電力変換装置
【課題】回路素子の動作損失を低減し、変換効率の高効率化を図ることができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】絶縁トランス１２の二次側の整流回路１３の後段に、平滑リアクトルＬｂ、平滑コンデンサＣｂを有するフィルタ回路１４が備えられるＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、絶縁トランス１２の二次側コイル１２ｂと整流回路１３との間に共振コンデンサＣｘが直列に接続される。一次側のインバータ回路１１は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のフルブリッジ回路よりなり、フィルタ回路１４の平滑リアクトルＬｂと共振コンデンサＣｘとの共振周波数に応じたスイッチング周波数にてスイッチング動作が行われる。
【解決手段】絶縁トランス１２の二次側の整流回路１３の後段に、平滑リアクトルＬｂ、平滑コンデンサＣｂを有するフィルタ回路１４が備えられるＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、絶縁トランス１２の二次側コイル１２ｂと整流回路１３との間に共振コンデンサＣｘが直列に接続される。一次側のインバータ回路１１は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のフルブリッジ回路よりなり、フィルタ回路１４の平滑リアクトルＬｂと共振コンデンサＣｘとの共振周波数に応じたスイッチング周波数にてスイッチング動作が行われる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング回路及び絶縁トランスを備える電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、インバータ回路等のスイッチング回路にて直流電力から高周波交流電力を生成し、生成した高周波交流電力を絶縁トランスにて所定電圧に変換し、再び直流電力に変換して出力する電力変換装置が知られている。
【０００３】
例えば特許文献１に示される電力変換装置（スイッチング電源回路）は、スイッチング回路としてチョッパ回路が用いられて構成されているが、同回路のスイッチング動作にて同様に直流電力を高周波交流電力に変換し、絶縁トランスを経て所定電圧に変換し、整流回路にて再度直流化して出力するものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−１０４８０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、絶縁トランスの二次側の整流回路では、該回路を構成するダイオードやスイッチング素子といった整流素子がその整流動作による動作損失が生じると、装置の高効率化の妨げとなる。
【０００６】
特許文献１に開示の装置では、絶縁トランスの二次側コイルと整流回路との間に直列共振コンデンサが備えられ、二次側コイルの漏れインダクタンスとその直列共振コンデンサとで共振動作する構成となっている。これにより、整流素子の整流動作時にゼロ電流・ゼロ電圧でのスイッチング（ＺＣＳ，ＺＶＳ）、所謂ソフトスイッチングが行われ、整流素子での動作損失が低減される。因みに、特許文献１に開示の装置では、一次側コイルの漏れインダクタンスも利用する構成となっている。
【０００７】
しかしながら、絶縁トランスの漏れインダクタンスを利用する構成では、トランスの疎結合を意味し、トランスの電力伝送効率が低いことを意味している。従って、絶縁トランスに電力伝送効率が高効率のものを利用する電力変換装置、例えば大電力用途の装置にはトランスの漏れインダクタンスが利用できなくなることから不向きであり、高効率なトランスを用いる電力変換装置への適用が望まれている。
【０００８】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、回路素子の動作損失を低減し、変換効率の高効率化を図ることができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路にて構成され、入力直流電力をスイッチング動作により高周波交流電力に変換し、後段の絶縁トランスの一次側コイルに供給するインバータ回路と、前記一次側コイルに供給された高周波交流電力を電圧変換して二次側コイルに伝送する絶縁トランスと、前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を整流して直流化を行う整流回路とを備えた電力変換装置であって、前記整流回路の後段には、平滑リアクトル及び平滑コンデンサを有するフィルタ回路を備えるものであり、前記平滑リアクトルと共振動作させる共振コンデンサを前記絶縁トランスの二次側コイルと前記整流回路との間に直列に接続し、その共振周波数に応じた前記インバータ回路のスイッチング周波数にてスイッチング動作を行うようにしたことをその要旨とする。
【００１０】
この発明では、絶縁トランスの二次側の整流回路の後段に、平滑リアクトル、平滑コンデンサを有するフィルタ回路が備えられる電力変換装置において、絶縁トランスの二次側コイルと整流回路との間に共振コンデンサが直列に接続される。そして、トランス一次側のインバータ回路に対して、フィルタ回路の平滑リアクトルと共振コンデンサとの共振周波数に応じたスイッチング周波数にてスイッチング動作が行われる。これにより、絶縁トランスの二次側のインピーダンスが小さくなる、即ち電圧に対する電流の位相ズレが小さくなることから、二次側の整流回路を構成する素子での整流動作にかかる動作損失は低減される。また、絶縁トランスの一次側においても二次側の影響を受けるため、一次側のインバータ回路を構成する素子での動作損失も低減される。
【００１１】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記インバータ回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることをその要旨とする。
【００１２】
この発明では、インバータ回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されるため、ゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となり、該スイッチング素子での動作損失が低減される。
【００１３】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、ダイオードを用いたフルブリッジ回路にて構成されていることをその要旨とする。
この発明では、ダイオードのフルブリッジ回路にて構成される整流回路において、各ダイオードでの動作損失（導通損失、リカバリー損失）が低減される。
【００１４】
請求項４に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路よりなる同期整流回路にて構成されていることをその要旨とする。
【００１５】
この発明では、スイッチング素子のフルブリッジ回路よりなる同期整流回路において、各スイッチング素子でのスイッチング動作時の損失が低減される。
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることをその要旨とする。
【００１６】
この発明では、整流回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されるため、ゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となり、該スイッチング素子での動作損失が低減される。
【００１７】
請求項６に記載の発明は、請求項４又は５に記載の電力変換装置において、前記入力直流電力を平滑化する平滑コンデンサを備え、該平滑コンデンサと前記インバータ回路との間に直列にリアクトルが接続されていることをその要旨とする。
【００１８】
この発明では、入力直流電力を平滑化する平滑コンデンサとインバータ回路との間には直列にリアクトルが接続される。ここで、絶縁トランスの二次側の整流回路は同期整流回路であるため、該回路をインバータ回路として動作させ、また一方でトランスの一次側のインバータ回路を同期整流回路として動作させることが可能である。この場合、入力側に追加したリアクトルは同じく入力側の平滑コンデンサとでフィルタ回路として機能し、順方向と同じく逆方向において同様のフィルタ回路を介しての出力となる。つまり、入出力を適宜切り替えて使用可能な双方向電力変換装置となる。
【００１９】
請求項７に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、ダイオード及びコンデンサを用いた倍電圧整流回路にて構成されていることをその要旨とする。
【００２０】
この発明では、ダイオード及びコンデンサを用いた倍電圧整流回路において、各ダイオードでの動作損失（導通損失、リカバリー損失）が低減される。
請求項８に記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記インバータ回路のスイッチング周波数は、前記絶縁トランスの二次側の前記共振コンデンサ及び前記平滑リアクトルの共振周波数に一致させて設定されていることをその要旨とする。
【００２１】
この発明では、インバータ回路のスイッチング周波数は、絶縁トランスの二次側の共振コンデンサ及び平滑リアクトルの共振周波数に一致させて設定される。これにより、絶縁トランスの二次側のインピーダンスが最小となることから、二次側の整流回路を構成する素子での整流動作にかかる動作損失は一層低減される。また、絶縁トランスの一次側においても二次側の影響を受けるため、一次側のインバータ回路を構成する素子での動作損失の一層の低減も期待できる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、回路素子の動作損失が低減され、変換効率の高効率化が図られる電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】実施形態における電力変換装置としてのＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。
【図２】コンバータの動作を説明するための波形図。
【図３】コンバータの動作を説明するための波形図。
【図４】コンバータの動作を説明するための波形図。
【図５】コンバータの動作を説明するための波形図。
【図６】コンバータの動作を説明するための波形図。
【図７】別例におけるコンバータの回路図。
【図８】別例におけるコンバータの回路図。
【図９】別例におけるコンバータの回路図。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示す本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、太陽光発電装置等の直流電源から出力される直流電力を入力し、その入力直流電力を所定電圧に変換した出力直流電力として出力するものである。因みに、直流電源としては、太陽光発電装置の他、燃料電池発電装置、蓄電池装置、及び商用交流電力の直流変換装置等がある。
【００２５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、平滑コンデンサＣａ、インバータ回路１１、絶縁トランス１２、共振コンデンサＣｘ、整流回路１３、及びフィルタ回路１４を備えている。
絶縁トランス１２の一次側には、スイッチング回路としてインバータ回路１１が備えられている。インバータ回路１１は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を４個用いたフルブリッジ（Ｈブリッジ）回路にて構成される。また、これら各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４には、逆接ダイオードＤ１〜Ｄ４及びコンデンサＣ１〜Ｃ４がそれぞれ並列に接続されている。そして、インバータ回路１１は、平滑コンデンサＣａを介して入力される直流電力を制御回路１５の制御に基づく各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフ動作にて高周波交流電力に変換し、変換した高周波交流電力を絶縁トランス１２の一次側コイル１２ａに供給する。
【００２６】
絶縁トランス１２は、一次側コイル１２ａに供給された高周波交流電力を二次側コイル１２ｂにて所定電圧に変換する。本実施形態で用いる絶縁トランス１２は、結合が密で電力伝送効率が高いトランスが用いられ、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０は大電力用途として好適である。従って、絶縁トランス１２の一次側及び二次側には、漏れインダクタンスが殆ど生じないものとなっている。また大電力用途として、上記のインバータ回路１１に４個のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４によるフルブリッジ回路が用いられる。
【００２７】
絶縁トランス１２の二次側では、その二次側コイル１２ｂに共振コンデンサＣｘが直列に接続されており、その後段には整流回路１３が備えられている。整流回路１３は、４個のダイオードＤ５〜Ｄ８を用いたフルブリッジ回路にて構成される。整流回路１３の後段には、フィルタ回路１４が備えられている。フィルタ回路１４は、平滑リアクトルＬｂ及び平滑コンデンサＣｂで構成される。フィルタ回路１４は、平滑リアクトルＬｂ及び平滑コンデンサＣｂにて整流回路１３を経た直流電力の平滑化を行い、出力直流電力として負荷側に出力する。尚、比較的大型部品ではあるが、大電力用途としてフィルタ回路１４にリアクトルＬｂが用いられる。
【００２８】
また本実施形態では、フィルタ回路１４として機能している平滑リアクトルＬｂを、先の共振コンデンサＣｘとで共振動作させるようにもしている。
ここで、絶縁トランス１２の二次側を簡単な等価回路として考えた場合、二次側コイル１２ｂ、共振コンデンサＣｘ、平滑リアクトルＬｂ、及び負荷を直列接続した回路として考えられる。このような等価回路では、二次側コイル１２ｂにて生じる高周波交流電力の周波数を共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数に近づけることで、インピーダンスが小さくなる。二次側コイル１２ｂにて生じる高周波交流電力の周波数は、インバータ回路１１（スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４）のスイッチング周波数であり、このスイッチング周波数を共振周波数に近づけることで、等価回路のインピーダンスが小さくなる。スイッチング周波数を共振周波数に一致させると、等価回路のインピーダンスが最小となる。
【００２９】
従って、インバータ回路１１（スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４）のスイッチング動作を制御する制御回路１５では、そのスイッチング周波数が共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数を考慮して設定、本実施形態では一致するように設定されている。そして、制御回路１５によるインバータ回路１１のＰＷＭ制御にて、その時々で適切な出力電力がその時々の入力電力から変換されて出力されるようになっている。
【００３０】
次に、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作（作用）について説明する。
図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作態様を示す波形図であり、制御回路１５からインバータ回路１１の各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のゲートに制御信号（図中、スイッチゲート電圧参照）が入力され、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４が所定の組み合わせ同士で交互にスイッチング動作し、高周波交流電力が生成され、後段の絶縁トランス１２に供給される。
【００３１】
このとき、インバータ回路１１のスイッチング周波数は、絶縁トランス１２の二次側の共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数と一致させているため、二次側等価回路のインピーダンスが最小となる。これは、電圧に対する電流の位相ズレが改善され特定周波数（共振周波数）の正弦波電流となることから、整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８は導通電流が略ゼロになってからオフし、また印加電圧が略ゼロの状態になってオンするようになる。つまり、整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８ではゼロ電流、ゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＣＳ，ＺＶＳ）が可能となり（図中、整流ダイオード導通電流、印加電圧参照）、整流動作時の動作損失（導通損失、リカバリ損失）及びこれに伴うノイズがそれぞれ低減される。
【００３２】
また、絶縁トランス１２の一次側のインバータ回路１１においても、トランス１２の二次側の影響を受けて、同様に正弦波電流が流れるようになる（図中、トランス印加電流参照）。これにより、インバータ回路１１の各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４の略ゼロ電流でのスイッチング（ＺＣＳ）が可能となる（図中、スイッチ導通電流参照）。また、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４に並列接続されるコンデンサＣ１〜Ｃ４により、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４の略ゼロ電圧でのスイッチング（ＺＶＳ）が可能となる（図中、スイッチ印加電圧参照）。更に、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４に並列接続されるダイオードＤ１〜Ｄ４に関しても、二次側と同様、ゼロ電流、ゼロ電圧スイッチング（ＺＣＳ，ＺＶＳ）が可能となる。こうして、絶縁トランス１２の一次側においても、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４及び各ダイオードＤ１〜Ｄ４の動作損失及びノイズがそれぞれ低減される。
【００３３】
因みに、先に示した図２に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば３８０Ｖ、出力電力が５５００Ｗである。その他、図３に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば３８０Ｖ、出力電力が３０００Ｗであり、図４に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば３８０Ｖ、出力電力が５００Ｗである。また、図５に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば４５０Ｖ、出力電力が３０００Ｗであり、図６に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば４５０Ｖ、出力電力が５００Ｗである。入力側の直流電源として太陽光発電装置を想定し、入力電力が大きく変化する態様としている。
【００３４】
図３及び図４に示す態様では図２と同様、インバータ回路１１を制御する制御信号のデューティが最大に設定される態様である。これらの態様では、二次側の整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８がＺＣＳ，ＺＶＳ、一次側のインバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４がＺＣＳ，ＺＶＳ、更にダイオードＤ１〜Ｄ４がＺＣＳ，ＺＶＳでの動作が行われるようになっている。
【００３５】
また図５及び図６に示す態様では、インバータ回路１１を制御する制御信号のデューティが小さく設定される態様である。これらの態様においても、二次側の整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８、一次側のインバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４のそれぞれが若干の動作損失が生じ得る状態も含みながら、略ＺＣＳ，ＺＶＳでの動作が可能となっている。
【００３６】
次に、本実施形態の特徴的な効果を記載する。
（１）絶縁トランス１２の二次側の整流回路１３の後段に、平滑リアクトルＬｂ、平滑コンデンサＣｂを有するフィルタ回路１４が備えられる本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、絶縁トランス１２の二次側コイル１２ｂと整流回路１３との間に共振コンデンサＣｘが直列に接続される。そして、トランス１２の一次側のインバータ回路１１に対して、フィルタ回路１４の平滑リアクトルＬｂと共振コンデンサＣｘとの共振周波数に応じたスイッチング周波数にてスイッチング動作が行われる。つまり、絶縁トランス１２の二次側のインピーダンスが小さくなる、即ち電圧に対する電流の位相ズレが小さくなることから、二次側の整流回路１３を構成するダイオードＤ５〜Ｄ８での整流動作にかかる動作損失（導通損失、リカバリー損失）を低減することができる。特に本実施形態では、共振周波数に一致させたスイッチング周波数にてスイッチング動作を行うことから、トランス１２の二次側のインピーダンスが最小となり、ダイオードＤ５〜Ｄ８での損失の一層低減が期待できる。また、動作損失の低減からノイズ低減効果も期待できる。更に、絶縁トランス１２の一次側においても二次側の影響を受けるため、一次側のインバータ回路１１を構成するスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４での動作損失も低減することができる。これらから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０での変換効率を一層高効率化することができる。
【００３７】
（２）インバータ回路１１を構成する各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４と並列にコンデンサＣ１〜Ｃ４が接続されるため、これによってもゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となるため、該スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４での動作損失をより確実に低減することができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の変換効率の向上に寄与できる。
【００３８】
尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、インバータ回路１１のスイッチング周波数を、共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数に一致させたが、二次側のインピーダンスが十分に小さく整流回路１３を構成する素子での動作損失が十分に低減できる範囲であれば、スイッチング周波数を共振周波数の付近で若干ずらして設定してもよい。
【００３９】
・上記実施形態では、インバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４にダイオードＤ１〜Ｄ４とコンデンサＣ１〜Ｃ４とをそれぞれ並列に接続したが、コンデンサＣ１〜Ｃ４の省略等、インバータ回路１１の構成を適宜変更してもよい。
【００４０】
・上記実施形態では、トランス１２の二次側の整流回路１３をダイオードＤ５〜Ｄ８のブリッジ回路にて構成したが、回路構成はこれに限らない。
例えば図７に示すように、スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８のフルブリッジ回路よりなる同期整流回路１３Ａを用いてもよい。スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８には、ダイオードＤ５〜Ｄ８とコンデンサＣ５〜Ｃ８とがそれぞれ並列に接続される。そして、同期整流回路１３Ａにおいても、スイッチング動作時のスイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８での動作損失が低減される。また、スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８と並列接続されるコンデンサＣ５〜Ｃ８によってもゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となるため、該スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８での動作損失をより確実に低減できる。
【００４１】
また図８に示す態様では、図７の態様に加え、入力側の平滑コンデンサＣａとインバータ回路１１との間に直列にリアクトルＬａを接続する構成としてもよい。ここで、絶縁トランス１２の二次側の整流回路１３Ａは同期整流回路であるため、該回路１３Ａをインバータ回路１１として動作させ、また一方でトランス１２の一次側のインバータ回路１１を同期整流回路として動作させることが可能である。この場合、入力側に追加したリアクトルＬａは同じく入力側の平滑コンデンサＣａとでフィルタ回路として機能し、順方向と同じく逆方向において同様のフィルタ回路を介しての出力となる。つまり、入出力を適宜切り替えて使用可能な双方向電力変換装置である。
【００４２】
因みに、このような双方向電力変換装置は、入力側の直流電源として例えば、電力を取り出したり、充電したりするため、双方向に電力移動が要求される蓄電池装置を用いる場合に好適である。
【００４３】
また図９に示すように、ダイオードＤ９，Ｄ１０及びコンデンサＣ９，Ｃ１０を用いた倍電圧整流回路１３Ｂを用いてもよい。即ち、共振コンデンサＣｘに対し、ダイオードＤ９を順方向に、ダイオードＤ１０を逆方向にそれぞれ並列に接続し、ダイオードＤ９のカソードとダイオードＤ１０のアノードとの間にコンデンサＣ９，Ｃ１０が接続される。コンデンサＣ９，Ｃ１０間は二次側コイル１２ｂの他端と接続される。そして、ダイオードＤ９のカソードとダイオードＤ１０のアノードとで後段のフィルタ回路１４と接続される。このような倍電圧整流回路においても、各ダイオードＤ９，Ｄ１０での整流動作にかかる動作損失（導通損失、リカバリー損失）が低減される。
【００４４】
また、上記した整流回路１３（ダイオードブリッジ回路）、同期整流回路１３Ａ、倍電圧整流回路１３Ｂ以外の他の整流回路を用いてもよい。
【符号の説明】
【００４５】
１１ インバータ回路
１２ 絶縁トランス
１２ａ 一次側コイル
１２ｂ 二次側コイル
１３ 整流回路
１３Ａ 同期整流回路（整流回路）
１３Ｂ 倍電圧整流回路（整流回路）
１４ フィルタ回路
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチング素子
ＳＷ５〜ＳＷ８ スイッチング素子
Ｌａ リアクトル
Ｌｂ 平滑リアクトル
Ｃａ 平滑コンデンサ
Ｃｂ 平滑コンデンサ
Ｃｘ 共振コンデンサ
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
Ｃ５〜Ｃ８ コンデンサ
Ｃ９，Ｃ１０ コンデンサ
Ｄ５〜Ｄ８ ダイオード
Ｄ９，Ｄ１０ ダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング回路及び絶縁トランスを備える電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、インバータ回路等のスイッチング回路にて直流電力から高周波交流電力を生成し、生成した高周波交流電力を絶縁トランスにて所定電圧に変換し、再び直流電力に変換して出力する電力変換装置が知られている。
【０００３】
例えば特許文献１に示される電力変換装置（スイッチング電源回路）は、スイッチング回路としてチョッパ回路が用いられて構成されているが、同回路のスイッチング動作にて同様に直流電力を高周波交流電力に変換し、絶縁トランスを経て所定電圧に変換し、整流回路にて再度直流化して出力するものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−１０４８０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、絶縁トランスの二次側の整流回路では、該回路を構成するダイオードやスイッチング素子といった整流素子がその整流動作による動作損失が生じると、装置の高効率化の妨げとなる。
【０００６】
特許文献１に開示の装置では、絶縁トランスの二次側コイルと整流回路との間に直列共振コンデンサが備えられ、二次側コイルの漏れインダクタンスとその直列共振コンデンサとで共振動作する構成となっている。これにより、整流素子の整流動作時にゼロ電流・ゼロ電圧でのスイッチング（ＺＣＳ，ＺＶＳ）、所謂ソフトスイッチングが行われ、整流素子での動作損失が低減される。因みに、特許文献１に開示の装置では、一次側コイルの漏れインダクタンスも利用する構成となっている。
【０００７】
しかしながら、絶縁トランスの漏れインダクタンスを利用する構成では、トランスの疎結合を意味し、トランスの電力伝送効率が低いことを意味している。従って、絶縁トランスに電力伝送効率が高効率のものを利用する電力変換装置、例えば大電力用途の装置にはトランスの漏れインダクタンスが利用できなくなることから不向きであり、高効率なトランスを用いる電力変換装置への適用が望まれている。
【０００８】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、回路素子の動作損失を低減し、変換効率の高効率化を図ることができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路にて構成され、入力直流電力をスイッチング動作により高周波交流電力に変換し、後段の絶縁トランスの一次側コイルに供給するインバータ回路と、前記一次側コイルに供給された高周波交流電力を電圧変換して二次側コイルに伝送する絶縁トランスと、前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を整流して直流化を行う整流回路とを備えた電力変換装置であって、前記整流回路の後段には、平滑リアクトル及び平滑コンデンサを有するフィルタ回路を備えるものであり、前記平滑リアクトルと共振動作させる共振コンデンサを前記絶縁トランスの二次側コイルと前記整流回路との間に直列に接続し、その共振周波数に応じた前記インバータ回路のスイッチング周波数にてスイッチング動作を行うようにしたことをその要旨とする。
【００１０】
この発明では、絶縁トランスの二次側の整流回路の後段に、平滑リアクトル、平滑コンデンサを有するフィルタ回路が備えられる電力変換装置において、絶縁トランスの二次側コイルと整流回路との間に共振コンデンサが直列に接続される。そして、トランス一次側のインバータ回路に対して、フィルタ回路の平滑リアクトルと共振コンデンサとの共振周波数に応じたスイッチング周波数にてスイッチング動作が行われる。これにより、絶縁トランスの二次側のインピーダンスが小さくなる、即ち電圧に対する電流の位相ズレが小さくなることから、二次側の整流回路を構成する素子での整流動作にかかる動作損失は低減される。また、絶縁トランスの一次側においても二次側の影響を受けるため、一次側のインバータ回路を構成する素子での動作損失も低減される。
【００１１】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記インバータ回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることをその要旨とする。
【００１２】
この発明では、インバータ回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されるため、ゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となり、該スイッチング素子での動作損失が低減される。
【００１３】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、ダイオードを用いたフルブリッジ回路にて構成されていることをその要旨とする。
この発明では、ダイオードのフルブリッジ回路にて構成される整流回路において、各ダイオードでの動作損失（導通損失、リカバリー損失）が低減される。
【００１４】
請求項４に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路よりなる同期整流回路にて構成されていることをその要旨とする。
【００１５】
この発明では、スイッチング素子のフルブリッジ回路よりなる同期整流回路において、各スイッチング素子でのスイッチング動作時の損失が低減される。
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることをその要旨とする。
【００１６】
この発明では、整流回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されるため、ゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となり、該スイッチング素子での動作損失が低減される。
【００１７】
請求項６に記載の発明は、請求項４又は５に記載の電力変換装置において、前記入力直流電力を平滑化する平滑コンデンサを備え、該平滑コンデンサと前記インバータ回路との間に直列にリアクトルが接続されていることをその要旨とする。
【００１８】
この発明では、入力直流電力を平滑化する平滑コンデンサとインバータ回路との間には直列にリアクトルが接続される。ここで、絶縁トランスの二次側の整流回路は同期整流回路であるため、該回路をインバータ回路として動作させ、また一方でトランスの一次側のインバータ回路を同期整流回路として動作させることが可能である。この場合、入力側に追加したリアクトルは同じく入力側の平滑コンデンサとでフィルタ回路として機能し、順方向と同じく逆方向において同様のフィルタ回路を介しての出力となる。つまり、入出力を適宜切り替えて使用可能な双方向電力変換装置となる。
【００１９】
請求項７に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、ダイオード及びコンデンサを用いた倍電圧整流回路にて構成されていることをその要旨とする。
【００２０】
この発明では、ダイオード及びコンデンサを用いた倍電圧整流回路において、各ダイオードでの動作損失（導通損失、リカバリー損失）が低減される。
請求項８に記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記インバータ回路のスイッチング周波数は、前記絶縁トランスの二次側の前記共振コンデンサ及び前記平滑リアクトルの共振周波数に一致させて設定されていることをその要旨とする。
【００２１】
この発明では、インバータ回路のスイッチング周波数は、絶縁トランスの二次側の共振コンデンサ及び平滑リアクトルの共振周波数に一致させて設定される。これにより、絶縁トランスの二次側のインピーダンスが最小となることから、二次側の整流回路を構成する素子での整流動作にかかる動作損失は一層低減される。また、絶縁トランスの一次側においても二次側の影響を受けるため、一次側のインバータ回路を構成する素子での動作損失の一層の低減も期待できる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、回路素子の動作損失が低減され、変換効率の高効率化が図られる電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】実施形態における電力変換装置としてのＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。
【図２】コンバータの動作を説明するための波形図。
【図３】コンバータの動作を説明するための波形図。
【図４】コンバータの動作を説明するための波形図。
【図５】コンバータの動作を説明するための波形図。
【図６】コンバータの動作を説明するための波形図。
【図７】別例におけるコンバータの回路図。
【図８】別例におけるコンバータの回路図。
【図９】別例におけるコンバータの回路図。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示す本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、太陽光発電装置等の直流電源から出力される直流電力を入力し、その入力直流電力を所定電圧に変換した出力直流電力として出力するものである。因みに、直流電源としては、太陽光発電装置の他、燃料電池発電装置、蓄電池装置、及び商用交流電力の直流変換装置等がある。
【００２５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、平滑コンデンサＣａ、インバータ回路１１、絶縁トランス１２、共振コンデンサＣｘ、整流回路１３、及びフィルタ回路１４を備えている。
絶縁トランス１２の一次側には、スイッチング回路としてインバータ回路１１が備えられている。インバータ回路１１は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を４個用いたフルブリッジ（Ｈブリッジ）回路にて構成される。また、これら各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４には、逆接ダイオードＤ１〜Ｄ４及びコンデンサＣ１〜Ｃ４がそれぞれ並列に接続されている。そして、インバータ回路１１は、平滑コンデンサＣａを介して入力される直流電力を制御回路１５の制御に基づく各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフ動作にて高周波交流電力に変換し、変換した高周波交流電力を絶縁トランス１２の一次側コイル１２ａに供給する。
【００２６】
絶縁トランス１２は、一次側コイル１２ａに供給された高周波交流電力を二次側コイル１２ｂにて所定電圧に変換する。本実施形態で用いる絶縁トランス１２は、結合が密で電力伝送効率が高いトランスが用いられ、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０は大電力用途として好適である。従って、絶縁トランス１２の一次側及び二次側には、漏れインダクタンスが殆ど生じないものとなっている。また大電力用途として、上記のインバータ回路１１に４個のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４によるフルブリッジ回路が用いられる。
【００２７】
絶縁トランス１２の二次側では、その二次側コイル１２ｂに共振コンデンサＣｘが直列に接続されており、その後段には整流回路１３が備えられている。整流回路１３は、４個のダイオードＤ５〜Ｄ８を用いたフルブリッジ回路にて構成される。整流回路１３の後段には、フィルタ回路１４が備えられている。フィルタ回路１４は、平滑リアクトルＬｂ及び平滑コンデンサＣｂで構成される。フィルタ回路１４は、平滑リアクトルＬｂ及び平滑コンデンサＣｂにて整流回路１３を経た直流電力の平滑化を行い、出力直流電力として負荷側に出力する。尚、比較的大型部品ではあるが、大電力用途としてフィルタ回路１４にリアクトルＬｂが用いられる。
【００２８】
また本実施形態では、フィルタ回路１４として機能している平滑リアクトルＬｂを、先の共振コンデンサＣｘとで共振動作させるようにもしている。
ここで、絶縁トランス１２の二次側を簡単な等価回路として考えた場合、二次側コイル１２ｂ、共振コンデンサＣｘ、平滑リアクトルＬｂ、及び負荷を直列接続した回路として考えられる。このような等価回路では、二次側コイル１２ｂにて生じる高周波交流電力の周波数を共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数に近づけることで、インピーダンスが小さくなる。二次側コイル１２ｂにて生じる高周波交流電力の周波数は、インバータ回路１１（スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４）のスイッチング周波数であり、このスイッチング周波数を共振周波数に近づけることで、等価回路のインピーダンスが小さくなる。スイッチング周波数を共振周波数に一致させると、等価回路のインピーダンスが最小となる。
【００２９】
従って、インバータ回路１１（スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４）のスイッチング動作を制御する制御回路１５では、そのスイッチング周波数が共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数を考慮して設定、本実施形態では一致するように設定されている。そして、制御回路１５によるインバータ回路１１のＰＷＭ制御にて、その時々で適切な出力電力がその時々の入力電力から変換されて出力されるようになっている。
【００３０】
次に、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作（作用）について説明する。
図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作態様を示す波形図であり、制御回路１５からインバータ回路１１の各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のゲートに制御信号（図中、スイッチゲート電圧参照）が入力され、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４が所定の組み合わせ同士で交互にスイッチング動作し、高周波交流電力が生成され、後段の絶縁トランス１２に供給される。
【００３１】
このとき、インバータ回路１１のスイッチング周波数は、絶縁トランス１２の二次側の共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数と一致させているため、二次側等価回路のインピーダンスが最小となる。これは、電圧に対する電流の位相ズレが改善され特定周波数（共振周波数）の正弦波電流となることから、整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８は導通電流が略ゼロになってからオフし、また印加電圧が略ゼロの状態になってオンするようになる。つまり、整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８ではゼロ電流、ゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＣＳ，ＺＶＳ）が可能となり（図中、整流ダイオード導通電流、印加電圧参照）、整流動作時の動作損失（導通損失、リカバリ損失）及びこれに伴うノイズがそれぞれ低減される。
【００３２】
また、絶縁トランス１２の一次側のインバータ回路１１においても、トランス１２の二次側の影響を受けて、同様に正弦波電流が流れるようになる（図中、トランス印加電流参照）。これにより、インバータ回路１１の各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４の略ゼロ電流でのスイッチング（ＺＣＳ）が可能となる（図中、スイッチ導通電流参照）。また、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４に並列接続されるコンデンサＣ１〜Ｃ４により、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４の略ゼロ電圧でのスイッチング（ＺＶＳ）が可能となる（図中、スイッチ印加電圧参照）。更に、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４に並列接続されるダイオードＤ１〜Ｄ４に関しても、二次側と同様、ゼロ電流、ゼロ電圧スイッチング（ＺＣＳ，ＺＶＳ）が可能となる。こうして、絶縁トランス１２の一次側においても、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４及び各ダイオードＤ１〜Ｄ４の動作損失及びノイズがそれぞれ低減される。
【００３３】
因みに、先に示した図２に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば３８０Ｖ、出力電力が５５００Ｗである。その他、図３に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば３８０Ｖ、出力電力が３０００Ｗであり、図４に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば３８０Ｖ、出力電力が５００Ｗである。また、図５に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば４５０Ｖ、出力電力が３０００Ｗであり、図６に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば４５０Ｖ、出力電力が５００Ｗである。入力側の直流電源として太陽光発電装置を想定し、入力電力が大きく変化する態様としている。
【００３４】
図３及び図４に示す態様では図２と同様、インバータ回路１１を制御する制御信号のデューティが最大に設定される態様である。これらの態様では、二次側の整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８がＺＣＳ，ＺＶＳ、一次側のインバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４がＺＣＳ，ＺＶＳ、更にダイオードＤ１〜Ｄ４がＺＣＳ，ＺＶＳでの動作が行われるようになっている。
【００３５】
また図５及び図６に示す態様では、インバータ回路１１を制御する制御信号のデューティが小さく設定される態様である。これらの態様においても、二次側の整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８、一次側のインバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４のそれぞれが若干の動作損失が生じ得る状態も含みながら、略ＺＣＳ，ＺＶＳでの動作が可能となっている。
【００３６】
次に、本実施形態の特徴的な効果を記載する。
（１）絶縁トランス１２の二次側の整流回路１３の後段に、平滑リアクトルＬｂ、平滑コンデンサＣｂを有するフィルタ回路１４が備えられる本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、絶縁トランス１２の二次側コイル１２ｂと整流回路１３との間に共振コンデンサＣｘが直列に接続される。そして、トランス１２の一次側のインバータ回路１１に対して、フィルタ回路１４の平滑リアクトルＬｂと共振コンデンサＣｘとの共振周波数に応じたスイッチング周波数にてスイッチング動作が行われる。つまり、絶縁トランス１２の二次側のインピーダンスが小さくなる、即ち電圧に対する電流の位相ズレが小さくなることから、二次側の整流回路１３を構成するダイオードＤ５〜Ｄ８での整流動作にかかる動作損失（導通損失、リカバリー損失）を低減することができる。特に本実施形態では、共振周波数に一致させたスイッチング周波数にてスイッチング動作を行うことから、トランス１２の二次側のインピーダンスが最小となり、ダイオードＤ５〜Ｄ８での損失の一層低減が期待できる。また、動作損失の低減からノイズ低減効果も期待できる。更に、絶縁トランス１２の一次側においても二次側の影響を受けるため、一次側のインバータ回路１１を構成するスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４での動作損失も低減することができる。これらから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０での変換効率を一層高効率化することができる。
【００３７】
（２）インバータ回路１１を構成する各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４と並列にコンデンサＣ１〜Ｃ４が接続されるため、これによってもゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となるため、該スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４での動作損失をより確実に低減することができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の変換効率の向上に寄与できる。
【００３８】
尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、インバータ回路１１のスイッチング周波数を、共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数に一致させたが、二次側のインピーダンスが十分に小さく整流回路１３を構成する素子での動作損失が十分に低減できる範囲であれば、スイッチング周波数を共振周波数の付近で若干ずらして設定してもよい。
【００３９】
・上記実施形態では、インバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４にダイオードＤ１〜Ｄ４とコンデンサＣ１〜Ｃ４とをそれぞれ並列に接続したが、コンデンサＣ１〜Ｃ４の省略等、インバータ回路１１の構成を適宜変更してもよい。
【００４０】
・上記実施形態では、トランス１２の二次側の整流回路１３をダイオードＤ５〜Ｄ８のブリッジ回路にて構成したが、回路構成はこれに限らない。
例えば図７に示すように、スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８のフルブリッジ回路よりなる同期整流回路１３Ａを用いてもよい。スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８には、ダイオードＤ５〜Ｄ８とコンデンサＣ５〜Ｃ８とがそれぞれ並列に接続される。そして、同期整流回路１３Ａにおいても、スイッチング動作時のスイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８での動作損失が低減される。また、スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８と並列接続されるコンデンサＣ５〜Ｃ８によってもゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となるため、該スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８での動作損失をより確実に低減できる。
【００４１】
また図８に示す態様では、図７の態様に加え、入力側の平滑コンデンサＣａとインバータ回路１１との間に直列にリアクトルＬａを接続する構成としてもよい。ここで、絶縁トランス１２の二次側の整流回路１３Ａは同期整流回路であるため、該回路１３Ａをインバータ回路１１として動作させ、また一方でトランス１２の一次側のインバータ回路１１を同期整流回路として動作させることが可能である。この場合、入力側に追加したリアクトルＬａは同じく入力側の平滑コンデンサＣａとでフィルタ回路として機能し、順方向と同じく逆方向において同様のフィルタ回路を介しての出力となる。つまり、入出力を適宜切り替えて使用可能な双方向電力変換装置である。
【００４２】
因みに、このような双方向電力変換装置は、入力側の直流電源として例えば、電力を取り出したり、充電したりするため、双方向に電力移動が要求される蓄電池装置を用いる場合に好適である。
【００４３】
また図９に示すように、ダイオードＤ９，Ｄ１０及びコンデンサＣ９，Ｃ１０を用いた倍電圧整流回路１３Ｂを用いてもよい。即ち、共振コンデンサＣｘに対し、ダイオードＤ９を順方向に、ダイオードＤ１０を逆方向にそれぞれ並列に接続し、ダイオードＤ９のカソードとダイオードＤ１０のアノードとの間にコンデンサＣ９，Ｃ１０が接続される。コンデンサＣ９，Ｃ１０間は二次側コイル１２ｂの他端と接続される。そして、ダイオードＤ９のカソードとダイオードＤ１０のアノードとで後段のフィルタ回路１４と接続される。このような倍電圧整流回路においても、各ダイオードＤ９，Ｄ１０での整流動作にかかる動作損失（導通損失、リカバリー損失）が低減される。
【００４４】
また、上記した整流回路１３（ダイオードブリッジ回路）、同期整流回路１３Ａ、倍電圧整流回路１３Ｂ以外の他の整流回路を用いてもよい。
【符号の説明】
【００４５】
１１ インバータ回路
１２ 絶縁トランス
１２ａ 一次側コイル
１２ｂ 二次側コイル
１３ 整流回路
１３Ａ 同期整流回路（整流回路）
１３Ｂ 倍電圧整流回路（整流回路）
１４ フィルタ回路
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチング素子
ＳＷ５〜ＳＷ８ スイッチング素子
Ｌａ リアクトル
Ｌｂ 平滑リアクトル
Ｃａ 平滑コンデンサ
Ｃｂ 平滑コンデンサ
Ｃｘ 共振コンデンサ
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
Ｃ５〜Ｃ８ コンデンサ
Ｃ９，Ｃ１０ コンデンサ
Ｄ５〜Ｄ８ ダイオード
Ｄ９，Ｄ１０ ダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路にて構成され、入力直流電力をスイッチング動作により高周波交流電力に変換し、後段の絶縁トランスの一次側コイルに供給するインバータ回路と、
前記一次側コイルに供給された高周波交流電力を電圧変換して二次側コイルに伝送する絶縁トランスと、
前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を整流して直流化を行う整流回路と
を備えた電力変換装置であって、
前記整流回路の後段には、平滑リアクトル及び平滑コンデンサを有するフィルタ回路を備えるものであり、
前記平滑リアクトルと共振動作させる共振コンデンサを前記絶縁トランスの二次側コイルと前記整流回路との間に直列に接続し、その共振周波数に応じた前記インバータ回路のスイッチング周波数にてスイッチング動作を行うようにしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記インバータ回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、ダイオードを用いたフルブリッジ回路にて構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路よりなる同期整流回路にて構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項４又は５に記載の電力変換装置において、
前記入力直流電力を平滑化する平滑コンデンサを備え、該平滑コンデンサと前記インバータ回路との間に直列にリアクトルが接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、ダイオード及びコンデンサを用いた倍電圧整流回路にて構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記インバータ回路のスイッチング周波数は、前記絶縁トランスの二次側の前記共振コンデンサ及び前記平滑リアクトルの共振周波数に一致させて設定されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１】
スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路にて構成され、入力直流電力をスイッチング動作により高周波交流電力に変換し、後段の絶縁トランスの一次側コイルに供給するインバータ回路と、
前記一次側コイルに供給された高周波交流電力を電圧変換して二次側コイルに伝送する絶縁トランスと、
前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を整流して直流化を行う整流回路と
を備えた電力変換装置であって、
前記整流回路の後段には、平滑リアクトル及び平滑コンデンサを有するフィルタ回路を備えるものであり、
前記平滑リアクトルと共振動作させる共振コンデンサを前記絶縁トランスの二次側コイルと前記整流回路との間に直列に接続し、その共振周波数に応じた前記インバータ回路のスイッチング周波数にてスイッチング動作を行うようにしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記インバータ回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、ダイオードを用いたフルブリッジ回路にて構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路よりなる同期整流回路にて構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項４又は５に記載の電力変換装置において、
前記入力直流電力を平滑化する平滑コンデンサを備え、該平滑コンデンサと前記インバータ回路との間に直列にリアクトルが接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、ダイオード及びコンデンサを用いた倍電圧整流回路にて構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記インバータ回路のスイッチング周波数は、前記絶縁トランスの二次側の前記共振コンデンサ及び前記平滑リアクトルの共振周波数に一致させて設定されていることを特徴とする電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１２−２５３９６７（Ｐ２０１２−２５３９６７Ａ）
【公開日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１２６３２９（Ｐ２０１１−１２６３２９）
【出願日】平成２３年６月６日（２０１１．６．６）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月６日（２０１１．６．６）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
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