直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調器、ＯＦＤＭ復調器およびＯＦＤＭ伝送システムならびにＯＦＤＭ変調方法、復調方法
【課題】位相雑音特性が悪い局部発振器を用いても、良好な伝送レートが得られるＯＦＤＭ変調器を提供する。
【解決手段】マッピング部１０は、伝送すべきデータをＭ個の複素シンボルＸにマッピングする。データ分配部１２は、Ｍ個の複素シンボルからＮ個（Ｎは２以上の整数）のデータ列Ｘ１〜ＸＮを生成する。ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列Ｘｉは、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目（ｊは自然数）の要素が［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルであり、その残りの要素がゼロである。逆離散フーリエ変換器１４＿１〜１４＿Ｎは、それぞれがデータ列Ｘ１〜ＸＮごとに設けられ、対応するデータ列を逆離散フーリエ変換することにより波形データＴ１〜ＴＮを生成する。第１信号処理部１６は、Ｔ１〜ＴＮそれぞれを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、Ｎ個の波形データＴ１〜ＴＮからひとつずつ抽出された時間スロットを所定の順序で時間方向に配置する。
【解決手段】マッピング部１０は、伝送すべきデータをＭ個の複素シンボルＸにマッピングする。データ分配部１２は、Ｍ個の複素シンボルからＮ個（Ｎは２以上の整数）のデータ列Ｘ１〜ＸＮを生成する。ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列Ｘｉは、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目（ｊは自然数）の要素が［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルであり、その残りの要素がゼロである。逆離散フーリエ変換器１４＿１〜１４＿Ｎは、それぞれがデータ列Ｘ１〜ＸＮごとに設けられ、対応するデータ列を逆離散フーリエ変換することにより波形データＴ１〜ＴＮを生成する。第１信号処理部１６は、Ｔ１〜ＴＮそれぞれを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、Ｎ個の波形データＴ１〜ＴＮからひとつずつ抽出された時間スロットを所定の順序で時間方向に配置する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ変復調技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、映像機器のデジタル化が進み、扱われるデジタルデータが飛躍的に大容量化しており、こうした大容量のデータの伝送に、多数のサブキャリアを用いるＯＦＤＭ方式が広く利用されている。
【０００３】
周波数資源の逼迫にともない今後は、ミリ波帯以上の超高周波領域の利用が予定されているが、超高周波領域では良好な位相雑音特性を有する局部発振器が得られにくく、また得られたとしても非常に高価なものとなる。これが超高周波領域へのＯＦＤＭ方式の展開を妨げるひとつの要因となっている。
【０００４】
この問題に対するひとつの試みとしては、伝送レートを低減し、位相雑音を補償する方式が提案されているが、この方式では本質的に伝送レートの低下を免れない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、係る状況に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いても、良好な伝送レートが得られるＯＦＤＭ変調器の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のある態様は、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調器に関する。このＯＦＤＭ変調器は、マッピング部と、データ分配部と、Ｎ個の逆離散フーリエ変換器と、第１信号処理部と、を備える。
マッピング部は、伝送すべきデータをＭ個の複素シンボルにマッピングする。
データ分配部は、Ｍ個の複素シンボルからＮ個（Ｎは２以上の整数）のデータ列を生成する。ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列は、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目（ｊは自然数）の要素が［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルであり、その残りの要素がゼロとなるよう生成される。Ｎ個の逆離散フーリエ変換器は、それぞれがデータ列ごとに設けられ、対応するデータ列を逆離散フーリエ変換することにより波形データを生成する。第１信号処理部は、Ｎ個の逆離散フーリエ変換器により生成される波形データそれぞれを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割する。そして第１信号処理部は、Ｎ個の波形データそれぞれからひとつずつ抽出した時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成する。
この態様によると、Ｎ個のデータ列に分配することにより、実効的なサブキャリア間隔を広げることができ、符号間干渉レベルを低下させることができ、位相雑音特性が悪い局所発振器を利用しても、良好な伝送レートを得ることができる。
【０００７】
本発明の別の態様は、上述のＯＦＤＭ変調器によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するＯＦＤＭ復調器に関する。このＯＦＤＭ復調器は、第２信号処理部と、Ｎ個の離散フーリエ変換器と、を備える。
第２信号処理部は、伝送信号をダウンコンバージョンし、さらにＡ／Ｄ変換して得られるデジタルベースバンド信号を時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形データを生成する。Ｎ個の離散フーリエ変換器はそれぞれ、第２信号処理部から出力されるＮ系列の波形データのうち対応するひとつを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を生成する。
【０００８】
この態様によると、上述のＯＦＤＭ変調器により変調された伝送信号から、複素シンボルを復元できる。
【０００９】
本発明のさらに別の態様は、ＯＦＤＭ伝送システムである。このＯＦＤＭ伝送システムは、伝送すべきデータを伝送信号に変換する上述のＯＦＤＭ復調器と、伝送信号を復調する上述のＯＦＤＭ復調器と、を備える。
【００１０】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１１】
本発明のある態様によれば、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いても、良好な伝送レートを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器の構成を示す図である。
【図２】図２（ａ）〜（ｄ）は、図１のＯＦＤＭ変調器の動作を示す図である。
【図３】実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器の構成を示す図である。
【図４】変調システムにおけるキャリア間干渉をシミュレーションした結果を示す図である。
【図５】誤り率特性をシミュレーションした結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００１４】
図１は、実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００を有する送信機１０２の構成を示す図である。送信機１０２は、ＯＦＤＭ変調器１００と、Ｄ／Ａコンバータ１７と、直交変調器１８と、を備える。ＯＦＤＭ変調器１００は、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用い、送信すべきデータＳ１を伝送信号Ｓ２に変換する。
【００１５】
ＯＦＤＭ変調器１００は、マッピング部１０、データ分配部１２、逆離散フーリエ変換器１４を備える。
【００１６】
マッピング部１０は、伝送すべきデータＳ１をＭ個の複素シンボルＸ［０］〜Ｘ［Ｍ−１］にマッピングする。マッピングは、通常のＯＦＤＭ方式と同様に、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどを用いることができる。
【００１７】
データ分配部１２は、Ｍ個の複素シンボルＸ［０］〜Ｘ［Ｍ−１］を受け、それをＮ系列（Ｎは２以上の整数）に分配して、Ｎ個のデータ列Ｘ１、Ｘ２、・・・ＸＮを生成する。本実施の形態ではＮ＝２の場合を説明するが、Ｎはそれに限定されない。信号処理の実現容易性を考慮すると、Ｎ＝２ｋ（ｋは自然数）であることが望ましい。
【００１８】
ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列Ｘｉは、ｊを自然数とするとき、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の要素Ｘｉが［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルＸ［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ−１］であり、その残りの要素がゼロであるように生成される。
たとえばＮ＝２のとき、２つのデータ列Ｘ１、Ｘ２は以下のように生成される。
Ｘ１＝｛Ｘ［０］，０，Ｘ［２］、０，Ｘ［４］，０，・・・，Ｘ［Ｎ−２］，０｝
Ｘ２＝｛０，Ｘ［１］，０，Ｘ［３］，０，Ｘ［５］，・・・，０，Ｘ［Ｎ−１］｝
各データ列Ｘ１、Ｘ２におけるｉ番目の複素シンボルは、ｉ番目のサブキャリアに対応付けられる。
【００１９】
Ｎ個の逆離散フーリエ変換器１４＿１〜１４＿Ｎは、Ｎ個のデータ列Ｘ１，…ＸＮごとに設けられる。各逆離散フーリエ変換器１４＿ｉは、高速フーリエ変換のアルゴリズムを用いて、対応するデータ列Ｘｉを逆離散フーリエ変換することにより波形データＴｉを生成する。逆離散フーリエ変換器１４＿ｉによって、周波数領域のデータ列Ｘｉが、時間領域の波形データＴｉに変換される。言うまでもなく、波形データＴｉは、実部データと虚部データを含む。
【００２０】
ここで、各データ列Ｘｉは、Ｎ個隔てたサブキャリアごとに、有意な複素シンボルデータを有し、その他のサブキャリアの振幅はゼロである。したがって、各データ列Ｘｉを離散フーリエ変換して得られる波形データＴｉは、実質的に時間対称性を有する信号となる。
【００２１】
Ｎ＝２の例では、波形データＴ１は、時間波形の前半と後半とで、同じ波形を繰り返し、波形データＴ２は、時間波形の前半と後半とで、正負が反転した信号となる。つまり、各波形データは、時間軸方向に冗長性を有しており、ひとつの時間スロットのみを送信すれば、残りの時間スロットは受信側において再生することができる。なお当業者によれば、各波形データがＮの値に応じていかなる時間対称性を有するかが理解される。
【００２２】
第１信号処理部１６は、波形分割部３０、サイクリックプリフィクス挿入部３２、マルチプレクサ３４を含む。波形分割部３０は、波形データＴ１〜ＴＮそれぞれを、時間軸方向にＮ個の時間スロットＴＳに分割する。ここではｉ番目の波形データＴｉのｊ番目の時間スロットを、ＴＳｉ［ｊ］と標記する。
Ｎ＝２の場合、波形データＴ１は、時間軸方向に前半スロットＴＳ１［１］と後半スロットＴＳ１［２］に分割され、波形データＴ２は、時間軸方向に前半スロットＴＳ２［１］と後半スロットＴＳ２［２］に分割される。
【００２３】
各波形データＴ１〜ＴＮからはそれぞれ、ひとつの時間スロットＴＳ１［ｊ］〜ＴＳＮ［ｊ］が抽出され、サイクリックプリフィクス挿入部３２に入力される。各波形データから、何番目の時間スロットを抽出するかは任意である。本実施の形態では、波形データＴ１の前半スロットＴＳ１［１］と、波形データＴ２の前半スロットＴＳ２［１］を抽出するものとする。
【００２４】
通常のＯＦＤＭと同様に、サイクリックプリフィクス挿入部３２は、入力された時間スロットＴＳ１〜ＴＳＮの先頭に、サイクリックプリフィクスＣＰ（Cyclic Prefix）を追加する。これにより、信号の連続性が確保される。
【００２５】
マルチプレクサ３４は、Ｎ個の波形データＴ１〜ＴＮからひとつずつ抽出された時間スロットＴＳ１［１］〜ＴＳＮ［１］を所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号ＤＢＢを生成する。波形データＴ１〜ＴＮの実部は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢの同相成分（Ｉ成分）に対応し、波形データＴ１〜ＴＮの虚部は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢの直交成分（Ｑ成分）に対応する。
【００２６】
ＯＦＤＭ変調器１００の後段のＤ／Ａコンバータ１７は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢをアナログベースバンド信号ＡＢＢに変換する。直交変調器１８は、アナログベースバンド信号ＡＢＢをアップコンバージョンし、伝送信号Ｓ２を生成する。Ｄ／Ａコンバータ１７および直交変調器１８は、公知の技術を用いればよい。
【００２７】
以上が実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００を有する送信機１０２の構成である。続いてＯＦＤＭ変調器１００の動作を説明する。
図２（ａ）〜（ｄ）は、図１のＯＦＤＭ変調器１００の動作を示す図である。図２（ａ）は、マッピング部１０におけるマッピングを示す図である。図２（ａ）では、ＱＰＳＫにより、入力されたデータＳ１が、Ｍ個の複素シンボルＸ［０］〜Ｘ［Ｍ−１］にマッピングされる様子を示す。図２（ｂ）は、データ分配部１２によるデータ列Ｘ１、Ｘ２の生成を示す。データ列Ｘ１は、サブキャリアｆ０、ｆ２、ｆ４…に対して有意な複素振幅を有し、サブキャリアｆ１、ｆ３、ｆ５、…に対する振幅はゼロである。一方、データ列Ｘ２は、サブキャリアｆ０、ｆ２、ｆ４…に対する振幅はゼロであり、サブキャリアｆ１、ｆ３、ｆ５、…に対して有意な複素振幅を有している。これは実効的なサブキャリアの間隔が、２倍に広がったことと等価である。
【００２８】
図２（ｃ）に示すように、データ列Ｘ１、Ｘ２を逆フーリエ変換することにより、波形データＴ１、Ｔ２が生成される。波形データＴ１、Ｔ２は、前半部分と後半部分が対称性を有している。波形分割部３０によって、波形データＴ１、Ｔ２がＮ個の時間スロットに分割される。そしてサイクリックプリフィクス挿入部３２により、波形データＴ１の最後部が、サイクリックプリフィクスＣＰ１として時間スロットＴＳ１［１］の先頭に付加され、波形データＴ２の最後部が、サイクリックプリフィクスＣＰ２として時間スロットＴＳ２［１］の先頭に付加される。マルチプレクサ３４は、サイクリックプリフィクス挿入部３２からのデータを、時間軸方向に所定の順序で配置することによりデジタルベースバンド信号ＤＢＢを生成する。
【００２９】
以上がＯＦＤＭ変調器１００の動作である。
【００３０】
続いて、ＯＦＤＭ変調器１００によって変調された伝送信号Ｓ２を復調するＯＦＤＭ復調器２００について説明する。
【００３１】
図３は、実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器２００を有する受信機２０２の構成を示す図である。受信機２０２は、直交復調器２０、Ａ／Ｄコンバータ２１およびＯＦＤＭ復調器２００を備える。
【００３２】
直交復調器２０は、伝送信号Ｓ２をダウンコンバージョンし、アナログベースバンド信号ＡＢＢを生成する。Ａ／Ｄコンバータ２１は、アナログベースバンド信号ＡＢＢをデジタルベースバンド信号ＤＢＢに変換する。
【００３３】
ＯＦＤＭ復調器２００は、第２信号処理部２２、離散フーリエ変換器２４、結合部２６を備える。基本的にＯＦＤＭ復調器２００は、ＯＦＤＭ変調器１００と逆の処理を行う。
【００３４】
第２信号処理部２２は、第１信号処理部１６と逆処理を行うブロックである。第２信号処理部２２は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形を生成する。具体的には第２信号処理部２２は、デマルチプレクサ４０、サイクリックプリフィクス除去部４２、波形再生部４４を含む。
【００３５】
デマルチプレクサ４０は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割する。そしてＮ個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配する。第１系列には、時間スロットＣＰ１＋ＴＳ１が、第２系列には時間スロットＣＰ２＋ＴＳ２が分配される。
【００３６】
サイクリックプリフィクス除去部４２は、入力されたデータから、サイクリックプリフィクスＣＰ１、ＣＰ２を除去する。これにより、時間スロットＴＳ１、ＴＳ２が抽出される。
【００３７】
波形再生部４４は、時間スロットＴＳ１、ＴＳ２にもとづき、送信側における波形データＴ１、Ｔ２を再生する。具体的には、第１系列の時間スロットＴＳ１を時間方向にＮ＝２個並べることにより、波形データＴ１を生成する。また、第２系列の時間スロットＴＳ２と、それを符号反転した時間スロット−ＴＳ２を時間方向に並べることにより、波形データＴ２を生成する。
【００３８】
離散フーリエ変換器２４＿１、２４＿２はそれぞれ、第２信号処理部２２から出力されるＮ系列の波形データＴ１、Ｔ２それぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列Ｘ１、Ｘ２を生成する。データ列Ｘ１は、奇数番目の要素が有意な値を有し、偶数番目がゼロを有し、データ列Ｘ２は、偶数番目の要素が有意な値を有し、奇数番目がゼロを有する。結合部２６は、データ列Ｘ１、Ｘ２を結合することにより、もとのデータ列Ｘを生成する。
【００３９】
以上がＯＦＤＭ復調器２００の構成である。このＯＦＤＭ復調器２００は、図２（ａ）〜（ｄ）の処理を逆に進めることにより、もとの複素シンボルを復元することができる。
【００４０】
続いて、本実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００およびＯＦＤＭ復調器２００を備える変復調システムの効果について説明する。
【００４１】
図４は、変調システムにおけるキャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）をシミュレーションした結果を示す図である。横軸は局部発振器のコーナー周波数Ｆｃを、縦軸は所望信号とＩＣＩ成分の強度の比ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）を示す。シミュレーションは、周波数帯域６０ＧＨｚ、ＯＦＤＭの帯域幅５１２ＭＨｚ、サブキャリア間隔１ＭＨｚという条件で行っている。
【００４２】
従来のＯＦＤＭ方式および実施の形態に係るＯＦＤＭ方式のいずれもが、コーナー周波数が低下するに従って、すなわち位相雑音強度が増加するに従い、ＳＩＲ特性が劣化するが、Ｎ＝２系列を用いた場合、従来方式に比べてＳＩＲを４ｄＢ改善することができる。系列数をＮ＝４、Ｎ＝８と増加させると、ＳＩＲ特性を、従来に比べて約１１ｄＢ、１７ｄＢとさらに改善することができる。
【００４３】
図５は、誤り率特性をシミュレーションした結果を示す図である。横軸は、ＥｂＮｏ（１ビットあたりのＳ／Ｎ比）を、縦軸はビット誤り率ＢＥＲ（Bit Error Rate）を示しており、サブキャリア変調をＱＰＳＫ、コーナー周波数をｆｃ＝５０ｋＨｚ、サブキャリア幅を１００ｋＨｚとしてシミュレーションを行っている。Ｎ＝２、Ｎ＝４、Ｎ＝８と増大させるに従い、ビット誤り率が大きく改善できることが分かる。
【００４４】
このように、実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００およびＯＦＤＭ復調器２００によれば、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いてもきわめて良好な通信品質を実現できる。これは、Ｍ個のサブキャリアをＮ系統に分けることにより、サブキャリア間隔をＮ倍したことと等価の効果が得られ、位相雑音特性に対する耐性が従来よりも高まっていることによる。
【００４５】
一般に超高周波領域において位相雑音特性が優れた局部発振器は得難く、あるいは得られたとしても非常に高価であるところ、本実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００およびＯＦＤＭ復調器２００によれば、既存の局部発振器を用いて超高周波領域でＯＦＤＭ方式によるデータ伝送が可能となり、システム全体を低コスト化できる。
【００４６】
また、従来のＯＦＤＭの伝送システムの構成を大幅に変更することなく、いくつかの信号処理部を追加することにより実現可能であるため、さまざまな用途に汎用的に利用できる。
【００４７】
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
【符号の説明】
【００４８】
１００…ＯＦＤＭ変調器、１０２…送信機、１０…マッピング部、１２…データ分配部、１４…逆離散フーリエ変換器、１６…第１信号処理部、１７…Ｄ／Ａコンバータ、１８…直交変調器、２００…ＯＦＤＭ復調器、２０２…受信機、２０…直交復調器、２１…Ａ／Ｄコンバータ、２２…第２信号処理部、２４…離散フーリエ変換器、２６…結合部、３０…波形分割部、３２…サイクリックプリフィクス挿入部、３４…マルチプレクサ、４０…デマルチプレクサ、４２…サイクリックプリフィクス除去部、４４…波形再生部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ変復調技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、映像機器のデジタル化が進み、扱われるデジタルデータが飛躍的に大容量化しており、こうした大容量のデータの伝送に、多数のサブキャリアを用いるＯＦＤＭ方式が広く利用されている。
【０００３】
周波数資源の逼迫にともない今後は、ミリ波帯以上の超高周波領域の利用が予定されているが、超高周波領域では良好な位相雑音特性を有する局部発振器が得られにくく、また得られたとしても非常に高価なものとなる。これが超高周波領域へのＯＦＤＭ方式の展開を妨げるひとつの要因となっている。
【０００４】
この問題に対するひとつの試みとしては、伝送レートを低減し、位相雑音を補償する方式が提案されているが、この方式では本質的に伝送レートの低下を免れない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、係る状況に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いても、良好な伝送レートが得られるＯＦＤＭ変調器の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のある態様は、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調器に関する。このＯＦＤＭ変調器は、マッピング部と、データ分配部と、Ｎ個の逆離散フーリエ変換器と、第１信号処理部と、を備える。
マッピング部は、伝送すべきデータをＭ個の複素シンボルにマッピングする。
データ分配部は、Ｍ個の複素シンボルからＮ個（Ｎは２以上の整数）のデータ列を生成する。ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列は、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目（ｊは自然数）の要素が［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルであり、その残りの要素がゼロとなるよう生成される。Ｎ個の逆離散フーリエ変換器は、それぞれがデータ列ごとに設けられ、対応するデータ列を逆離散フーリエ変換することにより波形データを生成する。第１信号処理部は、Ｎ個の逆離散フーリエ変換器により生成される波形データそれぞれを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割する。そして第１信号処理部は、Ｎ個の波形データそれぞれからひとつずつ抽出した時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成する。
この態様によると、Ｎ個のデータ列に分配することにより、実効的なサブキャリア間隔を広げることができ、符号間干渉レベルを低下させることができ、位相雑音特性が悪い局所発振器を利用しても、良好な伝送レートを得ることができる。
【０００７】
本発明の別の態様は、上述のＯＦＤＭ変調器によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するＯＦＤＭ復調器に関する。このＯＦＤＭ復調器は、第２信号処理部と、Ｎ個の離散フーリエ変換器と、を備える。
第２信号処理部は、伝送信号をダウンコンバージョンし、さらにＡ／Ｄ変換して得られるデジタルベースバンド信号を時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形データを生成する。Ｎ個の離散フーリエ変換器はそれぞれ、第２信号処理部から出力されるＮ系列の波形データのうち対応するひとつを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を生成する。
【０００８】
この態様によると、上述のＯＦＤＭ変調器により変調された伝送信号から、複素シンボルを復元できる。
【０００９】
本発明のさらに別の態様は、ＯＦＤＭ伝送システムである。このＯＦＤＭ伝送システムは、伝送すべきデータを伝送信号に変換する上述のＯＦＤＭ復調器と、伝送信号を復調する上述のＯＦＤＭ復調器と、を備える。
【００１０】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１１】
本発明のある態様によれば、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いても、良好な伝送レートを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器の構成を示す図である。
【図２】図２（ａ）〜（ｄ）は、図１のＯＦＤＭ変調器の動作を示す図である。
【図３】実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器の構成を示す図である。
【図４】変調システムにおけるキャリア間干渉をシミュレーションした結果を示す図である。
【図５】誤り率特性をシミュレーションした結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００１４】
図１は、実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００を有する送信機１０２の構成を示す図である。送信機１０２は、ＯＦＤＭ変調器１００と、Ｄ／Ａコンバータ１７と、直交変調器１８と、を備える。ＯＦＤＭ変調器１００は、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用い、送信すべきデータＳ１を伝送信号Ｓ２に変換する。
【００１５】
ＯＦＤＭ変調器１００は、マッピング部１０、データ分配部１２、逆離散フーリエ変換器１４を備える。
【００１６】
マッピング部１０は、伝送すべきデータＳ１をＭ個の複素シンボルＸ［０］〜Ｘ［Ｍ−１］にマッピングする。マッピングは、通常のＯＦＤＭ方式と同様に、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどを用いることができる。
【００１７】
データ分配部１２は、Ｍ個の複素シンボルＸ［０］〜Ｘ［Ｍ−１］を受け、それをＮ系列（Ｎは２以上の整数）に分配して、Ｎ個のデータ列Ｘ１、Ｘ２、・・・ＸＮを生成する。本実施の形態ではＮ＝２の場合を説明するが、Ｎはそれに限定されない。信号処理の実現容易性を考慮すると、Ｎ＝２ｋ（ｋは自然数）であることが望ましい。
【００１８】
ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列Ｘｉは、ｊを自然数とするとき、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の要素Ｘｉが［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルＸ［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ−１］であり、その残りの要素がゼロであるように生成される。
たとえばＮ＝２のとき、２つのデータ列Ｘ１、Ｘ２は以下のように生成される。
Ｘ１＝｛Ｘ［０］，０，Ｘ［２］、０，Ｘ［４］，０，・・・，Ｘ［Ｎ−２］，０｝
Ｘ２＝｛０，Ｘ［１］，０，Ｘ［３］，０，Ｘ［５］，・・・，０，Ｘ［Ｎ−１］｝
各データ列Ｘ１、Ｘ２におけるｉ番目の複素シンボルは、ｉ番目のサブキャリアに対応付けられる。
【００１９】
Ｎ個の逆離散フーリエ変換器１４＿１〜１４＿Ｎは、Ｎ個のデータ列Ｘ１，…ＸＮごとに設けられる。各逆離散フーリエ変換器１４＿ｉは、高速フーリエ変換のアルゴリズムを用いて、対応するデータ列Ｘｉを逆離散フーリエ変換することにより波形データＴｉを生成する。逆離散フーリエ変換器１４＿ｉによって、周波数領域のデータ列Ｘｉが、時間領域の波形データＴｉに変換される。言うまでもなく、波形データＴｉは、実部データと虚部データを含む。
【００２０】
ここで、各データ列Ｘｉは、Ｎ個隔てたサブキャリアごとに、有意な複素シンボルデータを有し、その他のサブキャリアの振幅はゼロである。したがって、各データ列Ｘｉを離散フーリエ変換して得られる波形データＴｉは、実質的に時間対称性を有する信号となる。
【００２１】
Ｎ＝２の例では、波形データＴ１は、時間波形の前半と後半とで、同じ波形を繰り返し、波形データＴ２は、時間波形の前半と後半とで、正負が反転した信号となる。つまり、各波形データは、時間軸方向に冗長性を有しており、ひとつの時間スロットのみを送信すれば、残りの時間スロットは受信側において再生することができる。なお当業者によれば、各波形データがＮの値に応じていかなる時間対称性を有するかが理解される。
【００２２】
第１信号処理部１６は、波形分割部３０、サイクリックプリフィクス挿入部３２、マルチプレクサ３４を含む。波形分割部３０は、波形データＴ１〜ＴＮそれぞれを、時間軸方向にＮ個の時間スロットＴＳに分割する。ここではｉ番目の波形データＴｉのｊ番目の時間スロットを、ＴＳｉ［ｊ］と標記する。
Ｎ＝２の場合、波形データＴ１は、時間軸方向に前半スロットＴＳ１［１］と後半スロットＴＳ１［２］に分割され、波形データＴ２は、時間軸方向に前半スロットＴＳ２［１］と後半スロットＴＳ２［２］に分割される。
【００２３】
各波形データＴ１〜ＴＮからはそれぞれ、ひとつの時間スロットＴＳ１［ｊ］〜ＴＳＮ［ｊ］が抽出され、サイクリックプリフィクス挿入部３２に入力される。各波形データから、何番目の時間スロットを抽出するかは任意である。本実施の形態では、波形データＴ１の前半スロットＴＳ１［１］と、波形データＴ２の前半スロットＴＳ２［１］を抽出するものとする。
【００２４】
通常のＯＦＤＭと同様に、サイクリックプリフィクス挿入部３２は、入力された時間スロットＴＳ１〜ＴＳＮの先頭に、サイクリックプリフィクスＣＰ（Cyclic Prefix）を追加する。これにより、信号の連続性が確保される。
【００２５】
マルチプレクサ３４は、Ｎ個の波形データＴ１〜ＴＮからひとつずつ抽出された時間スロットＴＳ１［１］〜ＴＳＮ［１］を所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号ＤＢＢを生成する。波形データＴ１〜ＴＮの実部は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢの同相成分（Ｉ成分）に対応し、波形データＴ１〜ＴＮの虚部は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢの直交成分（Ｑ成分）に対応する。
【００２６】
ＯＦＤＭ変調器１００の後段のＤ／Ａコンバータ１７は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢをアナログベースバンド信号ＡＢＢに変換する。直交変調器１８は、アナログベースバンド信号ＡＢＢをアップコンバージョンし、伝送信号Ｓ２を生成する。Ｄ／Ａコンバータ１７および直交変調器１８は、公知の技術を用いればよい。
【００２７】
以上が実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００を有する送信機１０２の構成である。続いてＯＦＤＭ変調器１００の動作を説明する。
図２（ａ）〜（ｄ）は、図１のＯＦＤＭ変調器１００の動作を示す図である。図２（ａ）は、マッピング部１０におけるマッピングを示す図である。図２（ａ）では、ＱＰＳＫにより、入力されたデータＳ１が、Ｍ個の複素シンボルＸ［０］〜Ｘ［Ｍ−１］にマッピングされる様子を示す。図２（ｂ）は、データ分配部１２によるデータ列Ｘ１、Ｘ２の生成を示す。データ列Ｘ１は、サブキャリアｆ０、ｆ２、ｆ４…に対して有意な複素振幅を有し、サブキャリアｆ１、ｆ３、ｆ５、…に対する振幅はゼロである。一方、データ列Ｘ２は、サブキャリアｆ０、ｆ２、ｆ４…に対する振幅はゼロであり、サブキャリアｆ１、ｆ３、ｆ５、…に対して有意な複素振幅を有している。これは実効的なサブキャリアの間隔が、２倍に広がったことと等価である。
【００２８】
図２（ｃ）に示すように、データ列Ｘ１、Ｘ２を逆フーリエ変換することにより、波形データＴ１、Ｔ２が生成される。波形データＴ１、Ｔ２は、前半部分と後半部分が対称性を有している。波形分割部３０によって、波形データＴ１、Ｔ２がＮ個の時間スロットに分割される。そしてサイクリックプリフィクス挿入部３２により、波形データＴ１の最後部が、サイクリックプリフィクスＣＰ１として時間スロットＴＳ１［１］の先頭に付加され、波形データＴ２の最後部が、サイクリックプリフィクスＣＰ２として時間スロットＴＳ２［１］の先頭に付加される。マルチプレクサ３４は、サイクリックプリフィクス挿入部３２からのデータを、時間軸方向に所定の順序で配置することによりデジタルベースバンド信号ＤＢＢを生成する。
【００２９】
以上がＯＦＤＭ変調器１００の動作である。
【００３０】
続いて、ＯＦＤＭ変調器１００によって変調された伝送信号Ｓ２を復調するＯＦＤＭ復調器２００について説明する。
【００３１】
図３は、実施の形態に係るＯＦＤＭ復調器２００を有する受信機２０２の構成を示す図である。受信機２０２は、直交復調器２０、Ａ／Ｄコンバータ２１およびＯＦＤＭ復調器２００を備える。
【００３２】
直交復調器２０は、伝送信号Ｓ２をダウンコンバージョンし、アナログベースバンド信号ＡＢＢを生成する。Ａ／Ｄコンバータ２１は、アナログベースバンド信号ＡＢＢをデジタルベースバンド信号ＤＢＢに変換する。
【００３３】
ＯＦＤＭ復調器２００は、第２信号処理部２２、離散フーリエ変換器２４、結合部２６を備える。基本的にＯＦＤＭ復調器２００は、ＯＦＤＭ変調器１００と逆の処理を行う。
【００３４】
第２信号処理部２２は、第１信号処理部１６と逆処理を行うブロックである。第２信号処理部２２は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形を生成する。具体的には第２信号処理部２２は、デマルチプレクサ４０、サイクリックプリフィクス除去部４２、波形再生部４４を含む。
【００３５】
デマルチプレクサ４０は、デジタルベースバンド信号ＤＢＢを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割する。そしてＮ個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配する。第１系列には、時間スロットＣＰ１＋ＴＳ１が、第２系列には時間スロットＣＰ２＋ＴＳ２が分配される。
【００３６】
サイクリックプリフィクス除去部４２は、入力されたデータから、サイクリックプリフィクスＣＰ１、ＣＰ２を除去する。これにより、時間スロットＴＳ１、ＴＳ２が抽出される。
【００３７】
波形再生部４４は、時間スロットＴＳ１、ＴＳ２にもとづき、送信側における波形データＴ１、Ｔ２を再生する。具体的には、第１系列の時間スロットＴＳ１を時間方向にＮ＝２個並べることにより、波形データＴ１を生成する。また、第２系列の時間スロットＴＳ２と、それを符号反転した時間スロット−ＴＳ２を時間方向に並べることにより、波形データＴ２を生成する。
【００３８】
離散フーリエ変換器２４＿１、２４＿２はそれぞれ、第２信号処理部２２から出力されるＮ系列の波形データＴ１、Ｔ２それぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列Ｘ１、Ｘ２を生成する。データ列Ｘ１は、奇数番目の要素が有意な値を有し、偶数番目がゼロを有し、データ列Ｘ２は、偶数番目の要素が有意な値を有し、奇数番目がゼロを有する。結合部２６は、データ列Ｘ１、Ｘ２を結合することにより、もとのデータ列Ｘを生成する。
【００３９】
以上がＯＦＤＭ復調器２００の構成である。このＯＦＤＭ復調器２００は、図２（ａ）〜（ｄ）の処理を逆に進めることにより、もとの複素シンボルを復元することができる。
【００４０】
続いて、本実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００およびＯＦＤＭ復調器２００を備える変復調システムの効果について説明する。
【００４１】
図４は、変調システムにおけるキャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）をシミュレーションした結果を示す図である。横軸は局部発振器のコーナー周波数Ｆｃを、縦軸は所望信号とＩＣＩ成分の強度の比ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）を示す。シミュレーションは、周波数帯域６０ＧＨｚ、ＯＦＤＭの帯域幅５１２ＭＨｚ、サブキャリア間隔１ＭＨｚという条件で行っている。
【００４２】
従来のＯＦＤＭ方式および実施の形態に係るＯＦＤＭ方式のいずれもが、コーナー周波数が低下するに従って、すなわち位相雑音強度が増加するに従い、ＳＩＲ特性が劣化するが、Ｎ＝２系列を用いた場合、従来方式に比べてＳＩＲを４ｄＢ改善することができる。系列数をＮ＝４、Ｎ＝８と増加させると、ＳＩＲ特性を、従来に比べて約１１ｄＢ、１７ｄＢとさらに改善することができる。
【００４３】
図５は、誤り率特性をシミュレーションした結果を示す図である。横軸は、ＥｂＮｏ（１ビットあたりのＳ／Ｎ比）を、縦軸はビット誤り率ＢＥＲ（Bit Error Rate）を示しており、サブキャリア変調をＱＰＳＫ、コーナー周波数をｆｃ＝５０ｋＨｚ、サブキャリア幅を１００ｋＨｚとしてシミュレーションを行っている。Ｎ＝２、Ｎ＝４、Ｎ＝８と増大させるに従い、ビット誤り率が大きく改善できることが分かる。
【００４４】
このように、実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００およびＯＦＤＭ復調器２００によれば、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いてもきわめて良好な通信品質を実現できる。これは、Ｍ個のサブキャリアをＮ系統に分けることにより、サブキャリア間隔をＮ倍したことと等価の効果が得られ、位相雑音特性に対する耐性が従来よりも高まっていることによる。
【００４５】
一般に超高周波領域において位相雑音特性が優れた局部発振器は得難く、あるいは得られたとしても非常に高価であるところ、本実施の形態に係るＯＦＤＭ変調器１００およびＯＦＤＭ復調器２００によれば、既存の局部発振器を用いて超高周波領域でＯＦＤＭ方式によるデータ伝送が可能となり、システム全体を低コスト化できる。
【００４６】
また、従来のＯＦＤＭの伝送システムの構成を大幅に変更することなく、いくつかの信号処理部を追加することにより実現可能であるため、さまざまな用途に汎用的に利用できる。
【００４７】
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
【符号の説明】
【００４８】
１００…ＯＦＤＭ変調器、１０２…送信機、１０…マッピング部、１２…データ分配部、１４…逆離散フーリエ変換器、１６…第１信号処理部、１７…Ｄ／Ａコンバータ、１８…直交変調器、２００…ＯＦＤＭ復調器、２０２…受信機、２０…直交復調器、２１…Ａ／Ｄコンバータ、２２…第２信号処理部、２４…離散フーリエ変換器、２６…結合部、３０…波形分割部、３２…サイクリックプリフィクス挿入部、３４…マルチプレクサ、４０…デマルチプレクサ、４２…サイクリックプリフィクス除去部、４４…波形再生部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調器であって、
伝送すべきデータをＭ個の複素シンボルにマッピングするマッピング部と、
Ｍ個の複素シンボルからＮ個（Ｎは２以上の整数）のデータ列を生成するデータ分配部であって、ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列は、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目（ｊは自然数）の要素が［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルであり、その残りの要素がゼロである、Ｎ個のデータ列を生成するデータ分配部と、
それぞれが前記データ列ごとに設けられ、対応するデータ列を逆離散フーリエ変換することにより波形データを生成する、Ｎ個の逆離散フーリエ変換器と、
前記Ｎ個の逆離散フーリエ変換器により生成される波形データそれぞれを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、前記Ｎ個の波形データそれぞれからひとつずつ抽出した時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成する第１信号処理部と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
【請求項２】
請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するＯＦＤＭ復調器であって、
前記伝送信号をダウンコンバージョンし、さらにＡ／Ｄ変換して得られるデジタルベースバンド信号を時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、前記Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた前記所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形データを生成する第２信号処理部と、
前記第２信号処理部から出力されるＮ系列の波形データそれぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を復元するＮ個の離散フーリエ変換器と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調器。
【請求項３】
伝送すべきデータを伝送信号に変換する請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器と、
前記伝送信号を復調する請求項２に記載のＯＦＤＭ復調器と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ伝送システム。
【請求項４】
Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方法であって、
伝送すべきデータをＭ個の複素シンボルにマッピングするステップと、
Ｍ個の複素シンボルからＮ個（Ｎは２以上の整数）のデータ列を生成するステップであって、ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列は、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目（ｊは自然数）の要素が、［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルであり、残りの要素がゼロである、Ｎ個のデータ列を生成するステップと、
前記Ｎ個のデータ列それぞれを逆離散フーリエ変換し、Ｎ個の波形データを生成するステップと、
前記Ｎ個の波形データそれぞれを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、各波形データからひとつの時間スロットを抽出し、前記Ｎ個の波形データからひとつずつ抽出された時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項４に記載の方法によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記伝送信号をダウンコンバージョンし、アナログベースバンド信号を生成する直交復調ステップと、
前記アナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号にＡ／Ｄ変換するステップと、
前記デジタルベースバンド信号を時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、前記Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた前記所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形データを生成するステップと、
前記Ｎ系列の波形データそれぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を復元するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項１】
Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調器であって、
伝送すべきデータをＭ個の複素シンボルにマッピングするマッピング部と、
Ｍ個の複素シンボルからＮ個（Ｎは２以上の整数）のデータ列を生成するデータ分配部であって、ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列は、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目（ｊは自然数）の要素が［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルであり、その残りの要素がゼロである、Ｎ個のデータ列を生成するデータ分配部と、
それぞれが前記データ列ごとに設けられ、対応するデータ列を逆離散フーリエ変換することにより波形データを生成する、Ｎ個の逆離散フーリエ変換器と、
前記Ｎ個の逆離散フーリエ変換器により生成される波形データそれぞれを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、前記Ｎ個の波形データそれぞれからひとつずつ抽出した時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成する第１信号処理部と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
【請求項２】
請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するＯＦＤＭ復調器であって、
前記伝送信号をダウンコンバージョンし、さらにＡ／Ｄ変換して得られるデジタルベースバンド信号を時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、前記Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた前記所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形データを生成する第２信号処理部と、
前記第２信号処理部から出力されるＮ系列の波形データそれぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を復元するＮ個の離散フーリエ変換器と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調器。
【請求項３】
伝送すべきデータを伝送信号に変換する請求項１に記載のＯＦＤＭ変調器と、
前記伝送信号を復調する請求項２に記載のＯＦＤＭ復調器と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ伝送システム。
【請求項４】
Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のサブキャリアを用いたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方法であって、
伝送すべきデータをＭ個の複素シンボルにマッピングするステップと、
Ｍ個の複素シンボルからＮ個（Ｎは２以上の整数）のデータ列を生成するステップであって、ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）のデータ列は、その［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目（ｊは自然数）の要素が、［ｉ＋（ｊ−１）×Ｎ］番目の複素シンボルであり、残りの要素がゼロである、Ｎ個のデータ列を生成するステップと、
前記Ｎ個のデータ列それぞれを逆離散フーリエ変換し、Ｎ個の波形データを生成するステップと、
前記Ｎ個の波形データそれぞれを時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、各波形データからひとつの時間スロットを抽出し、前記Ｎ個の波形データからひとつずつ抽出された時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項４に記載の方法によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記伝送信号をダウンコンバージョンし、アナログベースバンド信号を生成する直交復調ステップと、
前記アナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号にＡ／Ｄ変換するステップと、
前記デジタルベースバンド信号を時間軸方向にＮ個の時間スロットに分割し、前記Ｎ個の時間スロットを、変調側において定められた前記所定の順序に応じた規則でＮ系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをＮ回繰り返す波形データを生成するステップと、
前記Ｎ系列の波形データそれぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を復元するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−２２２５６１（Ｐ２０１２−２２２５６１Ａ）
【公開日】平成２４年１１月１２日（２０１２．１１．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−８５５４２（Ｐ２０１１−８５５４２）
【出願日】平成２３年４月７日（２０１１．４．７）
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【公開日】平成２４年１１月１２日（２０１２．１１．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年４月７日（２０１１．４．７）
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
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