電圧変換装置、車両および電圧変換装置の制御方法
【課題】応答性が改善された電圧変換装置およびそれを搭載する車両を提供する。
【解決手段】電圧変換装置（３０）は、リアクトルＬと、電流検出部（ＳＥ）と、スイッチング素子（ＴＲ１）を含む第１の電流制御部と、整流素子（Ｄ２）を含む第２の電流制御部と、スイッチング制御部（５０）とを備える。スイッチング制御部（５０）は、電圧指令値（Ｖｆｃｒ）に基づき算出した目標デューティー比とリアクトル電流の実デューティー比とに基づいて活性化信号（ＭＵＰ）のデューティー比を決定する。スイッチング制御部（５０）は、電流検出部（ＳＥ）の出力をモニタしてリアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、増加期間および減少期間に基づいて実デューティー比を求める。
【解決手段】電圧変換装置（３０）は、リアクトルＬと、電流検出部（ＳＥ）と、スイッチング素子（ＴＲ１）を含む第１の電流制御部と、整流素子（Ｄ２）を含む第２の電流制御部と、スイッチング制御部（５０）とを備える。スイッチング制御部（５０）は、電圧指令値（Ｖｆｃｒ）に基づき算出した目標デューティー比とリアクトル電流の実デューティー比とに基づいて活性化信号（ＭＵＰ）のデューティー比を決定する。スイッチング制御部（５０）は、電流検出部（ＳＥ）の出力をモニタしてリアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、増加期間および減少期間に基づいて実デューティー比を求める。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電圧変換装置、車両および電圧変換装置の制御方法に関し、特に２つの電圧系の間に設置され双方向に電流供給が可能な電圧変換装置とそれを備える車両および電圧変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特開２００３−２５０２７６号公報（特許文献１）には、出力電流値、出力電圧値などから、リアクトル電流を推定し、推定したリアクトル電流のパターンに基づいてデッドタイムを補正するＰＷＭ（パルス幅変調）インバータが開示されている。
【特許文献１】特開２００３−２５０２７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
インバータや電圧コンバータでは、電圧指令値（目標電圧）と入力電圧の差に応じて内部素子の制御を行なうフィードフォワード制御と、電圧指令値と出力電圧の差に応じて内部素子の制御を行なうフィードバック制御とを組み合わせて用いる場合がある。フィードバック制御では、ＰＩＤ（比例積分微分）制御などが用いられる場合が多い。
【０００４】
近年、電気自動車、ハイブリッド自動車および燃料電池自動車等のように、車両推進用の駆動源として交流式モータを採用し、この交流式モータを駆動するインバータ装置を搭載する自動車が登場している。
【０００５】
このような車両では、車両推進用モータを駆動するための高電圧バッテリと低電圧の補機用バッテリなどの、２つ以上の異なる電圧のバッテリを搭載するケースがある。
【０００６】
また、燃料電池を搭載する自動車では、稼動開始から安定出力にいたるまで燃料電池の出力電圧が変動する。このため駆動用の電力を安定的に確保するには燃料電池と二次電池とを組み合わせ、電圧変換器で接続して使用することが検討されている。
【０００７】
車両状態に応じて燃料電池の出力電圧も二次電池の出力電圧も変動するので、この間に接続される電圧変換器は、車両に必要とされるパワーに応じて、二次電池側から燃料電池側に電流を供給したり、逆に燃料電池側から二次電池に充電したりする動作を行なう。
【０００８】
このため、車両の加速、道路の傾斜等に応じて必要な電圧を速やかに出力できる応答性の良い電圧変換器が要求される。
【０００９】
しかしながら、リアクトルを含むインバータや電圧コンバータにおいて、リアクトル電流に基づいてデッドタイムを補正する技術は知られているが、ここで用いられるリアクトル電流は、たとえば所定の演算式で得られる推定値やローパスフィルタを通過させて得られる電流平均値であった。推定値や平均値に基づいて補正を行なうのでは、リアクトル電流の電流の向きが切り替わる点を正確に反映させた実デューティー比とのずれが生じてしまい、正確な補正ができない。
【００１０】
部品特性のバラツキや経年変化によってこのずれが拡大し、補正値が最適でなくなる場合もありうる。すると、結果的に電圧変換器の応答性が悪化することになる。
【００１１】
この発明の目的は、応答性が改善された電圧変換装置およびそれを搭載する車両を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明は、要約すると、電圧変換装置であって、リアクトルと、リアクトルを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部と、リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を少なくとも含む第１の電流制御部と、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルの一方端との間に設けられ、第１の整流素子を少なくとも含む第２の電流制御部と、第１の活性化信号のデューティー比を決定するスイッチング制御部とを備える。スイッチング制御部は、電圧指令値に基づき算出した目標デューティー比とリアクトル電流の実デューティー比とに基づいて第１の活性化信号のデューティー比を決定する。スイッチング制御部は、電流検出部の出力をモニタしてリアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、増加期間および減少期間に基づいて実デューティー比を求める。
【００１３】
好ましくは、スイッチング制御部は、第１の電源ノードの電圧と電圧指令値とに基づいてフィードフォワード項を算出し、フィードフォワード項に対して実デューティー比に応じた補正を行なうフィードフォワード処理部を含む。
【００１４】
好ましくは、スイッチング制御部は、目標デューティー比に対して電圧指令値と出力電圧値との偏差に基づくフィードバック制御を用いた補正を実行する。フィードバック制御は、積分制御を含む。スイッチング制御部は、積分制御の積分項が蓄積される積分処理部と、電流検出部の出力を受けて実デューティー比を求め、積分処理部に対して目標デューティー比と実デューティー比とのずれに応じた補正値を出力する積分項補正部とを含む。
【００１５】
好ましくは、第１の電流制御部は、第１のスイッチング素子と並列にリアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子をさらに含む。第２の電流制御部は、第１の整流素子と並列にリアクトルの一方端と第２の電源ノードとの間に設けられる第２のスイッチング素子をさらに含む。
【００１６】
より好ましくは、第２のスイッチング素子は、第２の活性化信号に応じて導通する。スイッチング制御部は、基準信号に応じて第１、第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号を出力するデッドタイム生成部と、目標デューティー比と実デューティー比とに基づいて基準信号を出力する補正制御部とを含む。
【００１７】
好ましくは、電圧変換装置は、リアクトルの他方端と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流制御部と、第２の電源ノードとリアクトルの他方端との間に設けられる第４の電流制御部とをさらに備える。電圧変換装置は、第１の電源ノードと第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。
【００１８】
この発明は、他の局面に従うと、上記いずれかに記載の電圧変換装置を備える車両である。
【００１９】
この発明は、さらに他の局面に従うと、リアクトルと、リアクトルを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部と、リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を少なくとも含む第１の電流制御部と、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルの一方端との間に設けられ、第１の整流素子を少なくとも含む第２の電流制御部とを含む電圧変換装置の制御方法であって、電圧指令値に基づいて目標デューティー比を算出するステップと、電流検出部の出力をモニタしてリアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、増加期間および減少期間に基づいて実デューティー比を求める実デューティー比を算出するステップと、目標デューティー比と実デューティー比とに基づいて第１の活性化信号のデューティー比を決定するステップとを備える。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、電圧変換装置の応答性が改善される。またこれにより、車両の走行性能が向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００２２】
［車両の全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。一例として、車両が燃料電池自動車である例が示されるが、これに限らず、電気自動車、ハイブリッド自動車にも本発明は適用可能である。
【００２３】
図１を参照して、この車両は、車輪６３Ｌ，６３Ｒに連結された同期モータ６１を駆動力源として走行する。同期モータ６１の電源は、電源システム１である。電源システム１から出力される直流は、インバータ６０で三相交流に変換され同期モータ６１に供給される。同期モータ６１は、制動時に発電機として機能することもできる。
【００２４】
電源システム１は、燃料電池４０、バッテリ２０、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０等から構成される。燃料電池４０は、水素と酸素の電気化学反応によって発電する装置である。一例としては、固体高分子型の燃料電池を用いることができる。これに限らず、燃料電池４０には、燐酸型、溶融炭酸塩型など種々のタイプの燃料電池を適用可能である。発電に利用される水素ガスは、アルコール等の原料を改質して生成される。本実施の形態では、発電を行なうスタック、燃料ガスを生成する改質器等を含めて燃料電池４０と称する。なお、改質器に代えて、水素吸蔵合金、水素ボンベなどを利用して水素ガス自体を貯蔵する構成を採ることも可能である。
【００２５】
バッテリ２０は、充放電可能な二次電池であり、一例としては、ニッケル水素バッテリを用いることができる。その他、種々のタイプの二次電池を適用可能である。また、バッテリ２０に代えて、二次電池以外の充放電可能な蓄電器、例えば電気二重層コンデンサ等の蓄電容量が大きなものを内蔵するキャパシタを用いても良い。
【００２６】
燃料電池４０とバッテリ２０とはインバータ６０に並列接続されている。燃料電池４０からインバータ６０への回路には、バッテリ２０からの電流または同期モータ６１で発電された電流が逆流するのを防止するためのダイオード４２が設けられている。並列に接続された電源の電力を適切に使い分けるためには、両者の相対的な電圧差を制御する必要がある。本実施の形態では、この目的から、バッテリ２０とインバータ６０との間にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は直流電圧同士を変換する電圧変換器である。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０から入力されたＤＣ電圧を調整してインバータ６０側に出力する機能、燃料電池４０またはモータ６１から入力されたＤＣ電圧を調整してバッテリ２０に出力する機能を奏する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の機能により、バッテリ２０の充放電が実現される。
【００２７】
バッテリ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ３０との間には、車両補機５０およびＦＣ補機５１が接続されている。つまり、バッテリ２０は、これらの補機の電源となる。車両補機５０とは、車両の運転時に使用される種々の電力機器を言い、照明機器、空調機器、油圧ポンプなどが含まれる。ＦＣ補機５１とは、燃料電池４０の運転に使用される種々の電力機器を言い、燃料ガスや改質原料を供給するためのポンプ、改質器の温度を調整するヒータ等が含まれる。
【００２８】
上述した各要素の運転は、制御ユニット１０によって制御される。制御ユニット１０は、内部にＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭを備えたマイクロコンピュータとして構成されている。制御ユニット１０は、インバータ６０のスイッチングを制御して、要求動力に応じた三相交流を同期モータ６１に出力する。要求動力に応じた電力が供給されるよう、燃料電池４０およびＤＣ／ＤＣコンバータ３０の運転を制御する。
【００２９】
これらの制御を実現するために、制御ユニット１０には、種々のセンサ信号が入力される。これらのセンサには、例えば、アクセルペダルセンサ１１、バッテリ２０の充電状態ＳＯＣ（State Of Charge）を検出するＳＯＣセンサ２１、燃料電池４０のガス流量を検出する流量センサ４１、車速を検出する車速センサ６２が含まれる。図示しないが、制御ユニット１０には、その他種々のセンサが接続されている。
【００３０】
図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。なお、動作理解の容易のために、図２にはＤＣ／ＤＣコンバータ３０の周辺部についても一部構成が示されている。
【００３１】
図２を参照して、この車両には、バッテリ２０と、バッテリ２０の端子間に接続される平滑用コンデンサ６と、インバータ６０と、インバータ６０によって駆動されるモータ６１と、インバータに直流電圧を供給する直列に接続されるダイオード４２および燃料電池４０と、インバータの電源端子間に接続される平滑用コンデンサ１４とが設けられる。ダイオード４２は、燃料電池４０に電流が流入するのを防止するための保護素子である。
【００３２】
この車両には、さらに、バッテリ２０の電圧ＶＢを検出する電圧センサ２２と、バッテリ２０に流れる電流ＩＢを検出する電流センサ２３と、インバータの電圧ＶＩＮＶを検出する電圧センサ４４と、インバータ側に流れる電流ＩＩＮＶを検出する電流センサ４３と、バッテリの電圧ＶＢとインバータの電圧ＶＩＮＶとの間で相互に電圧変換を行なうＤＣ／ＤＣコンバータ３０とが搭載されている。
【００３３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０の端子間に接続される第１のアームと、インバータ６０の電源端子間に接続される第２のアームと、第１、第２のアーム間に接続されるリアクトルＬとを含む。
【００３４】
第１のアームは、バッテリ２０の正極と負極との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ２と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１と並列に接続されるダイオードＤ１と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２と並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。
【００３５】
ＩＧＢＴ素子ＴＲ１のコレクタはバッテリ２０の正極に接続され、エミッタはノードＮ１に接続される。ダイオードＤ１はノードＮ１からバッテリ２０の正極に向かう向きを順方向として接続される。
【００３６】
ＩＧＢＴ素子ＴＲ２のコレクタはノードＮ１に接続され、エミッタはバッテリ２０の負極に接続される。ダイオードＤ２はバッテリ２０の負極からノードＮ１に向かう向きを順方向として接続される。
【００３７】
第２のアームは、インバータの正負電源端子間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ３，ＴＲ４と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ３と並列に接続されるダイオードＤ３と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ４と並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。
【００３８】
ＩＧＢＴ素子ＴＲ３のコレクタはインバータ６０の正電源端子に接続され、エミッタはノードＮ２に接続される。ダイオードＤ３はノードＮ２からインバータ６０の正電源端子に向かう向きを順方向として接続される。
【００３９】
ＩＧＢＴ素子ＴＲ４のコレクタはノードＮ２に接続され、エミッタはインバータ６０の負電源端子に接続される。ダイオードＤ４はインバータ６０の負電源端子からノードＮ２に向かう向きを順方向として接続される。
【００４０】
リアクトルＬは、ノードＮ１とノードＮ２との間に接続される。
バッテリ２０の電圧ＶＢと燃料電池４０の出力電圧とは、取り得る範囲が一部重なっている。たとえばバッテリはニッケル水素バッテリなどが使用され、その電源電圧はたとえば２００Ｖ〜３００Ｖの範囲で変動するとする。一方、燃料電池４０の出力電圧はたとえば２４０Ｖ〜４００Ｖの範囲で変動するとする。したがってバッテリ２０の電圧が燃料電池４０の出力電圧よりも高い場合と低い場合とがあるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は先に説明したように第１、第２のアームを有するような構成となっている。この構成により、バッテリ２０側からインバータ６０側に昇圧および降圧が可能となり、かつインバータ６０側からバッテリ２０側に昇圧および降圧が可能となる。
【００４１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、さらに、ＴＲ１〜ＴＲ４に対する活性化信号ＭＵＰ、ＭＵＮ，ＧＵＰ，ＧＵＮのデューティー比を決定するスイッチング制御部５５を含む。スイッチング制御部５５は、電圧指令値Ｖｆｃｒに基づき算出した目標デューティー比とリアクトル電流の実デューティー比とに基づいて活性化信号のデューティー比を決定する。
【００４２】
スイッチング制御部５５は、ＤＣ−ＣＰＵ３１と、バッファ３２と、反転バッファ３４，３５，３６，３８，３９と、デッドタイム生成部３３，３７と、リアクトルＬの電流値ＩＬを検知する電流センサＳＥとを含む。
【００４３】
ＤＣ−ＣＰＵ３１は、電圧指令値Ｖｆｃｒおよび電流値ＩＬに応じてコンバータのスイッチングデューティー比の基準となる信号ＧＡＴＥＢＡを出力する。信号ＧＡＴＥＢＡは、バッファ３２によってデッドタイム生成部３３に伝達される。デッドタイム生成部３３は、出力信号の立ち上がりを遅延させて、相補な２つの出力信号の活性期間の間に２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。
【００４４】
デッドタイム生成部３３の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３４，３５に与えられる。反転バッファ３４はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＵＰを出力する。反転バッファ３５はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＤＮを出力する。
【００４５】
また、信号ＧＡＴＥＢＡは、反転バッファ３６によってデッドタイム生成部３７に伝達される。デッドタイム生成部３７は、入力信号の立ち上がり又は立下りを遅延させて、相補な２つの出力信号の活性期間と活性期間の間に、２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。
【００４６】
デッドタイム生成部３７の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３８，３９に与えられる。反転バッファ３８はＩＧＢＴ素子ＴＲ３に対してゲート信号ＧＵＰを出力する。反転バッファ３９はＩＧＢＴ素子ＴＲ４に対してゲート信号ＧＵＮを出力する。
【００４７】
図３は、スイッチング素子のデューティー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
【００４８】
図４は、スイッチング素子のデューティー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
【００４９】
ここで、デューティー比とは、スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとするとＤ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）で表される。
【００５０】
また、リアクトル電流の傾きはΔＩ／Δｔ＝Ｖ／Ｌで決まるが、図３、図４では理解の容易のためコンバータの入口側と出口側の電圧が等しい場合について、リアクトル電流ＩＬを示している。
【００５１】
図３に示すようにＩＬ基準パルスのデューティー比Ｄ＜５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく。逆に図４に示すようにＩＬ基準パルスのデューティー比Ｄ＞５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく。
【００５２】
図２のバッテリ２０からの放電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ２→リアクトルＬ→ダイオードＤ３の電流経路で放出される。
【００５３】
これによりバッテリ２０から供給される電力によってインバータ６０が駆動されモータ６１が回転する。このときに同期して、ダイオードＤ２、Ｄ３における損失を減らすために、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３を導通させて抵抗を減らしている。ただし、ＩＧＢＴ素子はスイッチング時にターンオフ遅れが生ずるので、ゲート制御信号にデッドタイムが設けられている。
【００５４】
図２のＤＣ−ＣＰＵ３１がＰＷＭ制御して発生する基準信号ＧＡＴＥＢＡに対して、ＩＧＢＴ素子のゲートを駆動するドライブ信号を作成する際に、素子のオン指令を遅らせるなどの構成を追加することで上下アームの短絡の危険性を回避している。この短絡防止のために設ける、上下アームのＩＧＢＴ素子の両方がオフとなる期間をデッドタイムと呼んでいる。
【００５５】
図示しないが、モータ６１には車輪が減速機を介して接続されている。このようなバッテリ２０からの放電は、燃料電池４０からの電力だけでは必要なパワーに満たないような高パワー領域でモータ６１を運転させる場合や、停車時や低負荷走行時など燃料電池４０の効率が低い領域での運転を行なう場合に行なわれる。
【００５６】
図２のバッテリ２０への充電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ４→リアクトルＬ→ダイオードＤ１の電流経路で放出される。
【００５７】
このようにバッテリ２０に対して充電が行なわれるのは、バッテリ２０の充電状態（ＳＯＣ）が低下している場合で燃料電池４０の出力に余裕がある場合である。または、走行時に車両を制動させた場合においてモータ６１が回生運転を行なうことにより電気エネルギを回収してバッテリ２０に蓄積する場合である。
【００５８】
この動作により、燃料電池４０で発電された直流電力が供給され、または回生運転によりモータ６１で発電された交流電力がインバータ６０で直流電力に変換されて供給されてバッテリ２０に対する充電が行なわれる。
【００５９】
バッテリ２０への充電時にも、上下アームの短絡を防止するためにデッドタイムが設けられている。
【００６０】
［デッドタイムの説明］
図５は、リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。
【００６１】
図５を参照して、状態Ａは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に負（マイナス）である状態である。このとき、リアクトル電流の向きは、図２においてリアクトル電流ＩＬの矢印で示した向きを正とした。つまり、状態Ａは、バッテリ２０に燃料電池４０またはインバータ６０から充電が行なわれている状態である。
【００６２】
状態Ｃは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に正（プラス）である状態である。つまり、状態Ｃは、バッテリ２０からインバータ６０に放電が行なわれている状態である。
【００６３】
状態Ｂは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬの最大値Ｉｍａｘが正で、最小値Ｉｍｉｎが負である状態であり、リアクトル電流がゼロを横切って変化する（ゼロクロス）状態である。つまり状態Ｂは、バッテリ２０に充電される電流とバッテリ２０から放電される電流とがほぼ拮抗している状態である。
【００６４】
図６は、図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【００６５】
図２、図６を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１から出力された基準信号ＧＡＴＥＢＡは、デッドタイム生成部３３，３７によってデッドタイムが付加された結果、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４を図６の波形図に示すようにＯＮ・ＯＦＦさせる。
【００６６】
すなわち、時刻ｔ１の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立下りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ１が経過した後の時刻ｔ３においてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオフ状態からオン状態に活性化される。
【００６７】
続いて、時刻ｔ４の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立上りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ２が経過した後の時刻ｔ６においてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオフ状態からオン状態に活性化される。
【００６８】
ここで、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続されている。したがって、デッドタイムにおいてもダイオードの順方向には電流が流れうる。
【００６９】
状態Ａにおいては、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通する。
【００７０】
つまり時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ９の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加し、１サイクル中リアクトル電流が減少する時間は時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間のみとなる。
【００７１】
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、状態Ａでは、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく傾向となる。
【００７２】
図７は、図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【００７３】
図７の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。
【００７４】
図２、図７を参照して、状態Ｃにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通する。
【００７５】
つまり時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ６の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、１サイクル中リアクトル電流が増加する時間は時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間のみとなる。
【００７６】
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、状態Ｃでは、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく傾向となる。
【００７７】
図８は、図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【００７８】
図８の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。
【００７９】
図２、図８を参照して、状態Ｂにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている期間と、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている期間とが繰返される。
【００８０】
この場合は、時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ４の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ７の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加する。
【００８１】
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、デッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２が等しければ、状態Ｂでは、リアクトル電流ＩＬは現状を維持する傾向となる。
【００８２】
以上図６〜図８で説明したように、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比と実際にリアクトルで電流の増加減少が行なわれるデューティーとは、リアクトルの電流状態で異なる。
【００８３】
したがって、精度よく制御を行なうためにはリアクトルの電流状態に応じて、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を補正してやる必要がある。
【００８４】
つまり、状態Ａでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を小さく補正する必要があり、状態Ｃでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を大きく補正する必要がある。
【００８５】
［デューティー比の補正処理］
図９は、実施の形態において、図２に示したＤＣ−ＣＰＵ３１の一例であるＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成を示したブロック図である。
【００８６】
図９を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、指令電圧値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃを演算する演算部７２と、偏差ΔＶｆｃの微分処理を行なう処理部７４と、処理部７４の出力に微分項ゲインＫｄＶを掛ける演算部７６と、偏差ΔＶｆｃの積分処理を行なう処理部８０と、処理部８０の出力に積分項ゲインＫｉＶを掛ける演算部８２と、偏差ΔＶｆｃに比例項ＫｐＶを掛ける演算部７８と、演算部７６，７８，８２の出力の和を演算する演算部８４とを含む。演算部８４は和信号Ｖｆｃを出力する。
【００８７】
ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、さらに、電圧値Ｖｆｃｒｅｑを出力するフィードフォワード処理部８６Ａを含む。フィードフォワード処理部８６Ａは、指令電圧値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧値ＶＢとを受けてＶｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算し、目標デューティー比を算出する。また、電流センサＳＥの出力するリアクトル電流値ＩＬを高速にサンプリングし、リアクトル電流の増加期間（Ｔｏｎ）、減少期間（Ｔｏｆｆ）を抽出し、これらから実デューティー比Ｄ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）を算出する。フィードフォワード処理部８６Ａは、実デューティー比を目標デューティー比に一致させる方向に補正を行なう。
【００８８】
たとえば、実デューティー比の誤差を１％以内に収めたいときは、リアクトル電流値のサンプリング数を１周期（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）の間に１００サンプル以上行なう必要がある。このように、実デューティー比の必要な精度に合わせて高速にサンプリングすることで、従来の平均値や推定値を用いたデューティー比の補正よりも精度の高い補正が指令値の変化直後から可能であり、要素７２〜７４のＰＩＤ処理のみで補正を行なうよりも応答性を高めることができる。
【００８９】
ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、さらに、電圧値Ｖｆｃと電圧値Ｖｆｃｒｅｑとを加算して電圧値Ｖ１を出力する加算処理部８８と、電圧値Ｖ１を受けて基準信号ＧＡＴＡＢＡを出力するＰＷＭ処理部９２とを含む。
【００９０】
ＰＷＭ処理部９２は、加算処理部８８で加算された結果の電圧値Ｖ１に対応するスイッチング基準タイミングを示す信号ＧＡＴＥＢＡを図２のバッファ３２および反転バッファ３６に出力する。
【００９１】
図１０は、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａのフィードフォワード処理部８６Ａで行なわれる処理を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立する毎に呼び出されて実行される。
【００９２】
図１０を参照して、処理が開始されると、まずステップＳ１において、フィードフォワード処理部８６Ａは、図２の電流センサＳＥで検出されたリアクトル電流の波形の上り時間（増加期間、図３、図４のＴｏｎ）と下り時間（減少期間、図３、図４のＴｏｆｆ）を計測する。
【００９３】
上り時間、下り時間の計測は、例えば次のように行なわれる。まずスイッチング周期の１００分の１程度のサンプリング周期でリアクトル電流の測定値ＩＬを高速にサンプリングする。各サンプリング時において、前回のサンプリング時の測定値との差分が正であるか負であるかによってリアクトル電流の増加減少を判断する。そしてリアクトル電流が減少から増加に転じた時点から、増加から減少に転じた時点までの時間が上り時間（Ｔｏｎ）である。また、リアクトル電流が増加から減少に転じた時点から、減少から増加に転じた時点までの時間が下り時間（Ｔｏｆｆ）である。この期間の計測は、例えばｎ回実行されて平均値が使用される。
【００９４】
続いて、ステップＳ２において、実動作デューティー比を算出する。実動作デューティー比は、リアクトル電流の電流の向きが切り替わる点を正確に反映させたデューティー比である。
【００９５】
つまり、図２でＤＣＣＰＵ３１が出力する基準信号ＧＡＴＥＢＡは、デッドタイム生成部３３，３７の付加するデッドタイムの影響を受ける。デッドタイム生成部３３，３７から出力されたゲート信号ＭＵＰ，ＭＤＮ，ＧＵＰ，ＧＵＮは、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のターンオン、ターンオフ遅れの影響を受ける。実際には、さらに、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がオフ期間であってもダイオードＤ１〜Ｄ４によってリアクトルに流れる電流が維持される場合もある。これらのさまざまな影響を受けた後に、リアクトル電流の増減の切り替わりが定まり、図３、図４で示される上り時間Ｔｏｎ、下り時間Ｔｏｆｆが定まる。
【００９６】
上り時間Ｔｏｎ、下り時間Ｔｏｆｆから、次式（１）に基づいて実動作デューティー比Ｄｕｔｙ１を求める。
【００９７】
Ｄｕｔｙ１＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ） ・・・（１）
続いて、ステップＳ３において、電圧指令値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧ＶＢから、次式（１）に基づいて指令（目標）デューティー比Ｄｕｔｙ２を求める。
【００９８】
Ｄｕｔｙ２＝Ｖｆｃｒ／（Ｖｆｃｒ＋ＶＢ） ・・・（２）
さらに、ステップＳ４において、指令デューティー比に対する実動作デューティー比の差ΔＤｕｔｙを計算する。
【００９９】
ΔＤｕｔｙ＝Ｄｕｔｙ２−Ｄｕｔｙ１ ・・・（３）
ΔＤｕｔｙが求まったら、ステップＳ５においてこれを電圧補正量に換算して補正した電圧Ｖｆｃｒｅｑを出力する。電圧Ｖｆｃｒｅｑは、図９の加算処理部８８で電圧偏差からのフィードバック項Ｖｆｃと加算される。そして、加算処理部８８はＰＷＭ処理部９２に電圧Ｖ１を出力し、その結果信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が補正される。
【０１００】
デューティー比の補正が終了すると、ステップＳ６に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。
【０１０１】
以上説明したように、フィードフォワード処理部８６Ａは、電圧指令値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧ＶＢとの差で定まる目標デューティー比と、上り時間Ｔｏｎ、下り時間Ｔｏｆｆを用いて求めた実動作デューティー比との差をゼロに近づけるようにフィードフォワード処理を行なう。
【０１０２】
図１１は、図２に示したＤＣ−ＣＰＵ３１の他の一例であるＤＣ−ＣＰＵ３１Ｂの構成を示したブロック図である。
【０１０３】
図１１を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ｂは、図９に示したＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成において、フィードフォワード処理部８６Ａに代えてフィードフォワード処理部８６を含み、さらに積分項補正部８１を含む。他の部分の構成については、図９で説明したフィードフォワード処理部８６Ａと同様であるので、説明は繰返さない。
【０１０４】
フィードフォワード処理部８６は、電圧指令値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧ＶＢから、式（２）に基づいて指令（目標）デューティー比Ｄｕｔｙ２を求める。
【０１０５】
Ｄｕｔｙ２＝Ｖｆｃｒ／（Ｖｆｃｒ＋ＶＢ） ・・・（２）
しかし、この目標デューティー比は、デッドタイム等のずれが考慮されていない値である。そして、通常デッドタイム分の補正のような定常的な偏差は、積分処理を行なう処理部８０に蓄積される。
【０１０６】
そして、積分項補正部８１は、リアクトル電流ＩＬの波形を直接観測してリアクトル電流ＩＬが増加していく時間Ｔｏｎと減少している時間Ｔｏｆｆとを求め、これらから実動作デューティー比を求める。
【０１０７】
そして、目標デューティー比と実動作デューティー比との差に相当する積分項を演算して処理部８０に代入する。
【０１０８】
このようにすることにより、応答性がよくかつ精度の高い電圧制御が可能となる。
以上の説明を踏まえて、最後に、主として図２を参照して本実施の形態について総括的に再度説明をする。本実施の形態において、電圧変換装置（３０）は、リアクトルＬと、リアクトルＬを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部（ＳＥ）と、リアクトルＬの一方端（Ｎ１）と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号（ＭＵＰ）に応じて導通する第１のスイッチング素子（ＴＲ１）を少なくとも含む第１の電流制御部と、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルの一方端（Ｎ１）との間に設けられ、第１の整流素子（Ｄ２）を少なくとも含む第２の電流制御部と、第１の活性化信号（ＭＵＰ）のデューティー比を決定するスイッチング制御部（５５）とを備える。スイッチング制御部（５５）は、電圧指令値（Ｖｆｃｒ）に基づき算出した目標デューティー比とリアクトル電流の実デューティー比とに基づいて第１の活性化信号のデューティー比を決定する。スイッチング制御部（５５）は、電流検出部（ＳＥ）の出力をモニタしてリアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、増加期間および減少期間に基づいて実デューティー比を求める。
【０１０９】
好ましくは、スイッチング制御部（５５）は、図９に示すように、第１の電源ノードの電圧（ＶＢ）と電圧指令値（Ｖｆｃｒ）とに基づいてフィードフォワード項を算出し、フィードフォワード項に対して実デューティー比に応じた補正を行なう、フィードフォワード処理部（８６Ａ）を含む。
【０１１０】
好ましくは、スイッチング制御部（５５）は、目標デューティー比に対して電圧指令値（Ｖｆｃｒ）と出力電圧値（ＶＩＮＶ）との偏差（ΔＶｆｃ）に基づくフィードバック制御を用いた補正を実行する。図１１に示したように、フィードバック制御は、積分制御を含む。スイッチング制御部（５５）は、積分制御の積分項が蓄積される積分処理部（８０）と、電流検出部（ＳＥ）の出力を受けて実デューティー比を求め、積分処理部（８０）に対して目標デューティー比と実デューティー比とのずれに応じた補正値を出力する積分項補正部（８１）とを含む。
【０１１１】
好ましくは、第１の電流制御部は、第１のスイッチング素子と並列にリアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子（Ｄ１）をさらに含む。第２の電流制御部は、第１の整流素子（Ｄ２）と並列にリアクトルの一方端と第２の電源ノードとの間に設けられる第２のスイッチング素子（ＴＲ２）をさらに含む。
【０１１２】
より好ましくは、第２のスイッチング素子（ＴＲ２）は、第２の活性化信号（ＭＵＮ）に応じて導通する。スイッチング制御部（５５）は、基準信号ＧＡＴＥＢＡに応じて第１、第２のスイッチング素子（ＴＲ１，ＴＲ２）を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号を出力するデッドタイム生成部（３３）と、目標デューティー比と実デューティー比とに基づいて基準信号を出力する補正制御部（３１）とを含む。
【０１１３】
好ましくは、電圧変換装置（３０）は、リアクトルの他方端（Ｎ２）と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流制御部（ＴＲ３およびＤ３）と、第２の電源ノードとリアクトルの他方端（Ｎ２）との間に設けられる第４の電流制御部（ＴＲ４およびＤ４）とをさらに備える。電圧変換装置（３０）は、第１の電源ノードと第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。
【０１１４】
他の局面では、図９および図１０に示すように、本実施の形態に係る発明は、リアクトルＬと、リアクトルＬを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部（ＳＥ）と、リアクトルＬの一方端（Ｎ１）と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号（ＭＵＰ）に応じて導通する第１のスイッチング素子（ＴＲ１）を少なくとも含む第１の電流制御部と、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルの一方端（Ｎ１）との間に設けられ、第１の整流素子（Ｄ２）を少なくとも含む第２の電流制御部とを含む電圧変換装置（３０）の制御方法であって、電圧指令値（Ｖｆｃｒ）に基づいて目標デューティー比（Ｄｕｔｙ２）を算出するステップ（Ｓ３）と、電流検出部（ＳＥ）の出力をモニタしてリアクトル電流の増加期間（Ｔｏｎ）および減少期間（Ｔｏｆｆ）を抽出し、増加期間および減少期間に基づいて実デューティー比を求める実デューティー比を算出するステップ（Ｓ２）と、目標デューティー比と実デューティー比とに基づいて第１の活性化信号のデューティー比を決定するステップ（Ｓ５）とを備える。
【０１１５】
本実施の形態によれば、電圧変換装置の応答性を向上させるとともに、実際の電流値の波形から求めた実デューティー比を目標値に合わせるように補正するので、部品特性のばらつきや経年変化に適切に対応した精度の良い制御が可能となり、燃料電池自動車等において車両の制御性が向上する。
【０１１６】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１１７】
【図１】本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。
【図２】図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。
【図３】スイッチング素子のデューティー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
【図４】スイッチング素子のデューティー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
【図５】リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。
【図６】図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【図７】図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【図８】図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【図９】実施の形態において、図２に示したＤＣ−ＣＰＵ３１の一例であるＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成を示したブロック図である。
【図１０】ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａのフィードフォワード処理部８６Ａで行なわれる処理を示したフローチャートである。
【図１１】図２に示したＤＣ−ＣＰＵ３１の他の一例であるＤＣ−ＣＰＵ３１Ｂの構成を示したブロック図である。
【符号の説明】
【０１１８】
１ 電源システム、６，１４ 平滑用コンデンサ、１０ 制御ユニット、１１ アクセルペダルセンサ、２０ バッテリ、２１ ＳＯＣセンサ、２２，４４ 電圧センサ、２３，４３ 電流センサ、３０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、３２ バッファ、３３，３７ デッドタイム生成部、３４，３５，３６，３８，３９ 反転バッファ、４０ 燃料電池、４１ 流量センサ、４２ ダイオード、５０ 車両補機、５１ ＦＣ補機、５５ スイッチング制御部、６０ インバータ、６１ モータ、６２ 車速センサ、６３Ｌ，６３Ｒ 車輪、７２，７６，７８，８２，８４ 演算部、７４，８０，９２ 処理部、８１ 積分項補正部、８６，８６Ａ フィードフォワード処理部、８８ 加算処理部、Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード、Ｌ リアクトル、ＳＥ 電流センサ、ＴＲ１〜ＴＲ４ ＩＧＢＴ素子。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電圧変換装置、車両および電圧変換装置の制御方法に関し、特に２つの電圧系の間に設置され双方向に電流供給が可能な電圧変換装置とそれを備える車両および電圧変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特開２００３−２５０２７６号公報（特許文献１）には、出力電流値、出力電圧値などから、リアクトル電流を推定し、推定したリアクトル電流のパターンに基づいてデッドタイムを補正するＰＷＭ（パルス幅変調）インバータが開示されている。
【特許文献１】特開２００３−２５０２７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
インバータや電圧コンバータでは、電圧指令値（目標電圧）と入力電圧の差に応じて内部素子の制御を行なうフィードフォワード制御と、電圧指令値と出力電圧の差に応じて内部素子の制御を行なうフィードバック制御とを組み合わせて用いる場合がある。フィードバック制御では、ＰＩＤ（比例積分微分）制御などが用いられる場合が多い。
【０００４】
近年、電気自動車、ハイブリッド自動車および燃料電池自動車等のように、車両推進用の駆動源として交流式モータを採用し、この交流式モータを駆動するインバータ装置を搭載する自動車が登場している。
【０００５】
このような車両では、車両推進用モータを駆動するための高電圧バッテリと低電圧の補機用バッテリなどの、２つ以上の異なる電圧のバッテリを搭載するケースがある。
【０００６】
また、燃料電池を搭載する自動車では、稼動開始から安定出力にいたるまで燃料電池の出力電圧が変動する。このため駆動用の電力を安定的に確保するには燃料電池と二次電池とを組み合わせ、電圧変換器で接続して使用することが検討されている。
【０００７】
車両状態に応じて燃料電池の出力電圧も二次電池の出力電圧も変動するので、この間に接続される電圧変換器は、車両に必要とされるパワーに応じて、二次電池側から燃料電池側に電流を供給したり、逆に燃料電池側から二次電池に充電したりする動作を行なう。
【０００８】
このため、車両の加速、道路の傾斜等に応じて必要な電圧を速やかに出力できる応答性の良い電圧変換器が要求される。
【０００９】
しかしながら、リアクトルを含むインバータや電圧コンバータにおいて、リアクトル電流に基づいてデッドタイムを補正する技術は知られているが、ここで用いられるリアクトル電流は、たとえば所定の演算式で得られる推定値やローパスフィルタを通過させて得られる電流平均値であった。推定値や平均値に基づいて補正を行なうのでは、リアクトル電流の電流の向きが切り替わる点を正確に反映させた実デューティー比とのずれが生じてしまい、正確な補正ができない。
【００１０】
部品特性のバラツキや経年変化によってこのずれが拡大し、補正値が最適でなくなる場合もありうる。すると、結果的に電圧変換器の応答性が悪化することになる。
【００１１】
この発明の目的は、応答性が改善された電圧変換装置およびそれを搭載する車両を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明は、要約すると、電圧変換装置であって、リアクトルと、リアクトルを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部と、リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を少なくとも含む第１の電流制御部と、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルの一方端との間に設けられ、第１の整流素子を少なくとも含む第２の電流制御部と、第１の活性化信号のデューティー比を決定するスイッチング制御部とを備える。スイッチング制御部は、電圧指令値に基づき算出した目標デューティー比とリアクトル電流の実デューティー比とに基づいて第１の活性化信号のデューティー比を決定する。スイッチング制御部は、電流検出部の出力をモニタしてリアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、増加期間および減少期間に基づいて実デューティー比を求める。
【００１３】
好ましくは、スイッチング制御部は、第１の電源ノードの電圧と電圧指令値とに基づいてフィードフォワード項を算出し、フィードフォワード項に対して実デューティー比に応じた補正を行なうフィードフォワード処理部を含む。
【００１４】
好ましくは、スイッチング制御部は、目標デューティー比に対して電圧指令値と出力電圧値との偏差に基づくフィードバック制御を用いた補正を実行する。フィードバック制御は、積分制御を含む。スイッチング制御部は、積分制御の積分項が蓄積される積分処理部と、電流検出部の出力を受けて実デューティー比を求め、積分処理部に対して目標デューティー比と実デューティー比とのずれに応じた補正値を出力する積分項補正部とを含む。
【００１５】
好ましくは、第１の電流制御部は、第１のスイッチング素子と並列にリアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子をさらに含む。第２の電流制御部は、第１の整流素子と並列にリアクトルの一方端と第２の電源ノードとの間に設けられる第２のスイッチング素子をさらに含む。
【００１６】
より好ましくは、第２のスイッチング素子は、第２の活性化信号に応じて導通する。スイッチング制御部は、基準信号に応じて第１、第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号を出力するデッドタイム生成部と、目標デューティー比と実デューティー比とに基づいて基準信号を出力する補正制御部とを含む。
【００１７】
好ましくは、電圧変換装置は、リアクトルの他方端と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流制御部と、第２の電源ノードとリアクトルの他方端との間に設けられる第４の電流制御部とをさらに備える。電圧変換装置は、第１の電源ノードと第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。
【００１８】
この発明は、他の局面に従うと、上記いずれかに記載の電圧変換装置を備える車両である。
【００１９】
この発明は、さらに他の局面に従うと、リアクトルと、リアクトルを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部と、リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を少なくとも含む第１の電流制御部と、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルの一方端との間に設けられ、第１の整流素子を少なくとも含む第２の電流制御部とを含む電圧変換装置の制御方法であって、電圧指令値に基づいて目標デューティー比を算出するステップと、電流検出部の出力をモニタしてリアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、増加期間および減少期間に基づいて実デューティー比を求める実デューティー比を算出するステップと、目標デューティー比と実デューティー比とに基づいて第１の活性化信号のデューティー比を決定するステップとを備える。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、電圧変換装置の応答性が改善される。またこれにより、車両の走行性能が向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００２２】
［車両の全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。一例として、車両が燃料電池自動車である例が示されるが、これに限らず、電気自動車、ハイブリッド自動車にも本発明は適用可能である。
【００２３】
図１を参照して、この車両は、車輪６３Ｌ，６３Ｒに連結された同期モータ６１を駆動力源として走行する。同期モータ６１の電源は、電源システム１である。電源システム１から出力される直流は、インバータ６０で三相交流に変換され同期モータ６１に供給される。同期モータ６１は、制動時に発電機として機能することもできる。
【００２４】
電源システム１は、燃料電池４０、バッテリ２０、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０等から構成される。燃料電池４０は、水素と酸素の電気化学反応によって発電する装置である。一例としては、固体高分子型の燃料電池を用いることができる。これに限らず、燃料電池４０には、燐酸型、溶融炭酸塩型など種々のタイプの燃料電池を適用可能である。発電に利用される水素ガスは、アルコール等の原料を改質して生成される。本実施の形態では、発電を行なうスタック、燃料ガスを生成する改質器等を含めて燃料電池４０と称する。なお、改質器に代えて、水素吸蔵合金、水素ボンベなどを利用して水素ガス自体を貯蔵する構成を採ることも可能である。
【００２５】
バッテリ２０は、充放電可能な二次電池であり、一例としては、ニッケル水素バッテリを用いることができる。その他、種々のタイプの二次電池を適用可能である。また、バッテリ２０に代えて、二次電池以外の充放電可能な蓄電器、例えば電気二重層コンデンサ等の蓄電容量が大きなものを内蔵するキャパシタを用いても良い。
【００２６】
燃料電池４０とバッテリ２０とはインバータ６０に並列接続されている。燃料電池４０からインバータ６０への回路には、バッテリ２０からの電流または同期モータ６１で発電された電流が逆流するのを防止するためのダイオード４２が設けられている。並列に接続された電源の電力を適切に使い分けるためには、両者の相対的な電圧差を制御する必要がある。本実施の形態では、この目的から、バッテリ２０とインバータ６０との間にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は直流電圧同士を変換する電圧変換器である。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０から入力されたＤＣ電圧を調整してインバータ６０側に出力する機能、燃料電池４０またはモータ６１から入力されたＤＣ電圧を調整してバッテリ２０に出力する機能を奏する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の機能により、バッテリ２０の充放電が実現される。
【００２７】
バッテリ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ３０との間には、車両補機５０およびＦＣ補機５１が接続されている。つまり、バッテリ２０は、これらの補機の電源となる。車両補機５０とは、車両の運転時に使用される種々の電力機器を言い、照明機器、空調機器、油圧ポンプなどが含まれる。ＦＣ補機５１とは、燃料電池４０の運転に使用される種々の電力機器を言い、燃料ガスや改質原料を供給するためのポンプ、改質器の温度を調整するヒータ等が含まれる。
【００２８】
上述した各要素の運転は、制御ユニット１０によって制御される。制御ユニット１０は、内部にＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭを備えたマイクロコンピュータとして構成されている。制御ユニット１０は、インバータ６０のスイッチングを制御して、要求動力に応じた三相交流を同期モータ６１に出力する。要求動力に応じた電力が供給されるよう、燃料電池４０およびＤＣ／ＤＣコンバータ３０の運転を制御する。
【００２９】
これらの制御を実現するために、制御ユニット１０には、種々のセンサ信号が入力される。これらのセンサには、例えば、アクセルペダルセンサ１１、バッテリ２０の充電状態ＳＯＣ（State Of Charge）を検出するＳＯＣセンサ２１、燃料電池４０のガス流量を検出する流量センサ４１、車速を検出する車速センサ６２が含まれる。図示しないが、制御ユニット１０には、その他種々のセンサが接続されている。
【００３０】
図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。なお、動作理解の容易のために、図２にはＤＣ／ＤＣコンバータ３０の周辺部についても一部構成が示されている。
【００３１】
図２を参照して、この車両には、バッテリ２０と、バッテリ２０の端子間に接続される平滑用コンデンサ６と、インバータ６０と、インバータ６０によって駆動されるモータ６１と、インバータに直流電圧を供給する直列に接続されるダイオード４２および燃料電池４０と、インバータの電源端子間に接続される平滑用コンデンサ１４とが設けられる。ダイオード４２は、燃料電池４０に電流が流入するのを防止するための保護素子である。
【００３２】
この車両には、さらに、バッテリ２０の電圧ＶＢを検出する電圧センサ２２と、バッテリ２０に流れる電流ＩＢを検出する電流センサ２３と、インバータの電圧ＶＩＮＶを検出する電圧センサ４４と、インバータ側に流れる電流ＩＩＮＶを検出する電流センサ４３と、バッテリの電圧ＶＢとインバータの電圧ＶＩＮＶとの間で相互に電圧変換を行なうＤＣ／ＤＣコンバータ３０とが搭載されている。
【００３３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０の端子間に接続される第１のアームと、インバータ６０の電源端子間に接続される第２のアームと、第１、第２のアーム間に接続されるリアクトルＬとを含む。
【００３４】
第１のアームは、バッテリ２０の正極と負極との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ２と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１と並列に接続されるダイオードＤ１と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２と並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。
【００３５】
ＩＧＢＴ素子ＴＲ１のコレクタはバッテリ２０の正極に接続され、エミッタはノードＮ１に接続される。ダイオードＤ１はノードＮ１からバッテリ２０の正極に向かう向きを順方向として接続される。
【００３６】
ＩＧＢＴ素子ＴＲ２のコレクタはノードＮ１に接続され、エミッタはバッテリ２０の負極に接続される。ダイオードＤ２はバッテリ２０の負極からノードＮ１に向かう向きを順方向として接続される。
【００３７】
第２のアームは、インバータの正負電源端子間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ３，ＴＲ４と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ３と並列に接続されるダイオードＤ３と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ４と並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。
【００３８】
ＩＧＢＴ素子ＴＲ３のコレクタはインバータ６０の正電源端子に接続され、エミッタはノードＮ２に接続される。ダイオードＤ３はノードＮ２からインバータ６０の正電源端子に向かう向きを順方向として接続される。
【００３９】
ＩＧＢＴ素子ＴＲ４のコレクタはノードＮ２に接続され、エミッタはインバータ６０の負電源端子に接続される。ダイオードＤ４はインバータ６０の負電源端子からノードＮ２に向かう向きを順方向として接続される。
【００４０】
リアクトルＬは、ノードＮ１とノードＮ２との間に接続される。
バッテリ２０の電圧ＶＢと燃料電池４０の出力電圧とは、取り得る範囲が一部重なっている。たとえばバッテリはニッケル水素バッテリなどが使用され、その電源電圧はたとえば２００Ｖ〜３００Ｖの範囲で変動するとする。一方、燃料電池４０の出力電圧はたとえば２４０Ｖ〜４００Ｖの範囲で変動するとする。したがってバッテリ２０の電圧が燃料電池４０の出力電圧よりも高い場合と低い場合とがあるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は先に説明したように第１、第２のアームを有するような構成となっている。この構成により、バッテリ２０側からインバータ６０側に昇圧および降圧が可能となり、かつインバータ６０側からバッテリ２０側に昇圧および降圧が可能となる。
【００４１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、さらに、ＴＲ１〜ＴＲ４に対する活性化信号ＭＵＰ、ＭＵＮ，ＧＵＰ，ＧＵＮのデューティー比を決定するスイッチング制御部５５を含む。スイッチング制御部５５は、電圧指令値Ｖｆｃｒに基づき算出した目標デューティー比とリアクトル電流の実デューティー比とに基づいて活性化信号のデューティー比を決定する。
【００４２】
スイッチング制御部５５は、ＤＣ−ＣＰＵ３１と、バッファ３２と、反転バッファ３４，３５，３６，３８，３９と、デッドタイム生成部３３，３７と、リアクトルＬの電流値ＩＬを検知する電流センサＳＥとを含む。
【００４３】
ＤＣ−ＣＰＵ３１は、電圧指令値Ｖｆｃｒおよび電流値ＩＬに応じてコンバータのスイッチングデューティー比の基準となる信号ＧＡＴＥＢＡを出力する。信号ＧＡＴＥＢＡは、バッファ３２によってデッドタイム生成部３３に伝達される。デッドタイム生成部３３は、出力信号の立ち上がりを遅延させて、相補な２つの出力信号の活性期間の間に２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。
【００４４】
デッドタイム生成部３３の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３４，３５に与えられる。反転バッファ３４はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＵＰを出力する。反転バッファ３５はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＤＮを出力する。
【００４５】
また、信号ＧＡＴＥＢＡは、反転バッファ３６によってデッドタイム生成部３７に伝達される。デッドタイム生成部３７は、入力信号の立ち上がり又は立下りを遅延させて、相補な２つの出力信号の活性期間と活性期間の間に、２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。
【００４６】
デッドタイム生成部３７の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３８，３９に与えられる。反転バッファ３８はＩＧＢＴ素子ＴＲ３に対してゲート信号ＧＵＰを出力する。反転バッファ３９はＩＧＢＴ素子ＴＲ４に対してゲート信号ＧＵＮを出力する。
【００４７】
図３は、スイッチング素子のデューティー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
【００４８】
図４は、スイッチング素子のデューティー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
【００４９】
ここで、デューティー比とは、スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとするとＤ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）で表される。
【００５０】
また、リアクトル電流の傾きはΔＩ／Δｔ＝Ｖ／Ｌで決まるが、図３、図４では理解の容易のためコンバータの入口側と出口側の電圧が等しい場合について、リアクトル電流ＩＬを示している。
【００５１】
図３に示すようにＩＬ基準パルスのデューティー比Ｄ＜５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく。逆に図４に示すようにＩＬ基準パルスのデューティー比Ｄ＞５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく。
【００５２】
図２のバッテリ２０からの放電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ２→リアクトルＬ→ダイオードＤ３の電流経路で放出される。
【００５３】
これによりバッテリ２０から供給される電力によってインバータ６０が駆動されモータ６１が回転する。このときに同期して、ダイオードＤ２、Ｄ３における損失を減らすために、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３を導通させて抵抗を減らしている。ただし、ＩＧＢＴ素子はスイッチング時にターンオフ遅れが生ずるので、ゲート制御信号にデッドタイムが設けられている。
【００５４】
図２のＤＣ−ＣＰＵ３１がＰＷＭ制御して発生する基準信号ＧＡＴＥＢＡに対して、ＩＧＢＴ素子のゲートを駆動するドライブ信号を作成する際に、素子のオン指令を遅らせるなどの構成を追加することで上下アームの短絡の危険性を回避している。この短絡防止のために設ける、上下アームのＩＧＢＴ素子の両方がオフとなる期間をデッドタイムと呼んでいる。
【００５５】
図示しないが、モータ６１には車輪が減速機を介して接続されている。このようなバッテリ２０からの放電は、燃料電池４０からの電力だけでは必要なパワーに満たないような高パワー領域でモータ６１を運転させる場合や、停車時や低負荷走行時など燃料電池４０の効率が低い領域での運転を行なう場合に行なわれる。
【００５６】
図２のバッテリ２０への充電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ４→リアクトルＬ→ダイオードＤ１の電流経路で放出される。
【００５７】
このようにバッテリ２０に対して充電が行なわれるのは、バッテリ２０の充電状態（ＳＯＣ）が低下している場合で燃料電池４０の出力に余裕がある場合である。または、走行時に車両を制動させた場合においてモータ６１が回生運転を行なうことにより電気エネルギを回収してバッテリ２０に蓄積する場合である。
【００５８】
この動作により、燃料電池４０で発電された直流電力が供給され、または回生運転によりモータ６１で発電された交流電力がインバータ６０で直流電力に変換されて供給されてバッテリ２０に対する充電が行なわれる。
【００５９】
バッテリ２０への充電時にも、上下アームの短絡を防止するためにデッドタイムが設けられている。
【００６０】
［デッドタイムの説明］
図５は、リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。
【００６１】
図５を参照して、状態Ａは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に負（マイナス）である状態である。このとき、リアクトル電流の向きは、図２においてリアクトル電流ＩＬの矢印で示した向きを正とした。つまり、状態Ａは、バッテリ２０に燃料電池４０またはインバータ６０から充電が行なわれている状態である。
【００６２】
状態Ｃは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に正（プラス）である状態である。つまり、状態Ｃは、バッテリ２０からインバータ６０に放電が行なわれている状態である。
【００６３】
状態Ｂは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬの最大値Ｉｍａｘが正で、最小値Ｉｍｉｎが負である状態であり、リアクトル電流がゼロを横切って変化する（ゼロクロス）状態である。つまり状態Ｂは、バッテリ２０に充電される電流とバッテリ２０から放電される電流とがほぼ拮抗している状態である。
【００６４】
図６は、図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【００６５】
図２、図６を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１から出力された基準信号ＧＡＴＥＢＡは、デッドタイム生成部３３，３７によってデッドタイムが付加された結果、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４を図６の波形図に示すようにＯＮ・ＯＦＦさせる。
【００６６】
すなわち、時刻ｔ１の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立下りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ１が経過した後の時刻ｔ３においてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオフ状態からオン状態に活性化される。
【００６７】
続いて、時刻ｔ４の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立上りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ２が経過した後の時刻ｔ６においてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオフ状態からオン状態に活性化される。
【００６８】
ここで、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続されている。したがって、デッドタイムにおいてもダイオードの順方向には電流が流れうる。
【００６９】
状態Ａにおいては、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通する。
【００７０】
つまり時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ９の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加し、１サイクル中リアクトル電流が減少する時間は時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間のみとなる。
【００７１】
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、状態Ａでは、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく傾向となる。
【００７２】
図７は、図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【００７３】
図７の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。
【００７４】
図２、図７を参照して、状態Ｃにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通する。
【００７５】
つまり時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ６の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、１サイクル中リアクトル電流が増加する時間は時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間のみとなる。
【００７６】
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、状態Ｃでは、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく傾向となる。
【００７７】
図８は、図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【００７８】
図８の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。
【００７９】
図２、図８を参照して、状態Ｂにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている期間と、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている期間とが繰返される。
【００８０】
この場合は、時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ４の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ７の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加する。
【００８１】
したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、デッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２が等しければ、状態Ｂでは、リアクトル電流ＩＬは現状を維持する傾向となる。
【００８２】
以上図６〜図８で説明したように、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比と実際にリアクトルで電流の増加減少が行なわれるデューティーとは、リアクトルの電流状態で異なる。
【００８３】
したがって、精度よく制御を行なうためにはリアクトルの電流状態に応じて、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を補正してやる必要がある。
【００８４】
つまり、状態Ａでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を小さく補正する必要があり、状態Ｃでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を大きく補正する必要がある。
【００８５】
［デューティー比の補正処理］
図９は、実施の形態において、図２に示したＤＣ−ＣＰＵ３１の一例であるＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成を示したブロック図である。
【００８６】
図９を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、指令電圧値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃを演算する演算部７２と、偏差ΔＶｆｃの微分処理を行なう処理部７４と、処理部７４の出力に微分項ゲインＫｄＶを掛ける演算部７６と、偏差ΔＶｆｃの積分処理を行なう処理部８０と、処理部８０の出力に積分項ゲインＫｉＶを掛ける演算部８２と、偏差ΔＶｆｃに比例項ＫｐＶを掛ける演算部７８と、演算部７６，７８，８２の出力の和を演算する演算部８４とを含む。演算部８４は和信号Ｖｆｃを出力する。
【００８７】
ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、さらに、電圧値Ｖｆｃｒｅｑを出力するフィードフォワード処理部８６Ａを含む。フィードフォワード処理部８６Ａは、指令電圧値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧値ＶＢとを受けてＶｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算し、目標デューティー比を算出する。また、電流センサＳＥの出力するリアクトル電流値ＩＬを高速にサンプリングし、リアクトル電流の増加期間（Ｔｏｎ）、減少期間（Ｔｏｆｆ）を抽出し、これらから実デューティー比Ｄ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）を算出する。フィードフォワード処理部８６Ａは、実デューティー比を目標デューティー比に一致させる方向に補正を行なう。
【００８８】
たとえば、実デューティー比の誤差を１％以内に収めたいときは、リアクトル電流値のサンプリング数を１周期（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）の間に１００サンプル以上行なう必要がある。このように、実デューティー比の必要な精度に合わせて高速にサンプリングすることで、従来の平均値や推定値を用いたデューティー比の補正よりも精度の高い補正が指令値の変化直後から可能であり、要素７２〜７４のＰＩＤ処理のみで補正を行なうよりも応答性を高めることができる。
【００８９】
ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａは、さらに、電圧値Ｖｆｃと電圧値Ｖｆｃｒｅｑとを加算して電圧値Ｖ１を出力する加算処理部８８と、電圧値Ｖ１を受けて基準信号ＧＡＴＡＢＡを出力するＰＷＭ処理部９２とを含む。
【００９０】
ＰＷＭ処理部９２は、加算処理部８８で加算された結果の電圧値Ｖ１に対応するスイッチング基準タイミングを示す信号ＧＡＴＥＢＡを図２のバッファ３２および反転バッファ３６に出力する。
【００９１】
図１０は、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａのフィードフォワード処理部８６Ａで行なわれる処理を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立する毎に呼び出されて実行される。
【００９２】
図１０を参照して、処理が開始されると、まずステップＳ１において、フィードフォワード処理部８６Ａは、図２の電流センサＳＥで検出されたリアクトル電流の波形の上り時間（増加期間、図３、図４のＴｏｎ）と下り時間（減少期間、図３、図４のＴｏｆｆ）を計測する。
【００９３】
上り時間、下り時間の計測は、例えば次のように行なわれる。まずスイッチング周期の１００分の１程度のサンプリング周期でリアクトル電流の測定値ＩＬを高速にサンプリングする。各サンプリング時において、前回のサンプリング時の測定値との差分が正であるか負であるかによってリアクトル電流の増加減少を判断する。そしてリアクトル電流が減少から増加に転じた時点から、増加から減少に転じた時点までの時間が上り時間（Ｔｏｎ）である。また、リアクトル電流が増加から減少に転じた時点から、減少から増加に転じた時点までの時間が下り時間（Ｔｏｆｆ）である。この期間の計測は、例えばｎ回実行されて平均値が使用される。
【００９４】
続いて、ステップＳ２において、実動作デューティー比を算出する。実動作デューティー比は、リアクトル電流の電流の向きが切り替わる点を正確に反映させたデューティー比である。
【００９５】
つまり、図２でＤＣＣＰＵ３１が出力する基準信号ＧＡＴＥＢＡは、デッドタイム生成部３３，３７の付加するデッドタイムの影響を受ける。デッドタイム生成部３３，３７から出力されたゲート信号ＭＵＰ，ＭＤＮ，ＧＵＰ，ＧＵＮは、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のターンオン、ターンオフ遅れの影響を受ける。実際には、さらに、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がオフ期間であってもダイオードＤ１〜Ｄ４によってリアクトルに流れる電流が維持される場合もある。これらのさまざまな影響を受けた後に、リアクトル電流の増減の切り替わりが定まり、図３、図４で示される上り時間Ｔｏｎ、下り時間Ｔｏｆｆが定まる。
【００９６】
上り時間Ｔｏｎ、下り時間Ｔｏｆｆから、次式（１）に基づいて実動作デューティー比Ｄｕｔｙ１を求める。
【００９７】
Ｄｕｔｙ１＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ） ・・・（１）
続いて、ステップＳ３において、電圧指令値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧ＶＢから、次式（１）に基づいて指令（目標）デューティー比Ｄｕｔｙ２を求める。
【００９８】
Ｄｕｔｙ２＝Ｖｆｃｒ／（Ｖｆｃｒ＋ＶＢ） ・・・（２）
さらに、ステップＳ４において、指令デューティー比に対する実動作デューティー比の差ΔＤｕｔｙを計算する。
【００９９】
ΔＤｕｔｙ＝Ｄｕｔｙ２−Ｄｕｔｙ１ ・・・（３）
ΔＤｕｔｙが求まったら、ステップＳ５においてこれを電圧補正量に換算して補正した電圧Ｖｆｃｒｅｑを出力する。電圧Ｖｆｃｒｅｑは、図９の加算処理部８８で電圧偏差からのフィードバック項Ｖｆｃと加算される。そして、加算処理部８８はＰＷＭ処理部９２に電圧Ｖ１を出力し、その結果信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が補正される。
【０１００】
デューティー比の補正が終了すると、ステップＳ６に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。
【０１０１】
以上説明したように、フィードフォワード処理部８６Ａは、電圧指令値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧ＶＢとの差で定まる目標デューティー比と、上り時間Ｔｏｎ、下り時間Ｔｏｆｆを用いて求めた実動作デューティー比との差をゼロに近づけるようにフィードフォワード処理を行なう。
【０１０２】
図１１は、図２に示したＤＣ−ＣＰＵ３１の他の一例であるＤＣ−ＣＰＵ３１Ｂの構成を示したブロック図である。
【０１０３】
図１１を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１Ｂは、図９に示したＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成において、フィードフォワード処理部８６Ａに代えてフィードフォワード処理部８６を含み、さらに積分項補正部８１を含む。他の部分の構成については、図９で説明したフィードフォワード処理部８６Ａと同様であるので、説明は繰返さない。
【０１０４】
フィードフォワード処理部８６は、電圧指令値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧ＶＢから、式（２）に基づいて指令（目標）デューティー比Ｄｕｔｙ２を求める。
【０１０５】
Ｄｕｔｙ２＝Ｖｆｃｒ／（Ｖｆｃｒ＋ＶＢ） ・・・（２）
しかし、この目標デューティー比は、デッドタイム等のずれが考慮されていない値である。そして、通常デッドタイム分の補正のような定常的な偏差は、積分処理を行なう処理部８０に蓄積される。
【０１０６】
そして、積分項補正部８１は、リアクトル電流ＩＬの波形を直接観測してリアクトル電流ＩＬが増加していく時間Ｔｏｎと減少している時間Ｔｏｆｆとを求め、これらから実動作デューティー比を求める。
【０１０７】
そして、目標デューティー比と実動作デューティー比との差に相当する積分項を演算して処理部８０に代入する。
【０１０８】
このようにすることにより、応答性がよくかつ精度の高い電圧制御が可能となる。
以上の説明を踏まえて、最後に、主として図２を参照して本実施の形態について総括的に再度説明をする。本実施の形態において、電圧変換装置（３０）は、リアクトルＬと、リアクトルＬを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部（ＳＥ）と、リアクトルＬの一方端（Ｎ１）と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号（ＭＵＰ）に応じて導通する第１のスイッチング素子（ＴＲ１）を少なくとも含む第１の電流制御部と、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルの一方端（Ｎ１）との間に設けられ、第１の整流素子（Ｄ２）を少なくとも含む第２の電流制御部と、第１の活性化信号（ＭＵＰ）のデューティー比を決定するスイッチング制御部（５５）とを備える。スイッチング制御部（５５）は、電圧指令値（Ｖｆｃｒ）に基づき算出した目標デューティー比とリアクトル電流の実デューティー比とに基づいて第１の活性化信号のデューティー比を決定する。スイッチング制御部（５５）は、電流検出部（ＳＥ）の出力をモニタしてリアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、増加期間および減少期間に基づいて実デューティー比を求める。
【０１０９】
好ましくは、スイッチング制御部（５５）は、図９に示すように、第１の電源ノードの電圧（ＶＢ）と電圧指令値（Ｖｆｃｒ）とに基づいてフィードフォワード項を算出し、フィードフォワード項に対して実デューティー比に応じた補正を行なう、フィードフォワード処理部（８６Ａ）を含む。
【０１１０】
好ましくは、スイッチング制御部（５５）は、目標デューティー比に対して電圧指令値（Ｖｆｃｒ）と出力電圧値（ＶＩＮＶ）との偏差（ΔＶｆｃ）に基づくフィードバック制御を用いた補正を実行する。図１１に示したように、フィードバック制御は、積分制御を含む。スイッチング制御部（５５）は、積分制御の積分項が蓄積される積分処理部（８０）と、電流検出部（ＳＥ）の出力を受けて実デューティー比を求め、積分処理部（８０）に対して目標デューティー比と実デューティー比とのずれに応じた補正値を出力する積分項補正部（８１）とを含む。
【０１１１】
好ましくは、第１の電流制御部は、第１のスイッチング素子と並列にリアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子（Ｄ１）をさらに含む。第２の電流制御部は、第１の整流素子（Ｄ２）と並列にリアクトルの一方端と第２の電源ノードとの間に設けられる第２のスイッチング素子（ＴＲ２）をさらに含む。
【０１１２】
より好ましくは、第２のスイッチング素子（ＴＲ２）は、第２の活性化信号（ＭＵＮ）に応じて導通する。スイッチング制御部（５５）は、基準信号ＧＡＴＥＢＡに応じて第１、第２のスイッチング素子（ＴＲ１，ＴＲ２）を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号を出力するデッドタイム生成部（３３）と、目標デューティー比と実デューティー比とに基づいて基準信号を出力する補正制御部（３１）とを含む。
【０１１３】
好ましくは、電圧変換装置（３０）は、リアクトルの他方端（Ｎ２）と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流制御部（ＴＲ３およびＤ３）と、第２の電源ノードとリアクトルの他方端（Ｎ２）との間に設けられる第４の電流制御部（ＴＲ４およびＤ４）とをさらに備える。電圧変換装置（３０）は、第１の電源ノードと第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。
【０１１４】
他の局面では、図９および図１０に示すように、本実施の形態に係る発明は、リアクトルＬと、リアクトルＬを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部（ＳＥ）と、リアクトルＬの一方端（Ｎ１）と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号（ＭＵＰ）に応じて導通する第１のスイッチング素子（ＴＲ１）を少なくとも含む第１の電流制御部と、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルの一方端（Ｎ１）との間に設けられ、第１の整流素子（Ｄ２）を少なくとも含む第２の電流制御部とを含む電圧変換装置（３０）の制御方法であって、電圧指令値（Ｖｆｃｒ）に基づいて目標デューティー比（Ｄｕｔｙ２）を算出するステップ（Ｓ３）と、電流検出部（ＳＥ）の出力をモニタしてリアクトル電流の増加期間（Ｔｏｎ）および減少期間（Ｔｏｆｆ）を抽出し、増加期間および減少期間に基づいて実デューティー比を求める実デューティー比を算出するステップ（Ｓ２）と、目標デューティー比と実デューティー比とに基づいて第１の活性化信号のデューティー比を決定するステップ（Ｓ５）とを備える。
【０１１５】
本実施の形態によれば、電圧変換装置の応答性を向上させるとともに、実際の電流値の波形から求めた実デューティー比を目標値に合わせるように補正するので、部品特性のばらつきや経年変化に適切に対応した精度の良い制御が可能となり、燃料電池自動車等において車両の制御性が向上する。
【０１１６】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１１７】
【図１】本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。
【図２】図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。
【図３】スイッチング素子のデューティー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
【図４】スイッチング素子のデューティー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。
【図５】リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。
【図６】図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【図７】図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【図８】図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。
【図９】実施の形態において、図２に示したＤＣ−ＣＰＵ３１の一例であるＤＣ−ＣＰＵ３１Ａの構成を示したブロック図である。
【図１０】ＤＣ−ＣＰＵ３１Ａのフィードフォワード処理部８６Ａで行なわれる処理を示したフローチャートである。
【図１１】図２に示したＤＣ−ＣＰＵ３１の他の一例であるＤＣ−ＣＰＵ３１Ｂの構成を示したブロック図である。
【符号の説明】
【０１１８】
１ 電源システム、６，１４ 平滑用コンデンサ、１０ 制御ユニット、１１ アクセルペダルセンサ、２０ バッテリ、２１ ＳＯＣセンサ、２２，４４ 電圧センサ、２３，４３ 電流センサ、３０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、３２ バッファ、３３，３７ デッドタイム生成部、３４，３５，３６，３８，３９ 反転バッファ、４０ 燃料電池、４１ 流量センサ、４２ ダイオード、５０ 車両補機、５１ ＦＣ補機、５５ スイッチング制御部、６０ インバータ、６１ モータ、６２ 車速センサ、６３Ｌ，６３Ｒ 車輪、７２，７６，７８，８２，８４ 演算部、７４，８０，９２ 処理部、８１ 積分項補正部、８６，８６Ａ フィードフォワード処理部、８８ 加算処理部、Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード、Ｌ リアクトル、ＳＥ 電流センサ、ＴＲ１〜ＴＲ４ ＩＧＢＴ素子。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトルと、
前記リアクトルを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部と、
前記リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を少なくとも含む第１の電流制御部と、
前記第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードと前記リアクトルの前記一方端との間に設けられ、第１の整流素子を少なくとも含む第２の電流制御部と、
前記第１の活性化信号のデューティー比を決定するスイッチング制御部とを備え、
前記スイッチング制御部は、電圧指令値に基づき算出した目標デューティー比と前記リアクトル電流の実デューティー比とに基づいて前記第１の活性化信号のデューティー比を決定し、
前記スイッチング制御部は、前記電流検出部の出力をモニタして前記リアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、前記増加期間および前記減少期間に基づいて前記実デューティー比を求める、電圧変換装置。
【請求項２】
前記スイッチング制御部は、
前記第１の電源ノードの電圧と前記電圧指令値とに基づいてフィードフォワード項を算出し、前記フィードフォワード項に対して前記実デューティー比に応じた補正を行なうフィードフォワード処理部を含む、請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項３】
前記スイッチング制御部は、前記目標デューティー比に対して前記電圧指令値と出力電圧値との偏差に基づくフィードバック制御を用いた補正を実行し、
前記フィードバック制御は、積分制御を含み、
前記スイッチング制御部は、
前記積分制御の積分項が蓄積される積分処理部と、
前記電流検出部の出力を受けて前記実デューティー比を求め、前記積分処理部に対して前記目標デューティー比と前記実デューティー比とのずれに応じた補正値を出力する積分項補正部とを含む、請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項４】
前記第１の電流制御部は、
前記第１のスイッチング素子と並列に前記リアクトルの前記一方端と前記第１の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子をさらに含み、
前記第２の電流制御部は、
第１の整流素子と並列に前記リアクトルの前記一方端と前記第２の電源ノードとの間に設けられる前記第２のスイッチング素子をさらに含む、請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項５】
前記第２のスイッチング素子は、第２の活性化信号に応じて導通し、
前記スイッチング制御部は、
基準信号に応じて前記第１、第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた前記第１、第２の活性化信号を出力するデッドタイム生成部と、
前記目標デューティー比と前記実デューティー比とに基づいて前記基準信号を出力する補正制御部とを含む、請求項４に記載の電圧変換装置。
【請求項６】
前記リアクトルの他方端と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流制御部と、
前記第２の電源ノードと前記リアクトルの前記他方端との間に設けられる第４の電流制御部とをさらに備え、
前記電圧変換装置は、前記第１の電源ノードと前記第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう、請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項に記載の電圧変換装置を備える車両。
【請求項８】
リアクトルと、前記リアクトルを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部と、前記リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を少なくとも含む第１の電流制御部と、前記第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードと前記リアクトルの前記一方端との間に設けられ、第１の整流素子を少なくとも含む第２の電流制御部とを含む電圧変換装置の制御方法であって、
電圧指令値に基づいて目標デューティー比を算出するステップと、
前記電流検出部の出力をモニタして前記リアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、前記増加期間および前記減少期間に基づいて前記実デューティー比を求める実デューティー比を算出するステップと、
前記目標デューティー比と前記実デューティー比とに基づいて前記第１の活性化信号のデューティー比を決定するステップとを備える、電圧変換装置の制御方法。
【請求項１】
リアクトルと、
前記リアクトルを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部と、
前記リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を少なくとも含む第１の電流制御部と、
前記第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードと前記リアクトルの前記一方端との間に設けられ、第１の整流素子を少なくとも含む第２の電流制御部と、
前記第１の活性化信号のデューティー比を決定するスイッチング制御部とを備え、
前記スイッチング制御部は、電圧指令値に基づき算出した目標デューティー比と前記リアクトル電流の実デューティー比とに基づいて前記第１の活性化信号のデューティー比を決定し、
前記スイッチング制御部は、前記電流検出部の出力をモニタして前記リアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、前記増加期間および前記減少期間に基づいて前記実デューティー比を求める、電圧変換装置。
【請求項２】
前記スイッチング制御部は、
前記第１の電源ノードの電圧と前記電圧指令値とに基づいてフィードフォワード項を算出し、前記フィードフォワード項に対して前記実デューティー比に応じた補正を行なうフィードフォワード処理部を含む、請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項３】
前記スイッチング制御部は、前記目標デューティー比に対して前記電圧指令値と出力電圧値との偏差に基づくフィードバック制御を用いた補正を実行し、
前記フィードバック制御は、積分制御を含み、
前記スイッチング制御部は、
前記積分制御の積分項が蓄積される積分処理部と、
前記電流検出部の出力を受けて前記実デューティー比を求め、前記積分処理部に対して前記目標デューティー比と前記実デューティー比とのずれに応じた補正値を出力する積分項補正部とを含む、請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項４】
前記第１の電流制御部は、
前記第１のスイッチング素子と並列に前記リアクトルの前記一方端と前記第１の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子をさらに含み、
前記第２の電流制御部は、
第１の整流素子と並列に前記リアクトルの前記一方端と前記第２の電源ノードとの間に設けられる前記第２のスイッチング素子をさらに含む、請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項５】
前記第２のスイッチング素子は、第２の活性化信号に応じて導通し、
前記スイッチング制御部は、
基準信号に応じて前記第１、第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた前記第１、第２の活性化信号を出力するデッドタイム生成部と、
前記目標デューティー比と前記実デューティー比とに基づいて前記基準信号を出力する補正制御部とを含む、請求項４に記載の電圧変換装置。
【請求項６】
前記リアクトルの他方端と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流制御部と、
前記第２の電源ノードと前記リアクトルの前記他方端との間に設けられる第４の電流制御部とをさらに備え、
前記電圧変換装置は、前記第１の電源ノードと前記第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう、請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項に記載の電圧変換装置を備える車両。
【請求項８】
リアクトルと、前記リアクトルを通過するリアクトル電流を検出する電流検出部と、前記リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を少なくとも含む第１の電流制御部と、前記第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードと前記リアクトルの前記一方端との間に設けられ、第１の整流素子を少なくとも含む第２の電流制御部とを含む電圧変換装置の制御方法であって、
電圧指令値に基づいて目標デューティー比を算出するステップと、
前記電流検出部の出力をモニタして前記リアクトル電流の増加期間および減少期間を抽出し、前記増加期間および前記減少期間に基づいて前記実デューティー比を求める実デューティー比を算出するステップと、
前記目標デューティー比と前記実デューティー比とに基づいて前記第１の活性化信号のデューティー比を決定するステップとを備える、電圧変換装置の制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２００８−１８２８３９（Ｐ２００８−１８２８３９Ａ）
【公開日】平成２０年８月７日（２００８．８．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１５０１１（Ｐ２００７−１５０１１）
【出願日】平成１９年１月２５日（２００７．１．２５）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年８月７日（２００８．８．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１月２５日（２００７．１．２５）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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