電力変換制御装置
【課題】全波整流回路２４の出力電圧が大きいと、出力電流のピーク値が大きくなるため、平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流を十分に低減することができるように、平滑コンデンサ２６ｂの静電容量を大きくする必要が生じること。
【解決手段】全波整流回路２４の出力電流は、平滑コンデンサ２６ｂを備えるＬＣ回路２６を介して、昇圧チョッパ回路２８に取り込まれる。昇圧チョッパ回路２８は、電力変換用インダクタ２８ａの磁気エネルギの漸減処理および漸増処理を繰り返すことで、電力変換を行なうものである。磁気エネルギの漸減処理から漸増処理への切り替えを、全波整流回路２４の出力電圧Ｖがゼロとなるタイミングに同期させる。
【解決手段】全波整流回路２４の出力電流は、平滑コンデンサ２６ｂを備えるＬＣ回路２６を介して、昇圧チョッパ回路２８に取り込まれる。昇圧チョッパ回路２８は、電力変換用インダクタ２８ａの磁気エネルギの漸減処理および漸増処理を繰り返すことで、電力変換を行なうものである。磁気エネルギの漸減処理から漸増処理への切り替えを、全波整流回路２４の出力電圧Ｖがゼロとなるタイミングに同期させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を整流する整流手段の出力端子に接続されて且つ、該出力端子の電圧を変換して出力する電力変換手段について、これを操作する操作手段を備える電力変換制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
たとえば下記特許文献１に見られるように、非接触給電装置が提案されている。これは、１次側から供給される交流電力を２次側の整流回路で整流し、電力変換回路を介して直流電力として出力するものである。詳しくは、この文献には、２次側に全波整流回路を接続し、全波整流回路の出力側にコンデンサを介して定電圧制御部を接続する構成が記載されている（図３）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−３５４７１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記コンデンサは、整流回路の出力電圧が大きいと、出力電流のピーク値が大きくなるため、コンデンサのリップル電流を十分に低減することができるように、コンデンサの静電容量を大きくする必要がある。このため、たとえば車載用途等の場合には、限られたスペースに上記コンデンサを搭載することが困難となるなど問題が生じる。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、交流電力を整流する整流手段の出力端子に接続されて且つ、該出力端子の電圧を変換して出力する電力変換手段について、これを操作する操作手段を備える新たな電力変換制御装置の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００７】
請求項１記載の発明は、交流電力を整流する整流手段の出力端子に接続されて且つ、該出力端子の電圧を変換して出力する電力変換手段について、これを操作する操作手段を備える電力変換制御装置において、前記電力変換手段は、スイッチング素子およびインダクタを備え、前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって前記インダクタに蓄積されるエネルギを増減させるものであり、前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギの増減周波数を、前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期の逆数に設定する設定手段を備えることを特徴とする。
【０００８】
上記発明では、設定手段を備えることで、インダクタを流れる電流のリップルを低減することができる。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替えるための前記スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えタイミングを、前記整流手段の出力電圧が規定電圧を跨ぐタイミングに同期させる同期手段を備えることを特徴とする。
【００１０】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記整流手段の出力端子および前記電力変換手段の間に、平滑コンデンサを備えることを特徴とする。
【００１１】
上記発明では、同期手段を備えることで、平滑コンデンサの充放電電流のリップルを低減することができる。
【００１２】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の１周期に対するオン時間の時比率を操作するものであり、前記時比率の更新周期を前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期とすることを特徴とする。
【００１３】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記整流手段は、全波整流手段であることを特徴とする。
【００１４】
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記整流手段は、車両に搭載されて且つ、車両の外部からの交流の磁気エネルギが入力される非接触給電装置の入力側に接続されていることを特徴とする。
【００１５】
非接触給電装置は、その位置ずれによって、電力伝送量が変動しうる。この点、上記発明では、電力変換手段を備えることで、位置ずれによる電力伝送量の減少を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】一実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるチョッパ回路の操作処理の手順を示す流れ図。
【図３】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図４】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図５】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図６】上記実施形態の変形例を説明するための図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明にかかる電力変換制御装置を車載電力変換制御装置に適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１８】
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。
【００１９】
図示される高電圧バッテリ１０は、車載主機等に電力を供給するための２次電池であり、正常時における開放端電圧がたとえば１００Ｖ以上となるものである。
【００２０】
本実施形態では、車両に、車両の外部の電気エネルギを非接触で供給可能とするための装置が搭載されている。すなわち、車両の外部からの交流の磁気エネルギは、２次側コイル２０に入力される。２次側コイル２０に入力された磁気エネルギは、インダクタ２２ａおよびコンデンサ２２ｂを備える共振回路２２を介して、全波整流回路２４に取り込まれる。全波整流回路２４の出力電流は、インダクタ２６ａおよび平滑コンデンサ２６ｂを備えるローパスフィルタ（ＬＣ回路２６）を介して電力変換手段（昇圧チョッパ回路２８）に入力される。
【００２１】
昇圧チョッパ回路２８は、電力変換用インダクタ２８ａと、スイッチング素子２８ｂと、電力変換用インダクタ２８ａおよびスイッチング素子２８ｂの接続点に接続されたダイオード２８ｄと、ダイオード２８ｄの出力電流が入力されるコンデンサ２８ｅとを備える。なお、本実施形態では、スイッチング素子２８ｂとして、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを例示しており、これにはボディーダイオード２８ｃが逆並列接続されている。
【００２２】
昇圧チョッパ回路２８は、スイッチング素子２８ｂのオン・オフ操作によって、電力変換用インダクタ２８ａに蓄積される磁気エネルギ（電力変換用インダクタ２８ａに流れる電流）の漸増処理、漸減処理を繰り返すことで、コンデンサ２８ｅの電圧を昇圧チョッパ回路２８の入力電圧よりも上昇させるものである。ここで、漸増処理は、スイッチング素子２８ｂのオン操作によって、ＬＣ回路２６側から電力変換用インダクタ２８ａおよびスイッチング素子２８ｂを備える経路に電流が流れることで行われる。すなわち、この際、インダクタ３０ａの鎖交磁束が、ＬＣ回路２６の出力電圧に比例して漸増する。これに対し、漸減処理は、スイッチング素子２８ｂのオフ操作によって、ＬＣ回路２６側から電力変換用インダクタ２８ａおよびダイオード２８ｄを介してコンデンサ２８ｅ側に電流が流れることで行われる。すなわち、この際、インダクタ３０ａの鎖交磁束が、ＬＣ回路２６の出力電圧とコンデンサ２８ｅ側の電圧との差に比例して漸減する。
【００２３】
上記昇圧チョッパ回路２８の出力電流は、インダクタ３０ａおよびコンデンサ３０ｂからなるローパスフィルタ（ＬＣ回路３０）を介して高電圧バッテリ１０に入力される。
【００２４】
一方、車両の外部の商用電源５０の電力は、コンバータ５２を介して所定に変換された後、フルブリッジ回路５４によって所定の周波数を有する交流電力とされる。そして、フルブリッジ回路５４の出力は、インダクタ５５ａおよびコンデンサ５５ｂを備えるバンドバスフィルタ５５によって、上記共振回路２２の共振周波数成分が選択的に透過される一方、それ以外の成分は減衰される。バンドバスフィルタ５５の出力は、共振回路２２と同一の共振周波数を有する共振回路５６に入力される。共振回路５６は、インダクタ５６ａおよびコンデンサ５６ｂを備えるものである。そして、共振回路５６の出力がコイル５８に印加される。これにより、１次側コイル５８に誘起される磁束が２次側コイル２０を鎖交し、鎖交磁束が変化することで、２次側コイル２０に電圧が誘起される。そして、２次側コイル２０に誘起される交流電圧のうちの共振回路２２の共振周波数成分が全波整流回路２４に印加されることとなる。
【００２５】
制御装置６０は、全波整流回路２４の出力電圧Ｖを検出する電圧センサ６２の検出値や、ＬＣ回路３０の出力電流Ｉを検出する電流センサ６４の検出値を取り込み、これに基づき、スイッチング素子２８ｂを操作することで、高電圧バッテリ１０の充電電流を制御する。
【００２６】
図２に、本実施形態にかかる充電電流の制御に関する処理手順を示す。この処理は、制御装置６０によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。
【００２７】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電流センサ６４によって検出されるＬＣ回路３０の出力電流Ｉを取得する。続くステップＳ１２においては、出力電流Ｉを指令電流Ｉｒｅｆにフィードバック制御するための操作量Ｍを算出する。本実施形態では、出力電流Ｉと指令電流Ｉｒｅｆとの差ΔＩを入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和を操作量Ｍとする。なお、指令電流Ｉｒｅｆは、高電圧バッテリ１０の許容最大充電電流以下に設定される。
【００２８】
続くステップＳ１４においては、操作量Ｍがガード値Ｍｔｈよりも大きいか否かを判断する。ガード値Ｍｔｈは、たとえば、昇圧チョッパ回路２８の出力電圧の許容最大値や、昇圧チョッパ回路２８の電力変換効率の許容下限値に基づき設定すればよい。ステップＳ１４においてガード値Ｍｔｈよりも大きいと判断されると、ステップＳ１６において、操作量Ｍをガード値Ｍｔｈとする。
【００２９】
上記ステップＳ１６の処理が完了する場合や、ステップＳ１４において否定判断される場合、ステップＳ２０において、操作量Ｍを、スイッチング素子２８ｂのオン・オフの一周期Ｔに対するオン時間の時比率Ｄに変換する。これは、周期ＴのキャリアＳｃと操作量Ｍとの大小比較に基づき、スイッチング素子２８ｂのオン操作時間ＤＴを設定する処理となる。本実施形態では、キャリアＳｃの周期Ｔを、全波整流回路２４の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期とする。
【００３０】
続くステップＳ２２においては、全波整流回路２４の出力電圧Ｖが閾値電圧Ｖｔｈ以下となるまで待機する。この処理は、全波整流回路２４の出力電圧Ｖのゼロクロスタイミングを特定するためのものである。これは、閾値電圧Ｖｔｈを、ゼロよりも僅かに大きい値に設定することで行なうことができる。
【００３１】
そして、ゼロクロスタイミングとなることで（ステップＳ２２：ＹＥＳ）、ステップＳ２４において、スイッチング素子２８ｂをオン操作する。これは、スイッチング素子２８ｂのオン操作を、ゼロクロスタイミングに同期させるための設定である。この設定は、スイッチング素子２８ｂのオン・オフ操作に伴って電力変換用インダクタ２８ａに蓄積されるエネルギが増加、減少を繰り返す期間のうち、蓄積されるエネルギを減少から増加へと切り替えるタイミングを、全波整流回路２４の出力電圧のゼロクロスタイミングに同期させることで、平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流や電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流の低減を狙ったものである。すなわち、全波整流回路２４の出力電圧のゼロクロスタイミングの後には、全波整流回路２４の出力電圧が増加する。このため、このタイミングでスイッチング素子２８ｂがオフとなっていると、平滑コンデンサ２６ｂには、全波整流回路２４の出力電圧と平滑コンデンサ２６ｂの充電電圧との差に応じて電流が流れ、この電流は漸増する。これが平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流となる。しかも、この場合、平滑コンデンサ２６ｂの充電電圧の変動も大きくなるため、スイッチング素子２８ｂをオン操作した際の電力変換用インダクタ２８ａを流れる電流の変化も大きくなる。
【００３２】
これに対し、全波整流回路２４の出力電圧がゼロクロスタイミングを経て増加に転じるのに同期してスイッチング素子２８ｂをオン操作する場合、全波整流回路２４から出力される電流の多くは平滑コンデンサ２６ｂに充電されることなく、電力変換用インダクタ２８ａに流入する。このため、平滑コンデンサ２６ｂの充電電流のリップルは小さくなる。これにより、平滑コンデンサ２６ｂの充電電圧の変動が小さくなるため、電力変換用インダクタ２８ａを流れる電流の変動も小さくなる。
【００３３】
ステップＳ２４においてスイッチング素子２８ｂをオン操作すると、オン操作時間の計時動作を開始する。そして、オン操作時間が「ＤＴ」となることで（ステップＳ２６：ＹＥＳ）、スイッチング素子２８ｂをオフ操作する（ステップＳ２８）。なお、ステップＳ２８の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。
【００３４】
図３〜図５に、本実施形態の効果を示す。図３（ａ）は、本実施形態にかかる平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流と、電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流との推移を示す。これに対し、図３（ｂ）は、スイッチング素子２８ｂのオン・オフ操作の一周期を、本実施形態の周期Ｔの２倍（スイッチング周波数ｆｓｗを「１／２」）とした場合を示す。図示されるように、平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流と電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流との双方とも、本実施形態では十分に低減できている。そして、この際、図４に示すように、全波整流回路２４の出力電流や、共振回路２２の出力電圧Ｖｒに特に変化はない。図５は、スイッチング素子２８ｂのオン操作（操作信号ｍｓの立ち上がり）に伴うソースおよびドレイン間の電圧Ｖｓｄと、ドレイン電流Ｉｄとの関係を示す。
＜その他の実施形態＞
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００３５】
「同期手段について」
上記実施形態のように、全波整流回路２４の出力電圧が漸減して閾値電圧Ｖｔｈ以下となるタイミングを、スイッチング素子２８ｂのオン状態への切替タイミングとするものに限らない。たとえば、全波整流回路２４の出力電圧がゼロから上昇して閾値電圧Ｖｔｈ以上となるタイミングを、スイッチング素子２８ｂのオン状態への切替タイミングとするものであってもよい。また、こうしたタイミングの検出処理を、全波整流回路２４の出力電圧の検出値を入力として行なうものに限らず、たとえば共振回路２２の出力電圧の検出値を入力として行なうものであってもよい。
【００３６】
「磁気エネルギの減少から増加への切り替えタイミングについて」
図６に、スイッチング素子２８ｂのオン状態への切替位相（スイッチング位相）と、平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流（図中、ひし形）、全波整流回路２４のリップル電流（図中、三角）、および電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流（図中、四角）との関係を示す。ここでは、スイッチング周波数を上記実施形態の「１／２」とした場合についての平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流Ｉｃ０、全波整流回路２４のリップル電流Ｉｒ０、および電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流Ｉｉ０を併せ示している。図示されるように、平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流や電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流の低減効果を得る上でのスイッチング位相の設定可能領域は、比較的広い。この図からは、全波整流回路２４の出力電圧のゼロクロスタイミング（０°）に対して「−４０〜１８０°」の範囲程度とすることが望ましいと考えられ、「−４０〜６０°」の範囲がより望ましいと考えられる。
【００３７】
もっとも、この範囲については、昇圧チョッパ回路２８の入力電圧に応じて変動しうるとも考えられる。なぜなら、入力電圧に応じて全波整流回路２４の出力電流がゼロを上回るタイミングが変動すると考えられるからである。
【００３８】
「平滑コンデンサ２６ｂについて」
ローパスフィルタ（ＬＣ回路２６）を構成するものに限らない。すなわち、インダクタ２６ａを削除してもよい。
【００３９】
もっとも、平滑コンデンサ２６ｂを備えない場合であっても、電力変換用インダクタ２８ａのリップルを低減する上では、スイッチング素子２８ｂのオン操作タイミングを全波整流回路２４の出力電圧Ｖのゼロクロスタイミングに同期させることは有効であるとも考えられる。
【００４０】
「電力変換手段について」
図１に示した昇圧チョッパ回路２８に限らない。要は、インダクタおよびスイッチング素子を備え、スイッチング素子のオン・オフ操作によって、インダクタの磁気エネルギの漸増処理および漸減処理がなされるものであればよい。
【００４１】
「電力変換手段の用途について」
非接触給電装置としては、車両に搭載されるものに限らない。
【００４２】
非接触給電装置に限らない。たとえば、プラグイン車両等において、外部の商用電源からの交流電力を配線を介して整流手段に入力するものであってもよい。
【００４３】
「操作手段について」
電流フィードバック制御器としては、比例要素および積分要素の各出力同士の和を操作量として算出するものに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和を操作量として算出するものであってもよい。
【００４４】
また、電流フィードバック制御をするものに限らない。たとえば、高電圧バッテリ１０の充電率が比較的高い場合等において、高電圧バッテリ１０の充電電流を最大充電電流とすることで端子電圧が上限電圧を超える状況にあっては、高電圧バッテリ１０の電圧を上限電圧（あるいはそれよりも僅かに低い電圧）に制御する定電圧制御を行なうべく、電圧フィードバック制御を行ってもよい。
【００４５】
もっとも、フィードバック制御に限らず、開ループ制御を行なうものであってもよい。
【００４６】
なお、時比率Ｄの更新周期は、整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期に限らず、そのＮ（＞１）倍であってもよい。この場合、ゼロクロスタイミングがＮ回訪れる間、時比率Ｄ自体は変わらないものの、ゼロクロスタイミングに同期してスイッチング素子２８ｂをオン操作することで、リップルを低減することはできる。
【００４７】
「整流手段について」
全波整流回路に限らず、半波整流回路であってもよい。この場合であっても、整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング（ゼロとなる期間）に同期してインダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替えることが有効である。もっとも、この場合、ゼロクロス期間が長いため、ゼロとなる期間の終了時、すなわち出力電流がゼロから上昇するタイミングに同期させることが望ましい。もっとも、ゼロとなる期間の初期にインダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替える場合であっても、インダクタの蓄積エネルギの漸増期間に整流手段の出力電圧がゼロから上昇を開始するなら、平滑コンデンサ２６ｂのリップルの低減効果を奏しうる。
【符号の説明】
【００４８】
１０…高電圧バッテリ、２６ｂ…平滑コンデンサ、２８ｂ…スイッチング素子。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を整流する整流手段の出力端子に接続されて且つ、該出力端子の電圧を変換して出力する電力変換手段について、これを操作する操作手段を備える電力変換制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
たとえば下記特許文献１に見られるように、非接触給電装置が提案されている。これは、１次側から供給される交流電力を２次側の整流回路で整流し、電力変換回路を介して直流電力として出力するものである。詳しくは、この文献には、２次側に全波整流回路を接続し、全波整流回路の出力側にコンデンサを介して定電圧制御部を接続する構成が記載されている（図３）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−３５４７１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記コンデンサは、整流回路の出力電圧が大きいと、出力電流のピーク値が大きくなるため、コンデンサのリップル電流を十分に低減することができるように、コンデンサの静電容量を大きくする必要がある。このため、たとえば車載用途等の場合には、限られたスペースに上記コンデンサを搭載することが困難となるなど問題が生じる。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、交流電力を整流する整流手段の出力端子に接続されて且つ、該出力端子の電圧を変換して出力する電力変換手段について、これを操作する操作手段を備える新たな電力変換制御装置の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００７】
請求項１記載の発明は、交流電力を整流する整流手段の出力端子に接続されて且つ、該出力端子の電圧を変換して出力する電力変換手段について、これを操作する操作手段を備える電力変換制御装置において、前記電力変換手段は、スイッチング素子およびインダクタを備え、前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって前記インダクタに蓄積されるエネルギを増減させるものであり、前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギの増減周波数を、前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期の逆数に設定する設定手段を備えることを特徴とする。
【０００８】
上記発明では、設定手段を備えることで、インダクタを流れる電流のリップルを低減することができる。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替えるための前記スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えタイミングを、前記整流手段の出力電圧が規定電圧を跨ぐタイミングに同期させる同期手段を備えることを特徴とする。
【００１０】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記整流手段の出力端子および前記電力変換手段の間に、平滑コンデンサを備えることを特徴とする。
【００１１】
上記発明では、同期手段を備えることで、平滑コンデンサの充放電電流のリップルを低減することができる。
【００１２】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の１周期に対するオン時間の時比率を操作するものであり、前記時比率の更新周期を前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期とすることを特徴とする。
【００１３】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記整流手段は、全波整流手段であることを特徴とする。
【００１４】
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記整流手段は、車両に搭載されて且つ、車両の外部からの交流の磁気エネルギが入力される非接触給電装置の入力側に接続されていることを特徴とする。
【００１５】
非接触給電装置は、その位置ずれによって、電力伝送量が変動しうる。この点、上記発明では、電力変換手段を備えることで、位置ずれによる電力伝送量の減少を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】一実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるチョッパ回路の操作処理の手順を示す流れ図。
【図３】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図４】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図５】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図６】上記実施形態の変形例を説明するための図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明にかかる電力変換制御装置を車載電力変換制御装置に適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１８】
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。
【００１９】
図示される高電圧バッテリ１０は、車載主機等に電力を供給するための２次電池であり、正常時における開放端電圧がたとえば１００Ｖ以上となるものである。
【００２０】
本実施形態では、車両に、車両の外部の電気エネルギを非接触で供給可能とするための装置が搭載されている。すなわち、車両の外部からの交流の磁気エネルギは、２次側コイル２０に入力される。２次側コイル２０に入力された磁気エネルギは、インダクタ２２ａおよびコンデンサ２２ｂを備える共振回路２２を介して、全波整流回路２４に取り込まれる。全波整流回路２４の出力電流は、インダクタ２６ａおよび平滑コンデンサ２６ｂを備えるローパスフィルタ（ＬＣ回路２６）を介して電力変換手段（昇圧チョッパ回路２８）に入力される。
【００２１】
昇圧チョッパ回路２８は、電力変換用インダクタ２８ａと、スイッチング素子２８ｂと、電力変換用インダクタ２８ａおよびスイッチング素子２８ｂの接続点に接続されたダイオード２８ｄと、ダイオード２８ｄの出力電流が入力されるコンデンサ２８ｅとを備える。なお、本実施形態では、スイッチング素子２８ｂとして、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを例示しており、これにはボディーダイオード２８ｃが逆並列接続されている。
【００２２】
昇圧チョッパ回路２８は、スイッチング素子２８ｂのオン・オフ操作によって、電力変換用インダクタ２８ａに蓄積される磁気エネルギ（電力変換用インダクタ２８ａに流れる電流）の漸増処理、漸減処理を繰り返すことで、コンデンサ２８ｅの電圧を昇圧チョッパ回路２８の入力電圧よりも上昇させるものである。ここで、漸増処理は、スイッチング素子２８ｂのオン操作によって、ＬＣ回路２６側から電力変換用インダクタ２８ａおよびスイッチング素子２８ｂを備える経路に電流が流れることで行われる。すなわち、この際、インダクタ３０ａの鎖交磁束が、ＬＣ回路２６の出力電圧に比例して漸増する。これに対し、漸減処理は、スイッチング素子２８ｂのオフ操作によって、ＬＣ回路２６側から電力変換用インダクタ２８ａおよびダイオード２８ｄを介してコンデンサ２８ｅ側に電流が流れることで行われる。すなわち、この際、インダクタ３０ａの鎖交磁束が、ＬＣ回路２６の出力電圧とコンデンサ２８ｅ側の電圧との差に比例して漸減する。
【００２３】
上記昇圧チョッパ回路２８の出力電流は、インダクタ３０ａおよびコンデンサ３０ｂからなるローパスフィルタ（ＬＣ回路３０）を介して高電圧バッテリ１０に入力される。
【００２４】
一方、車両の外部の商用電源５０の電力は、コンバータ５２を介して所定に変換された後、フルブリッジ回路５４によって所定の周波数を有する交流電力とされる。そして、フルブリッジ回路５４の出力は、インダクタ５５ａおよびコンデンサ５５ｂを備えるバンドバスフィルタ５５によって、上記共振回路２２の共振周波数成分が選択的に透過される一方、それ以外の成分は減衰される。バンドバスフィルタ５５の出力は、共振回路２２と同一の共振周波数を有する共振回路５６に入力される。共振回路５６は、インダクタ５６ａおよびコンデンサ５６ｂを備えるものである。そして、共振回路５６の出力がコイル５８に印加される。これにより、１次側コイル５８に誘起される磁束が２次側コイル２０を鎖交し、鎖交磁束が変化することで、２次側コイル２０に電圧が誘起される。そして、２次側コイル２０に誘起される交流電圧のうちの共振回路２２の共振周波数成分が全波整流回路２４に印加されることとなる。
【００２５】
制御装置６０は、全波整流回路２４の出力電圧Ｖを検出する電圧センサ６２の検出値や、ＬＣ回路３０の出力電流Ｉを検出する電流センサ６４の検出値を取り込み、これに基づき、スイッチング素子２８ｂを操作することで、高電圧バッテリ１０の充電電流を制御する。
【００２６】
図２に、本実施形態にかかる充電電流の制御に関する処理手順を示す。この処理は、制御装置６０によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。
【００２７】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電流センサ６４によって検出されるＬＣ回路３０の出力電流Ｉを取得する。続くステップＳ１２においては、出力電流Ｉを指令電流Ｉｒｅｆにフィードバック制御するための操作量Ｍを算出する。本実施形態では、出力電流Ｉと指令電流Ｉｒｅｆとの差ΔＩを入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和を操作量Ｍとする。なお、指令電流Ｉｒｅｆは、高電圧バッテリ１０の許容最大充電電流以下に設定される。
【００２８】
続くステップＳ１４においては、操作量Ｍがガード値Ｍｔｈよりも大きいか否かを判断する。ガード値Ｍｔｈは、たとえば、昇圧チョッパ回路２８の出力電圧の許容最大値や、昇圧チョッパ回路２８の電力変換効率の許容下限値に基づき設定すればよい。ステップＳ１４においてガード値Ｍｔｈよりも大きいと判断されると、ステップＳ１６において、操作量Ｍをガード値Ｍｔｈとする。
【００２９】
上記ステップＳ１６の処理が完了する場合や、ステップＳ１４において否定判断される場合、ステップＳ２０において、操作量Ｍを、スイッチング素子２８ｂのオン・オフの一周期Ｔに対するオン時間の時比率Ｄに変換する。これは、周期ＴのキャリアＳｃと操作量Ｍとの大小比較に基づき、スイッチング素子２８ｂのオン操作時間ＤＴを設定する処理となる。本実施形態では、キャリアＳｃの周期Ｔを、全波整流回路２４の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期とする。
【００３０】
続くステップＳ２２においては、全波整流回路２４の出力電圧Ｖが閾値電圧Ｖｔｈ以下となるまで待機する。この処理は、全波整流回路２４の出力電圧Ｖのゼロクロスタイミングを特定するためのものである。これは、閾値電圧Ｖｔｈを、ゼロよりも僅かに大きい値に設定することで行なうことができる。
【００３１】
そして、ゼロクロスタイミングとなることで（ステップＳ２２：ＹＥＳ）、ステップＳ２４において、スイッチング素子２８ｂをオン操作する。これは、スイッチング素子２８ｂのオン操作を、ゼロクロスタイミングに同期させるための設定である。この設定は、スイッチング素子２８ｂのオン・オフ操作に伴って電力変換用インダクタ２８ａに蓄積されるエネルギが増加、減少を繰り返す期間のうち、蓄積されるエネルギを減少から増加へと切り替えるタイミングを、全波整流回路２４の出力電圧のゼロクロスタイミングに同期させることで、平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流や電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流の低減を狙ったものである。すなわち、全波整流回路２４の出力電圧のゼロクロスタイミングの後には、全波整流回路２４の出力電圧が増加する。このため、このタイミングでスイッチング素子２８ｂがオフとなっていると、平滑コンデンサ２６ｂには、全波整流回路２４の出力電圧と平滑コンデンサ２６ｂの充電電圧との差に応じて電流が流れ、この電流は漸増する。これが平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流となる。しかも、この場合、平滑コンデンサ２６ｂの充電電圧の変動も大きくなるため、スイッチング素子２８ｂをオン操作した際の電力変換用インダクタ２８ａを流れる電流の変化も大きくなる。
【００３２】
これに対し、全波整流回路２４の出力電圧がゼロクロスタイミングを経て増加に転じるのに同期してスイッチング素子２８ｂをオン操作する場合、全波整流回路２４から出力される電流の多くは平滑コンデンサ２６ｂに充電されることなく、電力変換用インダクタ２８ａに流入する。このため、平滑コンデンサ２６ｂの充電電流のリップルは小さくなる。これにより、平滑コンデンサ２６ｂの充電電圧の変動が小さくなるため、電力変換用インダクタ２８ａを流れる電流の変動も小さくなる。
【００３３】
ステップＳ２４においてスイッチング素子２８ｂをオン操作すると、オン操作時間の計時動作を開始する。そして、オン操作時間が「ＤＴ」となることで（ステップＳ２６：ＹＥＳ）、スイッチング素子２８ｂをオフ操作する（ステップＳ２８）。なお、ステップＳ２８の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。
【００３４】
図３〜図５に、本実施形態の効果を示す。図３（ａ）は、本実施形態にかかる平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流と、電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流との推移を示す。これに対し、図３（ｂ）は、スイッチング素子２８ｂのオン・オフ操作の一周期を、本実施形態の周期Ｔの２倍（スイッチング周波数ｆｓｗを「１／２」）とした場合を示す。図示されるように、平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流と電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流との双方とも、本実施形態では十分に低減できている。そして、この際、図４に示すように、全波整流回路２４の出力電流や、共振回路２２の出力電圧Ｖｒに特に変化はない。図５は、スイッチング素子２８ｂのオン操作（操作信号ｍｓの立ち上がり）に伴うソースおよびドレイン間の電圧Ｖｓｄと、ドレイン電流Ｉｄとの関係を示す。
＜その他の実施形態＞
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００３５】
「同期手段について」
上記実施形態のように、全波整流回路２４の出力電圧が漸減して閾値電圧Ｖｔｈ以下となるタイミングを、スイッチング素子２８ｂのオン状態への切替タイミングとするものに限らない。たとえば、全波整流回路２４の出力電圧がゼロから上昇して閾値電圧Ｖｔｈ以上となるタイミングを、スイッチング素子２８ｂのオン状態への切替タイミングとするものであってもよい。また、こうしたタイミングの検出処理を、全波整流回路２４の出力電圧の検出値を入力として行なうものに限らず、たとえば共振回路２２の出力電圧の検出値を入力として行なうものであってもよい。
【００３６】
「磁気エネルギの減少から増加への切り替えタイミングについて」
図６に、スイッチング素子２８ｂのオン状態への切替位相（スイッチング位相）と、平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流（図中、ひし形）、全波整流回路２４のリップル電流（図中、三角）、および電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流（図中、四角）との関係を示す。ここでは、スイッチング周波数を上記実施形態の「１／２」とした場合についての平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流Ｉｃ０、全波整流回路２４のリップル電流Ｉｒ０、および電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流Ｉｉ０を併せ示している。図示されるように、平滑コンデンサ２６ｂのリップル電流や電力変換用インダクタ２８ａのリップル電流の低減効果を得る上でのスイッチング位相の設定可能領域は、比較的広い。この図からは、全波整流回路２４の出力電圧のゼロクロスタイミング（０°）に対して「−４０〜１８０°」の範囲程度とすることが望ましいと考えられ、「−４０〜６０°」の範囲がより望ましいと考えられる。
【００３７】
もっとも、この範囲については、昇圧チョッパ回路２８の入力電圧に応じて変動しうるとも考えられる。なぜなら、入力電圧に応じて全波整流回路２４の出力電流がゼロを上回るタイミングが変動すると考えられるからである。
【００３８】
「平滑コンデンサ２６ｂについて」
ローパスフィルタ（ＬＣ回路２６）を構成するものに限らない。すなわち、インダクタ２６ａを削除してもよい。
【００３９】
もっとも、平滑コンデンサ２６ｂを備えない場合であっても、電力変換用インダクタ２８ａのリップルを低減する上では、スイッチング素子２８ｂのオン操作タイミングを全波整流回路２４の出力電圧Ｖのゼロクロスタイミングに同期させることは有効であるとも考えられる。
【００４０】
「電力変換手段について」
図１に示した昇圧チョッパ回路２８に限らない。要は、インダクタおよびスイッチング素子を備え、スイッチング素子のオン・オフ操作によって、インダクタの磁気エネルギの漸増処理および漸減処理がなされるものであればよい。
【００４１】
「電力変換手段の用途について」
非接触給電装置としては、車両に搭載されるものに限らない。
【００４２】
非接触給電装置に限らない。たとえば、プラグイン車両等において、外部の商用電源からの交流電力を配線を介して整流手段に入力するものであってもよい。
【００４３】
「操作手段について」
電流フィードバック制御器としては、比例要素および積分要素の各出力同士の和を操作量として算出するものに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和を操作量として算出するものであってもよい。
【００４４】
また、電流フィードバック制御をするものに限らない。たとえば、高電圧バッテリ１０の充電率が比較的高い場合等において、高電圧バッテリ１０の充電電流を最大充電電流とすることで端子電圧が上限電圧を超える状況にあっては、高電圧バッテリ１０の電圧を上限電圧（あるいはそれよりも僅かに低い電圧）に制御する定電圧制御を行なうべく、電圧フィードバック制御を行ってもよい。
【００４５】
もっとも、フィードバック制御に限らず、開ループ制御を行なうものであってもよい。
【００４６】
なお、時比率Ｄの更新周期は、整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期に限らず、そのＮ（＞１）倍であってもよい。この場合、ゼロクロスタイミングがＮ回訪れる間、時比率Ｄ自体は変わらないものの、ゼロクロスタイミングに同期してスイッチング素子２８ｂをオン操作することで、リップルを低減することはできる。
【００４７】
「整流手段について」
全波整流回路に限らず、半波整流回路であってもよい。この場合であっても、整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング（ゼロとなる期間）に同期してインダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替えることが有効である。もっとも、この場合、ゼロクロス期間が長いため、ゼロとなる期間の終了時、すなわち出力電流がゼロから上昇するタイミングに同期させることが望ましい。もっとも、ゼロとなる期間の初期にインダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替える場合であっても、インダクタの蓄積エネルギの漸増期間に整流手段の出力電圧がゼロから上昇を開始するなら、平滑コンデンサ２６ｂのリップルの低減効果を奏しうる。
【符号の説明】
【００４８】
１０…高電圧バッテリ、２６ｂ…平滑コンデンサ、２８ｂ…スイッチング素子。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力を整流する整流手段の出力端子に接続されて且つ、該出力端子の電圧を変換して出力する電力変換手段について、これを操作する操作手段を備える電力変換制御装置において、
前記電力変換手段は、スイッチング素子およびインダクタを備え、前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって前記インダクタに蓄積されるエネルギを増減させるものであり、
前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギの増減周波数を、前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期の逆数に設定する設定手段を備えることを特徴とする電力変換制御装置。
【請求項２】
前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替えるための前記スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えタイミングを、前記整流手段の出力電圧が規定電圧を跨ぐタイミングに同期させる同期手段を備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換制御装置。
【請求項３】
前記整流手段の出力端子および前記電力変換手段の間に、平滑コンデンサを備えることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換制御装置。
【請求項４】
前記操作手段は、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の１周期に対するオン時間の時比率を操作するものであり、
前記時比率の更新周期を前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期とすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【請求項５】
前記整流手段は、全波整流手段であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【請求項６】
前記整流手段は、車両に搭載されて且つ、車両の外部からの交流の磁気エネルギが入力される非接触給電装置の入力側に接続されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【請求項１】
交流電力を整流する整流手段の出力端子に接続されて且つ、該出力端子の電圧を変換して出力する電力変換手段について、これを操作する操作手段を備える電力変換制御装置において、
前記電力変換手段は、スイッチング素子およびインダクタを備え、前記スイッチング素子のオン・オフ操作によって前記インダクタに蓄積されるエネルギを増減させるものであり、
前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギの増減周波数を、前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期の逆数に設定する設定手段を備えることを特徴とする電力変換制御装置。
【請求項２】
前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替えるための前記スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えタイミングを、前記整流手段の出力電圧が規定電圧を跨ぐタイミングに同期させる同期手段を備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換制御装置。
【請求項３】
前記整流手段の出力端子および前記電力変換手段の間に、平滑コンデンサを備えることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換制御装置。
【請求項４】
前記操作手段は、前記スイッチング素子のオン・オフ操作の１周期に対するオン時間の時比率を操作するものであり、
前記時比率の更新周期を前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期とすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【請求項５】
前記整流手段は、全波整流手段であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【請求項６】
前記整流手段は、車両に搭載されて且つ、車両の外部からの交流の磁気エネルギが入力される非接触給電装置の入力側に接続されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１３−１１５９６１（Ｐ２０１３−１１５９６１Ａ）
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２６１２８０（Ｐ２０１１−２６１２８０）
【出願日】平成２３年１１月３０日（２０１１．１１．３０）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月３０日（２０１１．１１．３０）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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