境が変動する場合、温度検出部により温度を検出し、温度（例えば基準温度に対して正規化した温度）と第１の水晶振動子の周波数（例えば基準温度における周波数に対して正規化した温度）とについて予め求めた関係と、温度検出値と、に基づいて第１の水晶振動子の周波数に含まれる温度変化に基づく周波数変動分を求めておくことが好ましい。この場合には、第１の水晶振動子の周波数から、既述の経時変化に基づく周波数変動分と温度変化に基づく周波数変動分とを差し引くことにより（変動分の値の符号によっては加算することにより）、目的とする出力周波数を安定して得ることができる。
【００２０】
このような周波数の補償は、第１の水晶振動子の周波数に対して直接補償をすることに限らず、例えば第１の水晶振動子の周波数をクロックとして用いる制御回路において、周波数変動分をキャンセルするように制御電圧を調整することなども含まれる。
なお、本発明における経時変化に基づく周波数変動分の補償は、ＯＣＸＯに適用してもよい。
[発明の実施形態の詳細説明]
次に本発明の実施形態の具体的回路構成、周波数特性などについて述べる。図２は本発明の発振装置の実施形態の全体を示すブロック図である。この発振装置は、設定された周波数の周波数信号を出力する周波数シンセサイザとして構成され、水晶振動子を用いた電圧制御発振器１００と、この電圧制御発振器１００におけるＰＬＬを構成する制御回路部２００と、この制御回路部２００に入力される基準クロックの温度補償及び経時変化補償を行う信号補償部と、を備えている。信号補償部については符号を付していないが、図１における制御回路部２００よりも左側部分に相当する。
【００２１】
この制御回路部２００は、図３に示すようにＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）回路部２０１から出力するリファレンス（参照用）クロックと、電圧制御発振器１００の出力を分周器２０４で分周したクロックの位相とを位相周波数比較部２０５にて比較し、その比較結果である位相差が図示しないチャージポンプによりアナログ化される。アナログ化された信号はループフィルタ２０６に入力され、ＰＬＬ（Phase locked loop）が安定するように制御される。従って制御回路部２００は、ＰＬＬ部であると言うこともできる。ここでＤＤＳ回路部２０１は、後述の第１の発振回路１から出力される周波数信号を基準クロックとして用い、目的とする周波数の信号を出力するための周波数データ（ディジタル値）が入力されている。
【００２２】
しかし前記基準クロックの周波数が経時変化するため、この経時変化分をキャンセルするためにＤＤＳ回路部２０１に入力される前記周波数データに後述の周波数補正値に対応する信号を加算部９０にて加算している。ＤＤＳ回路部２０１に入力される周波数データを補正することで、基準クロックの経時特性変動分に基づくＤＤＳ回路部２０１の出力周波数の経時変動分がキャンセルされ、結果として温度変動に対して参照用クロックの周波数が安定し、以って電圧制御発振器１００からの出力周波数が安定することになる。
【００２３】
信号補償部は、経時変化補償部と温度補償部とを備えている。図２において、１０及び２０は、夫々第１の水晶振動子、第２の水晶振動子である。これら水晶振動子１０及び２０は、共通の水晶片Ｘｂを用いて構成されている。即ち例えば短冊状の水晶片Ｘｂの領域を長さ方向に２分割し、各分割領域（振動領域）の表裏両面に励振用の電極を設ける。従って第１の分割領域と一対の電極１１、１２とにより第１の水晶振動子１０が構成され、第２の分割領域と一対の電極１１、１２とにより第２の水晶振動子２０が構成される。このためこれら水晶振動子１０及び２０は互いに熱的に結合されたものということができる。
【００２４】
第１の水晶振動子１０には第１の発振回路１が接続されている。第１の水晶振動子１０は、基本波が２８．２ＭＨｚのものが用いられ、第１の発振回路１の出力は例えば３次オーバートーン（高調波）である。第２の水晶振動子２０には、互に絶縁された第２の発振回路２及び第３の発振回路３が接続されている。第２の水晶振動子２０は、基本波が２６．５ＭＨｚのものが用いられている。これら第２の発振回路２及び第３の発振回路３は、互の絶縁を確保するために入力ラインの分岐点に図示していないがスイッチ部を設けて、一方の接点に切り替えたときには第２の水晶振動子２０の励振電極が第２の発振回路２に接続され、他方の接点に切り替えたときには第２の水晶振動子２０の励振電極が第３の発振回路３に接続されるように構成される。従って一方の接点と他方の接点との間で交互に切り替えることにより、第２の水晶振動子２０の基本波（ｆ２）が第２の発振回路２から、また第２の水晶振動子２０の３次オーバートーン（ｆ３）が第３の発振回路３から、夫々時分割データとして取り出され、後段の信号処理を行うことができる。
【００２５】
第１の発振回路１及び第３の発振回路３の出力は３次以外のオーバートーンでもよいし、基本波でもよい。オーバートーンの出力を得る場合には、例えば水晶振動子と増幅器とからなる発振ループ内にオーバートーンの同調回路を設けて、発振ループをオーバートーンで発振させてもよい。あるいは発振ループについては基本波で発振させ、発振段の後段、例えばコルピッツ回路の一部である増幅器の後段にＣ級増幅器を設けてこのＣ級増幅器により基本波を歪ませると共にＣ級増幅器の後段にオーバートーンに同調する同調回路を設けて、結果として発振回路１、２からいずれも例えば３次オーバートーンの発振周波数を出力するようにしてもよい。
ここで便宜上、第１の発振回路１から周波数ｆ１の周波数信号が出力され、第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が出力され、第３の発振回路３から周波数ｆ３の周波数信号が出力されるものとすると、周波数ｆ１の周波数信号は、前記制御回路部２００に基準クロックとして供給される。本発明において、周波数ｆ１の周波数信号は、発振装置の出力に利用されるものであるが、「利用される」とは、この例では図２に示す制御回路部２００のクロックとして用いられることを指す。しかしこのような態様に限られるものではなく、例えば一般的なＴＣＸＯである水晶振動子とこの水晶振動子を発振させる発振回路とを組み合わせた発振装置において、第１の水晶振動子及び第１の発振回路が夫々これら水晶振動子及び発振回路に相当する場合も含まれ、この場合には、周波数ｆ１の周波数信号が出力そのものとなる。
【００２６】
周波数ｆ１及び周波数ｆ２は、既述した実施形態の概要説明におけるｆ１、ｆ２に夫々対応する。従って第１の水晶振動子１０及び第１の発振回路１と、第２の水晶振動子２０及び第２の発振回路２とは、周波数ｆ１の経時変化（第１の水晶振動子１０を駆動したことにより基準時の周波数から変化した状態）を測定するためのものである。
【００２７】
一方、第１の水晶振動子１０及び第１の発振回路１と、第３の水晶振動子３０及び第３の発振回路３とは、温度検出部の一部の役割を持っている。この点については後述するが、周波数ｆ１とｆ３との差分に応じた値と温度との間で所定の関係があるため、この差分を測定することで温度を検出できる。そしてこの温度の検出結果の一つの用途は、実施形態の概要説明の項目にて述べたように、この温度検出値に基づいてｆ２−ｆ１／３に含まれる温度変動分を検出するために用いられる。また温度の検出結果の他の用途は、第１の発振回路１から出力される周波数信号の周波数ｆ１に含まれる温度変動分を検出するために用いられる。従ってこの例では、第１の発振回路１から出力される周波数信号は、発振装置を駆動するためのクロック出力部としての役割に加えて温度検出の役割も兼用しているということになる。
【００２８】
周波数ｆ１の経時変化を補償する部分に説明を戻すと、図２中、４は周波数差検出部である。第１の発振回路１の出力端と周波数差検出部４の入力端との間には、分周比１／３の分周回路１３が設けられており、第１の発振回路１からの周波数信号は、その周波数ｆ１が１／３に分周されて周波数差検出部４に入力される。周波数差検出部４は概略的な言い方をすれば、ｆ１／３とｆ２との差分と、Δｆｒｅとの差分である、ΔＦ＝ｆ２−ｆ１／３−Δｆｒｅを取り出すための回路部である。Δｆｒｅは、基準時において、基準温度例えば２５℃におけるｆ２（ｆ２ｒｅ）とｆ１／３（ｆ１ｒｅ／３）との差分である。
本発明は、周波数差検出部４によりｆ２とｆ１／３との差分に対応する値と、基準温度例えば２５℃におけるｆ２とｆ１／３との差分に対応する値と、の差分であるΔＦを計算することにより成り立つ。この実施形態の場合（図４の場合）、より詳しく言えば、周波数差検出部４で得られる値は、｛（ｆ２−ｆ１／３）／（ｆ１／３）｝−｛（ｆ２ｒｅ−ｆ１ｒｅ／３）／（ｆ１ｒｅ／３）｝である。ただし、図面では周波数差検出部４の出力の表示は略記している。
【００２９】
この値は、図１に示したΔＦに対応している。即ち発明の実施形態の概要の項目で模式的に説明したように、ΔＦはｆ１の経時変化を補償するための補償値を求めるための値である。そして｛（ｆ２−ｆ１／３）／（ｆ１／３）｝−｛（ｆ２ｒｅ−ｆ１ｒｅ／３）／（ｆ１ｒｅ／３）｝の値をΔＦの代わりに使用し、例えば図１（ｂ）のグラフを用いて既述のように、（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３＝ΔＦ・ｍ／（１−ｍ）の演算を行って補償値を求めてもｆ１の経時変化を補償することができる。周波数検出部４から得られる値は例えば３４ビットの値であり、このディジタル値によりＤＤＳ回路部２０１の周波数データを補正することにより、既述の模式的な説明と同じ補償作用が得られる。
なお、周波数差検出部４がΔＦ＝ｆ２−ｆ１／３−Δｆｒｅを算出する回路部であったとしても、本発明の効果が得られることに変わりはない。
【００３０】
図４は、周波数差検出部４の具体例を示している。４１はフリップフロップ回路（Ｆ／Ｆ回路）であり、このフリップフロップ回路４１の一方の入力端に第１の発振回路１からの周波数ｆ／３の周波数信号が入力され、他方の入力端に第２の発振回路２から周波数ｆ２の周波数信号が入力され、第１の発振回路１からの周波数ｆ１／３の周波数信号により第２の発振回路２からの周波数ｆ２の周波数信号をラッチする。以下において記載の冗長を避けるために、ｆ１、ｆ２は、周波数あるいは周波数信号そのものを表しているとして取り扱う。フリップフロップ回路４１は、ｆ１／３とｆ２との周波数差に対応する値である、（ｆ２−ｆ１／３）／（ｆ１／３）の周波数をもつ信号を出力する。
【００３１】
フリップフロップ回路４１の後段には、ワンショット回路４２が設けられ、ワンショット回路４２では、フリップフロップ回路４１から得られたパルス信号における立ち上がりにてワンショットのパルスを出力する。図５（ａ）〜（ｄ）はここまでの一連の信号を示したタイムチャートである。
ワンショット回路４２の後段にはＰＬＬ（Phase Locked Loop）が設けられ、このＰＬＬは、ラッチ回路４３、積分機能を有するループフィルタ４４、加算部４５及びＤＤＳ回路部４６により構成されている。ラッチ回路４３はＤＤＳ回路部４６から出力された鋸波をワンショット回路４２から出力されるパルスによりラッチするためのものであり、ラッチ回路４３の出力は、前記パルスが出力されるタイミングにおける前記鋸波の信号レベルである。ループフィルタ４４は、この信号レベルである直流電圧を積分し、加算部４５はこの直流電圧とΔｆｒｅに対応する直流電圧と加算する。Δｆｒｅに対応する直流電圧に対応するデータは図２に示すメモリ３０に格納されている。
【００３２】
この例では加算部４５における符号は、Δｆｒｅに対応する直流電圧の入力側が「＋」であり、ループフィルタ４４の出力電圧の入力側が「−」となっている。ＤＤＳ回路部４６には、加算部４５にて演算された直流電圧、即ちΔｆｒｅに対応する直流電圧からループフィルタ４４の出力電圧を差し引いた電圧が入力され、この電圧値に応じた周波数の鋸波が出力される。ＰＬＬの動作の理解を容易にするために図６に極めて模式的に各部の出力の様子を示しておく。装置の立ち上げ時には、Δｆｒｅに対応する直流電圧が加算部４５を通じてＤＤＳ回路部４６に入力され、例えばΔｆｒｅが５ＭＨｚであるとすると、この周波数に応じた周波数の鋸波がＤＤＬ３６から出力される。
【００３３】
前記鋸波がラッチ回路４３により（ｆ２−ｆ１／３）に対応する周波数のパルスでラッチされるが、（ｆ２−ｆ１／３）が例えば５．１ＭＨｚであるとすると、鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が短いことから、鋸波のラッチポイントは図６（ａ）に示すように徐々に下がっていき、ラッチ回路４３の出力及びループフィルタ４４の出力は図６（ｂ）、（ｃ）に示すように−側に徐々に下がっていく。加算部４５におけるループフィルタ４４の出力側の符号が「−」であることから、加算部４５からＤＤＳ回路部４６に入力される直流電圧が上昇する。このためＤＤＳ回路部４６から出力される鋸波の周波数が高くなり、ＤＤＳ回路部４６に５．１ＭＨｚに対応する直流電圧が入力されたときに、鋸波の周波数が５．１ＭＨｚとなって図７（ａ）〜（ｃ）に示すようにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ４４から出力される直流電圧は、Δｆｒｅ−（ｆ２−ｆ１／３）＝−０．１ＭＨｚに対応した値となる。つまりループフィルタ４４の積分値は、５ＭＨｚから５．１ＭＨｚへ鋸波が変化するときの０．１ＭＨｚの変化分の積分値に相当するということができる。なお、５ＭＨｚ及び５．１ＭＨｚは、説明のための便宜上の数値である。
【００３４】
ここで周波数差検出部としては、周波数差検出部４の他にも、温度補償を行うための一部の機能として周波数差検出部５も設けられており、このため周波数差検出部の動作説明を補充するという観点から、Δｆｒｅの方が（ｆ２−ｆ１／３）よりも大きい場合の動作について併せて述べておく。この場合、例えばΔｆｒｅが５．１ＭＨｚ、（ｆ２−ｆ１／３）が５ＭＨｚであるとする。鋸波よりもラッチ用のパルスの周期が長いためにことから、図６（ａ）に示すラッチポイントは徐々に高くなり、これに伴い、ラッチ回路４３の出力及びループフィルタ４４の出力も上昇する。このため加算部４５において差し引かれる値が大きくなるので、鋸波の周波数が徐々に下がり、やがて（ｆ２−ｆ１／３）と同じ５ＭＨｚとなったときにＰＬＬがロックされる。このときにループフィルタ４４から出力される直流電圧は、Δｆｒｅ−（ｆ２−ｆ１／３）＝０．１ＭＨｚに対応した値となる。
【００３５】
図８は実測データであり、この例では時刻ｔ０にてＰＬＬがロックしている。実際には周波数差検出部４の出力、即ち図４に示す平均化回路４７の出力は、｛（ｆ２−ｆ１／３）／（ｆ１／３）｝−｛（ｆ２ｒｅ−ｆ１ｒｅ／３）／（ｆ１ｒｅ／３）｝の値を３４ビットのディジタル値で表した値である。
【００３６】
またフリップフロップ４１においてｆ２をｆ１／３によりラッチする動作は非同期であることから、メタステーブル（入力データをクロックのエッジでラッチする際、ラッチするエッジの前後一定時間は入力データを保持する必要があるが、クロックと入力データとがほぼ同時に変化することで出力が不安定になる状態）など不定区間が生じる可能性もあり、ループフィルタ４４の出力には瞬間誤差が含まれる可能性がある。上記のＰＬＬではループフィルタ４４の出力を、温度に対応する値であるΔｆｒｅと（ｆ２−ｆ１／３）との差分として取り扱っていることから、ループフィルタ４４の出力側に、予め設定した時間における入力値の移動平均を求める平均化回路４７を設け、前記瞬間誤差が生じても取り除くようにしている。平均化回路４７を設けることにより、最終的に周波数ずれ情報を高精度に取得することができる。ＰＬＬのループフィルタ４４から平均化回路４７を介して取り出された情報は、経時変化補正値演算部６に入力される。
【００３７】
次に、第１の発振回路１からの周波数信号の周波数ｆ１と第３の発振回路３からの周波数信号の周波数ｆ３との取り扱いに関して説明する。なお第３の発振回路３からの周波数信号及びその周波数のいずれについてもｆ３で表わすものとする。図２中、５は周波数差検出部であり、周波数差検出部５は概略的な言い方をすれば、ｆ１とｆ３との差分と、Δｆｒｔとの差分である、ΔＦ´＝ｆ３−ｆ１−Δｆｒｔを取り出すための回路部である。なお、より正確に述べれば、周波数差検出部４と同様にΔＦ´は｛（ｆ１−ｆ１ｒｔ）／ｆ１ｒｔ｝−｛（ｆ３−ｆ３ｒｔ）／ｆ３ｒｔ｝である。
【００３８】
Δｆｒｔは、基準温度例えば２５℃におけるｆ３とｆ１との差分である。周波数差検出部５は、図４に示すように前記周波数差検出部４と同一の構成であり、符号５１〜５７が示すものは夫々符号４１〜４７に示す部位に相当する。なお、既述のΔＦと、ΔＦ´とを求めるにあたって、共通の周波数差検出部（４あるいは５）を使用し、信号を切り替えて演算を行うようにしてもよい。
【００３９】
周波数差検出部５にて得られた周波数ずれ情報、この例ではΔｆｒｔ−（ｆ３−ｆ１）は、温度検出値に対応する。即ち、Δｆｒｔ−（ｆ３−ｆ１）は温度に応じて変わり、また周波数差検出部４にて求めたΔｆｒｅ−（ｆ２−ｆ１／３）についても温度に応じて変わる。従って周波数差検出部４、５にて夫々得られたΔＦと、ΔＦ´とは、一定の関係にある。つまり、ΔＦは温度に対して所定の関係で変動するので、ΔＦ´を温度検出値と見立てて、予め温度を媒体としてΔＦと、ΔＦ´との関係を求め、実施形態の概要にて述べたようにΔＦ´の値からΔＦに含まれる温度変動分を求めようとしている。この演算を行う部分が温度変動分算出部７である。
【００４０】
温度変動分算出部７に関して述べる前に、図９から図１２を参照してΔＦ´とΔＦに含まれる温度変動分とについて説明する。図９は、ｆ１、ｆ２及びｆ３を基準温度で正規化し、温度と周波数との関係を示す特性図である。ここでいう正規化とは、例えば２５℃を基準温度とし、温度と周波数との関係について基準温度における周波数をゼロとし、基準温度における周波数からの周波数のずれ分と温度との関係を求めることを意味している。２５℃における第１〜３の発振回路１〜３の周波数を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒ及びｆ３ｒとすると、つまり２５℃におけるｆ１、ｆ２、ｆ３の値を夫々ｆ１ｒ、ｆ２ｒ、ｆ３ｒとすると、図９の縦軸の値は（ｆ１−ｆ１ｒ）、（ｆ２−ｆ２ｒ）及び（ｆ３−ｆ３ｒ）ということになる。
【００４１】
また図１０は、図９に示した各温度の周波数について、基準温度（２５℃）における周波数に対する変化率を表わしている。従って図１０の縦軸の値は、（ｆ１−ｆ１ｒ）／ｆ１ｒ、（ｆ２−ｆ２ｒ）／ｆ２ｒ及び（ｆ３−ｆ３ｒ）／ｆ３ｒであり、これらの値を夫々ＯＳＣ１、ＯＳＣ２及びＯＳＣ３で表わすこととする。なお図１０の縦軸の値の単位はｐｐｍである。
【００４２】
ここで周波数差検出部４の説明に戻ると、既述のようにこの実施形態では周波数差検出部４は、（ｆ２−ｆ２ｒｅ）−（ｆ１／３−ｆ１ｒｅ／３）＝ｆ２−ｆ１／３−Δｆｒ、そのものの値ではなく、｛（ｆ２−ｆ１／３）／（ｆ１／３）｝−｛（ｆ２ｒｅ−ｆ１ｒｅ／３）／（ｆ１ｒｅ／３）｝を演算値としている。そしてこの演算値を３４ビットで表したディジタル値と温度との関係を示す特性カーブは、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１と温度との関係を示す特性カーブと実質同じになる。従って周波数差検出部４は、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１を求める演算を行っているということができる。つまり、各周波数が基準温度からどのくらいの比率で外れているかを示す比率の値について、ｆ２における比率とｆ１における比率との差分を求めているということである。ラッチ回路４３には（ｆ２−ｆ１／３）に対応する周波数信号が入力されるが、ＰＬＬループの中には鋸波が入ってくることから、このような計算を行うように回路を組むことができる。周波数差検出部４の出力が３４ビットのディジタル値であるとすると、例えば１ビット当たり０．０５８（ｐｐｂ）の値を割り当てており、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１の値は、０．０５８（ｐｐｂ）までの精度が得られていることになる。なお１ビット当たり０．０５８（ｐｐｂ）の値に設定できる根拠は、後述の（２）〜（４）式に基づく。
【００４３】
図１１は、（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）と温度との関係、及び（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）と温度との関係を示している。（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）は、温度に対して直線から外れているが、言い換えれば直線性は悪いが、（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）は、温度に対して直線性がよい。この理由は、ｆ３、ｆ１はいずれもオーバートーンであり、出願人はその差分と温度とが良好な比例関係にあることを把握している。このため（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）を温度検出値として利用している。図１２は、横軸に温度検出値である（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）の値をとり、縦軸に（ＯＳＣ２−ＯＳＣ１）の値をとっている。なお、より詳しくは温度検出値のビット数を抑えるために、横軸は温度検出値を正規化した値としている。例えば発振装置が実際に使用されるであろう上限温度及び下限温度を定めておき、上限温度のときの（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）の値を＋１、下限温度のときの（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）の値を−１として取り扱っている。
【００４４】
この例では、図１２のグラフを曲線として捉え、最小二乗法により９次の多項近似式係数を導き出している。そして多項近似式係数を予め温度変動分算出部７に含まれるメモリに記憶しておき、温度変動分算出部７は、これら多項近似式係数を用いて（２）式の演算処理を行う。
【００４５】
Ｙ＝Ｐ１・Ｘ９ ＋Ｐ２・Ｘ８ ＋Ｐ３・Ｘ７ ＋Ｐ４・Ｘ６ ＋Ｐ５・Ｘ５ ＋Ｐ６・Ｘ４ ＋Ｐ７・Ｘ３ ＋Ｐ８・Ｘ２ ＋Ｐ９・Ｘ ………（２）
（１）式においてＸは周波数差検出情報、Ｙは補正データ、Ｐ１〜Ｐ９は多項近似式係数である。
【００４６】
ここで、Ｘは図１に示す周波数差検出部５により得られた値、即ち図４に示す平均化回路５７により得られた値（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）である。
【００４７】
温度差変動分算出部７にて演算を実行するためのブロック図の一例を図１３に示す。図１３中、４０１〜４０９は（２）式の各項の演算を行う演算部、４００は加算部、４１０は丸め処理を行う回路である。なお、温度変動分算出部７は、例えば１個の掛け算部を用い、この掛け算部にて９乗項の値を求め、次に当該掛け算部にて８乗項の値を求めるといった具合に、当該掛け算部をいわば使いまわして最終的に各乗項の値を加算するようにしてもよい。また補正値の演算式は９次の多項近似式を用いることに限定されるものではなく、要求される精度に応じた次数の近似式を用いてもよい。
【００４８】
以上のようにして周波数差検出部４にて得られた周波数差情報と、温度差変動分算出部７にて得られた情報とは、図２に示す経時変化補正値算出部６に入力される。図１４は、経時変化補正値算出部６の詳細を示す図であり、６１は加算部である。温度差変動分算出部７にて得られた情報は、既述のように周波数差検出部４にて求めた経時変化補正用周波数差情報であるΔＦ＝Δｆｒｅ−（ｆ２−ｆ１／３）に含まれる温度変動分の値に対応するものであるから、経時変化補正時温度変動分キャンセルデータであるということができる。加算部６１は、ΔＦから前記キャンセルデータを差し引き、こうして先の図１（ｂ）に示す、水晶振動子を駆動することによる経時変化（エージング特性）に基づく真のΔＦが求められることになる。
【００４９】
図１５は、図１（ｂ）に対応する図であり、発明の実施形態の概要にて（１）式を挙げて述べたようにΔＦが分かれば予め求めておいた、（ｆ２−ｆ２ｒｅ）に対する（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３の比率ｍを用いてΔｆｂ＝（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／３が求められる。この演算を行う部位が図１４に示す掛け算部６２である。また掛け算部６２の後段にはラッチ回路部６３があり、経時変化補正トリガ信号によりΔｆｂがラッチされて経時変化補正値算出部６から出力される。このトリガ信号は、発振装置を制御する図示しない制御部から送られ、オペレータによりトリガ信号を出力する、しないを選択できるようになっている。
【００５０】
以上の説明は、発振装置の制御回路部２００に供給されるクロックであるｆ１について経時変化による周波数変動分を求める手法であるが、ＯＣＸＯに適用しない場合には、ｆ１の温度変動分も補償することが好ましい。そのためには温度検出部により温度を検出し、温度検出値とｆ１との関係、詳しくは基準温度に対して正規化した温度と基準温度における周波数に対する周波数変化分との関係に基づいてｆ１の温度変動分である温度補正データΔｆａを求め、Δｆａを前記Δｆｂに加える必要がある。図２の符号９で示す部分は、この演算を行う加算部である。
【００５１】
この実施形態では温度検出部として、クロックとして使用する第１の水晶振動子１０、第１の発振回路１、第３の水晶振動子３０、第３の発振回路３、周波数差検出部５及び温度補正値算出部８からなる部分を用いている。周波数差検出部５の出力である、温度検出値に相当するΔＦ´＝ｆ３−ｆ１−Δｆｒｔを求める作業までは、先の温度補正データΔｆａの算出作業と同じであるが、温度補正値算出部８ではΔＦ´を用いてｆ１の温度変動分を求める点が異なる。
【００５２】
図１６は、（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）と温度との関係、及びＯＳＣ１と温度との関係をし、図１７は、図１６に基づいて、横軸に温度検出値である（ＯＳＣ３−ＯＳＣ１）の値をとり、縦軸に−ＯＳＣ１の値をとっている。なお、より詳しくは記述のように横軸は温度検出値を正規化した値としている。この例では、図１７のグラフに対して最小二乗法により９次の多項近似式係数を導き出している。そして多項近似式係数を予め温度補正値算出部に含まれるメモリに記憶しておき、温度変動分算出部８は、これら多項近似式係数を用いて演算処理を行う。なお、この演算処理は例えば係数を変えた上で（２）式を用いて行われる。
【００５３】
こうして得られた温度補正データΔｆａと経時変化補正データΔｆｂとが加算部９（図２参照）にて加算されて補正値が得られる。図２に示すＤＤＳ２０１は、第１の発振回路１〜出力される周波数信号ｆ１を動作クロックとして参照クロック信号を出力しており、周波数信号ｆ１の経時変化及び温度変化により参照クロック信号の周波数が変動する。一方、図２に示す制御部２００には、電圧制御発振器１００の出力周波数を設定するための設定値に対応するディジタル値からなる周波数データが入力されており、前記加算部９から得られる補正値により前記周波数データを補正する。具体的には、例えば加算部９の後段に設けた加算部９０により、当該補正値と周波数データを加算し、この加算値をＤＤＳ２０１に入力する。このように周波数データを補正することにより、ＤＤＳ２０１の動作クロックｆ１の経時変化分及び温度変化分が補償されることとなる。この結果、本実施形態の発振装置１の出力である電圧制御発振器１００の出力周波数が水晶振動子における経時変化に基づく周波数変動及び温度変化に基づく周波数変動にかかわらず安定したものとなる。従って高安定、高精度の発振装置を実現することができる。なお、図２の加算部９に入力される外部補正データに関しては、本実施形態の変形例として取り扱うため、後述する。
【００５４】
この実施形態では、図２に示すように第１〜３の水晶振動子１０〜３０は共通の水晶片Ｘｂを用いて構成され、互いに熱的に結合されていることから、発振回路１〜３の周波数差は、環境温度に極めて正確に対応した値であり、従って既述の温度補償、経時変化補償を高精度に行うことができる。なお、第１〜３の水晶振動子１０〜３０を別々の水晶片により構成し、これらを共通の容器内に配置して、環境温度を揃えるようにしてもよい。
更にこの実施形態では、水晶振動子の基本波における経時変化がオーバートーンよりも大きいことを利用して、基本波とオーバートーンとの差分を用いて第１の発振回路の出力周波数を補正するようにしている。また温度変化に対してオーバートーンの変動量が大きく、オーバートーン同士の特性の差が温度変化により大きいことを利用して、温度補償についてはオーバートーンを用いている。このため、水晶振動子の経時変化、温度変化に対応する周波数補償を高い精度で行うことができる利点がある。
【００５５】
また周波数差情報を求めるために、例えばｆ２とｆ１／３との差分周波数のパルスを作成し、ＤＤＳ回路部４６から出力された鋸波信号を前記パルスによりラッチ回路４３でラッチし、ラッチされた信号値を積分してその積分値を前記周波数差として出力すると共に、この出力とｆ２ｒとｆ１ｒ／３との差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部４６に入力してＰＬＬを構成している。周波数差をカウントしてその差分を取得する場合には、カウント時間が検出精度に直接影響するが、上述の構成では、このような問題がないため検出精度が高いという利点がある。周波数差検出部３のＤＤＳ回路部４６の出力信号は、鋸波に限ることなく、時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号であればよく、例えば正弦波であってもよい。なお周波数差を求めるためには、周波数カウント回路を用意して、各カウント値の差分を求める手法であってもよい。
【００５６】
また第２の水晶振動子２０を第２の発振回路２に接続した状態と、第３の発振回路３に接続した状態との一方を選択できるように構成してもよい。このような例としては、第２の発振回路２と第３の発振回路３とを共通化すると共に、共通化された発振回路の一部を、基本波発振用の回路要素と３次オーバートーン用の回路要素との間で切り替えることができるように発振回路を構成する例を挙げることができる。この例では、第２の水晶振動子２０を第２の発振回路２に接続した状態は、基本波発振用の回路要素を用いる状態であり、第２の水晶振動子２０を第３の発振回路３に接続した状態は、３次オーバートーン用の回路要素を用いる状態である。
【００５７】
このような例においては、常時は第２の水晶振動子２０を第３の発振回路３に接続した状態を選択し、温度補正値算出部８からの出力により、ｆ１に対する温度補償が行われる。そして定期的に例えば１月に１回、あるいは６ヶ月に１回、短時間だけ第２の水晶振動子２０を第２の発振回路２に接続した状態を選択する。第２の水晶振動子２０を第２の発振回路２に切り替えているときには、第３の発振回路３から第２の発振回路２に選択を切り替える直前の温度補正データΔｆａが温度補正値算出部８から出力される。また第２の水晶振動子２０を第３の発振回路３に切り替えているときには、第２の発振回路２から第３の発振回路３に選択を切り替える直前の経時変化補正データΔｆｂが経時変化補正値算出部６から出力される。従ってこの例では、経時変化補正データΔｆｂは定期的に更新されることになる。
【００５８】
また第２の水晶振動子２０と第２の発振回路２と第３の発振回路３との間にスイッチ部を設け、スイッチ部を切り替えることにより、前記２つの状態を選択できるように構成してもよい。
【００５９】
繰り返しの説明になるが、この実施形態ではｆ２とｆ２ｒｅとの差分に対応する値とは、｛（ｆ２−ｆ２ｒｅ）／ｆ２ｒｅ｝（＝ＯＳＣ２）であり、ｆ１／３とｆ１ｒｅ／３との差分に対応する値とは｛（ｆ１−ｆ１ｒｅ）／ｆ１ｒｅ｝（＝ＯＳＣ１）であり、これらの値の差分値に対応する値とは、ＯＳＣ２−ＯＳＣ１である。しかしながら周波数差検出部３は、ｆ２とｆ２ｒｅとの差分に対応する値と、ｆ１／３とｆ１ｒｅ／３との差分に対応する値と、の差分値に対応する値として、ｆ２−ｆ２ｒｅと、ｆ１／３−ｆ１ｒｅ／３と、の差分値そのものを用いてもよいことは、図１の説明から勿論である。
【００６０】
上述の実施形態において、図１０から図１２の説明では、周波数の変化分を「ｐｐｍ」単位で表示しているが、実際のデジタル回路では全て２進数での扱いとなるため、ＤＤＳ回路４６の周波数設定精度は構成ビット数で計算され、例えば３４ビットである。一例を挙げると、図１に示す制御回路部２００に含まれるＤＤＳ回路部２０１に１０ＭＨｚのクロックを供給する場合においてこのクロックの変動周波数が１００Ｈｚの場合
〔変動比率計算〕
１００Ｈｚ／１０ＭＨｚ＝０．００００１
〔ｐｐｍ換算〕
０．００００１＊１ｅ６＝１０〔ｐｐｍ〕
〔ＤＤＳ設定精度換算〕
０．００００１＊２＾３４≒１７１，７９９〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ（仮称）〕となる。
【００６１】
上記の構成の場合、前記周波数設定精度は次の（２）式で表わされる。
１×〔ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕＝１０Ｍ〔Ｈｚ〕／２＾３４≒０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕 ……（２）
従って１００〔Ｈｚ〕／０．５８ｍ〔Ｈｚ／ｂｉｔ〕≒１７１，７９９〔ｂｉｔ（ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ）〕となる。
また、０．５８ｍＨｚは１０ＭＨｚに対して、次の（３）式のように計算できる。
０．５８ｍ〔Ｈｚ〕／１０Ｍ〔Ｈｚ〕＊１ｅ９≒０．０５８〔ｐｐｂ〕…（３）
従って（２）、（３）式から、（４）式の関係が成り立つ。
【００６２】
１ｅ９／２＾３４＝０．０５８〔ｐｐｂ／ｒａｔｉｏ−３４ｂｉｔ〕…（４）
即ちＤＤＳ回路４６で処理した周波数は消え、ビット数のみの関係となる。
【００６３】
更にまた上述の例では第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０とは共通の水晶片Ｘｂを用いているが、水晶片Ｘｂが共通化されていなくてもよい。この場合、例えば共通の筐体の中に第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０を配置する例を挙げることができる。また温度補償用として第２の水晶振動子２０からオーバートーンの信号を利用しているが、第１の水晶振動子１０及び第２の水晶振動子２０とは別個に第３の水晶振動子を設けて、第３の水晶振動子から温度補償用の周波数信号ｆ３を得るようにしてもよい。
【００６４】
加算部９にて得られた補正値は、上述の実施形態のように用いることに限定されるものではなく、発振装置の出力周波数が経時変化や温度で変動する場合に、補正値を用いて出力周波数の変動分を相殺できるように補償できる構成であれば他の手法で補正してもよい。
【００６５】
本発明は、前記第１の発振回路１の出力を利用して発振装置の出力を生成することを前提としており、その態様として上述の実施の形態では、第１の発振回路１から得られる周波数信号ｆ１を図１に示す制御回路部２００（詳しくはＤＤＳ回路部２０１）の基準クロックとして用いている。しかし第１の発振回路１の出力を利用して発振装置の出力を生成する態様としては、一般のＴＣＸＯのように、第１の発振回路１の出力がそのまま発振装置の出力として利用される態様であってもよい。ＴＣＸＯの一つとして、基準温度における水晶振動子の周波数に対応する基準電圧を発生させ、この基準電圧に温度検出器で検出した温度値に応じた補償電圧を加算する装置があるが、この場合の補償電圧として、加算部９にて得られた補正値を用いるようにしてもよい。
【００６６】
以上において図２の加算部９に入力される「外部補正データ」に関して述べておく。フェムトセル基地局などにおいて用いられるクロックの周波数安定度は±３０ｐｐｂ以下といった極めて高い安定度が要求される。そこでＧＰＳ受信機やＮＴＰサーバなどから得られる高精度、高安定なクロック信号と本発明の発振装置から出力される周波数信号とを比較して例えば両者の位相差を取り出すＰＬＬなどの回路部を用い、その差分に対応する補正値を求め、当該補正値を「外部補正データ」として加算器９に入力する。従って、加算器９から出力される補正データは、前記温度補正データΔｆａと経時変化補正データΔｆｂと外部補正データとの加算値ということになる。
【００６７】
より具体的に説明すれば、前記回路部は、前記両者の位相差に対応する値を求めた後、この値を、図２の制御回路部２００に入力される制御電圧とＶＣＸＯ１００から出力される周波数の変化率との関係において、周波数の変化率の補正量に応じた制御電圧の補正量に置き換える機能を備えている。この制御電圧の補正量が外部補正データとなる。
【００６８】
このようにすれば、発振装置から得られる周波数信号がより高精度、高安定なものになる。またこのような使い方をすれば、発振装置としてＴＣＸＯなどのいわば安定度の低いものを用いながら、高精度、高安定なクロックを生成することができ、フェムトセル基地局などにてクロックに対して高い要求がされるシステムに適用することができる。そして本発明によれば、外部から例えばＮＴＰサーバなどからの高品質なクロックが途絶えた場合でも、発振装置の上位装置において常時クロックデータを一定期間にサイクリックにメモリ内に記憶しておいて、クロックが途絶える直前のクロックデータをメモリから読み出すことにより、外部補正データに基づく類似した補正を行うことができると共に、温度補償、経時変化補償がされる。従って発振装置の出力についてある程度の精度を維持することができ、システムダウンに陥ることを回避することができる。
【符号の説明】
【００６９】
１〜３ 第１〜第３の発振回路
１０〜３０ 第１〜第３の水晶振動子
４、５ 周波数差検出部
４１ フリップフロップ回路
４２ ワンショット回路
４３ ラッチ回路
４４ ループフィルタ
４５ 加算部
４６ ＤＤＳ回路部
６ 経時変化補正値算出部
７ 温度変動分算出部
８ 温度補正値算出部
１００ 電圧制御発振器
２００ 制御回路部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
水晶振動子を用いた発振装置において、
水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準時における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒｚ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準時における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒｚとすると、ｆ２とｆ２ｒｚとの差分に対応する値と、ｆ１とｆ１ｒｚとの差分に対応する値と、の差分値ΔＦに対応する値を求める周波数差検出部と、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値ΔＦに対応する値と経時変化の補正係数とに基づいて、時間が基準時から経過したことに基づくｆ１の周波数補正値を取得する経時変化補償用の補正値取得部と、を備え、
前記経時変化の補正係数は、基準時からの動作時間の経過に対して、第１の発振回路の周波数の変化分と第２の発振回路の周波数の変化分との比率であり、
発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力を利用して生成され、
前記補正値取得部にて求めた前記周波数補正値に基づいて前記出力周波数の設定値を補正するように構成したことを特徴とする発振装置。
【請求項２】
第１の発振回路の発振周波数ｆ１はｎ次オーバートーンであり、第２の発振回路の発振周波数ｆ２は基本波の周波数であり、
前記差分値ΔＦは、
｛（ｆ２−ｆ２ｒｚ）／ｆ２ｒｚ｝−｛（ｆ１−ｆ１ｒｚ）／ｆ１ｒｚ｝であることを特徴とする請求項１に記載の発振装置。
【請求項３】
前記経時変化の補正係数は、基準温度において設定された値であり、
前記第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子が置かれる雰囲気温度を検出する温度検出部と、
基準時において、基準温度からの温度変化分と基準温度における前記差分値ΔＦに対する変動量との関係と、前記温度検出部にて求めた雰囲気温度と、に基づいて、前記差分値ΔＦに含まれる温度変化に起因する変化量を求める温度補償用算出部と、を備え、
前記補正値取得部は、前記差分値ΔＦから前記温度補償用算出部にて算出された変化量を差し引いた値を用いてｆ１の周波数補正値を取得することを特徴とする請求項１または２に記載の発振装置。
【請求項４】
前記第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子が置かれる雰囲気温度を検出する温度検出部と、
この温度検出部にて検出された温度に対応する信号と、当該信号と第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係と、に基づいて、環境温度が基準温度からずれたことに起因するｆ１の周波数補正値を取得する温度補償用の補正値取得部と、を備え、
前記経時変化用の補正値取得部にて求めた前記周波数補正値と、前記温度補償用の補正値取得部にて求めた前記周波数補正値と、に基づいて前記出力周波数の設定値を補正するように構成したことを特徴とする発振装置。
【請求項５】
周波数差検出部は、
前記ｆ１とｆ２との差分周波数のパルスを作成するパルス作成部と、入力された直流電圧の大きさに応じた周波数で時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号を出力するＤＤＳ回路部と、このＤＤＳ回路部から出力された周波数信号を前記パルス作成部にて作成されたパルスによりラッチするラッチ回路と、このラッチ回路にてラッチされた信号値を積分してその積分値を前記前記差分値に対応する値として出力するループフィルタと、このループフィルタの出力とｆ１ｒｚとｆ２ｒｚとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力値とする加算部と、を備えたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一項に記載の発振装置。
【請求項６】
第１の水晶振動子の水晶片と第２の水晶振動子の水晶片とは、共通化されていることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一つに記載の発振装置。
【請求項１】
水晶振動子を用いた発振装置において、
水晶片に第１の電極を設けて構成した第１の水晶振動子と、
水晶片に第２の電極を設けて構成した第２の水晶振動子と、
これら第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子に夫々接続された第１の発振回路及び第２の発振回路と、
第１の発振回路の発振周波数をｆ１、基準時における第１の発振回路の発振周波数をｆ１ｒｚ、第２の発振回路の発振周波数をｆ２、基準時における第２の発振回路の発振周波数をｆ２ｒｚとすると、ｆ２とｆ２ｒｚとの差分に対応する値と、ｆ１とｆ１ｒｚとの差分に対応する値と、の差分値ΔＦに対応する値を求める周波数差検出部と、
この周波数差検出部にて検出された前記差分値ΔＦに対応する値と経時変化の補正係数とに基づいて、時間が基準時から経過したことに基づくｆ１の周波数補正値を取得する経時変化補償用の補正値取得部と、を備え、
前記経時変化の補正係数は、基準時からの動作時間の経過に対して、第１の発振回路の周波数の変化分と第２の発振回路の周波数の変化分との比率であり、
発振装置の出力は、前記第１の発振回路の出力を利用して生成され、
前記補正値取得部にて求めた前記周波数補正値に基づいて前記出力周波数の設定値を補正するように構成したことを特徴とする発振装置。
【請求項２】
第１の発振回路の発振周波数ｆ１はｎ次オーバートーンであり、第２の発振回路の発振周波数ｆ２は基本波の周波数であり、
前記差分値ΔＦは、
｛（ｆ２−ｆ２ｒｚ）／ｆ２ｒｚ｝−｛（ｆ１−ｆ１ｒｚ）／ｆ１ｒｚ｝であることを特徴とする請求項１に記載の発振装置。
【請求項３】
前記経時変化の補正係数は、基準温度において設定された値であり、
前記第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子が置かれる雰囲気温度を検出する温度検出部と、
基準時において、基準温度からの温度変化分と基準温度における前記差分値ΔＦに対する変動量との関係と、前記温度検出部にて求めた雰囲気温度と、に基づいて、前記差分値ΔＦに含まれる温度変化に起因する変化量を求める温度補償用算出部と、を備え、
前記補正値取得部は、前記差分値ΔＦから前記温度補償用算出部にて算出された変化量を差し引いた値を用いてｆ１の周波数補正値を取得することを特徴とする請求項１または２に記載の発振装置。
【請求項４】
前記第１の水晶振動子及び第２の水晶振動子が置かれる雰囲気温度を検出する温度検出部と、
この温度検出部にて検出された温度に対応する信号と、当該信号と第１の発振回路の発振周波数ｆ１の周波数補正値との関係と、に基づいて、環境温度が基準温度からずれたことに起因するｆ１の周波数補正値を取得する温度補償用の補正値取得部と、を備え、
前記経時変化用の補正値取得部にて求めた前記周波数補正値と、前記温度補償用の補正値取得部にて求めた前記周波数補正値と、に基づいて前記出力周波数の設定値を補正するように構成したことを特徴とする発振装置。
【請求項５】
周波数差検出部は、
前記ｆ１とｆ２との差分周波数のパルスを作成するパルス作成部と、入力された直流電圧の大きさに応じた周波数で時間と共に信号値が増加、減少を繰り返す周波数信号を出力するＤＤＳ回路部と、このＤＤＳ回路部から出力された周波数信号を前記パルス作成部にて作成されたパルスによりラッチするラッチ回路と、このラッチ回路にてラッチされた信号値を積分してその積分値を前記前記差分値に対応する値として出力するループフィルタと、このループフィルタの出力とｆ１ｒｚとｆ２ｒｚとの差分に対応する値との差分を取り出して、前記ＤＤＳ回路部に入力値とする加算部と、を備えたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一項に記載の発振装置。
【請求項６】
第１の水晶振動子の水晶片と第２の水晶振動子の水晶片とは、共通化されていることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一つに記載の発振装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
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【図４】
【図５】
【図６】
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【図１１】
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【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２０１２−１９５９３２（Ｐ２０１２−１９５９３２Ａ）
【公開日】平成２４年１０月１１日（２０１２．１０．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−３７８５３（Ｐ２０１２−３７８５３）
【出願日】平成２４年２月２３日（２０１２．２．２３）
【出願人】（０００２３２４８３）日本電波工業株式会社 (1,148)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月１１日（２０１２．１０．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年２月２３日（２０１２．２．２３）
【出願人】（０００２３２４８３）日本電波工業株式会社 (1,148)
【Ｆターム（参考）】
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