送信装置
【課題】送信出力の電力可変範囲を改善する送信装置を提供する。
【解決手段】ベースバンド信号に含まれる位相信号を高周波に変換して位相変調信号を生成する位相信号変換部と、前記ベースバンド信号に含まれる振幅信号の振幅値を所定の量子化ステップで量子化し、量子化値を出力する量子化部と、前記振幅信号の振幅値を前記振幅値が量子化された量子化値で除算する除算部と、前記量子化部の出力に応じたパルス幅のパルス信号を生成するパルス生成部と、前記位相変調信号に前記パルス信号を乗算する乗算部と、前記乗算部の出力を前記除算部の出力に応じた電源電圧で増幅する電力増幅部と、を備える送信装置とする。
【解決手段】ベースバンド信号に含まれる位相信号を高周波に変換して位相変調信号を生成する位相信号変換部と、前記ベースバンド信号に含まれる振幅信号の振幅値を所定の量子化ステップで量子化し、量子化値を出力する量子化部と、前記振幅信号の振幅値を前記振幅値が量子化された量子化値で除算する除算部と、前記量子化部の出力に応じたパルス幅のパルス信号を生成するパルス生成部と、前記位相変調信号に前記パルス信号を乗算する乗算部と、前記乗算部の出力を前記除算部の出力に応じた電源電圧で増幅する電力増幅部と、を備える送信装置とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信装置の送信出力の電力可変範囲に関する。
【背景技術】
【０００２】
乗用自動車等の車両に搭載される無線通信装置においては、無線通信装置本体とアンテナとの距離が離れるほど通信時の信号のロスや雑音の影響が大きくなる。信号のロスや雑音の影響を軽減する目的で太い通信ケーブルを使用すると、限られたスペースにおける配線が困難となり、また重量が増加する。このため、無線通信装置のフロントエンドをアンテナの近傍に配置したいという要望がある。しかし、アンテナが通常設置される車両のルーフの付近は、直射日光等の影響により高温になり得る。車両のルーフ付近は、発熱の大きな部品を有する電力増幅器などには、苛酷な環境である。そのため、車両に搭載される無線通信装置では、電力効率を向上させて発熱を抑制することが求められる。
【０００３】
電力効率の向上のために、送信装置においてさまざまな増幅方法が使用されている。ここでは、ＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式と、ＬＩＮＣ（LInear amplification with Non-linear Components）方式について説明する。ＥＥＲ方式には、
例えば、リニアレギュレータにより電源電圧の可変をする方式と、エンベロープＰＷＭ（Pulse Width Modulation）を用いる方式とがある。
【０００４】
図１は、ＥＥＲ方式を用いた送信装置の構成例（１）を示す図である。図１の例では、リニアレギュレータが用いられる。送信装置３００は、信号変換器３０１と、位相変調器３１１と、ＤＡ（Digital to Analog）変換器３１２及び３２１と、アップコンバータ３
１３と、リニアレギュレータ３２２と、ＲＦ（Radio Frequency）電力増幅器３３１と、
ＬＰＦ（Low Pass Filter）３３２と、アンテナ３３３とを有する。
【０００５】
信号変換器３０１は、入力信号Ｓｉｎを、Ｉ成分（In-phase component）及びＱ成分（Quadrature phase component）から、位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）に変換する。
【０００６】
位相信号θ（ｔ）は、位相変調器３１１に入力される。位相変換器３１１は、入力された信号を、位相変調し、位相変調信号を生成する。位相変換器３１１で生成された位相変調信号は、ＤＡ変換器３１２に入力される。
【０００７】
ＤＡ変換器３１２は、入力された信号を、アナログ信号に変換する。アップコンバータ３１３は、ＤＡ変換器３１２で変換されたアナログ信号を、ＲＦ周波数に周波数変換する。周波数変換された信号は、ＲＦ電力増幅器３３１に入力される。
【０００８】
一方、振幅信号ｒ（ｔ）は、ＤＡ変換器３２１によりアナログ信号に変換される。リニアレギュレータ３２２は、入力電源電圧Ｖｃｃを、ＤＡ変換器３２１によって変換されたアナログ信号に基づいて、変換する。変換された振幅信号はＲＦ電力増幅器３３１に入力される。ＲＦ電力増幅器３３１は、位相変調信号に、リニアレギュレータ３２２の出力を乗じ、増幅を行う。
【０００９】
ＲＦ電力増幅器３３１から出力された信号は、ＬＰＦ３３２により高周波成分がカットされ、アンテナ３３３から出力される。
【００１０】
図２は、ＥＥＲ方式を用いた送信装置の構成例（２）を示す図である。図２の例では、
信号の合成にエンベロープＰＷＭが用いられる。送信装置４００は、信号変換器４０１と、位相変調器４１１と、ＤＡ変換器４１２と、アップコンバータ４１３と、ＰＷＭパルス生成部４２１と、乗算器４３１と、ＲＦ電力増幅器４３２と、ＢＰＦ（Band Pass Filter）４３３と、アンテナ４３４とを有する。
【００１１】
信号変換器４０１は、入力信号Ｓｉｎを、Ｉ成分及びＱ成分から、位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）に変換する。位相信号θ（ｔ）は、図１の例と同様に、位相変調器４１１に入力され、ＲＦ周波数に周波数変換されてアップコンバータ４１３から出力される。
【００１２】
一方、振幅信号ｒ（ｔ）は、ＰＷＭパルス生成部４２１に入力される。ＰＷＭパルス生成部４２１は、入力された振幅信号を、エンベロープＰＷＭによりパルス信号に変換する。
【００１３】
乗算器４３１は、アップコンバータ４１３でＲＦ周波数に周波数変換された信号と、ＰＷＭパルス生成部４２１で生成されたパルス信号とを乗算し、ＲＦ電力増幅部４３２に出力する。ＲＦ電力増幅部４３２は、乗算器４３１の出力に、入力電源電圧Ｖｃｃを乗算する。ＲＦ電力増幅器４２１は、飽和動作で非線形の増幅を行う増幅器である。
【００１４】
ＢＰＦ４３３は、ＲＦ電力増幅部４３２の出力から、所望の周波数帯の成分を抽出し、アンテナ４３４に出力する。アンテナ４３４は、ＢＰＦ４３３の出力を、出力する。ＢＰＦ４３３は、エンベロープＰＷＭにより発生するエンベロープＰＷＭの変調周波数及びその高調波によるスプリアス（不要成分）を抑圧できる。
【００１５】
以上、ＥＥＲ方式の送信装置の構成例について説明した。このように、ＥＥＲ方式では、入力信号を位相信号と振幅信号とに分離した上で、電力増幅時の電源制御において振幅信号の包絡線に応じた電力を供給することで振幅変調することによって、位相と振幅の合成を実現する。このような構成によると、位相変調信号の電力増幅に非線形増幅器を適用できるので電力効率が向上する。
【００１６】
図３は、ＬＩＮＣ方式を用いた送信装置の構成例を示す図である。送信装置５００は、信号変換器５０１と、加算器５０２と、逆余弦演算器５０３と、減算器５０４とを有する。送信装置５００は、さらに、位相変調器５１１及び５１２と、ＤＡ変換器５１３及び５１４と、アップコンバータ５１５及び５１６と、ＲＦ電力増幅器５１７及び５１８と、加算器５２１と、アンテナ５２２とを有する。
【００１７】
信号変換器５０１は、複素ベースバンド信号Ｓｉｎを、Ｉ成分及びＱ成分から、位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）（０≦ｒ（ｔ）≦１）に変換する（式１を参照）。
【００１８】
【数１】
【００１９】
逆余弦演算器５０３は、入力された振幅信号ｒ（ｔ）に逆余弦演算を施す。逆余弦演算器５０３は、位相差信号ｃｏｓ−１（ｒ(t)）を生成する。
【００２０】
位相信号θ（ｔ）は、加算器５０２および減算器５０４に入力される。同様に、逆余弦演算器５０３から出力された位相差信号ｃｏｓ−１（ｒ(t)）が、加算器５０２および減
算器５０４に入力される。加算器５０２は、位相信号と位相差信号とを加算して加算成分
λ＋を生成する（式２を参照）。一方、減算器５０４は、位相信号から位相差信号を減算して減算成分λ―を生成する（式３を参照）。
【００２１】
【数２】
【００２２】
加算成分λ＋および減算成分λ−は、それぞれ、位相変調器５１１及び５１２に入力されて位相変調を受け、位相変調信号が生成される。位相変調信号は、それぞれ、ＤＡ変換器５１３及び５１４によりアナログ信号に変換され、さらに、アップコンバータ５１５及び５１６に入力されてＲＦ周波数（角周波数ω）に周波数変換される。周波数変換された位相変調信号Ｓ１（ｔ）およびＳ２（ｔ）は、それぞれ、次の（式４）および（式５）のように表される。
【００２３】
【数３】
【００２４】
周波数変換された位相変調信号Ｓ１（ｔ）及びＳ２（ｔ）は、それぞれ、ＲＦ電力増幅器５１７及び５１８に入力されて電力増幅される。ここで、位相変調信号Ｓ１（ｔ）及びＳ２（ｔ）の振幅は、一定である。よって、ＲＦ電力増幅器５１７及び５１８として、非線形の増幅を行う電力増幅器が使用され得る。増幅された位相変調信号は加算器５２１により合成され、Ｓｏｕｔが生成される。Ｓｏｕｔは、次の（式６）のように表される。
【００２５】
【数４】
【００２６】
生成された信号Ｓｏｕｔは、振幅ｒ（ｔ）、角周波数ω、位相差θ（ｔ）の信号として、アンテナ５２２から出力される。
【００２７】
以上、一般的なＬＩＮＣ方式の送信装置の構成について説明した。このように、ＬＩＮＣ方式では、入力信号を位相の異なる２個の位相信号（定振幅信号）に分離し、それぞれ非線形増幅器により増幅して出力端で合成する。この方式では、電力増幅に非線形増幅器を用いて、線形増幅を実現できる。一般に非線形増幅器は線形増幅器よりも効率のよい電力増幅が可能であるため、無線通信システムにおいて消費電力を抑えつつ線形増幅を実現
することができる。また、ＬＩＮＣ方式では電力増幅器は定包絡線で動作するため、増幅器のメモリ効果による歪が発生しないことから、理論的には非常に低い歪が実現可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２８】
【特許文献１】特開２００６−０９３８７２号公報
【非特許文献】
【００２９】
【非特許文献１】L. R. Kahn, “Single sideband transmission by envelope elimination and restoration,” Proc. IRE, vol. 40, pp. 803-806, July, 1952.
【非特許文献２】塚本悟司、馬場隆行、稲垣惠三、太郎丸真、「エンベロープＰＷＭを用いたＥＥＲ送信機の効率に関する実験的検討」、信学技報、SR2008-88, pp. 1-6, January, 2009.
【非特許文献３】川添浩司、外山義和、Edwin Mumali、山尾泰、「零点を有する２次のΔ―Σ変調器を用いたＥＰＷＭ送信機のＯＦＤＭ信号送信時の雑音特性」、信学技報、RCS2008-155、pp.25-29、March, 2009.
【非特許文献４】Yuanxun Wang, “An improved Kahn Transmitter Architecture Based on Delta-Sigma Modulation,” 2003 IEEE MTT-S International, vol.2, pp. 1327-1330, June 2003.
【非特許文献５】國弘和明、山之内慎吾、高橋清彦、青木雄一、「ＷＣＤＭＡ用電力増幅器の低歪・高効率化回路技術」、信学技報、MW2006-193、pp.1-6、March 2007.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
ＥＥＲ方式の増幅器や、ＬＩＮＣ方式の増幅器では、送信出力の電力可変範囲が限定される。ＥＥＲ方式の増幅器や、ＬＩＮＣ方式の増幅器では、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）の信号のように電力可変範囲が広い信号や、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の信号のように電力可変範囲が広くＰＡＰＲ（Peak-Average Power Ratio）が大きい信号に対応することは、難しい。また、例えば、無線ＬＡＮ
（Local Area Network）方式で使用される送信電力と、ＣＤＭＡ方式で使用される送信電力とは、大きく異なる。ＥＥＲ方式の増幅器や、ＬＩＮＣ方式の増幅器は、送信電力が異なる多数の無線方式に対応するのに十分ではない。
【００３１】
本発明は、送信出力の電力可変範囲を改善する送信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本発明の送信装置は、以下の構成を採用する。
【００３３】
本発明の一態様は、
ベースバンド信号に含まれる位相信号を高周波に変換して位相変調信号を生成する位相信号変換部と、
前記ベースバンド信号に含まれる振幅信号の振幅値を所定の量子化ステップで量子化し、量子化値を出力する量子化部と、
前記振幅信号の振幅値を前記振幅値が量子化された量子化値で除算する除算部と、
前記量子化部の出力に応じたパルス幅のパルス信号を生成するパルス生成部と、
前記位相変調信号に前記パルス信号を乗算する乗算部と、
前記乗算部の出力を前記除算部の出力に応じた電源電圧で増幅する電力増幅部と、
を備える送信装置である。
【発明の効果】
【００３４】
本発明によれば、送信出力の電力可変範囲を改善する送信装置を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、ＥＥＲ方式を用いた送信装置の構成例（１）を示す図である。
【図２】図２は、ＥＥＲ方式を用いた送信装置の構成例（２）を示す図である。
【図３】図３は、ＬＩＮＣ方式を用いた送信装置の構成例を示す図である。
【図４】図４は、実施形態１の送信装置の構成例を示す図である。
【図５】図５は、振幅信号ｒ（ｔ）と振幅制限器の出力及び量子化器の出力との関係の例を示す図である。
【図６】図６は、振幅信号ｒ（ｔ）と除算器の出力との関係の例を示す図である。
【図７】図７は、実施形態２の送信装置の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
以下に図面を参照して、この発明を実施するための形態を、実施形態に基づいて例示的に詳しく説明する。ただし、この実施形態に記載されている構成部品の寸法、材質、形状、その相対配置などは、特に特定的な記載がない限りは、この発明の範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。
【００３７】
ここで説明する送信装置は、携帯端末（例えば、携帯電話）等の電源電圧に比べて高い電源電圧が得られる乗用自動車等の車両に搭載されることが、想定される。ここで説明する送信装置は、高い電源電圧が得られない携帯端末においても適用され得る。携帯端末においては、車両のような電源電圧への雑音の重畳が少ないので、電源電圧の可変のためにリニアレギュレータが使用されなくてもよい。
【００３８】
〔実施形態１〕
本実施形態の送信装置は、ベースバンド信号の位相信号と振幅信号とを分離する。本実施形態の送信装置は、振幅信号を、粗いステップに量子化された信号と、これを補間する細かいステップに量子化された信号とに分離する。本実施形態の送信装置は、粗いステップの振幅変調をエンベロープＰＷＭで行い、細かいステップの振幅変調をリニアレギュレータによる電源電圧の可変で行う。
【００３９】
図４は、本実施形態の送信装置の構成例を示す図である。送信装置１００は、信号変換器１０１と、位相変調器１１１と、ＤＡ変換器１１２と、アップコンバータ１１３とを有する。また、送信装置１００は、振幅制限器１２１と、量子化器１２２と、除算器１２３と、スイッチ１２４と、ＰＷＭパルス生成部１２５と、ＤＡ変換器１２６と、リニアレギュレータ１２７とを有する。さらに、送信装置１００は、乗算器１３１と、ＲＦ電力増幅器１３２と、スイッチ１３３と、ＢＰＦ１４１、１４２および１４３、ＬＰＦ１４４と、スイッチ１４５と、アンテナ１４１とを有する。位相変調器１１１、ＤＡ変換器１１２、及び、アップコンバータ１１３は、一体となって、位相信号変換部として動作し得る。
【００４０】
送信装置１００が、広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信する場合、ＰＷＭパルス生成部１２５及びリニアレギュレータ１２７が使用されるように制御される。ＰＷＭパルス生成部１２５及びリニアレギュレータ１２７を使用して、広い電力可変範囲を得るためである。ＰＷＭパルス生成部１２５が使用される信号の周波数帯に対して、ＢＰＦが用意される。ＢＰＦが用意されるのは、ＰＷＭの変調周波数およびその高調波によるスプリアスを除去するためである。
【００４１】
ここでは、送信装置１００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信す
る場合について説明する。送信装置１００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求されない信号等を送信する場合については、（変形例１−１）で説明する。
【００４２】
広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号として、例えば、ＣＤＭＡによる信号やＰＡＰＲが大きいＯＦＤＭによる信号が挙げられる。
【００４３】
送信装置１００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信する場合、送信装置１００は、スイッチ１２４を、除算器１２３側に接続する。スイッチ１２４は、例えば、送信装置１００におけるＣＰＵ（Central Processing Unit）によって、制御され
る。
【００４４】
信号変換器１０１は、入力信号である複素ベースバンド信号Ｓｉｎを、Ｉ成分Ｉ（ｔ）及びＱ成分Ｑ（ｔ）から、位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）に変換する。位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）は、例えば、次のように求められる。
【００４５】
【数５】
【００４６】
位相信号θ（ｔ）は、位相変換器１１１に入力される。位相変換器１１１は、入力された信号を、位相変調し、位相変調信号を生成する。位相変換器１１１で生成された信号は、ＤＡ変換器１１２に入力される。
【００４７】
ＤＡ変換器１１２は、入力された信号を、アナログ信号に変換する。アップコンバータ１１３は、ＤＡ変換器１１２で変換されたアナログ信号を、ＲＦ周波数（角周波数ω）に周波数変換する。周波数変換された信号は、乗算器１３１に入力される。周波数変換された位相変調信号ｓ（ｔ）は、次のように表される。
【００４８】
【数６】
【００４９】
一方、振幅信号ｒ（ｔ）は、振幅制限器１２１に入力される。振幅制限器１２１は、次に示すような振幅信号ｒｐ（ｔ）を出力する。
【００５０】
【数７】
【００５１】
ここで、定数Ｒｔ１は所定の閾値である。ここで、量子化器１２２の出力が０にならな
いようにするため、定数Ｒｔ１は後述する量子化ステップＱ１以上の値とする。
【００５２】
量子化器１２２は、振幅信号ｒｐ（ｔ）を、量子化ステップＱ１で量子化し、振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、次のように表される。量子化ステップＱ１は、正の数である。
【００５３】
【数８】
【００５４】
ここで、係数ｎ（ｔ）は、ｒｐｗｍ（ｔ）がｒｐ（ｔ）を超えない、最大の整数である。即ち、係数ｎ（ｔ）は、次の関係式を満たす整数である。また、量子化関数ＱＱ１［ｒｐ（ｔ）］は、ｒｐ（ｔ）に対し、量子化ステップＱ１で切り捨ての量子化をする関数である。e(t)は、量子化誤差である。
【００５５】
【数９】
【００５６】
振幅信号ｒｐ（ｔ）は、量子化ステップＱ１以上であるため、ｎ（ｔ）は、１以上である。よって、量子化器１２２の出力が０になることはない。
【００５７】
図５は、振幅信号ｒ（ｔ）と振幅制限器の出力ｒｐ（ｔ）及び量子化器の出力ｒｐｗｍ（ｔ）との関係の例を示す図である。図５の例では、横軸が振幅信号ｒ（ｔ）であり、縦軸が振幅制限器１２１の出力又は量子化器１２２の出力である。また、図５の例では、実線が振幅制限器１２１の出力を示し、点線が量子化器１２２の出力を示す。入力された振幅信号ｒ（ｔ）が定数Ｒｔ１未満である場合、振幅制限器１２１は、振幅信号ｒｐ（ｔ）としてＲｔ１を出力する。量子化器１２２の出力である振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、振幅信号ｒ（ｔ）が定数Ｒｔ１以上の場合、振幅信号ｒ（ｔ）が大きくなるのにしたがって、量子化ステップＱ１ずつ大きくなる。量子化器１２２の出力が０になることはない。
【００５８】
除算器１２３は、振幅信号ｒ（ｔ）を、量子化器１２２の出力である振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）で除算し、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、量子化器１２２の出力であり、０ではない。振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）は、次のように表される。
【００５９】
【数１０】
【００６０】
図６は、振幅信号ｒ（ｔ）と除算器の出力との関係の例を示す図である。図６の例では、定数Ｒｔ１は、Ｑ１以上２Ｑ１未満としている。この例では、除算器１２３の出力である振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）の最大値は、２である。定数Ｒｔ１が大きくなると、振幅信号
ｒｒｅｇ（ｔ）の最大値は小さくなる。
【００６１】
振幅信号ｒ（ｔ）は、量子化器１２２の出力である振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）と、除算器１２３の出力である振幅信号ｒｒｅｑ（ｔ）との積として、表される。振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は粗いステップに量子化された信号であり、振幅信号ｒｒｅｑ（ｔ）は粗い量子化ステップを補間する細かいステップに量子化された信号である。ここで、量子化ステップＱ１が大きくなると、ｒｐｗｍ（ｔ）は、より粗いステップに量子化された信号となる。
【００６２】
ＰＷＭパルス生成部１２４は、振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）を、エンベロープＰＷＭによりパルス信号に変換する。乗算器１３１は、アップコンバータ１１３でＲＦ周波数に周波数変換された位相変調信号ｓ（ｔ）と、ＰＷＭパルス生成部１２５で生成されたパルス信号とを乗算し、ＲＦ電力増幅部１３２に出力する。
【００６３】
スイッチ１２４は、ここでは、除算器１２３側に接続される。ＤＡ変換器１２６は、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）を、アナログ信号に変換する。
【００６４】
リニアレギュレータ１２７は、入力電源電圧Ｖｃｃを、ＤＡ変換器１２６で変換されたアナログ信号に基づいて、変換する。リニアレギュレータ１２７は、例えば、ＤＡ変換器１２６で変換されたアナログ信号に比例した値に、入力電圧Ｖｃｃを変換し、出力する。リニアレギュレータ１２７の出力は、ＲＦ電力増幅器１３２に入力される。
【００６５】
ＲＦ電力増幅部１３２は、乗算器１３１の出力を、リニアレギュレータ１２７の出力で増幅する。
【００６６】
送信信号の送信周波数帯に応じて、スイッチ１３３及びスイッチ１４５によって、いずれかのフィルタ（ＢＰＦ１４１、１４２、１４３、ＬＰＦ１４４）が選択される。スイッチ１３３及びスイッチ１４５は、例えば、送信装置１００におけるＣＰＵによって、制御される。ＲＦ電力増幅器１３２で増幅された信号は、選択されたフィルタによって、帯域制限される。ＢＰＦは、送信信号の送信周波数帯毎に用意され得る。いずれかのフィルタによって、帯域制限された信号は、アンテナ１５１から出力される。エンベロープＰＷＭにより発生するエンベロープＰＷＭの変調周波数及びその高調波によるスプリアスは、例えば、ＢＰＦにより抑制され得る。
【００６７】
（実施形態１の作用効果）
送信装置１００は、振幅変調をエンベロープＰＷＭと電源電圧の可変との両者で行う。送信装置１００は、振幅信号を粗いステップに量子化された信号と細かいステップに量子化された信号とに分離する。送信装置１００は、粗いステップの振幅変調を、ＰＷＭで行う。送信装置１００は、粗い量子化ステップを補間する細かいステップの振幅変調を、ＲＦ電力増幅器１３２の電源電圧を供給するリニアレギュレータ１２７の出力電圧の可変によって行う。
【００６８】
送信装置１００は、広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される周波数帯の信号を、ＰＷＭを用いて振幅変調し、ＢＰＦを使用して帯域制限することができる。
【００６９】
送信装置１００は、エンベロープＰＷＭの粗い量子化ステップが、リニアレギュレータの細かい量子化ステップによって補間されることで、線形性に優れ、量子化雑音に優れる。
【００７０】
送信装置１００によるエンベロープＰＷＭと電源電圧とで行う電力可変は、それぞれの積が出力電力の可変となることから、従来のＥＥＲ方式よりも送信出力電力の可変範囲を
広げることができる。例えば、エンベロープＰＷＭの可変範囲が４０ｄＢであり電源電圧の可変範囲が３０ｄＢであるとき、７０ｄＢの送信電力可変範囲が得られる。
【００７１】
送信装置１００によれば、送信出力の電力可変範囲が広がることにより、送信出力の電力のレベルが異なる複数の無線方式に対応することができる。
【００７２】
（変形例１−１）
ここでは、送信装置１００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求されない信号や帯域外のスプリアスが小さいことが優先される信号を送信する場合について説明する。この場合、ＰＷＭパルス生成部１２５は、実質的に使用されない。送信装置１００は、スイッチ１２４を、信号変換器１０１側に接続する。送信装置１００は、ＰＷＭパルス生成部１２５の実質的な使用の有無を、送信信号の種類によって選択できるようにされてもよい。この変形例は、上記の例と、共通点を有する。従って、主として相違点について説明し、共通点については、説明を省略する。
【００７３】
この変形例の場合、振幅制限器１２１及び量子化器１２２は、定常的に１を出力するように制御される。よって、ＰＷＭパルス生成部１２５は、定常的に１を出力する。乗算器１３１にはアップコンバータ１１３の出力とＰＷＭパルス生成部１２５の出力とが入力されるが、乗算器１３１は、アップコンバータ１１３の出力を、乗算器１３１の出力として出力する。振幅制限器１２１及び量子化器１２２は、例えば、送信装置１００のＣＰＵによって制御される。また、送信装置１００のＣＰＵは、振幅制限器１２１及び量子化器１２２を制御する代わりに、ＰＷＭパルス生成部１２５から定常的に１を出力するように制御してもよい。
【００７４】
また、ＤＡ変換器１２６には、信号変換器１０１から振幅信号ｒ（ｔ）が入力される。ＤＡ変換器１２６は、振幅信号ｒ（ｔ）を、アナログ信号に変換する。リニアレギュレータ１２７は、入力電源電圧Ｖｃｃを、ＤＡ変換器１２６で変換されたアナログ信号に基づいて、変換する。変換された振幅信号（出力電圧）は、ＲＦ増幅器１３２に入力される。
【００７５】
ＰＷＭパルス生成部１２５を使用してパルス信号を生成すると、量子化による雑音以外に、エンベロープＰＷＭの変調周波数とその高調波によるスプリアスが発生する。発生したスプリアスはＢＰＦで抑圧することになるが、広い周波数範囲および多数の周波数帯に使用される送信装置では、それぞれ、広い周波数範囲および周波数帯毎にＢＰＦを用意することが求められる。そこで、広い電力可変範囲や低い変調歪を求められない周波数帯の信号に対しては、ＰＷＭパルス生成部１２５を実質的に使用しないことで、スプリアスの発生を抑制することができる。広い電力可変範囲や低い変調歪を求められない信号の周波数帯に対しては、ＢＰＦが用意されなくてもよく、ＬＰＦが使用され得る。
【００７６】
また、帯域外のスプリアスが小さいことが優先される信号の周波数帯に対しては、阻止帯域減衰量が大きく、インサーションロス（挿入損失）が小さいＢＰＦが求められる。しかし、阻止帯域減衰量が大きく、インサーションロスが小さいＢＰＦを用いると、ＢＰＦのサイズが大きくなり、コストが高くなるという問題がある。送信装置１００は、帯域外のスプリアスが小さいことが優先される信号の周波数帯に対して、エンベロープＰＷＭを使用しないで振幅変調し、ＢＰＦを使用せず、ＬＰＦを使用して、出力することができる。
【００７７】
送信装置１００はエンベロープＰＷＭを実質的に使用しない信号の周波数帯に対してはＢＰＦを用意しなくてもよいことから、すべての周波数帯のＢＰＦを用意する場合と対比して、小型化が可能であり、コストダウンが可能である。
【００７８】
（変形例１−２）
上記のように、送信出力電力の可変をリニアレギュレータによる電源電圧可変で対応するとリニアレギュレータでの電力損失によって送信装置全体の電力効率は低下する。そこで、スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとをカスケード接続してもよい。このとき、スイッチングレギュレータでは振幅変調による電源電圧制御を行わず、送信電力出力に応じた電源電圧制御だけを行ってもよい。スイッチングレギュレータは、スイッチング機構によって出力電圧を一定に制御する。スイッチングレギュレータは、リニアレギュレータに比べて、高効率である。よって、スイッチングレギュレータを使用することで、送信装置全体の電力効率を上げることができる。また、送信出力電力の変化は振幅変調と比較してはるかに遅い変化なので、スイッチングレギュレータに速い応答速度が求められない。よって、送信装置の設計が容易になる。
【００７９】
〔実施形態２〕
次に実施形態２について説明する。実施形態２は、実施形態１との共通点を有する。従って、主として相違点について説明し、共通点については、説明を省略する。
【００８０】
本実施形態の送信装置は、位相信号と振幅信号とを分離する。本実施形態の送信装置は、振幅信号を、最も粗いステップに量子化された信号と、次に粗いステップに量子化された信号と、最も細かいステップに量子化された信号に分離する。本実施形態の送信装置は、最も粗いステップの振幅変調をエンベロープＰＷＭで行い、次に粗いステップの振幅変調をリニアレギュレータによる電源電圧の可変で行い、最も細かいステップの振幅変調をＬＩＮＣ方式で行う。
【００８１】
図７は、本実施形態の送信装置の構成例を示す図である。送信装置２００は、信号変換器２０１と、逆余弦演算器２０２と、位相変調器２１２及び２２２と、ＤＡ変換器２１３及び２２３と、アップコンバータ２１４及び２２４と、乗算器２１５及び２２５と、ＲＦ電力増幅器２１６及び２２６とを有する。逆余弦演算器２０２と、位相変調器２１２及び２２２と、ＤＡ変換器２１３及び２２３と、アップコンバータ２１４及び２２４と、乗算器２１５及び２２５と、ＲＦ電力増幅器２１６及び２２６とは、ＬＩＮＣ方式の装置と同様の構成である。また、送信装置２００は、振幅制限器２３１及び２３５と、量子化器２３２及び２３６と、除算器２３３と、スイッチ２３４と、メモリ２３８と、乗算器２３９とを有する。送信装置２００は、ＰＷＭパルス生成部２４１と、ＤＡ変換器２４２と、リニアレギュレータ２４３とを有する。さらに、送信装置２００は、加算器２５１と、スイッチ２５２と、ＢＰＦ２６１、２６２および２６３、ＬＰＦ２６４と、スイッチ２６５と、アンテナ２７１とを有する。位相変調器２１２、ＤＡ変換器２１３、及び、アップコンバータ２１４は、一体となって、第１位相信号変換部として動作し得る。位相変調器２１２、ＤＡ変換器２１３、及び、アップコンバータ２１４は、一体となって、第２位相信号変換部として動作し得る。
【００８２】
送信装置２００が、広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信する場合、ＰＷＭパルス生成部２４１、リニアレギュレータ２４３及びＬＩＮＣ方式が使用されるように制御される。ＰＷＭパルス生成部２４１、リニアレギュレータ２４３及びＬＩＮＣ方式を使用して、広い電力可変範囲を得るためである。ＰＷＭパルス生成部２４１が使用される信号の周波数帯に対して、ＢＰＦが用意される。
【００８３】
ここでは、送信装置２００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信する場合について説明する。送信装置２００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求されない信号等を送信する場合については、（変形例２−１）で説明する。
【００８４】
送信装置２００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信する場合、ス
イッチ２３４は、除算器２３３側に接続される。スイッチ２３４は、例えば、送信装置２００におけるＣＰＵによって、制御される。
【００８５】
信号変換器２０１は、入力信号である複素ベースバンド信号Ｓｉｎを、Ｉ成分Ｉ（ｔ）及びＱ成分Ｑ（ｔ）から、位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）に変換する。
【００８６】
振幅信号ｒ（ｔ）は、振幅制限器２３１に入力される。振幅制限器２３１は、次に示すような振幅信号ｒｐ（ｔ）を出力する。
【００８７】
【数１１】
【００８８】
ここで、定数Ｒｔ２は所定の閾値である。ここで、量子化器２３２の出力が０にならないようにするため、定数Ｒｔ２は後述する量子化ステップＱ２以上の値とする。
【００８９】
量子化器２３２は、振幅信号ｒｐ（ｔ）を、量子化ステップＱ２で量子化し、振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、次のように表される。量子化ステップＱ２は、正の数である。
【００９０】
【数１２】
【００９１】
ここで、係数ｐ（ｔ）は、ｒｐｗｍ（ｔ）がｒｐ（ｔ）を超えない、最大の整数である。即ち、係数ｐ（ｔ）は、次の関係式を満たす整数である。振幅信号ｒｐ（ｔ）は、量子化ステップＱ２以上であるため、ｐ（ｔ）は、１以上である。よって、量子化器２３２の出力が０になることはない。また、量子化関数ＱＱ２［ｒｐ（ｔ）］は、ｒｐ（ｔ）に対し、量子化ステップＱ２で切り捨ての量子化をする関数である。ｅ（ｔ）は、量子化誤差である。
【００９２】
【数１３】
【００９３】
量子化器２３２の出力である振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、ＰＷＭパルス生成部２４１及び除算器２３３に入力される。
【００９４】
除算器２３３は、振幅信号ｒ（ｔ）を、量子化器２３２の出力である振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）で除算し、振幅信号ｒｍ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、量子化器２３２の出力であり、０ではない。振幅信号ｒｍ（ｔ）は、次のように表される。
【００９５】
【数１４】
【００９６】
振幅信号ｒｍ（ｔ）は、振幅制限器２３５に入力される。振幅制限器２３５は、次に示すような振幅信号ｒｑ（ｔ）を出力する。
【００９７】
【数１５】
【００９８】
ここで、定数Ｒｔ３は所定の閾値である。ここで、量子化器２３６の出力が０にならないようにするため、定数Ｒｔ３は後述する量子化ステップＱ３以上の値とする。
【００９９】
量子化器２３６は、振幅信号ｒｑ（ｔ）を、量子化ステップＱ３で量子化し、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）は、次のように表される。量子化ステップＱ３は、正の数である。
【０１００】
【数１６】
【０１０１】
ここで、係数ｑ（ｔ）は、ｒｒｅｇ（ｔ）がｒｑ（ｔ）を超えない、最大の整数である。即ち、係数ｑ（ｔ）は、次の関係式を満たす整数である。振幅信号ｒｑ（ｔ）は、量子化ステップＱ３以上であるため、ｑ（ｔ）は、１以上である。よって、量子化器２３６の出力が０になることはない。また、量子化関数ＱＱ３［ｒｑ（ｔ）］は、ｒｑ（ｔ）に対し、量子化ステップＱ３で切り捨ての量子化をする関数である。ｅ（ｔ）は、量子化誤差である。
【０１０２】
【数１７】
【０１０３】
量子化器２３６の出力である振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）は、ＤＡ変換器２４２及び除算器２３７に入力される。
【０１０４】
除算器２３７は、振幅信号ｒｍ（ｔ）を、量子化器２３６の出力である振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）で除算し、振幅信号ｒｃ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）は、量子化器２３６の出力であり、０ではない。振幅信号ｒｃ（ｔ）は、次のように表される。
【０１０５】
【数１８】
【０１０６】
逆余弦演算器２０２への入力は、０以上１以下の範囲に正規化されることが求められる。ここで、除算器２３７の出力（振幅信号ｒｃ（ｔ））について検討する。
【０１０７】
振幅信号ｒｑ（ｔ）がとり得る範囲は、振幅信号が正であること及び（式２０）より、次のようになる。
【０１０８】
【数１９】
【０１０９】
また、振幅信号が正であること及び（式１８）より、振幅信号ｒｑ（ｔ）と振幅信号ｒｍ（ｔ）との関係は、次のようになる。
【０１１０】
【数２０】
【０１１１】
よって、除算器２３７の出力である振幅信号ｒｃ（ｔ）がとり得る範囲は、（式１９）、（式２１）、（式２２）及び（式２３）により、次のようになる。
【０１１２】
【数２１】
【０１１３】
ここで、係数ｑ（ｔ）は、１以上の整数であることから、振幅信号ｒｃ（ｔ）の最大値は、２である。上述のように、逆余弦演算器２０２への入力は、０以上１以下の範囲に正規化されることを求められる。
【０１１４】
メモリ２３８は、逆余弦演算器２０２への入力を０以上１以下の範囲に正規化するためのバックオフ係数Ｒｔｑの逆数１／Ｒｔｑを格納する。除算器２３７の出力の最大値は、２であることから、バックオフ係数Ｒｔｑは、２となる。ここで、定数Ｒｔ３として、大きな値（２Ｑ３以上）をとる場合、バックオフ係数Ｒｔｑは、２より小さい値になる。定数Ｒｔ３が大きい値（２Ｑ３以上）をとる場合、係数ｑ（ｔ）が２以上になるため、（式２４）から明らかなように、振幅信号ｒｃ（ｔ）が２より小さくなるからである。
【０１１５】
乗算器２３９は、除算器２３７の出力と１／Ｒｔｑとを乗算して、逆余弦演算器２０２に出力する。逆余弦演算器２０２には、０以上１以下の範囲の値（ｒｃ（ｔ）／Ｒｔｑ）
が入力される。
【０１１６】
以上のように、信号変換器２０１で変換された振幅信号ｒ（ｔ）は、ｒｐｗｍ（ｔ）、ｒｒｅｇ（ｔ）、ｒｃ（ｔ）／Ｒｔｑに分離される。分離された振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）、ｒｒｅｇ（ｔ）、ｒｃ（ｔ）／Ｒｔｑは、それぞれ、ＰＷＭパルス生成部２４１、ＤＡ変換器２４２、逆余弦演算器２０２に入力される。
【０１１７】
ＰＷＭパルス生成部２４１は、入力された振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）を、エンベロープＰＷＭによりパルス信号に変換する。変換されたパルス信号は、乗算器２１５及び２２５に入力される。
【０１１８】
ＤＡ変換器２４２は、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器２４２は、乗算器２３９で乗算された値を補償するために、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）にバックオフ係数Ｒｔｑを乗算した値を、アナログ信号に変換してもよい。このとき、逆余弦演算器２０２に入力される振幅信号ｒｃ（ｔ）／Ｒｔｑ、リニアレギュレータ２４３に入力される振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）・Ｒｔｑ及びＰＷＭパルス生成部２４１に入力される振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）を乗算すると、振幅信号ｒ（ｔ）となる。
【０１１９】
リニアレギュレータ２４３は、入力電源電圧Ｖｃｃを、ＤＡ変換器２４２によって変換されたアナログ信号に基づいて、変換し、ＲＦ電力増幅器２１６及び２２６に、出力する。リニアレギュレータが使用されることで、雑音を抑圧して、歪の発生が抑制される。
【０１２０】
逆余弦演算器２０２は、入力された信号（ｒｃ（ｔ）／Ｒｔｑ）を、逆余弦演算し、位相差信号として、加算器２１１及び減算器２２１に出力する。
【０１２１】
一方、位相信号θ（ｔ）は、加算器２１１及び減算器２２１に入力される。同様に、逆余弦演算器２０２から出力された位相差信号が、加算器２１１及び減算器２２１に入力される。加算器２１１は、位相信号と位相差信号とを加算して加算成分を生成する。一方、減算器２２１は、位相信号から位相差信号を減算して減算成分を生成する。
【０１２２】
加算器２１１で生成された加算成分は、位相変調器２１２に入力されて位相変調されて、位相変調信号が生成される。位相変換器２１２は、入力された信号を、位相変調し、位相変調信号を生成する。位相変換器２１２で生成された信号は、ＤＡ変換器２１３に入力される。
【０１２３】
ＤＡ変換器２１３は、入力された信号を、アナログ信号に変換する。アップコンバータ２１４は、ＤＡ変換器２１３で変換されたアナログ信号を、ＲＦ周波数（角周波数ω）に周波数変換する。周波数変換された信号は、乗算器２１５に入力される。乗算器２１５は、アップコンバータ２１４の出力と、ＰＷＭパルス生成部２４１の出力であるパルス信号とを乗算する。乗算器２１５の出力は、ＲＦ電力増幅器２１６に入力される。ＲＦ電力増幅器２１６は、乗算器２１５の出力を、リニアレギュレータの出力で増幅する。ＲＦ電力増幅器２１６は、加算器２５１に出力される。
【０１２４】
また、減算器２２１で生成された減算成分は、位相変調器２２２などによって、同様に処理されて、ＲＦ電力増幅器２２６から加算器２５１に出力される。
【０１２５】
加算器２５１は、ＲＦ電力増幅器２１６の出力及びＲＦ電力増幅器２２６の出力を合成する。
【０１２６】
送信信号の送信周波数帯域に応じて、スイッチ２５２及びスイッチ２６５によって、い
ずれかのフィルタ（ＢＰＦ２６１、２６２、２６３、ＬＰＦ２６４）が選択される。スイッチ２５２及びスイッチ２６５は、例えば、送信装置２００におけるＣＰＵによって、制御される。加算器２５１で合成された信号は、選択されたフィルタによって、帯域制限される。いずれかのフィルタによって、帯域制限された信号は、アンテナ２７１から出力される。エンベロープＰＷＭにより発生するエンベロープＰＷＭの変調周波数及びその高調波によるスプリアスは、例えば、ＢＰＦにより抑制することができる。
【０１２７】
（実施形態２の作用効果）
送信装置２００の送信出力電力の可変範囲は、エンベロープＰＷＭと電源電圧とＬＩＮＣとが使用されることから、実施形態１の構成よりも送信出力の電力可変範囲が大きくなる。例えば、送信出力電力の可変範囲は、エンベロープＰＷＭの可変範囲が４０ｄＢであり電源電圧の可変範囲が３０ｄＢでありＬＩＮＣ方式による可変範囲が４０ｄＢであるとしたとき、１１０ｄＢとなる。送信装置２００では、送信出力の電力可変範囲が広がることから、歪が問題となる範囲は相対的に狭くなり、歪が低減される。
【０１２８】
送信装置２００によれば、送信出力の電力可変範囲が広がることにより、送信出力の電力レベルが異なる複数の無線通信方式に対応することができる。
【０１２９】
（変形例２−１）
ここでは、送信装置２００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求されない信号や帯域外のスプリアスが小さいことが優先される信号を送信する場合について説明する。この場合、ＰＷＭパルス生成部２４１は、実質的に使用されない。送信装置２００は、スイッチ２３４を信号変換器２０１側に接続する。送信装置２００は、ＰＷＭパルス生成部２４１の実質的な使用の有無を、送信信号の種類によって選択できるようにされてもよい。この変形例２−１は、上記の例と、共通点を有する。従って、主として相違点について説明し、共通点については、説明を省略する。
【０１３０】
この変形例の場合、振幅制限器２３１及び量子化器２３２は、定常的に１を出力するように制御される。よって、ＰＷＭパルス生成部２４１は、定常的に１を出力する。よって、乗算器２１５には、アップコンバータ２１４の出力とＰＷＭパルス生成部２４１の出力とが入力されるが、乗算器２１５は、アップコンバータ２１４の出力を、乗算器２１５の出力として、出力する。乗算器２２５についても同様である。振幅制限器２３１及び量子化器２３２は、例えば、送信装置２００のＣＰＵによって制御される。また、送信装置２００のＣＰＵは、振幅制限器２３１及び量子化器２３２を制御する代わりに、ＰＷＭパルス生成部２４１から定常的に１を出力するように制御してもよい。
【０１３１】
また、振幅制限器２３５には、振幅信号ｒ（ｔ）が入力される。振幅制限器２３５は、上記の例と同様に処理をして、振幅信号ｒｑ（ｔ）を出力する。量子化器２３６、除算器２３７も、上記の例と同様に動作する。即ち、ＤＡ変換器２４２には、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）が入力され、乗算器２３９には、振幅信号ｒｃ（ｔ）が入力される。ＤＡ変換器２４２は、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）を、アナログ信号に変換する。リニアレギュレータ２４３は、入力電源電圧Ｖｃｃを、ＤＡ変換器２４２で変換されたアナログ信号に基づいて、変換する。
【０１３２】
ここでは、送信装置２００は、ＰＷＭパルス生成部２４１による振幅変調を行わないが、リニアレギュレータ２４３及びＬＩＮＣ方式による振幅変調が行うことで、スプリアスの発生を避けつつ、変形例１−１の構成に比べより広い電力可変範囲を実現できる。
【０１３３】
（変形例２−２）
ここでは、送信装置２００が、最も粗いステップの振幅変調をエンベロープＰＷＭで行
い、次に粗いステップの振幅変調をＬＩＮＣ方式で行い、最も細かいステップの振幅変調をリニアレギュレータによる電源電圧の可変で行う場合について説明する。この変形例２は、上記の例と、共通点を有する。従って、主として相違点について説明し、共通点については、説明を省略する。
【０１３４】
この変形例２−２の場合、量子化器２３６の出力を乗算器２３９に行い、除算器２３７の出力をＤＡ変換器２４２に行う。
【０１３５】
量子化器２３６の出力の範囲について検討する。上記の（式２４）の導出と同様にすると、ｒｍ（ｔ）の最大値は、２である。よって、量子化器２３６の出力の最大値は２である。この場合、バックオフ係数Ｒｔｑは２となる。メモリ２３８は、逆余弦演算器２０２への入力を０以上１以下の範囲に正規化するためのバックオフ係数Ｒｔｑの逆数１／Ｒｔｑを格納する。これによって、逆余弦演算器２０２への入力が０以上１以下の範囲の値になることが保証される。
【０１３６】
変形例２−２の構成によると、送信装置２００は、最も粗いステップの振幅変調をエンベロープＰＷＭで行い、次に粗いステップの振幅変調をＬＩＮＣ方式で行い、最も細かいステップの振幅変調をリニアレギュレータによる電源電圧の可変で行うことができる。
【符号の説明】
【０１３７】
１００ 送信措置
１０１ 信号変換器
１１１ 位相変調器
１１２ ＤＡ変換器
１１３ アップコンバータ
１２１ 振幅制限器
１２２ 量子化器
１２３ 除算器
１２４ スイッチ
１２５ ＰＷＭパルス生成器
１２６ ＤＡ変換器
１２７ リニアレギュレータ
１３１ 乗算器
１３２ ＲＦ電力増幅器
１３３ スイッチ
１４１ ＢＰＦ
１４２ ＢＰＦ
１４３ ＢＰＦ
１４４ ＬＰＦ
１４５ スイッチ
１５１ アンテナ
２００ 送信装置
２０１ 信号変換器
２０２ 逆余弦演算器
２１１ 加算器
２２１ 減算器
２１２ 位相変調器
２１３ ＤＡ変換器
２１４ アップコンバータ
２１５ 乗算器
２１６ ＲＦ電力増幅器
２２２ 位相変調器
２２３ ＤＡ変換器
２２４ アップコンバータ
２２５ 乗算器
２２６ ＲＦ電力増幅器
２３１ 振幅制限器
２３２ 量子化器
２３３ 除算器
２３４ スイッチ
２３５ 振幅制限器
２３６ 量子化器
２３７ 除算器
２３８ メモリ
２３９ 乗算器
２４１ ＰＷＭパルス生成部
２４３ リニアレギュレータ
２５１ 加算器
２５２ スイッチ
２６１ ＢＰＦ
２６２ ＢＰＦ
２６３ ＢＰＦ
２６４ ＬＰＦ
２６５ スイッチ
２７１ アンテナ
３００ 送信装置（ＥＥＲ方式（リニアレギュレータ））
４００ 送信装置（ＥＥＲ方式（エンベロープＰＷＭ））
５００ 送信装置（ＬＩＮＣ方式）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信装置の送信出力の電力可変範囲に関する。
【背景技術】
【０００２】
乗用自動車等の車両に搭載される無線通信装置においては、無線通信装置本体とアンテナとの距離が離れるほど通信時の信号のロスや雑音の影響が大きくなる。信号のロスや雑音の影響を軽減する目的で太い通信ケーブルを使用すると、限られたスペースにおける配線が困難となり、また重量が増加する。このため、無線通信装置のフロントエンドをアンテナの近傍に配置したいという要望がある。しかし、アンテナが通常設置される車両のルーフの付近は、直射日光等の影響により高温になり得る。車両のルーフ付近は、発熱の大きな部品を有する電力増幅器などには、苛酷な環境である。そのため、車両に搭載される無線通信装置では、電力効率を向上させて発熱を抑制することが求められる。
【０００３】
電力効率の向上のために、送信装置においてさまざまな増幅方法が使用されている。ここでは、ＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式と、ＬＩＮＣ（LInear amplification with Non-linear Components）方式について説明する。ＥＥＲ方式には、
例えば、リニアレギュレータにより電源電圧の可変をする方式と、エンベロープＰＷＭ（Pulse Width Modulation）を用いる方式とがある。
【０００４】
図１は、ＥＥＲ方式を用いた送信装置の構成例（１）を示す図である。図１の例では、リニアレギュレータが用いられる。送信装置３００は、信号変換器３０１と、位相変調器３１１と、ＤＡ（Digital to Analog）変換器３１２及び３２１と、アップコンバータ３
１３と、リニアレギュレータ３２２と、ＲＦ（Radio Frequency）電力増幅器３３１と、
ＬＰＦ（Low Pass Filter）３３２と、アンテナ３３３とを有する。
【０００５】
信号変換器３０１は、入力信号Ｓｉｎを、Ｉ成分（In-phase component）及びＱ成分（Quadrature phase component）から、位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）に変換する。
【０００６】
位相信号θ（ｔ）は、位相変調器３１１に入力される。位相変換器３１１は、入力された信号を、位相変調し、位相変調信号を生成する。位相変換器３１１で生成された位相変調信号は、ＤＡ変換器３１２に入力される。
【０００７】
ＤＡ変換器３１２は、入力された信号を、アナログ信号に変換する。アップコンバータ３１３は、ＤＡ変換器３１２で変換されたアナログ信号を、ＲＦ周波数に周波数変換する。周波数変換された信号は、ＲＦ電力増幅器３３１に入力される。
【０００８】
一方、振幅信号ｒ（ｔ）は、ＤＡ変換器３２１によりアナログ信号に変換される。リニアレギュレータ３２２は、入力電源電圧Ｖｃｃを、ＤＡ変換器３２１によって変換されたアナログ信号に基づいて、変換する。変換された振幅信号はＲＦ電力増幅器３３１に入力される。ＲＦ電力増幅器３３１は、位相変調信号に、リニアレギュレータ３２２の出力を乗じ、増幅を行う。
【０００９】
ＲＦ電力増幅器３３１から出力された信号は、ＬＰＦ３３２により高周波成分がカットされ、アンテナ３３３から出力される。
【００１０】
図２は、ＥＥＲ方式を用いた送信装置の構成例（２）を示す図である。図２の例では、
信号の合成にエンベロープＰＷＭが用いられる。送信装置４００は、信号変換器４０１と、位相変調器４１１と、ＤＡ変換器４１２と、アップコンバータ４１３と、ＰＷＭパルス生成部４２１と、乗算器４３１と、ＲＦ電力増幅器４３２と、ＢＰＦ（Band Pass Filter）４３３と、アンテナ４３４とを有する。
【００１１】
信号変換器４０１は、入力信号Ｓｉｎを、Ｉ成分及びＱ成分から、位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）に変換する。位相信号θ（ｔ）は、図１の例と同様に、位相変調器４１１に入力され、ＲＦ周波数に周波数変換されてアップコンバータ４１３から出力される。
【００１２】
一方、振幅信号ｒ（ｔ）は、ＰＷＭパルス生成部４２１に入力される。ＰＷＭパルス生成部４２１は、入力された振幅信号を、エンベロープＰＷＭによりパルス信号に変換する。
【００１３】
乗算器４３１は、アップコンバータ４１３でＲＦ周波数に周波数変換された信号と、ＰＷＭパルス生成部４２１で生成されたパルス信号とを乗算し、ＲＦ電力増幅部４３２に出力する。ＲＦ電力増幅部４３２は、乗算器４３１の出力に、入力電源電圧Ｖｃｃを乗算する。ＲＦ電力増幅器４２１は、飽和動作で非線形の増幅を行う増幅器である。
【００１４】
ＢＰＦ４３３は、ＲＦ電力増幅部４３２の出力から、所望の周波数帯の成分を抽出し、アンテナ４３４に出力する。アンテナ４３４は、ＢＰＦ４３３の出力を、出力する。ＢＰＦ４３３は、エンベロープＰＷＭにより発生するエンベロープＰＷＭの変調周波数及びその高調波によるスプリアス（不要成分）を抑圧できる。
【００１５】
以上、ＥＥＲ方式の送信装置の構成例について説明した。このように、ＥＥＲ方式では、入力信号を位相信号と振幅信号とに分離した上で、電力増幅時の電源制御において振幅信号の包絡線に応じた電力を供給することで振幅変調することによって、位相と振幅の合成を実現する。このような構成によると、位相変調信号の電力増幅に非線形増幅器を適用できるので電力効率が向上する。
【００１６】
図３は、ＬＩＮＣ方式を用いた送信装置の構成例を示す図である。送信装置５００は、信号変換器５０１と、加算器５０２と、逆余弦演算器５０３と、減算器５０４とを有する。送信装置５００は、さらに、位相変調器５１１及び５１２と、ＤＡ変換器５１３及び５１４と、アップコンバータ５１５及び５１６と、ＲＦ電力増幅器５１７及び５１８と、加算器５２１と、アンテナ５２２とを有する。
【００１７】
信号変換器５０１は、複素ベースバンド信号Ｓｉｎを、Ｉ成分及びＱ成分から、位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）（０≦ｒ（ｔ）≦１）に変換する（式１を参照）。
【００１８】
【数１】
【００１９】
逆余弦演算器５０３は、入力された振幅信号ｒ（ｔ）に逆余弦演算を施す。逆余弦演算器５０３は、位相差信号ｃｏｓ−１（ｒ(t)）を生成する。
【００２０】
位相信号θ（ｔ）は、加算器５０２および減算器５０４に入力される。同様に、逆余弦演算器５０３から出力された位相差信号ｃｏｓ−１（ｒ(t)）が、加算器５０２および減
算器５０４に入力される。加算器５０２は、位相信号と位相差信号とを加算して加算成分
λ＋を生成する（式２を参照）。一方、減算器５０４は、位相信号から位相差信号を減算して減算成分λ―を生成する（式３を参照）。
【００２１】
【数２】
【００２２】
加算成分λ＋および減算成分λ−は、それぞれ、位相変調器５１１及び５１２に入力されて位相変調を受け、位相変調信号が生成される。位相変調信号は、それぞれ、ＤＡ変換器５１３及び５１４によりアナログ信号に変換され、さらに、アップコンバータ５１５及び５１６に入力されてＲＦ周波数（角周波数ω）に周波数変換される。周波数変換された位相変調信号Ｓ１（ｔ）およびＳ２（ｔ）は、それぞれ、次の（式４）および（式５）のように表される。
【００２３】
【数３】
【００２４】
周波数変換された位相変調信号Ｓ１（ｔ）及びＳ２（ｔ）は、それぞれ、ＲＦ電力増幅器５１７及び５１８に入力されて電力増幅される。ここで、位相変調信号Ｓ１（ｔ）及びＳ２（ｔ）の振幅は、一定である。よって、ＲＦ電力増幅器５１７及び５１８として、非線形の増幅を行う電力増幅器が使用され得る。増幅された位相変調信号は加算器５２１により合成され、Ｓｏｕｔが生成される。Ｓｏｕｔは、次の（式６）のように表される。
【００２５】
【数４】
【００２６】
生成された信号Ｓｏｕｔは、振幅ｒ（ｔ）、角周波数ω、位相差θ（ｔ）の信号として、アンテナ５２２から出力される。
【００２７】
以上、一般的なＬＩＮＣ方式の送信装置の構成について説明した。このように、ＬＩＮＣ方式では、入力信号を位相の異なる２個の位相信号（定振幅信号）に分離し、それぞれ非線形増幅器により増幅して出力端で合成する。この方式では、電力増幅に非線形増幅器を用いて、線形増幅を実現できる。一般に非線形増幅器は線形増幅器よりも効率のよい電力増幅が可能であるため、無線通信システムにおいて消費電力を抑えつつ線形増幅を実現
することができる。また、ＬＩＮＣ方式では電力増幅器は定包絡線で動作するため、増幅器のメモリ効果による歪が発生しないことから、理論的には非常に低い歪が実現可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２８】
【特許文献１】特開２００６−０９３８７２号公報
【非特許文献】
【００２９】
【非特許文献１】L. R. Kahn, “Single sideband transmission by envelope elimination and restoration,” Proc. IRE, vol. 40, pp. 803-806, July, 1952.
【非特許文献２】塚本悟司、馬場隆行、稲垣惠三、太郎丸真、「エンベロープＰＷＭを用いたＥＥＲ送信機の効率に関する実験的検討」、信学技報、SR2008-88, pp. 1-6, January, 2009.
【非特許文献３】川添浩司、外山義和、Edwin Mumali、山尾泰、「零点を有する２次のΔ―Σ変調器を用いたＥＰＷＭ送信機のＯＦＤＭ信号送信時の雑音特性」、信学技報、RCS2008-155、pp.25-29、March, 2009.
【非特許文献４】Yuanxun Wang, “An improved Kahn Transmitter Architecture Based on Delta-Sigma Modulation,” 2003 IEEE MTT-S International, vol.2, pp. 1327-1330, June 2003.
【非特許文献５】國弘和明、山之内慎吾、高橋清彦、青木雄一、「ＷＣＤＭＡ用電力増幅器の低歪・高効率化回路技術」、信学技報、MW2006-193、pp.1-6、March 2007.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
ＥＥＲ方式の増幅器や、ＬＩＮＣ方式の増幅器では、送信出力の電力可変範囲が限定される。ＥＥＲ方式の増幅器や、ＬＩＮＣ方式の増幅器では、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）の信号のように電力可変範囲が広い信号や、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の信号のように電力可変範囲が広くＰＡＰＲ（Peak-Average Power Ratio）が大きい信号に対応することは、難しい。また、例えば、無線ＬＡＮ
（Local Area Network）方式で使用される送信電力と、ＣＤＭＡ方式で使用される送信電力とは、大きく異なる。ＥＥＲ方式の増幅器や、ＬＩＮＣ方式の増幅器は、送信電力が異なる多数の無線方式に対応するのに十分ではない。
【００３１】
本発明は、送信出力の電力可変範囲を改善する送信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本発明の送信装置は、以下の構成を採用する。
【００３３】
本発明の一態様は、
ベースバンド信号に含まれる位相信号を高周波に変換して位相変調信号を生成する位相信号変換部と、
前記ベースバンド信号に含まれる振幅信号の振幅値を所定の量子化ステップで量子化し、量子化値を出力する量子化部と、
前記振幅信号の振幅値を前記振幅値が量子化された量子化値で除算する除算部と、
前記量子化部の出力に応じたパルス幅のパルス信号を生成するパルス生成部と、
前記位相変調信号に前記パルス信号を乗算する乗算部と、
前記乗算部の出力を前記除算部の出力に応じた電源電圧で増幅する電力増幅部と、
を備える送信装置である。
【発明の効果】
【００３４】
本発明によれば、送信出力の電力可変範囲を改善する送信装置を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、ＥＥＲ方式を用いた送信装置の構成例（１）を示す図である。
【図２】図２は、ＥＥＲ方式を用いた送信装置の構成例（２）を示す図である。
【図３】図３は、ＬＩＮＣ方式を用いた送信装置の構成例を示す図である。
【図４】図４は、実施形態１の送信装置の構成例を示す図である。
【図５】図５は、振幅信号ｒ（ｔ）と振幅制限器の出力及び量子化器の出力との関係の例を示す図である。
【図６】図６は、振幅信号ｒ（ｔ）と除算器の出力との関係の例を示す図である。
【図７】図７は、実施形態２の送信装置の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
以下に図面を参照して、この発明を実施するための形態を、実施形態に基づいて例示的に詳しく説明する。ただし、この実施形態に記載されている構成部品の寸法、材質、形状、その相対配置などは、特に特定的な記載がない限りは、この発明の範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。
【００３７】
ここで説明する送信装置は、携帯端末（例えば、携帯電話）等の電源電圧に比べて高い電源電圧が得られる乗用自動車等の車両に搭載されることが、想定される。ここで説明する送信装置は、高い電源電圧が得られない携帯端末においても適用され得る。携帯端末においては、車両のような電源電圧への雑音の重畳が少ないので、電源電圧の可変のためにリニアレギュレータが使用されなくてもよい。
【００３８】
〔実施形態１〕
本実施形態の送信装置は、ベースバンド信号の位相信号と振幅信号とを分離する。本実施形態の送信装置は、振幅信号を、粗いステップに量子化された信号と、これを補間する細かいステップに量子化された信号とに分離する。本実施形態の送信装置は、粗いステップの振幅変調をエンベロープＰＷＭで行い、細かいステップの振幅変調をリニアレギュレータによる電源電圧の可変で行う。
【００３９】
図４は、本実施形態の送信装置の構成例を示す図である。送信装置１００は、信号変換器１０１と、位相変調器１１１と、ＤＡ変換器１１２と、アップコンバータ１１３とを有する。また、送信装置１００は、振幅制限器１２１と、量子化器１２２と、除算器１２３と、スイッチ１２４と、ＰＷＭパルス生成部１２５と、ＤＡ変換器１２６と、リニアレギュレータ１２７とを有する。さらに、送信装置１００は、乗算器１３１と、ＲＦ電力増幅器１３２と、スイッチ１３３と、ＢＰＦ１４１、１４２および１４３、ＬＰＦ１４４と、スイッチ１４５と、アンテナ１４１とを有する。位相変調器１１１、ＤＡ変換器１１２、及び、アップコンバータ１１３は、一体となって、位相信号変換部として動作し得る。
【００４０】
送信装置１００が、広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信する場合、ＰＷＭパルス生成部１２５及びリニアレギュレータ１２７が使用されるように制御される。ＰＷＭパルス生成部１２５及びリニアレギュレータ１２７を使用して、広い電力可変範囲を得るためである。ＰＷＭパルス生成部１２５が使用される信号の周波数帯に対して、ＢＰＦが用意される。ＢＰＦが用意されるのは、ＰＷＭの変調周波数およびその高調波によるスプリアスを除去するためである。
【００４１】
ここでは、送信装置１００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信す
る場合について説明する。送信装置１００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求されない信号等を送信する場合については、（変形例１−１）で説明する。
【００４２】
広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号として、例えば、ＣＤＭＡによる信号やＰＡＰＲが大きいＯＦＤＭによる信号が挙げられる。
【００４３】
送信装置１００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信する場合、送信装置１００は、スイッチ１２４を、除算器１２３側に接続する。スイッチ１２４は、例えば、送信装置１００におけるＣＰＵ（Central Processing Unit）によって、制御され
る。
【００４４】
信号変換器１０１は、入力信号である複素ベースバンド信号Ｓｉｎを、Ｉ成分Ｉ（ｔ）及びＱ成分Ｑ（ｔ）から、位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）に変換する。位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）は、例えば、次のように求められる。
【００４５】
【数５】
【００４６】
位相信号θ（ｔ）は、位相変換器１１１に入力される。位相変換器１１１は、入力された信号を、位相変調し、位相変調信号を生成する。位相変換器１１１で生成された信号は、ＤＡ変換器１１２に入力される。
【００４７】
ＤＡ変換器１１２は、入力された信号を、アナログ信号に変換する。アップコンバータ１１３は、ＤＡ変換器１１２で変換されたアナログ信号を、ＲＦ周波数（角周波数ω）に周波数変換する。周波数変換された信号は、乗算器１３１に入力される。周波数変換された位相変調信号ｓ（ｔ）は、次のように表される。
【００４８】
【数６】
【００４９】
一方、振幅信号ｒ（ｔ）は、振幅制限器１２１に入力される。振幅制限器１２１は、次に示すような振幅信号ｒｐ（ｔ）を出力する。
【００５０】
【数７】
【００５１】
ここで、定数Ｒｔ１は所定の閾値である。ここで、量子化器１２２の出力が０にならな
いようにするため、定数Ｒｔ１は後述する量子化ステップＱ１以上の値とする。
【００５２】
量子化器１２２は、振幅信号ｒｐ（ｔ）を、量子化ステップＱ１で量子化し、振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、次のように表される。量子化ステップＱ１は、正の数である。
【００５３】
【数８】
【００５４】
ここで、係数ｎ（ｔ）は、ｒｐｗｍ（ｔ）がｒｐ（ｔ）を超えない、最大の整数である。即ち、係数ｎ（ｔ）は、次の関係式を満たす整数である。また、量子化関数ＱＱ１［ｒｐ（ｔ）］は、ｒｐ（ｔ）に対し、量子化ステップＱ１で切り捨ての量子化をする関数である。e(t)は、量子化誤差である。
【００５５】
【数９】
【００５６】
振幅信号ｒｐ（ｔ）は、量子化ステップＱ１以上であるため、ｎ（ｔ）は、１以上である。よって、量子化器１２２の出力が０になることはない。
【００５７】
図５は、振幅信号ｒ（ｔ）と振幅制限器の出力ｒｐ（ｔ）及び量子化器の出力ｒｐｗｍ（ｔ）との関係の例を示す図である。図５の例では、横軸が振幅信号ｒ（ｔ）であり、縦軸が振幅制限器１２１の出力又は量子化器１２２の出力である。また、図５の例では、実線が振幅制限器１２１の出力を示し、点線が量子化器１２２の出力を示す。入力された振幅信号ｒ（ｔ）が定数Ｒｔ１未満である場合、振幅制限器１２１は、振幅信号ｒｐ（ｔ）としてＲｔ１を出力する。量子化器１２２の出力である振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、振幅信号ｒ（ｔ）が定数Ｒｔ１以上の場合、振幅信号ｒ（ｔ）が大きくなるのにしたがって、量子化ステップＱ１ずつ大きくなる。量子化器１２２の出力が０になることはない。
【００５８】
除算器１２３は、振幅信号ｒ（ｔ）を、量子化器１２２の出力である振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）で除算し、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、量子化器１２２の出力であり、０ではない。振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）は、次のように表される。
【００５９】
【数１０】
【００６０】
図６は、振幅信号ｒ（ｔ）と除算器の出力との関係の例を示す図である。図６の例では、定数Ｒｔ１は、Ｑ１以上２Ｑ１未満としている。この例では、除算器１２３の出力である振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）の最大値は、２である。定数Ｒｔ１が大きくなると、振幅信号
ｒｒｅｇ（ｔ）の最大値は小さくなる。
【００６１】
振幅信号ｒ（ｔ）は、量子化器１２２の出力である振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）と、除算器１２３の出力である振幅信号ｒｒｅｑ（ｔ）との積として、表される。振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は粗いステップに量子化された信号であり、振幅信号ｒｒｅｑ（ｔ）は粗い量子化ステップを補間する細かいステップに量子化された信号である。ここで、量子化ステップＱ１が大きくなると、ｒｐｗｍ（ｔ）は、より粗いステップに量子化された信号となる。
【００６２】
ＰＷＭパルス生成部１２４は、振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）を、エンベロープＰＷＭによりパルス信号に変換する。乗算器１３１は、アップコンバータ１１３でＲＦ周波数に周波数変換された位相変調信号ｓ（ｔ）と、ＰＷＭパルス生成部１２５で生成されたパルス信号とを乗算し、ＲＦ電力増幅部１３２に出力する。
【００６３】
スイッチ１２４は、ここでは、除算器１２３側に接続される。ＤＡ変換器１２６は、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）を、アナログ信号に変換する。
【００６４】
リニアレギュレータ１２７は、入力電源電圧Ｖｃｃを、ＤＡ変換器１２６で変換されたアナログ信号に基づいて、変換する。リニアレギュレータ１２７は、例えば、ＤＡ変換器１２６で変換されたアナログ信号に比例した値に、入力電圧Ｖｃｃを変換し、出力する。リニアレギュレータ１２７の出力は、ＲＦ電力増幅器１３２に入力される。
【００６５】
ＲＦ電力増幅部１３２は、乗算器１３１の出力を、リニアレギュレータ１２７の出力で増幅する。
【００６６】
送信信号の送信周波数帯に応じて、スイッチ１３３及びスイッチ１４５によって、いずれかのフィルタ（ＢＰＦ１４１、１４２、１４３、ＬＰＦ１４４）が選択される。スイッチ１３３及びスイッチ１４５は、例えば、送信装置１００におけるＣＰＵによって、制御される。ＲＦ電力増幅器１３２で増幅された信号は、選択されたフィルタによって、帯域制限される。ＢＰＦは、送信信号の送信周波数帯毎に用意され得る。いずれかのフィルタによって、帯域制限された信号は、アンテナ１５１から出力される。エンベロープＰＷＭにより発生するエンベロープＰＷＭの変調周波数及びその高調波によるスプリアスは、例えば、ＢＰＦにより抑制され得る。
【００６７】
（実施形態１の作用効果）
送信装置１００は、振幅変調をエンベロープＰＷＭと電源電圧の可変との両者で行う。送信装置１００は、振幅信号を粗いステップに量子化された信号と細かいステップに量子化された信号とに分離する。送信装置１００は、粗いステップの振幅変調を、ＰＷＭで行う。送信装置１００は、粗い量子化ステップを補間する細かいステップの振幅変調を、ＲＦ電力増幅器１３２の電源電圧を供給するリニアレギュレータ１２７の出力電圧の可変によって行う。
【００６８】
送信装置１００は、広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される周波数帯の信号を、ＰＷＭを用いて振幅変調し、ＢＰＦを使用して帯域制限することができる。
【００６９】
送信装置１００は、エンベロープＰＷＭの粗い量子化ステップが、リニアレギュレータの細かい量子化ステップによって補間されることで、線形性に優れ、量子化雑音に優れる。
【００７０】
送信装置１００によるエンベロープＰＷＭと電源電圧とで行う電力可変は、それぞれの積が出力電力の可変となることから、従来のＥＥＲ方式よりも送信出力電力の可変範囲を
広げることができる。例えば、エンベロープＰＷＭの可変範囲が４０ｄＢであり電源電圧の可変範囲が３０ｄＢであるとき、７０ｄＢの送信電力可変範囲が得られる。
【００７１】
送信装置１００によれば、送信出力の電力可変範囲が広がることにより、送信出力の電力のレベルが異なる複数の無線方式に対応することができる。
【００７２】
（変形例１−１）
ここでは、送信装置１００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求されない信号や帯域外のスプリアスが小さいことが優先される信号を送信する場合について説明する。この場合、ＰＷＭパルス生成部１２５は、実質的に使用されない。送信装置１００は、スイッチ１２４を、信号変換器１０１側に接続する。送信装置１００は、ＰＷＭパルス生成部１２５の実質的な使用の有無を、送信信号の種類によって選択できるようにされてもよい。この変形例は、上記の例と、共通点を有する。従って、主として相違点について説明し、共通点については、説明を省略する。
【００７３】
この変形例の場合、振幅制限器１２１及び量子化器１２２は、定常的に１を出力するように制御される。よって、ＰＷＭパルス生成部１２５は、定常的に１を出力する。乗算器１３１にはアップコンバータ１１３の出力とＰＷＭパルス生成部１２５の出力とが入力されるが、乗算器１３１は、アップコンバータ１１３の出力を、乗算器１３１の出力として出力する。振幅制限器１２１及び量子化器１２２は、例えば、送信装置１００のＣＰＵによって制御される。また、送信装置１００のＣＰＵは、振幅制限器１２１及び量子化器１２２を制御する代わりに、ＰＷＭパルス生成部１２５から定常的に１を出力するように制御してもよい。
【００７４】
また、ＤＡ変換器１２６には、信号変換器１０１から振幅信号ｒ（ｔ）が入力される。ＤＡ変換器１２６は、振幅信号ｒ（ｔ）を、アナログ信号に変換する。リニアレギュレータ１２７は、入力電源電圧Ｖｃｃを、ＤＡ変換器１２６で変換されたアナログ信号に基づいて、変換する。変換された振幅信号（出力電圧）は、ＲＦ増幅器１３２に入力される。
【００７５】
ＰＷＭパルス生成部１２５を使用してパルス信号を生成すると、量子化による雑音以外に、エンベロープＰＷＭの変調周波数とその高調波によるスプリアスが発生する。発生したスプリアスはＢＰＦで抑圧することになるが、広い周波数範囲および多数の周波数帯に使用される送信装置では、それぞれ、広い周波数範囲および周波数帯毎にＢＰＦを用意することが求められる。そこで、広い電力可変範囲や低い変調歪を求められない周波数帯の信号に対しては、ＰＷＭパルス生成部１２５を実質的に使用しないことで、スプリアスの発生を抑制することができる。広い電力可変範囲や低い変調歪を求められない信号の周波数帯に対しては、ＢＰＦが用意されなくてもよく、ＬＰＦが使用され得る。
【００７６】
また、帯域外のスプリアスが小さいことが優先される信号の周波数帯に対しては、阻止帯域減衰量が大きく、インサーションロス（挿入損失）が小さいＢＰＦが求められる。しかし、阻止帯域減衰量が大きく、インサーションロスが小さいＢＰＦを用いると、ＢＰＦのサイズが大きくなり、コストが高くなるという問題がある。送信装置１００は、帯域外のスプリアスが小さいことが優先される信号の周波数帯に対して、エンベロープＰＷＭを使用しないで振幅変調し、ＢＰＦを使用せず、ＬＰＦを使用して、出力することができる。
【００７７】
送信装置１００はエンベロープＰＷＭを実質的に使用しない信号の周波数帯に対してはＢＰＦを用意しなくてもよいことから、すべての周波数帯のＢＰＦを用意する場合と対比して、小型化が可能であり、コストダウンが可能である。
【００７８】
（変形例１−２）
上記のように、送信出力電力の可変をリニアレギュレータによる電源電圧可変で対応するとリニアレギュレータでの電力損失によって送信装置全体の電力効率は低下する。そこで、スイッチングレギュレータとリニアレギュレータとをカスケード接続してもよい。このとき、スイッチングレギュレータでは振幅変調による電源電圧制御を行わず、送信電力出力に応じた電源電圧制御だけを行ってもよい。スイッチングレギュレータは、スイッチング機構によって出力電圧を一定に制御する。スイッチングレギュレータは、リニアレギュレータに比べて、高効率である。よって、スイッチングレギュレータを使用することで、送信装置全体の電力効率を上げることができる。また、送信出力電力の変化は振幅変調と比較してはるかに遅い変化なので、スイッチングレギュレータに速い応答速度が求められない。よって、送信装置の設計が容易になる。
【００７９】
〔実施形態２〕
次に実施形態２について説明する。実施形態２は、実施形態１との共通点を有する。従って、主として相違点について説明し、共通点については、説明を省略する。
【００８０】
本実施形態の送信装置は、位相信号と振幅信号とを分離する。本実施形態の送信装置は、振幅信号を、最も粗いステップに量子化された信号と、次に粗いステップに量子化された信号と、最も細かいステップに量子化された信号に分離する。本実施形態の送信装置は、最も粗いステップの振幅変調をエンベロープＰＷＭで行い、次に粗いステップの振幅変調をリニアレギュレータによる電源電圧の可変で行い、最も細かいステップの振幅変調をＬＩＮＣ方式で行う。
【００８１】
図７は、本実施形態の送信装置の構成例を示す図である。送信装置２００は、信号変換器２０１と、逆余弦演算器２０２と、位相変調器２１２及び２２２と、ＤＡ変換器２１３及び２２３と、アップコンバータ２１４及び２２４と、乗算器２１５及び２２５と、ＲＦ電力増幅器２１６及び２２６とを有する。逆余弦演算器２０２と、位相変調器２１２及び２２２と、ＤＡ変換器２１３及び２２３と、アップコンバータ２１４及び２２４と、乗算器２１５及び２２５と、ＲＦ電力増幅器２１６及び２２６とは、ＬＩＮＣ方式の装置と同様の構成である。また、送信装置２００は、振幅制限器２３１及び２３５と、量子化器２３２及び２３６と、除算器２３３と、スイッチ２３４と、メモリ２３８と、乗算器２３９とを有する。送信装置２００は、ＰＷＭパルス生成部２４１と、ＤＡ変換器２４２と、リニアレギュレータ２４３とを有する。さらに、送信装置２００は、加算器２５１と、スイッチ２５２と、ＢＰＦ２６１、２６２および２６３、ＬＰＦ２６４と、スイッチ２６５と、アンテナ２７１とを有する。位相変調器２１２、ＤＡ変換器２１３、及び、アップコンバータ２１４は、一体となって、第１位相信号変換部として動作し得る。位相変調器２１２、ＤＡ変換器２１３、及び、アップコンバータ２１４は、一体となって、第２位相信号変換部として動作し得る。
【００８２】
送信装置２００が、広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信する場合、ＰＷＭパルス生成部２４１、リニアレギュレータ２４３及びＬＩＮＣ方式が使用されるように制御される。ＰＷＭパルス生成部２４１、リニアレギュレータ２４３及びＬＩＮＣ方式を使用して、広い電力可変範囲を得るためである。ＰＷＭパルス生成部２４１が使用される信号の周波数帯に対して、ＢＰＦが用意される。
【００８３】
ここでは、送信装置２００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信する場合について説明する。送信装置２００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求されない信号等を送信する場合については、（変形例２−１）で説明する。
【００８４】
送信装置２００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求される信号を送信する場合、ス
イッチ２３４は、除算器２３３側に接続される。スイッチ２３４は、例えば、送信装置２００におけるＣＰＵによって、制御される。
【００８５】
信号変換器２０１は、入力信号である複素ベースバンド信号Ｓｉｎを、Ｉ成分Ｉ（ｔ）及びＱ成分Ｑ（ｔ）から、位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）に変換する。
【００８６】
振幅信号ｒ（ｔ）は、振幅制限器２３１に入力される。振幅制限器２３１は、次に示すような振幅信号ｒｐ（ｔ）を出力する。
【００８７】
【数１１】
【００８８】
ここで、定数Ｒｔ２は所定の閾値である。ここで、量子化器２３２の出力が０にならないようにするため、定数Ｒｔ２は後述する量子化ステップＱ２以上の値とする。
【００８９】
量子化器２３２は、振幅信号ｒｐ（ｔ）を、量子化ステップＱ２で量子化し、振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、次のように表される。量子化ステップＱ２は、正の数である。
【００９０】
【数１２】
【００９１】
ここで、係数ｐ（ｔ）は、ｒｐｗｍ（ｔ）がｒｐ（ｔ）を超えない、最大の整数である。即ち、係数ｐ（ｔ）は、次の関係式を満たす整数である。振幅信号ｒｐ（ｔ）は、量子化ステップＱ２以上であるため、ｐ（ｔ）は、１以上である。よって、量子化器２３２の出力が０になることはない。また、量子化関数ＱＱ２［ｒｐ（ｔ）］は、ｒｐ（ｔ）に対し、量子化ステップＱ２で切り捨ての量子化をする関数である。ｅ（ｔ）は、量子化誤差である。
【００９２】
【数１３】
【００９３】
量子化器２３２の出力である振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、ＰＷＭパルス生成部２４１及び除算器２３３に入力される。
【００９４】
除算器２３３は、振幅信号ｒ（ｔ）を、量子化器２３２の出力である振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）で除算し、振幅信号ｒｍ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）は、量子化器２３２の出力であり、０ではない。振幅信号ｒｍ（ｔ）は、次のように表される。
【００９５】
【数１４】
【００９６】
振幅信号ｒｍ（ｔ）は、振幅制限器２３５に入力される。振幅制限器２３５は、次に示すような振幅信号ｒｑ（ｔ）を出力する。
【００９７】
【数１５】
【００９８】
ここで、定数Ｒｔ３は所定の閾値である。ここで、量子化器２３６の出力が０にならないようにするため、定数Ｒｔ３は後述する量子化ステップＱ３以上の値とする。
【００９９】
量子化器２３６は、振幅信号ｒｑ（ｔ）を、量子化ステップＱ３で量子化し、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）は、次のように表される。量子化ステップＱ３は、正の数である。
【０１００】
【数１６】
【０１０１】
ここで、係数ｑ（ｔ）は、ｒｒｅｇ（ｔ）がｒｑ（ｔ）を超えない、最大の整数である。即ち、係数ｑ（ｔ）は、次の関係式を満たす整数である。振幅信号ｒｑ（ｔ）は、量子化ステップＱ３以上であるため、ｑ（ｔ）は、１以上である。よって、量子化器２３６の出力が０になることはない。また、量子化関数ＱＱ３［ｒｑ（ｔ）］は、ｒｑ（ｔ）に対し、量子化ステップＱ３で切り捨ての量子化をする関数である。ｅ（ｔ）は、量子化誤差である。
【０１０２】
【数１７】
【０１０３】
量子化器２３６の出力である振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）は、ＤＡ変換器２４２及び除算器２３７に入力される。
【０１０４】
除算器２３７は、振幅信号ｒｍ（ｔ）を、量子化器２３６の出力である振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）で除算し、振幅信号ｒｃ（ｔ）を出力する。振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）は、量子化器２３６の出力であり、０ではない。振幅信号ｒｃ（ｔ）は、次のように表される。
【０１０５】
【数１８】
【０１０６】
逆余弦演算器２０２への入力は、０以上１以下の範囲に正規化されることが求められる。ここで、除算器２３７の出力（振幅信号ｒｃ（ｔ））について検討する。
【０１０７】
振幅信号ｒｑ（ｔ）がとり得る範囲は、振幅信号が正であること及び（式２０）より、次のようになる。
【０１０８】
【数１９】
【０１０９】
また、振幅信号が正であること及び（式１８）より、振幅信号ｒｑ（ｔ）と振幅信号ｒｍ（ｔ）との関係は、次のようになる。
【０１１０】
【数２０】
【０１１１】
よって、除算器２３７の出力である振幅信号ｒｃ（ｔ）がとり得る範囲は、（式１９）、（式２１）、（式２２）及び（式２３）により、次のようになる。
【０１１２】
【数２１】
【０１１３】
ここで、係数ｑ（ｔ）は、１以上の整数であることから、振幅信号ｒｃ（ｔ）の最大値は、２である。上述のように、逆余弦演算器２０２への入力は、０以上１以下の範囲に正規化されることを求められる。
【０１１４】
メモリ２３８は、逆余弦演算器２０２への入力を０以上１以下の範囲に正規化するためのバックオフ係数Ｒｔｑの逆数１／Ｒｔｑを格納する。除算器２３７の出力の最大値は、２であることから、バックオフ係数Ｒｔｑは、２となる。ここで、定数Ｒｔ３として、大きな値（２Ｑ３以上）をとる場合、バックオフ係数Ｒｔｑは、２より小さい値になる。定数Ｒｔ３が大きい値（２Ｑ３以上）をとる場合、係数ｑ（ｔ）が２以上になるため、（式２４）から明らかなように、振幅信号ｒｃ（ｔ）が２より小さくなるからである。
【０１１５】
乗算器２３９は、除算器２３７の出力と１／Ｒｔｑとを乗算して、逆余弦演算器２０２に出力する。逆余弦演算器２０２には、０以上１以下の範囲の値（ｒｃ（ｔ）／Ｒｔｑ）
が入力される。
【０１１６】
以上のように、信号変換器２０１で変換された振幅信号ｒ（ｔ）は、ｒｐｗｍ（ｔ）、ｒｒｅｇ（ｔ）、ｒｃ（ｔ）／Ｒｔｑに分離される。分離された振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）、ｒｒｅｇ（ｔ）、ｒｃ（ｔ）／Ｒｔｑは、それぞれ、ＰＷＭパルス生成部２４１、ＤＡ変換器２４２、逆余弦演算器２０２に入力される。
【０１１７】
ＰＷＭパルス生成部２４１は、入力された振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）を、エンベロープＰＷＭによりパルス信号に変換する。変換されたパルス信号は、乗算器２１５及び２２５に入力される。
【０１１８】
ＤＡ変換器２４２は、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器２４２は、乗算器２３９で乗算された値を補償するために、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）にバックオフ係数Ｒｔｑを乗算した値を、アナログ信号に変換してもよい。このとき、逆余弦演算器２０２に入力される振幅信号ｒｃ（ｔ）／Ｒｔｑ、リニアレギュレータ２４３に入力される振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）・Ｒｔｑ及びＰＷＭパルス生成部２４１に入力される振幅信号ｒｐｗｍ（ｔ）を乗算すると、振幅信号ｒ（ｔ）となる。
【０１１９】
リニアレギュレータ２４３は、入力電源電圧Ｖｃｃを、ＤＡ変換器２４２によって変換されたアナログ信号に基づいて、変換し、ＲＦ電力増幅器２１６及び２２６に、出力する。リニアレギュレータが使用されることで、雑音を抑圧して、歪の発生が抑制される。
【０１２０】
逆余弦演算器２０２は、入力された信号（ｒｃ（ｔ）／Ｒｔｑ）を、逆余弦演算し、位相差信号として、加算器２１１及び減算器２２１に出力する。
【０１２１】
一方、位相信号θ（ｔ）は、加算器２１１及び減算器２２１に入力される。同様に、逆余弦演算器２０２から出力された位相差信号が、加算器２１１及び減算器２２１に入力される。加算器２１１は、位相信号と位相差信号とを加算して加算成分を生成する。一方、減算器２２１は、位相信号から位相差信号を減算して減算成分を生成する。
【０１２２】
加算器２１１で生成された加算成分は、位相変調器２１２に入力されて位相変調されて、位相変調信号が生成される。位相変換器２１２は、入力された信号を、位相変調し、位相変調信号を生成する。位相変換器２１２で生成された信号は、ＤＡ変換器２１３に入力される。
【０１２３】
ＤＡ変換器２１３は、入力された信号を、アナログ信号に変換する。アップコンバータ２１４は、ＤＡ変換器２１３で変換されたアナログ信号を、ＲＦ周波数（角周波数ω）に周波数変換する。周波数変換された信号は、乗算器２１５に入力される。乗算器２１５は、アップコンバータ２１４の出力と、ＰＷＭパルス生成部２４１の出力であるパルス信号とを乗算する。乗算器２１５の出力は、ＲＦ電力増幅器２１６に入力される。ＲＦ電力増幅器２１６は、乗算器２１５の出力を、リニアレギュレータの出力で増幅する。ＲＦ電力増幅器２１６は、加算器２５１に出力される。
【０１２４】
また、減算器２２１で生成された減算成分は、位相変調器２２２などによって、同様に処理されて、ＲＦ電力増幅器２２６から加算器２５１に出力される。
【０１２５】
加算器２５１は、ＲＦ電力増幅器２１６の出力及びＲＦ電力増幅器２２６の出力を合成する。
【０１２６】
送信信号の送信周波数帯域に応じて、スイッチ２５２及びスイッチ２６５によって、い
ずれかのフィルタ（ＢＰＦ２６１、２６２、２６３、ＬＰＦ２６４）が選択される。スイッチ２５２及びスイッチ２６５は、例えば、送信装置２００におけるＣＰＵによって、制御される。加算器２５１で合成された信号は、選択されたフィルタによって、帯域制限される。いずれかのフィルタによって、帯域制限された信号は、アンテナ２７１から出力される。エンベロープＰＷＭにより発生するエンベロープＰＷＭの変調周波数及びその高調波によるスプリアスは、例えば、ＢＰＦにより抑制することができる。
【０１２７】
（実施形態２の作用効果）
送信装置２００の送信出力電力の可変範囲は、エンベロープＰＷＭと電源電圧とＬＩＮＣとが使用されることから、実施形態１の構成よりも送信出力の電力可変範囲が大きくなる。例えば、送信出力電力の可変範囲は、エンベロープＰＷＭの可変範囲が４０ｄＢであり電源電圧の可変範囲が３０ｄＢでありＬＩＮＣ方式による可変範囲が４０ｄＢであるとしたとき、１１０ｄＢとなる。送信装置２００では、送信出力の電力可変範囲が広がることから、歪が問題となる範囲は相対的に狭くなり、歪が低減される。
【０１２８】
送信装置２００によれば、送信出力の電力可変範囲が広がることにより、送信出力の電力レベルが異なる複数の無線通信方式に対応することができる。
【０１２９】
（変形例２−１）
ここでは、送信装置２００が広い電力可変範囲や低い変調歪が要求されない信号や帯域外のスプリアスが小さいことが優先される信号を送信する場合について説明する。この場合、ＰＷＭパルス生成部２４１は、実質的に使用されない。送信装置２００は、スイッチ２３４を信号変換器２０１側に接続する。送信装置２００は、ＰＷＭパルス生成部２４１の実質的な使用の有無を、送信信号の種類によって選択できるようにされてもよい。この変形例２−１は、上記の例と、共通点を有する。従って、主として相違点について説明し、共通点については、説明を省略する。
【０１３０】
この変形例の場合、振幅制限器２３１及び量子化器２３２は、定常的に１を出力するように制御される。よって、ＰＷＭパルス生成部２４１は、定常的に１を出力する。よって、乗算器２１５には、アップコンバータ２１４の出力とＰＷＭパルス生成部２４１の出力とが入力されるが、乗算器２１５は、アップコンバータ２１４の出力を、乗算器２１５の出力として、出力する。乗算器２２５についても同様である。振幅制限器２３１及び量子化器２３２は、例えば、送信装置２００のＣＰＵによって制御される。また、送信装置２００のＣＰＵは、振幅制限器２３１及び量子化器２３２を制御する代わりに、ＰＷＭパルス生成部２４１から定常的に１を出力するように制御してもよい。
【０１３１】
また、振幅制限器２３５には、振幅信号ｒ（ｔ）が入力される。振幅制限器２３５は、上記の例と同様に処理をして、振幅信号ｒｑ（ｔ）を出力する。量子化器２３６、除算器２３７も、上記の例と同様に動作する。即ち、ＤＡ変換器２４２には、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）が入力され、乗算器２３９には、振幅信号ｒｃ（ｔ）が入力される。ＤＡ変換器２４２は、振幅信号ｒｒｅｇ（ｔ）を、アナログ信号に変換する。リニアレギュレータ２４３は、入力電源電圧Ｖｃｃを、ＤＡ変換器２４２で変換されたアナログ信号に基づいて、変換する。
【０１３２】
ここでは、送信装置２００は、ＰＷＭパルス生成部２４１による振幅変調を行わないが、リニアレギュレータ２４３及びＬＩＮＣ方式による振幅変調が行うことで、スプリアスの発生を避けつつ、変形例１−１の構成に比べより広い電力可変範囲を実現できる。
【０１３３】
（変形例２−２）
ここでは、送信装置２００が、最も粗いステップの振幅変調をエンベロープＰＷＭで行
い、次に粗いステップの振幅変調をＬＩＮＣ方式で行い、最も細かいステップの振幅変調をリニアレギュレータによる電源電圧の可変で行う場合について説明する。この変形例２は、上記の例と、共通点を有する。従って、主として相違点について説明し、共通点については、説明を省略する。
【０１３４】
この変形例２−２の場合、量子化器２３６の出力を乗算器２３９に行い、除算器２３７の出力をＤＡ変換器２４２に行う。
【０１３５】
量子化器２３６の出力の範囲について検討する。上記の（式２４）の導出と同様にすると、ｒｍ（ｔ）の最大値は、２である。よって、量子化器２３６の出力の最大値は２である。この場合、バックオフ係数Ｒｔｑは２となる。メモリ２３８は、逆余弦演算器２０２への入力を０以上１以下の範囲に正規化するためのバックオフ係数Ｒｔｑの逆数１／Ｒｔｑを格納する。これによって、逆余弦演算器２０２への入力が０以上１以下の範囲の値になることが保証される。
【０１３６】
変形例２−２の構成によると、送信装置２００は、最も粗いステップの振幅変調をエンベロープＰＷＭで行い、次に粗いステップの振幅変調をＬＩＮＣ方式で行い、最も細かいステップの振幅変調をリニアレギュレータによる電源電圧の可変で行うことができる。
【符号の説明】
【０１３７】
１００ 送信措置
１０１ 信号変換器
１１１ 位相変調器
１１２ ＤＡ変換器
１１３ アップコンバータ
１２１ 振幅制限器
１２２ 量子化器
１２３ 除算器
１２４ スイッチ
１２５ ＰＷＭパルス生成器
１２６ ＤＡ変換器
１２７ リニアレギュレータ
１３１ 乗算器
１３２ ＲＦ電力増幅器
１３３ スイッチ
１４１ ＢＰＦ
１４２ ＢＰＦ
１４３ ＢＰＦ
１４４ ＬＰＦ
１４５ スイッチ
１５１ アンテナ
２００ 送信装置
２０１ 信号変換器
２０２ 逆余弦演算器
２１１ 加算器
２２１ 減算器
２１２ 位相変調器
２１３ ＤＡ変換器
２１４ アップコンバータ
２１５ 乗算器
２１６ ＲＦ電力増幅器
２２２ 位相変調器
２２３ ＤＡ変換器
２２４ アップコンバータ
２２５ 乗算器
２２６ ＲＦ電力増幅器
２３１ 振幅制限器
２３２ 量子化器
２３３ 除算器
２３４ スイッチ
２３５ 振幅制限器
２３６ 量子化器
２３７ 除算器
２３８ メモリ
２３９ 乗算器
２４１ ＰＷＭパルス生成部
２４３ リニアレギュレータ
２５１ 加算器
２５２ スイッチ
２６１ ＢＰＦ
２６２ ＢＰＦ
２６３ ＢＰＦ
２６４ ＬＰＦ
２６５ スイッチ
２７１ アンテナ
３００ 送信装置（ＥＥＲ方式（リニアレギュレータ））
４００ 送信装置（ＥＥＲ方式（エンベロープＰＷＭ））
５００ 送信装置（ＬＩＮＣ方式）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンド信号に含まれる位相信号を高周波に変換して位相変調信号を生成する位相信号変換部と、
前記ベースバンド信号に含まれる振幅信号の振幅値を所定の量子化ステップで量子化し、量子化値を出力する量子化部と、
前記振幅信号の振幅値を前記振幅値が量子化された量子化値で除算する除算部と、
前記量子化部の出力に応じたパルス幅のパルス信号を生成するパルス生成部と、
前記位相変調信号に前記パルス信号を乗算する乗算部と、
前記乗算部の出力を前記除算部の出力に応じた電源電圧で増幅する電力増幅部と、
を備える送信装置。
【請求項２】
ベースバンド信号に含まれる振幅信号の振幅値を所定の第１量子化ステップで量子化し、第１量子化値を出力する第１量子化部と、
前記振幅信号の振幅値を前記振幅値が量子化された前記第１量子化値で除算する第１除算部と、
前記第１量子化部の出力に応じたパルス幅のパルス信号を生成するパルス生成部と、
前記第１除算部の出力を所定の第２量子化ステップで量子化し、第２量子化値で除算する第２量子化部と、
前記第１除算部の出力を前記第１除算部の出力が量子化された前記第２量子化値で除算する第２除算部と、
前記第２除算部の出力を位相差信号に変換する振幅位相差変換部と、
前記位相信号に前記位相差信号を加算した信号を高周波に変換して、第１位相変調信号を生成する第１位相信号変換部と、
前記位相信号に前記位相差信号を減算した信号を高周波に変換して、第２位相変調信号を生成する第２位相信号変換部と、
前記第１位相変調信号に前記パルス信号を乗算する第１乗算部と、
前記第２位相変調信号に前記パルス信号を乗算する第２乗算部と、
前記第１乗算部の出力を前記第２量子化部の出力に応じて増幅する第１電力増幅部と、
前記第２乗算部の出力を前記第２量子化部の出力に応じて増幅する第２電力増幅部と、
前記第１電力増幅部の出力および前記第２電力増幅部の出力を合成する加算部と、
を備える送信装置。
【請求項３】
前記振幅位相差変換部は、前記第２量子化部の出力を位相差信号に変換し、
前記第１電力増幅部は、前記第１乗算部の出力を、前記第２除算部の出力に応じて増幅し、
前記第２電力増幅部は、前記第２乗算部の出力を、前記第２除算部の出力に応じて増幅する、
請求項２に記載の送信装置。
【請求項１】
ベースバンド信号に含まれる位相信号を高周波に変換して位相変調信号を生成する位相信号変換部と、
前記ベースバンド信号に含まれる振幅信号の振幅値を所定の量子化ステップで量子化し、量子化値を出力する量子化部と、
前記振幅信号の振幅値を前記振幅値が量子化された量子化値で除算する除算部と、
前記量子化部の出力に応じたパルス幅のパルス信号を生成するパルス生成部と、
前記位相変調信号に前記パルス信号を乗算する乗算部と、
前記乗算部の出力を前記除算部の出力に応じた電源電圧で増幅する電力増幅部と、
を備える送信装置。
【請求項２】
ベースバンド信号に含まれる振幅信号の振幅値を所定の第１量子化ステップで量子化し、第１量子化値を出力する第１量子化部と、
前記振幅信号の振幅値を前記振幅値が量子化された前記第１量子化値で除算する第１除算部と、
前記第１量子化部の出力に応じたパルス幅のパルス信号を生成するパルス生成部と、
前記第１除算部の出力を所定の第２量子化ステップで量子化し、第２量子化値で除算する第２量子化部と、
前記第１除算部の出力を前記第１除算部の出力が量子化された前記第２量子化値で除算する第２除算部と、
前記第２除算部の出力を位相差信号に変換する振幅位相差変換部と、
前記位相信号に前記位相差信号を加算した信号を高周波に変換して、第１位相変調信号を生成する第１位相信号変換部と、
前記位相信号に前記位相差信号を減算した信号を高周波に変換して、第２位相変調信号を生成する第２位相信号変換部と、
前記第１位相変調信号に前記パルス信号を乗算する第１乗算部と、
前記第２位相変調信号に前記パルス信号を乗算する第２乗算部と、
前記第１乗算部の出力を前記第２量子化部の出力に応じて増幅する第１電力増幅部と、
前記第２乗算部の出力を前記第２量子化部の出力に応じて増幅する第２電力増幅部と、
前記第１電力増幅部の出力および前記第２電力増幅部の出力を合成する加算部と、
を備える送信装置。
【請求項３】
前記振幅位相差変換部は、前記第２量子化部の出力を位相差信号に変換し、
前記第１電力増幅部は、前記第１乗算部の出力を、前記第２除算部の出力に応じて増幅し、
前記第２電力増幅部は、前記第２乗算部の出力を、前記第２除算部の出力に応じて増幅する、
請求項２に記載の送信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−２５４２６０（Ｐ２０１１−２５４２６０Ａ）
【公開日】平成２３年１２月１５日（２０１１．１２．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１２６２０２（Ｐ２０１０−１２６２０２）
【出願日】平成２２年６月１日（２０１０．６．１）
【出願人】（５０２０８７４６０）株式会社トヨタＩＴ開発センター (232)
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月１５日（２０１１．１２．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年６月１日（２０１０．６．１）
【出願人】（５０２０８７４６０）株式会社トヨタＩＴ開発センター (232)
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]