電力変換装置のスイッチング方法
【課題】 二相変調におけるスイッチングを停止する相の極性の切り換り等において、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を増やさず、フィルタ回路の大型化を抑える電力変換装置のスイッチング方法を提供する。
【解決手段】 実施形態のスイッチング方法は、漏れ電流を低減するフィルタ回路を取り付けた電力変換装置のスイッチング方法において、スイッチングを停止する相を含む状態と含まない状態とを切り換える際やスイッチングを停止する相の電位を切り換える際に、全相の出力指令の平均を緩やかに変化させる。フィルタ回路内の共振周波数に応じた振動を十分抑えられる程度にこの傾きを緩やかにすることで、三相変調と二相変調を併用する場合にも、フィルタ回路内のコモンモード電流及び漏れ電流の増大を抑えることが可能となる。
【解決手段】 実施形態のスイッチング方法は、漏れ電流を低減するフィルタ回路を取り付けた電力変換装置のスイッチング方法において、スイッチングを停止する相を含む状態と含まない状態とを切り換える際やスイッチングを停止する相の電位を切り換える際に、全相の出力指令の平均を緩やかに変化させる。フィルタ回路内の共振周波数に応じた振動を十分抑えられる程度にこの傾きを緩やかにすることで、三相変調と二相変調を併用する場合にも、フィルタ回路内のコモンモード電流及び漏れ電流の増大を抑えることが可能となる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、漏れ電流低減回路を適用した電力変換装置におけるスイッチング素子のスイッチング方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータに代表される電力変換装置は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力変換を行っている。モータを駆動する三相ＰＷＭインバータを例にとると、出力しようとする電圧の指令値と三角波などのキャリアとを比較し、比較結果に基づき各相の半導体素子をスイッチングさせる。このとき、その原理上、三相のＵＶＷ相出力電圧の平均値を示すコモンモード電圧はゼロにはならず、キャリアに同期して大きな電圧が発生する。このコモンモード電圧は、モータの浮遊容量などを介してアースへと流れる漏れ電流（高周波ノイズ）の原因となる。漏れ電流は他の機器に障害をもたらすなどの問題となるため、漏れ電流対策は必須となっている。その有効な対策としてコイルやコンデンサなどの受動素子で構成されるフィルタ回路がある。
【０００３】
図１１は、漏れ電流対策を施した電力変換装置の主回路構成を示す。
【０００４】
三相交流電源２５からコンバータ２１までの入力ライン上に、コモンモードチョークコイル２６など高周波の漏れ電流に対して高インピーダンスとなるインダクタンス素子を挿入する。コンバータ２１は三相電力を直流電力に変換し、この直流電圧は平滑コンデンサ２３にて平滑される。インバータ２２はこの直流電圧を、所望の大きさ及び周波数の三相交流電圧に変換しモータ２４に供給する。
【０００５】
更にインダクタンス素子２６とコモンモード電圧の発生源であるインバータ２２のスイッチング素子とを含めたループ内に、コンデンサ２７ａ〜２７ｃ及びコモンモード電流抽出回路２８などの低インピーダンス素子で構成される漏れ電流のバイパス回路が設けられる。コモンモード電流抽出回路２８は、コンデンサ９と単相リアクトル１０の３つの対を含む。
【０００６】
図１１のようなタイプのフィルタ回路は、コモンモードチョークコイル２６が高インピーダンス特性となって漏れ電流となるコモンモード電流の流れを抑えると共に、それでも抑え切れない漏れ電流は、コンデンサ２７ａ〜２７ｃ、コモンモード電流抽出回路２８で形成されたバイパス回路を流れる。そのため、インバータのスイッチングが一般的な「三相変調」である場合には、このような回路構成は漏れ電流の抑制には非常に有効である。
【０００７】
図１２は、電力変換装置の漏れ電流を低減する他のフィルタ回路構成を示す。
【０００８】
電力変換装置３とモータ２４の間にコモンモードリアクトルＬ１が接続され、コモンモードリアクトルＬ１とインバータ２２の入力側中性点ｎ１の間に、漏れ電流をバイパスする三相リアクトルＬ２及びコンデンサＣ１が接続されている。このフィルタ回路構成では、漏れ電流はインバータ２２を循環するので、筐体に流れ出る漏れ電流１４を抑えることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００５−２０４４３８号公報
【特許文献２】特許第３５９６６９４号公報
【特許文献３】特許第３４６６１１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、例えば三相ＰＷＭインバータでは、素子のスイッチング損失を減らす方法として、一つの相のスイッチングを停止するいわゆる「二相変調」が広く採用されている。図１３（ａ）はインバータの変調方式を三相変調方式から二相変調方式に切り替えた場合のインバータ出力電圧指令値を示す。１１ａはインバータＵ相出力指令、１１ｂはインバータＶ相出力指令、１１ｃはインバータＷ相出力指令、１２は三相の出力指令の平均値である。二相変調では、スイッチングを停止する相の電位が、インバータ回路の上側スイッチング素子（以下、上素子という）を導通させて、インバータ入力直流電圧の上側電位（以下、上電位という）に固定した状態と、下側スイッチング素子（以下、下素子という）を導通させてインバータ入力直流電圧の下側電位（以下、下電位という）に固定した状態とに切り換る。二相変調では、例えばＵ相を下電位に固定した場合、Ｕ相電圧を三相変調時に比べて下げた分だけ、他のＶ、Ｗ相の出力指令も低下される。この結果、二相変調時においても、ＵＶＷの相間電圧は三相変調時と同一である。
【００１１】
二相変調の際、あるいは三相変調と二相変調が切り換る際などに、フィルタ回路の効果は十分に得られず、漏れ電流が大きくなる可能性がある。また、フィルタ回路内を流れるコモンモード電流も大きくなり、コモンモードチョークコイル６などのインダクタンス素子が磁気飽和する可能性も高まることから、その防止のためにフィルタの大型化も避けられない。図１３（ｂ）はフィルタ回路内を流れるコモンモード電流１３の一例を示し、図１３（ｃ）はモータ４のアースラインを流れる漏れ電流１４の一例を示す。
【００１２】
こうした漏れ電流１４やフィルタ回路内のコモンモード電流１３の増大は、全ての相の平均電圧で表されるコモンモード電圧の変化に起因する。例えば二相変調の場合、キャリアに同期して通常発生する短期のコモンモード電圧の変化とは別に、スイッチングを停止する相の極性が切り換る際に、より長期の視点で見た場合にコモンモード電圧のステップ的な変化が生じる。このステップ的な変化は、図１３(a)ではコモンモード電圧に相当する三相電圧指令の平均値１２のステップ的な変化に相当する。このステップ的に変化する電圧には、フィルタ回路に含まれるコモンモードチョークコイルとバイパス回路のコンデンサとの共振周波数成分が含まれている。このため、図１３（ｂ）及び１３（ｃ）のように共振周波数に応じた振動が発生して、フィルタ回路内のコモンモード電流や漏れ電流の増大につながる。
【００１３】
そこで本発明は、二相変調でのスイッチングを停止する相の極性の切り換り又は二相変調と三相変調の切り換りにおいても、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を増やさず、フィルタ回路の大型化を抑えることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の一実施形態に係るスイッチング方法は、漏れ電流を低減するフィルタ回路を取り付けた電力変換装置のスイッチング方法において、スイッチングを停止する相を含む状態と含まない状態とを切り換える際やスイッチングを停止する相の電位を切り換える際に、全相の出力指令の平均を緩やかに変化させる。
【発明の効果】
【００１５】
電力変換装置の二相変調動作におけるスイッチングを停止する相の極性の切り換り又は二相変調と三相変調の切り換りにおいても、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を増やさず、フィルタ回路の大型化を抑えることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１実施例を適用する電力変換装置とフィルタ回路の構成例を示した単線結線図。
【図２】本発明の第１実施例を示すインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【図３】本発明の第２実施例を示すインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【図４】本発明の第３実施例を示すインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【図５】本発明の第４実施例を示すインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【図６】本発明の第５実施例を示すインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【図７】本発明の第６実施例との対比を示す従来のインバータとコンバータそれぞれの出力電圧指令とキャリア、及びコンバータとインバータとの間のコモンモード電圧の電位差を表す概略図。
【図８】本発明の第６実施例を示すインバータとコンバータそれぞれの出力電圧指令とキャリア、及びコンバータとインバータとの間のコモンモード電圧の電位差を表す概略図。
【図９】本発明の第７実施例を示すインバータとコンバータそれぞれの出力電圧指令。
【図１０】本発明の第８実施例を示すインバータとコンバータそれぞれの出力電圧指令。
【図１１】本発明のスイッチング方法が適用されるフィルタ回路の一例。
【図１２】本発明のスイッチング方法が適用される他のフィルタ回路の一例。
【図１３】従来のスイッチング方法で三相変調から二相変調に移行した場合の、インバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明に係る電力変換装置のスイッチング方法について、図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１８】
図１（ａ）、１（ｂ）は、本発明が適用される電力変換装置に接続されるフィルタ回路の概略を示す単線結線図である。電源１は直流電源あるいは交流電源である。電源１が交流電源の場合、電力変換装置３はコンバータ及びインバータを含む。また電源１が直流電源場合、電力変換装置３はインバータとして構成される。電力変換装置３は、制御部３ａの制御の下に、三相変調方式又は二相変調方式にて動作し、モータ等の負荷５を駆動する。
【００１９】
フィルタの主な構成要素は、コモンモードチョークコイルやノーマルモードリアクトルなど、高周波に対して高インピーダンスとなるインダクタンス素子２と、コンデンサを含む高周波に対して低インピーダンスとなる漏れ電流のバイパス回路４である。回路構成の要旨は、漏れ電流の流れる電力変換装置３の入出力ラインのいずれかにインダクタンス素子２が直列に接続され、且つ、漏れ電流の発生源となる電力変換装置のスイッチング素子とインダクタンス素子２を含むように、低インピーダンス回路４を有するバイパス回路が電力変換装置３に接続されていることである。図１１の回路構成は図１（ａ）の構成に含まれ、図１２の回路構成は図１（ｂ）の構成に含まれる。
【００２０】
図１に示す二つの例のようにインダクタンス素子２は、電力変換装置３の入力側、出力側いずれに接続されていても実施例としての回路は成立する。またこれ以外で、インダクタンス素子が電力変換装置の内部に配置されるような場合でもフィルタの効果が得られる。尚、電力変換装置３としては、出力が単相又は三相の場合、入力が同じく単相又は三相の場合、あるいは直流又は交流の場合など、様々な場合で本フィルタ構成は可能となるが、以降は三相ＰＷＭインバータを適用した場合を一例として、そのスイッチング方法について説明する。
【００２１】
三相ＰＷＭインバータは周知のように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング回路からなり、各相のスイッチング回路は入力直流電圧の上側電位に接続され負荷に対する電流のＯＮ／ＯＦＦを行う上素子と、入力直流電圧の下側電位に接続され負荷から流れ込む電流のＯＮ／ＯＦＦを行う下素子とを含む。
【００２２】
三角波などのキャリアと比較される三相ＰＷＭインバータの出力指令は、通常の二相変調の場合、前述した図１３（ａ）のように、スイッチングを停止する相の電位を、上素子を導通させて上電位に固定する状態と、下素子を導通させて下電位に固定する状態を交互に、且つ三相において順番に切り換える。インバータ出力のコモンモード電圧に相当する三相の出力指令平均値１２は、このスイッチングを停止する相の電位の切り換りにおいてステップ的に大きく変化する。
【００２３】
図２は、本発明の第１実施例に係るスイッチング方法を示す。
【００２４】
図２（ａ）において、１１ａはインバータＵ相出力指令、１１ｂはインバータＶ相出力指令、１１ｃはインバータＷ相出力指令、１２は三相の出力指令の平均値である。これらインバータの出力指令は、制御部３ａが演算して求めた値である。本実施例では、停止する相の電位をインバータの入力直流電圧の下電位あるいは上電位に固定する。図２は停止する相の電位を、下素子を導通させて下電位だけに限った場合を表している。
【００２５】
本実施例の場合、図２（ａ）のようにスイッチングを停止する相が切り換っても、ステップ的な電圧変化は生じない。このため、図２（ｂ）、２（ｃ）のようにフィルタ回路内のコモンモード電流１３や漏れ電流１４の増大をまねかず、フィルタ回路も大型化せずに、二相変調による素子のスイッチング損失低減を実現できる。
【実施例２】
【００２６】
本発明の第２実施例を、図３を用いて説明する。
【００２７】
図３（ａ）は、三相変調から二相変調に切り替わる時の出力指令１１ａ〜１１ｃとそれらの平均値１２を表している。本実施例では、この切り換りにおいて特性Ａのように、出力指令の平均が緩やかに変化するように、制御部３ａは各出力指令を設定する。この指令値と三角波キャリアとを比較してスイッチングした場合、インバータ出力のコモンモード電圧もまた、二相変調に切り替わる時に緩やかな傾きをもつ。フィルタ回路内の共振周波数に応じた振動を十分抑えられる程度にこの傾きを緩やかにすることで、三相変調と二相変調を併用する場合にも、図３（ｂ）、３（ｃ）のようにフィルタ回路内のコモンモード電流１３及び漏れ電流１４の増大を抑えることが可能となる。
【実施例３】
【００２８】
本発明の第３実施例を、図４を用いて説明する。
【００２９】
本実施例では、インバータの出力周期に合わせてスイッチングを停止する相の電位が上電位と下電位とで交互に切り換る一般的な二相変調において、第２実施例の三相変調と二相変調の切り換り時と同様、制御部３ａは図４（ａ）特性Ｂのように、コモンモード電圧１２のステップ変化が、図１３（ａ）のような従来例に比べ緩やかになるように各出力指令を決定する。これにより、一般的な二相変調でも図４（ｂ）、４（ｃ）のように、フィルタ回路内のコモンモード電流１３及び漏れ電流１４の増大が抑えられる。
【００３０】
第１実施例のようにスイッチングを停止する相を上電位または下電位のどちらか一方に限定した場合、インバータの上素子と下素子とで通電の割合が異なって導通損失による温度上昇が偏ってしまい、温度の高い素子の信頼性が低下するなどの問題が生じうる。しかし、本実施例のスイッチング方法を用いて通常の二相変調を行うことで、素子の損失を均一に保ち、ヒートシンクの大型化や素子の劣化を防ぐことができる。
【実施例４】
【００３１】
本発明の第４実施例を、図５を用いて説明する。
【００３２】
本実施例では、インバータの出力周期に合わせてスイッチングを停止する相の電位を上電位と下電位に交互に切り換える第３実施例に対して、制御部３ａは上電位あるいは下電位となる期間を交互に連続させることで、全体に占める切り換え期間の割合を減らしている。
【００３３】
前述の第３実施例（図４）の場合、スイッチングを停止する相の電位が上電位と下電位とで切り換る際に、コモンモード電圧１２が緩やかに変化する移行期間Ｂにおいては、全ての相がスイッチングする。このため、スイッチングを停止する相が含まれる期間（二相変調駆動期間）に比べて移行期間Ｂではスイッチング損失が増えてしまう。一方、第１実施例のようにスイッチングを停止する相の電位を、上電位あるいは下電位のどちらか一方に偏らせた場合には、素子の導通損失も偏るという問題がある。本第４実施例では図５（ａ）のように、スイッチングを停止する相の電位が上電位または下電位となる期間を、切り換りの期間Ｄに比べて十分長くすることで、スイッチング損失の増大を抑えると同時に、導通損失の偏りによる温度上昇の偏りも防ぐことができる。
【実施例５】
【００３４】
本発明の第５実施例を、図６を用いて説明する。
【００３５】
スイッチングを停止する相の電位が上電位となる期間と下電位となる期間を、それぞれある程度連続させながら交互に切り換える点は図５と同様である。しかし、本実施例で制御部３ａは、スイッチングを停止する相の電位の切り換えを、特性Ｅのように三相の出力電圧の平均値１２がより０（図では中間点０．００）に近いタイミングで行うことにより、その変化量も図５の第４実施例に比べて小さくなっている。切り換えの際の傾きは、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流の低減レベルによって決まる。傾きが決まれば、変化量が小さいほど切換の期間が短いことになる。この期間は三相全てがスイッチングしている状態であるため、切換期間が短くなることでスイッチング損失は一層低減される。
【実施例６】
【００３６】
本発明の第６実施例を、図７、図８を用いて説明する。
【００３７】
いずれの図も電力変換装置としてコンバータとインバータを使用し、三相変調方式で動作させた場合を示している。図７（ａ）の１１ａはインバータＵ相出力指令、１１ｂはインバータＶ相出力指令、１１ｃはインバータＷ相出力指令、１５はインバータのキャリアである。図７（ｂ）の１６ａはコンバータＲ相の出力指令、１６ｂはコンバータＳ相の出力指令、１６ｃはコンバータＴ相の出力指令、１７はコンバータのキャリア、図７（ｃ）の１８はコンバータとインバータそれぞれのコモンモード電圧の電位差を示す。
【００３８】
図７はコンバータのキャリアとインバータのキャリアの周波数が同一で位相が１８０°ずれている場合、図８はキャリアの周波数が同一で、位相も同一の場合を表している。コンバータとインバータはそれぞれの電圧指令とキャリアを比較して上下のスイッチング素子を交互にスイッチングするため、コンバータとインバータのそれぞれからキャリアに同期したコモンモード電圧が発生する。この二つの電位差が、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流の原因となるが、図７に比べて図８のように二つのキャリアを同期させた場合、その電位差は小さくなり、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流が最も小さくなることから、フィルタも小型化できる。
【実施例７】
【００３９】
本発明の第７実施例を、図９を用いて説明する。
【００４０】
ここでは、インバータに加えてコンバータも二相変調の場合で、それぞれのスイッチングを停止する相の電位の切り換り期間Ｅ，Ｆにおいて、コモンモード電圧の変化に傾きをつけた状態を表している。これにより、インバータだけでなくコンバータでも二相変調することで、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を増大させることなく、素子のスイッチング損失の低減を実現できる。
【実施例８】
【００４１】
本発明の第８実施例を、図１０を用いて説明する。
【００４２】
図１０は、図６の第５実施例で示したスイッチング方法をインバータに加えてコンバータにも適用している状態を表している。更に本実施例では、コンバータとインバータとで、スイッチングを停止する相の電位切替を同時に行うと共に、スイッチングを停止する相の電位を一致させる。このように、コンバータとインバータとの間に発生する電位差を極力小さくすることで、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を最小限に抑えることができる。
【００４３】
以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。例えば、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を構成できる。
【符号の説明】
【００４４】
１…電源、２…インダクタンス素子、３…電力変換装置、４…低インピーダンス回路、５…負荷、２１…コンバータ、２２…インバータ、２５…三相交流電源、２６インダクタンス素子、２７…コンデンサ、２８…コモンモード電流抽出回路。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、漏れ電流低減回路を適用した電力変換装置におけるスイッチング素子のスイッチング方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータに代表される電力変換装置は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力変換を行っている。モータを駆動する三相ＰＷＭインバータを例にとると、出力しようとする電圧の指令値と三角波などのキャリアとを比較し、比較結果に基づき各相の半導体素子をスイッチングさせる。このとき、その原理上、三相のＵＶＷ相出力電圧の平均値を示すコモンモード電圧はゼロにはならず、キャリアに同期して大きな電圧が発生する。このコモンモード電圧は、モータの浮遊容量などを介してアースへと流れる漏れ電流（高周波ノイズ）の原因となる。漏れ電流は他の機器に障害をもたらすなどの問題となるため、漏れ電流対策は必須となっている。その有効な対策としてコイルやコンデンサなどの受動素子で構成されるフィルタ回路がある。
【０００３】
図１１は、漏れ電流対策を施した電力変換装置の主回路構成を示す。
【０００４】
三相交流電源２５からコンバータ２１までの入力ライン上に、コモンモードチョークコイル２６など高周波の漏れ電流に対して高インピーダンスとなるインダクタンス素子を挿入する。コンバータ２１は三相電力を直流電力に変換し、この直流電圧は平滑コンデンサ２３にて平滑される。インバータ２２はこの直流電圧を、所望の大きさ及び周波数の三相交流電圧に変換しモータ２４に供給する。
【０００５】
更にインダクタンス素子２６とコモンモード電圧の発生源であるインバータ２２のスイッチング素子とを含めたループ内に、コンデンサ２７ａ〜２７ｃ及びコモンモード電流抽出回路２８などの低インピーダンス素子で構成される漏れ電流のバイパス回路が設けられる。コモンモード電流抽出回路２８は、コンデンサ９と単相リアクトル１０の３つの対を含む。
【０００６】
図１１のようなタイプのフィルタ回路は、コモンモードチョークコイル２６が高インピーダンス特性となって漏れ電流となるコモンモード電流の流れを抑えると共に、それでも抑え切れない漏れ電流は、コンデンサ２７ａ〜２７ｃ、コモンモード電流抽出回路２８で形成されたバイパス回路を流れる。そのため、インバータのスイッチングが一般的な「三相変調」である場合には、このような回路構成は漏れ電流の抑制には非常に有効である。
【０００７】
図１２は、電力変換装置の漏れ電流を低減する他のフィルタ回路構成を示す。
【０００８】
電力変換装置３とモータ２４の間にコモンモードリアクトルＬ１が接続され、コモンモードリアクトルＬ１とインバータ２２の入力側中性点ｎ１の間に、漏れ電流をバイパスする三相リアクトルＬ２及びコンデンサＣ１が接続されている。このフィルタ回路構成では、漏れ電流はインバータ２２を循環するので、筐体に流れ出る漏れ電流１４を抑えることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００５−２０４４３８号公報
【特許文献２】特許第３５９６６９４号公報
【特許文献３】特許第３４６６１１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、例えば三相ＰＷＭインバータでは、素子のスイッチング損失を減らす方法として、一つの相のスイッチングを停止するいわゆる「二相変調」が広く採用されている。図１３（ａ）はインバータの変調方式を三相変調方式から二相変調方式に切り替えた場合のインバータ出力電圧指令値を示す。１１ａはインバータＵ相出力指令、１１ｂはインバータＶ相出力指令、１１ｃはインバータＷ相出力指令、１２は三相の出力指令の平均値である。二相変調では、スイッチングを停止する相の電位が、インバータ回路の上側スイッチング素子（以下、上素子という）を導通させて、インバータ入力直流電圧の上側電位（以下、上電位という）に固定した状態と、下側スイッチング素子（以下、下素子という）を導通させてインバータ入力直流電圧の下側電位（以下、下電位という）に固定した状態とに切り換る。二相変調では、例えばＵ相を下電位に固定した場合、Ｕ相電圧を三相変調時に比べて下げた分だけ、他のＶ、Ｗ相の出力指令も低下される。この結果、二相変調時においても、ＵＶＷの相間電圧は三相変調時と同一である。
【００１１】
二相変調の際、あるいは三相変調と二相変調が切り換る際などに、フィルタ回路の効果は十分に得られず、漏れ電流が大きくなる可能性がある。また、フィルタ回路内を流れるコモンモード電流も大きくなり、コモンモードチョークコイル６などのインダクタンス素子が磁気飽和する可能性も高まることから、その防止のためにフィルタの大型化も避けられない。図１３（ｂ）はフィルタ回路内を流れるコモンモード電流１３の一例を示し、図１３（ｃ）はモータ４のアースラインを流れる漏れ電流１４の一例を示す。
【００１２】
こうした漏れ電流１４やフィルタ回路内のコモンモード電流１３の増大は、全ての相の平均電圧で表されるコモンモード電圧の変化に起因する。例えば二相変調の場合、キャリアに同期して通常発生する短期のコモンモード電圧の変化とは別に、スイッチングを停止する相の極性が切り換る際に、より長期の視点で見た場合にコモンモード電圧のステップ的な変化が生じる。このステップ的な変化は、図１３(a)ではコモンモード電圧に相当する三相電圧指令の平均値１２のステップ的な変化に相当する。このステップ的に変化する電圧には、フィルタ回路に含まれるコモンモードチョークコイルとバイパス回路のコンデンサとの共振周波数成分が含まれている。このため、図１３（ｂ）及び１３（ｃ）のように共振周波数に応じた振動が発生して、フィルタ回路内のコモンモード電流や漏れ電流の増大につながる。
【００１３】
そこで本発明は、二相変調でのスイッチングを停止する相の極性の切り換り又は二相変調と三相変調の切り換りにおいても、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を増やさず、フィルタ回路の大型化を抑えることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の一実施形態に係るスイッチング方法は、漏れ電流を低減するフィルタ回路を取り付けた電力変換装置のスイッチング方法において、スイッチングを停止する相を含む状態と含まない状態とを切り換える際やスイッチングを停止する相の電位を切り換える際に、全相の出力指令の平均を緩やかに変化させる。
【発明の効果】
【００１５】
電力変換装置の二相変調動作におけるスイッチングを停止する相の極性の切り換り又は二相変調と三相変調の切り換りにおいても、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を増やさず、フィルタ回路の大型化を抑えることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１実施例を適用する電力変換装置とフィルタ回路の構成例を示した単線結線図。
【図２】本発明の第１実施例を示すインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【図３】本発明の第２実施例を示すインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【図４】本発明の第３実施例を示すインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【図５】本発明の第４実施例を示すインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【図６】本発明の第５実施例を示すインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【図７】本発明の第６実施例との対比を示す従来のインバータとコンバータそれぞれの出力電圧指令とキャリア、及びコンバータとインバータとの間のコモンモード電圧の電位差を表す概略図。
【図８】本発明の第６実施例を示すインバータとコンバータそれぞれの出力電圧指令とキャリア、及びコンバータとインバータとの間のコモンモード電圧の電位差を表す概略図。
【図９】本発明の第７実施例を示すインバータとコンバータそれぞれの出力電圧指令。
【図１０】本発明の第８実施例を示すインバータとコンバータそれぞれの出力電圧指令。
【図１１】本発明のスイッチング方法が適用されるフィルタ回路の一例。
【図１２】本発明のスイッチング方法が適用される他のフィルタ回路の一例。
【図１３】従来のスイッチング方法で三相変調から二相変調に移行した場合の、インバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流・漏れ電流のシミュレーション波形。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明に係る電力変換装置のスイッチング方法について、図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１８】
図１（ａ）、１（ｂ）は、本発明が適用される電力変換装置に接続されるフィルタ回路の概略を示す単線結線図である。電源１は直流電源あるいは交流電源である。電源１が交流電源の場合、電力変換装置３はコンバータ及びインバータを含む。また電源１が直流電源場合、電力変換装置３はインバータとして構成される。電力変換装置３は、制御部３ａの制御の下に、三相変調方式又は二相変調方式にて動作し、モータ等の負荷５を駆動する。
【００１９】
フィルタの主な構成要素は、コモンモードチョークコイルやノーマルモードリアクトルなど、高周波に対して高インピーダンスとなるインダクタンス素子２と、コンデンサを含む高周波に対して低インピーダンスとなる漏れ電流のバイパス回路４である。回路構成の要旨は、漏れ電流の流れる電力変換装置３の入出力ラインのいずれかにインダクタンス素子２が直列に接続され、且つ、漏れ電流の発生源となる電力変換装置のスイッチング素子とインダクタンス素子２を含むように、低インピーダンス回路４を有するバイパス回路が電力変換装置３に接続されていることである。図１１の回路構成は図１（ａ）の構成に含まれ、図１２の回路構成は図１（ｂ）の構成に含まれる。
【００２０】
図１に示す二つの例のようにインダクタンス素子２は、電力変換装置３の入力側、出力側いずれに接続されていても実施例としての回路は成立する。またこれ以外で、インダクタンス素子が電力変換装置の内部に配置されるような場合でもフィルタの効果が得られる。尚、電力変換装置３としては、出力が単相又は三相の場合、入力が同じく単相又は三相の場合、あるいは直流又は交流の場合など、様々な場合で本フィルタ構成は可能となるが、以降は三相ＰＷＭインバータを適用した場合を一例として、そのスイッチング方法について説明する。
【００２１】
三相ＰＷＭインバータは周知のように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング回路からなり、各相のスイッチング回路は入力直流電圧の上側電位に接続され負荷に対する電流のＯＮ／ＯＦＦを行う上素子と、入力直流電圧の下側電位に接続され負荷から流れ込む電流のＯＮ／ＯＦＦを行う下素子とを含む。
【００２２】
三角波などのキャリアと比較される三相ＰＷＭインバータの出力指令は、通常の二相変調の場合、前述した図１３（ａ）のように、スイッチングを停止する相の電位を、上素子を導通させて上電位に固定する状態と、下素子を導通させて下電位に固定する状態を交互に、且つ三相において順番に切り換える。インバータ出力のコモンモード電圧に相当する三相の出力指令平均値１２は、このスイッチングを停止する相の電位の切り換りにおいてステップ的に大きく変化する。
【００２３】
図２は、本発明の第１実施例に係るスイッチング方法を示す。
【００２４】
図２（ａ）において、１１ａはインバータＵ相出力指令、１１ｂはインバータＶ相出力指令、１１ｃはインバータＷ相出力指令、１２は三相の出力指令の平均値である。これらインバータの出力指令は、制御部３ａが演算して求めた値である。本実施例では、停止する相の電位をインバータの入力直流電圧の下電位あるいは上電位に固定する。図２は停止する相の電位を、下素子を導通させて下電位だけに限った場合を表している。
【００２５】
本実施例の場合、図２（ａ）のようにスイッチングを停止する相が切り換っても、ステップ的な電圧変化は生じない。このため、図２（ｂ）、２（ｃ）のようにフィルタ回路内のコモンモード電流１３や漏れ電流１４の増大をまねかず、フィルタ回路も大型化せずに、二相変調による素子のスイッチング損失低減を実現できる。
【実施例２】
【００２６】
本発明の第２実施例を、図３を用いて説明する。
【００２７】
図３（ａ）は、三相変調から二相変調に切り替わる時の出力指令１１ａ〜１１ｃとそれらの平均値１２を表している。本実施例では、この切り換りにおいて特性Ａのように、出力指令の平均が緩やかに変化するように、制御部３ａは各出力指令を設定する。この指令値と三角波キャリアとを比較してスイッチングした場合、インバータ出力のコモンモード電圧もまた、二相変調に切り替わる時に緩やかな傾きをもつ。フィルタ回路内の共振周波数に応じた振動を十分抑えられる程度にこの傾きを緩やかにすることで、三相変調と二相変調を併用する場合にも、図３（ｂ）、３（ｃ）のようにフィルタ回路内のコモンモード電流１３及び漏れ電流１４の増大を抑えることが可能となる。
【実施例３】
【００２８】
本発明の第３実施例を、図４を用いて説明する。
【００２９】
本実施例では、インバータの出力周期に合わせてスイッチングを停止する相の電位が上電位と下電位とで交互に切り換る一般的な二相変調において、第２実施例の三相変調と二相変調の切り換り時と同様、制御部３ａは図４（ａ）特性Ｂのように、コモンモード電圧１２のステップ変化が、図１３（ａ）のような従来例に比べ緩やかになるように各出力指令を決定する。これにより、一般的な二相変調でも図４（ｂ）、４（ｃ）のように、フィルタ回路内のコモンモード電流１３及び漏れ電流１４の増大が抑えられる。
【００３０】
第１実施例のようにスイッチングを停止する相を上電位または下電位のどちらか一方に限定した場合、インバータの上素子と下素子とで通電の割合が異なって導通損失による温度上昇が偏ってしまい、温度の高い素子の信頼性が低下するなどの問題が生じうる。しかし、本実施例のスイッチング方法を用いて通常の二相変調を行うことで、素子の損失を均一に保ち、ヒートシンクの大型化や素子の劣化を防ぐことができる。
【実施例４】
【００３１】
本発明の第４実施例を、図５を用いて説明する。
【００３２】
本実施例では、インバータの出力周期に合わせてスイッチングを停止する相の電位を上電位と下電位に交互に切り換える第３実施例に対して、制御部３ａは上電位あるいは下電位となる期間を交互に連続させることで、全体に占める切り換え期間の割合を減らしている。
【００３３】
前述の第３実施例（図４）の場合、スイッチングを停止する相の電位が上電位と下電位とで切り換る際に、コモンモード電圧１２が緩やかに変化する移行期間Ｂにおいては、全ての相がスイッチングする。このため、スイッチングを停止する相が含まれる期間（二相変調駆動期間）に比べて移行期間Ｂではスイッチング損失が増えてしまう。一方、第１実施例のようにスイッチングを停止する相の電位を、上電位あるいは下電位のどちらか一方に偏らせた場合には、素子の導通損失も偏るという問題がある。本第４実施例では図５（ａ）のように、スイッチングを停止する相の電位が上電位または下電位となる期間を、切り換りの期間Ｄに比べて十分長くすることで、スイッチング損失の増大を抑えると同時に、導通損失の偏りによる温度上昇の偏りも防ぐことができる。
【実施例５】
【００３４】
本発明の第５実施例を、図６を用いて説明する。
【００３５】
スイッチングを停止する相の電位が上電位となる期間と下電位となる期間を、それぞれある程度連続させながら交互に切り換える点は図５と同様である。しかし、本実施例で制御部３ａは、スイッチングを停止する相の電位の切り換えを、特性Ｅのように三相の出力電圧の平均値１２がより０（図では中間点０．００）に近いタイミングで行うことにより、その変化量も図５の第４実施例に比べて小さくなっている。切り換えの際の傾きは、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流の低減レベルによって決まる。傾きが決まれば、変化量が小さいほど切換の期間が短いことになる。この期間は三相全てがスイッチングしている状態であるため、切換期間が短くなることでスイッチング損失は一層低減される。
【実施例６】
【００３６】
本発明の第６実施例を、図７、図８を用いて説明する。
【００３７】
いずれの図も電力変換装置としてコンバータとインバータを使用し、三相変調方式で動作させた場合を示している。図７（ａ）の１１ａはインバータＵ相出力指令、１１ｂはインバータＶ相出力指令、１１ｃはインバータＷ相出力指令、１５はインバータのキャリアである。図７（ｂ）の１６ａはコンバータＲ相の出力指令、１６ｂはコンバータＳ相の出力指令、１６ｃはコンバータＴ相の出力指令、１７はコンバータのキャリア、図７（ｃ）の１８はコンバータとインバータそれぞれのコモンモード電圧の電位差を示す。
【００３８】
図７はコンバータのキャリアとインバータのキャリアの周波数が同一で位相が１８０°ずれている場合、図８はキャリアの周波数が同一で、位相も同一の場合を表している。コンバータとインバータはそれぞれの電圧指令とキャリアを比較して上下のスイッチング素子を交互にスイッチングするため、コンバータとインバータのそれぞれからキャリアに同期したコモンモード電圧が発生する。この二つの電位差が、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流の原因となるが、図７に比べて図８のように二つのキャリアを同期させた場合、その電位差は小さくなり、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流が最も小さくなることから、フィルタも小型化できる。
【実施例７】
【００３９】
本発明の第７実施例を、図９を用いて説明する。
【００４０】
ここでは、インバータに加えてコンバータも二相変調の場合で、それぞれのスイッチングを停止する相の電位の切り換り期間Ｅ，Ｆにおいて、コモンモード電圧の変化に傾きをつけた状態を表している。これにより、インバータだけでなくコンバータでも二相変調することで、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を増大させることなく、素子のスイッチング損失の低減を実現できる。
【実施例８】
【００４１】
本発明の第８実施例を、図１０を用いて説明する。
【００４２】
図１０は、図６の第５実施例で示したスイッチング方法をインバータに加えてコンバータにも適用している状態を表している。更に本実施例では、コンバータとインバータとで、スイッチングを停止する相の電位切替を同時に行うと共に、スイッチングを停止する相の電位を一致させる。このように、コンバータとインバータとの間に発生する電位差を極力小さくすることで、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を最小限に抑えることができる。
【００４３】
以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。例えば、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を構成できる。
【符号の説明】
【００４４】
１…電源、２…インダクタンス素子、３…電力変換装置、４…低インピーダンス回路、５…負荷、２１…コンバータ、２２…インバータ、２５…三相交流電源、２６インダクタンス素子、２７…コンデンサ、２８…コモンモード電流抽出回路。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
漏れ電流を低減するフィルタ回路を取り付けた電力変換装置のスイッチング方法において、
スイッチングを停止する相の電位を、前記電力変換装置の上スイッチング素子を導通させて上電位に固定するか、あるいは下スイッチング素子を導通させて下電位に固定するか、どちらか一方に限定したことを特徴とするスイッチング方法。
【請求項２】
漏れ電流を低減するフィルタ回路を取り付けた前記電力変換装置のスイッチング方法において、
スイッチングを停止する相を含む状態と含まない状態とを切り換える際に、全相の出力指令の平均を緩やかに変化させることを特徴とするスイッチング方法。
【請求項３】
スイッチングを停止する相の電位を、上素子を導通させて上電位に固定する状態と、下素子を導通させて下電位に固定する状態とを前記電力変換装置の出力の周期に合わせて交互に切り換え、その切り換りにおいて全相の出力指令の平均を緩やかに変化させることを特徴とするスイッチング方法。
【請求項４】
前記スイッチングを停止する相の電位を、上素子を導通させて上電位に固定する状態と、下素子を導通させて下電位に固定する状態とを、前記電力変換装置の周期より長い周期で交互に切り換えることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング方法。
【請求項５】
前記スイッチングを停止する相の電位を上電位と下電位とで切り換る際に、全相の出力指令の平均値の変化が小さな量になるように、切り換りのタイミングを選択することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング方法。
【請求項６】
漏れ電流を低減するフィルタ回路を取り付けた電力変換装置のスイッチング方法において、
前記電力変換装置がＰＷＭコンバータとＰＷＭインバータとで構成され、それぞれのキャリアの位相を合わせてスイッチングを同期させたことを特徴とするスイッチング方法。
【請求項７】
前記ＰＷＭコンバータと前記ＰＷＭインバータのいずれか一方または両方において、スイッチングを停止する相の電位の切り換り、あるいはスイッチングを停止する相を含む状態と含まない状態との切り換りで、全相の出力指令の平均を緩やかに変化させることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング方法。
【請求項８】
前記ＰＷＭコンバータと前記ＰＷＭインバータとの間で、スイッチングを停止する相の電位の切り換り、あるいはスイッチングを停止する相を含む状態と含まない状態との切り換りのタイミングを合わせ、更に両者のスイッチングを停止する相の電位を一致させることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング方法。
【請求項９】
前記フィルタ回路は、
電源と電力変換装置の間又は前記電力変換装置と負荷の間又は前記電力変換装置の内部のいずれかに設けられ、漏れ電流に対して高いインピーダンスを示すインダクタンス素子と、
前記電力変換装置の出力端と入力端、又は前記電力変換装置の出力端と入力側中性点とを結ぶ前記インダクタンス素子を含む経路内に設けられ、漏れ電流をバイパスする低インピーダンス回路とで構成されることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載のスイッチング方法。
【請求項１】
漏れ電流を低減するフィルタ回路を取り付けた電力変換装置のスイッチング方法において、
スイッチングを停止する相の電位を、前記電力変換装置の上スイッチング素子を導通させて上電位に固定するか、あるいは下スイッチング素子を導通させて下電位に固定するか、どちらか一方に限定したことを特徴とするスイッチング方法。
【請求項２】
漏れ電流を低減するフィルタ回路を取り付けた前記電力変換装置のスイッチング方法において、
スイッチングを停止する相を含む状態と含まない状態とを切り換える際に、全相の出力指令の平均を緩やかに変化させることを特徴とするスイッチング方法。
【請求項３】
スイッチングを停止する相の電位を、上素子を導通させて上電位に固定する状態と、下素子を導通させて下電位に固定する状態とを前記電力変換装置の出力の周期に合わせて交互に切り換え、その切り換りにおいて全相の出力指令の平均を緩やかに変化させることを特徴とするスイッチング方法。
【請求項４】
前記スイッチングを停止する相の電位を、上素子を導通させて上電位に固定する状態と、下素子を導通させて下電位に固定する状態とを、前記電力変換装置の周期より長い周期で交互に切り換えることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング方法。
【請求項５】
前記スイッチングを停止する相の電位を上電位と下電位とで切り換る際に、全相の出力指令の平均値の変化が小さな量になるように、切り換りのタイミングを選択することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング方法。
【請求項６】
漏れ電流を低減するフィルタ回路を取り付けた電力変換装置のスイッチング方法において、
前記電力変換装置がＰＷＭコンバータとＰＷＭインバータとで構成され、それぞれのキャリアの位相を合わせてスイッチングを同期させたことを特徴とするスイッチング方法。
【請求項７】
前記ＰＷＭコンバータと前記ＰＷＭインバータのいずれか一方または両方において、スイッチングを停止する相の電位の切り換り、あるいはスイッチングを停止する相を含む状態と含まない状態との切り換りで、全相の出力指令の平均を緩やかに変化させることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング方法。
【請求項８】
前記ＰＷＭコンバータと前記ＰＷＭインバータとの間で、スイッチングを停止する相の電位の切り換り、あるいはスイッチングを停止する相を含む状態と含まない状態との切り換りのタイミングを合わせ、更に両者のスイッチングを停止する相の電位を一致させることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング方法。
【請求項９】
前記フィルタ回路は、
電源と電力変換装置の間又は前記電力変換装置と負荷の間又は前記電力変換装置の内部のいずれかに設けられ、漏れ電流に対して高いインピーダンスを示すインダクタンス素子と、
前記電力変換装置の出力端と入力端、又は前記電力変換装置の出力端と入力側中性点とを結ぶ前記インダクタンス素子を含む経路内に設けられ、漏れ電流をバイパスする低インピーダンス回路とで構成されることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載のスイッチング方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１２−６５５１５（Ｐ２０１２−６５５１５Ａ）
【公開日】平成２４年３月２９日（２０１２．３．２９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２０９９６７（Ｐ２０１０−２０９９６７）
【出願日】平成２２年９月１７日（２０１０．９．１７）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【出願人】（３９００２５２６５）東芝エレベータ株式会社 (2,543)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月２９日（２０１２．３．２９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月１７日（２０１０．９．１７）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【出願人】（３９００２５２６５）東芝エレベータ株式会社 (2,543)
【Ｆターム（参考）】
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