負荷を一定電流で駆動する駆動回路
負荷（３）を駆動する駆動回路（１）は、出力（２ａ、２ｂ）で切り替えられる出力電流（ＩＬ）を供給するスイッチング電源（１０）；前記電源を制御する制御部（２０）；出力電流（ＩＬ）を表す電流検知信号（Ｖ１５）を生成する電流センサー（１５）；前記回路の出力電圧（ＶＦ、ＶＦ＋Ｖ１５）を表す電圧検知信号を生成する電圧センサー（３０）を有する。制御部は電流検知信号を受信し、電流検知信号に基づきスイッチング電源（１０）のために切り替え時間制御信号（ＳＣ）を生成する。制御部は、電流検知信号を更に受信する。電圧検知信号の変化に応じて、制御部は切り替え時間制御信号を変化させ、出力電圧の変化が出力電流の平均値に及ぼす影響を効率的に補償する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、負荷、特にＬＥＤの駆動回路に関する。より詳細には、本発明は、スイッチング電源を有する駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＥＤは、信号装置として従来知られている。高出力ＬＥＤの開発に伴い、ＬＥＤは今日では照明用途にも用いられる。このような用途では、光出力（光強度）は電流に比例するので、ＬＥＤ電流が特定の目標値に正確に保たれることが重要である。これは特に、所謂、多色用途に適用される。多色用途では、異なる色の複数のＬＥＤが用いられ個々のＬＥＤの個々の強度に依存する可変混合色を生成する。つまり、１つのＬＥＤの光強度の変化が結果として生じる混合色に不要な変動を生じうる。
【０００３】
ＬＥＤ装置を実質的に一定電流で駆動する駆動回路は、既に知られている。標準的に、このような一定電流駆動回路は、ＬＥＤ電流を検知する電流センサーを有する。センサー信号は制御部へ帰還される。制御部は電源を制御し、検知される電流が所定レベルに実質的に一定に保たれるようにする。
【０００４】
このような制御システムは通常十分に機能するが、ＬＥＤに印加された電圧が変化する、及び結果として電源が不適当な電流を与えうるという問題を生じる。この問題は、特に、電源がスイッチング電源である場合に生じる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、上述の問題を克服又は少なくとも低減する駆動回路を提供することである。より詳細には、本発明の目的は、ＬＥＤの順方向電圧の変動に影響を受けにくい駆動回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の重要な態様によると、駆動回路は、ＬＥＤ電圧を検知する電圧センサーを更に有する。電圧検知信号も、制御部へ帰還される。検知された電圧変動に応じて、制御部は電源の制御を適切に調整し、実際のＬＥＤ電流が一定に維持されるようにする。特定の実施例では、電流制御は、検知された電流信号を基準信号と比較することにより行われる。基準信号は、検知される電圧変動に応じて適切に修正される。
【０００７】
留意すべき点は、特許文献１がＬＥＤのための駆動回路を開示していることである。特許文献１では、ＬＥＤ電流とＬＥＤ電圧の両方が測定され、両方の測定信号がＬＥＤ駆動装置を制御するために用いられる。しかしながら、特許文献１に記載されたシステムでは、制御は、電流検知信号及び電圧検知信号を一定に保つことを目的としている。これに対し本発明では、電圧検知信号の変動が許容され、それに応じて電流検知信号の変動が生じ、従って実際のＬＥＤ電流が一定に維持される。
【０００８】
本発明の上述の及び他の態様、特徴及び利点は、図を参照する以下の記載を通じ更に説明される。図中の同一の参照符号は同一又は類似の部分を示す。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
図１は、ＬＥＤ装置３と接続するための出力端子２ａ、２ｂを有する駆動回路１を示すブロック図である。留意すべき点は、ＬＥＤ装置３が１つのＬＥＤのみを有してもよいが、直列及び／又は並列に配置された複数のＬＥＤを有するＬＥＤ装置も可能なことである。駆動回路１は、制御可能なスイッチング電源１０、及び電源１０を制御する制御部２０を更に有する。
【００１０】
スイッチング電源自体は知られており、従って図１に示された例であるスイッチング電源の説明は簡単なものに止める。主要電源から供給される場合、電源１０は、交流電圧を直流電圧に変換する変換器１１を有する。制御可能なスイッチ１２、例えばトランジスターは、変換器１１の第１の出力端子と結合される。インダクター１３、標準的にコイルは、制御可能なスイッチ１２と直列に結合される。スイッチ１２とインダクター１３との結合部で、ダイオード１４は変換器１１の第２の出力端子と結合され、インダクター１３の他端は駆動回路１の第１の出力端子２ａと結合される。駆動回路１の第２の出力端子２ｂは、変換器１１の第２の出力端子と結合される。
【００１１】
制御部２０は、スイッチ１２の制御端子と結合された制御出力２１を有し、スイッチ１２の動作状態を決定し、より詳細にはスイッチ１２の切り替えの瞬間を決定する切り替え時間制御信号ＳＣを供給する。制御出力信号ＳＣは、標準的にハイ又はローの何れかのブロック信号である。制御出力信号ＳＣの一方の値、例えばハイはスイッチ１２を閉じ（つまり、導通させ）、電流が変換器１１からインダクター１３及びＬＥＤ装置３を通って流れ、変換器へ帰還される。電流の大きさは時間と共に増大する。インダクター１３は充電される。制御出力信号ＳＣの他方の値、例えばローは、スイッチ１２を開放する（つまり非導通にする）。インダクター１３はインダクター１３、ＬＥＤ装置３、及びダイオード１４により定められるループ内を流れる電流を維持しようとし、一方で電流の大きさは時間と共に減少する。インダクター１３は放電される。
【００１２】
図２はこの動作を説明するグラフである。時間ｔ１及びｔ３で、制御出力信号ＳＣはハイになり、ＬＥＤを通る出力電流ＩＬが上昇し始める。時間ｔ２及びｔ４で、制御出力信号ＳＣはローになり、ＬＥＤを通る出力電流ＩＬが減少し始める。ｔ１乃至ｔ３の時間間隔は、オン期間ｔＯＮとして示される。ｔ２乃至ｔ３の時間間隔は、オフ期間ｔＯＦＦとして示される。ｔＯＮとｔＯＦＦの合計は電流周期Ｔである。
【００１３】
時間ｔ１及びｔ３で出力電流ＩＬは最小振幅Ｉ１を有し、時間ｔ２及びｔ４で出力電流ＩＬは最大振幅Ｉ２を有する。平均出力電流ＩＡＶはＩ１とＩ２の間の値であり、ｔＯＮとｔＯＦＦの比、又はｔＯＮ／Ｔで定められるデューティー・サイクルΔに依存する。電流振幅が時間と共に線形に上昇及び下降すると仮定すると、平均出力電流ＩＡＶは次式により与えられる。
ＩＡＶ＝（Ｉ１＋Ｉ２）／２ （１）
一般に、ｔ１及びｔ３のような制御出力信号ＳＣがハイになる時間は、スイッチ・オン時間ｔＳＯＮとして示され、ｔ２及びｔ４のような制御出力信号ＳＣがローになる時間は、スイッチ・オフ時間ｔＳＯＦＦとして示される。制御部２０は、ＬＥＤ電流ＩＬの瞬間値に基づきスイッチ・オン時間ｔＳＯＮ及びスイッチ・オフ時間ｔＳＯＦＦを決定する。このため、駆動回路１は、図１の実施例では第２の出力端子２ｂと接地との間にＬＥＤ装置３と直列に接続された抵抗器として実施された電流センサー１５を有する。ＬＥＤ電流のＩＬは、電流検知抵抗器１５に渡り、ＬＥＤ電流ＩＬと比例する電圧降下Ｖ１５を生じる。電圧Ｖ１５は電流測定信号を較正する。電流測定信号は、電流検知入力２２で制御部２０へ供給される。制御部２０は、比較器２３及び閾電圧源２４を更に有する。比較器２３は、閾電圧源２４から閾電圧ＶＴＨを受信する第１の入力、及び電流検知入力２２から電流測定信号Ｖ１５を受信する第２の入力を有する。比較器２３からの出力信号ＳＣＯＭＰは、単パルス生成器２５と結合される。単パルス生成器２５の出力は、場合によっては更に増幅した後に、スイッチ制御信号ＳＣを較正する。
【００１４】
制御部２３には幾つかの種類の可能な動作がある。制御部２３は、電流測定信号Ｖ１５が閾電圧ＶＴＨより高くなった場合に切り替え信号ＳＣをローにすることが可能であり、オフ期間ｔＯＦＦが固定値を有することが可能である。この場合、単パルス生成器２５の出力信号は通常ハイであり、単パルス生成器２５は起動時に期間ｔＯＦＦのロー・パルスを生成する。制御部２３は、電流測定信号Ｖ１５が閾電圧ＶＴＨより低くなった場合に切り替え信号ＳＣをハイにすることが可能であり、オン期間ｔＯＮが固定値を有することが可能である。この場合、単パルス生成器２５の出力信号は通常ローであり、単パルス生成器２５は起動時に期間ｔＯＮのハイ・パルスを生成する。更に、制御部２３は２つの比較器及び互いに異なる閾電圧の２つの閾電圧源を設けられることが可能である。一方の比較器は電流測定信号を一方の閾電圧と比較し、他方の比較器は電流測定信号を他方の閾電圧と比較する。制御部２３は、電流測定信号Ｖ１５が最も低い閾電圧より低くなった場合に制御部２３の切り替え制御信号ＳＣをハイにする。また、制御部２３は、電流測定信号Ｖ１５が最も高い閾電圧より高くなった場合に制御部２３の切り替え制御信号ＳＣをローにする（ヒステリシス制御）。これらの動作の全てが図２に示されたような電流波形を生じる。
【００１５】
ＬＥＤがＬＥＤ電流ＩＬで駆動される場合、ＬＥＤに電圧降下が生じ、当該電圧降下は順方向電圧ＶＦとして示される。順方向電圧ＶＦの大きさは、ＬＥＤの素子特性であり、実質的にＬＥＤ電流ＩＬの大きさと独立である。しかしながら、この素子特性は時間と共に、例えば経年劣化を通じて又は温度の関数として変化しうる。また、素子特性は、異なるＬＥＤでは異なって良い。更に、望ましくはＬＥＤ装置内のＬＥＤの数を変え、順方向電圧ＶＦを変化させてよい。問題は、平均ＬＥＤ電流ＩＡＶが順方向電圧ＶＦに依存し、従って順方向電圧ＶＦの変化が、電流センサー１５を監視することからは制御部２０により通知されない平均ＬＥＤ電流の変化を引き起こしうることである。これは、一定のｔＯＦＦ期間で動作する制御部の場合に以下のように理解されるだろう。
【００１６】
スイッチ１２は、測定電流信号Ｖ１５が閾電圧ＶＴＨと等しい場合にオフに切り替えられる。従って、
Ｉ２＝ＶＴＨ／Ｒｓｅｎｓｅ （２）
Ｒｓｅｎｓｅは検知抵抗器１５の抵抗値である。
【００１７】
オフ期間中、ＬＥＤ電流はインダクター１３により供給される。インダクター１３にかかる電圧はＶ１３として示される。ダイオード１４の電圧降下を無視すると、Ｖ１３はＶＦとＶ１５の和に等しい。
Ｖ１３＝ＶＦ＋Ｖ１５ （３）
インダクターを通る電流は、次式に従い時間の関数として減少する。
ΔＩＬ＝−Ｖ１３・Δｔ／Ｌ （４）
Ｌはインダクター１３のインダクタンスを示す。
【００１８】
一次近似では、ｔＯＦＦを近似するため、Ｖ１３は一定であると仮定する。従って、Ｉ１の値は次式に従い近似される。
Ｉ１＝Ｉ２＋ΔＩＬ＝ＶＴＨ／Ｒｓｅｎｓｅ―Ｖ１３・ｔＯＦＦ／Ｌ （５）
式（１）及び（３）を用いると、平均電流ＩＡＶは次のように表せる。
ＩＡＶ＝ＶＴＨ／Ｒｓｅｎｓｅ―ＶＴＨ・ｔＯＦＦ／２Ｌ−ＶＦ・ｔＯＦＦ／２Ｌ （６）
制御部が一定のｔＯＮ期間で動作する場合、又は制御部が２つの閾電圧で動作する場合、同様の式が導出される。
【００１９】
全ての場合に、平均電流と順方向電圧ＶＦとの間の関係は、一次近似で次のように表せる。
ＩＡＶ＝Ｉ（０）＋ｃ・ＶＦ （７）
Ｉ（０）はＶＦに依存しない一定値である。ｃは予め値が定められる定数であり、正又は負であってよい。
【００２０】
式（７）から、以下の関係が導出される。
ｄＩＡＶ／ｄＶＦ＝ｃ （８）
本発明によると、駆動回路１は式（８）の従属関係を補償する。このため、駆動回路１は、順方向電圧ＶＦを表す測定信号ＳＶを供給する電圧センサー３０を更に有する。測定信号ＳＶは、制御部２０により電圧検知入力２６で受信される。図１に示された例である実施例では、電圧センサー３０は、第１の出力端子２ａと接地との間に接続された２個の抵抗器３１、３２の直列構成として実施される。測定信号ＳＶは２つの抵抗器３１、３２の間の節点から取り出される。留意すべき点は、この測定信号ＳＶは実際にはＶＦ＋Ｖ１５を表すが、制御部２０は電流検知入力２２で受信した信号から既にＶ１５を知っており、従って制御部は図３の減算器２７により示される減算ＶＦ＝ＳＶ−Ｖ１５を実行することにより簡単にＶＦを導出できることである。或いは、出力端子２ａ、２ｂの間にセンサーを接続するような、実際に出力端子２ａ、２ｂの間の電圧を測定する電圧センサーを構成するための別の可能性が容易に分かる。しかし、示された実施例は簡易という利点を有する。
【００２１】
他方で、式（５）に関し、留意すべき点は、平均電流ＩＡＶが実際には次式で表されることである。
ＩＡＶ＝ＶＴＨ／Ｒｓｅｎｓｅ−（ＶＦ＋Ｖ１５）−ｔＯＦＦ／２Ｌ （９）
＝Ｉ（０）＋ｃ’・ＳＶ （１０）
測定信号ＳＶに応じ、制御部２０は、実際の平均電流ＩＡＶが影響を受けないように制御信号ＳＣのタイミングを調整する。この補償動作を実施するためには幾つかの可能性がある。可能な実施例では、オフ期間ｔＯＦＦが一定である場合、制御部２０はオフ期間ｔＯＦＦを順方向電圧ＶＦの変動に応じて変化させる。式（９）及び（１０）から容易に分かるように、ＶＦの増大はｔＯＦＦの減少により中和される。一方で、ＶＦの減少はｔＯＦＦの増大により中和される。同様に、オン期間ｔＯＮが一定である場合、制御部２０はオン期間ｔＯＮを順方向電圧ＶＦの変動に応じて変化させる。これらの実施例は図３に示される。図３では、単パルス生成器２５は、電圧検知信号ＳＶから導出されるタイミング制御出力信号Ｓｔｃにより制御される制御可能な生成器として示される。
【００２２】
また、比較器の出力信号ＳＣＯＭＰのタイミングを変化することも可能である。上述の式から簡単に分かるように、ＶＦの増大はＩ２の減少により中和され、比較器の出力信号ＳＣＯＭＰに追加される遅延により影響を受けうる。図４は、図３に類似するブロック図であり、制御部２０が制御可能なディレイ４１を有する実施例を示す。制御可能なディレイ４１は、比較器２３の出力と単パルス生成器２５との間に配置される。制御可能なディレイ４１は、電圧検知信号ＳＶから導出される遅延制御信号Ｓｄｃにより制御される。この手法は、ヒステリシス制御のために２つの閾電圧源及び２つの比較器を有する実施例で用いられてもよい。留意すべき点は、以上は、式（７）又は（１０）でｃ又はｃ’がそれぞれ負である場合にも適用される。ｃ又はｃ’がそれぞれ正である場合に、ＶＦの増大はＩ２の減少により中和され、比較器の出力信号ＳＣＯＭＰの低減された遅延により影響を受ける。
【００２３】
また、比較器の入力信号を変化させることにより、比較器のタイミングを変化することも可能である。式（９）及び（１０）から容易に分かるように、ＶＦの増大はＶＴＨの減少により中和され、Ｉ２を増大させる。同様の効果は、電流検知信号Ｖ１５を減少させることにより達成される。留意すべき点は、以上は、式（７）又は（１０）でｃ又はｃ’がそれぞれ負である場合にも適用される。ｃ又はｃ’がそれぞれ正である場合に、ＶＦの増大はＶＴＨの減少により中和され、及び／又は電流検知信号Ｖ１５を増大させる。図５及び図６のブロック図に可能な実施例が図示される。
【００２４】
図５に示される実施例では、制御部２０は、加算器５１、電圧検知信号ＳＶを受信し補償信号Ｓ５を電圧検知信号ＳＶから導出する補償ブロック５２を有する。補償信号Ｓ５は正又は負であり、加算器５１の一方の入力端子に印加される。加算器５１の他方の入力端子は、閾電圧ＶＴＨを閾電圧生成器２４から受信する。或いは、閾電圧生成器２４は、制御可能な生成器であってよく、補償信号Ｓ５により制御され、閾電圧ＶＴＨを変化させる。
【００２５】
図６に示される実施例では、制御部２０は、減算器６１、電圧検知信号ＳＶを受信し補償信号Ｓ６を電圧検知信号ＳＶから導出する補償ブロック６２を有する。補償信号Ｓ６は正又は負であり、減算器６１の一方の入力端子に印加される。減算器６１の他方の入力端子は、電流検知信号Ｖ１５を電流検知入力２２から受信する。
【００２６】
上述の実施例では、制御部２０は、スイッチ１２をオフに切り替える瞬間を制御する。この間、オフ期間ｔＯＦＦは一定である。
【００２７】
上述の実施例では、制御部２０は、スイッチ１２をオンに切り替える瞬間を制御する。オン期間ｔＯＮが一定の間、増大する出力電圧も遅延された切り替えの瞬間により補償される。これは閾電圧を減少することにより、又は電流検知信号を増大することにより達成される。
【００２８】
上述の式に関し、留意すべき点は、補償信号Ｓ５又はＳ６は、それぞれ、電圧検知信号ＳＶに線形に依存すると考えられる。回路が完全に線形の場合でも、通常実際には、線形補償で十分である。適切な寸法設計の場合に、電圧検知信号ＳＶは加算器５１又は減算器６１に直接印加され、補償ブロックは省略されてよい。
【００２９】
当業者には、本発明は以上に例として説明された実施例に限定されず、複数の変形及び変更が請求の範囲に定められた本発明の範囲内で可能であることが明らかであろう。
【００３０】
例えば、以上には幾つかの種類の制御部が例として記載されたが、本発明は別の種類の制御部を実装されてもよい。例えば、本発明はピーク検出ＰＷＭ制御部を実装されてもよい。一般的な解決法では、補償は、負荷出力電圧に比例して、電流検知信号又は基準閾レベルに信号を加算するか又は減算することにより行われてよい。
【００３１】
以上では、本発明は、本発明による装置の機能ブロックを図示するブロック図を参照して本願明細書に説明された。当該機能ブロックの１つ以上はハードウェアで実施されて良く、当該機能ブロックの機能は個々のハードウェア構成要素により実行され、当該機能ブロックの１つ以上は代案としてソフトウェアで実施されて良く、従って当該機能ブロックの機能はコンピュータープログラム又はマイクロプロセッサー、マイクロコントローラー、デジタルシグナルプロセッサー等のようなプログラム可能な装置の１つ以上のプログラム行により実行されることが理解されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】駆動回路を示すブロック図である。
【図２】図１の駆動回路により供給される出力電流の波形を示すグラフである。
【図３】本発明による制御部の好適な詳細を説明するブロック図である。
【図４】本発明による制御部の好適な詳細を説明するブロック図である。
【図５】本発明による制御部の好適な詳細を説明するブロック図である。
【図６】本発明による制御部の好適な詳細を説明するブロック図である。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、負荷、特にＬＥＤの駆動回路に関する。より詳細には、本発明は、スイッチング電源を有する駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＥＤは、信号装置として従来知られている。高出力ＬＥＤの開発に伴い、ＬＥＤは今日では照明用途にも用いられる。このような用途では、光出力（光強度）は電流に比例するので、ＬＥＤ電流が特定の目標値に正確に保たれることが重要である。これは特に、所謂、多色用途に適用される。多色用途では、異なる色の複数のＬＥＤが用いられ個々のＬＥＤの個々の強度に依存する可変混合色を生成する。つまり、１つのＬＥＤの光強度の変化が結果として生じる混合色に不要な変動を生じうる。
【０００３】
ＬＥＤ装置を実質的に一定電流で駆動する駆動回路は、既に知られている。標準的に、このような一定電流駆動回路は、ＬＥＤ電流を検知する電流センサーを有する。センサー信号は制御部へ帰還される。制御部は電源を制御し、検知される電流が所定レベルに実質的に一定に保たれるようにする。
【０００４】
このような制御システムは通常十分に機能するが、ＬＥＤに印加された電圧が変化する、及び結果として電源が不適当な電流を与えうるという問題を生じる。この問題は、特に、電源がスイッチング電源である場合に生じる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、上述の問題を克服又は少なくとも低減する駆動回路を提供することである。より詳細には、本発明の目的は、ＬＥＤの順方向電圧の変動に影響を受けにくい駆動回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の重要な態様によると、駆動回路は、ＬＥＤ電圧を検知する電圧センサーを更に有する。電圧検知信号も、制御部へ帰還される。検知された電圧変動に応じて、制御部は電源の制御を適切に調整し、実際のＬＥＤ電流が一定に維持されるようにする。特定の実施例では、電流制御は、検知された電流信号を基準信号と比較することにより行われる。基準信号は、検知される電圧変動に応じて適切に修正される。
【０００７】
留意すべき点は、特許文献１がＬＥＤのための駆動回路を開示していることである。特許文献１では、ＬＥＤ電流とＬＥＤ電圧の両方が測定され、両方の測定信号がＬＥＤ駆動装置を制御するために用いられる。しかしながら、特許文献１に記載されたシステムでは、制御は、電流検知信号及び電圧検知信号を一定に保つことを目的としている。これに対し本発明では、電圧検知信号の変動が許容され、それに応じて電流検知信号の変動が生じ、従って実際のＬＥＤ電流が一定に維持される。
【０００８】
本発明の上述の及び他の態様、特徴及び利点は、図を参照する以下の記載を通じ更に説明される。図中の同一の参照符号は同一又は類似の部分を示す。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
図１は、ＬＥＤ装置３と接続するための出力端子２ａ、２ｂを有する駆動回路１を示すブロック図である。留意すべき点は、ＬＥＤ装置３が１つのＬＥＤのみを有してもよいが、直列及び／又は並列に配置された複数のＬＥＤを有するＬＥＤ装置も可能なことである。駆動回路１は、制御可能なスイッチング電源１０、及び電源１０を制御する制御部２０を更に有する。
【００１０】
スイッチング電源自体は知られており、従って図１に示された例であるスイッチング電源の説明は簡単なものに止める。主要電源から供給される場合、電源１０は、交流電圧を直流電圧に変換する変換器１１を有する。制御可能なスイッチ１２、例えばトランジスターは、変換器１１の第１の出力端子と結合される。インダクター１３、標準的にコイルは、制御可能なスイッチ１２と直列に結合される。スイッチ１２とインダクター１３との結合部で、ダイオード１４は変換器１１の第２の出力端子と結合され、インダクター１３の他端は駆動回路１の第１の出力端子２ａと結合される。駆動回路１の第２の出力端子２ｂは、変換器１１の第２の出力端子と結合される。
【００１１】
制御部２０は、スイッチ１２の制御端子と結合された制御出力２１を有し、スイッチ１２の動作状態を決定し、より詳細にはスイッチ１２の切り替えの瞬間を決定する切り替え時間制御信号ＳＣを供給する。制御出力信号ＳＣは、標準的にハイ又はローの何れかのブロック信号である。制御出力信号ＳＣの一方の値、例えばハイはスイッチ１２を閉じ（つまり、導通させ）、電流が変換器１１からインダクター１３及びＬＥＤ装置３を通って流れ、変換器へ帰還される。電流の大きさは時間と共に増大する。インダクター１３は充電される。制御出力信号ＳＣの他方の値、例えばローは、スイッチ１２を開放する（つまり非導通にする）。インダクター１３はインダクター１３、ＬＥＤ装置３、及びダイオード１４により定められるループ内を流れる電流を維持しようとし、一方で電流の大きさは時間と共に減少する。インダクター１３は放電される。
【００１２】
図２はこの動作を説明するグラフである。時間ｔ１及びｔ３で、制御出力信号ＳＣはハイになり、ＬＥＤを通る出力電流ＩＬが上昇し始める。時間ｔ２及びｔ４で、制御出力信号ＳＣはローになり、ＬＥＤを通る出力電流ＩＬが減少し始める。ｔ１乃至ｔ３の時間間隔は、オン期間ｔＯＮとして示される。ｔ２乃至ｔ３の時間間隔は、オフ期間ｔＯＦＦとして示される。ｔＯＮとｔＯＦＦの合計は電流周期Ｔである。
【００１３】
時間ｔ１及びｔ３で出力電流ＩＬは最小振幅Ｉ１を有し、時間ｔ２及びｔ４で出力電流ＩＬは最大振幅Ｉ２を有する。平均出力電流ＩＡＶはＩ１とＩ２の間の値であり、ｔＯＮとｔＯＦＦの比、又はｔＯＮ／Ｔで定められるデューティー・サイクルΔに依存する。電流振幅が時間と共に線形に上昇及び下降すると仮定すると、平均出力電流ＩＡＶは次式により与えられる。
ＩＡＶ＝（Ｉ１＋Ｉ２）／２ （１）
一般に、ｔ１及びｔ３のような制御出力信号ＳＣがハイになる時間は、スイッチ・オン時間ｔＳＯＮとして示され、ｔ２及びｔ４のような制御出力信号ＳＣがローになる時間は、スイッチ・オフ時間ｔＳＯＦＦとして示される。制御部２０は、ＬＥＤ電流ＩＬの瞬間値に基づきスイッチ・オン時間ｔＳＯＮ及びスイッチ・オフ時間ｔＳＯＦＦを決定する。このため、駆動回路１は、図１の実施例では第２の出力端子２ｂと接地との間にＬＥＤ装置３と直列に接続された抵抗器として実施された電流センサー１５を有する。ＬＥＤ電流のＩＬは、電流検知抵抗器１５に渡り、ＬＥＤ電流ＩＬと比例する電圧降下Ｖ１５を生じる。電圧Ｖ１５は電流測定信号を較正する。電流測定信号は、電流検知入力２２で制御部２０へ供給される。制御部２０は、比較器２３及び閾電圧源２４を更に有する。比較器２３は、閾電圧源２４から閾電圧ＶＴＨを受信する第１の入力、及び電流検知入力２２から電流測定信号Ｖ１５を受信する第２の入力を有する。比較器２３からの出力信号ＳＣＯＭＰは、単パルス生成器２５と結合される。単パルス生成器２５の出力は、場合によっては更に増幅した後に、スイッチ制御信号ＳＣを較正する。
【００１４】
制御部２３には幾つかの種類の可能な動作がある。制御部２３は、電流測定信号Ｖ１５が閾電圧ＶＴＨより高くなった場合に切り替え信号ＳＣをローにすることが可能であり、オフ期間ｔＯＦＦが固定値を有することが可能である。この場合、単パルス生成器２５の出力信号は通常ハイであり、単パルス生成器２５は起動時に期間ｔＯＦＦのロー・パルスを生成する。制御部２３は、電流測定信号Ｖ１５が閾電圧ＶＴＨより低くなった場合に切り替え信号ＳＣをハイにすることが可能であり、オン期間ｔＯＮが固定値を有することが可能である。この場合、単パルス生成器２５の出力信号は通常ローであり、単パルス生成器２５は起動時に期間ｔＯＮのハイ・パルスを生成する。更に、制御部２３は２つの比較器及び互いに異なる閾電圧の２つの閾電圧源を設けられることが可能である。一方の比較器は電流測定信号を一方の閾電圧と比較し、他方の比較器は電流測定信号を他方の閾電圧と比較する。制御部２３は、電流測定信号Ｖ１５が最も低い閾電圧より低くなった場合に制御部２３の切り替え制御信号ＳＣをハイにする。また、制御部２３は、電流測定信号Ｖ１５が最も高い閾電圧より高くなった場合に制御部２３の切り替え制御信号ＳＣをローにする（ヒステリシス制御）。これらの動作の全てが図２に示されたような電流波形を生じる。
【００１５】
ＬＥＤがＬＥＤ電流ＩＬで駆動される場合、ＬＥＤに電圧降下が生じ、当該電圧降下は順方向電圧ＶＦとして示される。順方向電圧ＶＦの大きさは、ＬＥＤの素子特性であり、実質的にＬＥＤ電流ＩＬの大きさと独立である。しかしながら、この素子特性は時間と共に、例えば経年劣化を通じて又は温度の関数として変化しうる。また、素子特性は、異なるＬＥＤでは異なって良い。更に、望ましくはＬＥＤ装置内のＬＥＤの数を変え、順方向電圧ＶＦを変化させてよい。問題は、平均ＬＥＤ電流ＩＡＶが順方向電圧ＶＦに依存し、従って順方向電圧ＶＦの変化が、電流センサー１５を監視することからは制御部２０により通知されない平均ＬＥＤ電流の変化を引き起こしうることである。これは、一定のｔＯＦＦ期間で動作する制御部の場合に以下のように理解されるだろう。
【００１６】
スイッチ１２は、測定電流信号Ｖ１５が閾電圧ＶＴＨと等しい場合にオフに切り替えられる。従って、
Ｉ２＝ＶＴＨ／Ｒｓｅｎｓｅ （２）
Ｒｓｅｎｓｅは検知抵抗器１５の抵抗値である。
【００１７】
オフ期間中、ＬＥＤ電流はインダクター１３により供給される。インダクター１３にかかる電圧はＶ１３として示される。ダイオード１４の電圧降下を無視すると、Ｖ１３はＶＦとＶ１５の和に等しい。
Ｖ１３＝ＶＦ＋Ｖ１５ （３）
インダクターを通る電流は、次式に従い時間の関数として減少する。
ΔＩＬ＝−Ｖ１３・Δｔ／Ｌ （４）
Ｌはインダクター１３のインダクタンスを示す。
【００１８】
一次近似では、ｔＯＦＦを近似するため、Ｖ１３は一定であると仮定する。従って、Ｉ１の値は次式に従い近似される。
Ｉ１＝Ｉ２＋ΔＩＬ＝ＶＴＨ／Ｒｓｅｎｓｅ―Ｖ１３・ｔＯＦＦ／Ｌ （５）
式（１）及び（３）を用いると、平均電流ＩＡＶは次のように表せる。
ＩＡＶ＝ＶＴＨ／Ｒｓｅｎｓｅ―ＶＴＨ・ｔＯＦＦ／２Ｌ−ＶＦ・ｔＯＦＦ／２Ｌ （６）
制御部が一定のｔＯＮ期間で動作する場合、又は制御部が２つの閾電圧で動作する場合、同様の式が導出される。
【００１９】
全ての場合に、平均電流と順方向電圧ＶＦとの間の関係は、一次近似で次のように表せる。
ＩＡＶ＝Ｉ（０）＋ｃ・ＶＦ （７）
Ｉ（０）はＶＦに依存しない一定値である。ｃは予め値が定められる定数であり、正又は負であってよい。
【００２０】
式（７）から、以下の関係が導出される。
ｄＩＡＶ／ｄＶＦ＝ｃ （８）
本発明によると、駆動回路１は式（８）の従属関係を補償する。このため、駆動回路１は、順方向電圧ＶＦを表す測定信号ＳＶを供給する電圧センサー３０を更に有する。測定信号ＳＶは、制御部２０により電圧検知入力２６で受信される。図１に示された例である実施例では、電圧センサー３０は、第１の出力端子２ａと接地との間に接続された２個の抵抗器３１、３２の直列構成として実施される。測定信号ＳＶは２つの抵抗器３１、３２の間の節点から取り出される。留意すべき点は、この測定信号ＳＶは実際にはＶＦ＋Ｖ１５を表すが、制御部２０は電流検知入力２２で受信した信号から既にＶ１５を知っており、従って制御部は図３の減算器２７により示される減算ＶＦ＝ＳＶ−Ｖ１５を実行することにより簡単にＶＦを導出できることである。或いは、出力端子２ａ、２ｂの間にセンサーを接続するような、実際に出力端子２ａ、２ｂの間の電圧を測定する電圧センサーを構成するための別の可能性が容易に分かる。しかし、示された実施例は簡易という利点を有する。
【００２１】
他方で、式（５）に関し、留意すべき点は、平均電流ＩＡＶが実際には次式で表されることである。
ＩＡＶ＝ＶＴＨ／Ｒｓｅｎｓｅ−（ＶＦ＋Ｖ１５）−ｔＯＦＦ／２Ｌ （９）
＝Ｉ（０）＋ｃ’・ＳＶ （１０）
測定信号ＳＶに応じ、制御部２０は、実際の平均電流ＩＡＶが影響を受けないように制御信号ＳＣのタイミングを調整する。この補償動作を実施するためには幾つかの可能性がある。可能な実施例では、オフ期間ｔＯＦＦが一定である場合、制御部２０はオフ期間ｔＯＦＦを順方向電圧ＶＦの変動に応じて変化させる。式（９）及び（１０）から容易に分かるように、ＶＦの増大はｔＯＦＦの減少により中和される。一方で、ＶＦの減少はｔＯＦＦの増大により中和される。同様に、オン期間ｔＯＮが一定である場合、制御部２０はオン期間ｔＯＮを順方向電圧ＶＦの変動に応じて変化させる。これらの実施例は図３に示される。図３では、単パルス生成器２５は、電圧検知信号ＳＶから導出されるタイミング制御出力信号Ｓｔｃにより制御される制御可能な生成器として示される。
【００２２】
また、比較器の出力信号ＳＣＯＭＰのタイミングを変化することも可能である。上述の式から簡単に分かるように、ＶＦの増大はＩ２の減少により中和され、比較器の出力信号ＳＣＯＭＰに追加される遅延により影響を受けうる。図４は、図３に類似するブロック図であり、制御部２０が制御可能なディレイ４１を有する実施例を示す。制御可能なディレイ４１は、比較器２３の出力と単パルス生成器２５との間に配置される。制御可能なディレイ４１は、電圧検知信号ＳＶから導出される遅延制御信号Ｓｄｃにより制御される。この手法は、ヒステリシス制御のために２つの閾電圧源及び２つの比較器を有する実施例で用いられてもよい。留意すべき点は、以上は、式（７）又は（１０）でｃ又はｃ’がそれぞれ負である場合にも適用される。ｃ又はｃ’がそれぞれ正である場合に、ＶＦの増大はＩ２の減少により中和され、比較器の出力信号ＳＣＯＭＰの低減された遅延により影響を受ける。
【００２３】
また、比較器の入力信号を変化させることにより、比較器のタイミングを変化することも可能である。式（９）及び（１０）から容易に分かるように、ＶＦの増大はＶＴＨの減少により中和され、Ｉ２を増大させる。同様の効果は、電流検知信号Ｖ１５を減少させることにより達成される。留意すべき点は、以上は、式（７）又は（１０）でｃ又はｃ’がそれぞれ負である場合にも適用される。ｃ又はｃ’がそれぞれ正である場合に、ＶＦの増大はＶＴＨの減少により中和され、及び／又は電流検知信号Ｖ１５を増大させる。図５及び図６のブロック図に可能な実施例が図示される。
【００２４】
図５に示される実施例では、制御部２０は、加算器５１、電圧検知信号ＳＶを受信し補償信号Ｓ５を電圧検知信号ＳＶから導出する補償ブロック５２を有する。補償信号Ｓ５は正又は負であり、加算器５１の一方の入力端子に印加される。加算器５１の他方の入力端子は、閾電圧ＶＴＨを閾電圧生成器２４から受信する。或いは、閾電圧生成器２４は、制御可能な生成器であってよく、補償信号Ｓ５により制御され、閾電圧ＶＴＨを変化させる。
【００２５】
図６に示される実施例では、制御部２０は、減算器６１、電圧検知信号ＳＶを受信し補償信号Ｓ６を電圧検知信号ＳＶから導出する補償ブロック６２を有する。補償信号Ｓ６は正又は負であり、減算器６１の一方の入力端子に印加される。減算器６１の他方の入力端子は、電流検知信号Ｖ１５を電流検知入力２２から受信する。
【００２６】
上述の実施例では、制御部２０は、スイッチ１２をオフに切り替える瞬間を制御する。この間、オフ期間ｔＯＦＦは一定である。
【００２７】
上述の実施例では、制御部２０は、スイッチ１２をオンに切り替える瞬間を制御する。オン期間ｔＯＮが一定の間、増大する出力電圧も遅延された切り替えの瞬間により補償される。これは閾電圧を減少することにより、又は電流検知信号を増大することにより達成される。
【００２８】
上述の式に関し、留意すべき点は、補償信号Ｓ５又はＳ６は、それぞれ、電圧検知信号ＳＶに線形に依存すると考えられる。回路が完全に線形の場合でも、通常実際には、線形補償で十分である。適切な寸法設計の場合に、電圧検知信号ＳＶは加算器５１又は減算器６１に直接印加され、補償ブロックは省略されてよい。
【００２９】
当業者には、本発明は以上に例として説明された実施例に限定されず、複数の変形及び変更が請求の範囲に定められた本発明の範囲内で可能であることが明らかであろう。
【００３０】
例えば、以上には幾つかの種類の制御部が例として記載されたが、本発明は別の種類の制御部を実装されてもよい。例えば、本発明はピーク検出ＰＷＭ制御部を実装されてもよい。一般的な解決法では、補償は、負荷出力電圧に比例して、電流検知信号又は基準閾レベルに信号を加算するか又は減算することにより行われてよい。
【００３１】
以上では、本発明は、本発明による装置の機能ブロックを図示するブロック図を参照して本願明細書に説明された。当該機能ブロックの１つ以上はハードウェアで実施されて良く、当該機能ブロックの機能は個々のハードウェア構成要素により実行され、当該機能ブロックの１つ以上は代案としてソフトウェアで実施されて良く、従って当該機能ブロックの機能はコンピュータープログラム又はマイクロプロセッサー、マイクロコントローラー、デジタルシグナルプロセッサー等のようなプログラム可能な装置の１つ以上のプログラム行により実行されることが理解されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】駆動回路を示すブロック図である。
【図２】図１の駆動回路により供給される出力電流の波形を示すグラフである。
【図３】本発明による制御部の好適な詳細を説明するブロック図である。
【図４】本発明による制御部の好適な詳細を説明するブロック図である。
【図５】本発明による制御部の好適な詳細を説明するブロック図である。
【図６】本発明による制御部の好適な詳細を説明するブロック図である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷を駆動する駆動回路であって：
−駆動されるべき前記負荷と接続する出力；
−前記出力で、オン期間中に増大しオフ期間中に減少する切り替えられる出力電流を供給するスイッチング電源；
−前記スイッチング電源を制御する制御部；
−前記出力電流を表す電流検知信号を生成する電流センサー；
−前記回路の前記出力電圧を表す電圧検知信号を生成する電圧センサー；を有し、
前記制御部は、前記電流検知信号を受信する電流検知入力を有し；
前記制御部は、前記受信した電流検知信号に基づき、前記スイッチング電源のための切り替え時間制御信号を生成し；
前記制御部は、前記電圧検知信号を更に受信し；
前記制御部は、前記出力電圧の変化を表す前記受信した電圧検知信号に応じて、前記切り替え時間制御信号を変化させ、前記出力電圧の変化が前記出力電流の平均値に及ぼす影響を効率的に補償する、駆動回路。
【請求項２】
前記制御部は、閾電圧を生成する少なくとも１つの閾電圧生成器を有し；
前記制御部は、前記閾電圧と等しいか又は前記閾電圧から導出された信号を受信する第１の入力と、前記電流検知信号と等しいか又は前記電流検知信号から導出された信号を受信する第２の入力とを有する少なくとも１つの比較器を有し；
前記制御部は、前記切り替え時間制御信号を生成し、前記比較器の出力信号に基づき、オン期間からオフ期間への遷移の瞬間を示し；
前記制御部は、前記受信電圧検知信号の変化に比例して前記遷移の瞬間を変化させる、請求項１記載の駆動回路。
【請求項３】
前記オフ期間の持続時間は一定である、請求項２記載の駆動回路。
【請求項４】
前記制御部は、前記受信した電圧検知信号が増大した場合に前記遷移の瞬間を遅らせ、前記受信した電圧検知信号が減少した場合に前記遷移の瞬間を進める、請求項２記載の駆動回路。
【請求項５】
前記制御部は、前記比較器と前記制御出力との間に制御可能なディレイを有し、前記延期制御可能なディレイは、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号により制御される、請求項４記載の駆動回路。
【請求項６】
前記制御部は、前記閾電圧生成器と前記比較器との間に配置された加算器を有し、前記加算器は、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号を更に受信する、請求項４記載の駆動回路。
【請求項７】
前記制御部は、前記電流検知入力と前記比較器との間に配置された減算器を有し、前記減算器は、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号を更に受信する、請求項４記載の駆動回路。
【請求項８】
前記制御部は、閾電圧を生成する少なくとも１つの閾電圧生成器を有し；
前記制御部は、前記閾電圧と等しいか又は前記閾電圧から導出された信号を受信する第１の入力と、前記電流検知信号と等しいか又は前記電流検知信号から導出された信号を受信する第２の入力とを有する少なくとも１つの比較器を有し；
前記制御部は、前記切り替え時間制御信号を生成し、前記比較器の出力信号に基づき、オフ期間からオン期間への遷移の瞬間を示し；
前記制御部は、前記受信電圧検知信号の変化に比例して前記遷移の瞬間を変化させる、請求項１記載の駆動回路。
【請求項９】
前記オン期間の持続時間は一定である、請求項８記載の駆動回路。
【請求項１０】
前記制御部は、前記受信した電圧検知信号が増大した場合に前記遷移の瞬間を遅らせ、前記受信した電圧検知信号が減少した場合に前記遷移の瞬間を進める、請求項８記載の駆動回路。
【請求項１１】
前記制御部は、前記比較器と前記制御出力との間に制御可能なディレイを有し、前記延期制御可能なディレイは、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号により制御される、請求項１０記載の駆動回路。
【請求項１２】
前記制御部は、前記閾電圧生成器と前記比較器との間に配置された減算器を有し、前記減算器は、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号を更に受信する、請求項１０記載の駆動回路。
【請求項１３】
前記制御部は、前記電流検知入力と前記比較器との間に配置された加算器を有し、前記加算器は、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号を更に受信する、請求項１０記載の駆動回路。
【請求項１４】
負荷のために切り替えられる出力電流を生成するスイッチング電源の補償方法であって、前記出力電流は検知され、電流検知信号は基準閾レベルと比較され、前記スイッチング電源は前記比較の結果に基づき制御され；
前記補償方法は：
−前記負荷の出力電圧に比例した補償信号を生成する段階；
−前記比較を行う前に、前記補償信号を前記電流検知信号又は前記基準閾レベルに加算するか、又は前記補償信号を前記電流検知信号又は前記基準閾レベルから減算する段階；を有する方法。
【請求項１】
負荷を駆動する駆動回路であって：
−駆動されるべき前記負荷と接続する出力；
−前記出力で、オン期間中に増大しオフ期間中に減少する切り替えられる出力電流を供給するスイッチング電源；
−前記スイッチング電源を制御する制御部；
−前記出力電流を表す電流検知信号を生成する電流センサー；
−前記回路の前記出力電圧を表す電圧検知信号を生成する電圧センサー；を有し、
前記制御部は、前記電流検知信号を受信する電流検知入力を有し；
前記制御部は、前記受信した電流検知信号に基づき、前記スイッチング電源のための切り替え時間制御信号を生成し；
前記制御部は、前記電圧検知信号を更に受信し；
前記制御部は、前記出力電圧の変化を表す前記受信した電圧検知信号に応じて、前記切り替え時間制御信号を変化させ、前記出力電圧の変化が前記出力電流の平均値に及ぼす影響を効率的に補償する、駆動回路。
【請求項２】
前記制御部は、閾電圧を生成する少なくとも１つの閾電圧生成器を有し；
前記制御部は、前記閾電圧と等しいか又は前記閾電圧から導出された信号を受信する第１の入力と、前記電流検知信号と等しいか又は前記電流検知信号から導出された信号を受信する第２の入力とを有する少なくとも１つの比較器を有し；
前記制御部は、前記切り替え時間制御信号を生成し、前記比較器の出力信号に基づき、オン期間からオフ期間への遷移の瞬間を示し；
前記制御部は、前記受信電圧検知信号の変化に比例して前記遷移の瞬間を変化させる、請求項１記載の駆動回路。
【請求項３】
前記オフ期間の持続時間は一定である、請求項２記載の駆動回路。
【請求項４】
前記制御部は、前記受信した電圧検知信号が増大した場合に前記遷移の瞬間を遅らせ、前記受信した電圧検知信号が減少した場合に前記遷移の瞬間を進める、請求項２記載の駆動回路。
【請求項５】
前記制御部は、前記比較器と前記制御出力との間に制御可能なディレイを有し、前記延期制御可能なディレイは、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号により制御される、請求項４記載の駆動回路。
【請求項６】
前記制御部は、前記閾電圧生成器と前記比較器との間に配置された加算器を有し、前記加算器は、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号を更に受信する、請求項４記載の駆動回路。
【請求項７】
前記制御部は、前記電流検知入力と前記比較器との間に配置された減算器を有し、前記減算器は、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号を更に受信する、請求項４記載の駆動回路。
【請求項８】
前記制御部は、閾電圧を生成する少なくとも１つの閾電圧生成器を有し；
前記制御部は、前記閾電圧と等しいか又は前記閾電圧から導出された信号を受信する第１の入力と、前記電流検知信号と等しいか又は前記電流検知信号から導出された信号を受信する第２の入力とを有する少なくとも１つの比較器を有し；
前記制御部は、前記切り替え時間制御信号を生成し、前記比較器の出力信号に基づき、オフ期間からオン期間への遷移の瞬間を示し；
前記制御部は、前記受信電圧検知信号の変化に比例して前記遷移の瞬間を変化させる、請求項１記載の駆動回路。
【請求項９】
前記オン期間の持続時間は一定である、請求項８記載の駆動回路。
【請求項１０】
前記制御部は、前記受信した電圧検知信号が増大した場合に前記遷移の瞬間を遅らせ、前記受信した電圧検知信号が減少した場合に前記遷移の瞬間を進める、請求項８記載の駆動回路。
【請求項１１】
前記制御部は、前記比較器と前記制御出力との間に制御可能なディレイを有し、前記延期制御可能なディレイは、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号により制御される、請求項１０記載の駆動回路。
【請求項１２】
前記制御部は、前記閾電圧生成器と前記比較器との間に配置された減算器を有し、前記減算器は、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号を更に受信する、請求項１０記載の駆動回路。
【請求項１３】
前記制御部は、前記電流検知入力と前記比較器との間に配置された加算器を有し、前記加算器は、前記受信した電圧検知信号と等しいか又は前記受信した電圧検知信号から導出される信号を更に受信する、請求項１０記載の駆動回路。
【請求項１４】
負荷のために切り替えられる出力電流を生成するスイッチング電源の補償方法であって、前記出力電流は検知され、電流検知信号は基準閾レベルと比較され、前記スイッチング電源は前記比較の結果に基づき制御され；
前記補償方法は：
−前記負荷の出力電圧に比例した補償信号を生成する段階；
−前記比較を行う前に、前記補償信号を前記電流検知信号又は前記基準閾レベルに加算するか、又は前記補償信号を前記電流検知信号又は前記基準閾レベルから減算する段階；を有する方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公表番号】特表２００９−５４２１８８（Ｐ２００９−５４２１８８Ａ）
【公表日】平成２１年１１月２６日（２００９．１１．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−５１７４９４（Ｐ２００９−５１７４９４）
【出願日】平成１９年６月７日（２００７．６．７）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００７／０５２１６１
【国際公開番号】ＷＯ２００８／００１２４６
【国際公開日】平成２０年１月３日（２００８．１．３）
【出願人】（５９００００２４８）コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２１年１１月２６日（２００９．１１．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年６月７日（２００７．６．７）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００７／０５２１６１
【国際公開番号】ＷＯ２００８／００１２４６
【国際公開日】平成２０年１月３日（２００８．１．３）
【出願人】（５９００００２４８）コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Ｆターム（参考）】
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