電力増幅器の過電流検出回路及びその方法
【課題】 しきい値を的確に可変して過電流検出の誤作動を防止する。
【解決手段】 過電流検出回路6Bは、Ｑ２のエミッタと出力端子Ｏの間の電流検出抵抗Ｒ11の両端間に抵抗Ｒ21、Ｒ31が接続されている。Ｒ31の両端が過電流検出トランジスタＱ５のベース−エミッタ間に接続されており、出力端子Ｏと−ＶB の間にダイオードＤ21、抵抗Ｒ61が接続されており、Ｄ21のカソードがＱ５のエミッタと接続されている。Ｒ21とＲ31の接続点とグランド間には抵抗Ｒ51とＤ11が接続されており、Ｒ51とＤ11の接続点とＱ２のエミッタの間にコンデンサＣ21が接続されている。Ｒ51、Ｄ11、Ｃ21のしきい値可変回路９Ａは出力電圧の大きさが大きくなるとしきい値を大きくし、出力電圧の大きさが小さくなるとしきい値を小さくするが、Ｃ21とＤ11により、出力電圧の大きさが増加するときはしきい値を早く増大変化させ、減少するときはしきい値をゆっくり減少変化させる。
【解決手段】 過電流検出回路6Bは、Ｑ２のエミッタと出力端子Ｏの間の電流検出抵抗Ｒ11の両端間に抵抗Ｒ21、Ｒ31が接続されている。Ｒ31の両端が過電流検出トランジスタＱ５のベース−エミッタ間に接続されており、出力端子Ｏと−ＶB の間にダイオードＤ21、抵抗Ｒ61が接続されており、Ｄ21のカソードがＱ５のエミッタと接続されている。Ｒ21とＲ31の接続点とグランド間には抵抗Ｒ51とＤ11が接続されており、Ｒ51とＤ11の接続点とＱ２のエミッタの間にコンデンサＣ21が接続されている。Ｒ51、Ｄ11、Ｃ21のしきい値可変回路９Ａは出力電圧の大きさが大きくなるとしきい値を大きくし、出力電圧の大きさが小さくなるとしきい値を小さくするが、Ｃ21とＤ11により、出力電圧の大きさが増加するときはしきい値を早く増大変化させ、減少するときはしきい値をゆっくり減少変化させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力増幅器の過電流検出回路及びその方法に係り、とくに出力電圧の大きさに応じて過電流検出用のしきい値を可変する電力増幅器の過電流検出回路及びその方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
オーディオ用のパワーアンプでは負荷の短絡等で過大な負荷電流が流れると、出力段のパワートランジスタや電源回路などが破壊してしまう。このため、負荷電流値が所定のしきい値を超えたか否かを検出する過電流検出回路を設け、過電流が生じたとき保護回路を働かせて電源回路の電源出力を停止させたり、入力を抑えて過大な負荷電流が流れないようにしている。例えば、実開平１−６４２８８号公報には電力増幅器の出力端子とスピーカの間にシリーズに電流検出抵抗を設け、電流検出抵抗の両端電圧を分圧して過電流検出トランジスタのベースに印加し、両端電圧が所定のしきい値を超えると過電流検出トランジスタがオンし、保護回路が働いて電力増幅器の電源回路の出力電圧を遮断する構成が開示されている（特許文献１）。また、可銅鉄平・藤本正熙・島田公明・君塚雅憲共編「最新オーディオ技術」（平成３年４月２０日オーム社発行）９０、９１頁には、電力増幅器の出力段のコンプリメンタリ接続ＳＥＰＰ回路を構成する増幅素子と中点の出力端子間に電流検出抵抗を設け、電流検出抵抗の両端電圧を分圧して過電流検出トランジスタのベースに印加し、両端電圧が所定のしきい値を超えると過電流検出トランジスタがオンし、保護回路が働いて電流制限する構成が開示されている（非特許文献１）。
【０００３】
図１に従来のＡＢ級動作（Ｂ級動作に近い）の車載用パワーアンプの過電流検出回路の具体例を示す。１はコンプリメンタリ接続ＳＥＰＰ回路構成の出力段であり、各々ダーリントン接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１とＱ２、ｐｎｐ型トランジスタＱ３とＱ４が電源回路２から供給された＋ＶB と−ＶB の間に接続されており、出力段１の中点が出力端子Ｏを成し、グランドとの間に負荷３が接続されている。Ｑ１とＱ３のベースには図示しない電圧増幅段で生成された同相で変化する信号ｅ１、ｅ２が入力端子４、５を介して印加されている。出力端子Ｏから図示しない初段に負帰還（ＮＦＢ）が掛けられている。
６と７は出力段１の＋電源側と−電源側に設けられた過電流検出回路であり、この内、過電流検出回路６はＱ２のコレクタ−エミッタ間に流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力し、過電流検出回路７はＱ４のエミッタ−コレクタ間に流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力する。過電流検出信号を入力した保護回路８は電源回路２の＋ＶB と−ＶB の電圧出力を停止させる。
【０００４】
＋電源側の過電流検出回路６は、Ｑ２のエミッタと出力端子Ｏの間にシリーズに接続された小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１１と、Ｒ１１の両端電圧を分圧する抵抗Ｒ２１、Ｒ３１と、Ｒ３１の両端がベースとエミッタに接続され、コレクタが抵抗Ｒ４１を介して＋ＶB にプルアップされたｎｐｎ型の過電流検出トランジスタＱ５と、Ｑ５のベース−エミッタ間に接続されたノイズ除去用のコンデンサＣ１１とにより構成されている。Ｑ５はベース−エミッタ間電圧ＶBEが０．６Ｖを越えるとオンし、Ｒ４１に生じる電圧降下が過電流検出信号として保護回路８に出力される。過電流検出のしきい値Ｉｔｈ１はＲ１１〜Ｒ３１の値で定まり、Ｒ１１＜＜Ｒ２１、Ｒ１１＜＜Ｒ３１として、Ｒ１１を流れる電流の大きさをＩ1 とすると、次式、
Ｉ1 ×Ｒ１１×（Ｒ３１／（Ｒ２１＋Ｒ３１））＝０．６
が成立するときの電流Ｉ1 がしきい値Ｉｔｈ１となり、Ｉ1 ＜Ｉｔｈ１の間、Ｑ５はオフ、Ｉ1 ≧Ｉｔｈ１でオンとなる。
【０００５】
−電源側の過電流検出回路７も６と同様に構成されており、Ｑ４のエミッタと出力端子Ｏの間にシリーズに接続された小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１２と、Ｒ１２の両端電圧を分圧する抵抗Ｒ２２、Ｒ３２と、Ｒ３２の両端がベースとエミッタに接続され、コレクタが抵抗Ｒ４２を介して−ＶB にプルダウンされたｐｎｐ型の過電流検出トランジスタＱ６と、Ｑ６のベース−エミッタ間に接続されたノイズ除去用のコンデンサＣ１２とにより構成されている。Ｑ６はベース−エミッタ間電圧ＶBEが０．６Ｖを越えるとオンし、Ｒ４２に生じる電圧降下が過電流検出信号として保護回路８に出力される。過電流検出のしきい値はＲ１２〜Ｒ３２の値で定まり、Ｒ１２＜＜Ｒ２２、Ｒ１２＜＜Ｒ３２として、Ｒ１２を流れる電流の大きさをＩ2 とすると、次式、
Ｉ2 ×Ｒ１２×（Ｒ３２／（Ｒ２２＋Ｒ３２））＝０．６
が成立するときの電流Ｉ2 がしきい値Ｉｔｈ２となり、Ｉ2 ＜Ｉｔｈ２の間、Ｑ６はオフ、Ｉ2 ≧Ｉｔｈ２でオンとなる。例えば、図１の如くＲ１１＝Ｒ１２＝０．１Ω、Ｒ２１＝Ｒ２２＝１ｋΩ、Ｒ３１＝Ｒ３２＝１．２ｋΩ、Ｃ１１＝Ｃ１２＝１０００ｐＦとすると、Ｉｔｈ 1とＩｔｈ２は約１１Ａとなる（図２の破線参照）。
【０００６】
Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２は、正常動作時に過電流を誤検出しないようにするため、定格出力時の電流のピーク値より大きく設定する必要があり、回路素子定数のバラツキや過電流検出トランジスタＱ５、Ｑ６のオン時のベース−エミッタ間電圧ＶBEの温度による変動を考慮すると、正常動作時の負荷電流ＩO の最大ピーク値より相当大きくしておかなければならない。けれども、しきい値を正常動作時の最大ピーク値より大きく設定すると次のような問題が生じる。負荷のインピーダンスをパラメータとした出力電圧と負荷電流ＩO の大きさの関係は図２の如くなる。出力段１のアイドリング電流（Ｑ２からＱ４へ貫流する電流）は数十ｍＡと小さく、Ｉ1 、Ｉ2 がほぼ負荷電流ＩO に等しいとすると、過電流保護機能は主に出力の短絡を想定したものであり、ほぼ完全に短絡したときは負荷インピーダンスがほぼ零となるため、出力電圧ＶO の大小に拘わらず負荷電流の大きさがしきい値Ｉｔｈ 1、Ｉｔｈ２を越えるので、過電流保護が正しく働く（図２の実線ａ参照）。けれども、不完全な短絡により接触抵抗が生じると、出力電圧ＶO が小さいときに負荷電流ＩO の大きさがしきい値Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２を下回って過電流保護が働かず、しきい値Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２よりは小さいが比較的大きな電流が流れ続けてしまう恐れがあった。例えば、接触抵抗が０．５Ωあれば出力電圧ＶO のピークが約５Ｖ以下のときに掛かる事態が起きてしまう（図２の実線ｂ参照）。これは前記した特許文献１、非特許文献２記載の過電流検出回路においても全く同様に起きる。
【０００７】
この問題を解決するため、従来、出力電圧の大きさによりしきい値を可変する提案がされていた。具体的には、図１の過電流検出回路６、７を図３の過電流検出回路６Ａ、７Ａの如く変更し、抵抗Ｒ２１、Ｒ３１の接続点とグランド間に抵抗Ｒ５１と逆阻止用のダイオードＤ１１をシリーズ接続し、抵抗Ｒ２２とＲ３２の接続点とグランド間に抵抗Ｒ５２と逆阻止用のダイオードＤ１２をシリーズ接続する。ほぼ出力電圧ＶO と同じ電圧のＱ２のエミッタ電圧が大きくなるとＲ２１、Ｒ５１、Ｄ１１の経路で流れる枝電流が大きくなり、抵抗Ｒ２１での電圧降下が大きくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が小さくなる。従って、Ｑ５をオンするためのＩ1 の大きさは、出力電圧ＶO が小さいときは比較的小さくでき、出力電圧ＶO が大きいときは比較的大きくできる。図３の回路定数とした場合、出力電圧ＶO が小さいときしきい値ＩＴＨは約６〜７Ａとなり、負荷の不完全短絡時の接触抵抗が０．５Ωであっても出力電圧ＶO が図２のＶｍ（＝約４Ｖ）以上になればＱ５、Ｑ６がオンする。この結果、出力電圧ＶO がＶｍを下回っている場合に流れ続ける負荷電流ＩO は６〜７Ａ以下に抑えられる。若し、しきい値ＩＴＨが６Ａのままでは、負荷に２Ωのスピーカを接続したとき、約４０Ｗほど出力しただけで、過電流保護機能が働いてしまうことになるが（図２の実線ｃ参照）、出力電圧ＶO が大きくなるにつれてしきい値ＩＴＨを大きくすることで（図２の一点鎖線参照）、正常動作時の出力が不用意に制限される事態を回避できることになる。
【０００８】
ところが、図３の構成は、負荷が抵抗であれば上記説明の通り動作するが、負荷のスピーカは純粋な抵抗でなく誘導成分を有しているため過電流保護機能が誤作動することがあった。すなわち、誘導性の負荷では出力電圧のピークと負荷電流のピークが一致せず、大出力時、出力電圧が大きなピークに達して下がったあとに負荷電流の大きなピークを迎える。このとき、出力電圧が下がっているためしきい値も既に下がっており、過電流保護機能が誤作動してしまう。近年はスピーカの耐入力の増大とともに抵抗成分が小さくなり、誘導成分の比率が大きくなってきたため（特に車載用サブウーファ）、かかる問題が顕在化してきた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】実開平１−６４２８８号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】可銅鉄平・藤本正熙・島田公明・君塚雅憲共編「最新オーディオ技術」オーム社平成３年４月２０日
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明は上記した従来技術の問題に鑑み、しきい値を的確に可変して過電流検出の誤作動を防止することのできる電力増幅器の過電流検出回路およびその方法を提供することを、その目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の１つは、電力増幅器の出力段の増幅素子と負荷の間に介装されるかまたは出力段の増幅素子とシリーズに接続された電流検出抵抗と、電流検出抵抗を流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると過電流検出信号を出力する過電流検出信号出力手段と、電力増幅器の出力電圧の大きさの変化に応じて、出力電圧の大きさが大きくなると前記しきい値を大きくし、出力電圧の大きさが小さくなると前記しきい値を小さくするしきい値可変手段と、を備えた電力増幅器の過電流検出回路において、しきい値可変手段に、出力電圧の大きさが増加するときは前記しきい値を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値をゆっくり減少変化させるしきい値制御手段を設けたこと、を特徴としている。
しきい値制御手段は、電力増幅器の出力電圧の大きさの増減と連動して大きさの増減する電圧により充電され、充電時と放電時で時定数が異なるコンデンサ回路により構成することができる。
また、本発明の他の１つは、電力増幅器の出力段の増幅素子と負荷の間に介装された電流検出抵抗を流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると過電流検出信号を出力し、電力増幅器の出力電圧の大きさの変化に応じて、出力電圧の大きさが大きくなると負荷電流に対する過電流検出用のしきい値を大きくし、出力電圧の大きさが小さくなると過電流検出用のしきい値を小さくするようにした電力増幅器の過電流検出方法において、出力電圧の大きさが増加するときは前記しきい値を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値をゆっくり減少変化させるようにしたこと、を特徴としている。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、誘導性負荷により、出力電圧がピークに達して下がったあと負荷電流のピークが来ても、しきい値が出力電圧のピーク時の値に対して僅かに小さくなっているだけなので、過電流検出の誤作動を防止することができる。
また、しきい値制御を、電力増幅器の出力電圧の大きさの増減と連動して大きさの増減する電圧により充電され、充電時と放電時で時定数が異なるコンデンサ回路により行なうことにより、構成が簡単で済む。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来のＡＢ級動作の車載用パワーアンプの過電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図２】負荷のインピーダンスをパラメータとした出力電圧と負荷電流の関係を示す線図である。
【図３】従来の他の過電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第１実施例に係るＡＢ級動作の車載用パワーアンプの過電流検出回路の構成を示す回路図である（実施例１）。
【図５】負荷のインピーダンスをパラメータとした出力電圧と負荷電流の関係を示す線図である。
【図６】本発明の第２実施例に係るＤ級動作の車載用パワーアンプの過電流検出回路の構成を示す回路図である（実施例２）。
【図７】本発明の第３実施例に係るＤ級動作の車載用パワーアンプの過電流検出回路の構成を示す回路図である（実施例３）。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態を実施例に基づき説明する。
【実施例１】
【００１６】
図４を参照して本発明の第１実施例を説明する。図４は本発明に係る車載用パワーアンプの過電流検出回路の構成を示す回路図であり、図３と同様の構成部分には同一の符号が付してある。
１はコンプリメンタリ接続ＳＥＰＰ回路構成の出力段であり、各々ダーリントン接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１とＱ２、ｐｎｐ型トランジスタＱ３とＱ４が電源回路２から供給された＋ＶB と−ＶB の間に接続されており、出力段１の中点が出力端子Ｏを成し、グランドとの間に負荷３が接続されている。Ｑ１とＱ３のベースには図示しない電圧増幅段で生成された同相で変化する信号ｅ１、ｅ２が入力端子４、５を介して印加されている。出力端子Ｏから図示しない初段に負帰還（ＮＦＢ）が掛けられている。
６Ｂと７Ｂは出力段１の＋電源側と−電源側に設けられた過電流検出回路であり、過電流検出回路６ＢはＱ２のコレクタ−エミッタ間に流れる電流の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ１を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力し、過電流検出回路７ＢはＱ４のエミッタ−コレクタ間に流れる電流の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ２を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力する。過電流検出信号を入力した保護回路８は電源回路２の＋ＶB と−ＶB の電圧出力を停止させる。
【００１７】
＋電源側の過電流検出回路６Ｂでは、Ｑ２のエミッタと出力端子Ｏの間にシリーズに小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１１が接続されており、Ｑ２のエミッタとＲ１１の接続点とトランジスタＱ５のベース間に抵抗Ｒ２１が接続されている。Ｒ３１の両端がｎｐｎ型の過電流検出トランジスタＱ５のベース−エミッタ間に接続されており、Ｑ５のベース−エミッタ間にノイズ除去用のコンデンサＣ１１が接続されている。出力端子Ｏと−ＶB の間にダイオードＤ２１、抵抗Ｒ６１がシリーズに接続されており、Ｄ２１のカソードがＱ５のエミッタと接続されている。Ｑ５は抵抗Ｒ３１の両端電圧が０．６Ｖ以上になるとオンするが、Ｄ２１の順方向降下電圧をＶAKとすると、図３のＲ１１の両端電圧が本実施例ではＲ１１の両端電圧とＶAKの和に置き換えられてＲ２１とＲ３１にシリーズに掛かる電圧がＶAK分だけ増大するので、Ｒ１１を大きくすることなく過電流検出感度が上がる。
【００１８】
抵抗Ｒ２１とＲ３１の接続点とグランド間には抵抗Ｒ５１と逆阻止用のダイオードＤ１１がシリーズに接続されており、Ｒ５１とＤ１１の接続点とＱ２のエミッタの間にコンデンサＣ２１が接続されている。Ｒ５１、Ｄ１１、Ｃ２１は出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ１を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ１を小さくするしきい値可変回路９Ａを成す。Ｃ２１とＤ１１はしきい値制御手段を成し、出力電圧ＶO の大きさが増加するときは前記しきい値ＩＴＨ１を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値ＩＴＨ１をゆっくり減少変化させる。
【００１９】
−電源側の過電流検出回路７Ｂは、＋電源側とほぼ対称に構成されており、出力端子ＯとＱ４のエミッタの間にシリーズに小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１２が接続されており、Ｑ４のエミッタとＲ１２の接続点とトランジスタＱ６のベース間に抵抗Ｒ２２が接続されている。Ｒ３３の両端がｐｎｐ型の過電流検出トランジスタＱ６のエミッタ−ベース間に接続されており、Ｑ６のエミッタ−ベース間にノイズ除去用のコンデンサＣ１２が接続されている。出力端子Ｏと＋ＶB の間にダイオードＤ２２、抵抗Ｒ６２がシリーズに接続されており、Ｄ２２のアノードがＱ６のエミッタと接続されている。Ｑ６は抵抗Ｒ３２の両端電圧が０．６Ｖ以上になるとオンするが、Ｄ２２の順方向降下電圧をＶAKとすると、図３のＲ１２の両端電圧が本実施例ではＲ１２の両端電圧とＶAKの和に置き換えられてＲ２２とＲ３２にシリーズに掛かる電圧がＶAK分だけ増大するので、Ｒ１２を大きくすることなく過電流検出感度が上がる。
【００２０】
Ｒ２２とＲ３２の接続点とグランド間には抵抗Ｒ５２と逆阻止用のダイオードＤ１２がシリーズに接続されており、Ｒ５２とＤ１２の接続点とＱ４のエミッタの間にコンデンサＣ２２が接続されている。Ｒ５２、Ｄ１２、Ｃ２２は出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ２を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ２を小さくするしきい値可変回路１０Ａを成す。また、Ｃ２２とＤ１２はしきい値制御手段を成し、出力電圧ＶO の大きさが増加するときは前記しきい値ＩＴＨ２を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値ＩＴＨ２をゆっくり減少変化させる。
【００２１】
次に、図５を参照して上記した実施例の動作を過電流検出回路６Ｂを中心に説明する。図５は負荷インピーダンスをパラメータとした出力電圧ＶO と負荷電流ＩO の関係を示す線図である。
過電流検出回路６Ｂは出力端子Ｏから負荷３の方向へ負荷電流ＩO が流れる期間を対象に過電流検出を行う。今、Ｃ２１がない場合を考えると、図３と同様に、Ｑ２のエミッタ電圧の大きさ（瞬時値の絶対値）が小さいときはＲ２１→Ｒ５１→Ｄ１１→グランドの経路で流れる枝電流が小さく、抵抗Ｒ２１での電圧降下が小さくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が大きくなる。反対にＱ２のエミッタ電圧の大きさが大きくなるとＲ２１→Ｒ５１→Ｄ１１→グランドの経路で流れる枝電流が大きくなり、抵抗Ｒ２１での電圧降下が大きくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が小さくなる。従って、Ｑ５をオンするためのＩ1 の大きさ（瞬時値の絶対値）であるしきい値ＩＴＨ１は、出力電圧ＶO が小さいときは比較的小さくでき、出力電圧ＶO が大きいときは比較的大きくできる。
Ｃ２１が有るとき、Ｑ２のエミッタ電圧の大きさが増大するときは、Ｑ２→Ｃ２１→Ｄ１１→グランドの経路でＣ２１が速やかに充電され、抵抗Ｒ２１を流れる電流はＣ２１が無いときとほぼ同じであり、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるのに追従してしきい値ＩＴＨ１は速やかに増大する。反対に、Ｑ２のエミッタ電圧の大きさが減少するときは、Ｄ１１によりグランドへの放電が阻止されるので、Ｃ２１の充電電圧は抵抗Ｒ２１→Ｒ５１→Ｃ２１の経路でゆっくり放電される。この放電電流が抵抗Ｒ２１からＲ５１へ流れる枝電流として維持されるので、しきい値ＩＴＨ１は出力電圧ＶO の大きさの減少速度に比してゆっくりとした変化になり、しきい値ＩＴＨ１が保持される。
【００２２】
負荷３が誘導性のとき、出力電圧ＶO のピークに遅れて負荷電流ＩO のピークが訪れるが、２０Ｈｚのオーディオ信号入力時で遅れ時間は最大でも１２．５ｍｓ程度であり、しきい値ＩＴＨ１の保持時間が数十ｍｓ程度になるように回路定数を設定することで過電流検出の誤作動を防止できることになる。図４に示す回路定数にした場合、Ｃ２１の放電の時定数は約１８０ｍｓとなり、出力電圧ＶO がピークに達するとほぼ同時にしきい値ＩＴＨ１もピークに達するが、その後、数十ｍｓ程度の時間ではしきい値ＩＴＨ１はそれほど変化しないので、負荷電流ＩO のピークが遅れて到来しても出力電圧ＶO のピークに見合ったしきい値ＩＴＨ１により過電流検出ができる。
【００２３】
図４の回路定数では、出力電圧ＶO のピーク値が０Ｖ近くのとき、負荷電流ＩO に対するしきい値ＩＴＨ１はＤ２１の過電流検出感度増大機能により約３Ａであり、出力電圧ＶO のピーク値が１０Ｖ、２０Ｖ、３０Ｖと大きくなるに連れて約８Ａ、約１３Ａ、約１９Ａと大きくなる（図５参照）。負荷が完全に短絡すると、負荷インピーダンスがほぼ０Ωとなり、出力電圧ＶO の大小に拘わらずしきい値ＩＴＨ１を遥かに越える大きな負荷電流ＩO が流れるので、過電流検出トランジスタＱ５がオンし、過電流保護機能が働く。負荷が不完全に短絡し、接触抵抗による負荷インピーダンスが例えば０．５Ω程度存在すると、出力電圧ＶO が比較的小さいときに負荷電流ＩO がしきい値ＩＴＨ１を下回って流れ続けてしまう恐れがあるが、出力電圧ＶO が小さいときはしきい値ＩＴＨ１も小さいため、大きな電流が流れ続けるのを防止できる。この場合は出力電圧ＶO が少し大きいだけで負荷電流ＩO がしきい値ＩＴＨ１を上回るので過電流検出トランジスタＱ５がオンし、過電流保護機能が働く。
【００２４】
一方、正常動作時、負荷インピーダンスは通常２Ω以上あり、出力電圧ＶO が数Ｖ程度と小さいときは負荷電流ＩO のピークは３Ａより小さく、出力電圧ＶO のピーク値が１０Ｖ、２０Ｖ、３０Ｖと大きくなっても、各々負荷電流ＩO のピークは約８Ａ、約１３Ａ、約１９Ａより小さい。スピーカの如く誘導性負荷の場合、出力電圧ＶO のピークに遅れて負荷電流ＩO のピークが訪れるが、出力電圧ＶO のピークに応じたしきい値ＩＴＨ１が保持されるので、負荷電流ＩO のピークがしきい値ＩＴＨ１を超えて過電流を誤検出するのを回避できる。
−電源側の過電流検出回路７Ｂは負荷３から出力端子Ｏの方向へ負荷電流ＩO が流れる期間を対象に過電流検出を行うが、６Ｂと全く同様に動作する。
【００２５】
この実施例によれば、出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２を小さくし、この際、出力電圧ＶO の大きさが増加するときはしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２を早く増大変化させ、減少するときはしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２をゆっくり減少変化させたので、負荷が不完全に短絡し、接触抵抗による負荷インピーダンスが例えば０．５Ω程度存在すると、出力電圧ＶO が比較的小さいときに負荷電流ＩO がしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２を下回って流れ続けてしまう恐れがあるが、出力電圧ＶO が小さいときはしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２も小さいため、大きな電流が流れ続けるのを防止できる。また、正常動作時、出力電圧ＶO のピークに遅れて負荷電流ＩO のピークが訪れるが、出力電圧ＶO のピークに応じたしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２が保持されるので、負荷電流ＩO のピークがしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２を超えて過電流を誤検出するのを回避できる。
また、しきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２の可変は、出力電圧ＶO の増減と連動して増減するＱ２、Ｑ４のエミッタ電圧により充電され、充電時と放電時で時定数が異なる簡単なコンデンサ回路により構成できる。
また、Ｄ２１、Ｄ２２により、電流検出抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を大きくすることなく過電流検出感度を増大でき、電力ロスを小さくできる。
【実施例２】
【００２６】
図６を参照して本発明の第２実施例を説明する。図６は本発明に係るＤ級動作の車載用パワーアンプの出力段周辺の構成を示す回路図であり、図４と同様の構成部分には同一の符号が付してある。
図４の実施例では、出力段のトランジスタと出力端子の間に電流検出抵抗を介装したが、図６の第２実施例では、出力端子と負荷の間に介装する場合を説明する。
１１は一般的なＤ級最終出力段であり、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ７、Ｑ８が電源回路２から供給された＋ＶB と−ＶB の間に接続されており、Ｄ級最終出力段１１の中点Ｃと出力端子Ｏの間に低域成分を抽出するローパスフィルタ１２が設けられている。出力端子Ｏとグランドとの間に負荷３が接続されている。Ｑ７とＱ８のゲートには図示しない出力ＦＥＴスイッチング回路で生成された出力ＦＥＴスイッチング信号ｅ１’、ｅ２’が入力端子１３、１４を介して印加されており、Ｑ７とＱ８は交互にオン・オフを繰り返す。
６Ｃと７Ｃは過電流検出回路であり、過電流検出回路６Ｃは出力端子Ｏから負荷３の方向に流れる負荷電流ＩO の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ１’を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力し、過電流検出回路７Ｃは負荷３から出力端子Ｏの方向へ流れる負荷電流ＩO の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ２’を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力する。
【００２７】
過電流検出回路６Ｃ、７Ｃは出力端子Ｏと負荷３の間にシリーズに介装された共通の電流検出抵抗Ｒ１を有している。過電流検出回路６Ｃ、７Ｃは、図４の６Ｂ、７Ｂと同様に構成されており、同様の機能を発揮する。図６の回路定数では、出力電圧ＶO のピーク値が０Ｖ近くのとき、負荷電流ＩO に対するしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）はＤ２１（Ｄ２２）の過電流検出感度増大機能により約３Ａであり、出力電圧ＶO のピーク値が１０Ｖ、２０Ｖ、３０Ｖと大きくなるに連れて約８Ａ、約１３Ａ、約１９Ａと大きくなる。Ｃ２１（Ｃ２２）の放電の時定数は約１８０ｍｓであり、出力電圧ＶO がピークに達するとほぼ同時にしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）もピークに達するが、その後、数十ｍｓ程度の時間ではしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）はそれほど変化しないので、負荷電流ＩO のピークが遅れて到来しても出力電圧ＶO のピークに見合ったしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）により過電流検出ができる。
従って、負荷が不完全に短絡し、接触抵抗による負荷インピーダンスが例えば０．５Ω程度存在すると、出力電圧ＶO が比較的小さいときに負荷電流ＩO がしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）を下回って流れ続けてしまう恐れがあるが、出力電圧ＶO が小さいときはしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）も小さいため、大きな電流が流れ続けるのを防止できる。また、正常動作時、出力電圧ＶO のピークに遅れて負荷電流ＩO のピークが訪れるが、出力電圧ＶO のピークに応じたしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）が保持されるので、負荷電流ＩO のピークがしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）を超えて過電流を誤検出するのを回避できる。
【実施例３】
【００２８】
次に、図７を参照して本発明の第３実施例を説明する。図７は本発明に係るＤ級動作の車載用パワーアンプの出力段周辺の構成を示す一回路図であり、図６と同様の構成部分には同一の符号が付してある。
図６の実施例では、パワーアンプの出力端子と負荷の間に電流検出抵抗を介装したが、図７の第３実施例では、Ｄ級最終出力段のトランジスタにシリーズに電流検出抵抗を介装する場合を説明する。
１１Ａは一般的なＤ級最終出力段であり、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ７、Ｑ８が電源回路２Ａから供給された＋ＶB と−ＶB の間に接続されており、Ｄ級最終出力段１１Ａの中点Ｃと出力端子Ｏの間に低域成分を抽出するローパスフィルタ１２が設けられている。出力端子Ｏとグランドとの間に負荷３が接続されている。Ｑ７とＱ８のゲートには図示しない出力ＦＥＴスイッチング回路で生成された出力ＦＥＴスイッチング信号ｅ１’、ｅ２’が入力端子１３、１４を介して印加されており、Ｑ７とＱ８は交互にオン・オフを繰り返す。
６Ｄと７ＤはＤ級最終出力段１１Ａの＋電源側と−電源側に設けられた過電流検出回路であり、過電流検出回路６ＤはＱ７のソース−ドレイン間に間歇的に流れる電流Ｉ1 の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ１”を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力し、過電流検出回路７ＤはＱ８のソース−ドレイン間に間歇的に流れる電流Ｉ2 の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ２”を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力する。
【００２９】
＋電源側の過電流検出回路６Ｄでは、＋ＶB とＱ７の間にシリーズに小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１１が接続されており、Ｒ１１とＱ７の接続点とｐｎｐ型の過電流検出トランジスタＱ５" のベース間に抵抗Ｒ２１が接続されている。電源回路２Ａで生成された±ＶH ( 但し、｜±ＶH ｜＞｜±ＶB ｜) の内、＋ＶH と＋ＶB の間に抵抗Ｒ６１と過電流検出感度増大用のダイオードＤ２１がシリーズに接続されており、Ｒ６１とＤ２１の接続点がＱ５”のエミッタと接続されるとともに、Ｑ５”のベースとの間に抵抗Ｒ３１とノイズ除去用のコンデンサＣ１１がパラレルに接続されている。Ｑ５”のコレクタは抵抗Ｒ４１を介してグラウンドにプルダウンされており、Ｑ５" はベース−エミッタ間電圧ＶBEが０．６Ｖを越えるとオンし、Ｒ４１に生じる電圧降下が過電流検出信号として保護回路８に出力されが、Ｄ２１の順方向降下電圧をＶAKとすると、Ｒ１１の両端電圧とＶAKの和がＲ２１とＲ３１にシリーズに掛かることで、Ｒ１１を大きくすることなく過電流検出感度が上がる。
【００３０】
９Ｂは出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ１”を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ１”を小さくするしきい値可変回路である。このしきい値可変回路９Ｂでは、＋ＶB と出力端子Ｏの間に、抵抗Ｒ７１と大容量コンデンサＣ３１がシリーズに接続されている。出力端子Ｏの平均電位はグランド電位であり、Ｃ３１は大きな時定数で充電されることで両端電圧がほぼ＋ＶB となる。このため、Ｒ７１とＣ３１の接続点Ｐ１の電位はほぼ＋ＶB に出力電圧ＶO を足したものとなり、出力電圧ＶO の振幅が小さいときはほぼ＋ＶB を中心に小さな振幅で変化し、出力電圧ＶO の振幅が大きいときはほぼ＋ＶB を中心に大きな振幅で変化する。Ｒ７１とＣ３１の接続点Ｐ１とＱ５”のベースの間には、ダイオードＤ１１と抵抗Ｒ５１がシリーズに接続されている。
図３のしきい値可変回路９の場合と同様に、出力電圧ＶO の大きさが大きくなり、Ｐ１の電位と＋ＶB との差電圧が大きくなると、出力電圧ＶO が正の間にＣ３１→Ｄ１１→Ｒ５１→Ｒ２１の経路で流れる枝電流が大きくなり、抵抗Ｒ２１での電圧降下が大きくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が小さくなる。従って、Ｑ５”をオンするためのＩ1 の大きさは、出力電圧ＶO の大きさが小さいときは比較的小さくでき、出力電圧ＶO の大きさが大きいときは比較的大きくできる。Ｄ１１とＲ５１の接続点と＋ＶB の間にコンデンサＣ１２が接続されている。Ｃ１２とＤ１１はしきい値制御手段を成し、出力電圧ＶO の大きさが増加するときは前記しきい値ＩＴＨ１" を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値ＩＴＨ１" をゆっくり減少変化させる。
【００３１】
−電源側の過電流検出回路７Ｄは、＋電源側とほぼ対称に構成されており、−ＶB とＱ８の間にシリーズに小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１２が接続されており、Ｒ１２とＱ８の接続点とｎｐｎ型の過電流検出トランジスタＱ６" のベース間に抵抗Ｒ２２が接続されている。電源回路２Ａで生成された−ＶH と−ＶB の間に抵抗Ｒ６２と検出感度増大用のダイオードＤ２２がシリーズに接続されており、Ｒ６２とＤ２２の接続点がＱ６”のエミッタと接続されるとともに、Ｑ６”のベースとの間に抵抗Ｒ３２とノイズ除去用のコンデンサＣ１２がパラレルに接続されている。Ｑ６”のコレクタは抵抗Ｒ４２を介してグラウンドにプルアップされており、Ｑ６" はベース−エミッタ間電圧ＶBEが０．６Ｖを越えるとオンし、Ｒ４２に生じる電圧降下が過電流検出信号として保護回路８に出力されるが、Ｄ２２の順方向降下電圧をＶAKとすると、Ｒ１２の両端電圧とＶAKの和がＲ２２とＲ３２にシリーズに掛かることで、Ｒ１２を大きくすることなく過電流検出感度が上がる。
【００３２】
１０Ｂは出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ２”を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ２”を小さくするしきい値可変回路である。このしきい値可変回路１０Ｂでは、−ＶB と出力端子Ｏの間に、抵抗Ｒ７２と大容量コンデンサＣ３２がシリーズに接続されている。出力端子Ｏの平均電位はグランド電位であり、Ｃ３２は大きな時定数で充電されることで両端電圧がほぼ＋ＶB となる。このため、Ｒ７２とＣ３２の接続点Ｐ２の電位はほぼ−ＶB に出力電圧ＶO を足したものとなり、出力電圧ＶO の振幅が小さいときはほぼ−ＶB を中心に小さな振幅で変化し、出力電圧ＶO の振幅が大きいときはほぼ−ＶB を中心に大きな振幅で変化する。Ｒ６２とＣ３２の接続点Ｐ２とＱ６”のベースの間には、ダイオードＤ１２と抵抗Ｒ５２がシリーズに接続されている。
図３のしきい値可変回路１０の場合と同様に、出力電圧ＶO の大きさが大きくなり、Ｐ２の電位と−ＶB との差電圧が大きくなると、出力電圧ＶO が負の間にＣ３２→Ｄ１２→Ｒ５２→Ｒ２２の経路で流れる枝電流が大きくなり、抵抗Ｒ２２での電圧降下が大きくなるので、その分、抵抗Ｒ３２の両端電圧が小さくなる。従って、Ｑ６”をオンするためのＩ2 の大きさは、出力電圧ＶO の大きさが小さいときは比較的小さくでき、出力電圧ＶO の大きさが大きいときは比較的大きくできる。Ｄ１２とＲ５２の接続点と−ＶB の間にコンデンサＣ２２が接続されている。Ｃ２２とＤ１２はしきい値制御手段を成し、出力電圧ＶO の大きさが増加するときは前記しきい値ＩＴＨ２" を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値ＩＴＨ２" をゆっくり減少変化させる。
【００３３】
次に、上記した第３実施例の動作を過電流検出回路６Ｄを中心に説明する。
過電流検出回路６ＤはＱ７に電流Ｉ1 が流れる期間を対象に過電流検出を行う。今、Ｃ２１がない場合を考えると、出力電圧ＶO の大きさ（瞬時値の絶対値）が小さく、Ｐ１の電位と＋ＶB の差電圧が小さいときはＣ３１→Ｄ１１→Ｒ５１→Ｒ２１の経路で流れる枝電流が小さく、抵抗Ｒ２１での電圧降下が小さくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が大きくなる。反対に出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとＣ３１→Ｄ１１→Ｒ５１→Ｒ２１の経路で流れる枝電流が大きくなり、抵抗Ｒ２１での電圧降下が大きくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が小さくなる。従って、Ｑ５”をオンするためのＩ1 の大きさ（瞬時値の絶対値）であるしきい値ＩＴＨ１”は、出力電圧ＶO が小さいときは比較的小さくでき、出力電圧ＶO が大きいときは比較的大きくできる。
Ｃ２１が有るとき、出力電圧ＶO の大きさが増大するときは、Ｃ３１→Ｄ１１→Ｃ２１→Ｒ１１→Ｑ７→ＬＰＦ１２→Ｃ３１の経路でＣ２１が速やかに充電され、抵抗Ｒ２１を流れる電流はＣ２１が無いときとほぼ同じであり、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるのに追従してしきい値ＩＴＨ１”は速やかに増大する。反対に、出力電圧ＶO の大きさが減少するときは、Ｄ１１によりＰ１側への放電が阻止されるので、Ｃ２１の充電電圧は抵抗Ｒ５１→Ｒ２１→Ｑ７→ＬＰＦ１２→グランドの経路でゆっくり放電される。この放電電流が抵抗Ｒ５１からＲ２１へ流れる枝電流として維持されるので、しきい値ＩＴＨ１”は出力電圧ＶO の大きさの減少速度に比してゆっくりとした変化になり、しきい値ＩＴＨ１”が保持される。
【００３４】
負荷３が誘導性のとき、出力電圧ＶO のピークに遅れて電流Ｉ1 のピークが訪れるが、２０Ｈｚのオーディオ信号入力時で遅れ時間は最大でも１２．５ｍｓ程度であり、しきい値ＩＴＨ１”の保持時間が数十ｍｓ程度になるように回路定数を設定することで過電流検出の誤作動を防止できることになる。図７に示す回路定数にした場合、Ｃ２１の放電の時定数は約１８０ｍｓとなり、出力電圧ＶO がピークに達するとほぼ同時にしきい値ＩＴＨ１”もピークに達するが、その後、数十ｍｓ程度の時間ではしきい値ＩＴＨ１”はそれほど変化しないので、電流Ｉ1 のピークが遅れて到来しても出力電圧ＶO のピークに見合ったしきい値ＩＴＨ１”により過電流検出ができる。
【００３５】
図７の回路定数では、出力電圧ＶO のピーク値が０Ｖ近くのとき、電流Ｉ1 に対するしきい値ＩＴＨ１”はＤ２１の過電流検出感度増大機能により約３Ａであり、出力電圧ＶO のピーク値が１０Ｖ、２０Ｖ、３０Ｖと大きくなるに連れて約８Ａ、約１３Ａ、約１９Ａと大きくなる。負荷が完全に短絡すると、負荷インピーダンスがほぼ０Ωとなり、出力電圧ＶO の大小に拘わらずしきい値ＩＴＨ１”を遥かに越える大きな電流Ｉ1 が流れるので、過電流検出トランジスタＱ５”がオンし、過電流保護機能が働く。負荷が不完全に短絡し、接触抵抗による負荷インピーダンスが例えば０．５Ω程度存在すると、出力電圧ＶO が比較的小さいときに電流Ｉ1 がしきい値ＩＴＨ１”を下回って流れ続けてしまう恐れがあるが、出力電圧ＶO が小さいときはしきい値ＩＴＨ１”も小さいため、大きな電流が流れ続けるのを防止できる。この場合は出力電圧ＶO が少し大きいだけで電流Ｉ1 がしきい値ＩＴＨ１”を上回るので過電流検出トランジスタＱ５”がオンし、過電流保護機能が働く。
【００３６】
一方、正常動作時、負荷インピーダンスは通常２Ω以上あり、出力電圧ＶO が数Ｖ程度と小さいときは電流Ｉ1 のピークは３Ａより小さく、出力電圧ＶO のピーク値が１０Ｖ、２０Ｖ、３０Ｖと大きくなっても、各々電流Ｉ1 のピークは約８Ａ、約１３Ａ、約１９Ａより小さい。スピーカの如く誘導性負荷の場合、出力電圧ＶO のピークに遅れて電流Ｉ1 のピークが訪れるが、出力電圧ＶO のピークに応じたしきい値ＩＴＨ１”が保持されるので、電流Ｉ1 のピークがしきい値ＩＴＨ１”を超えて過電流を誤検出するのを回避できる。
−電源側の過電流検出回路７ＤはＱ８荷から流れる電流Ｉ2 を対象に過電流検出を行うが、６Ｄと全く同様に動作する。
【００３７】
この第３実施例によれば、出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）を小さくし、この際、出力電圧ＶO の大きさが増加するときはしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）を早く増大変化させ、減少するときはしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）をゆっくり減少変化させたので、負荷が不完全に短絡し、接触抵抗による負荷インピーダンスが例えば０．５Ω程度存在すると、出力電圧ＶO が比較的小さいときに電流Ｉ1 （Ｉ2 ）がしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）を下回って流れ続けてしまう恐れがあるが、出力電圧ＶO が小さいときはしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）も小さいため、大きな電流が流れ続けるのを防止できる。また、正常動作時、出力電圧ＶO のピークに遅れて電流Ｉ1 （Ｉ2 ）のピークが訪れるが、出力電圧ＶO のピークに応じたしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）が保持されるので、電流Ｉ1 （Ｉ2 ）のピークがしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）を超えて過電流を誤検出するのを回避できる。
また、しきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）の可変は、出力電圧ＶO の大きさの増減と連動して大きさの増減する電圧により充電され、充電時と放電時で時定数の異なる簡単なコンデンサ回路により構成できる。
また、Ｄ２１（Ｄ２２）により、電流検出抵抗Ｒ１１（Ｒ１２）を大きくすることなく過電流検出感度を増大でき、電力ロスを小さくできる。
【００３８】
なお、上記した各実施例では、過電流検出感度を上げるためＤ２１、Ｄ２２を設けたが、これらを省略し、図４ではＱ５とＱ６のエミッタを出力端子Ｏと接続し、図６ではＱ５とＱ６のエミッタを電流検出抵抗Ｒ１の負荷側と接続し、図７ではＱ５”のエミッタを＋ＶB と接続するとともにＱ６”のエミッタを−ＶB と接続するようにしても良い。また、図４、図６、図７に示した回路定数の数値も一例であり、本発明はこれに何ら限定されるものでない。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
本発明は、車載用、家庭用のオーディオパワーアンプ、オーディオ用途以外の各種アンプに適用できる。
【符号の説明】
【００４０】
１ 出力段
１１、１１Ａ Ｄ級最終出力段
３ 負荷
６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄ 過電流検出回路
９Ａ、９Ｂ、１０Ａ、１０Ｂ しきい値可変回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力増幅器の過電流検出回路及びその方法に係り、とくに出力電圧の大きさに応じて過電流検出用のしきい値を可変する電力増幅器の過電流検出回路及びその方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
オーディオ用のパワーアンプでは負荷の短絡等で過大な負荷電流が流れると、出力段のパワートランジスタや電源回路などが破壊してしまう。このため、負荷電流値が所定のしきい値を超えたか否かを検出する過電流検出回路を設け、過電流が生じたとき保護回路を働かせて電源回路の電源出力を停止させたり、入力を抑えて過大な負荷電流が流れないようにしている。例えば、実開平１−６４２８８号公報には電力増幅器の出力端子とスピーカの間にシリーズに電流検出抵抗を設け、電流検出抵抗の両端電圧を分圧して過電流検出トランジスタのベースに印加し、両端電圧が所定のしきい値を超えると過電流検出トランジスタがオンし、保護回路が働いて電力増幅器の電源回路の出力電圧を遮断する構成が開示されている（特許文献１）。また、可銅鉄平・藤本正熙・島田公明・君塚雅憲共編「最新オーディオ技術」（平成３年４月２０日オーム社発行）９０、９１頁には、電力増幅器の出力段のコンプリメンタリ接続ＳＥＰＰ回路を構成する増幅素子と中点の出力端子間に電流検出抵抗を設け、電流検出抵抗の両端電圧を分圧して過電流検出トランジスタのベースに印加し、両端電圧が所定のしきい値を超えると過電流検出トランジスタがオンし、保護回路が働いて電流制限する構成が開示されている（非特許文献１）。
【０００３】
図１に従来のＡＢ級動作（Ｂ級動作に近い）の車載用パワーアンプの過電流検出回路の具体例を示す。１はコンプリメンタリ接続ＳＥＰＰ回路構成の出力段であり、各々ダーリントン接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１とＱ２、ｐｎｐ型トランジスタＱ３とＱ４が電源回路２から供給された＋ＶB と−ＶB の間に接続されており、出力段１の中点が出力端子Ｏを成し、グランドとの間に負荷３が接続されている。Ｑ１とＱ３のベースには図示しない電圧増幅段で生成された同相で変化する信号ｅ１、ｅ２が入力端子４、５を介して印加されている。出力端子Ｏから図示しない初段に負帰還（ＮＦＢ）が掛けられている。
６と７は出力段１の＋電源側と−電源側に設けられた過電流検出回路であり、この内、過電流検出回路６はＱ２のコレクタ−エミッタ間に流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力し、過電流検出回路７はＱ４のエミッタ−コレクタ間に流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力する。過電流検出信号を入力した保護回路８は電源回路２の＋ＶB と−ＶB の電圧出力を停止させる。
【０００４】
＋電源側の過電流検出回路６は、Ｑ２のエミッタと出力端子Ｏの間にシリーズに接続された小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１１と、Ｒ１１の両端電圧を分圧する抵抗Ｒ２１、Ｒ３１と、Ｒ３１の両端がベースとエミッタに接続され、コレクタが抵抗Ｒ４１を介して＋ＶB にプルアップされたｎｐｎ型の過電流検出トランジスタＱ５と、Ｑ５のベース−エミッタ間に接続されたノイズ除去用のコンデンサＣ１１とにより構成されている。Ｑ５はベース−エミッタ間電圧ＶBEが０．６Ｖを越えるとオンし、Ｒ４１に生じる電圧降下が過電流検出信号として保護回路８に出力される。過電流検出のしきい値Ｉｔｈ１はＲ１１〜Ｒ３１の値で定まり、Ｒ１１＜＜Ｒ２１、Ｒ１１＜＜Ｒ３１として、Ｒ１１を流れる電流の大きさをＩ1 とすると、次式、
Ｉ1 ×Ｒ１１×（Ｒ３１／（Ｒ２１＋Ｒ３１））＝０．６
が成立するときの電流Ｉ1 がしきい値Ｉｔｈ１となり、Ｉ1 ＜Ｉｔｈ１の間、Ｑ５はオフ、Ｉ1 ≧Ｉｔｈ１でオンとなる。
【０００５】
−電源側の過電流検出回路７も６と同様に構成されており、Ｑ４のエミッタと出力端子Ｏの間にシリーズに接続された小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１２と、Ｒ１２の両端電圧を分圧する抵抗Ｒ２２、Ｒ３２と、Ｒ３２の両端がベースとエミッタに接続され、コレクタが抵抗Ｒ４２を介して−ＶB にプルダウンされたｐｎｐ型の過電流検出トランジスタＱ６と、Ｑ６のベース−エミッタ間に接続されたノイズ除去用のコンデンサＣ１２とにより構成されている。Ｑ６はベース−エミッタ間電圧ＶBEが０．６Ｖを越えるとオンし、Ｒ４２に生じる電圧降下が過電流検出信号として保護回路８に出力される。過電流検出のしきい値はＲ１２〜Ｒ３２の値で定まり、Ｒ１２＜＜Ｒ２２、Ｒ１２＜＜Ｒ３２として、Ｒ１２を流れる電流の大きさをＩ2 とすると、次式、
Ｉ2 ×Ｒ１２×（Ｒ３２／（Ｒ２２＋Ｒ３２））＝０．６
が成立するときの電流Ｉ2 がしきい値Ｉｔｈ２となり、Ｉ2 ＜Ｉｔｈ２の間、Ｑ６はオフ、Ｉ2 ≧Ｉｔｈ２でオンとなる。例えば、図１の如くＲ１１＝Ｒ１２＝０．１Ω、Ｒ２１＝Ｒ２２＝１ｋΩ、Ｒ３１＝Ｒ３２＝１．２ｋΩ、Ｃ１１＝Ｃ１２＝１０００ｐＦとすると、Ｉｔｈ 1とＩｔｈ２は約１１Ａとなる（図２の破線参照）。
【０００６】
Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２は、正常動作時に過電流を誤検出しないようにするため、定格出力時の電流のピーク値より大きく設定する必要があり、回路素子定数のバラツキや過電流検出トランジスタＱ５、Ｑ６のオン時のベース−エミッタ間電圧ＶBEの温度による変動を考慮すると、正常動作時の負荷電流ＩO の最大ピーク値より相当大きくしておかなければならない。けれども、しきい値を正常動作時の最大ピーク値より大きく設定すると次のような問題が生じる。負荷のインピーダンスをパラメータとした出力電圧と負荷電流ＩO の大きさの関係は図２の如くなる。出力段１のアイドリング電流（Ｑ２からＱ４へ貫流する電流）は数十ｍＡと小さく、Ｉ1 、Ｉ2 がほぼ負荷電流ＩO に等しいとすると、過電流保護機能は主に出力の短絡を想定したものであり、ほぼ完全に短絡したときは負荷インピーダンスがほぼ零となるため、出力電圧ＶO の大小に拘わらず負荷電流の大きさがしきい値Ｉｔｈ 1、Ｉｔｈ２を越えるので、過電流保護が正しく働く（図２の実線ａ参照）。けれども、不完全な短絡により接触抵抗が生じると、出力電圧ＶO が小さいときに負荷電流ＩO の大きさがしきい値Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２を下回って過電流保護が働かず、しきい値Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２よりは小さいが比較的大きな電流が流れ続けてしまう恐れがあった。例えば、接触抵抗が０．５Ωあれば出力電圧ＶO のピークが約５Ｖ以下のときに掛かる事態が起きてしまう（図２の実線ｂ参照）。これは前記した特許文献１、非特許文献２記載の過電流検出回路においても全く同様に起きる。
【０００７】
この問題を解決するため、従来、出力電圧の大きさによりしきい値を可変する提案がされていた。具体的には、図１の過電流検出回路６、７を図３の過電流検出回路６Ａ、７Ａの如く変更し、抵抗Ｒ２１、Ｒ３１の接続点とグランド間に抵抗Ｒ５１と逆阻止用のダイオードＤ１１をシリーズ接続し、抵抗Ｒ２２とＲ３２の接続点とグランド間に抵抗Ｒ５２と逆阻止用のダイオードＤ１２をシリーズ接続する。ほぼ出力電圧ＶO と同じ電圧のＱ２のエミッタ電圧が大きくなるとＲ２１、Ｒ５１、Ｄ１１の経路で流れる枝電流が大きくなり、抵抗Ｒ２１での電圧降下が大きくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が小さくなる。従って、Ｑ５をオンするためのＩ1 の大きさは、出力電圧ＶO が小さいときは比較的小さくでき、出力電圧ＶO が大きいときは比較的大きくできる。図３の回路定数とした場合、出力電圧ＶO が小さいときしきい値ＩＴＨは約６〜７Ａとなり、負荷の不完全短絡時の接触抵抗が０．５Ωであっても出力電圧ＶO が図２のＶｍ（＝約４Ｖ）以上になればＱ５、Ｑ６がオンする。この結果、出力電圧ＶO がＶｍを下回っている場合に流れ続ける負荷電流ＩO は６〜７Ａ以下に抑えられる。若し、しきい値ＩＴＨが６Ａのままでは、負荷に２Ωのスピーカを接続したとき、約４０Ｗほど出力しただけで、過電流保護機能が働いてしまうことになるが（図２の実線ｃ参照）、出力電圧ＶO が大きくなるにつれてしきい値ＩＴＨを大きくすることで（図２の一点鎖線参照）、正常動作時の出力が不用意に制限される事態を回避できることになる。
【０００８】
ところが、図３の構成は、負荷が抵抗であれば上記説明の通り動作するが、負荷のスピーカは純粋な抵抗でなく誘導成分を有しているため過電流保護機能が誤作動することがあった。すなわち、誘導性の負荷では出力電圧のピークと負荷電流のピークが一致せず、大出力時、出力電圧が大きなピークに達して下がったあとに負荷電流の大きなピークを迎える。このとき、出力電圧が下がっているためしきい値も既に下がっており、過電流保護機能が誤作動してしまう。近年はスピーカの耐入力の増大とともに抵抗成分が小さくなり、誘導成分の比率が大きくなってきたため（特に車載用サブウーファ）、かかる問題が顕在化してきた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】実開平１−６４２８８号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】可銅鉄平・藤本正熙・島田公明・君塚雅憲共編「最新オーディオ技術」オーム社平成３年４月２０日
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明は上記した従来技術の問題に鑑み、しきい値を的確に可変して過電流検出の誤作動を防止することのできる電力増幅器の過電流検出回路およびその方法を提供することを、その目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の１つは、電力増幅器の出力段の増幅素子と負荷の間に介装されるかまたは出力段の増幅素子とシリーズに接続された電流検出抵抗と、電流検出抵抗を流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると過電流検出信号を出力する過電流検出信号出力手段と、電力増幅器の出力電圧の大きさの変化に応じて、出力電圧の大きさが大きくなると前記しきい値を大きくし、出力電圧の大きさが小さくなると前記しきい値を小さくするしきい値可変手段と、を備えた電力増幅器の過電流検出回路において、しきい値可変手段に、出力電圧の大きさが増加するときは前記しきい値を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値をゆっくり減少変化させるしきい値制御手段を設けたこと、を特徴としている。
しきい値制御手段は、電力増幅器の出力電圧の大きさの増減と連動して大きさの増減する電圧により充電され、充電時と放電時で時定数が異なるコンデンサ回路により構成することができる。
また、本発明の他の１つは、電力増幅器の出力段の増幅素子と負荷の間に介装された電流検出抵抗を流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると過電流検出信号を出力し、電力増幅器の出力電圧の大きさの変化に応じて、出力電圧の大きさが大きくなると負荷電流に対する過電流検出用のしきい値を大きくし、出力電圧の大きさが小さくなると過電流検出用のしきい値を小さくするようにした電力増幅器の過電流検出方法において、出力電圧の大きさが増加するときは前記しきい値を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値をゆっくり減少変化させるようにしたこと、を特徴としている。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、誘導性負荷により、出力電圧がピークに達して下がったあと負荷電流のピークが来ても、しきい値が出力電圧のピーク時の値に対して僅かに小さくなっているだけなので、過電流検出の誤作動を防止することができる。
また、しきい値制御を、電力増幅器の出力電圧の大きさの増減と連動して大きさの増減する電圧により充電され、充電時と放電時で時定数が異なるコンデンサ回路により行なうことにより、構成が簡単で済む。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来のＡＢ級動作の車載用パワーアンプの過電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図２】負荷のインピーダンスをパラメータとした出力電圧と負荷電流の関係を示す線図である。
【図３】従来の他の過電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第１実施例に係るＡＢ級動作の車載用パワーアンプの過電流検出回路の構成を示す回路図である（実施例１）。
【図５】負荷のインピーダンスをパラメータとした出力電圧と負荷電流の関係を示す線図である。
【図６】本発明の第２実施例に係るＤ級動作の車載用パワーアンプの過電流検出回路の構成を示す回路図である（実施例２）。
【図７】本発明の第３実施例に係るＤ級動作の車載用パワーアンプの過電流検出回路の構成を示す回路図である（実施例３）。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態を実施例に基づき説明する。
【実施例１】
【００１６】
図４を参照して本発明の第１実施例を説明する。図４は本発明に係る車載用パワーアンプの過電流検出回路の構成を示す回路図であり、図３と同様の構成部分には同一の符号が付してある。
１はコンプリメンタリ接続ＳＥＰＰ回路構成の出力段であり、各々ダーリントン接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１とＱ２、ｐｎｐ型トランジスタＱ３とＱ４が電源回路２から供給された＋ＶB と−ＶB の間に接続されており、出力段１の中点が出力端子Ｏを成し、グランドとの間に負荷３が接続されている。Ｑ１とＱ３のベースには図示しない電圧増幅段で生成された同相で変化する信号ｅ１、ｅ２が入力端子４、５を介して印加されている。出力端子Ｏから図示しない初段に負帰還（ＮＦＢ）が掛けられている。
６Ｂと７Ｂは出力段１の＋電源側と−電源側に設けられた過電流検出回路であり、過電流検出回路６ＢはＱ２のコレクタ−エミッタ間に流れる電流の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ１を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力し、過電流検出回路７ＢはＱ４のエミッタ−コレクタ間に流れる電流の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ２を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力する。過電流検出信号を入力した保護回路８は電源回路２の＋ＶB と−ＶB の電圧出力を停止させる。
【００１７】
＋電源側の過電流検出回路６Ｂでは、Ｑ２のエミッタと出力端子Ｏの間にシリーズに小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１１が接続されており、Ｑ２のエミッタとＲ１１の接続点とトランジスタＱ５のベース間に抵抗Ｒ２１が接続されている。Ｒ３１の両端がｎｐｎ型の過電流検出トランジスタＱ５のベース−エミッタ間に接続されており、Ｑ５のベース−エミッタ間にノイズ除去用のコンデンサＣ１１が接続されている。出力端子Ｏと−ＶB の間にダイオードＤ２１、抵抗Ｒ６１がシリーズに接続されており、Ｄ２１のカソードがＱ５のエミッタと接続されている。Ｑ５は抵抗Ｒ３１の両端電圧が０．６Ｖ以上になるとオンするが、Ｄ２１の順方向降下電圧をＶAKとすると、図３のＲ１１の両端電圧が本実施例ではＲ１１の両端電圧とＶAKの和に置き換えられてＲ２１とＲ３１にシリーズに掛かる電圧がＶAK分だけ増大するので、Ｒ１１を大きくすることなく過電流検出感度が上がる。
【００１８】
抵抗Ｒ２１とＲ３１の接続点とグランド間には抵抗Ｒ５１と逆阻止用のダイオードＤ１１がシリーズに接続されており、Ｒ５１とＤ１１の接続点とＱ２のエミッタの間にコンデンサＣ２１が接続されている。Ｒ５１、Ｄ１１、Ｃ２１は出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ１を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ１を小さくするしきい値可変回路９Ａを成す。Ｃ２１とＤ１１はしきい値制御手段を成し、出力電圧ＶO の大きさが増加するときは前記しきい値ＩＴＨ１を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値ＩＴＨ１をゆっくり減少変化させる。
【００１９】
−電源側の過電流検出回路７Ｂは、＋電源側とほぼ対称に構成されており、出力端子ＯとＱ４のエミッタの間にシリーズに小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１２が接続されており、Ｑ４のエミッタとＲ１２の接続点とトランジスタＱ６のベース間に抵抗Ｒ２２が接続されている。Ｒ３３の両端がｐｎｐ型の過電流検出トランジスタＱ６のエミッタ−ベース間に接続されており、Ｑ６のエミッタ−ベース間にノイズ除去用のコンデンサＣ１２が接続されている。出力端子Ｏと＋ＶB の間にダイオードＤ２２、抵抗Ｒ６２がシリーズに接続されており、Ｄ２２のアノードがＱ６のエミッタと接続されている。Ｑ６は抵抗Ｒ３２の両端電圧が０．６Ｖ以上になるとオンするが、Ｄ２２の順方向降下電圧をＶAKとすると、図３のＲ１２の両端電圧が本実施例ではＲ１２の両端電圧とＶAKの和に置き換えられてＲ２２とＲ３２にシリーズに掛かる電圧がＶAK分だけ増大するので、Ｒ１２を大きくすることなく過電流検出感度が上がる。
【００２０】
Ｒ２２とＲ３２の接続点とグランド間には抵抗Ｒ５２と逆阻止用のダイオードＤ１２がシリーズに接続されており、Ｒ５２とＤ１２の接続点とＱ４のエミッタの間にコンデンサＣ２２が接続されている。Ｒ５２、Ｄ１２、Ｃ２２は出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ２を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ２を小さくするしきい値可変回路１０Ａを成す。また、Ｃ２２とＤ１２はしきい値制御手段を成し、出力電圧ＶO の大きさが増加するときは前記しきい値ＩＴＨ２を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値ＩＴＨ２をゆっくり減少変化させる。
【００２１】
次に、図５を参照して上記した実施例の動作を過電流検出回路６Ｂを中心に説明する。図５は負荷インピーダンスをパラメータとした出力電圧ＶO と負荷電流ＩO の関係を示す線図である。
過電流検出回路６Ｂは出力端子Ｏから負荷３の方向へ負荷電流ＩO が流れる期間を対象に過電流検出を行う。今、Ｃ２１がない場合を考えると、図３と同様に、Ｑ２のエミッタ電圧の大きさ（瞬時値の絶対値）が小さいときはＲ２１→Ｒ５１→Ｄ１１→グランドの経路で流れる枝電流が小さく、抵抗Ｒ２１での電圧降下が小さくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が大きくなる。反対にＱ２のエミッタ電圧の大きさが大きくなるとＲ２１→Ｒ５１→Ｄ１１→グランドの経路で流れる枝電流が大きくなり、抵抗Ｒ２１での電圧降下が大きくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が小さくなる。従って、Ｑ５をオンするためのＩ1 の大きさ（瞬時値の絶対値）であるしきい値ＩＴＨ１は、出力電圧ＶO が小さいときは比較的小さくでき、出力電圧ＶO が大きいときは比較的大きくできる。
Ｃ２１が有るとき、Ｑ２のエミッタ電圧の大きさが増大するときは、Ｑ２→Ｃ２１→Ｄ１１→グランドの経路でＣ２１が速やかに充電され、抵抗Ｒ２１を流れる電流はＣ２１が無いときとほぼ同じであり、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるのに追従してしきい値ＩＴＨ１は速やかに増大する。反対に、Ｑ２のエミッタ電圧の大きさが減少するときは、Ｄ１１によりグランドへの放電が阻止されるので、Ｃ２１の充電電圧は抵抗Ｒ２１→Ｒ５１→Ｃ２１の経路でゆっくり放電される。この放電電流が抵抗Ｒ２１からＲ５１へ流れる枝電流として維持されるので、しきい値ＩＴＨ１は出力電圧ＶO の大きさの減少速度に比してゆっくりとした変化になり、しきい値ＩＴＨ１が保持される。
【００２２】
負荷３が誘導性のとき、出力電圧ＶO のピークに遅れて負荷電流ＩO のピークが訪れるが、２０Ｈｚのオーディオ信号入力時で遅れ時間は最大でも１２．５ｍｓ程度であり、しきい値ＩＴＨ１の保持時間が数十ｍｓ程度になるように回路定数を設定することで過電流検出の誤作動を防止できることになる。図４に示す回路定数にした場合、Ｃ２１の放電の時定数は約１８０ｍｓとなり、出力電圧ＶO がピークに達するとほぼ同時にしきい値ＩＴＨ１もピークに達するが、その後、数十ｍｓ程度の時間ではしきい値ＩＴＨ１はそれほど変化しないので、負荷電流ＩO のピークが遅れて到来しても出力電圧ＶO のピークに見合ったしきい値ＩＴＨ１により過電流検出ができる。
【００２３】
図４の回路定数では、出力電圧ＶO のピーク値が０Ｖ近くのとき、負荷電流ＩO に対するしきい値ＩＴＨ１はＤ２１の過電流検出感度増大機能により約３Ａであり、出力電圧ＶO のピーク値が１０Ｖ、２０Ｖ、３０Ｖと大きくなるに連れて約８Ａ、約１３Ａ、約１９Ａと大きくなる（図５参照）。負荷が完全に短絡すると、負荷インピーダンスがほぼ０Ωとなり、出力電圧ＶO の大小に拘わらずしきい値ＩＴＨ１を遥かに越える大きな負荷電流ＩO が流れるので、過電流検出トランジスタＱ５がオンし、過電流保護機能が働く。負荷が不完全に短絡し、接触抵抗による負荷インピーダンスが例えば０．５Ω程度存在すると、出力電圧ＶO が比較的小さいときに負荷電流ＩO がしきい値ＩＴＨ１を下回って流れ続けてしまう恐れがあるが、出力電圧ＶO が小さいときはしきい値ＩＴＨ１も小さいため、大きな電流が流れ続けるのを防止できる。この場合は出力電圧ＶO が少し大きいだけで負荷電流ＩO がしきい値ＩＴＨ１を上回るので過電流検出トランジスタＱ５がオンし、過電流保護機能が働く。
【００２４】
一方、正常動作時、負荷インピーダンスは通常２Ω以上あり、出力電圧ＶO が数Ｖ程度と小さいときは負荷電流ＩO のピークは３Ａより小さく、出力電圧ＶO のピーク値が１０Ｖ、２０Ｖ、３０Ｖと大きくなっても、各々負荷電流ＩO のピークは約８Ａ、約１３Ａ、約１９Ａより小さい。スピーカの如く誘導性負荷の場合、出力電圧ＶO のピークに遅れて負荷電流ＩO のピークが訪れるが、出力電圧ＶO のピークに応じたしきい値ＩＴＨ１が保持されるので、負荷電流ＩO のピークがしきい値ＩＴＨ１を超えて過電流を誤検出するのを回避できる。
−電源側の過電流検出回路７Ｂは負荷３から出力端子Ｏの方向へ負荷電流ＩO が流れる期間を対象に過電流検出を行うが、６Ｂと全く同様に動作する。
【００２５】
この実施例によれば、出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２を小さくし、この際、出力電圧ＶO の大きさが増加するときはしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２を早く増大変化させ、減少するときはしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２をゆっくり減少変化させたので、負荷が不完全に短絡し、接触抵抗による負荷インピーダンスが例えば０．５Ω程度存在すると、出力電圧ＶO が比較的小さいときに負荷電流ＩO がしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２を下回って流れ続けてしまう恐れがあるが、出力電圧ＶO が小さいときはしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２も小さいため、大きな電流が流れ続けるのを防止できる。また、正常動作時、出力電圧ＶO のピークに遅れて負荷電流ＩO のピークが訪れるが、出力電圧ＶO のピークに応じたしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２が保持されるので、負荷電流ＩO のピークがしきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２を超えて過電流を誤検出するのを回避できる。
また、しきい値ＩＴＨ１、ＩＴＨ２の可変は、出力電圧ＶO の増減と連動して増減するＱ２、Ｑ４のエミッタ電圧により充電され、充電時と放電時で時定数が異なる簡単なコンデンサ回路により構成できる。
また、Ｄ２１、Ｄ２２により、電流検出抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を大きくすることなく過電流検出感度を増大でき、電力ロスを小さくできる。
【実施例２】
【００２６】
図６を参照して本発明の第２実施例を説明する。図６は本発明に係るＤ級動作の車載用パワーアンプの出力段周辺の構成を示す回路図であり、図４と同様の構成部分には同一の符号が付してある。
図４の実施例では、出力段のトランジスタと出力端子の間に電流検出抵抗を介装したが、図６の第２実施例では、出力端子と負荷の間に介装する場合を説明する。
１１は一般的なＤ級最終出力段であり、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ７、Ｑ８が電源回路２から供給された＋ＶB と−ＶB の間に接続されており、Ｄ級最終出力段１１の中点Ｃと出力端子Ｏの間に低域成分を抽出するローパスフィルタ１２が設けられている。出力端子Ｏとグランドとの間に負荷３が接続されている。Ｑ７とＱ８のゲートには図示しない出力ＦＥＴスイッチング回路で生成された出力ＦＥＴスイッチング信号ｅ１’、ｅ２’が入力端子１３、１４を介して印加されており、Ｑ７とＱ８は交互にオン・オフを繰り返す。
６Ｃと７Ｃは過電流検出回路であり、過電流検出回路６Ｃは出力端子Ｏから負荷３の方向に流れる負荷電流ＩO の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ１’を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力し、過電流検出回路７Ｃは負荷３から出力端子Ｏの方向へ流れる負荷電流ＩO の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ２’を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力する。
【００２７】
過電流検出回路６Ｃ、７Ｃは出力端子Ｏと負荷３の間にシリーズに介装された共通の電流検出抵抗Ｒ１を有している。過電流検出回路６Ｃ、７Ｃは、図４の６Ｂ、７Ｂと同様に構成されており、同様の機能を発揮する。図６の回路定数では、出力電圧ＶO のピーク値が０Ｖ近くのとき、負荷電流ＩO に対するしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）はＤ２１（Ｄ２２）の過電流検出感度増大機能により約３Ａであり、出力電圧ＶO のピーク値が１０Ｖ、２０Ｖ、３０Ｖと大きくなるに連れて約８Ａ、約１３Ａ、約１９Ａと大きくなる。Ｃ２１（Ｃ２２）の放電の時定数は約１８０ｍｓであり、出力電圧ＶO がピークに達するとほぼ同時にしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）もピークに達するが、その後、数十ｍｓ程度の時間ではしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）はそれほど変化しないので、負荷電流ＩO のピークが遅れて到来しても出力電圧ＶO のピークに見合ったしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）により過電流検出ができる。
従って、負荷が不完全に短絡し、接触抵抗による負荷インピーダンスが例えば０．５Ω程度存在すると、出力電圧ＶO が比較的小さいときに負荷電流ＩO がしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）を下回って流れ続けてしまう恐れがあるが、出力電圧ＶO が小さいときはしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）も小さいため、大きな電流が流れ続けるのを防止できる。また、正常動作時、出力電圧ＶO のピークに遅れて負荷電流ＩO のピークが訪れるが、出力電圧ＶO のピークに応じたしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）が保持されるので、負荷電流ＩO のピークがしきい値ＩＴＨ１’（ＩＴＨ２’）を超えて過電流を誤検出するのを回避できる。
【実施例３】
【００２８】
次に、図７を参照して本発明の第３実施例を説明する。図７は本発明に係るＤ級動作の車載用パワーアンプの出力段周辺の構成を示す一回路図であり、図６と同様の構成部分には同一の符号が付してある。
図６の実施例では、パワーアンプの出力端子と負荷の間に電流検出抵抗を介装したが、図７の第３実施例では、Ｄ級最終出力段のトランジスタにシリーズに電流検出抵抗を介装する場合を説明する。
１１Ａは一般的なＤ級最終出力段であり、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ７、Ｑ８が電源回路２Ａから供給された＋ＶB と−ＶB の間に接続されており、Ｄ級最終出力段１１Ａの中点Ｃと出力端子Ｏの間に低域成分を抽出するローパスフィルタ１２が設けられている。出力端子Ｏとグランドとの間に負荷３が接続されている。Ｑ７とＱ８のゲートには図示しない出力ＦＥＴスイッチング回路で生成された出力ＦＥＴスイッチング信号ｅ１’、ｅ２’が入力端子１３、１４を介して印加されており、Ｑ７とＱ８は交互にオン・オフを繰り返す。
６Ｄと７ＤはＤ級最終出力段１１Ａの＋電源側と−電源側に設けられた過電流検出回路であり、過電流検出回路６ＤはＱ７のソース−ドレイン間に間歇的に流れる電流Ｉ1 の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ１”を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力し、過電流検出回路７ＤはＱ８のソース−ドレイン間に間歇的に流れる電流Ｉ2 の大きさ（瞬時値の絶対値）が過電流検出用のしきい値ＩＴＨ２”を超えると、過電流検出信号を保護回路８へ出力する。
【００２９】
＋電源側の過電流検出回路６Ｄでは、＋ＶB とＱ７の間にシリーズに小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１１が接続されており、Ｒ１１とＱ７の接続点とｐｎｐ型の過電流検出トランジスタＱ５" のベース間に抵抗Ｒ２１が接続されている。電源回路２Ａで生成された±ＶH ( 但し、｜±ＶH ｜＞｜±ＶB ｜) の内、＋ＶH と＋ＶB の間に抵抗Ｒ６１と過電流検出感度増大用のダイオードＤ２１がシリーズに接続されており、Ｒ６１とＤ２１の接続点がＱ５”のエミッタと接続されるとともに、Ｑ５”のベースとの間に抵抗Ｒ３１とノイズ除去用のコンデンサＣ１１がパラレルに接続されている。Ｑ５”のコレクタは抵抗Ｒ４１を介してグラウンドにプルダウンされており、Ｑ５" はベース−エミッタ間電圧ＶBEが０．６Ｖを越えるとオンし、Ｒ４１に生じる電圧降下が過電流検出信号として保護回路８に出力されが、Ｄ２１の順方向降下電圧をＶAKとすると、Ｒ１１の両端電圧とＶAKの和がＲ２１とＲ３１にシリーズに掛かることで、Ｒ１１を大きくすることなく過電流検出感度が上がる。
【００３０】
９Ｂは出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ１”を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ１”を小さくするしきい値可変回路である。このしきい値可変回路９Ｂでは、＋ＶB と出力端子Ｏの間に、抵抗Ｒ７１と大容量コンデンサＣ３１がシリーズに接続されている。出力端子Ｏの平均電位はグランド電位であり、Ｃ３１は大きな時定数で充電されることで両端電圧がほぼ＋ＶB となる。このため、Ｒ７１とＣ３１の接続点Ｐ１の電位はほぼ＋ＶB に出力電圧ＶO を足したものとなり、出力電圧ＶO の振幅が小さいときはほぼ＋ＶB を中心に小さな振幅で変化し、出力電圧ＶO の振幅が大きいときはほぼ＋ＶB を中心に大きな振幅で変化する。Ｒ７１とＣ３１の接続点Ｐ１とＱ５”のベースの間には、ダイオードＤ１１と抵抗Ｒ５１がシリーズに接続されている。
図３のしきい値可変回路９の場合と同様に、出力電圧ＶO の大きさが大きくなり、Ｐ１の電位と＋ＶB との差電圧が大きくなると、出力電圧ＶO が正の間にＣ３１→Ｄ１１→Ｒ５１→Ｒ２１の経路で流れる枝電流が大きくなり、抵抗Ｒ２１での電圧降下が大きくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が小さくなる。従って、Ｑ５”をオンするためのＩ1 の大きさは、出力電圧ＶO の大きさが小さいときは比較的小さくでき、出力電圧ＶO の大きさが大きいときは比較的大きくできる。Ｄ１１とＲ５１の接続点と＋ＶB の間にコンデンサＣ１２が接続されている。Ｃ１２とＤ１１はしきい値制御手段を成し、出力電圧ＶO の大きさが増加するときは前記しきい値ＩＴＨ１" を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値ＩＴＨ１" をゆっくり減少変化させる。
【００３１】
−電源側の過電流検出回路７Ｄは、＋電源側とほぼ対称に構成されており、−ＶB とＱ８の間にシリーズに小抵抗の電流検出抵抗Ｒ１２が接続されており、Ｒ１２とＱ８の接続点とｎｐｎ型の過電流検出トランジスタＱ６" のベース間に抵抗Ｒ２２が接続されている。電源回路２Ａで生成された−ＶH と−ＶB の間に抵抗Ｒ６２と検出感度増大用のダイオードＤ２２がシリーズに接続されており、Ｒ６２とＤ２２の接続点がＱ６”のエミッタと接続されるとともに、Ｑ６”のベースとの間に抵抗Ｒ３２とノイズ除去用のコンデンサＣ１２がパラレルに接続されている。Ｑ６”のコレクタは抵抗Ｒ４２を介してグラウンドにプルアップされており、Ｑ６" はベース−エミッタ間電圧ＶBEが０．６Ｖを越えるとオンし、Ｒ４２に生じる電圧降下が過電流検出信号として保護回路８に出力されるが、Ｄ２２の順方向降下電圧をＶAKとすると、Ｒ１２の両端電圧とＶAKの和がＲ２２とＲ３２にシリーズに掛かることで、Ｒ１２を大きくすることなく過電流検出感度が上がる。
【００３２】
１０Ｂは出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ２”を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ２”を小さくするしきい値可変回路である。このしきい値可変回路１０Ｂでは、−ＶB と出力端子Ｏの間に、抵抗Ｒ７２と大容量コンデンサＣ３２がシリーズに接続されている。出力端子Ｏの平均電位はグランド電位であり、Ｃ３２は大きな時定数で充電されることで両端電圧がほぼ＋ＶB となる。このため、Ｒ７２とＣ３２の接続点Ｐ２の電位はほぼ−ＶB に出力電圧ＶO を足したものとなり、出力電圧ＶO の振幅が小さいときはほぼ−ＶB を中心に小さな振幅で変化し、出力電圧ＶO の振幅が大きいときはほぼ−ＶB を中心に大きな振幅で変化する。Ｒ６２とＣ３２の接続点Ｐ２とＱ６”のベースの間には、ダイオードＤ１２と抵抗Ｒ５２がシリーズに接続されている。
図３のしきい値可変回路１０の場合と同様に、出力電圧ＶO の大きさが大きくなり、Ｐ２の電位と−ＶB との差電圧が大きくなると、出力電圧ＶO が負の間にＣ３２→Ｄ１２→Ｒ５２→Ｒ２２の経路で流れる枝電流が大きくなり、抵抗Ｒ２２での電圧降下が大きくなるので、その分、抵抗Ｒ３２の両端電圧が小さくなる。従って、Ｑ６”をオンするためのＩ2 の大きさは、出力電圧ＶO の大きさが小さいときは比較的小さくでき、出力電圧ＶO の大きさが大きいときは比較的大きくできる。Ｄ１２とＲ５２の接続点と−ＶB の間にコンデンサＣ２２が接続されている。Ｃ２２とＤ１２はしきい値制御手段を成し、出力電圧ＶO の大きさが増加するときは前記しきい値ＩＴＨ２" を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値ＩＴＨ２" をゆっくり減少変化させる。
【００３３】
次に、上記した第３実施例の動作を過電流検出回路６Ｄを中心に説明する。
過電流検出回路６ＤはＱ７に電流Ｉ1 が流れる期間を対象に過電流検出を行う。今、Ｃ２１がない場合を考えると、出力電圧ＶO の大きさ（瞬時値の絶対値）が小さく、Ｐ１の電位と＋ＶB の差電圧が小さいときはＣ３１→Ｄ１１→Ｒ５１→Ｒ２１の経路で流れる枝電流が小さく、抵抗Ｒ２１での電圧降下が小さくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が大きくなる。反対に出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとＣ３１→Ｄ１１→Ｒ５１→Ｒ２１の経路で流れる枝電流が大きくなり、抵抗Ｒ２１での電圧降下が大きくなるので、その分、抵抗Ｒ３１の両端電圧が小さくなる。従って、Ｑ５”をオンするためのＩ1 の大きさ（瞬時値の絶対値）であるしきい値ＩＴＨ１”は、出力電圧ＶO が小さいときは比較的小さくでき、出力電圧ＶO が大きいときは比較的大きくできる。
Ｃ２１が有るとき、出力電圧ＶO の大きさが増大するときは、Ｃ３１→Ｄ１１→Ｃ２１→Ｒ１１→Ｑ７→ＬＰＦ１２→Ｃ３１の経路でＣ２１が速やかに充電され、抵抗Ｒ２１を流れる電流はＣ２１が無いときとほぼ同じであり、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるのに追従してしきい値ＩＴＨ１”は速やかに増大する。反対に、出力電圧ＶO の大きさが減少するときは、Ｄ１１によりＰ１側への放電が阻止されるので、Ｃ２１の充電電圧は抵抗Ｒ５１→Ｒ２１→Ｑ７→ＬＰＦ１２→グランドの経路でゆっくり放電される。この放電電流が抵抗Ｒ５１からＲ２１へ流れる枝電流として維持されるので、しきい値ＩＴＨ１”は出力電圧ＶO の大きさの減少速度に比してゆっくりとした変化になり、しきい値ＩＴＨ１”が保持される。
【００３４】
負荷３が誘導性のとき、出力電圧ＶO のピークに遅れて電流Ｉ1 のピークが訪れるが、２０Ｈｚのオーディオ信号入力時で遅れ時間は最大でも１２．５ｍｓ程度であり、しきい値ＩＴＨ１”の保持時間が数十ｍｓ程度になるように回路定数を設定することで過電流検出の誤作動を防止できることになる。図７に示す回路定数にした場合、Ｃ２１の放電の時定数は約１８０ｍｓとなり、出力電圧ＶO がピークに達するとほぼ同時にしきい値ＩＴＨ１”もピークに達するが、その後、数十ｍｓ程度の時間ではしきい値ＩＴＨ１”はそれほど変化しないので、電流Ｉ1 のピークが遅れて到来しても出力電圧ＶO のピークに見合ったしきい値ＩＴＨ１”により過電流検出ができる。
【００３５】
図７の回路定数では、出力電圧ＶO のピーク値が０Ｖ近くのとき、電流Ｉ1 に対するしきい値ＩＴＨ１”はＤ２１の過電流検出感度増大機能により約３Ａであり、出力電圧ＶO のピーク値が１０Ｖ、２０Ｖ、３０Ｖと大きくなるに連れて約８Ａ、約１３Ａ、約１９Ａと大きくなる。負荷が完全に短絡すると、負荷インピーダンスがほぼ０Ωとなり、出力電圧ＶO の大小に拘わらずしきい値ＩＴＨ１”を遥かに越える大きな電流Ｉ1 が流れるので、過電流検出トランジスタＱ５”がオンし、過電流保護機能が働く。負荷が不完全に短絡し、接触抵抗による負荷インピーダンスが例えば０．５Ω程度存在すると、出力電圧ＶO が比較的小さいときに電流Ｉ1 がしきい値ＩＴＨ１”を下回って流れ続けてしまう恐れがあるが、出力電圧ＶO が小さいときはしきい値ＩＴＨ１”も小さいため、大きな電流が流れ続けるのを防止できる。この場合は出力電圧ＶO が少し大きいだけで電流Ｉ1 がしきい値ＩＴＨ１”を上回るので過電流検出トランジスタＱ５”がオンし、過電流保護機能が働く。
【００３６】
一方、正常動作時、負荷インピーダンスは通常２Ω以上あり、出力電圧ＶO が数Ｖ程度と小さいときは電流Ｉ1 のピークは３Ａより小さく、出力電圧ＶO のピーク値が１０Ｖ、２０Ｖ、３０Ｖと大きくなっても、各々電流Ｉ1 のピークは約８Ａ、約１３Ａ、約１９Ａより小さい。スピーカの如く誘導性負荷の場合、出力電圧ＶO のピークに遅れて電流Ｉ1 のピークが訪れるが、出力電圧ＶO のピークに応じたしきい値ＩＴＨ１”が保持されるので、電流Ｉ1 のピークがしきい値ＩＴＨ１”を超えて過電流を誤検出するのを回避できる。
−電源側の過電流検出回路７ＤはＱ８荷から流れる電流Ｉ2 を対象に過電流検出を行うが、６Ｄと全く同様に動作する。
【００３７】
この第３実施例によれば、出力電圧ＶO の大きさの変化に応じて、出力電圧ＶO の大きさが大きくなるとしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）を大きくし、出力電圧ＶO の大きさが小さくなるとしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）を小さくし、この際、出力電圧ＶO の大きさが増加するときはしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）を早く増大変化させ、減少するときはしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）をゆっくり減少変化させたので、負荷が不完全に短絡し、接触抵抗による負荷インピーダンスが例えば０．５Ω程度存在すると、出力電圧ＶO が比較的小さいときに電流Ｉ1 （Ｉ2 ）がしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）を下回って流れ続けてしまう恐れがあるが、出力電圧ＶO が小さいときはしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）も小さいため、大きな電流が流れ続けるのを防止できる。また、正常動作時、出力電圧ＶO のピークに遅れて電流Ｉ1 （Ｉ2 ）のピークが訪れるが、出力電圧ＶO のピークに応じたしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）が保持されるので、電流Ｉ1 （Ｉ2 ）のピークがしきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）を超えて過電流を誤検出するのを回避できる。
また、しきい値ＩＴＨ１”（ＩＴＨ２”）の可変は、出力電圧ＶO の大きさの増減と連動して大きさの増減する電圧により充電され、充電時と放電時で時定数の異なる簡単なコンデンサ回路により構成できる。
また、Ｄ２１（Ｄ２２）により、電流検出抵抗Ｒ１１（Ｒ１２）を大きくすることなく過電流検出感度を増大でき、電力ロスを小さくできる。
【００３８】
なお、上記した各実施例では、過電流検出感度を上げるためＤ２１、Ｄ２２を設けたが、これらを省略し、図４ではＱ５とＱ６のエミッタを出力端子Ｏと接続し、図６ではＱ５とＱ６のエミッタを電流検出抵抗Ｒ１の負荷側と接続し、図７ではＱ５”のエミッタを＋ＶB と接続するとともにＱ６”のエミッタを−ＶB と接続するようにしても良い。また、図４、図６、図７に示した回路定数の数値も一例であり、本発明はこれに何ら限定されるものでない。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
本発明は、車載用、家庭用のオーディオパワーアンプ、オーディオ用途以外の各種アンプに適用できる。
【符号の説明】
【００４０】
１ 出力段
１１、１１Ａ Ｄ級最終出力段
３ 負荷
６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄ 過電流検出回路
９Ａ、９Ｂ、１０Ａ、１０Ｂ しきい値可変回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅器の出力段の増幅素子と負荷の間に介装されるかまたは出力段の増幅素子とシリーズに接続された電流検出抵抗と、電流検出抵抗を流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると過電流検出信号を出力する過電流検出信号出力手段と、電力増幅器の出力電圧の大きさの変化に応じて、出力電圧の大きさが大きくなると前記しきい値を大きくし、出力電圧の大きさが小さくなると前記しきい値を小さくするしきい値可変手段と、を備えた電力増幅器の過電流検出回路において、
しきい値可変手段に、出力電圧の大きさが増加するときは前記しきい値を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値をゆっくり減少変化させるしきい値制御手段を設けたこと、
を特徴とする電力増幅器の過電流検出回路。
【請求項２】
前記しきい値制御手段は、電力増幅器の出力電圧の大きさの増減と連動して大きさの増減する電圧により充電され、充電時と放電時で時定数が異なるコンデンサ回路により構成したこと、
を特徴とする請求項１記載の電力増幅器の過電流検出回路。
【請求項３】
電力増幅器の出力段の増幅素子と負荷の間に介装されるかまたは出力段の増幅素子とシリーズに接続された電流検出抵抗を流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると過電流検出信号を出力し、電力増幅器の出力電圧の大きさの変化に応じて、出力電圧の大きさが大きくなると負荷電流に対する過電流検出用のしきい値を大きくし、出力電圧の大きさが小さくなると過電流検出用のしきい値を小さくするようにした電力増幅器の過電流検出方法において、
出力電圧の大きさが増加するときは前記しきい値を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値をゆっくり減少変化させるようにしたこと、
を特徴とする電力増幅器の過電流検出方法。
【請求項１】
電力増幅器の出力段の増幅素子と負荷の間に介装されるかまたは出力段の増幅素子とシリーズに接続された電流検出抵抗と、電流検出抵抗を流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると過電流検出信号を出力する過電流検出信号出力手段と、電力増幅器の出力電圧の大きさの変化に応じて、出力電圧の大きさが大きくなると前記しきい値を大きくし、出力電圧の大きさが小さくなると前記しきい値を小さくするしきい値可変手段と、を備えた電力増幅器の過電流検出回路において、
しきい値可変手段に、出力電圧の大きさが増加するときは前記しきい値を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値をゆっくり減少変化させるしきい値制御手段を設けたこと、
を特徴とする電力増幅器の過電流検出回路。
【請求項２】
前記しきい値制御手段は、電力増幅器の出力電圧の大きさの増減と連動して大きさの増減する電圧により充電され、充電時と放電時で時定数が異なるコンデンサ回路により構成したこと、
を特徴とする請求項１記載の電力増幅器の過電流検出回路。
【請求項３】
電力増幅器の出力段の増幅素子と負荷の間に介装されるかまたは出力段の増幅素子とシリーズに接続された電流検出抵抗を流れる電流が過電流検出用のしきい値を超えると過電流検出信号を出力し、電力増幅器の出力電圧の大きさの変化に応じて、出力電圧の大きさが大きくなると負荷電流に対する過電流検出用のしきい値を大きくし、出力電圧の大きさが小さくなると過電流検出用のしきい値を小さくするようにした電力増幅器の過電流検出方法において、
出力電圧の大きさが増加するときは前記しきい値を早く増大変化させ、減少するときは前記しきい値をゆっくり減少変化させるようにしたこと、
を特徴とする電力増幅器の過電流検出方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−２２３２０４（Ｐ２０１１−２２３２０４Ａ）
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−８８８１８（Ｐ２０１０−８８８１８）
【出願日】平成２２年４月７日（２０１０．４．７）
【出願人】（０００００３５９５）株式会社ケンウッド (1,981)
【出願人】（５９５１２０５３０）株式会社ケンウッド・エンジニアリング (22)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年４月７日（２０１０．４．７）
【出願人】（０００００３５９５）株式会社ケンウッド (1,981)
【出願人】（５９５１２０５３０）株式会社ケンウッド・エンジニアリング (22)
【Ｆターム（参考）】
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