誘導加熱装置および誘導加熱定着装置
【課題】電力を効率よく定着ローラに供給でき、したがって大電流を流す必要がなく廉価な誘導加熱定着装置を提供すること。
【解決手段】 直流電源と、この直流電源の出力電流を入力とし高周波電力に変換する一対のスイッチング素子と、この一対のスイッチング素子の出力に並列に接続された共振コンデンサと、この共振コンデンサに並列に接続された、抵抗と誘導コイルから成る定着ローラと、前記共振コンデンサに並列に接続された帰還回路と、を備え、前記帰還回路は共振回路を有し、この共振回路の共振周波数を前記共振コンデンサと前記誘導コイルの並列共振回路の共振周波数に近くなるように設定する。
【解決手段】 直流電源と、この直流電源の出力電流を入力とし高周波電力に変換する一対のスイッチング素子と、この一対のスイッチング素子の出力に並列に接続された共振コンデンサと、この共振コンデンサに並列に接続された、抵抗と誘導コイルから成る定着ローラと、前記共振コンデンサに並列に接続された帰還回路と、を備え、前記帰還回路は共振回路を有し、この共振回路の共振周波数を前記共振コンデンサと前記誘導コイルの並列共振回路の共振周波数に近くなるように設定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トナー像の定着などに用いられる誘導加熱定着装置に係り、特に電力を効率よく定着ローラに供給する構成の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から誘導加熱ローラ装置おいて、ハーフブリッジ型インバータなどの直列共振動作を行う高周波回路が知られている（特許文献１参照）。
【０００３】
しかし、このような誘導加熱ローラ装置では、回路電流が大きくなるので、大電流を流すことが可能な高価な部品を用いた電源を用いなければならず、また部品点数も多くなって高価な装置になってしまう問題点があった。
【特許文献１】特開２００２−３３４７７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は上記のような従来の誘導加熱定着装置の問題点にかんがみてなされたもので、電力を効率よく定着ローラに供給でき、したがって大電流を流す必要がなく廉価な誘導加熱定着装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の請求項１によれば、直流電源と、この直流電源の出力電流を入力とし高周波電力に変換する一対のスイッチング素子と、この一対のスイッチング素子の出力に並列に接続された共振コンデンサと、この共振コンデンサに並列に接続された、抵抗と誘導コイルから成る定着ローラと、前記共振コンデンサに並列に接続された帰還回路と、を備え、前記帰還回路は共振回路を有し、この共振回路の共振周波数を前記共振コンデンサと前記誘導コイルの並列共振回路の共振周波数に近くなるように設定することを特徴とする誘導加熱装置を提供する。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、電力を効率よく定着ローラに供給でき、したがって大電流を流す必要がなく廉価な誘導加熱定着装置が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。図１に本発明一実施形態の構成例を示す。主回路基板には、次のような構成の回路が設けられている。Ｖ１は、所要交流電圧を直流電圧に変換した直流電源である。マイナス端子がアースされた直流電源Ｖ１のプラス端子は、抵抗Ｒ１，抵抗Ｒ２，コイルＬ１及びコイルＬ２の各一端が接続される。例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴから構成されたスイッチング素子Ｍ１とスイッチング素子Ｍ２のソースは互いに接続されており、これらスイッチング素子のドレイン間には共振コンデンサＣｐが接続されている。
【０００８】
スイッチング素子Ｍ１のドレインはコイルＬ１の他端に、スイッチング素子Ｍ２のドレインはコイルＬ２の他端に各々接続されている。スイッチング素子Ｍ２のゲートには抵抗Ｒ１の他端が、またスイッチング素子Ｍ１のゲートには抵抗Ｒ２の他端がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のゲート間には抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４が直接に接続されており、これらの抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点及びスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のソースは接地されている。
【０００９】
スイッチング素子Ｍ１とＭ２のドレインの間に設けられた共振コンデンサＣｐと並列に、帰還回路１２が設けられる。この帰還回路１２は、トランスＴと、このトランスＴの一次側コイルＴ１と直列に接続され、他端が共振コンデンサＣｐの一端に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２とから成る。トランスＴの二次側コイルＴ２の両端はスイッチング素子Ｍ１，Ｍ１のゲートに接続されている。
【００１０】
共振コンデンサＣｐの両端は、主回路基板の外側でコンデンサＣ３、Ｃ４を介して定着ローラ１３に接続されている。定着ローラ１３は、抵抗Ｒ５とこれに並列に接続された誘導コイルＬ３から成る。誘導コイルＬ３と共振コンデンサＣｐは並列共振回路を構成している。
【００１１】
また、トランスＴの一次側コイルＴ１とコンデンサＣ１，Ｃ２は直列共振回路１４を構成する。この共振周波数は、上記スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２により変換される高周波の周波数以上の周波数である。
【００１２】
この実施形態の動作を説明する。スイッチング素子Ｍ１とＭ２は交互にオンオフ動作し、供給される直流もしくは脈動する直流を高周波の交流に変換する。
【００１３】
いま、スイッチング素子Ｍ１がオン、スイッチング素子Ｍ２がオフの状態にあるとすると、直流電源Ｖ１からコイルＬ２、誘導コイルＬ３及びスイッチング素子Ｍ１の経路に電流が流れることにより、誘導コイルＬ３に電力が供給される。同時に、共振コンデンサＣｐと誘導コイルＬ３との間には共振電流１５が発生し、オフ状態にあるスイッチング素子Ｍ２のドレイン−ソース間にはこの共振による正弦波が印加される。
【００１４】
上記共振コンデンサＣｐ及び誘導コイルＬ３と並列に設けられている帰還回路１２にも同様の正弦波電圧が自励発振により生ずる。この帰還回路１２において発生する正弦波は、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のゲート−ソース間に極性が逆になるように印加される。したがって、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２が交互にオンオフすることにより、発振は維持され誘導コイルＬ３に電力が供給される。
【００１５】
ところで、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のオンオフ動作周波数（共振コンデンサＣｐと誘導コイルＬ３の並列共振回路の共振周波数）に対して帰還回路１２の直列共振回路の共振周波数が変化すると、これらのドレインーソース間波形も変化する。図２（ａ）（ｂ）（ｃ）に直列共振回路の共振周波数を変えた場合のスイッチング素子Ｍ１又はＭ２のゲート波形と、ドレイン−ソース間の波形を示す。帰還回路１２の直列共振周波数が動作周波数に近い場合は、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のゲート波形も正弦波となり、ドレイン−ソース間の波形も高調波の少ない波形となる。一方、直列共振回路１４の共振周波数が動作周波数から少し外れると、図２（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のゲート波形に高調波が少し乗ってきて、ドレイン−ソース波形にも高調波が現れる。
【００１６】
更に直列共振回路の共振周波数が動作周波数からかなり外れると、図２（ｃ）に示すようにスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のゲート波形に高調波が乗ってきて、かなり波形が崩れ、ドレイン−ソース波形も相当崩れてしまう。このように帰還回路１２の直列共振回路１４の共振周波数が動作周波数から遠くなるほど帰還波形は共振崩れを起こしてしまい、スイッチング時の効率が悪化してしまう。
【００１７】
そこで、帰還回路１２の直列共振回路１４の共振周波数を変えるために、図３に示す回路構成で、コンデンサＣＶ１，ＣＶ２の値を可変として実験を行った。その結果を図４に示す。図３において各部品の値は、Ｖ１＝８０Ｖ、Ｒ１＝Ｒ２＝２２ｋΩ、Ｒ３＝Ｒ４＝１ｋΩ、Ｌ１＝Ｌ２＝３０μＨ、Ｃｐ＝５０００ｐＦ、Ｃ３＝Ｃ４＝５０ｎＦ、Ｌ３＝２．５μＨ，Ｒ５＝２５０Ω、Ｒ６＝Ｒ７＝１００ＭΩ、とした。また、トランスＴの一次側Ｔ１は２９ターンで１５．３μＨ、二次側Ｔ２は６ターンで０．８３μＨ、結合計数ｋ＝０．８７、コアはＴＭＰであり、３連とした。
【００１８】
図４に、ＣＶ１，ＣＶ１の値（ｐＦ）を変化させた場合の、直列共振周波数（ＭＨｚ）、入力ＶＤＣ（Ｖ）、回路入力Ｗｉｎ（Ｗ）、動作周波数（ＭＨｚ）、ゲート電圧Ｖｇｓ（Ｗ）、ＦＥＴ温度（℃）、ＦＥＴ温度上昇（ｄｅｇ）、回路効率（％）の各値を示す。この図４に示す表から、直列共振周波数が動作周波数に近いほど、回路効率がよいことが理解できる。
【００１９】
本発明の上記実施形態によれば、帰還回路に有する直列共振回路の共振周波数を誘導コイルＬ３と共振コンデンサＣｐの並列共振回路の共振周波数に近づけるので、電力を効率よく定着ローラに供給できる利点がある。
【００２０】
なお、この実施形態において直流共振周波数が動作周波数に近いほど回路効率がよいことの原則に立てば、共振周波数はｋＨｚオーダでもよい。このときの動作周波数がｋＨｚになるように、回路部品の定数を設定すればよい。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明一実施形態による回路構成例を示す図。
【図２】本発明一実施形態において直列共振回路の共振周波数を変えたときのスイッチング素子の入出力における波形の変化を説明するための図。
【図３】本発明一実施形態においてコンデンサＣＶ１，ＣＶ２の値を変えて共振周波数を変化させたとき測定回路の図。
【図４】図３の測定回路においてコンデンサＣＶ１，ＣＶ２の値を変えたときの回路効率の変化のデータを示す図。
【符号の説明】
【００２２】
１２・・・帰還回路、
１３・・・定着ローラ、
１４・・・直列共振回路、
Ｖ１・・・直流電源、
Ｒ１〜Ｒ７・・・抵抗、
Ｌ１，Ｌ２・・・コイル、
Ｌ３・・・誘導コイル
Ｍ１，Ｍ２・・・スイッチング素子、
Ｃｐ・・・共振コンデンサ、
Ｔ・・・トランスＴ，
Ｔ１・・・一次側コイル
Ｔ２・・・二次側コイル
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トナー像の定着などに用いられる誘導加熱定着装置に係り、特に電力を効率よく定着ローラに供給する構成の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から誘導加熱ローラ装置おいて、ハーフブリッジ型インバータなどの直列共振動作を行う高周波回路が知られている（特許文献１参照）。
【０００３】
しかし、このような誘導加熱ローラ装置では、回路電流が大きくなるので、大電流を流すことが可能な高価な部品を用いた電源を用いなければならず、また部品点数も多くなって高価な装置になってしまう問題点があった。
【特許文献１】特開２００２−３３４７７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は上記のような従来の誘導加熱定着装置の問題点にかんがみてなされたもので、電力を効率よく定着ローラに供給でき、したがって大電流を流す必要がなく廉価な誘導加熱定着装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の請求項１によれば、直流電源と、この直流電源の出力電流を入力とし高周波電力に変換する一対のスイッチング素子と、この一対のスイッチング素子の出力に並列に接続された共振コンデンサと、この共振コンデンサに並列に接続された、抵抗と誘導コイルから成る定着ローラと、前記共振コンデンサに並列に接続された帰還回路と、を備え、前記帰還回路は共振回路を有し、この共振回路の共振周波数を前記共振コンデンサと前記誘導コイルの並列共振回路の共振周波数に近くなるように設定することを特徴とする誘導加熱装置を提供する。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、電力を効率よく定着ローラに供給でき、したがって大電流を流す必要がなく廉価な誘導加熱定着装置が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。図１に本発明一実施形態の構成例を示す。主回路基板には、次のような構成の回路が設けられている。Ｖ１は、所要交流電圧を直流電圧に変換した直流電源である。マイナス端子がアースされた直流電源Ｖ１のプラス端子は、抵抗Ｒ１，抵抗Ｒ２，コイルＬ１及びコイルＬ２の各一端が接続される。例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴから構成されたスイッチング素子Ｍ１とスイッチング素子Ｍ２のソースは互いに接続されており、これらスイッチング素子のドレイン間には共振コンデンサＣｐが接続されている。
【０００８】
スイッチング素子Ｍ１のドレインはコイルＬ１の他端に、スイッチング素子Ｍ２のドレインはコイルＬ２の他端に各々接続されている。スイッチング素子Ｍ２のゲートには抵抗Ｒ１の他端が、またスイッチング素子Ｍ１のゲートには抵抗Ｒ２の他端がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のゲート間には抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４が直接に接続されており、これらの抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点及びスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のソースは接地されている。
【０００９】
スイッチング素子Ｍ１とＭ２のドレインの間に設けられた共振コンデンサＣｐと並列に、帰還回路１２が設けられる。この帰還回路１２は、トランスＴと、このトランスＴの一次側コイルＴ１と直列に接続され、他端が共振コンデンサＣｐの一端に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２とから成る。トランスＴの二次側コイルＴ２の両端はスイッチング素子Ｍ１，Ｍ１のゲートに接続されている。
【００１０】
共振コンデンサＣｐの両端は、主回路基板の外側でコンデンサＣ３、Ｃ４を介して定着ローラ１３に接続されている。定着ローラ１３は、抵抗Ｒ５とこれに並列に接続された誘導コイルＬ３から成る。誘導コイルＬ３と共振コンデンサＣｐは並列共振回路を構成している。
【００１１】
また、トランスＴの一次側コイルＴ１とコンデンサＣ１，Ｃ２は直列共振回路１４を構成する。この共振周波数は、上記スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２により変換される高周波の周波数以上の周波数である。
【００１２】
この実施形態の動作を説明する。スイッチング素子Ｍ１とＭ２は交互にオンオフ動作し、供給される直流もしくは脈動する直流を高周波の交流に変換する。
【００１３】
いま、スイッチング素子Ｍ１がオン、スイッチング素子Ｍ２がオフの状態にあるとすると、直流電源Ｖ１からコイルＬ２、誘導コイルＬ３及びスイッチング素子Ｍ１の経路に電流が流れることにより、誘導コイルＬ３に電力が供給される。同時に、共振コンデンサＣｐと誘導コイルＬ３との間には共振電流１５が発生し、オフ状態にあるスイッチング素子Ｍ２のドレイン−ソース間にはこの共振による正弦波が印加される。
【００１４】
上記共振コンデンサＣｐ及び誘導コイルＬ３と並列に設けられている帰還回路１２にも同様の正弦波電圧が自励発振により生ずる。この帰還回路１２において発生する正弦波は、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のゲート−ソース間に極性が逆になるように印加される。したがって、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２が交互にオンオフすることにより、発振は維持され誘導コイルＬ３に電力が供給される。
【００１５】
ところで、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のオンオフ動作周波数（共振コンデンサＣｐと誘導コイルＬ３の並列共振回路の共振周波数）に対して帰還回路１２の直列共振回路の共振周波数が変化すると、これらのドレインーソース間波形も変化する。図２（ａ）（ｂ）（ｃ）に直列共振回路の共振周波数を変えた場合のスイッチング素子Ｍ１又はＭ２のゲート波形と、ドレイン−ソース間の波形を示す。帰還回路１２の直列共振周波数が動作周波数に近い場合は、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のゲート波形も正弦波となり、ドレイン−ソース間の波形も高調波の少ない波形となる。一方、直列共振回路１４の共振周波数が動作周波数から少し外れると、図２（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のゲート波形に高調波が少し乗ってきて、ドレイン−ソース波形にも高調波が現れる。
【００１６】
更に直列共振回路の共振周波数が動作周波数からかなり外れると、図２（ｃ）に示すようにスイッチング素子Ｍ１，Ｍ２のゲート波形に高調波が乗ってきて、かなり波形が崩れ、ドレイン−ソース波形も相当崩れてしまう。このように帰還回路１２の直列共振回路１４の共振周波数が動作周波数から遠くなるほど帰還波形は共振崩れを起こしてしまい、スイッチング時の効率が悪化してしまう。
【００１７】
そこで、帰還回路１２の直列共振回路１４の共振周波数を変えるために、図３に示す回路構成で、コンデンサＣＶ１，ＣＶ２の値を可変として実験を行った。その結果を図４に示す。図３において各部品の値は、Ｖ１＝８０Ｖ、Ｒ１＝Ｒ２＝２２ｋΩ、Ｒ３＝Ｒ４＝１ｋΩ、Ｌ１＝Ｌ２＝３０μＨ、Ｃｐ＝５０００ｐＦ、Ｃ３＝Ｃ４＝５０ｎＦ、Ｌ３＝２．５μＨ，Ｒ５＝２５０Ω、Ｒ６＝Ｒ７＝１００ＭΩ、とした。また、トランスＴの一次側Ｔ１は２９ターンで１５．３μＨ、二次側Ｔ２は６ターンで０．８３μＨ、結合計数ｋ＝０．８７、コアはＴＭＰであり、３連とした。
【００１８】
図４に、ＣＶ１，ＣＶ１の値（ｐＦ）を変化させた場合の、直列共振周波数（ＭＨｚ）、入力ＶＤＣ（Ｖ）、回路入力Ｗｉｎ（Ｗ）、動作周波数（ＭＨｚ）、ゲート電圧Ｖｇｓ（Ｗ）、ＦＥＴ温度（℃）、ＦＥＴ温度上昇（ｄｅｇ）、回路効率（％）の各値を示す。この図４に示す表から、直列共振周波数が動作周波数に近いほど、回路効率がよいことが理解できる。
【００１９】
本発明の上記実施形態によれば、帰還回路に有する直列共振回路の共振周波数を誘導コイルＬ３と共振コンデンサＣｐの並列共振回路の共振周波数に近づけるので、電力を効率よく定着ローラに供給できる利点がある。
【００２０】
なお、この実施形態において直流共振周波数が動作周波数に近いほど回路効率がよいことの原則に立てば、共振周波数はｋＨｚオーダでもよい。このときの動作周波数がｋＨｚになるように、回路部品の定数を設定すればよい。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明一実施形態による回路構成例を示す図。
【図２】本発明一実施形態において直列共振回路の共振周波数を変えたときのスイッチング素子の入出力における波形の変化を説明するための図。
【図３】本発明一実施形態においてコンデンサＣＶ１，ＣＶ２の値を変えて共振周波数を変化させたとき測定回路の図。
【図４】図３の測定回路においてコンデンサＣＶ１，ＣＶ２の値を変えたときの回路効率の変化のデータを示す図。
【符号の説明】
【００２２】
１２・・・帰還回路、
１３・・・定着ローラ、
１４・・・直列共振回路、
Ｖ１・・・直流電源、
Ｒ１〜Ｒ７・・・抵抗、
Ｌ１，Ｌ２・・・コイル、
Ｌ３・・・誘導コイル
Ｍ１，Ｍ２・・・スイッチング素子、
Ｃｐ・・・共振コンデンサ、
Ｔ・・・トランスＴ，
Ｔ１・・・一次側コイル
Ｔ２・・・二次側コイル
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
この直流電源の出力電流を入力とし高周波電力に変換する一対のスイッチング素子と、
この一対のスイッチング素子の出力に並列に接続された共振コンデンサと、
この共振コンデンサに並列に接続された、抵抗と誘導コイルから成る定着ローラと、
前記共振コンデンサに並列に接続された帰還回路と、を備え、
前記帰還回路は共振回路を有し、この共振回路の共振周波数を前記共振コンデンサと前記誘導コイルの並列共振回路の共振周波数に近くなるように設定することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項２】
直流電源と、
この直流電源の出力電流を入力とし高周波電力に変換する一対のスイッチング素子と、
この一対のスイッチング素子の出力に並列に接続された共振コンデンサと、
この共振コンデンサに並列に接続された、抵抗と誘導コイルから成る定着ローラと、
前記共振コンデンサに並列に接続され、一次側のコイルと直列にコンデンサを接続され二次側コイルの出力を前記一対のスイッチング素子の入力に帰還するトランスと、を備え、
前記トランスの一次側のコイルとこれに接続された前記コンデンサの直列共振回路の共振周波数を前記共振コンデンサと前記誘導コイルの並列共振回路からなる共振周波数にほぼ等しくなるように設定することを特徴とする、誘導加熱定着装置。
【請求項１】
直流電源と、
この直流電源の出力電流を入力とし高周波電力に変換する一対のスイッチング素子と、
この一対のスイッチング素子の出力に並列に接続された共振コンデンサと、
この共振コンデンサに並列に接続された、抵抗と誘導コイルから成る定着ローラと、
前記共振コンデンサに並列に接続された帰還回路と、を備え、
前記帰還回路は共振回路を有し、この共振回路の共振周波数を前記共振コンデンサと前記誘導コイルの並列共振回路の共振周波数に近くなるように設定することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項２】
直流電源と、
この直流電源の出力電流を入力とし高周波電力に変換する一対のスイッチング素子と、
この一対のスイッチング素子の出力に並列に接続された共振コンデンサと、
この共振コンデンサに並列に接続された、抵抗と誘導コイルから成る定着ローラと、
前記共振コンデンサに並列に接続され、一次側のコイルと直列にコンデンサを接続され二次側コイルの出力を前記一対のスイッチング素子の入力に帰還するトランスと、を備え、
前記トランスの一次側のコイルとこれに接続された前記コンデンサの直列共振回路の共振周波数を前記共振コンデンサと前記誘導コイルの並列共振回路からなる共振周波数にほぼ等しくなるように設定することを特徴とする、誘導加熱定着装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２００６−２８６３００（Ｐ２００６−２８６３００Ａ）
【公開日】平成１８年１０月１９日（２００６．１０．１９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１０２３３３（Ｐ２００５−１０２３３３）
【出願日】平成１７年３月３１日（２００５．３．３１）
【出願人】（０００１１１６７２）ハリソン東芝ライティング株式会社 (995)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１０月１９日（２００６．１０．１９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年３月３１日（２００５．３．３１）
【出願人】（０００１１１６７２）ハリソン東芝ライティング株式会社 (995)
【Ｆターム（参考）】
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