超音波診断装置
【課題】連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出するにあたり、その抽出に係る改良された信号処理を実現する。
【解決手段】分割加算処理部４０Ｉ，４０Ｑは、受信ミキサ３０からＬＰＦ３２Ｉ，３２Ｑを介して得られた復調信号を複数の周波数帯域成分に分割する。そして、分割された複数の周波数帯域成分を周波数軸上において信号処理帯域に移動する。さらに、各周波数帯域成分ごとにその周波数帯域成分を時間軸方向に周期的に加算処理する。これにより、目標位置に関する位置選択性が高められ、さらに、最大ドプラ周波数の向上が実現される。
【解決手段】分割加算処理部４０Ｉ，４０Ｑは、受信ミキサ３０からＬＰＦ３２Ｉ，３２Ｑを介して得られた復調信号を複数の周波数帯域成分に分割する。そして、分割された複数の周波数帯域成分を周波数軸上において信号処理帯域に移動する。さらに、各周波数帯域成分ごとにその周波数帯域成分を時間軸方向に周期的に加算処理する。これにより、目標位置に関する位置選択性が高められ、さらに、最大ドプラ周波数の向上が実現される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出するにあたり、その抽出に係る改良された信号処理を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る復調処理部と、前記復調信号の複数の周波数帯域成分について、各周波数帯域成分ごとにその周波数帯域成分を時間軸方向に周期的に加算処理する加算処理部と、前記各周波数帯域成分ごとに周期的に得られる加算処理後の信号からドプラ情報を得るドプラ情報取得部と、を有することを特徴とする。
【０００９】
上記構成において、周期性を備えた連続波とは、例えば一定の繰り返し周波数で位相または周波数を変化させる連続波であり、具体例を挙げると、周波数変調処理や位相変調処理やデジタル変調処理などを施された連続波である。復調処理部は、目標位置に応じて例えば参照信号と受信信号との間の遅延関係を制御することにより相関関係を調整する。そして、加算処理部において、復調信号の各周波数帯域成分ごとにその周波数帯域成分が時間軸方向に周期的に加算処理され、加算処理後の信号が時間軸方向に離散的に得られる。この加算処理により目標位置に関する位置選択性が高められる。但し、サンプリング定理により、この時間軸方向の離散的な間隔に応じて、加算処理後の信号から抽出できる周波数の上限（帯域）が制限される。ところが、上記構成においては、予め復調信号を各周波数帯域成分に分けてから加算処理を行っているため、サンプリング定理に伴う制限が緩和され、望ましくはその制限が回避される。例えば、復調信号の各周波数帯域成分を、サンプリング定理により制限される周波数帯域以下とすることにより、各周波数帯域成分において、サンプリング定理に伴う制限が回避される。これにより、例えば、各周波数帯域成分ごとに抽出されるドプラ信号の周波数に伴う制限が緩和または回避され、ドプラ信号の抽出精度が高められる。
【００１０】
望ましい具体例において、前記加算処理部は、前記送信信号の周期に対応した期間に亘って前記各周波数帯域成分を加算処理することを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記ドプラ情報取得部は、各周波数帯域成分ごとに周期的に得られる加算処理後の信号を周波数スペクトラムに変換することにより、前記目標位置から得られるドプラ信号を含んだ周波数スペクトラムを形成する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記ドプラ情報取得部は、複数の周波数帯域成分に対応した複数の周波数スペクトラムを周波数軸上に並べた合成スペクトラムを形成することを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記復調処理部で得られた復調信号を複数の周波数帯域成分に分割する分割処理部と、前記分割処理部で分割された複数の周波数帯域成分を周波数軸上において信号処理帯域に移動する帯域移動処理部をさらに有することを特徴とする。
【００１４】
望ましい具体例において、前記送信処理部は、繰り返し周波数ｆＮの周期性を備えた連続波の送信信号を出力し、前記各周波数帯域成分の帯域幅は、ｆＮまたはｆＮ／２であることを特徴とする。
【００１５】
望ましい具体例において、前記送信処理部は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力し、前記復調処理部は、前記２列の数値パターンに基づいて得られる参照信号を前記目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理し、遅延処理された参照信号を用いて前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明により、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出するにあたり、その抽出に係る改良された信号処理が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。
【図３】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。
【図４】参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。
【図５】乗算器出力の具体例を示す図である。
【図６】分割加算処理部の内部構成を示す図である。
【図７】複数の周波数帯域成分を示す図である。
【図８】信号処理帯域にシフトされた各周波数帯域成分を示す図である。
【図９】復調信号とその周波数スペクトラムを説明するための図である。
【図１０】合成スペクトラムの具体例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００１９】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、合成処理部２４から連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして超音波の送信ビームが形成され、二次元平面内で又は三次元空間内で送信ビームが走査される。
【００２０】
送信ビームフォーマ１４に供給される連続波の送信信号は、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される。
【００２１】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。
【００２２】
そして、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
【００２３】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして二次元平面内で又は三次元空間内で走査される送信ビームに対応した受信ビームが形成され、受信ビームに沿って受信ＲＦ信号が収集される。
【００２４】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３０Ｉ，３０Ｑで構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２５】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、合成処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、合成処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３０Ｉには遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３０Ｑには遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。
【００２６】
π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、ミキサ３０Ｉから同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されてミキサ３０Ｑから直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３２Ｉ，３２Ｑにより同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２７】
分割加算処理部４０Ｉは、ＬＰＦ３２Ｉから得られる復調信号を所定期間に亘って加算し、分割加算処理部４０Ｑは、ＬＰＦ３２Ｑから得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、位相シフト連続波の位相パターンに関する加算処理が実行され、参照信号の位相パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後にさらに詳述する。
【００２８】
ドプラ情報解析部５０は、分割加算処理部４０Ｉ，４０Ｑから得られる加算処理後の復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、復調信号が周波数スペクトラムに変換される。さらに、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５０において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５０は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００２９】
表示部５２は、ドプラ情報解析部５０において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３０】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、位相シフト連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで図１の超音波診断装置における位相シフト処理と、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３１】
＜位相シフト処理について＞
図１の超音波診断装置では、互いに相補的な関係にある２列の数値パターンを用いて位相シフト処理が行われる。つまり、正弦パターン処理部２２Ｂにおいて正弦パターンが利用され、余弦パターン処理部２２Ａにおいて余弦パターンが利用される。
【００３２】
２列の数値パターンである正弦パターンと余弦パターンは次式により定義される。次式において、ａｉが余弦パターンであり余弦関数から得られる。一方、ｂｉが正弦パターンであり正弦関数から得られる。また、Ｎはパターン長を示す自然数であり、ｉはパターンを構成している各数値（各符号）の番号である。ちなみに、Ｎは任意の自然数かつ偶数であり２の累乗に限定されない。
【００３３】
【数１】
【００３４】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（正弦波）の振幅を正弦パターンに従って変化させる。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、π／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（余弦波）の振幅を余弦パターンに従って変化させる。そして、正弦パターン処理部２２Ｂから出力される連続波と、余弦パターン処理部２２Ａから出力される連続波が合成処理部２４において合成され、次式に示す連続波の送信信号が形成される。
【００３５】
【数２】
【００３６】
送信信号に対応した受信信号は、その送信信号が送信された時刻から、次式に示す遅延時間τだけ遅れて受信系に到達する。なお、次式において、Ｔｂは数値パターンの１ビット（各数値）の時間長つまりビット長であり、ｌ（エル）は任意の自然数である。そしてξは１／２ビット長以下の時間である。
【００３７】
【数３】
【００３８】
図１の超音波診断装置では、送信信号を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。送信信号を基準とした受信信号の遅延時間をτ、遅延回路２５における遅延量（時間シフト量）をｋＴｂ、ドプラシフトによる位相の変化量をωｄとすると、受信ミキサ３０のミキサ３０Ｉにおいて乗算される受信信号（数４式）と参照信号（数５式）は、それぞれ次のように表現される。
【００３９】
【数４】
【００４０】
【数５】
【００４１】
そして、受信ミキサ３０において、次式に示すように受信信号と参照信号が乗算され、乗算結果としてベースバンド成分が得られる。
【００４２】
【数６】
【００４３】
受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）のうち、第１項は、互いに同じ数値パターンであるａｉ同士およびｂｉ同士の積に関する相関電力であり、第２項は、互いに異なる数値パターンであるａｉとｂｉの積に関する相互干渉電力である。目標位置の選択性を高めるためには、第１項に示される相関はシャープであることが必要とされ、第２項に示される相互干渉は小さいことが望ましい。なお、数６式の計算過程において２ω０ｔの項は、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３２Ｉにより除去される。
【００４４】
ここで、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項である余弦波の位相について検討する。この余弦波の位相は、数３式に示した遅延時間τを用いると、次式のように表現できる。
【００４５】
【数７】
【００４６】
数７式に示す余弦波の位相にはξが含まれており、１／２ビット長以下の時間であるξに応じて余弦波の位相が変化する。この位相の変化は、目標位置の選択性（相関性）に重要な影響を及ぼす要因ではないため、以下においては位相の表現からξを省略して目標位置の選択性について説明する。
【００４７】
まず、相関電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項に含まれる相関値は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００４８】
【数８】
【００４９】
数８式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。実際に目標位置から得られる受信信号には、Ｎ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれており、また、参照信号にもＮ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれている。受信ミキサ３０において次々に得られる数８式の乗算結果は、ＬＰＦ３２Ｉを経て分割加算処理部４０Ｉに出力される。そして、分割加算処理部４０Ｉにおいて、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は数９式のように表現できる。さらに、数１０式に示す公式を利用すると、数９式は数１１式のように簡潔に表現できる。
【００５０】
【数９】
【００５１】
【数１０】
【００５２】
【数１１】
【００５３】
数１１式におけるδｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。また、ｋとｌが互いに等しい場合にｃｏｓθｋｌが１となるため、数１１式はさらに簡潔に次式のように変換される。
【００５４】
【数１２】
【００５５】
数１２式は、ｋで特定される目標位置に対応した参照信号と、ｌ（エル）で特定される深さからの受信信号と、を乗算して得られる自己相関値を示しており、ｋとｌが互いに等しい場合にＮとなり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。つまり、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみがＮとなる。
【００５６】
次に、相互干渉電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第２項に含まれる相互干渉は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００５７】
【数１３】
【００５８】
数１３式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。受信ミキサ３０において次々に得られる数１３式の乗算結果は、ＬＰＦ３２Ｉを経て分割加算処理部４０Ｉに出力され、分割加算処理部４０Ｉにおいて、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は次式のように表現できる。
【００５９】
【数１４】
【００６０】
数１４式の第２項は、数１０式により０となる。数１４式の第１項におけるΣの項は、数１０式に示すとおりであり、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。一方、数１４式の第１項のｓｉｎθｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に０となる。つまり、次式に示すとおり、相互干渉電力については、ｋとｌが互いに等しい場合でもｋとｌが互いに異なる場合でも常に０となる。
【００６１】
【数１５】
【００６２】
以上の解析から、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って全てのｉについて加算すると、その加算結果は次のようになる。
【００６３】
【数１６】
【００６４】
数１６式によれば、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。そして、ｋ＝ｌの場合には、数１６式は次式のようになる。
【００６５】
【数１７】
【００６６】
数１７式で表現される信号は、ドプラシフトによる位相の変化量ωｄを含んでいる。つまり、ドプラ周波数の成分を含んだベースバンド帯域のドプラ信号である。分割加算処理部４０Ｉにおいて数１６式の加算処理が実行され、分割加算処理部４０Ｉから数１７式の信号（復調信号）が出力される。そして、ドプラ情報解析部５０における周波数解析処理により、数１７式の信号が周波数スペクトラムとして測定され、例えばωｄの大きさ（ドプラ周波数の大きさ）から移動目標の速さなどが算出される。
【００６７】
なお、目標位置に移動目標が存在しない場合には、数１７式におけるωｄが０（ゼロ）となる。したがって、ドプラ情報解析部５０における周波数解析処理の結果がωｄ＝０であれば、固定目標からの信号であることが分かる。
【００６８】
さらに、図１の超音波診断装置では、ドプラ周波数の極性を識別するために、受信ミキサ３０において直交検波が行われている。受信ミキサ３０のミキサ３０Ｑには、遅延回路２５により遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。したがって、その参照信号は、次式のように表現できる。なお、数５式に示す参照信号から位相を−π／２だけずらした信号が数１８式の参照信号となるが、数５式に示す参照信号から位相を＋π／２だけずらした信号を利用してもよい。
【００６９】
【数１８】
【００７０】
ミキサ３０Ｑでは、数１８式の参照信号と数４式の受信信号が次式のように乗算処理される。なお、次式の計算過程において２ω０ｔの項は、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３２Ｑにより除去される。
【００７１】
【数１９】
【００７２】
数１２式と数１５式を適用して、受信信号と参照信号の乗算結果（数１９式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って全てのｉについて加算すると、その加算結果は次のようになる。
【００７３】
【数２０】
【００７４】
数２０式によれば、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。そして、ｋ＝ｌの場合には、数２０式は次式のようになる。
【００７５】
【数２１】
【００７６】
数２１式で表現される信号は、ドプラシフトによる位相の変化量ωｄを含んでいる。つまり、ドプラ周波数の成分を含んだベースバンド帯域のドプラ信号である。分割加算処理部４０Ｑにおいて数２０式の加算処理が実行され、分割加算処理部４０Ｉから数２１式の信号（復調信号）が出力される。数２１式と数１７式は、直交検波により得られた互いに直交関係にある復調信号であり、ドプラ情報解析部５０における周波数解析処理により、数２１式と数１７式から、ドプラ周波数の大きさに加えて極性、つまり、移動目標が受信用振動子１２に近づいているのか、又は、移動目標が受信用振動子１２から遠ざかっているのかを識別することが可能になる。
【００７７】
次に、正弦パターンと余弦パターンの具体例について説明する。パターン長を８（Ｎ＝８）とすると、数１式から、余弦パターンＡ（数２２式）と正弦パターンＢ（数２３式）が得られる。
【００７８】
【数２２】
【００７９】
【数２３】
【００８０】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを構成する各数値（各符号）は、単純な２値符号とは異なり、−１と＋１との間で離散的な値をとる。また、余弦パターンＡと正弦パターンＢを利用して形成される送信信号（数２式）の振幅は次式のように算出されるため、常に１となり、送信信号の振幅が時間的に変動しないことがわかる。
【００８１】
【数２４】
【００８２】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを数２式に適用して得られる送信信号は次式のようになる。
【００８３】
【数２５】
【００８４】
図２は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。つまり、図２に示す送信信号は、数２５式で表現される信号である。また、図３は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。図２と図３に示す送信信号は、余弦パターンＡと正弦パターンＢを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させ、その位相パターンを繰り返すことにより得られる連続波（位相シフト連続波）となっている。
【００８５】
＜位置選択性について＞
図４は、参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。図４には、数２５式の送信信号を利用した場合に、ある深さから得られる受信信号の位相（受信波の位相）が示されている。また、図４には、数２５式の送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相（参照波の位相φ０〜φ７）も示されている。そして受信信号と各参照信号を乗算して得られる出力と、１パターン（パターン長８）に亘る出力の合計も図示されている。図４に示すように、参照波の位相がφ０の場合に、受信波の位相と参照波の位相が互いに一致して合計が８となり、参照波の位相がφ０以外では合計が０となる。
【００８６】
図５は、乗算器出力の具体例を示す図である。図５には、数２５式の送信信号を利用した場合に、距離軸方向のφ０からφ８までの各深さにおいて、時間軸方向の１ビット長ごとに得られる乗算器出力（受信ミキサ３０の出力）が示されている。また、位相パターンの１周期（８ビット長）に亘って得られる乗算器出力の加算値も図示されている。図５に示す深さφ０からφ７の各々は、図４に示す参照波の位相φ０からφ７に対応した深さである。また、図５に示す深さφ８は、位相パターンを繰り返した際に、１周期後の参照波の位相φ０に対応する深さである。
【００８７】
図５に示す深さφ０と深さφ８では、位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って、参照信号と受信信号との間で位相が全て一致するため（図４参照）、「１」に相当する乗算器出力が連続的に得られる。これに対し、深さφ１からφ７では、参照信号と受信信号との間で位相がずれているため（図４参照）、乗算器出力がランダムに変化している。なお、深さφ１からφ７においてランダムに変化する乗算器出力を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる（図４参照）。
【００８８】
そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を加算（平均化）することにより、目標位置である深さφ０と深さφ８において平均値が極大となり、複数の深さにおける平均値が混在する平均化された復調信号の中で、目標位置に対応した復調信号が支配的となり目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。
【００８９】
図５に示すように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ１からφ７の受信信号に関する乗算器出力は、加算または平均化することによりゼロになるものの、１ビット長ごとにランダムに変動している。この変動のために、位相パターンを繰り返す位相シフト連続波を利用して得られる乗算器出力の周波数スペクトラムには、位相パターンの１周期（ＮＴｂ）の逆数ｆｐの整数倍に対応した線スペクトラムが現れる。
【００９０】
図５を利用して説明したように、深さφ１からφ７においてランダムに変化する乗算器出力、つまり部分的な復調信号を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる。つまり、目標位置である深さφ０と深さφ８における位置選択性が高められ、レンジサイドローブを低減させることができる。但し、単純に位相パターンの１周期に亘って復調信号を加算処理し、加算処理後の復調信号からドプラ信号を抽出すると、位相パターンの繰り返し周波数ごとにしか加算処理結果が得られないため、サンプリング定理により、ドプラ信号の最大周波数が制限されてしまう。そのため、必要とされるドプラ周波数が残るような加算処理を実現することが望ましい。
【００９１】
そこで、図１の超音波診断装置は、分割加算処理部４０Ｉ，４０Ｑにおいて、以下に説明する処理により位相パターンの１周期に亘って復調信号の加算処理を実現し、位置選択性と最大ドプラ周波数の向上を実現している。
【００９２】
＜位相パターンの１周期に亘る加算処理について＞
図６は、分割加算処理部４０Ｉ，４０Ｑ（図１）の内部構成を示す図である。ＬＰＦ３２Ｉ（図１）から出力される復調信号（同相信号成分）は、分割加算処理部４０Ｉへ送られる。分割加算処理部４０Ｉは、複数のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を備えている。ＢＰＦ１は、復調信号に含まれる周波数成分のうち、周波数０〜ｆＮの周波数帯域成分１を抽出する。なお、周波数ｆＮは、先に説明したパターン長Ｎの２列の数値パターン（正弦パターンと余弦パターン）の繰り返し周波数である。
【００９３】
また、復調信号に含まれる周波数成分のうち、周波数ｆＮ〜２ｆＮの周波数帯域成分２がＢＰＦ２により抽出され、周波数２ｆＮ〜３ｆＮの周波数帯域成分３がＢＰＦ３により抽出され、周波数３ｆＮ〜４ｆＮの周波数帯域成分４がＢＰＦ４により抽出される。さらに高次の周波数帯域成分を抽出するＢＰＦが設けられてもよい。
【００９４】
図７は、複数の周波数帯域成分を示す図である。図７に示すように、複数のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ１〜ＢＰＦ４）により復調信号が複数の周波数帯域成分に分割される。なお、図７の例においては、周波数帯域成分１内にドプラ信号ｆｄ１，ｆｄ２が存在し、周波数帯域成分２内にドプラ信号ｆｄ３が存在し、周波数帯域成分３内にドプラ信号ｆｄ４が存在し、周波数帯域成分４内にドプラ信号ｆｄ５が存在している。
【００９５】
図６に戻り、各ＢＰＦで抽出された復調信号の各周波数帯域成分は、各ＢＰＦの後段に設けられたミキサＭにおいて周波数の移動処理（シフト処理）を施される。つまり、ＢＰＦ１から出力される周波数帯域成分１は、周波数ｆＮ／２の参照信号と乗算され、これにより、ｆＮ／２以下の信号処理帯域（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）にシフトされる。なお、ミキサＭにおける乗算により発生するｆＮ／２（絶対値）より大きい不要な成分は、ミキサＭの後段に設けられたＬＰＦにおいて除去される。
【００９６】
同様に、ＢＰＦ２から出力される周波数帯域成分２は、周波数３ｆＮ／２の参照信号と乗算されてｆＮ／２以下の信号処理帯域（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）にシフトされ、ＢＰＦ３から出力される周波数帯域成分３は、周波数５ｆＮ／２の参照信号と乗算されてｆＮ／２以下の信号処理帯域（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）にシフトされ、ＢＰＦ４から出力される周波数帯域成分４は、周波数７ｆＮ／２の参照信号と乗算されてｆＮ／２以下の信号処理帯域（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）にシフトされる。
【００９７】
なお、ミキサＭで利用される参照信号の周波数は、図７に示すように、対応する各周波数帯域成分の中心周波数（帯域幅を二等分する位置の周波数）である。
【００９８】
図８は、信号処理帯域にシフトされた各周波数帯域成分を示す図である。図８の（１）から（４）に示す４つ全ての周波数帯域成分が、中心周波数を０とするｆＮ／２以下の信号処理帯域（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）にシフトされる。
【００９９】
図６に戻り、信号処理帯域にシフトされた各周波数帯域成分は、各周波数帯域成分に対応した加算部１〜４において、送信信号の周期に対応した期間に亘って、時間軸方向に周期的に加算処理される。つまり「位置選択性について」で説明したように、目標位置からの復調信号を選択的に抽出するために、位相パターン（パターン長Ｎ）の１周期に亘って復調信号の各周波数帯域成分が加算処理される。
【０１００】
これにより、加算部１から周波数帯域成分１の加算結果が出力され、加算部２から周波数帯域成分２の加算結果が出力され、加算部３から周波数帯域成分３の加算結果が出力され、加算部４から周波数帯域成分４の加算結果が出力される。加算処理はパターン長Ｎの１周期に亘って行われ、その結果が次々に出力されるため、各周波数帯域成分の加算処理結果は、パターンＮと同じ繰り返し周波数ｆＮで出力され、ドプラ情報解析部５０へ送られる。
【０１０１】
なお、ＬＰＦ３２Ｑ（図１）から出力される復調信号（直交信号成分）を取り扱う分割加算処理部４０Ｑも、分割加算処理部４０Ｉと同じ構成であり、直交信号成分に対して同相信号成分と同じ処理が実行され、各周波数帯域成分の加算処理結果が、加算部１〜４からドプラ情報解析部５０へ送られる。
【０１０２】
図１のドプラ情報解析部５０は、分割加算処理部４０Ｉ，４０Ｑから各周波数帯域成分ごとに周期的に得られる加算処理後の信号を周波数スペクトラムに変換することにより、目標位置から得られるドプラ信号を含んだ周波数スペクトラムを形成する。
【０１０３】
図９は、復調信号とその周波数スペクトラムを説明するための図である。（Ａ）は、図１の受信ミキサ３０において処理されてＬＰＦ３２Ｉ，３２Ｑから出力される復調信号の時間変化波形を示している。つまり、時間軸方向の１ビット長ごと（時間Ｔごと）に得られる乗算器出力（復調信号）が示されている。
【０１０４】
また（Ｂ）は、復調信号のパターンＮに亘る加算結果の時間変化波形を示している。つまり、ある周波数帯域成分について、繰り返し周波数ｆＮで時間１／ｆＮごとに得られる加算結果が示されている。そして、（Ｂ）に示す加算処理結果から得られる周波数スペクトラムが（Ｃ）に示されている。
【０１０５】
（Ｃ）は、Ｍサンプルの加算処理結果から得られる周波数スペクトラムを示している。加算処理結果は、繰り返し周波数ｆＮで時間１／ｆＮごとに得られるため、その周波数スペクトラムを形成すると、ｆＮ／２以下（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）の周波数成分を折り返し無く抽出することができる。
【０１０６】
このように、サンプリング定理による周波数の制限を受けることになるが、本実施形態においては、復調信号が各周波数帯域成分に分割され、図８に示したように、各周波数帯域成分がｆＮ／２以下（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）とされている。そのため、各周波数帯域成分ごとに周波数スペクトラムを形成することにより、各周波数帯域成分内の全信号（全周波数）を抽出することができる。つまり、図８の（１）〜（４）に示す周波数スペクトラムを得ることができ、ドプラ信号ｆｄ１〜ｆｄ５の全てを折り返し無く抽出することができる。
【０１０７】
図１のドプラ情報解析部５０は、複数の周波数帯域成分に対応した複数の周波数スペクトラムを形成すると、それら複数の周波数スペクトラムを周波数軸上に並べた合成スペクトラムを形成する。
【０１０８】
図１０は、合成スペクトラムの具体例を示す図である。図１０に示す合成スペクトラムは、図８の（１）〜（４）に示す複数の周波数スペクトラムから得られる。つまり、ドプラ情報解析部５０は、図８の（１）〜（４）に示す複数の周波数スペクトラムを形成した後に、各周波数帯域成分の周波数スペクトラムをその周波数帯域成分の元の（シフト前の）帯域に割り当て、１つの周波数軸上に全ての周波数帯域成分の周波数スペクトラムを並べることにより、図１０に示す合成スペクトラムを形成する。そして、形成された合成スペクトラムやその合成スペクトラムの時間変化波形などが、図１の表示部５２に表示される。
【０１０９】
このように、本実施形態によれば、位相パターンの１周期に亘って復調信号の加算処理を行って位置選択性を高めつつ、さらに、復調信号を複数の周波数帯域成分に分割することにより、最大ドプラ周波数の向上を実現している。ちなみに、さらに高い周波数にまで周波数帯域成分（分割の個数）を増やすことにより、理論的にはどこまでも最大ドプラ周波数を高めることが可能になる。
【０１１０】
なお、図７を利用して説明した分割例では、周波数ｆＮごとに各周波数帯域成分を抽出しているが、周波数ｆＮ／２ごとに複数の周波数帯域成分を分割するようにしてもよい。例えば、周波数０〜ｆＮ／２の周波数帯域成分Ａ、周波数ｆＮ／２〜ｆＮの周波数帯域成分Ｂ、周波数ｆＮ〜３ｆＮ／２の周波数帯域成分Ｃのように分割してもよい。また、この場合において、信号処理帯域を周波数０〜ｆＮ／２としてもよい。つまり、周波数の移動処理（シフト処理）において、信号処理帯域である周波数０〜ｆＮ／２に各周波数帯域成分をシフトするようにしてもよい。
【０１１１】
さらに、信号処理帯域へのシフト処理を省略することも可能である。例えば、上述した周波数帯域成分Ａ、周波数帯域成分Ｂ、周波数帯域成分Ｃのように、各周波数帯域成分の帯域幅をｆＮ／２として、各周波数帯域成分ごとにその帯域幅のみをＢＰＦで抽出する。各周波数帯域成分の時間軸方向での加算処理結果は、繰り返し周波数ｆＮつまりサンプリング周波数ｆＮで得られることは上述したとおりである。サンプリング周波数ｆＮで信号をサンプリングした場合、周波数軸上において周波数ｆＮ／２ごとに折り返し成分が発生する。しかし、各周波数帯域成分の帯域幅がｆＮ／２に限定され、さらに、その周波数帯域成分の周波数軸上における位置が既知であれば、周波数ｆＮ／２ごとに発生する折り返し成分の中から、目的とする周波数帯域成分を抽出することは可能である。
【０１１２】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１１３】
２２Ａ 余弦パターン処理部、２２Ｂ 正弦パターン処理部、２４ 合成処理部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、４０Ｉ，４０Ｑ 分割加算処理部、５０ ドプラ情報解析部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出するにあたり、その抽出に係る改良された信号処理を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る復調処理部と、前記復調信号の複数の周波数帯域成分について、各周波数帯域成分ごとにその周波数帯域成分を時間軸方向に周期的に加算処理する加算処理部と、前記各周波数帯域成分ごとに周期的に得られる加算処理後の信号からドプラ情報を得るドプラ情報取得部と、を有することを特徴とする。
【０００９】
上記構成において、周期性を備えた連続波とは、例えば一定の繰り返し周波数で位相または周波数を変化させる連続波であり、具体例を挙げると、周波数変調処理や位相変調処理やデジタル変調処理などを施された連続波である。復調処理部は、目標位置に応じて例えば参照信号と受信信号との間の遅延関係を制御することにより相関関係を調整する。そして、加算処理部において、復調信号の各周波数帯域成分ごとにその周波数帯域成分が時間軸方向に周期的に加算処理され、加算処理後の信号が時間軸方向に離散的に得られる。この加算処理により目標位置に関する位置選択性が高められる。但し、サンプリング定理により、この時間軸方向の離散的な間隔に応じて、加算処理後の信号から抽出できる周波数の上限（帯域）が制限される。ところが、上記構成においては、予め復調信号を各周波数帯域成分に分けてから加算処理を行っているため、サンプリング定理に伴う制限が緩和され、望ましくはその制限が回避される。例えば、復調信号の各周波数帯域成分を、サンプリング定理により制限される周波数帯域以下とすることにより、各周波数帯域成分において、サンプリング定理に伴う制限が回避される。これにより、例えば、各周波数帯域成分ごとに抽出されるドプラ信号の周波数に伴う制限が緩和または回避され、ドプラ信号の抽出精度が高められる。
【００１０】
望ましい具体例において、前記加算処理部は、前記送信信号の周期に対応した期間に亘って前記各周波数帯域成分を加算処理することを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記ドプラ情報取得部は、各周波数帯域成分ごとに周期的に得られる加算処理後の信号を周波数スペクトラムに変換することにより、前記目標位置から得られるドプラ信号を含んだ周波数スペクトラムを形成する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記ドプラ情報取得部は、複数の周波数帯域成分に対応した複数の周波数スペクトラムを周波数軸上に並べた合成スペクトラムを形成することを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記復調処理部で得られた復調信号を複数の周波数帯域成分に分割する分割処理部と、前記分割処理部で分割された複数の周波数帯域成分を周波数軸上において信号処理帯域に移動する帯域移動処理部をさらに有することを特徴とする。
【００１４】
望ましい具体例において、前記送信処理部は、繰り返し周波数ｆＮの周期性を備えた連続波の送信信号を出力し、前記各周波数帯域成分の帯域幅は、ｆＮまたはｆＮ／２であることを特徴とする。
【００１５】
望ましい具体例において、前記送信処理部は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力し、前記復調処理部は、前記２列の数値パターンに基づいて得られる参照信号を前記目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理し、遅延処理された参照信号を用いて前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明により、連続波を利用して目標位置からドプラ情報を抽出するにあたり、その抽出に係る改良された信号処理が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。
【図３】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。
【図４】参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。
【図５】乗算器出力の具体例を示す図である。
【図６】分割加算処理部の内部構成を示す図である。
【図７】複数の周波数帯域成分を示す図である。
【図８】信号処理帯域にシフトされた各周波数帯域成分を示す図である。
【図９】復調信号とその周波数スペクトラムを説明するための図である。
【図１０】合成スペクトラムの具体例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００１９】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、合成処理部２４から連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして超音波の送信ビームが形成され、二次元平面内で又は三次元空間内で送信ビームが走査される。
【００２０】
送信ビームフォーマ１４に供給される連続波の送信信号は、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される。
【００２１】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。
【００２２】
そして、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
【００２３】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして二次元平面内で又は三次元空間内で走査される送信ビームに対応した受信ビームが形成され、受信ビームに沿って受信ＲＦ信号が収集される。
【００２４】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３０Ｉ，３０Ｑで構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２５】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、合成処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、合成処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３０Ｉには遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３０Ｑには遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。
【００２６】
π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、ミキサ３０Ｉから同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されてミキサ３０Ｑから直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３２Ｉ，３２Ｑにより同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２７】
分割加算処理部４０Ｉは、ＬＰＦ３２Ｉから得られる復調信号を所定期間に亘って加算し、分割加算処理部４０Ｑは、ＬＰＦ３２Ｑから得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、位相シフト連続波の位相パターンに関する加算処理が実行され、参照信号の位相パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後にさらに詳述する。
【００２８】
ドプラ情報解析部５０は、分割加算処理部４０Ｉ，４０Ｑから得られる加算処理後の復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、復調信号が周波数スペクトラムに変換される。さらに、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５０において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５０は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００２９】
表示部５２は、ドプラ情報解析部５０において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３０】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、位相シフト連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで図１の超音波診断装置における位相シフト処理と、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３１】
＜位相シフト処理について＞
図１の超音波診断装置では、互いに相補的な関係にある２列の数値パターンを用いて位相シフト処理が行われる。つまり、正弦パターン処理部２２Ｂにおいて正弦パターンが利用され、余弦パターン処理部２２Ａにおいて余弦パターンが利用される。
【００３２】
２列の数値パターンである正弦パターンと余弦パターンは次式により定義される。次式において、ａｉが余弦パターンであり余弦関数から得られる。一方、ｂｉが正弦パターンであり正弦関数から得られる。また、Ｎはパターン長を示す自然数であり、ｉはパターンを構成している各数値（各符号）の番号である。ちなみに、Ｎは任意の自然数かつ偶数であり２の累乗に限定されない。
【００３３】
【数１】
【００３４】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（正弦波）の振幅を正弦パターンに従って変化させる。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、π／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（余弦波）の振幅を余弦パターンに従って変化させる。そして、正弦パターン処理部２２Ｂから出力される連続波と、余弦パターン処理部２２Ａから出力される連続波が合成処理部２４において合成され、次式に示す連続波の送信信号が形成される。
【００３５】
【数２】
【００３６】
送信信号に対応した受信信号は、その送信信号が送信された時刻から、次式に示す遅延時間τだけ遅れて受信系に到達する。なお、次式において、Ｔｂは数値パターンの１ビット（各数値）の時間長つまりビット長であり、ｌ（エル）は任意の自然数である。そしてξは１／２ビット長以下の時間である。
【００３７】
【数３】
【００３８】
図１の超音波診断装置では、送信信号を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。送信信号を基準とした受信信号の遅延時間をτ、遅延回路２５における遅延量（時間シフト量）をｋＴｂ、ドプラシフトによる位相の変化量をωｄとすると、受信ミキサ３０のミキサ３０Ｉにおいて乗算される受信信号（数４式）と参照信号（数５式）は、それぞれ次のように表現される。
【００３９】
【数４】
【００４０】
【数５】
【００４１】
そして、受信ミキサ３０において、次式に示すように受信信号と参照信号が乗算され、乗算結果としてベースバンド成分が得られる。
【００４２】
【数６】
【００４３】
受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）のうち、第１項は、互いに同じ数値パターンであるａｉ同士およびｂｉ同士の積に関する相関電力であり、第２項は、互いに異なる数値パターンであるａｉとｂｉの積に関する相互干渉電力である。目標位置の選択性を高めるためには、第１項に示される相関はシャープであることが必要とされ、第２項に示される相互干渉は小さいことが望ましい。なお、数６式の計算過程において２ω０ｔの項は、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３２Ｉにより除去される。
【００４４】
ここで、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項である余弦波の位相について検討する。この余弦波の位相は、数３式に示した遅延時間τを用いると、次式のように表現できる。
【００４５】
【数７】
【００４６】
数７式に示す余弦波の位相にはξが含まれており、１／２ビット長以下の時間であるξに応じて余弦波の位相が変化する。この位相の変化は、目標位置の選択性（相関性）に重要な影響を及ぼす要因ではないため、以下においては位相の表現からξを省略して目標位置の選択性について説明する。
【００４７】
まず、相関電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項に含まれる相関値は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００４８】
【数８】
【００４９】
数８式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。実際に目標位置から得られる受信信号には、Ｎ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれており、また、参照信号にもＮ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれている。受信ミキサ３０において次々に得られる数８式の乗算結果は、ＬＰＦ３２Ｉを経て分割加算処理部４０Ｉに出力される。そして、分割加算処理部４０Ｉにおいて、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は数９式のように表現できる。さらに、数１０式に示す公式を利用すると、数９式は数１１式のように簡潔に表現できる。
【００５０】
【数９】
【００５１】
【数１０】
【００５２】
【数１１】
【００５３】
数１１式におけるδｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。また、ｋとｌが互いに等しい場合にｃｏｓθｋｌが１となるため、数１１式はさらに簡潔に次式のように変換される。
【００５４】
【数１２】
【００５５】
数１２式は、ｋで特定される目標位置に対応した参照信号と、ｌ（エル）で特定される深さからの受信信号と、を乗算して得られる自己相関値を示しており、ｋとｌが互いに等しい場合にＮとなり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。つまり、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみがＮとなる。
【００５６】
次に、相互干渉電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第２項に含まれる相互干渉は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００５７】
【数１３】
【００５８】
数１３式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。受信ミキサ３０において次々に得られる数１３式の乗算結果は、ＬＰＦ３２Ｉを経て分割加算処理部４０Ｉに出力され、分割加算処理部４０Ｉにおいて、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は次式のように表現できる。
【００５９】
【数１４】
【００６０】
数１４式の第２項は、数１０式により０となる。数１４式の第１項におけるΣの項は、数１０式に示すとおりであり、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。一方、数１４式の第１項のｓｉｎθｋｌは、ｋとｌが互いに等しい場合に０となる。つまり、次式に示すとおり、相互干渉電力については、ｋとｌが互いに等しい場合でもｋとｌが互いに異なる場合でも常に０となる。
【００６１】
【数１５】
【００６２】
以上の解析から、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って全てのｉについて加算すると、その加算結果は次のようになる。
【００６３】
【数１６】
【００６４】
数１６式によれば、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。そして、ｋ＝ｌの場合には、数１６式は次式のようになる。
【００６５】
【数１７】
【００６６】
数１７式で表現される信号は、ドプラシフトによる位相の変化量ωｄを含んでいる。つまり、ドプラ周波数の成分を含んだベースバンド帯域のドプラ信号である。分割加算処理部４０Ｉにおいて数１６式の加算処理が実行され、分割加算処理部４０Ｉから数１７式の信号（復調信号）が出力される。そして、ドプラ情報解析部５０における周波数解析処理により、数１７式の信号が周波数スペクトラムとして測定され、例えばωｄの大きさ（ドプラ周波数の大きさ）から移動目標の速さなどが算出される。
【００６７】
なお、目標位置に移動目標が存在しない場合には、数１７式におけるωｄが０（ゼロ）となる。したがって、ドプラ情報解析部５０における周波数解析処理の結果がωｄ＝０であれば、固定目標からの信号であることが分かる。
【００６８】
さらに、図１の超音波診断装置では、ドプラ周波数の極性を識別するために、受信ミキサ３０において直交検波が行われている。受信ミキサ３０のミキサ３０Ｑには、遅延回路２５により遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。したがって、その参照信号は、次式のように表現できる。なお、数５式に示す参照信号から位相を−π／２だけずらした信号が数１８式の参照信号となるが、数５式に示す参照信号から位相を＋π／２だけずらした信号を利用してもよい。
【００６９】
【数１８】
【００７０】
ミキサ３０Ｑでは、数１８式の参照信号と数４式の受信信号が次式のように乗算処理される。なお、次式の計算過程において２ω０ｔの項は、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３２Ｑにより除去される。
【００７１】
【数１９】
【００７２】
数１２式と数１５式を適用して、受信信号と参照信号の乗算結果（数１９式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って全てのｉについて加算すると、その加算結果は次のようになる。
【００７３】
【数２０】
【００７４】
数２０式によれば、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。そして、ｋ＝ｌの場合には、数２０式は次式のようになる。
【００７５】
【数２１】
【００７６】
数２１式で表現される信号は、ドプラシフトによる位相の変化量ωｄを含んでいる。つまり、ドプラ周波数の成分を含んだベースバンド帯域のドプラ信号である。分割加算処理部４０Ｑにおいて数２０式の加算処理が実行され、分割加算処理部４０Ｉから数２１式の信号（復調信号）が出力される。数２１式と数１７式は、直交検波により得られた互いに直交関係にある復調信号であり、ドプラ情報解析部５０における周波数解析処理により、数２１式と数１７式から、ドプラ周波数の大きさに加えて極性、つまり、移動目標が受信用振動子１２に近づいているのか、又は、移動目標が受信用振動子１２から遠ざかっているのかを識別することが可能になる。
【００７７】
次に、正弦パターンと余弦パターンの具体例について説明する。パターン長を８（Ｎ＝８）とすると、数１式から、余弦パターンＡ（数２２式）と正弦パターンＢ（数２３式）が得られる。
【００７８】
【数２２】
【００７９】
【数２３】
【００８０】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを構成する各数値（各符号）は、単純な２値符号とは異なり、−１と＋１との間で離散的な値をとる。また、余弦パターンＡと正弦パターンＢを利用して形成される送信信号（数２式）の振幅は次式のように算出されるため、常に１となり、送信信号の振幅が時間的に変動しないことがわかる。
【００８１】
【数２４】
【００８２】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを数２式に適用して得られる送信信号は次式のようになる。
【００８３】
【数２５】
【００８４】
図２は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。つまり、図２に示す送信信号は、数２５式で表現される信号である。また、図３は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。図２と図３に示す送信信号は、余弦パターンＡと正弦パターンＢを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させ、その位相パターンを繰り返すことにより得られる連続波（位相シフト連続波）となっている。
【００８５】
＜位置選択性について＞
図４は、参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。図４には、数２５式の送信信号を利用した場合に、ある深さから得られる受信信号の位相（受信波の位相）が示されている。また、図４には、数２５式の送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相（参照波の位相φ０〜φ７）も示されている。そして受信信号と各参照信号を乗算して得られる出力と、１パターン（パターン長８）に亘る出力の合計も図示されている。図４に示すように、参照波の位相がφ０の場合に、受信波の位相と参照波の位相が互いに一致して合計が８となり、参照波の位相がφ０以外では合計が０となる。
【００８６】
図５は、乗算器出力の具体例を示す図である。図５には、数２５式の送信信号を利用した場合に、距離軸方向のφ０からφ８までの各深さにおいて、時間軸方向の１ビット長ごとに得られる乗算器出力（受信ミキサ３０の出力）が示されている。また、位相パターンの１周期（８ビット長）に亘って得られる乗算器出力の加算値も図示されている。図５に示す深さφ０からφ７の各々は、図４に示す参照波の位相φ０からφ７に対応した深さである。また、図５に示す深さφ８は、位相パターンを繰り返した際に、１周期後の参照波の位相φ０に対応する深さである。
【００８７】
図５に示す深さφ０と深さφ８では、位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って、参照信号と受信信号との間で位相が全て一致するため（図４参照）、「１」に相当する乗算器出力が連続的に得られる。これに対し、深さφ１からφ７では、参照信号と受信信号との間で位相がずれているため（図４参照）、乗算器出力がランダムに変化している。なお、深さφ１からφ７においてランダムに変化する乗算器出力を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる（図４参照）。
【００８８】
そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を加算（平均化）することにより、目標位置である深さφ０と深さφ８において平均値が極大となり、複数の深さにおける平均値が混在する平均化された復調信号の中で、目標位置に対応した復調信号が支配的となり目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。
【００８９】
図５に示すように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ１からφ７の受信信号に関する乗算器出力は、加算または平均化することによりゼロになるものの、１ビット長ごとにランダムに変動している。この変動のために、位相パターンを繰り返す位相シフト連続波を利用して得られる乗算器出力の周波数スペクトラムには、位相パターンの１周期（ＮＴｂ）の逆数ｆｐの整数倍に対応した線スペクトラムが現れる。
【００９０】
図５を利用して説明したように、深さφ１からφ７においてランダムに変化する乗算器出力、つまり部分的な復調信号を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる。つまり、目標位置である深さφ０と深さφ８における位置選択性が高められ、レンジサイドローブを低減させることができる。但し、単純に位相パターンの１周期に亘って復調信号を加算処理し、加算処理後の復調信号からドプラ信号を抽出すると、位相パターンの繰り返し周波数ごとにしか加算処理結果が得られないため、サンプリング定理により、ドプラ信号の最大周波数が制限されてしまう。そのため、必要とされるドプラ周波数が残るような加算処理を実現することが望ましい。
【００９１】
そこで、図１の超音波診断装置は、分割加算処理部４０Ｉ，４０Ｑにおいて、以下に説明する処理により位相パターンの１周期に亘って復調信号の加算処理を実現し、位置選択性と最大ドプラ周波数の向上を実現している。
【００９２】
＜位相パターンの１周期に亘る加算処理について＞
図６は、分割加算処理部４０Ｉ，４０Ｑ（図１）の内部構成を示す図である。ＬＰＦ３２Ｉ（図１）から出力される復調信号（同相信号成分）は、分割加算処理部４０Ｉへ送られる。分割加算処理部４０Ｉは、複数のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を備えている。ＢＰＦ１は、復調信号に含まれる周波数成分のうち、周波数０〜ｆＮの周波数帯域成分１を抽出する。なお、周波数ｆＮは、先に説明したパターン長Ｎの２列の数値パターン（正弦パターンと余弦パターン）の繰り返し周波数である。
【００９３】
また、復調信号に含まれる周波数成分のうち、周波数ｆＮ〜２ｆＮの周波数帯域成分２がＢＰＦ２により抽出され、周波数２ｆＮ〜３ｆＮの周波数帯域成分３がＢＰＦ３により抽出され、周波数３ｆＮ〜４ｆＮの周波数帯域成分４がＢＰＦ４により抽出される。さらに高次の周波数帯域成分を抽出するＢＰＦが設けられてもよい。
【００９４】
図７は、複数の周波数帯域成分を示す図である。図７に示すように、複数のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ１〜ＢＰＦ４）により復調信号が複数の周波数帯域成分に分割される。なお、図７の例においては、周波数帯域成分１内にドプラ信号ｆｄ１，ｆｄ２が存在し、周波数帯域成分２内にドプラ信号ｆｄ３が存在し、周波数帯域成分３内にドプラ信号ｆｄ４が存在し、周波数帯域成分４内にドプラ信号ｆｄ５が存在している。
【００９５】
図６に戻り、各ＢＰＦで抽出された復調信号の各周波数帯域成分は、各ＢＰＦの後段に設けられたミキサＭにおいて周波数の移動処理（シフト処理）を施される。つまり、ＢＰＦ１から出力される周波数帯域成分１は、周波数ｆＮ／２の参照信号と乗算され、これにより、ｆＮ／２以下の信号処理帯域（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）にシフトされる。なお、ミキサＭにおける乗算により発生するｆＮ／２（絶対値）より大きい不要な成分は、ミキサＭの後段に設けられたＬＰＦにおいて除去される。
【００９６】
同様に、ＢＰＦ２から出力される周波数帯域成分２は、周波数３ｆＮ／２の参照信号と乗算されてｆＮ／２以下の信号処理帯域（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）にシフトされ、ＢＰＦ３から出力される周波数帯域成分３は、周波数５ｆＮ／２の参照信号と乗算されてｆＮ／２以下の信号処理帯域（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）にシフトされ、ＢＰＦ４から出力される周波数帯域成分４は、周波数７ｆＮ／２の参照信号と乗算されてｆＮ／２以下の信号処理帯域（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）にシフトされる。
【００９７】
なお、ミキサＭで利用される参照信号の周波数は、図７に示すように、対応する各周波数帯域成分の中心周波数（帯域幅を二等分する位置の周波数）である。
【００９８】
図８は、信号処理帯域にシフトされた各周波数帯域成分を示す図である。図８の（１）から（４）に示す４つ全ての周波数帯域成分が、中心周波数を０とするｆＮ／２以下の信号処理帯域（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）にシフトされる。
【００９９】
図６に戻り、信号処理帯域にシフトされた各周波数帯域成分は、各周波数帯域成分に対応した加算部１〜４において、送信信号の周期に対応した期間に亘って、時間軸方向に周期的に加算処理される。つまり「位置選択性について」で説明したように、目標位置からの復調信号を選択的に抽出するために、位相パターン（パターン長Ｎ）の１周期に亘って復調信号の各周波数帯域成分が加算処理される。
【０１００】
これにより、加算部１から周波数帯域成分１の加算結果が出力され、加算部２から周波数帯域成分２の加算結果が出力され、加算部３から周波数帯域成分３の加算結果が出力され、加算部４から周波数帯域成分４の加算結果が出力される。加算処理はパターン長Ｎの１周期に亘って行われ、その結果が次々に出力されるため、各周波数帯域成分の加算処理結果は、パターンＮと同じ繰り返し周波数ｆＮで出力され、ドプラ情報解析部５０へ送られる。
【０１０１】
なお、ＬＰＦ３２Ｑ（図１）から出力される復調信号（直交信号成分）を取り扱う分割加算処理部４０Ｑも、分割加算処理部４０Ｉと同じ構成であり、直交信号成分に対して同相信号成分と同じ処理が実行され、各周波数帯域成分の加算処理結果が、加算部１〜４からドプラ情報解析部５０へ送られる。
【０１０２】
図１のドプラ情報解析部５０は、分割加算処理部４０Ｉ，４０Ｑから各周波数帯域成分ごとに周期的に得られる加算処理後の信号を周波数スペクトラムに変換することにより、目標位置から得られるドプラ信号を含んだ周波数スペクトラムを形成する。
【０１０３】
図９は、復調信号とその周波数スペクトラムを説明するための図である。（Ａ）は、図１の受信ミキサ３０において処理されてＬＰＦ３２Ｉ，３２Ｑから出力される復調信号の時間変化波形を示している。つまり、時間軸方向の１ビット長ごと（時間Ｔごと）に得られる乗算器出力（復調信号）が示されている。
【０１０４】
また（Ｂ）は、復調信号のパターンＮに亘る加算結果の時間変化波形を示している。つまり、ある周波数帯域成分について、繰り返し周波数ｆＮで時間１／ｆＮごとに得られる加算結果が示されている。そして、（Ｂ）に示す加算処理結果から得られる周波数スペクトラムが（Ｃ）に示されている。
【０１０５】
（Ｃ）は、Ｍサンプルの加算処理結果から得られる周波数スペクトラムを示している。加算処理結果は、繰り返し周波数ｆＮで時間１／ｆＮごとに得られるため、その周波数スペクトラムを形成すると、ｆＮ／２以下（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）の周波数成分を折り返し無く抽出することができる。
【０１０６】
このように、サンプリング定理による周波数の制限を受けることになるが、本実施形態においては、復調信号が各周波数帯域成分に分割され、図８に示したように、各周波数帯域成分がｆＮ／２以下（−ｆＮ／２〜＋ｆＮ／２）とされている。そのため、各周波数帯域成分ごとに周波数スペクトラムを形成することにより、各周波数帯域成分内の全信号（全周波数）を抽出することができる。つまり、図８の（１）〜（４）に示す周波数スペクトラムを得ることができ、ドプラ信号ｆｄ１〜ｆｄ５の全てを折り返し無く抽出することができる。
【０１０７】
図１のドプラ情報解析部５０は、複数の周波数帯域成分に対応した複数の周波数スペクトラムを形成すると、それら複数の周波数スペクトラムを周波数軸上に並べた合成スペクトラムを形成する。
【０１０８】
図１０は、合成スペクトラムの具体例を示す図である。図１０に示す合成スペクトラムは、図８の（１）〜（４）に示す複数の周波数スペクトラムから得られる。つまり、ドプラ情報解析部５０は、図８の（１）〜（４）に示す複数の周波数スペクトラムを形成した後に、各周波数帯域成分の周波数スペクトラムをその周波数帯域成分の元の（シフト前の）帯域に割り当て、１つの周波数軸上に全ての周波数帯域成分の周波数スペクトラムを並べることにより、図１０に示す合成スペクトラムを形成する。そして、形成された合成スペクトラムやその合成スペクトラムの時間変化波形などが、図１の表示部５２に表示される。
【０１０９】
このように、本実施形態によれば、位相パターンの１周期に亘って復調信号の加算処理を行って位置選択性を高めつつ、さらに、復調信号を複数の周波数帯域成分に分割することにより、最大ドプラ周波数の向上を実現している。ちなみに、さらに高い周波数にまで周波数帯域成分（分割の個数）を増やすことにより、理論的にはどこまでも最大ドプラ周波数を高めることが可能になる。
【０１１０】
なお、図７を利用して説明した分割例では、周波数ｆＮごとに各周波数帯域成分を抽出しているが、周波数ｆＮ／２ごとに複数の周波数帯域成分を分割するようにしてもよい。例えば、周波数０〜ｆＮ／２の周波数帯域成分Ａ、周波数ｆＮ／２〜ｆＮの周波数帯域成分Ｂ、周波数ｆＮ〜３ｆＮ／２の周波数帯域成分Ｃのように分割してもよい。また、この場合において、信号処理帯域を周波数０〜ｆＮ／２としてもよい。つまり、周波数の移動処理（シフト処理）において、信号処理帯域である周波数０〜ｆＮ／２に各周波数帯域成分をシフトするようにしてもよい。
【０１１１】
さらに、信号処理帯域へのシフト処理を省略することも可能である。例えば、上述した周波数帯域成分Ａ、周波数帯域成分Ｂ、周波数帯域成分Ｃのように、各周波数帯域成分の帯域幅をｆＮ／２として、各周波数帯域成分ごとにその帯域幅のみをＢＰＦで抽出する。各周波数帯域成分の時間軸方向での加算処理結果は、繰り返し周波数ｆＮつまりサンプリング周波数ｆＮで得られることは上述したとおりである。サンプリング周波数ｆＮで信号をサンプリングした場合、周波数軸上において周波数ｆＮ／２ごとに折り返し成分が発生する。しかし、各周波数帯域成分の帯域幅がｆＮ／２に限定され、さらに、その周波数帯域成分の周波数軸上における位置が既知であれば、周波数ｆＮ／２ごとに発生する折り返し成分の中から、目的とする周波数帯域成分を抽出することは可能である。
【０１１２】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１１３】
２２Ａ 余弦パターン処理部、２２Ｂ 正弦パターン処理部、２４ 合成処理部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、４０Ｉ，４０Ｑ 分割加算処理部、５０ ドプラ情報解析部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信処理部と、
前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る復調処理部と、
前記復調信号の複数の周波数帯域成分について、各周波数帯域成分ごとにその周波数帯域成分を時間軸方向に周期的に加算処理する加算処理部と、
前記各周波数帯域成分ごとに周期的に得られる加算処理後の信号からドプラ情報を得るドプラ情報取得部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記加算処理部は、前記送信信号の周期に対応した期間に亘って前記各周波数帯域成分を加算処理する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
前記ドプラ情報取得部は、各周波数帯域成分ごとに周期的に得られる加算処理後の信号を周波数スペクトラムに変換することにより、前記目標位置から得られるドプラ信号を含んだ周波数スペクトラムを形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記ドプラ情報取得部は、複数の周波数帯域成分に対応した複数の周波数スペクトラムを周波数軸上に並べた合成スペクトラムを形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記復調処理部で得られた復調信号を複数の周波数帯域成分に分割する分割処理部と、
前記分割処理部で分割された複数の周波数帯域成分を周波数軸上において信号処理帯域に移動する帯域移動処理部と、
をさらに有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信処理部は、繰り返し周波数ｆＮの周期性を備えた連続波の送信信号を出力し、
前記各周波数帯域成分の帯域幅は、ｆＮまたはｆＮ／２である、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信処理部は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力し、
前記復調処理部は、前記２列の数値パターンに基づいて得られる参照信号を前記目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理し、遅延処理された参照信号を用いて前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項１】
周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信処理部と、
前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る復調処理部と、
前記復調信号の複数の周波数帯域成分について、各周波数帯域成分ごとにその周波数帯域成分を時間軸方向に周期的に加算処理する加算処理部と、
前記各周波数帯域成分ごとに周期的に得られる加算処理後の信号からドプラ情報を得るドプラ情報取得部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記加算処理部は、前記送信信号の周期に対応した期間に亘って前記各周波数帯域成分を加算処理する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
前記ドプラ情報取得部は、各周波数帯域成分ごとに周期的に得られる加算処理後の信号を周波数スペクトラムに変換することにより、前記目標位置から得られるドプラ信号を含んだ周波数スペクトラムを形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記ドプラ情報取得部は、複数の周波数帯域成分に対応した複数の周波数スペクトラムを周波数軸上に並べた合成スペクトラムを形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記復調処理部で得られた復調信号を複数の周波数帯域成分に分割する分割処理部と、
前記分割処理部で分割された複数の周波数帯域成分を周波数軸上において信号処理帯域に移動する帯域移動処理部と、
をさらに有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信処理部は、繰り返し周波数ｆＮの周期性を備えた連続波の送信信号を出力し、
前記各周波数帯域成分の帯域幅は、ｆＮまたはｆＮ／２である、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信処理部は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力し、
前記復調処理部は、前記２列の数値パターンに基づいて得られる参照信号を前記目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理し、遅延処理された参照信号を用いて前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１３−１７６８９（Ｐ２０１３−１７６８９Ａ）
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５４０２５（Ｐ２０１１−１５４０２５）
【出願日】平成２３年７月１２日（２０１１．７．１２）
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月１２日（２０１１．７．１２）
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
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