電力変換装置
【課題】装置の大型化を抑えると共に、発生ノイズを低減することができる電力変換装置を、提供することを目的とする。
【解決手段】パワー半導体素子を内蔵し、パワー半導体素子の電極に接続された複数の電極フレーム１６ａ、１６ｂが外部に突出するようにモールド樹脂１８にて封止された樹脂封止型の半導体モジュール８が、金属ブロック１１ａ、１１ｂと絶縁された金属ベース２０ｂに載置された電力変換装置１であって、モジュール８の直流電力を供給する電源２の高電位側に接続され、パワー半導体素子の第一電極に接続された正電極フレーム１６ａ及び、電源２の低電位側に接続され、パワー半導体素子の第二電極に接続された負電極フレーム１６ｂと金属ベース２０ｂとの間に配置され、正電極フレーム１６ａ及び負電極フレーム１６ｂと金属ベース２０ｂとを容量結合するノイズバイパス手段７を備えたことを特徴とする。
【解決手段】パワー半導体素子を内蔵し、パワー半導体素子の電極に接続された複数の電極フレーム１６ａ、１６ｂが外部に突出するようにモールド樹脂１８にて封止された樹脂封止型の半導体モジュール８が、金属ブロック１１ａ、１１ｂと絶縁された金属ベース２０ｂに載置された電力変換装置１であって、モジュール８の直流電力を供給する電源２の高電位側に接続され、パワー半導体素子の第一電極に接続された正電極フレーム１６ａ及び、電源２の低電位側に接続され、パワー半導体素子の第二電極に接続された負電極フレーム１６ｂと金属ベース２０ｂとの間に配置され、正電極フレーム１６ａ及び負電極フレーム１６ｂと金属ベース２０ｂとを容量結合するノイズバイパス手段７を備えたことを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モールド樹脂封止型半導体モジュールを用いた電力変換装置のノイズ電流の漏洩の低減に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、パワー半導体素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor
）やＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor - Field Effect Transistor）、ダイ
オードといったものが広く用いられており、モールド樹脂で封止した半導体モジュールの形態で提供されている。半導体モジュールはインバータやＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置の開閉装置、整流装置として適用されており、電力の変換に際してパワー半導体素子の電力損失に起因する発生熱を放熱すべく、パワー半導体素子を載置した金属ブロックにより発生熱を拡散した後に、半導体モジュールを搭載する金属ベースに対して放熱する構成となっている。金属ベースは、さらにヒートシンクへ熱的に面接続され、あるいは金属ベース自身が下部に放熱フィンを形成したヒートシンクと成っており、空気、水、不凍液などの冷媒へ伝熱し放熱される。
【０００３】
モールド樹脂封止型の半導体モジュールとして、例えば図４に示される構成のものが考えられる。図４において、半導体モジュール８ｕはスイッチ機能を担うパワー半導体素子(スイッチ素子)５ａ、整流機能を担うパワー半導体素子(整流素子)６ａをモールド樹脂１８で封止している。スイッチ素子５ａ、整流素子６ａは、半田１５を介して金属ブロック１１ａに載置されている。スイッチ素子５ａ、整流素子６ａの電流経路となる電極フレームの内、電極フレーム１６ａが金属ブロック１１ａに半田９を介して接合されており、電極フレーム１６ｃがスイッチ素子５ａ、整流素子６ａの上面側に半田１４を介して接合されている。
【０００４】
スイッチ素子５ａのスイッチ オン、スイッチ オフは、ボンディングワイヤ１９ａを介して信号端子１７ａに接続される。信号端子１７ａの一端は、半導体モジュール８ｕのモールド封止体の外部に露出しており、図示しない制御回路を実装した基板に電気接続され、信号端子の電圧の変化に応じて、スイッチ素子５ａのスイッチ オン、スイッチ オフが切替えられる事となる。
【０００５】
金属ブロック１１ａのスイッチ素子５ａ、整流素子６ａとの接合面と対向する面には、シート状で絶縁性の高分子樹脂１２、金属箔１３が備わっており、この金属箔１３が半導体モジュール８の外面として露出している。この金属箔１３はサーマルグリースなどのＴＩＭ（Thermal Interface Materials）を介して金属ベースに当接し、スイッチ素子５ａ
、整流素子６ａの発生熱の放熱経路となる。ここで、金属ブロック１１ａは電流導通の機能も有しており、パワー半導体素子の電極と接続されて、同じ電位となる。一方、後述する金属ベースは電力変換装置１の筺体として、装置全体を外部に取り付ける部分と同電位となることから、金属ブロック１１ａと金属ベースとの間は、高分子樹脂１２により絶縁される。
【０００６】
このような半導体モジュールは電力変換装置に組み込まれ、直流電力を交流電力に変換して回転機を駆動するインバータや、直流電力を別な電圧の直流電力に変換して直流負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータ等を構成する。電力変換装置は、スイッチ素子５ａのスイッチ オン、スイッチ オフすることや整流素子６ａの動作により、電力変換装置から放射される電磁気ノイズや、漏洩する伝導ノイズを引き起こすことがあった。また、電力変換装置自身のみならず、これに接続される外部装置へもノイズ障害を発生させることがあ
った。
【０００７】
例えば、電力変換装置を自動車に適用する場合、自動車には種々の電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electric Control Unit）が搭載されており、これらの電磁妨害(ＥＭＩ：Electro Magnetic Interference)による誤動作を防止すべく、国際電気標準委員会(ＩＥＣ)のＣＩＳＰＲ２５（車載用受信機の保護のための無線妨害波特性の限度値および測定法）によって規格が定められている。この規格を遵守した上で、上述のスイッチングに伴う損失の低減や、高熱伝導絶縁層の薄型化による放熱性能の向上を図る必要がある。
【０００８】
従来の漏洩ノイズ低減の方法として、特許文献１に開示されたものがある。特許文献１は電力変換装置の外部から電力を供給する入力線との接続部分において、筺体の内部あるいは外部に取り付けた基板や端子台にバイパス用コンデンサを実装し、ノイズ電流の漏洩を防止しようとするものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００９−２４００３７号公報（０００８段、００１２段、図２１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献１に開示の方法は、以下の点から本発明の電力変換装置を用いるシステムへは適用が困難であった。第一に、特許文献１の方法では、バイパス用コンデンサを取り付けた基板あるいは端子台を電力変換装置の筺体内の部品搭載面に対して所定の大きな占有面積をもって設けることとなり、装置の大型化や、重量増加、コスト増加を伴うこととなる。バイパス用コンデンサは直流高圧電源に電気的に接続されるため、周囲との間で電気絶縁するための空間絶縁距離、沿面絶縁距離を確保する必要が有り、これによって所定の占有面積を要する。
【００１１】
第二の課題として、半導体モジュールから離れた位置にバイパス用コンデンサを取り付けた場合、バイパス用コンデンサのリード部に寄生する配線インダクタンスに起因して、ノイズ低減の対象となる所望の周波数領域で、バイパス経路として成立する程度の低インピーダンスに構成する事が困難となる。これは、ノイズ低減の効果が得られないことに相当する。特に、パワー半導体素子がユニポーラ型素子を用いており、さらにワイドバンドギャップ半導体で構成し、直流電圧が２００Ｖから約７００Ｖに到る範囲の電圧帯で使用する場合にあっては、その応答性が速く、電位変動が振動的になり易いことから、顕著な問題となる。
【００１２】
本発明の対象であるモールド樹脂封止型半導体モジュールを用いた電力変換装置は、単位面積当たりの浮遊容量分が増加するという特性が有る。モールド樹脂封止型半導体モジュールは、エポキシ樹脂などを用いてモールド封止した形態のものである。これは、従来からある、導電用の銅材プリントパターンを窒化アルミニウム（ＡｌＮ）などのセラミックス基板に貼り付けたＤＣＢ（Direct Copper Bonding）基板を用い、パワー半導体素子を銅材プリントパターン上に搭載の上、シリコーンゲルで封止した半導体モジュールと比べて、単位面積当たりの浮遊容量分が増加する。
【００１３】
すなわち、ＤＣＢ基板を用いる半導体モジュールでは、高い電力密度を得るために銅材プリントパターンの厚みを厚くし、その上で、温度変動に対するパワー半導体素子とＤＣＢ基板の接合部に発生する応力への耐性を保ち、疲労破壊に対して寿命を確保しようとするため、セラミックス基板は６００μｍから１，０００μｍといった厚みとなる。
【００１４】
一方、本発明での半導体モジュールは、金属ブロックの上面にパワー半導体素子を搭載し、金属ブロックの下面がエポキシ樹脂シートなどの高分子樹脂層を介して、金属ベースへ直接、あるいは、金属箔を挟んで金属ベースへ当接する構造となっている。この際、高い電力密度を得るべく、パワー半導体素子の放熱径路の熱抵抗を下げるよう、絶縁層の厚さは、上記のセラミックス基板の厚さの１／４倍未満程度となる。窒化アルミニウムの比誘電率εｒが約９．４に対して、上記エポキシ樹脂シートの比誘電率ｒは、窒化アルミニウムのそれと比較して５割程度低い値であるものの、セラミックス基板の厚みが１／４倍未満とまでなる事から、単位面積当たりの浮遊容量分Ｃｚａは、Ｃｚａ＝εｒ×（真空の誘電率ε０）×（単位面積（１））／（絶縁体厚みｄ）の関係によって、本発明でのモールド樹脂封止型半導体モジュールは、ＤＣＢ基板を用いてシリコーンゲルで封止する半導体モジュールよりも、単位面積当たりの浮遊容量分が増加する。
【００１５】
このため、モールド樹脂封止型半導体モジュールは、従来のものと比べて相対的に浮遊容量分が大きく、その充放電での変位電流として流れる電流が多くなり、ノイズが生じ易い性質となる。
【００１６】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、装置の大型化や、重量増加を抑えると共に、発生ノイズを低減することができるモールド樹脂封止型半導体モジュールを用いた電力変換装置を、提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明に係る電力変換装置は、金属ブロックに搭載されたパワー半導体素子を内蔵し、パワー半導体素子の電極に接続された複数の電極フレームが外部に突出するようにモールド樹脂にて封止された樹脂封止型の半導体モジュールが、金属ブロックと絶縁された金属ベースに載置される。パワー半導体素子は、スイッチ素子と、スイッチ素子に逆並列に接続された整流素子とを有し、複数の電極フレームは、半導体モジュールの直流電力を供給する直流高圧電源の高電位側に接続され、パワー半導体素子の第一電極に接続された正電極フレーム及び、直流高圧電源の低電位側に接続され、パワー半導体素子の第二電極に接続された負電極フレームを含み、正電極フレーム及び負電極フレームと金属ベースとの間に配置され、正電極フレーム及び負電極フレームと金属ベースとを容量結合するノイズバイパス手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明に係る電力変換装置によれば、ノイズバイパス手段が、正電極フレーム及び負電極フレームと金属ベースの間に小型に配置されたので、装置の大型化や、重量増加を抑えると共に、発生ノイズを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換装置を示すブロック図である。
【図２】図１の半導体モジュールの回路図である。
【図３】図２の半導体モジュールの内部構造を示す図である。
【図４】図３のＡ−Ａ断面を示す図である。
【図５】図２の半導体モジュールの外観図である。
【図６】図１の電力変換装置の実装形態を示す図である。
【図７】図１の半導体モジュールを金属ベースに搭載した構造を説明する図である。
【図８】図６のノイズバイパス手段が搭載されたフレーム受台の実装構造を示す図である。
【図９】図６のノイズバイパス手段が搭載されたフレーム受台の実装構造を説明する展開図である。
【図１０】図８に示したコンデンサの接続関係を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態１による電力変換装置における浮遊容量を含めたブロック図である。
【図１２】図１１のノイズバイパス手段の接続位置を変えた場合のブロック図である。
【図１３】本発明のノイズバイパス手段の特性を示す図である。
【図１４】図１の半導体モジュールを金属ベースに搭載した他の構造を説明する図である。
【図１５】本発明の実施の形態２による半導体モジュールの回路図である。
【図１６】図２の半導体モジュール及び図１５（ｂ）の半導体モジュールと動作波形図である。
【図１７】本発明の実施の形態３による自動車用電気駆動システムの構成図である。
【図１８】本発明の実施の形態３による太陽光発電用の電力変換システムの構成図である。
【図１９】図１の電力変換装置の他の実装形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による電力変換装置を示すブロック図であり、図２は図１の半導体モジュールの回路図である。図１に示した電力変換装置１は、三相インバータの例である。電力変換装置１は、直流高圧電源２から供給される直流電力を交流電力に変換し、回転機３を駆動する。電力変換装置１は、電力経路の接続端子として、一次側に正極端子Ｐｄｃ、負極端子Ｎｄｃ、二次側にＵａｃ端子、Ｖａｃ端子、Ｗａｃ端子を備えている。一次側の正極端子Ｐｄｃ、負極端子Ｎｄｃには、直流高圧電源２が接続され、直流電力の導通路となる。二次側には三相交流の回転機３のＵ相がＵａｃ端子に、Ｖ相がＶａｃ端子に、Ｗ相がＷａｃ端子に接続され、交流電力の導通路となる。
【００２１】
電力変換装置１は、Ｕ相アームを構成する半導体モジュール８ｕ、Ｖ相アームを構成する半導体モジュール８ｖ、Ｗ相アームを構成する半導体モジュール８ｗ、平滑コンデンサ４、ノイズバイパス手段７から構成される。各相の半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗは、それぞれ２つのスイッチ素子であるＩＧＢＴ及び２つの整流素子であるＰｉＮダイオードから構成される。ＩＧＢＴはバイポーラ型のトランジスタである。また、ＰｉＮダイオードはＰＮ接合を整流機能に用いたバイポーラ型のダイオードである。ここでＩＧＢＴとＰｉＮダイオードのいずれも、シリコン（Ｓｉ）半導体材料から製造されるものである。
【００２２】
Ｕ相アームを構成する半導体モジュール８ｕは、図２に示すように、ＩＧＢＴ５ａのエミッタＥはＩＧＢＴ５ｂのコレクタＣに接続され、ＰｉＮダイオード６ａはＩＧＢＴ５ａに逆並列になるように、そのアノードＡがＩＧＢＴ５ａのエミッタＥに、カソードＫがＩＧＢＴ５ａのコレクタＣに接続される。また、ＰｉＮダイオード６ｂはＩＧＢＴ５ｂに逆並列となるように、そのアノードＡがＩＧＢＴ５ｂのエミッタＥに、カソードＫがＩＧＢＴ５ｂのコレクタＣに接続される。これらＩＧＢＴ５ａ、５ｂ、ＰｉＮダイオード６ａ、６ｂによりＵ相アームが構成される。ＩＧＢＴ５ａのコレクタＣは正極接続点Ｐｕに接続され、ＩＧＢＴ５ｂのエミッタＥは負極接続点Ｎｕに接続される。ＩＧＢＴ５ａのエミッタＥ及びＩＧＢＴ５ｂのコレクタＣは中間接続点Ｍｕに接続される。
【００２３】
また、Ｖ相アームを構成する半導体モジュール８ｖ、Ｗ相アームを構成する半導体モジュール８ｗも、Ｕ相アームを構成する半導体モジュール８ｕと同様の構成である。ＩＧＢＴ５ｃ、５ｄ、ＰｉＮダイオード６ｃ、６ｄによりＶ相アームが、ＩＧＢＴ５ｅ、５ｆ、ＰｉＮダイオード６ｅ、６ｆにより、Ｗ相アームが構成される。ＩＧＢＴ５ｃのコレクタＣは正極接続点Ｐｖに接続され、ＩＧＢＴ５ｄのエミッタＥは負極接続点Ｎｖに接続される。ＩＧＢＴ５ｅのコレクタＣは正極接続点Ｐｗに接続され、ＩＧＢＴ５ｆのエミッタＥは負極接続点Ｎｗに接続される。ＩＧＢＴ５ｃのエミッタＥ及びＩＧＢＴ５ｄのコレクタＣは中間接続点Ｍｖに接続される。ＩＧＢＴ５ｅのエミッタＥ及びＩＧＢＴ５ｆのコレクタＣは中間接続点Ｍｗに接続される。このように、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）には、パワー半導体素子のスイッチ素子５としてＩＧＢＴが、整流素子６としてＰｉＮダイオードが互いに逆並列に接続しつつ、この接続体を二直列に接続し、アーム構成を一つの単位としたものが、実装されている。
【００２４】
ノイズバイパス手段７は、２つのコンデンサ３４ａ、３４ｂが直列接続され、コンデンサ３４ａと、コンデンサ３４ｂとの接続点が接地される。コンデンサ３４ａ、３４ｂは容量性部材である。ノイズバイパス手段７は、いわゆるＹコンデンサである。ノイズバイパス手段７の一方の端子はＩＧＢＴ５ａのコレクタＣと同電位となる正極接続点Ｐｕに接続され、ノイズバイパス手段７の他方の端子はＩＧＢＴ５ｂのエミッタＥと同電位となる負極接続点Ｎｕに接続される。
【００２５】
平滑コンデンサ４の一方の端子は各相アームの高電位端であるＩＧＢＴ５ａ、５ｃ、５ｅのコレクタＣと同電位となる直流高圧電源２の出力の高電位側へ、端子Ｐｄｃを介して接続される。ＩＧＢＴ５ａ、５ｃ、５ｅはそれぞれ接続点（正極接続点）Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗにて端子Ｐｄｃまでの間の配索導電部材に接続される。
【００２６】
また、平滑コンデンサ４の他方の端子は各相アームの低電位端であるＩＧＢＴ５ｂ、５ｄ、５ｆのエミッタＥと同電位となる直流高圧電源２の出力の低電位側へ、端子Ｎｄｃを介して接続される。ＩＧＢＴ５ｂ、５ｄ、５ｆは、それぞれ接続点（負極接続点）Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗにて端子Ｎｄｃまでの間の配索導電部材に接続される。
【００２７】
さらに、Ｕ相アームの中間点であるＩＧＢＴ５ａのエミッタＥとＩＧＢＴ５ｂのコレクタＣの接続部は、接続点（中間接続点）Ｍｕから配索導電部材を経て端子Ｕａｃを介し、回転機３のＵ相に接続される。同様にＶ相アームの中間点であるＩＧＢＴ５ｃのエミッタＥとＩＧＢＴ５ｄのコレクタＣの接続部は、接続点（中間接続点）Ｍｖから配索導電部材を経て端子Ｖａｃを介し、回転機３のＶ相に接続される。また、Ｗ相アームの中間点であるＩＧＢＴ５ｅのエミッタＥとＩＧＢＴ５ｆのコレクタＣの接続部は、接続点（中間接続点）Ｍｗから配索導電部材を経て端子Ｗａｃを介し、回転機３のＷ相に接続される。したがって、ＩＧＢＴ５ａから５ｆをスイッチングしてスイッチ オン、スイッチ オフを切替えることにより、回転機３の端子電圧を調整し、ひいては、回転機３の出力トルクや回転速度を制御する事ができる。
【００２８】
本実施の形態において、各ＩＧＢＴ、ＰｉＮダイオードは、半導体モジュールとしてモールド樹脂１８に封止された状態で実装されている。図３は半導体モジュールの内部構造を示す図であり、図４は図３のＡ−Ａ断面を示す図である。図５は半導体モジュールの外観図である。電力変換装置（三相インバータ）１の主回路のアーム構成の内、上側アームのパワー半導体素子としてＩＧＢＴ５ａとＰｉＮダイオー６ａが、金属ブロック１１ａの上部に、半田１５によって接合され、載置されている。ＩＧＢＴ５ａは、上面側にエミッタ電極とゲート電極が形成され、下面側にコレクタ電極が形成されている。また、ＰｉＮダイオード６ａは、上面側にアノード電極が、下面側にカソード電極が形成されている。ＩＧＢＴ５ａの上面側の一部には、外部との間で制御信号を入出力するための信号線の接続領域としてパッドが設けられており、ゲート（Ｇ）電極、エミッタ電極、及び、ＩＧＢＴを構成する多数の半導体セル群の一部を領域的に分割し、この一部のセルに分流する電流量を観測して、ＩＧＢＴ５ａの過電流保護を行うためのセンスセル電極への接続箇所となっている。このパッドに対して、例えばアルミニウムワイヤ等によるボンディングワイヤ１９ａを介して信号端子１７ａに接続されている。
【００２９】
ＩＧＢＴ５ａの上面側のエミッタ電極と、ＰｉＮダイオード６ａの上面側のアノード電極は、ともに電極フレーム１６ｃへ、半田１４によって接合される。また、電極フレーム１６ａが、金属ブロック１１ａへ、半田９を介して接合される。電極フレーム１６ｃ及び電極フレーム１６ａにおけるモールド樹脂１８の外側に突出した部分は、それぞれ中間接続点Ｍｕ及び正極接続点Ｐｕに相当する。
【００３０】
また、同様に下側アームのパワー半導体素子としてＩＧＢＴ５ｂとＰｉＮダイオード６ｂが、金属ブロック１１ｂの上部に、半田１５によって接合され、載置されている。ＩＧＢＴ５ｂはＩＧＢＴ５ａと同じく、上面側にエミッタ電極とゲート（Ｇ）電極が形成され、下面側にコレクタ電極が形成されている。ＰｉＮダイオード６ｂはＰｉＮダイオード６ａと同じく、上面側にアノード電極が、下面側にカソード電極が形成されている。ＩＧＢＴ５ｂの信号線接続領域のパッドは、ボンディングワイヤ１９ｂを介して信号端子１７ｂに接続されている。
【００３１】
ＩＧＢＴ５ｂの上面側のエミッタ電極と、ＰｉＮダイオード６ｂの上面側のアノード電極は、ともに電極フレーム１６ｂへ、半田１４によって接合される。また、電極フレーム１６ｃが、金属ブロック１１ａの上方から分枝しつつ、金属ブロック１１ｂへ、半田９を介して接合される。電極フレーム１６ｂにおけるモールド樹脂１８の外側に突出した部分は、負極接続点Ｎｕに相当する。なお、図４に示した半導体モジュール８の断面図では、信号端子１７ｂの記載を省略した。
【００３２】
金属ブロック１１ａ、１１ｂは電流導通の機能も有しており、パワー半導体素子の電極と接続されて、同じ電位となる。一方、後述する金属ベース２０ｂ（図６、図７参照）は電力変換装置１の筺体の一部、または、筺体に対して金属ネジ等を用いて剛性を保って係止されるため、装置全体を外部に取り付ける部分と同電位となることから、金属ブロック１１ａ、１１ｂと金属ベース２０ｂとの間は、放熱性と絶縁性の両立する要求を満たすために、シリカやアルミナなどの伝熱フィラー材を混入したシート状の高分子樹脂（高熱伝導絶縁層）１２を適用して介挿される。
【００３３】
金属ブロック１１ａと金属ブロック１１ｂは、共にシート状の高分子樹脂１２の上面に配置しており、高分子樹脂１２の反対面(金属ブロック１１ａ、１１ｂとの当接面と対向
する面)に設けられた金属箔１３との間で、電気絶縁されている。
【００３４】
図１乃至図３を参照して、この接続構成について、詳しく説明する。金属ブロック１１ａの電位は、ＩＧＢＴ５ａのコレクタ電極と同電位であり、電極フレーム１６ａを通って、正極接続点Ｐｘ（Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ）を経由し、配索導電部材によって直流高圧電源２の出力の高電位側へ接続される。また、金属ブロック１１ｂの電位は、ＩＧＢＴ５ｂのコレクタ電極と同電位であり、電極フレーム１６ｃを通って、中間接続点Ｍｘ（Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗ）を経由し、端子Ｘａｃ（Ｕａｃ、Ｖａｃ、Ｗａｃ）にて、回転機３の三相端子と接続される。ＩＧＢＴ５ｂのエミッタ電極と、ＰｉＮダイオード６ｂのアノード電極は、電極フレーム１６ｂに接合し、負極接続点Ｎｘ（Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗ）を経由して、配索導電部材によって直流高圧電源２の出力の低電位側へ接続される。したがって、電極フレーム１６ｂは、直流高圧電源２の出力の低電位と同じ電位となる。なお、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗの電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂ、電極フレーム１６ｃには、各相を通じて同一番号を付与しているが、各相別個に電極フレーム１６ｂ、電極フレーム１６ｃを有している。
【００３５】
ここで、ＩＧＢＴ５ｂのコレクタ電極電位、すなわち、金属ブロック１１ｂの電位は、ＩＧＢＴ５ｂがスイッチ オンの状態では、直流高圧電源２の出力の低電位と略同電位で
ある。ＩＧＢＴ５ｂがスイッチ オフの状態では、回転機３に接続する相の電流極性が、
正（半導体モジュール８から回転機３へ流出する向き)の場合に、ＰｉＮダイオード６ｂ
が順バイアスとなり、金属ブロック１１ｂの電位は、直流高圧電源２の出力の低電位と略同電位となる。また、回転機３に接続する相の電流極性が、負（回転機３から半導体モジュール８へ流入する向き)の場合に、ＰｉＮダイオード６ａが順バイアスとなり、金属ブロック１１ｂの電位は、直流高圧電源２の出力の高電位と略同電位となる。
【００３６】
ＩＧＢＴ５ａがスイッチ オンの状態では、ＩＧＢＴ５ａのエミッタ電極の電位は、直
流高圧電源２の出力の高電位と略同電位となり、電極フレーム１６ｃを介して接続される金属ブロック１１ｂの電位も同電位となる。なお、ＩＧＢＴ５ａとＩＧＢＴ５ｂは、直列接続の短絡状態とならないよう、同時にはスイッチ オンの状態にはならないようスイッ
チング制御される。
【００３７】
次に、金属ブロック１１ａの電位について考える。金属ブロック１１ａの電位は、ＩＧＢＴ５ａのコレクタ電極電位である。金属ブロック１１ａは電極フレーム１６ａに接続されているので、金属ブロック１１ａの電位は、基本的には直流高圧電源２の出力の高電位と略同電位となる。
【００３８】
以上のように、金属ブロック１１ａの電位は、基本的には直流高圧電源２の出力の高電位と略同電位となり、変動は少ない。一方、金属ブロック１１ｂの電位は、直流高圧電源２の出力の高電位と、低電位のいずれかと略同電位となるものの、ＩＧＢＴ５ａ、５ｂのスイッチングに連動して、頻繁に切替わることとなる。
【００３９】
電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂ、電極フレーム１６ｃは、モールド樹脂１８で封止された封止体から、封止体の下面と略平行に、側方へ突出している。電極フレーム１６ａと電極フレーム１６ｂは封止体の同一側面から平行して突出しており、その対向側面に電極フレーム１６ｃが位置する。それぞれの電極フレームは、溶接、あるいは、ネジ締結などの係合手段でもって、別部材である配索導電部材に接続される。
【００４０】
図６は、電力変換装置の実装形態を示す図である。図６は、電力変換装置１として、三相インバータを構成する場合の金属ベース２０ｂへ、３個の半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗの搭載状態を模式的に示している。Ｕ相アームに対応する半導体モジュール８ｕ、Ｖ相アームに対応する半導体モジュール８ｖ、Ｗ相アームに対応する半導体モジュール８ｗのそれぞれが、電力変換装置１の全体の容積を小さく実装するよう金属ベース２０ｂの上面へ整列して配置される。
【００４１】
半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗの金属ベース２０ｂへの搭載状態について、図７を用いて説明する。図７は、半導体モジュールを金属ベースに搭載した構造を説明する図である。図７は、金属ベースがヒートシンクを兼ねる形態のものである。金属ベース２０ｂの上面にＴＩＭ２２を介して半導体モジュール８ｕを載置しており、かつ、金属ベース２０ｂの下面には表面積を増して放熱に適するよう放熱フィン２４が形成されている。スイッチ素子であるＩＧＢＴ５ａ、整流素子であるＰｉＮダイオード６ａで発生した熱は金属ベース２０ｂへ伝熱し、下部の放熱フィン２４から空気、水、不凍液などの冷媒へ放熱される。半導体モジュール８ｖ、８ｗも上記と同様に金属ベース２０ｂの上面にＴＩＭ２２を介して載置される。
【００４２】
半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのモールド樹脂封止体より突出する各電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂ、電極フレーム１６ｃ、は、金属ベース２０ｂとの間で電気絶縁を保つようＰＰＳ(ポリフェニレンサルファイド)、ＰＢＴ(ポリブチレンテレフタレ
ート)といったエンジニアリングプラスチック材料のフレーム受台３５、３６、３７によ
って隙間が遮断されている。
【００４３】
各電極フレーム１６ａ、１６ｂ、１６ｃの突出端は、図示しない配索導電部材に係合しており、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのそれぞれの電極フレーム１６ａ及び電極フレーム１６ｂは、図示しない平滑コンデンサ４、及び、正極端子Ｐｄｃ、負極端子Ｎｄｃへ電気的に接続している。また、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのそれぞれの電極フレーム１６ｃは、図示しない端子Ｕａｃ、端子Ｖａｃ、端子Ｗａｃへ電気的に接続している。
【００４４】
パワー半導体素子は、その寸法がおよそ５ｍｍ×５ｍｍ程度から２０ｍｍ×２０ｍｍ程度、あるいは、これに準じた矩形の寸法で構成されるため、上記のモールド樹脂封止体の寸法は５０ｍｍ×５０ｍｍ程度となる。これを３つ、整列して配置した場合、モールド樹脂封止体の配置領域の長辺は、約１５０ｍｍ以上となる。このため、電極フレーム１６ａ、１６ｂ、１６ｃの配索導電部材も、これに応じた長さのものが必要となる。
【００４５】
ここで、それぞれ半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗに内蔵される金属ブロック１１ａ、１１ｂは、上記のように金属ベース２０ｂとの間に浮遊容量分を有している。金属ベース２０ｂの電位に対して、特に、下アーム側パワー半導体素子を搭載する金属ブロック１１ｂの電位は、スイッチングに連動して切替わることから、この浮遊容量分を充放電する変位電流がスイッチングのタイミングで頻繁に流れる。これがコモンモード電流として、電力変換装置（三相インバータ）１から発生する放射電磁気ノイズの要因となる。
【００４６】
本実施の形態は、直流高圧電源２の出力との接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃに最も近傍に接続される半導体モジュール８（半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのいずれか１つ）の電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂと金属ベース２０ｂとの間に、上記浮遊容量分に相当する静電容量の容量性部材(コンデンサ)を、上記の変位電流のバイパス手段であるノイズバイパス手段７として備えることで、コモンモード電流が大きなループ（距離）で流れて、導通経路がアンテナと化し、放射電磁気ノイズの要因となることを防止する。図１、図６に示した例では、ノイズバイパス手段７が、半導体モジュール８ｕに接続されている。フレーム受台３７にはノイズバイパス手段７が搭載されているが、フレーム受台３６にはノイズバイパス手段７が搭載されていない。
【００４７】
ノイズバイパス手段７を用いることにより、放射電磁気ノイズを防止できることを説明する。図８はノイズバイパス手段７が搭載されたフレーム受台３７の実装構造を示す図であり、図９はフレーム受台３７の実装構造を説明する展開図である。第一導通体３３は、例えば銅材を断面形状がコ字状（Ｕ字状）に加工してバネ性を付与した部品であって、電極フレーム１６ａと電極フレーム１６ｂとの間で、ほぼ等距離の位置で、金属ベース２０ｂの上面に載置される。第一導通体３３の電極フレーム１６ａ寄りの側面には、扁平状のコンデンサ３４ａが、側面の電極を第一導通体３３に接触するよう配置され、同様に、電極フレーム１６ｂ寄りの側面には、扁平状のコンデンサ３４ｂが、側面の電極を第一導通体３３に接触するよう配置される。上述したように、ノイズバイパス手段７を構成する２つのコンデンサ３４ａ、３４ｂは直列接続され、コンデンサ３４ａと、コンデンサ３４ｂとの接続点は金属ベース２０ｂを介して接地される。ノイズバイパス手段７は、いわゆるＹコンデンサである。
【００４８】
板状の銅材などの金属導体を断面形状がし字状（Ｊ字状）に加工してバネ性を付与した第二導通体３０ａ、３０ｂの内、第二導通体３０ａ（正側の第二導通体）を、一端が電極フレーム１６ａの下面と接し、他端がコンデンサ３４ａと第一導通体３３との接触面と対向する側面の電極に接するよう配置する。また、第二導通体３０ｂ（負側の第二導通体）を、一端が電極フレーム１６ｂの下面と接し、他端がコンデンサ３４ｂと第一導通体３３
との接触面と対向する側面の電極に接するよう配置する。
【００４９】
第一導通体３３、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂ、第二導通体３０ａ、３０ｂは、ＰＰＳ(ポリフェニレンサルファイド)、ＰＢＴ(ポリブチレンテレフタレート)といった絶縁性のエンジニアリングプラスチック材料を成型したフレーム受台基部３１の凹凸により、位置決めされて、上記の接続関係を構成する。また、フレーム受台蓋部３２が、電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂの間で、上方から、フレーム受台基部３１に対して嵌合するように配置する。
【００５０】
上記を、図９を用いて、さらに詳細に説明する。図９は、ノイズバイパス手段が搭載されたフレーム受台の実装構造を説明する展開図であり、フレーム受台の実装構造と共に、半導体モジュール８ｕも図示している。半導体モジュール８ｕは、側方面の内の前方から電極フレーム（正極接続点Ｐｕ含む）１６ａと電極フレーム（負極接続点Ｎｕ含む）１６ｂが平行して突出している。また、側方面の内の後方から電極フレーム（中間接続点Ｍｕ）１６ｃが突出している。電極フレーム１６ａと電極フレーム１６ｂの下方に、フレーム受台基部３１が位置しており、その下面は金属ベース２０ｂに当接する。フレーム受台基部３１の最下部には、矩形の貫通穴３１１が設けられており、この貫通穴３１１に、第一導通体３３が収容される。また、フレーム受台基部３１の最下部に対し、電極フレーム１６ａと電極フレーム１６ｂ寄りの各側方部分が一段高に盛り上がっており、その一部に電極フレーム１６ａに近接する側で切り欠き３１２ａが、電極フレーム１６ｂに近接する側で切り欠き３１２ｂが設けられている。また、フレーム受台蓋部３２の下面の一部に、電極フレーム１６ａに近接する側で切り欠き３２１ａが、電極フレーム１６ｂに近接する側で切り欠き３２１ｂが設けられている。
【００５１】
切り欠き３２１ａへはコンデンサ３４ａが、切り欠き３２１ｂへはコンデンサ３４ｂが収容される。また、切り欠き３１２ａへは第二導通体３０ａの一部が電極フレーム１６ａの直下に位置するよう収容される。切り欠き３１２ｂへは第二導通体３０ｂの一部が電極フレーム１６ｂの直下に位置するよう収容される。コンデンサ３４ａの電極面である側方面は、それぞれ、第一導通体３３と第二導通体３０ａのバネ性で付勢されて接続する。同様に、コンデンサ３４ｂの電極面である側方面は、それぞれ、第一導通体３３と第二導通体３０ｂのバネ性で付勢されて接続する。フレーム受台基部３１とフレーム受台蓋部３２が嵌合によって、第一導通体３３及び第二導通体３０ａ、３０ｂは、コンデンサ３４ａ、３４ｂに対してバネとして働き、コンデンサ３４ａ、３４ｂは付勢されることとなる。なお、電極フレーム１６ｃの下部へは、ノイズバイパス手段７が実装されないものの、フレーム受台３７と同様な絶縁材料から成るフレーム受台３５を配して、金属ベース２０ｂとの間の電気絶縁を保っている。
【００５２】
なお、フレーム受台基部３１とフレーム受台蓋部３２との嵌合の維持については、明示していないが、図示していない別の係止部材、あるいは、フレーム受台蓋部３２の一部が電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂの下面に入り込むような羽根状の延伸部を備えており、電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂの先端を平滑コンデンサ４、及び、正極端子Ｐｄｃ、負極端子Ｎｄｃへ電気的に接続する配索導電部材と締結するのに連動して、嵌合する方向に押圧するものであっても良い。
【００５３】
図８、図９に示す容量性部材であるコンデンサ３４ａ、３４ｂの実装構造での電気的な接続関係は、図１０のように表される。図１０は、コンデンサの接続関係を示す図である。電極フレーム（正極接続点Ｐｕ含む）１６ａと金属ベース２０ｂの間にコンデンサ３４ａが有り、電極フレーム（負極接続点Ｎｕ含む）１６ｂと金属ベース２０ｂの間にコンデンサ３４ｂが有る。なお、金属ベース２０ｂは、電力変換装置１の筺体の一部を成し、その電位は接地電位に相当するものとなる。ここで、第一導通体３３、第二導通体３０ａ、３０ｂは、板状(面状)の部材として加工して得られるため、寄生するインダクタンス成分は極めて小さい。また、コンデンサ３４ａから、第二導通体３０ａ、電極フレーム１６ａを経て、金属ブロック１１ａに到る経路も、図３に示される金属ブロック１１ａの短辺と同程度に抑えられるため、金属ブロック１１ａとコンデンサ３４ａの間に寄生するインダクタンス成分も小さく出来る。
【００５４】
同様に、コンデンサ３４ｂから、第二導通体３０ｂ、電極フレーム１６ｂを経て、スイッチ素子５ｂ、整流素子６ｂへ到る経路も、半導体モジュール８ｕのモールド樹脂封止体の外部領域において短く、その経路に寄生するインダクタンス成分も小さく出来る。
【００５５】
これらを、電力変換装置１の主回路、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）のそれぞれの金属ブロック１１（１１ａ、１１ｂ）部分に存在する浮遊容量分、この浮遊容量分の変位電流のバイパス手段であるノイズバイパス手段７のコンデンサ３４ａ及びコンデンサ３４ｂからなるシステム全体の電気回路は、図１１のように示される。図１１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置における浮遊容量を含めたブロック図である。なお、金属ブロック１１ａ、１１ｂの符号は、各相に応じてｕ、ｖ、ｗを追加した。
【００５６】
図１１において、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗは、それぞれ、電力変換装置（三相インバータ）１のＵ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームの電気回路に該当している。半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗ内の素子は、図１に付した符号を参照して説明する。Ｕ相上アームの金属ブロック１１ａｕは、ＩＧＢＴ５ａのコレクタ電極と同電位となる。同様に、Ｖ相上アームの金属ブロック１１ａｖは、ＩＧＢＴ５ｃのコレクタ電極と、Ｗ相上アームの金属ブロック１１ａｗは、ＩＧＢＴ５ｅのコレクタ電極と同電位となる。金属ブロック１１ａｕと金属ベース２０ｂの間には浮遊容量分Ｃｚｕｈが存在する。同様に、金属ブロック１１ａｖと金属ベース２０ｂの間には浮遊容量分Ｃｚｖｈ、金属ブロック１１ａｗと金属ベース２０ｂの間には、浮遊容量分Ｃｚｗｈが存在する。
【００５７】
また、Ｕ相下アームの金属ブロック１１ｂｕは、ＩＧＢＴ５ｂのコレクタ電極と同電位となる。同様に、Ｖ相下アームの金属ブロック１１ｂｖは、ＩＧＢＴ５ｄのコレクタ電極と、Ｗ相下アームの金属ブロック１１ｂｗは、ＩＧＢＴ５ｆのコレクタ電極と同電位となる。金属ブロック１１ｂｕと金属ベース２０ｂの間には浮遊容量分Ｃｚｕｌが存在する。同様に、金属ブロック１１ｂｖと金属ベース２０ｂの間には浮遊容量分Ｃｚｖｌ、金属ブロック１１ｂｗと金属ベース２０ｂの間には、浮遊容量分Ｃｚｗｌが存在する。
【００５８】
ここで、平滑コンデンサ４、及び、直流高圧電源２の出力端子との接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃには半導体モジュールの内で半導体モジュール８ｕが最近傍に接続されるとして、半導体モジュール８ｕの電極フレーム（正極接続点Ｐｕ含む）１６ａ、電極フレーム（負極接続点Ｎｕ含む）１６ｂと金属ベース２０ｂの間にコンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂが取り付けられる。これは、平滑コンデンサ４や接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃよりも、半導体モジュール８ｕに近接して配置され、かつ、板状(面状)の部材によって電気接続することから、コンデンサ３４ａと金属ブロック１１ａｕとの間の寄生インダクタンスＬｓａ、コンデンサ３４ｂと金属ブロック１１ｂｕとの間の寄生インダクタンスＬｓｂ、金属ベース２０ｂとコンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂの間の寄生インダクタンスＬｓｃは、いずれも、小さな値に抑えられる。ここで、コンデンサ３４ａとコンデンサ３４ｂの静電容量は、同じものである。
【００５９】
このため、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗと配索導電部材との接続点Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗから、直流高圧電源２との接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃの方向を見た場合に、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂを経て、金属ベース２０ｂへ到るまでの回路のインピーダンスは、自動車搭載用電子機器の電磁妨害の規格である上記のＩＥＣ Ｃ
ＩＳＰＲ２５の対象となる周波数帯域の中で、１００ＭＨｚを超える周波数領域においても、十分に低く抑えられ、浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌの変位電流のバイパス路として成立可能となる。また、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂの静電容量は、上記の金属ブロック１１ａｕ、１１ａｖ、１１ａｗ、１１ｂｕ、１１ｂｖ、１１ｂｗのそれぞれと金属ベース２０ｂとの間の浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌと同程度に設定することから、低周波数域のインピーダンスは十分高く、漏れ電流を低く抑える一方で、自己共振周波数は高く、放射電磁気ノイズの対象領域となる高周波数域のノイズ電流をバイパス可能となる。尚、ノイズバイパス手段を半導体モジュール８ｕの１か所に取り付けているのは、接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃには半導体モジュール８ｕが最近傍に位置するためである。これはすなわち、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのスイッチングによって、浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌを通る変位電流が直流高圧電源２との間で大きなループを描く径路を流れることなく、半導体モジュール８ｕに取り付けたノイズバイパス手段を通過させて、アンテナ要素となる径路の導通を極力なくし、放射電磁気ノイズ低減の効果が得られるとの仕組みに依っている。尚、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのそれぞれにノイズバイパス手段を設ければ、ノイズ低減効果は、さらに向上する。
【００６０】
以上のことを、一般的な従来の技術を用いた場合と対比し、図１２、図１３を用いて説明する。図１２は図１１のノイズバイパス手段の接続位置を変えた場合のブロック図であり、図１３は本発明のノイズバイパス手段の特性を示す図である。図１２は、従来の技術に基づいて、電力変換装置（三相インバータ）６１の筺体における直流高圧電源２との接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃの近傍にバイパス用コンデンサを取り付けた基板あるいは端子台を配置する場合での、システム全体の電気回路図を示している。図１２において図１１と同一の構成要素には、同一の符号を付与しており、同様の作用、特性を示すものについて、適宜、説明を省略する。
【００６１】
図１２の構成では、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂは、接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃの近傍に位置し、また、独立した基板、あるいは端子台などの構造物に実装されることから、回路の寄生インダクタンスＬｓａ１、Ｌｓｂ１、Ｌｓｃ１は大きくなる。このため、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗと配索導電部材との接続点Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗから、直流高圧電源２との接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃの方向を見て、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂを経て、金属ベース２０ｂへ到るまでの回路のインピーダンスは大きく、浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌの変位電流のバイパス路としては成立し難い。
【００６２】
これについて、図１３の特性図を用いて説明する。図１３は、横軸を周波数ｆ［Ｈｚ］、縦軸をコンデンサのインピーダンスＺ［Ω］として、インピーダンスの周波数特性を図示したものであり、横軸、縦軸とも、対数（ｌｏｇ）を取って表現している。周波数ｆが低域から増加するにつれて、コンデンサのインピーダンスＺは、式（１）の関係に従い、低下して行く。
Ｚ＝１／（２πｆ・Ｃ） ・・・（１）
【００６３】
ここでＣは、コンデンサの静電容量である。しかしながら、さらに周波数ｆが増加すると、インピーダンス特性は増加に転じることとなる。これは、寄生インダクタンスＬｓａ、Ｌｓｂ、Ｌｓｃ（Ｌｓａ１、Ｌｓｂ１、Ｌｓｃ１）を含む等価直列インダクタンスＥＳＬ（Equivalent Series Inductance(L)）部分のインピーダンスが２πｆ×（ＥＳＬのインダクタンス値）の関係により、高周波数になるほど、インピーダンスが増加する。高周波域において等価直列インダクタンスＥＳＬ部分のインピーダンスが増加するのは、ＥＳＬのインピーダンスが主体となることに因る。高周波域におけるノイズバイパス手段７（寄生インダクタンスを含む）の全体のインピーダンスは、同様にＥＳＬのインピーダンスが主体となって、増大する。
【００６４】
図１３にＥＳＬが小さい場合と、大きい場合のインピーダンス特性を図示している。特性４１が実施の形態１の図１１の回路の場合であり、特性４２が比較例に相当する図１２の回路の場合である。ＥＳＬが大きい場合である特性４２は、自己共振周波数ｆ１よりも高周波数域でインピーダンスＺは増加する。一方、ＥＳＬが小さい場合である特性４１は、自己共振周波数はｆ１よりも高いｆ０まで移ることとなる。すなわち、ノイズバイパス手段７を、放射電磁気ノイズの抑制対象となる高周波数域で、浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌの変位電流のバイパス路として成立させ、電力変換装置１のノイズを抑制するには、ＥＳＬを低くする必要が有り、寄生インダクタンスＬｓａ、Ｌｓｂ、Ｌｓｃ（Ｌｓａ１、Ｌｓｂ１、Ｌｓｃ１）を低減しなければならない。なお、図の矢印は寄生インダクタンスが大きくなると、インピーダンス特性はインピーダンスが大きくなる方向に移動することを示している。
【００６５】
実施の形態１の電力変換装置１は、ノイズバイパス手段７を接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃに最も近い半導体モジュール８ｕの電極フレーム（正極接続点Ｐｕ含む）１６ａ、電極フレーム（負極接続点Ｎｕ含む）１６ｂと金属ベース２０ｂの間に取り付けたので、ノイズバイパス手段７のＥＳＬを小さくすることができるので、ノイズバイパス手段７を高周波数域における浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌの変位電流のバイパス路として成立させことができ、高周波数域のノイズを抑制することができる。
【００６６】
以上のことから、本実施の形態では、モールド樹脂封止型であり、高電力密度を実現するよう、高放熱（低熱抵抗）性であって、半導体モジュールと、半導体モジュールを搭載する金属ベースとの間に存在する浮遊容量分が大きな電力変換装置であっても、ＥＳＬの小さなノイズバイパス手段７を接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃに最も近い半導体モジュール８ｕの電極フレーム１６ａ、１６ｂと金属ベース２０ｂの間に取り付けることにより、浮遊容量分を通る変位電流をノイズバイパス手段７により低減し、放射電磁気ノイズによる電磁妨害の発生を抑止した、自動車に搭載するのに好適な電力変換装置を実現できる。
【００６７】
また、本実施の形態では、半導体モジュール８ｕの電極フレーム１６ａ、１６ｂの突出部分と金属ベース２０ｂの間にノイズ電流のバイパス手段であるノイズバイパス手段７を実装することから、金属ベース２０ｂ上の部品搭載に要する投影面において、ノイズ電流のノイズバイパス手段７のために新たな占有域を設けることがなく、装置の大型化や、重量増加、コスト増加を抑えて、効果的に、放射電磁気ノイズの発生を防止する事ができる。
【００６８】
さらに、ノイズバイパス手段７は、半導体モジュール８ｕの外部に配置する構造であり、半導体モジュール８ｕにノイズ電流のバイパス手段を内蔵して、半導体モジュールの製造工程増加によるコスト増や、モールド封止に伴う故障率の増加、歩留まりの低下によるコスト増加も回避できる。
【００６９】
なお、ノイズバイパス手段７は、電極フレーム１６ａ、１６ｂの係止構造物と同様なエンジニアリングプラスチックを成型して実現でき、また、フレーム受台基部３１は、他の電極フレームの係止構造物であるフレーム受台３５、３６と一体に成型することも可能である。このように一体化することで、一体化したフレーム受台とフレーム受台蓋部３２を作成すので、低コストにフレーム受台を製作できる。また、ノイズバイパス手段７となる電気部品を絶縁部材に収容する構造であるため、電極フレーム１６ａ、１６ｂ同士、あるいは電極フレーム１６ａ、１６ｂと金属ベース２０ｂの間の電気絶縁性を確実に確保しつつ、小さな占有容積で実現することができる。これは、経路の寄生インダクタンスの低減も伴って、放射電磁気ノイズの低減に好適である。
【００７０】
また、ノイズバイパス手段７は層状に積み上げて構成する構造、すなわち下層のフレー
ム受台基部３１から部品を順に上側に組み立てる構造であり、電力変換装置１の組立てにおいて、金属ベース２０ｂ上への配索導電部材の装着、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の装着といった積層組み付け工程の一部に取り入れることが可能である。このため、ノイズバイパス手段７の組付けに要する加工費用を低く抑えることができる。
【００７１】
実施の形態１の電力変換装置１は、電極フレーム１６ａ、１６ｂ、１６ｃが突出したモールド樹脂封止型の半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）を金属ベース２０ｂ上に配置する形態の電力変換装置である。電力変換装置１は、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）と金属ベース２０ｂの間に存在する浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌを流れる変位電流をバイパスするためのノイズバイパス手段７を、電極フレーム１６ａ、１６ｂと金属ベース２０ｂの間に設け、ノイズを低減するようにした。ノイズバイパス手段７は、電極フレーム１６ａ、１６ｂと金属ベース２０ｂの間に小型に配置したので、装置の大型化や重量増を抑制することができる。
【００７２】
ノイズバイパス手段７は、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）と金属ベース２０ｂの間に存在する各浮遊容量分Ｃｚｕｈ、Ｃｚｕｌ、Ｃｚｖｈ、Ｃｚｖｌ、Ｃｚｗｈ、Ｃｚｗｌに相当する静電容量を持ち、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の近傍である電極フレーム１６ａ、１６ｂの直下に配置するため、寄生インダクタンスを少なく構成できる。このため、ノイズバイパス手段７は、高い周波数領域でも低インピーダンスであり、放射電磁気ノイズの低減に有効に働く。上記の各浮遊容量分は、同様の内部構造、構成材料の物性に基づく浮遊容量のため、容量分として同一となる。
【００７３】
電力変換装置１の複数の半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の内、一次側の直流高圧電源２への配索導電部材に最近傍のものにのみ、ノイズバイパス手段７を取り付けるため、コスト増加を少なく抑えつつ、十分なノイズ低減効果を得られる。
【００７４】
実施の形態１のモールド樹脂封止型の半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）は、アームの構成を一単位として封止、実装されており、一次側直流高圧の高電位接続電極フレームである電極フレーム１６ａと、低電位接続フレームである電極フレーム１６ｂが半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の側方から平行して突出している。このため、ノイズバイパス手段７の実装に必要な占有容積は極めて少なく済み装置を小型、軽量にできる。
【００７５】
ノイズバイパス手段７の実装構造部品を、絶縁性の高分子樹脂の成形構造体（フレーム受台基部３１）に位置決め収容しつつ、少ない部品点数で積層して組み立てて行く。このため、ノイズバイパス手段７が組み込まれたフレーム受台３７は、配索導電部材の装着や、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の装着といった積層組み付け工程の一部に取り入れることができ、組付けに要する費用を低減できる。
【００７６】
ノイズバイパス手段７の導電部材である第二導通体３０ａ、３０ｂ及び第一導通体３３は、板状バネ性の金属体で作られており、組み付けによって付勢されて電気的に接続される構造を用いており、部品の費用や実装作業に要する費用を低減できる。
【００７７】
実施の形態１の電力変換装置１は、インバータとして自動車に搭載し、車両の電動駆動システムに用いても、高い電力密度で小型、軽量であり、他の電子制御機器に電磁妨害を生じないようにできる。
【００７８】
なお、金属ベースとして、金属ベースがヒートシンクを兼ねる形態のものを説明したが、他の構造のものであっても構わない。他の構造の金属ベースは、例えば図１４に示すものでもよい。図１４は、半導体モジュールを金属ベースに搭載した他の構造を説明する図である。金属ベース２０ａは、金属板２５とヒートシンク２１とを備える。金属ベース２０ａの金属板２５上面にサーマルグリースなどのＴＩＭ２２を介して半導体モジュール８ｕを載置している。金属板２５の下面は、さらにＴＩＭ２３を介してヒートシンク２１へ熱的に面接続される。ヒートシンク２１には、表面積を増して放熱に適するよう放熱フィン２４が形成されている。スイッチ素子であるＩＧＢＴ５ａ、整流素子であるＰｉＮダイオード６ａで発生した熱は、金属ブロック１１ａ（１１ｂ）、高分子樹脂１２、金属箔１３、第一のＴＩＭ２２、金属板２５、第二のＴＩＭ２３を経由して、ヒートシンク２１（放熱フィン２４）から、空気、水、不凍液などの冷媒へ伝熱し放熱される。
【００７９】
以上のように実施の形態１の電力変換装置１によれば、金属ブロック１１ａ、１１ｂに搭載されたパワー半導体素子を内蔵し、パワー半導体素子の電極に接続された複数の電極フレーム１６ａ、１６ｂが外部に突出するようにモールド樹脂１８にて封止された樹脂封止型の半導体モジュール８が、金属ブロック１１ａ、１１ｂと絶縁された金属ベース２０ｂに載置された電力変換装置１であって、パワー半導体素子は、スイッチング機能を担うスイッチ素子５ａ、５ｂと、整流機能を担うと共にスイッチ素子５ａ、５ｂに逆並列に接続された整流素子６ａ、６ｂとを有し、複数の電極フレームは、半導体モジュール８の直流電力を供給する直流高圧電源２の高電位側に接続され、パワー半導体素子の第一電極に接続された正電極フレーム１６ａ及び、直流高圧電源２の低電位側に接続され、パワー半導体素子の第二電極に接続された負電極フレーム１６ｂを含み、正電極フレーム１６ａ及び負電極フレーム１６ｂと金属ベース２０ｂとの間に配置され、正電極フレーム１６ａ及び負電極フレーム１６ｂと金属ベー２０ｂとを容量結合するノイズバイパス手段７を備えたことを特徴とするので、ノイズバイパス手段７が、正電極フレーム１６ａ及び負電極フレーム１６ｂと金属ベース２０ｂの間に小型に配置されており、装置の大型化や、重量増加を抑えると共に、発生ノイズを低減することができる。
【００８０】
実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２に関して、図１５、図１６を用いて説明する。図１５は、本発明の実施の形態２による半導体モジュールの回路図である。図１６は、図２の半導体モジュール及び図１５（ｂ）の半導体モジュールと動作波形図である。図１５は、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）に封止される主回路配線とパワー半導体素子として、シリコン（Ｓｉ）半導体材料によるバイポーラ型半導体のＩＧＢＴ、同じくバイポーラ型半導体のＰｉＮダイオードとは異なるユニポーラ型のパワー半導体素子を用いる例を示しており、いずれも、一つのアームを構成単位としている。
【００８１】
図１５（ａ）は、整流素子としてＰｉＮダイオード６ａ、６ｂ（図２参照）に替えて、ショットキーバリアダイオード（金属接合障壁ダイオード）２６ａ、２６ｂを適用するものである。ショットキーバリアダイオードはユニポーラ型の半導体素子であることから、電流がダイオード内を順方向に導通している状態より、遮断する状態へ移行する転流動作の際に、リカバリ電流（逆回復電流）が、ほとんど流れず、ＰｉＮダイオードと比較して、発生損失が軽減されるという特徴がある。
【００８２】
図１５（ｂ）は、整流素子としてＰｉＮダイオード６ａ、６ｂに替えて、ショットキーバリアダイオード２６ａ、２６ｂを、スイッチ素子としてＩＧＢＴ５ａ、５ｂに替えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂを適用するものである。ショットキーバリアダイオード２６ａ、２６ｂとＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂのいずれも、ユニポーラ型の半導体素子であり、ショットキーバリアダイオード２６ａ、２６ｂにあっては、リカバリ電流がほとんど流れず、発生損失が軽減される。
【００８３】
また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂにあっては、ユニポーラ型の半導体素子であるがゆえ、ＩＧＢＴのようにターンオフ時の終盤に、ドリフト層内の蓄積キャリアが、再結合
により消滅するまでの期間としてテール電流が流れるといった現象が生じず、スイッチングの応答が速いという特徴がある。スイッチングの応答が速いという特性を活かし、発生損失を軽減することができる。
【００８４】
図１５（ｃ）は、スイッチ素子としてＩＧＢＴ５ａ、５ｂに替えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂを適用し、更に逆バイアス時（ドレイン電極の電位よりもソース電極の電位の方が高い状態）には、ＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂの半導体構造として内在するＰＮ接合を利用したＢｏｄｙダイオード、あるいは、ＦＥＴの双方向導通性を応用して、逆バイアス時にＦＥＴをスイッチオンし、ソース電極からドレイン電極の方向へ電流を流す同期整流動作を利用することにより、整流素子の実装を止める構成のものである。スイッチ素子、整流素子の双方とも、ユニポーラ型半導体素子の特性が当てはまるため、図１５（ａ）、図１５（ｂ）と同様に、リカバリ電流がほとんど流れず、発生損失が軽減される、また、ターンオフ時にテール電流が流れず、スイッチングを速い応答性となるようＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂのゲート容量充電特性を設定して、発生損失を軽減することができる。
【００８５】
また、更に、これらＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂやショットキーバリアダイオード２６ａ、２６ｂといったユニポーラ型素子を、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料、ダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体材料から製造する場合も有る。従来の半導体材料として良く用いられるシリコン（Ｓｉ）は、バンドギャップ値が１．１２ｅＶであった。このシリコンのバンドギャップ値よりも大きなバンドギャップ値を持つ半導体材料が、ワイドバンドギャップと総称されており、それぞれのバンドギャップ値は炭化珪素（４Ｈ−ＳｉＣ）が３．２５ｅＶ、窒化ガリウム（ＧａＮ）が３．３９ｅＶ、ダイヤモンドが５．４７ｅＶである。
【００８６】
上記のワイドバンドギャップ半導体材料を用いる利点として、高い耐圧のユニポーラ型パワー半導体素子を、実用的な特性で実現できるという点が挙げられる。これは、ワイドバンドギャップ半導体材料の絶縁破壊強度が、シリコン（Ｓｉ）の絶縁破壊強度よりも、数倍以上、高い数値であるということに起因する。すなわち、高い耐圧のパワー半導体素子を実現するためには、半導体の内部のドリフト領域に厚みを持たせ、内部の電界強度が絶縁破壊を起こさないよう厚みが設定される。
【００８７】
しかしながら、シリコン（Ｓｉ）を用いたユニポーラ型のパワー半導体素子では、耐圧が１００Ｖを超える領域において絶縁破壊を生じない厚みを設定すると、このドリフト領域での抵抗成分による損失が著しく増加し、同程度の耐圧のバイポーラ型のパワー半導体素子と比較して、特性が劣ってしまう。例えば、自動車に搭載の電気駆動システム用の電力変換装置に適用するパワー半導体素子は、直流電圧が１００Ｖから約７００Ｖに到る範囲の電圧帯を扱うため、耐圧が６００Ｖ、あるいは１２００Ｖのものが用いられる。シリコン（Ｓｉ）を用いたユニポーラ型のパワー半導体素子では、損失が大きく、発熱による温度上昇により耐熱温度を超過することから、実用困難であった。
【００８８】
一方、ワイドバンドギャップ半導体材料の高絶縁破壊強度であるという特徴を活かすと、半導体の内部のドリフト領域の厚みを薄くすることができ、耐圧が６００Ｖから１２００Ｖ程度であっても、特性が良いユニポーラ型のパワー半導体素子が実現できる。ユニポーラ型であることから、整流素子にあっては、リカバリ電流がほとんど流れず、発生損失が軽減される、また、スイッチ素子にあっては、ターンオフ時にテール電流が流れず、スイッチングの応答性を速く設定でき、発生損失を軽減することが可能となる。なお、絶縁破壊強度は、それぞれシリコン（Ｓｉ）が３．０×１０＾５Ｖ／ｃｍであり、炭化珪素（４Ｈ−ＳｉＣ）が２．５×１０＾６Ｖ／ｃｍであり、窒化ガリウム（ＧａＮ）が３．３×１０＾６Ｖ／ｃｍであり、ダイヤモンドが１×１０＾７Ｖ／ｃｍである。
【００８９】
上記のように、ユニポーラ型のパワー半導体素子を用いることで、スイッチ素子、整流素子の損失が軽減し、効率の向上が図れ、小型で高電力密度の電力変換装置の実現に適している。さらに、耐圧が６００Ｖから１２００Ｖの、従来のシリコン半導体材料のユニポーラ型半導体素子では非実用的であった耐圧帯であっても、ワイドバンドギャップ半導体材料を用いれば、特性の良好なユニポーラ型半導体素子を実現できる。
【００９０】
しかしながら、ユニポーラ型のパワー半導体素子を用い、さらに、パワー半導体素子がワイドバンドギャップ半導体材料による６００Ｖから１２００Ｖに到る耐圧の半導体素子である場合、その速い応答性によって、電位変動が振動的になり、ノイズを誘発し易いという問題が生じる。これは、図１６のように示される。図１６（ａ）と図１６（ｂ）は、シリコン（Ｓｉ）によるバイポーラ型のＩＧＢＴ、ＰｉＮダイオードをアーム構成に用いた場合（図２の半導体モジュールの場合）におけるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅを観測したものである。図１６（ａ）はターンオン時の場合であり、図１６（ｂ）はターンオフ時の場合である。また、図１６（ｃ）と図１６（ｄ）は、炭化珪素（ＳｉＣ）によるユニポーラ型のＭＯＳ−ＦＥＴ、ショットキーバリアダイオードをアーム構成に用いた場合（図１５（ｂ）の半導体モジュールの場合）におけるＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを観測したものである。図１６（ｃ）はターンオン時の場合であり、図１６（ｄ）はターンオフ時の場合である。
【００９１】
図１６（ａ）と図１６（ｃ）を比較して、ターンオフ時に図１６（ａ）のＩＧＢＴの場合は、電流遮断の終盤でテール電流が流れる現象を生じるが、概して波形は非振動的である。図１６（ｃ）のＭＯＳ−ＦＥＴの場合は、テール電流を生じないが、波形は振動的となる。
【００９２】
図１６（ｂ）と図１６（ｄ）を比較して、ターンオン時に図１６（ｂ）のＩＧＢＴの波形は非振動的であるものの、図１６（ｄ）のＭＯＳ−ＦＥＴの波形は振動的となる。これは、パワー半導体素子の空乏層部分の接合容量（出力容量）と、パワー半導体素子の電流導通路となる電極フレーム、配索導電部材に存在する寄生インダクタンス分との共振ループにて、ユニポーラ型半導体素子はキャリアとして電子のみが機能し、応答性が速いことにより、急速に接合容量が充電されて励振するためである。
【００９３】
図１６（ｃ）、図１６（ｄ）の如く、ワイドバンドギャップ半導体材料によるユニポーラ型の半導体素子を用いる場合、その応答は速いものの、振動的となる。また、電圧波形、電流波形の変化初期の傾きは、不連続性の高い鋭角となって高周波数の成分を含むこととなる。これらのことから、上記のパワー半導体素子の接合容量と配索導電部材の寄生インダクタンス分との共振や、半導体モジュールの金属ブロックと金属ベースとの間の浮遊容量分の充放電の頻度、電圧変化率が高くなるといったことで、高い周波数でのノイズが増加することとなる。
【００９４】
本実施の形態は、図８、図９、図１０、図１１に示される実施の形態１のノイズ電流のバイパス手段であるノイズバイパス手段７を実装して、さらに、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の内部の回路が、図１５（ａ）、１５（ｂ）、１５（ｃ）に示すもののいずれかを含む構成（第一の構成）、あるいは、後述する第二の構成で実現した電力変換装置である。第二の構成は、図２の回路を実装した半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）、図１５（ａ）の回路を実装した半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）、図１５（ｂ）の回路を実装した半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）、図１５（ｃ）の回路を実装した半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）といった異種の半導体モジュールを組み合わせた構成である。
【００９５】
以上のように、ユニポーラ型のパワー半導体素子を適用する場合、応答性が速く、応答波形が振動的であって、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の金属ブロック１１ａ、１１ｂと金属ベース２０ａ、２０ｂとの間の浮遊容量分の充放電の頻度、電圧変化率が高くなるが、本実施の形態において、ノイズバイパス手段７は高い周波数域でも低インピーダンスであり、浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌを通る変位電流を低減する、すなわちノイズ電流をバイパスする効果が高く、放射電磁気ノイズによる電磁妨害の発生を抑止することができる。したがって、実施の形態２の電力変換装置１は、放射電磁気ノイズによる電磁妨害の発生を抑止する自動車搭載に好適である。
【００９６】
また、ワイドバンドギャップの半導体材料によるユニポーラ型パワー半導体素子を使用する場合であっても、放射電磁気ノイズを有効に抑制できるため、ノイズの増加に律則してパワー半導体素子の応答性（電流の立上がり、立下りの傾斜ｄｉ／ｄｔ）が遅くなるよう制限することなく、発生損失を軽減可能である。
【００９７】
実施の形態２の半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）は、ユニポーラ型半導体素子を含んで、応答波形が振動的である場合も、ノイズバイパス手段７により高い周波数領域まで対応してノイズ電流をバイパスし、十分なノイズ低減効果を得られる。
【００９８】
ユニポーラ型半導体素子をワイドバンドギャップ半導体材料から製造することで、自動車駆動用電力変換器のパワー半導体素子として６００Ｖから１２００Ｖに到る電圧帯の耐圧を持つことができる。上記のパワー半導体素子を含む電力変換装置１は、速い応答性で発生損失が少ないながらも、応答波形が振動的となる設定において、ノイズバイパス手段７により高い周波数領域まで対応してノイズ電流をバイパスし、低損失(高効率)と低ノイズを両立することができる。
【００９９】
半導体素子は、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料、ダイヤモンドなどから成るワイドバンドギャップ半導体材料を用いており、この半導体素子は、半導体のドリフト領域の厚みが薄く、応答性が速い。一方、この半導体素子は、空乏層部分に生じる接合容量分への充電に起因して波形は振動的となるが、実施の形態２の電力変換装置１は、ノイズバイパス手段７により高い周波数領域でも低インピーダンスでノイズ電流をバイパスするため、十分なノイズ低減効果を得られる。
【０１００】
実施の形態３．
本発明に関する実施の形態を、実施の形態１と実施の形態２によって説明したが、これらは本発明の好適な実施事例を例示したものに過ぎない。例えば、電力変換装置１として、三相インバータを用いて説明したが、図１７や図１８に示すＤＣ−ＤＣコンバータに適用するものであっても良い。図１７は本発明の実施の形態３による自動車用電気駆動システムの構成図であり、図１８は本発明の実施の形態３による太陽光発電用の電力変換システムの構成図である。
【０１０１】
図１７の電気駆動システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の一次側端子Ｐ１、Ｎ１にニッケル水素電池やリチウムイオン電池、燃料電池などの直流電源となる電池１０３を、二次側端子Ｐ２、Ｎ２にインバータ１０１ａを接続している。更に、インバータ１０１ａには回転機３が接続されている。回転機３は車両の駆動力源となる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、一次側の電池１０３の電圧をＤＣ−ＤＣ電圧変換して二次側のインバータ１０１ａに供給する。インバータ１０１ａは回転機３と交流電力を授受する。
【０１０２】
図１８の太陽光発電用電力変換システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の一次側端子Ｐ１、Ｎ１に太陽電池１０４を、また、二次側端子Ｐ２、Ｎ２にインバータ１０１ｂを接続している。インバータ１０１ｂは、フィルタ１０５を介して商用交流電源１０６に接続
しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は一次側の太陽電池１０４の発電電圧をＤＣ−ＤＣ電圧変換して二次側のインバータ１０１ｂに供給する。インバータ１０１ｂは、直流電圧を所定の商用交流電圧の振幅、周波数にＤＣ−ＡＣ変換して商用電力系統に供給する。
【０１０３】
実施の形態３の電力変換装置１は、ＤＣ−ＤＣコンバータとして自動車に搭載し、車両の高電圧直流電気負荷に接続して用いても、高い電力密度で小型、軽量であり、他の電子制御機器に電磁妨害を生じないようにできる。
【０１０４】
なお、ノイズ電流のバイパス手段であるノイズバイパス手段７として、実施の形態１に示す形状のフレーム受台基部３１、フレーム受台蓋部３２、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂ、第一導通体３３、第二導通体３０ａ、３０ｂ等を用いた構成によるものを説明したが、別な形状、構成部材、素材から成るものであっても良い。ノイズバイパス手段７を搭載したフレーム受台３７を、図１９に示すように各相の半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の電極フレーム１６ａ、１６ｂと金属ベース２０ｂの間に設置する場合でもよい。各相に設けたノイズバイパス手段７により、半導体モジュール８の各相の浮遊容量分Ｃｚｕｈ、Ｃｚｕｌ、Ｃｚｖｈ、Ｃｚｖｌ、Ｃｚｗｈ、Ｃｚｗｌを通る変位電流の径路が、一段と小さなループに細分化されるため、ノイズ低減効果は、さらに向上する。図１９は、電力変換装置１の他の実装形態を示す図である。また、本発明は、これら実施の形態の構成、動作に限定されるものでなく、本発明の範囲内にある限り、別な構成、動作へ変更を加えて実施してもよい。
【符号の説明】
【０１０５】
１…電力変換装置、２…直流高圧電源、３…回転機、５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ、５ｆ…ＩＧＢＴ、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆ…ＰｉＮダイオード、７…ノイズバイパス手段、８、８ｕ、８ｖ、８ｗ…半導体モジュール、１１、１１ａ、１１ｂ、１１ａｕ、１１ｂｕ、１１ａｖ、１１ｂｖ、１１ａｗ、１１ｂｗ…金属ブロック、１２…高分子樹脂、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ…電極フレーム、１８…モールド樹脂、２０ａ、２０ｂ…金属ベース、２６…ショットキーバリアダイオード、２７…ＭＯＳ−ＦＥＴ、３０ａ、３０ｂ…第二導通体、３３…第一導通体、３４ａ、３４ｂ…コンデンサ、３７…フレーム受台、１０１ａ、１０１ｂ…インバータ、１０２…ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モールド樹脂封止型半導体モジュールを用いた電力変換装置のノイズ電流の漏洩の低減に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、パワー半導体素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor
）やＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor - Field Effect Transistor）、ダイ
オードといったものが広く用いられており、モールド樹脂で封止した半導体モジュールの形態で提供されている。半導体モジュールはインバータやＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置の開閉装置、整流装置として適用されており、電力の変換に際してパワー半導体素子の電力損失に起因する発生熱を放熱すべく、パワー半導体素子を載置した金属ブロックにより発生熱を拡散した後に、半導体モジュールを搭載する金属ベースに対して放熱する構成となっている。金属ベースは、さらにヒートシンクへ熱的に面接続され、あるいは金属ベース自身が下部に放熱フィンを形成したヒートシンクと成っており、空気、水、不凍液などの冷媒へ伝熱し放熱される。
【０００３】
モールド樹脂封止型の半導体モジュールとして、例えば図４に示される構成のものが考えられる。図４において、半導体モジュール８ｕはスイッチ機能を担うパワー半導体素子(スイッチ素子)５ａ、整流機能を担うパワー半導体素子(整流素子)６ａをモールド樹脂１８で封止している。スイッチ素子５ａ、整流素子６ａは、半田１５を介して金属ブロック１１ａに載置されている。スイッチ素子５ａ、整流素子６ａの電流経路となる電極フレームの内、電極フレーム１６ａが金属ブロック１１ａに半田９を介して接合されており、電極フレーム１６ｃがスイッチ素子５ａ、整流素子６ａの上面側に半田１４を介して接合されている。
【０００４】
スイッチ素子５ａのスイッチ オン、スイッチ オフは、ボンディングワイヤ１９ａを介して信号端子１７ａに接続される。信号端子１７ａの一端は、半導体モジュール８ｕのモールド封止体の外部に露出しており、図示しない制御回路を実装した基板に電気接続され、信号端子の電圧の変化に応じて、スイッチ素子５ａのスイッチ オン、スイッチ オフが切替えられる事となる。
【０００５】
金属ブロック１１ａのスイッチ素子５ａ、整流素子６ａとの接合面と対向する面には、シート状で絶縁性の高分子樹脂１２、金属箔１３が備わっており、この金属箔１３が半導体モジュール８の外面として露出している。この金属箔１３はサーマルグリースなどのＴＩＭ（Thermal Interface Materials）を介して金属ベースに当接し、スイッチ素子５ａ
、整流素子６ａの発生熱の放熱経路となる。ここで、金属ブロック１１ａは電流導通の機能も有しており、パワー半導体素子の電極と接続されて、同じ電位となる。一方、後述する金属ベースは電力変換装置１の筺体として、装置全体を外部に取り付ける部分と同電位となることから、金属ブロック１１ａと金属ベースとの間は、高分子樹脂１２により絶縁される。
【０００６】
このような半導体モジュールは電力変換装置に組み込まれ、直流電力を交流電力に変換して回転機を駆動するインバータや、直流電力を別な電圧の直流電力に変換して直流負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータ等を構成する。電力変換装置は、スイッチ素子５ａのスイッチ オン、スイッチ オフすることや整流素子６ａの動作により、電力変換装置から放射される電磁気ノイズや、漏洩する伝導ノイズを引き起こすことがあった。また、電力変換装置自身のみならず、これに接続される外部装置へもノイズ障害を発生させることがあ
った。
【０００７】
例えば、電力変換装置を自動車に適用する場合、自動車には種々の電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electric Control Unit）が搭載されており、これらの電磁妨害(ＥＭＩ：Electro Magnetic Interference)による誤動作を防止すべく、国際電気標準委員会(ＩＥＣ)のＣＩＳＰＲ２５（車載用受信機の保護のための無線妨害波特性の限度値および測定法）によって規格が定められている。この規格を遵守した上で、上述のスイッチングに伴う損失の低減や、高熱伝導絶縁層の薄型化による放熱性能の向上を図る必要がある。
【０００８】
従来の漏洩ノイズ低減の方法として、特許文献１に開示されたものがある。特許文献１は電力変換装置の外部から電力を供給する入力線との接続部分において、筺体の内部あるいは外部に取り付けた基板や端子台にバイパス用コンデンサを実装し、ノイズ電流の漏洩を防止しようとするものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００９−２４００３７号公報（０００８段、００１２段、図２１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献１に開示の方法は、以下の点から本発明の電力変換装置を用いるシステムへは適用が困難であった。第一に、特許文献１の方法では、バイパス用コンデンサを取り付けた基板あるいは端子台を電力変換装置の筺体内の部品搭載面に対して所定の大きな占有面積をもって設けることとなり、装置の大型化や、重量増加、コスト増加を伴うこととなる。バイパス用コンデンサは直流高圧電源に電気的に接続されるため、周囲との間で電気絶縁するための空間絶縁距離、沿面絶縁距離を確保する必要が有り、これによって所定の占有面積を要する。
【００１１】
第二の課題として、半導体モジュールから離れた位置にバイパス用コンデンサを取り付けた場合、バイパス用コンデンサのリード部に寄生する配線インダクタンスに起因して、ノイズ低減の対象となる所望の周波数領域で、バイパス経路として成立する程度の低インピーダンスに構成する事が困難となる。これは、ノイズ低減の効果が得られないことに相当する。特に、パワー半導体素子がユニポーラ型素子を用いており、さらにワイドバンドギャップ半導体で構成し、直流電圧が２００Ｖから約７００Ｖに到る範囲の電圧帯で使用する場合にあっては、その応答性が速く、電位変動が振動的になり易いことから、顕著な問題となる。
【００１２】
本発明の対象であるモールド樹脂封止型半導体モジュールを用いた電力変換装置は、単位面積当たりの浮遊容量分が増加するという特性が有る。モールド樹脂封止型半導体モジュールは、エポキシ樹脂などを用いてモールド封止した形態のものである。これは、従来からある、導電用の銅材プリントパターンを窒化アルミニウム（ＡｌＮ）などのセラミックス基板に貼り付けたＤＣＢ（Direct Copper Bonding）基板を用い、パワー半導体素子を銅材プリントパターン上に搭載の上、シリコーンゲルで封止した半導体モジュールと比べて、単位面積当たりの浮遊容量分が増加する。
【００１３】
すなわち、ＤＣＢ基板を用いる半導体モジュールでは、高い電力密度を得るために銅材プリントパターンの厚みを厚くし、その上で、温度変動に対するパワー半導体素子とＤＣＢ基板の接合部に発生する応力への耐性を保ち、疲労破壊に対して寿命を確保しようとするため、セラミックス基板は６００μｍから１，０００μｍといった厚みとなる。
【００１４】
一方、本発明での半導体モジュールは、金属ブロックの上面にパワー半導体素子を搭載し、金属ブロックの下面がエポキシ樹脂シートなどの高分子樹脂層を介して、金属ベースへ直接、あるいは、金属箔を挟んで金属ベースへ当接する構造となっている。この際、高い電力密度を得るべく、パワー半導体素子の放熱径路の熱抵抗を下げるよう、絶縁層の厚さは、上記のセラミックス基板の厚さの１／４倍未満程度となる。窒化アルミニウムの比誘電率εｒが約９．４に対して、上記エポキシ樹脂シートの比誘電率ｒは、窒化アルミニウムのそれと比較して５割程度低い値であるものの、セラミックス基板の厚みが１／４倍未満とまでなる事から、単位面積当たりの浮遊容量分Ｃｚａは、Ｃｚａ＝εｒ×（真空の誘電率ε０）×（単位面積（１））／（絶縁体厚みｄ）の関係によって、本発明でのモールド樹脂封止型半導体モジュールは、ＤＣＢ基板を用いてシリコーンゲルで封止する半導体モジュールよりも、単位面積当たりの浮遊容量分が増加する。
【００１５】
このため、モールド樹脂封止型半導体モジュールは、従来のものと比べて相対的に浮遊容量分が大きく、その充放電での変位電流として流れる電流が多くなり、ノイズが生じ易い性質となる。
【００１６】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、装置の大型化や、重量増加を抑えると共に、発生ノイズを低減することができるモールド樹脂封止型半導体モジュールを用いた電力変換装置を、提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明に係る電力変換装置は、金属ブロックに搭載されたパワー半導体素子を内蔵し、パワー半導体素子の電極に接続された複数の電極フレームが外部に突出するようにモールド樹脂にて封止された樹脂封止型の半導体モジュールが、金属ブロックと絶縁された金属ベースに載置される。パワー半導体素子は、スイッチ素子と、スイッチ素子に逆並列に接続された整流素子とを有し、複数の電極フレームは、半導体モジュールの直流電力を供給する直流高圧電源の高電位側に接続され、パワー半導体素子の第一電極に接続された正電極フレーム及び、直流高圧電源の低電位側に接続され、パワー半導体素子の第二電極に接続された負電極フレームを含み、正電極フレーム及び負電極フレームと金属ベースとの間に配置され、正電極フレーム及び負電極フレームと金属ベースとを容量結合するノイズバイパス手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明に係る電力変換装置によれば、ノイズバイパス手段が、正電極フレーム及び負電極フレームと金属ベースの間に小型に配置されたので、装置の大型化や、重量増加を抑えると共に、発生ノイズを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換装置を示すブロック図である。
【図２】図１の半導体モジュールの回路図である。
【図３】図２の半導体モジュールの内部構造を示す図である。
【図４】図３のＡ−Ａ断面を示す図である。
【図５】図２の半導体モジュールの外観図である。
【図６】図１の電力変換装置の実装形態を示す図である。
【図７】図１の半導体モジュールを金属ベースに搭載した構造を説明する図である。
【図８】図６のノイズバイパス手段が搭載されたフレーム受台の実装構造を示す図である。
【図９】図６のノイズバイパス手段が搭載されたフレーム受台の実装構造を説明する展開図である。
【図１０】図８に示したコンデンサの接続関係を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態１による電力変換装置における浮遊容量を含めたブロック図である。
【図１２】図１１のノイズバイパス手段の接続位置を変えた場合のブロック図である。
【図１３】本発明のノイズバイパス手段の特性を示す図である。
【図１４】図１の半導体モジュールを金属ベースに搭載した他の構造を説明する図である。
【図１５】本発明の実施の形態２による半導体モジュールの回路図である。
【図１６】図２の半導体モジュール及び図１５（ｂ）の半導体モジュールと動作波形図である。
【図１７】本発明の実施の形態３による自動車用電気駆動システムの構成図である。
【図１８】本発明の実施の形態３による太陽光発電用の電力変換システムの構成図である。
【図１９】図１の電力変換装置の他の実装形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による電力変換装置を示すブロック図であり、図２は図１の半導体モジュールの回路図である。図１に示した電力変換装置１は、三相インバータの例である。電力変換装置１は、直流高圧電源２から供給される直流電力を交流電力に変換し、回転機３を駆動する。電力変換装置１は、電力経路の接続端子として、一次側に正極端子Ｐｄｃ、負極端子Ｎｄｃ、二次側にＵａｃ端子、Ｖａｃ端子、Ｗａｃ端子を備えている。一次側の正極端子Ｐｄｃ、負極端子Ｎｄｃには、直流高圧電源２が接続され、直流電力の導通路となる。二次側には三相交流の回転機３のＵ相がＵａｃ端子に、Ｖ相がＶａｃ端子に、Ｗ相がＷａｃ端子に接続され、交流電力の導通路となる。
【００２１】
電力変換装置１は、Ｕ相アームを構成する半導体モジュール８ｕ、Ｖ相アームを構成する半導体モジュール８ｖ、Ｗ相アームを構成する半導体モジュール８ｗ、平滑コンデンサ４、ノイズバイパス手段７から構成される。各相の半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗは、それぞれ２つのスイッチ素子であるＩＧＢＴ及び２つの整流素子であるＰｉＮダイオードから構成される。ＩＧＢＴはバイポーラ型のトランジスタである。また、ＰｉＮダイオードはＰＮ接合を整流機能に用いたバイポーラ型のダイオードである。ここでＩＧＢＴとＰｉＮダイオードのいずれも、シリコン（Ｓｉ）半導体材料から製造されるものである。
【００２２】
Ｕ相アームを構成する半導体モジュール８ｕは、図２に示すように、ＩＧＢＴ５ａのエミッタＥはＩＧＢＴ５ｂのコレクタＣに接続され、ＰｉＮダイオード６ａはＩＧＢＴ５ａに逆並列になるように、そのアノードＡがＩＧＢＴ５ａのエミッタＥに、カソードＫがＩＧＢＴ５ａのコレクタＣに接続される。また、ＰｉＮダイオード６ｂはＩＧＢＴ５ｂに逆並列となるように、そのアノードＡがＩＧＢＴ５ｂのエミッタＥに、カソードＫがＩＧＢＴ５ｂのコレクタＣに接続される。これらＩＧＢＴ５ａ、５ｂ、ＰｉＮダイオード６ａ、６ｂによりＵ相アームが構成される。ＩＧＢＴ５ａのコレクタＣは正極接続点Ｐｕに接続され、ＩＧＢＴ５ｂのエミッタＥは負極接続点Ｎｕに接続される。ＩＧＢＴ５ａのエミッタＥ及びＩＧＢＴ５ｂのコレクタＣは中間接続点Ｍｕに接続される。
【００２３】
また、Ｖ相アームを構成する半導体モジュール８ｖ、Ｗ相アームを構成する半導体モジュール８ｗも、Ｕ相アームを構成する半導体モジュール８ｕと同様の構成である。ＩＧＢＴ５ｃ、５ｄ、ＰｉＮダイオード６ｃ、６ｄによりＶ相アームが、ＩＧＢＴ５ｅ、５ｆ、ＰｉＮダイオード６ｅ、６ｆにより、Ｗ相アームが構成される。ＩＧＢＴ５ｃのコレクタＣは正極接続点Ｐｖに接続され、ＩＧＢＴ５ｄのエミッタＥは負極接続点Ｎｖに接続される。ＩＧＢＴ５ｅのコレクタＣは正極接続点Ｐｗに接続され、ＩＧＢＴ５ｆのエミッタＥは負極接続点Ｎｗに接続される。ＩＧＢＴ５ｃのエミッタＥ及びＩＧＢＴ５ｄのコレクタＣは中間接続点Ｍｖに接続される。ＩＧＢＴ５ｅのエミッタＥ及びＩＧＢＴ５ｆのコレクタＣは中間接続点Ｍｗに接続される。このように、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）には、パワー半導体素子のスイッチ素子５としてＩＧＢＴが、整流素子６としてＰｉＮダイオードが互いに逆並列に接続しつつ、この接続体を二直列に接続し、アーム構成を一つの単位としたものが、実装されている。
【００２４】
ノイズバイパス手段７は、２つのコンデンサ３４ａ、３４ｂが直列接続され、コンデンサ３４ａと、コンデンサ３４ｂとの接続点が接地される。コンデンサ３４ａ、３４ｂは容量性部材である。ノイズバイパス手段７は、いわゆるＹコンデンサである。ノイズバイパス手段７の一方の端子はＩＧＢＴ５ａのコレクタＣと同電位となる正極接続点Ｐｕに接続され、ノイズバイパス手段７の他方の端子はＩＧＢＴ５ｂのエミッタＥと同電位となる負極接続点Ｎｕに接続される。
【００２５】
平滑コンデンサ４の一方の端子は各相アームの高電位端であるＩＧＢＴ５ａ、５ｃ、５ｅのコレクタＣと同電位となる直流高圧電源２の出力の高電位側へ、端子Ｐｄｃを介して接続される。ＩＧＢＴ５ａ、５ｃ、５ｅはそれぞれ接続点（正極接続点）Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗにて端子Ｐｄｃまでの間の配索導電部材に接続される。
【００２６】
また、平滑コンデンサ４の他方の端子は各相アームの低電位端であるＩＧＢＴ５ｂ、５ｄ、５ｆのエミッタＥと同電位となる直流高圧電源２の出力の低電位側へ、端子Ｎｄｃを介して接続される。ＩＧＢＴ５ｂ、５ｄ、５ｆは、それぞれ接続点（負極接続点）Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗにて端子Ｎｄｃまでの間の配索導電部材に接続される。
【００２７】
さらに、Ｕ相アームの中間点であるＩＧＢＴ５ａのエミッタＥとＩＧＢＴ５ｂのコレクタＣの接続部は、接続点（中間接続点）Ｍｕから配索導電部材を経て端子Ｕａｃを介し、回転機３のＵ相に接続される。同様にＶ相アームの中間点であるＩＧＢＴ５ｃのエミッタＥとＩＧＢＴ５ｄのコレクタＣの接続部は、接続点（中間接続点）Ｍｖから配索導電部材を経て端子Ｖａｃを介し、回転機３のＶ相に接続される。また、Ｗ相アームの中間点であるＩＧＢＴ５ｅのエミッタＥとＩＧＢＴ５ｆのコレクタＣの接続部は、接続点（中間接続点）Ｍｗから配索導電部材を経て端子Ｗａｃを介し、回転機３のＷ相に接続される。したがって、ＩＧＢＴ５ａから５ｆをスイッチングしてスイッチ オン、スイッチ オフを切替えることにより、回転機３の端子電圧を調整し、ひいては、回転機３の出力トルクや回転速度を制御する事ができる。
【００２８】
本実施の形態において、各ＩＧＢＴ、ＰｉＮダイオードは、半導体モジュールとしてモールド樹脂１８に封止された状態で実装されている。図３は半導体モジュールの内部構造を示す図であり、図４は図３のＡ−Ａ断面を示す図である。図５は半導体モジュールの外観図である。電力変換装置（三相インバータ）１の主回路のアーム構成の内、上側アームのパワー半導体素子としてＩＧＢＴ５ａとＰｉＮダイオー６ａが、金属ブロック１１ａの上部に、半田１５によって接合され、載置されている。ＩＧＢＴ５ａは、上面側にエミッタ電極とゲート電極が形成され、下面側にコレクタ電極が形成されている。また、ＰｉＮダイオード６ａは、上面側にアノード電極が、下面側にカソード電極が形成されている。ＩＧＢＴ５ａの上面側の一部には、外部との間で制御信号を入出力するための信号線の接続領域としてパッドが設けられており、ゲート（Ｇ）電極、エミッタ電極、及び、ＩＧＢＴを構成する多数の半導体セル群の一部を領域的に分割し、この一部のセルに分流する電流量を観測して、ＩＧＢＴ５ａの過電流保護を行うためのセンスセル電極への接続箇所となっている。このパッドに対して、例えばアルミニウムワイヤ等によるボンディングワイヤ１９ａを介して信号端子１７ａに接続されている。
【００２９】
ＩＧＢＴ５ａの上面側のエミッタ電極と、ＰｉＮダイオード６ａの上面側のアノード電極は、ともに電極フレーム１６ｃへ、半田１４によって接合される。また、電極フレーム１６ａが、金属ブロック１１ａへ、半田９を介して接合される。電極フレーム１６ｃ及び電極フレーム１６ａにおけるモールド樹脂１８の外側に突出した部分は、それぞれ中間接続点Ｍｕ及び正極接続点Ｐｕに相当する。
【００３０】
また、同様に下側アームのパワー半導体素子としてＩＧＢＴ５ｂとＰｉＮダイオード６ｂが、金属ブロック１１ｂの上部に、半田１５によって接合され、載置されている。ＩＧＢＴ５ｂはＩＧＢＴ５ａと同じく、上面側にエミッタ電極とゲート（Ｇ）電極が形成され、下面側にコレクタ電極が形成されている。ＰｉＮダイオード６ｂはＰｉＮダイオード６ａと同じく、上面側にアノード電極が、下面側にカソード電極が形成されている。ＩＧＢＴ５ｂの信号線接続領域のパッドは、ボンディングワイヤ１９ｂを介して信号端子１７ｂに接続されている。
【００３１】
ＩＧＢＴ５ｂの上面側のエミッタ電極と、ＰｉＮダイオード６ｂの上面側のアノード電極は、ともに電極フレーム１６ｂへ、半田１４によって接合される。また、電極フレーム１６ｃが、金属ブロック１１ａの上方から分枝しつつ、金属ブロック１１ｂへ、半田９を介して接合される。電極フレーム１６ｂにおけるモールド樹脂１８の外側に突出した部分は、負極接続点Ｎｕに相当する。なお、図４に示した半導体モジュール８の断面図では、信号端子１７ｂの記載を省略した。
【００３２】
金属ブロック１１ａ、１１ｂは電流導通の機能も有しており、パワー半導体素子の電極と接続されて、同じ電位となる。一方、後述する金属ベース２０ｂ（図６、図７参照）は電力変換装置１の筺体の一部、または、筺体に対して金属ネジ等を用いて剛性を保って係止されるため、装置全体を外部に取り付ける部分と同電位となることから、金属ブロック１１ａ、１１ｂと金属ベース２０ｂとの間は、放熱性と絶縁性の両立する要求を満たすために、シリカやアルミナなどの伝熱フィラー材を混入したシート状の高分子樹脂（高熱伝導絶縁層）１２を適用して介挿される。
【００３３】
金属ブロック１１ａと金属ブロック１１ｂは、共にシート状の高分子樹脂１２の上面に配置しており、高分子樹脂１２の反対面(金属ブロック１１ａ、１１ｂとの当接面と対向
する面)に設けられた金属箔１３との間で、電気絶縁されている。
【００３４】
図１乃至図３を参照して、この接続構成について、詳しく説明する。金属ブロック１１ａの電位は、ＩＧＢＴ５ａのコレクタ電極と同電位であり、電極フレーム１６ａを通って、正極接続点Ｐｘ（Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ）を経由し、配索導電部材によって直流高圧電源２の出力の高電位側へ接続される。また、金属ブロック１１ｂの電位は、ＩＧＢＴ５ｂのコレクタ電極と同電位であり、電極フレーム１６ｃを通って、中間接続点Ｍｘ（Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗ）を経由し、端子Ｘａｃ（Ｕａｃ、Ｖａｃ、Ｗａｃ）にて、回転機３の三相端子と接続される。ＩＧＢＴ５ｂのエミッタ電極と、ＰｉＮダイオード６ｂのアノード電極は、電極フレーム１６ｂに接合し、負極接続点Ｎｘ（Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗ）を経由して、配索導電部材によって直流高圧電源２の出力の低電位側へ接続される。したがって、電極フレーム１６ｂは、直流高圧電源２の出力の低電位と同じ電位となる。なお、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗの電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂ、電極フレーム１６ｃには、各相を通じて同一番号を付与しているが、各相別個に電極フレーム１６ｂ、電極フレーム１６ｃを有している。
【００３５】
ここで、ＩＧＢＴ５ｂのコレクタ電極電位、すなわち、金属ブロック１１ｂの電位は、ＩＧＢＴ５ｂがスイッチ オンの状態では、直流高圧電源２の出力の低電位と略同電位で
ある。ＩＧＢＴ５ｂがスイッチ オフの状態では、回転機３に接続する相の電流極性が、
正（半導体モジュール８から回転機３へ流出する向き)の場合に、ＰｉＮダイオード６ｂ
が順バイアスとなり、金属ブロック１１ｂの電位は、直流高圧電源２の出力の低電位と略同電位となる。また、回転機３に接続する相の電流極性が、負（回転機３から半導体モジュール８へ流入する向き)の場合に、ＰｉＮダイオード６ａが順バイアスとなり、金属ブロック１１ｂの電位は、直流高圧電源２の出力の高電位と略同電位となる。
【００３６】
ＩＧＢＴ５ａがスイッチ オンの状態では、ＩＧＢＴ５ａのエミッタ電極の電位は、直
流高圧電源２の出力の高電位と略同電位となり、電極フレーム１６ｃを介して接続される金属ブロック１１ｂの電位も同電位となる。なお、ＩＧＢＴ５ａとＩＧＢＴ５ｂは、直列接続の短絡状態とならないよう、同時にはスイッチ オンの状態にはならないようスイッ
チング制御される。
【００３７】
次に、金属ブロック１１ａの電位について考える。金属ブロック１１ａの電位は、ＩＧＢＴ５ａのコレクタ電極電位である。金属ブロック１１ａは電極フレーム１６ａに接続されているので、金属ブロック１１ａの電位は、基本的には直流高圧電源２の出力の高電位と略同電位となる。
【００３８】
以上のように、金属ブロック１１ａの電位は、基本的には直流高圧電源２の出力の高電位と略同電位となり、変動は少ない。一方、金属ブロック１１ｂの電位は、直流高圧電源２の出力の高電位と、低電位のいずれかと略同電位となるものの、ＩＧＢＴ５ａ、５ｂのスイッチングに連動して、頻繁に切替わることとなる。
【００３９】
電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂ、電極フレーム１６ｃは、モールド樹脂１８で封止された封止体から、封止体の下面と略平行に、側方へ突出している。電極フレーム１６ａと電極フレーム１６ｂは封止体の同一側面から平行して突出しており、その対向側面に電極フレーム１６ｃが位置する。それぞれの電極フレームは、溶接、あるいは、ネジ締結などの係合手段でもって、別部材である配索導電部材に接続される。
【００４０】
図６は、電力変換装置の実装形態を示す図である。図６は、電力変換装置１として、三相インバータを構成する場合の金属ベース２０ｂへ、３個の半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗの搭載状態を模式的に示している。Ｕ相アームに対応する半導体モジュール８ｕ、Ｖ相アームに対応する半導体モジュール８ｖ、Ｗ相アームに対応する半導体モジュール８ｗのそれぞれが、電力変換装置１の全体の容積を小さく実装するよう金属ベース２０ｂの上面へ整列して配置される。
【００４１】
半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗの金属ベース２０ｂへの搭載状態について、図７を用いて説明する。図７は、半導体モジュールを金属ベースに搭載した構造を説明する図である。図７は、金属ベースがヒートシンクを兼ねる形態のものである。金属ベース２０ｂの上面にＴＩＭ２２を介して半導体モジュール８ｕを載置しており、かつ、金属ベース２０ｂの下面には表面積を増して放熱に適するよう放熱フィン２４が形成されている。スイッチ素子であるＩＧＢＴ５ａ、整流素子であるＰｉＮダイオード６ａで発生した熱は金属ベース２０ｂへ伝熱し、下部の放熱フィン２４から空気、水、不凍液などの冷媒へ放熱される。半導体モジュール８ｖ、８ｗも上記と同様に金属ベース２０ｂの上面にＴＩＭ２２を介して載置される。
【００４２】
半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのモールド樹脂封止体より突出する各電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂ、電極フレーム１６ｃ、は、金属ベース２０ｂとの間で電気絶縁を保つようＰＰＳ(ポリフェニレンサルファイド)、ＰＢＴ(ポリブチレンテレフタレ
ート)といったエンジニアリングプラスチック材料のフレーム受台３５、３６、３７によ
って隙間が遮断されている。
【００４３】
各電極フレーム１６ａ、１６ｂ、１６ｃの突出端は、図示しない配索導電部材に係合しており、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのそれぞれの電極フレーム１６ａ及び電極フレーム１６ｂは、図示しない平滑コンデンサ４、及び、正極端子Ｐｄｃ、負極端子Ｎｄｃへ電気的に接続している。また、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのそれぞれの電極フレーム１６ｃは、図示しない端子Ｕａｃ、端子Ｖａｃ、端子Ｗａｃへ電気的に接続している。
【００４４】
パワー半導体素子は、その寸法がおよそ５ｍｍ×５ｍｍ程度から２０ｍｍ×２０ｍｍ程度、あるいは、これに準じた矩形の寸法で構成されるため、上記のモールド樹脂封止体の寸法は５０ｍｍ×５０ｍｍ程度となる。これを３つ、整列して配置した場合、モールド樹脂封止体の配置領域の長辺は、約１５０ｍｍ以上となる。このため、電極フレーム１６ａ、１６ｂ、１６ｃの配索導電部材も、これに応じた長さのものが必要となる。
【００４５】
ここで、それぞれ半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗに内蔵される金属ブロック１１ａ、１１ｂは、上記のように金属ベース２０ｂとの間に浮遊容量分を有している。金属ベース２０ｂの電位に対して、特に、下アーム側パワー半導体素子を搭載する金属ブロック１１ｂの電位は、スイッチングに連動して切替わることから、この浮遊容量分を充放電する変位電流がスイッチングのタイミングで頻繁に流れる。これがコモンモード電流として、電力変換装置（三相インバータ）１から発生する放射電磁気ノイズの要因となる。
【００４６】
本実施の形態は、直流高圧電源２の出力との接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃに最も近傍に接続される半導体モジュール８（半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのいずれか１つ）の電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂと金属ベース２０ｂとの間に、上記浮遊容量分に相当する静電容量の容量性部材(コンデンサ)を、上記の変位電流のバイパス手段であるノイズバイパス手段７として備えることで、コモンモード電流が大きなループ（距離）で流れて、導通経路がアンテナと化し、放射電磁気ノイズの要因となることを防止する。図１、図６に示した例では、ノイズバイパス手段７が、半導体モジュール８ｕに接続されている。フレーム受台３７にはノイズバイパス手段７が搭載されているが、フレーム受台３６にはノイズバイパス手段７が搭載されていない。
【００４７】
ノイズバイパス手段７を用いることにより、放射電磁気ノイズを防止できることを説明する。図８はノイズバイパス手段７が搭載されたフレーム受台３７の実装構造を示す図であり、図９はフレーム受台３７の実装構造を説明する展開図である。第一導通体３３は、例えば銅材を断面形状がコ字状（Ｕ字状）に加工してバネ性を付与した部品であって、電極フレーム１６ａと電極フレーム１６ｂとの間で、ほぼ等距離の位置で、金属ベース２０ｂの上面に載置される。第一導通体３３の電極フレーム１６ａ寄りの側面には、扁平状のコンデンサ３４ａが、側面の電極を第一導通体３３に接触するよう配置され、同様に、電極フレーム１６ｂ寄りの側面には、扁平状のコンデンサ３４ｂが、側面の電極を第一導通体３３に接触するよう配置される。上述したように、ノイズバイパス手段７を構成する２つのコンデンサ３４ａ、３４ｂは直列接続され、コンデンサ３４ａと、コンデンサ３４ｂとの接続点は金属ベース２０ｂを介して接地される。ノイズバイパス手段７は、いわゆるＹコンデンサである。
【００４８】
板状の銅材などの金属導体を断面形状がし字状（Ｊ字状）に加工してバネ性を付与した第二導通体３０ａ、３０ｂの内、第二導通体３０ａ（正側の第二導通体）を、一端が電極フレーム１６ａの下面と接し、他端がコンデンサ３４ａと第一導通体３３との接触面と対向する側面の電極に接するよう配置する。また、第二導通体３０ｂ（負側の第二導通体）を、一端が電極フレーム１６ｂの下面と接し、他端がコンデンサ３４ｂと第一導通体３３
との接触面と対向する側面の電極に接するよう配置する。
【００４９】
第一導通体３３、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂ、第二導通体３０ａ、３０ｂは、ＰＰＳ(ポリフェニレンサルファイド)、ＰＢＴ(ポリブチレンテレフタレート)といった絶縁性のエンジニアリングプラスチック材料を成型したフレーム受台基部３１の凹凸により、位置決めされて、上記の接続関係を構成する。また、フレーム受台蓋部３２が、電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂの間で、上方から、フレーム受台基部３１に対して嵌合するように配置する。
【００５０】
上記を、図９を用いて、さらに詳細に説明する。図９は、ノイズバイパス手段が搭載されたフレーム受台の実装構造を説明する展開図であり、フレーム受台の実装構造と共に、半導体モジュール８ｕも図示している。半導体モジュール８ｕは、側方面の内の前方から電極フレーム（正極接続点Ｐｕ含む）１６ａと電極フレーム（負極接続点Ｎｕ含む）１６ｂが平行して突出している。また、側方面の内の後方から電極フレーム（中間接続点Ｍｕ）１６ｃが突出している。電極フレーム１６ａと電極フレーム１６ｂの下方に、フレーム受台基部３１が位置しており、その下面は金属ベース２０ｂに当接する。フレーム受台基部３１の最下部には、矩形の貫通穴３１１が設けられており、この貫通穴３１１に、第一導通体３３が収容される。また、フレーム受台基部３１の最下部に対し、電極フレーム１６ａと電極フレーム１６ｂ寄りの各側方部分が一段高に盛り上がっており、その一部に電極フレーム１６ａに近接する側で切り欠き３１２ａが、電極フレーム１６ｂに近接する側で切り欠き３１２ｂが設けられている。また、フレーム受台蓋部３２の下面の一部に、電極フレーム１６ａに近接する側で切り欠き３２１ａが、電極フレーム１６ｂに近接する側で切り欠き３２１ｂが設けられている。
【００５１】
切り欠き３２１ａへはコンデンサ３４ａが、切り欠き３２１ｂへはコンデンサ３４ｂが収容される。また、切り欠き３１２ａへは第二導通体３０ａの一部が電極フレーム１６ａの直下に位置するよう収容される。切り欠き３１２ｂへは第二導通体３０ｂの一部が電極フレーム１６ｂの直下に位置するよう収容される。コンデンサ３４ａの電極面である側方面は、それぞれ、第一導通体３３と第二導通体３０ａのバネ性で付勢されて接続する。同様に、コンデンサ３４ｂの電極面である側方面は、それぞれ、第一導通体３３と第二導通体３０ｂのバネ性で付勢されて接続する。フレーム受台基部３１とフレーム受台蓋部３２が嵌合によって、第一導通体３３及び第二導通体３０ａ、３０ｂは、コンデンサ３４ａ、３４ｂに対してバネとして働き、コンデンサ３４ａ、３４ｂは付勢されることとなる。なお、電極フレーム１６ｃの下部へは、ノイズバイパス手段７が実装されないものの、フレーム受台３７と同様な絶縁材料から成るフレーム受台３５を配して、金属ベース２０ｂとの間の電気絶縁を保っている。
【００５２】
なお、フレーム受台基部３１とフレーム受台蓋部３２との嵌合の維持については、明示していないが、図示していない別の係止部材、あるいは、フレーム受台蓋部３２の一部が電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂの下面に入り込むような羽根状の延伸部を備えており、電極フレーム１６ａ、電極フレーム１６ｂの先端を平滑コンデンサ４、及び、正極端子Ｐｄｃ、負極端子Ｎｄｃへ電気的に接続する配索導電部材と締結するのに連動して、嵌合する方向に押圧するものであっても良い。
【００５３】
図８、図９に示す容量性部材であるコンデンサ３４ａ、３４ｂの実装構造での電気的な接続関係は、図１０のように表される。図１０は、コンデンサの接続関係を示す図である。電極フレーム（正極接続点Ｐｕ含む）１６ａと金属ベース２０ｂの間にコンデンサ３４ａが有り、電極フレーム（負極接続点Ｎｕ含む）１６ｂと金属ベース２０ｂの間にコンデンサ３４ｂが有る。なお、金属ベース２０ｂは、電力変換装置１の筺体の一部を成し、その電位は接地電位に相当するものとなる。ここで、第一導通体３３、第二導通体３０ａ、３０ｂは、板状(面状)の部材として加工して得られるため、寄生するインダクタンス成分は極めて小さい。また、コンデンサ３４ａから、第二導通体３０ａ、電極フレーム１６ａを経て、金属ブロック１１ａに到る経路も、図３に示される金属ブロック１１ａの短辺と同程度に抑えられるため、金属ブロック１１ａとコンデンサ３４ａの間に寄生するインダクタンス成分も小さく出来る。
【００５４】
同様に、コンデンサ３４ｂから、第二導通体３０ｂ、電極フレーム１６ｂを経て、スイッチ素子５ｂ、整流素子６ｂへ到る経路も、半導体モジュール８ｕのモールド樹脂封止体の外部領域において短く、その経路に寄生するインダクタンス成分も小さく出来る。
【００５５】
これらを、電力変換装置１の主回路、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）のそれぞれの金属ブロック１１（１１ａ、１１ｂ）部分に存在する浮遊容量分、この浮遊容量分の変位電流のバイパス手段であるノイズバイパス手段７のコンデンサ３４ａ及びコンデンサ３４ｂからなるシステム全体の電気回路は、図１１のように示される。図１１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置における浮遊容量を含めたブロック図である。なお、金属ブロック１１ａ、１１ｂの符号は、各相に応じてｕ、ｖ、ｗを追加した。
【００５６】
図１１において、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗは、それぞれ、電力変換装置（三相インバータ）１のＵ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームの電気回路に該当している。半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗ内の素子は、図１に付した符号を参照して説明する。Ｕ相上アームの金属ブロック１１ａｕは、ＩＧＢＴ５ａのコレクタ電極と同電位となる。同様に、Ｖ相上アームの金属ブロック１１ａｖは、ＩＧＢＴ５ｃのコレクタ電極と、Ｗ相上アームの金属ブロック１１ａｗは、ＩＧＢＴ５ｅのコレクタ電極と同電位となる。金属ブロック１１ａｕと金属ベース２０ｂの間には浮遊容量分Ｃｚｕｈが存在する。同様に、金属ブロック１１ａｖと金属ベース２０ｂの間には浮遊容量分Ｃｚｖｈ、金属ブロック１１ａｗと金属ベース２０ｂの間には、浮遊容量分Ｃｚｗｈが存在する。
【００５７】
また、Ｕ相下アームの金属ブロック１１ｂｕは、ＩＧＢＴ５ｂのコレクタ電極と同電位となる。同様に、Ｖ相下アームの金属ブロック１１ｂｖは、ＩＧＢＴ５ｄのコレクタ電極と、Ｗ相下アームの金属ブロック１１ｂｗは、ＩＧＢＴ５ｆのコレクタ電極と同電位となる。金属ブロック１１ｂｕと金属ベース２０ｂの間には浮遊容量分Ｃｚｕｌが存在する。同様に、金属ブロック１１ｂｖと金属ベース２０ｂの間には浮遊容量分Ｃｚｖｌ、金属ブロック１１ｂｗと金属ベース２０ｂの間には、浮遊容量分Ｃｚｗｌが存在する。
【００５８】
ここで、平滑コンデンサ４、及び、直流高圧電源２の出力端子との接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃには半導体モジュールの内で半導体モジュール８ｕが最近傍に接続されるとして、半導体モジュール８ｕの電極フレーム（正極接続点Ｐｕ含む）１６ａ、電極フレーム（負極接続点Ｎｕ含む）１６ｂと金属ベース２０ｂの間にコンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂが取り付けられる。これは、平滑コンデンサ４や接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃよりも、半導体モジュール８ｕに近接して配置され、かつ、板状(面状)の部材によって電気接続することから、コンデンサ３４ａと金属ブロック１１ａｕとの間の寄生インダクタンスＬｓａ、コンデンサ３４ｂと金属ブロック１１ｂｕとの間の寄生インダクタンスＬｓｂ、金属ベース２０ｂとコンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂの間の寄生インダクタンスＬｓｃは、いずれも、小さな値に抑えられる。ここで、コンデンサ３４ａとコンデンサ３４ｂの静電容量は、同じものである。
【００５９】
このため、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗと配索導電部材との接続点Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗから、直流高圧電源２との接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃの方向を見た場合に、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂを経て、金属ベース２０ｂへ到るまでの回路のインピーダンスは、自動車搭載用電子機器の電磁妨害の規格である上記のＩＥＣ Ｃ
ＩＳＰＲ２５の対象となる周波数帯域の中で、１００ＭＨｚを超える周波数領域においても、十分に低く抑えられ、浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌの変位電流のバイパス路として成立可能となる。また、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂの静電容量は、上記の金属ブロック１１ａｕ、１１ａｖ、１１ａｗ、１１ｂｕ、１１ｂｖ、１１ｂｗのそれぞれと金属ベース２０ｂとの間の浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌと同程度に設定することから、低周波数域のインピーダンスは十分高く、漏れ電流を低く抑える一方で、自己共振周波数は高く、放射電磁気ノイズの対象領域となる高周波数域のノイズ電流をバイパス可能となる。尚、ノイズバイパス手段を半導体モジュール８ｕの１か所に取り付けているのは、接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃには半導体モジュール８ｕが最近傍に位置するためである。これはすなわち、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのスイッチングによって、浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌを通る変位電流が直流高圧電源２との間で大きなループを描く径路を流れることなく、半導体モジュール８ｕに取り付けたノイズバイパス手段を通過させて、アンテナ要素となる径路の導通を極力なくし、放射電磁気ノイズ低減の効果が得られるとの仕組みに依っている。尚、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗのそれぞれにノイズバイパス手段を設ければ、ノイズ低減効果は、さらに向上する。
【００６０】
以上のことを、一般的な従来の技術を用いた場合と対比し、図１２、図１３を用いて説明する。図１２は図１１のノイズバイパス手段の接続位置を変えた場合のブロック図であり、図１３は本発明のノイズバイパス手段の特性を示す図である。図１２は、従来の技術に基づいて、電力変換装置（三相インバータ）６１の筺体における直流高圧電源２との接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃの近傍にバイパス用コンデンサを取り付けた基板あるいは端子台を配置する場合での、システム全体の電気回路図を示している。図１２において図１１と同一の構成要素には、同一の符号を付与しており、同様の作用、特性を示すものについて、適宜、説明を省略する。
【００６１】
図１２の構成では、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂは、接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃの近傍に位置し、また、独立した基板、あるいは端子台などの構造物に実装されることから、回路の寄生インダクタンスＬｓａ１、Ｌｓｂ１、Ｌｓｃ１は大きくなる。このため、半導体モジュール８ｕ、８ｖ、８ｗと配索導電部材との接続点Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗから、直流高圧電源２との接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃの方向を見て、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂを経て、金属ベース２０ｂへ到るまでの回路のインピーダンスは大きく、浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌの変位電流のバイパス路としては成立し難い。
【００６２】
これについて、図１３の特性図を用いて説明する。図１３は、横軸を周波数ｆ［Ｈｚ］、縦軸をコンデンサのインピーダンスＺ［Ω］として、インピーダンスの周波数特性を図示したものであり、横軸、縦軸とも、対数（ｌｏｇ）を取って表現している。周波数ｆが低域から増加するにつれて、コンデンサのインピーダンスＺは、式（１）の関係に従い、低下して行く。
Ｚ＝１／（２πｆ・Ｃ） ・・・（１）
【００６３】
ここでＣは、コンデンサの静電容量である。しかしながら、さらに周波数ｆが増加すると、インピーダンス特性は増加に転じることとなる。これは、寄生インダクタンスＬｓａ、Ｌｓｂ、Ｌｓｃ（Ｌｓａ１、Ｌｓｂ１、Ｌｓｃ１）を含む等価直列インダクタンスＥＳＬ（Equivalent Series Inductance(L)）部分のインピーダンスが２πｆ×（ＥＳＬのインダクタンス値）の関係により、高周波数になるほど、インピーダンスが増加する。高周波域において等価直列インダクタンスＥＳＬ部分のインピーダンスが増加するのは、ＥＳＬのインピーダンスが主体となることに因る。高周波域におけるノイズバイパス手段７（寄生インダクタンスを含む）の全体のインピーダンスは、同様にＥＳＬのインピーダンスが主体となって、増大する。
【００６４】
図１３にＥＳＬが小さい場合と、大きい場合のインピーダンス特性を図示している。特性４１が実施の形態１の図１１の回路の場合であり、特性４２が比較例に相当する図１２の回路の場合である。ＥＳＬが大きい場合である特性４２は、自己共振周波数ｆ１よりも高周波数域でインピーダンスＺは増加する。一方、ＥＳＬが小さい場合である特性４１は、自己共振周波数はｆ１よりも高いｆ０まで移ることとなる。すなわち、ノイズバイパス手段７を、放射電磁気ノイズの抑制対象となる高周波数域で、浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌの変位電流のバイパス路として成立させ、電力変換装置１のノイズを抑制するには、ＥＳＬを低くする必要が有り、寄生インダクタンスＬｓａ、Ｌｓｂ、Ｌｓｃ（Ｌｓａ１、Ｌｓｂ１、Ｌｓｃ１）を低減しなければならない。なお、図の矢印は寄生インダクタンスが大きくなると、インピーダンス特性はインピーダンスが大きくなる方向に移動することを示している。
【００６５】
実施の形態１の電力変換装置１は、ノイズバイパス手段７を接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃに最も近い半導体モジュール８ｕの電極フレーム（正極接続点Ｐｕ含む）１６ａ、電極フレーム（負極接続点Ｎｕ含む）１６ｂと金属ベース２０ｂの間に取り付けたので、ノイズバイパス手段７のＥＳＬを小さくすることができるので、ノイズバイパス手段７を高周波数域における浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌの変位電流のバイパス路として成立させことができ、高周波数域のノイズを抑制することができる。
【００６６】
以上のことから、本実施の形態では、モールド樹脂封止型であり、高電力密度を実現するよう、高放熱（低熱抵抗）性であって、半導体モジュールと、半導体モジュールを搭載する金属ベースとの間に存在する浮遊容量分が大きな電力変換装置であっても、ＥＳＬの小さなノイズバイパス手段７を接続端子Ｐｄｃ、Ｎｄｃに最も近い半導体モジュール８ｕの電極フレーム１６ａ、１６ｂと金属ベース２０ｂの間に取り付けることにより、浮遊容量分を通る変位電流をノイズバイパス手段７により低減し、放射電磁気ノイズによる電磁妨害の発生を抑止した、自動車に搭載するのに好適な電力変換装置を実現できる。
【００６７】
また、本実施の形態では、半導体モジュール８ｕの電極フレーム１６ａ、１６ｂの突出部分と金属ベース２０ｂの間にノイズ電流のバイパス手段であるノイズバイパス手段７を実装することから、金属ベース２０ｂ上の部品搭載に要する投影面において、ノイズ電流のノイズバイパス手段７のために新たな占有域を設けることがなく、装置の大型化や、重量増加、コスト増加を抑えて、効果的に、放射電磁気ノイズの発生を防止する事ができる。
【００６８】
さらに、ノイズバイパス手段７は、半導体モジュール８ｕの外部に配置する構造であり、半導体モジュール８ｕにノイズ電流のバイパス手段を内蔵して、半導体モジュールの製造工程増加によるコスト増や、モールド封止に伴う故障率の増加、歩留まりの低下によるコスト増加も回避できる。
【００６９】
なお、ノイズバイパス手段７は、電極フレーム１６ａ、１６ｂの係止構造物と同様なエンジニアリングプラスチックを成型して実現でき、また、フレーム受台基部３１は、他の電極フレームの係止構造物であるフレーム受台３５、３６と一体に成型することも可能である。このように一体化することで、一体化したフレーム受台とフレーム受台蓋部３２を作成すので、低コストにフレーム受台を製作できる。また、ノイズバイパス手段７となる電気部品を絶縁部材に収容する構造であるため、電極フレーム１６ａ、１６ｂ同士、あるいは電極フレーム１６ａ、１６ｂと金属ベース２０ｂの間の電気絶縁性を確実に確保しつつ、小さな占有容積で実現することができる。これは、経路の寄生インダクタンスの低減も伴って、放射電磁気ノイズの低減に好適である。
【００７０】
また、ノイズバイパス手段７は層状に積み上げて構成する構造、すなわち下層のフレー
ム受台基部３１から部品を順に上側に組み立てる構造であり、電力変換装置１の組立てにおいて、金属ベース２０ｂ上への配索導電部材の装着、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の装着といった積層組み付け工程の一部に取り入れることが可能である。このため、ノイズバイパス手段７の組付けに要する加工費用を低く抑えることができる。
【００７１】
実施の形態１の電力変換装置１は、電極フレーム１６ａ、１６ｂ、１６ｃが突出したモールド樹脂封止型の半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）を金属ベース２０ｂ上に配置する形態の電力変換装置である。電力変換装置１は、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）と金属ベース２０ｂの間に存在する浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌを流れる変位電流をバイパスするためのノイズバイパス手段７を、電極フレーム１６ａ、１６ｂと金属ベース２０ｂの間に設け、ノイズを低減するようにした。ノイズバイパス手段７は、電極フレーム１６ａ、１６ｂと金属ベース２０ｂの間に小型に配置したので、装置の大型化や重量増を抑制することができる。
【００７２】
ノイズバイパス手段７は、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）と金属ベース２０ｂの間に存在する各浮遊容量分Ｃｚｕｈ、Ｃｚｕｌ、Ｃｚｖｈ、Ｃｚｖｌ、Ｃｚｗｈ、Ｃｚｗｌに相当する静電容量を持ち、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の近傍である電極フレーム１６ａ、１６ｂの直下に配置するため、寄生インダクタンスを少なく構成できる。このため、ノイズバイパス手段７は、高い周波数領域でも低インピーダンスであり、放射電磁気ノイズの低減に有効に働く。上記の各浮遊容量分は、同様の内部構造、構成材料の物性に基づく浮遊容量のため、容量分として同一となる。
【００７３】
電力変換装置１の複数の半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の内、一次側の直流高圧電源２への配索導電部材に最近傍のものにのみ、ノイズバイパス手段７を取り付けるため、コスト増加を少なく抑えつつ、十分なノイズ低減効果を得られる。
【００７４】
実施の形態１のモールド樹脂封止型の半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）は、アームの構成を一単位として封止、実装されており、一次側直流高圧の高電位接続電極フレームである電極フレーム１６ａと、低電位接続フレームである電極フレーム１６ｂが半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の側方から平行して突出している。このため、ノイズバイパス手段７の実装に必要な占有容積は極めて少なく済み装置を小型、軽量にできる。
【００７５】
ノイズバイパス手段７の実装構造部品を、絶縁性の高分子樹脂の成形構造体（フレーム受台基部３１）に位置決め収容しつつ、少ない部品点数で積層して組み立てて行く。このため、ノイズバイパス手段７が組み込まれたフレーム受台３７は、配索導電部材の装着や、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の装着といった積層組み付け工程の一部に取り入れることができ、組付けに要する費用を低減できる。
【００７６】
ノイズバイパス手段７の導電部材である第二導通体３０ａ、３０ｂ及び第一導通体３３は、板状バネ性の金属体で作られており、組み付けによって付勢されて電気的に接続される構造を用いており、部品の費用や実装作業に要する費用を低減できる。
【００７７】
実施の形態１の電力変換装置１は、インバータとして自動車に搭載し、車両の電動駆動システムに用いても、高い電力密度で小型、軽量であり、他の電子制御機器に電磁妨害を生じないようにできる。
【００７８】
なお、金属ベースとして、金属ベースがヒートシンクを兼ねる形態のものを説明したが、他の構造のものであっても構わない。他の構造の金属ベースは、例えば図１４に示すものでもよい。図１４は、半導体モジュールを金属ベースに搭載した他の構造を説明する図である。金属ベース２０ａは、金属板２５とヒートシンク２１とを備える。金属ベース２０ａの金属板２５上面にサーマルグリースなどのＴＩＭ２２を介して半導体モジュール８ｕを載置している。金属板２５の下面は、さらにＴＩＭ２３を介してヒートシンク２１へ熱的に面接続される。ヒートシンク２１には、表面積を増して放熱に適するよう放熱フィン２４が形成されている。スイッチ素子であるＩＧＢＴ５ａ、整流素子であるＰｉＮダイオード６ａで発生した熱は、金属ブロック１１ａ（１１ｂ）、高分子樹脂１２、金属箔１３、第一のＴＩＭ２２、金属板２５、第二のＴＩＭ２３を経由して、ヒートシンク２１（放熱フィン２４）から、空気、水、不凍液などの冷媒へ伝熱し放熱される。
【００７９】
以上のように実施の形態１の電力変換装置１によれば、金属ブロック１１ａ、１１ｂに搭載されたパワー半導体素子を内蔵し、パワー半導体素子の電極に接続された複数の電極フレーム１６ａ、１６ｂが外部に突出するようにモールド樹脂１８にて封止された樹脂封止型の半導体モジュール８が、金属ブロック１１ａ、１１ｂと絶縁された金属ベース２０ｂに載置された電力変換装置１であって、パワー半導体素子は、スイッチング機能を担うスイッチ素子５ａ、５ｂと、整流機能を担うと共にスイッチ素子５ａ、５ｂに逆並列に接続された整流素子６ａ、６ｂとを有し、複数の電極フレームは、半導体モジュール８の直流電力を供給する直流高圧電源２の高電位側に接続され、パワー半導体素子の第一電極に接続された正電極フレーム１６ａ及び、直流高圧電源２の低電位側に接続され、パワー半導体素子の第二電極に接続された負電極フレーム１６ｂを含み、正電極フレーム１６ａ及び負電極フレーム１６ｂと金属ベース２０ｂとの間に配置され、正電極フレーム１６ａ及び負電極フレーム１６ｂと金属ベー２０ｂとを容量結合するノイズバイパス手段７を備えたことを特徴とするので、ノイズバイパス手段７が、正電極フレーム１６ａ及び負電極フレーム１６ｂと金属ベース２０ｂの間に小型に配置されており、装置の大型化や、重量増加を抑えると共に、発生ノイズを低減することができる。
【００８０】
実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２に関して、図１５、図１６を用いて説明する。図１５は、本発明の実施の形態２による半導体モジュールの回路図である。図１６は、図２の半導体モジュール及び図１５（ｂ）の半導体モジュールと動作波形図である。図１５は、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）に封止される主回路配線とパワー半導体素子として、シリコン（Ｓｉ）半導体材料によるバイポーラ型半導体のＩＧＢＴ、同じくバイポーラ型半導体のＰｉＮダイオードとは異なるユニポーラ型のパワー半導体素子を用いる例を示しており、いずれも、一つのアームを構成単位としている。
【００８１】
図１５（ａ）は、整流素子としてＰｉＮダイオード６ａ、６ｂ（図２参照）に替えて、ショットキーバリアダイオード（金属接合障壁ダイオード）２６ａ、２６ｂを適用するものである。ショットキーバリアダイオードはユニポーラ型の半導体素子であることから、電流がダイオード内を順方向に導通している状態より、遮断する状態へ移行する転流動作の際に、リカバリ電流（逆回復電流）が、ほとんど流れず、ＰｉＮダイオードと比較して、発生損失が軽減されるという特徴がある。
【００８２】
図１５（ｂ）は、整流素子としてＰｉＮダイオード６ａ、６ｂに替えて、ショットキーバリアダイオード２６ａ、２６ｂを、スイッチ素子としてＩＧＢＴ５ａ、５ｂに替えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂを適用するものである。ショットキーバリアダイオード２６ａ、２６ｂとＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂのいずれも、ユニポーラ型の半導体素子であり、ショットキーバリアダイオード２６ａ、２６ｂにあっては、リカバリ電流がほとんど流れず、発生損失が軽減される。
【００８３】
また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂにあっては、ユニポーラ型の半導体素子であるがゆえ、ＩＧＢＴのようにターンオフ時の終盤に、ドリフト層内の蓄積キャリアが、再結合
により消滅するまでの期間としてテール電流が流れるといった現象が生じず、スイッチングの応答が速いという特徴がある。スイッチングの応答が速いという特性を活かし、発生損失を軽減することができる。
【００８４】
図１５（ｃ）は、スイッチ素子としてＩＧＢＴ５ａ、５ｂに替えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂを適用し、更に逆バイアス時（ドレイン電極の電位よりもソース電極の電位の方が高い状態）には、ＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂの半導体構造として内在するＰＮ接合を利用したＢｏｄｙダイオード、あるいは、ＦＥＴの双方向導通性を応用して、逆バイアス時にＦＥＴをスイッチオンし、ソース電極からドレイン電極の方向へ電流を流す同期整流動作を利用することにより、整流素子の実装を止める構成のものである。スイッチ素子、整流素子の双方とも、ユニポーラ型半導体素子の特性が当てはまるため、図１５（ａ）、図１５（ｂ）と同様に、リカバリ電流がほとんど流れず、発生損失が軽減される、また、ターンオフ時にテール電流が流れず、スイッチングを速い応答性となるようＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂのゲート容量充電特性を設定して、発生損失を軽減することができる。
【００８５】
また、更に、これらＭＯＳ−ＦＥＴ２７ａ、２７ｂやショットキーバリアダイオード２６ａ、２６ｂといったユニポーラ型素子を、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料、ダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体材料から製造する場合も有る。従来の半導体材料として良く用いられるシリコン（Ｓｉ）は、バンドギャップ値が１．１２ｅＶであった。このシリコンのバンドギャップ値よりも大きなバンドギャップ値を持つ半導体材料が、ワイドバンドギャップと総称されており、それぞれのバンドギャップ値は炭化珪素（４Ｈ−ＳｉＣ）が３．２５ｅＶ、窒化ガリウム（ＧａＮ）が３．３９ｅＶ、ダイヤモンドが５．４７ｅＶである。
【００８６】
上記のワイドバンドギャップ半導体材料を用いる利点として、高い耐圧のユニポーラ型パワー半導体素子を、実用的な特性で実現できるという点が挙げられる。これは、ワイドバンドギャップ半導体材料の絶縁破壊強度が、シリコン（Ｓｉ）の絶縁破壊強度よりも、数倍以上、高い数値であるということに起因する。すなわち、高い耐圧のパワー半導体素子を実現するためには、半導体の内部のドリフト領域に厚みを持たせ、内部の電界強度が絶縁破壊を起こさないよう厚みが設定される。
【００８７】
しかしながら、シリコン（Ｓｉ）を用いたユニポーラ型のパワー半導体素子では、耐圧が１００Ｖを超える領域において絶縁破壊を生じない厚みを設定すると、このドリフト領域での抵抗成分による損失が著しく増加し、同程度の耐圧のバイポーラ型のパワー半導体素子と比較して、特性が劣ってしまう。例えば、自動車に搭載の電気駆動システム用の電力変換装置に適用するパワー半導体素子は、直流電圧が１００Ｖから約７００Ｖに到る範囲の電圧帯を扱うため、耐圧が６００Ｖ、あるいは１２００Ｖのものが用いられる。シリコン（Ｓｉ）を用いたユニポーラ型のパワー半導体素子では、損失が大きく、発熱による温度上昇により耐熱温度を超過することから、実用困難であった。
【００８８】
一方、ワイドバンドギャップ半導体材料の高絶縁破壊強度であるという特徴を活かすと、半導体の内部のドリフト領域の厚みを薄くすることができ、耐圧が６００Ｖから１２００Ｖ程度であっても、特性が良いユニポーラ型のパワー半導体素子が実現できる。ユニポーラ型であることから、整流素子にあっては、リカバリ電流がほとんど流れず、発生損失が軽減される、また、スイッチ素子にあっては、ターンオフ時にテール電流が流れず、スイッチングの応答性を速く設定でき、発生損失を軽減することが可能となる。なお、絶縁破壊強度は、それぞれシリコン（Ｓｉ）が３．０×１０＾５Ｖ／ｃｍであり、炭化珪素（４Ｈ−ＳｉＣ）が２．５×１０＾６Ｖ／ｃｍであり、窒化ガリウム（ＧａＮ）が３．３×１０＾６Ｖ／ｃｍであり、ダイヤモンドが１×１０＾７Ｖ／ｃｍである。
【００８９】
上記のように、ユニポーラ型のパワー半導体素子を用いることで、スイッチ素子、整流素子の損失が軽減し、効率の向上が図れ、小型で高電力密度の電力変換装置の実現に適している。さらに、耐圧が６００Ｖから１２００Ｖの、従来のシリコン半導体材料のユニポーラ型半導体素子では非実用的であった耐圧帯であっても、ワイドバンドギャップ半導体材料を用いれば、特性の良好なユニポーラ型半導体素子を実現できる。
【００９０】
しかしながら、ユニポーラ型のパワー半導体素子を用い、さらに、パワー半導体素子がワイドバンドギャップ半導体材料による６００Ｖから１２００Ｖに到る耐圧の半導体素子である場合、その速い応答性によって、電位変動が振動的になり、ノイズを誘発し易いという問題が生じる。これは、図１６のように示される。図１６（ａ）と図１６（ｂ）は、シリコン（Ｓｉ）によるバイポーラ型のＩＧＢＴ、ＰｉＮダイオードをアーム構成に用いた場合（図２の半導体モジュールの場合）におけるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅを観測したものである。図１６（ａ）はターンオン時の場合であり、図１６（ｂ）はターンオフ時の場合である。また、図１６（ｃ）と図１６（ｄ）は、炭化珪素（ＳｉＣ）によるユニポーラ型のＭＯＳ−ＦＥＴ、ショットキーバリアダイオードをアーム構成に用いた場合（図１５（ｂ）の半導体モジュールの場合）におけるＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを観測したものである。図１６（ｃ）はターンオン時の場合であり、図１６（ｄ）はターンオフ時の場合である。
【００９１】
図１６（ａ）と図１６（ｃ）を比較して、ターンオフ時に図１６（ａ）のＩＧＢＴの場合は、電流遮断の終盤でテール電流が流れる現象を生じるが、概して波形は非振動的である。図１６（ｃ）のＭＯＳ−ＦＥＴの場合は、テール電流を生じないが、波形は振動的となる。
【００９２】
図１６（ｂ）と図１６（ｄ）を比較して、ターンオン時に図１６（ｂ）のＩＧＢＴの波形は非振動的であるものの、図１６（ｄ）のＭＯＳ−ＦＥＴの波形は振動的となる。これは、パワー半導体素子の空乏層部分の接合容量（出力容量）と、パワー半導体素子の電流導通路となる電極フレーム、配索導電部材に存在する寄生インダクタンス分との共振ループにて、ユニポーラ型半導体素子はキャリアとして電子のみが機能し、応答性が速いことにより、急速に接合容量が充電されて励振するためである。
【００９３】
図１６（ｃ）、図１６（ｄ）の如く、ワイドバンドギャップ半導体材料によるユニポーラ型の半導体素子を用いる場合、その応答は速いものの、振動的となる。また、電圧波形、電流波形の変化初期の傾きは、不連続性の高い鋭角となって高周波数の成分を含むこととなる。これらのことから、上記のパワー半導体素子の接合容量と配索導電部材の寄生インダクタンス分との共振や、半導体モジュールの金属ブロックと金属ベースとの間の浮遊容量分の充放電の頻度、電圧変化率が高くなるといったことで、高い周波数でのノイズが増加することとなる。
【００９４】
本実施の形態は、図８、図９、図１０、図１１に示される実施の形態１のノイズ電流のバイパス手段であるノイズバイパス手段７を実装して、さらに、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の内部の回路が、図１５（ａ）、１５（ｂ）、１５（ｃ）に示すもののいずれかを含む構成（第一の構成）、あるいは、後述する第二の構成で実現した電力変換装置である。第二の構成は、図２の回路を実装した半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）、図１５（ａ）の回路を実装した半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）、図１５（ｂ）の回路を実装した半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）、図１５（ｃ）の回路を実装した半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）といった異種の半導体モジュールを組み合わせた構成である。
【００９５】
以上のように、ユニポーラ型のパワー半導体素子を適用する場合、応答性が速く、応答波形が振動的であって、半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の金属ブロック１１ａ、１１ｂと金属ベース２０ａ、２０ｂとの間の浮遊容量分の充放電の頻度、電圧変化率が高くなるが、本実施の形態において、ノイズバイパス手段７は高い周波数域でも低インピーダンスであり、浮遊容量分Ｃｚｕｈ〜Ｃｚｗｌを通る変位電流を低減する、すなわちノイズ電流をバイパスする効果が高く、放射電磁気ノイズによる電磁妨害の発生を抑止することができる。したがって、実施の形態２の電力変換装置１は、放射電磁気ノイズによる電磁妨害の発生を抑止する自動車搭載に好適である。
【００９６】
また、ワイドバンドギャップの半導体材料によるユニポーラ型パワー半導体素子を使用する場合であっても、放射電磁気ノイズを有効に抑制できるため、ノイズの増加に律則してパワー半導体素子の応答性（電流の立上がり、立下りの傾斜ｄｉ／ｄｔ）が遅くなるよう制限することなく、発生損失を軽減可能である。
【００９７】
実施の形態２の半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）は、ユニポーラ型半導体素子を含んで、応答波形が振動的である場合も、ノイズバイパス手段７により高い周波数領域まで対応してノイズ電流をバイパスし、十分なノイズ低減効果を得られる。
【００９８】
ユニポーラ型半導体素子をワイドバンドギャップ半導体材料から製造することで、自動車駆動用電力変換器のパワー半導体素子として６００Ｖから１２００Ｖに到る電圧帯の耐圧を持つことができる。上記のパワー半導体素子を含む電力変換装置１は、速い応答性で発生損失が少ないながらも、応答波形が振動的となる設定において、ノイズバイパス手段７により高い周波数領域まで対応してノイズ電流をバイパスし、低損失(高効率)と低ノイズを両立することができる。
【００９９】
半導体素子は、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料、ダイヤモンドなどから成るワイドバンドギャップ半導体材料を用いており、この半導体素子は、半導体のドリフト領域の厚みが薄く、応答性が速い。一方、この半導体素子は、空乏層部分に生じる接合容量分への充電に起因して波形は振動的となるが、実施の形態２の電力変換装置１は、ノイズバイパス手段７により高い周波数領域でも低インピーダンスでノイズ電流をバイパスするため、十分なノイズ低減効果を得られる。
【０１００】
実施の形態３．
本発明に関する実施の形態を、実施の形態１と実施の形態２によって説明したが、これらは本発明の好適な実施事例を例示したものに過ぎない。例えば、電力変換装置１として、三相インバータを用いて説明したが、図１７や図１８に示すＤＣ−ＤＣコンバータに適用するものであっても良い。図１７は本発明の実施の形態３による自動車用電気駆動システムの構成図であり、図１８は本発明の実施の形態３による太陽光発電用の電力変換システムの構成図である。
【０１０１】
図１７の電気駆動システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の一次側端子Ｐ１、Ｎ１にニッケル水素電池やリチウムイオン電池、燃料電池などの直流電源となる電池１０３を、二次側端子Ｐ２、Ｎ２にインバータ１０１ａを接続している。更に、インバータ１０１ａには回転機３が接続されている。回転機３は車両の駆動力源となる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、一次側の電池１０３の電圧をＤＣ−ＤＣ電圧変換して二次側のインバータ１０１ａに供給する。インバータ１０１ａは回転機３と交流電力を授受する。
【０１０２】
図１８の太陽光発電用電力変換システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の一次側端子Ｐ１、Ｎ１に太陽電池１０４を、また、二次側端子Ｐ２、Ｎ２にインバータ１０１ｂを接続している。インバータ１０１ｂは、フィルタ１０５を介して商用交流電源１０６に接続
しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は一次側の太陽電池１０４の発電電圧をＤＣ−ＤＣ電圧変換して二次側のインバータ１０１ｂに供給する。インバータ１０１ｂは、直流電圧を所定の商用交流電圧の振幅、周波数にＤＣ−ＡＣ変換して商用電力系統に供給する。
【０１０３】
実施の形態３の電力変換装置１は、ＤＣ−ＤＣコンバータとして自動車に搭載し、車両の高電圧直流電気負荷に接続して用いても、高い電力密度で小型、軽量であり、他の電子制御機器に電磁妨害を生じないようにできる。
【０１０４】
なお、ノイズ電流のバイパス手段であるノイズバイパス手段７として、実施の形態１に示す形状のフレーム受台基部３１、フレーム受台蓋部３２、コンデンサ３４ａ、コンデンサ３４ｂ、第一導通体３３、第二導通体３０ａ、３０ｂ等を用いた構成によるものを説明したが、別な形状、構成部材、素材から成るものであっても良い。ノイズバイパス手段７を搭載したフレーム受台３７を、図１９に示すように各相の半導体モジュール８（８ｕ、８ｖ、８ｗ）の電極フレーム１６ａ、１６ｂと金属ベース２０ｂの間に設置する場合でもよい。各相に設けたノイズバイパス手段７により、半導体モジュール８の各相の浮遊容量分Ｃｚｕｈ、Ｃｚｕｌ、Ｃｚｖｈ、Ｃｚｖｌ、Ｃｚｗｈ、Ｃｚｗｌを通る変位電流の径路が、一段と小さなループに細分化されるため、ノイズ低減効果は、さらに向上する。図１９は、電力変換装置１の他の実装形態を示す図である。また、本発明は、これら実施の形態の構成、動作に限定されるものでなく、本発明の範囲内にある限り、別な構成、動作へ変更を加えて実施してもよい。
【符号の説明】
【０１０５】
１…電力変換装置、２…直流高圧電源、３…回転機、５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ、５ｆ…ＩＧＢＴ、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆ…ＰｉＮダイオード、７…ノイズバイパス手段、８、８ｕ、８ｖ、８ｗ…半導体モジュール、１１、１１ａ、１１ｂ、１１ａｕ、１１ｂｕ、１１ａｖ、１１ｂｖ、１１ａｗ、１１ｂｗ…金属ブロック、１２…高分子樹脂、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ…電極フレーム、１８…モールド樹脂、２０ａ、２０ｂ…金属ベース、２６…ショットキーバリアダイオード、２７…ＭＯＳ−ＦＥＴ、３０ａ、３０ｂ…第二導通体、３３…第一導通体、３４ａ、３４ｂ…コンデンサ、３７…フレーム受台、１０１ａ、１０１ｂ…インバータ、１０２…ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
金属ブロックに搭載されたパワー半導体素子を内蔵し、前記パワー半導体素子の電極に接続された複数の電極フレームが外部に突出するようにモールド樹脂にて封止された樹脂封止型の半導体モジュールが、高熱伝導絶縁層により前記金属ブロックと絶縁された金属ベースに載置された電力変換装置であって、
前記パワー半導体素子は、スイッチ素子と、前記スイッチ素子に逆並列に接続された整流素子とを有し、
前記複数の電極フレームは、前記半導体モジュールの直流電力を供給する直流高圧電源の高電位側に接続され、前記パワー半導体素子の第一電極に接続された正電極フレーム及び、前記直流高圧電源の低電位側に接続され、前記パワー半導体素子の第二電極に接続された負電極フレームを含み、
前記正電極フレーム及び前記負電極フレームと前記金属ベースとの間に配置され、前記正電極フレーム及び前記負電極フレームと前記金属ベースとを容量結合するノイズバイパス手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ノイズバイパス手段は、前記正電極フレームと前記金属ベースの間に介挿され電気的に接続する第一の容量性部材と、前記負電極フレームと前記金属ベースの間に介挿され電気的に接続する第二の容量性部材とを備え、
前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材は、前記正電極フレーム及び前記負電極フレームを支持するフレーム受台に収容されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材は、前記半導体モジュールの前記金属ブロックと前記高熱伝導絶縁層と前記金属ベースとで形成される浮遊容量分に相当する静電容量を有することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記ノイズバイパス手段は、前記金属ベースと前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材とを接続する第一導通体と、前記第一の容量性部材と前記正電極フレームとを接続する正側の第二導通体と、前記第二の容量性部材と前記負電極フレームとを接続する負側の第二導通体とを備え、
前記第一導通体、前記正側の第二導通体及び前記負側の第二導通体は、前記正電極フレーム及び前記負電極フレームを支持する前記フレーム受台に収容されたことを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記ノイズバイパス手段を収容する前記フレーム受台は、前記半導体モジュールの前記正電極フレーム及び前記負電極フレームの突出先端までの間に配置され、
前記正側の第二導通体及び前記負側の第二導通体は、前記金属ベースから前記正電極フレーム及び前記負電極フレームへの垂直方向において、前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材の配置される位置と前記正電極フレーム及び前記負電極フレームの配置される位置と間に配置されることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材は、異なる面にそれぞれ第一金属端子及び第二金属端子を有し、
前記第一導通体、前記正側の第二導通体及び前記負側の第二導通体は弾性金属体であり、前記第一導通体は前記第一の容量性部材の前記第一金属端子及び前記第二の容量性部材の前記第一金属端子を付勢し、前記正側の第二導通体は前記正電極フレーム及び前記第一の容量性部材の前記第二金属端子を付勢し、前記負側の第二導通体は前記負電極フレーム及び前記第二の容量性部材の前記第二金属端子を付勢することにより、
前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材が前記正電極フレーム及び前記負電極フ
レームと前記金属ベースとに電気的に接続されることを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記半導体モジュールを複数備え、
前記ノイズバイパス手段は、前記直流高圧電源に接続される配索導電部材に対して、前記直流高圧電源に最も近くに締結される前記正電極フレーム及び前記負電極フレームと前記金属ベースとの間に接続されたこを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記半導体モジュールは、前記パワー半導体素子を二直列に接続したアームの構成を形成し、
前記複数の電極フレームは、前記直流高圧電源の高電位側に接続される前記正電極フレームと、前記直流高圧電源の低電位側に接続される前記負電極フレームと、前記二直列に接続したパワー半導体素子の結節点に接続される中間電極フレームとを含み、
前記正電極フレームと前記負電極フレームは、前記半導体モジュールの側方から平行して突出していることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記パワー半導体素子は、少なくともユニポーラ型のスイッチ素子とユニポーラ型の整流素子のいずれか又は両方を含むものであることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記ユニポーラ型のスイッチ素子及び前記ユニポーラ型の整流素子は、そのバンドギャップがシリコンより大きいワイドバンドギャップ半導体で構成したことを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンドのいずれかのワイドバンドギャップ半導体材料により形成されていることを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記電力変換装置は、直流電力を交流電力へ変換するインバータであって、自動車に搭載され、車両の駆動用回転機を負荷とするものであることを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記電力変換装置は、直流電力を別な電圧の直流電力へ変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、自動車に搭載され直流電気負荷に電力を供するものであることを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１】
金属ブロックに搭載されたパワー半導体素子を内蔵し、前記パワー半導体素子の電極に接続された複数の電極フレームが外部に突出するようにモールド樹脂にて封止された樹脂封止型の半導体モジュールが、高熱伝導絶縁層により前記金属ブロックと絶縁された金属ベースに載置された電力変換装置であって、
前記パワー半導体素子は、スイッチ素子と、前記スイッチ素子に逆並列に接続された整流素子とを有し、
前記複数の電極フレームは、前記半導体モジュールの直流電力を供給する直流高圧電源の高電位側に接続され、前記パワー半導体素子の第一電極に接続された正電極フレーム及び、前記直流高圧電源の低電位側に接続され、前記パワー半導体素子の第二電極に接続された負電極フレームを含み、
前記正電極フレーム及び前記負電極フレームと前記金属ベースとの間に配置され、前記正電極フレーム及び前記負電極フレームと前記金属ベースとを容量結合するノイズバイパス手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ノイズバイパス手段は、前記正電極フレームと前記金属ベースの間に介挿され電気的に接続する第一の容量性部材と、前記負電極フレームと前記金属ベースの間に介挿され電気的に接続する第二の容量性部材とを備え、
前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材は、前記正電極フレーム及び前記負電極フレームを支持するフレーム受台に収容されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材は、前記半導体モジュールの前記金属ブロックと前記高熱伝導絶縁層と前記金属ベースとで形成される浮遊容量分に相当する静電容量を有することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記ノイズバイパス手段は、前記金属ベースと前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材とを接続する第一導通体と、前記第一の容量性部材と前記正電極フレームとを接続する正側の第二導通体と、前記第二の容量性部材と前記負電極フレームとを接続する負側の第二導通体とを備え、
前記第一導通体、前記正側の第二導通体及び前記負側の第二導通体は、前記正電極フレーム及び前記負電極フレームを支持する前記フレーム受台に収容されたことを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記ノイズバイパス手段を収容する前記フレーム受台は、前記半導体モジュールの前記正電極フレーム及び前記負電極フレームの突出先端までの間に配置され、
前記正側の第二導通体及び前記負側の第二導通体は、前記金属ベースから前記正電極フレーム及び前記負電極フレームへの垂直方向において、前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材の配置される位置と前記正電極フレーム及び前記負電極フレームの配置される位置と間に配置されることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材は、異なる面にそれぞれ第一金属端子及び第二金属端子を有し、
前記第一導通体、前記正側の第二導通体及び前記負側の第二導通体は弾性金属体であり、前記第一導通体は前記第一の容量性部材の前記第一金属端子及び前記第二の容量性部材の前記第一金属端子を付勢し、前記正側の第二導通体は前記正電極フレーム及び前記第一の容量性部材の前記第二金属端子を付勢し、前記負側の第二導通体は前記負電極フレーム及び前記第二の容量性部材の前記第二金属端子を付勢することにより、
前記第一の容量性部材及び前記第二の容量性部材が前記正電極フレーム及び前記負電極フ
レームと前記金属ベースとに電気的に接続されることを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記半導体モジュールを複数備え、
前記ノイズバイパス手段は、前記直流高圧電源に接続される配索導電部材に対して、前記直流高圧電源に最も近くに締結される前記正電極フレーム及び前記負電極フレームと前記金属ベースとの間に接続されたこを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記半導体モジュールは、前記パワー半導体素子を二直列に接続したアームの構成を形成し、
前記複数の電極フレームは、前記直流高圧電源の高電位側に接続される前記正電極フレームと、前記直流高圧電源の低電位側に接続される前記負電極フレームと、前記二直列に接続したパワー半導体素子の結節点に接続される中間電極フレームとを含み、
前記正電極フレームと前記負電極フレームは、前記半導体モジュールの側方から平行して突出していることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記パワー半導体素子は、少なくともユニポーラ型のスイッチ素子とユニポーラ型の整流素子のいずれか又は両方を含むものであることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記ユニポーラ型のスイッチ素子及び前記ユニポーラ型の整流素子は、そのバンドギャップがシリコンより大きいワイドバンドギャップ半導体で構成したことを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンドのいずれかのワイドバンドギャップ半導体材料により形成されていることを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記電力変換装置は、直流電力を交流電力へ変換するインバータであって、自動車に搭載され、車両の駆動用回転機を負荷とするものであることを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記電力変換装置は、直流電力を別な電圧の直流電力へ変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、自動車に搭載され直流電気負荷に電力を供するものであることを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２０１３−１０６５０３（Ｐ２０１３−１０６５０３Ａ）
【公開日】平成２５年５月３０日（２０１３．５．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２５１２１７（Ｐ２０１１−２５１２１７）
【出願日】平成２３年１１月１７日（２０１１．１１．１７）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月３０日（２０１３．５．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月１７日（２０１１．１１．１７）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]