能動ノイズ低減
【課題】能動ノイズ低減システム、特に、利用者が、例えば再生された音楽などを周囲のノイズを低減させて楽しむことができるようにするイアフォンを含むノイズ低減システムの提供。
【解決手段】ノイズを低減するシステムであって、スピーカの入力経路に接続され、ノイズを低減する音を放射するスピーカ３と、マイクロフォン出力経路に接続され、ノイズ又はその残留を拾い上げるマイクロフォン４と、前記マイクロフォン出力経路と、スピーカ入力経路の間に接続された能動ノイズ低減フィルタであって、１つのシェルビング・フィルタである、又は少なくとも１つのシェルビング・フィルタを含む能動ノイズ低減フィルタと、を備える。
【解決手段】ノイズを低減するシステムであって、スピーカの入力経路に接続され、ノイズを低減する音を放射するスピーカ３と、マイクロフォン出力経路に接続され、ノイズ又はその残留を拾い上げるマイクロフォン４と、前記マイクロフォン出力経路と、スピーカ入力経路の間に接続された能動ノイズ低減フィルタであって、１つのシェルビング・フィルタである、又は少なくとも１つのシェルビング・フィルタを含む能動ノイズ低減フィルタと、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
１．分野
ここには、能動ノイズ低減システム、特に、利用者が、例えば再生された音楽などを周囲のノイズを低減させて楽しむことができるようにするイアフォンを含むノイズ低減システムが開示される。
【背景技術】
【０００２】
能動・ノイズ・相殺／制御（ＡＮＣ）システムとして知られてもいる、しばしば用いられる種類のノイズ低減システムは、ノイズ低減の後で（「残留信号」とも呼ばれる）音響誤り信号を拾い上げるためにマイクロフォンを用い、そしてこの誤り信号をＡＮＣフィルタにフィードバックする。この種類のＡＮＣシステムは、フィードバックＡＮＣシステムと呼ばれる。フィードバックＡＮＣシステムにおけるＡＮＣフィルタは、典型的には、誤りフィードバック信号の位相を反転するよう構成され、誤りフィードバック信号を統合し、周波数応答を等化し、及び／又は遅延を調和させ又は最小化するようにも構成され得る。このため、フィードバックＡＮＣシステムの品質は、ＡＮＣフィルタの品質に強く依存している。ヘッドフォンのようなモバイル・デバイスにおいて用いられる場合は、ＡＮＣフィルタが利用できるスペースとエネルギはかなり制限される。デジタル回路構成はスペース及びエネルギを消費し過ぎ得るため、モバイル・デバイスにおいては、アナログ回路構成がしばしば好まれたＡＮＣフィルタ設計となる。しかしながら、アナログ回路構成では、ＡＮＣシステムは非常に制限された複雑性しか可能にせず、そのため専らアナログ手段によってのみ２次的な経路を正確にモデル化するのは難しい。特に、ＡＮＣシステムで用いられるアナログフィルタは、構成するのが容易で、消費エネルギが低く、ほとんどスペースを必要としないため、しばしば固定フィルタ又は非常に簡単な適応フィルタとなる。同じ問題が、いわゆるフィードフォワード又は他の適切なノイズ低減機構を有するＡＮＣシステムにおいて生じる。フィードフォワードＡＮＣシステムは、振幅および周波数において妨害信号（一次的ノイズ）と同等であるが逆位相をもつ信号（二次的ノイズ）をＡＮＣフィルタによって生成する。スペース及びエネルギ消費がより少なく性能が改善された、例えばフィードフォワード又はフィードバックＡＮＣシステムのＡＮＣフィルタに対する一般的なニーズ（必要性）が存在する。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００３】
スピーカ入力の経路に接続され、ノイズを低減する音を放射するスピーカと、マイクロフォン出力の経路に接続され、ノイズ又はその残留を拾い上げるマイクロフォンと、マイクロフォン出力の経路とスピーカ入力の経路の間に接続される能動ノイズ低減フィルタであって、１つのシェルビング・フィルタである、又は少なくとも１つのシェルビング・フィルタを含む能動ノイズ低減フィルタと、を備えるノイズを低減する音響再生システムが開示される。
【０００４】
例えば、本願発明は以下の項目を提供する。
（項目１）
ノイズを低減するシステムであって、
スピーカの入力経路に接続され、ノイズを低減する音を放射するスピーカと、
マイクロフォン出力経路に接続され、ノイズ又はその残留を拾い上げるマイクロフォンと、
上記マイクロフォン出力経路と、スピーカ入力経路の間に接続された能動ノイズ低減フィルタであって、１つのシェルビング・フィルタである、又は少なくとも１つのシェルビング・フィルタを含む能動ノイズ低減フィルタと、
を備えるノイズを低減するシステム。
（項目２）
上記シェルビング・フィルタは、能動または受動アナログフィルタである上記項目に記載のシステム。
（項目３）
上記シェルビング・フィルタは、少なくとも２次フィルタ構造をもっている上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目４）
上記シェルビング・フィルタは、第１の線形増幅器および少なくとも１つの受動フィルタ網を含む、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目５）
受動フィルタ網は、上記第１の線形増幅器のフィードバック経路を形成する上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目６）
受動フィルタ網は、上記第１の線形増幅器と直列に接続されている上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目７）
上記能動ノイズ低減フィルタは、少なくとも１つの等化フィルタを含む、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目８）
上記能動ノイズ低減フィルタは、ジャイレータを含む、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目９）
能動ノイズ低減フィルタは、反転入力、非反転入力及び出力を有する第１及び第２の演算増幅器を含み、
上記第１の演算増幅器の非反転入力は、基準電位に接続されており、
上記第１の演算増幅器の反転入力は、第１の抵抗器を通して第１のノードに、および第１のコンデンサを通して第２のノードに結合されており、
上記第２のノードは、第２の抵抗器を通して上記基準電位に、及び第２のコンデンサを通して上記第１のノードと結合されており、
上記第１のノードは、第３の抵抗器を通して上記第２の演算増幅器の反転入力に結合され、その反転入力はさらに第４の抵抗器を通してその出力に結合されており、
上記第２の演算増幅器には、その非反転入力のところで入力信号Ｉｎが供給され、及びその出力のところで出力信号を提供しており、並びに
２つの端部とタップを有するオーム性電圧分割器には、各端部にて上記入力信号Ｉｎと出力信号Ｏｕｔが供給され、上記タップは第５の抵抗器を通して上記第２のノードに結合されている、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１０）
上記入力信号は、第６の抵抗器を通して上記第２の演算増幅器の非反転入力に供給される上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１１）
上記オーム性電圧分割器は、調節可能なポテンショメータである上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１２）
有効信号が、上記スピーカ入力経路もしくは上記マイクロフォン出力経路、又はその両方に供給される、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１３）
上記有効信号が、第１および第２の有効信号経路を通して、上記スピーカ入力経路および上記マイクロフォン出力経路の両方に供給されて、
第１の減算器が、上記マイクロフォン出力経路および上記第１の有効信号経路の下流に接続され、及び
第２の減算器が、上記能動ノイズ低減フィルタと上記スピーカ入力経路の間で、上記第２の有効信号経路に対して接続される、ようになっている、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１４）
上記有効経路のうちの少なくとも１つは、１つもしくは複数のスペクトル整形フィルタを含む、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１５）
上記マイクロフォンは、第２の経路を介して上記スピーカに対し音響的に結合されている、上記項目のいずれか一項に記載システム。
【０００５】
（摘要）
スピーカ入力の経路に接続され、ノイズを低減する音を放射するスピーカと、マイクロフォン出力の経路に接続され、ノイズ又はその残留を拾い上げるマイクロフォンと、マイクロフォン出力の経路とスピーカ入力の経路の間に接続される能動ノイズ低減フィルタであって、１つのシェルビング・フィルタである、又は少なくとも１つのシェルビング・フィルタを含む能動ノイズ低減フィルタと、を備えるノイズを低減する音響再生システムが開示される。
【０００６】
種々の具体的な実施形態は、図面の図に示された例示的実施形態に基づいて、以下により詳しく説明される。特に記述がない場合、同様又は同一の構成要素には、図の全てにおいて、同じ参照番号が付けられる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】有効信号がスピーカ信号径路に供給される、汎用帰還型能動雑音低減システムのブロック図である。
【図２】有効信号がマイク信号径路に供給される、汎用帰還型能動雑音低減システムのブロック図である。
【図３】有効信号がスピーカ及びマイク信号径路に供給される、汎用帰還型能動雑音低減システムのブロック図である。
【図４】有効信号がスペクトル整形フィルタを介してスピーカ径路に供給される、図３の能動雑音低減システムのブロック図である。
【図５】有効信号がスペクトル整形フィルタを介してマイク径路に供給される、図３の能動雑音低減システムのブロック図である。
【図６】図３から図６の能動雑音低減システムに関連して適用できるイヤホンの概略図である。
【図７】図１から図６のシステムにおいて適用できるシェルビングフィルタの伝達特性を示す周波数応答の大きさの図である。
【図８】アナログ能動１次低域ブーストシェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図９】アナログ能動１次低域除去シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１０】アナログ能動１次高域ブーストシェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１１】アナログ能動１次高域除去シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１２】アナログ能動１次高域除去シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１３】シェルビングフィルタ構成及び付加の等化フィルタを含むＡＮＣフィルタを説明するブロック図である。
【図１４】線形増幅器及び受動フィルタネットワークを含む別のＡＮＣフィルタを説明するブロック図である。
【図１５】アナログ受動１次低域（高域除去）シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１６】アナログ受動１次高域（低域除去）シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１７】アナログ受動２次低域（高域除去）シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１８】アナログ受動２次高域（低域除去）シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１９】高品質及び／又は低利得のブースト又は除去等化フィルタに関連して、調整可能な汎用ＡＮＣフィルタ構成を説明するブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
帰還ＡＮＣシステムは、理想的には、雑音信号と比較して経時的に同じ大きさであるが逆の位相を有する雑音低減信号を、聴取位置で提供することによって、雑音などの妨害信号を低減する、又は、更に相殺するように意図されている。雑音信号と雑音低減信号とを重畳することによって、誤差信号としても知られている結果の信号は、理想的には０に至る。雑音低減の質は、いわゆる第２径路、すなわちスピーカと聴取者の耳を表すマイク間の音響径路、の質に依存する。雑音低減の質は、スピーカとマイク間に接続され、マイクによって提供される誤差信号をフィルタし、フィルタされた誤差信号がスピーカによって再生されると、更に誤差信号を減少させる、いわゆるＡＮＣフィルタの品質に更に依存する。しかしながら、音楽及び音声などの有効信号が、聴取位置でフィルタされた誤差信号に、特にフィルタされた誤差信号もまた再生するスピーカによって、追加的に提供される場合、問題が発生する。そのとき、有効信号は、これまで言及したように、システムによって劣化する場合がある。
【０００９】
簡素化のために、ここでは、電気的及び音響的信号を区別しない。しかしながら、スピーカによって提供され、又は、マイクによって受信される全信号は、実際に、音響的性質を有する。他の全ての信号は電気的性質を有する。スピーカ及びマイクは、スピーカ３によって形成される入力段及びマイクによって形成される出力段を有する音響サブシステム（例えば、スピーカ‐空間‐マイクシステム）の一部である場合があり、このサブシステムは、電気的入力信号を供給され、電気的出力信号を提供する。「径路」は、この点に関して、信号伝導手段、増幅器、フィルタのような更なる構成要素を含む場合がある電気的又は音響的接続を意味する。スペクトル整形フィルタは、入力信号と出力信号のスペクトルが周波数にわたって異なるフィルタである。
【００１０】
ここで、図１を参照する。これは、雑音信号とも呼ばれる妨害信号ｄ［ｎ］が聴取位置、例えば聴取者の耳、へ第一径路１を介して伝達（放射）される、汎用帰還型能動雑音低減（ＡＮＣ）システムを説明するブロック図である。第一径路１は、Ｐ（ｚ）の伝達特性を有する。更に、入力信号ｖ［ｎ］は、スピーカ３から聴取位置へ、第二径路２を介して伝達（放射）される。第二径路２は、Ｓ（ｚ）の伝達特性を有する。聴取位置に配置されるマイク４は、妨害信号ｄ［ｎ］と共に、スピーカ３から発生する信号を受信する。マイク４は、これらの受信された信号の総和を表すマイク出力信号ｙ［ｎ］を提供する。マイク出力信号ｙ［ｎ］は、フィルタ入力信号ｕ（ｎ）として、加算器６へ誤差信号ｅ［ｎ］を出力するＡＮＣフィルタ５へ供給される。ＡＮＣフィルタ５は、適応フィルタであってよいが、Ｗ（ｚ）の伝達特性を有する。加算器６は、また、例えばスペクトル整形フィルタ（図示せず）を用いて、随意に前もってフィルタされた、音楽、音声などの有効信号ｘ［ｎ］を受信し、且つ、スピーカ３へ入力信号ｖ［ｎ］を提供する。
【００１１】
信号ｘ［ｎ］、ｙ［ｎ］、ｅ［ｎ］、ｕ［ｎ］、及びｖ［ｎ］は、離散時間領域にある。以下の検討では、これらのスペクトル表現、Ｘ（ｚ）、Ｙ（ｚ）、、Ｅ（ｚ）、、Ｕ（ｚ）、、及びＶ（ｚ）が使用される。図１で説明されるシステムを表現する微分方程式は以下のとおりである。
Ｙ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｖ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・（Ｅ（ｚ）＋Ｘ（ｚ））
Ｅ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｕ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｙ（ｚ）
図１のシステムにおいて、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ） ＝ Ｙ（ｚ）／Ｘ（ｚ）は、したがって、
Ｍ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）／（１−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））
Ｗ（ｚ） ＝ １ と仮定すると、
ｌｉｍ［Ｓ（ｚ）→１］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→\
ｌｉｍ［Ｓ（ｚ）→±\］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→１
ｌｉｍ［Ｓ（ｚ）→０］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→Ｓ（ｚ）
Ｗ（ｚ） ＝ \ と仮定すると、
ｌｉｍ［Ｓ（ｚ）→１］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→０．
上記方程式から理解できるように、ＡＮＣフィルタ５の伝達特性Ｗ（ｚ）が増加すると、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、０に近づき、一方、第二径路伝達関数Ｓ（ｚ）は中間、言い換えれば１前後、すなわち０［ｄＢ］のレベル、を維持する。この理由のため、有効信号ｘ［ｎ］は、ＡＮＣが動作中又は停止中である場合、有効信号ｘ［ｎ］が聴取者によって同一に感知されることが保証されるように、適宜、適応しなければならない。その上、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、有効信号ｘ［ｎ］の適応は伝達特性Ｓ（ｚ）、及び、加齢、温度、聴取者が異なることなどに起因したその変動にも依存するという趣旨で第二径路２の伝達特性Ｓ（ｚ）にも依存し、その結果、動作中と停止中との間に確実な差異が明白にあるであろう。
【００１２】
図１のシステムにおいて、有効信号ｘ［ｎ］は、スピーカ３の上流に接続された加算器６で、音響サブシステム（スピーカ、空間、マイク）に供給される一方で、図２のシステムにおいては、有効信号ｘ［ｎ］は、マイク４で供給される。それゆえ、図２のシステムにおいて、加算器６は除外され、例えばフィルタ前の有効信号ｘ［ｎ］及びマイク出力信号ｙ［ｎ］を合計するために、加算器７がマイク４の下流に配置される。従って、スピーカ入力信号ｖ［ｎ］は、誤差信号［ｅ］であり、すなわちｖ［ｎ］＝［ｅ］、且つ、フィルタ入力信号ｕ［ｎ］は、有効信号ｘ［ｎ］とマイク出力信号ｙ［ｎ］との和であり、すなわちｕ［ｎ］＝ｘ［ｎ］＋ｙ［ｎ］。
【００１３】
図２で説明されたシステムを表現する微分方程式は以下のとおりである。
Ｙ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｖ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｅ（ｚ）
Ｅ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｕ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・（Ｘ（ｚ）＋Ｙ（ｚ））
したがって、図２のシステムの有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、妨害信号ｄ［ｎ］を考慮しないと、
Ｍ（ｚ） ＝ （Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））／（１−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→１］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→\
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→０］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→０
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→±\］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→１．
上記方程式から理解できるように、開ループ伝達関数（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））が増加又は減少すると、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、１に近づき、且つ、開ループ伝達関数（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））が０に近づくと、Ｍ（ｚ）は０に近づく。この理由のため、有効信号ｘ［ｎ］は、ＡＮＣが動作中又は停止中である場合、有効信号ｘ［ｎ］が聴取者によって同一に感知されることが保証されるように、より高いスペクトル領域で、適宜、適応しなければならない。しかしながら、より高いスペクトル領域での補償はかなり難しく、動作中と停止中との間に確実な差異が明白にあるであろう。他方で、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、第二径路２の伝達特性Ｓ（ｚ）、及び、加齢、温度、聴取者が異なることなど起因したその変動に、依存しない。
【００１４】
図３は、有効信号がスピーカ径路とマイク径路の両方に供給される、汎用帰還型能動雑音低減システムを説明するブロック図である。簡素化のため、第一径路１は、雑音（妨害信号ｄ［ｎ］）が依然として存在するが、省略してある。特に、図３のシステムは図１のシステムに基づいているが、ＡＮＣフィルタ入力信号ｕ（ｎ）を形成するために、マイク出力信号ｙ［ｎ］から有効信号ｘ［ｎ］を減算する減算器８を付加し、且つ、誤差信号ｅ［ｎ］から有効信号ｘ［ｎ］を減算する減算器９を、加算器６に換えて付加する。
【００１５】
図３で説明されるシステムを表現する微分方程式は以下のとおりである。
Ｙ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｖ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・（Ｅ（ｚ）−Ｘ（ｚ））
Ｅ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｕ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・（Ｙ（ｚ）−Ｘ（ｚ））
図３のシステムの有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、それゆえ、
Ｍ（ｚ） ＝ （Ｓ（ｚ）−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））／（１−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→１］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→\
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→０］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→Ｓ（ｚ）
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→±\］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→１．
図３のシステムの動作は、図２のシステムの動作と類似することが、上記方程式から理解可能できる。唯一の違いは、開ループ伝達関数（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））が０に近づくと、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、Ｓ（ｚ）に近づくということである。図１のシステムのように、図３のシステムは、第二径路２の伝達特性Ｓ（ｚ）、及び、加齢、温ど、視聴者が異なることなどに起因したその変動に依存する。
【００１６】
図４において、システムは、図３のシステムに基づき、第二径路の伝達特性の逆数１／Ｓ（ｚ）を用いて有効信号ｘ［ｎ］をフィルタするために、減算器９の上流に接続された等化フィルタ１０を、付加的に含むことを示している。図４で説明されたシステムを表現する微分方程式は以下のとおりである。
Ｙ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｖ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・（Ｅ（ｚ）−Ｘ（ｚ）／Ｓ（ｚ））
Ｅ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｕ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・（Ｙ（ｚ）−Ｘ（ｚ））
図４のシステムの有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、それゆえ、
Ｍ（ｚ） ＝ （１−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））／（１−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ）） ＝ １
上記方程式から理解できるように、マイク出力信号ｙ［ｎ］は、有効信号ｘ［ｎ］と同一であり、これは、もし等化フィルタが正確に第二径路の伝達特性Ｓ（ｚ）の逆数であるなら、信号ｘ［ｎ］がシステムによって変更されないことを意味する。等化フィルタ１０は、最良の結果のために、最小位相フィルタであってよい。すなわち、その実際の伝達関数を、第２径路伝達関数Ｓ（ｚ）の、理想的には最小位相の、逆数への最適近似のためであり、したがって、ｙ［ｎ］＝ｘ［ｎ］とするためである。この構成は、理想的なリニアライザとして作動し、すなわち、それは、スピーカ３から聴取者の耳を表すマイク４へのその伝達からの結果である有効信号のいかなる劣化をも補償する。それは、それゆえに、ヘッドホンの音響特性によってあらゆる負の効果が生じることなく、有効信号が供給源によって提供されるように聴取者に到達するように、有効信号ｘ［ｎ］への第二径路Ｓ（ｚ）の妨害作用を補償又は直線化する。すなわちＹ［ｚ］＝Ｘ［ｚ］である。したがって、このような線形化フィルタの助けを借りて、貧弱に設計されたヘッドホンの音声などを音響的に完璧に、すなわち線形なものに、調整することが可能である。
【００１７】
図５において、システムは、図３のシステムに基づき、第二径路の伝達特性Ｓ（ｚ）を用いて有効信号ｘ［ｎ］をフィルタするために、減算器８の上流に接続された等化フィルタ１０を、付加的に含むことを示している。図５で説明されたシステムを表現する微分方程式は以下のとおりである。
Ｙ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｖ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・（Ｅ（ｚ）−Ｘ（ｚ））
Ｅ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｕ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・（Ｙ（ｚ）−Ｓ（ｚ）・Ｘ（ｚ））
図５のシステムの有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、それゆえ、
Ｍ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・（１＋Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））／（１＋Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ）） ＝ Ｓ（ｚ）
上記方程式から、ＡＮＣシステムが動作状態である場合、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、第二径路伝達関数Ｓ（ｚ）と同一であることが理解できる。ＡＮＣシステムが動作状態でない場合、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、また、第二径路伝達関数Ｓ（ｚ）と同一である。それゆえ、マイク４に接近した場所の聴取者にとっての有効信号の聴取時の印象は、雑音低減が動作状態かそうでないかにかかわらず、同じである。
【００１８】
ＡＮＣフィルタ５、及び、等化フィルタ１０及び１１は、一定の伝達特性を持つ固定フィルタ、又は、制御可能な伝達特性を持つ適応フィルタでもよい。図では、フィルタの適応構造それ自体が、個々のブロックに線を引いている矢線によって示されおり、且つ、適応構造の選択可能部分は破線で示されている。
【００１９】
図５に示されたシステムは、例えば、音楽又は音声などの有効信号が、雑音および聴取者に関して異なる状態で再生されるヘッドホンにおける適用でき、且つ、聴取者は、特に雑音が存在しない場合、ＡＮＣシステムの動作及び非動作状態間で、いかなる可聴な差異を経験せずに、ＡＮＣシステムのスイッチをオフにすることが可能であることを評価するかもしれない。しかしながら、ここで説明されるシステムは、ヘッドホンだけでなく、雑音低減が必要に応じて望まれる他の全ての分野でもまた、適用される。
【００２０】
図１から図５で示すＡＮＣシステムにおいて、帰還構造が採用されているが、フィードフォワード構造、等化構造、ハイブリッド構造なども同じく適切に使用され得る。
【００２１】
図６は、本能動雑音低減システムが共に使用され得る例示的なイヤホンを説明する。イヤホンは、別の同一のイヤホンと共に、ヘッドホン（図示せず）の一部であり、且つ、聴取者の耳１２と音響的に結合されている。本実施例では、耳１２は、第一径路１を介して、妨害信号ｄ［ｎ］、例えば周囲雑音、に暴露されている。イヤホンは、網、他の任意の音響透過性構造又は材料などの音響透過性カバーによって覆われ得る開口１５を伴うカップ形状筐体１４を有する。スピーカ３は、音声を耳１２に放射し、筐体１４の開口１５に配置されており、両方共がイヤホン空洞１３を形成している。空洞１３は、気密、又は任意の手段、例えば、ポート、通気孔、開口部などによって、通気され得る。マイク４は、スピーカ３の前方に配置される。音響径路１７は、スピーカ３から耳１２へ伸長し、且つ、スピーカ３からマイク４へ伸長している第二径路２の伝達特性によって、雑音制御の目的のために近似された伝達特性を有する。
【００２２】
図４及び図５を参照して上で説明したシステムは、第２径路の動作に基づいた依存性少ない（図４）又は更に存在しない（図５）ので、アナログ回路を採用した場合、良い結果を提供する。更に、図５のシステムは、第二径路フィルタ特性Ｓ（ｚ）と共にＡＮＣフィルタ伝達特性Ｗ（ｚ）に基づいて、等化フィルタの必須な伝達特性の良質な近似を可能にし、両方の伝達特性は、開ループ伝達特性Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ）を形成する。これは、原理的に、少ない変動を有し、聴取者の頭に装着した際の、ヘッドホンの音響特性の評価に基づく。
【００２３】
ＡＮＣフィルタ５は、通常、低周波数で低利得を有し、最大利得まで周波数にわたって利得が増加し、続いてループ利得まで周波数の低下する間に利得が減少する傾向のある伝達特性を有するだろう。ＡＮＣフィルタ５の高利得性によって、ＡＮＣシステムの固有ループは、１ｋＨｚ未満等の周波数領域でシステムの線形性を保持し、それゆえ、あらゆる等化を冗長にする。３ｋＨｚより上の周波数領域で、フィルタ５として使用し得る一般的なＡＮＣフィルタは、ほとんどブースト又は除去効果を有さず、且つ、従って、線形化の効果もない。この周波数領域のＡＮＣフィルタ利得はおよそループ利得であるので、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、本発明の、随意で、付加的等化フィルタに関連して、シェルビングフィルタに準じている個々のフィルタによって、補償されなければならない高周波数においてブーストを経験する。１ｋＨｚと３ｋＨｚの間の周波数領域で、ブースト及び除去の両方は、発生し得る。聴取時の印象に関しては、ブーストは除去より妨害的であるので、それに対応して設計された除去フィルタの伝達特性でブーストを補償することで、十分である場合がある。
【００２４】
図７は図１−５を参照した上述のシステムに適用可能なシェルビングフィルタａおよびｂの伝送特性の概略図である。特に、第一次高音強調（＋９ ｄＢ）シェルビングフィルタ（ａ）および低音カット（−３ ｄＢ）シェルビングフィルター（ｂ）が示されている。スペクトル整形機能の範囲は線形フィルタの理論により決定されるが、それらの機能の調整と調整可能性の柔軟性は回路のトポロジーと満足されるべき要求内容による。
【００２５】
単一シェルビングフィルタはコーナー周波数より遥かに高いまた遥かに低い周波数間で相対的利得を変化させる最少位相フィルタである。低音またはバスシェルフは、コーナー周波数より十分高い周波数にはなんの効果を及ぼさず、低い周波数の利得に効果をもたらすように調整されている。高音または高音域シェルフはより高い周波数の利得のみを調整する。
【００２６】
一方、単一の等化フィルターは、２次的フィルタ機能を実現する。これは以下の３つの調整を含む：中心周波数の選択、バンド幅の先鋭度を決定する性能（Ｑ）因子の調整、および中心周波数より（かなり）高いか低い周波数と比較して、中心周波数がどれだけ増加させられるか減少させられるかを決定するレベルまたは利得。
【００２７】
別の表現をすれば、：ローシェルフフィルターは全ての周波数を通すがシェルフ周波数以下の周波数をある量だけ増減させる。ハイシェルフフィルタはすべての周波数を通すが、シェルフ周波数以上の周波数をある量だけ増減させる。等化（ＥＱ）フィルタは周波数応答にピークまたは窪みを形成する。
【００２８】
図８を参照すると、アナログ的に能動な１次低音ブーストシェルビングフィルタの一つの随意のフィルタ構造が示されている。示された構造はオペアンプ２０であり、通常通り反転入力（−）、非反転入力（＋）及び出力を含んでいる。フィルタ入力信号Ｉｎはオペアンプの非反転入力２０に供給され、またオペアンプ２０の出力部ではフィルタ出力信号Ｏｕｔが与えられる。入力信号Ｉｎと出力信号Ｏｕｔは（ここでの例と、それに続く全ての例において）参照電圧Ｍと称される電圧ＶｉとＶｏである。２つの抵抗器２１、２２、及びコンデンサ２３を含む受動フィルタ（フィードバック）ネットワークは参照電位Ｍ、すなわちオペアンプ２０の反転入力とオペアンプ２０の出力間で接続されており、抵抗器２２とコンデンサ２３は、オペアンプ２０の反転入力と出力の間に、互いに並列接続している。さらに、抵抗器２１はオペアンプ２０の反転入力と参照電圧Ｍの間で接続されている。
【００２９】
図８のフィルタの複合周波数に係る伝達特性Ｈ（ｓ）は、以下のとおりであり：
Ｈ（ｓ） ＝ Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ） ＝ １＋（Ｒ２２／Ｒ２１）・（１／（１＋ｓＣ２３Ｒ２２）），
ここでＺｉ（ｓ）はフィルタの入力インピーダンスであり、Ｚｏ（ｓ）はフィルタの出力インピーダンスであり、Ｒ２１は抵抗器２１の抵抗値であり、Ｒ２２は抵抗器２２の抵抗値であり、そしてＣ２３はコンデンサ２３の容量である。フィルタはコーナー周波数ｆ０を有し、ここでｆ０は１／２πＣ２３Ｒ２２ である。低周波数での利得ＧＬは低周波数（≒０ Ｈｚ）でＧＬ ＝ １＋（Ｒ２２／Ｒ２１）であり、高周波数（≒∞ Ｈｚ）での利得ＧＨはＧＨ＝１である。利得ＧＬとコーナー周波数ｆ０は、例えば使用される音響機器（スピーカ―部屋―マイクのシステム）により決定される。
あるコーナー周波数ｆ０について、抵抗器２１および２２の抵抗値Ｒ２１、Ｒ２２は以下のとおりである：
Ｒ２２ ＝ １／２πｆ０Ｃ２３
Ｒ２１ ＝ Ｒ２２／（ＧＬ−１）．
となる。
【００３０】
上記の２式から分かるように、３つの変数があるが式は２つしかなく、優決定系方程式である。したがって一つの変数がフィルタ設計者により選択されなければならない。その決定はさらなる要求事項、パラメータ、すなわちフィルタの機械的な大きさ、それはさらにはコンデンサ２３の容量Ｃ２３にも関わってくる。
【００３１】
図９はアナログ能動な一次低音カットシェルビングフィルタのオプショナルなフィルタ構造を図示する。示された構造は非反転入力が参照電位Ｍに接続され、反転入力が受動的フィルタネットワークに接続されているオペアンプ２４を含む。この受動的フィルタネットワークはフィルタ入力信号Ｉｎおよびフィルタ出力信号Ｏｕｔを与えられ、３つの抵抗２５、２６、２７およびコンデンサ２８を含む。オペアンプ２４の反転入力は抵抗２５を通して入力信号Ｉｎに連動し、また抵抗２６を通して出力信号Ｏｕｔに連動する。抵抗２７とコンデンサ２８は互いに直列に接続され、そして全体として抵抗２５と並列に接続され、つまるところ、オペアンプ２４の反転入力は抵抗２７とコンデンサ２８を通じて入力信号Ｉｎに連動している。
【００３２】
図９のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は
Ｈ（ｓ） ＝ Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）
＝ （Ｒ２６／Ｒ２５）・（（１＋ｓＣ２８（Ｒ２５＋Ｒ２７））／（１＋ｓＣ２８Ｒ２７））
で示される。
【００３３】
ここでＲ２５は抵抗２５の抵抗値、Ｒ２６は抵抗２６の抵抗値、Ｒ２７は抵抗２７の抵抗値、Ｃ２８はコンデンサ２８の容量。フィルタはｆ０ ＝ １／２πＣ２８Ｒ２７．のコーナー周波数を有する。低周波数（≒０ Ｈｚ）の利得ＧＬ はＧＬ ＝ （Ｒ２６／Ｒ２５）そして高周波数（?\ Ｈｚ）の利得ＧＨ はＧＨ ＝ Ｒ２６・（Ｒ２５＋Ｒ２７）／（Ｒ２５・Ｒ２７ ）で、これは１となります。利得ＧＬおよびコーナー周波数ｆ０は使用されている音響システム（スピーカー部屋ーマイクシステム）により決定される。
【００３４】
あるコーナー周波数に対応する抵抗２５および２７の抵抗値Ｒ２５、Ｒ２７は
Ｒ２５ ＝ Ｒ２６／ＧＬ
Ｒ２７ ＝ Ｒ２６／（ＧＨ−ＧＬ）．
となる。
【００３５】
コンデンサ２８の容量は次のごとくである。
Ｃ２８ ＝ （ＧＨ−ＧＬ）／２πｆ０Ｒ２６．
再度、優決定系方程式があり、ここでは４つの変数があり、３つの方程式がある。したがって、一つの変数が設計者により選択されなければならず、この場合は抵抗２６の抵抗値Ｒ２６である。
【００３６】
図１０はアナログ能動な１次高音強調シェルビングフィルタのオプショナルフィルタ構造を示す。示された構造はオペアンプ２９を含み、そこでは入力信号Ｉｎはオペアンプ２９の非反転入力に供給される。コンデンサ３０及び２つの抵抗３１、３２を含む受動フィルタ（フィードバック）ネットワークは参照電位Ｍすなわちオペアンプ２９の反転入力とオペアンプ２９の出力間で一緒に接続されており、反転入力と参照電位Ｍ間で抵抗３２とコンデンサ３０は互いに直列接続している。さらに、抵抗３１はオペアンプ２９の反転入力とオペアンプ２９の出力の間で接続されている。
【００３７】
図１０に示すフィルタの伝達係数Ｈ（ｓ）
Ｈ（ｓ） ＝ Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ） ＝ （１＋ｓＣ３０（Ｒ３１＋Ｒ３２））／（１＋ｓＣ３０Ｒ３１）
にて示される。
【００３８】
ここで、Ｃ３０ はコンデンサ３０の容量であり、Ｒ３１は抵抗体３１の抵抗であり、Ｒ３２は抵抗体Ｒ３２の抵抗である。フィルタはコーナー周波数ｆ０＝１／２πＣ３０Ｒ３１．低周波数（≒０ Ｈｚ）の利得ＧＬはＧＬ＝１、そして高周波数（≒∞ Ｈｚ）の利得ＧＨはＧＨ ＝ １＋（Ｒ３２／Ｒ３１）． 利得ＧＨおよびコーナー周波数ｆ０は音響システム（スピーカ、部屋、マイク）などにより決定される。
【００３９】
抵抗３１、３２の抵抗値がそれぞれＲ３１，Ｒ３２であるときの、あるコーナー周波数
は下の２式で表される。
Ｒ３１ ＝ １／２πｆ０Ｃ３０
Ｒ３２ ＝ Ｒ３１／（ＧＨ−１）．
再び優決定系方程式が現れ、ここの場合、３つの変数があり式は２つしかない。従って、一つの変数がフィルタ設計者により何か他の要求事項またはパラメータすなわち、抵抗３２の抵抗値Ｒ３２などに従って選択しなければならない。これは有利なことである。なぜなら抵抗３２の抵抗値は小さ過ぎるのも良くない。抵抗３２はあまり小さくするべきではない。なぜならオペアンプの出力電流のうち抵抗３２を通じて流れる電流の比率を低くするべきであるから。
【００４０】
図１１はアナログ能動な１次高音強調シェルビングフィルタのオプショナルフィルタ構造を示す。示された構造はオペアンプ３３を含みその非反転入力は参照電位Ｍに接続され、その反転入力は受動フィルタネットワークに接続している。この受動フィルタネットワークはフィルタ入力信号Ｉｎとフィルタ出力信号を与えられ、そしてコンデンサ３４と３つのレジスタ３５、３６、３７を含む。オペアンプ３３の反転入力は抵抗３５を経て入力信号Ｉｎと、そして抵抗３６を経て出力信号Ｏｕｔと連結している。抵抗３７と容量３４は互いに直列関係にあり、トータルでは抵抗３６と並列関係にあり、オペアンプ３３の反転入力は抵抗３７とコンデンサ３４を通して出力信号Ｏｕｔと連結している。
【００４１】
図１１のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は以下のようである。
Ｈ（ｓ） ＝ Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）
＝ （Ｒ３６／Ｒ３５）・（１＋ｓＣ３４Ｒ３７）／（１＋ｓＣ３４（Ｒ３６＋Ｒ３７））
ここで、Ｃ３４ はコンデンサ３４の容量、Ｒ３５は低抗３５の抵抗値Ｒ３６は抵抗３６のＲ３７は抵抗３７の抵抗値。
【００４２】
フィルタはｆ０ ＝ １／２πＣ３４（Ｒ３６＋Ｒ３７）．なるコーナー周波数を持っている。低周波数域（≒０ Ｈｚ）での利得はＧＬ ＝ （Ｒ３６／Ｒ３５）でその値は１である。高周波数域（≒∞ Ｈｚ）での利得はＧＨ ＝ Ｒ３６・Ｒ３７／（Ｒ３５・（Ｒ３６＋Ｒ３７））。利得ＧＬおよびコーナー周波数ｆ０は（スピーカ、部屋、マイク）などの音響システムにより決まる。あるコーナー周波数ｆ０では抵抗Ｒ３５，Ｒ３６、Ｒ３７は以下の関係にある。
Ｒ３５ ＝ Ｒ３６
Ｒ３７ ＝ ＧＨ・Ｒ３６／（１−ＧＨ）．
コンデンサ３４の容量は次式で表される。
Ｃ３４ ＝ （１−ＧＨ）／２πｆ０Ｒ３６．
抵抗３６はあまり小さくするべきではない。なぜならオペアンプの出力電流のうち抵抗３６を通じて流れる電流の比率を低くするべきであるから。
【００４３】
図１２は、アナログ・能動１次高域カット・シェルビング・フィルタの代替フィルタ構造を示す。示された構造は、演算増幅器３８を有し、フィルタ入力信号Ｉｎがレジスタ３９を通り、演算増幅器３８の非反転入力に供給される。コンデンサ４０および抵抗器４１を有する受動・フィルタ・ネットワークは、コンデンサ３０および抵抗器４１が互いに直列に接続され、共に反転入力と基準電位Ｍの間に接続されるように、基準電位Ｍと演算増幅器３８の反転入力の間に接続される。さらに、抵抗器４２は、反転入力と、信号帰還に対する演算増幅器３８の出力の間に接続される。
【００４４】
図１２のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）＝（１＋ｓＣ４０Ｒ４１）／（１＋ｓＣ４０（Ｒ３９＋Ｒ４１））
であり、ここで、Ｒ３９は抵抗器３９の抵抗であり、Ｃ４０はコンデンサ４０のコンデンサンスであり、Ｒ４１は抵抗器４１の抵抗であり、Ｒ４２は抵抗器４２の抵抗である。フィルタは、角周波数ｆ０＝１／２πＣ４０（Ｒ３９＋Ｒ４１）を有する。低周波（≒０Ｈｚ）の利得ＧＬは、ＧＬ＝１であり、高周波（≒∞Ｈｚ）の利得ＧＨは、ＧＨ＝Ｒ４１／（Ｒ３９＋Ｒ４１）＜１である。利得ＧＨおよび角周波数ｆ０は、例えば、使用する音響システム（スピーカ−部屋−マイクロホンシステム）によって決定してもよい。ある角周波数ｆ０に対し、抵抗器３９および４１の抵抗Ｒ３９、Ｒ４１は、
Ｒ３９＝ＧＨＲ４２／（１−ＧＨ）
Ｒ４１＝（１−ＧＨ）／２πｆ０Ｒ４２
である。抵抗器４２は、抵抗器４２を通って流れる演算増幅器の出力電流の共有を低く保つために、あまり小さくするべきではない。
【００４５】
図１３は、図１０を参照して、上記のシェルビング・フィルタ構造に基づき、および２つの追加の等価フィルタ４３、４４を有するＡＮＣフィルタを示し、それらフィルタの内一方の４３は、第１の周波帯に対するカット等価フィルタであってもよく、他方は、第２の周波帯に対するブースト等価フィルタであってもよい。通常は、等価は、信号内の周波帯の間のバランスを調整する処理である。
【００４６】
等価フィルタ４３はジャイレータを形成し、一方の端部で基準電位Ｍに接続され、他端部で演算増幅器２９の非反転入力に接続された回路であり、入力信号Ｉｎは抵抗器４５を経て非反転入力に供給される。等価フィルタ４３は、反転入力およびその出力が互いに接続された演算増幅器４６を有する。演算増幅器４６の非反転入力は、抵抗器４７を経て、基準電位Ｍに結合され、２つの直列接続されたコンデンサ４８、４９を経て、演算増幅器２９の非反転入力に結合される。２つのコンデンサ４８および４９の間のタップは、抵抗器５０を経て、演算増幅器４６の出力に結合される。
【００４７】
等価フィルタ４４はジャイレータを形成し、一方の端部で基準電位Ｍに接続され、他端部で演算増幅器２９の反転入力に接続され、すなわち、コンデンサ３０と抵抗器３１の直列接続と並列に接続される。等価フィルタ４４は、反転入力とその出力が互いに接続された演算増幅器５１を有する。演算増幅器４６の非反転入力は、抵抗器５２を経て、基準電位Ｍに結合され、２つの直列接続されたコンデンサ５３、５４を経て、演算増幅器２９の反転入力に結合される。２つのコンデンサ５３および５４の間のタップは、抵抗器５５を経て、演算増幅器５１の出力に結合される。
【００４８】
バッテリーから電力を供給されるモバイル・デバイスにおけるＡＮＣフィルタの問題は、使用される演算増幅器が増えると、消費電力も大きくなるということである。しかしながら、電力消費の増加をより多く必要とし、したがって、同じバッテリー・タイプを用いる場合、同じ動作時間が望まれ、またはモバイル・デバイスの動作時間を減らす場合、より多くの場所をバッテリーが使用する。演算増幅器の数をさらに減らすための１つの手法は、線形増幅のみに対して演算増幅器を使用することであり、演算増幅器（または２つの増幅器の間）の下流（または、上流）に接続された受動・ネットワークによるフィルタリング機能を実現することである。そのようなＡＮＣフィルタ構造の例示的な構造を図１４に示す。
【００４９】
図１４のＡＮＣフィルタにおいて、演算増幅器５６は、その非反転入力で入力信号Ｉｎを供給される。２つの抵抗器５７、５８を有する受動、非フィルタリング・ネットワークは基準電位Ｍに接続され、演算増幅器５６の反転入力と出力は、抵抗器５７および５８と共に線形増幅器を形成する。特に、抵抗器５７は基準電位Ｍと演算増幅器５６の反転入力の間に接続され、抵抗器５７は演算増幅器５６の出力と反転入力の間に接続される。受動・フィルタリング・ネットワークは、演算増幅器の下流に接続され、すなわち、ネットワーク５９の入力は演算増幅器５６の出力に接続される。ＡＮＣフィルタ全体の雑音の挙動の観点から、下流接続は上流接続より多くの利点がある。図１４のＡＮＣフィルタにおいて適用できる受動・フィルタリング・ネットワークの例を、図１５から図１８を参照して以下に示す。
【００５０】
図１５は、アナログ・受動１次バス（高域カット）シェルビング・フィルタのフィルタ構造を示し、そこでは、フィルタ入力信号Ｉｎが抵抗器６１を経て、出力信号Ｏｕｔがもたらされるノードに供給される。コンデンサ６０と抵抗器６２の直列接続は、基準電位Ｍとこのノードの間に接続される。図１５のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）＝（１＋ｓＣ６０Ｒ６２）／（１＋ｓＣ６０（Ｒ６１＋Ｒ６２））
であり、ここで、Ｃ６０はコンデンサ６０のコンデンサンスであり、Ｒ６１は抵抗器６１の抵抗であり、Ｒ６２は抵抗器６２の抵抗である。フィルタは、角周波数ｆ０＝１／２πＣ４０（Ｒ６１＋Ｒ６２）を有する。低周波（≒０Ｈｚ）の利得ＧＬは、ＧＬ＝１であり、高周波（≒∞Ｈｚ）の利得ＧＨは、ＧＨ＝Ｒ６２／（Ｒ６１＋Ｒ６２）である。ある角周波数ｆ０に対し、抵抗器６１および６２の抵抗Ｒ６１、Ｒ６２は
Ｒ６１＝（１−ＧＨ）／２πｆ０Ｃ６０
Ｒ６２＝ＧＨ／２πｆ０Ｃ６０
である。
【００５１】
１つの変数、例えば、コンデンサ６０のコンデンサンスＣ６０は、フィルタ設計者によって選択される必要がある。図１６は、アナログ・受動１次高域（バスカット）シェルビング・フィルタの代替フィルタ構造を示し、そこでは、フィルタ入力信号Ｉｎが抵抗器６３を経て、出力信号Ｏｕｔがもたらされるノードに供給される。抵抗器６４は、基準電位Ｍとこのノードの間に接続される。さらに、コンデンサ６５は、抵抗器６３と並列に接続される。図１６のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）＝Ｒ６４（１＋ｓＣ６５Ｒ６３）／（（Ｒ６３＋Ｒ６４）＋ｓＣ６５Ｒ６３Ｒ６４）
であり、ここで、Ｒ６３は抵抗器６３の抵抗であり、Ｒ６４は抵抗器６４の抵抗であり、Ｃ６５はコンデンサ６５のコンデンサンスである。フィルタは、角周波数ｆ０＝（Ｒ６３＋Ｒ６４）／２πＣ６５Ｒ６３Ｒ６４）を有する。高周波（≒∞Ｈｚ）の利得ＧＨはＧＨ＝１であり、低周波（≒０Ｈｚ）の利得ＧＬは、ＧＬ＝Ｒ６４／（Ｒ６３＋Ｒ６４）である。ある角周波数ｆ０に対し、抵抗器６１および６２の抵抗Ｒ６１、Ｒ６２は
Ｒ６３＝１／２πｆ０Ｃ６５ＧＬ
Ｒ６４＝１／２πｆ０Ｃ６５（１−ＧＬ）
である。
【００５２】
図１７は、アナログ・受動２次バス（高域カット）シェルビング・フィルタのフィルタ構造を示し、そこでは、フィルタ入力信号Ｉｎがインダクタ６６と抵抗器６７の直列接続を経て、出力信号Ｏｕｔがもたらされるノードに供給される。抵抗器６８、インダクタ６９、およびコンデンサ７０の直列接続は、基準電位Ｍとこのノードの間に接続される。図１７のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）
＝（１＋ｓＣ７０Ｒ６８＋ｓ２Ｃ７０Ｌ６９）／（１＋ｓＣ７０（Ｒ６７＋Ｒ６８）＋ｓ２Ｃ７０（Ｌ６６＋Ｌ６９））
であり、ここで、Ｌ６６はインダクタ６６のインダクタンスであり、Ｒ６７は抵抗器６７の抵抗であり、Ｒ６８は抵抗器６８の抵抗であり、Ｌ６９はインダクタ６９のインダクタンスであり、Ｃ７０はコンデンサ７０のコンデンサンスである。フィルタは角周波数ｆ０＝１／（２π（Ｃ７０（Ｌ６６＋Ｌ６９））−１／２）および性質係数Ｑ＝（１／（Ｒ６７＋Ｒ６８））・（（Ｌ６６＋Ｌ６９）／Ｃ７０）−１／２）を有する。低周波（≒０Ｈｚ）の利得ＧＬはＧＬ＝１であり、高周波（≒∞Ｈｚ）の利得ＧＨはＧＨ＝Ｌ６９／（Ｌ６６＋Ｌ６９）である。ある角周波数ｆ０に対し、抵抗Ｒ６７、コンデンサンスＣ７０、およびインダクタンスＬ６９は、
Ｌ６９＝（ＧＨＬ６６）／（１−ＧＨ）
Ｃ７０＝（１−ＧＨ）／（（２πｆ０）２Ｌ６６）および
Ｒ６８＝（（Ｌ６６＋Ｌ６９）／Ｃ７０）−１／２−Ｒ６７Ｑ）／Ｑ
である。
【００５３】
図１８は、アナログ・受動２次高域（バスカット）シェルビング・フィルタのフィルタ構造を示し、そこでは、フィルタ入力信号Ｉｎがコンデンサ７１と抵抗器７２の直列接続を経て、出力信号Ｏｕｔがもたらされるノードに供給される。抵抗器７３、インダクタ７４、およびコンデンサ７５の直列接続は、基準電位Ｍとこのノードの間に接続される。図１８のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）
＝Ｃ７１（１＋ｓＣ７５Ｒ７３＋ｓ２Ｃ７５Ｌ７４）／（（Ｃ７１＋Ｃ７５）＋ｓＣ７１Ｃ７５（Ｒ７２＋Ｒ７３）＋ｓ２Ｃ７１Ｃ７５Ｌ７４）
であり、ここで、Ｃ７１はコンデンサ７１のコンデンサンスであり、Ｒ７２は抵抗器７２の抵抗であり、Ｒ７３は抵抗器７３の抵抗であり、Ｌ７４はインダクタ７４のインダクタンスであり、Ｃ７５はコンデンサ７５のコンデンサンスである。フィルタは角周波数ｆ０＝（（Ｃ７１＋Ｃ７５）／（４π２（Ｌ７４Ｃ７１Ｃ７５））−１／２
および性質係数Ｑ＝（１／（Ｒ７２＋Ｒ７３））・（（Ｃ７１＋Ｃ７５）Ｌ７４／（Ｃ７１Ｃ７５））−１／２を有する。高周波（≒∞Ｈｚ）の利得ＧＨはＧＨ＝１であり、低周波（≒０Ｈｚ）の利得ＧＬは、ＧＬ＝Ｃ７１／（Ｃ７１＋Ｃ７５）である。ある角周波数ｆ０に対し、抵抗Ｒ７３、コンデンサンスＣ７５、およびインダクタンスＬ７４は
Ｃ７５＝（１−ＧＬ）Ｃ７１／ＧＬ
Ｌ７４＝１／（（２πｆ０）２Ｃ７１（１−ＧＬ））および
Ｒ７３＝（（Ｌ７４／（Ｃ７０（１−ＧＬ）））−１／２／Ｑ）−Ｒ７２
である。
【００５４】
上記例において使用した全てのインダクタは、適切に構成されたジャイレータによって置き換えられてもよい。
【００５５】
図１９を参照して、汎用ＡＮＣフィルタ構造は、ブーストまたはカット等価の点から調整可能であることを説明する。フィルタは、線形増幅器としての演算増幅器７６および改変されたジャイレータ回路を有する。特に、汎用ＡＮＣフィルタ構造は、もう１つの演算増幅器７７を有し、その非反転入力は、基準電位Ｍに接続される。演算増幅器７７の反転入力は、抵抗器７８を経て、第１のノード７９に結合され、コンデンサ８０を通り、第２のノード８１に結合される。第２のノード８１は、抵抗器８２を経て、基準電位Ｍに結合され、コンデンサ８３を経て、第１のノード７９と結合される。第１のノード７９は、抵抗器８４を経て、演算増幅器７６の反転入力に結合され、その反転入力は、さらに、抵抗器８５を経て、その出力に結合される。演算増幅器７６の非反転入力は、抵抗器８６を経て、入力信号Ｉｎを供給される。２つの部分抵抗器８７ａおよび８７ｂを有する調整可能な抵抗分圧器を形成し、２つの端部と調整可能なタップを有する電位差計８７は、各端部に、入力信号Ｉｎと出力信号Ｏｕｔを供給される。タップは、抵抗器８８を経て、第２のノード８１に結合される。
【００５６】
図１９のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝（ｂ０＋ｂ１ｓ＋ｂ２ｓ２）／（ａ０＋ａ１ｓ＋ａ２ｓ２）
であり、ここで、
ｂ０＝Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８＋Ｒ８７ｂＲ８８Ｒ＋Ｒ８７ａＲ８８Ｒ＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂ＋Ｒ８７ａＲ８７ｂＲ＋ＲＲ８７ｂＲ８２＋ＲＲ８７ａＲ８２
ｂ１＝Ｒ８７ａＣ８０Ｒ８２ＲＲ８８＋ＲＣ８３Ｒ８８Ｒ８２Ｒ８７ｂ＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８３Ｒ８２＋Ｒ８７ａＣ８３Ｒ８２ＲＲ８８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８３Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８０Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８０Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８０Ｒ８２＋Ｒ８７ａＣ８０Ｒ８２ＲＲ８７ｂ＋Ｃ８０Ｒ８２Ｒ７８ＲＲ８７ｂ＋ＲＣ８０Ｒ８８Ｒ８２Ｒ８７ｂ＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８３Ｒ８２＋Ｒ８７ａＣ８３Ｒ８２ＲＲ８７ｂ
ｂ２＝Ｒ８７ａＲ８２Ｒ８８ＲＣ８０Ｃ８３Ｒ７８＋ＲＲ８７ｂＲ８８Ｃ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋ＲＲ８７ａＲ８７ｂＣ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８
ａ０＝Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂ，
ａ１＝Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８０Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８３Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８３Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８０Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８３Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８０Ｒ８２−Ｒ８７ａＲ８２Ｃ８０ＲＲ７８
ａ２＝Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８
であり、ここで、抵抗器Ｘは抵抗ＲＸ（Ｘ＝７８、８２、８４、８５、８６、８７ａ、８７ｂ、８８）を有し、コンデンサＹ（Ｙ＝８０、８３）はコンデンサンスＣＹを有し、Ｒ８５＝Ｒ８６＝Ｒである。
【００５７】
シェルビング・フィルタ全般、特に２次シェルビング・フィルタは、ＡＮＣフィルタに適用される場合は注意深い設計を必要とするが、例えば、最小の位相特性ならびに少ないスペースおよびエネルギー消費等の多くの利点をもたらす。
【００５８】
本発明を実現する様々な例を開示したが、本発明の主旨と範囲を逸脱することなく本発明のいくつかの利点を達成するであろう様々な変更および変形を行い得ることは、当業者には明らかであろう。同じ機能を実行する他の構成要素と適切に置き換えることができることは、当業者にとって明らかであろう。発明思想に対するそのような変形は、添付の特許請求の範囲に含まれるように意図されている。
【技術分野】
【０００１】
１．分野
ここには、能動ノイズ低減システム、特に、利用者が、例えば再生された音楽などを周囲のノイズを低減させて楽しむことができるようにするイアフォンを含むノイズ低減システムが開示される。
【背景技術】
【０００２】
能動・ノイズ・相殺／制御（ＡＮＣ）システムとして知られてもいる、しばしば用いられる種類のノイズ低減システムは、ノイズ低減の後で（「残留信号」とも呼ばれる）音響誤り信号を拾い上げるためにマイクロフォンを用い、そしてこの誤り信号をＡＮＣフィルタにフィードバックする。この種類のＡＮＣシステムは、フィードバックＡＮＣシステムと呼ばれる。フィードバックＡＮＣシステムにおけるＡＮＣフィルタは、典型的には、誤りフィードバック信号の位相を反転するよう構成され、誤りフィードバック信号を統合し、周波数応答を等化し、及び／又は遅延を調和させ又は最小化するようにも構成され得る。このため、フィードバックＡＮＣシステムの品質は、ＡＮＣフィルタの品質に強く依存している。ヘッドフォンのようなモバイル・デバイスにおいて用いられる場合は、ＡＮＣフィルタが利用できるスペースとエネルギはかなり制限される。デジタル回路構成はスペース及びエネルギを消費し過ぎ得るため、モバイル・デバイスにおいては、アナログ回路構成がしばしば好まれたＡＮＣフィルタ設計となる。しかしながら、アナログ回路構成では、ＡＮＣシステムは非常に制限された複雑性しか可能にせず、そのため専らアナログ手段によってのみ２次的な経路を正確にモデル化するのは難しい。特に、ＡＮＣシステムで用いられるアナログフィルタは、構成するのが容易で、消費エネルギが低く、ほとんどスペースを必要としないため、しばしば固定フィルタ又は非常に簡単な適応フィルタとなる。同じ問題が、いわゆるフィードフォワード又は他の適切なノイズ低減機構を有するＡＮＣシステムにおいて生じる。フィードフォワードＡＮＣシステムは、振幅および周波数において妨害信号（一次的ノイズ）と同等であるが逆位相をもつ信号（二次的ノイズ）をＡＮＣフィルタによって生成する。スペース及びエネルギ消費がより少なく性能が改善された、例えばフィードフォワード又はフィードバックＡＮＣシステムのＡＮＣフィルタに対する一般的なニーズ（必要性）が存在する。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００３】
スピーカ入力の経路に接続され、ノイズを低減する音を放射するスピーカと、マイクロフォン出力の経路に接続され、ノイズ又はその残留を拾い上げるマイクロフォンと、マイクロフォン出力の経路とスピーカ入力の経路の間に接続される能動ノイズ低減フィルタであって、１つのシェルビング・フィルタである、又は少なくとも１つのシェルビング・フィルタを含む能動ノイズ低減フィルタと、を備えるノイズを低減する音響再生システムが開示される。
【０００４】
例えば、本願発明は以下の項目を提供する。
（項目１）
ノイズを低減するシステムであって、
スピーカの入力経路に接続され、ノイズを低減する音を放射するスピーカと、
マイクロフォン出力経路に接続され、ノイズ又はその残留を拾い上げるマイクロフォンと、
上記マイクロフォン出力経路と、スピーカ入力経路の間に接続された能動ノイズ低減フィルタであって、１つのシェルビング・フィルタである、又は少なくとも１つのシェルビング・フィルタを含む能動ノイズ低減フィルタと、
を備えるノイズを低減するシステム。
（項目２）
上記シェルビング・フィルタは、能動または受動アナログフィルタである上記項目に記載のシステム。
（項目３）
上記シェルビング・フィルタは、少なくとも２次フィルタ構造をもっている上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目４）
上記シェルビング・フィルタは、第１の線形増幅器および少なくとも１つの受動フィルタ網を含む、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目５）
受動フィルタ網は、上記第１の線形増幅器のフィードバック経路を形成する上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目６）
受動フィルタ網は、上記第１の線形増幅器と直列に接続されている上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目７）
上記能動ノイズ低減フィルタは、少なくとも１つの等化フィルタを含む、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目８）
上記能動ノイズ低減フィルタは、ジャイレータを含む、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目９）
能動ノイズ低減フィルタは、反転入力、非反転入力及び出力を有する第１及び第２の演算増幅器を含み、
上記第１の演算増幅器の非反転入力は、基準電位に接続されており、
上記第１の演算増幅器の反転入力は、第１の抵抗器を通して第１のノードに、および第１のコンデンサを通して第２のノードに結合されており、
上記第２のノードは、第２の抵抗器を通して上記基準電位に、及び第２のコンデンサを通して上記第１のノードと結合されており、
上記第１のノードは、第３の抵抗器を通して上記第２の演算増幅器の反転入力に結合され、その反転入力はさらに第４の抵抗器を通してその出力に結合されており、
上記第２の演算増幅器には、その非反転入力のところで入力信号Ｉｎが供給され、及びその出力のところで出力信号を提供しており、並びに
２つの端部とタップを有するオーム性電圧分割器には、各端部にて上記入力信号Ｉｎと出力信号Ｏｕｔが供給され、上記タップは第５の抵抗器を通して上記第２のノードに結合されている、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１０）
上記入力信号は、第６の抵抗器を通して上記第２の演算増幅器の非反転入力に供給される上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１１）
上記オーム性電圧分割器は、調節可能なポテンショメータである上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１２）
有効信号が、上記スピーカ入力経路もしくは上記マイクロフォン出力経路、又はその両方に供給される、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１３）
上記有効信号が、第１および第２の有効信号経路を通して、上記スピーカ入力経路および上記マイクロフォン出力経路の両方に供給されて、
第１の減算器が、上記マイクロフォン出力経路および上記第１の有効信号経路の下流に接続され、及び
第２の減算器が、上記能動ノイズ低減フィルタと上記スピーカ入力経路の間で、上記第２の有効信号経路に対して接続される、ようになっている、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１４）
上記有効経路のうちの少なくとも１つは、１つもしくは複数のスペクトル整形フィルタを含む、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（項目１５）
上記マイクロフォンは、第２の経路を介して上記スピーカに対し音響的に結合されている、上記項目のいずれか一項に記載システム。
【０００５】
（摘要）
スピーカ入力の経路に接続され、ノイズを低減する音を放射するスピーカと、マイクロフォン出力の経路に接続され、ノイズ又はその残留を拾い上げるマイクロフォンと、マイクロフォン出力の経路とスピーカ入力の経路の間に接続される能動ノイズ低減フィルタであって、１つのシェルビング・フィルタである、又は少なくとも１つのシェルビング・フィルタを含む能動ノイズ低減フィルタと、を備えるノイズを低減する音響再生システムが開示される。
【０００６】
種々の具体的な実施形態は、図面の図に示された例示的実施形態に基づいて、以下により詳しく説明される。特に記述がない場合、同様又は同一の構成要素には、図の全てにおいて、同じ参照番号が付けられる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】有効信号がスピーカ信号径路に供給される、汎用帰還型能動雑音低減システムのブロック図である。
【図２】有効信号がマイク信号径路に供給される、汎用帰還型能動雑音低減システムのブロック図である。
【図３】有効信号がスピーカ及びマイク信号径路に供給される、汎用帰還型能動雑音低減システムのブロック図である。
【図４】有効信号がスペクトル整形フィルタを介してスピーカ径路に供給される、図３の能動雑音低減システムのブロック図である。
【図５】有効信号がスペクトル整形フィルタを介してマイク径路に供給される、図３の能動雑音低減システムのブロック図である。
【図６】図３から図６の能動雑音低減システムに関連して適用できるイヤホンの概略図である。
【図７】図１から図６のシステムにおいて適用できるシェルビングフィルタの伝達特性を示す周波数応答の大きさの図である。
【図８】アナログ能動１次低域ブーストシェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図９】アナログ能動１次低域除去シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１０】アナログ能動１次高域ブーストシェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１１】アナログ能動１次高域除去シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１２】アナログ能動１次高域除去シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１３】シェルビングフィルタ構成及び付加の等化フィルタを含むＡＮＣフィルタを説明するブロック図である。
【図１４】線形増幅器及び受動フィルタネットワークを含む別のＡＮＣフィルタを説明するブロック図である。
【図１５】アナログ受動１次低域（高域除去）シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１６】アナログ受動１次高域（低域除去）シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１７】アナログ受動２次低域（高域除去）シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１８】アナログ受動２次高域（低域除去）シェルビングフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図１９】高品質及び／又は低利得のブースト又は除去等化フィルタに関連して、調整可能な汎用ＡＮＣフィルタ構成を説明するブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
帰還ＡＮＣシステムは、理想的には、雑音信号と比較して経時的に同じ大きさであるが逆の位相を有する雑音低減信号を、聴取位置で提供することによって、雑音などの妨害信号を低減する、又は、更に相殺するように意図されている。雑音信号と雑音低減信号とを重畳することによって、誤差信号としても知られている結果の信号は、理想的には０に至る。雑音低減の質は、いわゆる第２径路、すなわちスピーカと聴取者の耳を表すマイク間の音響径路、の質に依存する。雑音低減の質は、スピーカとマイク間に接続され、マイクによって提供される誤差信号をフィルタし、フィルタされた誤差信号がスピーカによって再生されると、更に誤差信号を減少させる、いわゆるＡＮＣフィルタの品質に更に依存する。しかしながら、音楽及び音声などの有効信号が、聴取位置でフィルタされた誤差信号に、特にフィルタされた誤差信号もまた再生するスピーカによって、追加的に提供される場合、問題が発生する。そのとき、有効信号は、これまで言及したように、システムによって劣化する場合がある。
【０００９】
簡素化のために、ここでは、電気的及び音響的信号を区別しない。しかしながら、スピーカによって提供され、又は、マイクによって受信される全信号は、実際に、音響的性質を有する。他の全ての信号は電気的性質を有する。スピーカ及びマイクは、スピーカ３によって形成される入力段及びマイクによって形成される出力段を有する音響サブシステム（例えば、スピーカ‐空間‐マイクシステム）の一部である場合があり、このサブシステムは、電気的入力信号を供給され、電気的出力信号を提供する。「径路」は、この点に関して、信号伝導手段、増幅器、フィルタのような更なる構成要素を含む場合がある電気的又は音響的接続を意味する。スペクトル整形フィルタは、入力信号と出力信号のスペクトルが周波数にわたって異なるフィルタである。
【００１０】
ここで、図１を参照する。これは、雑音信号とも呼ばれる妨害信号ｄ［ｎ］が聴取位置、例えば聴取者の耳、へ第一径路１を介して伝達（放射）される、汎用帰還型能動雑音低減（ＡＮＣ）システムを説明するブロック図である。第一径路１は、Ｐ（ｚ）の伝達特性を有する。更に、入力信号ｖ［ｎ］は、スピーカ３から聴取位置へ、第二径路２を介して伝達（放射）される。第二径路２は、Ｓ（ｚ）の伝達特性を有する。聴取位置に配置されるマイク４は、妨害信号ｄ［ｎ］と共に、スピーカ３から発生する信号を受信する。マイク４は、これらの受信された信号の総和を表すマイク出力信号ｙ［ｎ］を提供する。マイク出力信号ｙ［ｎ］は、フィルタ入力信号ｕ（ｎ）として、加算器６へ誤差信号ｅ［ｎ］を出力するＡＮＣフィルタ５へ供給される。ＡＮＣフィルタ５は、適応フィルタであってよいが、Ｗ（ｚ）の伝達特性を有する。加算器６は、また、例えばスペクトル整形フィルタ（図示せず）を用いて、随意に前もってフィルタされた、音楽、音声などの有効信号ｘ［ｎ］を受信し、且つ、スピーカ３へ入力信号ｖ［ｎ］を提供する。
【００１１】
信号ｘ［ｎ］、ｙ［ｎ］、ｅ［ｎ］、ｕ［ｎ］、及びｖ［ｎ］は、離散時間領域にある。以下の検討では、これらのスペクトル表現、Ｘ（ｚ）、Ｙ（ｚ）、、Ｅ（ｚ）、、Ｕ（ｚ）、、及びＶ（ｚ）が使用される。図１で説明されるシステムを表現する微分方程式は以下のとおりである。
Ｙ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｖ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・（Ｅ（ｚ）＋Ｘ（ｚ））
Ｅ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｕ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｙ（ｚ）
図１のシステムにおいて、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ） ＝ Ｙ（ｚ）／Ｘ（ｚ）は、したがって、
Ｍ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）／（１−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））
Ｗ（ｚ） ＝ １ と仮定すると、
ｌｉｍ［Ｓ（ｚ）→１］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→\
ｌｉｍ［Ｓ（ｚ）→±\］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→１
ｌｉｍ［Ｓ（ｚ）→０］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→Ｓ（ｚ）
Ｗ（ｚ） ＝ \ と仮定すると、
ｌｉｍ［Ｓ（ｚ）→１］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→０．
上記方程式から理解できるように、ＡＮＣフィルタ５の伝達特性Ｗ（ｚ）が増加すると、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、０に近づき、一方、第二径路伝達関数Ｓ（ｚ）は中間、言い換えれば１前後、すなわち０［ｄＢ］のレベル、を維持する。この理由のため、有効信号ｘ［ｎ］は、ＡＮＣが動作中又は停止中である場合、有効信号ｘ［ｎ］が聴取者によって同一に感知されることが保証されるように、適宜、適応しなければならない。その上、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、有効信号ｘ［ｎ］の適応は伝達特性Ｓ（ｚ）、及び、加齢、温度、聴取者が異なることなどに起因したその変動にも依存するという趣旨で第二径路２の伝達特性Ｓ（ｚ）にも依存し、その結果、動作中と停止中との間に確実な差異が明白にあるであろう。
【００１２】
図１のシステムにおいて、有効信号ｘ［ｎ］は、スピーカ３の上流に接続された加算器６で、音響サブシステム（スピーカ、空間、マイク）に供給される一方で、図２のシステムにおいては、有効信号ｘ［ｎ］は、マイク４で供給される。それゆえ、図２のシステムにおいて、加算器６は除外され、例えばフィルタ前の有効信号ｘ［ｎ］及びマイク出力信号ｙ［ｎ］を合計するために、加算器７がマイク４の下流に配置される。従って、スピーカ入力信号ｖ［ｎ］は、誤差信号［ｅ］であり、すなわちｖ［ｎ］＝［ｅ］、且つ、フィルタ入力信号ｕ［ｎ］は、有効信号ｘ［ｎ］とマイク出力信号ｙ［ｎ］との和であり、すなわちｕ［ｎ］＝ｘ［ｎ］＋ｙ［ｎ］。
【００１３】
図２で説明されたシステムを表現する微分方程式は以下のとおりである。
Ｙ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｖ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｅ（ｚ）
Ｅ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｕ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・（Ｘ（ｚ）＋Ｙ（ｚ））
したがって、図２のシステムの有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、妨害信号ｄ［ｎ］を考慮しないと、
Ｍ（ｚ） ＝ （Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））／（１−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→１］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→\
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→０］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→０
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→±\］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→１．
上記方程式から理解できるように、開ループ伝達関数（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））が増加又は減少すると、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、１に近づき、且つ、開ループ伝達関数（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））が０に近づくと、Ｍ（ｚ）は０に近づく。この理由のため、有効信号ｘ［ｎ］は、ＡＮＣが動作中又は停止中である場合、有効信号ｘ［ｎ］が聴取者によって同一に感知されることが保証されるように、より高いスペクトル領域で、適宜、適応しなければならない。しかしながら、より高いスペクトル領域での補償はかなり難しく、動作中と停止中との間に確実な差異が明白にあるであろう。他方で、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、第二径路２の伝達特性Ｓ（ｚ）、及び、加齢、温度、聴取者が異なることなど起因したその変動に、依存しない。
【００１４】
図３は、有効信号がスピーカ径路とマイク径路の両方に供給される、汎用帰還型能動雑音低減システムを説明するブロック図である。簡素化のため、第一径路１は、雑音（妨害信号ｄ［ｎ］）が依然として存在するが、省略してある。特に、図３のシステムは図１のシステムに基づいているが、ＡＮＣフィルタ入力信号ｕ（ｎ）を形成するために、マイク出力信号ｙ［ｎ］から有効信号ｘ［ｎ］を減算する減算器８を付加し、且つ、誤差信号ｅ［ｎ］から有効信号ｘ［ｎ］を減算する減算器９を、加算器６に換えて付加する。
【００１５】
図３で説明されるシステムを表現する微分方程式は以下のとおりである。
Ｙ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｖ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・（Ｅ（ｚ）−Ｘ（ｚ））
Ｅ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｕ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・（Ｙ（ｚ）−Ｘ（ｚ））
図３のシステムの有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、それゆえ、
Ｍ（ｚ） ＝ （Ｓ（ｚ）−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））／（１−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→１］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→\
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→０］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→Ｓ（ｚ）
ｌｉｍ［（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））→±\］ Ｍ（ｚ） T Ｍ（ｚ）→１．
図３のシステムの動作は、図２のシステムの動作と類似することが、上記方程式から理解可能できる。唯一の違いは、開ループ伝達関数（Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））が０に近づくと、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、Ｓ（ｚ）に近づくということである。図１のシステムのように、図３のシステムは、第二径路２の伝達特性Ｓ（ｚ）、及び、加齢、温ど、視聴者が異なることなどに起因したその変動に依存する。
【００１６】
図４において、システムは、図３のシステムに基づき、第二径路の伝達特性の逆数１／Ｓ（ｚ）を用いて有効信号ｘ［ｎ］をフィルタするために、減算器９の上流に接続された等化フィルタ１０を、付加的に含むことを示している。図４で説明されたシステムを表現する微分方程式は以下のとおりである。
Ｙ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｖ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・（Ｅ（ｚ）−Ｘ（ｚ）／Ｓ（ｚ））
Ｅ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｕ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・（Ｙ（ｚ）−Ｘ（ｚ））
図４のシステムの有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、それゆえ、
Ｍ（ｚ） ＝ （１−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））／（１−Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ）） ＝ １
上記方程式から理解できるように、マイク出力信号ｙ［ｎ］は、有効信号ｘ［ｎ］と同一であり、これは、もし等化フィルタが正確に第二径路の伝達特性Ｓ（ｚ）の逆数であるなら、信号ｘ［ｎ］がシステムによって変更されないことを意味する。等化フィルタ１０は、最良の結果のために、最小位相フィルタであってよい。すなわち、その実際の伝達関数を、第２径路伝達関数Ｓ（ｚ）の、理想的には最小位相の、逆数への最適近似のためであり、したがって、ｙ［ｎ］＝ｘ［ｎ］とするためである。この構成は、理想的なリニアライザとして作動し、すなわち、それは、スピーカ３から聴取者の耳を表すマイク４へのその伝達からの結果である有効信号のいかなる劣化をも補償する。それは、それゆえに、ヘッドホンの音響特性によってあらゆる負の効果が生じることなく、有効信号が供給源によって提供されるように聴取者に到達するように、有効信号ｘ［ｎ］への第二径路Ｓ（ｚ）の妨害作用を補償又は直線化する。すなわちＹ［ｚ］＝Ｘ［ｚ］である。したがって、このような線形化フィルタの助けを借りて、貧弱に設計されたヘッドホンの音声などを音響的に完璧に、すなわち線形なものに、調整することが可能である。
【００１７】
図５において、システムは、図３のシステムに基づき、第二径路の伝達特性Ｓ（ｚ）を用いて有効信号ｘ［ｎ］をフィルタするために、減算器８の上流に接続された等化フィルタ１０を、付加的に含むことを示している。図５で説明されたシステムを表現する微分方程式は以下のとおりである。
Ｙ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・Ｖ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・（Ｅ（ｚ）−Ｘ（ｚ））
Ｅ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・Ｕ（ｚ） ＝ Ｗ（ｚ）・（Ｙ（ｚ）−Ｓ（ｚ）・Ｘ（ｚ））
図５のシステムの有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、それゆえ、
Ｍ（ｚ） ＝ Ｓ（ｚ）・（１＋Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ））／（１＋Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ）） ＝ Ｓ（ｚ）
上記方程式から、ＡＮＣシステムが動作状態である場合、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、第二径路伝達関数Ｓ（ｚ）と同一であることが理解できる。ＡＮＣシステムが動作状態でない場合、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、また、第二径路伝達関数Ｓ（ｚ）と同一である。それゆえ、マイク４に接近した場所の聴取者にとっての有効信号の聴取時の印象は、雑音低減が動作状態かそうでないかにかかわらず、同じである。
【００１８】
ＡＮＣフィルタ５、及び、等化フィルタ１０及び１１は、一定の伝達特性を持つ固定フィルタ、又は、制御可能な伝達特性を持つ適応フィルタでもよい。図では、フィルタの適応構造それ自体が、個々のブロックに線を引いている矢線によって示されおり、且つ、適応構造の選択可能部分は破線で示されている。
【００１９】
図５に示されたシステムは、例えば、音楽又は音声などの有効信号が、雑音および聴取者に関して異なる状態で再生されるヘッドホンにおける適用でき、且つ、聴取者は、特に雑音が存在しない場合、ＡＮＣシステムの動作及び非動作状態間で、いかなる可聴な差異を経験せずに、ＡＮＣシステムのスイッチをオフにすることが可能であることを評価するかもしれない。しかしながら、ここで説明されるシステムは、ヘッドホンだけでなく、雑音低減が必要に応じて望まれる他の全ての分野でもまた、適用される。
【００２０】
図１から図５で示すＡＮＣシステムにおいて、帰還構造が採用されているが、フィードフォワード構造、等化構造、ハイブリッド構造なども同じく適切に使用され得る。
【００２１】
図６は、本能動雑音低減システムが共に使用され得る例示的なイヤホンを説明する。イヤホンは、別の同一のイヤホンと共に、ヘッドホン（図示せず）の一部であり、且つ、聴取者の耳１２と音響的に結合されている。本実施例では、耳１２は、第一径路１を介して、妨害信号ｄ［ｎ］、例えば周囲雑音、に暴露されている。イヤホンは、網、他の任意の音響透過性構造又は材料などの音響透過性カバーによって覆われ得る開口１５を伴うカップ形状筐体１４を有する。スピーカ３は、音声を耳１２に放射し、筐体１４の開口１５に配置されており、両方共がイヤホン空洞１３を形成している。空洞１３は、気密、又は任意の手段、例えば、ポート、通気孔、開口部などによって、通気され得る。マイク４は、スピーカ３の前方に配置される。音響径路１７は、スピーカ３から耳１２へ伸長し、且つ、スピーカ３からマイク４へ伸長している第二径路２の伝達特性によって、雑音制御の目的のために近似された伝達特性を有する。
【００２２】
図４及び図５を参照して上で説明したシステムは、第２径路の動作に基づいた依存性少ない（図４）又は更に存在しない（図５）ので、アナログ回路を採用した場合、良い結果を提供する。更に、図５のシステムは、第二径路フィルタ特性Ｓ（ｚ）と共にＡＮＣフィルタ伝達特性Ｗ（ｚ）に基づいて、等化フィルタの必須な伝達特性の良質な近似を可能にし、両方の伝達特性は、開ループ伝達特性Ｗ（ｚ）・Ｓ（ｚ）を形成する。これは、原理的に、少ない変動を有し、聴取者の頭に装着した際の、ヘッドホンの音響特性の評価に基づく。
【００２３】
ＡＮＣフィルタ５は、通常、低周波数で低利得を有し、最大利得まで周波数にわたって利得が増加し、続いてループ利得まで周波数の低下する間に利得が減少する傾向のある伝達特性を有するだろう。ＡＮＣフィルタ５の高利得性によって、ＡＮＣシステムの固有ループは、１ｋＨｚ未満等の周波数領域でシステムの線形性を保持し、それゆえ、あらゆる等化を冗長にする。３ｋＨｚより上の周波数領域で、フィルタ５として使用し得る一般的なＡＮＣフィルタは、ほとんどブースト又は除去効果を有さず、且つ、従って、線形化の効果もない。この周波数領域のＡＮＣフィルタ利得はおよそループ利得であるので、有効信号伝達特性Ｍ（ｚ）は、本発明の、随意で、付加的等化フィルタに関連して、シェルビングフィルタに準じている個々のフィルタによって、補償されなければならない高周波数においてブーストを経験する。１ｋＨｚと３ｋＨｚの間の周波数領域で、ブースト及び除去の両方は、発生し得る。聴取時の印象に関しては、ブーストは除去より妨害的であるので、それに対応して設計された除去フィルタの伝達特性でブーストを補償することで、十分である場合がある。
【００２４】
図７は図１−５を参照した上述のシステムに適用可能なシェルビングフィルタａおよびｂの伝送特性の概略図である。特に、第一次高音強調（＋９ ｄＢ）シェルビングフィルタ（ａ）および低音カット（−３ ｄＢ）シェルビングフィルター（ｂ）が示されている。スペクトル整形機能の範囲は線形フィルタの理論により決定されるが、それらの機能の調整と調整可能性の柔軟性は回路のトポロジーと満足されるべき要求内容による。
【００２５】
単一シェルビングフィルタはコーナー周波数より遥かに高いまた遥かに低い周波数間で相対的利得を変化させる最少位相フィルタである。低音またはバスシェルフは、コーナー周波数より十分高い周波数にはなんの効果を及ぼさず、低い周波数の利得に効果をもたらすように調整されている。高音または高音域シェルフはより高い周波数の利得のみを調整する。
【００２６】
一方、単一の等化フィルターは、２次的フィルタ機能を実現する。これは以下の３つの調整を含む：中心周波数の選択、バンド幅の先鋭度を決定する性能（Ｑ）因子の調整、および中心周波数より（かなり）高いか低い周波数と比較して、中心周波数がどれだけ増加させられるか減少させられるかを決定するレベルまたは利得。
【００２７】
別の表現をすれば、：ローシェルフフィルターは全ての周波数を通すがシェルフ周波数以下の周波数をある量だけ増減させる。ハイシェルフフィルタはすべての周波数を通すが、シェルフ周波数以上の周波数をある量だけ増減させる。等化（ＥＱ）フィルタは周波数応答にピークまたは窪みを形成する。
【００２８】
図８を参照すると、アナログ的に能動な１次低音ブーストシェルビングフィルタの一つの随意のフィルタ構造が示されている。示された構造はオペアンプ２０であり、通常通り反転入力（−）、非反転入力（＋）及び出力を含んでいる。フィルタ入力信号Ｉｎはオペアンプの非反転入力２０に供給され、またオペアンプ２０の出力部ではフィルタ出力信号Ｏｕｔが与えられる。入力信号Ｉｎと出力信号Ｏｕｔは（ここでの例と、それに続く全ての例において）参照電圧Ｍと称される電圧ＶｉとＶｏである。２つの抵抗器２１、２２、及びコンデンサ２３を含む受動フィルタ（フィードバック）ネットワークは参照電位Ｍ、すなわちオペアンプ２０の反転入力とオペアンプ２０の出力間で接続されており、抵抗器２２とコンデンサ２３は、オペアンプ２０の反転入力と出力の間に、互いに並列接続している。さらに、抵抗器２１はオペアンプ２０の反転入力と参照電圧Ｍの間で接続されている。
【００２９】
図８のフィルタの複合周波数に係る伝達特性Ｈ（ｓ）は、以下のとおりであり：
Ｈ（ｓ） ＝ Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ） ＝ １＋（Ｒ２２／Ｒ２１）・（１／（１＋ｓＣ２３Ｒ２２）），
ここでＺｉ（ｓ）はフィルタの入力インピーダンスであり、Ｚｏ（ｓ）はフィルタの出力インピーダンスであり、Ｒ２１は抵抗器２１の抵抗値であり、Ｒ２２は抵抗器２２の抵抗値であり、そしてＣ２３はコンデンサ２３の容量である。フィルタはコーナー周波数ｆ０を有し、ここでｆ０は１／２πＣ２３Ｒ２２ である。低周波数での利得ＧＬは低周波数（≒０ Ｈｚ）でＧＬ ＝ １＋（Ｒ２２／Ｒ２１）であり、高周波数（≒∞ Ｈｚ）での利得ＧＨはＧＨ＝１である。利得ＧＬとコーナー周波数ｆ０は、例えば使用される音響機器（スピーカ―部屋―マイクのシステム）により決定される。
あるコーナー周波数ｆ０について、抵抗器２１および２２の抵抗値Ｒ２１、Ｒ２２は以下のとおりである：
Ｒ２２ ＝ １／２πｆ０Ｃ２３
Ｒ２１ ＝ Ｒ２２／（ＧＬ−１）．
となる。
【００３０】
上記の２式から分かるように、３つの変数があるが式は２つしかなく、優決定系方程式である。したがって一つの変数がフィルタ設計者により選択されなければならない。その決定はさらなる要求事項、パラメータ、すなわちフィルタの機械的な大きさ、それはさらにはコンデンサ２３の容量Ｃ２３にも関わってくる。
【００３１】
図９はアナログ能動な一次低音カットシェルビングフィルタのオプショナルなフィルタ構造を図示する。示された構造は非反転入力が参照電位Ｍに接続され、反転入力が受動的フィルタネットワークに接続されているオペアンプ２４を含む。この受動的フィルタネットワークはフィルタ入力信号Ｉｎおよびフィルタ出力信号Ｏｕｔを与えられ、３つの抵抗２５、２６、２７およびコンデンサ２８を含む。オペアンプ２４の反転入力は抵抗２５を通して入力信号Ｉｎに連動し、また抵抗２６を通して出力信号Ｏｕｔに連動する。抵抗２７とコンデンサ２８は互いに直列に接続され、そして全体として抵抗２５と並列に接続され、つまるところ、オペアンプ２４の反転入力は抵抗２７とコンデンサ２８を通じて入力信号Ｉｎに連動している。
【００３２】
図９のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は
Ｈ（ｓ） ＝ Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）
＝ （Ｒ２６／Ｒ２５）・（（１＋ｓＣ２８（Ｒ２５＋Ｒ２７））／（１＋ｓＣ２８Ｒ２７））
で示される。
【００３３】
ここでＲ２５は抵抗２５の抵抗値、Ｒ２６は抵抗２６の抵抗値、Ｒ２７は抵抗２７の抵抗値、Ｃ２８はコンデンサ２８の容量。フィルタはｆ０ ＝ １／２πＣ２８Ｒ２７．のコーナー周波数を有する。低周波数（≒０ Ｈｚ）の利得ＧＬ はＧＬ ＝ （Ｒ２６／Ｒ２５）そして高周波数（?\ Ｈｚ）の利得ＧＨ はＧＨ ＝ Ｒ２６・（Ｒ２５＋Ｒ２７）／（Ｒ２５・Ｒ２７ ）で、これは１となります。利得ＧＬおよびコーナー周波数ｆ０は使用されている音響システム（スピーカー部屋ーマイクシステム）により決定される。
【００３４】
あるコーナー周波数に対応する抵抗２５および２７の抵抗値Ｒ２５、Ｒ２７は
Ｒ２５ ＝ Ｒ２６／ＧＬ
Ｒ２７ ＝ Ｒ２６／（ＧＨ−ＧＬ）．
となる。
【００３５】
コンデンサ２８の容量は次のごとくである。
Ｃ２８ ＝ （ＧＨ−ＧＬ）／２πｆ０Ｒ２６．
再度、優決定系方程式があり、ここでは４つの変数があり、３つの方程式がある。したがって、一つの変数が設計者により選択されなければならず、この場合は抵抗２６の抵抗値Ｒ２６である。
【００３６】
図１０はアナログ能動な１次高音強調シェルビングフィルタのオプショナルフィルタ構造を示す。示された構造はオペアンプ２９を含み、そこでは入力信号Ｉｎはオペアンプ２９の非反転入力に供給される。コンデンサ３０及び２つの抵抗３１、３２を含む受動フィルタ（フィードバック）ネットワークは参照電位Ｍすなわちオペアンプ２９の反転入力とオペアンプ２９の出力間で一緒に接続されており、反転入力と参照電位Ｍ間で抵抗３２とコンデンサ３０は互いに直列接続している。さらに、抵抗３１はオペアンプ２９の反転入力とオペアンプ２９の出力の間で接続されている。
【００３７】
図１０に示すフィルタの伝達係数Ｈ（ｓ）
Ｈ（ｓ） ＝ Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ） ＝ （１＋ｓＣ３０（Ｒ３１＋Ｒ３２））／（１＋ｓＣ３０Ｒ３１）
にて示される。
【００３８】
ここで、Ｃ３０ はコンデンサ３０の容量であり、Ｒ３１は抵抗体３１の抵抗であり、Ｒ３２は抵抗体Ｒ３２の抵抗である。フィルタはコーナー周波数ｆ０＝１／２πＣ３０Ｒ３１．低周波数（≒０ Ｈｚ）の利得ＧＬはＧＬ＝１、そして高周波数（≒∞ Ｈｚ）の利得ＧＨはＧＨ ＝ １＋（Ｒ３２／Ｒ３１）． 利得ＧＨおよびコーナー周波数ｆ０は音響システム（スピーカ、部屋、マイク）などにより決定される。
【００３９】
抵抗３１、３２の抵抗値がそれぞれＲ３１，Ｒ３２であるときの、あるコーナー周波数
は下の２式で表される。
Ｒ３１ ＝ １／２πｆ０Ｃ３０
Ｒ３２ ＝ Ｒ３１／（ＧＨ−１）．
再び優決定系方程式が現れ、ここの場合、３つの変数があり式は２つしかない。従って、一つの変数がフィルタ設計者により何か他の要求事項またはパラメータすなわち、抵抗３２の抵抗値Ｒ３２などに従って選択しなければならない。これは有利なことである。なぜなら抵抗３２の抵抗値は小さ過ぎるのも良くない。抵抗３２はあまり小さくするべきではない。なぜならオペアンプの出力電流のうち抵抗３２を通じて流れる電流の比率を低くするべきであるから。
【００４０】
図１１はアナログ能動な１次高音強調シェルビングフィルタのオプショナルフィルタ構造を示す。示された構造はオペアンプ３３を含みその非反転入力は参照電位Ｍに接続され、その反転入力は受動フィルタネットワークに接続している。この受動フィルタネットワークはフィルタ入力信号Ｉｎとフィルタ出力信号を与えられ、そしてコンデンサ３４と３つのレジスタ３５、３６、３７を含む。オペアンプ３３の反転入力は抵抗３５を経て入力信号Ｉｎと、そして抵抗３６を経て出力信号Ｏｕｔと連結している。抵抗３７と容量３４は互いに直列関係にあり、トータルでは抵抗３６と並列関係にあり、オペアンプ３３の反転入力は抵抗３７とコンデンサ３４を通して出力信号Ｏｕｔと連結している。
【００４１】
図１１のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は以下のようである。
Ｈ（ｓ） ＝ Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）
＝ （Ｒ３６／Ｒ３５）・（１＋ｓＣ３４Ｒ３７）／（１＋ｓＣ３４（Ｒ３６＋Ｒ３７））
ここで、Ｃ３４ はコンデンサ３４の容量、Ｒ３５は低抗３５の抵抗値Ｒ３６は抵抗３６のＲ３７は抵抗３７の抵抗値。
【００４２】
フィルタはｆ０ ＝ １／２πＣ３４（Ｒ３６＋Ｒ３７）．なるコーナー周波数を持っている。低周波数域（≒０ Ｈｚ）での利得はＧＬ ＝ （Ｒ３６／Ｒ３５）でその値は１である。高周波数域（≒∞ Ｈｚ）での利得はＧＨ ＝ Ｒ３６・Ｒ３７／（Ｒ３５・（Ｒ３６＋Ｒ３７））。利得ＧＬおよびコーナー周波数ｆ０は（スピーカ、部屋、マイク）などの音響システムにより決まる。あるコーナー周波数ｆ０では抵抗Ｒ３５，Ｒ３６、Ｒ３７は以下の関係にある。
Ｒ３５ ＝ Ｒ３６
Ｒ３７ ＝ ＧＨ・Ｒ３６／（１−ＧＨ）．
コンデンサ３４の容量は次式で表される。
Ｃ３４ ＝ （１−ＧＨ）／２πｆ０Ｒ３６．
抵抗３６はあまり小さくするべきではない。なぜならオペアンプの出力電流のうち抵抗３６を通じて流れる電流の比率を低くするべきであるから。
【００４３】
図１２は、アナログ・能動１次高域カット・シェルビング・フィルタの代替フィルタ構造を示す。示された構造は、演算増幅器３８を有し、フィルタ入力信号Ｉｎがレジスタ３９を通り、演算増幅器３８の非反転入力に供給される。コンデンサ４０および抵抗器４１を有する受動・フィルタ・ネットワークは、コンデンサ３０および抵抗器４１が互いに直列に接続され、共に反転入力と基準電位Ｍの間に接続されるように、基準電位Ｍと演算増幅器３８の反転入力の間に接続される。さらに、抵抗器４２は、反転入力と、信号帰還に対する演算増幅器３８の出力の間に接続される。
【００４４】
図１２のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）＝（１＋ｓＣ４０Ｒ４１）／（１＋ｓＣ４０（Ｒ３９＋Ｒ４１））
であり、ここで、Ｒ３９は抵抗器３９の抵抗であり、Ｃ４０はコンデンサ４０のコンデンサンスであり、Ｒ４１は抵抗器４１の抵抗であり、Ｒ４２は抵抗器４２の抵抗である。フィルタは、角周波数ｆ０＝１／２πＣ４０（Ｒ３９＋Ｒ４１）を有する。低周波（≒０Ｈｚ）の利得ＧＬは、ＧＬ＝１であり、高周波（≒∞Ｈｚ）の利得ＧＨは、ＧＨ＝Ｒ４１／（Ｒ３９＋Ｒ４１）＜１である。利得ＧＨおよび角周波数ｆ０は、例えば、使用する音響システム（スピーカ−部屋−マイクロホンシステム）によって決定してもよい。ある角周波数ｆ０に対し、抵抗器３９および４１の抵抗Ｒ３９、Ｒ４１は、
Ｒ３９＝ＧＨＲ４２／（１−ＧＨ）
Ｒ４１＝（１−ＧＨ）／２πｆ０Ｒ４２
である。抵抗器４２は、抵抗器４２を通って流れる演算増幅器の出力電流の共有を低く保つために、あまり小さくするべきではない。
【００４５】
図１３は、図１０を参照して、上記のシェルビング・フィルタ構造に基づき、および２つの追加の等価フィルタ４３、４４を有するＡＮＣフィルタを示し、それらフィルタの内一方の４３は、第１の周波帯に対するカット等価フィルタであってもよく、他方は、第２の周波帯に対するブースト等価フィルタであってもよい。通常は、等価は、信号内の周波帯の間のバランスを調整する処理である。
【００４６】
等価フィルタ４３はジャイレータを形成し、一方の端部で基準電位Ｍに接続され、他端部で演算増幅器２９の非反転入力に接続された回路であり、入力信号Ｉｎは抵抗器４５を経て非反転入力に供給される。等価フィルタ４３は、反転入力およびその出力が互いに接続された演算増幅器４６を有する。演算増幅器４６の非反転入力は、抵抗器４７を経て、基準電位Ｍに結合され、２つの直列接続されたコンデンサ４８、４９を経て、演算増幅器２９の非反転入力に結合される。２つのコンデンサ４８および４９の間のタップは、抵抗器５０を経て、演算増幅器４６の出力に結合される。
【００４７】
等価フィルタ４４はジャイレータを形成し、一方の端部で基準電位Ｍに接続され、他端部で演算増幅器２９の反転入力に接続され、すなわち、コンデンサ３０と抵抗器３１の直列接続と並列に接続される。等価フィルタ４４は、反転入力とその出力が互いに接続された演算増幅器５１を有する。演算増幅器４６の非反転入力は、抵抗器５２を経て、基準電位Ｍに結合され、２つの直列接続されたコンデンサ５３、５４を経て、演算増幅器２９の反転入力に結合される。２つのコンデンサ５３および５４の間のタップは、抵抗器５５を経て、演算増幅器５１の出力に結合される。
【００４８】
バッテリーから電力を供給されるモバイル・デバイスにおけるＡＮＣフィルタの問題は、使用される演算増幅器が増えると、消費電力も大きくなるということである。しかしながら、電力消費の増加をより多く必要とし、したがって、同じバッテリー・タイプを用いる場合、同じ動作時間が望まれ、またはモバイル・デバイスの動作時間を減らす場合、より多くの場所をバッテリーが使用する。演算増幅器の数をさらに減らすための１つの手法は、線形増幅のみに対して演算増幅器を使用することであり、演算増幅器（または２つの増幅器の間）の下流（または、上流）に接続された受動・ネットワークによるフィルタリング機能を実現することである。そのようなＡＮＣフィルタ構造の例示的な構造を図１４に示す。
【００４９】
図１４のＡＮＣフィルタにおいて、演算増幅器５６は、その非反転入力で入力信号Ｉｎを供給される。２つの抵抗器５７、５８を有する受動、非フィルタリング・ネットワークは基準電位Ｍに接続され、演算増幅器５６の反転入力と出力は、抵抗器５７および５８と共に線形増幅器を形成する。特に、抵抗器５７は基準電位Ｍと演算増幅器５６の反転入力の間に接続され、抵抗器５７は演算増幅器５６の出力と反転入力の間に接続される。受動・フィルタリング・ネットワークは、演算増幅器の下流に接続され、すなわち、ネットワーク５９の入力は演算増幅器５６の出力に接続される。ＡＮＣフィルタ全体の雑音の挙動の観点から、下流接続は上流接続より多くの利点がある。図１４のＡＮＣフィルタにおいて適用できる受動・フィルタリング・ネットワークの例を、図１５から図１８を参照して以下に示す。
【００５０】
図１５は、アナログ・受動１次バス（高域カット）シェルビング・フィルタのフィルタ構造を示し、そこでは、フィルタ入力信号Ｉｎが抵抗器６１を経て、出力信号Ｏｕｔがもたらされるノードに供給される。コンデンサ６０と抵抗器６２の直列接続は、基準電位Ｍとこのノードの間に接続される。図１５のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）＝（１＋ｓＣ６０Ｒ６２）／（１＋ｓＣ６０（Ｒ６１＋Ｒ６２））
であり、ここで、Ｃ６０はコンデンサ６０のコンデンサンスであり、Ｒ６１は抵抗器６１の抵抗であり、Ｒ６２は抵抗器６２の抵抗である。フィルタは、角周波数ｆ０＝１／２πＣ４０（Ｒ６１＋Ｒ６２）を有する。低周波（≒０Ｈｚ）の利得ＧＬは、ＧＬ＝１であり、高周波（≒∞Ｈｚ）の利得ＧＨは、ＧＨ＝Ｒ６２／（Ｒ６１＋Ｒ６２）である。ある角周波数ｆ０に対し、抵抗器６１および６２の抵抗Ｒ６１、Ｒ６２は
Ｒ６１＝（１−ＧＨ）／２πｆ０Ｃ６０
Ｒ６２＝ＧＨ／２πｆ０Ｃ６０
である。
【００５１】
１つの変数、例えば、コンデンサ６０のコンデンサンスＣ６０は、フィルタ設計者によって選択される必要がある。図１６は、アナログ・受動１次高域（バスカット）シェルビング・フィルタの代替フィルタ構造を示し、そこでは、フィルタ入力信号Ｉｎが抵抗器６３を経て、出力信号Ｏｕｔがもたらされるノードに供給される。抵抗器６４は、基準電位Ｍとこのノードの間に接続される。さらに、コンデンサ６５は、抵抗器６３と並列に接続される。図１６のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）＝Ｒ６４（１＋ｓＣ６５Ｒ６３）／（（Ｒ６３＋Ｒ６４）＋ｓＣ６５Ｒ６３Ｒ６４）
であり、ここで、Ｒ６３は抵抗器６３の抵抗であり、Ｒ６４は抵抗器６４の抵抗であり、Ｃ６５はコンデンサ６５のコンデンサンスである。フィルタは、角周波数ｆ０＝（Ｒ６３＋Ｒ６４）／２πＣ６５Ｒ６３Ｒ６４）を有する。高周波（≒∞Ｈｚ）の利得ＧＨはＧＨ＝１であり、低周波（≒０Ｈｚ）の利得ＧＬは、ＧＬ＝Ｒ６４／（Ｒ６３＋Ｒ６４）である。ある角周波数ｆ０に対し、抵抗器６１および６２の抵抗Ｒ６１、Ｒ６２は
Ｒ６３＝１／２πｆ０Ｃ６５ＧＬ
Ｒ６４＝１／２πｆ０Ｃ６５（１−ＧＬ）
である。
【００５２】
図１７は、アナログ・受動２次バス（高域カット）シェルビング・フィルタのフィルタ構造を示し、そこでは、フィルタ入力信号Ｉｎがインダクタ６６と抵抗器６７の直列接続を経て、出力信号Ｏｕｔがもたらされるノードに供給される。抵抗器６８、インダクタ６９、およびコンデンサ７０の直列接続は、基準電位Ｍとこのノードの間に接続される。図１７のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）
＝（１＋ｓＣ７０Ｒ６８＋ｓ２Ｃ７０Ｌ６９）／（１＋ｓＣ７０（Ｒ６７＋Ｒ６８）＋ｓ２Ｃ７０（Ｌ６６＋Ｌ６９））
であり、ここで、Ｌ６６はインダクタ６６のインダクタンスであり、Ｒ６７は抵抗器６７の抵抗であり、Ｒ６８は抵抗器６８の抵抗であり、Ｌ６９はインダクタ６９のインダクタンスであり、Ｃ７０はコンデンサ７０のコンデンサンスである。フィルタは角周波数ｆ０＝１／（２π（Ｃ７０（Ｌ６６＋Ｌ６９））−１／２）および性質係数Ｑ＝（１／（Ｒ６７＋Ｒ６８））・（（Ｌ６６＋Ｌ６９）／Ｃ７０）−１／２）を有する。低周波（≒０Ｈｚ）の利得ＧＬはＧＬ＝１であり、高周波（≒∞Ｈｚ）の利得ＧＨはＧＨ＝Ｌ６９／（Ｌ６６＋Ｌ６９）である。ある角周波数ｆ０に対し、抵抗Ｒ６７、コンデンサンスＣ７０、およびインダクタンスＬ６９は、
Ｌ６９＝（ＧＨＬ６６）／（１−ＧＨ）
Ｃ７０＝（１−ＧＨ）／（（２πｆ０）２Ｌ６６）および
Ｒ６８＝（（Ｌ６６＋Ｌ６９）／Ｃ７０）−１／２−Ｒ６７Ｑ）／Ｑ
である。
【００５３】
図１８は、アナログ・受動２次高域（バスカット）シェルビング・フィルタのフィルタ構造を示し、そこでは、フィルタ入力信号Ｉｎがコンデンサ７１と抵抗器７２の直列接続を経て、出力信号Ｏｕｔがもたらされるノードに供給される。抵抗器７３、インダクタ７４、およびコンデンサ７５の直列接続は、基準電位Ｍとこのノードの間に接続される。図１８のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝Ｚｏ（ｓ）／Ｚｉ（ｓ）
＝Ｃ７１（１＋ｓＣ７５Ｒ７３＋ｓ２Ｃ７５Ｌ７４）／（（Ｃ７１＋Ｃ７５）＋ｓＣ７１Ｃ７５（Ｒ７２＋Ｒ７３）＋ｓ２Ｃ７１Ｃ７５Ｌ７４）
であり、ここで、Ｃ７１はコンデンサ７１のコンデンサンスであり、Ｒ７２は抵抗器７２の抵抗であり、Ｒ７３は抵抗器７３の抵抗であり、Ｌ７４はインダクタ７４のインダクタンスであり、Ｃ７５はコンデンサ７５のコンデンサンスである。フィルタは角周波数ｆ０＝（（Ｃ７１＋Ｃ７５）／（４π２（Ｌ７４Ｃ７１Ｃ７５））−１／２
および性質係数Ｑ＝（１／（Ｒ７２＋Ｒ７３））・（（Ｃ７１＋Ｃ７５）Ｌ７４／（Ｃ７１Ｃ７５））−１／２を有する。高周波（≒∞Ｈｚ）の利得ＧＨはＧＨ＝１であり、低周波（≒０Ｈｚ）の利得ＧＬは、ＧＬ＝Ｃ７１／（Ｃ７１＋Ｃ７５）である。ある角周波数ｆ０に対し、抵抗Ｒ７３、コンデンサンスＣ７５、およびインダクタンスＬ７４は
Ｃ７５＝（１−ＧＬ）Ｃ７１／ＧＬ
Ｌ７４＝１／（（２πｆ０）２Ｃ７１（１−ＧＬ））および
Ｒ７３＝（（Ｌ７４／（Ｃ７０（１−ＧＬ）））−１／２／Ｑ）−Ｒ７２
である。
【００５４】
上記例において使用した全てのインダクタは、適切に構成されたジャイレータによって置き換えられてもよい。
【００５５】
図１９を参照して、汎用ＡＮＣフィルタ構造は、ブーストまたはカット等価の点から調整可能であることを説明する。フィルタは、線形増幅器としての演算増幅器７６および改変されたジャイレータ回路を有する。特に、汎用ＡＮＣフィルタ構造は、もう１つの演算増幅器７７を有し、その非反転入力は、基準電位Ｍに接続される。演算増幅器７７の反転入力は、抵抗器７８を経て、第１のノード７９に結合され、コンデンサ８０を通り、第２のノード８１に結合される。第２のノード８１は、抵抗器８２を経て、基準電位Ｍに結合され、コンデンサ８３を経て、第１のノード７９と結合される。第１のノード７９は、抵抗器８４を経て、演算増幅器７６の反転入力に結合され、その反転入力は、さらに、抵抗器８５を経て、その出力に結合される。演算増幅器７６の非反転入力は、抵抗器８６を経て、入力信号Ｉｎを供給される。２つの部分抵抗器８７ａおよび８７ｂを有する調整可能な抵抗分圧器を形成し、２つの端部と調整可能なタップを有する電位差計８７は、各端部に、入力信号Ｉｎと出力信号Ｏｕｔを供給される。タップは、抵抗器８８を経て、第２のノード８１に結合される。
【００５６】
図１９のフィルタの伝達特性Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝（ｂ０＋ｂ１ｓ＋ｂ２ｓ２）／（ａ０＋ａ１ｓ＋ａ２ｓ２）
であり、ここで、
ｂ０＝Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８＋Ｒ８７ｂＲ８８Ｒ＋Ｒ８７ａＲ８８Ｒ＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂ＋Ｒ８７ａＲ８７ｂＲ＋ＲＲ８７ｂＲ８２＋ＲＲ８７ａＲ８２
ｂ１＝Ｒ８７ａＣ８０Ｒ８２ＲＲ８８＋ＲＣ８３Ｒ８８Ｒ８２Ｒ８７ｂ＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８３Ｒ８２＋Ｒ８７ａＣ８３Ｒ８２ＲＲ８８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８３Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８０Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８０Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８０Ｒ８２＋Ｒ８７ａＣ８０Ｒ８２ＲＲ８７ｂ＋Ｃ８０Ｒ８２Ｒ７８ＲＲ８７ｂ＋ＲＣ８０Ｒ８８Ｒ８２Ｒ８７ｂ＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８３Ｒ８２＋Ｒ８７ａＣ８３Ｒ８２ＲＲ８７ｂ
ｂ２＝Ｒ８７ａＲ８２Ｒ８８ＲＣ８０Ｃ８３Ｒ７８＋ＲＲ８７ｂＲ８８Ｃ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋ＲＲ８７ａＲ８７ｂＣ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８
ａ０＝Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂ，
ａ１＝Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８０Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８３Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８３Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８０Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８３Ｒ８２＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８０Ｒ８２−Ｒ８７ａＲ８２Ｃ８０ＲＲ７８
ａ２＝Ｒ８４Ｒ８７ｂＲ８８Ｃ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８８Ｃ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８＋Ｒ８４Ｒ８７ａＲ８７ｂＣ８０Ｃ８３Ｒ８２Ｒ７８
であり、ここで、抵抗器Ｘは抵抗ＲＸ（Ｘ＝７８、８２、８４、８５、８６、８７ａ、８７ｂ、８８）を有し、コンデンサＹ（Ｙ＝８０、８３）はコンデンサンスＣＹを有し、Ｒ８５＝Ｒ８６＝Ｒである。
【００５７】
シェルビング・フィルタ全般、特に２次シェルビング・フィルタは、ＡＮＣフィルタに適用される場合は注意深い設計を必要とするが、例えば、最小の位相特性ならびに少ないスペースおよびエネルギー消費等の多くの利点をもたらす。
【００５８】
本発明を実現する様々な例を開示したが、本発明の主旨と範囲を逸脱することなく本発明のいくつかの利点を達成するであろう様々な変更および変形を行い得ることは、当業者には明らかであろう。同じ機能を実行する他の構成要素と適切に置き換えることができることは、当業者にとって明らかであろう。発明思想に対するそのような変形は、添付の特許請求の範囲に含まれるように意図されている。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ノイズを低減するシステムであって、
スピーカの入力経路に接続され、ノイズを低減する音を放射するスピーカと、
マイクロフォン出力経路に接続され、ノイズ又はその残留を拾い上げるマイクロフォンと、
前記マイクロフォン出力経路と、スピーカ入力経路の間に接続された能動ノイズ低減フィルタであって、１つのシェルビング・フィルタである、又は少なくとも１つのシェルビング・フィルタを含む能動ノイズ低減フィルタと、
を備えるノイズを低減するシステム。
【請求項２】
前記シェルビング・フィルタは、能動または受動アナログフィルタである請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記シェルビング・フィルタは、少なくとも２次フィルタ構造をもっている請求項１又は２に記載のシステム。
【請求項４】
前記シェルビング・フィルタは、第１の線形増幅器および少なくとも１つの受動フィルタ網を含む、請求項２又は３に記載のシステム。
【請求項５】
受動フィルタ網は、前記第１の線形増幅器のフィードバック経路を形成する請求項４に記載のシステム。
【請求項６】
受動フィルタ網は、前記第１の線形増幅器と直列に接続されている請求項４又は５に記載のシステム。
【請求項７】
前記能動ノイズ低減フィルタは、少なくとも１つの等化フィルタを含む、請求項１乃至６のうちの一請求項に記載のシステム。
【請求項８】
前記能動ノイズ低減フィルタは、ジャイレータを含む、請求項１乃至７のうちの一請求項に記載のシステム。
【請求項９】
能動ノイズ低減フィルタは、反転入力、非反転入力及び出力を有する第１及び第２の演算増幅器を含み、
前記第１の演算増幅器の非反転入力は、基準電位に接続されており、
前記第１の演算増幅器の反転入力は、第１の抵抗器を通して第１のノードに、および第１のコンデンサを通して第２のノードに結合されており、
前記第２のノードは、第２の抵抗器を通して前記基準電位に、及び第２のコンデンサを通して前記第１のノードと結合されており、
前記第１のノードは、第３の抵抗器を通して前記第２の演算増幅器の反転入力に結合され、その反転入力はさらに第４の抵抗器を通してその出力に結合されており、
前記第２の演算増幅器には、その非反転入力のところで入力信号Ｉｎが供給され、及びその出力のところで出力信号を提供しており、並びに
２つの端部とタップを有するオーム性電圧分割器には、各端部にて前記入力信号Ｉｎと出力信号Ｏｕｔが供給され、前記タップは第５の抵抗器を通して前記第２のノードに結合されている、請求項１乃至８のうちの一請求項に記載のシステム。
【請求項１０】
前記入力信号は、第６の抵抗器を通して前記第２の演算増幅器の非反転入力に供給される請求項９に記載のシステム。
【請求項１１】
前記オーム性電圧分割器は、調節可能なポテンショメータである請求項９に記載のシステム。
【請求項１２】
有効信号が、前記スピーカ入力経路もしくは前記マイクロフォン出力経路、又はその両方に供給される、請求項１乃至１１のうちの一請求項に記載のシステム。
【請求項１３】
前記有効信号が、第１および第２の有効信号経路を通して、前記スピーカ入力経路および前記マイクロフォン出力経路の両方に供給されて、
第１の減算器が、前記マイクロフォン出力経路および前記第１の有効信号経路の下流に接続され、及び
第２の減算器が、前記能動ノイズ低減フィルタと前記スピーカ入力経路の間で、前記第２の有効信号経路に対して接続される、ようになっている、請求項１２に記載のシステム。
【請求項１４】
前記有効経路のうちの少なくとも１つは、１つもしくは複数のスペクトル整形フィルタを含む、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１５】
前記マイクロフォンは、第２の経路を介して前記スピーカに対し音響的に結合されている、請求項１乃至１４のうちの一請求項に記載システム。
【請求項１】
ノイズを低減するシステムであって、
スピーカの入力経路に接続され、ノイズを低減する音を放射するスピーカと、
マイクロフォン出力経路に接続され、ノイズ又はその残留を拾い上げるマイクロフォンと、
前記マイクロフォン出力経路と、スピーカ入力経路の間に接続された能動ノイズ低減フィルタであって、１つのシェルビング・フィルタである、又は少なくとも１つのシェルビング・フィルタを含む能動ノイズ低減フィルタと、
を備えるノイズを低減するシステム。
【請求項２】
前記シェルビング・フィルタは、能動または受動アナログフィルタである請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記シェルビング・フィルタは、少なくとも２次フィルタ構造をもっている請求項１又は２に記載のシステム。
【請求項４】
前記シェルビング・フィルタは、第１の線形増幅器および少なくとも１つの受動フィルタ網を含む、請求項２又は３に記載のシステム。
【請求項５】
受動フィルタ網は、前記第１の線形増幅器のフィードバック経路を形成する請求項４に記載のシステム。
【請求項６】
受動フィルタ網は、前記第１の線形増幅器と直列に接続されている請求項４又は５に記載のシステム。
【請求項７】
前記能動ノイズ低減フィルタは、少なくとも１つの等化フィルタを含む、請求項１乃至６のうちの一請求項に記載のシステム。
【請求項８】
前記能動ノイズ低減フィルタは、ジャイレータを含む、請求項１乃至７のうちの一請求項に記載のシステム。
【請求項９】
能動ノイズ低減フィルタは、反転入力、非反転入力及び出力を有する第１及び第２の演算増幅器を含み、
前記第１の演算増幅器の非反転入力は、基準電位に接続されており、
前記第１の演算増幅器の反転入力は、第１の抵抗器を通して第１のノードに、および第１のコンデンサを通して第２のノードに結合されており、
前記第２のノードは、第２の抵抗器を通して前記基準電位に、及び第２のコンデンサを通して前記第１のノードと結合されており、
前記第１のノードは、第３の抵抗器を通して前記第２の演算増幅器の反転入力に結合され、その反転入力はさらに第４の抵抗器を通してその出力に結合されており、
前記第２の演算増幅器には、その非反転入力のところで入力信号Ｉｎが供給され、及びその出力のところで出力信号を提供しており、並びに
２つの端部とタップを有するオーム性電圧分割器には、各端部にて前記入力信号Ｉｎと出力信号Ｏｕｔが供給され、前記タップは第５の抵抗器を通して前記第２のノードに結合されている、請求項１乃至８のうちの一請求項に記載のシステム。
【請求項１０】
前記入力信号は、第６の抵抗器を通して前記第２の演算増幅器の非反転入力に供給される請求項９に記載のシステム。
【請求項１１】
前記オーム性電圧分割器は、調節可能なポテンショメータである請求項９に記載のシステム。
【請求項１２】
有効信号が、前記スピーカ入力経路もしくは前記マイクロフォン出力経路、又はその両方に供給される、請求項１乃至１１のうちの一請求項に記載のシステム。
【請求項１３】
前記有効信号が、第１および第２の有効信号経路を通して、前記スピーカ入力経路および前記マイクロフォン出力経路の両方に供給されて、
第１の減算器が、前記マイクロフォン出力経路および前記第１の有効信号経路の下流に接続され、及び
第２の減算器が、前記能動ノイズ低減フィルタと前記スピーカ入力経路の間で、前記第２の有効信号経路に対して接続される、ようになっている、請求項１２に記載のシステム。
【請求項１４】
前記有効経路のうちの少なくとも１つは、１つもしくは複数のスペクトル整形フィルタを含む、請求項１３に記載のシステム。
【請求項１５】
前記マイクロフォンは、第２の経路を介して前記スピーカに対し音響的に結合されている、請求項１乃至１４のうちの一請求項に記載システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２０１３−８８８２３（Ｐ２０１３−８８８２３Ａ）
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−２３２０３４（Ｐ２０１２−２３２０３４）
【出願日】平成２４年１０月１９日（２０１２．１０．１９）
【出願人】（５０４１４７９３３）ハーマン ベッカー オートモーティブ システムズ ゲーエムベーハー (165)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年１０月１９日（２０１２．１０．１９）
【出願人】（５０４１４７９３３）ハーマン ベッカー オートモーティブ システムズ ゲーエムベーハー (165)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]