自動車用レーダ・システムおよび方法
【課題】 アンテナ・ビームの各々における距離ゲートを変化させることによって、検出ゾーンのカバレッジを可変とする。
【解決手段】 レーダ検出プロセスは、ＦＦＴ出力信号の導関数を計算し、指定検出ゾーン内において物体を検出することを含む。一実施形態では、ＦＦＴ出力信号の二次導関数におけるゼロ交差が物体の存在を示す。物体の距離は、ゼロ交差が発生した周波数の関数として判定する。また、各レーダ・ビームおよび処理サイクルにおいて物体の有無を示す指標を収容した検出表についても記載する。このような指標を少なくとも２つ組み合わせて、検出ゾーンにおける物体の有無を検出する。
【解決手段】 レーダ検出プロセスは、ＦＦＴ出力信号の導関数を計算し、指定検出ゾーン内において物体を検出することを含む。一実施形態では、ＦＦＴ出力信号の二次導関数におけるゼロ交差が物体の存在を示す。物体の距離は、ゼロ交差が発生した周波数の関数として判定する。また、各レーダ・ビームおよび処理サイクルにおいて物体の有無を示す指標を収容した検出表についても記載する。このような指標を少なくとも２つ組み合わせて、検出ゾーンにおける物体の有無を検出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的には、輸送手段（車両）用レーダ・システムに関し、更に特定すれば、車両に近接する別の車両や物体を検出するレーダ・システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
当技術分野では公知であるが、自動車やボートのような車両（輸送手段）に関連する種々の用途のために、レーダ・システムが開発されている。車両に搭載したレーダ・システムは、当該車両付近にある別の車両を含む物体の存在を検出する。自動車の用途では、このようなレーダ・システムは、制動（ブレーキ）システムと共に用いて能動的衝突回避を行ったり、自動車用クルーズ（巡航）制御システムと共に用いてインテリジェントな速度および交通間隔制御を行うことができる。更に別の自動車の用途では、レーダ・システムは、ドライバに対して受動的障害指示をディスプレイ上に与える。
【０００３】
自動車の運転における安全性に対する以前からの懸念の１つに、自動車の横方向盲点(side blind spot)における物体検知の困難さがある。事故が発生するのは、多くの場合、自動車が車線変更時にその盲点において別の車両と衝突するときである。
【０００４】
通例では、種々のサイズおよび構造のバックミラーやサイド・ミラーを用いて、盲点の視認性（視覚化）を改善すべく努めている。例えば、凹状ミラーは平面ミラーよりも視野が広い。しかしながら、凹状ミラーにおいて見える物体は、車両からのそれらの実際の距離よりもはるか遠くに見える。また、雨天、降雪、または暗がりという条件下では、ミラーを通じての視覚は低下する。
【０００５】
雨天、降雪、および暗がりを含むあらゆる種類の環境条件下においても高精度かつ信頼性高く、車両の盲点における物体、一般的には車両に近接する物体を検出する有効な方法が求められている。有効な検出システムの別の特徴は、検出ゾーンが明確に規定されており、その内部における検出確率が非常に高く、その外部では検出確率が非常に低いことである。
【０００６】
当技術分野では公知であるが、多くの種類のレーダ伝送技術があり、その１つに周波数変調連続波（ＦＭＣＷ：frequency modulated continuous wave）伝送がある。ＦＭＣＷ伝送では、送信信号の周波数が、第１所定周波数から第２所定周波数に線形に増加する。ＦＭＣＷレーダには、感度が高く、送信電力が比較的低く、距離分解能が高いという利点がある。
【０００７】
ＦＭＣＷ伝送信号を発生するには、種々の回路および技法を用いることができる。一技法では、ランプ（傾斜）特性を有する信号電圧（ここでは、「ランプ信号」またはランプ電圧」と呼ぶ）を電圧制御発振器（ＶＣＯ）に供給し、周波数変調送信信号を発生する。この信号のことを、一般にチャープ信号(chirp signal)と呼ぶ。通例では、ランプ信号は、アナログ回路によって発生する。このアナログ回路は、タイミング・パルス発生回路、積分器、および増幅器を含むことがある。このようなアナログ回路の構成素子は、設計段階において固定されてしまうので、このような回路の多様性は、あるにしても、さほど高くない。
【０００８】
理想的には、ＶＣＯ出力信号の周波数は、ランプ電圧に対して線形に変化する。ランプ信号および／またはＶＣＯの動作に非線形性があると、ＲＦ戻り（反射）信号の周波数はＲＦ周波数範囲全域に拡散する可能性があり、即ち、「スメア（不鮮明）になる」可能性があり、このため、レーダ・システムのターゲット検出、分解能、および距離精度性能が低下する。
【０００９】
ＦＭＣＷ伝送信号を発生するには、直接ディジタル合成（ＤＤＳ：direct-digital synthesis）を用い、送信信号自体をディジタル的に合成するという別の技法がある。典型的なＤＤＳシステムは、位相アキュムレータ（累算器）およびディジタルーアナログ（Ｄ／Ａ）変換器を含む。しかしながら、送信信号レートは、ナイキストの定理によって、Ｄ／Ａ変換器の最大クロック・レートの半分に制限されてしまう。ＤＤＳシステムの別の欠点には、複雑さおよびコスト、それに加えて、現在入手可能なＤＤＳ合成器の動作周波数およびチューニング（同調）範囲の制限のために、それを補う必要性によるハードウエア増加が含まれる。
【００１０】
また、周知の通り、比較的複雑なレーダ・システムでは、多数の送受信（送信および受信）回路（ＴＲＣ：transmit and receive circuit)が含まれ、その各々が互いに独立して動作する。このような送受信回路が互いに接近して配され、同一または重複する周波数で動作すると、多数のＴＲＣが互いに干渉し合い、ターゲットの精度高い検出が妨げられる。また、多数のＴＲＣの同時動作によって、別の問題も起こり得る。
【００１１】
レーダ・システムには、数々の設計上の課題がある。一例として、同じまたは重複する周波数で動作するレーダ・システムが互いに接近して用いられると、２つのシステムは互いに干渉し合い、ターゲットの精度高い検出が妨げられる。例えば、温度変化に伴う回路性能のばらつきの結果、多数のＴＲＣ間で干渉が起こる可能性がある。したがって、比較的簡単に送信信号特性の調節ができるレーダ送信回路を提供することができれば、望ましいであろう。また、レーダ送信機を配置した環境における温度のばらつきによって生ずる、送信信号特性のばらつきを補償するレーダ送信機を提供することができれば、望ましいであろう。更に、非線形ＶＣＯ動作を補償するＦＭＣＷレーダ・システムを提供することができれば、望ましいであろう。更にまた、重複する周波数範囲において多数のＴＲＣの同時動作を可能にする技法を提供することができれば、望ましいであろう。更にまた、多数のＦＭＣＷ ＴＲＣの同時動作を可能とし、レーダ・カバレッジ(radar coverage)の変更が可能なシステムおよび技法を提供することができれば、望ましいであろう。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１２】
レーダ・システムを用いて物体を検出する方法は、送信信号を送信するステップと、物体に衝突した送信信号の少なくとも一部によって発生した受信信号を受信するステップと、送信信号および受信信号に応答して差信号を計算するステップと、差信号に対してＦＦＴを実行しＦＦＴ出力信号を得るステップと、ＦＦＴ出力信号の導関数を計算するステップと、ＦＦＴ出力信号の導関数のゼロ交差に応答して物体を検出するステップとを含む。物体までの距離は、ＦＦＴ出力信号の導関数のゼロ交差が発生した周波数によって決定する。一実施形態では、導関数は二次導関数である。
【００１３】
また、レーダ・システムを用いて物体を検出するもう１つの方法についても記載する。この方法は、複数の指標を収容した検出表を生成することを含み、各指標は、レーダ・システムに近接する物体の有無を示す。各指標には、それぞれのレーダ・ビームおよび処理サイクルが関連付けられている。この方法は、更に、指標の内少なくとも２つを組み合わせるステップと、組み合わせた指標の内少なくとも１つが物体の存在を示す場合、物体の検出を行うステップを含む。例示の実施形態では、組み合わせた指標は、異なるレーダ・ビームおよび／または異なる処理サイクルと関連付けられている。この技法を用いると、レーダ・システムに近接する物体が高い確率で検出され、検出した物体までの距離も高い精度で判定される。検出表（テーブル）を用いることによって、この方法は、偽検出の確率を低下させる。ＦＦＴ出力信号の導関数、更に特定すれば、二次導関数を用いることによって、これまでは未検出となる虞れがあった物体が検出可能となる。
【００１４】
物体を検出するレーダ・システムは、送信信号を送信する送信機と、物体に衝突した送信信号の少なくとも一部によって発生した受信信号を受信する受信機と、送信信号および受信信号に応答して差信号を計算する減算回路と、差信号にＦＦＴを実行しＦＦＴ出力信号を得るＦＦＴプロセッサと、ＦＦＴ出力信号の導関数を計算する導関数プロセッサと、ＦＦＴ出力信号の導関数のゼロ交差に応答して物体を検出する検出器とを含む。更に、検出器は、導関数のゼロ交差が発生する周波数に応答して、物体までの距離を判定することができる。
【００１５】
レーダ装置は、複数の指標を収容する検出表を格納したメモリを含む。各指標は、物体の有無を示す。検出表における指標の内少なくとも２つを組み合わせ、組み合わせた指標の少なくとも１つが物体の存在を示す場合、物体検出メッセージ（情報）を与えるプロセッサが設けられている。
【００１６】
前述の検出技法と同様、レーダ装置は、高い確率で、レーダ・システムに近接する物体を信頼性高く検出し、高い精度で物体までの距離を判定する。
【００１７】
本発明によれば、レーダ送信機は、ＤＳＰと、ＤＳＰの出力端子に結合された入力端子とアナログ・ランプ信号を供給する出力端子とを有するＤ／Ａ変換器と、アナログ・ランプ信号に応答する入力端子と周波数変調信号を供給する出力端子とを有するＶＣＯとを含む。この構成により、単純で比較的安価な回路を用いて、ＶＣＯを制御するアナログ・ランプ信号を発生する。ＤＳＰ出力ワードを適切に調節しこれに付随するチャープ信号の調節により、様々な有利な特徴を容易に実施することができる。これらの特徴には、ＶＣＯおよび駆動回路の温度補償、非線形ＶＣＯ動作の補償、および干渉低減技法が含まれる。Ｄ／Ａ変換器の出力端子とＶＣＯの入力端子との間にアナログ平滑化回路を結合すると、階段状のＤ／Ａ変換器出力を平滑化することができる。
【００１８】
一実施形態では、ＶＣＯの出力をアップコンバートして送信信号を供給し、別の実施形態では、ＶＣＯが送信信号周波数範囲全域で動作することによって、アップコンバータの必要性をなくする。また、誘電体共振発振器（ＤＲＯ：dielectric resonator oscillator）を含みチャープ信号を発生するＶＣＯについても記載する。このＶＣＯは、増幅器と、ＶＣＯの中心周波数を制御する誘電体共振器と、ＶＣＯの周波数同調機能を設ける移相器とを含む。移相器は、三端子デバイスであり、増幅器に結合された入力と、誘電体共振器に接続された出力端子とを有する。誘電体共振器は、増幅器の入力に戻って接続され、正フィードバックを行うことにより、発振器を構成する。加えて、移相器は、制御端子を有し、制御電圧に比例する移相を行うことによって、ＶＣＯの周波数を制御する。周波数変調信号即ち「ランプ信号」を制御端子に結合し、ランプ信号に応答するようにする。
【００１９】
周波数補償機能について説明すると、これは、所定のディジタル・ワード・シーケンスからこのワード・シーケンスのそれぞれに関連する周波数を有する送信信号を発生するステップと、予測送信信号周波数に関連付けてディジタル・ワードの各々を格納するステップとを含む。送信信号の実際の周波数を検出し、この検出した周波数を発生するのに用いたディジタル・ワードを、実際の送信信号周波数に関連付けて格納したディジタル・ワードと比較する。比較の結果は、誤差値となり、ディジタル・ワードの各々を調節する際に用いられる。一実施形態では、実際の送信信号周波数を検出するには、狭い周波数帯域に応答する回路を用い、誤差値に等しいオフセットを導入することによって、ディジタル・ワードを調節する。一実施形態では、この回路は、送信信号周波数を有する信号に応答するＤＲＯとして設けられる。
【００２０】
非線形ＤＲＯ動作を補償する方法によれば、製造中に、所定のディジタル・ワード・シーケンスをＤ／Ａ変換器に印加し、ワード毎に得られる送信信号周波数を検出することによって、ＶＣＯを特徴化する。このプロセスによって、ＶＣＯ出力周波数をＶＣＯ入力電圧に関係付ける、いわゆるＶＣＯ曲線が得られる。ＶＣＯ曲線の形状と相補的な形状を有する曲線を決定し、ＤＳＰ出力ワードを調節して、相補波形をＶＣＯに供給する。その特性曲線に関して相補的な波形でＶＣＯを制御することによって、このような非線形動作に起因する周波数の不明瞭さ(smear)を低減する。
【００２１】
レーダ・システム間の干渉を低減する方法は、ＶＣＯを制御するランプ信号を発生するステップと、このランプ信号の少なくとも１つのパラメータをランダムに変化させるステップとを含む。ランプ信号は、複数のサイクルを含み、その各々がオフセット部と、ランプ部と、ＣＷ部とを有する。ランプ信号のパラメータは、１つ以上のサイクルにおいてランダムに変化させることができる。ランダムに変化させることができるランプ信号パラメータの一例には、開始ランプ信号電圧、オフセット部の期間、およびランプ部の電圧範囲が含まれる。
【００２２】
レーダの動作方法は、検出カバレッジ・エリアを選択するステップと、選択したカバレッジ・エリアに応答して、複数のアンテナ・ビームから１つを選択するステップと、選択したカバレッジ・エリアに応答して、複数のアンテナ・ビームから選択した１つがカバーする範囲を選択するステップとを含む。このような技法では、アンテナ・ビームがカバーする範囲を変化させることができる。
【００２３】
本発明の別の特徴によれば、前述の方法は、更に、選択したカバレッジ・エリアに応答して、複数のアンテナ・ビームから１つを選択するステップと、選択したカバレッジ・エリアに応答して、複数のアンテナ・ビームから選択した１つがカバーする範囲を選択するステップとを、複数のアンテナ・ビームを１つずつ選択し終えるまで、繰り返すステップを含む。このような技法では、複数のアンテナ・ビームの各々に規定した範囲を変化させ、レーダ・システムのカバレッジを規定することができる。環境によっては、後者では、自動車のサイズ、周辺視野の優先度またはその他の要因に基づいて、検出ゾーンを変化させることができる。
【００２４】
本発明の前述の特徴、および本発明自体は、以下の図面と関連した説明から一層深く理解することができよう。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】図１は、レーダ・システムのブロック図である。
【図２】図２は、図１に示す形式のレーダ・システムを複数個含む自動車用近接物体検出（ＮＯＤ）システムのブロック図である。
【図３】図３は、図２のＮＯＤシステムにおいて用いる横方向物体検出（ＳＯＤ）システムの詳細ブロック図である。
【図４】図４は、温度補償機構を実施するために図３のランプ発生器によって生成するＶＣＯ制御信号波形を示す、ＶＣＯ制御信号電圧対時間のプロットである。
【図５】図５は、干渉低減機構を実施するために図３のランプ発生器によって生成する別のＶＣＯ制御信号波形を示す、ＶＣＯ制御信号電圧対時間のプロットである。
【００２６】
図５Ａは、別の干渉低減機構を実施するために図３のランプ発生器によって生成する更に別のＶＣＯ制御信号波形を示す、ＶＣＯ制御信号電圧対時間のプロットである。
【図６】図６は、図３のＶＣＯ出力信号の周波数と図３のＶＣＯ制御信号の電圧との間にある非線形性関係を示す、ＶＣＯ制御信号電圧対時間のプロットである。
【００２７】
図６Ａは、ＶＣＯ制御信号と、図６の非線形ＶＣＯ特性を補償するために用いられる図３のＤＳＰの出力との間にある関係を示す、ＶＣＯ制御信号電圧対時間のプロットである。
【図７】図７は、別のＳＯＤシステムの実施形態を詳細に示すブロック図である。
【図８】図８は、更に別のＳＯＤシステムの実施形態を詳細に示すブロック図である。
【図９】図９は、図３、図７、および図８のＤＳＰのアーキテクチャを例示するブロック図である。
【図１０】図１０は、車両に配置されたＳＯＤシステムが設ける検出ゾーンの一例の概略図である。
【図１１】図１１Ａは、ＳＯＤシステムによって設けることができる別の検出ゾーンの概略図である。
【００２８】
図１１Ｂは、ＳＯＤシステムによって設けることができる別の検出ゾーンの概略図である。
【図１２】図１２は、検出ゾーン内部で物体を検出するためにＳＯＤシステムによって実施するプロセスを示すフロー・チャートである。
【図１３】図１３は、図１２のプロセスに含まれる副サイクル検出プロセスのタイミング・チャートである。
【図１４】図１４Ａは、図１２の検出プロセスの中間段階において発生する出力を示す、信号戻り高速フーリエ変換（ＦＦＴ）振幅対ＦＦＴ周波数ビンのプロットである。
【００２９】
図１４Ｂは、図１２の検出プロセスの別の中間段階におい計算した、図１４ＡのＦＦＴ出力の一次導関数および二次導関数を示す、ＦＦＴ導関数振幅対ＦＦＴ周波数ビンのプロットである。
【図１５】図１５は、地理的に拡張したターゲットの検出によって得られるＦＦＴ出力の一例、および同じ距離における拡張しないターゲットの検出によって得られるＦＦＴ出力の一例を示す、信号戻りＦＦＴ振幅対ＦＦＴ周波数ビンのプロットである。
【図１６】図１６は、２つの近接したターゲットの検出に伴うＦＦＴ出力の一例を示す、信号戻りＦＦＴ振幅対ＦＦＴ周波数ビンのプロットである。
【図１７】図１７Ａおよび図１７Ｂは、ＳＯＤシステムによって設けることができる検出ゾーンにおける種々の距離選択肢の概略図である。
【図１８】図１８は、ビーム毎の距離および距離率ビンをメモリに格納した場合のグラフ表示である。
【図１９】図１９は、検出ゾーンにおいて距離を変更するために、ＳＯＤシステムによって実施するプロセスを示すフロー・チャートである。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
発明の詳細な説明
図１および図１Ａを参照すると、レーダ・システム１０は、アンテナ部１４と、送信機２２および受信機２４双方を有するマイクロ波部２０と、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ：digital signal processor）３０、電源３２、制御回路３４およびディジタル・インターフェース・ユニット（ＤＩＵ:digital interface unit）３６を備えた電子回路部２８とを含む。送信機２２は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の制御信号を発生するディジタル・ランプ信号発生器を含む。これについては、以下で説明する。
【００３１】
レーダ・システム１０は、レーダ技術を利用して、システム１０の視野内において１つ以上の物体、即ち、ターゲットを検出し、種々の用途に用いることができる。例示の実施形態では、レーダ・システム１０は輸送手段（自動車）用レーダ・システム（図２）のモジュールであり、具体的には、側方（横方向）物体検出（ＳＯＤ：side object detection）モジュールまたはシステムであり、自動車またはその他の車両４０上に搭載するように構成され、物体を検出することを目的とする。物体には、限定する訳ではないが、別の車両、木々、標識、歩行者、および車両が位置する経路に近接して位置する可能性がある他の物体が含まれる。当業者には明白であろうが、レーダ・システム１０は、多くの異なる種類の用途において用いるのにも適している。その用途には、海洋分野が含まれ、レーダ・システム１０はボート、船、またはその他の船舶上に配置することができるが、それらに限定される訳ではない。
【００３２】
送信機２２は、周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダとして動作し、送信信号の周波数は、第１所定周波数から第２所定周波数まで線形に増加する。ＦＭＣＷレーダには、感度が高く、送信電力が比較的低く、距離分解能が高いという利点がある。しかしながら、他の種類の送信機も使用可能であることは認められよう。
【００３３】
制御信号バス４２を通じて車両４０からレーダ・システム１０に制御信号を供給する。ＤＳＰ３０は、これらの制御信号、およびレーダ・システム１０が受信したレーダ反射信号を処理し、レーダ・システムの視野内部において物体を検出する。これについては、図１０ないし図１６に関連付けて以下で説明する。レーダ・システム１０は、出力信号バス４６を通じて、その視野内部にある物体を特徴付ける１つ以上の出力信号を車両に供給する。これらの出力信号は、予め設定したシステムの閾値をターゲットが超過したときの、ターゲット検出信号を含むことができる。出力信号は、車両４０の制御ユニットに結合され、盲点および近接物体検出のように、様々に使用することができる。
【００３４】
アンテナ・アセンブリ１４は、ＲＦ信号を受信する受信アンテナ１６と、ＲＦ信号を送信する送信アンテナ１８とを含む。レーダ・システム１０は、バイスタティック・レーダ・システム(bistatic radar system)としてその特性を表すことができる。何故なら、これは、互いに近接して位置する別個の送信アンテナおよび受信アンテナを含むからである。アンテナ１６、１８は、ステアリング角において多数のビームを生成する。ステアリング角の制御は、同じ方向で送信ビームおよび受信ビームに照準を当てる(point)ように、平行に行う。それぞれのアンテナ１６、１８の角度を選択するには、多重位置送信および受信アンテナ・スイッチを含む様々の相応しい回路がある。
【００３５】
図２も参照すると、図１のレーダ・システム１０の応用例が、自動車用近接物体検出（ＮＯＤ：near object detection）システム１００の形態で示されている。ＮＯＤシステム１００は、車両（輸送手段）１２０上に配置されている。車両１２０は、例えば、自動車、オートバイ、またはトラックのような自動車両、ボートのような海洋車両または水中車両、あるいは刈り取り機のような農業車両として設けることができる。この特定的な実施形態では、ＮＯＤシステム１００は、前方監視センサ（ＦＬＳ：forward-looking sensor）システム１２２、光電センサ（ＥＯＳ：electro optic sensor）システム１２４、複数の側方（横方向）監視視センサ（ＳＬＳ：side-looking sensor)システム１２８または同等の横方向物体検出（ＳＯＤ：side object detection）システム１２８、および複数の後方監視センサ（ＲＬＳ：rear-looking sensor）システム１３０を含む。例示の実施形態では、図１のレーダ・システム１０はＳＯＤシステム１２８であり、図３に更に詳細に示す。
【００３６】
ＦＬＳ、ＥＯＳ、ＳＬＳ、およびＲＳＬシステムの各々は、センサ・プロセッサ１３４に結合されている。この特定的な実施形態では、センサ・プロセッサ１３４は、中央プロセッサとして示されており、ＦＬＳ、ＥＯＳ、ＳＬＳ、およびＲＬＳシステムの各々がバスまたはその他の手段を通じてこれに結合されている。尚、別の実施形態では、ＦＬＳ、ＥＯＳ、ＳＬＳ、およびＲＬＳシステムの内１つ以上が、図１のＤＳＰ３０のような、それ自体のプロセッサを含み、以下で説明する処理を行うようにしてもよいことは認められよう。この場合、ＮＯＤシステム１００は、分散プロセッサ・システムとして設けられる。
【００３７】
ＮＯＤシステム１００が含むプロセッサが１つかまたは多数かには係わらず、センサ・システム１２２、１２４、１２８、１３０の各々によって収集した情報は共有され、プロセッサ１３４（または分散システムの場合は複数のプロセッサ）は判断ツリー即ち規則ツリーを形成する。ＮＯＤシステム１００は、盲点検出、車線変更検出、車両のエア・バック作動準備を含み、これらには限定されない多数の機能のために用いられ、車線停留（持続）機能を実行することができる。例えば、センサ・プロセッサ１３４を車両１３２のエアバッグ・システムに結合することができる。ＦＬＳ、ＥＯＳ、ＳＬＳ、およびＲＬＳシステムの内１つ以上からの信号に応答して、センサ・プロセッサは、車両のエアバッグを「準備」(pre-arm)するのに適した時期を判断することができる。別の例も可能である。
【００３８】
ＥＯＳシステム１２４は、光センサ即ちＩＲセンサ、あるいはセンサの方位面において比較的高い分解能を有する別のいずれかのセンサを含む。１対のＲＬＳシステム１３０は、三角測量方式を利用して、車両の後部にある物体を検出することができる。ＦＬＳシステム１２２は、１９９９年７月２７日に発行された、「Automotive Forward Looking Sensor Architecture」（自動車用前方監視センサ・アーキテクチャ）と題する米国特許第５，９２９，８０２号に記載されている。この特許は、本発明の譲受人に譲渡され、その内容はこの言及により本願にも援用されるものとする。尚、ＳＬＳおよびＲＬＳセンサの各々は、同じアンテナ・システムを有するように設けてもよいことは認められよう。
【００３９】
センサ・システムの各々は、複数のカバレッジ・ゾーンが車両周囲に存在するように、車両１２０上に配置されている。したがって、車両は、センサ・ゾーンの繭のような網または覆い内に包囲されている。図２に示す特定的な構成では、４つのカバレッジ・ゾーン６８ａ〜６８ｄが用いられている。カバレッジ・ゾーン６８ａ〜６８ｄの各々は、１つ以上のＲＦ検出システムを利用する。ＲＦ検出システムは、カバレッジ・ゾーン６８ａ〜６８ｄの各々において多数のビームを供給する、アンテナ・システムを利用する。このように、別の物体が車両に接近する特定の方向、または車両が別の物体に接近する特定の方向を発見することができる。使用可能な具体的なアンテナの１つが、２００１年８月１６日に出願され「Slot Antenna Element for an Array Antenna」（アレイ・アンテナ用スロット・アンテナ・エレメント）と題する米国特許出願第０９／ 号、および２００１年８月１６日に出願され「Switched Beam Antenna Architecture」（切換ビーム・アンテナ・アーキテクチャ）と題する米国特許出願第０９／ 号に記載されている。これらの各々は、本発明の譲受人に譲渡されており、その内容はこの言及により本願にも援用されるものとする。
【００４０】
尚、ＳＬＲ、ＲＳＬ、およびＦＬＳシステムは、車両上に着脱可能に展開可能であることは認められよう。即ち、実施形態によっては、ＳＬＳ、ＲＬＳ、およびＦＬＳセンサを車両の本体外部に配置する場合もあり（即ち、車両本体の露出面上に配置する）、一方別のシステムでは、ＳＬＳ、ＲＬＳ、およびＦＬＳセンサをバンパやその他の車両の部分に埋め込む場合もある（例えば、ドア、パネル、クオータ・パネル、車両の前端、および車両の後端）。また、車両内部（例えば、バンパ内またはその他の場所）に搭載し、しかも着脱可能なシステムを設けることも可能である。搭載するシステムは、２００１年８月１６日に出願され「System and Technique for Mounting a Radar System on a Vehicle」（レーダ・システムを車両上に搭載するシステムおよび技法）と題する米国特許出願第０９／ 号、および２００１年８月１６日に出願され「Portable Object Detection System」（携帯物体検出システム）と題する米国特許出願第０９／ 号に記載されているような形式とすることができる。これらの各々は、本発明の譲受人に譲渡されており、その内容はこの言及により本願にも援用されるものとする。
【００４１】
図３も参照すると、ＳＯＤシステム１２８（図２）として用いる図１のレーダ・システム１０が、更に詳しく示されている。送信機２２の動作に関する概略的な全体像では、ＦＭＣＷレーダは、経時的に所定の態様で変化する周波数を有する信号５０を送信する。送信信号５０を供給するには、通常、ＶＣＯ制御信号即ちランプ信号８６を電圧制御発振器（ＶＣＯ）９２に入力する。ランプ信号８６に応答して、ＶＣＯ９２はチャープ信号８８を発生する。
【００４２】
ＲＦ信号の送信時間の尺度は、受信信号５４の周波数を送信信号のサンプル５８の周波数と比較することによって判定することができる。したがって、距離の判定は、送信信号のサンプル５８および反射信号５４の周波数間のビート周波数を測定することによって行われる。ビート周波数は、ランプ信号８６の傾きに反射信号の時間遅延を乗算した値に等しい。測定した周波数は、更に、ターゲットおよびレーダ・システム間の相対速度によるドプラ周波数を含む。測定周波数のずれに対する２つの寄与を分離し特定するために、線形ランプ信号の形態で制御信号８６をＶＣＯ９２に供給し、続いて傾きが逆のＣＷ信号またはランプを供給することによって、送信信号５０の時間可変周波数を得る。
【００４３】
本発明の一態様によれば、ＶＣＯ制御信号８６を発生するには、ディジタル回路および技法を用いる。好適な実施形態では、ランプ信号８６は、ＤＳＰ３０およびディジタルーアナログ変換器（ＤＡＣ）７０によって発生する。ＤＳＰ３０およびＤＡＣ７０を用いてランプ信号９６を発生することは、ＳＯＤシステム１０では可能である。何故なら、本発明によれば、検出ゾーン特性の適正な選択によって、チャープ信号８８の正確な線形性は不要であると判断されているからである。尚、検出ゾーン特性には、検出ゾーンのサイズ、形状および分解能を含むが、これらに限定される訳ではない。これは、近接距離における送信波形および受信波形間の非線形性に存在する相関の結果である。この構成では、送信信号５０の周波数が精度高くしかも容易に制御することができ、いくつかの構造の実現促進が図られる。一例として、ランプ信８６における連続ランプの１つ以上の特性をランダムに変化させ、類似する近接レーダ・システム間の干渉を低減する。これを図５および図５Ａに示す。別の例として、ランプ信号８６を適切に調節することによって、温度補償を実施する。これについては、図４と関連付けて説明する。更に別の例は、図６および図６Ａに示すような、ＶＣＯ動作における非線形性の補償である。更に、ＳＯＤシステム１０の変更は、通常であればハードウエアの変更または調節が必要となるが、単にソフトウエアをＤＳＰ３０にダウンロードすることにより、容易に行うことができる。例えば、ＳＯＤシステム１０の動作の周波数帯域を容易に変更することができる。これは、動作周波数要件が異なる色々な国でＳＯＤを用いる場合に望ましいであろう。
【００４４】
図３におけるＳＯＤシステム１０の電子装置部２８は、ＤＳＰ３０、電源３２、およびコネクタ１５４を含み、コネクタ１５４を介して、ＳＯＤシステム１０と車両４０（図１）との間で信号バス４２、４６（図１）が結合されている。図３におけるコントローラ・エリア・ネットワーク（ＣＡＮ）送受信機（ＸＣＶＲ）１５０の形態でディジタル・インターフェース３６が設けられており、ＣＡＮマイクロコントローラ８０を介してＤＳＰ３０に結合されている。周波数の安定化を図るために、ＣＡＮコントローラ８０にはシステム・クロックが結合されている。一実施形態では、システム・クロックは水晶制御発振器として設けられる。アナログーディジタル（Ａ／Ｄ）変換器６８がビデオ増幅器６４の出力を受け、この信号をディジタル形態に変換し、ＤＳＰ３０に結合して検出処理を行う。一実施形態では、Ａ／Ｄ変換器６８は１２ビットＡ／Ｄ変換器として設けられる。しかしながら、個々の用途に対して十分な分解能を有するのであれば、いずれのＡ／Ｄ変換器でも使用可能であることを当業者は認めよう。ディジタル信号バス１５８がアンテナ切換ドライバ回路１０３に結合されており、これがマイクロ波スイッチ９９、１０１を制御し、制御信号をマイクロ波スイッチに供給して、アンテナのステアリングを制御する。また、ＳＯＤシステム１０の電子装置部２８には、メモリ１５６も設けられており、その中にソフトウエア命令、即ち、コードおよびデータが格納されている。図３および図７に示す実施形態では、メモリはフラッシュ・メモリ１５６として設けられている。
【００４５】
ＤＳＰ３０は、ディジタル・ランプ出力信号、即ち、ワードをＤＡＣ７０に供給し、ＤＡＣ７０はランプ・ワードをそれぞれのアナログ信号に変換する。アナログ平滑化回路７６がＤＡＣ７０の出力に結合されており、階段状のＤＡＣ出力を平滑化して、ランプ制御信号８６をＶＣＯ９２に供給する。ＤＳＰ３０は、メモリ・デバイス３０４（図９）を含み、この中に、１組のＤＳＰ出力信号、即ち、ワードを収容したルックアップ・テーブル（参照テーブル）が、それぞれのＤＳＰ出力信号によって発生される送信信号５０の周波数と関連付けて格納されている。このデータは、システムの初期起動の間に、フラッシュ・メモリ１５６からＲＡＭ３０４に転送される。このデータは、ここに記載するような温度の影響の結果として、適宜補正することができる。例示の実施形態では、ＶＣＯ９２は、カリフォルニア州San DiegoのZ Communications, Inc.が供給するSMW2488デバイスであり、ＶＣＯ出力信号８８は、２．３１ないし２．５４ＧＨｚの範囲の周波数を有する。図７および図８のＳＯＤの実施形態は、送信信号を発生する別のＶＣＯ構成を示す。
【００４６】
図示の自動車用ＮＯＤシステム１００における必要性に応じて、アップコンバータ回路９０が、ＶＣＯ出力信号８８をアップコンバートして周波数を高める。即ち、信号８８を２４．０１ないし２４．２４ＧＨｚの間の周波数にアップコンバートする。アップコンバータ９０は、５０オームの負荷１３６と、増幅器１３８と、誘電体共振器（ＤＲ）１４０と、ミキサ１４２とを含む。増幅器１３８、誘電体共振器（ＤＲ）および伝送線１４４、１４６が発振回路を形成し、ＤＲ１４０がその基本周波数において、そして伝送線１４４から伝送線１４６までのその通過帯域内においてエネルギを結合し、発振信号を発生し、ミキサ１４２に結合する。例示の実施形態では、伝送線１４４上の発振信号の基準周波数は、２１．７ＧＨｚである。ミキサ１４２の出力をバンドパス・フィルタ９６によって濾波し、増幅器９４によって増幅する。増幅器９４からの出力信号の一部を、カプラ９５を介して結合し、送信信号５０を供給して、増幅器７８によって更に増幅し、送信アンテナ１８によって送信する。増幅器８４からの出力信号の別の部分は、受信信号経路内にあるミキサ６０のＬＯ入力ポートに供給される局部発振（ＬＯ）信号５８に対応する。
【００４７】
切換回路９９、１０１は、バトラ（Butler）マトリクスを介して受信および送信アンテナ１６、１８に結合されている。アンテナ１８、１６および切換回路９９、１０１、ならびにバトラ・マトリクスは、２００１年８月１６日に出願され「Switched Beam Antenna Architecture」（切換ビーム・アンテナ・アーキテクチャ）と題する米国特許出願第０９／ 号に記載されている形式とすることができる。これは、本発明の譲受人に譲渡されており、その内容はこの言及により本願にも援用されるものとする。ここでは、スイッチ（切換）回路９９、１０１およびバトラ・マトリクスは、切換アンテナ・ビームを有するアンテナに、ＳＯＤシステム１０のターゲット検出能力を高めるアンテナ・ビーム特性を与えるように動作することを言えば十分であろう。
【００４８】
図示のように、受信信号５４は、ＲＦ低雑音（ロー・ノイズ）増幅器（ＬＮＡ）５２、バンドパス・フィルタ５６、および別のＬＮＡ６２によって処理される。ＲＦ増幅器６２の出力信号は、ミキサ６０によってダウンコンバートされる。ミキサ６０は、図示のように、送信機から結合される局部発振信号５８を受ける。増幅器６２からのＲＦ信号および局部発振信号の周波数は、一例では約２４ＧＨｚである。図示の受信機２４は、直接変換ホモダイン受信機であるが、他の受信機構成(トポロジー：topology)もＳＯＤレーダ・システム１０では使用可能である。
【００４９】
ビデオ増幅器６４は、ダウンコンバート信号を増幅および濾波する。例示した実施形態では、この信号は１ＫＨｚないし４０ＫＨｚの間の周波数を有する。ビデオ増幅器６４は、温度補償、漏洩信号の濾波、および周波数に基づく感度制御を含む機構を内蔵することができる。これらについては、２００１年８月１６日に出願され、「Video Amplifier for a Radar Receiver」（レーダ受信機用ビデオ増幅器）と題する同時係属中の米国特許第０９／ に記載されている。これは、本発明の譲受人に譲渡されており、その内容はこの言及により全体的に本願にも援用されるものとする。
【００５０】
Ａ／Ｄ変換器６８は、ビデオ増幅器６４のアナログ出力を、次の処理のために、ディジタル信号サンプルに変換する。即ち、ディジタル信号サンプルは、ＤＳＰ３０内部の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって処理され、種々の周波数範囲（即ち、周波数ビン）内にある反射信号の内容を判断する。ＦＦＴの出力は、信号プロセッサ３０の残り部分のデータとして用いられる。信号プロセッサ３０では、視野内の物体を検出するための１つ以上のアルゴリズムが実装されている。これについては、図１０ないし図１６に関連付けて説明する。
【００５１】
レーダ・システム１０は、温度補償機構を含み、適宜ランプ信号を調節することにより、温度によって誘発される送信信号の周波数のばらつきを補償する。この目的のために、送信機２２は、マイクロ波信号検出器７４に結合されている誘電体共振器（ＤＲ）７２を含む。マイクロ波検出器７４の出力は、ＤＳＰ３０による処理のために、ＣＡＮコントローラ８０（図９）に含まれるアナログーディジタル変換器に結合されている。
【００５２】
動作において、ＤＲ７２は、送信信号５０の周波数がＤＲの基本共振周波数付近のある範囲内（即ち、ＤＲの通過帯域）にある場合にのみ、エネルギを検出器７４に結合する。例示の実施形態では、ＤＲ７２の基本周波数は、送信周波数範囲内にあり、通過帯域は、送信周波数範囲と比較すると、比較的狭い。この例示の実施形態では、ＤＲは、システムの動作帯域の中央を中心とする約１０ＭＨｚの通過帯域を有し、十分な周波数検出分解能を備えている。これは、いずれ明白となろう。検出器７４は、ＤＲ７２からの出力電力を検出し、このＤＲからの出力電力の所定レベルを示す電気信号を供給する。
【００５３】
ＤＲ７２からの出力電力の検出は、ＤＲの基本所定周波数の送信を示す。更に、所定の周波数の送信は、所定のＤＳＰ出力ワードに対応し、一方このＤＳＰ出力ワードは、参照表（ルックアップ・テーブル）に指定されている「予測」送信周波数に対応する。
【００５４】
動作において、ＤＳＰ３０がＣＡＮコントローラ８０を介して周波数検出器７２および７４から、所定の周波数の送信を示す出力信号を受けると、ＤＳＰ内部のソフトウエア比較器８２によって、ＤＳＰ出力に関連する予測周波数を所定の周波数と比較する。測定した検出時間およびコマンド（指令）周波数を相関付け、精度高い周波数測定を行う。予測周波数と測定周波数との間に少しでもずれがあると、これはＤＳＰ出力の調節が必要であることを示す。別の言い方をすれば、２つの周波数間の差は、参照表のデータを補正する必要があることを示す。何故なら、予測周波数が、対応するＤＳＰ出力に応答して送信されていないからである。
【００５５】
単なる一例として、１１１１００００というＤＳＰ出力が２４．２０ＧＨｚの送信周波数に対応し、ＤＲ７２の基本周波数が２４．２０ＧＨｚであることを参照表が示す場合について考える。つまり、ＤＲ７２からの出力電力の検出は、２４．２０ＧＨｚが送信されていることを示す。しかしながら、更に、ＤＳＰ出力が１１１１０００１で与えられるときに検出が行われると仮定する。この状況は、ＤＳＰ出力ワードを調節する必要があること、即ち、所望の予測周波数を送信するためには、１だけ下方にずらさなければならないことを示す。
【００５６】
送信周波数と予測周波数との間の誤差を補償するには、種々の技法が使用可能である。一例として、新たなＤＳＰ出力ワードが供給される毎に、新たな誤差が検出されるまで、オフセットの方向に応じて、誤差量に等しいオフセット（即ち、送信周波数と、ＤＲＯの基本周波数と関連付けて参照表に格納されているＤＳＰ出力ワードとの間の差）を加算または減算すればよい。別の言い方をすると、検出した誤差量だけ後続の各ＤＳＰ出力を単にずらす。一般に温度は急に変化しないので、この誤差検出および補正は、５０ｍｓまたは１００ｍｓに１回というように、比較的少ない頻度で行えばよい。尚、送信信号５０の周波数を検出し、ＤＳＰ３０にフィードバックし、ＤＳＰ出力ワードを調節することによって送信信号の周波数を調節するためには、別の構造および技法も使用可能であることは、当業者には認められよう。
【００５７】
また、図４も参照すると、ＤＡＣ７０（図３）の出力として供給される、例示のランプ信号２２０が示されている。動作において、前述の温度補償機構にしたがって、所定の送信信号周波数（即ち、ＤＲＯ基本周波数）と、所定の周波数を発生するＤＳＰ出力ワードと関連する予測送信周波数との間の誤差を検出し、その結果、前述のように、ＤＳＰ出力ワードを変更する。ＤＳＰ出力ワードを上方または下方にずらすことの効果は、それに応じてランプ信号が上方または下方にずれることである。例えば、ＤＳＰ出力の補正にしたがって、基準ランプ信号２２０の電圧が下方にずれ、図示のように、温度補償されたランプ信号２２４が供給される。
【００５８】
本発明の更に別の態様によるＳＯＤ１０の干渉低減機構を実施するには、乱数または擬似乱数発生器８４（図３）を用いる。これは、ＤＳＰ３０内部のソフトウエアによって設けることもできる。乱数発生器８４を用いて、ランプ信号８６の少なくとも１つの特性(aspect)およびパラメータをランダムに変化させる。このようなパラメータの例は、図５に示すような各チャープ・サイクルのオフセット間隔、および図５Ａに示すような各チャープ・サイクルにおいて発生する電圧（したがって、周波数）範囲である。
【００５９】
図５を参照すると、ＶＣＯ９２に結合するための、ランプ信号８６（図３）に対応する、例示のランプ信号２３０の複数のサイクルが示されている。図示のように、各ランプ・サイクルは時点T1, T2, T3, ...にて開始し、オフセット時点t1, t2, t3,...に開始するランプ（傾斜）部R1, R2, R3, ...およびこれに続くそれぞれのサイクル開始時刻T1, T2, T3, ...を有する。本発明によれば、各サイクルのオフセット間隔（即ち、間隔t1-T1, t2-T2, t3-T4,...）の期間は、ＤＳＰ３０によってランダムに選択する。これを行うには、オフセット間隔に対応するランダム遅延を再帰プロセスに導入し、これによってランプ信号を発生する。例示の実施形態では、各ランプ・サイクルは約１．１ｍｓｅｃであり、各サイクルのオフセット間隔は、０ないし０．１ｍｓｅｃの間で可能な１６の間隔の１つからランダムに選択する。その結果、いずれの所与の時点においても、得られる送信信号５０の周波数は、同様のレーダ・システムからの送信信号の周波数とは異なるが、レーダの送信信号範囲は同一である。
【００６０】
この構成により、互いに近接して同一周波数範囲で動作する２つの同一ＳＯＤレーダ・システム１０は、互いに干渉しない。何故なら、いずれの所与の時点においても、システムが供給する送信信号の周波数は、互いに対してランダムに変化するからである。この機構によって、２つ以上の同一ＳＯＤを車両上で用いることが可能となるという利点が得られる。これは、ＮＯＤシステムの部品点数を削減し、ＮＯＤシステム内部における１つ以上のモジュールの交換を簡略化するためには望ましいことである。近接するＳＯＤ間の干渉を低減する際、各ＳＯＤを手動で操作したりプログラムして異なる送信信号を確保するのであれば、余り望ましくはない。
【００６１】
図５Ａのランプ信号２３４によって例示した、干渉を低減する別の技法では、ＳＯＤシステム１０に対して指定された周波数範囲内に収まりつつ、各ランプ・サイクルの間に、送信信号５０の周波数範囲をランダムに変化させることを伴う。これを行うには、ピーク−ピーク・ランプ信号電圧を一定に保ちつつ各サイクルの間にランプ信号のランダムなオフセット電圧を導入する（即ち、ピーク−ピーク・ランプ電圧を一定に保ちつつ、ランプを上下に移動させる）。例えば、時点T1にて開始するサイクルの間、ランプR1は１ボルトから２．５ボルトに上昇し、したがって第１周波数範囲に対応する。次のサイクルの間、ランプR2は１．２５ボルトから２．７５ボルトに上昇し、第２の異なる周波数範囲に応答する。例示の実施形態では、送信信号５０の周波数範囲は、２４の異なる周波数範囲からランダムに選択する。
【００６２】
オフセット電圧をランプ信号に導入し電圧範囲をランダムに変化させるためには、回路のアナログ部分またはディジタル部分のいずれにおいても、種々の技法が可能である。一例として、平滑化回路７６（図３）によって、オフセット電圧を導入する。
【００６３】
尚、図５Ａのランプ信号２３４のランプR1, R2, R3, ...は、図５に関連付けて先に説明したように、ランダムなオフセット間隔（即ち、t1-T1, t2-T2, t3-T3, ...として計算されるオフセット間隔）を有するが、送信周波数範囲は、オフセット間隔を変化させなくても、ランダムに変化させ得ることは認められよう。別の言い方をすれば、各ランプ・サイクルのオフセット間隔をランダムに変化させ、各ランプ・サイクルの周波数範囲をランダムに変化させる技法は、別個にまたは組み合わせて実施することができる。また、図５および図５Ａでは各ランプ・サイクルのオフセット間隔をランダムに変化させ、図５Ａでは各ランプ・サイクル毎に電圧範囲をランダムに変化させているが、選択したパラメータ（複数のパラメータ）は、ランプ・サイクルの１つ以上においてランダムに変化させればよく、あらゆるランプ・サイクルにてランダムに変化させる必要はないことも認められよう。
【００６４】
ＳＯＤシステム１０の別の特徴は、ＶＣＯ９２（図３）の非線形動作の補償である。図６は、ＶＣＯ出力信号８８（図３）の周波数とＶＣＯ制御信号電圧８６（図３）との間にある関係を表す曲線２３８を示す。図示した曲線２３８は、約１８０ＭＨｚの典型的な周波数範囲と、約１．２５ボルトの典型的な電圧範囲とを有する。理想的なＶＣＯでは、この関係は、曲線２３６で示すように、線形となるが、通例では、曲線２３８で示すように、多少の非線形性がある。更に具体的には、ＤＳＰ出力ワードを調節し、実際の曲線２３８に関して実質的に相補的なランプ電圧（即ち、ＤＡＣ出力電圧）を供給する。このような相補曲線２４０を図６Ａに示す。
【００６５】
ＶＣＯ９２の動作は、ＤＳＰ出力ワード・シーケンスをＤＡＣ７０に供給し、検査（テスト）受信機（図示せず）によって送信周波数を測定することを特徴とする（即ち、図６のような曲線を生成する）。このようなＶＣＯの特徴化は、製造において、ＶＣＯのＳＯＤシステム１０に挿入する前または後、あるいはＳＯＤシステムを車両上に配備する前または後に行うことができる。ＶＣＯを特徴化させれば、理想的な特性（図６において２３６で示す）に対して曲線の相補を取ることによって、図６Ａの相補曲線が簡単に決定される。次いで、図６ＡのＶＣＯ制御信号２４０を発生するために必要なＤＳＰ出力ワード・シーケンスを決定することができる。単なる一例として、ＶＣＯの特徴化に先だって、ＤＳＰ出力シーケンス００００００００、０００００００１、００００００１０、００００００１１、．．．を用いれば、線形なランプを発生し、ＶＣＯの非線形性を補償することができ、シーケンスを調節して００００００００、００００００００、０００００００１、００００００１０、...にすることができる。制御信号２４０を発生するために必要なＤＳＰ出力ワード・シーケンスを決定するプロセスは、手動で行うことができ、あるいは自動で行うことができ、好ましくはシステム毎に反復可能とする。通例では、ＤＳＰ出力ワードに対する補正は、ソフトウエアで行い、メモリに格納する。
【００６６】
ＶＣＯ出力周波数が入力電圧によって変化する様子がわかれば、ＶＣＯ制御電圧８６を調節し、ＶＣＯの出力周波数を所望の態様で掃引させることができる。ＶＣＯ出力とＶＣＯ入力との間にある関係は非線形であるが、ＶＣＯ出力とＤＳＰ出力との間にある関係はほぼ線形である。
【００６７】
また、図６におけるＶＣＯ９２の特性曲線２３８がわかれば、システムを最適化し、ＶＣＯの特定の入力電圧範囲で動作するようにできることも認められよう。即ち、所望のＤＡＣ出力電圧範囲を発生するために必要なＤＳＰ出力ワードの範囲を選択するだけで、ＶＣＯの動作の最も線形な領域（図６において２４２で示す）をＤＡＣ出力電圧範囲として選択することができる。
【００６８】
図７も参照すると、代わりのＳＯＤシステム２５０が図３のＳＯＤシステム１０と異なるのは、ランプ信号８６を処理して送信信号５０を発生する送信機２２のＶＣＯ部である。図３のＳＯＤシステム１０と同一のＳＯＤシステム２５０の部分は、同一の参照番号が付されている。図３のＶＣＯ９２と同様、ＶＣＯ２５４は、ランプ信号８６に応答し、出力信号をバンドパス・フィルタ９６に供給する。一方、バンドパス・フィルタ９６は、２４．０１ないし２４．２４ＧＨｚの範囲の所望の送信周波数を有する出力信号を供給する。
【００６９】
ＳＯＤシステム２５０は、電圧制御ＤＲＯ２５４の形態でＶＣＯ２５４を含む。更に、ＶＣＯ２５４は、増幅器２７０に結合されている５０オーム負荷２５８も含む。一方、増幅器２７０は、ダイオード移相器２６２に結合されている。移相器２６２、信号結合経路２６８、２７２、増幅器２７０、および誘電体共振器２６６が発振ループを形成する。
【００７０】
動作において、ＤＲ２６６はその通過帯域以内で信号を伝送線２６８から伝送線２７２に転送する。増幅器が飽和するまで、増幅器２７０によって信号を増幅する。ＤＲ２６６の通過帯域は、所望の送信周波数範囲をカバーするように選択され、例示の実施形態では、２４．０１ないし２４．２４ＧＨｚの範囲である。伝送線２６８上の最終的な信号周波数を制御するには、移相器２６２によって導入される位相シフトを調節する。このように、ダイオード移相器２６２は、発振ループ上において位相の補強を行い、発振ループは、移相器およびＤＲを含むフィードバック・ループによって決定された周波数を求める。一般に、フィードバック・ループが発振する周波数において、フィードバック信号、例えば、信号経路２７２上の信号は、ループに沿ってその開始点に戻ったときに、０度の位相（または３６０度位相のいずれかの倍数）、および１よりも大きいループ利得を達成する。即ち、ループ１周の利得は１よりも大きい。このように、移相器２６２を変更することによって、フィードバック信号が０度を達成する周波数を同様に変化させ、ループ利得が１よりも大きいままであれば、ループは、変更した周波数で発振する。図７の構成では、ＶＣＯ２５４によって供給される信号のアップコンバートは不要である。何故なら、ＶＣＯは所望の送信周波数範囲内で動作し、送信信号５０を発生するからである。
【００７１】
図８も参照すると、代わりとなる別のＳＯＤシステム２８０が図３のＳＯＤシステム１０と異なるのは、送信機のＶＣＯ部およびアンテナ構成である。図３のＳＯＤシステム１０と同一であるＳＯＤシステム２８０の部分には、同様の参照番号が付されている。
【００７２】
ＳＯＤシステム２８０は、アナログ平滑化回路７６からランプ信号８６を受けるＶＣＯ２８４を含む。図示のように、ＶＣＯ２８４は、２４．０１ないし２４．２４ＧＨｚの間の送信周波数範囲で動作し、出力信号をバンドパス・フィルタ９６に供給する。ＶＣＯ２８４は送信周波数範囲で動作するので、ＶＣＯ出力信号（図３）をアップコンバートする必要はない。
【００７３】
尚、図３のＳＯＤシステム、図７のＳＯＤシステム２５０、ならびに図８のＳＯＤシステム８の特徴、構成素子、エレメント、およびその他の部分は、混成させたり、並置させてもよいことは、当業者には認められよう。一例として、図３のアンテナ構成を、図７のＶＣＯ２５４または図８のＶＣＯ２８４と共に用いてもよいことは認められよう。
【００７４】
図９を参照すると、ＳＯＤ電子装置２８（図１、図３、図７、および図８）のブロック図が詳細に示されており、ＤＳＰ３０、ＣＡＮマイクロプロセッサ８０、ＣＡＮ送受信機１５０、電源３２、およびメモリ１５６を含む。メモリ１５６は、データおよびプログラム情報を不揮発的に格納する。また、ビデオ増幅器６４も示されており、出力信号をＡ／Ｄ変換器６８に供給する。Ａ／Ｄ変換器６８は、ＤＳＰ３０のポート３１２に結合されている。一実施形態では、メモリ１５６は、１２８ｋ×８フラッシュ・メモリとして設けられており、ポート３１２はＤＳＰ３０のシリアル・ポートとして設けられている。Ｄ／Ａ変換器７０は、図示のように、ポート３１２を介してＤＳＰから、ディジタル・ワード・シーケンスの形態でディジタル化ランプ信号を受け取り、更に平滑化回路７６に結合されている。
【００７５】
ＤＳＰ３０は、ＶＣＯ制御信号電圧８６対送信周波数の参照表のようなデータを格納したＲＡＭ３０４と、以下で説明する検出アルゴリズムを実施するために用いられるソフトウエア・コードのようなプロセス命令を格納したプログラムＲＡＭ３０６とを含む。メモリ１５６に格納されているプログラムおよびデータ情報は、電源投入時に、プログラムＲＡＭ３０６およびデータＲＡＭ３０４にそれぞれ転送される。図示のＤＳＰ３０は、Analog Devices, Inc.が製造するADSP2186Mマイクロプロセッサであり、３３ＭＨｚで動作する発振器３０８を含む。３３ＭＨｚを内部で倍増し、ＤＳＰのクロック・レートである６６ＭＨｚとする。
【００７６】
ＤＳＰ３０は、更に、ディジタル入出力（Ｉ／Ｏ）ポート３１４も含み、ここでアンテナ制御信号がバス１５８上に供給される。ＤＳＰ３０は、ディジタルＩ／Ｏ３１４およびシリアル・ポート３１６を介して、ＣＡＮマイクロプロセッサ８０と通信を行う。シリアル・ポート３１６は、更に、シリアルＥＥＰＲＯＭ３４０に結合されている。シリアルＥＥＰＲＯＭ２４０は、較正定数、診断検査結果、およびトラブル・コードのようなデータを保持するために用いられる。
【００７７】
例示の実施形態では、温度補償を実施するために用いられる乱数発生器８４（図３）、および非線形ＶＣＯ動作を補償するために用いられる比較器８２（図３）は、ＤＳＰによって一連のソフトウエア命令として実施され、プログラムＲＡＭ３０６に格納され、マイクロプロセッサが実行する。しかしながら、これらの機能ブロックおよびその他のブロックは、ハードウエア、ファームウエア、ソフトウエア、あるいはハードウエア、ファームウエアまたはソフトウエアの組み合わせでも実施可能であることは、当業者には認められよう。
【００７８】
図示のＣＡＮマイクロプロセッサ８０は、Texas InstrumentsのTMS470系の１つである、TMS470R1F316であり、ＲＡＭ３２０、フラッシュ・メモリ３２２、Ａ／Ｄ変換器３２８、シリアル・ポート３３０、ディジタルＩ／Ｏポート３３２、ＣＡＮインターフェース３３４、およびここでは４．９１５ＭＨｚで動作する発振器３２４を含む。図示のように、ＣＡＮマイクロプロセッサ８０は、シリアル・ポート３３０およびディジタルＩ／Ｏ３３２を介してＤＳＰ３０に結合され、更にディジタルＩ／Ｏ３３２およびインターフェース３３４を介してＣＡＮ送受信機１５０に結合されている。
【００７９】
ＣＡＮ Ａ／Ｄ変換器３２８は、種々の監視信号を受けるように構成された複数の多重化入力を有する。一例として、周波数検出器７４（図３）の出力がＣＡＮ Ａ／Ｄ変換器３２８に結合されている。ＣＡＮ Ａ／Ｄ変換器３２８への別の任意の入力が、温度センサ９８（図３）によって供給される。温度センサは、受信機２２の温度を示す出力信号を供給し、単独で用いてもまたは発振器９０（図３）の機構と共に用いても、ＲＦＶＣＯ９０において温度によって誘発される周波数のばらつきを補償することができる。停電を検出するための任意の検出器も、Ａ／Ｄ変換器３２８に結合することもできる。ＣＡＮ Ａ／Ｄ変換器３２８は、通常はＤＳＰ３０による処理のために、受けた信号をディジタル形態に変換する。
【００８０】
次に図１０を参照すると、上面図で示す検出ゾーン５００の一例は、方位領域であり、この中では、ＳＯＤシステム５０４（ＳＯＤセンサ５０４とも呼ぶ）が物体を検出するように指定されている。ＳＯＤシステム５０４は、図１ないし図９において先に説明した形式とすることができる。ＳＯＤシステム５０４を搭載した自動車５０８に近接する特定の検出ゾーン５００以内の物体のみが検出に適格とされ、検出ゾーン５００外部の物体は除外される。
【００８１】
図示したゾーン５００は、検出ゾーン形状の一例に過ぎず、この形状はレーダ・システムを用いる用途に応じて異なる。例えば、自動車用ＳＯＤシステムは、交通の隣接車線内において、車両の盲点内にある物体を含む、物体を検出するように設計されている。隣接する交通車線よりも遠い車線や、盲点の外側にある物体を検出しても、望ましくないであろう。別の例として、限定する訳ではないが、衝突回避を含む目的のために用いられる自動車用ＦＬＳシステム１２２（図２）は、一般に車両の前方において物体を検出するように設計されている。このように、用途毎に異なる形状の検出ゾーン５００が必要となる。
【００８２】
側方（横方向）検出ゾーン５００は、最大検出ゾーン境界５１２、最小検出ゾーン境界５２０、ならびに最大および最小検出ゾーン境界間に基準検出ゾーン境界５１６を含む。好適な実施形態では、ＳＯＤシステム５０４は、最大検出ゾーン境界５１２の外側では物体を検出せず、常に最小検出ゾーン境界５２０内で物体を検出する。最大検出ゾーン境界５１２および最小検出ゾーン境界５２０間に、確率領域５２４が存在する。ＳＯＤシステムは、領域５２４内では物体を検出してもしなくてもよい。確率領域５２４が存在するのは、ＳＯＤシステム５２４を構成する実際の回路構成素子の不良や許容度のためである。理想的には、領域５２４の幅は０メートルである。したがって、確率ゾーンにおける検出の確率は、０ないし１００パーセントの間である。一例の確率領域５２４は、０．６メートルの最大幅を有する。更に、検出ゾーン５００は、ＳＯＤシステムから検出される最も近い物体までの距離である、最短距離５２８を含む。例示のＳＯＤシステム５０４では、基準検出ゾーン境界の平均幅は約１０メートルであり、平均長は約４メートルである。最短距離５２８は約０．２５メートルである。
【００８３】
検出ゾーン５００および確率領域５２４のサイズおよび形状の仕様から、ＳＯＤシステム・アーキテクチャに関連する多くの設計パラメータが決まる。例えば、ＳＯＤシステム５０４は、確率領域５２４の幅と比較すると比較的高い測定精度で、物体までの距離を判定することができれば、所与の確率領域５２４内において非検出から所定の検出まで遷移可能なＳＯＤシステム性能が得られる。例えば、確率領域の幅が０．６メートルの場合、ＳＯＤシステムの測定精度は０．０６メートル程度でなければならない。
【００８４】
検出ゾーン５００によって決定されるシステム・パラメータの別の例として、ＳＯＤシステム５０４に対して方位方向にある広い検出ゾーン境界５１２〜５２０を指定するには、方位方向において広いレーダ・カバレッジが必要となる。更に、複雑な輪郭を有する検出ゾーン境界５１２〜５２０では、検出アルゴリズムに多数のビームを用い、各々が異なる検出距離を有していなければならない。検出ゾーンに関係するビームは、図１１Ａおよび図１１Ｂとの関連で更に詳細に示す。
【００８５】
別の例として、検出ゾーン５００の指定最短距離５２８は、好ましくは、図３に関連付けて先に説明したＦＭＣＷチャープ信号のような、チャープ信号を用いるシステム・アーキテクチャによって得ることができる。即ち、連邦通信委員会（ＦＣＣ：Federal Communications Commission）は、前述のＳＯＤシステムが用いるような、６デシベル（６ｄＢ）（有効等方放射電力(effective isotropic radiated power)は６ｄＢeirp）の低電力レーダは、２００ＭＨｚ以下の周波数帯域幅を有することができると指定している。以下の説明から明らかになろうが、短距離要件５２８およびＦＣＣ帯域幅要件によって、従来のパルス状レーダの使用は除外されることになる。
【００８６】
ＦＣＣの２００ＭＨｚ帯域幅要件は、ＳＯＤシステムをＦＭＣＷシステムとすることによって満たされる。何故なら、ゆっくりと変化するＦＭＣＷ信号は、２００ＭＨｚという狭い帯域幅で発生することができるからである。例えば、ＳＯＤシステム５０４が発生する送信信号は、その周波数が約２４．０００ＧＨｚから２４．２００ＧＨｚまで約１ｍｓで上昇し、２００ＭＨｚの帯域幅を有する。対照的に、従来のパルス状レーダは、短距離用途では、２００ＭＨｚのＦＣＣ帯域幅要件を満たすことができない。パルス状レーダは、短距離におけるその検出能力にも限界がある。これは、ＳＯＤシステムに要求される短距離において動作するためには、パルス状レーダ・システムは非常に短いレーダ・パルスを必要とするからである。技術的にこのような短いパルスを得ることが難しいだけでなく、パルス幅が狭くなるに連れて、送信信号の帯域幅が広くなる。約０．２５メートル程の最短距離５２８における動作を可能とするのに十分短いパルス幅を有するには、パルス状レーダの周波数帯域幅は基本的に２００ＭＨｚを越えなくてはならない。したがって、検出ゾーン５００の特性は、多くの面でシステム設計に影響を及ぼす。受信エコーまたは信号に対して動作する検出アルゴリズム処理も、個々の特性を有する検出ゾーンで動作するように選択される。検出アルゴリズムについては、図１２と関連付けて以下で説明する。
【００８７】
自動車の横側に検出ゾーン５００を示すが、図２に示すように、自動車５０８の周りには指定したサイズおよび形状の別の検出ゾーンも同様に指定できることは認められよう。例えば、本発明から逸脱することなく、前方および後方ゾーンを指定することができる。通例では、自動車製造業者が、ゾーン・サイズ、形状および自動車に対する位置を含めて、１つ以上の検出ゾーンを指定する。ＳＯＤシステム５０４は、車両の側面のどこに搭載されても、適切な横方向検出ゾーン５００を設けるように構成することができる。また、本発明では、別の確率ゾーン５２４および別の最短検出距離５２８も可能である。
【００８８】
また、ＳＯＤシステム５０４は、外側のバックミラー５３２の後ろ側の位置に示されているが、検出ゾーン５００およびそのために決められるＳＬＳセンサ５０４の位置は、自動車５０８の周囲に沿ったところであればどこにでも設定することができる。
【００８９】
次に図１１Ａおよび図１１Ｂを参照すると、異なる２つの横方向検出ゾーンの例５３６、５４８が示されている。図１１Ａでは、台形状の最大検出ゾーン境界５３６が設けられている。ＳＯＤシステムの一例では、斜線で示すように、各々異なる最大検出距離を有する８つの方位方向ビーム５４０ａ〜５４０ｈが設けられている。これは、ビーム・エコーに対して動作する検出アルゴリズムによって決定する。８つのビーム各々の最大検出距離のアルゴリズムによる制御によって、指定した最大検出ゾーン境界５３６に対する実際の最大検出ゾーン５３８の形状が規定される。
【００９０】
図１１Ａおよび図１１ＢのＳＯＤシステムの例は、８つのビームを有し、各々、ビーム幅が約１５度、全方位走査(total azimuth scan)が１５０度を越える。尚、本発明から逸脱することなく、別の数のビーム（例えば、８つより多い数や少ない数）や別の走査角度も可能であることは、当業者には認められよう。個々の用途において用いる特定のアンテナ・ビーム数は、所望の検出ゾーン５００および確率領域５２４の幅を含む種々の要因に応じて選択される。尚、要因はこれらに限定される訳ではない。
【００９１】
図１１Ｂは、最大境界の形状がほぼ矩形である検出ゾーン５４８を示す。この場合も、システム例では、８つの方位方向ビームが設けられ、斜線で示すように、各々異なる最大検出距離を有し、距離５５２ａ〜５５２ｈはビーム５４０ａ〜５４０ｈとは異なるため、この場合も斜線で示すように、異なる実最大検出ゾーン５５０を形成する。
【００９２】
次に図１２を参照すると、図３のＤＳＰ３０のような、ＳＯＤプロセッサが実行するプロセス５５６のフロー図を示す。このプロセスは、主サイクルおよび副サイクルを含む。副サイクルは、ＳＯＤアンテナ・システムの特定のビームを利用して行なわれる検出動作全てを含む。主サイクルは、ＳＯＤシステムが設けるビーム群全てを利用して行なわれる動作を含む。ステップ５６０において主サイクルを開始し、ステップ５６４において副サイクルを開始する。主サイクル５６０の開始時に、ビームを最初のビームに設定し直す。副サイクル５６４の開始時には、ビームを次の隣接ビームに設定し直す。
【００９３】
ステップ５７０において、チャープ信号を開始する。チャープの間、ある数ｎの受信信号のディジタル・サンプルが、時間期間ｔにｆsＫＨｚのレートで、前述のＡ／Ｄ変換器６８（図３）によって処理される。図３に示す実施形態では、ｎ＝２５６、ｆs＝２５６ＫＨｚ、そしてｔ＝１ｍｓｅｃである。
【００９４】
本発明では、他のレートでの他の数のサンプルも可能であるが、ｎおよびｆsの選択によって最終的な周波数および距離分解能が決まるので、システムの検出要件全てを満たすように選択しなければならないことは、当業者には認められよう。
【００９５】
ステップ５７４において、各照準角(pointing angle)毎に距離閾値を確定し、検出ゾーンを規定する。このように、所与のビーム照準角において、ＳＯＤシステムに対して遠すぎるまたは近すぎて検出ゾーンに該当しない距離検出を、予め確定した距離閾値によって除外する。また、ステップ５７４において、エコー振幅ウインドウ閾値も確定する。低い方の閾値よりも高く、高い方の閾値よりも低いエコー、すなわち、振幅ウインドウ以内にあるエコーを生成する物体検出のみを有効と見なす。低い方の閾値よりも低いエコーは、物体即ちターゲットではなく、システムのノイズによって生ずる可能性がある。高い方の閾値よりも高いエコーは、別の車両からのレーダ送信のように、干渉するレーダ源によって生ずる可能性がある。このようにして、ステップ５７４において範囲および振幅双方に閾値を確定する。尚、距離閾値を変更すれば、別の検出ゾーン形状およびサイズも指定可能であることは認められよう。
【００９６】
ステップ５７８において、データ・サンプルを切り詰める（切捨てる）ことにより、データ集合の先頭およびデータ集合の末尾における少数のサンプルを除去する。除去されたサンプルは、ハードウエア上の制約による、望ましくないアーティファクト(artifact)を含む場合がある。ハードウエア上の制約とは、アンテナ・ビーム間で切り替えた後に発生する可能性がある増幅器の静定(セトリング：settling)のようなものである。例示の実施形態では、約２５６個のデータ・サンプルが切り詰めの後に残留している。
【００９７】
また、ステップ５７８において、残りの入力サンプルに対して振幅の重み付け、即ち、枠付け(ウインドウ処理)を行う。図３の説明から、Ａ／Ｄ変換器６８のデータ・サンプル出力は、ＤＳＰ３０内のＦＦＴによって処理されることを想起されたい。ＦＦＴに入力されるデータ・サンプルの振幅重み付けによって、得られる周波数ドメインにおけるスペクトル・ピークの最小幅、および各ＦＦＴ周波数ビン（bin）に関連するサイドローブ振幅に関して有効な効果が得られる。本質的に、スペクトル的に純粋な周波数をＦＦＴに入力する場合、入力に重み付けを行うと、その結果ＦＦＴ出力が現れる周波数ビンの数を、入力に重み付けを行わない場合よりも減らすことができる。受信エコーと送信信号との間の周波数差は距離に直接関係するので、受信エコー周波数を検出する精度は、距離精度に直接関係する。１つのＦＦＴビンよりも細かく周波数を分解することが望ましい。
【００９８】
例示のＳＯＤシステムでは、チェビシェフ重み関数(Chebyshev weighting function)を入力サンプルに適用する。この重み関数によって、狭帯域信号の多数のＦＦＴビンへの拡散と、良好なサイドローブ抑制との間で適当な妥協が得られる。また、種々の重み関数を入力データ・サンプルに適用することができ、重み付けを適用する際にはハードウエアおよびソフトウエア双方の操作を含む種々の技法が用いられることも、当業者には認められよう。
【００９９】
ＦＦＴの出力は、当該ＦＦＴへのディジタル入力サンプルの周波数ドメインにおけるスペクトル表現であり、ディジタル入力サンプルは時間ドメインのアナログ信号であることは、当業者には認められよう。また、サンプル数ｎおよびサンプル・レートｆsを含むパラメータは、ｆr＝ｆs／ｎの関係によって、ＦＦＴ出力の周波数分解能、即ち、ビンの幅ｆrを決定することも当業者には認められよう。ターゲットの距離は受信信号の周波数に関連があるので、周波数分解能は距離分解能と相関がある。前述のように、指定された検出ゾーン５００（図１０）を設けるには、距離分解能は０．６メートルよりも高くなければならない。
【０１００】
例示のＳＯＤシステムでは、２５６ＫＨｚサンプル・レートｆsで取り込んだ、２５６個のデータ・サンプルｎを供給する。したがって、得られるＦＦＴ周波数分解能ｆsは１ＫＨｚとなる。対応する距離分解能は次のようにして得ることができる。前述のように、例示のＳＯＤシステム５０４（図１０）では、２００ＭＨｚの周波数範囲において約１ｍｓｅｃで周波数チャープを掃引する。したがって、１ＫＨｚは約５ｎｓｅｃの時間期間を表す。５ｎｓｅｃの間に、レーダ・エネルギは約１．５メートルの距離を伝搬することができる。エネルギはターゲットに向かって伝搬すると共に後方にも伝搬するので、Ａ／Ｄ変換器６８（図３）からの１ＫＨｚ信号によって表されるターゲットまでの距離は、約０．７５メートルとなる。２ＫＨｚ信号は、１．５メートルのところにあるターゲットを表す、等となる。このように、幅が１ＫＨｚのＦＦＴビンは、０．７４メートルのターゲット距離分解能に対応する。この測定精度では、０．６メートル未満という所望の距離分解能を満たさない。したがって、追加の処理が必要となる。
【０１０１】
例示の実施形態では、ステップ５７８において、当業者には周知のゼロ・パディング技法(zero padding technique)を、ＦＦＴへの入力サンプルに適用し、結果的にＲＦＴビンの幅を縮小する。また、他の技法を用いてもＦＦＴビンの幅を縮小できることは当業者には認められよう。例えば、種々の補間技法が適用可能である。
【０１０２】
ウインドウ処理され、ゼロ・パディングされた入力サンプルに対して、ステップ５８２においてＦＦＴ処理を行う。チャープ・エコーから時間ドメイン・データ・サンプルを収集し、このデータ・サンプルに対して複素ＦＦＴを実行する。後続の処理は、さらに測定精度を向上させることができる。これについては、ステップ６０６から開始するプロセスで説明する。
【０１０３】
ステップ５８６において、複素ＦＦＴデータに対して振幅の計算を行うことによって、複素ＦＦＴデータのＦＦＴ実部および虚部を用いてＦＦＴの振幅、即ち、ＦＦＴ出力信号を計算する。このことを以降ＦＦＴ出力データと呼ぶ。
【０１０４】
方位方向における特定のビーム・ステアリング角に関連するデータ・サンプルはこのようなデータ集合毎に変化する可能性があるので、特定のビーム・ステアリング角に関連する時間ドメイン・データ・サンプルまたはＦＦＴ出力データのいずれかの平均をとることによって、偽検出の割合を低下させる、即ち、偽警報率を改善することができる。例えば、システムのノイズまたはその他のアーティファクトが原因で、検出した周波数または振幅にばらつきが生じた場合、平均を取ることによって、このようなアーティファクトの影響を減少させ、したがってシステム性能を向上させることができる。
【０１０５】
ステップ５９０において、前述の平均化に用いるために、４つのチャープを処理したか否か判定を行う。４つのチャープが未だ処理されていない場合、処理はステップ５７０に戻り、別のチャープを開始する。４つのチャープを処理し終えた場合、処理はステップ６０２に進み、４つのチャープからのＦＦＴ出力データの平均を取る。例示のＳＯＤシステムは副サイクル・タイミングの間各ビーム毎に４つのチャープの平均を取って用いるが、平均を取るチャープの数はこれ以外でもよいことは当業者には認められよう。
【０１０６】
ステップ６０２において、得られたＦＦＴ出力データに対して更に距離の正規化を行う。レーダ反射信号の振幅は一般に距離に比例して減少し、ＦＦＴビンの増大に比例して距離が延長するが、距離正規化を行わないと、ＦＦＴ出力データは、ＦＦＴビン全体における振幅の減少を示す。距離正規化を行って、ＦＦＴ出力データの振幅距離依存性(amplitude range dependency)を最小に抑えるような倍率でＦＦＴビンの振幅を調節する。
【０１０７】
ステップ６０６において、最小および最大距離閾値、周波数ＲminおよびＴBeamRange、ならびに最小振幅閾値Ｔobjectをそれぞれ、平均化したＦＦＴ出力データに適用する。閾値については、図１４Ａおよび図１４Ｂに関連付けて更に詳しく説明する。ここでは、距離閾値は、個々のビーム照準角度に対して、ＳＯＤシステムから近すぎる物体および遠すぎる物体に対する検出を特定的に制限し、必要に応じて、例えば、検出ゾーン５００（図１０）のような、指定検出ゾーン内で物体を検出することを言えば十分であろう。
【０１０８】
例示の検出領域５００が要求する０．６メートルよりも高い距離精度を得るには、更に処理が必要となる。このために、ステップ６０６では、ＤＳＰによってＦＦＴ出力データの一次および二次導関数を計算する。これについては、図１３Ａおよび図１３Ｂに関連付けて更に詳しく説明する。以下で説明するように、距離精度は、ＦＦＴ出力データの一次および二次導関数を用いることによって、大幅に向上する。ステップ６１０において、以下で述べるように、一次導関数および二次導関数の負方向ゼロ交差を計算する。
【０１０９】
ＦＦＴ出力データの一次および二次導関数は、検出が行なわれたか否かに関する指示を与える。検出が行なわれた場合、一次および二次導関数は、検出物体の距離も与える。距離閾値の範囲内にある距離で、十分な振幅を有する物体のみが、ステップ６１２においてＳＯＤシステムによって有効と見なされ、これによって副サイクル検出フラグをセットする。ステップ６１２は、単一のビーム・ステアリング角に関連する検出を行って、副サイクルの処理を終える。
【０１１０】
ステップ６１６において、副サイクル検出フラグを検出テーブル（表）、即ち、ターゲット検出報告マトリクスに格納する。このテーブルをブロック６１６に示すが、アンテナ・ビームに対応する列と、主サイクルに対応する行とを含む。テーブル内の各エントリは、副サイクル検出フラグである。「Ｔ」（真）は、副サイクル中に検出された関連のビームにおける副サイクル検出を示し、Ｆ（偽）は副サイクル検出がないことを示す。したがって、６２０で示すエントリは、副サイクル中の第１レーダ・ビームにおける検出を示す。主サイクル毎に１つの行全てが得られ、検出表６１６の各列は、所与のビーム・ステアリング角に対する連続副サイクル検出フラグから成る。
【０１１１】
副サイクル検出フラグを表に格納した後、ステップ６３６において、主サイクルが終了したか否か、即ち、副サイクル検出フラグが最後のビームに対して得られたか否かについて判定を行う。主サイクルが終了していない場合、処理は次のビームのためにステップ５６４に戻り、このビームに対してステップ５６４〜６１６を繰り返す。一方、主サイクルが終了し、検出表の１行が完成した場合、ステップ６４４において表を分析する。
【０１１２】
ステップ６４４において、検出表に格納されている副サイクル検出フラグを論理的に組み合わせ、偽警報率を低下させて警報状態メッセージを発する。警報状態メッセージ６４４は、検出ゾーン内におけるターゲットの有無を示す。例えば、表において６２８および６３２で示すグループのような、４つの副サイクル検出フラグで１組のグループを論理的に組み合わせ、偽警報率を低下させる。論理的に組み合わせたグループ６２８、６３２は、副サイクルおよび主サイクル双方に亘ることができる。即ち、１つよりも多い列および１つよりも多い行に亘ることができる。例示の実施形態では、各グループ（例えば、グループ６２８、６３２）は検出フラグの２×２マトリクスである。尚、検出表の第３行によって表される主サイクルの完了時にのみグループ６３２を分析し、一方表の第２行によって表される主サイクルの完了時にグループ６２８を分析することは認められよう。
【０１１３】
組み合わせた各グループ６２８、６３２を処理し、当該グループ内において少なくとも２つの検出フラグが真であるか否か判定を行う。即ち、副サイクル検出フラグの２×２グループにおいて、２つ以上の副サイクル検出フラグが真であると、ターゲット検出を示す警報状態メッセージが生成される。このように、グループ６２８の処理では、連続する副サイクルの間にビーム１における連続検出から警報状態メッセージが生成される。同様に、グループ６３２の処理により、１回の主サイクルの間にビーム４および５における検出によって警報状態メッセージが生成される。副サイクル検出フラグの特定的な論理組み合わせについて述べたが、１つまたは複数のビームおよび１つ以上の主サイクルからの副サイクル検出フラグの別の論理的組み合わせも、本発明では可能であることは当業者には認められよう。ステップ６４４における主サイクル処理が完了すると、ステップ５６０において新たな主サイクルが開始される。
【０１１４】
検出ゾーンにおけるターゲットの存在を示す警報状態メッセージが生成されると、システムは用途に適した処置を講ずることができる。例えば、視覚指示または可聴アラームを発して、ＳＯＤシステムの検出ゾーン内に物体があることをドライバに警報することができる。
【０１１５】
図１３は、チャープ信号および処理ステップに関する副サイクル・タイミングを示す。副サイクル６４８は、所定の時間期間（例えば、５．５ｍｓ）でビーム・ステアリング角毎に完了する。この時間期間以内に、４つのレーダ・チャープ６５２ａ〜６５２ｄが送信され、反射チャープ・エコーが送信から識別され、その差が間隔６５６ａ〜６５６ｄの間にサンプリングされ、間隔６６０ａ〜６６０ｄの間に差のＦＦＴ分析が行なわれ、間隔６６４ａ〜６６４ｄの間にＦＦＴ振幅の計算が行なわれ、間隔６６８において４つのＦＦＴ出力データの平均を取る。間隔６７２において一次および二次導関数を計算し、分析し、間隔６７６において副サイクル検出フラグを生成する。次いで、次のビームに対して副サイクル６４８を繰り返す。尚、間隔６６８、６７２、および６７６に関連する処理は、次の副サイクルにおける第１チャープ６８０のサンプリングと同時に行なわれる。
【０１１６】
図５および図５Ａに関連付けて先に説明したランダム可変チャープ・オフセット間隔６８０ａ〜６８０ｄによって、別のＳＯＤシステムを含む別のレーダからの受信に起因する偽検出を低減する。
【０１１７】
副および主サイクル・タイミング全体の選択は、指定の時間間隔内に物体を検出し、システムが適切な時間量で処置を講ずることができるように行う。図示のＳＯＤシステム５０４（図１０）では、主サイクルが完了する毎に、即ち、７回の副サイクルが完了する毎に、警報状態メッセージを生成する。したがって、約５０ｍｓｅｃ毎に１回警報状態メッセージを生成する。ＣＡＮマイクロプロセッサ８０（図９）は、車両全体に対して約３００ｍｓｅｃの同期更新率(synchronous update rate)を有する。つまり、ＣＡＮサイクル毎に、数回の主サイクルが行なわれ、これに応じて警報状態メッセージが生成される。例示の実施形態では具体的なタイミング選択について述べたが、他のタイミングの選択も可能であることは認められよう。例えば、４つのＦＦＴ以外の平均化や、７つ以外のビームも使用可能である。この説明を読んだ後であれば、図１３のタイミング構造に対して必要な変更は、どのようなものであれ、いかにして実施すればよいか、当業者には明白にわかるであろう。
【０１１８】
次に図１４Ａおよび図１４Ｂを参照すると、図１２のステップ６０２において発生したような、ＦＦＴデータ曲線６８２の一例は、特定の検出範囲および１つ以上のＦＦＴビンに対応する検出周波数６９０において、振幅検出ピーク６８６を含む。尚、単一のターゲットからの検出ピーク６８６は、単一のＦＦＴビンよりも広い場合もあることは認められよう。前述のように、周波数ドメインにおいて検出したエコーの拡大(broadening)は、特定のＦＦＴの特性(aspect)、即ち、ＦＦＴへの入力データ・サンプルに適用することができる重み関数に関係する。また、拡大は、特定のレーダ・ビームの軸に沿ったターゲットの寸法のような、エコーを発するターゲットの物理的特性(aspect)にも関係付けることができる。大きく広がったターゲット(extended target)は広い範囲を有し、したがってその距離に対応して広がった周波数として検出することもできる。
【０１１９】
一般に、単一のターゲットに対するＦＦＴ出力データ曲線６８２のピーク６８６は、ターゲットまでの距離に対応する周波数６９０である。しかしながら、図１５および図１６に関して、場合によっては、ピークはターゲットまでの距離の誤った印象を与える可能性があることがわかる。ここでは、ＦＦＴ出力データ曲線のピークは、ターゲットまでの距離を示すと想定する。
【０１２０】
図１２の検出アルゴリズム５５６に関連して説明したように、ＦＦＴ周波数ビンは、特定の検出ゾーンに要求される要求精度を得る程十分に狭くすることができない場合もある。単一のターゲットからの検出信号が数個のＦＦＴビン間に広がった場合、十分な距離分解能を得るためには、ＦＦＴ出力データに対して追加の処理を行わなければならない。
【０１２１】
ＦＦＴ出力曲線６８２の一次導関数６９４を検討することによって、ＦＦＴ出力データ曲線６８２のピーク６８６が、負方向ゼロ交差６９８と一致することが解明された。つまり、一次導関数６９４の負方向ゼロ交差６９８から、ＦＦＴピーク６８６の周波数６９０が得られ、したがってターゲットまでの対応する距離が得られる。このように距離を検出すると、ピークが生じるＦＦＴ出力データ曲線６８２の端数周波数ビンを判定することによって単に距離を判定するよりも、精度を向上させることができる。なぜなら、ピークは多数のＦＦＴビンにおいて生ずるからである。
【０１２２】
尚、図１４Ａおよび図１４ＢはＦＦＴ出力データ曲線６８２およびＦＦＴ一次導関数６９４を滑らかな連続波形として示すが、ＦＦＴ出力曲線６８２によって表されるＦＦＴ出力データ、および一次導関数６９４は、不連続なディジタル・サンプルで構成されている。その結果、一次導関数６９４のゼロ交差を求めるには、追加の処理が必要となる。一次導関数６９４の点の間隔が十分に狭い場合、隣接する一次導関数のデータ点はほぼ直線上に並ぶことになる。この近似を用いて、従来の三角法によってゼロ交差６９８を求めることができる。例示の実施形態では、データ点間の間隔は、約５００Ｈｚであれば十分であることがわかった。しかしながら、本発明では、他のデータ点周波数間隔も使用可能であることは、当業者には認められよう。尚、このように決定した一次導関数のゼロ交差６９８は、いずれの周波数でも可能であり、ＦＦＴビンの中心である必要はなく、したがって周波数分解能および関連する距離分解能は、ＦＦＴピーク６８６が生じる周波数を判定する従来の技法と比較して、大幅に改善されることを注記しておく。
【０１２３】
複雑な反射エコーでは、例えば、多数のターゲットからまたはビームの軸に沿って延びるターゲットからの場合、二次導関数７０６の負方向ゼロ交差を判定すれば、前述のように一次導関数を用いる場合よりも優れた距離判別を行うことができる。ＦＦＴ出力データ曲線６８２の二次導関数７０６の負方向ゼロ交差７０２は、ＦＦＴ出力データ曲線６８２の負屈曲点７１０に対応する。負屈曲点７１０は、ＦＦＴ出力データ曲線６８２の傾きが上方カーブから下方カーブに変化する点である。
【０１２４】
尚、ＦＦＴ出力データ特性(data feature)の上昇部分、例えば、７１４は離散負屈曲点７１０を有し、一方この特性のピーク６８６は周波数軸に沿って延長可能であることは認められよう。ＦＦＴ出力データ特性の拡大は、入力サンプルの重み付けのようなＦＦＴの数学的特性と、ターゲットの寸法特性との双方に関係付けられるが、ＦＦＴ出力データ構造７１４の上昇部分は、一次までは(to a first order)ＦＦＴの数学的特性のみに関係する。ＦＦＴ出力データ構造７１４の上昇部分上にある負屈曲点７１０を用いると、ＦＦＴピーク６８６の周波数を予測することができる。これは、ピーク６８６が明確ではない場合には望ましいであろう。要するに、ターゲット寸法の比較的広い範囲に対して、負屈曲点７１０とＦＦＴピーク６８６との間の距離７１６は既知で一定であり、ＦＦＴの数学的特性のみによって決定される。したがって、ＦＦＴ出力データ構造７１４の上昇部分の最初の負屈曲点７１０を見つけ、負屈曲点７１０を用いてピーク６８６の位置を予測することによって、更に複雑なＦＦＴ出力データ曲線のスペクトル形状に対しても、ターゲットまでの距離を求めることができる。
【０１２５】
図１２におけるステップ６０６に関連して注記したが、個々のビーム照準角に対して特定的な閾値Ｒmin７１７およびＴBeamRange７１８を、一次導関数または二次導関数テストのいずれかによって計算した、物体距離の周波数計算値に適用する。即ち、閾値以内にあるピークを有効と見なす。同様に、振幅閾値Ｔobject７１９よりも高いピークのみを有効と見なす。
【０１２６】
次に図１５を参照すると、例として示す曲線７２８は、ほぼ平坦な上部ＦＦＴ出力データ曲線が得られるようにビーム軸に沿って拡長したターゲットによって発生したＦＦＴ出力データに対応し、このデータ曲線のピークは、不定、即ち、多数のピーク７２４、７３２が得られる。一緒に示す曲線７３６は、拡長しないターゲットから得られたＦＦＴ出力データに対応する。ＦＦＴ出力データ曲線７２８をＦＦＴ出力データ曲線７３６と比較することによって、負屈曲点７２０、７４０が一致することがわかる。このように、ＦＦＴ出力データ曲線７２８の二次導関数を計算し、得られた負方向ゼロ交差を用いて、前述のように負屈曲点７２０および７２４間の既知の距離、即ち、周波数を加算することによって、ピーク７２４を決定すれば、高精度の距離判定が行える。
【０１２７】
次に図１６を参照すると、ＦＦＴ出力データの一例に対応する別の曲線７４４が示されている。この曲線は、２つのターゲットからのエコーの同時受信によって生ずると考えることができる。２つのターゲットの内、一方は他方よりも弱いとする。尚、強いエコーのために、弱いエコーに関連する複合ＦＦＴ出力データ曲線７４４の曲線部分７４８はピークを全く有さず、一方強いターゲットからの曲線部分７５２は明確なピーク７５６を有することを注記しておく。その場合でも、複合ＦＦＴ出力データ曲線７４４の二次導関数を計算することによって求められる負屈曲点７６０、７６４を用いて、双方のターゲットの距離を予測することができる。ＦＦＴ出力データ曲線７４４の二次導関数の２つの負方向ゼロ交差の検出、および図１４Ａの距離７１６のような既知の距離の使用により、ピーク周波数点７６８および７５６を検出するに至る。第１の負屈曲点７６０を用いて、第１のターゲット距離に対応するピーク７６８を求めるが、ピーク７６８は実際には存在しない。同様に、第２の負屈曲点７６４を用いて第２のターゲット距離に対応するピーク７５６を求める。周波数ピークはターゲット距離に対応するので、強いターゲットおよび弱いターゲット双方までの距離を判別することができる。このように、ＦＦＴ出力データの二次導関数を用いると、一層複雑なＦＦＴ出力データ曲線によって表されるターゲットについても、距離を判別することができる。
【０１２８】
次に図１７Ａおよび図１７Ｂを参照すると、それぞれ、図１１Ａおよび図１１Ｂと同様に、横方向検出ゾーン５３６、５４８の異なる例が２つ示されている。図１７Ａでは、台形状の最大検出ゾーン境界５３６が設けられている。図１７Ｂでは、ほぼ矩形状の最大検出ゾーン境界５４８が設けられている。図１７Ａに示すように、例示のＳＯＤシステムは８つの方位方向ビーム５４０ａ〜５４０ｈを備え、斜線で示すように、各々異なる最大検出距離を有し、ビーム・エコーに対して動作する検出アルゴリズムによって判定される。図１７Ｂに示すように、システムの一例は、８つの方位方向ビーム５５２ａ〜５５２ｈを備え、斜線で示すように、各々異なる最大検出距離を有する。距離５５２ａから５５２ｈは、ビーム５４０ａ〜５４０ｈとは異なるため、この場合も斜線で示すように、実際に形成される最大検出ゾーン５５０は異なる。８つのビームの各々の最大検出距離のアルゴリズム制御は、指定された基準検出ゾーン境界５３６、５４８に対して、実際の最大検出ゾーン境界５３８、５５０を規定する。尚、本発明から逸脱することなく、別の数のビーム（例えば、８つよりも少ないまたは８つよりも多いビーム）や走査角も可能であることは、当業者には認められよう。個々の用途において用いられるアンテナ・ビームの特定の数は、前述のように、要求分解能および種々のその他の要因に応じて選択される。
【０１２９】
環境によっては、自動車のサイズや周辺視野の優先度等に基づいて、検出ゾーン５３６、５４８を変更することが望ましい場合もある。更に、例えば、検出ゾーンの変更をが必要な他の理由には、トレーラの曳航、車線サイズの変更、交通密度および個人的な好みが含まれる。図１７Ａに示すように、多数の狭いビーム、ここでは、ビーム５４０ａ〜５４０ｈを設け、ビーム長を調節することによって、検出ゾーン５３６の形状を変化させることができる。ビーム５４０ａ〜５４０ｈの各々の例として、ビーム５４０ａを見ると、ビーム５４０ａは複数の距離部分R1, R2,．．．R15, Rnを含み、その各々はセンサからの距離(レンジ)を示す。距離部分R1ないしRnの各々に、そして個々のビームに対する所望の距離に応じて対応する距離ビンを作成する。所望の距離ゲートに応じて、各距離ビンを検索(クエリー：query)することができる。尚、８つのビームの距離の各々はセンサ毎に変化しないことは認められよう。距離ゲートは、図２１のステップ５７４に示すように、距離ゲートを制御するために用いられるソフトウエア命令を変更することによって変更することができる。可能なターゲット検出に対してビームの各々において検索する距離ビンを変更することによって、検出ゾーン５３６、５４８を可変とすることができる。再度図３を参照し、ターゲットが検出ゾーンにあるか否かの判定について、手短に説明する。ビデオ増幅器６７からのビデオ信号は、ビーム毎に別個にＡ／Ｄ６８に供給される。ランプ信号の各チャープの上部分、下部分およびＣＷ部をＡ／Ｄ６８からＤＳＰ３０に供給する。各サンプルに、ウインドウ処理即ち振幅重み付けおよびゼロ・パディングを行う。各サンプルにＦＦＴを実行し、スペクトルの判断基準にしたがってサンプルの信号が閾値よりも高いときにターゲットを検出する。前述のように、距離（レンジ）および距離レート(range rate)データを格納する。検出要件に応じて、上方または下方ランプ生データを用いて、時間を前進または逆進させたり、あるいはターゲットを空間的にずらすことが望ましい場合もあり、検出される各ターゲットはある距離、または、例えば、ＦＦＴ、ビンと関連付けられる。次に、ターゲットが警報ゾーン内にあるか否か判定し、ターゲットが警報ゾーンにおいて検出された場合、信号を活性化し、検出エリア内におけるターゲットの存在を示す。ビーム毎に各距離ビンをゾーン境界の内部または外部のいずれかに割り当て、ターゲットの存在を判定するために当該距離ビンを検索するか否か判定を行う。尚、ソフトウエア命令を変更することによって、割り当てた境界をビーム毎に範囲内外に移動させ、警報ゾーンのサイズおよび形状を個別に作成できることは認められよう。このような構成では、ハードウエアを変更することなく、種々の検出ゾーンを設けることができる。
【０１３０】
検出ゾーン５３６によって設けられるカバレッジ・エリアでは、ビーム５４０ａの距離ビンR1〜R6またはビーム５４０ｂの距離ビンR1〜R6において何らかのターゲットが検出されると、陽性を示す警報が発生することは、今や認められて当然であろう。検出ゾーン５４８によって設けられるカバレッジ・エリアでは、ビーム５５２ａの距離ビンR1〜R6またはビーム５５２ｂの距離ビンR1〜R7において何らかのターゲットが検出されると、陽性を示す警報が発生する。尚、図面における簡略化のために、ビームにおける距離ビンの数は図に示すものよりも多いことは認められよう。
【０１３１】
次に図１８を参照すると、ビーム毎に距離および距離レート・ビンのグラフ表示が示されている。これらのデータはこうしてメモリに格納される。各ビームは、対応する距離および距離レート・ビンを有し、ターゲットの存在を示す。図示したグラフでは、ビーム１に対して、距離ビン１ないし６が活性化され、ビーム２に対して距離ビン１ないし７が活性化され、ビーム３に対して距離ビン１ないし８が活性化され、ビーム４に対して距離ビン１ないし９が活性化され、ビーム５に対して距離ビン１ないし９が活性化され、ビーム６に対して距離ビン１ないし９が活性化され、ビーム７に対して距離ビン１ないし７が活性化され、ビーム８に対して距離ビン１ないし７が活性化される。各距離ビンに対して、当該距離ビンに可能な種々の距離レートに対応する、付加的にさまざまな距離レート・ビンがある。後者は、必要に応じて、検出ゾーンに対してある程度のカバレッジを設ける。異なる検出ゾーンが望ましい場合、異なる距離ビンを活性化し、検索してターゲットの存在を検出する。
【０１３２】
次に図１９を参照すると、図３のＤＳＰ３０のようなＳＯＤプロセッサによって実行するプロセス７００のフロー図を示す。プロセス７００は、検出ゾーンを規定するためにビーム毎に距離閾値を設定するステップを含む。最初に、ステップ７０２で示すように、検出カバレッジ・エリアの選択を行う。後者は、アラーム信号によってカバーされるセンサ周囲のカバレッジ・ゾーンを決定する。次に、ステップ７０４に示すように、アンテナ・ビームから１つを選択する。ステップ７０６において、選択したアンテナ・ビームによってカバーされる距離を選択する。この際、どの距離ビンを検索し、どの距離ビンを無視するか判定を行う。ステップ７０８において、アンテナ・ビームの全てが、各ビームに選択した距離ゲート値を有するか否か判定を行う。有していない場合、処理はステップ７０４に戻り、別のビームを選択する。ビームを全て処理し終えたなら、処理は別のルーチンに戻り、このサブルーチンを終了する。
【０１３３】
尚、図１２のステップ５７４において、距離閾値を各ビーム照準角毎に確定し、検出ゾーンを規定することは認められよう。つまり、所与のビーム照準角において、ＳＯＤシステムに対して遠すぎるまたは近すぎるため検出ゾーンに入らない距離検出を、予め確定してある距離閾値によって排除する。処理ステップ７００は、ステップ５７４に含ませることができ、あるいは処理ステップ７００を予め実行しておき、処理ステップ７００の結果をメモリに格納し後にステップ５７４で用いることもできる。
【０１３４】
尚、図１９に示すフローチャートは、レーダ・システム１０（図１）において実施し、先に検討した技法に対応することは認められよう。矩形エレメント（図１９のエレメント７０２で代表する。ここでは「処理ブロック」と呼ぶ）は、コンピュータのソフトウエア命令または命令群を表す。菱形のエレメント（図１９のエレメント７１２で代表する。ここでは「判断ブロック」と呼ぶ）は、処理ブロックによって表されるコンピュータ・ソフトウエア命令の実行に作用する、コンピュータ・ソフトウエア命令または命令群を表す。
【０１３５】
あるいは、処理ブロックおよび判断ブロックは、ディジタル信号プロセッサ回路や特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）のような機能的に等価な回路によって実行されるステップを表す。フロー図は、断じて特定のプログラム言語のシンタックスを示すのではない。むしろ、フロー図は、当業者が個々の装置に必要な処理を実行するための回路を製造したり、あるいはコンピュータ・ソフトウエアを生成する際に必要となる機能情報を示す。尚、ループや変数の初期化および一時変数の使用というような多くの慣例的プログラム・エレメントは示されていないことを注記しておく。ここでは、特に指示しない限り、記載する特定のステップ・シーケンスは例示に過ぎず、本発明の精神から逸脱することなく変更可能であることは、当業者には認められよう。したがって、特に明記しない限り、以下に説明するステップは、可能であれば、好都合な順序または所望の順序のいずれでもステップを実行可能である点において、順序は不問であることを意味する。
【０１３６】
本発明では、別のビーム数および距離ビン数も可能であることは当業者には認められようが、明確化のために、８つのビームおよびビーム当たり１６個の距離ビンを用いて本プロセスを説明した。更に、用途によっては、アンテナ・ビーム全てを用いるのではなく、あるアンテナ・ビームは選択せずに、複数のアンテナ・ビームの一部のみを用いて検出カバレッジ・エリアを設ける方が望ましい場合もある。ここでは８つのビームについて説明したが、８つよりも多いビームまたは少ないビームも使用可能であることは言うまでもない。例えば、７つのビームを用いることができる。７つのビームを供給するアンテナ・システムの一例が、本願と同一日に出願し、「Switched Beam Antenna Architecture」（切換ビーム・アンテナ・アーキテクチャ）と題する同時係属中の特許出願第０９／ＸＸＸ，ＸＸＸ号に記載されている。この出願は、本発明の授受人に譲渡され、その内容はこの言及により全体的に本願にも援用されるものとする。
【０１３７】
以上本発明の好適な実施形態について説明したが、その概念を組み込んだ別の実施形態も使用可能であることは、当業者には今や明白であろう。
【０１３８】
レーダ・システムの部分間の個々の境界は、先に説明したものから変更可能であることは、当業者には認められよう。一例として、受信機は、Ａ／Ｄ変換器のように、電子制御回路の一部、または受信機の一部を含むこともでき、システムの電子装置部に設けることもできる。選択した種々の構成部品の実施態様に応じて、レーダ・システムの１つ以上の部分を１つ以上のハイブリッド回路、モジュール、またはサブアセンブリ上に統合することもできる。したがって、これらの実施形態は開示した実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の精神および範囲によってのみ限定されるべきである。この中で引用した全ての刊行物および文献は、その言及により、その全体が本願にも明白に含まれることとする。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的には、輸送手段（車両）用レーダ・システムに関し、更に特定すれば、車両に近接する別の車両や物体を検出するレーダ・システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
当技術分野では公知であるが、自動車やボートのような車両（輸送手段）に関連する種々の用途のために、レーダ・システムが開発されている。車両に搭載したレーダ・システムは、当該車両付近にある別の車両を含む物体の存在を検出する。自動車の用途では、このようなレーダ・システムは、制動（ブレーキ）システムと共に用いて能動的衝突回避を行ったり、自動車用クルーズ（巡航）制御システムと共に用いてインテリジェントな速度および交通間隔制御を行うことができる。更に別の自動車の用途では、レーダ・システムは、ドライバに対して受動的障害指示をディスプレイ上に与える。
【０００３】
自動車の運転における安全性に対する以前からの懸念の１つに、自動車の横方向盲点(side blind spot)における物体検知の困難さがある。事故が発生するのは、多くの場合、自動車が車線変更時にその盲点において別の車両と衝突するときである。
【０００４】
通例では、種々のサイズおよび構造のバックミラーやサイド・ミラーを用いて、盲点の視認性（視覚化）を改善すべく努めている。例えば、凹状ミラーは平面ミラーよりも視野が広い。しかしながら、凹状ミラーにおいて見える物体は、車両からのそれらの実際の距離よりもはるか遠くに見える。また、雨天、降雪、または暗がりという条件下では、ミラーを通じての視覚は低下する。
【０００５】
雨天、降雪、および暗がりを含むあらゆる種類の環境条件下においても高精度かつ信頼性高く、車両の盲点における物体、一般的には車両に近接する物体を検出する有効な方法が求められている。有効な検出システムの別の特徴は、検出ゾーンが明確に規定されており、その内部における検出確率が非常に高く、その外部では検出確率が非常に低いことである。
【０００６】
当技術分野では公知であるが、多くの種類のレーダ伝送技術があり、その１つに周波数変調連続波（ＦＭＣＷ：frequency modulated continuous wave）伝送がある。ＦＭＣＷ伝送では、送信信号の周波数が、第１所定周波数から第２所定周波数に線形に増加する。ＦＭＣＷレーダには、感度が高く、送信電力が比較的低く、距離分解能が高いという利点がある。
【０００７】
ＦＭＣＷ伝送信号を発生するには、種々の回路および技法を用いることができる。一技法では、ランプ（傾斜）特性を有する信号電圧（ここでは、「ランプ信号」またはランプ電圧」と呼ぶ）を電圧制御発振器（ＶＣＯ）に供給し、周波数変調送信信号を発生する。この信号のことを、一般にチャープ信号(chirp signal)と呼ぶ。通例では、ランプ信号は、アナログ回路によって発生する。このアナログ回路は、タイミング・パルス発生回路、積分器、および増幅器を含むことがある。このようなアナログ回路の構成素子は、設計段階において固定されてしまうので、このような回路の多様性は、あるにしても、さほど高くない。
【０００８】
理想的には、ＶＣＯ出力信号の周波数は、ランプ電圧に対して線形に変化する。ランプ信号および／またはＶＣＯの動作に非線形性があると、ＲＦ戻り（反射）信号の周波数はＲＦ周波数範囲全域に拡散する可能性があり、即ち、「スメア（不鮮明）になる」可能性があり、このため、レーダ・システムのターゲット検出、分解能、および距離精度性能が低下する。
【０００９】
ＦＭＣＷ伝送信号を発生するには、直接ディジタル合成（ＤＤＳ：direct-digital synthesis）を用い、送信信号自体をディジタル的に合成するという別の技法がある。典型的なＤＤＳシステムは、位相アキュムレータ（累算器）およびディジタルーアナログ（Ｄ／Ａ）変換器を含む。しかしながら、送信信号レートは、ナイキストの定理によって、Ｄ／Ａ変換器の最大クロック・レートの半分に制限されてしまう。ＤＤＳシステムの別の欠点には、複雑さおよびコスト、それに加えて、現在入手可能なＤＤＳ合成器の動作周波数およびチューニング（同調）範囲の制限のために、それを補う必要性によるハードウエア増加が含まれる。
【００１０】
また、周知の通り、比較的複雑なレーダ・システムでは、多数の送受信（送信および受信）回路（ＴＲＣ：transmit and receive circuit)が含まれ、その各々が互いに独立して動作する。このような送受信回路が互いに接近して配され、同一または重複する周波数で動作すると、多数のＴＲＣが互いに干渉し合い、ターゲットの精度高い検出が妨げられる。また、多数のＴＲＣの同時動作によって、別の問題も起こり得る。
【００１１】
レーダ・システムには、数々の設計上の課題がある。一例として、同じまたは重複する周波数で動作するレーダ・システムが互いに接近して用いられると、２つのシステムは互いに干渉し合い、ターゲットの精度高い検出が妨げられる。例えば、温度変化に伴う回路性能のばらつきの結果、多数のＴＲＣ間で干渉が起こる可能性がある。したがって、比較的簡単に送信信号特性の調節ができるレーダ送信回路を提供することができれば、望ましいであろう。また、レーダ送信機を配置した環境における温度のばらつきによって生ずる、送信信号特性のばらつきを補償するレーダ送信機を提供することができれば、望ましいであろう。更に、非線形ＶＣＯ動作を補償するＦＭＣＷレーダ・システムを提供することができれば、望ましいであろう。更にまた、重複する周波数範囲において多数のＴＲＣの同時動作を可能にする技法を提供することができれば、望ましいであろう。更にまた、多数のＦＭＣＷ ＴＲＣの同時動作を可能とし、レーダ・カバレッジ(radar coverage)の変更が可能なシステムおよび技法を提供することができれば、望ましいであろう。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１２】
レーダ・システムを用いて物体を検出する方法は、送信信号を送信するステップと、物体に衝突した送信信号の少なくとも一部によって発生した受信信号を受信するステップと、送信信号および受信信号に応答して差信号を計算するステップと、差信号に対してＦＦＴを実行しＦＦＴ出力信号を得るステップと、ＦＦＴ出力信号の導関数を計算するステップと、ＦＦＴ出力信号の導関数のゼロ交差に応答して物体を検出するステップとを含む。物体までの距離は、ＦＦＴ出力信号の導関数のゼロ交差が発生した周波数によって決定する。一実施形態では、導関数は二次導関数である。
【００１３】
また、レーダ・システムを用いて物体を検出するもう１つの方法についても記載する。この方法は、複数の指標を収容した検出表を生成することを含み、各指標は、レーダ・システムに近接する物体の有無を示す。各指標には、それぞれのレーダ・ビームおよび処理サイクルが関連付けられている。この方法は、更に、指標の内少なくとも２つを組み合わせるステップと、組み合わせた指標の内少なくとも１つが物体の存在を示す場合、物体の検出を行うステップを含む。例示の実施形態では、組み合わせた指標は、異なるレーダ・ビームおよび／または異なる処理サイクルと関連付けられている。この技法を用いると、レーダ・システムに近接する物体が高い確率で検出され、検出した物体までの距離も高い精度で判定される。検出表（テーブル）を用いることによって、この方法は、偽検出の確率を低下させる。ＦＦＴ出力信号の導関数、更に特定すれば、二次導関数を用いることによって、これまでは未検出となる虞れがあった物体が検出可能となる。
【００１４】
物体を検出するレーダ・システムは、送信信号を送信する送信機と、物体に衝突した送信信号の少なくとも一部によって発生した受信信号を受信する受信機と、送信信号および受信信号に応答して差信号を計算する減算回路と、差信号にＦＦＴを実行しＦＦＴ出力信号を得るＦＦＴプロセッサと、ＦＦＴ出力信号の導関数を計算する導関数プロセッサと、ＦＦＴ出力信号の導関数のゼロ交差に応答して物体を検出する検出器とを含む。更に、検出器は、導関数のゼロ交差が発生する周波数に応答して、物体までの距離を判定することができる。
【００１５】
レーダ装置は、複数の指標を収容する検出表を格納したメモリを含む。各指標は、物体の有無を示す。検出表における指標の内少なくとも２つを組み合わせ、組み合わせた指標の少なくとも１つが物体の存在を示す場合、物体検出メッセージ（情報）を与えるプロセッサが設けられている。
【００１６】
前述の検出技法と同様、レーダ装置は、高い確率で、レーダ・システムに近接する物体を信頼性高く検出し、高い精度で物体までの距離を判定する。
【００１７】
本発明によれば、レーダ送信機は、ＤＳＰと、ＤＳＰの出力端子に結合された入力端子とアナログ・ランプ信号を供給する出力端子とを有するＤ／Ａ変換器と、アナログ・ランプ信号に応答する入力端子と周波数変調信号を供給する出力端子とを有するＶＣＯとを含む。この構成により、単純で比較的安価な回路を用いて、ＶＣＯを制御するアナログ・ランプ信号を発生する。ＤＳＰ出力ワードを適切に調節しこれに付随するチャープ信号の調節により、様々な有利な特徴を容易に実施することができる。これらの特徴には、ＶＣＯおよび駆動回路の温度補償、非線形ＶＣＯ動作の補償、および干渉低減技法が含まれる。Ｄ／Ａ変換器の出力端子とＶＣＯの入力端子との間にアナログ平滑化回路を結合すると、階段状のＤ／Ａ変換器出力を平滑化することができる。
【００１８】
一実施形態では、ＶＣＯの出力をアップコンバートして送信信号を供給し、別の実施形態では、ＶＣＯが送信信号周波数範囲全域で動作することによって、アップコンバータの必要性をなくする。また、誘電体共振発振器（ＤＲＯ：dielectric resonator oscillator）を含みチャープ信号を発生するＶＣＯについても記載する。このＶＣＯは、増幅器と、ＶＣＯの中心周波数を制御する誘電体共振器と、ＶＣＯの周波数同調機能を設ける移相器とを含む。移相器は、三端子デバイスであり、増幅器に結合された入力と、誘電体共振器に接続された出力端子とを有する。誘電体共振器は、増幅器の入力に戻って接続され、正フィードバックを行うことにより、発振器を構成する。加えて、移相器は、制御端子を有し、制御電圧に比例する移相を行うことによって、ＶＣＯの周波数を制御する。周波数変調信号即ち「ランプ信号」を制御端子に結合し、ランプ信号に応答するようにする。
【００１９】
周波数補償機能について説明すると、これは、所定のディジタル・ワード・シーケンスからこのワード・シーケンスのそれぞれに関連する周波数を有する送信信号を発生するステップと、予測送信信号周波数に関連付けてディジタル・ワードの各々を格納するステップとを含む。送信信号の実際の周波数を検出し、この検出した周波数を発生するのに用いたディジタル・ワードを、実際の送信信号周波数に関連付けて格納したディジタル・ワードと比較する。比較の結果は、誤差値となり、ディジタル・ワードの各々を調節する際に用いられる。一実施形態では、実際の送信信号周波数を検出するには、狭い周波数帯域に応答する回路を用い、誤差値に等しいオフセットを導入することによって、ディジタル・ワードを調節する。一実施形態では、この回路は、送信信号周波数を有する信号に応答するＤＲＯとして設けられる。
【００２０】
非線形ＤＲＯ動作を補償する方法によれば、製造中に、所定のディジタル・ワード・シーケンスをＤ／Ａ変換器に印加し、ワード毎に得られる送信信号周波数を検出することによって、ＶＣＯを特徴化する。このプロセスによって、ＶＣＯ出力周波数をＶＣＯ入力電圧に関係付ける、いわゆるＶＣＯ曲線が得られる。ＶＣＯ曲線の形状と相補的な形状を有する曲線を決定し、ＤＳＰ出力ワードを調節して、相補波形をＶＣＯに供給する。その特性曲線に関して相補的な波形でＶＣＯを制御することによって、このような非線形動作に起因する周波数の不明瞭さ(smear)を低減する。
【００２１】
レーダ・システム間の干渉を低減する方法は、ＶＣＯを制御するランプ信号を発生するステップと、このランプ信号の少なくとも１つのパラメータをランダムに変化させるステップとを含む。ランプ信号は、複数のサイクルを含み、その各々がオフセット部と、ランプ部と、ＣＷ部とを有する。ランプ信号のパラメータは、１つ以上のサイクルにおいてランダムに変化させることができる。ランダムに変化させることができるランプ信号パラメータの一例には、開始ランプ信号電圧、オフセット部の期間、およびランプ部の電圧範囲が含まれる。
【００２２】
レーダの動作方法は、検出カバレッジ・エリアを選択するステップと、選択したカバレッジ・エリアに応答して、複数のアンテナ・ビームから１つを選択するステップと、選択したカバレッジ・エリアに応答して、複数のアンテナ・ビームから選択した１つがカバーする範囲を選択するステップとを含む。このような技法では、アンテナ・ビームがカバーする範囲を変化させることができる。
【００２３】
本発明の別の特徴によれば、前述の方法は、更に、選択したカバレッジ・エリアに応答して、複数のアンテナ・ビームから１つを選択するステップと、選択したカバレッジ・エリアに応答して、複数のアンテナ・ビームから選択した１つがカバーする範囲を選択するステップとを、複数のアンテナ・ビームを１つずつ選択し終えるまで、繰り返すステップを含む。このような技法では、複数のアンテナ・ビームの各々に規定した範囲を変化させ、レーダ・システムのカバレッジを規定することができる。環境によっては、後者では、自動車のサイズ、周辺視野の優先度またはその他の要因に基づいて、検出ゾーンを変化させることができる。
【００２４】
本発明の前述の特徴、および本発明自体は、以下の図面と関連した説明から一層深く理解することができよう。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】図１は、レーダ・システムのブロック図である。
【図２】図２は、図１に示す形式のレーダ・システムを複数個含む自動車用近接物体検出（ＮＯＤ）システムのブロック図である。
【図３】図３は、図２のＮＯＤシステムにおいて用いる横方向物体検出（ＳＯＤ）システムの詳細ブロック図である。
【図４】図４は、温度補償機構を実施するために図３のランプ発生器によって生成するＶＣＯ制御信号波形を示す、ＶＣＯ制御信号電圧対時間のプロットである。
【図５】図５は、干渉低減機構を実施するために図３のランプ発生器によって生成する別のＶＣＯ制御信号波形を示す、ＶＣＯ制御信号電圧対時間のプロットである。
【００２６】
図５Ａは、別の干渉低減機構を実施するために図３のランプ発生器によって生成する更に別のＶＣＯ制御信号波形を示す、ＶＣＯ制御信号電圧対時間のプロットである。
【図６】図６は、図３のＶＣＯ出力信号の周波数と図３のＶＣＯ制御信号の電圧との間にある非線形性関係を示す、ＶＣＯ制御信号電圧対時間のプロットである。
【００２７】
図６Ａは、ＶＣＯ制御信号と、図６の非線形ＶＣＯ特性を補償するために用いられる図３のＤＳＰの出力との間にある関係を示す、ＶＣＯ制御信号電圧対時間のプロットである。
【図７】図７は、別のＳＯＤシステムの実施形態を詳細に示すブロック図である。
【図８】図８は、更に別のＳＯＤシステムの実施形態を詳細に示すブロック図である。
【図９】図９は、図３、図７、および図８のＤＳＰのアーキテクチャを例示するブロック図である。
【図１０】図１０は、車両に配置されたＳＯＤシステムが設ける検出ゾーンの一例の概略図である。
【図１１】図１１Ａは、ＳＯＤシステムによって設けることができる別の検出ゾーンの概略図である。
【００２８】
図１１Ｂは、ＳＯＤシステムによって設けることができる別の検出ゾーンの概略図である。
【図１２】図１２は、検出ゾーン内部で物体を検出するためにＳＯＤシステムによって実施するプロセスを示すフロー・チャートである。
【図１３】図１３は、図１２のプロセスに含まれる副サイクル検出プロセスのタイミング・チャートである。
【図１４】図１４Ａは、図１２の検出プロセスの中間段階において発生する出力を示す、信号戻り高速フーリエ変換（ＦＦＴ）振幅対ＦＦＴ周波数ビンのプロットである。
【００２９】
図１４Ｂは、図１２の検出プロセスの別の中間段階におい計算した、図１４ＡのＦＦＴ出力の一次導関数および二次導関数を示す、ＦＦＴ導関数振幅対ＦＦＴ周波数ビンのプロットである。
【図１５】図１５は、地理的に拡張したターゲットの検出によって得られるＦＦＴ出力の一例、および同じ距離における拡張しないターゲットの検出によって得られるＦＦＴ出力の一例を示す、信号戻りＦＦＴ振幅対ＦＦＴ周波数ビンのプロットである。
【図１６】図１６は、２つの近接したターゲットの検出に伴うＦＦＴ出力の一例を示す、信号戻りＦＦＴ振幅対ＦＦＴ周波数ビンのプロットである。
【図１７】図１７Ａおよび図１７Ｂは、ＳＯＤシステムによって設けることができる検出ゾーンにおける種々の距離選択肢の概略図である。
【図１８】図１８は、ビーム毎の距離および距離率ビンをメモリに格納した場合のグラフ表示である。
【図１９】図１９は、検出ゾーンにおいて距離を変更するために、ＳＯＤシステムによって実施するプロセスを示すフロー・チャートである。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
発明の詳細な説明
図１および図１Ａを参照すると、レーダ・システム１０は、アンテナ部１４と、送信機２２および受信機２４双方を有するマイクロ波部２０と、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ：digital signal processor）３０、電源３２、制御回路３４およびディジタル・インターフェース・ユニット（ＤＩＵ:digital interface unit）３６を備えた電子回路部２８とを含む。送信機２２は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の制御信号を発生するディジタル・ランプ信号発生器を含む。これについては、以下で説明する。
【００３１】
レーダ・システム１０は、レーダ技術を利用して、システム１０の視野内において１つ以上の物体、即ち、ターゲットを検出し、種々の用途に用いることができる。例示の実施形態では、レーダ・システム１０は輸送手段（自動車）用レーダ・システム（図２）のモジュールであり、具体的には、側方（横方向）物体検出（ＳＯＤ：side object detection）モジュールまたはシステムであり、自動車またはその他の車両４０上に搭載するように構成され、物体を検出することを目的とする。物体には、限定する訳ではないが、別の車両、木々、標識、歩行者、および車両が位置する経路に近接して位置する可能性がある他の物体が含まれる。当業者には明白であろうが、レーダ・システム１０は、多くの異なる種類の用途において用いるのにも適している。その用途には、海洋分野が含まれ、レーダ・システム１０はボート、船、またはその他の船舶上に配置することができるが、それらに限定される訳ではない。
【００３２】
送信機２２は、周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダとして動作し、送信信号の周波数は、第１所定周波数から第２所定周波数まで線形に増加する。ＦＭＣＷレーダには、感度が高く、送信電力が比較的低く、距離分解能が高いという利点がある。しかしながら、他の種類の送信機も使用可能であることは認められよう。
【００３３】
制御信号バス４２を通じて車両４０からレーダ・システム１０に制御信号を供給する。ＤＳＰ３０は、これらの制御信号、およびレーダ・システム１０が受信したレーダ反射信号を処理し、レーダ・システムの視野内部において物体を検出する。これについては、図１０ないし図１６に関連付けて以下で説明する。レーダ・システム１０は、出力信号バス４６を通じて、その視野内部にある物体を特徴付ける１つ以上の出力信号を車両に供給する。これらの出力信号は、予め設定したシステムの閾値をターゲットが超過したときの、ターゲット検出信号を含むことができる。出力信号は、車両４０の制御ユニットに結合され、盲点および近接物体検出のように、様々に使用することができる。
【００３４】
アンテナ・アセンブリ１４は、ＲＦ信号を受信する受信アンテナ１６と、ＲＦ信号を送信する送信アンテナ１８とを含む。レーダ・システム１０は、バイスタティック・レーダ・システム(bistatic radar system)としてその特性を表すことができる。何故なら、これは、互いに近接して位置する別個の送信アンテナおよび受信アンテナを含むからである。アンテナ１６、１８は、ステアリング角において多数のビームを生成する。ステアリング角の制御は、同じ方向で送信ビームおよび受信ビームに照準を当てる(point)ように、平行に行う。それぞれのアンテナ１６、１８の角度を選択するには、多重位置送信および受信アンテナ・スイッチを含む様々の相応しい回路がある。
【００３５】
図２も参照すると、図１のレーダ・システム１０の応用例が、自動車用近接物体検出（ＮＯＤ：near object detection）システム１００の形態で示されている。ＮＯＤシステム１００は、車両（輸送手段）１２０上に配置されている。車両１２０は、例えば、自動車、オートバイ、またはトラックのような自動車両、ボートのような海洋車両または水中車両、あるいは刈り取り機のような農業車両として設けることができる。この特定的な実施形態では、ＮＯＤシステム１００は、前方監視センサ（ＦＬＳ：forward-looking sensor）システム１２２、光電センサ（ＥＯＳ：electro optic sensor）システム１２４、複数の側方（横方向）監視視センサ（ＳＬＳ：side-looking sensor)システム１２８または同等の横方向物体検出（ＳＯＤ：side object detection）システム１２８、および複数の後方監視センサ（ＲＬＳ：rear-looking sensor）システム１３０を含む。例示の実施形態では、図１のレーダ・システム１０はＳＯＤシステム１２８であり、図３に更に詳細に示す。
【００３６】
ＦＬＳ、ＥＯＳ、ＳＬＳ、およびＲＳＬシステムの各々は、センサ・プロセッサ１３４に結合されている。この特定的な実施形態では、センサ・プロセッサ１３４は、中央プロセッサとして示されており、ＦＬＳ、ＥＯＳ、ＳＬＳ、およびＲＬＳシステムの各々がバスまたはその他の手段を通じてこれに結合されている。尚、別の実施形態では、ＦＬＳ、ＥＯＳ、ＳＬＳ、およびＲＬＳシステムの内１つ以上が、図１のＤＳＰ３０のような、それ自体のプロセッサを含み、以下で説明する処理を行うようにしてもよいことは認められよう。この場合、ＮＯＤシステム１００は、分散プロセッサ・システムとして設けられる。
【００３７】
ＮＯＤシステム１００が含むプロセッサが１つかまたは多数かには係わらず、センサ・システム１２２、１２４、１２８、１３０の各々によって収集した情報は共有され、プロセッサ１３４（または分散システムの場合は複数のプロセッサ）は判断ツリー即ち規則ツリーを形成する。ＮＯＤシステム１００は、盲点検出、車線変更検出、車両のエア・バック作動準備を含み、これらには限定されない多数の機能のために用いられ、車線停留（持続）機能を実行することができる。例えば、センサ・プロセッサ１３４を車両１３２のエアバッグ・システムに結合することができる。ＦＬＳ、ＥＯＳ、ＳＬＳ、およびＲＬＳシステムの内１つ以上からの信号に応答して、センサ・プロセッサは、車両のエアバッグを「準備」(pre-arm)するのに適した時期を判断することができる。別の例も可能である。
【００３８】
ＥＯＳシステム１２４は、光センサ即ちＩＲセンサ、あるいはセンサの方位面において比較的高い分解能を有する別のいずれかのセンサを含む。１対のＲＬＳシステム１３０は、三角測量方式を利用して、車両の後部にある物体を検出することができる。ＦＬＳシステム１２２は、１９９９年７月２７日に発行された、「Automotive Forward Looking Sensor Architecture」（自動車用前方監視センサ・アーキテクチャ）と題する米国特許第５，９２９，８０２号に記載されている。この特許は、本発明の譲受人に譲渡され、その内容はこの言及により本願にも援用されるものとする。尚、ＳＬＳおよびＲＬＳセンサの各々は、同じアンテナ・システムを有するように設けてもよいことは認められよう。
【００３９】
センサ・システムの各々は、複数のカバレッジ・ゾーンが車両周囲に存在するように、車両１２０上に配置されている。したがって、車両は、センサ・ゾーンの繭のような網または覆い内に包囲されている。図２に示す特定的な構成では、４つのカバレッジ・ゾーン６８ａ〜６８ｄが用いられている。カバレッジ・ゾーン６８ａ〜６８ｄの各々は、１つ以上のＲＦ検出システムを利用する。ＲＦ検出システムは、カバレッジ・ゾーン６８ａ〜６８ｄの各々において多数のビームを供給する、アンテナ・システムを利用する。このように、別の物体が車両に接近する特定の方向、または車両が別の物体に接近する特定の方向を発見することができる。使用可能な具体的なアンテナの１つが、２００１年８月１６日に出願され「Slot Antenna Element for an Array Antenna」（アレイ・アンテナ用スロット・アンテナ・エレメント）と題する米国特許出願第０９／ 号、および２００１年８月１６日に出願され「Switched Beam Antenna Architecture」（切換ビーム・アンテナ・アーキテクチャ）と題する米国特許出願第０９／ 号に記載されている。これらの各々は、本発明の譲受人に譲渡されており、その内容はこの言及により本願にも援用されるものとする。
【００４０】
尚、ＳＬＲ、ＲＳＬ、およびＦＬＳシステムは、車両上に着脱可能に展開可能であることは認められよう。即ち、実施形態によっては、ＳＬＳ、ＲＬＳ、およびＦＬＳセンサを車両の本体外部に配置する場合もあり（即ち、車両本体の露出面上に配置する）、一方別のシステムでは、ＳＬＳ、ＲＬＳ、およびＦＬＳセンサをバンパやその他の車両の部分に埋め込む場合もある（例えば、ドア、パネル、クオータ・パネル、車両の前端、および車両の後端）。また、車両内部（例えば、バンパ内またはその他の場所）に搭載し、しかも着脱可能なシステムを設けることも可能である。搭載するシステムは、２００１年８月１６日に出願され「System and Technique for Mounting a Radar System on a Vehicle」（レーダ・システムを車両上に搭載するシステムおよび技法）と題する米国特許出願第０９／ 号、および２００１年８月１６日に出願され「Portable Object Detection System」（携帯物体検出システム）と題する米国特許出願第０９／ 号に記載されているような形式とすることができる。これらの各々は、本発明の譲受人に譲渡されており、その内容はこの言及により本願にも援用されるものとする。
【００４１】
図３も参照すると、ＳＯＤシステム１２８（図２）として用いる図１のレーダ・システム１０が、更に詳しく示されている。送信機２２の動作に関する概略的な全体像では、ＦＭＣＷレーダは、経時的に所定の態様で変化する周波数を有する信号５０を送信する。送信信号５０を供給するには、通常、ＶＣＯ制御信号即ちランプ信号８６を電圧制御発振器（ＶＣＯ）９２に入力する。ランプ信号８６に応答して、ＶＣＯ９２はチャープ信号８８を発生する。
【００４２】
ＲＦ信号の送信時間の尺度は、受信信号５４の周波数を送信信号のサンプル５８の周波数と比較することによって判定することができる。したがって、距離の判定は、送信信号のサンプル５８および反射信号５４の周波数間のビート周波数を測定することによって行われる。ビート周波数は、ランプ信号８６の傾きに反射信号の時間遅延を乗算した値に等しい。測定した周波数は、更に、ターゲットおよびレーダ・システム間の相対速度によるドプラ周波数を含む。測定周波数のずれに対する２つの寄与を分離し特定するために、線形ランプ信号の形態で制御信号８６をＶＣＯ９２に供給し、続いて傾きが逆のＣＷ信号またはランプを供給することによって、送信信号５０の時間可変周波数を得る。
【００４３】
本発明の一態様によれば、ＶＣＯ制御信号８６を発生するには、ディジタル回路および技法を用いる。好適な実施形態では、ランプ信号８６は、ＤＳＰ３０およびディジタルーアナログ変換器（ＤＡＣ）７０によって発生する。ＤＳＰ３０およびＤＡＣ７０を用いてランプ信号９６を発生することは、ＳＯＤシステム１０では可能である。何故なら、本発明によれば、検出ゾーン特性の適正な選択によって、チャープ信号８８の正確な線形性は不要であると判断されているからである。尚、検出ゾーン特性には、検出ゾーンのサイズ、形状および分解能を含むが、これらに限定される訳ではない。これは、近接距離における送信波形および受信波形間の非線形性に存在する相関の結果である。この構成では、送信信号５０の周波数が精度高くしかも容易に制御することができ、いくつかの構造の実現促進が図られる。一例として、ランプ信８６における連続ランプの１つ以上の特性をランダムに変化させ、類似する近接レーダ・システム間の干渉を低減する。これを図５および図５Ａに示す。別の例として、ランプ信号８６を適切に調節することによって、温度補償を実施する。これについては、図４と関連付けて説明する。更に別の例は、図６および図６Ａに示すような、ＶＣＯ動作における非線形性の補償である。更に、ＳＯＤシステム１０の変更は、通常であればハードウエアの変更または調節が必要となるが、単にソフトウエアをＤＳＰ３０にダウンロードすることにより、容易に行うことができる。例えば、ＳＯＤシステム１０の動作の周波数帯域を容易に変更することができる。これは、動作周波数要件が異なる色々な国でＳＯＤを用いる場合に望ましいであろう。
【００４４】
図３におけるＳＯＤシステム１０の電子装置部２８は、ＤＳＰ３０、電源３２、およびコネクタ１５４を含み、コネクタ１５４を介して、ＳＯＤシステム１０と車両４０（図１）との間で信号バス４２、４６（図１）が結合されている。図３におけるコントローラ・エリア・ネットワーク（ＣＡＮ）送受信機（ＸＣＶＲ）１５０の形態でディジタル・インターフェース３６が設けられており、ＣＡＮマイクロコントローラ８０を介してＤＳＰ３０に結合されている。周波数の安定化を図るために、ＣＡＮコントローラ８０にはシステム・クロックが結合されている。一実施形態では、システム・クロックは水晶制御発振器として設けられる。アナログーディジタル（Ａ／Ｄ）変換器６８がビデオ増幅器６４の出力を受け、この信号をディジタル形態に変換し、ＤＳＰ３０に結合して検出処理を行う。一実施形態では、Ａ／Ｄ変換器６８は１２ビットＡ／Ｄ変換器として設けられる。しかしながら、個々の用途に対して十分な分解能を有するのであれば、いずれのＡ／Ｄ変換器でも使用可能であることを当業者は認めよう。ディジタル信号バス１５８がアンテナ切換ドライバ回路１０３に結合されており、これがマイクロ波スイッチ９９、１０１を制御し、制御信号をマイクロ波スイッチに供給して、アンテナのステアリングを制御する。また、ＳＯＤシステム１０の電子装置部２８には、メモリ１５６も設けられており、その中にソフトウエア命令、即ち、コードおよびデータが格納されている。図３および図７に示す実施形態では、メモリはフラッシュ・メモリ１５６として設けられている。
【００４５】
ＤＳＰ３０は、ディジタル・ランプ出力信号、即ち、ワードをＤＡＣ７０に供給し、ＤＡＣ７０はランプ・ワードをそれぞれのアナログ信号に変換する。アナログ平滑化回路７６がＤＡＣ７０の出力に結合されており、階段状のＤＡＣ出力を平滑化して、ランプ制御信号８６をＶＣＯ９２に供給する。ＤＳＰ３０は、メモリ・デバイス３０４（図９）を含み、この中に、１組のＤＳＰ出力信号、即ち、ワードを収容したルックアップ・テーブル（参照テーブル）が、それぞれのＤＳＰ出力信号によって発生される送信信号５０の周波数と関連付けて格納されている。このデータは、システムの初期起動の間に、フラッシュ・メモリ１５６からＲＡＭ３０４に転送される。このデータは、ここに記載するような温度の影響の結果として、適宜補正することができる。例示の実施形態では、ＶＣＯ９２は、カリフォルニア州San DiegoのZ Communications, Inc.が供給するSMW2488デバイスであり、ＶＣＯ出力信号８８は、２．３１ないし２．５４ＧＨｚの範囲の周波数を有する。図７および図８のＳＯＤの実施形態は、送信信号を発生する別のＶＣＯ構成を示す。
【００４６】
図示の自動車用ＮＯＤシステム１００における必要性に応じて、アップコンバータ回路９０が、ＶＣＯ出力信号８８をアップコンバートして周波数を高める。即ち、信号８８を２４．０１ないし２４．２４ＧＨｚの間の周波数にアップコンバートする。アップコンバータ９０は、５０オームの負荷１３６と、増幅器１３８と、誘電体共振器（ＤＲ）１４０と、ミキサ１４２とを含む。増幅器１３８、誘電体共振器（ＤＲ）および伝送線１４４、１４６が発振回路を形成し、ＤＲ１４０がその基本周波数において、そして伝送線１４４から伝送線１４６までのその通過帯域内においてエネルギを結合し、発振信号を発生し、ミキサ１４２に結合する。例示の実施形態では、伝送線１４４上の発振信号の基準周波数は、２１．７ＧＨｚである。ミキサ１４２の出力をバンドパス・フィルタ９６によって濾波し、増幅器９４によって増幅する。増幅器９４からの出力信号の一部を、カプラ９５を介して結合し、送信信号５０を供給して、増幅器７８によって更に増幅し、送信アンテナ１８によって送信する。増幅器８４からの出力信号の別の部分は、受信信号経路内にあるミキサ６０のＬＯ入力ポートに供給される局部発振（ＬＯ）信号５８に対応する。
【００４７】
切換回路９９、１０１は、バトラ（Butler）マトリクスを介して受信および送信アンテナ１６、１８に結合されている。アンテナ１８、１６および切換回路９９、１０１、ならびにバトラ・マトリクスは、２００１年８月１６日に出願され「Switched Beam Antenna Architecture」（切換ビーム・アンテナ・アーキテクチャ）と題する米国特許出願第０９／ 号に記載されている形式とすることができる。これは、本発明の譲受人に譲渡されており、その内容はこの言及により本願にも援用されるものとする。ここでは、スイッチ（切換）回路９９、１０１およびバトラ・マトリクスは、切換アンテナ・ビームを有するアンテナに、ＳＯＤシステム１０のターゲット検出能力を高めるアンテナ・ビーム特性を与えるように動作することを言えば十分であろう。
【００４８】
図示のように、受信信号５４は、ＲＦ低雑音（ロー・ノイズ）増幅器（ＬＮＡ）５２、バンドパス・フィルタ５６、および別のＬＮＡ６２によって処理される。ＲＦ増幅器６２の出力信号は、ミキサ６０によってダウンコンバートされる。ミキサ６０は、図示のように、送信機から結合される局部発振信号５８を受ける。増幅器６２からのＲＦ信号および局部発振信号の周波数は、一例では約２４ＧＨｚである。図示の受信機２４は、直接変換ホモダイン受信機であるが、他の受信機構成(トポロジー：topology)もＳＯＤレーダ・システム１０では使用可能である。
【００４９】
ビデオ増幅器６４は、ダウンコンバート信号を増幅および濾波する。例示した実施形態では、この信号は１ＫＨｚないし４０ＫＨｚの間の周波数を有する。ビデオ増幅器６４は、温度補償、漏洩信号の濾波、および周波数に基づく感度制御を含む機構を内蔵することができる。これらについては、２００１年８月１６日に出願され、「Video Amplifier for a Radar Receiver」（レーダ受信機用ビデオ増幅器）と題する同時係属中の米国特許第０９／ に記載されている。これは、本発明の譲受人に譲渡されており、その内容はこの言及により全体的に本願にも援用されるものとする。
【００５０】
Ａ／Ｄ変換器６８は、ビデオ増幅器６４のアナログ出力を、次の処理のために、ディジタル信号サンプルに変換する。即ち、ディジタル信号サンプルは、ＤＳＰ３０内部の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって処理され、種々の周波数範囲（即ち、周波数ビン）内にある反射信号の内容を判断する。ＦＦＴの出力は、信号プロセッサ３０の残り部分のデータとして用いられる。信号プロセッサ３０では、視野内の物体を検出するための１つ以上のアルゴリズムが実装されている。これについては、図１０ないし図１６に関連付けて説明する。
【００５１】
レーダ・システム１０は、温度補償機構を含み、適宜ランプ信号を調節することにより、温度によって誘発される送信信号の周波数のばらつきを補償する。この目的のために、送信機２２は、マイクロ波信号検出器７４に結合されている誘電体共振器（ＤＲ）７２を含む。マイクロ波検出器７４の出力は、ＤＳＰ３０による処理のために、ＣＡＮコントローラ８０（図９）に含まれるアナログーディジタル変換器に結合されている。
【００５２】
動作において、ＤＲ７２は、送信信号５０の周波数がＤＲの基本共振周波数付近のある範囲内（即ち、ＤＲの通過帯域）にある場合にのみ、エネルギを検出器７４に結合する。例示の実施形態では、ＤＲ７２の基本周波数は、送信周波数範囲内にあり、通過帯域は、送信周波数範囲と比較すると、比較的狭い。この例示の実施形態では、ＤＲは、システムの動作帯域の中央を中心とする約１０ＭＨｚの通過帯域を有し、十分な周波数検出分解能を備えている。これは、いずれ明白となろう。検出器７４は、ＤＲ７２からの出力電力を検出し、このＤＲからの出力電力の所定レベルを示す電気信号を供給する。
【００５３】
ＤＲ７２からの出力電力の検出は、ＤＲの基本所定周波数の送信を示す。更に、所定の周波数の送信は、所定のＤＳＰ出力ワードに対応し、一方このＤＳＰ出力ワードは、参照表（ルックアップ・テーブル）に指定されている「予測」送信周波数に対応する。
【００５４】
動作において、ＤＳＰ３０がＣＡＮコントローラ８０を介して周波数検出器７２および７４から、所定の周波数の送信を示す出力信号を受けると、ＤＳＰ内部のソフトウエア比較器８２によって、ＤＳＰ出力に関連する予測周波数を所定の周波数と比較する。測定した検出時間およびコマンド（指令）周波数を相関付け、精度高い周波数測定を行う。予測周波数と測定周波数との間に少しでもずれがあると、これはＤＳＰ出力の調節が必要であることを示す。別の言い方をすれば、２つの周波数間の差は、参照表のデータを補正する必要があることを示す。何故なら、予測周波数が、対応するＤＳＰ出力に応答して送信されていないからである。
【００５５】
単なる一例として、１１１１００００というＤＳＰ出力が２４．２０ＧＨｚの送信周波数に対応し、ＤＲ７２の基本周波数が２４．２０ＧＨｚであることを参照表が示す場合について考える。つまり、ＤＲ７２からの出力電力の検出は、２４．２０ＧＨｚが送信されていることを示す。しかしながら、更に、ＤＳＰ出力が１１１１０００１で与えられるときに検出が行われると仮定する。この状況は、ＤＳＰ出力ワードを調節する必要があること、即ち、所望の予測周波数を送信するためには、１だけ下方にずらさなければならないことを示す。
【００５６】
送信周波数と予測周波数との間の誤差を補償するには、種々の技法が使用可能である。一例として、新たなＤＳＰ出力ワードが供給される毎に、新たな誤差が検出されるまで、オフセットの方向に応じて、誤差量に等しいオフセット（即ち、送信周波数と、ＤＲＯの基本周波数と関連付けて参照表に格納されているＤＳＰ出力ワードとの間の差）を加算または減算すればよい。別の言い方をすると、検出した誤差量だけ後続の各ＤＳＰ出力を単にずらす。一般に温度は急に変化しないので、この誤差検出および補正は、５０ｍｓまたは１００ｍｓに１回というように、比較的少ない頻度で行えばよい。尚、送信信号５０の周波数を検出し、ＤＳＰ３０にフィードバックし、ＤＳＰ出力ワードを調節することによって送信信号の周波数を調節するためには、別の構造および技法も使用可能であることは、当業者には認められよう。
【００５７】
また、図４も参照すると、ＤＡＣ７０（図３）の出力として供給される、例示のランプ信号２２０が示されている。動作において、前述の温度補償機構にしたがって、所定の送信信号周波数（即ち、ＤＲＯ基本周波数）と、所定の周波数を発生するＤＳＰ出力ワードと関連する予測送信周波数との間の誤差を検出し、その結果、前述のように、ＤＳＰ出力ワードを変更する。ＤＳＰ出力ワードを上方または下方にずらすことの効果は、それに応じてランプ信号が上方または下方にずれることである。例えば、ＤＳＰ出力の補正にしたがって、基準ランプ信号２２０の電圧が下方にずれ、図示のように、温度補償されたランプ信号２２４が供給される。
【００５８】
本発明の更に別の態様によるＳＯＤ１０の干渉低減機構を実施するには、乱数または擬似乱数発生器８４（図３）を用いる。これは、ＤＳＰ３０内部のソフトウエアによって設けることもできる。乱数発生器８４を用いて、ランプ信号８６の少なくとも１つの特性(aspect)およびパラメータをランダムに変化させる。このようなパラメータの例は、図５に示すような各チャープ・サイクルのオフセット間隔、および図５Ａに示すような各チャープ・サイクルにおいて発生する電圧（したがって、周波数）範囲である。
【００５９】
図５を参照すると、ＶＣＯ９２に結合するための、ランプ信号８６（図３）に対応する、例示のランプ信号２３０の複数のサイクルが示されている。図示のように、各ランプ・サイクルは時点T1, T2, T3, ...にて開始し、オフセット時点t1, t2, t3,...に開始するランプ（傾斜）部R1, R2, R3, ...およびこれに続くそれぞれのサイクル開始時刻T1, T2, T3, ...を有する。本発明によれば、各サイクルのオフセット間隔（即ち、間隔t1-T1, t2-T2, t3-T4,...）の期間は、ＤＳＰ３０によってランダムに選択する。これを行うには、オフセット間隔に対応するランダム遅延を再帰プロセスに導入し、これによってランプ信号を発生する。例示の実施形態では、各ランプ・サイクルは約１．１ｍｓｅｃであり、各サイクルのオフセット間隔は、０ないし０．１ｍｓｅｃの間で可能な１６の間隔の１つからランダムに選択する。その結果、いずれの所与の時点においても、得られる送信信号５０の周波数は、同様のレーダ・システムからの送信信号の周波数とは異なるが、レーダの送信信号範囲は同一である。
【００６０】
この構成により、互いに近接して同一周波数範囲で動作する２つの同一ＳＯＤレーダ・システム１０は、互いに干渉しない。何故なら、いずれの所与の時点においても、システムが供給する送信信号の周波数は、互いに対してランダムに変化するからである。この機構によって、２つ以上の同一ＳＯＤを車両上で用いることが可能となるという利点が得られる。これは、ＮＯＤシステムの部品点数を削減し、ＮＯＤシステム内部における１つ以上のモジュールの交換を簡略化するためには望ましいことである。近接するＳＯＤ間の干渉を低減する際、各ＳＯＤを手動で操作したりプログラムして異なる送信信号を確保するのであれば、余り望ましくはない。
【００６１】
図５Ａのランプ信号２３４によって例示した、干渉を低減する別の技法では、ＳＯＤシステム１０に対して指定された周波数範囲内に収まりつつ、各ランプ・サイクルの間に、送信信号５０の周波数範囲をランダムに変化させることを伴う。これを行うには、ピーク−ピーク・ランプ信号電圧を一定に保ちつつ各サイクルの間にランプ信号のランダムなオフセット電圧を導入する（即ち、ピーク−ピーク・ランプ電圧を一定に保ちつつ、ランプを上下に移動させる）。例えば、時点T1にて開始するサイクルの間、ランプR1は１ボルトから２．５ボルトに上昇し、したがって第１周波数範囲に対応する。次のサイクルの間、ランプR2は１．２５ボルトから２．７５ボルトに上昇し、第２の異なる周波数範囲に応答する。例示の実施形態では、送信信号５０の周波数範囲は、２４の異なる周波数範囲からランダムに選択する。
【００６２】
オフセット電圧をランプ信号に導入し電圧範囲をランダムに変化させるためには、回路のアナログ部分またはディジタル部分のいずれにおいても、種々の技法が可能である。一例として、平滑化回路７６（図３）によって、オフセット電圧を導入する。
【００６３】
尚、図５Ａのランプ信号２３４のランプR1, R2, R3, ...は、図５に関連付けて先に説明したように、ランダムなオフセット間隔（即ち、t1-T1, t2-T2, t3-T3, ...として計算されるオフセット間隔）を有するが、送信周波数範囲は、オフセット間隔を変化させなくても、ランダムに変化させ得ることは認められよう。別の言い方をすれば、各ランプ・サイクルのオフセット間隔をランダムに変化させ、各ランプ・サイクルの周波数範囲をランダムに変化させる技法は、別個にまたは組み合わせて実施することができる。また、図５および図５Ａでは各ランプ・サイクルのオフセット間隔をランダムに変化させ、図５Ａでは各ランプ・サイクル毎に電圧範囲をランダムに変化させているが、選択したパラメータ（複数のパラメータ）は、ランプ・サイクルの１つ以上においてランダムに変化させればよく、あらゆるランプ・サイクルにてランダムに変化させる必要はないことも認められよう。
【００６４】
ＳＯＤシステム１０の別の特徴は、ＶＣＯ９２（図３）の非線形動作の補償である。図６は、ＶＣＯ出力信号８８（図３）の周波数とＶＣＯ制御信号電圧８６（図３）との間にある関係を表す曲線２３８を示す。図示した曲線２３８は、約１８０ＭＨｚの典型的な周波数範囲と、約１．２５ボルトの典型的な電圧範囲とを有する。理想的なＶＣＯでは、この関係は、曲線２３６で示すように、線形となるが、通例では、曲線２３８で示すように、多少の非線形性がある。更に具体的には、ＤＳＰ出力ワードを調節し、実際の曲線２３８に関して実質的に相補的なランプ電圧（即ち、ＤＡＣ出力電圧）を供給する。このような相補曲線２４０を図６Ａに示す。
【００６５】
ＶＣＯ９２の動作は、ＤＳＰ出力ワード・シーケンスをＤＡＣ７０に供給し、検査（テスト）受信機（図示せず）によって送信周波数を測定することを特徴とする（即ち、図６のような曲線を生成する）。このようなＶＣＯの特徴化は、製造において、ＶＣＯのＳＯＤシステム１０に挿入する前または後、あるいはＳＯＤシステムを車両上に配備する前または後に行うことができる。ＶＣＯを特徴化させれば、理想的な特性（図６において２３６で示す）に対して曲線の相補を取ることによって、図６Ａの相補曲線が簡単に決定される。次いで、図６ＡのＶＣＯ制御信号２４０を発生するために必要なＤＳＰ出力ワード・シーケンスを決定することができる。単なる一例として、ＶＣＯの特徴化に先だって、ＤＳＰ出力シーケンス００００００００、０００００００１、００００００１０、００００００１１、．．．を用いれば、線形なランプを発生し、ＶＣＯの非線形性を補償することができ、シーケンスを調節して００００００００、００００００００、０００００００１、００００００１０、...にすることができる。制御信号２４０を発生するために必要なＤＳＰ出力ワード・シーケンスを決定するプロセスは、手動で行うことができ、あるいは自動で行うことができ、好ましくはシステム毎に反復可能とする。通例では、ＤＳＰ出力ワードに対する補正は、ソフトウエアで行い、メモリに格納する。
【００６６】
ＶＣＯ出力周波数が入力電圧によって変化する様子がわかれば、ＶＣＯ制御電圧８６を調節し、ＶＣＯの出力周波数を所望の態様で掃引させることができる。ＶＣＯ出力とＶＣＯ入力との間にある関係は非線形であるが、ＶＣＯ出力とＤＳＰ出力との間にある関係はほぼ線形である。
【００６７】
また、図６におけるＶＣＯ９２の特性曲線２３８がわかれば、システムを最適化し、ＶＣＯの特定の入力電圧範囲で動作するようにできることも認められよう。即ち、所望のＤＡＣ出力電圧範囲を発生するために必要なＤＳＰ出力ワードの範囲を選択するだけで、ＶＣＯの動作の最も線形な領域（図６において２４２で示す）をＤＡＣ出力電圧範囲として選択することができる。
【００６８】
図７も参照すると、代わりのＳＯＤシステム２５０が図３のＳＯＤシステム１０と異なるのは、ランプ信号８６を処理して送信信号５０を発生する送信機２２のＶＣＯ部である。図３のＳＯＤシステム１０と同一のＳＯＤシステム２５０の部分は、同一の参照番号が付されている。図３のＶＣＯ９２と同様、ＶＣＯ２５４は、ランプ信号８６に応答し、出力信号をバンドパス・フィルタ９６に供給する。一方、バンドパス・フィルタ９６は、２４．０１ないし２４．２４ＧＨｚの範囲の所望の送信周波数を有する出力信号を供給する。
【００６９】
ＳＯＤシステム２５０は、電圧制御ＤＲＯ２５４の形態でＶＣＯ２５４を含む。更に、ＶＣＯ２５４は、増幅器２７０に結合されている５０オーム負荷２５８も含む。一方、増幅器２７０は、ダイオード移相器２６２に結合されている。移相器２６２、信号結合経路２６８、２７２、増幅器２７０、および誘電体共振器２６６が発振ループを形成する。
【００７０】
動作において、ＤＲ２６６はその通過帯域以内で信号を伝送線２６８から伝送線２７２に転送する。増幅器が飽和するまで、増幅器２７０によって信号を増幅する。ＤＲ２６６の通過帯域は、所望の送信周波数範囲をカバーするように選択され、例示の実施形態では、２４．０１ないし２４．２４ＧＨｚの範囲である。伝送線２６８上の最終的な信号周波数を制御するには、移相器２６２によって導入される位相シフトを調節する。このように、ダイオード移相器２６２は、発振ループ上において位相の補強を行い、発振ループは、移相器およびＤＲを含むフィードバック・ループによって決定された周波数を求める。一般に、フィードバック・ループが発振する周波数において、フィードバック信号、例えば、信号経路２７２上の信号は、ループに沿ってその開始点に戻ったときに、０度の位相（または３６０度位相のいずれかの倍数）、および１よりも大きいループ利得を達成する。即ち、ループ１周の利得は１よりも大きい。このように、移相器２６２を変更することによって、フィードバック信号が０度を達成する周波数を同様に変化させ、ループ利得が１よりも大きいままであれば、ループは、変更した周波数で発振する。図７の構成では、ＶＣＯ２５４によって供給される信号のアップコンバートは不要である。何故なら、ＶＣＯは所望の送信周波数範囲内で動作し、送信信号５０を発生するからである。
【００７１】
図８も参照すると、代わりとなる別のＳＯＤシステム２８０が図３のＳＯＤシステム１０と異なるのは、送信機のＶＣＯ部およびアンテナ構成である。図３のＳＯＤシステム１０と同一であるＳＯＤシステム２８０の部分には、同様の参照番号が付されている。
【００７２】
ＳＯＤシステム２８０は、アナログ平滑化回路７６からランプ信号８６を受けるＶＣＯ２８４を含む。図示のように、ＶＣＯ２８４は、２４．０１ないし２４．２４ＧＨｚの間の送信周波数範囲で動作し、出力信号をバンドパス・フィルタ９６に供給する。ＶＣＯ２８４は送信周波数範囲で動作するので、ＶＣＯ出力信号（図３）をアップコンバートする必要はない。
【００７３】
尚、図３のＳＯＤシステム、図７のＳＯＤシステム２５０、ならびに図８のＳＯＤシステム８の特徴、構成素子、エレメント、およびその他の部分は、混成させたり、並置させてもよいことは、当業者には認められよう。一例として、図３のアンテナ構成を、図７のＶＣＯ２５４または図８のＶＣＯ２８４と共に用いてもよいことは認められよう。
【００７４】
図９を参照すると、ＳＯＤ電子装置２８（図１、図３、図７、および図８）のブロック図が詳細に示されており、ＤＳＰ３０、ＣＡＮマイクロプロセッサ８０、ＣＡＮ送受信機１５０、電源３２、およびメモリ１５６を含む。メモリ１５６は、データおよびプログラム情報を不揮発的に格納する。また、ビデオ増幅器６４も示されており、出力信号をＡ／Ｄ変換器６８に供給する。Ａ／Ｄ変換器６８は、ＤＳＰ３０のポート３１２に結合されている。一実施形態では、メモリ１５６は、１２８ｋ×８フラッシュ・メモリとして設けられており、ポート３１２はＤＳＰ３０のシリアル・ポートとして設けられている。Ｄ／Ａ変換器７０は、図示のように、ポート３１２を介してＤＳＰから、ディジタル・ワード・シーケンスの形態でディジタル化ランプ信号を受け取り、更に平滑化回路７６に結合されている。
【００７５】
ＤＳＰ３０は、ＶＣＯ制御信号電圧８６対送信周波数の参照表のようなデータを格納したＲＡＭ３０４と、以下で説明する検出アルゴリズムを実施するために用いられるソフトウエア・コードのようなプロセス命令を格納したプログラムＲＡＭ３０６とを含む。メモリ１５６に格納されているプログラムおよびデータ情報は、電源投入時に、プログラムＲＡＭ３０６およびデータＲＡＭ３０４にそれぞれ転送される。図示のＤＳＰ３０は、Analog Devices, Inc.が製造するADSP2186Mマイクロプロセッサであり、３３ＭＨｚで動作する発振器３０８を含む。３３ＭＨｚを内部で倍増し、ＤＳＰのクロック・レートである６６ＭＨｚとする。
【００７６】
ＤＳＰ３０は、更に、ディジタル入出力（Ｉ／Ｏ）ポート３１４も含み、ここでアンテナ制御信号がバス１５８上に供給される。ＤＳＰ３０は、ディジタルＩ／Ｏ３１４およびシリアル・ポート３１６を介して、ＣＡＮマイクロプロセッサ８０と通信を行う。シリアル・ポート３１６は、更に、シリアルＥＥＰＲＯＭ３４０に結合されている。シリアルＥＥＰＲＯＭ２４０は、較正定数、診断検査結果、およびトラブル・コードのようなデータを保持するために用いられる。
【００７７】
例示の実施形態では、温度補償を実施するために用いられる乱数発生器８４（図３）、および非線形ＶＣＯ動作を補償するために用いられる比較器８２（図３）は、ＤＳＰによって一連のソフトウエア命令として実施され、プログラムＲＡＭ３０６に格納され、マイクロプロセッサが実行する。しかしながら、これらの機能ブロックおよびその他のブロックは、ハードウエア、ファームウエア、ソフトウエア、あるいはハードウエア、ファームウエアまたはソフトウエアの組み合わせでも実施可能であることは、当業者には認められよう。
【００７８】
図示のＣＡＮマイクロプロセッサ８０は、Texas InstrumentsのTMS470系の１つである、TMS470R1F316であり、ＲＡＭ３２０、フラッシュ・メモリ３２２、Ａ／Ｄ変換器３２８、シリアル・ポート３３０、ディジタルＩ／Ｏポート３３２、ＣＡＮインターフェース３３４、およびここでは４．９１５ＭＨｚで動作する発振器３２４を含む。図示のように、ＣＡＮマイクロプロセッサ８０は、シリアル・ポート３３０およびディジタルＩ／Ｏ３３２を介してＤＳＰ３０に結合され、更にディジタルＩ／Ｏ３３２およびインターフェース３３４を介してＣＡＮ送受信機１５０に結合されている。
【００７９】
ＣＡＮ Ａ／Ｄ変換器３２８は、種々の監視信号を受けるように構成された複数の多重化入力を有する。一例として、周波数検出器７４（図３）の出力がＣＡＮ Ａ／Ｄ変換器３２８に結合されている。ＣＡＮ Ａ／Ｄ変換器３２８への別の任意の入力が、温度センサ９８（図３）によって供給される。温度センサは、受信機２２の温度を示す出力信号を供給し、単独で用いてもまたは発振器９０（図３）の機構と共に用いても、ＲＦＶＣＯ９０において温度によって誘発される周波数のばらつきを補償することができる。停電を検出するための任意の検出器も、Ａ／Ｄ変換器３２８に結合することもできる。ＣＡＮ Ａ／Ｄ変換器３２８は、通常はＤＳＰ３０による処理のために、受けた信号をディジタル形態に変換する。
【００８０】
次に図１０を参照すると、上面図で示す検出ゾーン５００の一例は、方位領域であり、この中では、ＳＯＤシステム５０４（ＳＯＤセンサ５０４とも呼ぶ）が物体を検出するように指定されている。ＳＯＤシステム５０４は、図１ないし図９において先に説明した形式とすることができる。ＳＯＤシステム５０４を搭載した自動車５０８に近接する特定の検出ゾーン５００以内の物体のみが検出に適格とされ、検出ゾーン５００外部の物体は除外される。
【００８１】
図示したゾーン５００は、検出ゾーン形状の一例に過ぎず、この形状はレーダ・システムを用いる用途に応じて異なる。例えば、自動車用ＳＯＤシステムは、交通の隣接車線内において、車両の盲点内にある物体を含む、物体を検出するように設計されている。隣接する交通車線よりも遠い車線や、盲点の外側にある物体を検出しても、望ましくないであろう。別の例として、限定する訳ではないが、衝突回避を含む目的のために用いられる自動車用ＦＬＳシステム１２２（図２）は、一般に車両の前方において物体を検出するように設計されている。このように、用途毎に異なる形状の検出ゾーン５００が必要となる。
【００８２】
側方（横方向）検出ゾーン５００は、最大検出ゾーン境界５１２、最小検出ゾーン境界５２０、ならびに最大および最小検出ゾーン境界間に基準検出ゾーン境界５１６を含む。好適な実施形態では、ＳＯＤシステム５０４は、最大検出ゾーン境界５１２の外側では物体を検出せず、常に最小検出ゾーン境界５２０内で物体を検出する。最大検出ゾーン境界５１２および最小検出ゾーン境界５２０間に、確率領域５２４が存在する。ＳＯＤシステムは、領域５２４内では物体を検出してもしなくてもよい。確率領域５２４が存在するのは、ＳＯＤシステム５２４を構成する実際の回路構成素子の不良や許容度のためである。理想的には、領域５２４の幅は０メートルである。したがって、確率ゾーンにおける検出の確率は、０ないし１００パーセントの間である。一例の確率領域５２４は、０．６メートルの最大幅を有する。更に、検出ゾーン５００は、ＳＯＤシステムから検出される最も近い物体までの距離である、最短距離５２８を含む。例示のＳＯＤシステム５０４では、基準検出ゾーン境界の平均幅は約１０メートルであり、平均長は約４メートルである。最短距離５２８は約０．２５メートルである。
【００８３】
検出ゾーン５００および確率領域５２４のサイズおよび形状の仕様から、ＳＯＤシステム・アーキテクチャに関連する多くの設計パラメータが決まる。例えば、ＳＯＤシステム５０４は、確率領域５２４の幅と比較すると比較的高い測定精度で、物体までの距離を判定することができれば、所与の確率領域５２４内において非検出から所定の検出まで遷移可能なＳＯＤシステム性能が得られる。例えば、確率領域の幅が０．６メートルの場合、ＳＯＤシステムの測定精度は０．０６メートル程度でなければならない。
【００８４】
検出ゾーン５００によって決定されるシステム・パラメータの別の例として、ＳＯＤシステム５０４に対して方位方向にある広い検出ゾーン境界５１２〜５２０を指定するには、方位方向において広いレーダ・カバレッジが必要となる。更に、複雑な輪郭を有する検出ゾーン境界５１２〜５２０では、検出アルゴリズムに多数のビームを用い、各々が異なる検出距離を有していなければならない。検出ゾーンに関係するビームは、図１１Ａおよび図１１Ｂとの関連で更に詳細に示す。
【００８５】
別の例として、検出ゾーン５００の指定最短距離５２８は、好ましくは、図３に関連付けて先に説明したＦＭＣＷチャープ信号のような、チャープ信号を用いるシステム・アーキテクチャによって得ることができる。即ち、連邦通信委員会（ＦＣＣ：Federal Communications Commission）は、前述のＳＯＤシステムが用いるような、６デシベル（６ｄＢ）（有効等方放射電力(effective isotropic radiated power)は６ｄＢeirp）の低電力レーダは、２００ＭＨｚ以下の周波数帯域幅を有することができると指定している。以下の説明から明らかになろうが、短距離要件５２８およびＦＣＣ帯域幅要件によって、従来のパルス状レーダの使用は除外されることになる。
【００８６】
ＦＣＣの２００ＭＨｚ帯域幅要件は、ＳＯＤシステムをＦＭＣＷシステムとすることによって満たされる。何故なら、ゆっくりと変化するＦＭＣＷ信号は、２００ＭＨｚという狭い帯域幅で発生することができるからである。例えば、ＳＯＤシステム５０４が発生する送信信号は、その周波数が約２４．０００ＧＨｚから２４．２００ＧＨｚまで約１ｍｓで上昇し、２００ＭＨｚの帯域幅を有する。対照的に、従来のパルス状レーダは、短距離用途では、２００ＭＨｚのＦＣＣ帯域幅要件を満たすことができない。パルス状レーダは、短距離におけるその検出能力にも限界がある。これは、ＳＯＤシステムに要求される短距離において動作するためには、パルス状レーダ・システムは非常に短いレーダ・パルスを必要とするからである。技術的にこのような短いパルスを得ることが難しいだけでなく、パルス幅が狭くなるに連れて、送信信号の帯域幅が広くなる。約０．２５メートル程の最短距離５２８における動作を可能とするのに十分短いパルス幅を有するには、パルス状レーダの周波数帯域幅は基本的に２００ＭＨｚを越えなくてはならない。したがって、検出ゾーン５００の特性は、多くの面でシステム設計に影響を及ぼす。受信エコーまたは信号に対して動作する検出アルゴリズム処理も、個々の特性を有する検出ゾーンで動作するように選択される。検出アルゴリズムについては、図１２と関連付けて以下で説明する。
【００８７】
自動車の横側に検出ゾーン５００を示すが、図２に示すように、自動車５０８の周りには指定したサイズおよび形状の別の検出ゾーンも同様に指定できることは認められよう。例えば、本発明から逸脱することなく、前方および後方ゾーンを指定することができる。通例では、自動車製造業者が、ゾーン・サイズ、形状および自動車に対する位置を含めて、１つ以上の検出ゾーンを指定する。ＳＯＤシステム５０４は、車両の側面のどこに搭載されても、適切な横方向検出ゾーン５００を設けるように構成することができる。また、本発明では、別の確率ゾーン５２４および別の最短検出距離５２８も可能である。
【００８８】
また、ＳＯＤシステム５０４は、外側のバックミラー５３２の後ろ側の位置に示されているが、検出ゾーン５００およびそのために決められるＳＬＳセンサ５０４の位置は、自動車５０８の周囲に沿ったところであればどこにでも設定することができる。
【００８９】
次に図１１Ａおよび図１１Ｂを参照すると、異なる２つの横方向検出ゾーンの例５３６、５４８が示されている。図１１Ａでは、台形状の最大検出ゾーン境界５３６が設けられている。ＳＯＤシステムの一例では、斜線で示すように、各々異なる最大検出距離を有する８つの方位方向ビーム５４０ａ〜５４０ｈが設けられている。これは、ビーム・エコーに対して動作する検出アルゴリズムによって決定する。８つのビーム各々の最大検出距離のアルゴリズムによる制御によって、指定した最大検出ゾーン境界５３６に対する実際の最大検出ゾーン５３８の形状が規定される。
【００９０】
図１１Ａおよび図１１ＢのＳＯＤシステムの例は、８つのビームを有し、各々、ビーム幅が約１５度、全方位走査(total azimuth scan)が１５０度を越える。尚、本発明から逸脱することなく、別の数のビーム（例えば、８つより多い数や少ない数）や別の走査角度も可能であることは、当業者には認められよう。個々の用途において用いる特定のアンテナ・ビーム数は、所望の検出ゾーン５００および確率領域５２４の幅を含む種々の要因に応じて選択される。尚、要因はこれらに限定される訳ではない。
【００９１】
図１１Ｂは、最大境界の形状がほぼ矩形である検出ゾーン５４８を示す。この場合も、システム例では、８つの方位方向ビームが設けられ、斜線で示すように、各々異なる最大検出距離を有し、距離５５２ａ〜５５２ｈはビーム５４０ａ〜５４０ｈとは異なるため、この場合も斜線で示すように、異なる実最大検出ゾーン５５０を形成する。
【００９２】
次に図１２を参照すると、図３のＤＳＰ３０のような、ＳＯＤプロセッサが実行するプロセス５５６のフロー図を示す。このプロセスは、主サイクルおよび副サイクルを含む。副サイクルは、ＳＯＤアンテナ・システムの特定のビームを利用して行なわれる検出動作全てを含む。主サイクルは、ＳＯＤシステムが設けるビーム群全てを利用して行なわれる動作を含む。ステップ５６０において主サイクルを開始し、ステップ５６４において副サイクルを開始する。主サイクル５６０の開始時に、ビームを最初のビームに設定し直す。副サイクル５６４の開始時には、ビームを次の隣接ビームに設定し直す。
【００９３】
ステップ５７０において、チャープ信号を開始する。チャープの間、ある数ｎの受信信号のディジタル・サンプルが、時間期間ｔにｆsＫＨｚのレートで、前述のＡ／Ｄ変換器６８（図３）によって処理される。図３に示す実施形態では、ｎ＝２５６、ｆs＝２５６ＫＨｚ、そしてｔ＝１ｍｓｅｃである。
【００９４】
本発明では、他のレートでの他の数のサンプルも可能であるが、ｎおよびｆsの選択によって最終的な周波数および距離分解能が決まるので、システムの検出要件全てを満たすように選択しなければならないことは、当業者には認められよう。
【００９５】
ステップ５７４において、各照準角(pointing angle)毎に距離閾値を確定し、検出ゾーンを規定する。このように、所与のビーム照準角において、ＳＯＤシステムに対して遠すぎるまたは近すぎて検出ゾーンに該当しない距離検出を、予め確定した距離閾値によって除外する。また、ステップ５７４において、エコー振幅ウインドウ閾値も確定する。低い方の閾値よりも高く、高い方の閾値よりも低いエコー、すなわち、振幅ウインドウ以内にあるエコーを生成する物体検出のみを有効と見なす。低い方の閾値よりも低いエコーは、物体即ちターゲットではなく、システムのノイズによって生ずる可能性がある。高い方の閾値よりも高いエコーは、別の車両からのレーダ送信のように、干渉するレーダ源によって生ずる可能性がある。このようにして、ステップ５７４において範囲および振幅双方に閾値を確定する。尚、距離閾値を変更すれば、別の検出ゾーン形状およびサイズも指定可能であることは認められよう。
【００９６】
ステップ５７８において、データ・サンプルを切り詰める（切捨てる）ことにより、データ集合の先頭およびデータ集合の末尾における少数のサンプルを除去する。除去されたサンプルは、ハードウエア上の制約による、望ましくないアーティファクト(artifact)を含む場合がある。ハードウエア上の制約とは、アンテナ・ビーム間で切り替えた後に発生する可能性がある増幅器の静定(セトリング：settling)のようなものである。例示の実施形態では、約２５６個のデータ・サンプルが切り詰めの後に残留している。
【００９７】
また、ステップ５７８において、残りの入力サンプルに対して振幅の重み付け、即ち、枠付け(ウインドウ処理)を行う。図３の説明から、Ａ／Ｄ変換器６８のデータ・サンプル出力は、ＤＳＰ３０内のＦＦＴによって処理されることを想起されたい。ＦＦＴに入力されるデータ・サンプルの振幅重み付けによって、得られる周波数ドメインにおけるスペクトル・ピークの最小幅、および各ＦＦＴ周波数ビン（bin）に関連するサイドローブ振幅に関して有効な効果が得られる。本質的に、スペクトル的に純粋な周波数をＦＦＴに入力する場合、入力に重み付けを行うと、その結果ＦＦＴ出力が現れる周波数ビンの数を、入力に重み付けを行わない場合よりも減らすことができる。受信エコーと送信信号との間の周波数差は距離に直接関係するので、受信エコー周波数を検出する精度は、距離精度に直接関係する。１つのＦＦＴビンよりも細かく周波数を分解することが望ましい。
【００９８】
例示のＳＯＤシステムでは、チェビシェフ重み関数(Chebyshev weighting function)を入力サンプルに適用する。この重み関数によって、狭帯域信号の多数のＦＦＴビンへの拡散と、良好なサイドローブ抑制との間で適当な妥協が得られる。また、種々の重み関数を入力データ・サンプルに適用することができ、重み付けを適用する際にはハードウエアおよびソフトウエア双方の操作を含む種々の技法が用いられることも、当業者には認められよう。
【００９９】
ＦＦＴの出力は、当該ＦＦＴへのディジタル入力サンプルの周波数ドメインにおけるスペクトル表現であり、ディジタル入力サンプルは時間ドメインのアナログ信号であることは、当業者には認められよう。また、サンプル数ｎおよびサンプル・レートｆsを含むパラメータは、ｆr＝ｆs／ｎの関係によって、ＦＦＴ出力の周波数分解能、即ち、ビンの幅ｆrを決定することも当業者には認められよう。ターゲットの距離は受信信号の周波数に関連があるので、周波数分解能は距離分解能と相関がある。前述のように、指定された検出ゾーン５００（図１０）を設けるには、距離分解能は０．６メートルよりも高くなければならない。
【０１００】
例示のＳＯＤシステムでは、２５６ＫＨｚサンプル・レートｆsで取り込んだ、２５６個のデータ・サンプルｎを供給する。したがって、得られるＦＦＴ周波数分解能ｆsは１ＫＨｚとなる。対応する距離分解能は次のようにして得ることができる。前述のように、例示のＳＯＤシステム５０４（図１０）では、２００ＭＨｚの周波数範囲において約１ｍｓｅｃで周波数チャープを掃引する。したがって、１ＫＨｚは約５ｎｓｅｃの時間期間を表す。５ｎｓｅｃの間に、レーダ・エネルギは約１．５メートルの距離を伝搬することができる。エネルギはターゲットに向かって伝搬すると共に後方にも伝搬するので、Ａ／Ｄ変換器６８（図３）からの１ＫＨｚ信号によって表されるターゲットまでの距離は、約０．７５メートルとなる。２ＫＨｚ信号は、１．５メートルのところにあるターゲットを表す、等となる。このように、幅が１ＫＨｚのＦＦＴビンは、０．７４メートルのターゲット距離分解能に対応する。この測定精度では、０．６メートル未満という所望の距離分解能を満たさない。したがって、追加の処理が必要となる。
【０１０１】
例示の実施形態では、ステップ５７８において、当業者には周知のゼロ・パディング技法(zero padding technique)を、ＦＦＴへの入力サンプルに適用し、結果的にＲＦＴビンの幅を縮小する。また、他の技法を用いてもＦＦＴビンの幅を縮小できることは当業者には認められよう。例えば、種々の補間技法が適用可能である。
【０１０２】
ウインドウ処理され、ゼロ・パディングされた入力サンプルに対して、ステップ５８２においてＦＦＴ処理を行う。チャープ・エコーから時間ドメイン・データ・サンプルを収集し、このデータ・サンプルに対して複素ＦＦＴを実行する。後続の処理は、さらに測定精度を向上させることができる。これについては、ステップ６０６から開始するプロセスで説明する。
【０１０３】
ステップ５８６において、複素ＦＦＴデータに対して振幅の計算を行うことによって、複素ＦＦＴデータのＦＦＴ実部および虚部を用いてＦＦＴの振幅、即ち、ＦＦＴ出力信号を計算する。このことを以降ＦＦＴ出力データと呼ぶ。
【０１０４】
方位方向における特定のビーム・ステアリング角に関連するデータ・サンプルはこのようなデータ集合毎に変化する可能性があるので、特定のビーム・ステアリング角に関連する時間ドメイン・データ・サンプルまたはＦＦＴ出力データのいずれかの平均をとることによって、偽検出の割合を低下させる、即ち、偽警報率を改善することができる。例えば、システムのノイズまたはその他のアーティファクトが原因で、検出した周波数または振幅にばらつきが生じた場合、平均を取ることによって、このようなアーティファクトの影響を減少させ、したがってシステム性能を向上させることができる。
【０１０５】
ステップ５９０において、前述の平均化に用いるために、４つのチャープを処理したか否か判定を行う。４つのチャープが未だ処理されていない場合、処理はステップ５７０に戻り、別のチャープを開始する。４つのチャープを処理し終えた場合、処理はステップ６０２に進み、４つのチャープからのＦＦＴ出力データの平均を取る。例示のＳＯＤシステムは副サイクル・タイミングの間各ビーム毎に４つのチャープの平均を取って用いるが、平均を取るチャープの数はこれ以外でもよいことは当業者には認められよう。
【０１０６】
ステップ６０２において、得られたＦＦＴ出力データに対して更に距離の正規化を行う。レーダ反射信号の振幅は一般に距離に比例して減少し、ＦＦＴビンの増大に比例して距離が延長するが、距離正規化を行わないと、ＦＦＴ出力データは、ＦＦＴビン全体における振幅の減少を示す。距離正規化を行って、ＦＦＴ出力データの振幅距離依存性(amplitude range dependency)を最小に抑えるような倍率でＦＦＴビンの振幅を調節する。
【０１０７】
ステップ６０６において、最小および最大距離閾値、周波数ＲminおよびＴBeamRange、ならびに最小振幅閾値Ｔobjectをそれぞれ、平均化したＦＦＴ出力データに適用する。閾値については、図１４Ａおよび図１４Ｂに関連付けて更に詳しく説明する。ここでは、距離閾値は、個々のビーム照準角度に対して、ＳＯＤシステムから近すぎる物体および遠すぎる物体に対する検出を特定的に制限し、必要に応じて、例えば、検出ゾーン５００（図１０）のような、指定検出ゾーン内で物体を検出することを言えば十分であろう。
【０１０８】
例示の検出領域５００が要求する０．６メートルよりも高い距離精度を得るには、更に処理が必要となる。このために、ステップ６０６では、ＤＳＰによってＦＦＴ出力データの一次および二次導関数を計算する。これについては、図１３Ａおよび図１３Ｂに関連付けて更に詳しく説明する。以下で説明するように、距離精度は、ＦＦＴ出力データの一次および二次導関数を用いることによって、大幅に向上する。ステップ６１０において、以下で述べるように、一次導関数および二次導関数の負方向ゼロ交差を計算する。
【０１０９】
ＦＦＴ出力データの一次および二次導関数は、検出が行なわれたか否かに関する指示を与える。検出が行なわれた場合、一次および二次導関数は、検出物体の距離も与える。距離閾値の範囲内にある距離で、十分な振幅を有する物体のみが、ステップ６１２においてＳＯＤシステムによって有効と見なされ、これによって副サイクル検出フラグをセットする。ステップ６１２は、単一のビーム・ステアリング角に関連する検出を行って、副サイクルの処理を終える。
【０１１０】
ステップ６１６において、副サイクル検出フラグを検出テーブル（表）、即ち、ターゲット検出報告マトリクスに格納する。このテーブルをブロック６１６に示すが、アンテナ・ビームに対応する列と、主サイクルに対応する行とを含む。テーブル内の各エントリは、副サイクル検出フラグである。「Ｔ」（真）は、副サイクル中に検出された関連のビームにおける副サイクル検出を示し、Ｆ（偽）は副サイクル検出がないことを示す。したがって、６２０で示すエントリは、副サイクル中の第１レーダ・ビームにおける検出を示す。主サイクル毎に１つの行全てが得られ、検出表６１６の各列は、所与のビーム・ステアリング角に対する連続副サイクル検出フラグから成る。
【０１１１】
副サイクル検出フラグを表に格納した後、ステップ６３６において、主サイクルが終了したか否か、即ち、副サイクル検出フラグが最後のビームに対して得られたか否かについて判定を行う。主サイクルが終了していない場合、処理は次のビームのためにステップ５６４に戻り、このビームに対してステップ５６４〜６１６を繰り返す。一方、主サイクルが終了し、検出表の１行が完成した場合、ステップ６４４において表を分析する。
【０１１２】
ステップ６４４において、検出表に格納されている副サイクル検出フラグを論理的に組み合わせ、偽警報率を低下させて警報状態メッセージを発する。警報状態メッセージ６４４は、検出ゾーン内におけるターゲットの有無を示す。例えば、表において６２８および６３２で示すグループのような、４つの副サイクル検出フラグで１組のグループを論理的に組み合わせ、偽警報率を低下させる。論理的に組み合わせたグループ６２８、６３２は、副サイクルおよび主サイクル双方に亘ることができる。即ち、１つよりも多い列および１つよりも多い行に亘ることができる。例示の実施形態では、各グループ（例えば、グループ６２８、６３２）は検出フラグの２×２マトリクスである。尚、検出表の第３行によって表される主サイクルの完了時にのみグループ６３２を分析し、一方表の第２行によって表される主サイクルの完了時にグループ６２８を分析することは認められよう。
【０１１３】
組み合わせた各グループ６２８、６３２を処理し、当該グループ内において少なくとも２つの検出フラグが真であるか否か判定を行う。即ち、副サイクル検出フラグの２×２グループにおいて、２つ以上の副サイクル検出フラグが真であると、ターゲット検出を示す警報状態メッセージが生成される。このように、グループ６２８の処理では、連続する副サイクルの間にビーム１における連続検出から警報状態メッセージが生成される。同様に、グループ６３２の処理により、１回の主サイクルの間にビーム４および５における検出によって警報状態メッセージが生成される。副サイクル検出フラグの特定的な論理組み合わせについて述べたが、１つまたは複数のビームおよび１つ以上の主サイクルからの副サイクル検出フラグの別の論理的組み合わせも、本発明では可能であることは当業者には認められよう。ステップ６４４における主サイクル処理が完了すると、ステップ５６０において新たな主サイクルが開始される。
【０１１４】
検出ゾーンにおけるターゲットの存在を示す警報状態メッセージが生成されると、システムは用途に適した処置を講ずることができる。例えば、視覚指示または可聴アラームを発して、ＳＯＤシステムの検出ゾーン内に物体があることをドライバに警報することができる。
【０１１５】
図１３は、チャープ信号および処理ステップに関する副サイクル・タイミングを示す。副サイクル６４８は、所定の時間期間（例えば、５．５ｍｓ）でビーム・ステアリング角毎に完了する。この時間期間以内に、４つのレーダ・チャープ６５２ａ〜６５２ｄが送信され、反射チャープ・エコーが送信から識別され、その差が間隔６５６ａ〜６５６ｄの間にサンプリングされ、間隔６６０ａ〜６６０ｄの間に差のＦＦＴ分析が行なわれ、間隔６６４ａ〜６６４ｄの間にＦＦＴ振幅の計算が行なわれ、間隔６６８において４つのＦＦＴ出力データの平均を取る。間隔６７２において一次および二次導関数を計算し、分析し、間隔６７６において副サイクル検出フラグを生成する。次いで、次のビームに対して副サイクル６４８を繰り返す。尚、間隔６６８、６７２、および６７６に関連する処理は、次の副サイクルにおける第１チャープ６８０のサンプリングと同時に行なわれる。
【０１１６】
図５および図５Ａに関連付けて先に説明したランダム可変チャープ・オフセット間隔６８０ａ〜６８０ｄによって、別のＳＯＤシステムを含む別のレーダからの受信に起因する偽検出を低減する。
【０１１７】
副および主サイクル・タイミング全体の選択は、指定の時間間隔内に物体を検出し、システムが適切な時間量で処置を講ずることができるように行う。図示のＳＯＤシステム５０４（図１０）では、主サイクルが完了する毎に、即ち、７回の副サイクルが完了する毎に、警報状態メッセージを生成する。したがって、約５０ｍｓｅｃ毎に１回警報状態メッセージを生成する。ＣＡＮマイクロプロセッサ８０（図９）は、車両全体に対して約３００ｍｓｅｃの同期更新率(synchronous update rate)を有する。つまり、ＣＡＮサイクル毎に、数回の主サイクルが行なわれ、これに応じて警報状態メッセージが生成される。例示の実施形態では具体的なタイミング選択について述べたが、他のタイミングの選択も可能であることは認められよう。例えば、４つのＦＦＴ以外の平均化や、７つ以外のビームも使用可能である。この説明を読んだ後であれば、図１３のタイミング構造に対して必要な変更は、どのようなものであれ、いかにして実施すればよいか、当業者には明白にわかるであろう。
【０１１８】
次に図１４Ａおよび図１４Ｂを参照すると、図１２のステップ６０２において発生したような、ＦＦＴデータ曲線６８２の一例は、特定の検出範囲および１つ以上のＦＦＴビンに対応する検出周波数６９０において、振幅検出ピーク６８６を含む。尚、単一のターゲットからの検出ピーク６８６は、単一のＦＦＴビンよりも広い場合もあることは認められよう。前述のように、周波数ドメインにおいて検出したエコーの拡大(broadening)は、特定のＦＦＴの特性(aspect)、即ち、ＦＦＴへの入力データ・サンプルに適用することができる重み関数に関係する。また、拡大は、特定のレーダ・ビームの軸に沿ったターゲットの寸法のような、エコーを発するターゲットの物理的特性(aspect)にも関係付けることができる。大きく広がったターゲット(extended target)は広い範囲を有し、したがってその距離に対応して広がった周波数として検出することもできる。
【０１１９】
一般に、単一のターゲットに対するＦＦＴ出力データ曲線６８２のピーク６８６は、ターゲットまでの距離に対応する周波数６９０である。しかしながら、図１５および図１６に関して、場合によっては、ピークはターゲットまでの距離の誤った印象を与える可能性があることがわかる。ここでは、ＦＦＴ出力データ曲線のピークは、ターゲットまでの距離を示すと想定する。
【０１２０】
図１２の検出アルゴリズム５５６に関連して説明したように、ＦＦＴ周波数ビンは、特定の検出ゾーンに要求される要求精度を得る程十分に狭くすることができない場合もある。単一のターゲットからの検出信号が数個のＦＦＴビン間に広がった場合、十分な距離分解能を得るためには、ＦＦＴ出力データに対して追加の処理を行わなければならない。
【０１２１】
ＦＦＴ出力曲線６８２の一次導関数６９４を検討することによって、ＦＦＴ出力データ曲線６８２のピーク６８６が、負方向ゼロ交差６９８と一致することが解明された。つまり、一次導関数６９４の負方向ゼロ交差６９８から、ＦＦＴピーク６８６の周波数６９０が得られ、したがってターゲットまでの対応する距離が得られる。このように距離を検出すると、ピークが生じるＦＦＴ出力データ曲線６８２の端数周波数ビンを判定することによって単に距離を判定するよりも、精度を向上させることができる。なぜなら、ピークは多数のＦＦＴビンにおいて生ずるからである。
【０１２２】
尚、図１４Ａおよび図１４ＢはＦＦＴ出力データ曲線６８２およびＦＦＴ一次導関数６９４を滑らかな連続波形として示すが、ＦＦＴ出力曲線６８２によって表されるＦＦＴ出力データ、および一次導関数６９４は、不連続なディジタル・サンプルで構成されている。その結果、一次導関数６９４のゼロ交差を求めるには、追加の処理が必要となる。一次導関数６９４の点の間隔が十分に狭い場合、隣接する一次導関数のデータ点はほぼ直線上に並ぶことになる。この近似を用いて、従来の三角法によってゼロ交差６９８を求めることができる。例示の実施形態では、データ点間の間隔は、約５００Ｈｚであれば十分であることがわかった。しかしながら、本発明では、他のデータ点周波数間隔も使用可能であることは、当業者には認められよう。尚、このように決定した一次導関数のゼロ交差６９８は、いずれの周波数でも可能であり、ＦＦＴビンの中心である必要はなく、したがって周波数分解能および関連する距離分解能は、ＦＦＴピーク６８６が生じる周波数を判定する従来の技法と比較して、大幅に改善されることを注記しておく。
【０１２３】
複雑な反射エコーでは、例えば、多数のターゲットからまたはビームの軸に沿って延びるターゲットからの場合、二次導関数７０６の負方向ゼロ交差を判定すれば、前述のように一次導関数を用いる場合よりも優れた距離判別を行うことができる。ＦＦＴ出力データ曲線６８２の二次導関数７０６の負方向ゼロ交差７０２は、ＦＦＴ出力データ曲線６８２の負屈曲点７１０に対応する。負屈曲点７１０は、ＦＦＴ出力データ曲線６８２の傾きが上方カーブから下方カーブに変化する点である。
【０１２４】
尚、ＦＦＴ出力データ特性(data feature)の上昇部分、例えば、７１４は離散負屈曲点７１０を有し、一方この特性のピーク６８６は周波数軸に沿って延長可能であることは認められよう。ＦＦＴ出力データ特性の拡大は、入力サンプルの重み付けのようなＦＦＴの数学的特性と、ターゲットの寸法特性との双方に関係付けられるが、ＦＦＴ出力データ構造７１４の上昇部分は、一次までは(to a first order)ＦＦＴの数学的特性のみに関係する。ＦＦＴ出力データ構造７１４の上昇部分上にある負屈曲点７１０を用いると、ＦＦＴピーク６８６の周波数を予測することができる。これは、ピーク６８６が明確ではない場合には望ましいであろう。要するに、ターゲット寸法の比較的広い範囲に対して、負屈曲点７１０とＦＦＴピーク６８６との間の距離７１６は既知で一定であり、ＦＦＴの数学的特性のみによって決定される。したがって、ＦＦＴ出力データ構造７１４の上昇部分の最初の負屈曲点７１０を見つけ、負屈曲点７１０を用いてピーク６８６の位置を予測することによって、更に複雑なＦＦＴ出力データ曲線のスペクトル形状に対しても、ターゲットまでの距離を求めることができる。
【０１２５】
図１２におけるステップ６０６に関連して注記したが、個々のビーム照準角に対して特定的な閾値Ｒmin７１７およびＴBeamRange７１８を、一次導関数または二次導関数テストのいずれかによって計算した、物体距離の周波数計算値に適用する。即ち、閾値以内にあるピークを有効と見なす。同様に、振幅閾値Ｔobject７１９よりも高いピークのみを有効と見なす。
【０１２６】
次に図１５を参照すると、例として示す曲線７２８は、ほぼ平坦な上部ＦＦＴ出力データ曲線が得られるようにビーム軸に沿って拡長したターゲットによって発生したＦＦＴ出力データに対応し、このデータ曲線のピークは、不定、即ち、多数のピーク７２４、７３２が得られる。一緒に示す曲線７３６は、拡長しないターゲットから得られたＦＦＴ出力データに対応する。ＦＦＴ出力データ曲線７２８をＦＦＴ出力データ曲線７３６と比較することによって、負屈曲点７２０、７４０が一致することがわかる。このように、ＦＦＴ出力データ曲線７２８の二次導関数を計算し、得られた負方向ゼロ交差を用いて、前述のように負屈曲点７２０および７２４間の既知の距離、即ち、周波数を加算することによって、ピーク７２４を決定すれば、高精度の距離判定が行える。
【０１２７】
次に図１６を参照すると、ＦＦＴ出力データの一例に対応する別の曲線７４４が示されている。この曲線は、２つのターゲットからのエコーの同時受信によって生ずると考えることができる。２つのターゲットの内、一方は他方よりも弱いとする。尚、強いエコーのために、弱いエコーに関連する複合ＦＦＴ出力データ曲線７４４の曲線部分７４８はピークを全く有さず、一方強いターゲットからの曲線部分７５２は明確なピーク７５６を有することを注記しておく。その場合でも、複合ＦＦＴ出力データ曲線７４４の二次導関数を計算することによって求められる負屈曲点７６０、７６４を用いて、双方のターゲットの距離を予測することができる。ＦＦＴ出力データ曲線７４４の二次導関数の２つの負方向ゼロ交差の検出、および図１４Ａの距離７１６のような既知の距離の使用により、ピーク周波数点７６８および７５６を検出するに至る。第１の負屈曲点７６０を用いて、第１のターゲット距離に対応するピーク７６８を求めるが、ピーク７６８は実際には存在しない。同様に、第２の負屈曲点７６４を用いて第２のターゲット距離に対応するピーク７５６を求める。周波数ピークはターゲット距離に対応するので、強いターゲットおよび弱いターゲット双方までの距離を判別することができる。このように、ＦＦＴ出力データの二次導関数を用いると、一層複雑なＦＦＴ出力データ曲線によって表されるターゲットについても、距離を判別することができる。
【０１２８】
次に図１７Ａおよび図１７Ｂを参照すると、それぞれ、図１１Ａおよび図１１Ｂと同様に、横方向検出ゾーン５３６、５４８の異なる例が２つ示されている。図１７Ａでは、台形状の最大検出ゾーン境界５３６が設けられている。図１７Ｂでは、ほぼ矩形状の最大検出ゾーン境界５４８が設けられている。図１７Ａに示すように、例示のＳＯＤシステムは８つの方位方向ビーム５４０ａ〜５４０ｈを備え、斜線で示すように、各々異なる最大検出距離を有し、ビーム・エコーに対して動作する検出アルゴリズムによって判定される。図１７Ｂに示すように、システムの一例は、８つの方位方向ビーム５５２ａ〜５５２ｈを備え、斜線で示すように、各々異なる最大検出距離を有する。距離５５２ａから５５２ｈは、ビーム５４０ａ〜５４０ｈとは異なるため、この場合も斜線で示すように、実際に形成される最大検出ゾーン５５０は異なる。８つのビームの各々の最大検出距離のアルゴリズム制御は、指定された基準検出ゾーン境界５３６、５４８に対して、実際の最大検出ゾーン境界５３８、５５０を規定する。尚、本発明から逸脱することなく、別の数のビーム（例えば、８つよりも少ないまたは８つよりも多いビーム）や走査角も可能であることは、当業者には認められよう。個々の用途において用いられるアンテナ・ビームの特定の数は、前述のように、要求分解能および種々のその他の要因に応じて選択される。
【０１２９】
環境によっては、自動車のサイズや周辺視野の優先度等に基づいて、検出ゾーン５３６、５４８を変更することが望ましい場合もある。更に、例えば、検出ゾーンの変更をが必要な他の理由には、トレーラの曳航、車線サイズの変更、交通密度および個人的な好みが含まれる。図１７Ａに示すように、多数の狭いビーム、ここでは、ビーム５４０ａ〜５４０ｈを設け、ビーム長を調節することによって、検出ゾーン５３６の形状を変化させることができる。ビーム５４０ａ〜５４０ｈの各々の例として、ビーム５４０ａを見ると、ビーム５４０ａは複数の距離部分R1, R2,．．．R15, Rnを含み、その各々はセンサからの距離(レンジ)を示す。距離部分R1ないしRnの各々に、そして個々のビームに対する所望の距離に応じて対応する距離ビンを作成する。所望の距離ゲートに応じて、各距離ビンを検索(クエリー：query)することができる。尚、８つのビームの距離の各々はセンサ毎に変化しないことは認められよう。距離ゲートは、図２１のステップ５７４に示すように、距離ゲートを制御するために用いられるソフトウエア命令を変更することによって変更することができる。可能なターゲット検出に対してビームの各々において検索する距離ビンを変更することによって、検出ゾーン５３６、５４８を可変とすることができる。再度図３を参照し、ターゲットが検出ゾーンにあるか否かの判定について、手短に説明する。ビデオ増幅器６７からのビデオ信号は、ビーム毎に別個にＡ／Ｄ６８に供給される。ランプ信号の各チャープの上部分、下部分およびＣＷ部をＡ／Ｄ６８からＤＳＰ３０に供給する。各サンプルに、ウインドウ処理即ち振幅重み付けおよびゼロ・パディングを行う。各サンプルにＦＦＴを実行し、スペクトルの判断基準にしたがってサンプルの信号が閾値よりも高いときにターゲットを検出する。前述のように、距離（レンジ）および距離レート(range rate)データを格納する。検出要件に応じて、上方または下方ランプ生データを用いて、時間を前進または逆進させたり、あるいはターゲットを空間的にずらすことが望ましい場合もあり、検出される各ターゲットはある距離、または、例えば、ＦＦＴ、ビンと関連付けられる。次に、ターゲットが警報ゾーン内にあるか否か判定し、ターゲットが警報ゾーンにおいて検出された場合、信号を活性化し、検出エリア内におけるターゲットの存在を示す。ビーム毎に各距離ビンをゾーン境界の内部または外部のいずれかに割り当て、ターゲットの存在を判定するために当該距離ビンを検索するか否か判定を行う。尚、ソフトウエア命令を変更することによって、割り当てた境界をビーム毎に範囲内外に移動させ、警報ゾーンのサイズおよび形状を個別に作成できることは認められよう。このような構成では、ハードウエアを変更することなく、種々の検出ゾーンを設けることができる。
【０１３０】
検出ゾーン５３６によって設けられるカバレッジ・エリアでは、ビーム５４０ａの距離ビンR1〜R6またはビーム５４０ｂの距離ビンR1〜R6において何らかのターゲットが検出されると、陽性を示す警報が発生することは、今や認められて当然であろう。検出ゾーン５４８によって設けられるカバレッジ・エリアでは、ビーム５５２ａの距離ビンR1〜R6またはビーム５５２ｂの距離ビンR1〜R7において何らかのターゲットが検出されると、陽性を示す警報が発生する。尚、図面における簡略化のために、ビームにおける距離ビンの数は図に示すものよりも多いことは認められよう。
【０１３１】
次に図１８を参照すると、ビーム毎に距離および距離レート・ビンのグラフ表示が示されている。これらのデータはこうしてメモリに格納される。各ビームは、対応する距離および距離レート・ビンを有し、ターゲットの存在を示す。図示したグラフでは、ビーム１に対して、距離ビン１ないし６が活性化され、ビーム２に対して距離ビン１ないし７が活性化され、ビーム３に対して距離ビン１ないし８が活性化され、ビーム４に対して距離ビン１ないし９が活性化され、ビーム５に対して距離ビン１ないし９が活性化され、ビーム６に対して距離ビン１ないし９が活性化され、ビーム７に対して距離ビン１ないし７が活性化され、ビーム８に対して距離ビン１ないし７が活性化される。各距離ビンに対して、当該距離ビンに可能な種々の距離レートに対応する、付加的にさまざまな距離レート・ビンがある。後者は、必要に応じて、検出ゾーンに対してある程度のカバレッジを設ける。異なる検出ゾーンが望ましい場合、異なる距離ビンを活性化し、検索してターゲットの存在を検出する。
【０１３２】
次に図１９を参照すると、図３のＤＳＰ３０のようなＳＯＤプロセッサによって実行するプロセス７００のフロー図を示す。プロセス７００は、検出ゾーンを規定するためにビーム毎に距離閾値を設定するステップを含む。最初に、ステップ７０２で示すように、検出カバレッジ・エリアの選択を行う。後者は、アラーム信号によってカバーされるセンサ周囲のカバレッジ・ゾーンを決定する。次に、ステップ７０４に示すように、アンテナ・ビームから１つを選択する。ステップ７０６において、選択したアンテナ・ビームによってカバーされる距離を選択する。この際、どの距離ビンを検索し、どの距離ビンを無視するか判定を行う。ステップ７０８において、アンテナ・ビームの全てが、各ビームに選択した距離ゲート値を有するか否か判定を行う。有していない場合、処理はステップ７０４に戻り、別のビームを選択する。ビームを全て処理し終えたなら、処理は別のルーチンに戻り、このサブルーチンを終了する。
【０１３３】
尚、図１２のステップ５７４において、距離閾値を各ビーム照準角毎に確定し、検出ゾーンを規定することは認められよう。つまり、所与のビーム照準角において、ＳＯＤシステムに対して遠すぎるまたは近すぎるため検出ゾーンに入らない距離検出を、予め確定してある距離閾値によって排除する。処理ステップ７００は、ステップ５７４に含ませることができ、あるいは処理ステップ７００を予め実行しておき、処理ステップ７００の結果をメモリに格納し後にステップ５７４で用いることもできる。
【０１３４】
尚、図１９に示すフローチャートは、レーダ・システム１０（図１）において実施し、先に検討した技法に対応することは認められよう。矩形エレメント（図１９のエレメント７０２で代表する。ここでは「処理ブロック」と呼ぶ）は、コンピュータのソフトウエア命令または命令群を表す。菱形のエレメント（図１９のエレメント７１２で代表する。ここでは「判断ブロック」と呼ぶ）は、処理ブロックによって表されるコンピュータ・ソフトウエア命令の実行に作用する、コンピュータ・ソフトウエア命令または命令群を表す。
【０１３５】
あるいは、処理ブロックおよび判断ブロックは、ディジタル信号プロセッサ回路や特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）のような機能的に等価な回路によって実行されるステップを表す。フロー図は、断じて特定のプログラム言語のシンタックスを示すのではない。むしろ、フロー図は、当業者が個々の装置に必要な処理を実行するための回路を製造したり、あるいはコンピュータ・ソフトウエアを生成する際に必要となる機能情報を示す。尚、ループや変数の初期化および一時変数の使用というような多くの慣例的プログラム・エレメントは示されていないことを注記しておく。ここでは、特に指示しない限り、記載する特定のステップ・シーケンスは例示に過ぎず、本発明の精神から逸脱することなく変更可能であることは、当業者には認められよう。したがって、特に明記しない限り、以下に説明するステップは、可能であれば、好都合な順序または所望の順序のいずれでもステップを実行可能である点において、順序は不問であることを意味する。
【０１３６】
本発明では、別のビーム数および距離ビン数も可能であることは当業者には認められようが、明確化のために、８つのビームおよびビーム当たり１６個の距離ビンを用いて本プロセスを説明した。更に、用途によっては、アンテナ・ビーム全てを用いるのではなく、あるアンテナ・ビームは選択せずに、複数のアンテナ・ビームの一部のみを用いて検出カバレッジ・エリアを設ける方が望ましい場合もある。ここでは８つのビームについて説明したが、８つよりも多いビームまたは少ないビームも使用可能であることは言うまでもない。例えば、７つのビームを用いることができる。７つのビームを供給するアンテナ・システムの一例が、本願と同一日に出願し、「Switched Beam Antenna Architecture」（切換ビーム・アンテナ・アーキテクチャ）と題する同時係属中の特許出願第０９／ＸＸＸ，ＸＸＸ号に記載されている。この出願は、本発明の授受人に譲渡され、その内容はこの言及により全体的に本願にも援用されるものとする。
【０１３７】
以上本発明の好適な実施形態について説明したが、その概念を組み込んだ別の実施形態も使用可能であることは、当業者には今や明白であろう。
【０１３８】
レーダ・システムの部分間の個々の境界は、先に説明したものから変更可能であることは、当業者には認められよう。一例として、受信機は、Ａ／Ｄ変換器のように、電子制御回路の一部、または受信機の一部を含むこともでき、システムの電子装置部に設けることもできる。選択した種々の構成部品の実施態様に応じて、レーダ・システムの１つ以上の部分を１つ以上のハイブリッド回路、モジュール、またはサブアセンブリ上に統合することもできる。したがって、これらの実施形態は開示した実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の精神および範囲によってのみ限定されるべきである。この中で引用した全ての刊行物および文献は、その言及により、その全体が本願にも明白に含まれることとする。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
レーダ送信機であって、
ディジタル出力ワードを供給する出力端子を有するＤＳＰと、
前記ＤＳＰの出力端子に結合された入力端子と、アナログ・ランプ信号を供給する出力端子とを有するＤ／Ａ変換器と、
前記アナログ・ランプ信号に応答する入力端子と、周波数変調信号を供給する出力端子とを有するＶＣＯと、
を備えたレーダ送信機。
【請求項２】
請求項１記載のレーダ送信機であって、更に、前記Ｄ／Ａ変換器の出力端子に結合された入力端子と、前記ＶＣＯの入力端子に結合された出力端子とを有する平滑化回路を備えている、レーダ送信機。
【請求項３】
請求項１記載のレーダ送信機であって、更に、前記ＶＣＯの出力端子に結合されている入力端子と、送信信号を供給する出力端子とを有するアップコンバータを備えている、レーダ送信機。
【請求項４】
請求項３記載のレーダ送信機であって、前記アップコンバータがＤＲＯを備えている、レーダ送信機。
【請求項５】
請求項１記載のレーダ送信機において、前記ＶＣＯが、
ターミネータを結合する入力端子と、出力端子とを有する増幅器と、
前記増幅器の出力端子に結合された入力端子と、周波数変調信号を供給する出力端子と、制御端子とを有する移相器と、
前記移相器の出力端子からのエネルギを前記増幅器の入力端子に結合するように配置されたＤＲと、
を備えているレーダ送信機。
【請求項６】
請求項１記載のレーダ送信機であって、更に、
予測送信周波数に関連付けて複数のＤＳＰ出力ワードを収容するルックアップ・テーブルを格納するメモリと、
前記周波数変調信号によって発生する送信信号の周波数を検出する周波数検出回路と、
前記検出した周波数を発生したＤＳＰ出力ワードを、前記検出した周波数に関連付けて前記ルックアップ・テーブルに格納されているＤＳＰ出力ワードと比較し、誤差値を与える比較器と、
を備えているレーダ送信機。
【請求項７】
請求項６記載のレーダ送信機において、前記周波数検出回路が、前記検出した周波数にほぼ等しい基本周波数を有するＤＲを備えている、レーダ送信機。
【請求項８】
請求項６記載のレーダ送信機であって、更に、前記誤差値に応答して、前記ＤＳＰの出力ワードを調節するオフセット発生器を備えている、レーダ送信機。
【請求項９】
請求項１記載のレーダ送信機であって、更に、前記アナログ・ランプ信号の少なくとも１つのパラメータを変化させる乱数発生器を備えている、レーダ送信機。
【請求項１０】
請求項９記載のレーダ送信機において、前記少なくとも１つのパラメータがオフセット間隔および電圧範囲から選択される、レーダ送信機。
【請求項１１】
請求項１記載のレーダ送信機において、前記送信機を輸送手段に搭載し、近接物体検出システムの横方向物体検出モジュールを備えている、レーダ送信機。
【請求項１】
レーダ送信機であって、
ディジタル出力ワードを供給する出力端子を有するＤＳＰと、
前記ＤＳＰの出力端子に結合された入力端子と、アナログ・ランプ信号を供給する出力端子とを有するＤ／Ａ変換器と、
前記アナログ・ランプ信号に応答する入力端子と、周波数変調信号を供給する出力端子とを有するＶＣＯと、
を備えたレーダ送信機。
【請求項２】
請求項１記載のレーダ送信機であって、更に、前記Ｄ／Ａ変換器の出力端子に結合された入力端子と、前記ＶＣＯの入力端子に結合された出力端子とを有する平滑化回路を備えている、レーダ送信機。
【請求項３】
請求項１記載のレーダ送信機であって、更に、前記ＶＣＯの出力端子に結合されている入力端子と、送信信号を供給する出力端子とを有するアップコンバータを備えている、レーダ送信機。
【請求項４】
請求項３記載のレーダ送信機であって、前記アップコンバータがＤＲＯを備えている、レーダ送信機。
【請求項５】
請求項１記載のレーダ送信機において、前記ＶＣＯが、
ターミネータを結合する入力端子と、出力端子とを有する増幅器と、
前記増幅器の出力端子に結合された入力端子と、周波数変調信号を供給する出力端子と、制御端子とを有する移相器と、
前記移相器の出力端子からのエネルギを前記増幅器の入力端子に結合するように配置されたＤＲと、
を備えているレーダ送信機。
【請求項６】
請求項１記載のレーダ送信機であって、更に、
予測送信周波数に関連付けて複数のＤＳＰ出力ワードを収容するルックアップ・テーブルを格納するメモリと、
前記周波数変調信号によって発生する送信信号の周波数を検出する周波数検出回路と、
前記検出した周波数を発生したＤＳＰ出力ワードを、前記検出した周波数に関連付けて前記ルックアップ・テーブルに格納されているＤＳＰ出力ワードと比較し、誤差値を与える比較器と、
を備えているレーダ送信機。
【請求項７】
請求項６記載のレーダ送信機において、前記周波数検出回路が、前記検出した周波数にほぼ等しい基本周波数を有するＤＲを備えている、レーダ送信機。
【請求項８】
請求項６記載のレーダ送信機であって、更に、前記誤差値に応答して、前記ＤＳＰの出力ワードを調節するオフセット発生器を備えている、レーダ送信機。
【請求項９】
請求項１記載のレーダ送信機であって、更に、前記アナログ・ランプ信号の少なくとも１つのパラメータを変化させる乱数発生器を備えている、レーダ送信機。
【請求項１０】
請求項９記載のレーダ送信機において、前記少なくとも１つのパラメータがオフセット間隔および電圧範囲から選択される、レーダ送信機。
【請求項１１】
請求項１記載のレーダ送信機において、前記送信機を輸送手段に搭載し、近接物体検出システムの横方向物体検出モジュールを備えている、レーダ送信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２０１１−１９７０１１（Ｐ２０１１−１９７０１１Ａ）
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１４１６７４（Ｐ２０１１−１４１６７４）
【出願日】平成２３年６月２７日（２０１１．６．２７）
【分割の表示】特願２００２−５１９９６８（Ｐ２００２−５１９９６８）の分割
【原出願日】平成１３年８月１６日（２００１．８．１６）
【出願人】（５１０２４４８７９）ヴァレオ・レイダー・システムズ・インコーポレーテッド (3)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月２７日（２０１１．６．２７）
【分割の表示】特願２００２−５１９９６８（Ｐ２００２−５１９９６８）の分割
【原出願日】平成１３年８月１６日（２００１．８．１６）
【出願人】（５１０２４４８７９）ヴァレオ・レイダー・システムズ・インコーポレーテッド (3)
【Ｆターム（参考）】
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