自動周波数制御方法及びその装置
【目的】受信端の複雑度を減少させながらも受信性能が向上できる自動周波数制御方法及び前記方法を遂行する装置を提供する。
【構成】等化器３０１から出力される２進データ列をチャネル特性値と通信システムの送信側の変調器の伝達関数とのコンボリューション値を利用して再変調しそこから基準位相を得てこれを受信位相と比べ位相エラー値を算出する。位相エラー値は周波数エラー値に変換された後再びアナログ形の制御電圧に変換され前記電圧制御発振器に印加されるようにする。このような方法を遂行するために自動周波数制御装置は等化器３０１、チャネル特性推定部３０２、再変調器３０３、位相比較器３０４、周波数エラー推定部３０５及びディジタルアナログコンバーター３０６等を含んで構成される。
【効果】これにより、受信側の受信性能を向上させる利点を有し、ディジタルに具現するのが可能であって単一チップで構成できる。
【構成】等化器３０１から出力される２進データ列をチャネル特性値と通信システムの送信側の変調器の伝達関数とのコンボリューション値を利用して再変調しそこから基準位相を得てこれを受信位相と比べ位相エラー値を算出する。位相エラー値は周波数エラー値に変換された後再びアナログ形の制御電圧に変換され前記電圧制御発振器に印加されるようにする。このような方法を遂行するために自動周波数制御装置は等化器３０１、チャネル特性推定部３０２、再変調器３０３、位相比較器３０４、周波数エラー推定部３０５及びディジタルアナログコンバーター３０６等を含んで構成される。
【効果】これにより、受信側の受信性能を向上させる利点を有し、ディジタルに具現するのが可能であって単一チップで構成できる。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自動周波数制御装置に係り、特に無線チャネルに時分割多重通信システムを採ったディジタル移動通信システムの受信器に使用され得る自動周波数制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信はこれから非常に多くの需要があると考えられる分野であって、多重経路フェージング現象による受信強度の低下を防ぐために受信端には自動周波数制御装置が必ず要求される。従来の受信端を構成する自動周波数制御装置は一般的にアナログ形のＰＬＬ（phase locked loop ）回路で構成され受信端の回路が複雑になり、離散回路（discrete circuit）で具現しない場合、具現を複雑にする問題点があった。即ち、受信側の復調回路を一つの半導体チップで集積することが困難であった。
【０００３】離散回路形でない従来の又一つの自動周波数制御装置を図１を利用して説明することにする。図１において、アナログディジタル変換器（以下、ＡＤＣという）１０１及びＡＤＣ１０２はアナログ形のＩチャネル及びＱチャネルをディジタル信号に変換し、搬送波周波数偏移検出部１０３はディジタル信号に変換されたＩチャネル信号とＱチャネル信号を利用し周波数偏移即ち、周波数エラーを検出する。搬送波周波数偏移検出部１０３から検出された周波数エラーはランダムウォークフィルター１０４とカウンター１０５と論理積手段１０７及びモード制御器１０６によって前記周波数エラーに対応する電圧制御発振器ＶＣＯの制御電圧データに変わる。選択器１０８は自動周波数制御が初期化される時点では前記搬送波周波数偏移検出部１０３から印加される所定の初期値を選択して出力し、そうでない場合には前記カウンター１０５から出力を選択して出力する。そうして、選択器１０８の出力はディジタルアナログ変換器１０９によりアナログ形の制御電圧に変換され電圧制御発振器ＶＣＯに印加され、それによって自動周波数制御が成される。
【０００４】ここで、前記搬送波周波数偏移検出部１０３が周波数偏移を検出する方式は受信信号がπ／４ ＱＰＳＫ方式による場合にのみ適用され得る次の式(1) を使用して算出する。
【０００５】
【数１】
【０００６】前記式(1) でδωは角周波数偏移（angular frequency deviation ）を示しＶI 及びＶQ はそれぞれＩチャネル信号及びＱチャネル信号を示す。又、Ｔはシンボル周期を、sgn( )は符号（sign；＋又は−）を検出する関数を示す。
【０００７】即ち、図１に示した自動周波数制御装置は変復調方式がπ／４ ＱＰＳＫの場合にＩチャネルとＱチャネルの位相が相互一定した関係を持つべきことを前提とし周波数エラーを算出するので、適用分野が制限される短所がある。ここで、自動周波数制御装置のために受信端に追加的に構成されなければならない部分が多過ぎるので受信端の回路が複雑になる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は受信端の複雑度を減少させながらも受信性能が向上できる自動周波数制御方法を提供することである。本発明の他の目的は前記方法を遂行する自動周波数制御装置を提供することである。
【０００９】
【課題を達成するための手段】前記目的を達成するために本発明の自動周波数制御方法は時間的にチャネル特性の変わる通信システムの受信側で電圧制御発振器によって発生する搬送波周波数を制御する方法において、基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号をバッファーに貯蔵する過程と、前記バッファーに貯蔵された受信信号を読み出し、受信信号に含まれた所定の基準同期ワードから受信信号が伝送されてきたチャネルのチャネル特性値を推定する過程と、前記チャネル特性値を利用し受信信号を等化処理し２進データ列を算出する過程と、前記等化処理された２進データ列を送信側の変調器の伝達関数と前記チャネル特性値とのコンボリューション値を利用し再変調する過程と、前記再変調過程から得られる信号の位相である基準位相値と前記受信信号の位相値の受信位相を比べ位相エラー値を算出する過程と、前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する過程及び前記周波数エラー値を前記電圧制御発振器を制御するための制御電圧に変換する過程を具備することを特徴とする。
【００１０】前記他の目的を達成するために本発明の自動周波数制御装置は時間的にチャネル特性の変わる通信システムの受信側で電圧制御発振器により発生する搬送波周波数を制御する装置において、基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号を入力し受信信号に含まれた基準同期ワードを利用し受信信号が伝送されてきたチャネルのチャネル特性値を推定し出力するチャネル特性推定手段と、前記チャネル特性値を利用して受信信号を等化処理し２進データ列を検出する等化手段と、前記等化手段から出力される２進データ列を前記チャネル特性値と前記通信システムの送信側の変調器の伝達関数とのコンボリューション値を利用し再変調して出力する再変調手段と、前記再変調手段から出力される信号の位相である基準位相と前記受信信号の位相である受信位相を比べ位相エラー値を算出する位相比較手段と、前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する周波数エラー推定手段及び前記周波数エラー値をアナログ形の制御電圧に変換させるディジタルアナログコンバーティング手段を具備し、前記ディジタルアナログコンバーティング手段から出力される制御電圧により前記電圧制御発振器の搬送波周波数が異なるようにしたことを特徴とする。
【００１１】
【作用】等化器から出力されるデータを送信端で使用した方式と同一の方式を応用し再び変調しこれを受信信号と比べて位相エラー値を算出した後これを周波数エラー値に変換した後、周波数エラー値に対応する電圧を電圧制御発振器に印加し電圧制御発振器にして周波数の調整された搬送波信号を出力させた。
【００１２】
【実施例】以下、添付した図面に基づき本発明を詳細に説明する。図２は本発明による自動周波数制御方法を説明するための順序図である。図２において、第２０１段階はＩチャネル信号及びＱチャネル信号を入力する段階であり、第２０２段階では入力されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号をディジタル形に変換する。ここで、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号はデータ伝送レートのｎ倍（ｎは自然数として望ましいソフトディシジョンのためには少なくとも３以上の数で設定される）でオーバサンプリングされディジタル信号に変換される。第２０３段階ではディジタルに変換されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号をバッファーに貯蔵する。
【００１３】第２０４段階ではチャネル特性を推定するが、これは通信規約上、定められた基準同期ワードと受信信号に含まれ伝送された後検出された基準同期ワードを比べることにより受信信号が伝送されてきたチャネルの特性を推定する。チャネル特性を推定する理由はディジタル移動システム等のような通信システムでチャネルが多重経路フェージングによる影響で受信信号が歪曲されるからである。このようにチャネル特性値が推定されれば、第２０５段階でこれを利用し受信信号を等化処理し適した２進データ列を検出する。第２０６段階は送信側の変調器の伝達関数をg(t)とし、第２０４段階で推定されたチャネル特性値をh(t)とする際、g(t)とh(t)のコンボリューション値であるg(t)×h(t)を利用し、第２０５段階を通じて等化処理された受信信号を再変調する段階である。
【００１４】第２０７段階は第２０６段階で再変調された信号が持つ基準位相と受信信号が持つ受信信号を比べることにより位相エラー値を算出する。このように算出された位相エラー値は第２０８段階で周波数エラー値に変換された後、第２０９段階で周波数エラー値に対応する制御電圧に変換され電圧制御発振器に印加される。ここで、前記位相エラー値をΔφe とし、１シンボル期間Ｔの中で１タイムスロットの占める時間をΔｔとすれば、前記第２０８段階は次の式を利用しこれを周波数エラー値ｆe に変換する。
２πｆe ＝Δφ／Δｔ言い換えれば、ｆe ＝Δφe ／２πΔｔ
【００１５】電圧制御発振器は印加される制御電圧により発進周波数が異なるので、自動周波数制御が成される。ここで、第２０７段階で相互比較される信号の中受信信号は現在等化器の出力をもたらした信号であることも、現在受信されている信号であることもある。現在受信されている信号をそのまま使用する場合にも通常の通信システムで処理するシンボルがμｓ単位で処理されるので信号の相関性が非常に強くてその差が無視できると見られる。又、第２０７段階から算出された位相エラー値はタイムスロット毎に（フレーム単位毎にとも言えるが、これは各フレームに含まれる複数のタイムスロットの中、受信器は通常一つのタイムスロットのみを割り当てて使用するためである）そのまま第２０７段階で周波数エラー値に変換されることもあり、数個のタイムスロットから算出された位相エラー値を平均しこれを周波数エラー値に変換させ得る。この際、幾つかのタイムスロットから算出された位相エラー値を平均する時各タイムスロット毎に得られる受信信号の受信強度を加重値に変換し加重平均し算出することにより性能を更に改善させ得る。
【００１６】これをより具体的に説明すれば次の通りである。先ず、現在タイムスロットをktとすれば以前タイムスロット３個と現在タイムスロットと次のタイムスロット２個から算出された位相エラー値はΔφe (kt-3t) 、Δφe (kt-2t) 、Δφe (kt-t)、Δφe (kt)、Δφe (kt+t)、Δφe (kt+2t) 、…に表し、各タイムスロット毎に算出された受信強度はｓ(kt-3t) 、ｓ(kt-2t) 、ｓ(kt-t)、ｓ(kt)、ｓ(kt+t)、ｓ(kt+2t) 、…に表せる。この際４個のタイムスロットの位相エラー値を加重平均し位相エラー値に算出するとすれば、タイムスロットktとkt+t 及び kt+2tで加重平均して算出された位相エラー値［Δφe ′］は次のように表せる。
【００１７】
【数２】
【００１８】
【数３】
【００１９】
【数４】
【００２０】ここで、受信強度を反映せず単純に幾つかのタイムスロットのみを平均しようとする場合には前記受信強度ｓ(kt)の代わりに“１”を代入すれば良い。
【００２１】以上の説明は位相エラー値を平均することについてであるが、位相エラー値を平均又は加重平均せずそのまま周波数エラー値に変換した後周波数エラー値を平均又は加重平均することもできる。周波数エラー値を加重平均することを説明すれば次の通りである。上と同様に現在タイムスロットをktとすれば以前タイムスロット３個と現在タイムスロット２個から算出された位相エラー値から変換された周波数エラー値はΔｆe (kt-3t) 、Δｆe (kt-2t) 、Δｆe (kt-t)、Δｆe (kt)、Δｆe (kt+t)、Δｆe (kt+2t) 、…に表し、各タイムスロット毎に算出された受信強度はｓ(kt-3t) 、ｓ(kt-2t) 、ｓ(kt-t)、ｓ(kt)、ｓ(kt+t)、ｓ(kt+2t) 、…に表せる。
【００２２】同様に４個のタイムスロットの周波数エラー値を加重平均し周波数エラー値として算出するとすれば、タイムスロットktとkt+t 及び kt+2tで加重平均して算出された周波数エラー値［Δｆe ′］は次のように表せる。
【００２３】
【数５】
【００２４】
【数６】
【００２５】
【数７】
【００２６】ここで、受信強度を反映せず単純に幾つかのタイムスロットのみを平均して周波数エラー値を算出しようとする場合には前記受信強度s(kt) の代わりに“１”を代入すれば良い。
【００２７】又、上では位相エラー値及び周波数エラー値を加重平均して算出することにおいて過ぎたタイムスロットのみが反映されるようになっているが、過ぎたタイムスロットと後続くタイムスロットを全て反映させることもできる。
【００２８】図３は本発明による自動周波数制御装置を示したブロック図であり、等化器３０１、チャネル特性推定部３０２、再変調器３０３、位相比較器３０４、周波数エラー推定部３０５、ディジタルアナログコンバーター３０６及び基準同期ワード部３０７を含んで構成される。
【００２９】図３において、基準同期ワード部３０７は各時分割マルチプレクシングＴＤＭシステムで使用する基準同期ワードに対する変調信号をサンプリングして量子化したワードテーブルとして受信信号に当たるチャネルで使用する基準同期ワードを出力する。このような基準同期ワードを利用しチャネル特性推定部３０２は現在タイムスロットの受信信号が伝送されてきたチャネルのインパルス応答［h(t)即ち、チャネル特性を算出する。チャネル特性の算出できる根拠は送信側で図４に示した通り送信信号の所定の部分に受信側で知っている基準同期ワードを挿入し伝送するためである。
【００３０】チャネル特性推定部３０２は使用しようとするアルゴリズムにより異なって構成されるが、チャネル特性推定部３０２で使用されるアルゴリズムには相関（correlation ）結果値を取る方式と、基準同期ワードの自己相関（autocorrelation ）がディラックパルス（dirac pulse ）特性でない場合ブロック推定方式等がある。このようにチャネル特性が算出されれば等化器３０１をこれを利用しＩチャネル信号及びＱチャネル信号を等化処理し２進データ列を検出して出力する。等化処理は時間的に変わる伝送チャネルの歪曲に基づき受信端のビットエラー率が増加することを防ぐための処理であり、提案されたアルゴリズムには決定帰還等化（ＤＦＥ；Decision Feedback Equalisation）方式と、ビタビアルゴリズムを準用最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ；Maximum Likelihood Sequence Estimation）方式等がある。
【００３１】等化器３０１から１タイムスロットに対する所定のＬビットのディジタルデータが検出されれば、再変調器３０３では送信側で使用される変調器の伝達関数［g(t) とチャネル特性推定部３０２から出力されるチャネル特性値［h(t) のコンボリューション値である［g(t)×h(t) を利用し等化器３０１の出力を再変調しＩチャネル信号及びＱチャネル信号の大きさを計算する。位相比較器３０４は現在受信されるタイムスロットのＩチャネル信号及びＱチャネル信号から受信位相を算出し前記再変調器３０３から出力されるＩチャネル信号及びＱチャネル信号から基準位相を算出した後、受信位相と基準位相を比べ位相エラー値を算出する。
【００３２】この際、各Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号から受信位相と基準位相等のような位相θを算出する式は次の通りである。
【００３３】
【数８】
【００３４】ここで、基準位相を算出することにおいては再変調器３０３から出力されるＩチャネル信号及びＱチャネル信号の大きさのみをタイムスロット毎に計算するので、全体信号を再変調する時よりは計算量が著しく減少する。又、基準位相と比べられる受信位相が同期を成すべきなので位相比較器３０４で受信位相を適切に遅延して比べる動作が成されるべきである。
【００３５】このように算出された位相エラー値は周波数エラー推定部３０５に印加され前記図２で説明したような関係式により周波数エラー値に変換された後ディジタルアナログコンバーター３０６に印加されアナログ形の制御電圧に変換される。従って、電圧制御発振器（ＶＣＯ；Voltage Controlled Oscillator ）は前記基準位相と受信位相の差に対する周波数エラー値を減少させるための制御電圧が印加され電圧制御発振器の周波数が受信性能を向上させる方向へ制御される。
【００３６】又、図面には示していないがディジタルアナログコンバーター３０６の出力端に低域通過フィルターを更に具備するようにしてディジタルアナログコンバーター３０６から出力される信号の中高周波数成分を取り除かせる。これはディジタル信号をアナログ信号に変わる時生ずる高周波数雑音を取り除くためのことである。
【００３７】図５は本発明の他の実施例に基づいた自動周波数制御装置を示したブロック図であり、図３と比べてみる時受信強度算出部５０１を更に含んで構成される。図５において、受信強度算出部５０１は受信信号の強さをタイムスロット毎に一定したディジタルデータ値に換算して出力する。図６はこのように時間的に変わる受信強度を示すグラフである。受信強度算出部（ＲＳＳＩ；Received Signal Strength Indicator；５０１）によりタイムスロット毎に受信強度が算出されれば、周波数エラー推定部３０５ではこれを各タイムスロット毎に加重値として使用する。
【００３８】これに対するより具体的な内容は図２に説明されたことが参照できる。即ち、各タイムスロット毎に算出された位相エラー値を加重平均した位相エラー値に変換して出力させることもでき、各タイムスロット毎に算出された位相エラー値をそのまま周波数エラー値に変換した後周波数エラー値を加重平均させ得る。このように数個のタイムスロットが反映され算出された周波数エラー値を使用するようになれば、突然に変化するチャネル特性がそのまま印加されることにより現れることできるビットエラーの増加が防止できる。又、受信強度を加重値として反映することによってより正確な周波数制御が可能である。図５に示した回路も図３の場合と同様に図面には示していないがディジタルアナログコンバーター３０６の出力端に連結される低域通過フィルターを更に具備し高周波数雑音を取り除く。
【００３９】
【発明の効果】前述した通り、本発明は無線通信システムのように時間的にチャネル特性の変わるシステムで受信側の搬送波周波数を自動に制御するための方法及び装置を提供するものであり、全ての構成要素をディジタル回路で具現することが可能であって受信側の回路を一つの半導体チップで具現できる。又、タイミング復旧のための別の回路を要求せず等化過程でタイミング復旧が成され回路が単純になる利点があり、全体的に受信端の性能が改善される効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の技術による自動周波数制御装置のブロック図である。
【図２】本発明による自動周波数制御方法を示した順序図である。
【図３】本発明の一実施例による自動周波数制御装置の系統を示したブロック図である。
【図４】伝送されてきた信号のフレーム及びタイムスロットの構造を概略的に示した図である。
【図５】本発明の他の実施例による自動周波数制御装置の系統を示したブロック図である。
【図６】時間により変化する受信強度を図式的に示したグラフである。
【符号の説明】
３０１…等化器
３０２…チャネル特性推定部
３０３…再変調器
３０４…位相比較器
３０５…周波数エラー推定部
３０６…ＤＡＣ
３０７…基準同期ワード部
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自動周波数制御装置に係り、特に無線チャネルに時分割多重通信システムを採ったディジタル移動通信システムの受信器に使用され得る自動周波数制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信はこれから非常に多くの需要があると考えられる分野であって、多重経路フェージング現象による受信強度の低下を防ぐために受信端には自動周波数制御装置が必ず要求される。従来の受信端を構成する自動周波数制御装置は一般的にアナログ形のＰＬＬ（phase locked loop ）回路で構成され受信端の回路が複雑になり、離散回路（discrete circuit）で具現しない場合、具現を複雑にする問題点があった。即ち、受信側の復調回路を一つの半導体チップで集積することが困難であった。
【０００３】離散回路形でない従来の又一つの自動周波数制御装置を図１を利用して説明することにする。図１において、アナログディジタル変換器（以下、ＡＤＣという）１０１及びＡＤＣ１０２はアナログ形のＩチャネル及びＱチャネルをディジタル信号に変換し、搬送波周波数偏移検出部１０３はディジタル信号に変換されたＩチャネル信号とＱチャネル信号を利用し周波数偏移即ち、周波数エラーを検出する。搬送波周波数偏移検出部１０３から検出された周波数エラーはランダムウォークフィルター１０４とカウンター１０５と論理積手段１０７及びモード制御器１０６によって前記周波数エラーに対応する電圧制御発振器ＶＣＯの制御電圧データに変わる。選択器１０８は自動周波数制御が初期化される時点では前記搬送波周波数偏移検出部１０３から印加される所定の初期値を選択して出力し、そうでない場合には前記カウンター１０５から出力を選択して出力する。そうして、選択器１０８の出力はディジタルアナログ変換器１０９によりアナログ形の制御電圧に変換され電圧制御発振器ＶＣＯに印加され、それによって自動周波数制御が成される。
【０００４】ここで、前記搬送波周波数偏移検出部１０３が周波数偏移を検出する方式は受信信号がπ／４ ＱＰＳＫ方式による場合にのみ適用され得る次の式(1) を使用して算出する。
【０００５】
【数１】
【０００６】前記式(1) でδωは角周波数偏移（angular frequency deviation ）を示しＶI 及びＶQ はそれぞれＩチャネル信号及びＱチャネル信号を示す。又、Ｔはシンボル周期を、sgn( )は符号（sign；＋又は−）を検出する関数を示す。
【０００７】即ち、図１に示した自動周波数制御装置は変復調方式がπ／４ ＱＰＳＫの場合にＩチャネルとＱチャネルの位相が相互一定した関係を持つべきことを前提とし周波数エラーを算出するので、適用分野が制限される短所がある。ここで、自動周波数制御装置のために受信端に追加的に構成されなければならない部分が多過ぎるので受信端の回路が複雑になる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は受信端の複雑度を減少させながらも受信性能が向上できる自動周波数制御方法を提供することである。本発明の他の目的は前記方法を遂行する自動周波数制御装置を提供することである。
【０００９】
【課題を達成するための手段】前記目的を達成するために本発明の自動周波数制御方法は時間的にチャネル特性の変わる通信システムの受信側で電圧制御発振器によって発生する搬送波周波数を制御する方法において、基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号をバッファーに貯蔵する過程と、前記バッファーに貯蔵された受信信号を読み出し、受信信号に含まれた所定の基準同期ワードから受信信号が伝送されてきたチャネルのチャネル特性値を推定する過程と、前記チャネル特性値を利用し受信信号を等化処理し２進データ列を算出する過程と、前記等化処理された２進データ列を送信側の変調器の伝達関数と前記チャネル特性値とのコンボリューション値を利用し再変調する過程と、前記再変調過程から得られる信号の位相である基準位相値と前記受信信号の位相値の受信位相を比べ位相エラー値を算出する過程と、前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する過程及び前記周波数エラー値を前記電圧制御発振器を制御するための制御電圧に変換する過程を具備することを特徴とする。
【００１０】前記他の目的を達成するために本発明の自動周波数制御装置は時間的にチャネル特性の変わる通信システムの受信側で電圧制御発振器により発生する搬送波周波数を制御する装置において、基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号を入力し受信信号に含まれた基準同期ワードを利用し受信信号が伝送されてきたチャネルのチャネル特性値を推定し出力するチャネル特性推定手段と、前記チャネル特性値を利用して受信信号を等化処理し２進データ列を検出する等化手段と、前記等化手段から出力される２進データ列を前記チャネル特性値と前記通信システムの送信側の変調器の伝達関数とのコンボリューション値を利用し再変調して出力する再変調手段と、前記再変調手段から出力される信号の位相である基準位相と前記受信信号の位相である受信位相を比べ位相エラー値を算出する位相比較手段と、前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する周波数エラー推定手段及び前記周波数エラー値をアナログ形の制御電圧に変換させるディジタルアナログコンバーティング手段を具備し、前記ディジタルアナログコンバーティング手段から出力される制御電圧により前記電圧制御発振器の搬送波周波数が異なるようにしたことを特徴とする。
【００１１】
【作用】等化器から出力されるデータを送信端で使用した方式と同一の方式を応用し再び変調しこれを受信信号と比べて位相エラー値を算出した後これを周波数エラー値に変換した後、周波数エラー値に対応する電圧を電圧制御発振器に印加し電圧制御発振器にして周波数の調整された搬送波信号を出力させた。
【００１２】
【実施例】以下、添付した図面に基づき本発明を詳細に説明する。図２は本発明による自動周波数制御方法を説明するための順序図である。図２において、第２０１段階はＩチャネル信号及びＱチャネル信号を入力する段階であり、第２０２段階では入力されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号をディジタル形に変換する。ここで、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号はデータ伝送レートのｎ倍（ｎは自然数として望ましいソフトディシジョンのためには少なくとも３以上の数で設定される）でオーバサンプリングされディジタル信号に変換される。第２０３段階ではディジタルに変換されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号をバッファーに貯蔵する。
【００１３】第２０４段階ではチャネル特性を推定するが、これは通信規約上、定められた基準同期ワードと受信信号に含まれ伝送された後検出された基準同期ワードを比べることにより受信信号が伝送されてきたチャネルの特性を推定する。チャネル特性を推定する理由はディジタル移動システム等のような通信システムでチャネルが多重経路フェージングによる影響で受信信号が歪曲されるからである。このようにチャネル特性値が推定されれば、第２０５段階でこれを利用し受信信号を等化処理し適した２進データ列を検出する。第２０６段階は送信側の変調器の伝達関数をg(t)とし、第２０４段階で推定されたチャネル特性値をh(t)とする際、g(t)とh(t)のコンボリューション値であるg(t)×h(t)を利用し、第２０５段階を通じて等化処理された受信信号を再変調する段階である。
【００１４】第２０７段階は第２０６段階で再変調された信号が持つ基準位相と受信信号が持つ受信信号を比べることにより位相エラー値を算出する。このように算出された位相エラー値は第２０８段階で周波数エラー値に変換された後、第２０９段階で周波数エラー値に対応する制御電圧に変換され電圧制御発振器に印加される。ここで、前記位相エラー値をΔφe とし、１シンボル期間Ｔの中で１タイムスロットの占める時間をΔｔとすれば、前記第２０８段階は次の式を利用しこれを周波数エラー値ｆe に変換する。
２πｆe ＝Δφ／Δｔ言い換えれば、ｆe ＝Δφe ／２πΔｔ
【００１５】電圧制御発振器は印加される制御電圧により発進周波数が異なるので、自動周波数制御が成される。ここで、第２０７段階で相互比較される信号の中受信信号は現在等化器の出力をもたらした信号であることも、現在受信されている信号であることもある。現在受信されている信号をそのまま使用する場合にも通常の通信システムで処理するシンボルがμｓ単位で処理されるので信号の相関性が非常に強くてその差が無視できると見られる。又、第２０７段階から算出された位相エラー値はタイムスロット毎に（フレーム単位毎にとも言えるが、これは各フレームに含まれる複数のタイムスロットの中、受信器は通常一つのタイムスロットのみを割り当てて使用するためである）そのまま第２０７段階で周波数エラー値に変換されることもあり、数個のタイムスロットから算出された位相エラー値を平均しこれを周波数エラー値に変換させ得る。この際、幾つかのタイムスロットから算出された位相エラー値を平均する時各タイムスロット毎に得られる受信信号の受信強度を加重値に変換し加重平均し算出することにより性能を更に改善させ得る。
【００１６】これをより具体的に説明すれば次の通りである。先ず、現在タイムスロットをktとすれば以前タイムスロット３個と現在タイムスロットと次のタイムスロット２個から算出された位相エラー値はΔφe (kt-3t) 、Δφe (kt-2t) 、Δφe (kt-t)、Δφe (kt)、Δφe (kt+t)、Δφe (kt+2t) 、…に表し、各タイムスロット毎に算出された受信強度はｓ(kt-3t) 、ｓ(kt-2t) 、ｓ(kt-t)、ｓ(kt)、ｓ(kt+t)、ｓ(kt+2t) 、…に表せる。この際４個のタイムスロットの位相エラー値を加重平均し位相エラー値に算出するとすれば、タイムスロットktとkt+t 及び kt+2tで加重平均して算出された位相エラー値［Δφe ′］は次のように表せる。
【００１７】
【数２】
【００１８】
【数３】
【００１９】
【数４】
【００２０】ここで、受信強度を反映せず単純に幾つかのタイムスロットのみを平均しようとする場合には前記受信強度ｓ(kt)の代わりに“１”を代入すれば良い。
【００２１】以上の説明は位相エラー値を平均することについてであるが、位相エラー値を平均又は加重平均せずそのまま周波数エラー値に変換した後周波数エラー値を平均又は加重平均することもできる。周波数エラー値を加重平均することを説明すれば次の通りである。上と同様に現在タイムスロットをktとすれば以前タイムスロット３個と現在タイムスロット２個から算出された位相エラー値から変換された周波数エラー値はΔｆe (kt-3t) 、Δｆe (kt-2t) 、Δｆe (kt-t)、Δｆe (kt)、Δｆe (kt+t)、Δｆe (kt+2t) 、…に表し、各タイムスロット毎に算出された受信強度はｓ(kt-3t) 、ｓ(kt-2t) 、ｓ(kt-t)、ｓ(kt)、ｓ(kt+t)、ｓ(kt+2t) 、…に表せる。
【００２２】同様に４個のタイムスロットの周波数エラー値を加重平均し周波数エラー値として算出するとすれば、タイムスロットktとkt+t 及び kt+2tで加重平均して算出された周波数エラー値［Δｆe ′］は次のように表せる。
【００２３】
【数５】
【００２４】
【数６】
【００２５】
【数７】
【００２６】ここで、受信強度を反映せず単純に幾つかのタイムスロットのみを平均して周波数エラー値を算出しようとする場合には前記受信強度s(kt) の代わりに“１”を代入すれば良い。
【００２７】又、上では位相エラー値及び周波数エラー値を加重平均して算出することにおいて過ぎたタイムスロットのみが反映されるようになっているが、過ぎたタイムスロットと後続くタイムスロットを全て反映させることもできる。
【００２８】図３は本発明による自動周波数制御装置を示したブロック図であり、等化器３０１、チャネル特性推定部３０２、再変調器３０３、位相比較器３０４、周波数エラー推定部３０５、ディジタルアナログコンバーター３０６及び基準同期ワード部３０７を含んで構成される。
【００２９】図３において、基準同期ワード部３０７は各時分割マルチプレクシングＴＤＭシステムで使用する基準同期ワードに対する変調信号をサンプリングして量子化したワードテーブルとして受信信号に当たるチャネルで使用する基準同期ワードを出力する。このような基準同期ワードを利用しチャネル特性推定部３０２は現在タイムスロットの受信信号が伝送されてきたチャネルのインパルス応答［h(t)即ち、チャネル特性を算出する。チャネル特性の算出できる根拠は送信側で図４に示した通り送信信号の所定の部分に受信側で知っている基準同期ワードを挿入し伝送するためである。
【００３０】チャネル特性推定部３０２は使用しようとするアルゴリズムにより異なって構成されるが、チャネル特性推定部３０２で使用されるアルゴリズムには相関（correlation ）結果値を取る方式と、基準同期ワードの自己相関（autocorrelation ）がディラックパルス（dirac pulse ）特性でない場合ブロック推定方式等がある。このようにチャネル特性が算出されれば等化器３０１をこれを利用しＩチャネル信号及びＱチャネル信号を等化処理し２進データ列を検出して出力する。等化処理は時間的に変わる伝送チャネルの歪曲に基づき受信端のビットエラー率が増加することを防ぐための処理であり、提案されたアルゴリズムには決定帰還等化（ＤＦＥ；Decision Feedback Equalisation）方式と、ビタビアルゴリズムを準用最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ；Maximum Likelihood Sequence Estimation）方式等がある。
【００３１】等化器３０１から１タイムスロットに対する所定のＬビットのディジタルデータが検出されれば、再変調器３０３では送信側で使用される変調器の伝達関数［g(t) とチャネル特性推定部３０２から出力されるチャネル特性値［h(t) のコンボリューション値である［g(t)×h(t) を利用し等化器３０１の出力を再変調しＩチャネル信号及びＱチャネル信号の大きさを計算する。位相比較器３０４は現在受信されるタイムスロットのＩチャネル信号及びＱチャネル信号から受信位相を算出し前記再変調器３０３から出力されるＩチャネル信号及びＱチャネル信号から基準位相を算出した後、受信位相と基準位相を比べ位相エラー値を算出する。
【００３２】この際、各Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号から受信位相と基準位相等のような位相θを算出する式は次の通りである。
【００３３】
【数８】
【００３４】ここで、基準位相を算出することにおいては再変調器３０３から出力されるＩチャネル信号及びＱチャネル信号の大きさのみをタイムスロット毎に計算するので、全体信号を再変調する時よりは計算量が著しく減少する。又、基準位相と比べられる受信位相が同期を成すべきなので位相比較器３０４で受信位相を適切に遅延して比べる動作が成されるべきである。
【００３５】このように算出された位相エラー値は周波数エラー推定部３０５に印加され前記図２で説明したような関係式により周波数エラー値に変換された後ディジタルアナログコンバーター３０６に印加されアナログ形の制御電圧に変換される。従って、電圧制御発振器（ＶＣＯ；Voltage Controlled Oscillator ）は前記基準位相と受信位相の差に対する周波数エラー値を減少させるための制御電圧が印加され電圧制御発振器の周波数が受信性能を向上させる方向へ制御される。
【００３６】又、図面には示していないがディジタルアナログコンバーター３０６の出力端に低域通過フィルターを更に具備するようにしてディジタルアナログコンバーター３０６から出力される信号の中高周波数成分を取り除かせる。これはディジタル信号をアナログ信号に変わる時生ずる高周波数雑音を取り除くためのことである。
【００３７】図５は本発明の他の実施例に基づいた自動周波数制御装置を示したブロック図であり、図３と比べてみる時受信強度算出部５０１を更に含んで構成される。図５において、受信強度算出部５０１は受信信号の強さをタイムスロット毎に一定したディジタルデータ値に換算して出力する。図６はこのように時間的に変わる受信強度を示すグラフである。受信強度算出部（ＲＳＳＩ；Received Signal Strength Indicator；５０１）によりタイムスロット毎に受信強度が算出されれば、周波数エラー推定部３０５ではこれを各タイムスロット毎に加重値として使用する。
【００３８】これに対するより具体的な内容は図２に説明されたことが参照できる。即ち、各タイムスロット毎に算出された位相エラー値を加重平均した位相エラー値に変換して出力させることもでき、各タイムスロット毎に算出された位相エラー値をそのまま周波数エラー値に変換した後周波数エラー値を加重平均させ得る。このように数個のタイムスロットが反映され算出された周波数エラー値を使用するようになれば、突然に変化するチャネル特性がそのまま印加されることにより現れることできるビットエラーの増加が防止できる。又、受信強度を加重値として反映することによってより正確な周波数制御が可能である。図５に示した回路も図３の場合と同様に図面には示していないがディジタルアナログコンバーター３０６の出力端に連結される低域通過フィルターを更に具備し高周波数雑音を取り除く。
【００３９】
【発明の効果】前述した通り、本発明は無線通信システムのように時間的にチャネル特性の変わるシステムで受信側の搬送波周波数を自動に制御するための方法及び装置を提供するものであり、全ての構成要素をディジタル回路で具現することが可能であって受信側の回路を一つの半導体チップで具現できる。又、タイミング復旧のための別の回路を要求せず等化過程でタイミング復旧が成され回路が単純になる利点があり、全体的に受信端の性能が改善される効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の技術による自動周波数制御装置のブロック図である。
【図２】本発明による自動周波数制御方法を示した順序図である。
【図３】本発明の一実施例による自動周波数制御装置の系統を示したブロック図である。
【図４】伝送されてきた信号のフレーム及びタイムスロットの構造を概略的に示した図である。
【図５】本発明の他の実施例による自動周波数制御装置の系統を示したブロック図である。
【図６】時間により変化する受信強度を図式的に示したグラフである。
【符号の説明】
３０１…等化器
３０２…チャネル特性推定部
３０３…再変調器
３０４…位相比較器
３０５…周波数エラー推定部
３０６…ＤＡＣ
３０７…基準同期ワード部
【特許請求の範囲】
【請求項１】 時間的にチャネル特性の変わる通信システムの受信側で電圧制御発振器によって発生する搬送波周波数を制御する方法において、基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号をバッファーに貯蔵する過程と、前記バッファーに貯蔵された受信信号を読み出し受信信号に含まれた所定の基準同期ワードから受信信号が送信されてきたチャネルのチャネル特性値を推定する過程と、前記チャネル特性値を利用し受信信号を等化処理し２進データ列を算出する過程と、前記２進データ列を送信側の変調器の伝達関数と前記チャネル特性値とのコンボリューション値を利用し再変調する過程と、前記再変調過程から得られる信号の位相である基準位相値と前記受信信号の位相値の受信位相を比べ位相エラー値を算出する過程と、前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する過程と、前記周波数エラー値を前記電圧制御発振器を制御するための制御電圧に変換する過程を具備することを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項２】 前記位相エラー値Δφe を周波数エラー値ｆe に変換する過程は１タイムスロットが占める時間をΔｔとする際、次の式を利用し変換されることを特徴とする請求項１記載の自動周波数制御方法。
ｆe ＝Δφe ／２πΔｔ
【請求項３】 前記位相エラー値を算出する過程は各タイムスロット毎に各タイムスロットの受信強度を加重値にして数個のタイムスロットに当たる位相エラーを加重平均して算出されることを特徴とする請求項１記載の自動周波数制御方法。
【請求項４】 前記周波数エラー値を算出する過程は各タイムスロット毎に各タイムスロットの受信強度を加重値にして数個のタイムスロットに当たる周波数エラーを加重平均して算出されることを特徴とする請求項１記載の自動周波数制御方法。
【請求項５】 時間的にチャネル特性の変わる通信システムの受信側で電圧制御発振器により発生する搬送波周波数を制御する装置において、基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号を入力し受信信号に含まれた基準同期ワードを利用し受信信号が伝送されてきたチャネルのチャネル特性値を推定し出力するチャネル特性推定手段と、前記チャネル特性値を利用して受信信号を等化処理し２進データ列を検出する等化手段と、前記等化手段から出力される２進データ列を前記チャネル特性値と前記通信システムの送信側の変調器の伝達関数とのコンボリューション値を利用し再変調して出力する再変調手段と、前記再変調手段から出力される信号の位相である基準位相と前記受信信号の位相である受信位相を比べ位相エラー値を算出する位相比較手段と、前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する周波数エラー推定手段と、前記周波数エラー値をアナログ形の制御電圧に変換させるディジタルアナログコンバーティング手段を具備し、前記ディジタルアナログコンバーティング手段から出力される制御電圧により前記電圧制御発振器の搬送波周波数が異なるようにしたことを特徴とする自動周波数制御装置。
【請求項６】 前記ディジタルアナログコンバーティング手段の出力を入力し低域周波数成分のみを通過させることにより高周波数成分の雑音を取り除く機能を遂行する低域通過フィルターを更に具備することを特徴とする請求項５記載の自動周波数制御装置。
【請求項７】 受信信号を入力し受信強度を算出する受信強度算出手段を更に具備し、前記周波数エラー推定部では所定数のタイムスロットでの周波数エラー値を加重平均し出力させることを特徴とする請求項５記載の自動周波数制御装置。
【請求項１】 時間的にチャネル特性の変わる通信システムの受信側で電圧制御発振器によって発生する搬送波周波数を制御する方法において、基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号をバッファーに貯蔵する過程と、前記バッファーに貯蔵された受信信号を読み出し受信信号に含まれた所定の基準同期ワードから受信信号が送信されてきたチャネルのチャネル特性値を推定する過程と、前記チャネル特性値を利用し受信信号を等化処理し２進データ列を算出する過程と、前記２進データ列を送信側の変調器の伝達関数と前記チャネル特性値とのコンボリューション値を利用し再変調する過程と、前記再変調過程から得られる信号の位相である基準位相値と前記受信信号の位相値の受信位相を比べ位相エラー値を算出する過程と、前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する過程と、前記周波数エラー値を前記電圧制御発振器を制御するための制御電圧に変換する過程を具備することを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項２】 前記位相エラー値Δφe を周波数エラー値ｆe に変換する過程は１タイムスロットが占める時間をΔｔとする際、次の式を利用し変換されることを特徴とする請求項１記載の自動周波数制御方法。
ｆe ＝Δφe ／２πΔｔ
【請求項３】 前記位相エラー値を算出する過程は各タイムスロット毎に各タイムスロットの受信強度を加重値にして数個のタイムスロットに当たる位相エラーを加重平均して算出されることを特徴とする請求項１記載の自動周波数制御方法。
【請求項４】 前記周波数エラー値を算出する過程は各タイムスロット毎に各タイムスロットの受信強度を加重値にして数個のタイムスロットに当たる周波数エラーを加重平均して算出されることを特徴とする請求項１記載の自動周波数制御方法。
【請求項５】 時間的にチャネル特性の変わる通信システムの受信側で電圧制御発振器により発生する搬送波周波数を制御する装置において、基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号を入力し受信信号に含まれた基準同期ワードを利用し受信信号が伝送されてきたチャネルのチャネル特性値を推定し出力するチャネル特性推定手段と、前記チャネル特性値を利用して受信信号を等化処理し２進データ列を検出する等化手段と、前記等化手段から出力される２進データ列を前記チャネル特性値と前記通信システムの送信側の変調器の伝達関数とのコンボリューション値を利用し再変調して出力する再変調手段と、前記再変調手段から出力される信号の位相である基準位相と前記受信信号の位相である受信位相を比べ位相エラー値を算出する位相比較手段と、前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する周波数エラー推定手段と、前記周波数エラー値をアナログ形の制御電圧に変換させるディジタルアナログコンバーティング手段を具備し、前記ディジタルアナログコンバーティング手段から出力される制御電圧により前記電圧制御発振器の搬送波周波数が異なるようにしたことを特徴とする自動周波数制御装置。
【請求項６】 前記ディジタルアナログコンバーティング手段の出力を入力し低域周波数成分のみを通過させることにより高周波数成分の雑音を取り除く機能を遂行する低域通過フィルターを更に具備することを特徴とする請求項５記載の自動周波数制御装置。
【請求項７】 受信信号を入力し受信強度を算出する受信強度算出手段を更に具備し、前記周波数エラー推定部では所定数のタイムスロットでの周波数エラー値を加重平均し出力させることを特徴とする請求項５記載の自動周波数制御装置。
【図４】
【図６】
【図１】
【図２】
【図３】
【図５】
【図６】
【図１】
【図２】
【図３】
【図５】
【公開番号】特開平６−３１１１９３
【公開日】平成６年（１９９４）１１月４日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平５−２５４１１４
【出願日】平成５年（１９９３）１０月１２日
【出願人】（３９００１９８３９）三星電子株式会社 (8,520)
【公開日】平成６年（１９９４）１１月４日
【国際特許分類】
【出願日】平成５年（１９９３）１０月１２日
【出願人】（３９００１９８３９）三星電子株式会社 (8,520)
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