超音波診断装置
【課題】連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術において、不要波成分を低減する。
【解決手段】ＦＭ変調器２０は、変調信号に基づいて周波数変調処理された連続波の送信信号を出力する。受信ミキサ３０は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、その目標位置に対応した復調信号を得る。この送受信処理において、位相調整部２３で変調信号の位相が調整されてＦＭ変調器２０で互いに位相をずらした複数の送信信号が形成され、複数の送信信号の各々を利用して復調信号が得られる。そして、変調周期の自然数倍に設定された信号期間の開始時点から終了時点までの各復調信号を処理対象として、複数の送信信号に対応した複数の復調信号が合成され、復調信号に含まれる不要波成分が低減される。
【解決手段】ＦＭ変調器２０は、変調信号に基づいて周波数変調処理された連続波の送信信号を出力する。受信ミキサ３０は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、その目標位置に対応した復調信号を得る。この送受信処理において、位相調整部２３で変調信号の位相が調整されてＦＭ変調器２０で互いに位相をずらした複数の送信信号が形成され、複数の送信信号の各々を利用して復調信号が得られる。そして、変調周期の自然数倍に設定された信号期間の開始時点から終了時点までの各復調信号を処理対象として、複数の送信信号に対応した複数の復調信号が合成され、復調信号に含まれる不要波成分が低減される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の出願人は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の出願人は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術において、不要波成分を低減することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、変調周期に応じて周期的に周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号に含まれる不要波成分を低減する復調信号処理部と、不要波成分を低減された復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有し、前記送信信号処理部は、互いに位相をずらした複数の送信信号を出力し、前記受信信号処理部は、前記複数の送信信号の各々に対応した受信信号に対して前記復調処理を施すことにより、当該複数の送信信号に対応した複数の復調信号を生成し、前記復調信号処理部は、前記変調周期の自然数倍に設定された信号期間の開始時点から終了時点までの各復調信号を処理対象として前記複数の復調信号を合成することにより、前記不要波成分を低減する、ことを特徴とする。
【０００９】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調処理することにより前記各送信信号を形成し、変調信号の位相を所定量だけ互いにずらすことにより前記複数の送信信号を形成する、ことを特徴とする。
【００１０】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記複数の送信信号として、第１送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相をπだけずらした第２送信信号と、を形成し、前記復調信号処理部は、第１送信信号に対応した復調信号と第２送信信号に対応した復調信号とを加算することにより、復調信号に含まれる奇数次の不要波成分を低減することを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記複数の送信信号として、第１送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相をπだけずらした第２送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相を＋π／２だけずらした第３送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相を−π／２だけずらした第４送信信号と、を形成し、前記復調信号処理部は、第１送信信号から第４送信信号までの４つの送信信号から得られる４つの復調信号を加算することにより、復調信号に含まれる変調周波数の基本波成分と第２次高調波成分と第３次高調波成分を低減する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記変調周期の自然数倍に設定された信号期間を各送信信号の出力期間として、互いに位相をずらした複数の送信信号を順次出力する、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記復調信号処理部は、前記信号期間の開始時点から終了時点までの各復調信号を周波数解析処理し、周波数解析処理後の前記複数の復調信号を合成することにより、前記不要波成分を低減する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明により、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術において、不要波成分を低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】周波数変調処理された送信波と受信波を説明するための図である。
【図３】ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。
【図４】ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。
【図５】周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図である。
【図６】周波数変調の影響を受けたドプラ信号の時間変化波形を示す図である。
【図７】不要波成分の低減を説明するための図である。
【図８】各復調信号に関する信号期間を説明するための図である。
【図９】周波数解析により得られる周波数スペクトラムを示す図である。
【図１０】４つの送信信号を利用する場合の信号処理タイミングを示す図である。
【図１１】不要波成分が除去されたドプラ信号の時間変化波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００１７】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、例えば正弦波によるＦＭ変調処理が施されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が入力される。送信ビームフォーマ１４は、ＦＭ連続波に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、ＦＭ連続波による送信ビームが形成される。
【００１８】
ＦＭ変調器２０は、送信ビームフォーマ１４にＦＭ連続波を出力する。ＦＭ変調器２０は、変調波生成部２４から位相調整部２３を介して供給される変調信号を用いて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波（搬送波信号）に対して周波数変調を施すことにより、ＦＭ連続波を発生する。このＦＭ連続波の波形や位相調整部２３による位相調整などについては後に詳述する。
【００１９】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。
【００２０】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２１】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波に基づいて生成される。つまり、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。
【００２２】
π／２シフト回路２６は遅延処理されたＦＭ連続波の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。なお、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２３】
ＬＰＦ３６，３８から出力される復調信号は、メモリ４２，４４に記憶される。図１に示す超音波診断装置では、変調波生成部２４において変調信号が生成され、位相調整部２３においてその変調信号の位相が調整され、ＦＭ変調器２０において互いに位相をずらした複数の送信信号が形成される。そして、互いに位相をずらした複数の送信信号の各々を利用して復調信号が得られる。こうして、メモリ４２には同相信号成分の複数の復調信号が記憶され、メモリ４４には直交信号成分に関する複数の復調信号が記憶される。
【００２４】
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。また、ＦＦＴ処理部５０において、メモリ４２から得られる同相信号成分の複数の復調信号が加算処理され、メモリ４４から得られる直交信号成分の複数の復調信号が加算処理される。この加算処理は、ＦＦＴ演算の前でもよいし後でもよい。そして、この加算処理により、同相信号成分の復調信号と直交信号成分の復調信号に含まれる不要波成分が低減される。この不要波成分の低減については、後にさらに詳述する。
【００２５】
ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００２６】
表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００２７】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、連続波（ＣＷ）を変調波でＦＭ変調した超音波（ＦＭＣＷ波）を送受波して受信信号が得られて、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。さらに、互いに位相をずらした複数の送信信号が利用され、復調信号に含まれる不要波成分が低減される。そこで、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される位置選択性と不要波成分の低減について以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００２８】
＜位置選択性について＞
周波数ｆ０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。
【００２９】
【数１】
【００３０】
数１式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆｍの比であるβはＦＭの変調指数である。
【００３１】
また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。
【００３２】
【数２】
【００３３】
なお、数２式においてｆｍに対するドプラシフトは、ｆ０のシフト分ｆｄに比較して小さいので無視している。
【００３４】
図２は、周波数変調処理された送信波と受信波を説明するための図である。図２（ａ）は、ＦＭＣＷ送信波（送信信号）の波形（数１式参照）を示しており、横軸が時間軸であり縦軸が振幅である。また、図２（ｂ）は、ＦＭＣＷ送信波（送信信号）とＦＭＣＷ受信波（受信信号）の各々についての瞬時周波数変化を示している。図２（ｂ）の横軸は時間軸であり縦軸は周波数（瞬時周波数）である。なお、図２（ａ）と図２（ｂ）の時間軸は互いに揃えられている。
【００３５】
図２（ｂ）に示されるように、送信信号（破線）は、周期Ｔｍ＝１／ｆｍで周波数を変化させた連続波となっている。また、受信信号（実線）は、送信信号から、位相角でφｍだけ遅れている。なお、図２（ｂ）においては、数２式で示した受信信号の減衰やドプラシフトを省略している。
【００３６】
数２式で表される受信波形は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、参照信号として、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。したがって、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖｒＩ（ｔ）と、ミキサ３４へ供給される参照信号ｖｒＱ（ｔ）は、次式のように表現できる。
【００３７】
【数３】
【００３８】
数３式において、φｍｒは、遅延回路２５における遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。
【００３９】
受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。
【００４０】
ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＩ（ｔ）の乗算ｖＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６によって除去される。
【００４１】
【数４】
【００４２】
ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。
【００４３】
【数５】
【００４４】
数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。
【００４５】
【数６】
【００４６】
一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＱ（ｔ）の乗算ｖＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８によって除去される。
【００４７】
【数７】
【００４８】
ここで、数６式のｖＤＩ（ｔ）と数７式のｖＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖＤＩ（ｔ）とｖＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。
【００４９】
【数８】
【００５０】
次に、ｖＤＩ（ｔ）とｖＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆｍの成分、変調周波数ｆｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。
【００５１】
【数９】
【００５２】
数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆｍの成分と変調周波数ｆｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。
【００５３】
ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５における遅延処理によりφｍｒを調整してφｍと一致させた場合（φｍｒ＝φｍ）を考える。φｍｒとφｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果を数５式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。
【００５４】
【数１０】
【００５５】
数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。
【００５６】
【数１１】
【００５７】
数１１式は、参照波（参照信号）の位相φｍｒを送受信間の位相差φｍに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。その結果として得られる複素ドプラ周波数ｆｄの値と極性は、血流などの流体の速度とその極性を表わしている。また、ドプラ信号の振幅は、搬送波および参照波の位相に依存しないこともわかる。
【００５８】
この事実は以下のように解釈することもできる。図１における遅延回路２５は、参照波（参照信号）における変調波の位相φｍｒを、送受信間の変調波の位相差φｍに設定する役目を持っている。しかし、この遅延回路２５は変調波の位相ばかりでなく、搬送波の位相も同時に変化させる。この値がφ０ｒである。搬送波の位相は、参照波における変調波の位相φｍｒに応じて変化するので、送受信間の変調波の位相差に応じた特定の値に定めることができない。しかし、数１１式に示されているように、φ０ｒは、φ０と同様に、どんな値になろうとも、直交検波する限りは、ドプラ信号の振幅、周波数およびその極性に影響を与えない。
【００５９】
そのため、例えば、変調信号（変調波）のみを目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理して遅延変調信号を形成し、その遅延変調信号を用いて搬送波信号を変調処理することにより参照信号を形成し、その参照信号とπ／２だけ位相をずらした参照信号とを用いて復調処理を施すようにしてもよい。
【００６０】
そして、図１の超音波診断装置においては、以下に説明するように、ＰＷドプラ（パルスドプラ）と同様に特定位置のドプラ情報をＣＷドプラと類似の比較的良好なＳＮＲで得ることができる。数６式から数９式において、ドプラ信号の振幅を支配するＪ０（ｋβ）の因数であるｋβについて考察する。数４式におけるｋの定義からｋβは次式のように表現でき、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化することがわかる。
【００６１】
【数１２】
【００６２】
図３は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときにＪ０（ｋβ）が最大値となる。図３において実線で示されるｋβの波形は、体表からの深さｄが正の範囲において０となる深さが３箇所ある。これら３箇所の深さから得られるドプラ信号の振幅が最大となることを意味している。
【００６３】
数１２式などから、目的とする深さからの受信信号の位相φｍと、参照波の位相φｍｒとを一致させるとｋβを０とすることができ、ｋβが０となる深さにおいてＪ０（ｋβ）が最大となりドプラ信号の振幅が最大となる。つまり、遅延回路２５において、目的とする深さからの受信信号の位相φｍと参照波の位相φｍｒを一致させることにより、目的とする深さからのドプラ信号の振幅が最大となるようにして、そのドプラ信号を選択的に抽出することができる。
【００６４】
以上のように、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置は、遅延回路２５における遅延処理に基づいて決定される。図１のシステム制御部６０は、目標位置の深さに応じて遅延回路２５における遅延時間を制御する。
【００６５】
さらに、図１の超音波診断装置では、周波数変調の影響に伴うドプラ信号の不要波成分が低減され、必要とされるドプラ信号が抽出される。そこで、周波数変調に伴う不要波成分と、その不要波成分の低減について以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００６６】
＜周波数変調に伴う不要波成分について＞
ドプラ法の基本原理において、移動体（例えば血流）に関するドプラ周波数（ドプラシフト周波数）は、計測に利用される超音波の周波数と移動体の速度に比例する。図１の超音波診断装置においては、ＦＭ連続波を利用しており、ＦＭ連続波は、図２において説明したように、周波数（瞬時周波数）が周期的に変化している。そのため、移動体の速度が一定の場合においても、ＦＭ連続波を利用してその移動体のドプラ周波数を計測すると、ＦＭ連続波の周期性に伴ってドプラ周波数が周期的に変動する。
【００６７】
図４は、ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。図４には、ドプラシフトの影響を受けていないＦＭ連続波７０と、ドプラシフトの影響を受けたＦＭ連続波７２が図示されている。なお、図４の横軸は時間軸であり、図４の縦軸にはＦＭ連続波７０，７２の瞬時周波数が示されている。
【００６８】
図１の超音波診断装置における超音波の送信信号は、その瞬時周波数がＦＭ連続波７０のように周期的に正弦波状に変化する。そのため、移動体の速度が一定の場合においてもドプラシフトが周期的に変化し、その結果としてＦＭ連続波７２のような波形が得られる。つまり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が低い（小さい）時刻においては、比較的小さいドプラ周波数ｆｄＬとなり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が高い（大きい）時刻においては、比較的大きいドプラ周波数ｆｄＨとなる。
【００６９】
このように、ＦＭ連続波７０を利用して得られるドプラ周波数の変動は、ＦＭ連続波７０の周期性に対応した周期的なものとなる。特に、移動体の速度が大きい場合には、ドプラ周波数ｆｄＬとドプラ周波数ｆｄＨの差も大きくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的顕著になる。一方、移動体の速度が小さい場合にはドプラ周波数ｆｄＬとドプラ周波数ｆｄＨの差が小さくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的目立たなくなる。
【００７０】
図１の超音波診断装置における超音波の送信信号は、周波数ｆ０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波であり、その信号は前述の数１式のとおりである。その送信信号（ＦＭＣＷ送信波）の瞬時角周波数は、数１式の位相項を時間微分して次式のように表現される。
【００７１】
【数１３】
【００７２】
ここで、ドプラシフトを音速（超音波の速度）ｃと移動体の速度ｖの比だけ、瞬時周波数が変化する量として定義する。この場合、相対速度ｖに対するドプラ周波数変化は、往復で速度２ｖとして数１４式で表現され、さらに、数１４式で表現されるドプラ周波数変化を瞬時位相に変換すると数１５式となる。
【００７３】
【数１４】
【００７４】
【数１５】
【００７５】
数１５式で表現される瞬時位相は、移動体からの受信波の瞬時位相に対して、初項で表現される搬送波ｆ０によるドプラシフトに加え、第２項で表現される変調波によるドプラシフトが追加されることを意味している。なお、第３項は積分定数であり、ドプラ周波数の位相を意味する。一般に、血流などの速度計測では、ドプラ周波数の位相情報までは必要としない。また、時間的に変化しない位相成分であるため、速度計測において物理的に大きな意味を含んでいないと考える。
【００７６】
受信波は、送受信時間差（目標位置までの往復の伝播時間）τだけ送信波よりも遅れて到着するため、送受信時間差τを考慮すると、受信波は次式のように表現される。
【００７７】
【数１６】
【００７８】
受信ミキサ３０では、送信波に実質的に同じ波形の参照波（参照信号）と受信波との乗算（次式）に相当する処理が実行される。
【００７９】
【数１７】
【００８０】
数１７式から２ｆ０の周波数成分をローパスフィルタで除去すると、受信ミキサ３０の出力（例えばＬＰＦ３６の出力）は数１８式のように表現することができ、数１８式の結果についてさらに計算を進めると、数１９式のようになる。
【００８１】
【数１８】
【００８２】
【数１９】
【００８３】
数１９式は、ドプラ信号が、新たに定義された変調度β´（数１８式参照）と変調周波数ｆｍにより周波数変調された信号に等しいことを意味している。
【００８４】
図５は、周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図であり、図５には、数１９式に対応したドプラ信号の周波数スペクトラムが示されている。なお、図５の横軸は周波数であり縦軸は電力である。
【００８５】
図５や数１９式に示されるように、変調信号の影響を受けたドプラ信号には、変調周波数ｆｍのゼロ次成分である直流成分Ｊ０（β´）に加え、１次成分Ｊ１（β´），２次成分Ｊ２（β´），３次成分Ｊ３（β´），・・・の折り返し成分が含まれている。なお、直流成分は周波数０からドプラ周波数ｆｄだけ離れた位置に現れており、１次成分は周波数ｆｍからドプラ周波数ｆｄだけ離れた位置に現れており、２次成分は周波数２ｆｍからドプラ周波数ｆｄだけ離れた位置に現れている。
【００８６】
図６は、周波数変調の影響を受けたドプラ信号の時間変化波形を示す図であり、図５の周波数スペクトラムの時間変化を示している。つまり、図６には、ドプラ信号の直流成分と１次成分（−１次成分）と２次成分の各々についての時間変化波形が示されている。横軸に示す時間の経過に伴って測定対象である血流などの速度が変化すると、速度の変化に応じてドプラ周波数ｆｄも変化する。そのため、図６に示す各成分の波形は、横軸に示す時間の経過に従って縦軸に示す周波数方向に変化している。
【００８７】
図１の超音波診断装置では、必要とされるドプラ信号として、ゼロ次成分である直流成分を抽出する。そのため、折り返し成分である１次成分，２次成分，３次成分，・・・を不要波成分として、これら不要波成分が低減される。
【００８８】
＜不要波成分の低減について＞
不要波成分を低減するために、図１の超音波診断装置では、変調波生成部２４において変調信号が生成され、位相調整部２３においてその変調信号の位相が調整され、ＦＭ変調器２０において互いに位相をずらした複数の送信信号が形成される。そして、互いに位相をずらした複数の送信信号の各々を利用して復調信号を得て、複数の送信信号に対応した複数の復調信号を合成することにより、不要波成分を低減している。
【００８９】
この不要波成分の低減について数式を利用して説明する。まず、数１式のＦＭＣＷ送信波に対応した信号として、次式の第１送信信号を定義する。
【００９０】
【数２０】
【００９１】
そして、第１送信信号を利用して得られる第１復調信号として、数１９式を次式のように簡略化する。
【００９２】
【数２１】
【００９３】
次に、第１送信信号から変調信号の位相をπだけずらした次式の第２送信信号を定義する。
【００９４】
【数２２】
【００９５】
なお、第１送信信号の全体の位相、つまり数２０式の右辺の括弧内の位相を単純にπだけシフトさせてしまうと、搬送波の位相もシフトしてしまい、数２２式の第２送信信号にはならない。但し、搬送波の角周波数ω０を変調信号の角周波数ωｍの偶数倍に選んでおけば、変調信号の位相がπだけシフトするように全体の位相をシフトすると、搬送波の位相が２πだけシフトするので、結果的に搬送波の位相を不変とすることができる。
【００９６】
第２送信信号を利用して、数１３式から数１９式までの演算と同様な演算を進めることにより、第２送信信号に対応した次式の第２復調信号が得られる。
【００９７】
【数２３】
【００９８】
ここで、数２１式の第１復調信号と数２３式の第２復調信号の第２項同士の極性が逆になっている点に着目し、これら２つの復調信号を次式のとおり加算する。
【００９９】
【数２４】
【０１００】
数２４式の中括弧内の第２項は、変調波（変調信号）の偶数倍の周波数成分をもった高次高調波の電力を意味している。つまり、第１復調信号と第２復調信号の加算により、変調波の奇数倍の周波数成分がキャンセルされている。しかし、第１復調信号と第２復調信号の加算では、偶数倍の周波数成分をもった高次高調波はキャンセルされていない。そこで、第１種ベッセル関数の以下の公式を見直してみる。
【０１０１】
【数２５】
【０１０２】
数２４式においては、数２５式の公式（１）が利用されている。数２５式における公式（１）と公式（２）の相違は、第２項の極性が、ｎが奇数の場合に異なる点である。この点に着目し、公式（２）で高次高調波の電力を表現できる復調信号について検討する。
【０１０３】
そのために、第１送信信号から変調信号の位相を＋π／２だけずらした次式の第３送信信号を定義する。
【０１０４】
【数２６】
【０１０５】
なお、第１送信信号の全体の位相、つまり数２０式の右辺の括弧内の位相を単純に＋π／２だけシフトさせてしまうと、搬送波の位相もシフトしてしまい、数２６式の第３送信信号にはならない。但し、搬送波の角周波数ω０を変調信号の角周波数ωｍの４ｎ倍（ｎは自然数）に選んでおけば、変調信号の位相が＋π／２だけシフトするように全体の位相をシフトすると、搬送波の位相が２πだけシフトするので、結果的に搬送波の位相を不変とすることができる。
【０１０６】
第３送信信号を利用して、数１３式から数１９式までの演算と同様な演算を進めることにより、第３送信信号に対応した次式の第３復調信号が得られる。
【０１０７】
【数２７】
【０１０８】
次に、第１送信信号から変調信号の位相を−π／２πだけずらした次式の第４送信信号を定義する。
【０１０９】
【数２８】
【０１１０】
なお、第１送信信号の全体の位相、つまり数２０式の右辺の括弧内の位相を単純に−π／２だけシフトさせてしまうと、搬送波の位相もシフトしてしまい、数２８式の第４送信信号にはならない。但し、搬送波の角周波数ω０を変調信号の角周波数ωｍの４ｎ倍（ｎは自然数）に選んでおけば、変調信号の位相が−π／２だけシフトするように全体の位相をシフトすると、搬送波の位相が−２πだけシフトするので、結果的に搬送波の位相を不変とすることができる。
【０１１１】
第４送信信号を利用して、数１３式から数１９式までの演算と同様な演算を進めることにより、第４送信信号に対応した次式の第４復調信号が得られる。
【０１１２】
【数２９】
【０１１３】
ここで、数２７式の第３復調信号と数２９式の第４復調信号の第２項同士の極性が逆になっている点に着目し、これら２つの復調信号を次式のとおり加算する。
【０１１４】
【数３０】
【０１１５】
さらに、数２４式と第３０式を加算することにより次式が得られる。
【０１１６】
【数３１】
【０１１７】
図５や数１９式では、変調信号の影響により、ドプラシフトｆｄを含んだドプラ信号はＤＣ成分と変調周波数ｆｍの成分と変調周波数ｆｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現していた。これに対し、数３１式においては、ＤＣ成分以外である不要波成分のうち、４次，８次，１２次，・・・というような、変調波の４ｎ倍（ｎは自然数）の不要波成分のみが残り、他の不要波成分がキャンセルされている。
【０１１８】
図７は、不要波成分の低減を説明するための図である。図７の各横軸は周波数であり各縦軸は電力である。図７には、第１復調信号から第２復調信号までの各復調信号の周波数スペクトラムと、複数の復調信号を加算して得られる信号の周波数スペクトラムが示されている。図７の最下段に示す４つの復調信号の加算結果から、変調波の４ｎ倍（ｎは自然数）の不要波成分のみが残り、他の不要波成分がキャンセルされていることがわかる。
【０１１９】
以上のように、複数の送信信号に対応した複数の復調信号を加算することにより、復調信号に含まれる不要波成分が低減され、望ましくはキャンセルされる。本実施形態においては、互いに位相をずらした第１送信信号から第４送信信号に対応した超音波が順次送波され、各送信信号に対応した第１復調信号から第４復調信号が次々に生成される。その際に、第１送信信号から第４送信信号までの各送信信号が、変調周期の自然数倍に設定された信号期間だけ送信され、その信号期間と同じ時間長の各復調信号が処理対象とされる。
【０１２０】
図８は、各復調信号に関する信号期間を説明するための図である。信号期間Ｔｆは、次式に示すように、送信信号を形成する際の変調周期ＴｍのＮ倍（Ｎは自然数）に設定される。
【０１２１】
【数３２】
【０１２２】
この信号期間Ｔｆを各送信信号の出力期間として、互いに位相をずらした複数の送信信号が順次出力される。例えば、第１送信信号（数２０式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信され、それに続いて、第２送信信号（数２２式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信される。図８においては、第１送信信号と第２送信信号が交互に送信される態様について説明する。なお、第１送信信号から第４送信信号の全てを利用する場合には、第２送信信号に続いて、第３送信信号（数２６式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信され、第４送信信号（数２８式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信される。
【０１２３】
第１送信信号が信号期間Ｔｆだけ送信されると、超音波の往復後に、信号期間Ｔｆに亘って第１復調信号（数２１式参照）が得られる。一方、第２送信信号が信号期間Ｔｆだけ送信されると、超音波の往復後に、信号期間Ｔｆに亘って第２復調信号（数２３式参照）が得られる。
【０１２４】
図８（Ａ）には、第１送信信号と第２送信信号が信号期間Ｔｆごとに交互に送信された場合に得られる受信信号内の変調信号が図示されており、図８（Ｂ）には、その受信信号を復調処理して得られる復調信号（ベースバンド信号）に含まれるドプラ周波数の時間変化が図示されている。図８（Ｂ）に示すドプラ信号は、一定速度の移動体から得られるものであり、図４を利用して説明したように、ＦＭ連続波７０の周期性に対応した周期的なものとなる。つまり、図８（Ｂ）に示すドプラ周波数は、変調周期Ｔｍで周期的に変化する。さらに、第１送信信号と第２送信信号は、変調時の位相を互いに反転させているため（位相がπだけずれているため）、図８（Ｂ）に示すドプラ周波数は、信号期間Ｔｆごとに位相が反転している。
【０１２５】
そこで、図１のＦＦＴ処理部５０は、信号期間Ｔｆごとに、信号期間Ｔｆの開始時点から終了時点までの復調信号を処理対象とする。例えば、図８（Ｂ）に示すドプラ周波数を含んだ復調信号のうち、第１送信信号に対応した期間ｔ１内の復調信号が処理対象とされ、この期間ｔ１内の復調信号が周波数解析される。この周波数解析においては、期間ｔ１内の復調信号が繰り返されるものとして処理が行われる。期間ｔ１つまり信号期間Ｔｆは、変調周期ＴｍのＮ倍に設定されているため、期間ｔ１の開始時点と終了時点の２点において、変調周期Ｔｍの連続性が保たれている。そのため、図８（Ｃ）に示すように、復調信号に含まれるドプラ周波数の位相の連続性も保たれており、位相の不連続性に伴う不要波の発生を抑えつつ、第１送信信号に対応した第１復調信号（数２１式参照）を得ることが可能になる。
【０１２６】
同様に、図８（Ｂ）に示すドプラ周波数を含んだ復調信号のうち、第２送信信号に対応した期間ｔ２内の復調信号が処理対象とされ、この期間ｔ２内の復調信号が周波数解析される。この周波数解析においては、期間ｔ２内の復調信号が繰り返されるものとして処理が行われる。そのため、図８（Ｄ）に示すように、復調信号に含まれるドプラ周波数の位相の連続性が保たれて、位相の不連続性に伴う不要波の発生を抑えつつ、第２送信信号に対応した第２復調信号（数２３式参照）を得ることが可能になる。なお、期間ｔ１に対して期間ｔ２は信号期間Ｔｆだけ遅れているため、期間ｔ２で得られる第２復調信号を次式のように表現する。
【０１２７】
【数３３】
【０１２８】
ここで、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析の周波数分解能について考察する。周波数解析の対象となる復調信号の信号長は信号期間Ｔｆであるため、その復調信号に対する周波数解析の周波数分解能はωｆ（数３２参照）となる。つまり、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析により得られる周波数スペクトラムは、図９に示すように、ωｆの整数倍の周波数成分のみを含んでいる。したがって、周波数解析の結果として得られるドプラ信号のスペクトラムもωｆの整数倍の周波数成分で構成される。そのため、ＦＦＴ処理部５０において処理されるドプラ信号ωｄは、Ｍを整数として数３４式のように表現できる。さらに、数３４式を数３３式に代入すると、数３５式に示す計算結果が得られる。
【０１２９】
【数３４】
【０１３０】
【数３５】
【０１３１】
数３５式は、図８の期間ｔ２で得られる数３３式の第２復調信号が、数２３式の第２復調信号に等しいことを示している。そのため、図８の期間ｔ１で得られる第１復調信号と期間ｔ２で得られる第２復調信号を加算することにより、次式に示すように、数２４式と同一の結果を得ることができ、復調信号に含まれる変調波の奇数倍の周波数成分をキャンセルすることができる。
【０１３２】
【数３６】
【０１３３】
図８に示すように、第１送信信号と第２送信信号を交互に利用する場合には、例えば、期間ｔ１で得られる第１復調信号と期間ｔ２で得られる第２復調信号が加算処理され、続いて、期間ｔ２で得られる第２復調信号と期間ｔ３で得られる第１復調信号が加算処理される。さらに、期間ｔ３で得られる第１復調信号と期間ｔ４で得られる第２復調信号が加算処理される。
【０１３４】
また、第１送信信号から第４送信信号の全てを利用する場合には、第２送信信号に続いて、第３送信信号（数２６式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信され、第４送信信号（数２８式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信される。そして、第３送信信号に対応した第３復調信号と第４送信信号に対応した第４復調信号についても、信号期間Ｔｆの信号長が処理対象となる。
【０１３５】
図１０は、４つの送信信号を利用する場合の信号処理タイミングを示す図である。図１０の横軸（横方向）は時間であり、図１０の最上段には位相調整部２３（図１）から出力される位相シフト後の変調信号が図示されている。
【０１３６】
まず、セット期間ｔ１において、変調信号を利用して第１送信信号から第４送信信号が形成され、各送信信号ごとに送受信が行われて第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４が得られる。各送信信号ごとの送受信は、例えば変調信号の１周期の期間（１／ｆｍ）内で行われる。この場合には、第１送信信号から第４送信信号までの送受信期間が４／ｆｍとなり、これがセット期間ｔ１となる。なお、各送信信号ごとの送受信は、例えば変調信号の２周期の期間（２／ｆｍ）で行われてもよい。この場合には、第１送信信号から第４送信信号までの送受信期間が８／ｆｍとなり、セット期間ｔ１も８／ｆｍとなる。
【０１３７】
また、各送信信号ごとの送受信を３周期の期間（３／ｆｍ）以上としてもよい。送受信の期間を長くすることにより、結果的に得られるドプラ信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を改善することができる。
【０１３８】
こうして、セット期間ｔ１において、例えば超音波ビーム１本分の復調信号が得られると、続いて、超音波ビームの方向を変えて、セット期間ｔ２において、例えば超音波ビーム１本分の復調信号が得られる。セット期間ｔ２においても、変調信号を利用して第１送信信号から第４送信信号が形成され、各送信信号ごとに送受信が行われて、第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４が得られる。
【０１３９】
なお、セット期間ｔ１において得られた第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４までの復調信号に対する加算処理、ＦＦＴ処理、表示処理は、セット期間ｔ２における送受信と並行して行われる。
【０１４０】
さらに、セット期間ｔ２において復調信号が得られると、続いて、超音波ビームの方向を変えて、セット期間ｔ３において、例えば超音波ビーム１本分の復調信号が得られる。セット期間ｔ３においても、変調信号を利用して第１送信信号から第４送信信号が形成され、各送信信号ごとに送受信が行われて、第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４が得られる。
【０１４１】
また、セット期間ｔ２において得られた第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４までの復調信号に対する加算処理、ＦＦＴ処理、表示処理は、セット期間ｔ３における送受信と並行して行われる。
【０１４２】
こうして、セット期間ｔ３以降においても、各セット期間ごとに４つの送信信号が形成されて４つの復調信号が得られ、これら４つの復調信号が加算処理されて、復調信号に含まれる不要波成分が低減される。望ましくは不要波成分が完全にキャンセルされる。なお第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４までの加算処理は、ＦＦＴ処理前でもよいしＦＦＴ処理後でもよい。
【０１４３】
図１１は、不要波成分が除去されたドプラ信号の時間変化波形を示す図であり、図７最下段の周波数スペクトラムの時間変化を示している。図６と比較すると、図１１においては、１次成分（−１次成分）と２次成分の不要波成分がキャンセルされ、ドプラ信号の直流成分についての時間変化波形のみが示されている。なお、３次成分の不要波成分もキャンセルされる。こうして、例えば、図１１に示す直流成分の時間変化波形が、ドプラ信号の時間変化波形として、図１の表示部５４に表示される。
【０１４４】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１４５】
２０ ＦＭ変調器、２２ ＲＦ波発振器、２３ 位相調整部、２４ 変調波生成部、２５ 遅延回路、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の出願人は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の出願人は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術において、不要波成分を低減することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、変調周期に応じて周期的に周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号に含まれる不要波成分を低減する復調信号処理部と、不要波成分を低減された復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有し、前記送信信号処理部は、互いに位相をずらした複数の送信信号を出力し、前記受信信号処理部は、前記複数の送信信号の各々に対応した受信信号に対して前記復調処理を施すことにより、当該複数の送信信号に対応した複数の復調信号を生成し、前記復調信号処理部は、前記変調周期の自然数倍に設定された信号期間の開始時点から終了時点までの各復調信号を処理対象として前記複数の復調信号を合成することにより、前記不要波成分を低減する、ことを特徴とする。
【０００９】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調処理することにより前記各送信信号を形成し、変調信号の位相を所定量だけ互いにずらすことにより前記複数の送信信号を形成する、ことを特徴とする。
【００１０】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記複数の送信信号として、第１送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相をπだけずらした第２送信信号と、を形成し、前記復調信号処理部は、第１送信信号に対応した復調信号と第２送信信号に対応した復調信号とを加算することにより、復調信号に含まれる奇数次の不要波成分を低減することを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記複数の送信信号として、第１送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相をπだけずらした第２送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相を＋π／２だけずらした第３送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相を−π／２だけずらした第４送信信号と、を形成し、前記復調信号処理部は、第１送信信号から第４送信信号までの４つの送信信号から得られる４つの復調信号を加算することにより、復調信号に含まれる変調周波数の基本波成分と第２次高調波成分と第３次高調波成分を低減する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記変調周期の自然数倍に設定された信号期間を各送信信号の出力期間として、互いに位相をずらした複数の送信信号を順次出力する、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記復調信号処理部は、前記信号期間の開始時点から終了時点までの各復調信号を周波数解析処理し、周波数解析処理後の前記複数の復調信号を合成することにより、前記不要波成分を低減する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明により、連続波を利用して目標位置から生体内情報を抽出する技術において、不要波成分を低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】周波数変調処理された送信波と受信波を説明するための図である。
【図３】ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。
【図４】ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。
【図５】周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図である。
【図６】周波数変調の影響を受けたドプラ信号の時間変化波形を示す図である。
【図７】不要波成分の低減を説明するための図である。
【図８】各復調信号に関する信号期間を説明するための図である。
【図９】周波数解析により得られる周波数スペクトラムを示す図である。
【図１０】４つの送信信号を利用する場合の信号処理タイミングを示す図である。
【図１１】不要波成分が除去されたドプラ信号の時間変化波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００１７】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、例えば正弦波によるＦＭ変調処理が施されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が入力される。送信ビームフォーマ１４は、ＦＭ連続波に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、ＦＭ連続波による送信ビームが形成される。
【００１８】
ＦＭ変調器２０は、送信ビームフォーマ１４にＦＭ連続波を出力する。ＦＭ変調器２０は、変調波生成部２４から位相調整部２３を介して供給される変調信号を用いて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波（搬送波信号）に対して周波数変調を施すことにより、ＦＭ連続波を発生する。このＦＭ連続波の波形や位相調整部２３による位相調整などについては後に詳述する。
【００１９】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。
【００２０】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２１】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波に基づいて生成される。つまり、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。
【００２２】
π／２シフト回路２６は遅延処理されたＦＭ連続波の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。なお、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２３】
ＬＰＦ３６，３８から出力される復調信号は、メモリ４２，４４に記憶される。図１に示す超音波診断装置では、変調波生成部２４において変調信号が生成され、位相調整部２３においてその変調信号の位相が調整され、ＦＭ変調器２０において互いに位相をずらした複数の送信信号が形成される。そして、互いに位相をずらした複数の送信信号の各々を利用して復調信号が得られる。こうして、メモリ４２には同相信号成分の複数の復調信号が記憶され、メモリ４４には直交信号成分に関する複数の復調信号が記憶される。
【００２４】
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。また、ＦＦＴ処理部５０において、メモリ４２から得られる同相信号成分の複数の復調信号が加算処理され、メモリ４４から得られる直交信号成分の複数の復調信号が加算処理される。この加算処理は、ＦＦＴ演算の前でもよいし後でもよい。そして、この加算処理により、同相信号成分の復調信号と直交信号成分の復調信号に含まれる不要波成分が低減される。この不要波成分の低減については、後にさらに詳述する。
【００２５】
ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００２６】
表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００２７】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、連続波（ＣＷ）を変調波でＦＭ変調した超音波（ＦＭＣＷ波）を送受波して受信信号が得られて、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。さらに、互いに位相をずらした複数の送信信号が利用され、復調信号に含まれる不要波成分が低減される。そこで、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される位置選択性と不要波成分の低減について以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００２８】
＜位置選択性について＞
周波数ｆ０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。
【００２９】
【数１】
【００３０】
数１式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆｍの比であるβはＦＭの変調指数である。
【００３１】
また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。
【００３２】
【数２】
【００３３】
なお、数２式においてｆｍに対するドプラシフトは、ｆ０のシフト分ｆｄに比較して小さいので無視している。
【００３４】
図２は、周波数変調処理された送信波と受信波を説明するための図である。図２（ａ）は、ＦＭＣＷ送信波（送信信号）の波形（数１式参照）を示しており、横軸が時間軸であり縦軸が振幅である。また、図２（ｂ）は、ＦＭＣＷ送信波（送信信号）とＦＭＣＷ受信波（受信信号）の各々についての瞬時周波数変化を示している。図２（ｂ）の横軸は時間軸であり縦軸は周波数（瞬時周波数）である。なお、図２（ａ）と図２（ｂ）の時間軸は互いに揃えられている。
【００３５】
図２（ｂ）に示されるように、送信信号（破線）は、周期Ｔｍ＝１／ｆｍで周波数を変化させた連続波となっている。また、受信信号（実線）は、送信信号から、位相角でφｍだけ遅れている。なお、図２（ｂ）においては、数２式で示した受信信号の減衰やドプラシフトを省略している。
【００３６】
数２式で表される受信波形は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、参照信号として、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。したがって、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖｒＩ（ｔ）と、ミキサ３４へ供給される参照信号ｖｒＱ（ｔ）は、次式のように表現できる。
【００３７】
【数３】
【００３８】
数３式において、φｍｒは、遅延回路２５における遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。
【００３９】
受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。
【００４０】
ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＩ（ｔ）の乗算ｖＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６によって除去される。
【００４１】
【数４】
【００４２】
ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。
【００４３】
【数５】
【００４４】
数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。
【００４５】
【数６】
【００４６】
一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＱ（ｔ）の乗算ｖＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８によって除去される。
【００４７】
【数７】
【００４８】
ここで、数６式のｖＤＩ（ｔ）と数７式のｖＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖＤＩ（ｔ）とｖＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。
【００４９】
【数８】
【００５０】
次に、ｖＤＩ（ｔ）とｖＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆｍの成分、変調周波数ｆｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。
【００５１】
【数９】
【００５２】
数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆｍの成分と変調周波数ｆｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。
【００５３】
ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５における遅延処理によりφｍｒを調整してφｍと一致させた場合（φｍｒ＝φｍ）を考える。φｍｒとφｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果を数５式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。
【００５４】
【数１０】
【００５５】
数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。
【００５６】
【数１１】
【００５７】
数１１式は、参照波（参照信号）の位相φｍｒを送受信間の位相差φｍに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。その結果として得られる複素ドプラ周波数ｆｄの値と極性は、血流などの流体の速度とその極性を表わしている。また、ドプラ信号の振幅は、搬送波および参照波の位相に依存しないこともわかる。
【００５８】
この事実は以下のように解釈することもできる。図１における遅延回路２５は、参照波（参照信号）における変調波の位相φｍｒを、送受信間の変調波の位相差φｍに設定する役目を持っている。しかし、この遅延回路２５は変調波の位相ばかりでなく、搬送波の位相も同時に変化させる。この値がφ０ｒである。搬送波の位相は、参照波における変調波の位相φｍｒに応じて変化するので、送受信間の変調波の位相差に応じた特定の値に定めることができない。しかし、数１１式に示されているように、φ０ｒは、φ０と同様に、どんな値になろうとも、直交検波する限りは、ドプラ信号の振幅、周波数およびその極性に影響を与えない。
【００５９】
そのため、例えば、変調信号（変調波）のみを目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理して遅延変調信号を形成し、その遅延変調信号を用いて搬送波信号を変調処理することにより参照信号を形成し、その参照信号とπ／２だけ位相をずらした参照信号とを用いて復調処理を施すようにしてもよい。
【００６０】
そして、図１の超音波診断装置においては、以下に説明するように、ＰＷドプラ（パルスドプラ）と同様に特定位置のドプラ情報をＣＷドプラと類似の比較的良好なＳＮＲで得ることができる。数６式から数９式において、ドプラ信号の振幅を支配するＪ０（ｋβ）の因数であるｋβについて考察する。数４式におけるｋの定義からｋβは次式のように表現でき、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化することがわかる。
【００６１】
【数１２】
【００６２】
図３は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときにＪ０（ｋβ）が最大値となる。図３において実線で示されるｋβの波形は、体表からの深さｄが正の範囲において０となる深さが３箇所ある。これら３箇所の深さから得られるドプラ信号の振幅が最大となることを意味している。
【００６３】
数１２式などから、目的とする深さからの受信信号の位相φｍと、参照波の位相φｍｒとを一致させるとｋβを０とすることができ、ｋβが０となる深さにおいてＪ０（ｋβ）が最大となりドプラ信号の振幅が最大となる。つまり、遅延回路２５において、目的とする深さからの受信信号の位相φｍと参照波の位相φｍｒを一致させることにより、目的とする深さからのドプラ信号の振幅が最大となるようにして、そのドプラ信号を選択的に抽出することができる。
【００６４】
以上のように、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置は、遅延回路２５における遅延処理に基づいて決定される。図１のシステム制御部６０は、目標位置の深さに応じて遅延回路２５における遅延時間を制御する。
【００６５】
さらに、図１の超音波診断装置では、周波数変調の影響に伴うドプラ信号の不要波成分が低減され、必要とされるドプラ信号が抽出される。そこで、周波数変調に伴う不要波成分と、その不要波成分の低減について以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００６６】
＜周波数変調に伴う不要波成分について＞
ドプラ法の基本原理において、移動体（例えば血流）に関するドプラ周波数（ドプラシフト周波数）は、計測に利用される超音波の周波数と移動体の速度に比例する。図１の超音波診断装置においては、ＦＭ連続波を利用しており、ＦＭ連続波は、図２において説明したように、周波数（瞬時周波数）が周期的に変化している。そのため、移動体の速度が一定の場合においても、ＦＭ連続波を利用してその移動体のドプラ周波数を計測すると、ＦＭ連続波の周期性に伴ってドプラ周波数が周期的に変動する。
【００６７】
図４は、ＦＭ連続波の周期性がドプラ周波数へ与える影響を説明する図である。図４には、ドプラシフトの影響を受けていないＦＭ連続波７０と、ドプラシフトの影響を受けたＦＭ連続波７２が図示されている。なお、図４の横軸は時間軸であり、図４の縦軸にはＦＭ連続波７０，７２の瞬時周波数が示されている。
【００６８】
図１の超音波診断装置における超音波の送信信号は、その瞬時周波数がＦＭ連続波７０のように周期的に正弦波状に変化する。そのため、移動体の速度が一定の場合においてもドプラシフトが周期的に変化し、その結果としてＦＭ連続波７２のような波形が得られる。つまり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が低い（小さい）時刻においては、比較的小さいドプラ周波数ｆｄＬとなり、ＦＭ連続波７０の瞬時周波数が高い（大きい）時刻においては、比較的大きいドプラ周波数ｆｄＨとなる。
【００６９】
このように、ＦＭ連続波７０を利用して得られるドプラ周波数の変動は、ＦＭ連続波７０の周期性に対応した周期的なものとなる。特に、移動体の速度が大きい場合には、ドプラ周波数ｆｄＬとドプラ周波数ｆｄＨの差も大きくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的顕著になる。一方、移動体の速度が小さい場合にはドプラ周波数ｆｄＬとドプラ周波数ｆｄＨの差が小さくなり、ドプラ周波数の周期性が比較的目立たなくなる。
【００７０】
図１の超音波診断装置における超音波の送信信号は、周波数ｆ０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波であり、その信号は前述の数１式のとおりである。その送信信号（ＦＭＣＷ送信波）の瞬時角周波数は、数１式の位相項を時間微分して次式のように表現される。
【００７１】
【数１３】
【００７２】
ここで、ドプラシフトを音速（超音波の速度）ｃと移動体の速度ｖの比だけ、瞬時周波数が変化する量として定義する。この場合、相対速度ｖに対するドプラ周波数変化は、往復で速度２ｖとして数１４式で表現され、さらに、数１４式で表現されるドプラ周波数変化を瞬時位相に変換すると数１５式となる。
【００７３】
【数１４】
【００７４】
【数１５】
【００７５】
数１５式で表現される瞬時位相は、移動体からの受信波の瞬時位相に対して、初項で表現される搬送波ｆ０によるドプラシフトに加え、第２項で表現される変調波によるドプラシフトが追加されることを意味している。なお、第３項は積分定数であり、ドプラ周波数の位相を意味する。一般に、血流などの速度計測では、ドプラ周波数の位相情報までは必要としない。また、時間的に変化しない位相成分であるため、速度計測において物理的に大きな意味を含んでいないと考える。
【００７６】
受信波は、送受信時間差（目標位置までの往復の伝播時間）τだけ送信波よりも遅れて到着するため、送受信時間差τを考慮すると、受信波は次式のように表現される。
【００７７】
【数１６】
【００７８】
受信ミキサ３０では、送信波に実質的に同じ波形の参照波（参照信号）と受信波との乗算（次式）に相当する処理が実行される。
【００７９】
【数１７】
【００８０】
数１７式から２ｆ０の周波数成分をローパスフィルタで除去すると、受信ミキサ３０の出力（例えばＬＰＦ３６の出力）は数１８式のように表現することができ、数１８式の結果についてさらに計算を進めると、数１９式のようになる。
【００８１】
【数１８】
【００８２】
【数１９】
【００８３】
数１９式は、ドプラ信号が、新たに定義された変調度β´（数１８式参照）と変調周波数ｆｍにより周波数変調された信号に等しいことを意味している。
【００８４】
図５は、周波数変調の影響を受けたドプラ信号を説明するための図であり、図５には、数１９式に対応したドプラ信号の周波数スペクトラムが示されている。なお、図５の横軸は周波数であり縦軸は電力である。
【００８５】
図５や数１９式に示されるように、変調信号の影響を受けたドプラ信号には、変調周波数ｆｍのゼロ次成分である直流成分Ｊ０（β´）に加え、１次成分Ｊ１（β´），２次成分Ｊ２（β´），３次成分Ｊ３（β´），・・・の折り返し成分が含まれている。なお、直流成分は周波数０からドプラ周波数ｆｄだけ離れた位置に現れており、１次成分は周波数ｆｍからドプラ周波数ｆｄだけ離れた位置に現れており、２次成分は周波数２ｆｍからドプラ周波数ｆｄだけ離れた位置に現れている。
【００８６】
図６は、周波数変調の影響を受けたドプラ信号の時間変化波形を示す図であり、図５の周波数スペクトラムの時間変化を示している。つまり、図６には、ドプラ信号の直流成分と１次成分（−１次成分）と２次成分の各々についての時間変化波形が示されている。横軸に示す時間の経過に伴って測定対象である血流などの速度が変化すると、速度の変化に応じてドプラ周波数ｆｄも変化する。そのため、図６に示す各成分の波形は、横軸に示す時間の経過に従って縦軸に示す周波数方向に変化している。
【００８７】
図１の超音波診断装置では、必要とされるドプラ信号として、ゼロ次成分である直流成分を抽出する。そのため、折り返し成分である１次成分，２次成分，３次成分，・・・を不要波成分として、これら不要波成分が低減される。
【００８８】
＜不要波成分の低減について＞
不要波成分を低減するために、図１の超音波診断装置では、変調波生成部２４において変調信号が生成され、位相調整部２３においてその変調信号の位相が調整され、ＦＭ変調器２０において互いに位相をずらした複数の送信信号が形成される。そして、互いに位相をずらした複数の送信信号の各々を利用して復調信号を得て、複数の送信信号に対応した複数の復調信号を合成することにより、不要波成分を低減している。
【００８９】
この不要波成分の低減について数式を利用して説明する。まず、数１式のＦＭＣＷ送信波に対応した信号として、次式の第１送信信号を定義する。
【００９０】
【数２０】
【００９１】
そして、第１送信信号を利用して得られる第１復調信号として、数１９式を次式のように簡略化する。
【００９２】
【数２１】
【００９３】
次に、第１送信信号から変調信号の位相をπだけずらした次式の第２送信信号を定義する。
【００９４】
【数２２】
【００９５】
なお、第１送信信号の全体の位相、つまり数２０式の右辺の括弧内の位相を単純にπだけシフトさせてしまうと、搬送波の位相もシフトしてしまい、数２２式の第２送信信号にはならない。但し、搬送波の角周波数ω０を変調信号の角周波数ωｍの偶数倍に選んでおけば、変調信号の位相がπだけシフトするように全体の位相をシフトすると、搬送波の位相が２πだけシフトするので、結果的に搬送波の位相を不変とすることができる。
【００９６】
第２送信信号を利用して、数１３式から数１９式までの演算と同様な演算を進めることにより、第２送信信号に対応した次式の第２復調信号が得られる。
【００９７】
【数２３】
【００９８】
ここで、数２１式の第１復調信号と数２３式の第２復調信号の第２項同士の極性が逆になっている点に着目し、これら２つの復調信号を次式のとおり加算する。
【００９９】
【数２４】
【０１００】
数２４式の中括弧内の第２項は、変調波（変調信号）の偶数倍の周波数成分をもった高次高調波の電力を意味している。つまり、第１復調信号と第２復調信号の加算により、変調波の奇数倍の周波数成分がキャンセルされている。しかし、第１復調信号と第２復調信号の加算では、偶数倍の周波数成分をもった高次高調波はキャンセルされていない。そこで、第１種ベッセル関数の以下の公式を見直してみる。
【０１０１】
【数２５】
【０１０２】
数２４式においては、数２５式の公式（１）が利用されている。数２５式における公式（１）と公式（２）の相違は、第２項の極性が、ｎが奇数の場合に異なる点である。この点に着目し、公式（２）で高次高調波の電力を表現できる復調信号について検討する。
【０１０３】
そのために、第１送信信号から変調信号の位相を＋π／２だけずらした次式の第３送信信号を定義する。
【０１０４】
【数２６】
【０１０５】
なお、第１送信信号の全体の位相、つまり数２０式の右辺の括弧内の位相を単純に＋π／２だけシフトさせてしまうと、搬送波の位相もシフトしてしまい、数２６式の第３送信信号にはならない。但し、搬送波の角周波数ω０を変調信号の角周波数ωｍの４ｎ倍（ｎは自然数）に選んでおけば、変調信号の位相が＋π／２だけシフトするように全体の位相をシフトすると、搬送波の位相が２πだけシフトするので、結果的に搬送波の位相を不変とすることができる。
【０１０６】
第３送信信号を利用して、数１３式から数１９式までの演算と同様な演算を進めることにより、第３送信信号に対応した次式の第３復調信号が得られる。
【０１０７】
【数２７】
【０１０８】
次に、第１送信信号から変調信号の位相を−π／２πだけずらした次式の第４送信信号を定義する。
【０１０９】
【数２８】
【０１１０】
なお、第１送信信号の全体の位相、つまり数２０式の右辺の括弧内の位相を単純に−π／２だけシフトさせてしまうと、搬送波の位相もシフトしてしまい、数２８式の第４送信信号にはならない。但し、搬送波の角周波数ω０を変調信号の角周波数ωｍの４ｎ倍（ｎは自然数）に選んでおけば、変調信号の位相が−π／２だけシフトするように全体の位相をシフトすると、搬送波の位相が−２πだけシフトするので、結果的に搬送波の位相を不変とすることができる。
【０１１１】
第４送信信号を利用して、数１３式から数１９式までの演算と同様な演算を進めることにより、第４送信信号に対応した次式の第４復調信号が得られる。
【０１１２】
【数２９】
【０１１３】
ここで、数２７式の第３復調信号と数２９式の第４復調信号の第２項同士の極性が逆になっている点に着目し、これら２つの復調信号を次式のとおり加算する。
【０１１４】
【数３０】
【０１１５】
さらに、数２４式と第３０式を加算することにより次式が得られる。
【０１１６】
【数３１】
【０１１７】
図５や数１９式では、変調信号の影響により、ドプラシフトｆｄを含んだドプラ信号はＤＣ成分と変調周波数ｆｍの成分と変調周波数ｆｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現していた。これに対し、数３１式においては、ＤＣ成分以外である不要波成分のうち、４次，８次，１２次，・・・というような、変調波の４ｎ倍（ｎは自然数）の不要波成分のみが残り、他の不要波成分がキャンセルされている。
【０１１８】
図７は、不要波成分の低減を説明するための図である。図７の各横軸は周波数であり各縦軸は電力である。図７には、第１復調信号から第２復調信号までの各復調信号の周波数スペクトラムと、複数の復調信号を加算して得られる信号の周波数スペクトラムが示されている。図７の最下段に示す４つの復調信号の加算結果から、変調波の４ｎ倍（ｎは自然数）の不要波成分のみが残り、他の不要波成分がキャンセルされていることがわかる。
【０１１９】
以上のように、複数の送信信号に対応した複数の復調信号を加算することにより、復調信号に含まれる不要波成分が低減され、望ましくはキャンセルされる。本実施形態においては、互いに位相をずらした第１送信信号から第４送信信号に対応した超音波が順次送波され、各送信信号に対応した第１復調信号から第４復調信号が次々に生成される。その際に、第１送信信号から第４送信信号までの各送信信号が、変調周期の自然数倍に設定された信号期間だけ送信され、その信号期間と同じ時間長の各復調信号が処理対象とされる。
【０１２０】
図８は、各復調信号に関する信号期間を説明するための図である。信号期間Ｔｆは、次式に示すように、送信信号を形成する際の変調周期ＴｍのＮ倍（Ｎは自然数）に設定される。
【０１２１】
【数３２】
【０１２２】
この信号期間Ｔｆを各送信信号の出力期間として、互いに位相をずらした複数の送信信号が順次出力される。例えば、第１送信信号（数２０式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信され、それに続いて、第２送信信号（数２２式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信される。図８においては、第１送信信号と第２送信信号が交互に送信される態様について説明する。なお、第１送信信号から第４送信信号の全てを利用する場合には、第２送信信号に続いて、第３送信信号（数２６式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信され、第４送信信号（数２８式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信される。
【０１２３】
第１送信信号が信号期間Ｔｆだけ送信されると、超音波の往復後に、信号期間Ｔｆに亘って第１復調信号（数２１式参照）が得られる。一方、第２送信信号が信号期間Ｔｆだけ送信されると、超音波の往復後に、信号期間Ｔｆに亘って第２復調信号（数２３式参照）が得られる。
【０１２４】
図８（Ａ）には、第１送信信号と第２送信信号が信号期間Ｔｆごとに交互に送信された場合に得られる受信信号内の変調信号が図示されており、図８（Ｂ）には、その受信信号を復調処理して得られる復調信号（ベースバンド信号）に含まれるドプラ周波数の時間変化が図示されている。図８（Ｂ）に示すドプラ信号は、一定速度の移動体から得られるものであり、図４を利用して説明したように、ＦＭ連続波７０の周期性に対応した周期的なものとなる。つまり、図８（Ｂ）に示すドプラ周波数は、変調周期Ｔｍで周期的に変化する。さらに、第１送信信号と第２送信信号は、変調時の位相を互いに反転させているため（位相がπだけずれているため）、図８（Ｂ）に示すドプラ周波数は、信号期間Ｔｆごとに位相が反転している。
【０１２５】
そこで、図１のＦＦＴ処理部５０は、信号期間Ｔｆごとに、信号期間Ｔｆの開始時点から終了時点までの復調信号を処理対象とする。例えば、図８（Ｂ）に示すドプラ周波数を含んだ復調信号のうち、第１送信信号に対応した期間ｔ１内の復調信号が処理対象とされ、この期間ｔ１内の復調信号が周波数解析される。この周波数解析においては、期間ｔ１内の復調信号が繰り返されるものとして処理が行われる。期間ｔ１つまり信号期間Ｔｆは、変調周期ＴｍのＮ倍に設定されているため、期間ｔ１の開始時点と終了時点の２点において、変調周期Ｔｍの連続性が保たれている。そのため、図８（Ｃ）に示すように、復調信号に含まれるドプラ周波数の位相の連続性も保たれており、位相の不連続性に伴う不要波の発生を抑えつつ、第１送信信号に対応した第１復調信号（数２１式参照）を得ることが可能になる。
【０１２６】
同様に、図８（Ｂ）に示すドプラ周波数を含んだ復調信号のうち、第２送信信号に対応した期間ｔ２内の復調信号が処理対象とされ、この期間ｔ２内の復調信号が周波数解析される。この周波数解析においては、期間ｔ２内の復調信号が繰り返されるものとして処理が行われる。そのため、図８（Ｄ）に示すように、復調信号に含まれるドプラ周波数の位相の連続性が保たれて、位相の不連続性に伴う不要波の発生を抑えつつ、第２送信信号に対応した第２復調信号（数２３式参照）を得ることが可能になる。なお、期間ｔ１に対して期間ｔ２は信号期間Ｔｆだけ遅れているため、期間ｔ２で得られる第２復調信号を次式のように表現する。
【０１２７】
【数３３】
【０１２８】
ここで、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析の周波数分解能について考察する。周波数解析の対象となる復調信号の信号長は信号期間Ｔｆであるため、その復調信号に対する周波数解析の周波数分解能はωｆ（数３２参照）となる。つまり、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析により得られる周波数スペクトラムは、図９に示すように、ωｆの整数倍の周波数成分のみを含んでいる。したがって、周波数解析の結果として得られるドプラ信号のスペクトラムもωｆの整数倍の周波数成分で構成される。そのため、ＦＦＴ処理部５０において処理されるドプラ信号ωｄは、Ｍを整数として数３４式のように表現できる。さらに、数３４式を数３３式に代入すると、数３５式に示す計算結果が得られる。
【０１２９】
【数３４】
【０１３０】
【数３５】
【０１３１】
数３５式は、図８の期間ｔ２で得られる数３３式の第２復調信号が、数２３式の第２復調信号に等しいことを示している。そのため、図８の期間ｔ１で得られる第１復調信号と期間ｔ２で得られる第２復調信号を加算することにより、次式に示すように、数２４式と同一の結果を得ることができ、復調信号に含まれる変調波の奇数倍の周波数成分をキャンセルすることができる。
【０１３２】
【数３６】
【０１３３】
図８に示すように、第１送信信号と第２送信信号を交互に利用する場合には、例えば、期間ｔ１で得られる第１復調信号と期間ｔ２で得られる第２復調信号が加算処理され、続いて、期間ｔ２で得られる第２復調信号と期間ｔ３で得られる第１復調信号が加算処理される。さらに、期間ｔ３で得られる第１復調信号と期間ｔ４で得られる第２復調信号が加算処理される。
【０１３４】
また、第１送信信号から第４送信信号の全てを利用する場合には、第２送信信号に続いて、第３送信信号（数２６式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信され、第４送信信号（数２８式参照）が信号期間Ｔｆだけ送信される。そして、第３送信信号に対応した第３復調信号と第４送信信号に対応した第４復調信号についても、信号期間Ｔｆの信号長が処理対象となる。
【０１３５】
図１０は、４つの送信信号を利用する場合の信号処理タイミングを示す図である。図１０の横軸（横方向）は時間であり、図１０の最上段には位相調整部２３（図１）から出力される位相シフト後の変調信号が図示されている。
【０１３６】
まず、セット期間ｔ１において、変調信号を利用して第１送信信号から第４送信信号が形成され、各送信信号ごとに送受信が行われて第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４が得られる。各送信信号ごとの送受信は、例えば変調信号の１周期の期間（１／ｆｍ）内で行われる。この場合には、第１送信信号から第４送信信号までの送受信期間が４／ｆｍとなり、これがセット期間ｔ１となる。なお、各送信信号ごとの送受信は、例えば変調信号の２周期の期間（２／ｆｍ）で行われてもよい。この場合には、第１送信信号から第４送信信号までの送受信期間が８／ｆｍとなり、セット期間ｔ１も８／ｆｍとなる。
【０１３７】
また、各送信信号ごとの送受信を３周期の期間（３／ｆｍ）以上としてもよい。送受信の期間を長くすることにより、結果的に得られるドプラ信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を改善することができる。
【０１３８】
こうして、セット期間ｔ１において、例えば超音波ビーム１本分の復調信号が得られると、続いて、超音波ビームの方向を変えて、セット期間ｔ２において、例えば超音波ビーム１本分の復調信号が得られる。セット期間ｔ２においても、変調信号を利用して第１送信信号から第４送信信号が形成され、各送信信号ごとに送受信が行われて、第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４が得られる。
【０１３９】
なお、セット期間ｔ１において得られた第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４までの復調信号に対する加算処理、ＦＦＴ処理、表示処理は、セット期間ｔ２における送受信と並行して行われる。
【０１４０】
さらに、セット期間ｔ２において復調信号が得られると、続いて、超音波ビームの方向を変えて、セット期間ｔ３において、例えば超音波ビーム１本分の復調信号が得られる。セット期間ｔ３においても、変調信号を利用して第１送信信号から第４送信信号が形成され、各送信信号ごとに送受信が行われて、第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４が得られる。
【０１４１】
また、セット期間ｔ２において得られた第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４までの復調信号に対する加算処理、ＦＦＴ処理、表示処理は、セット期間ｔ３における送受信と並行して行われる。
【０１４２】
こうして、セット期間ｔ３以降においても、各セット期間ごとに４つの送信信号が形成されて４つの復調信号が得られ、これら４つの復調信号が加算処理されて、復調信号に含まれる不要波成分が低減される。望ましくは不要波成分が完全にキャンセルされる。なお第１復調信号ｖｄ１から第４復調信号ｖｄ４までの加算処理は、ＦＦＴ処理前でもよいしＦＦＴ処理後でもよい。
【０１４３】
図１１は、不要波成分が除去されたドプラ信号の時間変化波形を示す図であり、図７最下段の周波数スペクトラムの時間変化を示している。図６と比較すると、図１１においては、１次成分（−１次成分）と２次成分の不要波成分がキャンセルされ、ドプラ信号の直流成分についての時間変化波形のみが示されている。なお、３次成分の不要波成分もキャンセルされる。こうして、例えば、図１１に示す直流成分の時間変化波形が、ドプラ信号の時間変化波形として、図１の表示部５４に表示される。
【０１４４】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１４５】
２０ ＦＭ変調器、２２ ＲＦ波発振器、２３ 位相調整部、２４ 変調波生成部、２５ 遅延回路、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調周期に応じて周期的に周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
前記目標位置に対応した復調信号に含まれる不要波成分を低減する復調信号処理部と、
不要波成分を低減された復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有し、
前記送信信号処理部は、互いに位相をずらした複数の送信信号を出力し、
前記受信信号処理部は、前記複数の送信信号の各々に対応した受信信号に対して前記復調処理を施すことにより、当該複数の送信信号に対応した複数の復調信号を生成し、
前記復調信号処理部は、前記変調周期の自然数倍に設定された信号期間の開始時点から終了時点までの各復調信号を処理対象として前記複数の復調信号を合成することにより、前記不要波成分を低減する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調処理することにより前記各送信信号を形成し、変調信号の位相を所定量だけ互いにずらすことにより前記複数の送信信号を形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記複数の送信信号として、第１送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相をπだけずらした第２送信信号と、を形成し、
前記復調信号処理部は、第１送信信号に対応した復調信号と第２送信信号に対応した復調信号とを加算することにより、復調信号に含まれる奇数次の不要波成分を低減する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記複数の送信信号として、第１送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相をπだけずらした第２送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相を＋π／２だけずらした第３送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相を−π／２だけずらした第４送信信号と、を形成し、
前記復調信号処理部は、第１送信信号から第４送信信号までの４つの送信信号から得られる４つの復調信号を加算することにより、復調信号に含まれる変調周波数の基本波成分と第２次高調波成分と第３次高調波成分を低減する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記変調周期の自然数倍に設定された信号期間を各送信信号の出力期間として、互いに位相をずらした複数の送信信号を順次出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記復調信号処理部は、前記信号期間の開始時点から終了時点までの各復調信号を周波数解析処理し、周波数解析処理後の前記複数の復調信号を合成することにより、前記不要波成分を低減する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項１】
変調周期に応じて周期的に周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
前記目標位置に対応した復調信号に含まれる不要波成分を低減する復調信号処理部と、
不要波成分を低減された復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有し、
前記送信信号処理部は、互いに位相をずらした複数の送信信号を出力し、
前記受信信号処理部は、前記複数の送信信号の各々に対応した受信信号に対して前記復調処理を施すことにより、当該複数の送信信号に対応した複数の復調信号を生成し、
前記復調信号処理部は、前記変調周期の自然数倍に設定された信号期間の開始時点から終了時点までの各復調信号を処理対象として前記複数の復調信号を合成することにより、前記不要波成分を低減する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調処理することにより前記各送信信号を形成し、変調信号の位相を所定量だけ互いにずらすことにより前記複数の送信信号を形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記複数の送信信号として、第１送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相をπだけずらした第２送信信号と、を形成し、
前記復調信号処理部は、第１送信信号に対応した復調信号と第２送信信号に対応した復調信号とを加算することにより、復調信号に含まれる奇数次の不要波成分を低減する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記複数の送信信号として、第１送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相をπだけずらした第２送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相を＋π／２だけずらした第３送信信号と、当該第１送信信号から変調信号の位相を−π／２だけずらした第４送信信号と、を形成し、
前記復調信号処理部は、第１送信信号から第４送信信号までの４つの送信信号から得られる４つの復調信号を加算することにより、復調信号に含まれる変調周波数の基本波成分と第２次高調波成分と第３次高調波成分を低減する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記変調周期の自然数倍に設定された信号期間を各送信信号の出力期間として、互いに位相をずらした複数の送信信号を順次出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記復調信号処理部は、前記信号期間の開始時点から終了時点までの各復調信号を周波数解析処理し、周波数解析処理後の前記複数の復調信号を合成することにより、前記不要波成分を低減する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１１−２２９５５７（Ｐ２０１１−２２９５５７Ａ）
【公開日】平成２３年１１月１７日（２０１１．１１．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−９９９０９（Ｐ２０１０−９９９０９）
【出願日】平成２２年４月２３日（２０１０．４．２３）
【出願人】（５９３１６５４８７）学校法人金沢工業大学 (202)
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月１７日（２０１１．１１．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年４月２３日（２０１０．４．２３）
【出願人】（５９３１６５４８７）学校法人金沢工業大学 (202)
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
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