電圧計測システム
【課題】 従来の電圧計測システムにおいては、ノイズを除去する場合に、ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタ等のローパスフィルタで高調波ノイズを除去しているが、これらは積和回路であるので回路規模が大きくなって、システム全体の小型化には向かない問題がある。
【解決手段】 比較器２４は、絶対値変換器２３によって絶対値変換された各サンプリングクロック周期ＳにおけるＡＣ電圧の変化率と、予め定められる基準変化率とを比較する変化率比較手段の一例であり、Ｄフリップフロップ回路２５は、変化率比較手段の一例である比較器２４によって最新ＡＣ電圧の変化率が基準変化率よりも小さいと判断された場合に、最新ＡＣ電圧を保持する電圧保持手段の一例である。
【解決手段】 比較器２４は、絶対値変換器２３によって絶対値変換された各サンプリングクロック周期ＳにおけるＡＣ電圧の変化率と、予め定められる基準変化率とを比較する変化率比較手段の一例であり、Ｄフリップフロップ回路２５は、変化率比較手段の一例である比較器２４によって最新ＡＣ電圧の変化率が基準変化率よりも小さいと判断された場合に、最新ＡＣ電圧を保持する電圧保持手段の一例である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体製造装置等の電源として用いられるＲＦ電源装置の入力電圧等をサンプリングによって電圧を計測する電圧計測システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的に半導体製造装置等の電源として用いられるＲＦ電源装置には高精度の電圧制御が要求されるため、ＲＦ電源装置の入出力電圧をサンプリングによって計測する電圧計測システムが用いられる。
この電圧計測システムの計測対象として特に重要なものの１つが、電圧の振幅の最大値である。
例えば、図１に示すような電圧波形を考える。
この図１に示す電圧波形は、交流電圧を全波整流した一例であって、実際の交流電圧波形の半波長分の周期Ｔを１周期として示しており、各周期において最大電圧が異なる場合を示している。
この場合に、例えば、周期Ｔの１つである時刻Ｒ１から時刻Ｒ２までの期間の電圧の最大値は、波形を見る限りでは周期Ｔの中間点Ｒ１ａとなる最大電圧Ｆ１であることが分かる。
しかしながら、この中間点Ｒ１ａ近傍においては図２に示すようなノイズが発生している場合がある。尚、この図２は理解を容易にするためノイズを拡大誇張して図示している。
この図２に示すように、例えば中間点Ｒ１ａの前に最大電圧Ｆ１よりも大きなノイズＦ１ｎが突発的に出現した場合に、該ノイズＦ１ｎが最大電圧と誤検知されてしまう問題があった。
つまり、インパルス状のノイズＦ１ｎを１周期における最大電圧と誤検知してしまう問題があった。
このようなノイズＦ１ｎは、主として電力変換装置のスイッチング等によって発生するものであるので、高調波成分を多く含むものである。
そこで、従来はローパスフィルタ（或いは、ハイカットフィルタと称されるもの）を電圧計測システムに設けることによって、このようなノイズＦ１ｎを除去していた。
【特許文献１】特開２００２−２１８７６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、例えば、ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタ等のローパスフィルタで高調波ノイズを除去することも可能であるが、これらは積和回路であるので回路規模が大きくなって、システム全体の小型化には向かない問題がある。
また、計測した電圧の平均化処理を施すことで、インパルス状のノイズＦ１ｎ等の影響を抑制することも可能であるが、電圧波形全体に平均化処理の影響が及ぶため、平均化処理で算出される最大電圧が実際の最大電圧よりも低くなってしまう問題がある。
そこで、本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、ノイズの影響を抑制して、従来よりも精度良く最大電圧を計測し得る電圧計測システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段を説明する。
【０００５】
請求項１においては、サンプリングによって電圧を計測する電圧計測システムであって、サンプリングした電圧の変化率である電圧変化率と予め定められる基準変化率とを比較する変化率比較手段と、前記変化率比較手段によって該電圧変化率が該基準変化率よりも小さいと判断された場合に、前記サンプリングした電圧の値を保持する電圧保持手段と、を具備するものである。
【０００６】
請求項２においては、前記電圧保持手段によって保持された保持電圧と現状の最大電圧とを比較する最大電圧比較手段と、最大電圧比較手段によって該保持電圧が該現状の最大電圧よりも大きいと判断された場合に、現状の最大電圧を該保持電圧に更新する最大電圧更新手段と、を具備するものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の効果として、以下に示すような効果を奏する。
【０００８】
請求項１の構成により、従来のローパスフィルタ等のフィルタ回路のように高調波成分を常時除去するものとは異なって、サンプリングクロック周期毎にノイズの有無を判断することが可能となるので、ピンポイント的にノイズを適切に除去することが可能となり、しかもその回路を簡単な構成とすることができる。
【０００９】
請求項２の構成により、適切にノイズが除去された電圧に基づいて、交流電圧波形の１周期毎の最大電圧を算出することが可能となるので、従来とは異なって電圧波形におけるインパルス状のノイズを最大電圧として検知するような誤検知を防止することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、添付図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態について説明し、本発明の理解に供する。尚、以下の本発明を実施するための最良の形態は、本発明を具体化した一例であって、本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。
図１は交流電圧を全波整流した一例を示した電圧波形図、図２はノイズの発生状況の一例を示した電圧波形図、、図３は本発明の電圧計測システム１の概略構成を示したブロック図、、図４はフィルタ回路２０と比較回路３０の一例を示した回路図、、図５はサンプリングクロック周期Ｓ毎の傾斜算出の一例に示したノイズを含んだ電圧波形図、である。
【００１１】
＜概略構成＞
先ず、本発明の電圧計測システムの概略構成の一例について図３に示すブロック図を用いて説明する。
電圧計測システム１は、例えば、ＡＤコンバータ１０、フィルタ回路２０、及び比較回路３０等を具備するものである。
ＡＤコンバータ１０は、例えばＲＦ電源装置において入出力されるＡＣ電圧が電圧計等でアナログ計測された結果を、デジタル処理できるようにデジタル変換するものである。
このＡＤコンバータ１０は、例えば、アナログ計測されたＡＣ電圧を、周期が約１００［μｓ］のサンプリングクロックに同期させて取得し、１２ビットのデジタルデータへ変換するものである。
フィルタ回路２０は、例えば、ＡＤコンバータ１１から出力されるデジタル変換されたＡＣ電圧からノイズを除去する回路である。
比較回路３０は、例えば、ノイズ除去後の最新のＡＣ電圧と、該最新のＡＣ電圧を取得するまでの最大電圧との比較を行って、大きな値の方を最大電圧として出力するものである。
以下、フィルタ回路２０と比較回路３０について図４を用いて詳しく説明する。
【００１２】
＜フィルタ回路２０＞
フィルタ回路２０とは、２つのＤフリップフロップ回路２１・２５、傾斜算出器２２、絶対値変換器２３、及び比較器２４を具備するものである。
Ｄフリップフロップ回路２１は、ＡＤコンバータ１０によってデジタル変換されたＡＣ電圧をサンプリングクロックに同期して入力端Ｄから取得し、その取得したＡＣ電圧をサンプリングクロックで１パルス分の間保持して出力端Ｑから出力するものである。
つまり、Ｄフリップフロップ回路２１の出力端Ｑからは、取得した最新のＡＣ電圧（以下「最新ＡＣ電圧」と表記）よりも１パルス分前に既に取得して保持しているＡＣ電圧（以下「保持ＡＣ電圧」と表記）が出力される。
傾斜算出器２２は、上記最新ＡＣ電圧から上記保持ＡＣ電圧を減算して、サンプリングクロック周期毎のＡＣ電圧の傾斜を算出する。
この場合に、例えば、傾斜算出器２２の入力端Ａに最新ＡＣ電圧、入力端Ｂに保持ＡＣ電圧が入力される。
ここで、サンプリングクロック周期毎のＡＣ電圧の傾斜の一例について、図５を用いて説明する。
この図５は、例えば、時刻Ｕ１から時刻Ｕ６までの間におけるＡＣ電圧の波形を示した一例であって、電圧波形を実線で示し、時刻Ｕ４の前後でノイズＧが発生している状態を示している。
また、時刻Ｕ１から時刻Ｕ６までの間隔は、サンプリングクロック周期Ｓとなっている。
例えば、時刻Ｕ４に傾斜算出器２２に最新ＡＣ電圧として電圧Ｐ４が入力された場合に保持ＡＣ電圧は電圧Ｐ３となる。
このとき、傾斜算出器２２は、（Ｐ４−Ｐ３）の演算を行うことで、時刻Ｕ３から時刻Ｕ４までのサンプリングクロック周期ＳにおけるＡＣ電圧の傾斜を算出している。この傾斜は、例えば図５に示すように直線Ｊ１（１点鎖線）のように示せる。
このＡＣ電圧の傾斜は、換言すれば、サンプリングクロック周期ＳにおけるＡＣ電圧の変化率ともいえる。
また、傾斜算出器２２は、時刻Ｕ４から時刻Ｕ５までのサンプリングクロック周期ＳにおけるＡＣ電圧の傾斜を、上述と同様の演算処理（Ｐ５−Ｐ４）によって算出でき、この傾斜は例えば直線Ｊ２（１点鎖線）のように示せる。
【００１３】
絶対値変換器２３は、傾斜算出器２２の減算結果の絶対値を算出するものである。
即ち、上記傾斜算出器２２で算出された傾きは、全て正の数に置き換えられる。
したがって、例えば、時刻Ｕ４から時刻Ｕ５における直線Ｊ２は負の傾きであるが、正の傾きに置き換えられる。
比較器２４は、絶対値変換器２３によって絶対値変換された各サンプリングクロック周期ＳにおけるＡＣ電圧の変化率と、予め定められる基準変化率とを比較する変化率比較手段の一例である。
この場合に、例えば、比較器２４の入力端Ａに基準変化率、入力端ＢにＡＣ電圧の変化率が入力される。
このとき、比較器２４は、（基準変化率）＞（ＡＣ電圧の変化率）ならば出力端ＯからＨｉ信号を出力し、他方、（基準変化率）＜（ＡＣ電圧の変化率）ならば出力端ＯからＬｏ信号を出力する。
したがって、この基準変化率として、例えば、ノイズを含まない正常状態における最大変化率を定めておくことで、直線Ｊ１や直線Ｊ２のような変化率の大きな直線が算出された場合に、比較器２４は、ＡＣ電圧中にノイズＧのようなノイズが発生していると判断することが可能となる。
つまり、上述の例によれば、最新ＡＣ電圧にノイズが含まれている場合には、比較器２４の出力端ＯからＬｏ信号が出力されるのである。
【００１４】
Ｄフリップフロップ回路２５は、入力端Ｄに最新ＡＣ電圧、ＥＮＡ端に比較器２４から出力されるＨｉ信号又はＬｏ信号のいずれかが入力される。
この場合に、例えば、Ｄフリップフロップ回路２５は、ＥＮＡ端にＨｉ信号が入力された場合に、入力端Ｄから最新ＡＣ電圧が入力されることを許可して保持する。
つまり、Ｄフリップフロップ回路２５は、変化率比較手段の一例である比較器２４によって最新ＡＣ電圧の変化率が基準変化率よりも小さいと判断された場合に、最新ＡＣ電圧を保持する電圧保持手段の一例である。
逆に、Ｄフリップフロップ回路２５のＥＮＡ端にＬｏ信号が入力された場合には、最新ＡＣ電圧にノイズが含まれているので、入力端Ｄから最新ＡＣ電圧が入力されるのを拒否することが可能となる。
したがって、Ｄフリップフロップ回路２５は、最新ＡＣ電圧にノイズが含まれない場合にその最新ＡＣ電圧を保持し、ノイズが含まれる場合にはその最新ＡＣ電圧の入力を拒否するので、ノイズキャンセラとして機能している。
また、上述ようにフィルタ回路２０が構成されているので、従来のローパスフィルタ等のフィルタ回路のように高調波成分を常時除去するものとは異なって、サンプリングクロック周期Ｓ毎にノイズの有無を判断することが可能となるので、ピンポイント的にノイズを適切に除去することが可能となり、しかもその回路を簡単な構成とすることができる。
【００１５】
＜比較回路３０＞
次に比較回路３０について説明する。
比較回路３０は、２つのＤフリップフロップ回路３２・３４、比較器３１、カウンタ３３を具備するものである。
Ｄフリップフロップ回路２５の出力端Ｑから出力されるノイズが除去されたＡＣ電圧（以下、「ノイズレスＡＣ電圧」と表記）は、比較器３１の入力端Ａに入力される。
このとき、Ｄフリップフロップ回路３２の出力端Ｑからは現状保持されているＡＣ電圧（以下、「ノイズレス保持ＡＣ電圧」）が出力され、比較器３１の入力端Ｂに入力される。
即ち、比較器３１は、ノイズレスＡＣ電圧とノイズレス保持ＡＣ電圧との大きさを比較している。
ところで、ノイズレス保持ＡＣ電圧はノイズレスＡＣ電圧よりも前に計測された古いものであるので、比較器３１は、言わば、古い電圧値（ノイズレス保持ＡＣ電圧）と、新しい電圧値（ノイズレスＡＣ電圧）との大小関係を比較しているものと言える。
また、比較器３１は、（ノイズレスＡＣ電圧）＞（ノイズレス保持ＡＣ電圧）ならば出力端ＯからＨｉ信号を出力し、他方、（ノイズレスＡＣ電圧）＜（ノイズレス保持ＡＣ電圧）ならば出力端ＯからＬｏ信号を出力する。
【００１６】
この比較器３１から出力されたＨｉ信号又はＬｏ信号は、Ｄフリップフロップ回路３２のＥＮＡ端に入力される。
Ｄフリップフロップ回路３２のＥＮＡ端にＨｉ信号が入力された場合には、入力端ＤにノイズレスＡＣ電圧（新しい電圧）が入力されて保持される。
この場合に、Ｄフリップフロップ回路３２に保持される値は、ノイズレス保持ＡＣ電圧（古い電圧）よりも大きな値であるノイズレスＡＣ電圧（新しい電圧）に更新される。
他方、Ｄフリップフロップ回路３２のＥＮＡ端にＬｏ信号が入力された場合には、入力端ＤへのノイズレスＡＣ電圧（新しい電圧）の入力が拒否され、Ｄフリップフロップ回路３２はノイズレス保持ＡＣ電圧（古い電圧）の保持及び出力端Ｑからの出力を継続する。
このような処理が行われるので、フィルタ回路２０から出力されたばかりの新しい電圧（ノイズレスＡＣ電圧）が、既にＤフリップフロップ回路３２に保持されている古い電圧（ノイズレス保持ＡＣ電圧）よりも大きい場合には、Ｄフリップフロップ回路３２に保持される値を新しい電圧（ノイズレスＡＣ電圧）に更新できるのである。
逆に、新しい電圧（ノイズレスＡＣ電圧）が、既にＤフリップフロップ回路３２に保持されている古い電圧（ノイズレス保持ＡＣ電圧）よりも小さい場合には、Ｄフリップフロップ回路３２に保持される値は古い電圧（ノイズレス保持ＡＣ電圧）のままとすることができる。
したがって、Ｄフリップフロップ回路３２に保持される値は、最大電圧となる。
つまり、比較器３１及びＤフリップフロップ回路３２の組み合わせは、言わば、電圧保持手段の一例であるＤフリップフロップ回路２５によって保持された保持電圧の一例である新しい電圧（ノイズレスＡＣ電圧）と、Ｄフリップフロップ回路３２に保持される現状の最大電圧の一例である古い電圧（ノイズレス保持ＡＣ電圧）とを比較する最大電圧比較手段の一例であるとともに、新しい電圧（ノイズレスＡＣ電圧）が大きい場合に、Ｄフリップフロップ回路３２に保持する最大電圧を更新する最大電圧更新手段の一例であると言える。
【００１７】
そして、Ｄフリップフロップ回路３２は、自身が保持する電圧値（即ち、最大電圧）を出力端Ｑから出力する。
また、Ｄフリップフロップ回路３２の出力端ＱはＤフリップフロップ回路３４の入力端Ｄに接続されており、カウンタ３３の出力パルスに同期して、Ｄフリップフロップ回路３２から出力される最大電圧がＤフリップフロップ回路３４の入力端Ｄに入力される。
このカウンタ３３は、例えば、本電圧計測システム１の計測対象が図１のような交流電圧波形である場合に、その交流電圧波形の半波長分の周期Ｔを１周期として計数して出力パルスを発するものである。
このような処理が行われるので、Ｄフリップフロップ回路３４の入力端Ｄには、周期Ｔ毎にＤフリップフロップ回路３２の出力端Ｑから出力される最大電圧が入力されることとなるので、Ｄフリップフロップ回路３４の出力端Ｑからは各周期Ｔ毎の最大電圧が出力されることとなる。
したがって、比較回路３０は、フィルタ回路２０によって適切にノイズが除去された電圧に基づいて、交流電圧波形の１周期毎の最大電圧を算出することが可能となるので、従来とは異なって電圧波形におけるインパルス状のノイズを最大電圧として検知するような誤検知を防止することが可能となる。
尚、上述においては、図３に示すようなブロック図の構成を、図４に示すようなデジタル回路によって電圧波形中のノイズを除去して最大電圧を出力する構成について説明したが、このようなデジタル回路と同様の効果を発揮するものであれば、アナログ回路又はプログラムに従って動作するコンピュータ等で構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】交流電圧を全波整流した一例を示した電圧波形図。
【図２】ノイズの発生状況の一例を示した電圧波形図。
【図３】本発明の電圧計測システム１の概略構成を示したブロック図。
【図４】フィルタ回路２０と比較回路３０の一例を示した回路図。
【図５】サンプリングクロック周期Ｓ毎の傾斜算出の一例に示したノイズを含んだ電圧波形図。
【符号の説明】
【００１９】
１ 電圧計測システム
１０ ＡＤコンバータ
２０ フィルタ回路
２１ Ｄフリップフロップ回路
２２ 傾斜算出器
２３ 絶対値変換器
２４ 比較器
２５ Ｄフリップフロップ回路
３０ 比較回路
３１ 比較器
３２ Ｄフリップフロップ回路
３３ カウンタ
３４ Ｄフリップフロップ回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体製造装置等の電源として用いられるＲＦ電源装置の入力電圧等をサンプリングによって電圧を計測する電圧計測システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的に半導体製造装置等の電源として用いられるＲＦ電源装置には高精度の電圧制御が要求されるため、ＲＦ電源装置の入出力電圧をサンプリングによって計測する電圧計測システムが用いられる。
この電圧計測システムの計測対象として特に重要なものの１つが、電圧の振幅の最大値である。
例えば、図１に示すような電圧波形を考える。
この図１に示す電圧波形は、交流電圧を全波整流した一例であって、実際の交流電圧波形の半波長分の周期Ｔを１周期として示しており、各周期において最大電圧が異なる場合を示している。
この場合に、例えば、周期Ｔの１つである時刻Ｒ１から時刻Ｒ２までの期間の電圧の最大値は、波形を見る限りでは周期Ｔの中間点Ｒ１ａとなる最大電圧Ｆ１であることが分かる。
しかしながら、この中間点Ｒ１ａ近傍においては図２に示すようなノイズが発生している場合がある。尚、この図２は理解を容易にするためノイズを拡大誇張して図示している。
この図２に示すように、例えば中間点Ｒ１ａの前に最大電圧Ｆ１よりも大きなノイズＦ１ｎが突発的に出現した場合に、該ノイズＦ１ｎが最大電圧と誤検知されてしまう問題があった。
つまり、インパルス状のノイズＦ１ｎを１周期における最大電圧と誤検知してしまう問題があった。
このようなノイズＦ１ｎは、主として電力変換装置のスイッチング等によって発生するものであるので、高調波成分を多く含むものである。
そこで、従来はローパスフィルタ（或いは、ハイカットフィルタと称されるもの）を電圧計測システムに設けることによって、このようなノイズＦ１ｎを除去していた。
【特許文献１】特開２００２−２１８７６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、例えば、ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタ等のローパスフィルタで高調波ノイズを除去することも可能であるが、これらは積和回路であるので回路規模が大きくなって、システム全体の小型化には向かない問題がある。
また、計測した電圧の平均化処理を施すことで、インパルス状のノイズＦ１ｎ等の影響を抑制することも可能であるが、電圧波形全体に平均化処理の影響が及ぶため、平均化処理で算出される最大電圧が実際の最大電圧よりも低くなってしまう問題がある。
そこで、本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、ノイズの影響を抑制して、従来よりも精度良く最大電圧を計測し得る電圧計測システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段を説明する。
【０００５】
請求項１においては、サンプリングによって電圧を計測する電圧計測システムであって、サンプリングした電圧の変化率である電圧変化率と予め定められる基準変化率とを比較する変化率比較手段と、前記変化率比較手段によって該電圧変化率が該基準変化率よりも小さいと判断された場合に、前記サンプリングした電圧の値を保持する電圧保持手段と、を具備するものである。
【０００６】
請求項２においては、前記電圧保持手段によって保持された保持電圧と現状の最大電圧とを比較する最大電圧比較手段と、最大電圧比較手段によって該保持電圧が該現状の最大電圧よりも大きいと判断された場合に、現状の最大電圧を該保持電圧に更新する最大電圧更新手段と、を具備するものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の効果として、以下に示すような効果を奏する。
【０００８】
請求項１の構成により、従来のローパスフィルタ等のフィルタ回路のように高調波成分を常時除去するものとは異なって、サンプリングクロック周期毎にノイズの有無を判断することが可能となるので、ピンポイント的にノイズを適切に除去することが可能となり、しかもその回路を簡単な構成とすることができる。
【０００９】
請求項２の構成により、適切にノイズが除去された電圧に基づいて、交流電圧波形の１周期毎の最大電圧を算出することが可能となるので、従来とは異なって電圧波形におけるインパルス状のノイズを最大電圧として検知するような誤検知を防止することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、添付図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態について説明し、本発明の理解に供する。尚、以下の本発明を実施するための最良の形態は、本発明を具体化した一例であって、本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。
図１は交流電圧を全波整流した一例を示した電圧波形図、図２はノイズの発生状況の一例を示した電圧波形図、、図３は本発明の電圧計測システム１の概略構成を示したブロック図、、図４はフィルタ回路２０と比較回路３０の一例を示した回路図、、図５はサンプリングクロック周期Ｓ毎の傾斜算出の一例に示したノイズを含んだ電圧波形図、である。
【００１１】
＜概略構成＞
先ず、本発明の電圧計測システムの概略構成の一例について図３に示すブロック図を用いて説明する。
電圧計測システム１は、例えば、ＡＤコンバータ１０、フィルタ回路２０、及び比較回路３０等を具備するものである。
ＡＤコンバータ１０は、例えばＲＦ電源装置において入出力されるＡＣ電圧が電圧計等でアナログ計測された結果を、デジタル処理できるようにデジタル変換するものである。
このＡＤコンバータ１０は、例えば、アナログ計測されたＡＣ電圧を、周期が約１００［μｓ］のサンプリングクロックに同期させて取得し、１２ビットのデジタルデータへ変換するものである。
フィルタ回路２０は、例えば、ＡＤコンバータ１１から出力されるデジタル変換されたＡＣ電圧からノイズを除去する回路である。
比較回路３０は、例えば、ノイズ除去後の最新のＡＣ電圧と、該最新のＡＣ電圧を取得するまでの最大電圧との比較を行って、大きな値の方を最大電圧として出力するものである。
以下、フィルタ回路２０と比較回路３０について図４を用いて詳しく説明する。
【００１２】
＜フィルタ回路２０＞
フィルタ回路２０とは、２つのＤフリップフロップ回路２１・２５、傾斜算出器２２、絶対値変換器２３、及び比較器２４を具備するものである。
Ｄフリップフロップ回路２１は、ＡＤコンバータ１０によってデジタル変換されたＡＣ電圧をサンプリングクロックに同期して入力端Ｄから取得し、その取得したＡＣ電圧をサンプリングクロックで１パルス分の間保持して出力端Ｑから出力するものである。
つまり、Ｄフリップフロップ回路２１の出力端Ｑからは、取得した最新のＡＣ電圧（以下「最新ＡＣ電圧」と表記）よりも１パルス分前に既に取得して保持しているＡＣ電圧（以下「保持ＡＣ電圧」と表記）が出力される。
傾斜算出器２２は、上記最新ＡＣ電圧から上記保持ＡＣ電圧を減算して、サンプリングクロック周期毎のＡＣ電圧の傾斜を算出する。
この場合に、例えば、傾斜算出器２２の入力端Ａに最新ＡＣ電圧、入力端Ｂに保持ＡＣ電圧が入力される。
ここで、サンプリングクロック周期毎のＡＣ電圧の傾斜の一例について、図５を用いて説明する。
この図５は、例えば、時刻Ｕ１から時刻Ｕ６までの間におけるＡＣ電圧の波形を示した一例であって、電圧波形を実線で示し、時刻Ｕ４の前後でノイズＧが発生している状態を示している。
また、時刻Ｕ１から時刻Ｕ６までの間隔は、サンプリングクロック周期Ｓとなっている。
例えば、時刻Ｕ４に傾斜算出器２２に最新ＡＣ電圧として電圧Ｐ４が入力された場合に保持ＡＣ電圧は電圧Ｐ３となる。
このとき、傾斜算出器２２は、（Ｐ４−Ｐ３）の演算を行うことで、時刻Ｕ３から時刻Ｕ４までのサンプリングクロック周期ＳにおけるＡＣ電圧の傾斜を算出している。この傾斜は、例えば図５に示すように直線Ｊ１（１点鎖線）のように示せる。
このＡＣ電圧の傾斜は、換言すれば、サンプリングクロック周期ＳにおけるＡＣ電圧の変化率ともいえる。
また、傾斜算出器２２は、時刻Ｕ４から時刻Ｕ５までのサンプリングクロック周期ＳにおけるＡＣ電圧の傾斜を、上述と同様の演算処理（Ｐ５−Ｐ４）によって算出でき、この傾斜は例えば直線Ｊ２（１点鎖線）のように示せる。
【００１３】
絶対値変換器２３は、傾斜算出器２２の減算結果の絶対値を算出するものである。
即ち、上記傾斜算出器２２で算出された傾きは、全て正の数に置き換えられる。
したがって、例えば、時刻Ｕ４から時刻Ｕ５における直線Ｊ２は負の傾きであるが、正の傾きに置き換えられる。
比較器２４は、絶対値変換器２３によって絶対値変換された各サンプリングクロック周期ＳにおけるＡＣ電圧の変化率と、予め定められる基準変化率とを比較する変化率比較手段の一例である。
この場合に、例えば、比較器２４の入力端Ａに基準変化率、入力端ＢにＡＣ電圧の変化率が入力される。
このとき、比較器２４は、（基準変化率）＞（ＡＣ電圧の変化率）ならば出力端ＯからＨｉ信号を出力し、他方、（基準変化率）＜（ＡＣ電圧の変化率）ならば出力端ＯからＬｏ信号を出力する。
したがって、この基準変化率として、例えば、ノイズを含まない正常状態における最大変化率を定めておくことで、直線Ｊ１や直線Ｊ２のような変化率の大きな直線が算出された場合に、比較器２４は、ＡＣ電圧中にノイズＧのようなノイズが発生していると判断することが可能となる。
つまり、上述の例によれば、最新ＡＣ電圧にノイズが含まれている場合には、比較器２４の出力端ＯからＬｏ信号が出力されるのである。
【００１４】
Ｄフリップフロップ回路２５は、入力端Ｄに最新ＡＣ電圧、ＥＮＡ端に比較器２４から出力されるＨｉ信号又はＬｏ信号のいずれかが入力される。
この場合に、例えば、Ｄフリップフロップ回路２５は、ＥＮＡ端にＨｉ信号が入力された場合に、入力端Ｄから最新ＡＣ電圧が入力されることを許可して保持する。
つまり、Ｄフリップフロップ回路２５は、変化率比較手段の一例である比較器２４によって最新ＡＣ電圧の変化率が基準変化率よりも小さいと判断された場合に、最新ＡＣ電圧を保持する電圧保持手段の一例である。
逆に、Ｄフリップフロップ回路２５のＥＮＡ端にＬｏ信号が入力された場合には、最新ＡＣ電圧にノイズが含まれているので、入力端Ｄから最新ＡＣ電圧が入力されるのを拒否することが可能となる。
したがって、Ｄフリップフロップ回路２５は、最新ＡＣ電圧にノイズが含まれない場合にその最新ＡＣ電圧を保持し、ノイズが含まれる場合にはその最新ＡＣ電圧の入力を拒否するので、ノイズキャンセラとして機能している。
また、上述ようにフィルタ回路２０が構成されているので、従来のローパスフィルタ等のフィルタ回路のように高調波成分を常時除去するものとは異なって、サンプリングクロック周期Ｓ毎にノイズの有無を判断することが可能となるので、ピンポイント的にノイズを適切に除去することが可能となり、しかもその回路を簡単な構成とすることができる。
【００１５】
＜比較回路３０＞
次に比較回路３０について説明する。
比較回路３０は、２つのＤフリップフロップ回路３２・３４、比較器３１、カウンタ３３を具備するものである。
Ｄフリップフロップ回路２５の出力端Ｑから出力されるノイズが除去されたＡＣ電圧（以下、「ノイズレスＡＣ電圧」と表記）は、比較器３１の入力端Ａに入力される。
このとき、Ｄフリップフロップ回路３２の出力端Ｑからは現状保持されているＡＣ電圧（以下、「ノイズレス保持ＡＣ電圧」）が出力され、比較器３１の入力端Ｂに入力される。
即ち、比較器３１は、ノイズレスＡＣ電圧とノイズレス保持ＡＣ電圧との大きさを比較している。
ところで、ノイズレス保持ＡＣ電圧はノイズレスＡＣ電圧よりも前に計測された古いものであるので、比較器３１は、言わば、古い電圧値（ノイズレス保持ＡＣ電圧）と、新しい電圧値（ノイズレスＡＣ電圧）との大小関係を比較しているものと言える。
また、比較器３１は、（ノイズレスＡＣ電圧）＞（ノイズレス保持ＡＣ電圧）ならば出力端ＯからＨｉ信号を出力し、他方、（ノイズレスＡＣ電圧）＜（ノイズレス保持ＡＣ電圧）ならば出力端ＯからＬｏ信号を出力する。
【００１６】
この比較器３１から出力されたＨｉ信号又はＬｏ信号は、Ｄフリップフロップ回路３２のＥＮＡ端に入力される。
Ｄフリップフロップ回路３２のＥＮＡ端にＨｉ信号が入力された場合には、入力端ＤにノイズレスＡＣ電圧（新しい電圧）が入力されて保持される。
この場合に、Ｄフリップフロップ回路３２に保持される値は、ノイズレス保持ＡＣ電圧（古い電圧）よりも大きな値であるノイズレスＡＣ電圧（新しい電圧）に更新される。
他方、Ｄフリップフロップ回路３２のＥＮＡ端にＬｏ信号が入力された場合には、入力端ＤへのノイズレスＡＣ電圧（新しい電圧）の入力が拒否され、Ｄフリップフロップ回路３２はノイズレス保持ＡＣ電圧（古い電圧）の保持及び出力端Ｑからの出力を継続する。
このような処理が行われるので、フィルタ回路２０から出力されたばかりの新しい電圧（ノイズレスＡＣ電圧）が、既にＤフリップフロップ回路３２に保持されている古い電圧（ノイズレス保持ＡＣ電圧）よりも大きい場合には、Ｄフリップフロップ回路３２に保持される値を新しい電圧（ノイズレスＡＣ電圧）に更新できるのである。
逆に、新しい電圧（ノイズレスＡＣ電圧）が、既にＤフリップフロップ回路３２に保持されている古い電圧（ノイズレス保持ＡＣ電圧）よりも小さい場合には、Ｄフリップフロップ回路３２に保持される値は古い電圧（ノイズレス保持ＡＣ電圧）のままとすることができる。
したがって、Ｄフリップフロップ回路３２に保持される値は、最大電圧となる。
つまり、比較器３１及びＤフリップフロップ回路３２の組み合わせは、言わば、電圧保持手段の一例であるＤフリップフロップ回路２５によって保持された保持電圧の一例である新しい電圧（ノイズレスＡＣ電圧）と、Ｄフリップフロップ回路３２に保持される現状の最大電圧の一例である古い電圧（ノイズレス保持ＡＣ電圧）とを比較する最大電圧比較手段の一例であるとともに、新しい電圧（ノイズレスＡＣ電圧）が大きい場合に、Ｄフリップフロップ回路３２に保持する最大電圧を更新する最大電圧更新手段の一例であると言える。
【００１７】
そして、Ｄフリップフロップ回路３２は、自身が保持する電圧値（即ち、最大電圧）を出力端Ｑから出力する。
また、Ｄフリップフロップ回路３２の出力端ＱはＤフリップフロップ回路３４の入力端Ｄに接続されており、カウンタ３３の出力パルスに同期して、Ｄフリップフロップ回路３２から出力される最大電圧がＤフリップフロップ回路３４の入力端Ｄに入力される。
このカウンタ３３は、例えば、本電圧計測システム１の計測対象が図１のような交流電圧波形である場合に、その交流電圧波形の半波長分の周期Ｔを１周期として計数して出力パルスを発するものである。
このような処理が行われるので、Ｄフリップフロップ回路３４の入力端Ｄには、周期Ｔ毎にＤフリップフロップ回路３２の出力端Ｑから出力される最大電圧が入力されることとなるので、Ｄフリップフロップ回路３４の出力端Ｑからは各周期Ｔ毎の最大電圧が出力されることとなる。
したがって、比較回路３０は、フィルタ回路２０によって適切にノイズが除去された電圧に基づいて、交流電圧波形の１周期毎の最大電圧を算出することが可能となるので、従来とは異なって電圧波形におけるインパルス状のノイズを最大電圧として検知するような誤検知を防止することが可能となる。
尚、上述においては、図３に示すようなブロック図の構成を、図４に示すようなデジタル回路によって電圧波形中のノイズを除去して最大電圧を出力する構成について説明したが、このようなデジタル回路と同様の効果を発揮するものであれば、アナログ回路又はプログラムに従って動作するコンピュータ等で構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】交流電圧を全波整流した一例を示した電圧波形図。
【図２】ノイズの発生状況の一例を示した電圧波形図。
【図３】本発明の電圧計測システム１の概略構成を示したブロック図。
【図４】フィルタ回路２０と比較回路３０の一例を示した回路図。
【図５】サンプリングクロック周期Ｓ毎の傾斜算出の一例に示したノイズを含んだ電圧波形図。
【符号の説明】
【００１９】
１ 電圧計測システム
１０ ＡＤコンバータ
２０ フィルタ回路
２１ Ｄフリップフロップ回路
２２ 傾斜算出器
２３ 絶対値変換器
２４ 比較器
２５ Ｄフリップフロップ回路
３０ 比較回路
３１ 比較器
３２ Ｄフリップフロップ回路
３３ カウンタ
３４ Ｄフリップフロップ回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
サンプリングによって電圧を計測する電圧計測システムであって、
サンプリングした電圧の変化率である電圧変化率と予め定められる基準変化率とを比較する変化率比較手段と、
前記変化率比較手段によって該電圧変化率が該基準変化率よりも小さいと判断された場合に、前記サンプリングした電圧の値を保持する電圧保持手段と、
を具備することを特徴とする電圧計測システム。
【請求項２】
前記電圧保持手段によって保持された保持電圧と現状の最大電圧とを比較する最大電圧比較手段と、
最大電圧比較手段によって該保持電圧が該現状の最大電圧よりも大きいと判断された場合に、現状の最大電圧を該保持電圧に更新する最大電圧更新手段と、
を具備してなる請求項１記載の電圧計測システム。
【請求項１】
サンプリングによって電圧を計測する電圧計測システムであって、
サンプリングした電圧の変化率である電圧変化率と予め定められる基準変化率とを比較する変化率比較手段と、
前記変化率比較手段によって該電圧変化率が該基準変化率よりも小さいと判断された場合に、前記サンプリングした電圧の値を保持する電圧保持手段と、
を具備することを特徴とする電圧計測システム。
【請求項２】
前記電圧保持手段によって保持された保持電圧と現状の最大電圧とを比較する最大電圧比較手段と、
最大電圧比較手段によって該保持電圧が該現状の最大電圧よりも大きいと判断された場合に、現状の最大電圧を該保持電圧に更新する最大電圧更新手段と、
を具備してなる請求項１記載の電圧計測システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００６−２６７０２５（Ｐ２００６−２６７０２５Ａ）
【公開日】平成１８年１０月５日（２００６．１０．５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−８８９２６（Ｐ２００５−８８９２６）
【出願日】平成１７年３月２５日（２００５．３．２５）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１０月５日（２００６．１０．５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年３月２５日（２００５．３．２５）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
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