電力変換装置
【課題】スイッチング回数を低減できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】キャリア生成部は、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値以下の値である期間の一つ後の期間であって、キャリアの最小値より大きい第１所定値を採る第１期間Ｔ１０、及び電圧指令値が最大値以上である期間の一つ前の期間であって、電圧指令値が最大値よりも小さい第２所定値を採る第２期間Ｔ１０の少なくともいずれか一方において、単調に減少するキャリアＣ１をスイッチング制御部に与え、電圧指令値が前記最大値以上の値である期間の一つ後の期間であって、最大値よりも小さい第３所定値を採る第３期間Ｔ１３、及び電圧指令値が最小値以下である期間の一つ前の期間であって、電圧指令値が最小値より大きい第４所定値を採る第４期間Ｔ１３の少なくともいずれか一方において、単調に増加するキャリアＣ２をスイッチング制御部に与える。
【解決手段】キャリア生成部は、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値以下の値である期間の一つ後の期間であって、キャリアの最小値より大きい第１所定値を採る第１期間Ｔ１０、及び電圧指令値が最大値以上である期間の一つ前の期間であって、電圧指令値が最大値よりも小さい第２所定値を採る第２期間Ｔ１０の少なくともいずれか一方において、単調に減少するキャリアＣ１をスイッチング制御部に与え、電圧指令値が前記最大値以上の値である期間の一つ後の期間であって、最大値よりも小さい第３所定値を採る第３期間Ｔ１３、及び電圧指令値が最小値以下である期間の一つ前の期間であって、電圧指令値が最小値より大きい第４所定値を採る第４期間Ｔ１３の少なくともいずれか一方において、単調に増加するキャリアＣ２をスイッチング制御部に与える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に関し、特に電力変換装置が有するスイッチング素子のスイッチング回数を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータへと交流電圧を与える装置としてインバータが用いられる。インバータは入力された直流電圧を交流電圧に変換して、交流電圧をモータへと出力する。かかるインバータは例えばキャリアと指令値との比較に基づいて制御される。指令値はインバータの出力電圧についての指令値であって、モータの回転位置角や速度指令等に基づいて、まず第１指令値Ｖ*が生成される。そしてキャリアとの比較には、第１指令値Ｖ*に基づいて生成される第２指令値Ｖ**が採用される。第２指令値Ｖ**は所定周期（例えばキャリアの周期）毎に一定値を採る。
【０００３】
かかるインバータにおいて矩形波の相電圧を出力する場合、指令値Ｖ*は矩形波であって相電圧の周期と同じ周期を有する。一方で、この指令値Ｖ*は所定周期毎に一定値を採るとは限らないので、この指令値Ｖ*を所定周期ごとに更新して、キャリアと比較すべき指令値Ｖ**を生成する。例えば図１４では破線でキャリアの周期を示しており、ここに例示するように、キャリアの周期毎の指令値Ｖ**には、当該周期の開始時点における指令値Ｖ*の値を採用する。
【０００４】
そして、図１４に例示する指令値Ｖ**とキャリアとの比較に基づいてインバータが制御されて、インバータは相電圧Ｖを出力する。かかる相電圧Ｖにおいて、相電圧Ｖが最大値を採る期間と相電圧が最小値を採る期間とは相違する。換言すると、相電圧Ｖにアンバランスが生じる。かかる相違によって、インバータが出力する相電流にはいわゆるオフセットが生じる。換言すれば、相電流の１周期の平均値が零にならない。
【０００５】
かかる問題を解決する手段として、例えば特許文献１における技術が採用できる。特許文献１においては、出力電圧のバランスが崩れるときに、キャリアの周期を指令値Ｖ*と同期させている。
【０００６】
また本発明に関連する技術として、特許文献２が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第４２０５１５７号
【特許文献２】特開平９−３０８２５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１に記載の技術ではキャリアの周期を出力電圧の周期の整数分の１にしてキャリアと出力電圧とを同期させる必要があるので、キャリアの周期を変化させる必要がある。よって制御を複雑化させる。
【０００９】
そこで、指令値Ｖ*を補正して図２の電圧指令値Ｖ**を生成することが考えられる。図２の指令値Ｖ**はその最大値Ｖ１を採る期間とその最小値Ｖ２を採る期間との間で所定値を採る。これによって、指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、ひいては出力電圧の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。これによって出力電圧のアンバランスを低減できる。
【００１０】
一方で、このような指令値Ｖ**と例えば二等辺三角波のキャリアＣとを比較してスイッチング素子を制御すれば、図１５に例示するように、インバータが出力する相電圧Ｖは周期Ｔ２において３つのパルスを有する。一つのパルスはインバータのスイッチング素子のスイッチパターンが２回切り替わることによって形成される。よって３つのパルスはスイッチング素子のスイッチング回数が６回であることを意味している。かかるスイッチング回数に比例してスイッチング損失が増大する。
【００１１】
そこで、本発明は、簡単な制御でスイッチング回数を抑制することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含む電力変換装置（１）と、前記電力変換装置が出力する出力電圧についての電圧指令値と、所定周期を有するキャリアとの比較に基づいて、前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子を制御するスイッチング制御部（３３）と、いずれも前記所定周期を有し、かつ、前記電圧指令値が前記キャリアの最小値以下の値である期間の一つ後の期間であって、前記キャリアの最小値より大きい第１所定値を採る第１期間（Ｔ１１）、及び前記電圧指令値が前記最大値以上である期間の一つ前の期間であって、前記電圧指令値が前記最大値よりも小さい第２所定値を採る第２期間（Ｔ１３）の少なくともいずれか一方において、単調に減少する前記キャリア（Ｃ１）を前記スイッチング制御部に与え、いずれも前記所定周期を有し、かつ、前記電圧指令値が前記最大値以上の値である期間の一つ後の期間であって、前記最大値よりも小さい第３所定値を採る第３期間（Ｔ１６）、及び前記電圧指令値が前記最小値以下である期間の一つ前の期間であって、前記電圧指令値が前記最小値より大きい第４所定値を採る第４期間（Ｔ１８）の少なくともいずれか一方において、単調に増加する前記キャリア（Ｃ２）を前記スイッチング制御部に与える、キャリア生成部（３２）とを備え、前記電力変換装置は前記出力電圧の周期において１パルスのみを有する電圧を出力する。
【００１３】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記電圧指令値は、前記第１期間の一つ後の期間において前記キャリアの前記最大値以上の値をとり、前記第３期間の一つ後の期間において前記キャリアの前記最小値以下の値をとる。
【００１４】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置であって、矩形波の補正前電圧指令値（Ｖ*）に対して補正を行って前記電圧指令値（Ｖ**）を生成する電圧指令生成部（３１）を更に備え、前記電圧指令生成部は、前記所定周期を有する前記期間における前記補正前電圧指令値を、前記期間における前記補正前電圧指令値の最大値と最小値との間の中間値に補正して、前記電圧指令値を生成する。
【００１５】
本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、第３の態様にかかる電力変換装置であって、前記電圧指令生成部（３１）は、前記補正前電圧指令値（Ｖ*）を前記所定周期ごとにその平均値に補正して前記電圧指令値（Ｖ**）を生成する。
【発明の効果】
【００１６】
本発明にかかる電力変換装置の第１及び第２の態様によれば、電圧指令値が最大値から低下するときの２つの期間の境界の前後において上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。また電圧指令値が最大値へと増大するときの２つの期間の境界の前後において当該スイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。
【００１７】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、所定周期毎に補正前電圧指令値を各期間における自身の最大値又は最小値に補正して電圧指令値を生成する場合に比して、電圧指令値の平均値を補正前電圧指令値の平均値に近づけることができる。
【００１８】
本発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、理論的に、電圧指令値の平均値を補正前電圧指令値の平均値に一致させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】インバータの概念的な構成を例示する図である。
【図２】電圧指令値の一例を示す図である。
【図３】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図４】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図５】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図６】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図７】電圧指令値の一例を示す図である。
【図８】電圧指令値の一例を示す図である。
【図９】電圧指令値の一例を示す図である。
【図１０】電圧指令値の一例を示す図である。
【図１１】電圧指令値の一例を示す図である。
【図１２】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１３】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１４】従来の電圧指令値の一例を示す図である。
【図１５】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
第１の実施の形態．
図１に示すように、インバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。入力端Ｐ１，Ｐ２には直流電圧が印加される。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。
【００２１】
インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧を出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。より詳細な構造の一例として、インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ１との間に設けられている。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ２との間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは入力端Ｐ２に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。
【００２２】
かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチ信号が与えられる。かかるスイッチ信号により各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチ信号を与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。なお、制御部３の制御によって、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、入力端Ｐ１，Ｐ２が短絡してスイッチング素子に大電流が流れることを防止するためである。
【００２３】
インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータであって、インバータ１によって印加される交流電圧に応じて回転する。
【００２４】
なお図１の例示ではインバータ１は３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続されている。つまり三相交流電圧を出力する三相インバータ１が図１に示されている。しかしながら、インバータ１は三相インバータに限らず単相インバータであってもよく、三相以上のインバータであってもよい。以下ではインバータ１が三相インバータである場合を例に採って説明する。
【００２５】
制御部３は電圧指令生成部３１とキャリア生成部３２とスイッチング制御部３３とを備えている。まずこれらの各要素について概説した上で各要素について詳述する。
【００２６】
電圧指令生成部３１は、インバータ１が出力する相電圧（以下、出力電圧とも呼ぶ）についての電圧指令値Ｖ**を生成してこれをスイッチング制御部３３に出力する。図１の例示では、インバータ１は三相交流電圧を出力するので、電圧指令値Ｖ**は３つの相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を含んでいる。具体的な電圧指令値Ｖ**については後に詳述する。
【００２７】
キャリア生成部３２は所定周期を有して互いに異なるキャリアＣ１，Ｃ２を生成し、キャリアＣ１，Ｃ２の何れか一方をスイッチング制御部３３へと与える。
【００２８】
スイッチング制御部３３は、電圧指令生成部３１からの第２電圧指令値Ｖ**と、キャリア生成部３２からのキャリアとの比較に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとスイッチ信号を出力する。
【００２９】
またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００３０】
電圧指令生成部３１の具体的な動作の一例について図２を参照して説明する。電圧指令生成部３１は電圧指令値Ｖ**を生成する。図２の例示において複数の破線のうち隣接する二者で挟まれる期間はいずれも所定周期Ｔ１を有する。電圧指令値Ｖ**は期間Ｔ１０の始期において自身の最小値Ｖ２（例えば０）から立ち上がって所定値を採り、期間Ｔ１０の終期において立ち上がって自身の最大値Ｖ１を採る。電圧指令値Ｖ**は期間Ｔ１０の次の期間Ｔ１１から期間Ｔ１２までは最大値Ｖ１を採り、期間Ｔ１２の次の期間Ｔ１３の始期において立ち下がって所定値を採り、期間Ｔ１３の終期において立ち下がって最小値Ｖ２を採る。電圧指令値Ｖ**は期間Ｔ１３の次の期間から期間Ｔ１４までは最小値Ｖ２を採り、期間Ｔ１４の次の期間Ｔ１５の始期において再び最小値Ｖ２から立ち上がって所定値を採り、期間Ｔ１５の終期において最大値Ｖ１へと立ち上がる。
【００３１】
なお図２の例示では、代表的に電圧指令値Ｖ**の形状が示されている。実際には電圧指令値Ｖ**は相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を含んでおり、これらの位相は互いに１２０度ずつずれる。
【００３２】
また図２に例示する電圧指令値Ｖ**は例えば次のように生成される。すなわち電圧指令生成部３１には補正前電圧指令値Ｖ*（以下、単に電圧指令値Ｖ*と呼ぶ）が入力され、電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。なお図１の例示では、インバータ１は三相交流電圧を出力するので、電圧指令値Ｖ*は３つの相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を含んでいる。相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の位相は互いに１２０度ずつずれる。
【００３３】
電圧指令値Ｖ*は矩形波であり、最大値Ｖ１と最小値Ｖ２とを交互に採る。ここでは電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る期間は電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る期間と等しい。図２の例示では、電圧指令値Ｖ*は期間Ｔ１０内において最小値Ｖ２から立ち上がって最大値Ｖ１を採り、期間Ｔ１３内において最大値Ｖ１から立ち下がって最小値Ｖ２を採る。そして再び期間Ｔ１５内において最小値Ｖ２から立ち上がって最大値Ｖ１を採る。
【００３４】
電圧指令生成部３１は、例えば各期間において電圧指令値Ｖ*が変化しないときには、電圧指令値Ｖ*を補正しない。つまり電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図２に示すように、期間Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１４において電圧指令値Ｖ*が一定値を採っている。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と一致する。また例えば各期間において電圧指令値Ｖ*が変化するときには、電圧指令生成部３１はその期間における電圧指令値Ｖ*を、その期間における電圧指令値Ｖ*の最大値と最小値との間の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図２に示すように、期間Ｔ１０，Ｔ１３，Ｔ１５において電圧指令値Ｖ*は変化する。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**には最大値Ｖ１と最小値Ｖ２の間の中間値が採用される。以上の動作によって図２に例示する電圧指令値Ｖ**が生成される。
【００３５】
かかる動作によって、所定周期Ｔ１ごとに値を認識するマイコンが電圧指令値Ｖ*を電圧指令値Ｖ**として認識することができる。また電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**が生成される場合には、電圧指令生成部３１は電圧指令値補正部と把握することもできる。
【００３６】
キャリア生成部３２は所定周期Ｔ１を有するキャリアＣ１，Ｃ２を生成する。より詳細にはキャリア生成部３２は図３に例示するように、各期間において単調に減少する単調減少キャリアＣ１と、期間の各々において単調に増加する単調増加キャリアＣ２を生成する。キャリアＣ１，Ｃ２のいずれの周期も所定周期Ｔ１と等しい。キャリアＣ１は例えば傾斜部分が負の直角三角波であり、各期間において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと時間の経過とともに比例して減少する。キャリアＣ２は例えば傾斜部分が正の直角三角波であり、各期間において最小値Ｖ２から最大値Ｖ１へと例えば時間の経過と共に比例して増大する。キャリアＣ１，Ｃ２はいわゆる鋸波と呼ばれる。なお、キャリアＣ１，Ｃ２は時間の経過と共に比例する必要はなく、図４に例示するように湾曲していてもよい。この点は後述する他の態様についても同様であるので、繰り返しの説明を避ける。
【００３７】
キャリア生成部３２は電圧指令生成部３１からの情報（後述する）に基づいてキャリアＣ１，Ｃ２の何れか一方をスイッチング制御部３３に出力する。
【００３８】
電圧指令生成部３１は電圧指令値Ｖ**を、これが出力される期間よりも前の期間に生成する。例えば期間Ｔ１１において出力する電圧指令値Ｖ**は期間Ｔ１０以前に生成される。したがって、電圧指令生成部３１はある期間において出力される電圧指令値Ｖ**とその次の期間において出力される電圧指令値Ｖ**の値を認識することができる。そして、電圧指令生成部３１は、次の期間が、電圧指令値Ｖ**が自身の最大値Ｖ１から所定値に立ち下がって第１所定値を採る期間（例えば期間Ｔ１３）であるときに、その旨をキャリア生成部３２に通知する。
【００３９】
キャリア生成部３２は電圧指令生成部３１からの通知がなければキャリアＣ１をスイッチング制御部３３に出力する。一方、電圧指令生成部３１から通知されると、キャリア生成部３２は当該次の期間においてキャリアＣ２をスイッチング制御部３３に出力する。よって、図３，４の例示では、期間Ｔ１３においてキャリアＣ２が採用されている。
【００４０】
スイッチング制御部３３は電圧指令値Ｖ**とキャリアとの比較に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御する。例えばスイッチング制御部３３は電圧指令値Ｖ**がキャリア以上であるときに上側のスイッチング素子を導通させ下側のスイッチング素子を非導通とし、電圧指令値Ｖ**がキャリア以下であるときに上側のスイッチング素子を非導通とし、下側のスイッチング素子を導通させる。
【００４１】
さて、上述の電圧指令生成部３１およびキャリア生成部３２の動作によって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１から所定値に立ち下がる期間（例えば期間Ｔ１３）において、キャリアＣ２が採用される。なおキャリアＣ２は当該期間において単調増加しているので、当該期間の前半部分において電圧指令値Ｖ**はキャリアＣ２以上となる。よって、当該期間の前半部分において上側のスイッチング素子が導通し、下側のスイッチング素子が非導通する。一方、当該期間の一つ前の期間（例えば期間Ｔ１２）においては電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１を採るのでキャリアＣ１以上となる。よってこの期間においては、上側スイッチング素子が導通し、下側スイッチング素子が非導通する。つまり、これらの２つの期間（例えば期間Ｔ１２，Ｔ１３）の境界の前後において上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。換言すれば、これら２つの期間の境界の前後において出力電圧Ｖは立ち下がらずに高電位を維持し続ける。
【００４２】
また電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１から所定値に立ち下がる期間以外の期間ではキャリアＣ１が採用される。よって、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２から所定値へと立ち上がる期間（例えば期間Ｔ１０，Ｔ１５）においてもキャリアＣ１が採用される。キャリアＣ１は当該期間において単調減少するので、当該期間の後半部分において電圧指令値Ｖ**はキャリアＣ１以上となる。よって、当該期間の後半部分において上側のスイッチング素子が導通し、下側のスイッチング素子が非導通する。一方、当該期間の次の期間（例えば期間Ｔ１１、期間Ｔ１５の次の期間）においては電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１を採るので、上側スイッチング素子が導通し、下側スイッチング素子が非導通する。つまり、これらの２つの期間（例えば期間Ｔ１０，Ｔ１１、期間Ｔ１５とその次の期間）の境界の前後において上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。換言すれば、これら２つの期間の境界の前後において出力電圧Ｖは立ち下がらずに高電位を維持し続ける。
【００４３】
また期間Ｔ１３の次の期間においては電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採るので、上側スイッチング素子が非導通し、下側スイッチング素子が導通する。期間Ｔ１３では上述したようにキャリアＣ２が採用されるので、その後半部分においては上側スイッチング素子が非導通し、下側スイッチング素子が導通する。したがって、期間Ｔ１３およびその次の期間の境界の前後において上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。換言すれば、これら２つの期間の境界の前後において出力電圧Ｖは低電位を維持し続ける。
【００４４】
また期間Ｔ１４においても電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採るので、上側スイッチング素子が非導通し、下側スイッチング素子が導通する。期間Ｔ１４の次の期間Ｔ１５においては上述したようにキャリアＣ１が採用されるので、期間Ｔ１５の前半部分において上側スイッチング素子が非導通し、下側スイッチング素子が導通する。したがって、期間Ｔ１４，Ｔ１５の境界の前後において上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。換言すれば、これら２つの期間の境界の前後において出力電圧Ｖは低電位を維持し続ける。
【００４５】
したがって、図３，４に例示するように、インバータ１は１周期（即ち周期Ｔ２）内において１パルスのみを有する出力電圧Ｖを出力する。言い換えれば、最も少ないスイッチ回数で交流電圧を出力できる。
【００４６】
一方で電圧指令値Ｖ*が立ち下がる時点および立ち上がる時点が各期間の境界のいずれかに位置していれば、電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と同一形状を有する。このとき、三角波／直角三角波のいずれのキャリアを採用しても、インバータ１は１周期内において１パルスのみを有する出力電圧Ｖを出力できる。しかしながら、これを実現するために、所定周期Ｔ１を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２の整数分の１にする必要がある。よって周期Ｔ２が変化するたびに所定周期Ｔ１を変化させる必要があり、制御が困難である。他方、本実施の形態では所定周期Ｔ１を周期Ｔ２の整数分の１にする必要がなく、制御が容易である。
【００４７】
なお、図３，４の例示では、電圧指令値Ｖ**の最大値Ｖ１および最小値Ｖ２はそれぞれキャリアＣ１，Ｃ２の最大値および最小値と一致しているが、これに限らない。端的にいえば、図３，４の電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１を採る期間において電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値以上であればよく、図３，４の電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採る期間において電圧指令値Ｖ**がキャリアＣの最小値以下であればよい。
【００４８】
これを次のようにも表現できる。電圧指令値Ｖ**は少なくとも一つ以上の期間（例えば期間Ｔ１０よりも前の期間）においてキャリアの最小値以下であり、これに続く期間（例えば期間Ｔ１０）の始期においてキャリアの最小値以下の値から立ち上がって所定値を採る。かかる所定値はキャリアの最小値よりも大きくキャリアの最大値よりも小さい値である。そして電圧指令値Ｖ**はこの期間の終期で立ち上がってキャリアの最大値以上の値を採り、これに続く少なくとも一つの期間（例えば期間Ｔ１１〜Ｔ１２）においてキャリアの最大値以上を維持する。さらに、これに続く期間（例えば期間Ｔ１３）の始期において電圧指令値Ｖ**はキャリアＣの最大値以上の値から所定値に立ち下がる。かかる所定値もキャリアの最小値よりも大きくキャリアの最大値よりも小さい値である。そして、電圧指令値Ｖ**はこの期間の終期において立ち下がってキャリアＣの最小値以下の値を採り、再び少なくとも一つ以上の期間においてキャリアの最小値以下を維持する。
【００４９】
これによっても図３，４と同様に、インバータ１は１周期（即ち周期Ｔ２）内において１パルスのみを有する出力電圧Ｖを出力する。言い換えれば、最も少ないスイッチ回数で交流電圧を出力できる。この点は後述する他の態様であっても同様であるので、繰り返しの説明を避ける。
【００５０】
なお、キャリア生成部３２は電圧指令生成部３１から通知がなければキャリアＣ２をスイッチング制御部３３に出力してもよい。この場合、電圧指令生成部３１は次のようにキャリア生成部３２に通知する。即ち、次の期間が、第２電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２から所定値へと立ち上がる期間（例えば期間Ｔ１０）であるときに、電圧指令生成部３１はキャリア生成部３２にその旨を通知する。当該通知を受け取ればキャリア生成部３２は当該次の期間においてキャリアＣ１をスイッチング制御部３３に出力する。これによっても、インバータ１は図３，４と同じ出力電圧Ｖを出力することができる。
【００５１】
また電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１を採る間（例えば期間Ｔ１１〜期間Ｔ１２）はキャリアに拠らずに出力電圧Ｖが高電位を維持し、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採る期間はキャリアに拠らずに出力電圧Ｖが低電位を維持する。よって、図５に例示するように、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１又は最小値Ｖ２を採る期間では、制御周期Ｔ１と同じ周期を有して各期間において増大して低減する、例えば二等辺三角波のキャリアＣ３を採用しても良い。
【００５２】
要するに、期間Ｔ１０，Ｔ１５において単調に減少するキャリアＣ１を採用し、期間Ｔ１３において単調に増加するキャリアＣ２を採用すればよい。これによって、インバータ１は最も少ないスイッチ回数で交流電圧を出力できる。
【００５３】
なおスイッチング制御部３３は、電圧指令値Ｖ**がキャリア以下であるときに上側のスイッチング素子を導通させ、下側のスイッチング素子を非導通としてもよい。この場合の電圧指令値Ｖ**とキャリアと出力電圧Ｖとが図６に例示されている。
【００５４】
図６の電圧指令値Ｖ**は、例えば図２の電圧指令値Ｖ**を上下に対称に変化させたものである。そして、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２から所定値へと立ち上がる（例えば期間Ｔ１３）において、単調に減少するキャリアＣ１が採用される。当該期間においてはキャリアＣ１が単調に減少するので、その前半の期間においてパルスが出力される。一方、当該期間の一つの期間（例えば期間Ｔ１２）においては電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採るので出力電圧Ｖは高電位を維持する。よって、これらの２つの期間（例えばＴ１２，Ｔ１３）の境界の前後で出力電圧Ｖは立ち下がらず高電位を維持し続ける。
【００５５】
また電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１から立ち下がる期間（例えば期間Ｔ１０）において、単調に増加するキャリアＣ２が採用される。当該期間においてはキャリアＣ２が単調に増加するので、その後半の期間において出力電圧Ｖが立ち上がる。一方、当該期間の次の期間（例えば期間Ｔ１１）においては電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採るので、出力電圧Ｖは高電位を維持する。よって、これらの２つの期間（例えば期間Ｔ１０，Ｔ１１）の境界の前後で出力電圧Ｖは立ち下がらず高電位を維持し続ける。
【００５６】
したがって、図６に例示するように、インバータ１は１周期において１パルスのみを有する出力電圧Ｖを出力する。言い換えれば、最も少ないスイッチ回数で交流電圧を出力でき、図３，４を参照して説明した効果と同様の効果を招来する。
【００５７】
なお電圧指令生成部３１が電圧指令値Ｖ*から電圧指令値Ｖ**を生成すれば、図９の電圧指令値Ｖ**に比較して、インバータ１は電圧指令値Ｖ*に近い電圧を出力することができる。言い換えれば、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。ひいては出力電圧のアンバランスを低減できる。
【００５８】
また期間Ｔ１０，Ｔ１３，Ｔ１５において、電圧指令値Ｖ**はそれぞれの期間における電圧指令値Ｖ*の平均値を採っていることが望ましい。言い換えれば上記中間値は各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値である。かかる平均値は次のように導くことができる。すなわち、これらの各期間のうち電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る期間を期間Ｔｖ１とし、これらの各期間のうち電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る期間を期間Ｔｖ２（＝Ｔ１−Ｔｖ１）と仮定する。このとき、これらの各期間における電圧指令値Ｖ**は次式を満たす。
【００５９】
Ｖ**＝（Ｖ１・Ｔｖ１＋Ｖ２・Ｔｖ２）／Ｔ１ ・・・（１）
【００６０】
かかる電圧指令値Ｖ**を採用すれば、理論的には電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値と等しくできる。
【００６１】
しかも、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値に近づけることができるので、出力電圧Ｖの周期Ｔ２における平均値も電圧指令値Ｖ**の平均値に近づけることができる。言い換えれば、出力電圧Ｖが最大値を採る期間と出力電圧Ｖが最小値を採る期間との差（アンバランス）を低減することができる。図２の例示では、理論的に電圧指令値Ｖ**の平均値が電圧指令値Ｖ*の平均値と等しいので、出力電圧Ｖのアンバランスを理論的には解消できる。
【００６２】
なお、所定周期Ｔ１を周期Ｔ２の整数分の１に設定すれば、電圧指令値Ｖ*とキャリアとの比較に基づく制御によっても同様の効果を招来する。しかしながら、所定周期Ｔ１を周期Ｔ２に基づいて変化させる必要があり、所定周期Ｔ１を変更するための演算又は処理が必要である。よって、制御が複雑化する。一方、本実施の形態によれば、所定周期Ｔ１を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２の整数分の１とする必要がない。したがって制御を簡単にできる。
【００６３】
また所定周期Ｔ１を高めれば、電圧指令値Ｖ*とキャリアとの比較に基づく制御によっても、アンバランスを低減できる。しかしながら、所定周期Ｔ１を高めることは必要となる演算処理能力を高め、ひいては製造コストの増大を招く。一方、本実施の形態によれば、所定周期Ｔ１を高める必要がないのでかかる製造コストの増大を抑制できる。
【００６４】
＜第２電圧指令値Ｖ**の具体的な生成方法の一例＞
第１電圧指令値Ｖ*は矩形波であって、電気角３０度で立ち下がり、電気角２１０度で立ち上がると仮定する。図７は電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**との一例を拡大して示している。図７には電圧指令値Ｖ*が立ち下がる部分の近傍が示されている。電圧指令値Ｖ*は電気角３０度において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと立ち下がっている。
【００６５】
電圧指令生成部３１は、制御周期Ｔ１ごとに、電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば各期間における中央の時点において、各期間の次の期間における電圧指令値Ｖ**を生成する。
【００６６】
ここで各期間の中央の時点における電圧指令値Ｖ*の電気角をδ［Ｎ］（Ｎは整数）とすると、幾何学的に次式を満足する。
【００６７】
δ［ｎ＋１］−δ[ｎ]：３０°−δ［ｎ］＝Ｔ１：Ｔｖ１−Ｔ１／２ ・・・（２）
【００６８】
式（２）を変形すると期間Ｔｖ１が導かれ、さらにＴｖ２＝Ｔ１−Ｔｖ１も考慮すると期間Ｔｖ２が導かれる。
【００６９】
Tv1=T1・（1/2+(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n])) ・・・（３）
Tv2=T1・（1/2-(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n])) ・・・（４）
【００７０】
ここでは制御周期Ｔ１は一定であり、また電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２が一定であると仮定すると、δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋ（一定）（ｎは整数）が成立する。かかる仮定は例えば誘導性負荷２の一例たるモータが一定の回転速度で駆動されていることを意味する。δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋを考慮して式（３）及び式（４）を変形すると、次式が導かれる。
【００７１】
Tv1=T1・（1/2+(30°-δ[n-1]-k)/k) ・・・（５）
Tv2=T1・（1/2-(30°-δ[n-1]-k)/k) ・・・（６）
【００７２】
この期間Ｔｖ１，Ｔｖ２を式（１）に代入することで、電圧指令生成部３１は期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を求めることができる。なお、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を算出する時点で、δ［ｎ］とδ［ｎ＋１］が既知である場合は式（３），（４）を用いて電圧指令値Ｖ**を算出してもよい。
【００７３】
図８は電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**との他の一例を拡大して示している。図８には電圧指令値Ｖ*が立ち下がる部分の近傍が示されている。電圧指令値Ｖ*は例えば電気角３０度において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと立ち下がっている。図７の例示と比較して、電気角δ［ｎ］が電圧指令値Ｖ*が立ち下がるときの電気角（例えば３０度）よりも大きい。このとき例えば幾何学的に次式を満足する。
【００７４】
δ［ｎ］−δ[ｎ−１]：δ［ｎ］−３０°＝Ｔ１：Ｔ１／２−Ｔｖ１・・・（７）
【００７５】
式（７）は電気角δ［ｎ］，δ［ｎ−１］を用いて表される。つまり、電圧指令値Ｖ*が立ち上がる時点に近い電気角δ［ｎ］，δ［ｎ−１］が採用される。かかる式（７）を変形すると期間Ｔｖ１が導かれ、さらにＴｖ２＝Ｔ１−Ｔｖ１も考慮すると期間Ｔｖ２が導かれる。
【００７６】
Tv1=T1・（1/2+(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1])) ・・・（８）
Tv2=T1・（1/2-(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1])) ・・・（９）
【００７７】
ここで、電気角速度が急峻に変化しないものとすると、δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋが成り立つ。これを用いて式（８）及び式（９）を変形すると、式（５）及び式（６）が導かれる。
【００７８】
この期間Ｔｖ１，Ｔｖ２を式（１）に代入することで、電圧指令生成部３１は期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を求めることができる。なお、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を算出する時点で、δ［ｎ−１］とδ［ｎ］が既知である場合は式（８），（９）を用いて電圧指令値Ｖ**を算出してもよい。
【００７９】
なお、電圧指令値Ｖ*は電気角３０度で立ち下がると仮定したが、任意の電気角で立ち上がってもよい。式（２）〜式（９）において「３０°」を当該任意の電気角に置き換えればよい。
【００８０】
また上述の例では、時点δにおける電圧指令値Ｖ*を用いているが、電圧指令値Ｖ*が制御周期Ｔ１毎に一つの値を採る場合であればその値を用いればよい。例えば制御部３のマイクロコンピュータが実行するプログラムにて電圧指令値Ｖ*を生成する場合には、例えば制御周期Ｔ１ごとに一つの電圧指令値Ｖ*が生成される。
【００８１】
また必ずしも上述の式を採用する必要はなく、例えば現在の制御周期Ｔ１と、その前後の制御周期での電圧指令値Ｖ*のいずれかふたつ又は全てに基づき、電圧指令値Ｖ**を生成してもよい。
【００８２】
第２の実施の形態．
第２の実施の形態にかかるインバータの構成は図１の構成と同様である。ただし第２の実施の形態では、図９或いは図１０に例示するように電圧指令値Ｖ**が生成される。電圧指令値Ｖ**は一定値を採る一対の平坦区間と、階段形状を採って当該一対の平坦区間を繋ぐ階段状区間（期間Ｔ１１〜Ｔ１３，期間Ｔ１６〜１８）とを備えている。図９の例示では、電圧指令値Ｖ**の最大値Ｖ１及び最小値Ｖ２はキャリアの最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２とそれぞれと一致している。一方で、図１０の例示では、最大値Ｖ１は最大値Ｖｃ１よりも大きく、最小値Ｖ２は最小値Ｖｃ２よりも小さい。要するに、最大値Ｖ１は最大値Ｖｃ１以上であり、最小値Ｖ２は最小値Ｖｃ２以下である。
【００８３】
このような電圧指令値Ｖ**は例えば台形波の電圧指令値Ｖ*を補正することで生成できる。一例として以下に詳細に説明する。電圧指令生成部３１は、第１の実施の形態と同様に、制御周期Ｔ１を有する各期間において電圧指令値Ｖ*が一定であれば、電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と一致する。
【００８４】
また例えば各期間において電圧指令値Ｖ*がキャリアＣの最大値Ｖｃ１以上又は最小値Ｖｃ２以下であれば、電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成しても良い。図９の例示において、例えば期間Ｔ１４において電圧指令値Ｖ*がキャリアの最大値Ｖｃ１以上である。よって期間Ｔ１４における電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値であってよい。同じく、電圧指令値Ｖ*がキャリアの最小値Ｖｃ２以下である期間において電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってよい。また期間の途中で電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖｃ１を跨ぐ場合、又は電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２を跨ぐ場合には、その期間（例えば期間Ｔ１３，Ｔ１６）における電圧指令値Ｖ**はその期間における電圧指令値Ｖ*の最小値より大きく最大値未満の値が採用されてもよい。またその期間における電圧指令値Ｖ*の平均値が最大値Ｖｃ１を超えていれば、その期間における電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値であってよい。またその期間における電圧指令値Ｖ*の平均値が最小値Ｖｃ２を下回っていれば、その期間における電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってもよい。
【００８５】
また各期間において電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２以上かつ最大値Ｖｃ１以下の間で変化していれば、電圧指令補正部３１はその期間における電圧指令値Ｖ*を、その期間における電圧指令値Ｖ*の最大値と最小値との間の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図９においては期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ**は、期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１１と最小値Ｖ１２との間の中間値である。
【００８６】
かかる電圧指令値Ｖ**によっても、第１の実施の形態で説明したように、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を、電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、第１の実施の形態と同様の効果を招来する。
【００８７】
なお、図１１に例示するように正弦波の電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成しても良い。なお図１１の例示では、正弦波の周期に対して各期間を誇張して示している。図１１に例示するように、電圧指令値Ｖ*がキャリアの最大値Ｖｃ１以上となる期間は少なくとも一つ存在し、電圧指令値Ｖ*がキャリアの最小値Ｖｃ２以下となる期間が少なくとも一つ存在する。かかる正弦波の電圧指令値Ｖ*に対して上述した補正を行うことで、例えば図１１に例示する電圧指令値Ｖ**を生成できる。
【００８８】
図１２は電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示している。なお以下では、図９の電圧指令Ｖ*を採用する場合について説明するが、図１０，１１に例示する電圧指令値Ｖ**を採用した場合であっても以下の内容が適用される。さて、図１２に例示するように、標準的にはキャリア生成部３２はキャリアＣ１をスイッチング制御部３３に出力する。
【００８９】
電圧指令生成部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１５）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採り、次の期間（例えば期間Ｔ１６）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さく最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。換言すると、電圧指令生成部３１は、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値から当該値に立ち下がって当該値を採る期間において、その旨をキャリア生成部３２に通知する。或いは電圧指令生成部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１９）において電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値を採り、その一つ前の期間（例えば期間Ｔ１８）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さく最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。
【００９０】
その旨が通知されたキャリア生成部３２は当該次の期間（例えば期間Ｔ１６）或いは当該一つ前の期間（期間Ｔ１８）においてキャリアＣ２をスイッチング制御部３３に出力する。
【００９１】
図１２の例示において、期間Ｔ１６にてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１５，Ｔ１６の境界の前後で相電圧Ｖは高電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお図１２の例示では、電圧指令値Ｖ**が減少傾向にあって中間値を採用する期間（例えば期間Ｔ１７，Ｔ１８）においても、キャリア生成部３２はキャリアＣ２をスイッチング制御部３３に出力している。ただし、例えば期間Ｔ１６にてキャリアＣ２が採用されていれば、期間Ｔ１７，Ｔ１８のキャリアは任意の三角波であってよい。また、期間Ｔ１８においてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１８，Ｔ１９の境界の前後で相電圧Ｖは低電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお期間Ｔ１８においてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１６，Ｔ１７で採用されるキャリアは任意の三角波であってよい。
【００９２】
かかる制御によって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間の最も広いパルスの前後においてそれぞれパルスの個数を一つ低減することができる。この理由は、図３の説明から理解できるので詳細な説明は省略する。したがって、スイッチング回数を低減することができる。
【００９３】
また第１の実施の形態と同様に、キャリア生成部３２は標準的にキャリアＣ２をスイッチング制御部３３に出力し、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間（例えば期間Ｔ１４）の一つ前の期間であって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さく最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採る期間（例えば期間Ｔ１３）、若しくは電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値から最大値Ｖｃ１よりも小さく最小値Ｖｃ２よりも大きい値に立ち上がって当該値を採る期間（例えば期間Ｔ１１）において、キャリアＣ１をスイッチング制御部３３に出力しても良い。
【００９４】
図１２の例示において、期間Ｔ１３にてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１３，Ｔ１４の境界の前後で相電圧Ｖは高電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお図１２の例示では、電圧指令値Ｖ**が増大傾向にあって中間値を採用する期間（例えば期間Ｔ１１，Ｔ１２）においても、キャリア生成部３２はキャリアＣ１をスイッチング制御部３３に出力している。ただし、期間Ｔ１３にてキャリアＣ１が採用されていれば、期間Ｔ１１，Ｔ１２のキャリアは任意の三角波であってよい。また、期間Ｔ１１においてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１０，Ｔ１１の境界の前後で相電圧Ｖは低電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。また期間Ｔ１１においてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１２，Ｔ１３で採用されるキャリアは任意の三角波であってよい。
【００９５】
また第１の実施の形態と同様に、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間においてはキャリアの形状に拠らずに相電圧Ｖが高電位を維持し、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間においてはキャリアの形状に拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、図１３に例示するように、これらの期間においては各期間で増大して低減する例えば二等辺三角波のキャリアＣ３を採用しても良い。
【００９６】
またキャリアＣが電圧指令値Ｖ**以上であるときに上側のスイッチング素子を導通させてもよい。この場合であっても、上述した条件でキャリアＣ１，Ｃ２を採用すれば、スイッチング回数を低減することができる。
【符号の説明】
【００９７】
１ インバータ
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２ キャリア
Ｐ１，Ｐ２ 入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 出力端
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に関し、特に電力変換装置が有するスイッチング素子のスイッチング回数を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータへと交流電圧を与える装置としてインバータが用いられる。インバータは入力された直流電圧を交流電圧に変換して、交流電圧をモータへと出力する。かかるインバータは例えばキャリアと指令値との比較に基づいて制御される。指令値はインバータの出力電圧についての指令値であって、モータの回転位置角や速度指令等に基づいて、まず第１指令値Ｖ*が生成される。そしてキャリアとの比較には、第１指令値Ｖ*に基づいて生成される第２指令値Ｖ**が採用される。第２指令値Ｖ**は所定周期（例えばキャリアの周期）毎に一定値を採る。
【０００３】
かかるインバータにおいて矩形波の相電圧を出力する場合、指令値Ｖ*は矩形波であって相電圧の周期と同じ周期を有する。一方で、この指令値Ｖ*は所定周期毎に一定値を採るとは限らないので、この指令値Ｖ*を所定周期ごとに更新して、キャリアと比較すべき指令値Ｖ**を生成する。例えば図１４では破線でキャリアの周期を示しており、ここに例示するように、キャリアの周期毎の指令値Ｖ**には、当該周期の開始時点における指令値Ｖ*の値を採用する。
【０００４】
そして、図１４に例示する指令値Ｖ**とキャリアとの比較に基づいてインバータが制御されて、インバータは相電圧Ｖを出力する。かかる相電圧Ｖにおいて、相電圧Ｖが最大値を採る期間と相電圧が最小値を採る期間とは相違する。換言すると、相電圧Ｖにアンバランスが生じる。かかる相違によって、インバータが出力する相電流にはいわゆるオフセットが生じる。換言すれば、相電流の１周期の平均値が零にならない。
【０００５】
かかる問題を解決する手段として、例えば特許文献１における技術が採用できる。特許文献１においては、出力電圧のバランスが崩れるときに、キャリアの周期を指令値Ｖ*と同期させている。
【０００６】
また本発明に関連する技術として、特許文献２が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第４２０５１５７号
【特許文献２】特開平９−３０８２５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１に記載の技術ではキャリアの周期を出力電圧の周期の整数分の１にしてキャリアと出力電圧とを同期させる必要があるので、キャリアの周期を変化させる必要がある。よって制御を複雑化させる。
【０００９】
そこで、指令値Ｖ*を補正して図２の電圧指令値Ｖ**を生成することが考えられる。図２の指令値Ｖ**はその最大値Ｖ１を採る期間とその最小値Ｖ２を採る期間との間で所定値を採る。これによって、指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、ひいては出力電圧の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。これによって出力電圧のアンバランスを低減できる。
【００１０】
一方で、このような指令値Ｖ**と例えば二等辺三角波のキャリアＣとを比較してスイッチング素子を制御すれば、図１５に例示するように、インバータが出力する相電圧Ｖは周期Ｔ２において３つのパルスを有する。一つのパルスはインバータのスイッチング素子のスイッチパターンが２回切り替わることによって形成される。よって３つのパルスはスイッチング素子のスイッチング回数が６回であることを意味している。かかるスイッチング回数に比例してスイッチング損失が増大する。
【００１１】
そこで、本発明は、簡単な制御でスイッチング回数を抑制することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含む電力変換装置（１）と、前記電力変換装置が出力する出力電圧についての電圧指令値と、所定周期を有するキャリアとの比較に基づいて、前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子を制御するスイッチング制御部（３３）と、いずれも前記所定周期を有し、かつ、前記電圧指令値が前記キャリアの最小値以下の値である期間の一つ後の期間であって、前記キャリアの最小値より大きい第１所定値を採る第１期間（Ｔ１１）、及び前記電圧指令値が前記最大値以上である期間の一つ前の期間であって、前記電圧指令値が前記最大値よりも小さい第２所定値を採る第２期間（Ｔ１３）の少なくともいずれか一方において、単調に減少する前記キャリア（Ｃ１）を前記スイッチング制御部に与え、いずれも前記所定周期を有し、かつ、前記電圧指令値が前記最大値以上の値である期間の一つ後の期間であって、前記最大値よりも小さい第３所定値を採る第３期間（Ｔ１６）、及び前記電圧指令値が前記最小値以下である期間の一つ前の期間であって、前記電圧指令値が前記最小値より大きい第４所定値を採る第４期間（Ｔ１８）の少なくともいずれか一方において、単調に増加する前記キャリア（Ｃ２）を前記スイッチング制御部に与える、キャリア生成部（３２）とを備え、前記電力変換装置は前記出力電圧の周期において１パルスのみを有する電圧を出力する。
【００１３】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記電圧指令値は、前記第１期間の一つ後の期間において前記キャリアの前記最大値以上の値をとり、前記第３期間の一つ後の期間において前記キャリアの前記最小値以下の値をとる。
【００１４】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置であって、矩形波の補正前電圧指令値（Ｖ*）に対して補正を行って前記電圧指令値（Ｖ**）を生成する電圧指令生成部（３１）を更に備え、前記電圧指令生成部は、前記所定周期を有する前記期間における前記補正前電圧指令値を、前記期間における前記補正前電圧指令値の最大値と最小値との間の中間値に補正して、前記電圧指令値を生成する。
【００１５】
本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、第３の態様にかかる電力変換装置であって、前記電圧指令生成部（３１）は、前記補正前電圧指令値（Ｖ*）を前記所定周期ごとにその平均値に補正して前記電圧指令値（Ｖ**）を生成する。
【発明の効果】
【００１６】
本発明にかかる電力変換装置の第１及び第２の態様によれば、電圧指令値が最大値から低下するときの２つの期間の境界の前後において上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。また電圧指令値が最大値へと増大するときの２つの期間の境界の前後において当該スイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。
【００１７】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、所定周期毎に補正前電圧指令値を各期間における自身の最大値又は最小値に補正して電圧指令値を生成する場合に比して、電圧指令値の平均値を補正前電圧指令値の平均値に近づけることができる。
【００１８】
本発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、理論的に、電圧指令値の平均値を補正前電圧指令値の平均値に一致させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】インバータの概念的な構成を例示する図である。
【図２】電圧指令値の一例を示す図である。
【図３】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図４】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図５】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図６】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図７】電圧指令値の一例を示す図である。
【図８】電圧指令値の一例を示す図である。
【図９】電圧指令値の一例を示す図である。
【図１０】電圧指令値の一例を示す図である。
【図１１】電圧指令値の一例を示す図である。
【図１２】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１３】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１４】従来の電圧指令値の一例を示す図である。
【図１５】電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
第１の実施の形態．
図１に示すように、インバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。入力端Ｐ１，Ｐ２には直流電圧が印加される。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。
【００２１】
インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧を出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。より詳細な構造の一例として、インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ１との間に設けられている。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ２との間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは入力端Ｐ２に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。
【００２２】
かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチ信号が与えられる。かかるスイッチ信号により各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチ信号を与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。なお、制御部３の制御によって、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、入力端Ｐ１，Ｐ２が短絡してスイッチング素子に大電流が流れることを防止するためである。
【００２３】
インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータであって、インバータ１によって印加される交流電圧に応じて回転する。
【００２４】
なお図１の例示ではインバータ１は３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続されている。つまり三相交流電圧を出力する三相インバータ１が図１に示されている。しかしながら、インバータ１は三相インバータに限らず単相インバータであってもよく、三相以上のインバータであってもよい。以下ではインバータ１が三相インバータである場合を例に採って説明する。
【００２５】
制御部３は電圧指令生成部３１とキャリア生成部３２とスイッチング制御部３３とを備えている。まずこれらの各要素について概説した上で各要素について詳述する。
【００２６】
電圧指令生成部３１は、インバータ１が出力する相電圧（以下、出力電圧とも呼ぶ）についての電圧指令値Ｖ**を生成してこれをスイッチング制御部３３に出力する。図１の例示では、インバータ１は三相交流電圧を出力するので、電圧指令値Ｖ**は３つの相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を含んでいる。具体的な電圧指令値Ｖ**については後に詳述する。
【００２７】
キャリア生成部３２は所定周期を有して互いに異なるキャリアＣ１，Ｃ２を生成し、キャリアＣ１，Ｃ２の何れか一方をスイッチング制御部３３へと与える。
【００２８】
スイッチング制御部３３は、電圧指令生成部３１からの第２電圧指令値Ｖ**と、キャリア生成部３２からのキャリアとの比較に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとスイッチ信号を出力する。
【００２９】
またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００３０】
電圧指令生成部３１の具体的な動作の一例について図２を参照して説明する。電圧指令生成部３１は電圧指令値Ｖ**を生成する。図２の例示において複数の破線のうち隣接する二者で挟まれる期間はいずれも所定周期Ｔ１を有する。電圧指令値Ｖ**は期間Ｔ１０の始期において自身の最小値Ｖ２（例えば０）から立ち上がって所定値を採り、期間Ｔ１０の終期において立ち上がって自身の最大値Ｖ１を採る。電圧指令値Ｖ**は期間Ｔ１０の次の期間Ｔ１１から期間Ｔ１２までは最大値Ｖ１を採り、期間Ｔ１２の次の期間Ｔ１３の始期において立ち下がって所定値を採り、期間Ｔ１３の終期において立ち下がって最小値Ｖ２を採る。電圧指令値Ｖ**は期間Ｔ１３の次の期間から期間Ｔ１４までは最小値Ｖ２を採り、期間Ｔ１４の次の期間Ｔ１５の始期において再び最小値Ｖ２から立ち上がって所定値を採り、期間Ｔ１５の終期において最大値Ｖ１へと立ち上がる。
【００３１】
なお図２の例示では、代表的に電圧指令値Ｖ**の形状が示されている。実際には電圧指令値Ｖ**は相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を含んでおり、これらの位相は互いに１２０度ずつずれる。
【００３２】
また図２に例示する電圧指令値Ｖ**は例えば次のように生成される。すなわち電圧指令生成部３１には補正前電圧指令値Ｖ*（以下、単に電圧指令値Ｖ*と呼ぶ）が入力され、電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。なお図１の例示では、インバータ１は三相交流電圧を出力するので、電圧指令値Ｖ*は３つの相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を含んでいる。相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の位相は互いに１２０度ずつずれる。
【００３３】
電圧指令値Ｖ*は矩形波であり、最大値Ｖ１と最小値Ｖ２とを交互に採る。ここでは電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る期間は電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る期間と等しい。図２の例示では、電圧指令値Ｖ*は期間Ｔ１０内において最小値Ｖ２から立ち上がって最大値Ｖ１を採り、期間Ｔ１３内において最大値Ｖ１から立ち下がって最小値Ｖ２を採る。そして再び期間Ｔ１５内において最小値Ｖ２から立ち上がって最大値Ｖ１を採る。
【００３４】
電圧指令生成部３１は、例えば各期間において電圧指令値Ｖ*が変化しないときには、電圧指令値Ｖ*を補正しない。つまり電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図２に示すように、期間Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１４において電圧指令値Ｖ*が一定値を採っている。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と一致する。また例えば各期間において電圧指令値Ｖ*が変化するときには、電圧指令生成部３１はその期間における電圧指令値Ｖ*を、その期間における電圧指令値Ｖ*の最大値と最小値との間の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図２に示すように、期間Ｔ１０，Ｔ１３，Ｔ１５において電圧指令値Ｖ*は変化する。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**には最大値Ｖ１と最小値Ｖ２の間の中間値が採用される。以上の動作によって図２に例示する電圧指令値Ｖ**が生成される。
【００３５】
かかる動作によって、所定周期Ｔ１ごとに値を認識するマイコンが電圧指令値Ｖ*を電圧指令値Ｖ**として認識することができる。また電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**が生成される場合には、電圧指令生成部３１は電圧指令値補正部と把握することもできる。
【００３６】
キャリア生成部３２は所定周期Ｔ１を有するキャリアＣ１，Ｃ２を生成する。より詳細にはキャリア生成部３２は図３に例示するように、各期間において単調に減少する単調減少キャリアＣ１と、期間の各々において単調に増加する単調増加キャリアＣ２を生成する。キャリアＣ１，Ｃ２のいずれの周期も所定周期Ｔ１と等しい。キャリアＣ１は例えば傾斜部分が負の直角三角波であり、各期間において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと時間の経過とともに比例して減少する。キャリアＣ２は例えば傾斜部分が正の直角三角波であり、各期間において最小値Ｖ２から最大値Ｖ１へと例えば時間の経過と共に比例して増大する。キャリアＣ１，Ｃ２はいわゆる鋸波と呼ばれる。なお、キャリアＣ１，Ｃ２は時間の経過と共に比例する必要はなく、図４に例示するように湾曲していてもよい。この点は後述する他の態様についても同様であるので、繰り返しの説明を避ける。
【００３７】
キャリア生成部３２は電圧指令生成部３１からの情報（後述する）に基づいてキャリアＣ１，Ｃ２の何れか一方をスイッチング制御部３３に出力する。
【００３８】
電圧指令生成部３１は電圧指令値Ｖ**を、これが出力される期間よりも前の期間に生成する。例えば期間Ｔ１１において出力する電圧指令値Ｖ**は期間Ｔ１０以前に生成される。したがって、電圧指令生成部３１はある期間において出力される電圧指令値Ｖ**とその次の期間において出力される電圧指令値Ｖ**の値を認識することができる。そして、電圧指令生成部３１は、次の期間が、電圧指令値Ｖ**が自身の最大値Ｖ１から所定値に立ち下がって第１所定値を採る期間（例えば期間Ｔ１３）であるときに、その旨をキャリア生成部３２に通知する。
【００３９】
キャリア生成部３２は電圧指令生成部３１からの通知がなければキャリアＣ１をスイッチング制御部３３に出力する。一方、電圧指令生成部３１から通知されると、キャリア生成部３２は当該次の期間においてキャリアＣ２をスイッチング制御部３３に出力する。よって、図３，４の例示では、期間Ｔ１３においてキャリアＣ２が採用されている。
【００４０】
スイッチング制御部３３は電圧指令値Ｖ**とキャリアとの比較に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御する。例えばスイッチング制御部３３は電圧指令値Ｖ**がキャリア以上であるときに上側のスイッチング素子を導通させ下側のスイッチング素子を非導通とし、電圧指令値Ｖ**がキャリア以下であるときに上側のスイッチング素子を非導通とし、下側のスイッチング素子を導通させる。
【００４１】
さて、上述の電圧指令生成部３１およびキャリア生成部３２の動作によって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１から所定値に立ち下がる期間（例えば期間Ｔ１３）において、キャリアＣ２が採用される。なおキャリアＣ２は当該期間において単調増加しているので、当該期間の前半部分において電圧指令値Ｖ**はキャリアＣ２以上となる。よって、当該期間の前半部分において上側のスイッチング素子が導通し、下側のスイッチング素子が非導通する。一方、当該期間の一つ前の期間（例えば期間Ｔ１２）においては電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１を採るのでキャリアＣ１以上となる。よってこの期間においては、上側スイッチング素子が導通し、下側スイッチング素子が非導通する。つまり、これらの２つの期間（例えば期間Ｔ１２，Ｔ１３）の境界の前後において上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。換言すれば、これら２つの期間の境界の前後において出力電圧Ｖは立ち下がらずに高電位を維持し続ける。
【００４２】
また電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１から所定値に立ち下がる期間以外の期間ではキャリアＣ１が採用される。よって、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２から所定値へと立ち上がる期間（例えば期間Ｔ１０，Ｔ１５）においてもキャリアＣ１が採用される。キャリアＣ１は当該期間において単調減少するので、当該期間の後半部分において電圧指令値Ｖ**はキャリアＣ１以上となる。よって、当該期間の後半部分において上側のスイッチング素子が導通し、下側のスイッチング素子が非導通する。一方、当該期間の次の期間（例えば期間Ｔ１１、期間Ｔ１５の次の期間）においては電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１を採るので、上側スイッチング素子が導通し、下側スイッチング素子が非導通する。つまり、これらの２つの期間（例えば期間Ｔ１０，Ｔ１１、期間Ｔ１５とその次の期間）の境界の前後において上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。換言すれば、これら２つの期間の境界の前後において出力電圧Ｖは立ち下がらずに高電位を維持し続ける。
【００４３】
また期間Ｔ１３の次の期間においては電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採るので、上側スイッチング素子が非導通し、下側スイッチング素子が導通する。期間Ｔ１３では上述したようにキャリアＣ２が採用されるので、その後半部分においては上側スイッチング素子が非導通し、下側スイッチング素子が導通する。したがって、期間Ｔ１３およびその次の期間の境界の前後において上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。換言すれば、これら２つの期間の境界の前後において出力電圧Ｖは低電位を維持し続ける。
【００４４】
また期間Ｔ１４においても電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採るので、上側スイッチング素子が非導通し、下側スイッチング素子が導通する。期間Ｔ１４の次の期間Ｔ１５においては上述したようにキャリアＣ１が採用されるので、期間Ｔ１５の前半部分において上側スイッチング素子が非導通し、下側スイッチング素子が導通する。したがって、期間Ｔ１４，Ｔ１５の境界の前後において上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。換言すれば、これら２つの期間の境界の前後において出力電圧Ｖは低電位を維持し続ける。
【００４５】
したがって、図３，４に例示するように、インバータ１は１周期（即ち周期Ｔ２）内において１パルスのみを有する出力電圧Ｖを出力する。言い換えれば、最も少ないスイッチ回数で交流電圧を出力できる。
【００４６】
一方で電圧指令値Ｖ*が立ち下がる時点および立ち上がる時点が各期間の境界のいずれかに位置していれば、電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と同一形状を有する。このとき、三角波／直角三角波のいずれのキャリアを採用しても、インバータ１は１周期内において１パルスのみを有する出力電圧Ｖを出力できる。しかしながら、これを実現するために、所定周期Ｔ１を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２の整数分の１にする必要がある。よって周期Ｔ２が変化するたびに所定周期Ｔ１を変化させる必要があり、制御が困難である。他方、本実施の形態では所定周期Ｔ１を周期Ｔ２の整数分の１にする必要がなく、制御が容易である。
【００４７】
なお、図３，４の例示では、電圧指令値Ｖ**の最大値Ｖ１および最小値Ｖ２はそれぞれキャリアＣ１，Ｃ２の最大値および最小値と一致しているが、これに限らない。端的にいえば、図３，４の電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１を採る期間において電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値以上であればよく、図３，４の電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採る期間において電圧指令値Ｖ**がキャリアＣの最小値以下であればよい。
【００４８】
これを次のようにも表現できる。電圧指令値Ｖ**は少なくとも一つ以上の期間（例えば期間Ｔ１０よりも前の期間）においてキャリアの最小値以下であり、これに続く期間（例えば期間Ｔ１０）の始期においてキャリアの最小値以下の値から立ち上がって所定値を採る。かかる所定値はキャリアの最小値よりも大きくキャリアの最大値よりも小さい値である。そして電圧指令値Ｖ**はこの期間の終期で立ち上がってキャリアの最大値以上の値を採り、これに続く少なくとも一つの期間（例えば期間Ｔ１１〜Ｔ１２）においてキャリアの最大値以上を維持する。さらに、これに続く期間（例えば期間Ｔ１３）の始期において電圧指令値Ｖ**はキャリアＣの最大値以上の値から所定値に立ち下がる。かかる所定値もキャリアの最小値よりも大きくキャリアの最大値よりも小さい値である。そして、電圧指令値Ｖ**はこの期間の終期において立ち下がってキャリアＣの最小値以下の値を採り、再び少なくとも一つ以上の期間においてキャリアの最小値以下を維持する。
【００４９】
これによっても図３，４と同様に、インバータ１は１周期（即ち周期Ｔ２）内において１パルスのみを有する出力電圧Ｖを出力する。言い換えれば、最も少ないスイッチ回数で交流電圧を出力できる。この点は後述する他の態様であっても同様であるので、繰り返しの説明を避ける。
【００５０】
なお、キャリア生成部３２は電圧指令生成部３１から通知がなければキャリアＣ２をスイッチング制御部３３に出力してもよい。この場合、電圧指令生成部３１は次のようにキャリア生成部３２に通知する。即ち、次の期間が、第２電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２から所定値へと立ち上がる期間（例えば期間Ｔ１０）であるときに、電圧指令生成部３１はキャリア生成部３２にその旨を通知する。当該通知を受け取ればキャリア生成部３２は当該次の期間においてキャリアＣ１をスイッチング制御部３３に出力する。これによっても、インバータ１は図３，４と同じ出力電圧Ｖを出力することができる。
【００５１】
また電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１を採る間（例えば期間Ｔ１１〜期間Ｔ１２）はキャリアに拠らずに出力電圧Ｖが高電位を維持し、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採る期間はキャリアに拠らずに出力電圧Ｖが低電位を維持する。よって、図５に例示するように、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１又は最小値Ｖ２を採る期間では、制御周期Ｔ１と同じ周期を有して各期間において増大して低減する、例えば二等辺三角波のキャリアＣ３を採用しても良い。
【００５２】
要するに、期間Ｔ１０，Ｔ１５において単調に減少するキャリアＣ１を採用し、期間Ｔ１３において単調に増加するキャリアＣ２を採用すればよい。これによって、インバータ１は最も少ないスイッチ回数で交流電圧を出力できる。
【００５３】
なおスイッチング制御部３３は、電圧指令値Ｖ**がキャリア以下であるときに上側のスイッチング素子を導通させ、下側のスイッチング素子を非導通としてもよい。この場合の電圧指令値Ｖ**とキャリアと出力電圧Ｖとが図６に例示されている。
【００５４】
図６の電圧指令値Ｖ**は、例えば図２の電圧指令値Ｖ**を上下に対称に変化させたものである。そして、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２から所定値へと立ち上がる（例えば期間Ｔ１３）において、単調に減少するキャリアＣ１が採用される。当該期間においてはキャリアＣ１が単調に減少するので、その前半の期間においてパルスが出力される。一方、当該期間の一つの期間（例えば期間Ｔ１２）においては電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採るので出力電圧Ｖは高電位を維持する。よって、これらの２つの期間（例えばＴ１２，Ｔ１３）の境界の前後で出力電圧Ｖは立ち下がらず高電位を維持し続ける。
【００５５】
また電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖ１から立ち下がる期間（例えば期間Ｔ１０）において、単調に増加するキャリアＣ２が採用される。当該期間においてはキャリアＣ２が単調に増加するので、その後半の期間において出力電圧Ｖが立ち上がる。一方、当該期間の次の期間（例えば期間Ｔ１１）においては電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖ２を採るので、出力電圧Ｖは高電位を維持する。よって、これらの２つの期間（例えば期間Ｔ１０，Ｔ１１）の境界の前後で出力電圧Ｖは立ち下がらず高電位を維持し続ける。
【００５６】
したがって、図６に例示するように、インバータ１は１周期において１パルスのみを有する出力電圧Ｖを出力する。言い換えれば、最も少ないスイッチ回数で交流電圧を出力でき、図３，４を参照して説明した効果と同様の効果を招来する。
【００５７】
なお電圧指令生成部３１が電圧指令値Ｖ*から電圧指令値Ｖ**を生成すれば、図９の電圧指令値Ｖ**に比較して、インバータ１は電圧指令値Ｖ*に近い電圧を出力することができる。言い換えれば、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。ひいては出力電圧のアンバランスを低減できる。
【００５８】
また期間Ｔ１０，Ｔ１３，Ｔ１５において、電圧指令値Ｖ**はそれぞれの期間における電圧指令値Ｖ*の平均値を採っていることが望ましい。言い換えれば上記中間値は各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値である。かかる平均値は次のように導くことができる。すなわち、これらの各期間のうち電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る期間を期間Ｔｖ１とし、これらの各期間のうち電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る期間を期間Ｔｖ２（＝Ｔ１−Ｔｖ１）と仮定する。このとき、これらの各期間における電圧指令値Ｖ**は次式を満たす。
【００５９】
Ｖ**＝（Ｖ１・Ｔｖ１＋Ｖ２・Ｔｖ２）／Ｔ１ ・・・（１）
【００６０】
かかる電圧指令値Ｖ**を採用すれば、理論的には電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値と等しくできる。
【００６１】
しかも、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値に近づけることができるので、出力電圧Ｖの周期Ｔ２における平均値も電圧指令値Ｖ**の平均値に近づけることができる。言い換えれば、出力電圧Ｖが最大値を採る期間と出力電圧Ｖが最小値を採る期間との差（アンバランス）を低減することができる。図２の例示では、理論的に電圧指令値Ｖ**の平均値が電圧指令値Ｖ*の平均値と等しいので、出力電圧Ｖのアンバランスを理論的には解消できる。
【００６２】
なお、所定周期Ｔ１を周期Ｔ２の整数分の１に設定すれば、電圧指令値Ｖ*とキャリアとの比較に基づく制御によっても同様の効果を招来する。しかしながら、所定周期Ｔ１を周期Ｔ２に基づいて変化させる必要があり、所定周期Ｔ１を変更するための演算又は処理が必要である。よって、制御が複雑化する。一方、本実施の形態によれば、所定周期Ｔ１を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２の整数分の１とする必要がない。したがって制御を簡単にできる。
【００６３】
また所定周期Ｔ１を高めれば、電圧指令値Ｖ*とキャリアとの比較に基づく制御によっても、アンバランスを低減できる。しかしながら、所定周期Ｔ１を高めることは必要となる演算処理能力を高め、ひいては製造コストの増大を招く。一方、本実施の形態によれば、所定周期Ｔ１を高める必要がないのでかかる製造コストの増大を抑制できる。
【００６４】
＜第２電圧指令値Ｖ**の具体的な生成方法の一例＞
第１電圧指令値Ｖ*は矩形波であって、電気角３０度で立ち下がり、電気角２１０度で立ち上がると仮定する。図７は電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**との一例を拡大して示している。図７には電圧指令値Ｖ*が立ち下がる部分の近傍が示されている。電圧指令値Ｖ*は電気角３０度において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと立ち下がっている。
【００６５】
電圧指令生成部３１は、制御周期Ｔ１ごとに、電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば各期間における中央の時点において、各期間の次の期間における電圧指令値Ｖ**を生成する。
【００６６】
ここで各期間の中央の時点における電圧指令値Ｖ*の電気角をδ［Ｎ］（Ｎは整数）とすると、幾何学的に次式を満足する。
【００６７】
δ［ｎ＋１］−δ[ｎ]：３０°−δ［ｎ］＝Ｔ１：Ｔｖ１−Ｔ１／２ ・・・（２）
【００６８】
式（２）を変形すると期間Ｔｖ１が導かれ、さらにＴｖ２＝Ｔ１−Ｔｖ１も考慮すると期間Ｔｖ２が導かれる。
【００６９】
Tv1=T1・（1/2+(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n])) ・・・（３）
Tv2=T1・（1/2-(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n])) ・・・（４）
【００７０】
ここでは制御周期Ｔ１は一定であり、また電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２が一定であると仮定すると、δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋ（一定）（ｎは整数）が成立する。かかる仮定は例えば誘導性負荷２の一例たるモータが一定の回転速度で駆動されていることを意味する。δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋを考慮して式（３）及び式（４）を変形すると、次式が導かれる。
【００７１】
Tv1=T1・（1/2+(30°-δ[n-1]-k)/k) ・・・（５）
Tv2=T1・（1/2-(30°-δ[n-1]-k)/k) ・・・（６）
【００７２】
この期間Ｔｖ１，Ｔｖ２を式（１）に代入することで、電圧指令生成部３１は期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を求めることができる。なお、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を算出する時点で、δ［ｎ］とδ［ｎ＋１］が既知である場合は式（３），（４）を用いて電圧指令値Ｖ**を算出してもよい。
【００７３】
図８は電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**との他の一例を拡大して示している。図８には電圧指令値Ｖ*が立ち下がる部分の近傍が示されている。電圧指令値Ｖ*は例えば電気角３０度において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと立ち下がっている。図７の例示と比較して、電気角δ［ｎ］が電圧指令値Ｖ*が立ち下がるときの電気角（例えば３０度）よりも大きい。このとき例えば幾何学的に次式を満足する。
【００７４】
δ［ｎ］−δ[ｎ−１]：δ［ｎ］−３０°＝Ｔ１：Ｔ１／２−Ｔｖ１・・・（７）
【００７５】
式（７）は電気角δ［ｎ］，δ［ｎ−１］を用いて表される。つまり、電圧指令値Ｖ*が立ち上がる時点に近い電気角δ［ｎ］，δ［ｎ−１］が採用される。かかる式（７）を変形すると期間Ｔｖ１が導かれ、さらにＴｖ２＝Ｔ１−Ｔｖ１も考慮すると期間Ｔｖ２が導かれる。
【００７６】
Tv1=T1・（1/2+(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1])) ・・・（８）
Tv2=T1・（1/2-(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1])) ・・・（９）
【００７７】
ここで、電気角速度が急峻に変化しないものとすると、δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋが成り立つ。これを用いて式（８）及び式（９）を変形すると、式（５）及び式（６）が導かれる。
【００７８】
この期間Ｔｖ１，Ｔｖ２を式（１）に代入することで、電圧指令生成部３１は期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を求めることができる。なお、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を算出する時点で、δ［ｎ−１］とδ［ｎ］が既知である場合は式（８），（９）を用いて電圧指令値Ｖ**を算出してもよい。
【００７９】
なお、電圧指令値Ｖ*は電気角３０度で立ち下がると仮定したが、任意の電気角で立ち上がってもよい。式（２）〜式（９）において「３０°」を当該任意の電気角に置き換えればよい。
【００８０】
また上述の例では、時点δにおける電圧指令値Ｖ*を用いているが、電圧指令値Ｖ*が制御周期Ｔ１毎に一つの値を採る場合であればその値を用いればよい。例えば制御部３のマイクロコンピュータが実行するプログラムにて電圧指令値Ｖ*を生成する場合には、例えば制御周期Ｔ１ごとに一つの電圧指令値Ｖ*が生成される。
【００８１】
また必ずしも上述の式を採用する必要はなく、例えば現在の制御周期Ｔ１と、その前後の制御周期での電圧指令値Ｖ*のいずれかふたつ又は全てに基づき、電圧指令値Ｖ**を生成してもよい。
【００８２】
第２の実施の形態．
第２の実施の形態にかかるインバータの構成は図１の構成と同様である。ただし第２の実施の形態では、図９或いは図１０に例示するように電圧指令値Ｖ**が生成される。電圧指令値Ｖ**は一定値を採る一対の平坦区間と、階段形状を採って当該一対の平坦区間を繋ぐ階段状区間（期間Ｔ１１〜Ｔ１３，期間Ｔ１６〜１８）とを備えている。図９の例示では、電圧指令値Ｖ**の最大値Ｖ１及び最小値Ｖ２はキャリアの最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２とそれぞれと一致している。一方で、図１０の例示では、最大値Ｖ１は最大値Ｖｃ１よりも大きく、最小値Ｖ２は最小値Ｖｃ２よりも小さい。要するに、最大値Ｖ１は最大値Ｖｃ１以上であり、最小値Ｖ２は最小値Ｖｃ２以下である。
【００８３】
このような電圧指令値Ｖ**は例えば台形波の電圧指令値Ｖ*を補正することで生成できる。一例として以下に詳細に説明する。電圧指令生成部３１は、第１の実施の形態と同様に、制御周期Ｔ１を有する各期間において電圧指令値Ｖ*が一定であれば、電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と一致する。
【００８４】
また例えば各期間において電圧指令値Ｖ*がキャリアＣの最大値Ｖｃ１以上又は最小値Ｖｃ２以下であれば、電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成しても良い。図９の例示において、例えば期間Ｔ１４において電圧指令値Ｖ*がキャリアの最大値Ｖｃ１以上である。よって期間Ｔ１４における電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値であってよい。同じく、電圧指令値Ｖ*がキャリアの最小値Ｖｃ２以下である期間において電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってよい。また期間の途中で電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖｃ１を跨ぐ場合、又は電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２を跨ぐ場合には、その期間（例えば期間Ｔ１３，Ｔ１６）における電圧指令値Ｖ**はその期間における電圧指令値Ｖ*の最小値より大きく最大値未満の値が採用されてもよい。またその期間における電圧指令値Ｖ*の平均値が最大値Ｖｃ１を超えていれば、その期間における電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値であってよい。またその期間における電圧指令値Ｖ*の平均値が最小値Ｖｃ２を下回っていれば、その期間における電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってもよい。
【００８５】
また各期間において電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２以上かつ最大値Ｖｃ１以下の間で変化していれば、電圧指令補正部３１はその期間における電圧指令値Ｖ*を、その期間における電圧指令値Ｖ*の最大値と最小値との間の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図９においては期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ**は、期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１１と最小値Ｖ１２との間の中間値である。
【００８６】
かかる電圧指令値Ｖ**によっても、第１の実施の形態で説明したように、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を、電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、第１の実施の形態と同様の効果を招来する。
【００８７】
なお、図１１に例示するように正弦波の電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成しても良い。なお図１１の例示では、正弦波の周期に対して各期間を誇張して示している。図１１に例示するように、電圧指令値Ｖ*がキャリアの最大値Ｖｃ１以上となる期間は少なくとも一つ存在し、電圧指令値Ｖ*がキャリアの最小値Ｖｃ２以下となる期間が少なくとも一つ存在する。かかる正弦波の電圧指令値Ｖ*に対して上述した補正を行うことで、例えば図１１に例示する電圧指令値Ｖ**を生成できる。
【００８８】
図１２は電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示している。なお以下では、図９の電圧指令Ｖ*を採用する場合について説明するが、図１０，１１に例示する電圧指令値Ｖ**を採用した場合であっても以下の内容が適用される。さて、図１２に例示するように、標準的にはキャリア生成部３２はキャリアＣ１をスイッチング制御部３３に出力する。
【００８９】
電圧指令生成部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１５）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採り、次の期間（例えば期間Ｔ１６）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さく最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。換言すると、電圧指令生成部３１は、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値から当該値に立ち下がって当該値を採る期間において、その旨をキャリア生成部３２に通知する。或いは電圧指令生成部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１９）において電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値を採り、その一つ前の期間（例えば期間Ｔ１８）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さく最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。
【００９０】
その旨が通知されたキャリア生成部３２は当該次の期間（例えば期間Ｔ１６）或いは当該一つ前の期間（期間Ｔ１８）においてキャリアＣ２をスイッチング制御部３３に出力する。
【００９１】
図１２の例示において、期間Ｔ１６にてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１５，Ｔ１６の境界の前後で相電圧Ｖは高電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお図１２の例示では、電圧指令値Ｖ**が減少傾向にあって中間値を採用する期間（例えば期間Ｔ１７，Ｔ１８）においても、キャリア生成部３２はキャリアＣ２をスイッチング制御部３３に出力している。ただし、例えば期間Ｔ１６にてキャリアＣ２が採用されていれば、期間Ｔ１７，Ｔ１８のキャリアは任意の三角波であってよい。また、期間Ｔ１８においてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１８，Ｔ１９の境界の前後で相電圧Ｖは低電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお期間Ｔ１８においてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１６，Ｔ１７で採用されるキャリアは任意の三角波であってよい。
【００９２】
かかる制御によって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間の最も広いパルスの前後においてそれぞれパルスの個数を一つ低減することができる。この理由は、図３の説明から理解できるので詳細な説明は省略する。したがって、スイッチング回数を低減することができる。
【００９３】
また第１の実施の形態と同様に、キャリア生成部３２は標準的にキャリアＣ２をスイッチング制御部３３に出力し、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間（例えば期間Ｔ１４）の一つ前の期間であって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さく最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採る期間（例えば期間Ｔ１３）、若しくは電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値から最大値Ｖｃ１よりも小さく最小値Ｖｃ２よりも大きい値に立ち上がって当該値を採る期間（例えば期間Ｔ１１）において、キャリアＣ１をスイッチング制御部３３に出力しても良い。
【００９４】
図１２の例示において、期間Ｔ１３にてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１３，Ｔ１４の境界の前後で相電圧Ｖは高電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお図１２の例示では、電圧指令値Ｖ**が増大傾向にあって中間値を採用する期間（例えば期間Ｔ１１，Ｔ１２）においても、キャリア生成部３２はキャリアＣ１をスイッチング制御部３３に出力している。ただし、期間Ｔ１３にてキャリアＣ１が採用されていれば、期間Ｔ１１，Ｔ１２のキャリアは任意の三角波であってよい。また、期間Ｔ１１においてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１０，Ｔ１１の境界の前後で相電圧Ｖは低電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。また期間Ｔ１１においてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１２，Ｔ１３で採用されるキャリアは任意の三角波であってよい。
【００９５】
また第１の実施の形態と同様に、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間においてはキャリアの形状に拠らずに相電圧Ｖが高電位を維持し、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間においてはキャリアの形状に拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、図１３に例示するように、これらの期間においては各期間で増大して低減する例えば二等辺三角波のキャリアＣ３を採用しても良い。
【００９６】
またキャリアＣが電圧指令値Ｖ**以上であるときに上側のスイッチング素子を導通させてもよい。この場合であっても、上述した条件でキャリアＣ１，Ｃ２を採用すれば、スイッチング回数を低減することができる。
【符号の説明】
【００９７】
１ インバータ
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２ キャリア
Ｐ１，Ｐ２ 入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 出力端
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１入力端（Ｐ１）と、
前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、
出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含む電力変換装置（１）と、
前記電力変換装置が出力する出力電圧についての電圧指令値と、所定周期を有するキャリアとの比較に基づいて、前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子を制御するスイッチング制御部（３３）と、
いずれも前記所定周期を有し、かつ、前記電圧指令値が前記キャリアの最小値以下の値である期間の一つ後の期間であって、前記キャリアの最小値より大きい第１所定値を採る第１期間（Ｔ１１）、及び前記電圧指令値が前記最大値以上である期間の一つ前の期間であって、前記電圧指令値が前記最大値よりも小さい第２所定値を採る第２期間（Ｔ１３）の少なくともいずれか一方において、単調に減少する前記キャリア（Ｃ１）を前記スイッチング制御部に与え、いずれも前記所定周期を有し、かつ、前記電圧指令値が前記最大値以上の値である期間の一つ後の期間であって、前記最大値よりも小さい第３所定値を採る第３期間（Ｔ１６）、及び前記電圧指令値が前記最小値以下である期間の一つ前の期間であって、前記電圧指令値が前記最小値より大きい第４所定値を採る第４期間（Ｔ１８）の少なくともいずれか一方において、単調に増加する前記キャリア（Ｃ２）を前記スイッチング制御部に与える、キャリア生成部（３２）と
を備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記電圧指令値は、前記第１期間の一つ後の期間において前記キャリアの前記最大値以上の値をとり、前記第３期間の一つ後の期間において前記キャリアの前記最小値以下の値をとる、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
補正前電圧指令値（Ｖ*）に対して補正を行って前記電圧指令値（Ｖ**）を生成する電圧指令生成部（３１）を更に備え、
前記電圧指令生成部は、前記所定周期を有する前記期間における前記補正前電圧指令値を、前記期間における前記キャリアの前記最大値と前記最小値との間の中間値に補正して、前記電圧指令値を生成する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電圧指令生成部（３１）は、前記補正前電圧指令値（Ｖ*）を前記所定周期ごとにその平均値に補正して前記電圧指令値（Ｖ**）を生成する、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項１】
第１入力端（Ｐ１）と、
前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、
出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含む電力変換装置（１）と、
前記電力変換装置が出力する出力電圧についての電圧指令値と、所定周期を有するキャリアとの比較に基づいて、前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子を制御するスイッチング制御部（３３）と、
いずれも前記所定周期を有し、かつ、前記電圧指令値が前記キャリアの最小値以下の値である期間の一つ後の期間であって、前記キャリアの最小値より大きい第１所定値を採る第１期間（Ｔ１１）、及び前記電圧指令値が前記最大値以上である期間の一つ前の期間であって、前記電圧指令値が前記最大値よりも小さい第２所定値を採る第２期間（Ｔ１３）の少なくともいずれか一方において、単調に減少する前記キャリア（Ｃ１）を前記スイッチング制御部に与え、いずれも前記所定周期を有し、かつ、前記電圧指令値が前記最大値以上の値である期間の一つ後の期間であって、前記最大値よりも小さい第３所定値を採る第３期間（Ｔ１６）、及び前記電圧指令値が前記最小値以下である期間の一つ前の期間であって、前記電圧指令値が前記最小値より大きい第４所定値を採る第４期間（Ｔ１８）の少なくともいずれか一方において、単調に増加する前記キャリア（Ｃ２）を前記スイッチング制御部に与える、キャリア生成部（３２）と
を備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記電圧指令値は、前記第１期間の一つ後の期間において前記キャリアの前記最大値以上の値をとり、前記第３期間の一つ後の期間において前記キャリアの前記最小値以下の値をとる、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
補正前電圧指令値（Ｖ*）に対して補正を行って前記電圧指令値（Ｖ**）を生成する電圧指令生成部（３１）を更に備え、
前記電圧指令生成部は、前記所定周期を有する前記期間における前記補正前電圧指令値を、前記期間における前記キャリアの前記最大値と前記最小値との間の中間値に補正して、前記電圧指令値を生成する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電圧指令生成部（３１）は、前記補正前電圧指令値（Ｖ*）を前記所定周期ごとにその平均値に補正して前記電圧指令値（Ｖ**）を生成する、請求項３に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１２−１１００８８（Ｐ２０１２−１１００８８Ａ）
【公開日】平成２４年６月７日（２０１２．６．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２５５６８７（Ｐ２０１０−２５５６８７）
【出願日】平成２２年１１月１６日（２０１０．１１．１６）
【特許番号】特許第４９１１２４１号（Ｐ４９１１２４１）
【特許公報発行日】平成２４年４月４日（２０１２．４．４）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年６月７日（２０１２．６．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１１月１６日（２０１０．１１．１６）
【特許番号】特許第４９１１２４１号（Ｐ４９１１２４１）
【特許公報発行日】平成２４年４月４日（２０１２．４．４）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
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